JP3652811B2 - Resonant current suppression device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明はコンバータとインバータを用いた電力変換装置におけるDCリンクの直流母線に流れる共振電流を抑制する技術の分野に属する。
【0002】
【従来の技術】
交流電動機を駆動するためのVVVFインバータや、電力会社で使用される周波数変換装置、或るいは直流送電のためのAC−ACコンバータのような大容量の電力変換装置は、一般的に狭義の意味でのコンバータ装置とインバータ装置が直流母線を介して接続され、それらは直流回路で一体のDCリンクを形成する。ここでいうDCリンクとは、コンバータ出力部およびインバータ入力部に設けられる電圧平滑用コンデンサ、その間に設けられる電流平滑用リアクトルおよび直流母線を一括して総称したものである。これを図示すると図4のようになる。
【0003】
図4の直流主回路(DCリンク)にはリアクトルまたは配線インダクタンス成分が存在し、コンバータの出力部やインバータの入力部に電圧平滑用コンデンサが存在する。こうした回路では当然のことながら共振回路が構成される。直流母線に複数のインバータやコンバータが接続されて回路が複雑になると複数の周波数帯で直列共振あるいは並列共振が生ずることになる。
【0004】
一方、インバータの入力電流高調波には、出力電流基本波に起因して発生する高調波成分とパルス幅変調(Pulse Width Modulation:PWM)制御に起因して発生する高調波成分とが考えられるが、大容量の電力変換装置では、DCリンクのコンデンサ容量が大きく共振周波数が低い可能性が高いところから、高調波として問題になるのは、出力基本波に起因して発生する高調波成分であると考えられる。
【0005】
そして、インバータおよびコンバータの入出力電流高調波がDCリンクの直列共振周波数や並列共振周波数に一致した場合は、DCリンクでの高調波電流が著しく大きくなり、場合によっては電力変換システムに障害をもたらす危険性がある。そこで、従来は、このような共振が発生する場合には、コイルやコンデンサを追加するかフィルタを挿入するのが一般的であった。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、コイルやコンデンサを追加したり、フィルタを挿入するという対策は、基本的には共振周波数を別の周波数帯に変えたに過ぎずその周波数で共振が発生することが考えられるし、フィルタの挿入にしてもその帯域の共振は抑制できるにしても別の周波数帯域で共振が発生する場合がある。
【0007】
一方、インバータの負荷が電車の駆動モータのような場合にはインバータの出力周波数を変化させる制御を行うのでこれに応じてインバータの入力電流高調波の周波数も変化するから、このような場合、コイルやコンデンサの追加やフィルタの挿入だけで対処し切れないという問題がある。
【0008】
本発明の目的は、上記従来技術の問題点に鑑みて、共振を起こす高調波の周波数が変化しても、その周波数に対応して共振高調波電流を相殺抑制することのできる共振電流抑制装置を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するために次のような手段構成を有する。
本発明の共振電流抑制装置の第1の手段構成は次の各構成要素からなることを特徴とする。
(イ)コンバータ・インバータ間のDCリンクにおける各周波数の共振電流を検出する共振電流検出器
(ロ)共振電流検出器からの各周波数共振電流のうち振幅最大のものを選択してこれを解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出して出力する最大共振電流検出解析器
(ハ)複数のスイッチ回路とインダクタンス負荷を有し、入力側がコンバータ・インバータ間のDCリンクに並列接続され、スイッチ回路をパルス幅変調によってオン・オフして負荷電流を制御することにより入力電流の調整が可能なアクティブフィルタ
(ニ)最大共振電流検出解析器からの情報を受けて、そのような共振電流を相殺するアクティブフィルタ入力電流を得るために流すべきアクティブフィルタ負荷電流の振幅値、周波数および位相の各情報を算出して出力するアクティブフィルタ負荷電流演算器
(ホ)アクティブフィルタの負荷電流を検出する負荷電流検出器
(ヘ)負荷電流検出器からの負荷電流を解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出し、アクティブフィルタ負荷電流演算器からの振幅値、周波数および位相の各情報とそれぞれ比較し、それぞれの差分情報を出力する解析比較器
(ト)解析比較器からの差分情報を受けて、その差分がゼロに近づくように、アクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を行わせるようなパルス幅変調制御信号を出力するパルス幅変調制御器
(チ)パルス幅変調制御信号によって、アクティブフィルタのスイッチ回路に対してパルス幅変調を行うパルス幅変調器
【0010】
第2の手段構成は、第1の手段構成のアクティブフィルタのインダクタンス負荷に代えてキャパシタンス負荷を用いた共振電流抑制装置である。
【0011】
第3の手段構成は、第1又は第2の手段構成において、アクティブフィルタのスイッチ回路としてGTOサイリスタを用いた共振電流抑制装置である。
【0012】
【発明の実施の形態】
本発明は、図3に示すようなアクティブフィルタのスイッチ回路14をPWM制御してアクティブフィルタの負荷15に流す電流iOFを制御することによりアクティブフィルタの入力電流IPFを制御し、この入力電流IPFによってDCリンクの共振電流を相殺抑制せんとするものである。
今、アクティブフィルタの負荷に対する出力電圧平均値vOFが数式1のようになるように、アクティブフィルタのスイッチ回路をPWM制御すると出力側には数式2で表されるような3レベルのパルス電圧が出力される。但し数式2はVDCで正規化してある。
【0013】
【数1】
vOF=VDC・asin(ω0 t+φ)
但し、VDC:DCリンクの直流電圧、a:変調率、
ω0 =2πfO 、fO :出力周波数、φ:初期位相、
【0014】
【数2】
【0015】
ここで負荷がインダクタンス又はキャパシタンスとすると、出力電圧が数式2のようなパルス電圧であっても負荷電流iOFは数式3のような正弦波で近似することができる。
【0016】
【数3】
iOF=IOFsin(ω0 t+φ−θ)
但し、IOF=a・vDC/Z、Z:負荷インピーダンス、
θ:負荷インピーダンスによる位相変移、
【0017】
このとき、数式2をスイッチング関数として使用することによって、入力電流IPFは数式2と数式3の積という形で数式4のように求めることができる。
【0018】
【数4】
IPF=SvOF・iOF
【0019】
この数式4に数式2および数式3を代入して演算すると数式5のようになる。
【0020】
【数5】
【0021】
上記数式5の右辺第3項(2行目以下の項)はPWM制御に起因する高調波であるが、一般には周波数が高く減衰し易いのでレベルが低く実用上無視し得る。更に、アクティブフィルタの負荷をインダクタンス又はキャパシタンスとすれば負荷インピーダンスによる位相変移θの絶対値はπ/2ラジアンとなるので数式5の右辺第1項はcos(π/2)によりゼロとなる。
そうすると、結局、アクティブフィルタへの入力電流IPFは右辺第2項だけとなり、負荷がインダクタンスの場合にはθ=π/2であるから数式6のようになる。
【0022】
【数6】
【0023】
また、負荷がキャパシタンスの場合には、θ=−π/2であるから数式7のようになる。
【0024】
【数7】
【0025】
一方、数式3の負荷電流iOFは負荷がインダクタンスの場合には数式8のようになり、負荷がキャパシタンスの場合には数式9のようになる。
【0026】
【数8】
【0027】
【数9】
【0028】
以上整理すると、インダクタンス負荷の場合には、数式8の負荷電流を流すことにより数式6の入力電流を生じさせることができ、キャパシタンス負荷の場合には数式9の負荷電流を流すことにより数式7の入力電流を生じさせることができる。そこで今、DCリンクを流れる共振電流IR が数式10で表されるとすれば、
【0029】
【数10】
IR =Isin(ωR t+η)
但し、ωR =2πfR 、fR :共振周波数、η:初期位相、
【0030】
これを相殺する電流は−IR であるから、これがアクティブフィルタの入力電流IPFになるようにしてやればよい。即ち、インダクタンス負荷の場合には数式6、数式10から数式11が成立するようにしてやればよい。
【0031】
【数11】
−IR =−Isin(ωR t+η)=IPF=−IOFa sin2(ω0 t+φ)
【0032】
この数式11から次の数式12、数式13が導かれる。
【0033】
【数12】
【0034】
【数13】
【0035】
この数式12および数式13より、数式8の負荷に流すべき電流iOFを求めると数式14のようになる。
【0036】
【数14】
【0037】
同様にして、キャパシタンス負荷の場合には数式7、数式10から数式15が成立するようにしてやればよい。この数式15から次の数式16、数式17が導かれる。
【0038】
【数15】
−IR =−Isin(ωR t+η)=IPF=IOFa sin2(ω0 t+φ)
【0039】
【数16】
【0040】
【数17】
【0041】
この数式16のIOFおよび数式17のω0 t+φを数式9に代入してやれば、流すべき負荷電流iOFが数式18のように求められる。
【0042】
【数18】
【0043】
この数式18はインダクタンス負荷の場合の数式14と同じであることが分かる。
以上要するに、数式10で表される共振電流は、DCリンクに並列に接続されたアクティブフィルタの負荷に数式14で表される負荷電流を流してやることによりその入力電流で相殺されることになることが分かる。
そこで、DCリンクに流されている共振電流を検出し、その振幅I、共振周波数fR 、初期位相ηを検出し、これらを用いて、アクティブフィルタの負荷に数式14で示される電流を流すようにパルス幅変調器でアクティブフィルタを制御することにより共振電流が相殺抑圧されることになる。
【0044】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図1は本発明の共振電流抑制装置の実施例の構成を示すブロック図である。DCリンク11に流れる共振電流は共振電流検出器1によって検出され、最大共振電流検出解析器2へ導かれここで振幅の最も大きい共振電流が選択的に検出されその共振電流の振幅I、共振周波数fR 、初期位相ηが検出される。これらのデータはアクティブフィルタ負荷電流演算器3へ送られる。ここではこれらのデータに基づいてアクティブフィルタ7の負荷9へ流すべき負荷電流の演算を行う。演算された負荷電流データは解析比較器4へ加えられる。
【0045】
一方、アクティブフィルタ7の負荷電流も負荷電流検出器10で検出されて解析比較器4へ加えられここでその振幅、周波数および位相が解析される。そして、アクティブフィルタ負荷電流演算器3から入力されている振幅、周波数および位相が比較されその差を示す信号がパルス幅変調制御器5へ送られる。
【0046】
パルス幅変調制御器5は入力される差信号がゼロに近づくようなパルス幅変調が行われるように、パルス幅変調器6を制御する。この制御信号を受けたパルス幅変調器6はアクティブフィルタ7のスイッチ回路8のオンオフパルス変調を行う。従って、アクティブフィルタ7の負荷電流は、アクティブフィルタ負荷電流演算器3で演算された負荷電流になる。この負荷電流を流すことによりアクティブフィルタ7に流れる入力電流がDCリンクに流れる共振電流を相殺抑制することになる。
【0047】
図2はインダクタンス負荷を有し、スイッチ回路としてGTO(Gate Turn Off)サイリスタを用いたアクティブフィルタの実施例である。ゲートをパルス状にオンオフしその幅を変えることによりパルス幅変調を行う。負荷はキャパシタンスとすることもできる。
【0048】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の共振電流抑制装置は、PWM制御を行うアクティブフィルタをコンバータ・インバータ間のDCリンクに並列接続し、別途DCリンクに流れる共振電流を検出解析し、アクティブフィルタの入力電流が検出された最大共振電流を相殺する電流になるような負荷電流をアクティブフィルタの特性に基づいて算出し、アクティブフィルタの負荷電流が演算された振幅、周波数、位相の電流になるようにアクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を帰還制御によって行うようにしているので、インバータの出力周波数が変化することにより共振電流の周波数が変化しても、これに追随してアクティブフィルタの出力電流を制御することにより入力電流を、共振電流を相殺する周波数に制御することができ共振電流を抑制することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の共振電流抑制装置の実施例の構成を示すブロック図である。
【図2】インダクタンス負荷を有し、スイッチ回路としてGTOサイリスタを用いたアクティブフィルタの実施例の接続図である。
【図3】アクティブフィルタの回路構成図である。
【図4】コンバータおよびインバータとその間のDCリンクを示す図である。
【符号の説明】
1 共振電流検出器
2 最大共振電流検出解析器
3 アクティブフィルタ負荷電流演算器
4 解析比較器
5 パルス幅変調制御器
6 パルス幅変調器
7 アクティブフィルタ
8 スイッチ回路
9 負荷
10 負荷電流検出器
11 DCリンク
12 コンバータ
13 インバータ
14 スイッチ回路
15 負荷[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention belongs to the field of technology for suppressing a resonance current flowing through a DC link DC bus in a power converter using a converter and an inverter.
[0002]
[Prior art]
A large-capacity power converter such as a VVVF inverter for driving an AC motor, a frequency converter used in an electric power company, or an AC-AC converter for DC power transmission is generally in a narrow sense. The converter device and the inverter device are connected via a DC bus, and they form an integrated DC link with a DC circuit. The DC link here is a collective term for voltage smoothing capacitors provided in the converter output unit and the inverter input unit, a current smoothing reactor and a DC bus provided therebetween. This is illustrated in FIG.
[0003]
The DC main circuit (DC link) in FIG. 4 has a reactor or wiring inductance component, and a voltage smoothing capacitor is present at the output of the converter and the input of the inverter. Such a circuit naturally forms a resonant circuit. When a plurality of inverters and converters are connected to the DC bus and the circuit becomes complicated, series resonance or parallel resonance occurs in a plurality of frequency bands.
[0004]
On the other hand, the input current harmonics of the inverter are considered to include harmonic components generated due to the fundamental current of the output current and harmonic components generated due to pulse width modulation (PWM) control. In a large-capacity power converter, since the DC link capacitor capacity is large and the possibility that the resonance frequency is low is high, it is the harmonic component generated due to the output fundamental wave that becomes a problem as a harmonic. it is conceivable that.
[0005]
When the input / output current harmonics of the inverter and the converter match the series resonance frequency and parallel resonance frequency of the DC link, the harmonic current in the DC link becomes significantly large, possibly causing a failure in the power conversion system. There is a risk. Therefore, conventionally, when such resonance occurs, it is common to add a coil or a capacitor or insert a filter.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, measures such as adding a coil or capacitor or inserting a filter are basically just changing the resonance frequency to another frequency band, and it is possible that resonance will occur at that frequency. Even if it is inserted, resonance in that band can be suppressed, but resonance may occur in another frequency band.
[0007]
On the other hand, when the inverter load is a train drive motor, the inverter output frequency is controlled so that the frequency of the input current harmonics of the inverter also changes accordingly. There is a problem that it cannot be dealt with just by adding a capacitor or inserting a filter.
[0008]
An object of the present invention is to provide a resonance current suppressing device capable of canceling and suppressing a resonance harmonic current in accordance with the frequency even if the frequency of the harmonic causing resonance changes in view of the above-described problems of the prior art. Is to provide.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has the following means to achieve the above object.
The first means configuration of the resonance current suppressing apparatus of the present invention is characterized by comprising the following components.
(B) Resonant current detector for detecting resonance current at each frequency in the DC link between converter and inverter (b) Resonance current detector from resonance current detector selects the one with the largest amplitude and analyzes it Maximum resonance current detection analyzer that detects and outputs each information of the amplitude value, frequency and phase (C) It has a plurality of switch circuits and an inductance load, and the input side is connected in parallel to the DC link between the converter and the inverter, Active filter that can adjust the input current by controlling the load current by turning on / off the switch circuit by pulse width modulation (d) Receives information from the maximum resonance current detection analyzer and receives such resonance current. Calculates the amplitude, frequency, and phase information of the active filter load current that should be passed to obtain the active filter input current to cancel. Active filter load current calculator (e) Load current detector that detects the load current of the active filter (f) Analyzing the load current from the load current detector and obtaining each information of its amplitude value, frequency and phase Detecting and comparing each of the amplitude value, frequency and phase information from the active filter load current calculator, and outputting the difference information, receiving the difference information from the analysis comparator, A pulse width modulation controller (H) that outputs a pulse width modulation control signal for performing pulse width modulation on the switch circuit of the active filter so that the difference approaches zero. Pulse width modulator for performing pulse width modulation on a laser
The second means configuration is a resonance current suppressing device using a capacitance load instead of the inductance load of the active filter of the first means configuration.
[0011]
A third means configuration is a resonance current suppressing device using a GTO thyristor as a switch circuit of an active filter in the first or second means configuration.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The present invention controls the input current I PF of the active filter by controlling the current i OF flowing through the
Now, when the active filter switch circuit is PWM controlled so that the output voltage average value v OF with respect to the load of the active filter is as shown in Equation 1, a three-level pulse voltage represented by
[0013]
[Expression 1]
v OF = V DC · asin (ω 0 t + φ)
Where V DC : DC link DC voltage, a: Modulation rate,
ω 0 = 2πf O , f O : output frequency, φ: initial phase,
[0014]
[Expression 2]
[0015]
Here, if the load is an inductance or a capacitance, the load current i OF can be approximated by a sine wave as in Equation 3 even if the output voltage is a pulse voltage as in
[0016]
[Equation 3]
i OF = I OF sin (ω 0 t + φ−θ)
Where I OF = a · v DC / Z, Z: load impedance,
θ: phase shift due to load impedance,
[0017]
At this time, by using
[0018]
[Expression 4]
I PF = Sv OF・ i OF
[0019]
Substituting
[0020]
[Equation 5]
[0021]
The third term on the right side of Equation 5 above (the term in the second row and below) is a harmonic resulting from PWM control, but generally has a high frequency and is easily attenuated, so the level is low and can be ignored in practice. Furthermore, if the load of the active filter is an inductance or a capacitance, the absolute value of the phase shift θ due to the load impedance becomes π / 2 radians, and therefore the first term on the right side of Equation 5 becomes zero due to cos (π / 2).
As a result, the input current I PF to the active filter is eventually only the second term on the right side, and when the load is an inductance, θ = π / 2, so Equation 6 is obtained.
[0022]
[Formula 6]
[0023]
Further, when the load is a capacitance, since θ = −π / 2, Expression 7 is obtained.
[0024]
[Expression 7]
[0025]
On the other hand, the load current i OF in Expression 3 is expressed by Expression 8 when the load is inductance, and is expressed by Expression 9 when the load is capacitance.
[0026]
[Equation 8]
[0027]
[Equation 9]
[0028]
In summary, in the case of an inductance load, the input current of Formula 6 can be generated by flowing the load current of Formula 8, and in the case of a capacitance load, the load current of Formula 9 can be flowed. An input current can be generated. Therefore, if the resonance current I R flowing through the DC link is expressed by Equation 10,
[0029]
[Expression 10]
I R = I sin (ω R t + η)
Where ω R = 2πf R , f R : resonance frequency, η: initial phase,
[0030]
Since current is -I R to offset this, which may be Shiteyare so that the input current I PF of the active filter. That is, in the case of an inductance load, it is only necessary to satisfy Equations 6 and 10 to 11.
[0031]
[Expression 11]
−I R = −I sin (ω R t + η) = I PF = −I OF a sin 2 (ω 0 t + φ)
[0032]
From this
[0033]
[Expression 12]
[0034]
[Formula 13]
[0035]
From Equation 12 and Equation 13, when the current i OF to be passed through the load of Equation 8 is obtained, Equation 14 is obtained.
[0036]
[Expression 14]
[0037]
Similarly, in the case of a capacitance load, Equations 7 and 10 to 15 may be satisfied. From the
[0038]
[Expression 15]
−I R = −I sin (ω R t + η) = I PF = I OF a sin 2 (ω 0 t + φ)
[0039]
[Expression 16]
[0040]
[Expression 17]
[0041]
Substituting I OF in Equation 16 and ω 0 t + φ in Equation 17 into Equation 9, the load current i OF to be passed is obtained as in Equation 18.
[0042]
[Expression 18]
[0043]
It can be seen that Equation 18 is the same as Equation 14 for the inductance load.
In short, the resonance current expressed by Equation 10 is canceled by the input current when the load current expressed by Equation 14 is passed through the load of the active filter connected in parallel to the DC link. I understand.
Therefore, the resonance current flowing in the DC link is detected, its amplitude I, resonance frequency f R , and initial phase η are detected, and using these, the current shown in Formula 14 is passed through the load of the active filter. In addition, the resonance current is canceled and suppressed by controlling the active filter with the pulse width modulator.
[0044]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the resonance current suppressing device of the present invention. The resonance current flowing through the
[0045]
On the other hand, the load current of the active filter 7 is also detected by the load current detector 10 and applied to the analysis comparator 4 where the amplitude, frequency and phase are analyzed. Then, the amplitude, frequency and phase input from the active filter load current calculator 3 are compared, and a signal indicating the difference is sent to the pulse width modulation controller 5.
[0046]
The pulse width modulation controller 5 controls the pulse width modulator 6 so that pulse width modulation is performed so that the input difference signal approaches zero. Upon receiving this control signal, the pulse width modulator 6 performs on / off pulse modulation of the switch circuit 8 of the active filter 7. Therefore, the load current of the active filter 7 is the load current calculated by the active filter load current calculator 3. By flowing this load current, the input current flowing through the active filter 7 cancels and suppresses the resonance current flowing through the DC link.
[0047]
FIG. 2 shows an embodiment of an active filter having an inductance load and using a GTO (Gate Turn Off) thyristor as a switch circuit. Pulse width modulation is performed by turning on and off the gate in a pulsed manner and changing its width. The load can also be a capacitance.
[0048]
【The invention's effect】
As described above, the resonance current suppressing device of the present invention connects an active filter that performs PWM control in parallel to the DC link between the converter and the inverter, separately detects and analyzes the resonance current flowing through the DC link, and inputs the active filter. The load current is calculated based on the characteristics of the active filter so that the current cancels the detected maximum resonance current based on the characteristics of the active filter, and active so that the load current of the active filter becomes the current of the calculated amplitude, frequency, and phase. Since the pulse width modulation for the switch circuit of the filter is performed by feedback control, even if the frequency of the resonance current changes due to the change of the inverter output frequency, the output current of the active filter is controlled following this change. Therefore, the input current can be controlled to a frequency that cancels the resonance current. There is an advantage that it is possible to suppress the resonance current.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a resonance current suppressing device of the present invention.
FIG. 2 is a connection diagram of an embodiment of an active filter having an inductance load and using a GTO thyristor as a switch circuit.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of an active filter.
FIG. 4 is a diagram showing a converter and an inverter and a DC link therebetween.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Resonance
Claims (3)
(イ)コンバータ・インバータ間のDCリンクにおける各周波数の共振電流を検出する共振電流検出器
(ロ)共振電流検出器からの各周波数共振電流のうち振幅最大のものを選択してこれを解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出して出力する最大共振電流検出解析器
(ハ)複数のスイッチ回路とインダクタンス負荷を有し、入力側がコンバータ・インバータ間のDCリンクに並列接続され、スイッチ回路をパルス幅変調によってオン・オフして負荷電流を制御することにより入力電流の調整が可能なアクティブフィルタ
(ニ)最大共振電流検出解析器からの情報を受けて、そのような共振電流を相殺するアクティブフィルタ入力電流を得るために流すべきアクティブフィルタ負荷電流の振幅値、周波数および位相の各情報を算出して出力するアクティブフィルタ負荷電流演算器
(ホ)アクティブフィルタの負荷電流を検出する負荷電流検出器
(ヘ)負荷電流検出器からの負荷電流を解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出し、アクティブフィルタ負荷電流演算器からの振幅値、周波数および位相の各情報とそれぞれ比較し、それぞれの差分情報を出力する解析比較器
(ト)解析比較器からの差分情報を受けて、その差分がゼロに近づくように、アクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を行わせるようなパルス幅変調制御信号を出力するパルス幅変調制御器
(チ)パルス幅変調制御信号によって、アクティブフィルタのスイッチ回路に対してパルス幅変調を行うパルス幅変調器A resonance current suppressing device comprising the following components.
(B) Resonant current detector for detecting resonance current at each frequency in the DC link between converter and inverter (b) Resonance current detector from resonance current detector selects the one with the largest amplitude and analyzes it Maximum resonance current detection analyzer that detects and outputs each information of the amplitude value, frequency and phase (C) It has a plurality of switch circuits and an inductance load, and the input side is connected in parallel to the DC link between the converter and the inverter, Active filter that can adjust the input current by controlling the load current by turning on / off the switch circuit by pulse width modulation (d) Receives information from the maximum resonance current detection analyzer and receives such resonance current. Calculates the amplitude, frequency, and phase information of the active filter load current that should be passed to obtain the active filter input current to cancel. Active filter load current calculator (e) Load current detector that detects the load current of the active filter (f) Analyzing the load current from the load current detector and obtaining each information of its amplitude value, frequency and phase Detecting and comparing each of the amplitude value, frequency and phase information from the active filter load current calculator, and outputting the difference information, receiving the difference information from the analysis comparator, A pulse width modulation controller (H) that outputs a pulse width modulation control signal for performing pulse width modulation on the switch circuit of the active filter so that the difference approaches zero. Width modulator for pulse width modulation
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