JP3642834B2

JP3642834B2 - Ultrasonic Doppler diagnostic device

Info

Publication number: JP3642834B2
Application number: JP22122095A
Authority: JP
Inventors: 美喜雄泉; 田浩神
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1995-08-08
Filing date: 1995-08-08
Publication date: 2005-04-27
Anticipated expiration: 2015-08-08
Also published as: JPH0947456A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被検体内に超音波を送受信し診断部位のリアルタイムのＢモード像を観察しながらドプラ法により血流速度の計測を行う超音波ドプラ診断装置に関し、特にＢモード像とドプラモード像とを切り換えて観察する際のリアルタイム性を向上することができる超音波ドプラ診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の超音波ドプラ診断装置は、被検体内に超音波を送信すると共にその内部からの反射エコーを受信し、Ｂモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送信すると共にその内部からの反射エコーを受信し、この反射エコーから移動体のドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示し又はオーディオ信号として音響出力するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示するようになっていた。
【０００３】
すなわち、図１２に示すように、超音波送受信部２内のパルサ３が発生した電気パルスは探触子１に印加され、この探触子１から超音波パルスが図示省略の被検体内へ送信される。被検体内部の診断部位から反射されたエコー信号は、上記探触子１で受信され再び電気信号に変換される。この受信信号は、超音波送受信部２内のプリアンプ４によって増幅され、Ｂモード像検出表示系において検波器６へ送られる。検波器６では包絡線検波されて、輝度信号とされる。この輝度信号はＡＤＣ７でディジタル信号に変換され、ＤＳＣ（ディジタルスキャンコンバータ）８で画像処理されてモニタ９へ送られ、このモニタ９の画面にＢモード像として表示される。
【０００４】
一方、ドプラモード像検出表示系においては、超音波送受信部２内のプリアンプ４で増幅された受信信号は、ミキサ１０ａ，１０ｂで参照波と乗算され、ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂを通って複素ベースバンド信号に変換される。この複素ベースバンド信号は区間積分回路１２ａ，１２ｂに入力し、区間積分回路１２ａ，１２ｂは、サンプルボリュームに対応する区間の複素信号を積分し、ホールドする。上記区間積分回路１２ａ，１２ｂから出力された信号は、被検体内の固定組織からのクラッタ成分を除去するためのハイパスフィルタであるウォールフィルタ１３ａ，１３ｂを経て、血流などからのドプラ偏移を受けた周波数信号（血流信号）だけが取り出される。この取り出された血流信号は、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂによりディジタル信号に変換され、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）から成る周波数分析回路１５へ送られる。そして、この周波数分析回路１５で周波数分析され、ＤＳＣ８で画像処理されてモニタ９へ送られ、このモニタ９の画面に血流のドプラスペクトラム（ドプラモード像）が表示される。
【０００５】
ここで、Ｂモード像表示を行うための超音波の送受信ビームの方向と、ドプラモード像表示を行うための超音波の送受信ビームの方向とは、ほとんどの場合で異なるため、Ｂモード像を得るための超音波送受信動作と、ドプラモード像を得るための超音波送受信動作とは、時分割に行われる。従って、リアルタイムでＢモード像を表示しているときは、ドプラモード像は表示動作が停止され、また他の時相においてリアルタイムでドプラモード像を表示しているときは、Ｂモード像はフリーズされる。この場合、ドプラモード像においては、リアルタイムのＢモード像をガイドとしてサンプルボリュームの位置を設定する必要があるので、ドプラモード時であってもＢモード像のリアルタイム性は重要である。このことから、従来装置においては、図１３に示すように、Ｂモード時相とドプラモード時相との切り換えを交互に行うことで、リアルタイム性を極力損なわないようにしてきた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の超音波ドプラ診断装置においては、図１２に示すローパスフィルタ１１ａ，１１ｂから出力される複素ベースバンド信号を区間積分回路１２ａ，１２ｂを介して入力し、この信号の中から被検体内の固定組織からのクラッタ成分を除去するウォールフィルタ１３ａ，１３ｂが50Hz程度から１KHz程度という装置全体の構成要素の中で最も低い遮断周波数をもち、急峻な特性が要求されるものであった。このことは、上記ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂへの信号入力時の過渡応答を装置全体の中の他のフィルと比較すると、該ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂが最も長大なリンギング（安定するまでの間に信号が振動すること）を生じることを意味する。これにより、図１３に示すように、Ｂモード時相からドプラモード時相に切り換わるときにそのドプラモード時相の初めに、ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂへ入力するクラッタ信号Ｓ₁に対して該ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂの出力信号に強大なリンギングＳ₂が常に発生することになる。このことから、上記リンギングＳ₂が収束してフィルタ出力が安定するまで十分な時間待たなければならなかった。従って、Ｂモード時相とドプラモード時相とを頻繁に切り換えることができず、画像のリアルタイム性が低いものであった。
【０００７】
そこで、本発明は、このような問題点に対処し、Ｂモード像とドプラモード像とを切り換えて観察する際のリアルタイム性を向上することができる超音波ドプラ診断装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明による超音波ドプラ診断装置は、被検体内に超音波を送受信してＢモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送受信してその反射エコーから移動体によりドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示する超音波ドプラ診断装置において、上記被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタと、上記Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を上記モード切り換え時点の初期の受信信号列の一つ以上の値から線形結合によって算出し、且つドプラモード時相の初期に入力される信号系列をもとに上記遅延レジスタの整定値を計算し該遅延レジスタにプリセットする遅延レジスタ整定値演算手段と、を有するフィルタ処理部を設け、ドプラモード移行初期に上記ハイパスフィルタの出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようにしたものである。
【０００９】
そして、上記フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段でのドプラモード時相の初期における演算のタイミングは、入力信号の数をｎとし、ドプラモード時相に移行してから最初の確定データが受信された時点をｎ＝０とすると、ｎ＜３の期間は整定値のプリセット期間とされ、ｎ≧３の期間は通常のフィルタ演算の期間とされている。
【００１０】
また、上記ハイパスフィルタは、再帰形フィルタから成るものとしてもよい。
【００１１】
また、他の手段による超音波ドプラ診断装置は、被検体内に超音波を送受信してＢモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送受信してその反射エコーから移動体によりドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示する超音波ドプラ診断装置において、上記被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタと、上記Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を、上記モード切り換え時点よりも以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出し、且つ上記ハイパスフィルタの遅延レジスタをプリセットする整定値を、上記モード切り換え時点以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出する遅延レジスタ整定値演算手段と、を有するフィルタ処理部を設け、ドプラモード移行初期に上記ハイパスフィルタの出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようにしたものである。
【００１２】
そして、上記フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段は、Ｂモード時相の期間だけ過去のドプラモード時相における受信複素信号系列中の所定のサンプル間隔をあけた２時点間の位相角の差から求めた角周波数を推定角周波数とし、ドプラモード時相に切り換わったときの初期の複素受信信号列の１点以上の数値からの線形結合によって得られた初期代表複素数に、上記推定角周波数をもつ回転子を繰り返し乗じて順次発生される初期推定複素時系列データを複数点求め、この時系列データの各要素毎にその１点以上の数値の線形結合を上記ハイパスフィルタの遅延レジスタを初期化する値として採用するものとされている。
【００１３】
また、上記ハイパスフィルタは、再帰形フィルタから成るものとしてもよい。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面に基づいて詳細に説明する。
図１は第一の発明による超音波ドプラ診断装置の実施の形態を示すブロック図である。この超音波ドプラ診断装置は、被検体内に超音波を送受信し診断部位のリアルタイムのＢモード像を観察しながらドプラ法により血流速度の計測を行うもので、図１に示すように、探触子１と、超音波送受信部２と、発振器５と、検波器６と、ＡＤＣ７と、ＤＳＣ８と、モニタ９と、ミキサ１０ａ，１０ｂと、ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂと、区間積分回路１２ａ，１２ｂと、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂと、周波数分析回路１５とを有し、さらにフィルタ処理部１６を設けて成る。
【００１５】
上記探触子１は、被検体内の診断部位に超音波を送受信するもので、その内部には電気信号を超音波に変換すると共に受波した超音波を電気信号に変換する超音波振動子が内蔵されている。超音波送受信部２は、上記探触子１を駆動して超音波を送信及び受信するもので、その内部には発振器５からの周波数を入力して電気パルスを発生するパルサ３と、探触子１が受波し電気信号に変換した受信信号を増幅するプリアンプ４とを有している。
【００１６】
検波器６は、上記超音波送受信部２内のプリアンプ４から出力された受信信号を入力して包絡線検波し、輝度信号とするものである。ＡＤＣ７は、上記検波器６から出力された輝度信号を入力して、ディジタル信号に変換するものである。また、ＤＳＣ８は、上記ＡＤＣ７から出力されたディジタルの画像データを入力し、モニタ９に表示するために所要の画像処理を施すものである。さらに、モニタ９は、上記ＤＳＣ８から出力された画像データを入力し、アナログビデオ信号に変換してＢモード像として表示するもので、例えばテレビモニタから成る。そして、上記検波器６とＡＤＣ７とＤＳＣ８とモニタ９とで、Ｂモード像検出表示系を構成している。
【００１７】
一方、ミキサ１０ａ，１０ｂは、前記超音波送受信部２内のプリアンプ４から出力された受信信号を入力して、前記発振器５から出力される参照波の周波数と乗算するものである。ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂは、上記ミキサ１０ａ，１０ｂで参照波の周波数と乗算された受信信号を入力し、複素ベースバンド信号に変換するものである。区間積分回路１２ａ，１２ｂは、上記ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂから出力された複素ベースバンド信号を入力して、サンプルボリュームに対応する区間の複素ベースバンド信号を積分しホールドするものである。ＡＤＣ１４ａ，１４ｂは、上記区間積分回路１２ａ，１２ｂから出力された信号をディジタル信号に変換するものである。
【００１８】
本発明においては、上記ＡＤＣ１４ａ，１４ｂの後段に、フィルタ処理部１６が設けられている。このフィルタ処理部１６は、被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出する手段としてデジタルフィルタによって構成されたハイパスフィルタであるウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′と、Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化する手段である遅延レジスタ整定値演算手段１７とから成る。上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の内部構成は、図２に示すように、複数個の２次のフィルタセクション１８₁〜１８kを直列に接続して急峻なカットオフ特性を有する再帰形フィルタ（ＩＩＲフィルタと呼ばれる）に構成されている。また、個々の２次のフィルタセクション１８₁〜１８kは、図３に示すように、加算器１９ａ，１９ｂと、乗算器ａ₁₁，ａ₁₂，ｂ₁₀，ｂ₁₁，ｂ₁₂と、遅延レジスタ（Ｔ）２０ａ，２０ｂとから成る。そして、このような構成のフィルタ処理部１６の動作により、Ｂモード像からドプラモード像の検出に移行する初期に上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようになっている。
【００１９】
また、周波数分析回路１５は、上記フィルタ処理部１６で処理された信号を入力して周波数分析するもので、例えばＦＦＴから成る。以上のようなミキサ１０ａ，１０ｂと、ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂと、区間積分回路１２ａ，１２ｂと、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂと、フィルタ処理部１６と、周波数分析回路１５と、ＤＳＣ８と、モニタ９とで、ドプラモード像検出表示系を構成している。
【００２０】
次に、このように構成された超音波ドプラ診断装置の動作について説明する。ここで、Ｂモード像検出表示系における動作、及びドプラモード像検出表示系における区間積分回路１２ａ，１２ｂまでの動作は、図１２に示す従来例と同様であるので、その説明を省略する。上記ドプラモード像検出表示系において、区間積分回路１２ａ，１２ｂから出力された信号は、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂでディジタル信号に変換された後、フィルタ処理部１６へ送られる。このフィルタ処理部１６内の遅延レジスタ整定値演算手段１７は、ドプラモード時相の初期に該フィルタ処理部１６に入力される信号系列をもとに、ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の内部構成としての２次のフィルタセクション１８₁〜１８k（図２参照）内の遅延レジスタ２０ａ，２０ｂ（図３参照）の整定値を近似計算し、この計算結果を上記遅延レジスタ２０ａ，２０ｂにプリセットする。これにより、フィルタ処理部１６内のウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′は、ドプラモード時相の初期の入力信号列に対して既に整定した状態となるので、図１３に示すクラッタ信号Ｓ₁に対する応答としてのリンギングＳ₂が除去されることになる。
【００２１】
このリンギングＳ₂の除去動作について以下に説明する。まず、図２に示すウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の内部構成において、個々の２次のフィルタセクション１８₁〜１８kは、図３に示すように一般的なフィルタ演算を用いるものとする。すると、第一の２次のフィルタセクション１８₁に関する遅延レジスタ２０ａ，２０ｂの値に関する差分方程式は、図３より

で与えられる。ここで、入力信号系列ｘ₁nを１次関数で表わせると仮定すると、この入力信号系列に対する遅延レジスタ２０ａの整定値も方程式の線形性により、１次関数で表現できる。これを、

と表す。なお、Δｘ，Δｕはそれぞれ入力変数及び遅延レジスタ２０ａの値の変化量（定数）である。
【００２２】
上記式（１）及び式（３）より、遅延レジスタ２０ａにプリセットする値は、

で表される。さらに、差分方程式（１）の差分をとって、入力信号の差分と遅延レジスタ２０ａの差分を、それぞれ式（２）及び式（３）で定義したΔｘ，Δｕを用いて整理すると、

となり、このΔｘを入力信号系列の差で表すと、

となる。この式（６）を上記式（４）に代入して整理すると、

ただし、

となる。上記式（７）は、入力信号系列を１次関数で近似したとき、遅延レジスタ２０ａの整定値は、２点の入力信号の線形結合で計算できることを意味する。その線形結合の係数も、式（８）及び式（９）に従った既知のパラメータとなり、メモリ上にテーブルとして持っておけばよい。
【００２３】
このような演算のブロック線図を示すと、図４のようになる。この図４は、図１に示すフィルタ処理部１６の内部詳細図であり、遅延レジスタ整定値演算手段１７とウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８₁〜１８kとの接続状態を示している。ここで、上記遅延レジスタ整定値演算手段１７は、遅延レジスタ（Ｔ）２１ａ，２１ｂと、所定の係数を有する４個の乗算器と、加算器２２ａ，２２ｂとから成る。そして、これらの加算器２２ａ，２２ｂからの出力信号は、それぞれ上記２次のフィルタセクション１８₁〜１８kへ送られ、その内部に設けられた切換スイッチ２３ａ，２３ｂを介して、各々第一の遅延レジスタ２０ａ又は第二の遅延レジスタ２０ｂへ入力するようになっている。
【００２４】
このようなブロック線図で示される構成において、ドプラモード時相の初期における演算のタイミングを示すと、図５のようになる。図５において、入力信号の数をｎとし、ドプラモード時相に移行してから最初の確定データが受信された時点をｎ＝０とすると、ｎ＜３の期間は整定値のプリセット期間であり、図４に示す遅延レジスタ整定値演算手段１７で前述の式（７），（８），（９）に従って近似計算されたプリセット値がウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８₁〜１８kの遅延レジスタ２０ａ，２０ｂにプリセットされる。このときは、図４において、上記２次のフィルタセクション１８₁〜１８k内の切換スイッチ２３ａ，２３ｂは、それぞれ実線で示すように接続されている。
【００２５】
その後、ｎ≧３の期間は通常のフィルタ演算の期間となり、図４において前記２次のフィルタセクション１８₁〜１８k内の切換スイッチ２３ａ，２３ｂは、それぞれ破線で示すように接続されて通常のフィルタ演算の動作を行う。この演算は、例えば乗算器とレジスタとマルチプレクサなどによって構成されるハードウェアで実現することもできるし、あるいは汎用のＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）を用いても実現することができる。特に、ＤＳＰを用いた場合は、図４に示す遅延レジスタ整定値演算手段１７として特別なハードウェアを必要とせず、所要の演算係数値を予めＲＯＭ（読出し専用メモリ）に格納しておき、ドプラモード時相の開始時に該遅延レジスタ整定値演算手段１７で行うべきプリセットルーチンを実行するだけでよい。この場合、演算が線形結合、すなわち、積和演算というＤＳＰの最も基本的な機能しか用いないので、容易に実現することができる。
【００２６】
以上のように、図５に示すドプラモード時相の開始時に、ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８₁〜１８kの遅延レジスタ２０ａ，２０ｂ（図４参照）を整定値にプリセットするので、上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の出力信号としては、図１３に示すような入力信号中のクラッタ信号Ｓ₁の応答としてのリンギングＳ₂が抑止されることとなる。従って、Ｂモード時相とドプラモード時相とを頻繁に切り換えることができ、画像のリアルタイム性を向上できる。なお、以上の説明では、式（１）〜式（７）において入力変数を１次関数に近似して計算式を導出したが、入力変数の次数として０次（定数値）に近似しても、あるいは２次以上の高次関数形に近似しても、同様な動作が実現できる。例えば、入力変数をｍ次関数で近似したときは、上記遅延レジスタ２０ａ，２０ｂの整定値は、（ｍ＋１）点の入力変数の線形結合で計算できる。これらの中でも最も簡単な構成法は０次の近似を行う方法である。この場合は、入力変数の１点から遅延レジスタ２０ａ，２０ｂの整定値を演算することとなる。
【００２７】
図４に示す遅延レジスタ整定値演算手段１７の他の動作例として、

に“０”を置くと、０次の近似を用いた動作となる。この場合は、近似が粗い分だけ整定からの誤差も大きくなるが、上記遅延レジスタ整定値演算手段１７の構成において、乗算器及び加算器の数をそれぞれ２個削減できることと、入力信号のノイズレベルが比較的高い場合に、差分動作がないのでそのノイズの影響を受けにくくなるという利点がある。この動作例は、図１３に示すウォールフィルタの入力信号中のクラッタ信号Ｓ₁のレベルが比較的高く、周波数が直流とみなしうる程度に低い場合に適するものである。
【００２８】
図６は本発明の第二の実施の形態を示す要部のブロック図である。この実施の形態は、図１に示す遅延レジスタ整定値演算手段１７として、ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８₁〜１８kの遅延レジスタＴをプリセットする整定値を、Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点以前に検出された入力信号の角周波数と、ドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出するものとしたものである。そして、図６は、この実施の形態におけるフィルタ処理部１６の内部詳細図であり、遅延レジスタ整定値演算手段１７とウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８₁〜１８kとの接続状態を示している。
【００２９】
このような図６に示す実施の形態の動作を以下に説明する。図６において、入力信号系列ｘ₁n及び出力信号系列ｙ₁nは複素数である。上記遅延レジスタ整定値演算手段１７において、Ｂモード時相の期間Ｔbだけ過去のドプラモード時相における受信複素信号系列中のＭサンプル間隔をあけた２時点間の位相角の差から求められた角周波数を推定角周波数とし、ドプラモード時相に切り換わったとき（ｎ＝０）の初期の複素受信信号列の１点以上の数値からの線形結合によって得られた初期代表複素数に、上記推定角周波数をもつ回転子を繰り返し乗じて順次発生される初期推定複素時系列データを例えば４点（Ａ〜Ｄ）求め、この時系列データＡ〜Ｄの各要素毎にその１点以上の数値の線形結合を上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８₁〜１８kの遅延レジスタＴを初期化する値として採用する。この実施の形態では、入力変数を３次関数に近似したものであるが、遅延レジスタ整定値演算手段１７として用いたＤＳＰに演算能力があり、精密な整定が必要とされる場合は、比較的に高い次数での近似を用い、さらにクラッタ信号Ｓ₁（図１３参照）の周波数をより正確に観測することで、整定値からの誤差をさらに低減することができる。
【００３０】
なお、上記実施の形態において、実データの線形結合でなく上記回転子を乗じて生成した推定複素時系列データの線形結合を用いた理由は、入力信号に含まれる高周波数成分を除去することで、３次関数という比較的に低次の近似で整定効果を上げるためである。一般的に、入力変数は複雑な波形をしているために精密な整定を行おうとすると、きわめて次数の高い近似が必要となり、計算規模も膨大なものになってしまうが、上記回転子を乗じて生成した推定複素時系列データの線形結合を用いると、計算量の低減に効果がある。
【００３１】
図７は第二の発明による超音波ドプラ診断装置の実施の形態を示すブロック図である。この超音波ドプラ診断装置は、時間領域にて受信信号から被検体内の固定組織からのクラッタ成分を除去するハイパスフィルタとしてのウォールフィルタ１３ａ，１３ｂを有すると共に、このウォールフィルタ１３ａ，１３ｂでドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出した後にその血流信号を周波数分析する周波数分析回路１５の後段に、その周波数分析後の周波数領域においてスペクトラムの直流成分を含む低周波数成分を除去又は低減するウインドウ処理部２４を設けたものである。すなわち、図１２に示す従来装置において、周波数分析回路１５とＤＳＣ８との間にウインドウ処理部２４を設け、図１に示す第一の発明と同様の効果を発揮せしめようとするものである。
【００３２】
そして、上記ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂは、時間領域にて受信信号から被検体内の固定組織からのクラッタ成分を除去するカットオフ周波数として、周波数分析回路１５で周波数分析後に周波数領域にてスペクトラムの直流成分を含む低周波数成分を除去又は低減するウインドウ関数の低域のカットオフ周波数より低く設定したものとされている。
【００３３】
次に、このように構成された第二の発明による超音波ドプラ診断装置の動作について説明する。まず、図７において、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂでディジタル信号に変換されたドプラ信号は、周波数分析回路１５へ入力し、ここで周波数分析が行われパワースペクトラムが演算される。このとき、周波数分析点数は、例えば128点程度とされる。いま、分析点数をｎ点としたとき、図８に示すようにｎ個の乗算器で構成されたウインドウ処理部２４で行った分析結果のデータ

は、各乗算器によりそれぞれ

の重みを付けられ、次のＤＳＣ８へ送られて所要の画像処理が行われ、周波数スペクトラムがモニタ９に表示される。上記ウインドウ処理部２４におけるウインドウ関数は、図９に示すように、周波数軸上で実線のカーブで示した形となっており、直流を含む低域の成分を除去あるいは低減する形となっている。
【００３４】
ここで、通過帯域のレベルから例えば３dB減衰する周波数をウインドウ関数のカットオフ周波数とし、そのカットオフ周波数を図９においてＦc₂とする。また、前記ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂのカットオフ周波数をＦc₁とすると、このカットオフ周波数Ｆc₁は、上記ウインドウ関数のカットオフ周波数Ｆc₂に対して低く設定されている。このような状態で、図１２に示す従来装置においては、図１０に示すように、カットオフ周波数Ｆcの時間軸上のウォールフィルタ１３ａ，１３ｂのみでは、図１３に示すＢモード時相からドプラモード時相に切り換わったときに、その周波数スペクトラムが上記のカットオフ周波数Ｆcの付近にピークをもつリンギングを発生するものであった。
【００３５】
これに対し、図７に示す第二の発明においては、図１１に示すように、上記時間軸上のウォールフィルタ１３ａ，１３ｂのカットオフ周波数Ｆc₁を従来例のカットオフ周波数Ｆcより低く設定することにより、Ｂモード時相からドプラモード時相に切り換わったときに発生するリンギングの周波数を低く抑えることができる。このとき、図７に示す周波数分析回路１５で周波数分析後のウインドウ関数に従来例のカットオフ周波数Ｆcと等しいカットオフ周波数Ｆc₂を設定することにより、Ｆc₂＞Ｆc₁となるので、上記時間軸上のウォールフィルタ１３ａ，１３ｂで生じたリンギングの周波数成分を低減もしくは除去することができる。従って、第二の発明においても、Ｂモード時相とドプラモード時相とを頻繁に切り換えることができ、画像のリアルタイム性を向上できる。
【００３６】
【発明の効果】
本発明は以上のように構成されたので、請求項１〜３に係る発明によれば、フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段により、Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で、被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を上記モード切り換え時点の初期の受信信号列の一つ以上の値から線形結合によって算出し、且つドプラモード時相の初期に入力される信号系列をもとに上記遅延レジスタの整定値を計算し該遅延レジスタにプリセットすることができる。これにより、Ｂモード時相からドプラモード時相に切り換わるときにそのドプラモード時相の初めに、ハイパスフィルタへ入力する固定組織からのクラッタ信号に対して該ハイパスフィルタの出力信号に強大なリンギングが発生するのを抑止することができる。従って、従来のように上記リンギングが収束してフィルタ出力が安定するまで十分な時間を待つことなく、Ｂモード時相とドプラモード時相とを頻繁に切り換えることができ、画像のリアルタイム性を向上することができる。
【００３７】
また、請求項４〜６に係る発明によれば、フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段により、Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で、被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を、上記モード切り換え時点よりも以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出し、且つ上記ハイパスフィルタの遅延レジスタをプリセットする整定値を、上記モード切り換え時点以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出することができる。したがって、上記遅延レジスタの整定値について精密な整定が必要とされる場合は、比較的に高い次数での近似を用い、またクラッタ信号の周波数をより正確に観測することで、整定値からの誤差をさらに低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一の発明による超音波ドプラ診断装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】ウォールフィルタの内部構成を示すブロック図である。
【図３】上記ウォールフィルタ内の２次のフィルタセクションの内部構成を示すブロック図である。
【図４】フィルタ処理部内の遅延レジスタ整定値演算手段とウォールフィルタ内の２次のフィルタセクションとの接続状態及び演算を示すブロック線図である。
【図５】図４に示す構成においてドプラモード時相の初期における演算のタイミングを示す説明図である。
【図６】第一の発明における第二の実施の形態を示す要部のブロック図である。
【図７】第二の発明による超音波ドプラ診断装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図８】ウインドウ処理部の内部構成を示すブロック図である。
【図９】上記ウインドウ処理部におけるウインドウ関数を示すグラフである。
【図１０】図１２に示す従来装置においてＢモード時相からドプラモード時相に切り換わったときにリンギングが発生することを示す説明図である。
【図１１】図７に示す第二の発明による装置においてＢモード時相からドプラモード時相に切り換わったときに発生するリンギングの周波数を低く抑えることを示す説明図である。
【図１２】従来の超音波ドプラ診断装置を示すブロック図である。
【図１３】従来技術の問題点を説明するためのタイミング線図である。
【符号の説明】
１…探触子
２…超音波送受信部
５…発振器
６…検波器
７，１４ａ，１４ｂ…ＡＤＣ
８…ＤＳＣ
９…モニタ
１０ａ，１０ｂ…ミキサ
１１ａ，１１ｂ…ローパスフィルタ
１２ａ，１２ｂ…区間積分回路
１３ａ，１３ｂ，１３ａ′，１３ｂ′…ウォールフィルタ
１５…周波数分析回路
１６…フィルタ処理部
１７…遅延レジスタ整定値演算手段
２４…ウインドウ処理部
Ｓ₁…クラッタ信号
Ｓ₂…リンギング[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus that measures blood flow velocity by the Doppler method while transmitting and receiving ultrasonic waves in a subject and observing a real-time B-mode image of a diagnostic site, and in particular, B-mode images and Doppler mode images. It is related with the ultrasonic Doppler diagnostic apparatus which can improve the real-time property at the time of switching and observing.
[0002]
[Prior art]
This type of conventional ultrasonic Doppler diagnostic apparatus transmits an ultrasonic wave into a subject and receives a reflected echo from the inside thereof, collects and displays a B-mode image, and the above-described subject. A pulse or continuous wave ultrasonic wave is transmitted into the specimen and a reflected echo from the inside is received, and a component of the frequency signal shifted by the Doppler shift of the moving body is extracted from the reflected echo, and a blood flow signal is displayed as an image. Or a Doppler mode image detection display system that outputs sound as an audio signal, and ultrasonic transmission / reception operation in the B mode image detection display system and ultrasonic transmission / reception operation in the Doppler mode image detection display system are time-shared. To display ultrasonic images of both systems.
[0003]
That is, as shown in FIG. 12, the electric pulse generated by the pulser 3 in the ultrasonic transmission / reception unit 2 is applied to the probe 1, and the ultrasonic pulse is transmitted from the probe 1 into a subject (not shown). Is done. The echo signal reflected from the diagnostic part inside the subject is received by the probe 1 and converted into an electric signal again. This received signal is amplified by the preamplifier 4 in the ultrasonic transmission / reception unit 2 and sent to the detector 6 in the B-mode image detection display system. The detector 6 detects the envelope and generates a luminance signal. This luminance signal is converted into a digital signal by the ADC 7, subjected to image processing by a DSC (digital scan converter) 8, sent to a monitor 9, and displayed as a B mode image on the screen of the monitor 9.
[0004]
On the other hand, in the Doppler mode image detection display system, the reception signal amplified by the preamplifier 4 in the ultrasonic transmission / reception unit 2 is multiplied by the reference wave in the

mixers

10a and 10b, passes through the low-pass filters 11a and 11b, and the complex baseband. Converted to a signal. The complex baseband signal is input to the interval integrating circuits 12a and 12b, and the interval integrating circuits 12a and 12b integrate and hold the complex signal in the interval corresponding to the sample volume. The signals output from the interval integrating circuits 12a and 12b are subjected to Doppler shift from blood flow and the like through

wall filters

13a and 13b which are high-pass filters for removing clutter components from the fixed tissue in the subject. Only the received frequency signal (blood flow signal) is extracted. The extracted blood flow signal is converted into a digital signal by the

ADCs

14a and 14b, and sent to the frequency analysis circuit 15 including an FFT (Fast Fourier Transformer). Then, the frequency analysis circuit 15 performs frequency analysis, image processing is performed by the DSC 8, and the image is sent to the monitor 9. A blood flow Doppler spectrum (Doppler mode image) is displayed on the screen of the monitor 9.
[0005]
Here, since the direction of the ultrasonic transmission / reception beam for displaying the B-mode image differs from the direction of the ultrasonic transmission / reception beam for displaying the Doppler mode image in most cases, a B-mode image is obtained. The ultrasonic transmission / reception operation for obtaining the Doppler mode image and the ultrasonic transmission / reception operation for obtaining the Doppler mode image are performed in a time division manner. Therefore, when the B mode image is displayed in real time, the display operation of the Doppler mode image is stopped, and when the Doppler mode image is displayed in real time at other time phases, the B mode image is frozen. The In this case, in the Doppler mode image, since it is necessary to set the position of the sample volume using the real-time B-mode image as a guide, the real-time property of the B-mode image is important even in the Doppler mode. For this reason, in the conventional apparatus, as shown in FIG. 13, the real-time property is not lost as much as possible by alternately switching between the B mode time phase and the Doppler mode time phase.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in such a conventional ultrasonic Doppler diagnostic apparatus, complex baseband signals output from the low-pass filters 11a and 11b shown in FIG. 12 are input via the interval integrating circuits 12a and 12b, and the signals are output from the signals. The wall filters 13a and 13b for removing clutter components from the fixed tissue in the subject have the lowest cutoff frequency among the components of the entire apparatus of about 50 Hz to about 1 KHz, and a steep characteristic is required. It was. This means that when the transient response at the time of signal input to the

wall filters

13a and 13b is compared with other fills in the entire apparatus, the

wall filters

13a and 13b have the longest ringing Is caused to vibrate). As a result, as shown in FIG. 13, the clutter signal S input to the

wall filters

13a and 13b at the beginning of the Doppler mode time phase when the B mode time phase is switched to the Doppler mode time phase. ₁ In contrast to the strong ringing S in the output signals of the

wall filters

13a and 13b ₂ Will always occur. From this, the ringing S ₂ Had to wait enough time for the filter to settle and the filter output to stabilize. Therefore, the B-mode time phase and the Doppler mode time phase cannot be frequently switched, and the real-time property of the image is low.
[0007]
Accordingly, the present invention aims to provide an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus capable of addressing such problems and improving the real-time property when observing by switching between a B-mode image and a Doppler mode image. To do.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus according to the present invention transmits ultrasonic waves into a subject. Send and receive B-mode image detection and display system for collecting and displaying B-mode images, and pulse or continuous wave ultrasonic waves in the subject Send and receive Moving object from reflected echo By Extracts the Doppler-shifted frequency signal component and displays the blood flow signal in the image table. Show The Doppler mode image detection display system, and the ultrasonic transmission / reception operation in the B mode image detection display system and the ultrasonic transmission / reception operation in the Doppler mode image detection display system are performed in a time-sharing manner. In an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus for displaying an ultrasonic image, Depending on the moving object in the subject Extract Doppler shift frequency signal Ru Ipass filter When When the B-mode image receiving operation is switched to the Doppler mode image receiving operation, the value of the delay register of the high-pass filter is initialized to a predetermined value corresponding to the received signal. In addition, the value to be initialized is calculated by linear combination from one or more values of the initial received signal sequence at the time of the mode switching, and the delay is based on the signal sequence input at the beginning of the Doppler mode time phase. A delay register settling value calculating means for calculating a settling value of the register and presetting the delay register; Is provided to reduce the level of transient response generated in the output of the high-pass filter at the beginning of the Doppler mode transition.
[0009]
In the initial stage of the Doppler mode time phase in the delay register set value computing means of the filter processing unit, the number of input signals is n, and the first determined data is received after the transition to the Doppler mode time phase. If n = 0, the period of n <3 is a settling value preset period, and the period of n ≧ 3 is a normal filter calculation period. It is said that.
[0010]
The high-pass filter is a recursive filter. It may be a thing.
[0011]
In addition, an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus according to another means includes a B-mode image detection display system that collects and displays a B-mode image by transmitting and receiving ultrasonic waves in the subject, and a pulse or continuous wave ultrasonograph in the subject. And a Doppler mode image detection display system for extracting a blood signal from the reflected echo and extracting a frequency signal component shifted by a moving body from the reflected echo and displaying a blood flow image. In the ultrasonic Doppler diagnostic apparatus for performing ultrasonic transmission / reception operation and ultrasonic transmission / reception operation in the Doppler mode image detection display system in a time-sharing manner to display ultrasonic images of both systems, the moving body in the subject And a value of the delay register of the high-pass filter when the B-mode image receiving operation is switched to the Doppler mode image receiving operation. Initialized to a predetermined value according to the received signal, and the initial value at the time of switching to the receiving operation of the angular frequency of the input signal and the Doppler mode image detected before the mode switching time. Calculated by linear combination of the estimated signal sequence corresponding to the start of the Doppler mode time phase estimated using the received signal sequence and a preset value presetting the delay register of the high-pass filter is detected before the mode switching time Delay register calculated by linear combination of estimated signal sequences corresponding to the start of Doppler mode time phase estimated using the received input signal angular frequency and the initial received signal sequence at the time of switching to the Doppler mode image receiving operation And a settling value calculation means, and an error occurring in the output of the high-pass filter at the beginning of the Doppler mode transition. It is obtained so as to reduce the level of response .
[0012]
Then, the delay register settling value calculation means of the filter processing unit is configured to provide a difference in phase angle between two time points with a predetermined sample interval in the received complex signal sequence in the Doppler mode time phase in the past for the period of the B mode time phase. The estimated angular frequency is the estimated angular frequency, and the estimated representative angular frequency obtained by linear combination from one or more numerical values of the initial complex received signal sequence when switching to the Doppler mode time phase is used as the estimated angular frequency. Obtain multiple points of initial estimated complex time-series data that are sequentially generated by repeatedly multiplying the rotor with, and initialize the high-pass filter delay register with a linear combination of one or more numerical values for each element of this time-series data It is supposed to be adopted as a value .
[0013]
The high-pass filter may be a recursive filter. .
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus according to the first invention. This ultrasonic Doppler diagnostic apparatus measures blood flow velocity by the Doppler method while transmitting and receiving ultrasonic waves into a subject and observing a real-time B-mode image of a diagnostic site. As shown in FIG. Touch 10, ultrasonic transmission / reception unit 2, oscillator 5, detector 6, ADC 7, DSC 8, monitor 9,

mixers

10 a and 10 b, low-pass filters 11 a and 11 b, and interval integration circuits 12 a and 12 b And

ADCs

14a and 14b and a frequency analysis circuit 15, and a filter processing unit 16 is further provided.
[0015]
The probe 1 transmits / receives an ultrasonic wave to / from a diagnostic part in a subject, and an ultrasonic transducer that converts an electric signal into an ultrasonic wave and converts the received ultrasonic wave into an electric signal therein. Is built-in. An ultrasonic transmission / reception unit 2 transmits and receives ultrasonic waves by driving the probe 1, and a pulser 3 for generating an electric pulse by inputting a frequency from an oscillator 5 therein, and a probe And a preamplifier 4 for amplifying the received signal received by the child 1 and converted into an electric signal.
[0016]
The detector 6 inputs the reception signal output from the preamplifier 4 in the ultrasonic transmission / reception unit 2 and performs envelope detection to obtain a luminance signal. The ADC 7 inputs the luminance signal output from the detector 6 and converts it into a digital signal. The DSC 8 inputs digital image data output from the ADC 7 and performs necessary image processing for displaying on the monitor 9. Further, the monitor 9 receives the image data output from the DSC 8, converts it into an analog video signal, and displays it as a B-mode image. For example, the monitor 9 includes a television monitor. The detector 6, the ADC 7, the DSC 8, and the monitor 9 constitute a B-mode image detection display system.
[0017]
On the other hand, the

mixers

10 a and 10 b receive the reception signal output from the preamplifier 4 in the ultrasonic transmission / reception unit 2 and multiply the frequency by the reference wave output from the oscillator 5. The low-pass filters 11a and 11b receive the received signal multiplied by the frequency of the reference wave by the

mixers

10a and 10b and convert it into a complex baseband signal. The interval integrating circuits 12a and 12b receive the complex baseband signals output from the low-pass filters 11a and 11b, and integrate and hold the complex baseband signals in the interval corresponding to the sample volume. The

ADCs

14a and 14b convert the signals output from the interval integrating circuits 12a and 12b into digital signals.
[0018]
In the present invention, a filter processing unit 16 is provided downstream of the

ADCs

14a and 14b. The filter processing unit 16 Depending on the moving object in the subject Wall filters 13a ′ and 13b ′, which are high-pass filters constituted by digital filters as means for extracting a Doppler shift frequency signal, and the above wall filter at the time when the B-mode image receiving operation is switched to the Doppler mode image receiving operation. The delay register set value calculating means 17 is a means for initializing the values of the delay registers 13a 'and 13b' to a predetermined value corresponding to the received signal. The internal structure of the wall filters 13a 'and 13b' has a plurality of secondary filter sections 18 as shown in FIG. ₁ ˜18k are connected in series to form a recursive filter (called an IIR filter) having a steep cutoff characteristic. Also, individual secondary filter sections 18 ₁ .About.18k, as shown in FIG. 3, adders 19a and 19b and multiplier a ₁₁ , A ₁₂ , B _Ten , B ₁₁ , B ₁₂ And delay registers (T) 20a and 20b. Then, by the operation of the filter processing unit 16 having such a configuration, the level of transient response generated in the outputs of the wall filters 13a ′ and 13b ′ at the initial stage of transition from the B mode image to the detection of the Doppler mode image is reduced. It has become.
[0019]
The frequency analysis circuit 15 receives the signal processed by the filter processing unit 16 and performs frequency analysis, and is composed of, for example, FFT. The

mixers

10a and 10b, the low-pass filters 11a and 11b, the interval integration circuits 12a and 12b, the

ADCs

14a and 14b, the filter processing unit 16, the frequency analysis circuit 15, the DSC 8, and the monitor 9, A Doppler mode image detection display system is configured.
[0020]
Next, the operation of the ultrasonic Doppler diagnostic apparatus configured as described above will be described. Here, the operation in the B-mode image detection display system and the operation up to the interval integration circuits 12a and 12b in the Doppler mode image detection display system are the same as those in the conventional example shown in FIG. In the Doppler mode image detection display system, the signals output from the interval integrating circuits 12a and 12b are converted into digital signals by the

ADCs

14a and 14b, and then sent to the filter processing unit 16. The delay register set value calculation means 17 in the filter processing unit 16 has an internal configuration of the wall filters 13a ′ and 13b ′ based on a signal sequence input to the filter processing unit 16 at the beginning of the Doppler mode time phase. The second order filter section 18 of ₁ Approximate calculation of settling values of the delay registers 20a and 20b (see FIG. 3) in .about.18k (see FIG. 2) and preset the calculation results in the delay registers 20a and 20b. As a result, the wall filters 13a 'and 13b' in the filter processing unit 16 are already set with respect to the initial input signal sequence in the Doppler mode time phase, and therefore the clutter signal S shown in FIG. ₁ Ringing S as a response to ₂ Will be removed.
[0021]
This ringing S ₂ The removal operation will be described below. First, in the internal configuration of the wall filters 13a 'and 13b' shown in FIG. ₁ ˜18k is assumed to use a general filter operation as shown in FIG. Then, the first secondary filter section 18 ₁ The difference equation regarding the values of the delay registers 20a and 20b is as shown in FIG.

Given in. Here, the input signal sequence x ₁ Assuming that n can be expressed by a linear function, the settling value of the delay register 20a for this input signal sequence can also be expressed by a linear function due to the linearity of the equation. this,

It expresses. Note that Δx and Δu are the amount of change (constant) of the value of the input variable and the delay register 20a, respectively.
[0022]
From the above equations (1) and (3), the value preset in the delay register 20a is:

It is represented by Further, taking the difference of the difference equation (1) and organizing the difference of the input signal and the difference of the delay register 20a by using Δx and Δu defined by the equations (2) and (3), respectively,

When this Δx is expressed by the difference of the input signal series,

It becomes. Substituting this formula (6) into the above formula (4) and rearranging it,

However,

It becomes. The above equation (7) means that when the input signal series is approximated by a linear function, the settling value of the delay register 20a can be calculated by a linear combination of two input signals. The linear combination coefficient is also a known parameter according to the equations (8) and (9), and may be stored as a table on the memory.
[0023]
A block diagram of such an operation is shown in FIG. FIG. 4 is a detailed internal view of the filter processing unit 16 shown in FIG. 1, and the delay register set value calculation means 17 and the secondary filter section 18 in the wall filters 13a ′ and 13b ′. ₁ The connection state with ~ 18k is shown. Here, the delay register set value calculating means 17 includes delay registers (T) 21a and 21b, four multipliers having predetermined coefficients, and adders 22a and 22b. The output signals from the adders 22a and 22b are respectively supplied to the second order filter section 18. ₁ To 18k, and input to the first delay register 20a or the second delay register 20b through the change-over switches 23a and 23b provided therein, respectively.
[0024]
FIG. 5 shows the calculation timing in the initial stage of the Doppler mode time in the configuration shown in the block diagram. In FIG. 5, when the number of input signals is n, and n = 0 when the first confirmed data is received after shifting to the Doppler mode time phase, the period of n <3 is a preset value preset period. , The preset value approximated by the delay register settling value calculation means 17 shown in FIG. 4 according to the above-described equations (7), (8), (9) is the second-order filter section 18 in the wall filters 13a ′, 13b ′. ₁ Preset to delay

registers

20a and 20b of .about.18k. At this time, in FIG. ₁ The switches 23a and 23b in .about.18k are connected as indicated by solid lines.
[0025]
After that, the period of n ≧ 3 becomes a period of normal filter calculation, and the secondary filter section 18 in FIG. ₁ The switches 23a and 23b in .about.18k are connected as indicated by broken lines and perform normal filter operation. This calculation can be realized by hardware including, for example, a multiplier, a register, and a multiplexer, or can be realized by using a general-purpose DSP (digital signal processor). In particular, when a DSP is used, no special hardware is required as the delay register settling value calculation means 17 shown in FIG. 4, and a required calculation coefficient value is stored in a ROM (read only memory) in advance. It is only necessary to execute a preset routine to be performed by the delay register set value calculating means 17 at the start of the mode time phase. In this case, since the calculation uses only the most basic function of the DSP, that is, linear combination, that is, product-sum calculation, it can be easily realized.
[0026]
As described above, at the start of the Doppler mode time phase shown in FIG. 5, the secondary filter section 18 in the wall filters 13a ′ and 13b ′. ₁ Since the delay registers 20a and 20b (see FIG. 4) of .about.18k are preset to set values, the output signals of the wall filters 13a 'and 13b' are the clutter signal S in the input signal as shown in FIG. ₁ Ringing S as a response to ₂ Will be deterred. Therefore, the B mode time phase and the Doppler mode time phase can be frequently switched, and the real-time property of the image can be improved. In the above description, the equation is derived by approximating the input variable to a linear function in the equations (1) to (7), but it may be approximated to the 0th order (constant value) as the order of the input variable. Alternatively, similar operations can be realized by approximating a higher-order function form of second or higher order. For example, when the input variable is approximated by an m-order function, the settling values of the delay registers 20a and 20b can be calculated by linear combination of (m + 1) -point input variables. Among these, the simplest construction method is a method of performing zero-order approximation. In this case, the settling values of the delay registers 20a and 20b are calculated from one point of the input variable.
[0027]
As another example of the operation of the delay register set value calculating means 17 shown in FIG.

When “0” is placed in, an operation using a zero-order approximation is performed. In this case, the error from the settling increases as the approximation is rough. However, in the configuration of the delay register settling value calculating unit 17, the number of multipliers and adders can be reduced by two, and the noise level of the input signal can be reduced. Is relatively high, there is an advantage that there is no differential operation and therefore it is less susceptible to noise. In this operation example, the clutter signal S in the input signal of the wall filter shown in FIG. ₁ This is suitable when the level of is relatively high and the frequency is low enough to be regarded as direct current.
[0028]
FIG. 6 is a block diagram of a main part showing a second embodiment of the present invention. In this embodiment, as the delay register set value calculation means 17 shown in FIG. 1, a secondary filter section 18 in the wall filters 13a ′ and 13b ′ is used. ₁ The setting value that presets the delay register T of ˜18k is switched to the angular frequency of the input signal detected before the time point when the B mode image receiving operation is switched to the Doppler mode image receiving operation and the Doppler mode image receiving operation. It is calculated by linear combination of estimated signal sequences corresponding to the start of the Doppler mode time phase estimated using the initial received signal sequence at the time of conversion. FIG. 6 is a detailed internal view of the filter processing unit 16 in this embodiment, and the second order filter section 18 in the delay register settling value calculating means 17 and the wall filters 13a ′ and 13b ′. ₁ The connection state with ~ 18k is shown.
[0029]
The operation of the embodiment shown in FIG. 6 will be described below. In FIG. 6, the input signal sequence x ₁ n and output signal sequence y ₁ n is a complex number. In the delay register set value calculation means 17, the angle obtained from the difference in phase angle between two time points with M sample intervals in the received complex signal sequence in the Doppler mode time phase in the past for the period Tb of the B mode time phase. The estimated angular frequency is set to the initial representative complex number obtained by linear combination from one or more numerical values of the initial complex received signal sequence when switching to the Doppler mode time phase (n = 0). For example, four points (A to D) of initial estimated complex time series data that are sequentially generated by repeatedly multiplying a rotor having a frequency are obtained, and the numerical value of one or more points is linear for each element of the time series data A to D. The coupling is applied to the secondary filter section 18 in the wall filters 13a 'and 13b'. ₁ The delay register T of ˜18k is adopted as a value to be initialized. In this embodiment, the input variable is approximated to a cubic function. However, if the DSP used as the delay register settling value calculation means 17 has a calculation capability and precise settling is required, For high order approximation and the clutter signal S ₁ By observing the frequency of (see FIG. 13) more accurately, the error from the settling value can be further reduced.
[0030]
In the above embodiment, the reason for using the linear combination of the estimated complex time series data generated by multiplying the rotator instead of the linear combination of the actual data is to remove the high frequency component included in the input signal. This is to increase the settling effect by a relatively low-order approximation called a cubic function. In general, since the input variable has a complicated waveform, precise setting requires an approximation with a very high order and the calculation scale becomes enormous. Using the linear combination of estimated complex time series data generated in this way is effective in reducing the amount of calculation.
[0031]
FIG. 7 is a block diagram showing an embodiment of an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus according to the second invention. This ultrasonic Doppler diagnostic apparatus includes

wall filters

13a and 13b as high-pass filters that remove clutter components from a fixed tissue in a subject from a received signal in a time domain, and the wall filters 13a and 13b use Doppler polarization. Window processing for removing or reducing low frequency components including a DC component of the spectrum in the frequency region after the frequency analysis, after the frequency analysis circuit 15 for extracting the frequency signal component after the frequency analysis and analyzing the frequency of the blood flow signal A portion 24 is provided. That is, in the conventional apparatus shown in FIG. 12, a window processing unit 24 is provided between the frequency analysis circuit 15 and the DSC 8, and an effect similar to that of the first invention shown in FIG.
[0032]
The wall filters 13a and 13b serve as a cut-off frequency for removing clutter components from the fixed tissue in the subject from the received signal in the time domain. The low-frequency component including the component is set to be lower than the cut-off frequency in the low band of the window function for removing or reducing the low-frequency component.
[0033]
Next, the operation of the ultrasonic Doppler diagnostic apparatus according to the second invention configured as described above will be described. First, in FIG. 7, the Doppler signals converted into digital signals by the

ADCs

14a and 14b are input to the frequency analysis circuit 15, where the frequency analysis is performed and the power spectrum is calculated. At this time, the number of frequency analysis points is, for example, about 128 points. Now, assuming that the number of analysis points is n, as shown in FIG. 8, data of the analysis results performed by the window processing unit 24 composed of n multipliers.

Respectively by each multiplier

Is sent to the next DSC 8 for required image processing, and the frequency spectrum is displayed on the monitor 9. As shown in FIG. 9, the window function in the window processing unit 24 has a shape indicated by a solid curve on the frequency axis, and has a shape that removes or reduces low-frequency components including direct current. .
[0034]
Here, a frequency that attenuates, for example, 3 dB from the level of the pass band is set as a cutoff frequency of the window function, and the cutoff frequency is represented by Fc in FIG. ₂ And The cutoff frequency of the wall filters 13a and 13b is set to Fc. ₁ Then, this cutoff frequency Fc ₁ Is the cutoff frequency Fc of the above window function ₂ Is set low. In such a state, in the conventional apparatus shown in FIG. 12, as shown in FIG. 10, only the wall filters 13a and 13b on the time axis of the cut-off frequency Fc can be changed from the B mode time phase shown in FIG. When switching to the time phase, the frequency spectrum generated ringing having a peak in the vicinity of the cutoff frequency Fc.
[0035]
On the other hand, in the second invention shown in FIG. 7, as shown in FIG. 11, the cutoff frequency Fc of the wall filters 13a and 13b on the time axis is shown. ₁ Is set lower than the cut-off frequency Fc of the conventional example, the frequency of ringing that occurs when switching from the B-mode time phase to the Doppler mode time phase can be kept low. At this time, the window function after the frequency analysis by the frequency analysis circuit 15 shown in FIG. ₂ By setting, Fc ₂ > Fc ₁ Therefore, the frequency components of ringing generated by the wall filters 13a and 13b on the time axis can be reduced or eliminated. Therefore, also in the second invention, the B-mode time phase and the Doppler mode time phase can be frequently switched, and the real-time property of the image can be improved.
[0036]
【The invention's effect】
Since the present invention is configured as described above, According to the first to third aspects of the present invention, the delay register settling value calculating means of the filter processing unit switches between the B-mode image receiving operation and the Doppler mode image receiving operation, and the moving object in the subject The delay register value of the high-pass filter that extracts the Doppler shift frequency signal is initialized to a predetermined value corresponding to the received signal, and the value to be initialized is one or more of the initial received signal sequence at the time of the mode switching. The set value of the delay register can be calculated based on the signal sequence input at the beginning of the Doppler mode time phase and preset in the delay register. This When switching from the B mode time phase to the Doppler mode time phase, at the beginning of the Doppler mode time phase, strong ringing occurs in the output signal of the high pass filter with respect to the clutter signal from the fixed tissue input to the high pass filter. Can be suppressed. Therefore, it is possible to frequently switch between the B mode time phase and the Doppler mode time phase without waiting for a sufficient time until the ringing converges and the filter output is stabilized as in the past, improving the real-time property of the image. can do.
[0037]
Also, According to the fourth to sixth aspects of the present invention, when the delay register settling value calculating means of the filter processing unit switches from the B-mode image receiving operation to the Doppler mode image receiving operation, the moving object in the subject The value of the delay register of the high-pass filter that extracts the Doppler shift frequency signal is initialized to a predetermined value corresponding to the received signal, and the value to be initialized is detected before the mode switching time. Calculated by the linear combination of the estimated signal sequence corresponding to the start of the Doppler mode time phase estimated using the initial frequency of the received signal sequence at the time of switching to the receiving operation of the Doppler mode image, and the high-pass filter Set the delay register preset value to receive the angular frequency of the input signal and the Doppler mode image detected before the mode switching time. It can be calculated by a linear combination of the estimated estimation signal sequence corresponding to the Doppler mode phase start with the initial reception signal sequence Waru time. Therefore, if precise settling of the delay register is required, use an approximation with a relatively high order, and more accurately observe the frequency of the clutter signal, so that the error from the settling value Can be further reduced .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus according to the first invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an internal configuration of a wall filter.
FIG. 3 is a block diagram showing an internal configuration of a secondary filter section in the wall filter.
FIG. 4 is a block diagram showing a connection state and calculation between a delay register set value calculation means in the filter processing unit and a secondary filter section in the wall filter;
FIG. 5 is an explanatory diagram showing calculation timing in the initial stage of the Doppler mode time phase in the configuration shown in FIG. 4;
FIG. 6 is a main part block diagram showing a second embodiment of the first invention.
FIG. 7 is a block diagram showing an embodiment of an ultrasonic Doppler diagnostic device according to the second invention.
FIG. 8 is a block diagram showing an internal configuration of a window processing unit.
FIG. 9 is a graph showing a window function in the window processing unit.
10 is an explanatory diagram showing that ringing occurs when the B-mode time phase is switched to the Doppler mode time phase in the conventional device shown in FIG. 12; FIG.
FIG. 11 is an explanatory diagram showing that the frequency of ringing that occurs when switching from the B-mode time phase to the Doppler mode time phase in the device according to the second invention shown in FIG. 7 is kept low.
FIG. 12 is a block diagram showing a conventional ultrasonic Doppler diagnostic apparatus.
FIG. 13 is a timing diagram for explaining problems of the prior art.
[Explanation of symbols]
1 ... Probe
2 ... Ultrasonic transceiver
5 ... Oscillator
6 ... Detector
7, 14a, 14b ... ADC
8 ... DSC
9 ... Monitor
10a, 10b ... mixer
11a, 11b ... low pass filter
12a, 12b ... interval integration circuit
13a, 13b, 13a ′, 13b ′... Wall filter
15 ... Frequency analysis circuit
16 ... Filter processing section
17 ... Delay register set value calculation means
24 ... Window processing section
S ₁ ... Clutter signal
S ₂ ... ringing

Claims

被検体内に超音波を送受信してＢモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送受信してその反射エコーから移動体によりドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示する超音波ドプラ診断装置において、
上記被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタと、
上記Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を上記モード切り換え時点の初期の受信信号列の一つ以上の値から線形結合によって算出し、且つドプラモード時相の初期に入力される信号系列をもとに上記遅延レジスタの整定値を計算し該遅延レジスタにプリセットする遅延レジスタ整定値演算手段と、
を有するフィルタ処理部を設け、ドプラモード移行初期に上記ハイパスフィルタの出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようにしたことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。A B-mode image detection display system for displaying collects B-mode image by transmitting and receiving ultrasonic waves into a subject, Doppler by the mobile from the reflected echo by transmitting and receiving ultrasonic pulses or continuous wave to the inside of the subject extracting the component of the shift to the frequency signals, and a Doppler mode image detection display system that shows image display of the blood flow signal, and transmission and reception operations of the ultrasonic wave in the B-mode image detection display system, the Doppler mode image detecting In an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus that performs ultrasonic transmission / reception operation in a display system in time division and displays ultrasonic images of both systems,
And Ruha-pass filter to extract Doppler shift frequency signals by a mobile in the inside of the subject,
At the time of switching from the B-mode image receiving operation to the Doppler mode image receiving operation, the delay register value of the high-pass filter is initialized to a predetermined value corresponding to the received signal, and the value to be initialized is set to the mode Calculated by linear combination from one or more values of the initial received signal sequence at the time of switching, and calculates the settling value of the delay register based on the signal sequence input at the beginning of the Doppler mode time phase. Delay register settling value calculation means presetting to,
An ultrasonic Doppler diagnostic apparatus characterized in that a level of transient response generated in the output of the high-pass filter is reduced at the beginning of Doppler mode transition.

上記フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段でのドプラモード時相の初期における演算のタイミングは、入力信号の数をｎとし、ドプラモード時相に移行してから最初の確定データが受信された時点をｎ＝０とすると、ｎ＜３の期間は整定値のプリセット期間とされ、ｎ≧３の期間は通常のフィルタ演算の期間とされていることを特徴とする請求項１記載の超音波ドプラ診断装置。 The timing of calculation in the initial stage of the Doppler mode time phase in the delay register set value calculation means of the filter processing unit is set to n as the number of input signals, and the first definite data is received after shifting to the Doppler mode time phase. 2. The ultrasonic wave according to claim 1, wherein when n = 0, a period of n <3 is set as a preset period of a set value, and a period of n ≧ 3 is a period of normal filter calculation. Doppler diagnostic device.

上記ハイパスフィルタは、再帰形フィルタから成ることを特徴とする請求項１又は２記載の超音波ドプラ診断装置。 3. The ultrasonic Doppler diagnostic apparatus according to claim 1, wherein the high pass filter is a recursive filter.

被検体内に超音波を送受信してＢモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送受信してその反射エコーから移動体によりドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示する超音波ドプラ診断装置において、
上記被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタと、
上記Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を、上記モード切り換え時点よりも以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出し、且つ上記ハイパスフィルタの遅延レジスタをプリセットする整定値を、上記モード切り換え時点以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出する遅延レジスタ整定値演算手段と、
を有するフィルタ処理部を設け、ドプラモード移行初期に上記ハイパスフィルタの出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようにしたことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。 A B-mode image detection and display system that collects and displays a B-mode image by transmitting and receiving ultrasonic waves in the subject, and transmits and receives pulses or continuous wave ultrasonic waves in the subject and performs Doppler from its reflected echoes by a moving body. And a Doppler mode image detection display system for extracting a component of the shifted frequency signal and displaying a blood flow signal as an image, and transmitting and receiving ultrasonic waves in the B mode image detection display system, and the Doppler mode image detection display. In an ultrasonic Doppler diagnostic apparatus that performs ultrasonic transmission / reception operations in the system in a time-sharing manner and displays ultrasonic images of both systems,
A high-pass filter for extracting a Doppler shift frequency signal by the moving body in the subject
The value of the delay register of the high-pass filter is initialized to a predetermined value according to the received signal at the time of switching from the reception operation of the B-mode image to the reception operation of the Doppler mode image. Estimated signal sequence corresponding to the start of the Doppler mode time phase estimated using the angular frequency of the input signal detected before the mode switching time and the initial received signal sequence at the time of switching to the receiving operation of the Doppler mode image The initial reception at the time of switching to the receiving operation of the angular frequency of the input signal and the Doppler mode image detected before the mode switching time is calculated by linear combination of the above and the delay value of the high pass filter is preset. Delay register calculated by linear combination of estimated signal sequence corresponding to start of Doppler mode time phase estimated using signal sequence And the setting value calculation means,
An ultrasonic Doppler diagnostic apparatus characterized in that a level of transient response generated in the output of the high-pass filter is reduced at the beginning of Doppler mode transition .

上記フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段は、Ｂモード時相の期間だけ過去のドプラモード時相における受信複素信号系列中の所定のサンプル間隔をあけた２時点間の位相角の差から求めた角周波数を推定角周波数とし、ドプラモード時相に切り換わったときの初期の複素受信信号列の１点以上の数値からの線形結合によって得られた初期代表複素数に、上記推定角周波数をもつ回転子を繰り返し乗じて順次発生される初期推定複素時系列データを複数点求め、この時系列データの各要素毎にその１点以上の数値の線形結合を上記ハイパスフィルタの遅延レジスタを初期化する値として採用するものであることを特徴とする請求項４記載の超音波ドプラ診断装置。 The delay register set value calculation means of the filter processing unit obtains from the difference in phase angle between two time points with a predetermined sample interval in the received complex signal sequence in the past Doppler mode time phase for the B mode time phase period. and the angular frequency and the estimated angular frequency, the initial initial representative complex number obtained by linear combination from one point or more numbers of the complex reception signal sequence when switched to Doppler mode phase, the estimated angular frequency Obtain multiple points of initial estimated complex time series data that are sequentially generated by repeatedly multiplying the rotator that has it, and initialize the high-pass filter delay register with a linear combination of one or more numerical values for each element of this time series data The ultrasonic Doppler diagnostic apparatus according to claim 4, wherein the ultrasonic Doppler diagnostic apparatus is adopted as a value to be used.

上記ハイパスフィルタは、再帰形フィルタから成ることを特徴とする請求項４又は５記載の超音波ドプラ診断装置。6. The ultrasonic Doppler diagnostic apparatus according to claim 4 , wherein the high-pass filter comprises a recursive filter.