JP3622619B2

JP3622619B2 - Element resistance detector for oxygen concentration sensor

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Publication number: JP3622619B2
Application number: JP2000035232A
Authority: JP
Inventors: 千裕東脇; 博西岡
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2000-02-14
Filing date: 2000-02-14
Publication date: 2005-02-23
Anticipated expiration: 2020-02-14
Also published as: JP2001228114A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、車載用エンジンの排ガス中の酸素濃度を検出するための酸素濃度センサに係り、その酸素濃度センサの素子抵抗を検出する酸素濃度センサの素子抵抗検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の酸素濃度センサとして、固体電解質を用いて排ガス中の酸素濃度を検出する限界電流式空燃比センサが知られている。このセンサでは、その出力信号の温度依存性が大きいため、酸素濃度の検出精度を良好に維持するには固体電解質などからなるセンサ素子を活性状態に保つことが必要である。このため、センサに付設されたヒータを通電制御することにより、センサ素子を加熱して活性状態に維持するようにしている。
【０００３】
同ヒータの通電制御において、センサ素子の抵抗値（素子抵抗値）がセンサ素子の温度（素子温度）に対して所定の対応関係を有することを利用し、検出される素子抵抗値を目標抵抗値に一致させるようにヒータへの通電量が制御されている。
【０００４】
酸素濃度センサの素子抵抗値を検出する手法としては、印加電圧をステップ状に変化させ、その電圧変化と電流変化により酸素濃度センサの素子抵抗値を検出するものが知られている（例えば、特開平１１−２０１９３５号公報）。
【０００５】
特開平１１−２０１９３５号公報に開示された装置では、図６に示すように、酸素濃度センサ３０に所定電圧を印加させるためのオペアンプ３１，３２を備えている。詳しくは、オペアンプ３１の出力端子は、抵抗Ｒ３１を介して酸素濃度センサ３０のプラス側端子ＡＦ＋に接続され、オペアンプ３１の反転入力端子は、酸素濃度センサ３０のプラス側端子ＡＦ＋に接続されている。また、オペアンプ３２の出力端子は、抵抗Ｒ３２を介して酸素濃度センサ３０のマイナス側端子ＡＦ−に接続され、オペアンプ３２の反転入力端子は、酸素濃度センサ３０のマイナス側端子ＡＦ−に接続されている。なお、抵抗Ｒ３１は電流検出用抵抗であり、抵抗Ｒ３２は保護抵抗である。
【０００６】
このように構成した場合、オペアンプ３１の非反転入力端子に入力される電圧Ｖ１が酸素濃度センサ３０のプラス側端子ＡＦ＋に印加されるとともに、オペアンプ３２の非反転入力端子に入力される電圧Ｖ２が酸素濃度センサ３０のマイナス側端子ＡＦ−に印加される。つまり、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との差（Ｖ１−Ｖ２）が酸素濃度センサ３０に印加されることとなり、酸素濃度センサ３０には、酸素濃度に応じた電流Ｉが流れる。このとき、抵抗Ｒ３１には、電流Ｉと同じ電流が流れるため、抵抗Ｒ３１の両端電圧Ｖｉ，Ｖｏは、電流Ｉに比例した値となる。よって、この両端電圧Ｖｉ，ＶｏをＡ／Ｄ変換器（図示せず）にて検出し、その差（Ｖｉ−Ｖｏ）を抵抗Ｒ３１の抵抗値で割ることにより求められる電流Ｉから酸素濃度が検出される。
【０００７】
また、酸素濃度センサ３０の素子抵抗値を検出する場合には、例えば、プラス側端子ＡＦ＋への印加電圧をＶ１から所定電圧△Ｖだけ変化させる。このとき、電圧変化△Ｖに伴う電流変化（△Ｉ）から酸素濃度センサ３０の素子抵抗値Ｚａｃ（＝△Ｖ／△Ｉ）が検出される。そして、この素子抵抗値Ｚａｃが、目標温度（例えば、７００℃）に対応した目標抵抗値（例えば、２０Ω）となるようヒータへの通電量が制御される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、特開平１１−２０１９３５号公報の装置では、素子抵抗検出時における印加電圧の変化△Ｖは０．２Ｖで実施しており、ヒータを制御するための目標の素子抵抗値Ｚａｃが２０Ω以下となると、△Ｉ≧０．２／２０＝０．０１Ａ（１０ｍＡ）となる。従って、オペアンプ３１，３２で制御する必要がある電流値は、±１０ｍＡ以上となる。また、汎用のオペアンプにて制御できる電流値は、一般に１０ｍＡ程度であるため、オペアンプからの出力をプッシュプルトランジスタ等にて増幅する必要があり、コストの増加を招いてしまう。
【０００９】
また、電流検出用の抵抗Ｒ３１の両端電圧を検出するためのＡ／Ｄ変換器は、その変換範囲が０〜５Ｖである。このため、△Ｉが大きい場合、抵抗Ｒ３１の抵抗値を小さくしてその両端電圧Ｖｉ，Ｖｏを０〜５Ｖの範囲内にする必要がある。この抵抗の両端電圧Ｖｉ，Ｖｏは、既述したように酸素濃度の算出に利用されており、抵抗Ｒ３１の抵抗値を小さくすると、酸素濃度の算出時における出力レンジが小さくなり、精度が悪化してしまう。
【００１０】
さらには、電流検出用の抵抗Ｒ３１の抵抗値を変更せずに、△Ｖを０．２Ｖから０．１Ｖに小さくする方法がある。この場合、△Ｉは、１０ｍＡから５ｍＡに小さくなるが、車両ノイズ（点火・噴射ノイズ）を考慮した場合、素子抵抗検出時の誤差が大きくなってしまう。
【００１１】
本発明は、上記問題に着目してなされたものであって、その目的とするところは、酸素濃度の検出精度を良好に保ちつつ、低コストで酸素濃度センサの素子抵抗を検出することができる酸素センサの素子抵抗検出装置を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明によれば、電圧印加手段により、酸素濃度センサと調整抵抗との直列回路に印加する電圧を変化させる。そのとき、電流検出用抵抗によって、酸素濃度センサに流れる電流、即ち酸素濃度センサと調整抵抗との直列回路を流れる電流の変化が検出される。そして、この電流変化と電圧変化とに基づいて、酸素濃度センサと調整抵抗とからなる直列回路の合成抵抗が検出される。つまり、同直列回路の合成抵抗は、酸素濃度センサの素子抵抗値に調整抵抗の抵抗値が加算されたかたちで検出され、その検出値は、酸素濃度センサの素子抵抗値のみを検出する従来技術と比較して大きくなる。この場合、抵抗検出時に酸素濃度センサに流れる電流が小さくなるので、電圧印加手段の出力をプッシュプルトランジスタ等の他の増幅手段を用いて増幅する必要がない。また、抵抗検出時における電流が小さくなるので、従来のように、Ａ／Ｄ変換器の変換範囲（例えば、０Ｖ〜５Ｖ）に合わせて、電流検出用抵抗の抵抗値を小さくする必要がない。従って、酸素濃度検出時において電流検出用抵抗の両端電圧の差（出力レンジ）を確保でき、酸素濃度の検出精度の悪化を防止できる。さらに、抵抗検出時における印加電圧の変化を小さくする必要がないので、車両ノイズ等の影響を受けることなく酸素濃度センサの素子抵抗を検出できる。
【００１３】
以上のことより、酸素濃度の検出精度を良好に保ちつつ、低コストで酸素濃度センサの素子抵抗を検出することができる。
酸素濃度センサと調整抵抗との直列回路における合成抵抗は、酸素濃度センサの素子抵抗に調整抵抗が加算されたものであり、その値は、酸素濃度センサの素子温度に応じて変化する。従って、酸素濃度センサと調整抵抗との直列回路の抵抗値に基づいてヒータを制御することにより、酸素濃度センサの素子温度を活性温度域に保つことができる。
【００１４】
また、請求項２に記載の発明のように、直列回路の抵抗値から調整抵抗の抵抗値を減算することにより、酸素濃度センサの素子抵抗値を求め、その素子抵抗値に基づいてヒータを制御するようにしてもよい。この場合も、酸素濃度センサの素子温度を活性温度域に保つことができる。
【００１５】
具体的には、請求項３に記載の発明のように、電圧印加手段は、所定電圧を入力し、フィードバックループを介して同じ所定電圧を出力するオペアンプを有して構成され、前記調整抵抗は、該オペアンプのフィードバックループの外に配設される。この場合、調整抵抗がフィードバックループ外に配設されるので、該調整抵抗には、オペアンプの入力電圧と同じ電圧が印加される。従って、酸素濃度センサと調整抵抗との直列回路に印加される電圧が望み通りに制御できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、この発明を具体化した実施の形態を図面に従って説明する。本実施の形態では、本発明を車両用エンジンの空燃比制御システムに適用し、同システムの空燃比検出装置として具体化している。車両に搭載される電子制御装置（以下、車載ＥＣＵという）は、エンジン排気管に設けられた限界電流式空燃比センサ（Ａ／Ｆセンサ）による検出結果を基に、空燃比フィードバック（Ｆ／Ｂ）制御を実施すると共に、当該Ａ／Ｆセンサの素子温を監視しつつ同センサを常に活性状態に保持するためのヒータ加熱制御を実施する。以下に、その詳細を説明する。
【００１７】
図１は、本実施の形態における車載ＥＣＵ１と同ＥＣＵ１により駆動されるＡ／Ｆセンサ１０の概要を示す電気的構成図である。
Ａ／Ｆセンサ１０は、図示しないエンジンの本体から伸びた排気管１４（図２参照）に取り付けられており、同Ａ／Ｆセンサ１０には、ＥＣＵ１による電圧の印加に伴い排気ガス中の酸素濃度に比例した電流が流れる。車載ＥＣＵ１は、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）２０を備え、同マイコン２０によってＡ／Ｆセンサ１０に流れる電流が検出されその検出結果に基づいて空燃比Ｆ／Ｂ制御が実施される。
【００１８】
ここで、Ａ／Ｆセンサ１０の構成を図２を用いて説明する。図２において、Ａ／Ｆセンサ１０は排気管１４の内部に向けて突設されており、同センサ１０は大別して、カバー１５、センサ素子１１及びヒータ１２から構成されている。カバー１５は断面コ字状をなし、その周壁にはカバー内外を連通する多数の小孔１５ａが形成されている。センサ素子１１は空燃比リーン領域における酸素濃度、若しくは空燃比リッチ領域における未燃ガス（ＣＯ，ＨＣ，Ｈ２等）濃度に対応する限界電流を発生する。
【００１９】
センサ素子１１の構成について詳述する。センサ素子１１において、断面コップ状に形成された固体電解質層１６の外表面には、排ガス側電極層１７が固着され、内表面には大気側電極層１８が固着されている。また、排ガス側電極層１７の外側には、プラズマ溶射法等により拡散抵抗層１９が形成されている。固体電解質層１６は、ＺｒＯ２、ＨｆＯ２、ＴｈＯ２、Ｂｉ２Ｏ３等にＣａＯ、ＭｇＯ、Ｙ２Ｏ３、Ｙｂ２Ｏ３等を安定剤として固溶させた酸素イオン伝導性酸化物焼結体からなり、拡散抵抗層１９は、アルミナ、マグネシャ、ケイ石質、スピネル、ムライト等の耐熱性無機物質からなる。排ガス側電極層１７及び大気側電極層１８は共に、白金等の触媒活性の高い貴金属からなりその表面には多孔質の化学メッキ等が施されている。なお、排ガス側電極層１７の面積及び厚さは、１０〜１００ｍｍ＾２（平方ミリメートル）及び０．５〜２．０μｍ程度となっており、一方、大気側電極層１８の面積及び厚さは、１０ｍｍ＾２（平方ミリメートル）以上及び０．５〜２．０μｍ程度となっている。
【００２０】
ヒータ１２は大気側電極層１８内に収容されており、その発熱エネルギによりセンサ素子１１（大気側電極層１８、固体電解質層１６、排ガス側電極層１７及び拡散抵抗層１９）を加熱する。ヒータ１２は、センサ素子１１を活性化するに十分な発熱容量を有している。
【００２１】
上記構成のＡ／Ｆセンサ１０において、センサ素子１１は理論空燃比点よりリーン領域では酸素濃度に応じた限界電流を発生する。この場合、酸素濃度に対応する限界電流は、排ガス側電極層１７の面積、拡散抵抗層１９の厚さ、気孔率及び平均孔径により決定される。また、センサ素子１１は酸素濃度を直線的特性にて検出し得るものであるが、このセンサ素子１１を活性化するのに約６００℃以上の高温が必要とされると共に、同センサ素子１１の活性温度範囲が狭いため、エンジンの排ガスだけの加熱ではセンサ素子１１を活性領域で維持できない。そのため、ヒータ１２の加熱制御によりセンサ素子１１を活性温度域にまで加熱する。なお、理論空燃比よりもリッチ側の領域では、未燃ガス中の一酸化炭素（ＣＯ）等の濃度が空燃比に対してほぼリニアに変化し、センサ素子１１はＣＯ等の濃度に応じた限界電流を発生する。
【００２２】
また、図１に示す車載ＥＣＵ１において、電源電圧Ｖｃ（＝５Ｖ）とグランド（＝０Ｖ）との間に３つの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３が直列に接続されている。これら抵抗により電源電圧Ｖｃが分圧されることで、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続部にて第１電圧Ｖ１が生成され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続部にて第２電圧Ｖ２が生成される。なお、本実施の形態において、各抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値は、夫々、３．９ｋΩ，３９０Ω，２．２１ｋΩに設定されている。よって、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点に生じる第１電圧Ｖ１は３．３Ｖであり、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に生じる第２電圧Ｖ２は３．０Ｖである。
【００２３】
抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続部はオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に接続され、同オペアンプＯＰ１において、反転入力端子と出力端子とが接続されている。このオペアンプＯＰ１は、ボルテージホロワとして動作することによりオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に入力される第１電圧Ｖ１（＝３．３Ｖ）がオペアンプＯＰ１の出力電圧と等しくなる。また、オペアンプＯＰ１の出力端子は抵抗Ｒ４を介して、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との間に接続されている。抵抗Ｒ５はＰＮＰ型のトランジスタＴｐ１を介して電源電圧Ｖｃに接続され、抵抗Ｒ６はＮＰＮ型のトランジスタＴｎ１を介してグランドに接続されている。各トランジスタＴｐ１，Ｔｎ１のベースは、それぞれ抵抗Ｒ７，Ｒ８を介してマイコン２０の出力ポートに接続され、同マイコン２０によってトランジスタＴｐ１，Ｔｎ１のオン／オフが切り替えられる。この切り替えにより、抵抗Ｒ５，Ｒ６間の電圧Ｖｐが変化する。
【００２４】
具体的には、２つのトランジスタＴｐ１，Ｔｎ１が共にオフ状態ならば、抵抗Ｒ５，Ｒ６間の電圧Ｖｐは、オペアンプＯＰ１から出力される第１電圧Ｖ１となる。また、２つのトランジスタＴｐ１，Ｔｎ１のうちトランジスタＴｎ１だけがオン状態ならば、電圧Ｖｐは、第１電圧Ｖ１と接地電位との差圧（即ち、第１電圧Ｖ１）を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６とで分圧した電圧（Ｖ１−△Ｖａ）となる。逆に、２つのトランジスタＴｐ１，Ｔｎ１のうちトランジスタＴｐ１だけがオン状態ならば、電圧Ｖｐは、電源電圧Ｖｃと第１電圧Ｖ１との差圧（Ｖｃ−Ｖ１）を抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５とで分圧した電圧（Ｖ１＋△Ｖｂ）となる。
【００２５】
尚、本実施の形態では、各抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６の抵抗値が、夫々、２００Ω，１．５ｋΩ，３．０９ｋΩに設定されている。よって、上記分圧電圧（Ｖ１−△Ｖａ）は３．１Ｖとなり、また、上記分圧電圧（Ｖ１＋△Ｖｂ）は３．５Ｖとなる。つまり、上記△Ｖａと△Ｖｂは共に０．２Ｖである。
【００２６】
抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続部は、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に接続され、このオペアンプＯＰ２の非反転入力端子とグランドとの間には、コンデンサＣ１が接続されている。また、オペアンプＯＰ２の出力端子は、電流検出用の抵抗Ｒ９を介してＡ／Ｆセンサ１０のプラス側端子ＡＦ＋に接続され、オペアンプＯＰ２の反転入力端子もＡ／Ｆセンサ１０のプラス側端子ＡＦ＋に接続されている。これにより、Ａ／Ｆセンサ１０のプラス側端子ＡＦ＋には、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に入力される電圧（抵抗Ｒ５，Ｒ６間の電圧Ｖｐ）が印加され、該プラス側端子ＡＦ＋に接続された抵抗Ｒ９には、Ａ／Ｆセンサ１０を流れる素子電流（排ガス中の酸素濃度に応じて流れる限界電流）Ｉが流れる。
【００２７】
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続部はオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に接続され、同オペアンプＯＰ３において、反転入力端子と出力端子とが接続されている。このオペアンプＯＰ３も、ボルテージホロワとして動作し、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子に入力される第２電圧Ｖ２（＝３．０Ｖ）がオペアンプＯＰ３の出力電圧と等しくなる。また、本実施の形態では、オペアンプＯＰ３の出力端子とＡ／Ｆセンサ１０のマイナス側端子ＡＦ−との間に調整抵抗Ｒ１０が接続されている。つまり、この調整抵抗Ｒ１０は、オペアンプＯＰ３のフィードバックループの外に設けられており、この構成が従来装置と相違する。
【００２８】
詳しくは、図６の従来装置では、オペアンプ３１とセンサ３０との間の抵抗Ｒ３１と、オペアンプ３２とセンサ３０との間の抵抗Ｒ３２とが、いずれもオペアンプ３１，３２のフィードバックループ内に配設され、オペアンプ３１とオペアンプ３２に入力される電圧Ｖ１，Ｖ２がセンサ３０に印加されるよう構成されている。これに対し、本実施の形態では、オペアンプＯＰ３のフィードバックループの外に調整抵抗Ｒ１０が配設されているので、Ａ／Ｆセンサ１０と調整抵抗Ｒ１０とからなる直列回路に、オペアンプＯＰ３とオペアンプＯＰ２に入力される電圧が印加されることとなる。なお、本実施の形態では、オペアンプＯＰ２，ＯＰ３が電圧印加手段に相当する。
【００２９】
また、抵抗Ｒ９の両端はＡ／Ｄ変換器２２に接続されており、その抵抗Ｒ９の両端電圧Ｖｉ，ＶｏがＡ／Ｄ変換器２２を介してマイコン２０に取り込まれる。これにより、排ガス中の酸素濃度や、Ａ／Ｆセンサ１０の抵抗値（素子抵抗値）が検出されるようになっている。
【００３０】
具体的には、酸素濃度検出時において、マイコン２０により２つのトランジスタＴｐ１，Ｔｎ１が共にオフ状態に維持される。この状態では、オペアンプＯＰ１から出力される第１電圧Ｖ１（＝３．３Ｖ）がそのままオペアンプＯＰ２の非反転入力端子に入力されるとともに、第２電圧Ｖ２（＝３．０Ｖ）がオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に入力される。従って、Ａ／Ｆセンサ１０と調整抵抗Ｒ１０からなる直列回路には、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２との差（Ｖ１−Ｖ２＝０．３Ｖ）が印加される。そして、その電圧の印加に伴い、Ａ／Ｆセンサ１０には、その時々の排ガス中の酸素濃度に応じた限界電流が流れる。このとき、抵抗Ｒ９には、Ａ／Ｆセンサ１０を流れる素子電流Ｉと同じ電流が流れるため、抵抗Ｒ９の両端電位の差は素子電流Ｉに比例した値となる。
【００３１】
よって、マイコン２０は、Ａ／Ｄ変換器２２を介して入力される抵抗Ｒ９の両端電圧Ｖｉ，Ｖｏの差（Ｖｉ−Ｖｏ）を、抵抗Ｒ９の抵抗値で割ることにより、Ａ／Ｆセンサ１０を流れる素子電流Ｉを求める。そして、マイコン２０は、この素子電流Ｉから、例えば４ｍｓ毎に混合気の空燃比（排ガスの酸素濃度）を算出する。
【００３２】
一方、Ａ／Ｆセンサ１０の素子抵抗を検出する場合、空燃比を検出すべくＡ／Ｆセンサ１０に印加している電圧を図３に示す如く所定時間（例えば、１２８ｍｓ）毎に変化させる。なお、図３（ｂ）は、図３（ａ）にて楕円にて囲んだ部分を拡大して示すものである。
【００３３】
図３（ｂ）の時刻ｔ１では、抵抗Ｒ９とプラス側端子ＡＦ＋との間の電圧Ｖｏを検出する。この時刻ｔ１で検出した電圧を「Ｖｏ（ｔ１）」と記す。
時刻ｔ１直後の時刻ｔ２では、オペアンプＯＰ２と抵抗Ｒ９との間の電圧Ｖｉを検出する。この時刻ｔ２で検出した電圧を「Ｖｉ（ｔ２）」と記す。
【００３４】
時刻ｔ２直後の時刻ｔ３では、トランジスタＴｐ１，Ｔｎ１のうちトランジスタＴｎ１をオンさせ、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６間の電圧Ｖｐを空燃比検出用の通常電圧（＝３．３Ｖ）よりもΔＶａ（＝０．２Ｖ）だけ低い電圧（＝３．１Ｖ）に変化させる。
【００３５】
時刻ｔ３から予め定められた所定時間Ｔ１（本実施の形態では、１３５μｓ）が経過した時刻ｔ４では、オペアンプＯＰ２と抵抗Ｒ９との間の電圧Ｖｉを検出する。この時刻ｔ４で検出した電圧を「Ｖｉ（ｔ４）」と記す。時間Ｔ１は、時刻ｔ３から素子電流Ｉの変化分ΔＩがピークになると予想される時間に設定されている。
【００３６】
時刻ｔ４直後の時刻ｔ５では、抵抗Ｒ９とプラス側端子ＡＦ＋との間の電圧Ｖｏを検出する。この時刻ｔ５で検出した電圧を「Ｖｏ（ｔ５）」と記す。そして、下記の数式（１）により、Ａ／Ｆセンサ１０と調整抵抗Ｒ１０とからなる直列回路の合成抵抗（Ｚａｃ＋Ｒａ）を演算する。但し、Ａ／Ｆセンサ１０の素子抵抗値をＺａｃ、抵抗Ｒ９の抵抗値をＲｓ、調整抵抗Ｒ１０の抵抗値をＲａとする。
【００３７】
【数１】

なお、上記式（１）において、｛Ｖｏ（ｔ１）−Ｖｏ（ｔ５）｝が印加電圧の変化分ΔＶであり、それ以外の部分が素子電流Ｉの変化分ΔＩである。また、式（１）における｛Ｖｏ（ｔ１）−Ｖｏ（ｔ５）｝は、既知のΔＶａに置き換えることも可能である。
【００３８】
その後、時刻ｔ３から予め定められた所定時間Ｔ２（本実施の形態では、２００μｓ）が経過した時刻ｔ６では、トランジスタＴｎ１をオフさせるとともに、トランジスタＴｐ１をオンさせ、抵抗Ｒ５，Ｒ６間の電圧Ｖｐを通常電圧（＝３．３Ｖ）よりもΔＶｂ（＝０．２Ｖ）だけ高い電圧（＝３．５Ｖ）に変化させる。
【００３９】
時刻ｔ６から予め定められた所定時間Ｔ３（本実施の形態では、２００μｓ）が経過した時刻ｔ７では、トランジスタＴｎ１，Ｔｐ１を共にオフさせて電圧Ｖｐを通常電圧（＝３．３Ｖ）に戻す。
【００４０】
なお、抵抗値の演算が終了した時刻ｔ６において、電圧Ｖｐを通常電圧よりも正側（最初の変化方向とは逆側）に変化させているのは、素子電流Ｉの収束を早めるためである。すなわち、Ａ／Ｆセンサ１０への印加電圧を再び通常電圧に復帰させる際に、その電圧を直接、元の通常電圧に切り換えると、Ａ／Ｆセンサ１０のセンサ素子１１が有する容量成分に蓄えられた電荷に影響により、素子電流Ｉは電圧の復帰直後においてピーク電流を発生し、結果として元の電流値に収束するまでの時間が長くなる。そこで、本実施の形態では、印加電圧を元の通常電圧に復帰させる際に、先の電圧変化時とは逆方向の電圧を短時間印加して、素子の容量成分における電荷の放電を短時間で終了させ、センサ電流収束のための所要時間を短縮化するようにしている。この場合、Ａ／Ｆセンサ１０の素子内を移動する電荷量が正負いずれの変化時にも略同一量となるように電圧波形を設定すれば、より効果的である。
【００４１】
次に、マイコン２０により実行される抵抗検出処理について、図４のフローチャートに従い説明する。なお、図４の処理は、例えば１２８ｍｓ周期で実行される。
【００４２】
先ず、マイコン２０は、ステップ１００でオペアンプＯＰ２と抵抗Ｒ９間の電圧Ｖｉを検出し、この電圧Ｖｉが所定の基準値よりも大きいか否かを判定する。基準値は、オペアンプＯＰ２の出力能力の中心電圧に相当する。本実施の形態ではオペアンプＯＰ２の出力能力が１．５〜４．５Ｖであるとして「基準値＝３．０Ｖ」としている。
【００４３】
Ｖｉ＞基準値であれば、マイコン２０はステップ１１０に進み、以降の電圧切換の処理において、抵抗Ｒ５，Ｒ６間の電圧Ｖｐを通常電圧（空燃比検出用電圧の３．３Ｖ）に対して負側→正側の順に電圧を変化させる旨を決定する。また、Ｖｉ≦基準値であれば、マイコン２０はステップ１２０に進み、以降の電圧切換の処理において、電圧Ｖｐを通常電圧（空燃比検出用電圧の３．３Ｖ）に対して正側→負側の順に電圧を変化させる旨を決定する。
【００４４】
要するに、例えばＶｉ＝２Ｖの時（ステップ１００がＮＯの時）、電圧Ｖｐを負側に掃引すると、電圧ＶｏがすぐにオペアンプＯＰ２の出力能力の下限値（１．５Ｖ）で飽和してしまい、完全に掃引できずに抵抗値が正確に求められなくなる。また逆に、例えばＶｉ＝４Ｖの時（ステップ１００がＹＥＳの時）、電圧Ｖｐを正側に掃引すると、電圧ＶｏがすぐにオペアンプＯＰ２の出力能力の上限値（４．５Ｖ）で飽和してしまい、やはり抵抗値が正確に求められなくなる。これに対し、上記の通り電圧Ｖｉと基準値との比較に応じて電圧Ｖｐの掃引の方向を決定することで、電圧Ｖｉの上限値又は下限値へのはりつきが防止できる。
【００４５】
その後、マイコン２０は、ステップ１３０で電圧Ｖｏを検出し、この検出した電圧Ｖｏを前述のＶｏ（ｔ１）として記憶する。また、マイコン２０は、電圧Ｖｉを検出し、この検出した電圧Ｖｉを前述のＶｉ（ｔ２）として記憶する。
【００４６】
続いて、マイコン２０は、ステップ１４０にて、抵抗Ｒ５，Ｒ６間の電圧Ｖｐを正側或いは負側に掃引させる。このとき、前記ステップ１００が肯定判別されていれば、トランジスタＴｐ１，Ｔｎ１のうちトランジスタＴｎ１をオンして、電圧Ｖｐを負側に掃引させる。また、前記ステップ１００が否定判別されていれば、トランジスタＴｐ１，Ｔｎ１のうちトランジスタＴｐ１をオンして、電圧Ｖｐを正側に掃引させる。
【００４７】
そして、マイコン２０は、続くステップ１５０において、上記ステップ１４０の処理を行ってから、所定時間Ｔ１（例えば、１３５μｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ１が経過するまで待機する。
【００４８】
所定時間Ｔ１の経過後、マイコン２０は、ステップ１６０で電圧Ｖｉを検出し、この検出した電圧Ｖｉを前述のＶｉ（ｔ４）として記憶する。また、マイコン２０は電圧Ｖｏを検出し、この検出した電圧Ｖｏを前述のＶｏ（ｔ５）として記憶する。
【００４９】
そして、マイコン２０は、ステップ１７０にて、上述した数式（１）を用い、電圧変化量ΔＶと電流変化量ΔＩとに基づいて、Ａ／Ｆセンサ１０と調整抵抗Ｒ１０とからなる直列回路の合成抵抗（Ｚａｃ＋Ｒａ）を算出する。
【００５０】
続くステップ１８０において、マイコン２０は、上記ステップ１４０の処理を行ってから、所定時間Ｔ２（例えば、２００μｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ２が経過するまで待機する。
【００５１】
所定時間Ｔ２の経過後、マイコン２０は、ステップ１９０で電圧Ｖｐを前記掃引した方向とは逆側に変化させる。このとき、前記ステップ１００が肯定判別されていれば、トランジスタＴｐ１をオンするとともにトランジスタＴｎ１をオフして電圧Ｖｐを正側に変化させ、前記ステップ１００が否定判別されていれば、トランジスタＴｐ１をオフするとともにトランジスタＴｎ１をオンして電圧Ｖｐを負側に変化させる。そして、ステップ２００において、マイコン２０は、上記ステップ１９０の処理を行ってから、所定時間Ｔ３（例えば、２００μｓ）が経過したか否かを判定し、その時間Ｔ３が経過するまで待機する。
【００５２】
その後、マイコン２０は、ステップ２１０に進み、トランジスタＴｐ１，Ｔｎ１を共にオフ状態とすることで、電圧Ｖｐを元の通常電圧（空燃比検出用電圧＝３．３Ｖ）に戻した後本ルーチンを一旦終了する。
【００５３】
図５は、Ａ／Ｆセンサ１０の素子温度と、Ａ／Ｆセンサ１０の素子抵抗値Ｚａｃとの関係を示している。図５において、素子抵抗値Ｚａｃは、素子温度が高くなるほど小さくなり、図４の処理では、その素子抵抗値Ｚａｃに対して抵抗値Ｒａが加算された値（Ｚａｃ＋Ｒａ）が検出される。つまり、図４の処理にて検出される抵抗値は、素子温度の変化に応じて所定の関係で変化する素子抵抗値Ｚａｃに対して、Ｒａだけ大きめにシフトした値となる。
【００５４】
従って、本実施の形態では、図４の処理にて検出される合成抵抗（Ｚａｃ＋Ｒａ）が、目標温度（例えば、７００℃）に対応した目標値Ｚｔ（図５参照）となるようヒータ１２への通電量が制御される。これにより、Ａ／Ｆセンサ１０の素子温度が活性温度域に維持される。
【００５５】
ここで、目標温度（例えば、７００℃）に対応した素子抵抗値Ｚａｃが２０Ωであり、調整抵抗Ｒ１０の抵抗値Ｒａを１６Ωとする。この場合、ヒータ１２の通電制御により、Ａ／Ｆセンサ１０の素子温度が活性温度域に維持されているとき、図４の処理にて検出される合成抵抗は、３６Ω（＝２０Ω＋１６Ω）となる。このとき、抵抗検出時における印加電圧の変化△Ｖは、既述したように０．２Ｖであり、その際の電流の変化は、△Ｉ＝０．２／３６＝０．００５６＝５．６ｍＡとなる。つまり、電流変化△Ｉは、１０ｍＡよりも十分小さく、汎用のオペアンプにて制御可能となる。
【００５６】
また、調整抵抗Ｒ１０に代えて、コンデンサ或いはインダクタを使用する方法も考えられるが、以下の点で望ましくない。
上記実施の形態では、印加電圧をステップ状に変化させた後、所定時間後にＡ／Ｄ変換器２２を用いて抵抗Ｒ９の両端電圧Ｖｉ，Ｖｏを検出しているが、コンデンサ或いはインダクタを使用した場合、位相差が生じて、両端電圧Ｖｉ，Ｖｏが正常に検出できなくなる。
【００５７】
さらに、コンデンサ或いはインダクタは、抵抗と比較してその精度が劣るため、抵抗検出の精度が低下してしまう。
また、コンデンサ或いはインダクタは、抵抗よりも高価であり、コストの増加を招いてしまう。
【００５８】
以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（１）Ａ／Ｆセンサ１０と調整抵抗Ｒ１０との直列回路に印加する電圧を変化させ、Ａ／Ｆセンサ１０の素子抵抗と調整抵抗Ｒ１０との合成抵抗（Ｚａｃ＋Ｒａ）を検出するようにした。この場合、素子抵抗検出時においてオペアンプＯＰ２，ＯＰ３で制御する電流が小さくなるので、オペアンプＯＰ２，ＯＰ３の出力をプッシュプルトランジスタ等の他の増幅手段を用いて増幅する必要がない。また、素子抵抗検出時における電流が小さくなるので、従来のように、Ａ／Ｄ変換器２２の変換範囲（０Ｖ〜５Ｖ）に合わせて、抵抗Ｒ９の抵抗値を小さくする必要がない。従って、酸素濃度検出時における抵抗Ｒ９の両端電圧の差を確保でき、酸素濃度の検出精度の悪化を防止できる。さらに、素子抵抗検出時における印加電圧の変化△Ｖ（＝０．２Ｖ）を小さくする必要がないので、車両ノイズ等の影響を受けることなくＡ／Ｆセンサ１０の素子抵抗を検出できる。
【００５９】
以上のことより、酸素濃度の検出精度を良好に保ちつつ、低コストでＡ／Ｆセンサ１０の素子抵抗を検出することができる。
（２）図４の処理により、Ａ／Ｆセンサ１０と調整抵抗Ｒ１０との直列回路の合成抵抗（Ｚａｃ＋Ｒａ）を検出し、その検出値に基づいてヒータ１２を制御した。この場合、Ａ／Ｆセンサ１０の素子温度を活性温度域に保つことができる。
【００６０】
（３）オペアンプＯＰ３のフィードバックループの外に調整抵抗Ｒ１０を設けたので、該調整抵抗Ｒ１０には、オペアンプＯＰ３の入力電圧Ｖ２と同じ電圧が印加される。従って、Ａ／Ｆセンサ１０と調整抵抗Ｒ１０との直列回路に印加される電圧が望み通りに制御できる。
【００６１】
（４）コンデンサ或いはインダクタではなく、調整抵抗Ｒ１０を用いたので、素子温度に応じた抵抗値を精度よく検出でき、コスト的にも有利となる。
なお本発明は、上記以外に次の形態にて具体化できる。
【００６２】
上記実施の形態では、図４の処理にて検出される合成抵抗（Ｚａｃ＋Ｒａ）が目標値Ｚｔとなるようにヒータ１２への通電量を制御するものであったが、これに限定するものではない。具体的には、図４の処理にて検出される合成抵抗（Ｚａｃ＋Ｒａ）から調整抵抗Ｒ１０の抵抗値Ｒａを減算することにより、Ａ／Ｆセンサ１０の素子抵抗値Ｚａｃを求め、この素子抵抗値Ｚａｃに基づいて、ヒータ１２の通電量を制御するようにしてもよい。この場合も、同様に、Ａ／Ｆセンサ１０の素子温度を、活性温度域に維持することができる。
【００６３】
上記実施の形態では、調整抵抗Ｒ１０を、Ａ／Ｆセンサ１０のマイナス側端子ＡＦ−とオペアンプＯＰ３との間に設けたが、Ａ／Ｆセンサ１０のプラス側端子ＡＦ＋と電流検出用の抵抗Ｒ９との間に設けてもよい。要は、調整抵抗Ｒ１０は、所定電圧を印加するためのオペアンプＯＰ２，ＯＰ３のフィードバックループの外に設ける構成であればよい。
【００６４】
上記実施の形態では、コップ型のＡ／Ｆセンサ１０に適用したが、例えば、積層型のＡ／Ｆセンサに適用してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】発明の実施の形態における車載ＥＣＵの概要を示す電気的構成図。
【図２】Ａ／Ｆセンサの構成を示す断面図。
【図３】素子抵抗検出時のＶｏ電圧波形と、Ｖｉ電圧波形とを示すタイミングチャート。
【図４】抵抗検出処理を示すフローチャート。
【図５】素子温度と抵抗値との関係を示す図。
【図６】従来の素子抵抗検出装置の概略を示す電気的構成図。
【符号の説明】
１０…酸素濃度センサとしてのＡ／Ｆセンサ、１２…ヒータ、ＯＰ２，ＯＰ３…オペアンプ、Ｒ９…電流検出用抵抗、Ｒ１０…調整抵抗。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to, for example, an oxygen concentration sensor for detecting an oxygen concentration in exhaust gas from an in-vehicle engine, and relates to an element resistance detection device for an oxygen concentration sensor that detects an element resistance of the oxygen concentration sensor.
[0002]
[Prior art]
As this type of oxygen concentration sensor, a limiting current type air-fuel ratio sensor is known that detects the oxygen concentration in exhaust gas using a solid electrolyte. In this sensor, since the temperature dependence of the output signal is large, it is necessary to keep a sensor element made of a solid electrolyte or the like in an active state in order to maintain good oxygen concentration detection accuracy. For this reason, the sensor element is heated and maintained in an active state by controlling energization of a heater attached to the sensor.
[0003]
In the energization control of the heater, using the fact that the resistance value (element resistance value) of the sensor element has a predetermined correspondence with the temperature (element temperature) of the sensor element, the detected element resistance value is set to the target resistance value. The amount of current supplied to the heater is controlled so as to match the above.
[0004]
As a method for detecting the element resistance value of the oxygen concentration sensor, a method is known in which the applied voltage is changed stepwise and the element resistance value of the oxygen concentration sensor is detected based on the voltage change and current change (for example, a special technique (Kaihei 11-201935).
[0005]
The apparatus disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 11-201935 includes

operational amplifiers

31 and 32 for applying a predetermined voltage to the oxygen concentration sensor 30, as shown in FIG. Specifically, the output terminal of the operational amplifier 31 is connected to the plus side terminal AF + of the oxygen concentration sensor 30 via the resistor R31, and the inverting input terminal of the operational amplifier 31 is connected to the plus side terminal AF + of the oxygen concentration sensor 30. . The output terminal of the operational amplifier 32 is connected to the negative terminal AF− of the oxygen concentration sensor 30 via the resistor R32, and the inverting input terminal of the operational amplifier 32 is connected to the negative terminal AF− of the oxygen concentration sensor 30. Yes. The resistor R31 is a current detection resistor, and the resistor R32 is a protective resistor.
[0006]
In this configuration, the voltage V1 input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 31 is applied to the plus side terminal AF + of the oxygen concentration sensor 30, and the voltage V2 input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 32 is It is applied to the negative terminal AF− of the oxygen concentration sensor 30. That is, the difference (V1−V2) between the voltage V1 and the voltage V2 is applied to the oxygen concentration sensor 30, and a current I corresponding to the oxygen concentration flows through the oxygen concentration sensor 30. At this time, since the same current as the current I flows through the resistor R31, the voltages Vi and Vo across the resistor R31 have values proportional to the current I. Therefore, the voltage Vi and Vo at both ends are detected by an A / D converter (not shown), and the oxygen concentration is detected from the current I obtained by dividing the difference (Vi−Vo) by the resistance value of the resistor R31. Is done.
[0007]
Further, when detecting the element resistance value of the oxygen concentration sensor 30, for example, the voltage applied to the plus terminal AF + is changed from V1 by a predetermined voltage ΔV. At this time, the element resistance value Zac (= ΔV / ΔI) of the oxygen concentration sensor 30 is detected from the current change (ΔI) accompanying the voltage change ΔV. The energization amount to the heater is controlled so that the element resistance value Zac becomes a target resistance value (for example, 20Ω) corresponding to the target temperature (for example, 700 ° C.).
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the apparatus disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 11-201935, the change ΔV in the applied voltage at the time of detecting the element resistance is 0.2 V, and the target element resistance value Zac for controlling the heater is 20Ω or less. Then, ΔI ≧ 0.2 / 20 = 0.01 A (10 mA). Therefore, the current value that needs to be controlled by the

operational amplifiers

31 and 32 is ± 10 mA or more. In addition, since the current value that can be controlled by a general-purpose operational amplifier is generally about 10 mA, the output from the operational amplifier must be amplified by a push-pull transistor or the like, resulting in an increase in cost.
[0009]
The A / D converter for detecting the voltage across the resistor R31 for detecting current has a conversion range of 0 to 5V. For this reason, when ΔI is large, it is necessary to decrease the resistance value of the resistor R31 so that the voltages Vi and Vo at both ends thereof are in the range of 0 to 5V. As described above, the both-end voltages Vi and Vo of the resistor are used for calculating the oxygen concentration. If the resistance value of the resistor R31 is reduced, the output range at the time of calculating the oxygen concentration is reduced, and the accuracy is deteriorated. End up.
[0010]
Furthermore, there is a method of reducing ΔV from 0.2V to 0.1V without changing the resistance value of the current detection resistor R31. In this case, ΔI decreases from 10 mA to 5 mA. However, when vehicle noise (ignition / injection noise) is taken into account, an error in detecting element resistance increases.
[0011]
The present invention has been made paying attention to the above problems, and the object of the present invention is to detect the element resistance of the oxygen concentration sensor at a low cost while maintaining good detection accuracy of the oxygen concentration. It is providing the element resistance detection apparatus of an oxygen sensor.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, the voltage applied to the series circuit of the oxygen concentration sensor and the adjusting resistor is changed by the voltage applying means. At that time, the current detection resistor detects a change in the current flowing through the oxygen concentration sensor, that is, the current flowing through the series circuit of the oxygen concentration sensor and the adjusting resistor. Based on the current change and the voltage change, the combined resistance of the series circuit including the oxygen concentration sensor and the adjustment resistor is detected. In other words, the combined resistance of the series circuit is detected by adding the resistance value of the adjustment resistor to the element resistance value of the oxygen concentration sensor, and the detected value is a conventional technique for detecting only the element resistance value of the oxygen concentration sensor. Compared to In this case, since the current flowing through the oxygen concentration sensor is reduced during resistance detection, it is not necessary to amplify the output of the voltage applying means using another amplifying means such as a push-pull transistor. In addition, since the current at the time of resistance detection is reduced, it is not necessary to reduce the resistance value of the current detection resistor in accordance with the conversion range (for example, 0 V to 5 V) of the A / D converter as in the prior art. Therefore, a difference (output range) between the voltages at both ends of the current detection resistor can be ensured at the time of detecting the oxygen concentration, and deterioration of the accuracy of detecting the oxygen concentration can be prevented. Furthermore, since it is not necessary to reduce the change in the applied voltage during resistance detection, the element resistance of the oxygen concentration sensor can be detected without being affected by vehicle noise or the like.
[0013]
As described above, it is possible to detect the element resistance of the oxygen concentration sensor at low cost while maintaining good detection accuracy of the oxygen concentration.
The combined resistance in the series circuit of the oxygen concentration sensor and the adjustment resistor is obtained by adding the adjustment resistance to the element resistance of the oxygen concentration sensor, and the value thereof changes according to the element temperature of the oxygen concentration sensor. Therefore ,acid By controlling the heater based on the resistance value of the series circuit of the elementary concentration sensor and the adjusting resistor, the element temperature of the oxygen concentration sensor can be maintained in the active temperature range.
[0014]
Claims 2 As described in the invention, the element resistance value of the oxygen concentration sensor is obtained by subtracting the resistance value of the adjustment resistor from the resistance value of the series circuit, and the heater is controlled based on the element resistance value. Good. Also in this case, the element temperature of the oxygen concentration sensor can be kept in the activation temperature range.
[0015]
Specifically, the claims 3 As described in the invention, the voltage applying means includes an operational amplifier that inputs a predetermined voltage and outputs the same predetermined voltage via a feedback loop, and the adjustment resistor is provided outside the feedback loop of the operational amplifier. It is arranged. In this case, since the adjustment resistor is disposed outside the feedback loop, the same voltage as the input voltage of the operational amplifier is applied to the adjustment resistor. Therefore, the voltage applied to the series circuit of the oxygen concentration sensor and the adjustment resistor can be controlled as desired.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the present embodiment, the present invention is applied to an air-fuel ratio control system for a vehicle engine, and is embodied as an air-fuel ratio detection device for the system. An electronic control unit (hereinafter referred to as an in-vehicle ECU) mounted on a vehicle uses an air-fuel ratio feedback (F / B) based on a detection result by a limit current type air-fuel ratio sensor (A / F sensor) provided in an engine exhaust pipe. ) Control is performed, and heater heating control is performed to constantly keep the sensor in an active state while monitoring the element temperature of the A / F sensor. The details will be described below.
[0017]
FIG. 1 is an electrical configuration diagram showing an outline of an in-vehicle ECU 1 and an A / F sensor 10 driven by the ECU 1 in the present embodiment.
The A / F sensor 10 is attached to an exhaust pipe 14 (see FIG. 2) extending from a not-shown engine main body. The A / F sensor 10 includes oxygen in exhaust gas as the ECU 1 applies a voltage. A current proportional to the concentration flows. The in-vehicle ECU 1 includes a microcomputer 20 (hereinafter referred to as a microcomputer). The microcomputer 20 detects a current flowing through the A / F sensor 10 and performs air-fuel ratio F / B control based on the detection result.
[0018]
Here, the configuration of the A / F sensor 10 will be described with reference to FIG. In FIG. 2, the A / F sensor 10 protrudes toward the inside of the exhaust pipe 14, and the sensor 10 is roughly composed of a cover 15, a sensor element 11, and a heater 12. The cover 15 has a U-shaped cross section, and a plurality of small holes 15a communicating with the inside and outside of the cover are formed on the peripheral wall. The sensor element 11 generates a limit current corresponding to the oxygen concentration in the air-fuel ratio lean region or the unburned gas (CO, HC, H2, etc.) concentration in the air-fuel ratio rich region.
[0019]
The configuration of the sensor element 11 will be described in detail. In the sensor element 11, the exhaust gas side electrode layer 17 is fixed to the outer surface of the solid electrolyte layer 16 formed in a cup shape in cross section, and the atmosphere side electrode layer 18 is fixed to the inner surface. A diffusion resistance layer 19 is formed outside the exhaust gas side electrode layer 17 by a plasma spraying method or the like. The solid electrolyte layer 16 is made of an oxygen ion conductive oxide sintered body in which CaO, MgO, Y2O3, Yb2O3 or the like is dissolved in ZrO2, HfO2, ThO2, Bi2O3 or the like as a stabilizer, and the diffusion resistance layer 19 Consists of heat-resistant inorganic materials such as alumina, magnesia, siliceous, spinel, mullite. Both the exhaust gas side electrode layer 17 and the atmosphere side electrode layer 18 are made of a noble metal with high catalytic activity such as platinum, and the surface thereof is subjected to porous chemical plating or the like. The area and thickness of the exhaust gas side electrode layer 17 are about 10 to 100 mm 2 (square millimeters) and about 0.5 to 2.0 μm, while the area and thickness of the atmosphere side electrode layer 18 are about It is 10 mm ^ 2 (square millimeter) or more and about 0.5 to 2.0 μm.
[0020]
The heater 12 is accommodated in the atmosphere-side electrode layer 18 and heats the sensor element 11 (the atmosphere-side electrode layer 18, the solid electrolyte layer 16, the exhaust gas-side electrode layer 17, and the diffusion resistance layer 19) by the heat generation energy. The heater 12 has a heat generation capacity sufficient to activate the sensor element 11.
[0021]
In the A / F sensor 10 configured as described above, the sensor element 11 generates a limit current corresponding to the oxygen concentration in the lean region from the theoretical air-fuel ratio point. In this case, the limit current corresponding to the oxygen concentration is determined by the area of the exhaust gas side electrode layer 17, the thickness of the diffusion resistance layer 19, the porosity, and the average pore diameter. The sensor element 11 can detect the oxygen concentration with a linear characteristic. A high temperature of about 600 ° C. or higher is required to activate the sensor element 11, and Since the active temperature range is narrow, the sensor element 11 cannot be maintained in the active region by heating only the exhaust gas of the engine. Therefore, the sensor element 11 is heated to the active temperature range by the heating control of the heater 12. Note that, in the region on the richer side than the theoretical air-fuel ratio, the concentration of carbon monoxide (CO) or the like in the unburned gas changes almost linearly with respect to the air-fuel ratio, and the sensor element 11 corresponds to the concentration of CO or the like. Generate limit current.
[0022]
Further, in the in-vehicle ECU 1 shown in FIG. 1, three resistors R1, R2, and R3 are connected in series between the power supply voltage Vc (= 5V) and the ground (= 0V). By dividing the power supply voltage Vc by these resistors, the first voltage V1 is generated at the connection portion between the resistors R2 and R3, and the second voltage V2 is generated at the connection portion between the resistors R1 and R2. Is done. In the present embodiment, the resistance values of the resistors R1, R2, and R3 are set to 3.9 kΩ, 390Ω, and 2.21 kΩ, respectively. Therefore, the first voltage V1 generated at the connection point between the resistors R2 and R3 is 3.3V, and the second voltage V2 generated at the connection point between the resistors R1 and R2 is 3.0V.
[0023]
A connection portion between the resistor R2 and the resistor R3 is connected to a non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1, and the inverting input terminal and the output terminal are connected in the operational amplifier OP1. The operational amplifier OP1 operates as a voltage follower so that the first voltage V1 (= 3.3 V) input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is equal to the output voltage of the operational amplifier OP1. The output terminal of the operational amplifier OP1 is connected between the resistor R5 and the resistor R6 via the resistor R4. The resistor R5 is connected to the power supply voltage Vc through a PNP transistor Tp1, and the resistor R6 is connected to the ground through an NPN transistor Tn1. The bases of the transistors Tp1 and Tn1 are connected to the output port of the microcomputer 20 via resistors R7 and R8, respectively, and the microcomputer 20 switches the transistors Tp1 and Tn1 on / off. By this switching, the voltage Vp between the resistors R5 and R6 changes.
[0024]
Specifically, if the two transistors Tp1 and Tn1 are both off, the voltage Vp between the resistors R5 and R6 becomes the first voltage V1 output from the operational amplifier OP1. If only the transistor Tn1 of the two transistors Tp1 and Tn1 is in the on state, the voltage Vp is the difference between the first voltage V1 and the ground potential (that is, the first voltage V1) between the resistor R4 and the resistor R6. The divided voltage (V1−ΔVa) is obtained. Conversely, if only the transistor Tp1 of the two transistors Tp1 and Tn1 is on, the voltage Vp is obtained by dividing the differential voltage (Vc−V1) between the power supply voltage Vc and the first voltage V1 by the resistor R4 and the resistor R5. The pressed voltage (V1 + ΔVb).
[0025]
In the present embodiment, the resistance values of the resistors R4, R5, and R6 are set to 200Ω, 1.5 kΩ, and 3.09 kΩ, respectively. Therefore, the divided voltage (V1−ΔVa) is 3.1V, and the divided voltage (V1 + ΔVb) is 3.5V. That is, both ΔVa and ΔVb are 0.2V.
[0026]
A connection portion between the resistor R5 and the resistor R6 is connected to a non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2, and a capacitor C1 is connected between the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2 and the ground. The output terminal of the operational amplifier OP2 is connected to the positive side terminal AF + of the A / F sensor 10 via the current detection resistor R9, and the inverting input terminal of the operational amplifier OP2 is also connected to the positive side terminal AF + of the A / F sensor 10. It is connected. As a result, the voltage (voltage Vp between the resistors R5 and R6) input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2 is applied to the positive side terminal AF + of the A / F sensor 10 and is connected to the positive side terminal AF +. In addition, an element current (limit current flowing according to the oxygen concentration in the exhaust gas) I flowing through the A / F sensor 10 flows through the resistor R9.
[0027]
A connection portion between the resistor R1 and the resistor R2 is connected to a non-inverting input terminal of the operational amplifier OP3. In the operational amplifier OP3, an inverting input terminal and an output terminal are connected. The operational amplifier OP3 also operates as a voltage follower, and the second voltage V2 (= 3.0 V) input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP3 becomes equal to the output voltage of the operational amplifier OP3. In the present embodiment, the adjustment resistor R10 is connected between the output terminal of the operational amplifier OP3 and the negative terminal AF− of the A / F sensor 10. That is, the adjustment resistor R10 is provided outside the feedback loop of the operational amplifier OP3, and this configuration is different from the conventional device.
[0028]
Specifically, in the conventional device of FIG. 6, the resistor R31 between the operational amplifier 31 and the sensor 30 and the resistor R32 between the operational amplifier 32 and the sensor 30 are both disposed in the feedback loop of the

operational amplifiers

31 and 32. The voltages V1 and V2 input to the operational amplifier 31 and the operational amplifier 32 are applied to the sensor 30. On the other hand, in the present embodiment, the adjustment resistor R10 is disposed outside the feedback loop of the operational amplifier OP3. Therefore, the operational amplifier OP3 and the operational amplifier OP2 are connected to a series circuit including the A / F sensor 10 and the adjustment resistor R10. The voltage input to is applied. In the present embodiment, the operational amplifiers OP2 and OP3 correspond to voltage application means.
[0029]
Further, both ends of the resistor R9 are connected to the A / D converter 22, and both-end voltages Vi and Vo of the resistor R9 are taken into the microcomputer 20 via the A / D converter 22. As a result, the oxygen concentration in the exhaust gas and the resistance value (element resistance value) of the A / F sensor 10 are detected.
[0030]
Specifically, when the oxygen concentration is detected, both the two transistors Tp1 and Tn1 are maintained in the off state by the microcomputer 20. In this state, the first voltage V1 (= 3.3 V) output from the operational amplifier OP1 is directly input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2, and the second voltage V2 (= 3.0 V) is not applied to the operational amplifier OP3. Input to the inverting input terminal. Therefore, a difference (V1−V2 = 0.3V) between the first voltage V1 and the second voltage V2 is applied to the series circuit including the A / F sensor 10 and the adjustment resistor R10. And with the application of the voltage, the limiting current according to the oxygen concentration in the exhaust gas at that time flows through the A / F sensor 10. At this time, since the same current as the element current I flowing through the A / F sensor 10 flows through the resistor R9, the difference between the potentials at both ends of the resistor R9 becomes a value proportional to the element current I.
[0031]
Therefore, the microcomputer 20 divides the difference (Vi−Vo) between the voltages Vi and Vo across the resistor R9 input via the A / D converter 22 by the resistance value of the resistor R9, thereby obtaining the A / F sensor 10. Is obtained. The microcomputer 20 calculates the air-fuel ratio (oxygen concentration of exhaust gas) of the air-fuel mixture from this element current I every 4 ms, for example.
[0032]
On the other hand, when detecting the element resistance of the A / F sensor 10, the voltage applied to the A / F sensor 10 to detect the air-fuel ratio is changed every predetermined time (for example, 128 ms) as shown in FIG. FIG. 3B is an enlarged view of a portion surrounded by an ellipse in FIG.
[0033]
At time t1 in FIG. 3B, the voltage Vo between the resistor R9 and the plus terminal AF + is detected. The voltage detected at this time t1 is referred to as “Vo (t1)”.
At time t2 immediately after time t1, the voltage Vi between the operational amplifier OP2 and the resistor R9 is detected. The voltage detected at this time t2 is referred to as “Vi (t2)”.
[0034]
At time t3 immediately after time t2, the transistor Tn1 of the transistors Tp1 and Tn1 is turned on, and the voltage Vp between the resistors R5 and R6 is set to ΔVa (= 0.0 V) rather than the normal voltage for air-fuel ratio detection (= 3.3 V). 2V) to a lower voltage (= 3.1V).
[0035]
At a time t4 when a predetermined time T1 (135 μs in the present embodiment) elapses from the time t3, the voltage Vi between the operational amplifier OP2 and the resistor R9 is detected. The voltage detected at time t4 is referred to as “Vi (t4)”. The time T1 is set to a time when the change ΔI of the element current I is expected to reach a peak from time t3.
[0036]
At time t5 immediately after time t4, the voltage Vo between the resistor R9 and the plus terminal AF + is detected. The voltage detected at time t5 is referred to as “Vo (t5)”. Then, a combined resistance (Zac + Ra) of a series circuit including the A / F sensor 10 and the adjustment resistor R10 is calculated by the following mathematical formula (1). However, the element resistance value of the A / F sensor 10 is Zac, the resistance value of the resistor R9 is Rs, and the resistance value of the adjustment resistor R10 is Ra.
[0037]
[Expression 1]

In the above formula (1), {Vo (t1) −Vo (t5)} is the change ΔV in the applied voltage, and the other part is the change ΔI in the element current I. Also, {Vo (t1) −Vo (t5)} in the equation (1) can be replaced with a known ΔVa.
[0038]
After that, at a time t6 when a predetermined time T2 (200 μs in this embodiment) elapses from the time t3, the transistor Tn1 is turned off, the transistor Tp1 is turned on, and the voltage Vp between the resistors R5 and R6 is set. The voltage is changed to a voltage (= 3.5 V) higher by ΔVb (= 0.2 V) than the normal voltage (= 3.3 V).
[0039]
At time t7 when a predetermined time T3 (200 μs in the present embodiment) elapses from time t6, both the transistors Tn1 and Tp1 are turned off to return the voltage Vp to the normal voltage (= 3.3 V).
[0040]
The reason why the voltage Vp is changed to the positive side (opposite to the first changing direction) from the normal voltage at the time t6 when the calculation of the resistance value is completed is to accelerate the convergence of the element current I. . That is, when the voltage applied to the A / F sensor 10 is restored to the normal voltage again, if the voltage is directly switched to the original normal voltage, it is stored in the capacitance component of the sensor element 11 of the A / F sensor 10. Due to the influence of the charges, the device current I generates a peak current immediately after the voltage is restored, and as a result, it takes a long time to converge to the original current value. Therefore, in this embodiment, when the applied voltage is returned to the original normal voltage, a voltage in the direction opposite to that at the time of the previous voltage change is applied for a short time to discharge the charge in the capacitive component of the element for a short time. The time required for converging the sensor current is shortened. In this case, it is more effective if the voltage waveform is set so that the amount of charge moving in the element of the A / F sensor 10 becomes substantially the same even when the change is positive or negative.
[0041]
Next, resistance detection processing executed by the microcomputer 20 will be described with reference to the flowchart of FIG. Note that the process of FIG. 4 is executed, for example, at a cycle of 128 ms.
[0042]
First, in step 100, the microcomputer 20 detects the voltage Vi between the operational amplifier OP2 and the resistor R9, and determines whether or not the voltage Vi is larger than a predetermined reference value. The reference value corresponds to the center voltage of the output capability of the operational amplifier OP2. In this embodiment, it is assumed that the output capability of the operational amplifier OP2 is 1.5 to 4.5V, and “reference value = 3.0V”.
[0043]
If Vi> reference value, the microcomputer 20 proceeds to step 110, and in the subsequent voltage switching process, the voltage Vp between the resistors R5 and R6 is negative with respect to the normal voltage (air-fuel ratio detection voltage 3.3V). It is determined that the voltage is changed in the order of the side to the positive side. If Vi ≦ reference value, the microcomputer 20 proceeds to step 120, and in the subsequent voltage switching process, the voltage Vp is changed from the positive side to the negative side with respect to the normal voltage (3.3 V of the air-fuel ratio detection voltage). It is determined that the voltage is changed in the order of.
[0044]
In short, for example, when Vi = 2V (when step 100 is NO), when the voltage Vp is swept to the negative side, the voltage Vo immediately saturates at the lower limit value (1.5V) of the output capability of the operational amplifier OP2, The resistance value cannot be obtained accurately because the sweep cannot be completed. Conversely, for example, when Vi = 4V (when step 100 is YES), when the voltage Vp is swept to the positive side, the voltage Vo immediately saturates at the upper limit value (4.5V) of the operational amplifier OP2. As a result, the resistance value cannot be obtained accurately. On the other hand, sticking to the upper limit value or lower limit value of the voltage Vi can be prevented by determining the sweep direction of the voltage Vp in accordance with the comparison between the voltage Vi and the reference value as described above.
[0045]
Thereafter, the microcomputer 20 detects the voltage Vo in step 130 and stores the detected voltage Vo as the aforementioned Vo (t1). Further, the microcomputer 20 detects the voltage Vi and stores the detected voltage Vi as the aforementioned Vi (t2).
[0046]
Subsequently, in step 140, the microcomputer 20 sweeps the voltage Vp between the resistors R5 and R6 to the positive side or the negative side. At this time, if the determination in step 100 is affirmative, the transistor Tn1 of the transistors Tp1 and Tn1 is turned on to sweep the voltage Vp to the negative side. If the determination at step 100 is negative, the transistor Tp1 is turned on among the transistors Tp1 and Tn1, and the voltage Vp is swept to the positive side.
[0047]
In step 150, the microcomputer 20 determines whether or not a predetermined time T1 (for example, 135 μs) has elapsed after performing the processing of step 140, and waits until the time T1 elapses.
[0048]
After the elapse of the predetermined time T1, the microcomputer 20 detects the voltage Vi in step 160, and stores the detected voltage Vi as the aforementioned Vi (t4). Further, the microcomputer 20 detects the voltage Vo, and stores the detected voltage Vo as the aforementioned Vo (t5).
[0049]
In step 170, the microcomputer 20 uses the above-described equation (1) to synthesize a series circuit composed of the A / F sensor 10 and the adjustment resistor R10 based on the voltage change amount ΔV and the current change amount ΔI. The resistance (Zac + Ra) is calculated.
[0050]
In subsequent step 180, the microcomputer 20 determines whether or not a predetermined time T2 (for example, 200 μs) has elapsed after performing the processing of step 140, and waits until the time T2 elapses.
[0051]
After the elapse of the predetermined time T2, the microcomputer 20 changes the voltage Vp to the opposite side to the swept direction in step 190. At this time, if the determination in step 100 is affirmative, the transistor Tp1 is turned on and the transistor Tn1 is turned off to change the voltage Vp to the positive side. If the determination in step 100 is negative, the transistor Tp1 is turned off. At the same time, the transistor Tn1 is turned on to change the voltage Vp to the negative side. In step 200, the microcomputer 20 determines whether or not a predetermined time T3 (for example, 200 μs) has elapsed after performing the process of step 190, and waits until the time T3 elapses.
[0052]
After that, the microcomputer 20 proceeds to step 210, turns off both the transistors Tp1 and Tn1, thereby returning the voltage Vp to the original normal voltage (air-fuel ratio detection voltage = 3.3 V), and then executes this routine once. finish.
[0053]
FIG. 5 shows the relationship between the element temperature of the A / F sensor 10 and the element resistance value Zac of the A / F sensor 10. In FIG. 5, the element resistance value Zac decreases as the element temperature increases. In the process of FIG. 4, a value (Zac + Ra) obtained by adding the resistance value Ra to the element resistance value Zac is detected. That is, the resistance value detected in the process of FIG. 4 is a value that is slightly shifted by Ra with respect to the element resistance value Zac that changes in a predetermined relationship in accordance with changes in the element temperature.
[0054]
Therefore, in the present embodiment, the combined resistance (Zac + Ra) detected in the process of FIG. 4 is applied to the heater 12 so that the target value Zt (see FIG. 5) corresponding to the target temperature (for example, 700 ° C.) is obtained. The energization amount is controlled. Thereby, the element temperature of the A / F sensor 10 is maintained in the activation temperature range.
[0055]
Here, the element resistance value Zac corresponding to the target temperature (for example, 700 ° C.) is 20Ω, and the resistance value Ra of the adjustment resistor R10 is 16Ω. In this case, when the element temperature of the A / F sensor 10 is maintained in the activation temperature range by the energization control of the heater 12, the combined resistance detected in the process of FIG. 4 is 36Ω (= 20Ω + 16Ω). At this time, the change ΔV in the applied voltage at the time of detecting the resistance is 0.2 V as described above, and the change in current at that time is ΔI = 0.2 / 36 = 0.0006 = 5.6 mA. It becomes. That is, the current change ΔI is sufficiently smaller than 10 mA and can be controlled by a general-purpose operational amplifier.
[0056]
Further, a method of using a capacitor or an inductor instead of the adjustment resistor R10 can be considered, but it is not desirable in the following points.
In the above embodiment, after changing the applied voltage stepwise, the voltages Vi and Vo across the resistor R9 are detected using the A / D converter 22 after a predetermined time, but a capacitor or an inductor is used. In this case, a phase difference occurs, and the voltages Vi and Vo at both ends cannot be normally detected.
[0057]
Furthermore, since the accuracy of a capacitor or an inductor is inferior to that of a resistor, the accuracy of resistance detection is lowered.
Further, a capacitor or an inductor is more expensive than a resistor, which causes an increase in cost.
[0058]
According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.
(1) The voltage applied to the series circuit of the A / F sensor 10 and the adjustment resistor R10 is changed, and the combined resistance (Zac + Ra) of the element resistance of the A / F sensor 10 and the adjustment resistor R10 is detected. In this case, since the current controlled by the operational amplifiers OP2 and OP3 becomes small when detecting the element resistance, it is not necessary to amplify the outputs of the operational amplifiers OP2 and OP3 using other amplification means such as push-pull transistors. In addition, since the current at the time of detecting the element resistance is reduced, it is not necessary to reduce the resistance value of the resistor R9 in accordance with the conversion range (0 V to 5 V) of the A / D converter 22 as in the prior art. Therefore, a difference in voltage between both ends of the resistor R9 at the time of oxygen concentration detection can be ensured, and deterioration of the oxygen concentration detection accuracy can be prevented. Furthermore, since it is not necessary to reduce the change ΔV (= 0.2 V) in the applied voltage when detecting the element resistance, the element resistance of the A / F sensor 10 can be detected without being affected by vehicle noise or the like.
[0059]
As described above, it is possible to detect the element resistance of the A / F sensor 10 at low cost while maintaining good detection accuracy of the oxygen concentration.
(2) The combined resistance (Zac + Ra) of the series circuit of the A / F sensor 10 and the adjustment resistor R10 was detected by the process of FIG. 4, and the heater 12 was controlled based on the detected value. In this case, the element temperature of the A / F sensor 10 can be maintained in the activation temperature range.
[0060]
(3) Since the adjustment resistor R10 is provided outside the feedback loop of the operational amplifier OP3, the same voltage as the input voltage V2 of the operational amplifier OP3 is applied to the adjustment resistor R10. Therefore, the voltage applied to the series circuit of the A / F sensor 10 and the adjustment resistor R10 can be controlled as desired.
[0061]
(4) Since the adjustment resistor R10 is used instead of the capacitor or the inductor, the resistance value corresponding to the element temperature can be detected with high accuracy, which is advantageous in terms of cost.
In addition to the above, the present invention can be embodied in the following forms.
[0062]
In the above embodiment, the energization amount to the heater 12 is controlled so that the combined resistance (Zac + Ra) detected in the process of FIG. 4 becomes the target value Zt. However, the present invention is not limited to this. . Specifically, the element resistance value Zac of the A / F sensor 10 is obtained by subtracting the resistance value Ra of the adjustment resistor R10 from the combined resistance (Zac + Ra) detected in the process of FIG. The energization amount of the heater 12 may be controlled based on Zac. In this case as well, similarly, the element temperature of the A / F sensor 10 can be maintained in the activation temperature range.
[0063]
In the above embodiment, the adjustment resistor R10 is provided between the negative terminal AF− of the A / F sensor 10 and the operational amplifier OP3. However, the positive terminal AF + of the A / F sensor 10 and the current detection resistor R9 are provided. You may provide between. In short, the adjustment resistor R10 may be provided outside the feedback loop of the operational amplifiers OP2 and OP3 for applying a predetermined voltage.
[0064]
In the above embodiment, the present invention is applied to the cup-type A / F sensor 10, but may be applied to, for example, a stacked-type A / F sensor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electrical configuration diagram showing an outline of an in-vehicle ECU in an embodiment of the invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view showing a configuration of an A / F sensor.
FIG. 3 is a timing chart showing a Vo voltage waveform and a Vi voltage waveform when element resistance is detected.
FIG. 4 is a flowchart showing resistance detection processing;
FIG. 5 is a diagram showing a relationship between element temperature and resistance value.
FIG. 6 is an electrical configuration diagram showing an outline of a conventional element resistance detection device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... A / F sensor as an oxygen concentration sensor, 12 ... Heater, OP2, OP3 ... Operational amplifier, R9 ... Current detection resistance, R10 ... Adjustment resistance.

Claims

電圧の印加に伴い被検出ガス中の酸素濃度に応じた電流が流れる酸素濃度センサに適用され、該酸素濃度センサへの印加電圧を変化させ、その時の電圧変化とそれに伴う電流変化とから酸素濃度センサの素子抵抗を検出する酸素濃度センサの素子抵抗検出装置において、
前記酸素濃度センサに直列に接続される調整抵抗と、
前記酸素濃度センサに流れる電流を検出するための電流検出用抵抗と、
前記酸素濃度センサと調整抵抗との直列回路に対して所定電圧を印加する電圧印加手段と、
を備え、前記酸素濃度センサと調整抵抗との直列回路の抵抗値を算出し、その抵抗値に基づいて前記酸素濃度センサに付設されたヒータを制御することを特徴とする酸素濃度センサの素子抵抗検出装置。This is applied to an oxygen concentration sensor in which a current corresponding to the oxygen concentration in the gas to be detected flows as a voltage is applied. The applied voltage to the oxygen concentration sensor is changed, and the oxygen concentration is determined from the voltage change at that time and the accompanying current change. In the element resistance detection device of the oxygen concentration sensor for detecting the element resistance of the sensor,
An adjustment resistor connected in series to the oxygen concentration sensor;
A current detection resistor for detecting a current flowing through the oxygen concentration sensor;
Voltage application means for applying a predetermined voltage to a series circuit of the oxygen concentration sensor and the adjustment resistor;
A resistance value of a series circuit of the oxygen concentration sensor and the adjustment resistor is calculated, and a heater attached to the oxygen concentration sensor is controlled based on the resistance value. Detection device.

前記算出した直列回路の抵抗値から調整抵抗の抵抗値を減算することにより酸素濃度センサの素子抵抗値を求め、その素子抵抗値に基づいて前記ヒータを制御することを特徴とする請求項１に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出装置。Claims, characterized in that the determined element resistance value of the oxygen concentration sensor by subtracting a resistance value of the adjusting resistor from the resistance value of the calculated series circuit, controls the Kihi over data before on the basis of the element resistance value Item 2. An element resistance detection device for an oxygen concentration sensor according to Item 1.

前記電圧印加手段は、所定電圧を入力し、フィードバックループを介して同じ所定電圧を出力するオペアンプを有し、
前記調整抵抗は、該オペアンプのフィードバックループの外に配設されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出装置。 The voltage applying means has an operational amplifier that inputs a predetermined voltage and outputs the same predetermined voltage via a feedback loop,
The device for detecting an element resistance of an oxygen concentration sensor according to claim 1 or 2, wherein the adjustment resistor is disposed outside a feedback loop of the operational amplifier .

電圧の印加に伴い被検出ガス中の酸素濃度に応じた電流が流れる酸素濃度センサに適用され、該酸素濃度センサへの印加電圧を変化させ、その時の電圧変化とそれに伴う電流変化とから酸素濃度センサの素子抵抗を検出する酸素濃度センサの素子抵抗検出装置において、
前記酸素濃度センサに直列に接続される調整抵抗と、
前記酸素濃度センサに流れる電流を検出するための電流検出用抵抗と、
前記酸素濃度センサと調整抵抗との直列回路に対して所定電圧を印加する電圧印加手段と
を備え、前記電圧印加手段は、所定電圧を入力し、フィードバックループを介して同じ所定電圧を出力するオペアンプを有し、
前記調整抵抗は、該オペアンプのフィードバックループの外に配設されることを特徴とする酸素濃度センサの素子抵抗検出装置。 Applied to an oxygen concentration sensor in which a current corresponding to the oxygen concentration in the gas to be detected flows as a voltage is applied. The applied voltage to the oxygen concentration sensor is changed, and the oxygen concentration is determined from the voltage change at that time and the accompanying current change. In the element resistance detection device of the oxygen concentration sensor for detecting the element resistance of the sensor,
An adjustment resistor connected in series to the oxygen concentration sensor;
A current detection resistor for detecting a current flowing through the oxygen concentration sensor;
Voltage applying means for applying a predetermined voltage to a series circuit of the oxygen concentration sensor and the adjusting resistor;
The voltage applying means has an operational amplifier that inputs a predetermined voltage and outputs the same predetermined voltage via a feedback loop,
The adjustment resistor element resistance detection device oxygen concentration sensor you, characterized in that it is disposed outside the feedback loop of the operational amplifier.