JP3652811B2

JP3652811B2 - Resonant current suppression device

Info

Publication number: JP3652811B2
Application number: JP24899596A
Authority: JP
Inventors: 明伸奥井; 春男池田
Original assignee: Railway Technical Research Institute
Current assignee: Railway Technical Research Institute
Priority date: 1996-08-30
Filing date: 1996-08-30
Publication date: 2005-05-25
Anticipated expiration: 2016-08-30
Also published as: JPH1080150A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はコンバータとインバータを用いた電力変換装置におけるＤＣリンクの直流母線に流れる共振電流を抑制する技術の分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機を駆動するためのＶＶＶＦインバータや、電力会社で使用される周波数変換装置、或るいは直流送電のためのＡＣ−ＡＣコンバータのような大容量の電力変換装置は、一般的に狭義の意味でのコンバータ装置とインバータ装置が直流母線を介して接続され、それらは直流回路で一体のＤＣリンクを形成する。ここでいうＤＣリンクとは、コンバータ出力部およびインバータ入力部に設けられる電圧平滑用コンデンサ、その間に設けられる電流平滑用リアクトルおよび直流母線を一括して総称したものである。これを図示すると図４のようになる。
【０００３】
図４の直流主回路（ＤＣリンク）にはリアクトルまたは配線インダクタンス成分が存在し、コンバータの出力部やインバータの入力部に電圧平滑用コンデンサが存在する。こうした回路では当然のことながら共振回路が構成される。直流母線に複数のインバータやコンバータが接続されて回路が複雑になると複数の周波数帯で直列共振あるいは並列共振が生ずることになる。
【０００４】
一方、インバータの入力電流高調波には、出力電流基本波に起因して発生する高調波成分とパルス幅変調(Pulse Width Modulation:ＰＷＭ）制御に起因して発生する高調波成分とが考えられるが、大容量の電力変換装置では、ＤＣリンクのコンデンサ容量が大きく共振周波数が低い可能性が高いところから、高調波として問題になるのは、出力基本波に起因して発生する高調波成分であると考えられる。
【０００５】
そして、インバータおよびコンバータの入出力電流高調波がＤＣリンクの直列共振周波数や並列共振周波数に一致した場合は、ＤＣリンクでの高調波電流が著しく大きくなり、場合によっては電力変換システムに障害をもたらす危険性がある。そこで、従来は、このような共振が発生する場合には、コイルやコンデンサを追加するかフィルタを挿入するのが一般的であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、コイルやコンデンサを追加したり、フィルタを挿入するという対策は、基本的には共振周波数を別の周波数帯に変えたに過ぎずその周波数で共振が発生することが考えられるし、フィルタの挿入にしてもその帯域の共振は抑制できるにしても別の周波数帯域で共振が発生する場合がある。
【０００７】
一方、インバータの負荷が電車の駆動モータのような場合にはインバータの出力周波数を変化させる制御を行うのでこれに応じてインバータの入力電流高調波の周波数も変化するから、このような場合、コイルやコンデンサの追加やフィルタの挿入だけで対処し切れないという問題がある。
【０００８】
本発明の目的は、上記従来技術の問題点に鑑みて、共振を起こす高調波の周波数が変化しても、その周波数に対応して共振高調波電流を相殺抑制することのできる共振電流抑制装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するために次のような手段構成を有する。
本発明の共振電流抑制装置の第１の手段構成は次の各構成要素からなることを特徴とする。
（イ）コンバータ・インバータ間のＤＣリンクにおける各周波数の共振電流を検出する共振電流検出器
（ロ）共振電流検出器からの各周波数共振電流のうち振幅最大のものを選択してこれを解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出して出力する最大共振電流検出解析器
（ハ）複数のスイッチ回路とインダクタンス負荷を有し、入力側がコンバータ・インバータ間のＤＣリンクに並列接続され、スイッチ回路をパルス幅変調によってオン・オフして負荷電流を制御することにより入力電流の調整が可能なアクティブフィルタ
（ニ）最大共振電流検出解析器からの情報を受けて、そのような共振電流を相殺するアクティブフィルタ入力電流を得るために流すべきアクティブフィルタ負荷電流の振幅値、周波数および位相の各情報を算出して出力するアクティブフィルタ負荷電流演算器
（ホ）アクティブフィルタの負荷電流を検出する負荷電流検出器
（ヘ）負荷電流検出器からの負荷電流を解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出し、アクティブフィルタ負荷電流演算器からの振幅値、周波数および位相の各情報とそれぞれ比較し、それぞれの差分情報を出力する解析比較器
（ト）解析比較器からの差分情報を受けて、その差分がゼロに近づくように、アクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を行わせるようなパルス幅変調制御信号を出力するパルス幅変調制御器
（チ）パルス幅変調制御信号によって、アクティブフィルタのスイッチ回路に対してパルス幅変調を行うパルス幅変調器
【００１０】
第２の手段構成は、第１の手段構成のアクティブフィルタのインダクタンス負荷に代えてキャパシタンス負荷を用いた共振電流抑制装置である。
【００１１】
第３の手段構成は、第１又は第２の手段構成において、アクティブフィルタのスイッチ回路としてＧＴＯサイリスタを用いた共振電流抑制装置である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明は、図３に示すようなアクティブフィルタのスイッチ回路１４をＰＷＭ制御してアクティブフィルタの負荷１５に流す電流ｉ_OFを制御することによりアクティブフィルタの入力電流Ｉ_PFを制御し、この入力電流Ｉ_PFによってＤＣリンクの共振電流を相殺抑制せんとするものである。
今、アクティブフィルタの負荷に対する出力電圧平均値ｖ_OFが数式１のようになるように、アクティブフィルタのスイッチ回路をＰＷＭ制御すると出力側には数式２で表されるような３レベルのパルス電圧が出力される。但し数式２はＶ_DCで正規化してある。
【００１３】
【数１】
ｖ_OF＝Ｖ_DC・ａsin(ω₀ ｔ＋φ）
但し、Ｖ_DC：ＤＣリンクの直流電圧、ａ：変調率、
ω₀ ＝２πｆ_O 、ｆ_O ：出力周波数、φ：初期位相、
【００１４】
【数２】

【００１５】
ここで負荷がインダクタンス又はキャパシタンスとすると、出力電圧が数式２のようなパルス電圧であっても負荷電流ｉ_OFは数式３のような正弦波で近似することができる。
【００１６】
【数３】
ｉ_OF＝Ｉ_OFsin(ω₀ ｔ＋φ−θ）
但し、Ｉ_OF＝ａ・ｖ_DC／Ｚ、Ｚ：負荷インピーダンス、
θ：負荷インピーダンスによる位相変移、
【００１７】
このとき、数式２をスイッチング関数として使用することによって、入力電流Ｉ_PFは数式２と数式３の積という形で数式４のように求めることができる。
【００１８】
【数４】
Ｉ_PF＝Ｓｖ_OF・ｉ_OF
【００１９】
この数式４に数式２および数式３を代入して演算すると数式５のようになる。
【００２０】
【数５】

【００２１】
上記数式５の右辺第３項（２行目以下の項）はＰＷＭ制御に起因する高調波であるが、一般には周波数が高く減衰し易いのでレベルが低く実用上無視し得る。更に、アクティブフィルタの負荷をインダクタンス又はキャパシタンスとすれば負荷インピーダンスによる位相変移θの絶対値はπ／２ラジアンとなるので数式５の右辺第１項はcos(π／２）によりゼロとなる。
そうすると、結局、アクティブフィルタへの入力電流Ｉ_PFは右辺第２項だけとなり、負荷がインダクタンスの場合にはθ＝π／２であるから数式６のようになる。
【００２２】
【数６】

【００２３】
また、負荷がキャパシタンスの場合には、θ＝−π／２であるから数式７のようになる。
【００２４】
【数７】

【００２５】
一方、数式３の負荷電流ｉ_OFは負荷がインダクタンスの場合には数式８のようになり、負荷がキャパシタンスの場合には数式９のようになる。
【００２６】
【数８】

【００２７】
【数９】

【００２８】
以上整理すると、インダクタンス負荷の場合には、数式８の負荷電流を流すことにより数式６の入力電流を生じさせることができ、キャパシタンス負荷の場合には数式９の負荷電流を流すことにより数式７の入力電流を生じさせることができる。そこで今、ＤＣリンクを流れる共振電流Ｉ_R が数式１０で表されるとすれば、
【００２９】
【数１０】
Ｉ_R ＝Ｉsin(ω_R ｔ＋η）
但し、ω_R ＝２πｆ_R 、ｆ_R ：共振周波数、η：初期位相、
【００３０】
これを相殺する電流は−Ｉ_R であるから、これがアクティブフィルタの入力電流Ｉ_PFになるようにしてやればよい。即ち、インダクタンス負荷の場合には数式６、数式１０から数式１１が成立するようにしてやればよい。
【００３１】
【数１１】
−Ｉ_R ＝−Ｉsin(ω_R ｔ＋η）＝Ｉ_PF＝−Ｉ_OFａ sin２（ω₀ ｔ＋φ）
【００３２】
この数式１１から次の数式１２、数式１３が導かれる。
【００３３】
【数１２】

【００３４】
【数１３】

【００３５】
この数式１２および数式１３より、数式８の負荷に流すべき電流ｉ_OFを求めると数式１４のようになる。
【００３６】
【数１４】

【００３７】
同様にして、キャパシタンス負荷の場合には数式７、数式１０から数式１５が成立するようにしてやればよい。この数式１５から次の数式１６、数式１７が導かれる。
【００３８】
【数１５】
−Ｉ_R ＝−Ｉsin(ω_R ｔ＋η）＝Ｉ_PF＝Ｉ_OFａ sin２（ω₀ ｔ＋φ）
【００３９】
【数１６】

【００４０】
【数１７】

【００４１】
この数式１６のＩ_OFおよび数式１７のω₀ ｔ＋φを数式９に代入してやれば、流すべき負荷電流ｉ_OFが数式１８のように求められる。
【００４２】
【数１８】

【００４３】
この数式１８はインダクタンス負荷の場合の数式１４と同じであることが分かる。
以上要するに、数式１０で表される共振電流は、ＤＣリンクに並列に接続されたアクティブフィルタの負荷に数式１４で表される負荷電流を流してやることによりその入力電流で相殺されることになることが分かる。
そこで、ＤＣリンクに流されている共振電流を検出し、その振幅Ｉ、共振周波数ｆ_R 、初期位相ηを検出し、これらを用いて、アクティブフィルタの負荷に数式１４で示される電流を流すようにパルス幅変調器でアクティブフィルタを制御することにより共振電流が相殺抑圧されることになる。
【００４４】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は本発明の共振電流抑制装置の実施例の構成を示すブロック図である。ＤＣリンク１１に流れる共振電流は共振電流検出器１によって検出され、最大共振電流検出解析器２へ導かれここで振幅の最も大きい共振電流が選択的に検出されその共振電流の振幅Ｉ、共振周波数ｆ_R 、初期位相ηが検出される。これらのデータはアクティブフィルタ負荷電流演算器３へ送られる。ここではこれらのデータに基づいてアクティブフィルタ７の負荷９へ流すべき負荷電流の演算を行う。演算された負荷電流データは解析比較器４へ加えられる。
【００４５】
一方、アクティブフィルタ７の負荷電流も負荷電流検出器１０で検出されて解析比較器４へ加えられここでその振幅、周波数および位相が解析される。そして、アクティブフィルタ負荷電流演算器３から入力されている振幅、周波数および位相が比較されその差を示す信号がパルス幅変調制御器５へ送られる。
【００４６】
パルス幅変調制御器５は入力される差信号がゼロに近づくようなパルス幅変調が行われるように、パルス幅変調器６を制御する。この制御信号を受けたパルス幅変調器６はアクティブフィルタ７のスイッチ回路８のオンオフパルス変調を行う。従って、アクティブフィルタ７の負荷電流は、アクティブフィルタ負荷電流演算器３で演算された負荷電流になる。この負荷電流を流すことによりアクティブフィルタ７に流れる入力電流がＤＣリンクに流れる共振電流を相殺抑制することになる。
【００４７】
図２はインダクタンス負荷を有し、スイッチ回路としてＧＴＯ(Gate Turn Off）サイリスタを用いたアクティブフィルタの実施例である。ゲートをパルス状にオンオフしその幅を変えることによりパルス幅変調を行う。負荷はキャパシタンスとすることもできる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の共振電流抑制装置は、ＰＷＭ制御を行うアクティブフィルタをコンバータ・インバータ間のＤＣリンクに並列接続し、別途ＤＣリンクに流れる共振電流を検出解析し、アクティブフィルタの入力電流が検出された最大共振電流を相殺する電流になるような負荷電流をアクティブフィルタの特性に基づいて算出し、アクティブフィルタの負荷電流が演算された振幅、周波数、位相の電流になるようにアクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を帰還制御によって行うようにしているので、インバータの出力周波数が変化することにより共振電流の周波数が変化しても、これに追随してアクティブフィルタの出力電流を制御することにより入力電流を、共振電流を相殺する周波数に制御することができ共振電流を抑制することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の共振電流抑制装置の実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】インダクタンス負荷を有し、スイッチ回路としてＧＴＯサイリスタを用いたアクティブフィルタの実施例の接続図である。
【図３】アクティブフィルタの回路構成図である。
【図４】コンバータおよびインバータとその間のＤＣリンクを示す図である。
【符号の説明】
１共振電流検出器
２最大共振電流検出解析器
３アクティブフィルタ負荷電流演算器
４解析比較器
５パルス幅変調制御器
６パルス幅変調器
７アクティブフィルタ
８スイッチ回路
９負荷
１０負荷電流検出器
１１ＤＣリンク
１２コンバータ
１３インバータ
１４スイッチ回路
１５負荷[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention belongs to the field of technology for suppressing a resonance current flowing through a DC link DC bus in a power converter using a converter and an inverter.
[0002]
[Prior art]
A large-capacity power converter such as a VVVF inverter for driving an AC motor, a frequency converter used in an electric power company, or an AC-AC converter for DC power transmission is generally in a narrow sense. The converter device and the inverter device are connected via a DC bus, and they form an integrated DC link with a DC circuit. The DC link here is a collective term for voltage smoothing capacitors provided in the converter output unit and the inverter input unit, a current smoothing reactor and a DC bus provided therebetween. This is illustrated in FIG.
[0003]
The DC main circuit (DC link) in FIG. 4 has a reactor or wiring inductance component, and a voltage smoothing capacitor is present at the output of the converter and the input of the inverter. Such a circuit naturally forms a resonant circuit. When a plurality of inverters and converters are connected to the DC bus and the circuit becomes complicated, series resonance or parallel resonance occurs in a plurality of frequency bands.
[0004]
On the other hand, the input current harmonics of the inverter are considered to include harmonic components generated due to the fundamental current of the output current and harmonic components generated due to pulse width modulation (PWM) control. In a large-capacity power converter, since the DC link capacitor capacity is large and the possibility that the resonance frequency is low is high, it is the harmonic component generated due to the output fundamental wave that becomes a problem as a harmonic. it is conceivable that.
[0005]
When the input / output current harmonics of the inverter and the converter match the series resonance frequency and parallel resonance frequency of the DC link, the harmonic current in the DC link becomes significantly large, possibly causing a failure in the power conversion system. There is a risk. Therefore, conventionally, when such resonance occurs, it is common to add a coil or a capacitor or insert a filter.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, measures such as adding a coil or capacitor or inserting a filter are basically just changing the resonance frequency to another frequency band, and it is possible that resonance will occur at that frequency. Even if it is inserted, resonance in that band can be suppressed, but resonance may occur in another frequency band.
[0007]
On the other hand, when the inverter load is a train drive motor, the inverter output frequency is controlled so that the frequency of the input current harmonics of the inverter also changes accordingly. There is a problem that it cannot be dealt with just by adding a capacitor or inserting a filter.
[0008]
An object of the present invention is to provide a resonance current suppressing device capable of canceling and suppressing a resonance harmonic current in accordance with the frequency even if the frequency of the harmonic causing resonance changes in view of the above-described problems of the prior art. Is to provide.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has the following means to achieve the above object.
The first means configuration of the resonance current suppressing apparatus of the present invention is characterized by comprising the following components.
(B) Resonant current detector for detecting resonance current at each frequency in the DC link between converter and inverter (b) Resonance current detector from resonance current detector selects the one with the largest amplitude and analyzes it Maximum resonance current detection analyzer that detects and outputs each information of the amplitude value, frequency and phase (C) It has a plurality of switch circuits and an inductance load, and the input side is connected in parallel to the DC link between the converter and the inverter, Active filter that can adjust the input current by controlling the load current by turning on / off the switch circuit by pulse width modulation (d) Receives information from the maximum resonance current detection analyzer and receives such resonance current. Calculates the amplitude, frequency, and phase information of the active filter load current that should be passed to obtain the active filter input current to cancel. Active filter load current calculator (e) Load current detector that detects the load current of the active filter (f) Analyzing the load current from the load current detector and obtaining each information of its amplitude value, frequency and phase Detecting and comparing each of the amplitude value, frequency and phase information from the active filter load current calculator, and outputting the difference information, receiving the difference information from the analysis comparator, A pulse width modulation controller (H) that outputs a pulse width modulation control signal for performing pulse width modulation on the switch circuit of the active filter so that the difference approaches zero. Pulse width modulator for performing pulse width modulation on a laser
The second means configuration is a resonance current suppressing device using a capacitance load instead of the inductance load of the active filter of the first means configuration.
[0011]
A third means configuration is a resonance current suppressing device using a GTO thyristor as a switch circuit of an active filter in the first or second means configuration.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The present invention controls the input current I _PF of the active filter by controlling the current i _OF flowing through the load 15 of the active filter by PWM control of the switch circuit 14 of the active filter as shown in FIG. by I _PF it is intended to offset suppressing St. resonance current of the DC link.
Now, when the active filter switch circuit is PWM controlled so that the output voltage average value v _OF with respect to the load of the active filter is as shown in Equation 1, a three-level pulse voltage represented by Equation 2 is generated on the output side. Is output. However, Formula 2 is normalized by _VDC .
[0013]
[Expression 1]
v _OF = V _DC · asin (ω ₀ t + φ)
Where V _DC : DC link DC voltage, a: Modulation rate,
ω ₀ = 2πf _O , f _O : output frequency, φ: initial phase,
[0014]
[Expression 2]

[0015]
Here, if the load is an inductance or a capacitance, the load current i _OF can be approximated by a sine wave as in Equation 3 even if the output voltage is a pulse voltage as in Equation 2.
[0016]
[Equation 3]
i _OF = I _OF sin (ω ₀ t + φ−θ)
Where I _OF = a · v _DC / Z, Z: load impedance,
θ: phase shift due to load impedance,
[0017]
At this time, by using Equation 2 as a switching function, the input current I _PF can be obtained as Equation 4 in the form of the product of Equation 2 and Equation 3.
[0018]
[Expression 4]
I _PF = Sv _OF・ i _OF
[0019]
Substituting Equation 2 and Equation 3 into Equation 4 results in Equation 5.
[0020]
[Equation 5]

[0021]
The third term on the right side of Equation 5 above (the term in the second row and below) is a harmonic resulting from PWM control, but generally has a high frequency and is easily attenuated, so the level is low and can be ignored in practice. Furthermore, if the load of the active filter is an inductance or a capacitance, the absolute value of the phase shift θ due to the load impedance becomes π / 2 radians, and therefore the first term on the right side of Equation 5 becomes zero due to cos (π / 2).
As a result, the input current I _PF to the active filter is eventually only the second term on the right side, and when the load is an inductance, θ = π / 2, so Equation 6 is obtained.
[0022]
[Formula 6]

[0023]
Further, when the load is a capacitance, since θ = −π / 2, Expression 7 is obtained.
[0024]
[Expression 7]

[0025]
On the other hand, the load current i _OF in Expression 3 is expressed by Expression 8 when the load is inductance, and is expressed by Expression 9 when the load is capacitance.
[0026]
[Equation 8]

[0027]
[Equation 9]

[0028]
In summary, in the case of an inductance load, the input current of Formula 6 can be generated by flowing the load current of Formula 8, and in the case of a capacitance load, the load current of Formula 9 can be flowed. An input current can be generated. Therefore, if the resonance current I _R flowing through the DC link is expressed by Equation 10,
[0029]
[Expression 10]
I _R = I sin (ω _R t + η)
Where ω _R = 2πf _R , f _R : resonance frequency, η: initial phase,
[0030]
Since current is -I _R to offset this, which may be Shiteyare so that the input current I _PF of the active filter. That is, in the case of an inductance load, it is only necessary to satisfy Equations 6 and 10 to 11.
[0031]
[Expression 11]
−I _R = −I sin (ω _R t + η) = I _PF = −I _OF a sin 2 (ω ₀ t + φ)
[0032]
From this equation 11, the following equations 12 and 13 are derived.
[0033]
[Expression 12]

[0034]
[Formula 13]

[0035]
From Equation 12 and Equation 13, when the current i _OF to be passed through the load of Equation 8 is obtained, Equation 14 is obtained.
[0036]
[Expression 14]

[0037]
Similarly, in the case of a capacitance load, Equations 7 and 10 to 15 may be satisfied. From the formula 15, the following formulas 16 and 17 are derived.
[0038]
[Expression 15]
−I _R = −I sin (ω _R t + η) = I _PF = I _OF a sin 2 (ω ₀ t + φ)
[0039]
[Expression 16]

[0040]
[Expression 17]

[0041]
Substituting I _{OF in} Equation 16 and ω ₀ t + φ in Equation 17 into Equation 9, the load current i _{OF to be} passed is obtained as in Equation 18.
[0042]
[Expression 18]

[0043]
It can be seen that Equation 18 is the same as Equation 14 for the inductance load.
In short, the resonance current expressed by Equation 10 is canceled by the input current when the load current expressed by Equation 14 is passed through the load of the active filter connected in parallel to the DC link. I understand.
Therefore, the resonance current flowing in the DC link is detected, its amplitude I, resonance frequency f _R , and initial phase η are detected, and using these, the current shown in Formula 14 is passed through the load of the active filter. In addition, the resonance current is canceled and suppressed by controlling the active filter with the pulse width modulator.
[0044]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the resonance current suppressing device of the present invention. The resonance current flowing through the DC link 11 is detected by the resonance current detector 1 and guided to the maximum resonance current detection analyzer 2 where the resonance current having the largest amplitude is selectively detected and the amplitude I of the resonance current and the resonance frequency are detected. f _R and the initial phase η are detected. These data are sent to the active filter load current calculator 3. Here, based on these data, the calculation of the load current to be supplied to the load 9 of the active filter 7 is performed. The calculated load current data is added to the analysis comparator 4.
[0045]
On the other hand, the load current of the active filter 7 is also detected by the load current detector 10 and applied to the analysis comparator 4 where the amplitude, frequency and phase are analyzed. Then, the amplitude, frequency and phase input from the active filter load current calculator 3 are compared, and a signal indicating the difference is sent to the pulse width modulation controller 5.
[0046]
The pulse width modulation controller 5 controls the pulse width modulator 6 so that pulse width modulation is performed so that the input difference signal approaches zero. Upon receiving this control signal, the pulse width modulator 6 performs on / off pulse modulation of the switch circuit 8 of the active filter 7. Therefore, the load current of the active filter 7 is the load current calculated by the active filter load current calculator 3. By flowing this load current, the input current flowing through the active filter 7 cancels and suppresses the resonance current flowing through the DC link.
[0047]
FIG. 2 shows an embodiment of an active filter having an inductance load and using a GTO (Gate Turn Off) thyristor as a switch circuit. Pulse width modulation is performed by turning on and off the gate in a pulsed manner and changing its width. The load can also be a capacitance.
[0048]
【The invention's effect】
As described above, the resonance current suppressing device of the present invention connects an active filter that performs PWM control in parallel to the DC link between the converter and the inverter, separately detects and analyzes the resonance current flowing through the DC link, and inputs the active filter. The load current is calculated based on the characteristics of the active filter so that the current cancels the detected maximum resonance current based on the characteristics of the active filter, and active so that the load current of the active filter becomes the current of the calculated amplitude, frequency, and phase. Since the pulse width modulation for the switch circuit of the filter is performed by feedback control, even if the frequency of the resonance current changes due to the change of the inverter output frequency, the output current of the active filter is controlled following this change. Therefore, the input current can be controlled to a frequency that cancels the resonance current. There is an advantage that it is possible to suppress the resonance current.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a resonance current suppressing device of the present invention.
FIG. 2 is a connection diagram of an embodiment of an active filter having an inductance load and using a GTO thyristor as a switch circuit.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of an active filter.
FIG. 4 is a diagram showing a converter and an inverter and a DC link therebetween.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Resonance current detector 2 Maximum resonance current detection analyzer 3 Active filter load current calculator 4 Analysis comparator 5 Pulse width modulation controller 6 Pulse width modulator 7 Active filter 8 Switch circuit 9 Load 10 Load current detector 11 DC link 12 Converter 13 Inverter 14 Switch circuit 15 Load

Claims

下記の各構成を具備することを特徴とする共振電流抑制装置。
（イ）コンバータ・インバータ間のＤＣリンクにおける各周波数の共振電流を検出する共振電流検出器
（ロ）共振電流検出器からの各周波数共振電流のうち振幅最大のものを選択してこれを解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出して出力する最大共振電流検出解析器
（ハ）複数のスイッチ回路とインダクタンス負荷を有し、入力側がコンバータ・インバータ間のＤＣリンクに並列接続され、スイッチ回路をパルス幅変調によってオン・オフして負荷電流を制御することにより入力電流の調整が可能なアクティブフィルタ
（ニ）最大共振電流検出解析器からの情報を受けて、そのような共振電流を相殺するアクティブフィルタ入力電流を得るために流すべきアクティブフィルタ負荷電流の振幅値、周波数および位相の各情報を算出して出力するアクティブフィルタ負荷電流演算器
（ホ）アクティブフィルタの負荷電流を検出する負荷電流検出器
（ヘ）負荷電流検出器からの負荷電流を解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出し、アクティブフィルタ負荷電流演算器からの振幅値、周波数および位相の各情報とそれぞれ比較し、それぞれの差分情報を出力する解析比較器
（ト）解析比較器からの差分情報を受けて、その差分がゼロに近づくように、アクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を行わせるようなパルス幅変調制御信号を出力するパルス幅変調制御器
（チ）パルス幅変調制御信号によって、アクティブフィルタのスイッチ回路に対してパルス幅変調を行うパルス幅変調器A resonance current suppressing device comprising the following components.
(B) Resonant current detector for detecting resonance current at each frequency in the DC link between converter and inverter (b) Resonance current detector from resonance current detector selects the one with the largest amplitude and analyzes it Maximum resonance current detection analyzer that detects and outputs each information of the amplitude value, frequency and phase (C) It has a plurality of switch circuits and an inductance load, and the input side is connected in parallel to the DC link between the converter and the inverter, Active filter that can adjust the input current by controlling the load current by turning on / off the switch circuit by pulse width modulation (d) Receives information from the maximum resonance current detection analyzer and receives such resonance current. Calculates the amplitude, frequency, and phase information of the active filter load current that should be passed to obtain the active filter input current to cancel. Active filter load current calculator (e) Load current detector that detects the load current of the active filter (f) Analyzing the load current from the load current detector and obtaining each information of its amplitude value, frequency and phase Detecting and comparing each of the amplitude value, frequency and phase information from the active filter load current calculator, and outputting the difference information, receiving the difference information from the analysis comparator, A pulse width modulation controller (H) that outputs a pulse width modulation control signal for performing pulse width modulation on the switch circuit of the active filter so that the difference approaches zero. Width modulator for pulse width modulation

アクティブフィルタのインダクタンスの負荷に代えてキャパシタンス負荷を用いた請求項１記載の共振電流抑制装置。2. The resonance current suppressing device according to claim 1, wherein a capacitance load is used instead of the inductance load of the active filter.

アクティブフィルタのスイッチ回路としてＧＴＯサイリスタを用いた請求項１又は２記載の共振電流抑制装置。3. The resonance current suppressing device according to claim 1, wherein a GTO thyristor is used as a switch circuit of the active filter.