JP3655164B2 - Ofdm受信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、日本や欧州における地上波ディジタルTV放送のようにOFDM変調された信号の受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、地上波ディジタルTV放送に代表されるディジタルのオーディオ信号や映像信号の伝送(変調)方式としてOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing、直交周波数分割多重)によるマルチキャリア(多搬送波)変調方式が実用されつつある。この変調方式による放送は、符号化したデータを分割して千から数千以上の搬送波に振り分け、多重化して伝送する。
【0003】
図10にOFDM送信装置の構成ブロック図を、図11にOFDMによる変調過程を概念的に示す。
図10において、OFDM送信装置は、OFDM変調手段51と、送信手段(TX)57と、アンテナ58とを有している。
ここで、OFDM変調手段51は入力されるディジタル信号をQPSK等の変調を行う変調手段52と、変調された直列信号を並列信号に変換する直/並列変換手段(S/P)53と、変換された並列信号を逆フーリエ変換する高速逆フーリエ変換手段(IFFT)54と、逆フーリエ変換された信号を直列に変換し、時間信号として出力する並/直列変換手段(P/S)55と変換された信号にガードインターバルを挿入するガードインターバル挿入手段56とから構成されている。
【0004】
上記構成において、入力されたディジタル信号が変調手段52により所定の変調方式(例えば、QPSK変調)で情報変調されることにより得られた変調シンボルは、図11に示すように、直/並列変換手段(S/P)53により、より低速の変調シンボル列、すなわち、一定周波数間隔(Δf)で並んだN個のそれぞれ互いに直交する搬送波の変調シンボル列に変換される。この変調シンボル列は、高速逆フーリエ変換手段(IFFT)54により高速逆フーリエ変換(IFFT)され、更に、並/直列変換手段(P/S)55により波形合成され、直交する時間軸信号の同相成分(以下、Iと記す。)と、直交成分(以下、Qと記す。)が生成される。
【0005】
さらに、ガードインターバル挿入手段56により所定時間(有効シンボル時間)Tsで区切られた信号の末尾の所定時間分(ガードインターバル時間)Tgを上記時間軸信号I、Qの開始部にコピーして挿入し、これをガードインターバルとする。このように、ガードインターバルが挿入された時間軸信号が、ガードインターバル挿入手段56からベースバンド時系列信号として生成される。
【0006】
このガードインターバルは受信時に生じる遅延波妨害(干渉)の対策のために挿入されるもので、マルチパス環境下での信号の相対遅延による隣接シンボル干渉を吸収するシンボルである。
ここで、(Tg+Ts)時間の時間軸信号が1単位のOFDMシンボルとして扱われ、受信時の処理によってこのガードインターバルが除去されてTs時間の信号のみが有効シンボル信号として抽出され、復調されるものである。
そして、ガードインターバル挿入手段56により生成されたベースバンド時系列信号は、D/A変換手段(図示省略)を含む送信手段(TX)57で所定の搬送波に乗せられ、電力増幅した後アンテナ58から空間に輻射される。
【0007】
次に、図12に基本的なOFDM受信装置の構成を、図13にOFDMによる復調過程を概念的に示す。
図12において、OFDM受信装置は、アンテナ59と、受信手段(REC)66と、OFDM復調手段60とを有している。
また、OFDM復調手段60は、受信した信号からガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出する有効シンボル抽出手段61、有効シンボル信号を並列信号に変換する直/並列変換手段(S/P)62、並列信号をフーリエ変換する高速フーリエ変換手段(FFT)63、直列信号に変換する並/直列変換手段(P/S)64、および復調手段65を有している。
【0008】
図12において、アンテナ59によって捕捉された信号電波は受信手段(REC)66によって増幅、周波数変換され、更にA/D変換手段(図示省略)によりディジタルのベースバンド時系列信号として出力され、OFDM復調手段60によって復調される。
OFDM復調手段60では図12及び図13に示すように、有効シンボル抽出手段61において、受信したOFDMシンボルを参照し、Ts時間だけ離れた2つのシンボル信号をTg時間にわたり積和を計算して自己相関信号を発生し、これを基準信号とする。続いてOFDMシンボルの基準信号(自己相関信号)のピーク(最大値)を検出し、自己相関信号のピークに基づいて挿入されたガードインターバルを除去して有効シンボルI、Qを抽出する。
【0009】
次いで、直/並列変換手段(S/P)62により有効シンボル信号を並列信号に変換し、変換された並列信号を高速フーリエ変換手段(FFT)63により高速フーリエ変換(FFT)してΔfずつ周波数のずれたN個の搬送波の変調シンボルを取り出す。このように取り出された変調シンボルを並/直列変換手段(P/S)64により直列状の時間系列に変換してから、復調手段65により所定の方式で復調して、ディジタル信号を復号する。
【0010】
しかし、受信したOFDM信号にガードインターバル時間以上の遅延時間を有する遅延波が含まれるとき、有効シンボル抽出手段61で有効シンボルを検出すると、隣接するOFDMシンボル同士で有効シンボルが干渉するので、OFDM復調手段60での復調後にビット誤りが発生するという問題があった。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
上述の問題を解決する為に、出願人は図14の構成のOFDM受信装置を提案した。
この提案のOFDM受信装置は、OFDM変調された信号を捕捉するアンテナ59と、供給された信号を処理して、ベースバンド信号に変換する受信手段(REC)66と、OFDM変調信号から変調時に挿入されたガードインターバル信号を取り除き、有効シンボル信号を抽出するOFDM復調手段68と、受信手段(REC)66とOFDM復調手段68との間に、受信したOFDM信号の自己相関信号を検出する自己相関検出手段67と、OFDM変調信号のガードインターバル時間以上遅延した信号成分を除去する遅延等化手段70とを有している。
【0012】
図14において、遅延等化手段70は、まず自己相関検出手段67が検出した自己相関信号のピーク位置に基づいて、主波のOFDMシンボル及び遅延波のOFDMシンボルの到来時間をそれぞれ算出する。次に、主波の到来時間を基準に遅延波の遅延時間を求め、これに基づいて遅延波を除去する。しかし、OFDM信号の自己相関信号は相関が大となったときでも局所的に複数のピーク値が現れる場合がある。このとき、偽の自己相関ピークにより遅延波の遅延時間が設定されると、遅延波が正確に除去できずOFDM復調後にビット誤りが発生するという問題があった。
【0013】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明のOFDM受信装置は、OFDM変調信号の自己相関を検出する自己相関検出手段と、該自己相関検出手段の検出結果に基づいて前記OFDM変調信号のガードインターバル時間以上遅延した信号成分を除去する遅延等化手段と、該遅延等化手段の入力電力と出力電力とを比較する電力比較手段と、前記遅延等化手段の出力信号から変調時に挿入されたガードインターバル信号を取り除き、有効シンボル信号を抽出して復調するOFDM復調手段とを備えるとともに、前記遅延等化手段に、前記電力比較手段の比較結果を基に前記遅延等化手段の出力信号の遅延時間を補正する遅延時間補正手段を設けたものである。
【0014】
遅延等化手段の入力電力と出力電力とを比較すると、遅延等化手段の出力信号の遅延時間が正確に設定されて遅延等化手段が動作しているか否か、即ち遅延等化手段がガードインターバル時間以上遅延した信号成分を正確に除去しているか否かを検出できる。従って、自己相関検出手段の検出結果が偽の自己相関ピークによる誤差を持っていても補正可能であり、遅延波が正確に除去できる。そして、遅延等化手段の入力電力と出力電力とを比較して遅延時間を補正すると、同時に復調後のビット誤りも少なくできる。
【0015】
遅延等化手段は、自己相関検出手段が検出した自己相関値のうち、最大自己相関値以外の極大自己相関値の最大自己相関値から算出した遅延時間と、極大自己相関値から算出した複素振幅係数とに基づいて遅延等化手段の出力信号を負帰還させる帰還手段を備え、遅延時間補正手段が、帰還手段の遅延時間を補正するものであることが望ましい。
これより、遅延等化手段が、自己相関検出手段の検出結果により遅延時間が決定されるフィードフォワード系に加えて、電力比較手段により遅延時間が補正されるフィードバック系を備えるので、遅延等化手段の動作を安定させることができる。
【0016】
遅延時間補正手段は、電力比較手段の比較結果を参照し、遅延等化手段の出力電力が遅延等化手段の入力電力よりも大きいと判定される場合に、遅延時間を補正するものであることが望ましい。
これにより、遅延時間補正手段において、遅延時間の補正が必要な時だけに確実に動作させることができる。
【0017】
また、遅延時間補正手段は、電力比較手段の比較結果を参照し、遅延等化手段の出力電力が遅延等化手段の入力電力よりも小さいと判定されるまで継続して遅延時間を補正するものであることが望ましい。
これにより、遅延時間補正手段において、遅延時間の補正が継続的に行われ、確実に補正を行うことができる。
【0018】
OFDM復調手段は、自己相関検出手段にて検出された自己相関値のうち、最大値を示す最大自己相関値が検出された時点を基準として、遅延等化手段の出力信号からガードインターバル信号を取り除き、有効シンボル信号を抽出することが望ましい。
これにより、有効シンボル抽出手段において、改めて自己相関値を算出する必要が無いので、回路構成を簡略化することができる。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。本発明の各実施の形態に係わるOFDM受信装置は、OFDM変調信号の有効シンボルをFFT演算するFFT演算手段の前段に、即ちOFDM復調手段の前に、受信したOFDM変調信号のうち所定時間以上遅延した信号成分(遅延波)を除去する遅延等化手段と、遅延等化手段の入力、出力信号の電力を検出する電力検出手段と、遅延等化手段の入力、出力信号の電力の大小を比較する比較手段と、遅延等化手段に電力比較手段の比較結果を基に遅延等化手段の出力信号の遅延時間を補正する遅延時間補正手段を設けて、自己相関信号に偽の相関ピーク値があっても遅延等化手段で設定される遅延時間を補正するようにしたもので、安定した遅延等化を行うことができ、OFDM復調後のビット誤りを低減できることを特徴としている。
【0020】
図1に本発明の実施の形態に係わるOFDM受信装置の構成を示す。同図において、OFDM受信装置は、OFDM変調された信号を捕捉するアンテナ1と、受信手段2と、受信手段2の出力信号の自己相関を検出する自己相関検出手段5と、受信手段2の出力信号から所定時間以上遅延した信号成分を除去する遅延等化手段3と、遅延等化手段3の入力信号の電力を検出する電力検出手段7と、遅延等化手段3の出力信号の電力を検出する電力検出手段8と、電力検出手段7、8の出力の大小を比較する比較手段6と、OFDM復調手段4を有している。ここで、電力比較手段9は、比較手段6と電力検出手段7,8とにより構成されている。
【0021】
次に、図1における自己相関検出手段5の具体的構成を図2に示す。図2において、自己相関検出手段5は、受信手段2から供給される信号を入力端子100にて受け、有効シンボル時間だけ遅延させた遅延信号を出力する有効シンボル時間遅延手段11と、受信手段2から供給される信号から複素共役信号を生成する複素共役信号生成手段12と、遅延信号と複素共役信号とを乗算する乗算手段13と、乗算手段13の乗算結果を所定時間だけ累算する累算手段14とを有し、その結果を出力端子101から出力する。
【0022】
次に、図1における遅延等化手段3の具体的構成を図3に示す。図3において、遅延等化手段3は、加算手段31と、加算手段31の出力を所定時間遅延させる遅延手段34、35と、遅延手段34、35の出力信号の複素振幅をそれぞれ補正する複素振幅補正手段32、33と、複素振幅補正手段32、33における振幅補正量である複素振幅係数算出する複素振幅係数算出手段37と、自己相関検出手段5の検出結果と最大極大自己相関探索手段の出力結果に基づいて遅延時間を算出する遅延時間算出手段38と、比較手段6の検出結果を受けて遅延時間算出手段38の算出結果を補正する遅延時間補正手段36と、供給された自己相関値の中から最大値と極大値探索する最大極大自己相関探索手段39とを有している。
【0023】
図3に示す遅延等化手段3は2つまでの信号の遅延等化を行う構成であり、遅延手段34と複素振幅補正手段32とにより構成される信号の負帰還手段により、一の信号遅延信号が除去され、また、遅延手段35と複素振幅補正手段33とにより構成される信号の負帰還手段により、もう一つの遅延信号が除去される。
【0024】
次に、図1における電力比較手段9の構成について図4、5を用いて説明する。電力比較手段9における電力検出手段7、8はいずれも、図4に示すように入力信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成手段40と、前記入力信号と複素共役信号生成手段40の出力信号を乗算する乗算手段41と、乗算手段41の出力を所定の数だけ累算する累算手段42とを有している。
また、電力比較手段9における比較手段6は、図5に示すように電力検出手段7、8の出力を加算する加算手段43と、加算手段43の出力が正・負いずれの範囲にあるかを判定する正負判定手段44を有している。
【0025】
以上のような構成による本実施形態のOFDM受信装置の動作を説明する。まず、図1において、アンテナ1により受信した信号は、受信手段2で増幅、周波数変換され、更にA/D変換手段(図示省略)でディジタルのベースバンド信号に変換される。そのベースバンド信号は、遅延等化手段3と、自己相関検出手段5と、電力検出手段7とに入力される。
【0026】
受信手段2からのベースバンド信号を受けて、自己相関検出手段5では、有効シンボル時間遅延手段11により、入力端子100より自己相関検出手段に供給される信号が有効シンボル時間だけ遅延させられた遅延信号が出力され、また、複素共役信号生成手段12により、入力端子100より供給される信号から複素共役信号が生成され出力される。遅延信号と複素共役信号とが乗算され、乗算手段13の乗算結果が累算手段14により所定時間だけ累算される。その累算結果は、自己相関信号であり、出力端子101より遅延等化手段3に出力される。
【0027】
また、電力検出手段7では受信手段2からのベースバンド信号を受けて、複素共役信号生成手段40に入力される。複素共役信号生成手段40で生成された入力信号の複素共役信号と、入力信号とを乗算手段41で乗算することにより、受信手段2でのA/D変換手段(図示省略)で変換されたベースバンド信号の1サンプルを単位として瞬時信号電力を算出する。また、累算手段42により瞬時信号電力を所定の数だけ累算することにより累積瞬時信号電力を算出し、これを入力電力として比較手段6の1つの入力端子に出力する。
【0028】
一方、電力検出手段8では遅延等化手段3の出力信号を受けて、電力検出手段7と同様に信号電力を算出し、これを遅延等化手段3の出力電力として、比較手段6の他の入力端子に出力する。
【0029】
比較手段6は電力検出手段7、8からそれぞれ遅延等化手段3の入力電力と出力電力を受けて、加算手段43にて両者の電力差を算出する。即ち、加算手段43において、遅延等化手段3の入力電力は負極性で加え、出力信号電力値は正極性で加え、この算出結果を入出力電力差とし、正負判定手段44に送出する。
正負判定手段44は、遅延等化手段3の出力電力(電力検出手段8が検出した信号電力)が遅延等化手段3の入力電力(電力検出手段7が検出した信号電力)よりも大きい場合には+1を遅延等化手段3に送出し、逆の場合には−1を遅延等化手段3に送出する。
【0030】
次いで、遅延等化手段3では、自己相関検出手段5の検出結果と電力比較手段9の比較結果に基づいて、OFDM変調信号のガードインターバル時間以上に遅延した信号成分が除去される。遅延等化手段3の出力信号は、OFDM復調手段4において、フーリエ変換され、変調時に挿入されたガードインターバルが取り除かれ、有効シンボルが抽出されて復調される。
【0031】
遅延等化手段3の構成を詳細に説明すると、まず最大極大自己相関探索手段39に、自己相関検出手段5から自己相関値が供給されると、それらの中から自己相関の最大値に関する制御信号を複素振幅係数算出手段37と遅延時間算出手段38に送出する。例えば、受信手段2の出力に3つのOFDM変調信号が含まれていると、1つの最大自己相関値と2つの極大自己相関値が検出され、極大自己相関値を発生させる要因となった遅延信号を除去するために、これらに関する制御情報が送出される。
【0032】
次に、最大極大自己相関探索手段39からの制御信号を受けて、遅延時間算出手段38は前記の最大自己相関値を基準として、最大自己相関値以外の極大自己相関値の中で、除去すべき2つの遅延信号に対応する極大自己相関値が検出された時点までの時間を算出する。ここで、算出された遅延時間が所定時間、具体的にはOFDM変調信号に含まれるガードインターバル時間より短い時には、送出される遅延時間をゼロとする。
【0033】
また、複素振幅係数算出手段37は、最大極大自己相関探索手段39からの制御信号を受けると、最大自己相関値を基準として、最大自己相関値以外の極大値自己相関値の中で除去すべき2つの遅延信号に対応する極大自己相関値との比をそれぞれ算出して、これを複素振幅係数としてそれぞれ複素振幅補正手段32、33に送出する。
ここで、遅延時間算出手段38と複素振幅係数算出手段37においては、自己相関値を参照して、遅延時間と複素振幅補正係数を算出する。
【0034】
遅延時間補正手段36は、電力比較手段9の比較結果を受けて、それが+1(遅延等化手段3の出力電力が入力電力より大きい場合)であるとき遅延時間の補正を行い、前記出力電力が前記入力電力より小さくなるまで補正を継続する。その補正された遅延時間は遅延手段34、35に出力される。
【0035】
一方、複素振幅補正手段32、33では複素振幅係数算出手段37により算出された結果に基づき、遅延手段34、35により遅延された加算手段の出力の振幅を補正する。このように、遅延手段34(35)及び複素振幅補正手段32(33)からなる負帰還手段を経て加算手段31の出力が負帰還され、同じ加算手段31の入力に供給される。
【0036】
ここで、図1に示す遅延等化手段3と電力比較手段9とを動作させて、遅延時間算出手段38が算出した遅延時間を補正し、正確に遅延波を除去するための動作原理を更に詳しく説明する。図6は、遅延時間算出手段38が算出する遅延時間の算出誤差と、その遅延時間に基づいて遅延等化手段3を動作させた場合の遅延等化手段3の入出力電力差(電力検出手段7、8がそれぞれ検出した信号電力の差)の関係を示す特性図である。ここで、遅延時間の算出誤差が正極性のとき、遅延時間算出手段38が算出した遅延時間が真の遅延時関より長い(遅延波がより遅れる到来する)ことを示し、負極性のときはその逆を示す。また、入出力電力差が正極性のとき、遅延等化手段3の出力電力が入力電力より大きいことを示し、負極性のときはその逆を示す。なお、ここでは遅延時間補正手段36での補正量はゼロとし、遅延時間算出手段38が算出した遅延時間が補正なしで遅延手段34(35)に設定されるものとして説明する。
【0037】
さて、自己相関検出手段5が検出した自己相関信号に、偽の自己相関ピークを含む複数の自己相関ピークを含まれている場合でも、遅延時間算出手段38が真の自己相関ピークを示す時間を基に遅延時間を算出すると(遅延時間の算出誤差がゼロであると)、遅延等化手段3に入力される信号から、算出された遅延時間分だけ遅延手段34(35)で遅延させた信号が加算手段31で引かれるので、遅延波が完全に相殺されて除去される。このとき、除去された遅延波の信号電力分だけ加算手段31の出力電力が少なくなるので、遅延等化手段3の入力電力に比べ出力電力が小さくなる。従って、図6に示すように遅延時間の算出誤差がゼロのとき、遅延等化手段3の入出力電力差は負の値を示す。
【0038】
これに対し、遅延時間算出手段38が偽の自己相関ピークを示す時間を基に遅延時間を算出すると(遅延時間の算出誤差がゼロでないと)、遅延等化手段3に入力される信号から、算出された遅延時間分だけ遅延手段34(35)で遅延させた信号が、真の遅延波の遅延時間とは異なるタイミングで加算手段31で引かれてしまう。このとき、遅延波が除去されないばかりか、別の遅延波が加算されるような処理となってしまうので、新たに加算される信号電力の分だけ加算手段31の出力電力が増えてしまう。その結果、遅延等化手段3の入力電力に比べ出力電力が大きくなり、図6に示すように遅延時間の算出誤差がゼロでないときには、入出力電力差は正の値を示すようになる。
【0039】
また、図7は、OFDM復調手段4の出力側でみた復調シンボルの位相軌跡を、遅延時間の算出誤差が有無の場合で比較した特性図であり、OFDMのキャリア変調がQPSKの場合の特性図である。図7(a)に示すように、遅延時間の算出誤差がゼロで遅延等化手段3を動作させると、遅延等化手段3の出力電力が入力電力より小さくなるので、復調シンボルの電力が小さくなる。従って、I−Q軸座標面で所定の領域に収斂した状態のシンボルが判別できるようになり、復調後のビット誤りは少なくなる。これに対し、図7(b)に示すように、遅延時間の算出誤差があるとき遅延等化手段3を動作させると、遅延等化手段3の出力電力が入力電力より大きくなるので、復調シンボルの電力が大きくなる。従って、I−Q軸座標面でランダムに分布した状態のシンボルを判別することになり、ビット誤りが多くなってしまう。
【0040】
即ち、遅延時間算出手段38において算出された遅延時間に誤差があると、遅延波を除去することができないばかりか、復調後のビット誤りが多くなる。また、この場合には遅延等化手段3の出力電力が入力電力よりも大きくなるが、算出された遅延時間に誤差がないときに限り出力電力が入力電力よりも小さくなる、という関係がある。
【0041】
そこで、本実施の形態では、図1に示す遅延等化手段3と電力比較手段9とを動作させて、まず、遅延等化手段3の入出力電力を電力比較手段9で比較し、遅延波が除去されていないことが検出された場合、即ち、遅延等化手段3の出力電力が入力電力より大きくなる場合には、遅延等化手段3内の遅延時間補正手段36により遅延時間を補正し、この動作を出力電力が入力電力に比べて小さくなるまで繰り返すようにする。これにより遅延時間が正確に補正され、遅延波が正確に除去されて、結果としてOFDM復調手段4の出力でのビット誤りが少なくなる。以上が、遅延等化手段3と電力比較手段9の動作原理である。
【0042】
次に、遅延等化手段3と電力比較手段9の動作について、図8と図9を用いて詳細に説明する。図8は、図1に示すOFDM受信装置に係わる信号波形のうち、遅延等化手段3の入力信号(A5)と、自己相関検出手段5の出力信号(A7)と、電力検出手段7の出力信号(A6)の時間波形の一例を示す図である。また、図9は、遅延等化手段3の出力信号(A1)と、電力検出手段8の出力信号(A2)と、遅延時間補正手段36が遅延手段34へ出力する信号(A3)の時間波形の一例を示す図である。ここで、受信手段2が出力するOFDM信号は、キャリア変調がQPSKで、主波と遅延波がそれぞれ1波ずつ含む信号(計2波を含む信号)として説明する。
【0043】
まず、A5に示すOFDM信号が電力検出手段7に入力されると、電力検出手段7では、乗算手段41がベースバンドのOFDM信号の瞬時信号電力を算出する。更に、累算手段42が時間間隔Δtの間に所定のサンプル数の瞬時信号電力を累算して遅延等化手段3の入力電力を算出して、Δt毎にA6に示すような信号を出力する。ここでは、入力電力の変動が少ないのでほぼ一定の電力Piをしている。
【0044】
また、A5に示すOFDM信号が自己相関検出手段5に入力されると、自己相関検出手段5ではA7に示される自己相関信号を出力する。主波と遅延波の計2波を含む信号を受信するので、1つのOFDMシンボル期間(Tg+Ts)に、それぞれの到来時間を示す自己相関ピークが2つ検出される。この例では、遅延波に関する自己相関ピークの近傍では、3つの局所ピークが検出されるが、時間tdでの自己相関ピークが真の遅延波の到来時間を示し、時間td−2Δtd(Δtdはサンプル時間間隔)、td+2Δtdでの自己相関ピークが偽の到来時間を示す。
【0045】
A7で示される自己相関信号を遅延等化手段3の最大極大自己相関探索手段39が受けると、1OFDMシンボル期間での自己相関信号の最大ピークと極大ピークを探索する。例えば、時間t0−(Tg+Ts)からt0までOFDMシンボル期間については、その最大相関ピークを参照して主波の到来時間をtpとするが、遅延波については極大相関ピークの中で最も高い値を示す時間td+2Δtdを到来時間とする制御情報を送出する。なお、この場合、偽の自己相関ピークにより遅延波の到来時間が算出されるので、その制御情報には誤差が含まれる。
【0046】
時間t0にて、上記のような制御情報を基に遅延時間算出手段38が遅延波の遅延時間を算出する。この場合、主波の到来時間がtpで、遅延波の到来時間がtd+2Δtdであるので、遅延時間はtd+2Δtd―tpと算出される。続く遅延時間補正手段36では、遅延時間が算出された直後であるのでとりあえず遅延時間の補正量をゼロとし、td+2Δtd―tpを遅延時間として遅延手段34に設定する。なお、検出された遅延波は1波であるので、遅延手段35に設定する遅延時間をゼロとする。
このように時間t0にて設定された遅延時間により遅延等化手段3の帰還手段が動作を開始する。その結果、図9に示すように、遅延等化手段3からA1で示される信号が出力される。
【0047】
続く電力検出手段8は、遅延等化手段3からの信号を入力して、先の電力検出手段7と同様の動作により遅延等化手段3の出力電力を算出し、A2で示される信号が出力される。ここで、時間t0からt1までのΔt時間で算出された出力電力は時間t1に出力され、以降同様にして、Δtだけ時間が経過する毎に出力電力が更新されていく。
【0048】
次に、比較手段6が電力検出手段7、8からの出力信号、即ち遅延等化手段3の入出力電力を比較し、図9のA4に示される信号を出力する。時間t1では、A2に示されるように、出力電力が入力電力より大きいので、比較手段6は+1を遅延時間補正手段36に出力する。入出力電力がこのような関係にあるとき、設定された遅延時間に誤差があり、OFDM復調後のビット誤りが多くなっているので、遅延時間補正手段36は比較手段6の出力を受けてから、遅延時間算出手段38が算出した遅延時間の補正を開始する。
【0049】
ここで、遅延時間補正手段36はΔtだけ時間が経過する毎に比較手段6の比較結果を参照し、それが+1を示す場合には順次、遅延時間の補正量を−Δtd、+Δtd、−2Δtd、+2Δtdというように、極性を反転させながらジグザグ状に絶対補正量を増加させていく。この実施の形態の場合、初期の時間t0で遅延時間算出手段38が算出した遅延時間がtd+2Δtd―tpであるので、遅延時間補正手段36が補正して遅延手段34に設定する遅延時間は、図9のA3で示されるように、時間t1でtd+Δtd―tp、時間t2でtd+3Δtd―tp、時間t3でtd―tp、というように設定される。
【0050】
以上のように、遅延等化手段3と電力比較手段9を連続的に動作させると、時間t3において遅延時間補正手段36は遅延時間をtd―tpに補正して遅延手段34に設定する。これは言い換えると、A7に示される自己相関信号のうち遅延波に関する自己相関ピークの中で、最大極大自己相関探索手段39が真の自己相関ピークを参照して、遅延波の到来時間をtdとする制御情報を送出することと同じである。即ち、遅延波の到来時間には誤差がないので、遅延手段34で設定される遅延時間も誤差がなく、遅延等化手段3の帰還手段により遅延波が正確に除去されて、主波のみを含むOFDM信号が遅延等化手段3から出力される。
【0051】
この後の時間t3からt4において電力検出手段8が遅延等化手段3の出力電力を算出すると、図9のA2に示されるように、それが時間t4において遅延等化手段3の入力電力よりも小さくなり、比較手段6が遅延時間補正手段36に−1を出力する。入出力電力がこのような関係にあるとき、設定された遅延時間に誤りがなくOFDM復調後のビット誤りが少なくなっているので、遅延時間補正手段36は比較手段6の出力を受けて遅延時間の補正を停止する。
【0052】
このように、遅延等化手段3では自己相関検出手段5の検出結果と電力比較手段9の比較結果に基づいて、ガードインターバル時間以上遅延した信号成分が正確に除去され、主波のみのOFDM信号が生成される。その信号を用いて、OFDM復調手段4では、変調時に挿入されたガードインターバルが取り除かれ、干渉が無い有効シンボルが抽出され、フーリエ変換後にデータが復調される。
ここで、ガードインターバルを取り除く際に、自己相関検出手段5が出力する自己相関信号を基準にして除去することができる。このようにすると、従来のOFDM受信装置のOFDM復調手段60では別途、自己相関信号を求める必要があったが、本発明の実施形態ではこの操作が必要でなくなる。
【0053】
以上のように遅延等化手段3と電力比較手段9を動作させてOFDM復調手段4で復調すると、時間t3まではOFDM復調手段が出力する復調シンボルは図7(b)に示すように、シンボルの判定が不可能なほどの分布をしていたが、遅延手段34の遅延時間の誤差がなくなり、遅延波が完全に除去されると、図7(a)に示すようにシンボルの判定が容易となり、ビット誤りが低減される。
【0054】
なお、本発明の実施の形態として、遅延等化手段を1つ設け、1つの遅延時間補正手段により遅延時間の補正を進み方向と遅れ方向に交互に行っていくようにしたが、本発明はこれに限定されるものでなく、例えば、遅延等化手段を複数個設置し、進み方向と遅れ方向にそれぞれ独立して遅延時間の補正を行うようにしてもよい。
また、本発明の実施の形態では、遅延等化手段に含まれる帰還手段を2系統として、最大2波までの遅延波を除去するように構成したが、本発明はこれに限定されるものでなく、帰還手段を1系統や、3系統以上としてもよい。
更に、本発明の実施の形態では、自己相関信号のうち遅延波に関する自己相関ピークに局所的な複数のピークがある場合を説明したが、主波に関する自己相関ピークに局所的な複数のピークがあっても、同様に動作させることができる。
【0055】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明のOFDM受信装置によれば、遅延等化手段にその入出力電力を比較する電力比較手段を設けて動作させることにより、遅延波をより安定して排除することができるので、十分なCN比をもった出力信号を得ることができ、復調後のビット誤りを無くすことができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態に係わるOFDM受信装置の構成を示すブロック図である。
【図2】図1における自己相関検出手段の具体構成を示すブロック図である。
【図3】図1における遅延等化手段の具体構成を示すブロック図である。
【図4】図1の電力比較手段における電力検出手段の具体構成を示すブロック図である。
【図5】図1の電力比較手段における比較手段の具体構成を示すブロック図である。
【図6】図1の遅延等化手段における遅延時間の誤差と入出力電力差の関係を示す説明図である。
【図7】図1のOFDM復調手段におけるOFDM復調後のQPSK復調シンボルの位相軌跡を示す説明図である。
【図8】図1の動作を説明するための説明図である。
【図9】図1の動作を説明するための他の説明図である。
【図10】OFDM送信装置の構成を示すブロック図である。
【図11】OFDMによる変調過程を概念的に示した説明図である。
【図12】従来のOFDM受信装置の構成を示したブロック図である。
【図13】従来のOFDMによる復調過程を概念的に示す説明図である。
【図14】先に提案したOFDM受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
1 アンテナ
2 受信手段
3 遅延等化手段
4 OFDM復調手段
5 自己相関検出手段
6 比較手段
7,8 電力検出手段
9 電力比較手段
11 有効シンボル時間遅延手段
12,40 複素共役信号生成手段
13,41 乗算手段
14,42 累算手段
31,43 加算手段
32,33 複素振幅補正手段
34,35 遅延手段
36 遅延時間補正手段
37 複素振幅係数算出手段
38 遅延時間算出手段
39 最大極大自己相関探索手段
44 正負判定手段
Claims (5)
- OFDM変調信号の自己相関を検出する自己相関検出手段と、該自己相関検出手段の検出結果に基づいて前記OFDM変調信号のガードインターバル時間以上遅延した信号成分を除去する遅延等化手段と、該遅延等化手段の入力電力と出力電力とを比較する電力比較手段と、前記遅延等化手段の出力信号から変調時に挿入されたガードインターバル信号を取り除き、有効シンボル信号を抽出して復調するOFDM復調手段とを備えるとともに、前記遅延等化手段に、前記電力比較手段の比較結果を基に前記遅延等化手段の出力信号の遅延時間を補正する遅延時間補正手段を設けたことを特徴とするOFDM受信装置。
- 前記遅延等化手段は、前記自己相関検出手段が検出した自己相関値のうち、最大自己相関値以外の極大自己相関値の前記最大自己相関値から算出した遅延時間と、前記極大自己相関値から算出した複素振幅係数とに基づいて前記遅延等化手段の出力信号を負帰還させる帰還手段を備え、前記遅延時間補正手段が、前記帰還手段の遅延時間を補正するものであることを特徴とする請求項1記載のOFDM受信装置。
- 前記遅延時間補正手段は、前記電力比較手段の比較結果を参照し、前記遅延等化手段の出力電力が該遅延等化手段の入力電力よりも大きいと判定される場合に、前記遅延時間を補正するものであることを特徴とする請求項1記載のOFDM受信装置。
- 前記遅延時間補正手段は、前記電力比較手段の比較結果を参照し、前記遅延等化手段の出力電力が該遅延等化手段の入力電力よりも小さいと判定されるまで継続して前記遅延時間を補正するものであることを特徴とする請求項1記載のOFDM受信装置。
- 前記OFDM復調手段は、前記自己相関検出手段にて検出された自己相関値のうち、最大値を示す最大自己相関値が検出された時点を基準として、前記遅延等化手段の出力信号からガードインターバル信号を取り除き、有効シンボル信号を抽出することを特徴とする請求項1に記載のOFDM受信装置。
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