JP3653045B2 - 全二重伝送システム用の受信方法および受信器 - Google Patents

全二重伝送システム用の受信方法および受信器 Download PDF

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Description

【0001】
本発明は、請求項1の前提部分による受信方法と、全二重伝送システムのための請求項4の前提部分に記載の、特にパルス振幅変調信号が送信される、受信器とに関する。
【0002】
特に可聴周波数領域において、付加的な電話チャネルのための音声信号のような付加信号を同時に送信する必要がない場合、パルス振幅変調(PAM)を使用するベースバンドにおけるデータの送信は有利である。QAM(直交振幅変調)またはDMT(離散マルチトーン変調)伝送システムのようなキャリヤ変調伝送システムとは対照的に、PAN伝送システムは実質的には、ラインアクセス回路の特性によって本質的に決定される最低しゃ断周波数から始まる全周波数範囲を使用する。
【0003】
パルス振幅変調は、とりわけ、伝送チャネルの双方向、すなわち伝送回線の双方向においてデータが同時に伝送される全二重伝送システムにおいても使用される。そのような全二重伝送システムは、エコー効果に帰着するであろう、同じ伝送単位における自己の送信器から受信器までのクロストークを抑えるためにエコー補償を必要とする。エコー補償は、同時に、両端において利用可能な帯域幅を最適に使用することを可能にし、その結果、そのような伝送システムは、所定の干渉環境に対する比較的長い範囲によって特に特徴付けられる。
【0004】
図3は、このような全二重データ伝送システムにおけるPAM受信器の基本的な構成を示す。受信信号u(t)は、アナログ入力フィルタ1によってろ波され、次に、サンプラ2によってシンボルレート1/Tでサンプリングされる。その結果、受信信号のこれらのサンプルはk・Tのインターバルで利用可能である。サンプリング周波数が適当に高くなるように選択される場合には、アナログ入力フィルタ1の代わりに、デジタル入力フィルタを使用することも可能である。シンボルレートl/Tのサンプリングの後には、一般にデジタルハイパスフィルタによって行われる、さらなるフィルタステージ5が続き得る。このさらなるフィルタ5は、特にオフセットのような低周波干渉を抑え、かつ過渡応答を改善するために使用される。エコー補償器Eは、同じ全二重伝送ユニット中の送信器から送信されたデータx(k・T)に基づいてエコー補償信号yec(k・T)を生成し、そのエコー補償信号yec(k・T)を図3に示される加算器7を使用して、サンプリングされ等化された受信信号y’(k・T)から減じる。このようにエコー補償された受信信号は最後に等化され、さらなる処理のため、特に復調のためにy(k・T)として出力され、その結果、それぞれの送信データが回復し得る。使用される線形等化器8は、一般に、その係数が現在の伝送チャネルにそれぞれ適応して設定される必要がある、デジタル非再帰型フィルタである。シンボルレートl/Tでサンプリングされ、ろ波されて、エコーの無い受信信号の値が入力信号として等化器8に供給されるので、等化器8はT等化器とも呼ばれる。等化器8の下流においては、通常、判定帰還形等化器9が付加的に使用され、該判定帰還形等化器9は、それぞれの伝送チャネルのためのパルス応答の後過渡現象を補償し、一般により良好な伝送応答をもたらす。
【0005】
適用の多くの例においては、その入力信号が受信信号のシンボルレートの2倍、つまり周波数2/Tでサンプリングされる等化器が使用される場合、同じ干渉環境に対してより良好な伝送応答を得ることが可能である。したがって、そのような等化器はT/2等化器と呼ばれる。
【0006】
そのようなT/2等化器を有する相当する受信器が図4に示されている。図4では図3に示されているデバイスに相当するデバイスは同じ参照符号を付されている。図4において分かるように、受信信号u(t)は、サンプラ2によって、シンボルレート2/Tの2倍でサンプリングされ、デジタルハイパスフィルタ5によってエコー補償器6に供給される。サンプリング周波数が2倍にされているために、この場合、エコー補償器は、受信シンボル当たり2つの補正値y(k・T/2)を生成しなければならない。このようにエコー補償された受信信号はT/2等化器8に供給され、さらなるサンプラ13によってT/2等化器の出力部において1倍のシンボルレートl/Tでサンプリングされて、判定帰還形等化器9に出力される。
【0007】
この受信器の基本的な不都合は、既に説明したエコー補償器6が、図3に示される構成の場合には、受信シンボル当たり2つの補正値、つまり2倍の個数の補正値を生成しなければならないことである。このため、全体的な複雑さの主要な部分であるエコー補償器6を形成する複雑さが、事実上2倍になる。
【0008】
これについて、図5に示される例によって説明する。図5は、T/2等化器8を有する伝送システム用の、図4に示されるエコー補償器6のための可能な回路構成を示している。エコー補償器6は、サンプリングインスタンスk・T+T/2のためにエコー補償信号yec(k・T)の成分を生成する上方パスと、サンプリングインスタンスk・Tのエコー補償信号の成分を生成する下方パスとの2つのパスを本質的に備える。遅延デバイス14、設定可能な乗算係数h1,1 ・・・・・・N,1およびh1, 2 ・・・・・・N,2を備えた乗算器15、および加算器16を使用して、2つのパスによって生成された補償値は出力部において交互に転送される。対照的に、T等化器を有する伝送システム用のエコー補償器は、そのような場合には受信シンボルにつき1つの補償値のみが生成されればよいので、1つのパスのみを必要とするであろう。
【0009】
ドイツ特許第DE−C−211029号は、請求項1および4の前提部分に従った、エコー補償および等化の前に受信信号の2倍のシンボルレートで受信信号をサンプリングする全二重伝送用の一般的な受信方法および一般的な関連受信器を開示している。
【0010】
ドイツ特許第DE3009450号は、同期データ伝送システムのためのエコーキャンセレーション構成を開示しており、その場合、受信信号も1倍のシンボルレートでサンプリングされるが、それはエコー補償後のみに行われる。
【0011】
「Adaptive Sprecherecho−Kompensation in Modes fuer die Duplex−Datenuebertragung im Fernsprechnetz」(電話機回路網中の二重データ伝送のために適応可能なモデムにおけるスピーカーエコー補償)、Frequenz、6/1933年、145〜153頁は、エコー補償の前後にそれぞれサンプリングすることを同様に開示している。
【0012】
ドイツ特許第DE3828623C2号は、位相変調または位相キーイング、あるいは直交振幅変調のための移相をもたらす方法を開示している。
従って、本発明は、全二重伝送システムおよびさらに適当な受信器のための受信方法を提案する目的に基づき、該方法においては、T/2等化器を使用した場合の伝送特性に匹敵する伝送特性を得ることが可能であり、同時に、エコー補償器の形成がより複雑になることが回避されている。
【0013】
本発明は、請求項1に記載の特徴を有する方法、および請求項4に記載の特徴を有する受信器によってこの目的を達成する。従属請求項は、それぞれ本発明の好ましく有利な実施形態を定義している。請求項10は、全二重パルス振幅変調伝送システムのための受信器のための用途を示す。
【0014】
本発明は、まず2倍のシンボルレートで受信信号をサンプリングし、それを付加的な等化器、すなわちT/2等化器に供給することを提案する。この付加的な等化器の出力部では、等化された受信信号が前記シンボルレートでサンプリングされ、その結果、全ての第2の値のみがエコー補償器に供給され、さらなる処理のために使用される。
【0015】
そこで、受信器の他の構成部材は、T等化器を有する図3に示された構成に相当し得る。
使用される付加的な等化器は、その入力部が受信信号の2倍のシンボルレートで存在する受信信号の値を受信するデジタル非再帰型フィルタであり得、該デジタル非再帰型フィルタは1倍のシンボルレートで受信信号の値を出力する。これに関して、デジタル非再帰型フィルタの係数がデータ伝送中に変動してはならず、したがって恒久的に設定されるべきである。
【0016】
本発明の利点は、エコー補償のために使用されるエコー補償器は、付加的な等化器によって出力される受信信号当たり1つの補償値のみを生成する必要があり、従って回路が比較的複雑にならずに製造され得るということである。特に、実施の複雑さは、T等化器(図3参照)を有する全二重伝送システム用のエコー補償器のためのそれと同等である。他方では、本発明を使用して、T/2等化器を有するシステムの伝送応答に匹敵するような良好な伝送応答を達成することが可能である。
【0017】
本発明は、二重のPAMデータ伝送システムでの使用に特にふさわしい。しかしながら、本発明も原則としては他の全二重伝送システムの中で使用することが可能である。
【0018】
本発明について、添付した図面を参照しながら、好ましい典型的な実施形態を用いてより詳細に説明する。
図1は二重PAMデータ伝送システムのための本発明の受信器を示しており、図3および図4に示されるデバイスに対応するデバイスは同一の参照符号を有している。
【0019】
図1が示すように、受信信号u(t)はまず(アナログまたはデジタルの)入力フィルタ1を用いてろ波され、サンプラ2によって、その受信信号の2倍のシンボルクロックすなわち2倍のシンボルレートでサンプリングされる。このサンプリングされた信号は、付加的に挿入されたユニット、すなわちT/2等化器3に供給される。前記T/2等化器3は妥協等化器(Kompromissentzerrer)とも呼ばれ得る。等化された受信信号を1倍のシンボルレートでサンプリングする、さらなるサンプラ4を用いて、さらなる処理のために、この付加的なT/2等化器3の出力部において各第2サンプルのみを取得する。回路構成の残りは、図3に示されて既に詳細に説明されているような等化器Tを備える公知の回路構成に相当する。従って、図1の中で示される受信器の他のデバイスに関しては、図3に関する記載を併せて参照されたい。
【0020】
図1に示されるエコー補償器はつのシンボル当たり1つの補償値のみを生成すればよく、従ってあまり複雑になり得ないことに特に注意すべきである。
図1に従って使用されるT/2等化器3は、その入力部が受信信号u(t)の2倍のシンボルレートで存在する受信信号の値を受信するデジタル非再帰型フィルタによって形成され得る。該デジタル非再帰型フィルタはサンプラ4と協働して、その出力部において1倍のシンボルレートで受信信号の値を出力する。
【0021】
例として適当な等化器3のブロック図が図2に示される。図2で分かり得るように、このデジタル非再帰型フィルタ3は、複数のT/2遅延デバイス10および個々の前方パス内に配置された乗算器11を備え、個々の前方パスの出力値は加算器12によって加算されて、出力信号としてサンプラ4に供給される。これらの乗算器11のための係数c1 ・・・・n、はデータ伝送中に変化してはならず、したがって恒久的に設定されるべきである。しかしながら、これらの係数c1 ・・・・nを調和させると、それぞれの全二重データ伝送システム内の特定の伝送チャネルの特性を考慮に入れることが可能である。既に説明したように、それぞれ現在の伝送チャネルへの適合は、適応可能なT等化器8によって行われる。T等化器8に対しては、T/2等化器3によって等化され、フィルタ1およびフィルタ5を用いてろ波され、エコー補償器6によってエコー補償された受信信号の値が供給される。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明に基づいた全二重伝送システムのための受信器のブロック図。
【図2】 図1に示されたT/2等化器用の可能な回路設計を示す図。
【図3】 従来技術に基づいた全二重伝送システムのための公知の受信器のブロック図。
【図4】 先行技術に基づいた全二重伝送システムのための別の公知の受信器のブロック図。
【図5】 図4に示されるエコー補償器用の可能な回路設計を示す図。
【符号の説明】
1…入力フィルタ,2…サンプラ,3…T/2等化器,4…サンプラ,5…デジタルフィルタ,6…エコー補償器,7…加算器,8…線形等化器,9…判定帰還形等化器,10…遅延デバイス,11…乗算器,12…加算器,13…サンプラ,14…遅延デバイス,15…乗算器,u(t)…受信信号,T…シンボル周期,k…サンプリング率,x(t)…送信信号,y’(k・t)…等化受信信号,yec(k・t)…エコー補償信号,y(k・t)…等化されエコー補償された受信信号,h1,1 ・・・N,2…乗算係数,c1 ・・・n…乗算係数

Claims (10)

  1. 全二重伝送システムを介して伝送される受信信号(u(t))を受信するための方法であって、
    全二重伝送システムの全二重伝送ユニットから受信される受信信号(u(t))は、該受信信号(u(t))の2倍のシンボルレート(2/T)でサンプリングされ、
    エコー補償信号(yec(k・t))は、エコー補償デバイス(6,7)において、全二重伝送ユニットからの送信信号(x(k・t))に基づいて生成され、かつエコー補償された受信信号(y(k・T))を得るために、サンプリングされた受信信号(y’(k・T))と結合され、
    エコー補償された受信信号(y(k・T))は等化され(8,9)、さらなる処理のために出力される方法において、
    2倍のシンボルレート(T/2)でのサンプリング(2)の後に、受信信号(u(t))は等化され(3)、等化された受信信号が1倍のシンボルレート(l/T)で再度サンプリングされて、エコー補償デバイス(6,7)に供給されることを特徴とする方法。
  2. 2倍のシンボルレート(2/T)でのサンプリング(2)の後で、かつ1倍のシンボルレート(1/T)でのサンプリング(4)の前に、受信信号(u(t))が非再帰型デジタルフィルタ(3)を使用して、等化されることを特徴とする請求項1に記載の方法。
  3. 非再帰型デジタルフィルタ(3)の係数(c1 ・・・・・・n)はデータ伝送中に変更されないことを特徴とする請求項2に記載の方法。
  4. 全二重伝送ユニット用の受信器であって、
    全二重伝送ユニットからの受信信号(u(t))を該受信信号(u(t))の2倍のシンボルレート(2/T)でサンプリングするための第1のサンプリングデバイス(2)を有し、
    全二重伝送ユニットからの送信信号(x(k・t))に基づいてエコー補償信号(yec(k・t))を生成するためのエコー補償器デバイス(6,7)を有し、そのエコー補償信号(yec(k・t))は、エコー補償された受信信号(y(k・t))を得るために、エコー補償デバイス(6,7)において、サンプリングデバイス(2)によってサンプリングされた受信信号(y’(k・T))と結合されて、
    エコー補償された受信信号を等化して、さらなる処理のために、等化されエコー補償された受信信号(y(k・t))を出力するための第1の等化器(8)を有する受信器において、
    第1のサンプリングデバイス(2)およびエコー補償デバイス(6,7)がそれらの間に配置される第2の等化器(3)を有し、該第2の等化器(3)には第1のサンプリングデバイス(2)によって2倍のシンボルレート(2/T)でサンプリングされた受信信号(u(t))が等化(3)のために供給されることと、
    第2の等化器(3)によって1倍のシンボルレート(1/T)で等化された受信信号(u(t))をサンプリングして、それをエコー補償デバイス(6,7)に供給するために、第2のサンプリングデバイス(4)が設けられていることとを特徴とする受信器。
  5. 第2の等化器(3)がデジタルフィルタであることを特徴とする請求項4に記載の受信器。
  6. 第2の等化器(3)が非再帰型デジタルフィルタであることを特徴とする請求項5に記載の受信器。
  7. 第2の等化器(3)の係数(c1 ・・・・・n)が恒久的に設定されていることを特徴とする請求項6に記載の受信器。
  8. 受信信号(u(t))が受信フィルタ(1)を介して第1のサンプリングデバイスに供給されることと、
    第2のサンプリングデバイス(4)によって1倍のシンボルレート(1/T)でサンプリングされ、かつ第2の等化器(3)によって等化された受信信号(y’(k・t))はデジタルハイパスフィルタ(5)を介してエコー補償デバイス(6,7)に供給されることとを特徴とする請求項4乃至7のいずれか1項に記載の受信器。
  9. 第1の等化器(8)は適合するように設定可能なフィルタ係数を備えたデジタル非再帰型フィルタであることと、
    第1の等化器(8)は、該第1の等化器(8)と直列に接続された判定帰還形等化器(9)を有し、判定帰還形等化器(9)はさらなる処理のために等化かつエコー補償された受信信号(y(k・t))を出力することとを特徴とする請求項4乃至8のいずれか1項に記載の受信器。
  10. 二重パルス振幅変調伝送システムにおける請求項4乃至9のいずれか1項に記載の受信器の使用。
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