JP3635154B2

JP3635154B2 - Distance measuring device

Info

Publication number: JP3635154B2
Application number: JP13705296A
Authority: JP
Inventors: 勝博森川; 豊史野澤; 善明帆足
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1996-05-30
Filing date: 1996-05-30
Publication date: 2005-04-06
Anticipated expiration: 2016-05-30
Also published as: JPH09318749A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光波やミリ波等の電磁波を測定対象方向に発射したときに反射されて来る電磁波を検出して物体までの距離を測定するようにした距離測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、レーザダイオードを断続的に発光させ、前方の物体からの反射光をフォトセンサで検出し、発光時刻と受光時刻との時間差に基づいて前方の物体までの距離を測定する装置（レーザレーダ）が知られている。
【０００３】
こうしたレーザレーダは、太陽光の影響等によるバックグラウンドとして存在するノイズを除去するために、受光信号としきい値ＶTHとを比較して、このしきい値ＶTHを越える受光信号が得られた時刻を反射光の受光時刻とするように構成されている（図５（ａ）参照）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、太陽光は昼夜によってその強さが変化し、ノイズの大きさは一定していない。また、その他のノイズ要因であるレーザレーダ内の回路の熱雑音も時々刻々と変化している。
【０００５】
このため、しきい値が低めであると、図５（ｂ）に示すように、本来の受光信号Ａが検出される前に、ノイズＢがしきい値を越えてしまい、距離の測定を誤るおそれがある。
一方、測定対象となる物体からの反射光の強さは、距離が長くなるほど弱くなるので、しきい値を高めにしておくと測定可能距離が短くなってしまい、十分な性能が発揮されなくなる。
【０００６】
そこで、本発明は、測定可能距離を犠牲にすることなく、こうしたノイズレベルの変化の影響を受けない距離測定装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の距離測定装置は、請求項１に記載した様に、レーザダイオード等の電磁波発射手段から電磁波を発射した時刻と、フォトセンサ等の電磁波検出手段を介して得られる判定用信号が所定のしきい値を越えた時刻との時間差に基づいて、測定対象方向に存在する物体までの距離を算出するようにしたものにおいて、前記電磁波発射手段を所定期間に渡って休止させると共に、前記しきい値が、該休止期間中に生成される判定用信号の最大値とほぼ等しくなる様に、該判定用信号としきい値との関係を調整する調整手段を備えている。
【０００８】
ここで、電磁波発射手段の休止期間において生成される判定用信号は、ノイズ自体に相当する。従って、（しきい値）＝（ノイズ増幅信号の最大値）であれば、ノイズ増幅信号がしきい値を越えることがなく、ノイズの影響による誤った到達信号が生成されることがないから、距離を実際よりも短く測定してしまうという不具合が解消される。また、ノイズの最大値よりわずかに大きい検出信号が得られれば距離を測定することができ、測定可能距離を最大限に引き出すことができる。なお、しきい値が最大値より若干小さいとしても、最大値が発生する確率を考えると誤計測の問題はほとんどないので、（しきい値）≒（最大値）であれば十分に本発明の目的を達成し得る。
【０００９】
ところで、かかる調整を行うに当たっては、具体的な手法として判定用信号としきい値とを比較する比較回路のしきい値自体を増減する手法が考えられるが、この様な手法を採用すると、比較回路の構成が複雑になり、しきい値を越えたか否かの判定に時間がかかるという問題がある。
【００１０】
そこで、請求項１に記載の距離測定装置では、前記調整手段を、前記信号増幅手段のゲインを調整する手段として構成している。この構成によると、しきい値を固定しておけるので、判定時間の短い比較回路を採用することが可能になるからである。なお、ゲインの調整は、信号増幅手段として可変利得アンプ等を用いる様にすれば簡単に実施できる。
【００１１】
ここで、より具体的には、請求項１に記載した様に、前記調整手段を、前記休止期間中に前記距離算出手段に対して擬似的なスタートパルスを与えたときに距離が算出された場合に前記信号増幅手段のゲインを低下させ、逆に、前記休止期間中に前記距離算出手段に対して擬似的なスタートパルスを与えたときに距離が算出されない場合には前記信号増幅手段のゲインを上昇させる手段として構成する。これは、休止期間中に擬似的なスタートパルスを距離算出手段に与えてやることによって、この休止期間中の判定用信号がしきい値を超えている場合には到達信号が生成されて距離が算出され、逆にしきい値を超えていない場合には距離が算出されないという現象を利用するものである。
【００１２】
この距離測定装置によれば、休止期間中の判定用信号の最大値がしきい値を越えるときにはゲインが低下され、逆にしきい値を越えないときはゲインが上昇されるので、挟み打ちにより、ゲインが最適な値に収束していくことになる。よって、しきい値がノイズの最大値とほぼ等しくなる状態を実現することができる。
【００１８】
ノイズ信号は、その立ち上がり角度が急であったり緩やかであったりするので、ピークホールド回路等で常に制度よくこれを検出するというのは実際上困難である。この点に関しては請求項１に記載した距離測定装置は、誤った到達信号が生成されるか否かを基準にしているので、最適なゲインを精度よく実現することができるという利点がある。
【００１９】
ここで、請求項２に記載した様に、請求項１の距離測定装置において、前記調整手段を、ゲインの調整過程において最適なゲインが存在しないということが判明した範囲を除いた残りの範囲の中央値となるようにゲインの低下及び上昇を行う手段として構成すると、ゲインの調整速度を最大限に高速化することができる。この装置は、高速化と高精度化とを両立させることができる点で優れている。
【００２０】
また、請求項３に記載した様に、前記調整手段は、前記休止期間中に生成される判定用信号の最大値を検出し、該検出された最大値と前記しきい値とを比較して前記信号増幅手段のゲインを大ざっぱに調整し、その後この大ざっぱな調整結果を出発条件とすることで、やはり、高速化と高精度化とを両立させることができる。
【００２１】
より具体的には、最初に大ざっぱにゲインを調整した後、より精度よくゲインを調整するといったゲインの調整方法が実施可能となるからである。
なお、距離測定装置として高速化を図るには、請求項４に示した様に、前記判定手段としてロジックＩＣを備えるようにするとよい。こうしたロジックＩＣを備えることができるのは、ゲイン調整によってしきい値を見かけ上で増減するという手段を採用したことによる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態を図面と共に説明する。図１は、実施の形態としてのレーザレーダ１を表す概略構成図である。なお、レーザレーダ１は、自動車に搭載されて前方の障害物（反射物体）等を検出するためのものである。
【００２３】
レーザレーダ１は、送受信部３１と演算部３３とを主要部として次のように構成されている。図１に示すように、送受信部３１は、パルス状のレーザ光Ｈを、スキャンミラー３５および発光レンズ３７を介して前方に発射する半導体レーザダイオード（以下、単にレーザダイオードと記載）３９と、前方の障害物に反射されたレーザ光Ｈを受光レンズ４１を介して受光し、その強度に対応する電圧を出力する受光素子４３とを備えている。
【００２４】
レーザダイオード３９は駆動回路４５を介して演算部３３に接続され、演算部３３からの駆動信号によりレーザ光Ｈを発光する。また、スキャンミラー３５にはミラー４７が鉛直軸を中心に回動可能に設けられ、演算部３３からの駆動信号がモータ駆動部４９を介して入力されると、このミラー４７は図示しないモータの駆動力により回動する。すると、レーザ光Ｈは車両の前方において、水平面内の所定角度に渡りスキャンニングされながら照射される。
【００２５】
一方、受光素子４３の出力電圧は、ＳＴＣ（Sensitivity Time Control）回路５１を介して所定レベルに増幅された後、可変利得アンプ５３に入力される。ＳＴＣ回路５１について補足説明しておく。受信信号強度は目標物までの距離の４乗に反比例するため、近距離にリフレクタ等の反射率の高いものがあり受光強度がきわめて強くなった場合を補償するためにこのＳＴＣ回路５１は設けられている。
【００２６】
また、可変利得アンプ５３はＤ／Ａ変換器５５を介して演算部３３に接続され、演算部３３により指示されたゲイン（利得）に応じて入力電圧を増幅してコンパレータ５７に出力する。コンパレータ５７には、インバータとトランジスタで高速処理可能に構成したロジックＩＣが採用されており、可変利得アンプ５３の出力電圧Ｖをしきい値電圧ＶTHと比較し、Ｖ＞ＶTHとなったとき所定の反射光到達信号を時間計測回路６１へ入力する。
【００２７】
時間計測回路６１には、演算部３３から駆動回路４５へ駆動信号を出力したことを意味するスタートパルスＰＡも入力されている。そして、時間計測回路６１は、上記反射光到達信号をストップパルスＰＢとし、２つのパルスＰＡ，ＰＢ間の位相差（すなわち入力時間差）を２進デジタル信号に符号化して、その値を演算部３３へ入力するように構成されている。
【００２８】
この時間計測回路６１としては、例えば入力信号を反転して出力するインバータゲートディレイ回路を奇数個リング状に連結し、そのリング上でパルスエッジを周回させる奇数段リングオシレータを利用したものが考えられる。上記２つのパルスＰＡ，ＰＢ間の位相差（すなわち入力時間差）は以下のようにして計測される。すなわち、スタートパルスＰＡが入力されたときに上記リングオシレータ上にパルスエッジを周回させ、ストップパルスＰＢが入力されたときに、スタートパルスＰＡによって起動されたパルスエッジがリングオシレータ上の何れのインバータゲートディレイ回路まで到達したかを検出することにより、２つのパルスＰＡ，ＰＢ間の位相差が計測される。
【００２９】
また、本時間計測回路６１は、正確な時間測定を行うために時間分解能の補正機能も備えている。ここでは、基準信号（例えば水晶発振クロック）を用いることによって、完全デジタル回路によるデジタル演算補正を行っている。
演算部３３は、時間計測回路６１からの入力時間差と、そのときのミラー４７の回動角に基づき、障害物までの距離および方向を算出する。また、可変利得アンプ５３の出力電圧Ｖはピークホールド回路６３へも入力され、ピークホールド回路６３は出力電圧Ｖの最大ピーク値を演算部３３へ入力している。
【００３０】
また、演算部３３には車速センサからの車速信号も入力している。
次に、このように構成されたレーザレーダ１の作動について説明する。
演算部３３は、図２のフローチャートに示す様に、駆動回路４５に駆動信号を出力してレーザダイオード３９を発光させる（Ｓ１００）。ここでは、一定期間Ｔ１に渡って断続的なパルス光を発光させる様に駆動信号が出力される。また、この期間Ｔ１に渡って、モータ駆動回路４９に駆動信号を出力してミラー４７を所定速度で回動させる（Ｓ１１０）。この結果、レーザレーダ１から、前方所定角度範囲の領域に向かってレーザパルス光が発射されることになり、この範囲内に障害物が存在すれば、このパルス光が反射されて返って来る。
【００３１】
この反射光は受光レンズ４１を介して受光素子４３に入力され、反射光の強度に対応する電圧信号に変換された後、ＳＴＣ回路５１及び可変利得アンプ５３を通過して判定用信号Ｖとなってコンパレータ５７に入力される。コンパレータ５７では判定用信号Ｖとしきい値ＶTHが比較され、Ｖ＞ＶTHのとき反射光到達信号を時間計測回路６１へ入力する。時間計測回路６１は、発光時刻と受光時刻の時間差（距離データ）を計測して演算部３３に入力する。時間差測回路６１から入力された距離データは、演算部３３の図示しないＲＡＭに記憶される。
【００３２】
測定範囲のスキャンニングが終了したら（Ｓ１２０）、距離データが存在するか否か判断する（Ｓ１３０）。距離データが一つもない場合には問題となる障害物がないという情報だけを記憶して、距離データは出力しない（Ｓ１４０）。
一方、距離データが存在する場合には、その距離データを距離に応じてグループ化する（Ｓ１５０）。この「距離に応じてグループ化する」について説明する。レーザレーダ１では、レーザダイオード３９はミラー４７が所定角度回動する毎に発光するので、レーザ光Ｈの発射方向も所定角（例えば０．５度）毎に不連続に設定される。そのため、発射方向の異なるレーザ光Ｈに対応する距離データとして区別され、そのままでは本来は同一の対象物からの反射光に基づく距離データであっても別のデータとして処理されることとなる。したがって、近接する距離データ同士をグループ化することで、以降の処理を簡便化する。
【００３３】
なお、「近接」とは、種々の条件によって定義することが考えられるが、レーザ光Ｈの発射方向も加味し、隣合う発射方向に対応して非常に近い距離データがある場合には、グループ化することが好ましい。なぜなら、レーザ光Ｈが先行車両の後部に反射して戻ってきた場合には、所定角度毎に発射されるレーザ光Ｈの内の複数が同じ車両に反射することは大いに考えられることだからである。
【００３４】
こうして距離データがグループ化できたら結果を出力する（Ｓ１６０）。そして、ゲイン調整処理（Ｓ１７０）、ミラー戻し処理（Ｓ１８０）を実施してからこのルーチンを抜ける。このゲイン調整処理は、レーザ発光がなされていない期間Ｔ２内において実行される。
【００３５】
ゲイン調整処理は図３に示す様に構成されている。
この処理では、まず、発光を停止し（Ｓ２１０）、可変利得アンプ５３のゲインを最大に設定する（Ｓ２２０）。ここで、Ｄ／Ａ変換器５５は、可変利得アンプ５３のゲインを０〜２５５の２５６段階に設定する機能を有している。従って、Ｓ２２０では、Ｄ／Ａ変換器５５に対して「２５５」が出力されることになる。
【００３６】
続いて、時間計測回路６１に対して擬似的なスタートパルスを出力して時間計測の契機を与える（Ｓ２３０）。そして、時間計測回路６１において距離データが算出されたか否かを判断し（Ｓ２４０）、距離データが算出されている場合にはアンプゲインを低下させ（Ｓ２５０）、逆に、距離データが算出されていない場合にはアンプゲインを上昇させる（Ｓ２６０）。
【００３７】
ここで、アンプゲインは、最適なゲインが存在する可能性がある範囲の中央値へ低下及び上昇される。具体例を示すと、当初、「２５５」レベルのゲインを設定したときに距離データが存在した場合には、最適なゲインは「２５５」未満であることが判明するので、「０」〜「２５４」の中央値である「１２７」にゲインが低下される。この状態でもなお距離データが算出された場合には、「０」〜「１２６」の中央値である「６３」に低下される。このときに今度は距離データが算出されなかったとすると、これまでの調整過程から、最適値は「６４」〜「１２７」の範囲内にあると判明するので、次に「９６」にゲインを設定する。これでもまだ距離データが算出されない場合は、「９７」〜「１２７」の範囲の中央値「１１２」にゲインが上昇される。こうして次第に範囲をしぼり込みながらゲインを調整していくのである。この例では、ゲインを８回変更すれば最適なゲインを求めることができることになる。
【００３８】
こうしてアンプゲインを下降又は上昇させた後、終了条件になったら本ルーチンを抜ける（Ｓ２７０）。終了条件はアンプゲインの調整が８回実施されたときに成立する。
こうして終了条件が成立したら、前回のアンプゲイン調整結果Ｇn-1 と今回の調整結果Ｇn とから、下記式に従ってなまし処理した値を今回の調整結果Ｇn として記憶し、次の距離測定タイミングのためのアンプゲインの設定を行う（Ｓ２８０，Ｓ２９０）。
【００３９】
【数１】
Ｇn ＝０．１Ｇn ＋０．９Ｇn-1
以上の様にしてアンプゲインを絞り込む結果、距離測定タイミングにおいて設定されるアンプゲインは、ノイズとして現れる太陽光の影響や熱雑音の影響による信号のピーク値がしきい値ＶTHを越えず、距離の計測を誤ることがない。しかも、ノイズをわずかに越える反射光が得られれば、これはしきい値ＶTHを越えることとなり、距離データを算出することが可能になる。従って、距離を誤って計測することをなくすと共に、計測可能距離を最大限にすることができる。
【００４０】
次に、第２の実施の形態について説明する。
この第２の実施の形態におけるレーザレーダのハード構成は上述の実施の形態と同様である。また、距離計測のメインルーチンの構成も同じである。上述の実施の形態と異なるのは、ゲイン調整処理の内容である。
【００４１】
ゲイン調整処理は、図４に示す様に、発光回路を停止した後（Ｓ３１０）、アンプゲインを最大値Ｇmax に設定し（Ｓ３２０）、ピークホールド回路６３をリセットする（Ｓ３３０）。最大値Ｇmax に設定するのは、以後の処理の感度をよくするためである。
【００４２】
そして、所定のゲート時間経過後にピークホールド回路にホールドされた最大ノイズレベルＶNmaxを入力し（Ｓ３４０）、しきい値ＶTHとの比Ｐ＝ＶTH／ＶNmaxを演算する（Ｓ３５０）。
そして、この比Ｐを現在の設定値Ｇmax に乗算した値Ｇn ＝ＰＧmax を算出し（Ｓ３６０）、数１に従って前回の設定値Ｇn-1 でなまし処理した値Ｇn ＝０．１Ｇn ＋０．９Ｇn-1 を今回の調整結果Ｇn として記憶し、次の距離測定タイミングのためのアンプゲインの設定を行う（Ｓ３７０，Ｓ３８０）。
【００４３】
この実施の形態においても、距離計測を誤ることなく最大限の計測可能距離をとることが可能になっている。
以上、本発明のいくつかの実施の形態について説明したが、本発明はこれらに限らず、さらに種々の形態にて実施することが可能である。
【００４４】
例えば、ゲイン調整処理において、まず第２の実施の形態の手法でピーク値からゲインを大ざっぱに調整し、その後、この大ざっぱな調整結果を出発条件として第１の実施の形態の手法によってゲイン調整を行うようにして、第２の実施の形態の特徴である高速化と第１の実施の形態の特徴である高精度化とを両立させるようにしても構わないのである。
【００４５】
また、第１の実施の形態では、最適値の存在し得る範囲の中央値へとゲインを増減することによって迅速なしぼり込みを狙ったが、上述の様に第２の実施の形態と組み合わせる場合には、ゲイン指令を１ずつインクリメントしたりデクリメントしたりする構成を採用してもそこそこの速度でゲインを調整できることから、第１の実施の形態において採用したしぼり込み方法に限るものでもない。
【００４６】
さらに、実施の形態はレーザダイオードを用いたレーダについてであったが、ミリ波等を用いたレーダであっても、熱雑音の問題や、環境中の電磁波の影響などを受ける場合が考えられることから、本発明をそのまま適用することができることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態としてのレーザレーダを表す概略構成図である。
【図２】第１の実施の形態における距離測定のメインルーチンを表すフローチャートである。
【図３】第１の実施の形態におけるゲイン調整ルーチンを表すフローチャートである。
【図４】第２の実施の形態におけるゲイン調整ルーチンを表すフローチャートである。
【図５】従来の問題を示す説明図である。
【符号の説明】
１・・・レーザレーダ、３１・・・送受信部、３３・・・演算部、３５・・・スキャンミラー、３７・・・発光レンズ、３９・・・レーザダイオード、４１・・・受光レンズ、４３・・・受光素子、４５・・・駆動回路、４７・・・ミラー、４９・・・モータ駆動部、５１・・・ＳＴＣ回路、５３・・・可変利得アンプ、５５・・・Ｄ／Ａ変換器、５７・・・コンパレータ、６１・・・時間計測回路、６３・・・ピークホールド回路、Ｈ・・・レーザ光。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a distance measuring apparatus that detects an electromagnetic wave reflected when an electromagnetic wave such as a light wave or a millimeter wave is emitted in a measurement target direction and measures a distance to an object.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a laser diode that emits light intermittently, detects the reflected light from a front object with a photo sensor, and measures the distance to the front object based on the time difference between the light emission time and the light reception time (laser radar) It has been known.
[0003]
Such a laser radar compares the received light signal with a threshold value VTH in order to remove noise existing as a background due to the influence of sunlight, etc., and determines the time when the received light signal exceeding the threshold value VTH is obtained. It is comprised so that it may be the light reception time of reflected light (refer Fig.5 (a)).
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the intensity of sunlight changes day and night, and the magnitude of noise is not constant. In addition, the thermal noise of the circuit in the laser radar, which is another noise factor, changes every moment.
[0005]
For this reason, if the threshold value is low, as shown in FIG. 5B, the noise B exceeds the threshold value before the actual received light signal A is detected, and the distance is measured incorrectly. There is a fear.
On the other hand, the intensity of the reflected light from the object to be measured becomes weaker as the distance becomes longer. Therefore, if the threshold value is increased, the measurable distance becomes shorter and sufficient performance cannot be exhibited.
[0006]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a distance measuring device that is not affected by such a change in noise level without sacrificing the measurable distance.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
According to the distance measuring device of the present invention, the time when the electromagnetic wave is emitted from the electromagnetic wave emitting means such as the laser diode and the determination signal obtained through the electromagnetic wave detecting means such as the photosensor are predetermined as described in claim 1. The distance to the object existing in the measurement target direction is calculated based on the time difference from the time when the threshold value is exceeded, and the electromagnetic wave emitting means is paused for a predetermined period, and the threshold is set. Adjustment means is provided for adjusting the relationship between the determination signal and the threshold value so that the value is substantially equal to the maximum value of the determination signal generated during the pause period .
[0008]
Here, the determination signal generated during the pause period of the electromagnetic wave emitting means corresponds to noise itself. Therefore, if (threshold value) = (maximum value of the noise amplification signal), the noise amplification signal does not exceed the threshold value, and an erroneous arrival signal due to the influence of noise is not generated. The problem of measuring the distance shorter than the actual distance is eliminated. If a detection signal slightly larger than the maximum noise value is obtained, the distance can be measured, and the measurable distance can be maximized. Even if the threshold value is slightly smaller than the maximum value, there is almost no problem of erroneous measurement in view of the probability that the maximum value will occur. Therefore, if (threshold value) ≈ (maximum value), the present invention is sufficient. The objective can be achieved.
[0009]
By the way, in performing such adjustment, as a specific method, a method of increasing or decreasing the threshold value of the comparison circuit that compares the determination signal and the threshold value can be considered. There is a problem that it takes a long time to determine whether or not the threshold is exceeded.
[0010]
Therefore, in the distance measuring device according to claim 1, the adjusting means is configured as means for adjusting the gain of the signal amplifying means . According to this configuration, the threshold value can be fixed, so that a comparison circuit with a short determination time can be employed. The gain can be easily adjusted by using a variable gain amplifier or the like as the signal amplifying means.
[0011]
More specifically, as described in claim 1 , the distance is calculated when the adjusting means gives a pseudo start pulse to the distance calculating means during the pause period. If the gain of the signal amplifying means is reduced, and if the distance is not calculated when a pseudo start pulse is given to the distance calculating means during the pause period, the gain of the signal amplifying means It is comprised as a means to raise. This is because a pseudo start pulse is given to the distance calculation means during the pause period, and when the determination signal during the pause period exceeds the threshold, an arrival signal is generated and the distance is increased. On the contrary, when the threshold value is not exceeded, the phenomenon that the distance is not calculated is used.
[0012]
According to this distance measuring device, when the maximum value of the determination signal during the pause period exceeds the threshold value, the gain is decreased, and conversely, when the threshold value is not exceeded, the gain is increased. The gain will converge to the optimum value. Therefore, it is possible to realize a state in which the threshold value is substantially equal to the maximum noise value.
[0018]
Since the rising angle of the noise signal is steep or gentle, it is practically difficult to always detect it systematically with a peak hold circuit or the like. In this regard, the distance measuring device according to claim 1 is based on whether or not an erroneous arrival signal is generated, and therefore has an advantage that an optimum gain can be realized with high accuracy.
[0019]
Here, as described in claim 2 , in the distance measuring device according to claim 1 , the adjustment unit is configured to have a remaining range excluding a range where it has been found that there is no optimum gain in the gain adjustment process. When configured as means for lowering and raising the gain so as to be the median value, the gain adjustment speed can be maximized. This device is excellent in that both high speed and high accuracy can be achieved.
[0020]
According to a third aspect of the present invention, the adjusting unit detects a maximum value of the determination signal generated during the pause period, and compares the detected maximum value with the threshold value. By roughly adjusting the gain of the signal amplification means and then using the rough adjustment result as a starting condition, it is possible to achieve both high speed and high accuracy.
[0021]
More specifically, it is possible to implement a gain adjustment method in which the gain is adjusted more accurately after first adjusting the gain roughly .
In order to increase the speed of the distance measuring device, it is preferable that a logic IC is provided as the determination means as described in claim 4 . The reason why such a logic IC can be provided is that a means for apparently increasing or decreasing the threshold value by adjusting the gain is employed.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a laser radar 1 as an embodiment. The laser radar 1 is mounted on an automobile and detects an obstacle (reflecting object) ahead.
[0023]
The laser radar 1 is configured as follows with a transmission / reception unit 31 and a calculation unit 33 as main parts. As shown in FIG. 1, the transmission / reception unit 31 includes a semiconductor laser diode (hereinafter simply referred to as a laser diode) 39 that emits a pulsed laser beam H forward via a scan mirror 35 and a light-emitting lens 37, A light receiving element 43 that receives the laser beam H reflected by the obstacle through the light receiving lens 41 and outputs a voltage corresponding to the intensity thereof.
[0024]
The laser diode 39 is connected to the calculation unit 33 via the drive circuit 45 and emits a laser beam H in response to a drive signal from the calculation unit 33. In addition, a mirror 47 is provided on the scan mirror 35 so as to be rotatable about a vertical axis. When a drive signal from the calculation unit 33 is input via the motor drive unit 49, the mirror 47 is connected to a motor (not shown). It is rotated by the driving force. Then, the laser beam H is irradiated while being scanned over a predetermined angle in the horizontal plane in front of the vehicle.
[0025]
On the other hand, the output voltage of the light receiving element 43 is amplified to a predetermined level via an STC (Sensitivity Time Control) circuit 51 and then input to the variable gain amplifier 53. The STC circuit 51 will be supplementarily described. Since the received signal intensity is inversely proportional to the fourth power of the distance to the target, this STC circuit 51 is provided to compensate for the case where there is a reflector having a high reflectivity at a short distance and the received light intensity becomes extremely strong. ing.
[0026]
The variable gain amplifier 53 is connected to the arithmetic unit 33 via the D / A converter 55, amplifies the input voltage according to the gain (gain) instructed by the arithmetic unit 33, and outputs the amplified input voltage to the comparator 57. The comparator 57 employs a logic IC configured to be capable of high-speed processing with an inverter and a transistor. The comparator 57 compares the output voltage V of the variable gain amplifier 53 with the threshold voltage VTH, and when V> VTH, a predetermined value is obtained. The reflected light arrival signal is input to the time measuring circuit 61.
[0027]
The time measurement circuit 61 also receives a start pulse PA that means that a drive signal has been output from the calculation unit 33 to the drive circuit 45. Then, the time measuring circuit 61 uses the reflected light arrival signal as the stop pulse PB, encodes the phase difference (that is, input time difference) between the two pulses PA and PB into a binary digital signal, and calculates the value to the arithmetic unit 33. Is configured to input.
[0028]
As this time measuring circuit 61, for example, an odd-numbered ring oscillator in which an odd number of inverter gate delay circuits that invert and output an input signal are connected in a ring shape and a pulse edge circulates on the ring can be considered. . The phase difference (that is, input time difference) between the two pulses PA and PB is measured as follows. That is, when the start pulse PA is input, the pulse edge circulates on the ring oscillator, and when the stop pulse PB is input, the pulse edge activated by the start pulse PA becomes any inverter gate on the ring oscillator. By detecting whether the delay circuit has been reached, the phase difference between the two pulses PA and PB is measured.
[0029]
The time measuring circuit 61 also has a time resolution correction function in order to perform accurate time measurement. Here, digital calculation correction by a complete digital circuit is performed by using a reference signal (for example, a crystal oscillation clock).
The computing unit 33 calculates the distance and direction to the obstacle based on the input time difference from the time measuring circuit 61 and the rotation angle of the mirror 47 at that time. The output voltage V of the variable gain amplifier 53 is also input to the peak hold circuit 63, and the peak hold circuit 63 inputs the maximum peak value of the output voltage V to the calculation unit 33.
[0030]
In addition, a vehicle speed signal from a vehicle speed sensor is also input to the calculation unit 33.
Next, the operation of the laser radar 1 configured as described above will be described.
As shown in the flowchart of FIG. 2, the calculation unit 33 outputs a drive signal to the drive circuit 45 to cause the laser diode 39 to emit light (S100). Here, the drive signal is output so as to emit intermittent pulsed light over a certain period T1. Further, over this period T1, a drive signal is output to the motor drive circuit 49 to rotate the mirror 47 at a predetermined speed (S110). As a result, laser pulse light is emitted from the laser radar 1 toward a region within a predetermined angle range in the front. If an obstacle exists within this range, the pulse light is reflected and returned.
[0031]
The reflected light is input to the light receiving element 43 through the light receiving lens 41 and converted into a voltage signal corresponding to the intensity of the reflected light, and then passes through the STC circuit 51 and the variable gain amplifier 53 to become a determination signal V. To the comparator 57. The comparator 57 compares the determination signal V with the threshold value VTH, and inputs the reflected light arrival signal to the time measuring circuit 61 when V> VTH. The time measurement circuit 61 measures a time difference (distance data) between the light emission time and the light reception time and inputs the time difference to the calculation unit 33. The distance data input from the time difference measuring circuit 61 is stored in a RAM (not shown) of the calculation unit 33.
[0032]
When the scanning of the measurement range is completed (S120), it is determined whether or not distance data exists (S130). If there is no distance data, only the information that there is no problem obstacle is stored, and the distance data is not output (S140).
On the other hand, if distance data exists, the distance data is grouped according to the distance (S150). This “grouping according to distance” will be described. In the laser radar 1, since the laser diode 39 emits light every time the mirror 47 rotates by a predetermined angle, the emitting direction of the laser light H is also set discontinuously for every predetermined angle (for example, 0.5 degrees). Therefore, it is distinguished as distance data corresponding to the laser light H having a different emission direction, and as it is, distance data based on reflected light from the same object is processed as different data. Therefore, the subsequent processing is simplified by grouping adjacent distance data.
[0033]
Note that “proximity” may be defined according to various conditions. However, when there is distance data that is very close corresponding to the adjacent emission directions in consideration of the emission direction of the laser light H, the group Is preferable. This is because when the laser beam H is reflected back to the rear of the preceding vehicle, it is highly conceivable that a plurality of laser beams H emitted at predetermined angles are reflected on the same vehicle. .
[0034]
When the distance data can be grouped in this way, the result is output (S160). Then, after executing the gain adjustment process (S170) and the mirror return process (S180), the routine exits. This gain adjustment processing is executed within a period T2 in which laser light emission is not performed.
[0035]
The gain adjustment process is configured as shown in FIG.
In this process, first, light emission is stopped (S210), and the gain of the variable gain amplifier 53 is set to the maximum (S220). Here, the D / A converter 55 has a function of setting the gain of the variable gain amplifier 53 in 256 stages of 0 to 255. Accordingly, in S220, “255” is output to the D / A converter 55.
[0036]
Subsequently, a pseudo start pulse is output to the time measurement circuit 61 to give an opportunity for time measurement (S230). Then, it is determined whether or not the distance data is calculated in the time measuring circuit 61 (S240). If the distance data is calculated, the amplifier gain is decreased (S250), and conversely, the distance data is calculated. If not, the amplifier gain is increased (S260).
[0037]
Here, the amplifier gain is lowered and raised to a median value in a range where an optimum gain may exist. As a specific example, if distance data exists when a gain of “255” level is initially set, it is found that the optimum gain is less than “255”, so “0” to “254”. The gain is reduced to “127”, which is the median value of “”. If the distance data is still calculated even in this state, it is reduced to “63” which is the median value of “0” to “126”. If the distance data is not calculated at this time, the optimum value is found to be within the range of “64” to “127” from the adjustment process so far, and then the gain is set to “96”. To do. If the distance data is not yet calculated, the gain is increased to the median value “112” in the range of “97” to “127”. In this way, the gain is adjusted while gradually narrowing the range. In this example, the optimum gain can be obtained by changing the gain eight times.
[0038]
After the amplifier gain is lowered or raised in this way, this routine is exited when the end condition is reached (S270). The end condition is satisfied when the amplifier gain is adjusted eight times.
When the termination condition is satisfied in this way, the value subjected to the smoothing process according to the following equation is stored as the current adjustment result Gn from the previous amplifier gain adjustment result Gn-1 and the current adjustment result Gn, and for the next distance measurement timing. Is set (S280, S290).
[0039]
[Expression 1]
Gn = 0.1Gn + 0.9Gn-1
As a result of narrowing the amplifier gain as described above, the amplifier gain set at the distance measurement timing is such that the peak value of the signal due to the influence of sunlight or thermal noise that appears as noise does not exceed the threshold value VTH. There is no mistake in measurement. Moreover, if reflected light slightly exceeding noise is obtained, this exceeds the threshold value VTH, and distance data can be calculated. Therefore, it is possible to eliminate the erroneous measurement of the distance and maximize the measurable distance.
[0040]
Next, a second embodiment will be described.
The hardware configuration of the laser radar in the second embodiment is the same as that of the above-described embodiment. The configuration of the distance measurement main routine is also the same. What is different from the above-described embodiment is the content of the gain adjustment processing.
[0041]
In the gain adjustment process, as shown in FIG. 4, after the light emitting circuit is stopped (S310), the amplifier gain is set to the maximum value Gmax (S320), and the peak hold circuit 63 is reset (S330). The reason why the maximum value Gmax is set is to improve the sensitivity of subsequent processing.
[0042]
Then, the maximum noise level VNmax held in the peak hold circuit after the predetermined gate time has elapsed is input (S340), and the ratio P = VTH / VNmax with the threshold value VTH is calculated (S350).
Then, a value Gn = PGmax obtained by multiplying the current set value Gmax by this ratio P is calculated (S360), and the value Gn = 0.1Gn + 0.9Gn−, which is smoothed with the previous set value Gn−1 according to the equation (1). 1 is stored as the current adjustment result Gn, and the amplifier gain is set for the next distance measurement timing (S370, S380).
[0043]
Also in this embodiment, it is possible to take the maximum measurable distance without erroneous distance measurement.
As mentioned above, although several embodiment of this invention was described, this invention is not restricted to these, Furthermore, it is possible to implement with a various form.
[0044]
For example, in the gain adjustment process, first, the gain is roughly adjusted from the peak value by the method of the second embodiment, and then the gain adjustment is performed by the method of the first embodiment using the rough adjustment result as a starting condition. As described above, it is possible to achieve both high speed, which is a feature of the second embodiment, and high precision, which is a feature of the first embodiment.
[0045]
Further, in the first embodiment, the quick constriction is aimed at by increasing / decreasing the gain to the median of the range where the optimum value can exist. However, in the case of combining with the second embodiment as described above. Since the gain can be adjusted at a reasonable speed even if a configuration in which the gain command is incremented or decremented by 1 is adopted, the method is not limited to the squeezing method employed in the first embodiment.
[0046]
Furthermore, although the embodiment was about a radar using a laser diode, even a radar using a millimeter wave or the like may be subject to problems such as thermal noise or the influence of electromagnetic waves in the environment. Therefore, it is needless to say that the present invention can be applied as it is.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a laser radar as a first embodiment.
FIG. 2 is a flowchart showing a main routine of distance measurement in the first embodiment.
FIG. 3 is a flowchart showing a gain adjustment routine in the first embodiment.
FIG. 4 is a flowchart showing a gain adjustment routine in the second embodiment.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing a conventional problem.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Laser radar, 31 ... Transmission / reception part, 33 ... Operation part, 35 ... Scan mirror, 37 ... Light emitting lens, 39 ... Laser diode, 41 ... Light receiving lens, 43 ... Light receiving element, 45 ... Drive circuit, 47 ... Mirror, 49 ... Motor drive, 51 ... STC circuit, 53 ... Variable gain amplifier, 55 ... D / A conversion , 57 ... comparator, 61 ... time measuring circuit, 63 ... peak hold circuit, H ... laser light.

Claims

電磁波を測定対象方向に発射する電磁波発射手段と、
前記測定対象方向から入射する電磁波の強さに応じた検出信号を出力するように配置される電磁波検出手段と、
該検出信号を所定のゲインに従って増幅した判定用信号を生成する信号増幅手段と、
該判定用信号が所定のしきい値を越えたときに反射波の到達を知らせる到達信号を出力する判定手段と、
前記電磁波発射手段が電磁波を発射してから前記到達信号が得られるまでの時間的な遅れに基づいて前記測定対象方向に存在する物体までの距離を算出する距離算出手段と
を備えた距離測定装置において、
前記電磁波発射手段を所定期間に渡って休止させると共に、前記しきい値が、該休止期間中に生成される判定用信号の最大値とほぼ等しくなる様に、該判定用信号としきい値との関係を調整する調整手段を備え、
前記調整手段を、前記休止期間中に前記距離算出手段に対して擬似的なスタートパルスを与えたときに距離が算出された場合に前記信号増幅手段のゲインを低下させ、逆に、前記休止期間中に前記距離算出手段に対して擬似的なスタートパルスを与えたときに距離が算出されない場合には前記信号増幅手段のゲインを上昇させる手段として構成したことを特徴とする距離測定装置。Electromagnetic wave emitting means for emitting electromagnetic waves in the direction of the measurement object;
An electromagnetic wave detecting means arranged to output a detection signal corresponding to the intensity of the electromagnetic wave incident from the direction of the measurement object;
Signal amplifying means for generating a determination signal obtained by amplifying the detection signal according to a predetermined gain;
A determination means for outputting an arrival signal notifying the arrival of the reflected wave when the determination signal exceeds a predetermined threshold;
A distance measuring device comprising: a distance calculating unit that calculates a distance to an object existing in the measurement target direction based on a time delay from when the electromagnetic wave emitting unit emits the electromagnetic wave until the arrival signal is obtained. In
The electromagnetic wave emitting means is paused for a predetermined period, and the determination signal and the threshold value are set so that the threshold value is substantially equal to the maximum value of the determination signal generated during the pause period. With adjustment means to adjust the relationship,
When the distance is calculated when the adjusting means gives a pseudo start pulse to the distance calculating means during the pause period, the gain of the signal amplifying means is decreased, and conversely, the pause period A distance measuring apparatus comprising: a means for increasing a gain of the signal amplifying means when a distance is not calculated when a pseudo start pulse is given to the distance calculating means .

請求項１記載の距離測定装置において、前記調整手段を、ゲインの調整過程において最適なゲインが存在しないということが判明した範囲を除いた残りの範囲の中央値となるようにゲインの低下及び上昇を行う手段として構成したことを特徴とする距離測定装置。2. The distance measuring device according to claim 1 , wherein the adjusting means is configured to decrease and increase the gain so as to be a median value of the remaining range excluding a range in which an optimum gain does not exist in the gain adjusting process. A distance measuring device configured as means for performing

請求項１記載の距離測定装置において、
前記調整手段は、
前記休止期間中に生成される判定用信号の最大値を検出し、該検出された最大値と前記しきい値とを比較して前記信号増幅手段のゲインを大ざっぱに調整し、
その後この大ざっぱな調整結果を出発条件とする
ことを特徴とする距離測定装置。The distance measuring device according to claim 1,
The adjusting means includes
Detecting the maximum value of the determination signal generated during the pause period, comparing the detected maximum value with the threshold value, and roughly adjusting the gain of the signal amplification means;
A distance measuring device characterized in that the rough adjustment result is used as a starting condition thereafter .

請求項１〜請求項３のいずれか記載の距離測定装置において、
前記判定手段としてロジックＩＣを備えていることを特徴とする距離測定装置。In the distance measuring device according to any one of claims 1 to 3 ,
A distance measuring device comprising a logic IC as the determining means.