JP3629495B2

JP3629495B2 - Advance control circuit in ignition device for internal combustion engine

Info

Publication number: JP3629495B2
Application number: JP2002246645A
Authority: JP
Inventors: 裕望月
Original assignee: 飯田電機工業株式会社
Priority date: 2002-08-27
Filing date: 2002-08-27
Publication date: 2005-03-16
Anticipated expiration: 2022-08-27
Also published as: JP2004084558A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、内燃機関用点火装置における進角制御回路、特には誘導放電型点火装置において、リニアな進角特性を発揮する進角制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
内燃機関の誘導放電型点火装置は、一般には、内燃機関の回転に従って、磁石発電機を構成する点火コイルの１次巻線に電圧を誘起させ、この誘起電圧により１次巻線に１次短絡電流を流し、１次巻線の誘起電圧が最大値に達したことを検知して、１次短絡電流を急激に遮断し、もって１次巻線と同一鉄心に巻装された点火コイルの２次巻線に高電圧を誘起させ、これにより２次巻線に接続された点火プラグに火花放電を発生させて、内燃機関の点火動作を行う。
【０００３】
この内燃機関の点火動作は、内燃機関の安全で効率の良い運転、燃料消費率の低減、そして排気ガスの浄化を得るため、点火時点を内燃機関の回転速度に合わせてリニアに進角させることが望まれている。
【０００４】
この要望を満たす従来技術の代表例の一つである特開平３−５０３８４号公報に記載された従来技術は、点火コイルの１次巻線に誘起される、点火動作に作用する順電圧分に先立って、同じ１次巻線に誘起される逆電圧分を、回転速度に略反比例して充電量を変化させるためのコンデンサと直列接続された進角コンデンサに充電し、この進角コンデンサの正極側電位と基準電位とを比較器で比較し、１次巻線の誘起電圧が最大値に達するのを待つことなく、両者の大小関係が反転したところで、１次短絡電流を遮断させる信号を出力し、これにより回転速度に従ってリニアに変化する進角動作を得ている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来技術にあっては、進角コンデンサの充電電圧を抑制するための大容量のコンデンサ、基準電圧を得るための専用の回路、高価な比較器を必要とすることから、進角制御回路の回路構成が複雑となると共に、電気部品代が大きくなり、製造原価が高くなる、と云う問題があった。
【０００６】
また、進角コンデンサの正極側電位が、アース電位に対するダイオードと抵抗の電圧降下により決定されるものであるので、点火コイルを設けた磁石発電機のエアギャップの変動や、磁石の着磁量の変動や、さらには進角制御回路を構成する電気部品の特性のバラツキ等の影響を受けて変化するのに対し、この正極側電位と比較される基準電位は、アース電位を基準としたツェナーダイオードの固有のツェナー電圧で決定されるものであるので、点火コイルを設けた磁石発電機のエアギャップの変動や、磁石の着磁量の変動や、さらには進角制御回路を構成する電気部品の特性のバラツキ等の影響を受けることなく常に一定しているため、上記したようなバラツキが発生すると、正極側電位が不規則に変動してしまい、得られる進角特性が一定しない、と云う問題があった。
【０００７】
そこで、本発明は、上記した従来技術における問題点を解消すべく創案されたもので、内燃機関の誘導放電型点火装置の点火時点を、点火コイルの１次巻線に誘起された逆電圧を利用して、リニアに進角させる進角制御回路において、回路構成を簡略化すると共に、点火コイルを設けた磁石発電機のエアギャップの変動とか、進角制御回路を構成する電気部品の特性のバラツキ等に影響されることなく、一定した進角特性を得ることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記技術的課題を解決する本発明の内、請求項１記載の発明の手段は、
点火コイルの１次巻線に、第１半導体スイッチと電流検知抵抗との直列回路を並列に接続し、第１半導体スイッチに第２半導体スイッチを接続し、１次巻線の１次巻線順電位点イの電位変化とほぼ相似関係を保って電位変化する第１半導体スイッチ制御端子電位点ロと、第１巻線の１次巻線逆電位点である基準電位点ニとの間に、二つの分圧抵抗の直列回路と、逆流阻止ダイオードと積分コンデンサとの直列回路とを並列に挿入接続し、積分コンデンサの逆流阻止ダイオードとの接続点である積分コンデンサ電位点トと、両分圧抵抗の接続点である分圧電位点チとの間に、この積分コンデンサ電位点トと分圧電位点チとの電位差が一定値以上となるとオンして、第２半導体スイッチをオンさせる第３半導体スイッチを設け、第２半導体スイッチのオンにより第１半導体スイッチをオフさせて、１次巻線に流れている１次短絡電流を急激に遮断し、点火コイルの２次巻線に接続された点火プラグに火花放電を発生させる点火回路に組付けられる進角制御回路であること、
第１半導体スイッチ制御端子電位点ロと基準電位点ニとの間に、１次巻線に発生した逆電圧分を充電する逆充電コンデンサと充電抵抗との直列回路を挿入接続すること、
分圧電位点チと、第１半導体スイッチと電流検知抵抗との接続点である電流検知抵抗電位点ハとの間に、１次巻線の順電圧発生時の、逆充電コンデンサの放電によりオンして、第３半導体スイッチをオンさせる第４半導体スイッチを、負帰還抵抗を介して接続すること、
にある。
【０００９】
この請求項１記載の発明にあっては、点火コイルの１次巻線に順電圧分が誘起されると、この順電圧分に従って第１半導体スイッチが導通して、１次巻線に１次電流である１次短絡電流を流す。
【００１０】
１次電流の一部は、逆流阻止ダイオードを通って積分コンデンサに流入し、この積分コンデンサを順方向に充電して、積分コンデンサ電位点トの電位を立ち上げ、また二つの分圧抵抗から成る直列回路に流入して、その分圧電位点チの電位を立ち上げる。
【００１１】
１次巻線に誘起された順電圧分の上昇により、積分コンデンサ電位点トの電位と分圧電位点チの電位とは略一緒に上昇するが、１次巻線の順電圧分のピーク直後以降では、積分コンデンサに対する逆流阻止ダイオードの逆バイアスにより、積分コンデンサ電位点トの電位の方が分圧電位点チよりも高い電位となる。
【００１２】
この積分コンデンサ電位点トと分圧電位点チとの電位差が、第３半導体スイッチのトリガ電位値である一定値以上となると、第３半導体スイッチがオンして、第２半導体スイッチにトリガ電流が与えられる。
【００１３】
トリガ電流の流入により第２半導体スイッチがオンすると、第１半導体スイッチがオフ状態となり、１次巻線を流れる１次短絡電流を急激に遮断するので、点火コイルの２次巻線に高電圧が誘起され、これにより２次巻線に接続された点火プラグに火花放電を発生させて、点火動作が行われる。
【００１４】
これに対して、進角制御回路においては、１次巻線に、順電圧分に先立って誘起される逆電圧分を充電する逆充電コンデンサは、この充電した逆電圧を、第４半導体スイッチを通して一定放電時定数で放電し、この放電中、第４半導体スイッチをオン状態ないしは能動領域となり得る状態に保つ。
【００１５】
この第４半導体スイッチがオン状態ないしは能動領域となり得る状態にあると、分圧電位点チの電位が、第１半導体スイッチ制御端子電位点ロよりも基準電位点ニに近い電位となっている、電流検知抵抗電位点ハの電位近くまで引き下げられているので、１次巻線に順電圧分が立ち上げると、第３半導体スイッチは、容易に順バイアスされて、１次巻線の順電圧分がピーク値に達する前にターンオンし、点火時点の進角がなされる。
【００１６】
この点火時点の進角の程度は、逆充電コンデンサの充電量が大きく、また１次巻線の順電圧分の立ち上がりが鋭いことにより、大きくなることから、内燃機関の回転速度の上昇に従って、リニアに増大変化することになる。
【００１７】
このように、第４半導体スイッチは、逆充電コンデンサの放電により進角動作を行うのであるが、第１半導体スイッチ制御端子電位点ロと基準電位点ニとの電位差が、第２半導体スイッチをオンさせることができる値に達する以前に、逆充電コンデンサの放電が終了してしまう場合、すなわち逆充電コンデンサの充電電圧が充分でない、内燃機関の低速域では、進角動作は行われないことになる。
【００１８】
逆に、内燃機関の回転速度が上限域間近となると、１次巻線の逆電圧分が大きくなり、この大きな１次巻線の逆電圧分に対して、第１半導体スイッチのエミッタ・コレクタ間のアバランシェ特性により、１次巻線の逆電圧分はそれ以上に大きくなることはなく、それゆえ１次巻線の逆電圧分に対して第１半導体スイッチがツェナーダイオードのように動作する回転速度以上では、進角動作は行われない。
【００１９】
すなわち、進角制御回路は、図６に示すように、低速度域と高速上限域との間の速度域で、リニアな進角動作を行うことになる。
【００２０】
第４半導体スイッチの負極側が負帰還抵抗を介して接続される電流検知抵抗電位点ハの電位は、第４半導体スイッチの正極側が接続される分圧電位点チの電位と同様に、第２半導体スイッチのトリガ回路である第３半導体スイッチ及び、進角制御回路である第４半導体スイッチの電源に相当している、第１半導体スイッチ制御端子電位点ロの電位と、この第１半導体スイッチ制御端子電位点ロの電位よりも小さい電位で相似して変化する。
【００２１】
このように、第４半導体スイッチを、第１半導体スイッチ制御端子電位点ロに対して、電位が相似して変化する分圧電位点チと電流検知抵抗電位点ハとの間に接続したので、例え進角制御回路を構成している部品のバラツキ、或いはフライホイールとコイル鉄心との隙間のバラツキがあって、第１半導体スイッチ制御端子電位点ロの電位が大きく変化しても、分圧電位点チの電位および電流検知抵抗電位点ハの電位も相似して変化するので、両者間の電位差には大きな変化はなく、分圧電位点チと電流検知抵抗電位点ハとの電位変化関係が、バラツキによる電圧変化を相殺する負帰還動作を行うことになる。
【００２２】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明における第１半導体スイッチを、ベースにバイアス抵抗を設けたダーリントントランジスタで構成した、ものである。
【００２３】
この請求項２記載の発明にあっては、バイアス抵抗により、第１半導体スイッチ制御端子電位点ロと基準電位点ニとの間の電位差を大きくすることができ、これにより第２半導体スイッチ、第３半導体スイッチそして第４半導体スイッチに使用する半導体の選択範囲を広くすることができる。
【００２４】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明における第２半導体スイッチを、ゲート・カソード間にゲート抵抗を設けたサイリスタで構成した、ものである。
【００２５】
この請求項３記載の発明にあっては、ゲート抵抗により、ゲートの動作を安定化させ、オン・オフ状態を安定して確実に自己保持するので、多重点火動作の発生する恐れがなく、簡単な構成で安定した点火動作を得ることができる。
【００２６】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明における第３半導体スイッチを、エミッタ・ベース間にノイズ吸収コンデンサを接続したＰＮＰトランジスタである第１トランジスタと、ＮＰＮトランジスタである第２トランジスタとの組合せで構成した、ものである。
【００２７】
この請求項４記載の発明にあっては、ノイズ吸収コンデンサを接続することにより、ノイズによる誤動作を防止して安定したスイッチング動作を行う第１トランジスタを前段スイッチとした二重スイッチ構造としたので、安全性の高いスイッチ動作を得ることができ、また負性抵抗特性を発揮するので、ターンオン時における第２半導体スイッチのトリガを確実に達成する。
【００２８】
また、第１トランジスタのエミッタ・ベース間に接続されたノイズ吸収コンデンサは、１次巻線の順電圧分がピーク値に達するまでは、第１トランジスタのエミッタとベースとを略同一電位に保つことになるので、１次巻線の順電圧分がピーク値に達する前に、第１トランジスタがトリガするのを阻止する方向に働き、これにより進角を抑制する働きをする。
【００２９】
請求項５記載の発明は、請求項１記載の発明における第４半導体スイッチを、コレクタ・ベース間に進角コンデンサを接続したＮＰＮトランジスタで構成した、ものである。
【００３０】
この請求項５記載の発明にあっては、ＮＰＮトランジスタのコレクタ・ベース間に進角コンデンサを接続することにより、オン状態において、ＮＰＮトランジスタが進角コンデンサの変位電流を増幅するので、第４半導体スイッチ全体が、容量の大きなコンデンサとして作用する。
【００３１】
また、ＮＰＮトランジスタのコレクタ・ベース間に進角コンデンサを接続することで、事実上、ＮＰＮトランジスタの高周波における増幅度を低下（周波数特性ｆＴを低下）せしめ、ノイズ耐量を向上させる作用も発揮する。
【００３２】
請求項６記載の発明の手段は、請求項４記載の発明の構成に、第３半導体スイッチの第２トランジスタのベースである第３半導体スイッチＰゲート電位点ヘと、電流検知抵抗電位点ハとの間に、ノイズ吸収を兼ねた進角コンデンサを接続した、ことを加えたものである。
【００３３】
この請求項６記載の発明にあっては、電流検知抵抗電位点ハの電位が低い時、すなわち回転速度が低い時、進角コンデンサは、第３半導体スイッチの第２トランジスタのベースに対して、ノイズによる誤点弧を防止する作用をし、電流検知抵抗電位点ハの電位が高い時、すなわち回転速度が高い時、進角コンデンサは、電流検知抵抗電位点ハの電位の変化を捕らえて、これを変化電流として第３半導体スイッチの第２トランジスタのベースに流入させ、進角を助長させる。
【００３４】
請求項７記載の発明は、請求項４または６記載の発明の構成に、第３半導体スイッチの第３半導体スイッチＰゲート電位点ヘと、基準電位点ニとの間に、バイアス抵抗を接続した、ことを加えたものである。
【００３５】
この請求項７記載の発明にあっては、第３半導体スイッチの第１トランジスタおよび第２トランジスタのリーク電流が、第２トランジスタのベース・エミッタに流入しないようにすることにより、第２トランジスタの感度を低下させ、これにより第３半導体スイッチのノイズ等による誤動作の発生を防止している。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施例を、図面を参照しながら説明する。
図１は、誘導放電型の点火回路４と組合わさって内燃機関用点火装置を構成する、本発明による進角制御回路５の基本的な回路構成を示すもので、進角制御回路５は、第４半導体スイッチ９と逆充電コンデンサ２４とから構成されており、その詳細は図２に示されている。
【００３７】
進角制御回路５が組付けられる誘導放電型の点火回路４は、二次巻線に点火プラグ３を接続している点火コイル１と、この点火コイル１の１次巻線２に並列に、すなわちアース電位点である１次巻線順電位点イと１次巻線逆電位点である基準電位点ニとの間に接続された、正極端子と制御端子との間にベース抵抗１２を接続した第１半導体スイッチ６と電流検知抵抗１１との直列回路と、第１半導体スイッチ６の制御端子の電位点である第１半導体スイッチ制御端子電位点ロと、基準電位点ニとの間に接続された第２半導体スイッチ７と、第１半導体スイッチ制御端子電位点ロと基準電位点ニとの間に、分圧抵抗１６、１７の直列回路と、逆流阻止ダイオード１０と積分コンデンサ２２との直列回路とを並列に接続し、この両分圧抵抗１６、１７の接続点である分圧電位点チと、逆流阻止ダイオード１０と積分コンデンサ２２との接続点である積分コンデンサ電位点トとの間に、第３半導体スイッチ８を接続して構成されている。
【００３８】
第１半導体スイッチ６は、大きな電流である１次短絡電流の導通・遮断制御を行うものであるので、大きな電流容量および高い耐電圧が必要であることから、ダーリントントランジスタ、電界効果トランジスタ、ベース絶縁のトランジスタ、さらにはゲートターンオフサイリスタ等の半導体スイッチの使用が可能であるが、図示実施例にあっては、安定して確実なスイッチング動作と、高い耐逆電圧特性と、適度な逆電流リーク特性とを有していることから、ベース抵抗１２の他にベースにバイアス抵抗１３を接続したダーリントントランジスタを使用している。
【００３９】
電流検知抵抗１１は、第１半導体スイッチ６のエミッタの電位を安定して正確に取ることができるようにしたもので、この電流検知抵抗１１を設けることにより得られる電流検知抵抗電位点ハの電流検知抵抗電圧ｖ３は、図５に示すように、第１半導体スイッチ制御端子電位点ロの第１半導体スイッチ制御端子電圧ｖ２よりも小さい値で、略相似して変化するものとなっている。
【００４０】
第２半導体スイッチ７は、ターンオン後、そのオン状態を自己保持するものであることが必要であることから、サイリスタまたはＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタの組合せたもの等の半導体スイッチの使用が可能であるが、図示実施例にあっては、構成が簡単で、動作が安定している、ゲート・カソード間に安定化のためのゲート抵抗１４を接続したサイリスタを使用している。
【００４１】
第３半導体スイッチ８は、積分コンデンサ２２の充電電荷をも、第２半導体スイッチ７の点弧に有効に作用させるために、負性抵抗特性をもつものが望ましいことから、ＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタの組合せたもの、またはＰゲートサイリスタ等の半導体スイッチの使用が可能であるが、図示実施例にあっては、エミッタ・ベース間にノイズ吸収コンデンサ２３を接続することにより、安定したスイッチング動作を発揮するＰＮＰトランジスタである第１トランジスタ８１と、ベースと基準電位点ニとの間に、リーク電流がベース・エミッタに流入しないようにするバイアス抵抗１５を接続することにより、安定したスイッチング動作を行うＮＰＮトランジスタである第２トランジスタ８２との組合せで構成している。
【００４２】
進角制御回路５は、分圧電位点チと電流検知抵抗電位点ハとの間に、負帰還抵抗１８を介して接続され、コレクタ・ベース間に進角コンデンサ２５を接続した第４半導体スイッチ９と、第１半導体スイッチ制御端子電位点ロと基準電位点ニとの間に接続された、逆充電コンデンサ２４と充電抵抗２１との直列回路と、この逆充電コンデンサ２４と充電抵抗２１との接続点である逆充電コンデンサ電位点ヌと第４半導体スイッチ制御端子電位点リとの間に接続されたベース抵抗１９と、そして第４半導体スイッチ制御端子電位点リと基準電位点ニとの間に接続されたバイアス抵抗２０とから構成されている。
【００４３】
第４半導体スイッチ９は、オン状態において、進角コンデンサ２５の変位電流を増幅し、これによって全体が容量の大きなコンデンサとして作用するものであれば良く、図示実施例では、コレクタ・ベース間に進角コンデンサ２５を接続したＮＰＮトランジスタを使用している。
【００４４】
点火コイル１の１次巻線２に１次巻線電圧ｖ１（図５参照）が誘起されると、この１次巻線電圧ｖ１の順電圧分ｅ１に先立って誘起される逆電圧分ｅ２が、逆充電コンデンサ２４に逆充電コンデンサ電圧ｖ４（図３、４参照）として充電される。
【００４５】
この逆充電コンデンサ２４に充電された電荷は、１次巻線電圧ｖ１の順電圧分ｅ１の立ち上がりと同時に逆充電コンデンサ放電電流ｉ（図３、４参照）として、ベース抵抗１９を通して第４半導体スイッチ９のベースに流れるので、この逆充電コンデンサ放電電流ｉが、第４半導体スイッチ９のトリガ電流しきい値ｎを越えるトリガ時間幅ｗ（図３、４参照）の間、第４半導体スイッチ９をトリガする。
【００４６】
それゆえ、内燃機関の回転速度が非常に低い範囲（主として、起動時）では、図３に示すように、逆電圧分ｅ２の充電量が小さいので、トリガ時間幅ｗが短く、また順電圧分ｅ１の立ち上がりが鈍いので、その分、順電圧分ｅ１が、第２半導体スイッチ７をオンさせることができる値に達するのが遅くなり、このためトリガ時間幅ｗ中に、順電圧分ｅ１が、第２半導体スイッチ７をオンさせることができる値に達することはなく、点火時点ｔの進角動作は行われない。
【００４７】
すなわち、この点火時点ｔの進角動作が行われない低速速度範囲では、順電圧分ｅ１を充電した積分コンデンサ２２の作用により、順電圧分ｅ１のピーク点通過後、積分コンデンサ電位点トと分圧電位点チとの電位差が、第３半導体スイッチ８の第１トランジスタ８１をオンできる値に達した時点で、点火動作が行われる。
【００４８】
これに対して、内燃機関の回転速度が、進角作用を必要とする域に達した範囲では、図４に示すように、逆電圧分ｅ２の充電量である逆充電コンデンサ電圧ｖ４が充分に大きくなるので、トリガ時間幅ｗが長く、また順電圧分ｅ１の立ち上がりが急であるので、その分、順電圧分ｅ１が、第２半導体スイッチ７をオンさせることができる値に達するのが早くなり、このためトリガ時間幅ｗ中に、順電圧分ｅ１が、第２半導体スイッチ７をオンさせることができる値に達することになり、点火時点ｔの進角動作が行われる。
【００４９】
すなわち、この点火時点ｔの進角動作が行われる速度範囲では、順電圧分ｅ１を充電した積分コンデンサ２２の作用により、順電圧分ｅ１の立上がりと同時に第４半導体スイッチ９をトリガして、第３半導体スイッチ８の第１トランジスタ８１のベース電流を引き込むことのできる態勢となっているので、順電圧分ｅ１が第２半導体スイッチ７をオンさせることができる値に達した時点で、速やかにこの第３半導体スイッチ８をオンさせ、これにより第２半導体スイッチ７をオンさせて、点火動作を行うのである。
【００５０】
内燃機関の回転速度が上限域間近となると、１次巻線２の逆電圧分ｅ２が大きくなり、この大きな逆電圧分ｅ２に対して、第１半導体スイッチ６のエミッタ・コレクタ間のアバランシェ特性により、逆電圧分ｅ２はそれ以上に大きくなることはなく、それゆえ回転速度の上限域間近では、進角動作は行われない。
【００５１】
この進角制御回路５の進角動作は、図６に示した実施例においては、１０００ｒｐｍから３４００ｒｐｍまでの間で進角動作が行われ、１０００ｒｐｍ以下の低速域および３４００ｒｐｍ以上の上限域では、進角動作は行われていない。
【００５２】
なお、図６は、コイルの重ね角の任意に定めた最大進角位置に対する各回転速度時の遅れ角として角度を設定したもので、ピストンの上死点を基準点とした場合には、コイルの重ね角−１４°は約１６°程度、コイルの重ね角−２．５°は約３０°程度となる。
【００５３】
進角制御回路５の第４半導体スイッチ９は、分圧電位点チと電流検知抵抗電位点ハとの間に、負帰還抵抗１８を介して接続されているが、分圧電位点チの電圧は、１次巻線電圧ｖ１に従って発生する第１半導体スイッチ制御端子電圧ｖ２（図５参照）に相似して小さくした変化波形となるが、図５に示すように、電流検知抵抗電圧ｖ３も、第１半導体スイッチ制御端子電圧ｖ２に略号相似した波形となるので、分圧電位点チと電流検知抵抗電位点ハとは、略同じ電位変化をすることになる。
【００５４】
それゆえ、進角動作に寄与している部品の特性のバラツキ、あるいは点火コイル１が構成する磁石発電機の間隙バラツキに対して、分圧電位点チと電流検知抵抗電位点ハとは、相似して同じ方向に変化することになり、上記したバラツキによる不都合な変化を、負帰還動作で抑制する。
【００５５】
進角開始の回転速度や進角幅等の進角特性は、逆充電コンデンサ２４の容量、ベース抵抗１９、充電抵抗２１、さらには分圧抵抗１６の抵抗値を調整することにより設定する。
【００５６】
なお、バイアス抵抗２０は、第４半導体スイッチ９のリーク電流の抜き取り、ノイズ防止、そして逆充電コンデンサ２４の放電のしきい値を決定するためのものである。
【００５７】
図２図示実施例にあっては、第１トランジスタ８１と第２トランジスタ８２とから構成された第３半導体スイッチ８の、Ｐゲートに相当する第２トランジスタ８２のベースである第３半導体スイッチＰゲート電位点ヘと、電流検知抵抗電位点ハとの間に、進角幅を大きくするように作用する進角コンデンサ２６を接続している。
【００５８】
この進角コンデンサ２６は、電流検知抵抗電位点ハの電位が低い時、すなわち回転速度が遅い時、第２トランジスタ８２のベース（Ｐゲート）に対して、ノイズによる誤点弧の防止の役目を果たし、電流検知抵抗電位点ハの電位が高い時、すなわち回転速度が速い時、電流検知抵抗電位点ハの電位の変化を捕らえて、変位電流としてＰゲートに流入させて、進角制御回路５による進角幅を広げる作用をする。
【００５９】
【発明の効果】
本発明は、上記した構成となっているので、以下に示す効果を奏する。
請求項１記載の発明にあっては、逆充電コンデンサの放電による第４半導体スイッチのトリガ持続時間と、点火コイルの１次巻線の順電圧分の、点火回路の第３半導体スイッチのトリガ電位までの立ち上がり速度との関係から、設定した一定の回転速度範囲内で、安定してリニアな進角特性を得ることができる。
【００６０】
また、第４半導体スイッチは、点火回路の第３半導体スイッチのベースが接続された分圧電位点と電流検知抵抗電位点との間に負帰還抵抗を介して接続されているので、進角制御回路を構成している電気部品の性能のバラツキ、或いは点火コイルを有する磁石発電機のギャップのバラツキにより、１次巻線電圧に変化が生じたとしても、分圧電位点および電流検知抵抗電位点の電位は、共に１次巻線電圧と相似して変化するので、電流検知抵抗電位点の電位の変化が、分圧電位点の電位の変化を相殺する負帰還動作を行い、これにより上記したバラツキによる悪影響を受けない安定した進角動作を得ることができる。
【００６１】
請求項２記載の発明にあっては、、安定したスイッチング動作と、大きな電流利得および耐逆電圧性を発揮する第１半導体スイッチを安価に得ることができる。
【００６２】
請求項３記載の発明にあっては、多重点火動作の発生の恐れのない、簡単な構成の第２半導体スイッチを得ることができる。
【００６３】
請求項４記載の発明にあっては、安全性の高いスイッチ動作を得ることができ、また負性抵抗特性を発揮するので、ターンオン時における第２半導体スイッチのトリガを確実に達成することのできる第３半導体スイッチを得ることができる。
【００６４】
請求項５記載の発明にあっては、逆充電コンデンサの放電電流により、安定して確実にトリガ状態となる第４半導体スイッチを得ることができ、これにより安定して確実な進角動作を得ることができる。
【００６５】
請求項６記載の発明にあっては、回転速度の低速域において、第３半導体スイッチのノイズによる誤動作の発生を防止し、回転速度の高速域においては、進角制御回路による進角動作を助長させる作用を発揮し、回路全体の安定性を高めると共に、進角作用を高めることができる。
【００６６】
請求項７記載の発明にあっては、第１トランジスタと第２トランジスタとから構成された第３半導体スイッチの動作を、ノイズ等による誤動作のない安定したものとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本的な回路構成を示す、点火装置の簡略電気回路図。
【図２】図１に示した実施例の、詳細回路図。
【図３】本発明の進角動作開始前の低速時の動作例を示す、動作説明線図。
【図４】本発明の進角動作時の動作例を示す、動作説明線図。
【図５】１次巻線電圧と第１半導体スイッチ制御端子電圧と電流検知抵抗電圧との、相対変化を示す説明線図。
【図６】本発明の進角動作の一例を示す、進角特性線図。
【符号の説明】
１；点火コイル
２；１次巻線
３；点火プラグ
４；点火回路
５；進角制御回路
６；第１半導体スイッチ
７；第２半導体スイッチ
８；第３半導体スイッチ
８１；第１トランジスタ
８２；第２トランジスタ
９；第４半導体スイッチ
１０；逆流阻止ダイオード
１１；電流検知抵抗
１２；ベース抵抗
１３；バイアス抵抗
１４；ゲート抵抗
１５；バイアス抵抗
１６；分圧抵抗
１７；分圧抵抗
１８；負帰還抵抗
１９；ベース抵抗
２０；バイアス抵抗
２１；充電抵抗
２２；積分コンデンサ
２３；ノイズ吸収コンデンサ
２４；逆充電コンデンサ
２５；進角コンデンサ
２６；進角コンデンサ
イ；１次巻線順電位点
ロ；第１半導体スイッチ制御端子電位点
ハ；電流検知抵抗電位点
ニ；基準電位点
ホ；第２半導体スイッチ制御端子電位点
ヘ；第３半導体スイッチＰゲート電位点
ト；積分コンデンサ電位点
チ；分圧電位点
リ；第４半導体スイッチ制御端子電位点
ヌ；逆充電コンデンサ電位点
Ｓ；進角特性曲線
ｖ１；１次巻線電圧
ｖ２；第１半導体スイッチ制御端子電圧
ｖ３；電流検知抵抗電圧
ｖ４；逆充電コンデンサ電圧
ｉ；逆充電コンデンサ放電電流
ｗ；トリガ時間幅
ｎ；トリガ電流しきい値
ｔ；点火時点
ｅ１；順電圧分
ｅ２；逆電圧分[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an advance angle control circuit in an ignition device for an internal combustion engine, and more particularly to an advance angle control circuit that exhibits linear advance angle characteristics in an induction discharge type ignition device.
[0002]
[Prior art]
In general, an induction discharge type ignition device for an internal combustion engine induces a voltage in a primary winding of an ignition coil constituting a magnet generator according to the rotation of the internal combustion engine, and a primary short circuit is caused to the primary winding by the induced voltage. A current is passed to detect that the induced voltage of the primary winding has reached the maximum value, and the primary short-circuit current is suddenly cut off, so that 2 of the ignition coil wound around the same iron core as the primary winding. A high voltage is induced in the secondary winding, whereby a spark discharge is generated in the spark plug connected to the secondary winding, and the internal combustion engine is ignited.
[0003]
The ignition operation of the internal combustion engine is to advance the ignition timing linearly according to the rotational speed of the internal combustion engine in order to obtain a safe and efficient operation of the internal combustion engine, a reduction in fuel consumption rate, and purification of exhaust gas. Is desired.
[0004]
The prior art described in Japanese Patent Laid-Open No. 3-50384, which is one of the representative examples of the prior art that satisfies this demand, is applied to the forward voltage component that acts on the ignition operation induced in the primary winding of the ignition coil. Prior to this, a reverse voltage component induced in the same primary winding is charged into an advance capacitor connected in series with a capacitor for changing the charge amount approximately in inverse proportion to the rotation speed, and the positive electrode of this advance capacitor is charged. Compare the side potential with the reference potential and output a signal to cut off the primary short-circuit current when the magnitude relationship between the two is reversed without waiting for the induced voltage of the primary winding to reach the maximum value. Thus, an advance angle operation that linearly changes according to the rotation speed is obtained.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the above-described prior art requires a large-capacity capacitor for suppressing the charging voltage of the advance capacitor, a dedicated circuit for obtaining the reference voltage, and an expensive comparator. There is a problem that the circuit configuration of the control circuit is complicated, the electric parts cost is increased, and the manufacturing cost is increased.
[0006]
In addition, since the positive side potential of the advance capacitor is determined by the voltage drop of the diode and the resistor with respect to the ground potential, fluctuations in the air gap of the magnet generator provided with the ignition coil and the amount of magnetization of the magnet The reference potential to be compared with the positive side potential is a Zener diode with reference to the ground potential, although it changes due to fluctuations and variations in the characteristics of the electrical components that make up the advance control circuit. Therefore, the fluctuation of the air gap of the magnet generator provided with the ignition coil, the fluctuation of the magnetized amount of the magnet, and the electrical components constituting the advance control circuit Since it is always constant without being affected by variations in characteristics, etc., when the above-described variations occur, the positive electrode potential fluctuates irregularly, and the obtained advance angle characteristics are uniform. Was not, there was a problem that the.
[0007]
Therefore, the present invention was devised to solve the above-described problems in the prior art, and the ignition time of the induction discharge ignition device of the internal combustion engine is determined by the reverse voltage induced in the primary winding of the ignition coil. In the advance angle control circuit that linearly advances the angle, the circuit configuration is simplified, the fluctuation of the air gap of the magnet generator provided with the ignition coil, and the characteristics of the electrical components that constitute the advance angle control circuit An object is to obtain a constant advance angle characteristic without being affected by variations or the like.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
Among the present invention for solving the above technical problems, the means of the invention according to claim 1 is:
A series circuit of a first semiconductor switch and a current detection resistor is connected in parallel to the primary winding of the ignition coil, a second semiconductor switch is connected to the first semiconductor switch, and the primary winding order of the primary winding Between the first semiconductor switch control terminal potential point B where the potential changes while maintaining a similar relationship with the potential change at the potential point A, and the reference potential point D which is the primary winding reverse potential point of the first winding, A series circuit of two voltage dividing resistors and a series circuit of a backflow prevention diode and an integration capacitor are inserted and connected in parallel, and the potential of the integration capacitor, which is the connection point between the backflow prevention diode of the integration capacitor, The third semiconductor switch is turned on when the potential difference between the integrating capacitor potential point and the divided potential point H becomes a certain value or more between the divided potential point H and the connection point of the resistor. A semiconductor switch is provided and a second semiconductor switch is provided. The first semiconductor switch is turned off by turning on, and the primary short circuit current flowing in the primary winding is suddenly cut off, so that spark discharge is generated in the spark plug connected to the secondary winding of the ignition coil. A lead angle control circuit assembled in the circuit,
Inserting a series circuit of a reverse charging capacitor and a charging resistor for charging a reverse voltage generated in the primary winding between the first semiconductor switch control terminal potential point B and the reference potential point D;
Turns on when the reverse charging capacitor discharges when the forward voltage of the primary winding is generated between the voltage dividing potential point H and the current detection resistance potential point C, which is the connection point between the first semiconductor switch and the current detection resistor. A fourth semiconductor switch for turning on the third semiconductor switch is connected via a negative feedback resistor;
It is in.
[0009]
According to the first aspect of the present invention, when a forward voltage component is induced in the primary winding of the ignition coil, the first semiconductor switch is turned on according to the forward voltage component, and the primary winding is connected to the primary winding. A primary short-circuit current that is a current is passed.
[0010]
Part of the primary current flows into the integrating capacitor through the reverse current blocking diode, charges the integrating capacitor in the forward direction, raises the potential of the integrating capacitor potential point, and consists of two voltage dividing resistors. It flows into the series circuit and raises the potential of the divided potential point H.
[0011]
Due to the forward voltage rise induced in the primary winding, the potential at the integration capacitor potential point and the potential at the divided potential point h rise substantially together, but immediately after the peak for the forward voltage of the primary winding. Thereafter, due to the reverse bias of the reverse current blocking diode with respect to the integrating capacitor, the potential at the integrating capacitor potential point becomes higher than the divided potential point H.
[0012]
When the potential difference between the integration capacitor potential point and the divided potential point H becomes equal to or greater than a certain value that is the trigger potential value of the third semiconductor switch, the third semiconductor switch is turned on, and the trigger current is applied to the second semiconductor switch. Given.
[0013]
When the second semiconductor switch is turned on by the inflow of the trigger current, the first semiconductor switch is turned off and the primary short-circuit current flowing through the primary winding is suddenly cut off, so that a high voltage is applied to the secondary winding of the ignition coil. Thus, a spark discharge is generated in the spark plug connected to the secondary winding, and an ignition operation is performed.
[0014]
On the other hand, in the advance angle control circuit, the reverse charging capacitor that charges the primary winding with the reverse voltage that is induced prior to the forward voltage, passes this charged reverse voltage through the fourth semiconductor switch. The discharge is performed with a constant discharge time constant, and during this discharge, the fourth semiconductor switch is kept in an on state or a state that can become an active region.
[0015]
When the fourth semiconductor switch is in an on state or in an active region, the potential of the divided potential point h is closer to the reference potential point d than the first semiconductor switch control terminal potential point b. Since the voltage is pulled down to near the potential of the current detection resistance potential point C, when the forward voltage rises in the primary winding, the third semiconductor switch is easily forward-biased and the forward voltage of the primary winding. Is turned on before the peak value is reached, and the ignition is advanced.
[0016]
The degree of advance at the time of ignition increases because the amount of charge of the reverse charging capacitor is large and the rising of the forward voltage of the primary winding is sharp. Therefore, the degree of advance is linear as the rotational speed of the internal combustion engine increases. Will increase.
[0017]
As described above, the fourth semiconductor switch performs an advance operation by discharging the reverse charging capacitor, but the potential difference between the first semiconductor switch control terminal potential point B and the reference potential point D turns on the second semiconductor switch. If the discharge of the reverse charge capacitor ends before reaching the value that can be achieved, that is, in the low speed region of the internal combustion engine where the charge voltage of the reverse charge capacitor is insufficient, the advance operation is not performed. .
[0018]
Conversely, when the rotational speed of the internal combustion engine approaches the upper limit range, the reverse voltage of the primary winding increases, and the emitter-collector between the first semiconductor switch and the reverse voltage of the primary winding increases. Due to the avalanche characteristics of the first winding, the reverse voltage of the primary winding does not increase any more. Therefore, the rotation speed at which the first semiconductor switch operates like a Zener diode with respect to the reverse voltage of the primary winding. In the above, advance operation is not performed.
[0019]
That is, as shown in FIG. 6, the advance angle control circuit performs a linear advance operation in a speed range between the low speed range and the high speed upper limit range.
[0020]
The potential of the current detection resistance potential point C to which the negative electrode side of the fourth semiconductor switch is connected via the negative feedback resistor is the same as the potential of the divided voltage potential point H to which the positive electrode side of the fourth semiconductor switch is connected. The potential of the first semiconductor switch control terminal potential point B corresponding to the power source of the third semiconductor switch that is the trigger circuit of the switch and the fourth semiconductor switch that is the advance angle control circuit, and the first semiconductor switch control terminal It changes in a similar manner at a potential smaller than the potential at the potential point B.
[0021]
As described above, the fourth semiconductor switch is connected between the divided potential point H and the current detection resistance potential point C where the potential changes in a similar manner with respect to the first semiconductor switch control terminal potential point B. Even if there is a variation in the components that make up the advance angle control circuit or a variation in the gap between the flywheel and the coil core, and the potential at the first semiconductor switch control terminal potential point B changes greatly, the divided potential Since the potential at point H and the potential at current detection resistance potential point C also change in a similar manner, there is no significant change in the potential difference between them, and there is a potential change relationship between divided potential point H and current detection resistance potential point C. Thus, a negative feedback operation is performed to cancel out voltage changes due to variations.
[0022]
According to a second aspect of the present invention, the first semiconductor switch according to the first aspect of the present invention is configured by a Darlington transistor having a base provided with a bias resistor.
[0023]
According to the second aspect of the present invention, the potential difference between the first semiconductor switch control terminal potential point B and the reference potential point D can be increased by the bias resistor, whereby the second semiconductor switch, The selection range of semiconductors used for the 3 semiconductor switches and the fourth semiconductor switch can be widened.
[0024]
According to a third aspect of the present invention, the second semiconductor switch according to the first aspect of the present invention is configured by a thyristor in which a gate resistance is provided between a gate and a cathode.
[0025]
In the invention according to claim 3, since the gate resistance is stabilized by the gate resistance and the on / off state is stably and reliably held by itself, there is no possibility of the occurrence of multiple ignition operation. A stable ignition operation can be obtained with a simple configuration.
[0026]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a third semiconductor switch according to the first aspect of the present invention, comprising: a first transistor that is a PNP transistor having a noise absorbing capacitor connected between an emitter and a base; and a second transistor that is an NPN transistor. It is composed of combinations.
[0027]
In the invention of claim 4, since the first transistor that performs a stable switching operation by preventing a malfunction due to noise by connecting a noise absorbing capacitor is used as a double switch structure, Since the switch operation with high safety can be obtained and the negative resistance characteristic is exhibited, the trigger of the second semiconductor switch at the time of turn-on is reliably achieved.
[0028]
The noise absorbing capacitor connected between the emitter and base of the first transistor keeps the emitter and base of the first transistor at substantially the same potential until the forward voltage of the primary winding reaches the peak value. Therefore, before the forward voltage of the primary winding reaches the peak value, it works to prevent the first transistor from triggering, thereby suppressing the advance angle.
[0029]
According to a fifth aspect of the present invention, the fourth semiconductor switch according to the first aspect of the present invention is configured by an NPN transistor in which an advance capacitor is connected between a collector and a base.
[0030]
In this invention, since the advance capacitor is connected between the collector and the base of the NPN transistor, the NPN transistor amplifies the displacement current of the advance capacitor in the on state. The entire switch acts as a capacitor with a large capacity.
[0031]
Further, by connecting an advance capacitor between the collector and the base of the NPN transistor, the amplification factor at the high frequency of the NPN transistor is effectively reduced (frequency characteristic fT is reduced), and the noise immunity is improved.
[0032]
According to a sixth aspect of the present invention, in the configuration of the fourth aspect of the invention, the third semiconductor switch P gate potential point that is the base of the second transistor of the third semiconductor switch, the current detection resistance potential point C, In addition, an advance angle capacitor that also serves as noise absorption is connected.
[0033]
In the invention of claim 6, when the potential of the current detection resistance potential point C is low, that is, when the rotational speed is low, the advance capacitor is relative to the base of the second transistor of the third semiconductor switch. Acting to prevent false firing due to noise, when the potential of the current detection resistance potential point c is high, that is, when the rotation speed is high, the advance capacitor captures the change in the potential of the current detection resistance potential point c, This is supplied as a change current to the base of the second transistor of the third semiconductor switch to promote the advance angle.
[0034]
According to a seventh aspect of the invention, a bias resistor is connected between the third semiconductor switch P gate potential point of the third semiconductor switch and the reference potential point D in the configuration of the fourth or sixth aspect of the invention. , Plus.
[0035]
According to the seventh aspect of the invention, the leakage current of the first transistor and the second transistor of the third semiconductor switch is prevented from flowing into the base / emitter of the second transistor, thereby improving the sensitivity of the second transistor. As a result, the occurrence of malfunction due to noise or the like of the third semiconductor switch is prevented.
[0036]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a basic circuit configuration of an advance angle control circuit 5 according to the present invention which constitutes an internal combustion engine ignition device in combination with an induction discharge type ignition circuit 4. It consists of a fourth semiconductor switch 9 and a reverse charging capacitor 24, the details of which are shown in FIG.
[0037]
An induction discharge type ignition circuit 4 to which an advance angle control circuit 5 is assembled includes an ignition coil 1 in which a spark plug 3 is connected to a secondary winding, and a primary winding 2 of the ignition coil 1 in parallel. That is, the base resistor 12 is connected between the positive terminal and the control terminal, which is connected between the primary winding forward potential point A which is the ground potential point and the reference potential point D which is the primary winding reverse potential point. The first semiconductor switch 6 and the current detection resistor 11 connected in series, the first semiconductor switch control terminal potential point B, which is the potential point of the control terminal of the first semiconductor switch 6, and the reference potential point D are connected. The series circuit of the voltage dividing resistors 16, 17 and the series of the reverse current blocking diode 10 and the integrating capacitor 22 between the second semiconductor switch 7, the first semiconductor switch control terminal potential point B and the reference potential point D. The circuit is connected in parallel, and both the voltage dividing resistors 16, The third semiconductor switch 8 is connected between the divided potential point H, which is a connection point 7, and the integration capacitor potential point G, which is a connection point between the backflow prevention diode 10 and the integration capacitor 22. .
[0038]
Since the first semiconductor switch 6 performs conduction / cut-off control of the primary short-circuit current that is a large current, a large current capacity and a high withstand voltage are required. Therefore, the Darlington transistor, the field effect transistor, the base insulation However, in the illustrated embodiment, stable and reliable switching operation, high reverse voltage resistance, and moderate reverse current leakage characteristics can be used. Therefore, a Darlington transistor in which a bias resistor 13 is connected to the base in addition to the base resistor 12 is used.
[0039]
The current detection resistor 11 is configured so that the potential of the emitter of the first semiconductor switch 6 can be taken stably and accurately, and the current at the current detection resistor potential point C obtained by providing the current detection resistor 11. As shown in FIG. 5, the detection resistance voltage v3 is a value that is smaller than the first semiconductor switch control terminal voltage v2 at the first semiconductor switch control terminal potential point B and changes substantially in a similar manner.
[0040]
Since the second semiconductor switch 7 needs to self-hold the on state after being turned on, a semiconductor switch such as a thyristor or a combination of a PNP transistor and an NPN transistor can be used. In the illustrated embodiment, a thyristor having a simple structure and stable operation, in which a gate resistor 14 for stabilization is connected between the gate and the cathode, is used.
[0041]
Since the third semiconductor switch 8 preferably has a negative resistance characteristic so that the charge of the integrating capacitor 22 can be effectively applied to the ignition of the second semiconductor switch 7, it is desirable that the PNP transistor and the NPN transistor A combination or a semiconductor switch such as a P-gate thyristor can be used. However, in the illustrated embodiment, a stable switching operation is exhibited by connecting the noise absorbing capacitor 23 between the emitter and the base. An NPN transistor that performs a stable switching operation by connecting a first resistor 81 that is a PNP transistor and a bias resistor 15 that prevents leakage current from flowing into the base and emitter between the base and the reference potential point D. The second transistor 82 is a combination.
[0042]
The advance angle control circuit 5 is connected to the divided voltage potential point H and the current detection resistance potential point C via a negative feedback resistor 18, and a fourth semiconductor switch in which an advance capacitor 25 is connected between the collector and the base. 9, a series circuit of the reverse charging capacitor 24 and the charging resistor 21 connected between the first semiconductor switch control terminal potential point B and the reference potential point D, and the reverse charging capacitor 24 and the charging resistor 21. A base resistor 19 connected between the reverse charging capacitor potential point n which is a connection point and the fourth semiconductor switch control terminal potential point li, and between the fourth semiconductor switch control terminal potential point li and the reference potential point di And a bias resistor 20 connected to.
[0043]
The fourth semiconductor switch 9 only needs to amplify the displacement current of the advance capacitor 25 in the ON state and thereby function as a capacitor having a large capacity as a whole. In the illustrated embodiment, the fourth semiconductor switch 9 advances between the collector and base. An NPN transistor to which a square capacitor 25 is connected is used.
[0044]
When the primary winding voltage v1 (see FIG. 5) is induced in the primary winding 2 of the ignition coil 1, the reverse voltage e2 induced prior to the forward voltage e1 of the primary winding voltage v1 is obtained. The reverse charging capacitor 24 is charged as a reverse charging capacitor voltage v4 (see FIGS. 3 and 4).
[0045]
The charge charged in the reverse charge capacitor 24 is the fourth semiconductor switch through the base resistor 19 as the reverse charge capacitor discharge current i (see FIGS. 3 and 4) simultaneously with the rising of the forward voltage e1 of the primary winding voltage v1. 9, the reverse charging capacitor discharge current i flows through the fourth semiconductor switch 9 during the trigger time width w (see FIGS. 3 and 4) exceeding the trigger current threshold n of the fourth semiconductor switch 9. Trigger.
[0046]
Therefore, in the range where the rotational speed of the internal combustion engine is very low (mainly at startup), as shown in FIG. 3, the charge amount of the reverse voltage component e2 is small, so that the trigger time width w is short and the forward voltage component is reduced. Since the rise of e1 is slow, the forward voltage component e1 slows down to reach a value at which the second semiconductor switch 7 can be turned on. Therefore, during the trigger time width w, the forward voltage component e1 is A value that can turn on the second semiconductor switch 7 is not reached, and the advance operation at the ignition time t is not performed.
[0047]
That is, in the low speed range where the advance operation at the ignition time t is not performed, the integration capacitor 22 charged with the forward voltage component e1 causes the integration capacitor potential point and the distribution point after passing the peak point of the forward voltage component e1. The ignition operation is performed when the potential difference from the piezoelectric potential point H reaches a value at which the first transistor 81 of the third semiconductor switch 8 can be turned on.
[0048]
On the other hand, in the range where the rotational speed of the internal combustion engine has reached the region that requires the advance angle action, as shown in FIG. 4, the reverse charge capacitor voltage v4, which is the charge amount of the reverse voltage component e2, is sufficiently high. Since it becomes large, the trigger time width w is long and the rising of the forward voltage component e1 is steep, and accordingly, the forward voltage component e1 reaches a value that can turn on the second semiconductor switch 7 earlier. Therefore, during the trigger time width w, the forward voltage component e1 reaches a value that can turn on the second semiconductor switch 7, and the advance operation at the ignition time t is performed.
[0049]
That is, in the speed range in which the advance operation at the ignition time t is performed, the fourth capacitor switch 9 is triggered simultaneously with the rise of the forward voltage e1 by the action of the integrating capacitor 22 charged with the forward voltage e1. Since the base current of the first transistor 81 of the third semiconductor switch 8 can be drawn, when the forward voltage e1 reaches a value that can turn on the second semiconductor switch 7, this The third semiconductor switch 8 is turned on, whereby the second semiconductor switch 7 is turned on, and the ignition operation is performed.
[0050]
When the rotational speed of the internal combustion engine approaches the upper limit region, the reverse voltage component e2 of the primary winding 2 increases, and the large reverse voltage component e2 is caused by the avalanche characteristics between the emitter and the collector of the first semiconductor switch 6. The reverse voltage component e2 does not increase any more, and therefore, the advance operation is not performed near the upper limit range of the rotation speed.
[0051]
In the embodiment shown in FIG. 6, the advance angle operation of the advance angle control circuit 5 is performed between 1000 rpm and 3400 rpm, and in the low speed range of 1000 rpm or less and the upper limit range of 3400 rpm or more, the advance operation is performed. There is no angular motion.
[0052]
FIG. 6 shows an angle set as a delay angle at each rotational speed with respect to an arbitrarily determined maximum advance angle position of the overlapping angle of the coil. When the top dead center of the piston is used as a reference point, the coil The overlap angle of −14 ° is about 16 °, and the coil overlap angle of −2.5 ° is about 30 °.
[0053]
The fourth semiconductor switch 9 of the advance angle control circuit 5 is connected via a negative feedback resistor 18 between the divided potential point H and the current detection resistance potential point C. Is a change waveform that is reduced in size similar to the first semiconductor switch control terminal voltage v2 (see FIG. 5) generated according to the primary winding voltage v1, but as shown in FIG. Since the waveform is substantially similar to the first semiconductor switch control terminal voltage v2, the divided potential point H and the current detection resistance potential point C have substantially the same potential change.
[0054]
Therefore, the voltage dividing potential point H and the current detection resistance potential point C are similar to the variation in the characteristics of the parts contributing to the advance angle operation or the gap variation in the magnet generator formed by the ignition coil 1. Thus, the change in the same direction is suppressed by the negative feedback operation.
[0055]
The advance characteristics such as the rotation speed and advance width of the advance angle start are set by adjusting the capacitance of the reverse charging capacitor 24, the base resistance 19, the charging resistance 21, and the resistance value of the voltage dividing resistance 16.
[0056]
The bias resistor 20 is for extracting a leakage current of the fourth semiconductor switch 9, preventing noise, and determining a discharge threshold value of the reverse charging capacitor 24.
[0057]
In the embodiment shown in FIG. 2, the third semiconductor switch P gate which is the base of the second transistor 82 corresponding to the P gate of the third semiconductor switch 8 constituted by the first transistor 81 and the second transistor 82. An advance capacitor 26 that acts to increase the advance width is connected between the potential point and the current detection resistance potential point C.
[0058]
The advance capacitor 26 serves to prevent false firing due to noise to the base (P gate) of the second transistor 82 when the potential of the current detection resistance potential point C is low, that is, when the rotation speed is slow. When the potential of the current detection resistance potential point C is high, that is, when the rotation speed is high, the change in the potential of the current detection resistance potential point C is captured and flows into the P gate as a displacement current, and the advance angle control circuit 5 It works to widen the lead angle width.
[0059]
【The invention's effect】
Since the present invention has the above-described configuration, the following effects can be obtained.
In the first aspect of the invention, the trigger potential of the third semiconductor switch of the ignition circuit is equal to the trigger duration of the fourth semiconductor switch due to the discharge of the reverse charging capacitor and the forward voltage of the primary winding of the ignition coil. From the relationship with the rising speed up to the above, it is possible to obtain a linear advance angle characteristic stably within a set constant rotational speed range.
[0060]
Further, since the fourth semiconductor switch is connected via a negative feedback resistor between the voltage dividing potential point to which the base of the third semiconductor switch of the ignition circuit is connected and the current detection resistance potential point, the advance angle control is performed. Even if there is a change in the primary winding voltage due to variations in the performance of the electrical components that make up the circuit, or variations in the gap of the magnet generator having the ignition coil, the voltage dividing potential point and the current detection resistance potential point Since both of the potentials change in a manner similar to the primary winding voltage, the potential change at the current detection resistance potential point performs a negative feedback operation that cancels out the potential change at the divided potential point. It is possible to obtain a stable advance angle operation that is not adversely affected by variations.
[0061]
In the invention according to claim 2, the first semiconductor switch exhibiting stable switching operation, large current gain and reverse voltage resistance can be obtained at low cost.
[0062]
According to the third aspect of the present invention, it is possible to obtain a second semiconductor switch having a simple configuration that does not cause the multiple ignition operation.
[0063]
In the invention described in claim 4, since the switch operation with high safety can be obtained and the negative resistance characteristic is exhibited, the trigger of the second semiconductor switch at the turn-on can be reliably achieved. A third semiconductor switch can be obtained.
[0064]
According to the fifth aspect of the present invention, it is possible to obtain the fourth semiconductor switch that is stably and surely triggered by the discharge current of the reverse charging capacitor, thereby obtaining a stable and reliable advance angle operation. be able to.
[0065]
In the invention according to claim 6, in the low speed range of the rotational speed, the occurrence of malfunction due to the noise of the third semiconductor switch is prevented, and in the high speed range of the rotational speed, the advance angle operation by the advance angle control circuit is promoted. In addition to enhancing the stability of the entire circuit, the advance angle function can be enhanced.
[0066]
According to the seventh aspect of the present invention, the operation of the third semiconductor switch composed of the first transistor and the second transistor can be made stable without malfunction due to noise or the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a simplified electrical circuit diagram of an ignition device showing a basic circuit configuration of the present invention.
FIG. 2 is a detailed circuit diagram of the embodiment shown in FIG.
FIG. 3 is an operation explanatory diagram showing an operation example at a low speed before the advance angle operation of the present invention is started.
FIG. 4 is an operation explanatory diagram showing an operation example during an advance operation of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing a relative change among a primary winding voltage, a first semiconductor switch control terminal voltage, and a current detection resistance voltage;
FIG. 6 is an advance characteristic diagram showing an example of an advance operation of the present invention.
[Explanation of symbols]
1; Ignition coil
2; Primary winding
3; Spark plug
4; Ignition circuit
5; Lead angle control circuit
6; First semiconductor switch
7; Second semiconductor switch
8; Third semiconductor switch
81; first transistor
82; second transistor
9; Fourth semiconductor switch
10; Backflow prevention diode
11; Current detection resistor
12; Base resistance
13; Bias resistance
14; Gate resistance
15; Bias resistance
16; Divider resistance
17; Divider resistance
18; Negative feedback resistance
19; Base resistance
20; Bias resistance
21; Charging resistance
22; Integration capacitor
23; Noise absorbing capacitor
24; Reverse charging capacitor
25; Lead angle capacitor
26; Lead angle capacitor
B; Primary winding forward potential point
B: First semiconductor switch control terminal potential point
C: Current detection resistance potential point
D: Reference potential point
E: Second semiconductor switch control terminal potential point
F: Third semiconductor switch P gate potential point
G: Integration capacitor potential point
H: Divided potential point
Re: Fourth semiconductor switch control terminal potential point
N: Reverse charging capacitor potential point
S: Lead angle characteristic curve
v1; Primary winding voltage
v2; first semiconductor switch control terminal voltage
v3; Current detection resistance voltage
v4; reverse charging capacitor voltage
i: Reverse charge capacitor discharge current
w: Trigger time width
n: Trigger current threshold
t: ignition point
e1; For forward voltage
e2: Reverse voltage

Claims

点火コイル（１）の１次巻線（２）に、第１半導体スイッチ（６）と電流検知抵抗（１１）との直列回路を並列に接続し、前記第１半導体スイッチ（６）に第２半導体スイッチ（７）を接続し、前記１次巻線（２）の１次巻線順電位点（イ）の電位変化とほぼ相似関係を保って電位変化する第１半導体スイッチ制御端子電位点（ロ）と、前記第１巻線（２）の１次巻線逆電位点である基準電位点（ニ）との間に、二つの分圧抵抗（１６）、（１７）の直列回路と、逆流阻止ダイオード（１０）と積分コンデンサ（２２）との直列回路とを並列に挿入接続し、前記積分コンデンサ（２２）の逆流阻止ダイオード（１０）との接続点である積分コンデンサ電位点（ト）と、前記両分圧抵抗（１６）、（１７）の接続点である分圧電位点（チ）との間に、該積分コンデンサ電位点（ト）と分圧電位点（チ）との電位差が一定値以上となるとオンして、前記第２半導体スイッチ（７）をオンさせる第３半導体スイッチ（８）を設け、前記第２半導体スイッチ（７）のオンにより第１半導体スイッチ（６）をオフさせて、前記１次巻線（２）に流れている１次短絡電流を急激に遮断し、前記点火コイル（１）の２次巻線に接続された点火プラグ（３）に火花放電を発生させる点火回路（４）に組付けられる進角制御回路（５）であって、前記第１半導体スイッチ制御端子電位点（ロ）と基準電位点（ニ）との間に、前記１次巻線（２）に発生した逆電圧分（ｅ２）を充電する逆充電コンデンサ（２４）と充電抵抗（２１）との直列回路を挿入接続し、前記分圧電位点（チ）と前記第１半導体スイッチ（６）と電流検知抵抗（１１）との接続点である電流検知抵抗電位点（ハ）との間に、前記１次巻線（２）の順電圧発生時の、前記逆充電コンデンサ（２４）の放電によりオンして、前記第３半導体スイッチ（８）をオンさせる第４半導体スイッチ（９）を、負帰還抵抗（１８）を介して接続して成る内燃機関用点火装置における進角制御回路。A series circuit of a first semiconductor switch (6) and a current detection resistor (11) is connected in parallel to the primary winding (2) of the ignition coil (1), and a second circuit is connected to the first semiconductor switch (6). A semiconductor switch (7) is connected, and a first semiconductor switch control terminal potential point (potential point) that changes in potential while maintaining a similar relationship with the potential change of the primary winding forward potential point (A) of the primary winding (2). B) and a series potential circuit of two voltage dividing resistors (16) and (17) between a reference potential point (d) which is a reverse potential point of the primary winding of the first winding (2), The series circuit of the backflow prevention diode (10) and the integration capacitor (22) is inserted and connected in parallel, and the integration capacitor potential point (g) that is the connection point between the integration capacitor (22) and the backflow prevention diode (10). And a divided potential point (H) that is a connection point of the two voltage dividing resistors (16) and (17). In addition, the third semiconductor switch (8) is turned on when the potential difference between the integration capacitor potential point (g) and the divided potential point (h) becomes a certain value or more to turn on the second semiconductor switch (7). The first semiconductor switch (6) is turned off by turning on the second semiconductor switch (7), and the primary short circuit current flowing in the primary winding (2) is suddenly cut off, and the ignition coil An advance angle control circuit (5) assembled to an ignition circuit (4) for generating a spark discharge in an ignition plug (3) connected to the secondary winding of (1), wherein the first semiconductor switch control terminal A reverse charging capacitor (24) and a charging resistor (21) for charging a reverse voltage (e2) generated in the primary winding (2) between a potential point (b) and a reference potential point (d) Are inserted and connected, and the divided potential point (H) and the first semiconductor device are connected. The reverse charging capacitor when a forward voltage is generated in the primary winding (2) between the switch (6) and the current detection resistance potential point (c), which is a connection point between the current detection resistance (11). The fourth semiconductor switch (9) that is turned on by the discharge of (24) to turn on the third semiconductor switch (8) is connected to the ignition device for the internal combustion engine, which is connected via the negative feedback resistor (18). Angle control circuit.

第１半導体スイッチ（６）を、ベースにバイアス抵抗（１３）を設けたダーリントントランジスタで構成した請求項１記載の内燃機関用点火装置における進角制御回路。2. An advance angle control circuit in an ignition device for an internal combustion engine according to claim 1, wherein the first semiconductor switch (6) comprises a Darlington transistor having a bias resistor (13) at its base.

第２半導体スイッチ（７）を、ゲート・カソード間にゲート抵抗（１４）を設けたサイリスタで構成した請求項１または２記載の内燃機関用点火装置における進角制御回路。3. An advance angle control circuit in an ignition device for an internal combustion engine according to claim 1, wherein the second semiconductor switch (7) is constituted by a thyristor provided with a gate resistance (14) between a gate and a cathode.

第３半導体スイッチ（８）を、エミッタ・ベース間にノイズ吸収コンデンサ（２３）を接続したＰＮＰトランジスタである第１トランジスタ（８１）と、ＮＰＮトランジスタである第２トランジスタ（８２）との組合せで構成した請求項１、２または３記載の内燃機関用点火装置における進角制御回路。The third semiconductor switch (8) is composed of a combination of a first transistor (81) which is a PNP transistor in which a noise absorbing capacitor (23) is connected between an emitter and a base, and a second transistor (82) which is an NPN transistor. A lead angle control circuit in an ignition device for an internal combustion engine according to claim 1, 2 or 3.

第４半導体スイッチ（９）を、コレクタ・ベース間に進角コンデンサ（２５）を接続したＮＰＮトランジスタで構成した請求項１、２、３または４記載の内燃機関用点火装置における進角制御回路。5. An advance angle control circuit in an ignition device for an internal combustion engine according to claim 1, wherein the fourth semiconductor switch (9) comprises an NPN transistor having an advance angle capacitor (25) connected between a collector and a base.

第３半導体スイッチ（８）の第２トランジスタ（８２）のベースである第３半導体スイッチＰゲート電位点（ヘ）と、電流検知抵抗電位点（ハ）との間に、ノイズ吸収を兼ねた進角コンデンサ（２６）を接続した請求項４記載の内燃機関用点火装置における進角制御回路。Progress that also serves as noise absorption between the third semiconductor switch P gate potential point (f), which is the base of the second transistor (82) of the third semiconductor switch (8), and the current detection resistance potential point (c). 5. An advance control circuit in an ignition device for an internal combustion engine according to claim 4, wherein a corner capacitor (26) is connected.

第３半導体スイッチ（８）の第３半導体スイッチＰゲート電位点（ヘ）と、基準電位点（ニ）との間に、バイアス抵抗（１５）を接続した請求項４または６記載の内燃機関用点火装置における進角制御回路。The internal combustion engine according to claim 4 or 6, wherein a bias resistor (15) is connected between a third semiconductor switch P gate potential point (f) of the third semiconductor switch (8) and a reference potential point (d). An advance angle control circuit in the ignition device.