JP3638108B2 - Antenna measuring apparatus and antenna measuring method - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、アンテナ測定装置およびアンテナ測定方法に関し、特に、複数個の素子アンテナから成り、各素子アンテナに可変移相器を接続し、これら移相器の位相を制御して電子的にビーム走査、あるいはパターン成形を行なうアレーアンテナ、即ちフェーズドアレーアンテナ（以下、フェーズドアレーと略す。）において全素子アンテナの動作状態における各素子アンテナの励振振幅および位相を精度良く測定できるアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１１は、例えば、特公平１−３０１１２号公報に示された従来のアンテナ測定装置を示す概略構成図である。
図において、２１は送信機、２２は電力分配器、８１、８２、８３、…８Ｎは移相器、９１、９２、９３、…９Ｎは素子アンテナ、２５は電力分配器２２、移相器８１、８２、８３、…８Ｎ、素子アンテナ９１、９２、９３、…９Ｎによって構成されるフェーズドアレー、２６はプローブアンテナ、２７は受信機、２８は計算機である。
【０００３】
図１２は、図１１における素子アンテナの電界ベクトルと合成電界ベクトルの関係を示したもので、図において、Ｅ0ｅj φ 0は初期状態の合成電界ベクトルを表し、Ｅ1ｅj φ 1〜Ｅnｅj φ nは第１番目〜第ｎ番目の素子アンテナの電界ベクトルをそれぞれ表している。
【０００４】
次に、動作について説明する。
各移相器８１、８２、…８Ｎはある基準の励振位相状態、例えば全ての移相器が位相０°に設定されているものとする。また、プローブアンテナ２６はある位置にあるものとする。
送信機２１からの送信信号は電力分配器２２により適当な分配比で分配され、移相器８１、８２、…８Ｎで所定の位相変化を受け、素子アンテナ９１、９２、９３、…９Ｎから空間に放射される。このとき、各素子アンテナ９１、９２、…９Ｎからの放射電界の合成されたものがプローブアンテナ２６によって受信され、その受信信号は受信機２７に入り、その出力信号が計算機２８に入力され、計算、処理される。
【０００５】
ここで、着目する素子アンテナ、例えば素子アンテナ９１について、これに接続されている移相器８１の設定位相を０°から変化させていく。この結果、プローブアンテナ２６で受信される合成電界は、この素子アンテナ９１の放射電界の位相変化量Δに従って変化する。この合成電界の振幅の変化を受信機２７によって測定し、計算機２８によって振幅の最大値と最小値との比および振幅を最大にする位相変化量Δ＝Δ０を求め、各素子アンテナの振幅・位相を算出する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のような従来のアンテナ測定装置は、全素子アンテナの動作状態において各素子アンテナの移相器の位相を変化させて各素子の励振振幅・位相を測定していたが、移相器の位相変化の際に生じる移相器の振幅誤差および位相誤差が考慮されていないという問題点があった。
また、全素子アンテナの動作状態における合成電界の振幅誤差および位相誤差が考慮されていないという問題点があった。
【０００７】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、移相器の位相変化の際に生じる移相器の振幅誤差および位相誤差と全素子アンテナ動作状態における合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮し、より精度良く各アンテナ素子の励振振幅および位相を測定することができるアンテナ測定装置およびアンテナ測定方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明に係るアンテナ測定装置は、複数個の素子アンテナおよび該素子アンテナにそれぞれ接続された移相器を含むアレーアンテナと、該アレーアンテナに対向して設置された測定アンテナと、上記アレーアンテナおよび上記測定アンテナの一方から他方へ信号を放射し、該放射した信号を受信する送受信手段と、 該送受信手段の受信出力に基づいて上記移相器を制御する位相制御手段と、上記各移相器の位相設定を変化したときの上記送受信手段の受信出力に基づいて上記アレーアンテナの合成電界の振幅変化および位相変化を測定する第１の演算手段と、該第１の演算手段の測定結果に基づいて上記各移相器の振幅誤差および位相誤差を推定し、且つ上記アレーアンテナの合成電界の振幅誤差および位相誤差を推定し、上記素子アンテナのそれぞれについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算手段とを備え、上記移相器の位相回転に応じた振幅誤差および位相誤差と、素子アンテナの放射電界の相対振幅および相対位相に基づいて上記移相器の誤差量を補正し、該移相器の位相設定値を決定するようにしたものである。
【００１０】
請求項２の発明に係るアンテナ測定装置は、請求項１の発明において、上記移相器の位相の初期状態として、差パターン励振状態を用いるものである。
【００１１】
請求項３の発明に係るアンテナ測定装置は、請求項１または２の発明において、上記アレーアンテナの遠方に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの遠方界分布を測定するものである。
【００１２】
請求項４の発明に係るアンテナ測定装置は、請求項１または２の発明において、上記アレーアンテナの有限距離に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの有限距離における分布をデフォーカス法により測定するものである。
【００１３】
請求項５の発明に係るアンテナ測定装置は、請求項１または２の発明において、上記アレーアンテナの近傍に上記測定アンテナを同一方向に向けて設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相互結合を測定するものである。
【００１４】
請求項６の発明に係るアンテナ測定装置は、請求項１または２の発明において、上記アレーアンテナの近傍に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの近傍界分布を測定するものである。
【００１５】
請求項７の発明に係るアンテナ測定装置は、請求項１、２または６の発明において、上記測定アンテナに接続された複数個の第２の移相器と、該移相器の出力を合成する合成回路とを備え、上記アレーアンテナおよび上記測定アンテナの相対位置を変化させ、上記第２の移相器の設定位相を変化させて、上記測定アンテナの位置における上記アレーアンテナの近傍界分布を測定するものである。
【００１６】
請求項８の発明に係るアンテナ測定装置は、請求項７の発明において、上記測定アンテナ、上記第２の移相器および上記合成回路の組合せを１次元または２次元に複数組配置したものである。
【００１７】
請求項９の発明に係るアンテナ測定装置は、請求項１または２の発明において、上記測定アンテナの代わりに凹凸の形状を有する反射板を設け、上記送受信手段は上記反射板からの反射波を測定し、上記移相器の振幅誤差および位相誤差、さらに合成電界測定誤差を考慮した合成電界の変化を測定するものである。
【００１８】
請求項１０の発明に係るアンテナ測定方法は、複数個の素子アンテナおよび該素子アンテナにそれぞれ接続された移相器を含むアレーアンテナに対向して測定アンテナを設け、上記各移相器の位相設定を変化して上記アレーアンテナの合成電界の振幅変化および位相変化を測定し、該測定結果に基づいて上記各移相器の振幅誤差および位相誤差を推定し、上記アレーアンテナの合成電界の振幅誤差および位相誤差を推定し、上記素子アンテナのそれぞれについて放射電界の相対振幅および相対位相を求め、上記移相器の位相回転に応じた振幅誤差および位相誤差と、素子アンテナの放射電界の相対振幅および相対位相から上記移相器において設定した誤差量を求め、該誤差量を補正して該移相器の位相設定を行うものである。
【００２０】
請求項１１の発明に係るアンテナ測定方法は、請求項１０の発明において、上記移相器の位相の初期状態として、差パターン励振状態を用いるものである。
【００２１】
請求項１２の発明に係るアンテナ測定方法は、請求項１０または１１の発明において、上記アレーアンテナの遠方に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの遠方界分布を測定するものである。
【００２２】
請求項１３の発明に係るアンテナ測定方法は、請求項１０または１１のいずれかの発明において、上記アレーアンテナの有限距離に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの有限距離における分布をデフォーカス法により測定するものである。
【００２３】
請求項１４の発明に係るアンテナ測定方法は、請求項１０または１１の発明において、上記アレーアンテナの近傍に上記測定アンテナを同一方向に向けて設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相互結合を測定するものである。
【００２４】
請求項１５の発明に係るアンテナ測定方法は、請求項１０または１１の発明において、上記アレーアンテナの近傍に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの近傍界分布を測定するものである。
【００２５】
請求項１６の発明に係るアンテナ測定方法は、請求項１０、１１または１５の発明において、上記測定アンテナに対して複数個の第２の移相器を設け、上記アレーアンテナおよび上記測定アンテナの相対位置を変化させ、上記第２の移相器の設定位相を変化させてその出力を合成し、該合成出力に基づいて上記測定アンテナの位置における上記アレーアンテナの近傍界分布を測定するものである。
【００２６】
請求項１７の発明に係るアンテナ測定方法は、請求項１０または１１の発明において、上記測定アンテナの代わりに凹凸の形状を有する反射板を設け、該反射板からの反射波を測定し、上記移相器の振幅誤差および位相誤差、さらに合成電界測定誤差を考慮した合成電界の変化を測定するものである。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の一実施の形態を、図を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるアンテナ測定装置を示す概略構成図である。
図において、１は後述の各移相器の位相を制御する位相制御手段としての移相器制御装置、２は電力分配器、３１、３２、３３、…３Ｎは移相器、４１、４２、４３、…４Ｎは移相器３１、３２、３３、…３Ｎにそれぞれ接続された素子アンテナ、５は電力分配器２、移相器３１、３２、３３、…３Ｎ、および素子アンテナ４１、４２、４３、…４Ｎによって構成されるフェーズドアレー、６は素子アンテナ４１、４２、４３、…４Ｎに対向して設けられた測定アンテナとしての対向アンテナ、７は対向アンテナ６に接続された送信機、８は電力分配器２に接続された受信機である。
【００２８】
また、９は受信機８に接続され、各素子アンテナ４１、４２、４３、…４Ｎの励振振幅および位相を計算する第１の演算手段としての演算回路、１０は演算回路９に接続され、位相変化の際に生じる各移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差と全素子アンテナ動作状態における合成電界の測定誤差を計算する第２の演算手段としての演算回路、１１は演算回路９および１０を含む計算機である。なお、送信機７と受信機８は送受信手段を構成する。
【００２９】
また、図２は、図１における移相器３１、３２、…３Ｎの位相変化の際に生じる振幅誤差および位相誤差を示す合成電界ベクトル図である。図において、Ｅ0ｅj φ 0は初期状態の合成電界ベクトルを表し、Ｅnｅj φ nは第ｎ番目の素子アンテナの電界ベクトルを表し、Ｅドット（ドットは複素数を表し、以下ドットの付されている符号は同様の意味を表す）は全体の合成電界ベクトルを表し、Ａ（Δ1）〜Ａ（Δm）は振幅誤差を表し、Φ（Δ1）〜Φ（Δm）は位相誤差を表している。
【００３０】
次に、動作について説明する。
ここで、各移相器３１、３２、…３Ｎはある基準の励振位相状態（以下、初期状態と略す。）、例えば全ての移相器が位相０°に設定されているものとする。また、対向アンテナ６は素子アンテナ４１、４２、４３、…４Ｎに対向したある位置にあるものとする。
いま、送信機７から対向アンテナ６を介して放射された電波が各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎにより受信されると、その受信電界が移相器３１、３２、…３Ｎを介して電力分配器２により合成され、その受信信号は受信機８に入り、その出力信号が計算機１１に入力され、内部の演算回路９および１０で計算、処理される。
【００３１】
まず、着目する素子アンテナ、例えば素子アンテナ４１について、これに接続されている移相器３１の設定位相を移相器制御装置１により０°から変化させていく。この結果、電力分配器２で合成される合成電界は、この素子アンテナ４１の放射電界の位相変化量Δに従って変化する。この合成電界の振幅Ａの変化を受信機８によって測定し、計算機１１の演算回路９によって振幅Ａの最大値と最小値との比および振幅Ａを最大にする位相変化量Δ＝Δ0を求め、各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの振幅および位相を算出する。
ここで、注目すべき点は、本実施の形態では、受信する合成電界の振幅および位相の両方を測定する点である。
【００３２】
さらに、各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎに接続されている移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差を考える。第ｎ番目の素子アンテナに接続されている移相器の位相をΔmだけ変化させたとき、移相器の誤差Ａ′mドット（振幅誤差および位相誤差を含む）を考慮した第ｎ番目の素子アンテナの励振電界推定値Ｃnドット（Δm）は次式のようになる。
【００３３】
【数１】
上記式（１）において、・（ドット）は複素数、ｍは変数、Ｍは位相変化の個数（ｎの分割数）である。このときの移相器の誤差の２乗和の平均値σ2Ａは次式のようになる。
【００３５】
【数２】
また、合成電界の測定誤差誤差の２乗和の平均値σ2は次式のようになる。
【００３７】
【数３】
ただし、
【００３９】
【数４】
である、ここで、・（ドット）は複素数、’は推定値、Ｅm,iドットは第ｎ番目の素子アンテナに接続されている移相器の位相Δmで位相回転回数ｉ回目の合成電界測定値を表す。
また、第ｎ番目の素子アンテナを励振しない場合の合成電界推定値Ｅ´n,offドットは次式のようになる。
【００４１】
【数５】
なお、移相器の誤差Ａ´mドットの平均値は
【００４３】
【数６】
としている。以上、上記式（１）、式（２）、式（３）、式（４）より、移相器の位相回転回数ｉ回目の合成電界測定値Ｅn,m,iドットを測定することにより、第ｎ番目の素子アンテナを励振しない場合の合成電界推定値Ｅ´n,offドット、第ｎ番目の素子アンテナの励振電界推定値Ｃ´nドット、第ｎ番目の素子アンテナに接続されている移相器の誤差Ａ´mドットを求めることができる。なお、移相器の誤差Ａ´mドットは上記式（１）より逆算して求めればよい。
【００４５】
このように、本実施の形態では、合成電界の振幅および位相を測定し、素子アンテナに接続されている移相器の振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮しているので、計算機での演算処理により素子アンテナに接続されている移相器の振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相（放射電界の相対振幅および相対位相）を推定することができ、測定精度を向上できる。
【００４６】
実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２によるアンテナ測定装置を示す概略構成図である。なお、図３において、図１と同一符号は同一または相当部分を示す。
図において、１２は測定アンテナとしてのプローブアンテナである。それ以外のアンテナ測定装置の構成要素は送受可逆であるため上記実施の形態１と同様である。つまり、本実施の形態では、送信機７は電力分配器２に接続され、プローブアンテナ１２が受信機８を介して計算機１１に接続される。
【００４７】
次に、動作について説明する。
ここで、各移相器３１、３２、…３Ｎは初期状態、例えば全ての移相器が位相０°に設定されているものとする。また、プローブアンテナ１２は素子アンテナ４１、４２、４３、…４Ｎに対向したある位置にあるものとする。
いま、送信機７から送信信号が電力分配器２により移相器３１、３２、…３Ｎに対して分配され、素子アンテナ４１、４２、…４Ｎにより空間に放射され、その放射電界の合成されたものがプローブアンテナ１２に受信されると、その受信信号は受信機８に入り、その出力信号が計算機１１に入力され、内部の演算回路９および１０で計算、処理される。
【００４８】
そして、上記実施の形態１と同様に、合成電界の振幅と位相を測定し、計算機１１での演算処理により素子アンテナ４１、４２、…４Ｎに接続されている移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相を推定する。
【００４９】
さらに、本実施の形態では、上記実施の形態１の移相器３１、３２、…３Ｎの位相回転に応じた振幅誤差および位相誤差と得られた素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相誤差が分ることにより、各素子アンテナに接続されている移相器おいて設定した位相の誤差量が分るので、その誤差量を補正することにより移相器３１、３２、…３Ｎに対する正確な位相設定値を行うことができる。これによって、所望の放射パターン（放射電界分布）を実現することができる。
【００５０】
このように、本実施の形態でも、上記実施の形態１と同様に、素子アンテナに接続されている移相器の振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相を推定することができ、測定精度を向上できると共に、さらに、本実施の形態では用途に応じた所望の放射パターンを実現することができる。
【００５１】
実施の形態３．
図４は、この発明の実施の形態３による合成電界ベクトルを示す図である。
アンテナ測定装置の構成要素は上記実施の形態１および２と同様のものを用いてよい。上記実施の形態１および２と異なる点は、本実施の形態では、初期状態において合成電界ベクトルの和が０となるいわゆる差パターン励振状態を用いることである。この差パターン励振状態を用いることにより、各素子アンテナの合成電界ベクトルの和は０となる。
【００５２】
従って、図３において、例えば第ｎ番目の素子アンテナ４１について、これに接続されている移相器３１の設定位相を０°から変化させた際、プローブアンテナ１２で受信される合成電界は、この素子アンテナ４１の放射電界の位相変化量Δmに従って変化するが、この合成電界の振幅Ａの変化を受信機８によって測定し、計算機１１によって振幅Ａの最大値と最小値との比を求めると、この場合の最小値は限りなく０に近い値となるので、その比は実質的に無限大となる。このことを利用して、合成電界の振幅と位相を測定し、計算機１１での演算処理により素子アンテナに接続されている移相器の振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相を推定することができる。
かくして、本実施の形態でも、上記実施の形態１および２と同様の効果が得られる。
【００５３】
実施の形態４．
図５は、この発明の実施の形態４によるアンテナ測定装置の概略構成図である。なお、図５において、図１および図３と同一符号は同一または相当部分を示す。
図において、アンテナ測定装置の構成要素は上記実施の形態１および２と同様である。また、その動作についても上記実施の形態１および２と実質的に同様である。
本実施の形態では、フェーズドアレー５の遠方（Ｒ１＞２Ｄ2／λ：Ｒ１はフェーズドアレー５とプローブアンテナ１２の間の距離、Ｄはアンテナ開口径、λは波長）に対向するプローブアンテナ１２を設け、フェーズドアレー５およびプローブアンテナ１２の相対位置を変化して、フェーズドアレー５の遠方界分布を測定する。
【００５４】
これにより、素子アンテナ４１、４２、…４Ｎのそれぞれについてアレー素子パターンを求めることができる。また、素子アンテナ４１、４２、…４Ｎのそれぞれについて移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差、さらにフェーズドアレー５の合成電界振幅誤差および合成電界位相誤差を考慮したフェーズドアレーの基準となる合成電界の変化を測定することができる。つまり、素子アンテナに接続されている移相器の振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相を推定することができる。
【００５５】
このように、本実施の形態では、フェーズドアレーに対向してプローブアンテナを遠方に設け、フェーズドアレーの遠方界分布を測定することで、上記実施の形態１および２と同様の効果を得ることができる。
【００５６】
実施の形態５．
図６は、この発明の実施の形態５によるアンテナ測定装置の概略構成図である。図６において、図１および図３と同一符号は同一または相当部分を示す。
図において、アンテナ測定装置の構成要素は上記実施の形態１および２と同様である。また、その動作についても上記実施の形態１および２と実質的に同様である。
本実施の形態では、プローブアンテナ１２を遠方より近い有限距離（Ｒ２＜２Ｄ2／λ：Ｄはアンテナ開口径、λは波長）にフェーズドアレー５に対向するように設け、フェーズドアレー５およびプローブアンテナ１２の相対位置を変化して、フェーズドアレー５の有限距離における電界分布をデフォーカス法により測定する。
【００５７】
これにより、素子アンテナ４１、４２、…４Ｎのそれぞれについてアレー素子パターンを求めることができる。また、素子アンテナ４１、４２、…４Ｎのそれぞれについて移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差、さらにフェーズドアレー５の合成電界振幅誤差および合成電界位相誤差を考慮した有限距離におけるフェーズドアレー５の基準となる合成電界の変化を測定することができる。つまり、素子アンテナに接続されている移相器の振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相を推定することができる。
【００５８】
このように、本実施の形態では、フェーズドアレーに対向してプローブアンテナを有限距離に設け、フェーズドアレーの有限距離における電界分布をデフォーカス法により測定することで、上記実施の形態１および２と同様の効果を得ることができる。
【００５９】
実施の形態６．
図７は、この発明の実施の形態６によるアンテナ測定装置の概略構成図である。図７において、図１および図３と同一符号は同一または相当部分を示す。
図において、アンテナ測定装置の構成要素は上記実施の形態１および２と同様である。また、その動作についても上記実施の形態１および２と同様である。上記実施の形態１および２と異なる点は、本実施の形態では、プローブアンテナ１２をフェーズドアレー５に対して同一方向に向けたことである。
【００６０】
フェーズドアレー５に対してその近傍に同一方向に向けたプローブアンテナ１２を設け、フェーズドアレー５とプローブアンテナ１２との相互結合を測定する。これにより、素子アンテナ４１、４２、…４Ｎのそれぞれについて移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差、さらにフェーズドアレー５の合成電界振幅誤差および合成電界位相誤差を考慮したフェーズドアレー５の基準となる合成電界の変化を測定することができる。つまり、素子アンテナに接続されている移相器の振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相を推定することができる。
【００６１】
このように、本実施の形態では、フェーズドアレーに対してその近傍に同一方向に向けたプローブアンテナを設け、フェーズドアレーとプローブアンテナとの相互結合を測定することで、上記実施の形態１および２と同様の効果を得ることができる。
【００６２】
実施の形態７．
図８は、この発明の実施の形態７によるアンテナ測定装置の概略構成図である。図８において、図１および図３と同一符号は同一または相当部分を示す。
図において、アンテナ測定装置の構成要素は上記実施の形態１および２と同様である。また、その動作についても上記実施の形態１および２と同様である。
本実施の形態では、プローブアンテナ１２を上述の有限距離Ｒ２より短いごく近傍にフェーズドアレー５に対向するように設け、フェーズドアレー５およびプローブアンテナ１２の相対位置を変化して、フェーズドアレー５の近傍界分布を測定する。
【００６３】
これにより、素子アンテナ４１、４２、…４Ｎのそれぞれについてアレー素子パターンを求めることができる。また、素子アンテナ４１、４２、…４Ｎのそれぞれについて移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差、さらにフェーズドアレー５の合成電界振幅誤差および合成電界位相誤差を考慮したフェーズドアレー５の基準となる合成電界の変化を測定することができる。つまり、素子アンテナに接続されている移相器の振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相を推定することができる。
【００６４】
このように、本実施の形態では、フェーズドアレーに対向してプローブアンテナを有限距離より短いごく近傍に設け、フェーズドアレーおよびプローブアンテナの相対位置を変化して、フェーズドアレーの近傍界分布を測定することで、上記実施の形態１および２と同様の効果を得ることができる。
【００６５】
実施の形態８．
図９は、この発明の実施の形態８によるアンテナ測定装置の概略構成図である。
図において、６０は測定アンテナとしてのプローブアンテナ、６１、６２、６３、…６Ｍはプローブアンテナ６０に含まれる複数個のプローブ素子アンテナ、７１、７２、７３、…７Ｍはそれぞれプローブ素子アンテナ６１、６２、６３、…６Ｍに接続された第２の移相器、１３は移相器７１、７２、７３、…７Ｍの各出力を合成する合成回路、１４は合成回路１３の出力が供給される受信機である。この受信機１４には、図示せずも、上述の計算機１１と同様の計算機が接続されている。
ここで、本実施の形態では、プローブ素子アンテナ６１、６２、６３、…６Ｍの配列軸を水平軸として例えば図８のフェーズドアレー５の開口前面に配置して、近傍界測定に用いるものとする。
【００６６】
次に、動作について説明する。
フェーズドアレー５（図８）およびプローブ素子アンテナ６１、６２、６３、…６Ｍの相対位置を変化させ、プローブ素子アンテナ６１、６２、６３、…６Ｍに接続された移相器７１、７２、７３、…７Ｍの設定位相を変化させて、その各出力を合成回路１３で合成してその出力信号を受信機１４で受信し、図示しない計算機で上述同様の演算処理を行う。
【００６７】
これにより、フェーズドアレーの各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎのそれぞれについてアレー素子パターンを求めることができる。また、素子アンテナ４１、４２、…４Ｎのそれぞれについて移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差、さらにフェーズドアレーの合成電界振幅誤差および合成位相誤差を考慮したフェーズドアレーの基準となる合成電界の変化を測定することができる。つまり、フェーズドアレーの素子アンテナ４１、４２、…４Ｎに接続されている移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナの励振振幅および位相を推定することができる。
【００６８】
このように、本実施の形態では、複数個のプローブ素子アンテナの配列軸を水平軸としてフェーズドアレーの開口前面に配置して、近傍界測定に用いることで、上記実施の形態１および２と同様の効果を得ることができる。
また、上記はプローブアンテナ６０、移相器７１、７２、７３、…７Ｍおよび合成回路１３の１組を配置した場合であるが、これらを１次元に、つまり直線的に複数組、或いは２次元に、つまり平面的に複数組配置してもよく、同様の効果を奏する。
【００６９】
実施の形態９．
図１０は、この発明の実施の形態９によるアンテナ測定装置の概略構成図である。図１０において、図１および図３と同一符号は同一または相当部分を示す。
図において、５Ａはフェーズドアレー、１５は送受信手段としての送受信機、１７はフェーズドアレー５Ａに対向して設置された反射板、１８はフェーズドアレー５Ａから放射された送信波、１９は反射板１７により反射された反射波、８１、８２、…８ｎは各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎを含むサブアレーである。なお、フェーズドアレー５Ａは電力分配器２、移相器３１、３２、３３、…３Ｎ、およびサブアレー８１、８２、…８ｎによって構成される。
【００７０】
次に、動作について説明する。
送受信機１５から移相器３１、３２、３３、…３Ｎを介してフェーズドアレー５Ａより放射された送信波１８は、平面波として空間に放射される。そして、反射板１７により反射され、反射波１９として送受信機１５で受信される。
ここで、サブアレー８１、８２、…８ｎに接続された移相器３１、３２、…３Ｎに誤差がある場合、フェーズドアレー５Ａより放射される送信波１８は移相器３１、３２、…３Ｎにより生じる位相誤差を含んだ放射波として放射される。そこで、反射板１７の形状に凹凸を加えることにより、送受信機１５で受信される反射波１９の振幅Ａを最大にする凹凸変化量を計算機１１で求め、移相器３１、３２、…３Ｎにより生じる位相誤差を修正することができる。つまり、移相器３１、３２、…３Ｎにより生じる誤差を推定し、修正することができる。
【００７１】
従って、実施の形態１および２と同様の方法により、反射板１７からの反射波１９を測定することにより、移相器３１、３２、…３Ｎの振幅誤差および位相誤差、さらに合成電界測定誤差を考慮した合成電界の変化を測定することができる。つまり、素子アンテナに接続されている移相器の振幅誤差および位相誤差と合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮した各素子アンテナ４１、４２、…４Ｎの励振振幅および位相を推定することができる。
【００７２】
このように、本実施の形態では、フェーズドアレーに対向して設置された反射板からの反射波を測定することで、上記実施の形態１および２と同様の効果を得ることができる。
【００７３】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、複数個の素子アンテナおよび該素子アンテナにそれぞれ接続された移相器を含むアレーアンテナと、該アレーアンテナに対向して設置された測定アンテナと、上記アレーアンテナおよび上記測定アンテナの一方から他方へ信号を放射し、該放射した信号を受信する送受信手段と、該送受信手段の受信出力に基づいて上記移相器および移相手段を制御する位相制御手段と、上記各移相器の位相設定を変化したときの上記送受信手段の受信出力に基づいて上記アレーアンテナの合成電界の振幅変化および位相変化を測定する第１の演算手段と、該第１の演算手段の測定結果に基づいて上記各移相器の振幅誤差および位相誤差を推定し、且つ上記アレーアンテナの合成電界の振幅誤差および位相誤差を推定し、上記素子アンテナのそれぞれについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算手段とを備え、上記移相器の位相回転に応じた振幅誤差および位相誤差と、素子アンテナの放射電界の相対振幅および相対位相に基づいて上記移相器の誤差量を補正し、該移相器の位相設定値を決定するようにしたので、移相器の位相変化の際に生じる移相器の振幅誤差および位相誤差と全素子アンテナ動作状態における合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮し、より精度良く各アンテナ素子の励振振幅および位相を測定することができ、測定精度を向上でき、用途に応じた所望の放射パターンを容易に且つより正確に実現することができるという効果がある。
【００７５】
請求項２の発明によれば、上記移相器の位相の初期状態として、差パターン励振状態を用いるので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００７６】
請求項３の発明によれば、上記アレーアンテナの遠方に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの遠方界分布を測定するので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００７７】
請求項４の発明によれば、上記アレーアンテナの有限距離に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの有限距離における分布をデフォーカス法により測定するので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００７８】
請求項５の発明によれば、上記アレーアンテナの近傍に上記測定アンテナを同一方向に向けて設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相互結合を測定するので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００７９】
請求項６の発明によれば、上記アレーアンテナの近傍に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの近傍界分布を測定するので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００８０】
請求項７の発明によれば、上記測定アンテナに接続された複数個の第２の移相器と、該移相器の出力を合成する合成回路とを備え、上記アレーアンテナおよび上記測定アンテナの相対位置を変化させ、上記第２の移相器の設定位相を変化させて、上記測定アンテナの位置における上記アレーアンテナの近傍界分布を測定するもで、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００８１】
請求項８の発明によれば、上記測定アンテナ、上記第２の移相器および上記合成回路の組合せを１次元または２次元に複数組配置したので、より確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００８２】
請求項９の発明によれば、上記測定アンテナの代わりに凹凸の形状を有する反射板を設け、上記送受信手段は上記反射板からの反射波を測定し、上記移相器の振幅誤差および位相誤差、さらに合成電界測定誤差を考慮した合成電界の変化を測定するので、構成の簡略化とともに測定精度を向上できるという効果がある。
【００８３】
請求項１０の発明によれば、複数個の素子アンテナおよび該素子アンテナにそれぞれ接続された移相器を含むアレーアンテナに対向して測定アンテナを設け、上記各移相器の位相設定を変化して上記アレーアンテナの合成電界の振幅変化および位相変化を測定し、該測定結果に基づいて上記各移相器の振幅誤差および位相誤差を推定し、上記アレーアンテナの合成電界の振幅誤差および位相誤差を推定し、上記素子アンテナのそれぞれについて放射電界の相対振幅および相対位相を求め、上記移相器の位相回転に応じた振幅誤差および位相誤差と、素子アンテナの放射電界の相対振幅および相対位相から上記移相器において設定した誤差量を求め、該誤差量を補正して該移相器の位相設定を行うので、移相器の位相変化の際に生じる移相器の振幅誤差および位相誤差と全素子アンテナ動作状態における合成電界の振幅誤差および位相誤差を考慮し、より精度良く各アンテナ素子の励振振幅および位相を測定することができ、測定精度を向上でき、用途に応じた所望の放射パターンを容易に且つ正確に実現することができるという効果がある。
【００８５】
請求項１１の発明によれば、上記移相器の位相の初期状態として、差パターン励振状態を用いるので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００８６】
請求項１２の発明によれば、上記アレーアンテナの遠方に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの遠方界分布を測定するので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００８７】
請求項１３の発明によれば、上記アレーアンテナの有限距離に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの有限距離における分布をデフォーカス法により測定するので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００８８】
請求項１４の発明によれば、上記アレーアンテナの近傍に上記測定アンテナを同一方向に向けて設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相互結合を測定するので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００８９】
請求項１５の発明によれば、上記アレーアンテナの近傍に上記測定アンテナを設け、該アレーアンテナおよび測定アンテナの相対位置を変化して、上記アレーアンテナの近傍界分布を測定するので、確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００９０】
請求項１６の発明によれば、上記測定アンテナに対して複数個の第２の移相器を設け、上記アレーアンテナおよび上記測定アンテナの相対位置を変化させ、上記第２の移相器の設定位相を変化させてその出力を合成し、該合成出力に基づいて上記測定アンテナの位置における上記アレーアンテナの近傍界分布を測定するので、より確実に測定精度を向上できるという効果がある。
【００９１】
請求項１７の発明によれば、上記測定アンテナの代わりに凹凸の形状を有する反射板を設け、該反射板からの反射波を測定し、上記移相器の振幅誤差および位相誤差、さらに合成電界測定誤差を考慮した合成電界の変化を測定するので、構成の簡略化とともに測定精度を向上できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１を示す概略構成図である。
【図２】 図１における各移相器の位相変化の際に生じる振幅誤差および位相誤差を示す合成電界ベクトル図である。
【図３】 この発明の実施の形態２を示す概略構成図である。
【図４】 この発明の実施の形態３による合成電界ベクトル図である。
【図５】 この発明の実施の形態４を示す概略構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態５を示す概略構成図である。
【図７】 この発明の実施の形態６を示す概略構成図である。
【図８】 この発明の実施の形態７を示す概略構成図である。
【図９】 この発明の実施の形態８を示す概略構成図である。
【図１０】 この発明の実施の形態９を示す概略構成図である。
【図１１】 従来のアンテナ測定装置を示す概略構成図である。
【図１２】 図１１における初期状態の振幅および位相を示す合成電界ベクトル図である。
【符号の説明】
１ 移相器制御装置、 ２ 電力分配器、 ３１〜３Ｎ、７１〜７Ｍ 移相器、 ４１〜４Ｎ 素子アンテナ、 ５、５Ａ フェーズドアレー、 ６ 対向アンテナ、 ７ 送信機、 ８、１４ 受信機、 ９、１０ 演算回路、 １１ 計算機、 １２、６０ プローブアンテナ、 １３ 合成回路、 １５ 送受信機、 １７ 反射板、 ６１〜６Ｍ プローブ素子アンテナ、 ８１〜８ｎ サブアレー。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an antenna measuring apparatus and an antenna measuring method, and more particularly, comprising a plurality of element antennas, connecting a variable phase shifter to each element antenna, and controlling the phase of these phase shifters to electronically scan the beam. Alternatively, an antenna measuring apparatus and an antenna measuring method capable of accurately measuring the excitation amplitude and phase of each element antenna in the operating state of all element antennas in an array antenna that performs pattern forming, that is, a phased array antenna (hereinafter abbreviated as phased array antenna). It is about.
[0002]
[Prior art]
FIG. 11 is a schematic configuration diagram showing a conventional antenna measuring apparatus disclosed in, for example, Japanese Patent Publication No. 1-30112.
In the figure, 21 is a transmitter, 22 is a power distributor, 81, 82, 83,... 8N is a phase shifter, 91, 92, 93,... 9N are element antennas, 25 is a
[0003]
FIG. 12 shows the relationship between the electric field vector of the element antenna in FIG. 11 and the combined electric field vector.0ej φ 0Represents the combined electric field vector in the initial state, and E1ej φ 1~ Enej φ nRepresents electric field vectors of the first to n-th element antennas, respectively.
[0004]
Next, the operation will be described.
Each of the
The transmission signal from the
[0005]
Here, for the element antenna of interest, for example, the
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the conventional antenna measuring apparatus as described above measures the excitation amplitude and phase of each element by changing the phase of the phase shifter of each element antenna in the operating state of all element antennas. There has been a problem that the amplitude error and phase error of the phase shifter generated when the phase changes are not taken into consideration.
There is also a problem that the amplitude error and phase error of the combined electric field are not taken into consideration in the operation state of all element antennas.
[0007]
The present invention has been made to solve the above-described problems. The amplitude error and phase error of the phase shifter that occur when the phase shifter changes, and the amplitude of the combined electric field in the all-element antenna operating state. An object of the present invention is to provide an antenna measurement apparatus and an antenna measurement method that can measure the excitation amplitude and phase of each antenna element with higher accuracy in consideration of errors and phase errors.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
An antenna measurement apparatus according to
[0010]
Claim2An antenna measuring apparatus according to the present invention1In this invention, the difference pattern excitation state is used as the initial phase state of the phase shifter.
[0011]
Claim3An antenna measurement apparatus according to the present invention is described in claim 1.Or 2In this invention, the measurement antenna is provided far from the array antenna, and the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed to measure the far field distribution of the array antenna.
[0012]
Claim4An antenna measurement apparatus according to the present invention is described in claim 1.Or 2In this invention, the measurement antenna is provided at a finite distance of the array antenna, the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed, and the distribution of the array antenna at the finite distance is measured by the defocus method.
[0013]
Claim5An antenna measurement apparatus according to the present invention is described in claim 1.Or 2In this invention, the measurement antenna is provided in the same direction in the vicinity of the array antenna, and the mutual coupling of the array antenna and the measurement antenna is measured.
[0014]
Claim6The antenna measurement apparatus according to
[0015]
Claim7An antenna measuring apparatus according to the present invention is defined in
[0016]
Claim8An antenna measuring apparatus according to the present invention7In the invention, a plurality of combinations of the measurement antenna, the second phase shifter, and the synthesis circuit are arranged in one or two dimensions.
[0017]
Claim9An antenna measurement apparatus according to the present invention is described in claim 1.Or 2In this invention, a reflecting plate having an uneven shape is provided in place of the measuring antenna, and the transmitting / receiving means measures a reflected wave from the reflecting plate, and measures an amplitude error and a phase error of the phase shifter, and a combined electric field measurement. It measures the change in the combined electric field in consideration of the error.
[0018]
Claim10The antenna measurement method according to the invention provides a measurement antenna facing an array antenna including a plurality of element antennas and a phase shifter connected to each of the element antennas, and changes the phase setting of each phase shifter. Measuring the amplitude change and phase change of the combined electric field of the array antenna, estimating the amplitude error and phase error of each phase shifter based on the measurement result, and the amplitude error and phase error of the combined electric field of the array antenna And calculate the relative amplitude and phase of the radiated electric field for each of the above element antennas.The error amount set in the phase shifter is obtained from the amplitude error and phase error corresponding to the phase rotation of the phase shifter, and the relative amplitude and relative phase of the radiated electric field of the element antenna, and the error amount is corrected and the error amount is corrected. Set the phase of the phase shifterIs.
[0020]
Claim11An antenna measurement method according to the present invention is as follows.10In this invention, the difference pattern excitation state is used as the initial phase state of the phase shifter.
[0021]
Claim12An antenna measurement method according to the present invention is as follows.10 or 11In the present invention, the measurement antenna is provided far from the array antenna, and the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed to measure the far-field distribution of the array antenna.
[0022]
Claim13An antenna measurement method according to the invention is as follows.10 or 11In any one of the inventions, the measurement antenna is provided at a finite distance of the array antenna, the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed, and the distribution of the array antenna at the finite distance is measured by a defocus method. It is.
[0023]
Claim14An antenna measurement method according to the present invention is as follows.10 or 11In this invention, the measurement antenna is provided in the vicinity of the array antenna in the same direction, and the mutual coupling of the array antenna and the measurement antenna is measured.
[0024]
Claim15An antenna measurement method according to the present invention is as follows.10 or 11In this invention, the measurement antenna is provided in the vicinity of the array antenna, and the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed to measure the near-field distribution of the array antenna.
[0025]
Claim16An antenna measurement method according to the invention is as follows.10, 11 or 15In the invention, a plurality of second phase shifters are provided for the measurement antenna, the relative positions of the array antenna and the measurement antenna are changed, and the set phase of the second phase shifter is changed. The outputs are combined, and the near-field distribution of the array antenna at the position of the measurement antenna is measured based on the combined output.
[0026]
Claim17An antenna measurement method according to the invention is as follows.10 or 11In this invention, a reflector having an uneven shape is provided in place of the measurement antenna, the reflected wave from the reflector is measured, and the amplitude error and the phase error of the phase shifter, and the combined electric field measurement error are taken into consideration. It measures the change in the combined electric field.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
1 is a schematic configuration diagram illustrating an antenna measurement apparatus according to
In the figure, 1 is a phase shifter control device as a phase control means for controlling the phase of each phase shifter described later, 2 is a power distributor, 31, 32, 33, ... 3N are phase shifters, 41, 42, 4N are element antennas connected to the
[0028]
Further, 9 is connected to the
[0029]
2 is a combined electric field vector diagram showing an amplitude error and a phase error generated when the
[0030]
Next, the operation will be described.
Here, it is assumed that each
Now, when radio waves radiated from the
[0031]
First, for the element antenna of interest, for example, the
Here, what should be noted is that, in this embodiment, both the amplitude and phase of the received composite electric field are measured.
[0032]
Further, consider the amplitude error and phase error of the
[0033]
[Expression 1]
In the above equation (1), • (dot) is a complex number, m is a variable, and M is the number of phase changes (number of divisions of n). Mean value σ of sum of squares of error of phase shifter at this time2A is as follows.
[0035]
[Expression 2]
Also, the mean value σ of the sum of squares of the measurement error error of the combined electric field2Is as follows.
[0037]
[Equation 3]
However,
[0039]
[Expression 4]
Where (dot) is a complex number, 'is an estimated value, Em, iThe dot is the phase Δ of the phase shifter connected to the nth element antenna.mRepresents the synthesized electric field measurement value for the i-th phase rotation.
Further, the combined electric field estimated value E ′ when the nth element antenna is not excited.n, offThe dots are as follows:
[0041]
[Equation 5]
Note that the phase shifter error A ′mThe average dot value is
[0043]
[Formula 6]
It is said. From the above formulas (1), (2), (3), and (4), the combined electric field measurement value E for the number of phase rotations i of the phase shifter En, m, iBy measuring the dots, the combined electric field estimation value E ′ when the nth element antenna is not excited is measured.n, offDot, estimated excitation electric field C ′ of the nth element antennanDot, error A ′ of phase shifter connected to nth element antennamYou can ask for dots. Note that the phase shifter error A ′mWhat is necessary is just to obtain | require a dot by calculating backward from said Formula (1).
[0045]
Thus, in this embodiment, the amplitude and phase of the combined electric field are measured, and the amplitude error and phase error of the phase shifter connected to the element antenna and the amplitude error and phase error of the combined electric field are taken into account. Therefore, the excitation amplitude and phase of each of the
[0046]
FIG. 3 is a schematic configuration diagram showing an antenna measurement apparatus according to
In the figure,
[0047]
Next, the operation will be described.
Here, it is assumed that each of the
Now, the transmission signal from the
[0048]
Then, similarly to the first embodiment, the amplitude and phase of the combined electric field are measured, and the
[0049]
Further, in the present embodiment, the amplitude error and the phase error according to the phase rotation of the
[0050]
Thus, also in the present embodiment, each element antenna in consideration of the amplitude error and phase error of the phase shifter connected to the element antenna and the amplitude error and phase error of the combined electric field, as in the first embodiment. The excitation amplitudes and phases of 41, 42,... 4N can be estimated, the measurement accuracy can be improved, and a desired radiation pattern according to the application can be realized in the present embodiment.
[0051]
FIG. 4 is a diagram showing a combined electric field vector according to
The same components as those in the first and second embodiments may be used as the constituent elements of the antenna measurement device. The difference from the first and second embodiments is that the present embodiment uses a so-called differential pattern excitation state in which the sum of the combined electric field vectors is 0 in the initial state. By using this difference pattern excitation state, the sum of the combined electric field vectors of each element antenna becomes zero.
[0052]
Therefore, in FIG. 3, for example, when the set phase of the
Thus, also in this embodiment, the same effect as in the first and second embodiments can be obtained.
[0053]
FIG. 5 is a schematic configuration diagram of an antenna measurement apparatus according to
In the figure, the components of the antenna measuring apparatus are the same as those in the first and second embodiments. Also, the operation is substantially the same as in the first and second embodiments.
In the present embodiment, a
[0054]
Thereby, an array element pattern can be obtained for each of the
[0055]
As described above, in this embodiment, the probe antenna is provided far away from the phased array and the far field distribution of the phased array is measured, thereby obtaining the same effect as in the first and second embodiments. it can.
[0056]
FIG. 6 is a schematic configuration diagram of an antenna measurement apparatus according to
In the figure, the components of the antenna measuring apparatus are the same as those in the first and second embodiments. Also, the operation is substantially the same as in the first and second embodiments.
In the present embodiment, the
[0057]
Thereby, an array element pattern can be obtained for each of the
[0058]
As described above, in the present embodiment, the probe antenna is provided at a finite distance so as to face the phased array, and the electric field distribution at the finite distance of the phased array is measured by the defocus method. Similar effects can be obtained.
[0059]
Embodiment 6 FIG.
FIG. 7 is a schematic configuration diagram of an antenna measurement apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. 7, the same reference numerals as those in FIGS. 1 and 3 denote the same or corresponding parts.
In the figure, the components of the antenna measuring apparatus are the same as those in the first and second embodiments. The operation is also the same as in the first and second embodiments. The difference from the first and second embodiments is that the
[0060]
A
[0061]
As described above, in this embodiment, a probe antenna directed in the same direction is provided in the vicinity of the phased array, and the mutual coupling between the phased array and the probe antenna is measured, whereby the first and second embodiments described above. The same effect can be obtained.
[0062]
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of an antenna measurement apparatus according to
In the figure, the components of the antenna measuring apparatus are the same as those in the first and second embodiments. The operation is also the same as in the first and second embodiments.
In the present embodiment, the
[0063]
Thereby, an array element pattern can be obtained for each of the
[0064]
As described above, in this embodiment, the probe antenna is provided in a very short distance from the finite distance so as to face the phased array, and the relative position of the phased array and the probe antenna is changed to measure the near field distribution of the phased array. Thus, the same effect as in the first and second embodiments can be obtained.
[0065]
FIG. 9 is a schematic configuration diagram of an antenna measurement apparatus according to
In the figure, 60 is a probe antenna as a measurement antenna, 61, 62, 63,... 6M are a plurality of probe element antennas included in the
Here, in the present embodiment, the arrangement axis of the
[0066]
Next, the operation will be described.
The relative positions of the phased array 5 (FIG. 8) and the
[0067]
Thereby, an array element pattern can be obtained for each of the
[0068]
As described above, in the present embodiment, the arrangement axis of the plurality of probe element antennas is arranged on the front surface of the opening of the phased array with the horizontal axis as the horizontal axis, and is used for the near field measurement. The effect of can be obtained.
The above is a case where one set of the
[0069]
FIG. 10 is a schematic configuration diagram of an antenna measurement apparatus according to
In the figure, 5A is a phased array, 15 is a transmitter / receiver as a transmission / reception means, 17 is a reflecting plate installed facing the phased
[0070]
Next, the operation will be described.
The
Here, when there is an error in the
[0071]
Therefore, by measuring the reflected
[0072]
As described above, in the present embodiment, the same effect as in the first and second embodiments can be obtained by measuring the reflected wave from the reflecting plate installed facing the phased array.
[0073]
【The invention's effect】
According to the invention of
[0075]
Claim2According to the invention, since the difference pattern excitation state is used as the initial phase state of the phase shifter, there is an effect that the measurement accuracy can be reliably improved.
[0076]
Claim3According to the invention, the measurement antenna is provided far from the array antenna, and the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed to measure the far-field distribution of the array antenna, so that the measurement accuracy is reliably improved. There is an effect that can be done.
[0077]
Claim4According to the invention, the measurement antenna is provided at a finite distance of the array antenna, the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed, and the distribution of the array antenna at the finite distance is measured by the defocus method. There is an effect that the measurement accuracy can be surely improved.
[0078]
Claim5According to the invention, since the measurement antenna is provided in the vicinity of the array antenna in the same direction and the mutual coupling between the array antenna and the measurement antenna is measured, the measurement accuracy can be improved with certainty.
[0079]
Claim6According to the invention, the measurement antenna is provided in the vicinity of the array antenna, the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed, and the near-field distribution of the array antenna is measured, so that the measurement accuracy is reliably improved. There is an effect that can be done.
[0080]
Claim7According to the invention, there are provided a plurality of second phase shifters connected to the measurement antenna and a synthesis circuit for synthesizing the outputs of the phase shifters, and the relative positions of the array antenna and the measurement antenna are determined. Changing the setting phase of the second phase shifter and measuring the near-field distribution of the array antenna at the position of the measurement antenna has the effect of reliably improving the measurement accuracy.
[0081]
Claim8According to the invention, since a plurality of combinations of the measurement antenna, the second phase shifter, and the synthesis circuit are arranged one-dimensionally or two-dimensionally, the measurement accuracy can be improved more reliably.
[0082]
Claim9According to the invention, a reflector having an uneven shape is provided instead of the measurement antenna, and the transmission / reception means measures a reflected wave from the reflector, and an amplitude error and a phase error of the phase shifter, and further a synthesis. Since the change in the combined electric field is measured in consideration of the electric field measurement error, there is an effect that the measurement accuracy can be improved with simplification of the configuration.
[0083]
Claim10According to the invention, a measurement antenna is provided facing an array antenna including a plurality of element antennas and a phase shifter connected to each of the element antennas, and the phase setting of each phase shifter is changed to change the array. Measure the amplitude change and phase change of the combined electric field of the antenna, estimate the amplitude error and phase error of each phase shifter based on the measurement results, and estimate the amplitude error and phase error of the combined electric field of the array antenna Determine the relative amplitude and phase of the radiated electric field for each of the above element antennas.The error amount set in the phase shifter is obtained from the amplitude error and phase error corresponding to the phase rotation of the phase shifter, and the relative amplitude and relative phase of the radiated electric field of the element antenna, and the error amount is corrected and the error amount is corrected. Set the phase of the phase shifterTherefore, considering the amplitude error and phase error of the phase shifter that occur when the phase of the phase shifter changes, and the amplitude error and phase error of the combined electric field in the operating state of all element antennas, the excitation amplitude of each antenna element and Phase can be measured and measurement accuracy can be improved.The desired radiation pattern according to the application can be easily and accurately realized.There is an effect that.
[0085]
Claim11According to the invention, since the difference pattern excitation state is used as the initial phase state of the phase shifter, there is an effect that the measurement accuracy can be reliably improved.
[0086]
Claim12According to the invention, the measurement antenna is provided far from the array antenna, and the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed to measure the far-field distribution of the array antenna, so that the measurement accuracy is reliably improved. There is an effect that can be done.
[0087]
Claim13According to the invention, the measurement antenna is provided at a finite distance of the array antenna, the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed, and the distribution of the array antenna at the finite distance is measured by the defocus method. There is an effect that the measurement accuracy can be surely improved.
[0088]
Claim14According to the invention, since the measurement antenna is provided in the vicinity of the array antenna in the same direction and the mutual coupling between the array antenna and the measurement antenna is measured, the measurement accuracy can be improved with certainty.
[0089]
Claim15According to the invention, the measurement antenna is provided in the vicinity of the array antenna, the relative position of the array antenna and the measurement antenna is changed, and the near-field distribution of the array antenna is measured, so that the measurement accuracy is reliably improved. There is an effect that can be done.
[0090]
Claim16According to the invention, a plurality of second phase shifters are provided for the measurement antenna, the relative positions of the array antenna and the measurement antenna are changed, and the set phase of the second phase shifter is changed. Since the outputs are combined and the near field distribution of the array antenna at the position of the measurement antenna is measured based on the combined output, the measurement accuracy can be improved more reliably.
[0091]
Claim17According to the invention, instead of the measurement antenna, a reflection plate having a concavo-convex shape is provided, the reflected wave from the reflection plate is measured, and the amplitude error and phase error of the phase shifter, and further, the combined electric field measurement error is measured. Since the change in the combined electric field taken into consideration is measured, there is an effect that the measurement accuracy can be improved with simplification of the configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a combined electric field vector diagram showing an amplitude error and a phase error that occur when the phase of each phase shifter in FIG. 1 changes.
FIG. 3 is a schematic configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a combined electric field vector diagram according to
FIG. 5 is a schematic configuration
FIG. 6 is a schematic configuration
FIG. 7 is a schematic configuration diagram showing Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 8 is a schematic configuration
FIG. 9 is a schematic configuration diagram showing an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a schematic configuration
FIG. 11 is a schematic configuration diagram showing a conventional antenna measurement apparatus.
12 is a combined electric field vector diagram showing the amplitude and phase of the initial state in FIG. 11. FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (17)
該アレーアンテナに対向して設置された測定アンテナと、
上記アレーアンテナおよび上記測定アンテナの一方から他方へ信号を放射し、該放射した信号を受信する送受信手段と、
該送受信手段の受信出力に基づいて上記移相器を制御する位相制御手段と、
上記各移相器の位相設定を変化したときの上記送受信手段の受信出力に基づいて上記アレーアンテナの合成電界の振幅変化および位相変化を測定する第１の演算手段と、
該第１の演算手段の測定結果に基づいて上記各移相器の振幅誤差および位相誤差を推定し、且つ上記アレーアンテナの合成電界の振幅誤差および位相誤差を推定し、上記素子アンテナのそれぞれについて放射電界の相対振幅および相対位相を求める第２の演算手段と
を備え、上記移相器の位相回転に応じた振幅誤差および位相誤差と、素子アンテナの放射電界の相対振幅および相対位相に基づいて上記移相器の誤差量を補正し、該移相器の位相設定値を決定するようにしたことを特徴とするアンテナ測定装置。An array antenna including a plurality of element antennas and phase shifters respectively connected to the element antennas;
A measurement antenna installed opposite the array antenna;
Transmitting / receiving means for radiating a signal from one of the array antenna and the measurement antenna to the other and receiving the radiated signal;
Phase control means for controlling the phase shifter based on the reception output of the transmission / reception means;
First computing means for measuring the amplitude change and phase change of the combined electric field of the array antenna based on the reception output of the transmission / reception means when the phase setting of each phase shifter is changed;
Based on the measurement result of the first computing means, the amplitude error and phase error of each phase shifter are estimated, the amplitude error and phase error of the combined electric field of the array antenna are estimated, and each of the element antennas is estimated. Second arithmetic means for obtaining the relative amplitude and relative phase of the radiated electric field, and based on the amplitude error and phase error corresponding to the phase rotation of the phase shifter and the relative amplitude and relative phase of the radiated electric field of the element antenna. An antenna measuring apparatus characterized by correcting an error amount of the phase shifter and determining a phase setting value of the phase shifter .
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