JP3610692B2

JP3610692B2 - Voltage controlled oscillator

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Publication number: JP3610692B2
Application number: JP24297396A
Authority: JP
Inventors: 松ヶ谷　　和沖; 学澤田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1996-09-13
Filing date: 1996-09-13
Publication date: 2005-01-19
Anticipated expiration: 2016-09-13
Also published as: JPH1093348A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波やミリ波等の電波を利用する場合に使用する電圧制御発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
マイクロ波やミリ波等の周波数帯の電波を利用する場合、上記周波数帯の高周波信号を生成する発振器が必要である。一方、高周波信号を周波数変調（ＦＭ）する場合には、発振周波数を可変制御可能な発振器として、例えば加える電圧により発振周波数を可変制御する電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いている。ここで、発振器の基本的構成を図１３に示す。図１３（ａ）は帯域通過型の発振器であり、図１３（ｂ）は帯域阻止型の発振器である。
【０００３】
上記図１３（ａ）、（ｂ）に示すように、発振器１は、信号を増幅する作用を有する負性抵抗回路２と、発振周波数を決める共振回路３とから構成されている。上記負性抵抗回路２には、トランジスタ等の能動素子に正帰還を加えた帰還回路や、素子そのものに負性抵抗を有する素子（例えばガンダイオード）が用いられている。また、共振回路３は、空洞共振器や、誘電体共振器や、平面共振器等から構成されている。更に、帯域通過型の発振器１（図１３（ａ））は、共振回路３側から信号を取り出す発振器であり、帯域阻止型の発振器１（図１３（ｂ））は、負性抵抗回路２側から信号を取り出す発振器である。
【０００４】
上記構成の発振器の場合、発振の初期においては、負性抵抗回路と共振回路との間を信号が行き来し、負性抵抗回路で強められると共に、共振回路で周波数が選択されることにより、設定周波数で定常発振する状態になる。そして、定常発振時の出力電力は、負性抵抗回路の増幅能力、即ち、負性抵抗の強さに依存する。この負性抵抗の強さは、一般的には、負性抵抗回路の帰還回路のトランジスタの出力端子に近い側からトランジスタ側を見たインピーダンスの抵抗成分で評価する。また、発振器においては、通常、出力電力が高いほど有利であるため、負性抵抗が最大になるように帰還回路を設計している。
【０００５】
さて、上記構成の発振器において、発振周波数を可変制御するには、負性抵抗回路または共振回路のいずれかの周波数特性を変化させるように構成すれば良い。ここで、電圧制御発振器の一例（帯域阻止型電圧制御発振器）を図１４に示す。この図１４に示す電圧制御発振器１においては、共振回路３内に可変容量ダイオード（以下バラクタと称する）４を設け、周波数制御用電圧端子５に加える電圧によりバラクタ４の容量を変動させることにより、共振回路２の共振周波数を変動させ、もって、電圧制御発振器１の発振周波数を可変させるように構成している。
【０００６】
上記バラクタ４を用いた電圧制御発振器１においては、制御したい周波数範囲に応じて適切なバラクタ４を選択することにより、周波数範囲を比較的自由に設定することができる。しかし、電圧制御発振器１全体を１つの集積回路で構成して回路を小形化しようとした場合、即ち、モノリシックマイクロ波集積回路（以下ＭＭＩＣと称する）で構成しようとした場合、バラクタ４とトランジスタ（或いはガンダイオード）とは異なる半導体膜構造を用いた素子であるので、電圧制御発振器１全体をＭＭＩＣ化することは非常に困難であった。
【０００７】
これに対して、バラクタを使用しない電圧制御発振器をＭＭＩＣ化した構成が特開昭６２−２０７００６号公報に開示されている。このＭＭＩＣ化した電圧制御発振器を図１５に示す。この図１５の構成は、帯域通過型の電圧制御発振器１であり、共振回路２内にトランジスタ例えば電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと称する）６を設け、周波数制御用電圧端子５から上記ＦＥＴ６に加えるゲートバイアス電圧によりＦＥＴ６のゲート−ソース間容量を変動させることにより、共振回路３の共振周波数を変動させ、もって、電圧制御発振器１の発振周波数を可変させるように構成している。
【０００８】
上記構成の場合、負性抵抗回路２及び共振回路３の両方に、同じ半導体膜構造を用いたトランジスタ（ＦＥＴ）を用いているから、１つの半導体基板上に電圧制御発振器１の全体を集積することが可能となり、ＭＭＩＣ化することが容易となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
さて、電圧制御発振器を周波数変調回路に用いる場合、電圧制御発振器に印加する制御電圧と発振周波数との間に線形性（比例関係）が保持されていることが望ましい。一方、電圧制御発振器を用いて周波数変調を行う場合、従来は、周波数変調幅（振り幅）は数ＭＨｚ程度であった。そして、この程度の周波数変調を行う限りは、上記した従来構成の電圧制御発振器（バラクタ４を用いた発振器やＭＭＩＣ化した発振器）で実際の使用上問題がなかった。
【００１０】
これに対して、本発明者は、電圧制御発振器の発振周波数の中心周波数を、３０ＧＨｚまたは６０ＧＨｚ程度に設定すると共に、振り幅を数十ＭＨｚ以上に設定することを考えた。これと共に、本発明者は、上記周波数帯で発振させる電圧制御発振器をＭＭＩＣ化することを考えた。そして、これらの要求を実現するために、本発明者は図１に示す電気回路構成の電圧制御発振器１１を試作してみた。以下、この電圧制御発振器１１について詳細に説明する。（尚、図１は本発明の第１の実施例を示すための電気回路図であるが、上記試作した電圧制御発振器１１の電気回路図は図１と回路図的に同じであることから、図１を用いて説明する。また、この試作した電圧制御発振器１１は、本発明の出願時においては公知ではない。）
上記電圧制御発振器１１は、図１に示すように、負性抵抗回路１２と共振回路１３とから構成されている。上記負性抵抗回路１２は、トランジスタとして例えば高電子移動度トランジスタ（以下ＨＥＭＴと称する）１４と、このＨＥＭＴ１４のソースに直列帰還を加える伝送線路１５と、整合回路１６と、直流素子用コンデンサ１７とから構成されている。この場合、伝送線路１５の一端はＨＥＭＴ１４のソースに接続され、他端は接地されている。また、整合回路１６は、伝送線路１８、スタブ１９及び高周波接地用コンデンサ２０を直列に接続して構成されている。
【００１１】
上記伝送線路１８の一端（スタブ１９に接続された端子と反対側の端子）は、ＨＥＭＴ１４のドレインに接続されている。上記スタブ１９と高周波接地用コンデンサ２０との接続点が、ドレインバイアスを供給する電圧端子２１となっている。また、高周波接地用コンデンサ２０の他端は接地されている。更に、伝送線路１８とスタブ１９との接続点に上記直流素子用コンデンサ１７の一端が接続され、この直流素子用コンデンサ１７の他端が出力端子２２となっている。
【００１２】
一方、共振回路１３は、伝送線路２３及びコンデンサ２４を直列接続してなる平面共振器から構成されている。上記伝送線路２３の一端（コンデンサ２４に接続された端子と反対側の端子）は、ＨＥＭＴ１４のゲートに接続されている。伝送線路２３とコンデンサ２４との接続点が、ゲートバイアスを供給する電圧端子２５となっている。このゲートバイアスは、電圧制御発振器１１の発振周波数を制御する制御電圧（即ち、直流バイアス電圧）でもある。また、コンデンサ２４の他端は接地されている。
【００１３】
そして、上記した電圧制御発振器１１を構成する各回路要素（即ち、ＨＥＭＴ１４、伝送線路１５、１８、２３、スタブ１９、コンデンサ１７、２０、２４）は、例えばＩｎＰ基板上に集積して形成されており、もって、電圧制御発振器１１がＭＭＩＣとして作製されている。この作製（試作）した電圧制御発振器１１は、例えば３０ＧＨｚ帯の高周波信号を発振出力するＭＭＩＣである。
【００１４】
また、上記ＩｎＰ基板上に形成されたＨＥＭＴ１４は、ＩｎＡｌＡｓ／歪ＩｎＧａＡｓヘテロ構造を用いたＨＥＭＴであり、そのゲート長は０．５μｍであり、単位ゲート幅は１３μｍであり、フィンガー数は４本である。また、上記ＭＭＩＣを作製するに際して、伝送線路及びスタブとしては図２に示す構成のコプレーナ線路２６を用いた。このコプレーナ線路２６は、ＩｎＰ基板２７上に配設された信号線２８と、この信号線２８の両側に配設された接地電極２９、２９とから構成されている。ここで、信号線２８及び接地電極２９は例えば金で形成した。そして、信号線２８の幅寸法Ｗｓを５０μｍとし、信号線２８と接地電極２９との間隔Ｗｇを４３μｍとした。この場合、上記コプレーナ線路２６内における３０ＧＨｚの高周波信号の波長は、計算によると約３９００μｍとなった。
【００１５】
更に、本発明者は、上記電圧制御発振器１１（ＭＭＩＣ）の試作品を作製するに際して、負性抵抗回路１２の負性抵抗の強さ（即ち、帰還の強さ）が最大になるように帰還回路を設計した。このように設計した理由は、電圧制御発振器１１から発振出力される高周波信号の出力電力を最大にすると共に、出力を安定させるためである。
【００１６】
ここで、上記負性抵抗の強さは、ＨＥＭＴ１４、コンデンサ２０、伝送線路１５の各Ｓパラメータを測定した結果に基づいて計算することにより求めた。具体的には、図１に示す伝送線路１５の長さＬｂを変化させて、ＨＥＭＴ１４の出力端子であるドレイン電極からＨＥＭＴ１４側を見たインピーダンスＺａを計算することにより、負性抵抗成分の絶対値（｜Ｒｅ（Ｚａ）｜、但し、Ｒｅ（Ｚａ）＜０）を求めた。
【００１７】
この計算の結果、Ｌｂ＝１１２１μｍに設定したとき、負性抵抗が最も強く、即ち、負性抵抗の絶対値が最も大きくなることがわかった。この場合の負性抵抗の値は、Ｒｅ（Ｚａ）＝−１０４Ωであった。そこで、本発明者は、負性抵抗回路１２の伝送線路１５の長さＬｂを１１２１μｍに設定し、また、共振回路１３の伝送線路２３の長さと、整合回路１６の伝送線路１８及びスタブ１９の各長さとを、３０ＧＨｚ帯の高周波信号が発振されるような長さに設定し、電圧制御発振器１１（ＭＭＩＣ）の試作品を作製した。
【００１８】
そして、本発明者は、上記作製した電圧制御発振器１１の電圧（ゲートバイアス）−発振周波数特性を測定した。この場合、電圧端子２１に印加するドレインバイアスを２．５Ｖに設定した。そして、電圧端子２５に印加するゲートバイアスを０．２０Ｖから−０．３０Ｖまで細かく変化させながら、発振周波数及び出力電力を測定した。このとき、ゲートバイアスが０．００Ｖから−０．２０Ｖまでの電圧範囲については、例えば０．０１Ｖきざみでゲートバイアスを特に細かく変化させて測定し、残りの電圧範囲については、例えば０．０５Ｖきざみでゲートバイアスを変化させて測定した。
【００１９】
上記測定結果をグラフにしたものが図３である。この図３において、「菱形（四角）の点」は周波数特性を示し、「丸形の点」は出力電力特性を示している。上記図３から、本発明者は、上記試作した電圧制御発振器１１には、ゲートバイアスの変化に対して発振周波数が階段状（ステップ状）に変化する特性があることを発見した。尚、出力電力は１〜２ｄＢｍ程度あることがわかり、出力は十分大きいこと（即ち、最大であること）がわかる。
【００２０】
しかし、このように発振周波数が階段状に変化する特性であるということは、制御電圧（ゲートバイアス）に対する発振周波数の変化の線形性が保持されていないことを示している。従って、上記試作した電圧制御発振器１１を周波数変調回路に使用することができない。
【００２１】
そこで、本発明者は、上述したように作製することにより、ＭＭＩＣ化を実現した電圧制御発振器１１において、直流バイアス電圧（ゲートバイアス）と発振周波数とが線形性を有するように構成できないかと考えた。ここで、本発明者は、電圧制御発振器１１の負性抵抗回路１２における帰還回路の帰還の強さに着目した。そして、帰還回路の帰還の強さが最大であると、発振の安定性が最も高くなること（Ｑ値が最も大きくなること）から、発振周波数が変化し難くなる、換言すると、発振周波数を可変制御し難くなるのではないかと、本発明者は考えた。更に、この考えを進展させて、発振周波数が変化し易いように上記発振の安定性を低下させたら、もしかしたら、制御電圧（ゲートバイアス）と発振周波数とが線形性を有するようになるかもしれないという仮説を、本発明者は立てた。
【００２２】
上記仮説を確かめるために、本発明者は、帰還回路の帰還の強さを最大よりも小さくした電圧制御発振器１１（ＭＭＩＣ）を作製する実験を行った。そして、この作製した電圧制御発振器１１の電圧（ゲートバイアス）−発振周波数特性を測定してみたところ、ゲートバイアスに対する発振周波数の変化の線形性が十分に保持されていることを実際に確認した。この線形性が十分に保持された電圧制御発振器１１（ＭＭＩＣ）の具体的構成並びに測定結果については、発明の実施の形態の欄で詳細に説明する。
【００２３】
本発明の目的は、ＭＭＩＣ化することが容易に可能な回路構成であると共に、直流バイアス電圧と発振周波数とが線形性を有するように構成した電圧制御発振器を提供するにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明の電圧制御発振器は、ＨＥＭＴ及びこのＨＥＭＴに正帰還を加える帰還回路からなる負性抵抗回路と、共振回路とを備え、前記ＨＥＭＴに加える直流バイアス電圧を可変することにより発振周波数を可変制御するように構成され、発振周波数の中心周波数を数十ＧＨｚ以上に設定したものにおいて、前記負性抵抗回路及び前記共振回路が可変容量ダイオードを有しないように構成されていることにより、前記電圧制御発振器をＭＭＩＣ化可能な構成とすると共に、前記帰還回路を、前記ＨＥＭＴと接地電極との間に伝送線路を設ける直列帰還方式で構成し、そして、前記伝送線路の長さを、前記ＨＥＭＴの出力端子からＨＥＭＴ側を見た負性抵抗の絶対値が最大になる条件のときの長さよりも、前記伝送線路内の波長の数％に相当する長さの分だけ短くした長さ、または、この短くした長さ以下となるように設定したところに特徴を有するものである。この構成によれば、直流バイアス電圧に対する発振周波数の変化の線形性を十分に保持することができる。
【００２５】
本発明の他の電圧制御発振器は、ＨＥＭＴ及びこのＨＥＭＴに正帰還を加える帰還回路からなる負性抵抗回路と、共振回路とを備え、前記ＨＥＭＴに加える直流バイアス電圧を可変することにより発振周波数を可変制御するように構成され、発振周波数の中心周波数を数十ＧＨｚ以上に設定したものにおいて、前記負性抵抗回路及び前記共振回路が可変容量ダイオードを有しないように構成されていることにより、前記電圧制御発振器をＭＭＩＣ化可能な構成とすると共に、発振出力を最大よりも小さく設定することにより、前記直流バイアス電圧と前記発振周波数とが線形性を有するように構成したところに特徴を有する。
【００２６】
また、上記構成の場合、前記帰還回路の伝送線路を前記ＨＥＭＴのソース電極と接地電極との間に設け、前記直流バイアス電圧をゲートバイアスとするように構成することが好ましい。更に、前記発振出力を増幅する増幅回路を備え、前記増幅回路を、１個或いは複数個のトランジスタと、これらトランジスタとの整合をとる整合回路とから構成することがより一層好ましい。更にまた、前記帰還回路を、前記ＨＥＭＴの入力端子と出力端子との間に伝送線路及びコンデンサを設ける並列帰還方式で構成するも良い構成である。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施例について図１ないし図５を参照しながら説明する。上記第１の実施例の電圧制御発振器の回路構成は、「発明が解決しようとする課題」の欄で説明した本発明者が試作した電圧制御発振器１１の回路構成と基本的に同じであり、異なる点は負性抵抗回路１２の負性抵抗の強さ（即ち、負性抵抗成分の絶対値）を最大よりも小さく構成するようにした点である。以下、図１に従って第１の実施例の電圧制御発振器１１について具体的に説明する。
【００３１】
まず、電圧制御発振器１１の回路構成について簡単に説明する。即ち、電圧制御発振器１１は負性抵抗回路１２と共振回路１３とから構成され、負性抵抗回路１２は、ＨＥＭＴ１４と伝送線路１５と整合回路１６と直流素子用コンデンサ１７とから構成されている。整合回路１６は、伝送線路１８とスタブ１９と高周波接地用コンデンサ２０とから構成されている。上記スタブ１９と高周波接地用コンデンサ２０との接続点が、ドレインバイアスを供給する電圧端子２１となっている。そして、伝送線路１８とスタブ１９との接続点に直流素子用コンデンサ１７の一端が接続され、この直流素子用コンデンサ１７の他端が出力端子２２となっている。
【００３２】
また、共振回路１３は、伝送線路２３及びコンデンサ２４を有する平面共振器から構成されている。伝送線路２３の一端が負性抵抗回路１２のＨＥＭＴ１４のゲートに接続されている。伝送線路２３とコンデンサ２４との接続点が、ゲートバイアスを供給する電圧端子２５となっている。このゲートバイアスは、電圧制御発振器１１の発振周波数を制御する制御電圧、即ち、直流バイアス電圧でもある。
【００３３】
さて、上記した電圧制御発振器１１の回路構成において、負性抵抗回路１２の負性抵抗の強さを最大よりも小さくした。具体的には、伝送線路１５の長さＬｂを１０４８μｍに設定した。この長さＬｂ＝１０４８μｍは、試作した電圧制御発振器の伝送線路の長さＬｂ＝１１２１μｍ（負性抵抗の強さが最大の条件）よりも約７０μｍ短い長さである。この短縮した長さ（約７０μｍ）は、伝送線路１５内の波長の約２％に相当する長さである。尚、伝送線路１５内の波長は、計算により求めることができる。本実施例の場合、伝送線路１５を図２に示すコプレーナ線路２６から構成していることから、コプレーナ線路２６の信号線２８の幅寸法Ｗｓと、信号線２８と接地電極２９との間隔Ｗｇと、ＩｎＰ基板２７の誘電率とから周知の計算方法で計算した。この計算によると、上記伝送線路１５内の波長は約３９００μｍとなった。
【００３４】
そして、上述したように負性抵抗回路１２の伝送線路１５の長さＬｂを１０４８μｍに設定した場合、負性抵抗の値は、Ｒｅ（Ｚａ）＝−９６Ωとなった。これにより、負性抵抗回路１２の負性抵抗の強さが最大（Ｒｅ（Ｚａ）＝−１０４Ω）よりもずれて小さくなったことがわかる。換言すると、負性抵抗回路１２の帰還回路の帰還の強さを最大よりも小さく設定したことがわかる。
【００３５】
尚、負性抵抗回路１２の伝送線路１５の長さＬｂを変更すると、共振回路１３や整合回路１６の条件も変化するため、共振回路１３の伝送線路２３の長さ、整合回路１６の伝送線路１８及びスタブ１９の各長さを、３０ＧＨｚ帯の高周波信号が発振されるように調整した。また、このような構成の電圧制御発振器１１（ＨＥＭＴ１４、伝送線路１５、１８、２３、スタブ１９、コンデンサ１７、２０、２４）は、ＩｎＰ基板上に集積して形成されており、もって、ＭＭＩＣを構成している。このＭＭＩＣの実際の回路パターンを図５に示す。この図５における各符号及び引き出し線が示す各構成は、図１において各符号及び引き出し線が示す各構成と同じ構成である。尚、図５において、斜線で示す領域は、コンデンサを示している。
【００３６】
さて、上述したように構成した電圧制御発振器１１の制御電圧（ゲートバイアス）−発振周波数特性を測定した。この場合、電圧端子２１に印加するドレインバイアスを２．５Ｖに設定した。そして、電圧端子２５に印加するゲートバイアスを０．２０Ｖから−０．３０Ｖまで細かく変化させながら、発振周波数及び出力電力を測定した。具体的には、ゲートバイアスを０．０１Ｖきざみで細かく変化させて測定した。
【００３７】
上記測定結果をグラフにしたものが図４である。この図４において、「菱形（四角）の点」は周波数特性を示し、「丸形の点」は出力電力特性を示している。上記図４から、第１の実施例の電圧制御発振器１１においては、ゲートバイアスの変化に対して発振周波数が線形に変化すること、即ち、ゲートバイアス（直流バイアス電圧）と発振周波数とが極めて良い線形性を有することが明確に確認できた。尚、上記第１の実施例においては、負性抵抗回路１２の負性抵抗を弱くしたので、これに伴って、出力電力が−７ｄＢ〜−５ｄＢ程度の範囲となったこと、即ち、出力電力が小さくなったことがわかる。
【００３８】
また、上記実施例では、負性抵抗回路１２の伝送線路１５の長さＬｂを伝送線路１５内の波長の約２％に相当する長さだけ短くして１０４８μｍに設定するように構成したが、これに限られるものではなく、負性抵抗回路１２の伝送線路１５の長さＬｂを上記１０４８μｍよりも更に短く設定しても良い。具体的には、本発明者は、伝送線路１５の長さＬｂを伝送線路１５内の波長の約６％に相当する長さだけ短くして８９１μｍに設定した電圧制御発振器（ＭＭＩＣ）１１を作製した。そして、この作製した電圧制御発振器１１においても、ゲートバイアス（直流バイアス電圧）と発振周波数とが極めて良い線形性を有することが測定により確認された。
【００３９】
上記２つの作製品及び試作品の各電圧制御発振器の実験結果をまとめたものが下記の表１である。
【００４０】
【表１】

【００４１】
この表から明らかなように、伝送線路１５の長さＬｂを短く構成して帰還回路の帰還量を小さくすれば、即ち、帰還回路の負性抵抗の絶対値を小さくすれば、ゲートバイアス（直流バイアス電圧）と発振周波数とが線形性を有することがわかる。尚、上記表によれば、伝送線路１５の長さＬｂを短くしていくと、線形性を失うことはないが、出力電力（発振出力）がどんどん小さくなっていくことがわかる。
【００４２】
また、上記表によれば、線形性を有する場合の伝送線路１５の長さＬｂの最大値は、負性抵抗の強さが最大の条件の場合の伝送線路の長さ（Ｌｂ＝１１２１μｍ）よりも伝送線路１５内の波長の約２％に相当する長さだけ短くした場合であり、この場合が出力電力が最も大きくなるので、発振器として最も使用し易い。但し、本発明者は、伝送線路１５の長さＬｂを、負性抵抗の強さが最大の条件よりも伝送線路１５内の波長の約１％または約１．５％等に相当する長さだけ短くした電圧制御発振器１１を作製することはなかったが、このような各長さの伝送線路１５を有する電圧制御発振器１１を作製して、それぞれについて線形性を有するか否かを確かめることが好ましい。換言すると、今現在、理論的裏付がないので、種々の条件の電圧制御発振器１１を実際に作製して該作製したものに線形性があるか否かを実験により確認することによってしか、線形性を有するものと有しないものとの境界条件を見極める方法がないのである。
【００４３】
この場合、線形性を有することがわかった場合には、出力電力が大きければ大きいほど発振器として好ましいため、線形性を有する電圧制御発振器（ＭＭＩＣ）のうちで、伝送線路１５の長さＬｂが最も長くなったもの、即ち、帰還回路の帰還の強さが最も大きくなったものを使用することが良い。
【００４４】
また、上記実施例では、電圧制御発振器１１の発振周波数の中心値を３０ＧＨｚに設定したが、これに限られるものではなく、発振周波数の中心値を３０ＧＨｚ以上（例えば６０ＧＨｚ）に設定しても良いし、３０ＧＨｚ以下に設定しても良い。
【００４５】
更に、上記実施例では、ＩｎＰ基板を使用したが、これに代えて、ＧａＡｓ基板を使用しても良い。また、上記実施例では、伝送線路をコプレーナ線路により構成したが、マイクロストリップ線路により構成しても良い。更にまた、上記実施例では、負性抵抗回路１２のトランジスタをＨＥＭＴ１４により構成したが、これに限られるものではなく、他のＦＥＴ（電界効果トランジスタ）により構成しても良いし、また、バイポーラトランジスタ（例えばヘテロバイポーラトランジスタ）により構成しても良い。
【００４６】
一方、上記実施例では、負性抵抗回路１２の伝送線路１５の長さを短くすることにより、帰還回路の帰還の強さを最大からずらして小さくするように構成したが、これに限られるものではなく、上記伝送線路１５の長さは負性抵抗の強さが最大の条件の場合のままとし、他の伝送線路やスタブの各長さやコンデンサの容量等を調節して発振出力を小さくすることにより、線形性を有するように構成しても良い。また、上記実施例では、共振回路１３を平面共振器により構成したが、これに代えて、誘電体共振器やダイオード共振器や空洞共振器等により構成しても良い。
【００４７】
図６ないし図８は本発明の第２の実施例を示すものであり、第１の実施例と異なるところを説明する。尚、第１の実施例と同一部分には、同一符号を付している。上記第２の実施例では、第１の実施例の電圧制御発振器１１の発振出力を増幅する増幅回路３０を設け、この増幅回路３０と上記電圧制御発振器１１とを１つのＭＭＩＣとして構成している。
【００４８】
上記増幅回路３０は、図６に示すように、入力整合回路３１とＨＥＭＴ３２と出力整合回路３３とコンデンサ３４とから構成されている。上記入力整合回路３１は、伝送線路３５、スタブ３６及びコンデンサ３７を直列接続して構成されている。この場合、伝送線路３５とスタブ３６の接続点を電圧制御発振器１１の出力端子（直流阻止用コンデンサ１７の他端）に接続している。また、伝送線路３５の一端（スタブ３６に接続する端子と反対側の端子）をＨＥＭＴ３２のゲートに接続している。そして、コンデンサ３７の一端（スタブ３６に接続する端子と反対側の端子）を接地している。更に、上記スタブ３６とコンデンサ３７の接続点を、ＨＥＭＴ３２のゲートバイアスを供給する電圧端子３８としている。
【００４９】
また、出力整合回路３３は、伝送線路３９、スタブ４０及びコンデンサ４１を直列接続して構成されている。この場合、伝送線路３９とスタブ４０の接続点をコンデンサ３４の一端に接続している。また、伝送線路３９の一端（スタブ４０に接続する端子と反対側の端子）をＨＥＭＴ３２のドレインに接続している。そして、コンデンサ４１の一端（スタブ４０に接続する端子と反対側の端子）を接地している。更に、上記スタブ４０とコンデンサ４１の接続点を、ＨＥＭＴ３２のドレインバイアスを供給する電圧端子４２としている。
【００５０】
そして、ＨＥＭＴ３２のソースを接地している。このＨＥＭＴ３２は、負性抵抗回路１２のＨＥＭＴ１４と同一の半導体膜構造で構成されている。そして、ＨＥＭＴ３２は、そのゲート長が０．５μｍに、単位ゲート幅が２５μｍに、フィンガー数が２本に設定されている。また、コンデンサ３４の他端（伝送線路３９とスタブ４０の接続点に接続する端子と反対側の端子）を増幅回路３０の出力端子４３としている。この出力端子４３から、増幅された発振出力を取り出す構成となっている。
【００５１】
更に、入力整合回路３１及び出力整合回路３３は、３０ＧＨｚ帯での利得が最大になるように構成されており、いわゆる利得整合がとられている。また、増幅回路３０の伝送線路３５、３９及びスタブ３６、４０は、電圧制御発振器１１（負性抵抗回路１２及び共振器１３）の伝送線路及びスタブと同様にしてコプレーナ線路２６により構成されている。
【００５２】
そして、このような構成の増幅回路３０及び電圧制御発振器１１は、ＩｎＰ基板上に集積して形成されており、もって、１つのＭＭＩＣを構成している。このＭＭＩＣの実際の回路パターンを図７に示す。この図７における各符号及び引き出し線が示す各構成は、図６において各符号及び引き出し線が示す各構成と同じ構成である。尚、図７において、斜線で示す領域は、コンデンサを示している。
【００５３】
さて、上述したように構成したＭＭＩＣ（電圧制御発振器１１及び増幅回路３０）の制御電圧（ゲートバイアス）−発振周波数特性を測定した。この場合、電圧制御発振器１１のＨＥＭＴ１４のドレインバイアス（電圧端子２１に印加する電圧）を２．５Ｖに設定した。また、増幅回路３０のＨＥＭＴ３２のゲートバイアス（電圧端子３８に印加する電圧）を０Ｖに設定した。更に、上記ＨＥＭＴ３２のドレインバイアス（電圧端子４２に印加する電圧）を２．５Ｖに設定した。そして、電圧端子２５に印加するゲートバイアス（直流バイアス電圧）を０．００Ｖから−０．４０Ｖ程度まで細かく、具体的には、０．０１Ｖきざみで変化させながら、発振周波数及び出力電力を測定した。
【００５４】
上記測定結果をグラフにしたものが図８である。この図８において、「菱形（四角）の点」は周波数特性を示し、「丸形の点」は出力電力特性を示している。上記図８から、第２の実施例においても、ゲートバイアスの変化に対して発振周波数が線形に変化すること、即ち、ゲートバイアス（直流バイアス電圧）と発振周波数とが極めて良い線形性を有することが明確に確認された。更に、上記第２の実施例においては、出力電力が１ｄＢ〜２ｄＢ程度の範囲となったこと、即ち、高い出力電力が得られたことがわかる。
【００５５】
尚、上記第２の実施例では、電圧制御発振器１１と増幅回路３０とを１つのＭＭＩＣとして構成したが、これに限られるものではなく、例えばミキサや周波数逓倍器やパワーアンプ等の回路を電圧制御発振器１１（または電圧制御発振器１１と増幅回路３０を一緒にしたもの）と一緒にして１つのＭＭＩＣとして構成しても良い。
【００５６】
図９は本発明の第３の実施例を示すものであり、第１の実施例と異なるところを説明する。尚、第１の実施例と同一部分には、同一符号を付している。上記第３の実施例では、第１の実施例の伝送線路１５を設けることを止めて、即ち、ＨＥＭＴ１４のソースを直接接地するように構成し、そして、ＨＥＭＴ１４のゲートとドレインとの間に、伝送線路４４及びコンデンサ４５を直列に接続するように構成した。これにより、負性抵抗回路１２において並列帰還方式で帰還を加えるように構成している。
【００５７】
上記構成の場合、伝送線路４４の長さを変更すると共に、コンデンサ４５の容量を変更することにより、帰還回路の帰還の強さを最大よりも弱くするように調整することができる。即ち、上記伝送線路４４の長さ及びコンデンサ４５の容量の調整により、ゲートバイアス（直流バイアス電圧）と発振周波数とが線形性を有するように構成することが可能である。尚、この第３の実施例のように並列帰還方式で帰還を加える構成に比べて、第１または第２の実施例のように直列帰還方式で帰還を加える構成の方が、帰還回路の帰還の強さの調整が簡単であり、設計を行い易い。
【００５８】
図１０は本発明の第４の実施例を示すものであり、第１の実施例と異なるところを説明する。尚、第１の実施例と同一部分には、同一符号を付している。上記第４の実施例では、共振回路１３の中にＨＥＭＴ４６を設け、このＨＥＭＴ４６のゲートに加えるバイアス電圧によりゲートの容量を変化させて、発振周波数を可変させるように構成している。
【００５９】
具体的には、ＨＥＭＴ４６のドレインとソースを接地し、ＨＥＭＴ４６のゲートを、伝送線路４７及びコンデンサ４８の直列回路を介して接地している。上記伝送線路４７とコンデンサ４８との接続点を、ゲートバイアス（制御電圧または直流バイアス電圧）を加える電圧端子４９としている。そして、ＨＥＭＴ４６のゲートを、伝送線路２３とコンデンサ２４との接続点にコンデンサ５０を介して接続している。
【００６０】
また、負性抵抗回路１２のＨＥＭＴ１４のゲートに、バイアス供給回路５１を接続している。このバイアス供給回路５１は、伝送線路５２及びコンデンサ５３を直列に接続して構成されている。伝送線路５２の一端（コンデンサ５３と接続される端子と反対側の端子）は、ＨＥＭＴ１４のゲート及び共振回路１３の伝送線路２３に接続されている。コンデンサ５３の一端（伝送線路５２と接続される端子と反対側の端子）は接地されている。伝送線路５２とコンデンサ５３との接続点は、バイアスを供給する電圧端子５４となっている。
【００６１】
尚、上述した以外の第４の実施例の構成は、第１の実施例の構成と同じ構成となっている。従って、上記第４の実施例においても、第１の実施例とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
【００６２】
また、上記第４の実施例の共振回路１３においては、ＨＥＭＴ４６に代えて、図１１に示す構成の可変容量ダイオード（バラクタ）５５を用いるように構成しても良い。この第５の実施例の場合も、制御電圧によりバラクタ５５の容量を変化させることにより、発振周波数を可変させることができ、上記第４の実施例と同じ作用効果を得ることができる。
【００６３】
図１２は本発明の第６の実施例を示すものであり、第４の実施例と異なるところを説明する。尚、第４の実施例と同一部分には、同一符号を付している。上記第６の実施例では、第４の実施例の負性抵抗回路１２に、第３の実施例の負性抵抗回路、即ち、並列帰還方式の負性抵抗回路を用いるように構成している。これ以外の第６の実施例の構成は、第４の実施例の構成と同じ構成となっている。従って、上記第６の実施例においても、第４の実施例と同じ作用効果を得ることができる。
【００６４】
また、上記第６の実施例の共振回路１３において、ＨＥＭＴ４６に代えて、図１１に示す構成の可変容量ダイオード（バラクタ）５５を用いるように構成しても良い。この構成の場合も、制御電圧によりバラクタ５５の容量を変化させることにより、発振周波数を可変させることができ、上記第６の実施例と同じ作用効果を得ることができる。
【００６５】
尚、上記第３ないし第７の各実施例においては、発振出力を増幅する増幅回路、例えば第２の実施例の増幅回路３０を１つのＭＭＩＣとして一体に設けるように構成しても良い。また、上記第３ないし第７の各実施例において、ミキサや周波数逓倍器やパワーアンプ等の回路を電圧制御発振器１１（または電圧制御発振器１１と増幅回路３０を一緒にしたもの）と一緒にして１つのＭＭＩＣとして構成しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す電気回路図
【図２】コプレーナ線路の部分斜視図
【図３】試作品の特性図
【図４】第１の実施例の特性図
【図５】ＭＭＩＣの回路パターンを拡大して示す図
【図６】本発明の第２の実施例を示す図１相当図
【図７】図５相当図
【図８】図４相当図
【図９】本発明の第３の実施例を示す図１相当図
【図１０】本発明の第４の実施例を示す図１相当図
【図１１】本発明の第５の実施例を示す部分電気回路図
【図１２】本発明の第６の実施例を示す図１相当図
【図１３】従来構成を示す発振器のブロック図
【図１４】異なる従来構成を示す図１相当図
【図１５】更に異なる従来構成を示す図１相当図
【符号の説明】
１１は電圧制御発振器、１２は負性抵抗回路、１３は共振回路、１４は高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）、１５は伝送線路、１６は整合回路、２１は電圧端子、２２は出力端子、２３は伝送線路、２４はコンデンサ、２５は電圧端子、２６はコプレーナ線路、３０は増幅回路、３２は高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）、４４は伝送線路、４５はコンデンサ、４６は高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）、５５は可変容量ダイオードを示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a voltage controlled oscillator used when using radio waves such as microwaves and millimeter waves.
[0002]
[Prior art]
When using radio waves in a frequency band such as microwaves and millimeter waves, an oscillator that generates a high-frequency signal in the frequency band is required. On the other hand, when frequency modulation (FM) of a high frequency signal is performed, for example, a voltage controlled oscillator (VCO) that variably controls the oscillation frequency by an applied voltage is used as an oscillator capable of variably controlling the oscillation frequency. Here, the basic configuration of the oscillator is shown in FIG. FIG. 13A shows a band-pass oscillator, and FIG. 13B shows a band-stop oscillator.
[0003]
As shown in FIGS. 13A and 13B, the oscillator 1 includes a negative resistance circuit 2 having an action of amplifying a signal and a resonance circuit 3 that determines an oscillation frequency. As the negative resistance circuit 2, a feedback circuit in which positive feedback is applied to an active element such as a transistor, or an element (for example, a Gunn diode) having a negative resistance in the element itself is used. The resonance circuit 3 includes a cavity resonator, a dielectric resonator, a planar resonator, and the like. Furthermore, the band-pass oscillator 1 (FIG. 13A) is an oscillator that extracts a signal from the resonance circuit 3 side, and the band-stopping oscillator 1 (FIG. 13B) is the negative resistance circuit 2 side. It is an oscillator that takes out a signal from.
[0004]
In the case of an oscillator having the above configuration, in the initial stage of oscillation, a signal is transferred between the negative resistance circuit and the resonance circuit, and is set by being strengthened by the negative resistance circuit and selecting a frequency by the resonance circuit. A steady oscillation occurs at the frequency. The output power during steady oscillation depends on the amplification capability of the negative resistance circuit, that is, the strength of the negative resistance. In general, the strength of the negative resistance is evaluated by a resistance component of impedance when the transistor side is viewed from the side near the output terminal of the transistor of the feedback circuit of the negative resistance circuit. In an oscillator, the higher the output power is, the more advantageous it is. Therefore, the feedback circuit is designed so that the negative resistance is maximized.
[0005]
In the oscillator having the above configuration, in order to variably control the oscillation frequency, the frequency characteristic of either the negative resistance circuit or the resonance circuit may be changed. Here, FIG. 14 shows an example of a voltage controlled oscillator (band rejection voltage controlled oscillator). In the voltage controlled oscillator 1 shown in FIG. 14, a variable capacitance diode (hereinafter referred to as a varactor) 4 is provided in the resonance circuit 3, and the capacitance of the varactor 4 is varied by the voltage applied to the frequency control voltage terminal 5. The resonance frequency of the resonance circuit 2 is varied, so that the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 1 is varied.
[0006]
In the voltage controlled oscillator 1 using the varactor 4, the frequency range can be set relatively freely by selecting an appropriate varactor 4 according to the frequency range to be controlled. However, when the entire voltage-controlled oscillator 1 is configured by a single integrated circuit to reduce the size of the circuit, that is, when it is configured by a monolithic microwave integrated circuit (hereinafter referred to as MMIC), the varactor 4 and the transistor ( Since it is an element using a semiconductor film structure different from that of a Gunn diode), it is very difficult to make the entire voltage controlled oscillator 1 into MMIC.
[0007]
On the other hand, Japanese Patent Laid-Open No. 62-207006 discloses a configuration in which a voltage-controlled oscillator that does not use a varactor is made into an MMIC. FIG. 15 shows this MMIC voltage controlled oscillator. The configuration shown in FIG. 15 is a band-pass voltage controlled oscillator 1 in which a transistor such as a field effect transistor (hereinafter referred to as FET) 6 is provided in a resonance circuit 2 and a gate applied to the FET 6 from a frequency control voltage terminal 5. By changing the gate-source capacitance of the FET 6 by the bias voltage, the resonance frequency of the resonance circuit 3 is changed, and thus the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 1 is made variable.
[0008]
In the case of the above configuration, since the transistor (FET) using the same semiconductor film structure is used for both the negative resistance circuit 2 and the resonance circuit 3, the entire voltage controlled oscillator 1 is integrated on one semiconductor substrate. Therefore, it becomes easy to make MMIC.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
When a voltage controlled oscillator is used for a frequency modulation circuit, it is desirable that linearity (proportional relationship) be maintained between the control voltage applied to the voltage controlled oscillator and the oscillation frequency. On the other hand, when frequency modulation is performed using a voltage controlled oscillator, the frequency modulation width (oscillation width) has conventionally been about several MHz. As long as this level of frequency modulation is performed, there has been no problem in practical use with the above-described conventional voltage-controlled oscillator (an oscillator using the varactor 4 or an oscillator made into an MMIC).
[0010]
On the other hand, the inventor considered setting the center frequency of the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator to about 30 GHz or 60 GHz and setting the amplitude to several tens of MHz or more. At the same time, the present inventor has considered to make the voltage controlled oscillator that oscillates in the above frequency band into MMIC. In order to realize these requirements, the present inventor made a prototype of the voltage controlled oscillator 11 having the electric circuit configuration shown in FIG. Hereinafter, the voltage controlled oscillator 11 will be described in detail. (Note that FIG. 1 is an electric circuit diagram for illustrating the first embodiment of the present invention, but the electric circuit diagram of the prototype voltage-controlled oscillator 11 is the same as that of FIG. This will be described with reference to Fig. 1. The prototype voltage-controlled oscillator 11 is not known at the time of filing of the present invention.
The voltage controlled oscillator 11 is composed of a negative resistance circuit 12 and a resonance circuit 13 as shown in FIG. The negative resistance circuit 12 includes, for example, a high electron mobility transistor (hereinafter referred to as HEMT) 14 as a transistor, a transmission line 15 for adding series feedback to the source of the HEMT 14, a matching circuit 16, a DC element capacitor 17, It is composed of In this case, one end of the transmission line 15 is connected to the source of the HEMT 14 and the other end is grounded. The matching circuit 16 includes a transmission line 18, a stub 19, and a high frequency grounding capacitor 20 connected in series.
[0011]
One end of the transmission line 18 (terminal opposite to the terminal connected to the stub 19) is connected to the drain of the HEMT 14. A connection point between the stub 19 and the high frequency grounding capacitor 20 is a voltage terminal 21 for supplying a drain bias. The other end of the high frequency grounding capacitor 20 is grounded. Further, one end of the DC element capacitor 17 is connected to a connection point between the transmission line 18 and the stub 19, and the other end of the DC element capacitor 17 is an output terminal 22.
[0012]
On the other hand, the resonance circuit 13 is composed of a planar resonator formed by connecting a transmission line 23 and a capacitor 24 in series. One end of the transmission line 23 (terminal opposite to the terminal connected to the capacitor 24) is connected to the gate of the HEMT 14. A connection point between the transmission line 23 and the capacitor 24 is a voltage terminal 25 that supplies a gate bias. This gate bias is also a control voltage (that is, a DC bias voltage) for controlling the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 11. The other end of the capacitor 24 is grounded.
[0013]
The circuit elements (that is, the HEMT 14, the

transmission lines

15, 18, 23, the stub 19, the

capacitors

17, 20, 24) constituting the voltage controlled oscillator 11 are formed on an InP substrate, for example. Therefore, the voltage controlled oscillator 11 is manufactured as an MMIC. The manufactured (prototype) voltage controlled oscillator 11 is, for example, an MMIC that oscillates and outputs a high-frequency signal of 30 GHz band.
[0014]
The HEMT 14 formed on the InP substrate is a HEMT using an InAlAs / strained InGaAs heterostructure, the gate length is 0.5 μm, the unit gate width is 13 μm, and the number of fingers is four. is there. Further, when manufacturing the MMIC, the coplanar line 26 having the configuration shown in FIG. 2 was used as the transmission line and the stub. The coplanar line 26 includes a signal line 28 disposed on the InP substrate 27 and

ground electrodes

29 and 29 disposed on both sides of the signal line 28. Here, the signal line 28 and the ground electrode 29 are made of, for example, gold. The width dimension Ws of the signal line 28 is 50 μm, and the distance Wg between the signal line 28 and the ground electrode 29 is 43 μm. In this case, the wavelength of the high frequency signal of 30 GHz in the coplanar line 26 was about 3900 μm according to the calculation.
[0015]
Furthermore, when producing the prototype of the voltage controlled oscillator 11 (MMIC), the inventor performs feedback so that the strength of the negative resistance of the negative resistance circuit 12 (that is, the strength of feedback) is maximized. The circuit was designed. The reason for this design is to maximize the output power of the high frequency signal oscillated and output from the voltage controlled oscillator 11 and stabilize the output.
[0016]
Here, the strength of the negative resistance was obtained by calculating based on the result of measuring each S parameter of the HEMT 14, the capacitor 20, and the transmission line 15. Specifically, the absolute value of the negative resistance component is calculated by changing the length Lb of the transmission line 15 shown in FIG. 1 and calculating the impedance Za when the HEMT 14 side is viewed from the drain electrode which is the output terminal of the HEMT 14. (| Re (Za) |, where Re (Za) <0).
[0017]
As a result of this calculation, it was found that when Lb = 1112 μm was set, the negative resistance was the strongest, that is, the absolute value of the negative resistance was the largest. In this case, the value of the negative resistance was Re (Za) = − 104Ω. Therefore, the inventor sets the length Lb of the transmission line 15 of the negative resistance circuit 12 to 1121 μm, the length of the transmission line 23 of the resonance circuit 13, the transmission line 18 of the matching circuit 16, and the stub 19. Each length was set to such a length that a high-frequency signal of 30 GHz band was oscillated, and a prototype of the voltage controlled oscillator 11 (MMIC) was produced.
[0018]
Then, the inventor measured the voltage (gate bias) -oscillation frequency characteristics of the voltage controlled oscillator 11 produced as described above. In this case, the drain bias applied to the voltage terminal 21 was set to 2.5V. Then, the oscillation frequency and output power were measured while finely changing the gate bias applied to the voltage terminal 25 from 0.20V to -0.30V. At this time, the voltage range of the gate bias from 0.00 V to −0.20 V is measured by changing the gate bias particularly finely in increments of 0.01 V, for example, and the remaining voltage range is in increments of 0.05 V, for example. Measured with varying the gate bias.
[0019]
FIG. 3 is a graph showing the measurement results. In FIG. 3, “diamond (square) points” indicate frequency characteristics, and “round dots” indicate output power characteristics. From FIG. 3, the inventor has found that the prototype voltage-controlled oscillator 11 has a characteristic that the oscillation frequency changes stepwise (stepwise) with respect to the change of the gate bias. It can be seen that the output power is about 1 to 2 dBm, and the output is sufficiently large (that is, maximum).
[0020]
However, such a characteristic that the oscillation frequency changes stepwise indicates that the linearity of the change of the oscillation frequency with respect to the control voltage (gate bias) is not maintained. Therefore, the prototype voltage controlled oscillator 11 cannot be used for the frequency modulation circuit.
[0021]
Therefore, the present inventor considered whether the DC bias voltage (gate bias) and the oscillation frequency can be configured to have linearity in the voltage-controlled oscillator 11 that is realized as MMIC by making as described above. . Here, the inventor paid attention to the feedback strength of the feedback circuit in the negative resistance circuit 12 of the voltage controlled oscillator 11. When the feedback circuit has the maximum feedback strength, the oscillation stability becomes the highest (Q value becomes the largest), so that the oscillation frequency is difficult to change. In other words, the oscillation frequency is variable. The inventor thought that it would be difficult to control. Furthermore, if this idea is advanced and the stability of the oscillation is lowered so that the oscillation frequency can be easily changed, the control voltage (gate bias) and the oscillation frequency may become linear. The inventor has made the hypothesis that there is no such thing.
[0022]
In order to confirm the above hypothesis, the present inventor conducted an experiment to produce a voltage controlled oscillator 11 (MMIC) in which the feedback strength of the feedback circuit is made smaller than the maximum. Then, when the voltage (gate bias) -oscillation frequency characteristic of the manufactured voltage controlled oscillator 11 was measured, it was actually confirmed that the linearity of the change of the oscillation frequency with respect to the gate bias was sufficiently maintained. A specific configuration and measurement result of the voltage controlled oscillator 11 (MMIC) in which the linearity is sufficiently maintained will be described in detail in the section of the embodiment of the invention.
[0023]
An object of the present invention is to provide a voltage controlled oscillator that has a circuit configuration that can be easily made into an MMIC and that has a linearity between a DC bias voltage and an oscillation frequency.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
The voltage controlled oscillator according to the present invention includes a HEMT, a negative resistance circuit including a feedback circuit that adds positive feedback to the HEMT, and a resonance circuit. The oscillation frequency is variably controlled by varying a DC bias voltage applied to the HEMT. In the case where the center frequency of the oscillation frequency is set to several tens of GHz or more, the negative resistance circuit and the resonance circuit are configured not to have a variable capacitance diode, so that the voltage control is performed. The oscillator can be configured as an MMIC, the feedback circuit is configured by a series feedback system in which a transmission line is provided between the HEMT and a ground electrode, and the length of the transmission line is set to the output of the HEMT. It corresponds to several% of the wavelength in the transmission line rather than the length under the condition that the absolute value of the negative resistance when the HEMT side is viewed from the terminal is maximized. Sano amount corresponding shorter length, or those having features was set to be equal to or less than the shortened length. According to this configuration, the linearity of the change of the oscillation frequency with respect to the DC bias voltage can be sufficiently maintained.
[0025]
Another voltage-controlled oscillator according to the present invention includes a HEMT, a negative resistance circuit including a feedback circuit that adds positive feedback to the HEMT, and a resonance circuit. The oscillation frequency is changed by varying a DC bias voltage applied to the HEMT. It is configured to be variably controlled, and in the case where the center frequency of the oscillation frequency is set to several tens of GHz or more, the negative resistance circuit and the resonance circuit are configured not to have a variable capacitance diode. The voltage control oscillator is configured to be MMIC, and the DC bias voltage and the oscillation frequency are configured to have linearity by setting the oscillation output smaller than the maximum.
[0026]
In the case of the above configuration,It is preferable that the transmission line of the feedback circuit is provided between the source electrode and the ground electrode of the HEMT so that the DC bias voltage is a gate bias. Further, it is more preferable that an amplifier circuit for amplifying the oscillation output is provided, and the amplifier circuit is constituted by one or a plurality of transistors and a matching circuit for matching these transistors. Furthermore, the feedback circuit may be configured in a parallel feedback system in which a transmission line and a capacitor are provided between the input terminal and the output terminal of the HEMT.
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. The circuit configuration of the voltage controlled oscillator of the first embodiment is basically the same as the circuit configuration of the voltage controlled oscillator 11 prototyped by the present inventor described in the section “Problems to be solved by the invention”. The difference is that the strength of the negative resistance of the negative resistance circuit 12 (that is, the absolute value of the negative resistance component) is configured to be smaller than the maximum. Hereinafter, the voltage controlled oscillator 11 of the first embodiment will be described in detail with reference to FIG.
[0031]
First, the circuit configuration of the voltage controlled oscillator 11 will be briefly described. In other words, the voltage controlled oscillator 11 includes a negative resistance circuit 12 and a resonance circuit 13, and the negative resistance circuit 12 includes a HEMT 14, a transmission line 15, a matching circuit 16, and a DC element capacitor 17. The matching circuit 16 includes a transmission line 18, a stub 19, and a high frequency grounding capacitor 20. A connection point between the stub 19 and the high frequency grounding capacitor 20 is a voltage terminal 21 for supplying a drain bias. One end of a DC element capacitor 17 is connected to a connection point between the transmission line 18 and the stub 19, and the other end of the DC element capacitor 17 is an output terminal 22.
[0032]
The resonance circuit 13 includes a planar resonator having a transmission line 23 and a capacitor 24. One end of the transmission line 23 is connected to the gate of the HEMT 14 of the negative resistance circuit 12. A connection point between the transmission line 23 and the capacitor 24 is a voltage terminal 25 that supplies a gate bias. This gate bias is also a control voltage for controlling the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 11, that is, a DC bias voltage.
[0033]
Now, in the circuit configuration of the voltage controlled oscillator 11 described above, the strength of the negative resistance of the negative resistance circuit 12 is made smaller than the maximum. Specifically, the length Lb of the transmission line 15 was set to 1048 μm. This length Lb = 1048 μm is shorter by about 70 μm than the length Lb = 1121 μm (conditions in which the strength of the negative resistance is maximum) of the prototype voltage-controlled oscillator. This shortened length (about 70 μm) is a length corresponding to about 2% of the wavelength in the transmission line 15. The wavelength in the transmission line 15 can be obtained by calculation. In this embodiment, since the transmission line 15 is composed of the coplanar line 26 shown in FIG. 2, the width Ws of the signal line 28 of the coplanar line 26 and the interval Wg between the signal line 28 and the ground electrode 29. From the dielectric constant of the InP substrate 27, a well-known calculation method was used. According to this calculation, the wavelength in the transmission line 15 is about 3900 μm.
[0034]
As described above, when the length Lb of the transmission line 15 of the negative resistance circuit 12 is set to 1048 μm, the value of the negative resistance is Re (Za) = − 96Ω. Thus, it can be seen that the strength of the negative resistance of the negative resistance circuit 12 is smaller than the maximum (Re (Za) = − 104Ω). In other words, it can be seen that the feedback strength of the feedback circuit of the negative resistance circuit 12 is set smaller than the maximum.
[0035]
If the length Lb of the transmission line 15 of the negative resistance circuit 12 is changed, the conditions of the resonance circuit 13 and the matching circuit 16 also change. Therefore, the length of the transmission line 23 of the resonance circuit 13 and the transmission line of the matching circuit 16 are changed. The lengths of 18 and stub 19 were adjusted so that a high-frequency signal in the 30 GHz band was oscillated. In addition, the voltage controlled oscillator 11 (HEMT 14,

transmission lines

15, 18, 23, stub 19,

capacitors

17, 20, 24) having such a configuration is formed on an InP substrate so that the MMIC is integrated. It is composed. The actual circuit pattern of this MMIC is shown in FIG. The configurations indicated by the reference numerals and the lead lines in FIG. 5 are the same as the configurations indicated by the reference numerals and the lead lines in FIG. In FIG. 5, a hatched area indicates a capacitor.
[0036]
Now, the control voltage (gate bias) -oscillation frequency characteristic of the voltage controlled oscillator 11 configured as described above was measured. In this case, the drain bias applied to the voltage terminal 21 was set to 2.5V. Then, the oscillation frequency and output power were measured while finely changing the gate bias applied to the voltage terminal 25 from 0.20V to -0.30V. Specifically, the measurement was performed by changing the gate bias in increments of 0.01V.
[0037]
FIG. 4 is a graph showing the measurement results. In FIG. 4, “diamond (square) dots” indicate frequency characteristics, and “round dots” indicate output power characteristics. As shown in FIG. 4, in the voltage controlled oscillator 11 of the first embodiment, the oscillation frequency changes linearly with respect to the change of the gate bias, that is, the gate bias (DC bias voltage) and the oscillation frequency are very good. It was clearly confirmed that it had linearity. In the first embodiment, since the negative resistance of the negative resistance circuit 12 is weakened, the output power is in the range of about -7 dB to -5 dB. It turns out that became small.
[0038]
In the above embodiment, the length Lb of the transmission line 15 of the negative resistance circuit 12 is shortened by a length corresponding to about 2% of the wavelength in the transmission line 15 and set to 1048 μm. However, the length Lb of the transmission line 15 of the negative resistance circuit 12 may be set shorter than the above 1048 μm. Specifically, the present inventor produces a voltage controlled oscillator (MMIC) 11 in which the length Lb of the transmission line 15 is shortened by a length corresponding to about 6% of the wavelength in the transmission line 15 and set to 891 μm. did. In the voltage-controlled oscillator 11 thus manufactured, it was confirmed by measurement that the gate bias (DC bias voltage) and the oscillation frequency have very good linearity.
[0039]
Table 1 below summarizes the experimental results of the voltage controlled oscillators of the two products and the prototype.
[0040]
[Table 1]

[0041]
As apparent from this table, if the length Lb of the transmission line 15 is shortened to reduce the feedback amount of the feedback circuit, that is, if the absolute value of the negative resistance of the feedback circuit is reduced, the gate bias (DC It can be seen that the bias voltage) and the oscillation frequency are linear. In addition, according to the said table | surface, when the length Lb of the transmission line 15 is shortened, although linearity is not lost, it turns out that output electric power (oscillation output) becomes small gradually.
[0042]
Further, according to the above table, the maximum value of the length Lb of the transmission line 15 in the case of having linearity is based on the length of the transmission line (Lb = 1121 μm) in the case where the strength of the negative resistance is the maximum. This is a case where the length corresponding to about 2% of the wavelength in the transmission line 15 is shortened. In this case, the output power is the largest, so that it is most easily used as an oscillator. However, the present inventor has determined that the length Lb of the transmission line 15 corresponds to about 1% or about 1.5% of the wavelength in the transmission line 15 from the condition where the strength of the negative resistance is maximum. Although the voltage controlled oscillator 11 shortened only by a short time was not produced, it is possible to produce the voltage controlled oscillator 11 having the transmission lines 15 having such lengths and confirm whether or not each has linearity. preferable. In other words, since there is no theoretical support at present, the voltage control oscillator 11 under various conditions is actually manufactured, and it is only by confirming by experiment whether or not the manufactured voltage control oscillator 11 has linearity. There is no way to determine the boundary conditions between those that have the property and those that do not.
[0043]
In this case, if the output power is found to be linear, the larger the output power, the better the oscillator. Therefore, among the voltage controlled oscillators (MMIC) having linearity, the length Lb of the transmission line 15 is the largest. It is preferable to use a longer one, that is, one having the largest feedback strength of the feedback circuit.
[0044]
In the above embodiment, the center value of the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 11 is set to 30 GHz. However, the present invention is not limited to this, and the center value of the oscillation frequency may be set to 30 GHz or more (for example, 60 GHz). However, it may be set to 30 GHz or less.
[0045]
Furthermore, although the InP substrate is used in the above embodiment, a GaAs substrate may be used instead. Moreover, in the said Example, although the transmission line was comprised by the coplanar line, you may comprise by a microstrip line. Furthermore, in the above embodiment, the transistor of the negative resistance circuit 12 is configured by the HEMT 14, but is not limited thereto, and may be configured by another FET (field effect transistor), or a bipolar transistor. (For example, a heterobipolar transistor) may be used.
[0046]
On the other hand, in the above embodiment, the length of the transmission line 15 of the negative resistance circuit 12 is shortened to reduce the feedback strength of the feedback circuit from the maximum. However, the present invention is not limited to this. Instead, the length of the transmission line 15 is left as it is when the strength of the negative resistance is maximum, and the length of the other transmission lines and stubs, the capacitance of the capacitor, etc. are adjusted to reduce the oscillation output. Therefore, it may be configured to have linearity. In the above-described embodiment, the resonance circuit 13 is configured by a planar resonator, but may be configured by a dielectric resonator, a diode resonator, a cavity resonator, or the like instead.
[0047]
FIGS. 6 to 8 show a second embodiment of the present invention, and different points from the first embodiment will be described. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. In the second embodiment, an amplifier circuit 30 for amplifying the oscillation output of the voltage controlled oscillator 11 of the first embodiment is provided, and the amplifier circuit 30 and the voltage controlled oscillator 11 are configured as one MMIC. .
[0048]
As shown in FIG. 6, the amplifier circuit 30 includes an input matching circuit 31, a HEMT 32, an output matching circuit 33, and a capacitor 34. The input matching circuit 31 is configured by connecting a transmission line 35, a stub 36, and a capacitor 37 in series. In this case, the connection point between the transmission line 35 and the stub 36 is connected to the output terminal of the voltage controlled oscillator 11 (the other end of the DC blocking capacitor 17). Further, one end of the transmission line 35 (terminal opposite to the terminal connected to the stub 36) is connected to the gate of the HEMT 32. One end of the capacitor 37 (terminal opposite to the terminal connected to the stub 36) is grounded. Further, a connection point between the stub 36 and the capacitor 37 is used as a voltage terminal 38 for supplying a gate bias of the HEMT 32.
[0049]
The output matching circuit 33 is configured by connecting a transmission line 39, a stub 40, and a capacitor 41 in series. In this case, the connection point between the transmission line 39 and the stub 40 is connected to one end of the capacitor 34. One end of the transmission line 39 (terminal opposite to the terminal connected to the stub 40) is connected to the drain of the HEMT 32. One end of the capacitor 41 (terminal opposite to the terminal connected to the stub 40) is grounded. Further, the connection point between the stub 40 and the capacitor 41 is used as a voltage terminal 42 for supplying the drain bias of the HEMT 32.
[0050]
The source of the HEMT 32 is grounded. The HEMT 32 has the same semiconductor film structure as the HEMT 14 of the negative resistance circuit 12. The HEMT 32 has a gate length of 0.5 μm, a unit gate width of 25 μm, and two fingers. The other end of the capacitor 34 (the terminal opposite to the terminal connected to the connection point between the transmission line 39 and the stub 40) is used as the output terminal 43 of the amplifier circuit 30. The amplified oscillation output is taken out from the output terminal 43.
[0051]
Furthermore, the input matching circuit 31 and the output matching circuit 33 are configured so that the gain in the 30 GHz band is maximized, and so-called gain matching is achieved. Further, the

transmission lines

35 and 39 and the

stubs

36 and 40 of the amplifier circuit 30 are configured by a coplanar line 26 in the same manner as the transmission lines and stubs of the voltage controlled oscillator 11 (the negative resistance circuit 12 and the resonator 13). .
[0052]
The amplifier circuit 30 and the voltage controlled oscillator 11 having such a configuration are integrated on the InP substrate, and thus constitute one MMIC. An actual circuit pattern of this MMIC is shown in FIG. Each configuration indicated by the reference numerals and the lead lines in FIG. 7 is the same as each configuration indicated by the reference numerals and the lead lines in FIG. In FIG. 7, a hatched area indicates a capacitor.
[0053]
The control voltage (gate bias) -oscillation frequency characteristics of the MMIC (voltage controlled oscillator 11 and amplifier circuit 30) configured as described above were measured. In this case, the drain bias (voltage applied to the voltage terminal 21) of the HEMT 14 of the voltage controlled oscillator 11 was set to 2.5V. Further, the gate bias (voltage applied to the voltage terminal 38) of the HEMT 32 of the amplifier circuit 30 was set to 0V. Further, the drain bias (voltage applied to the voltage terminal 42) of the HEMT 32 was set to 2.5V. Then, the oscillation frequency and the output power were measured while changing the gate bias (DC bias voltage) applied to the voltage terminal 25 finely from about 0.00 V to about −0.40 V, specifically, in steps of 0.01 V. .
[0054]
FIG. 8 is a graph showing the measurement results. In FIG. 8, “diamond (square) dots” indicate frequency characteristics, and “round dots” indicate output power characteristics. From FIG. 8 described above, also in the second embodiment, the oscillation frequency changes linearly with respect to the change of the gate bias, that is, the gate bias (DC bias voltage) and the oscillation frequency have a very good linearity. Was clearly confirmed. Further, in the second embodiment, it can be seen that the output power is in the range of about 1 dB to 2 dB, that is, high output power is obtained.
[0055]
In the second embodiment, the voltage controlled oscillator 11 and the amplifier circuit 30 are configured as one MMIC. However, the present invention is not limited to this. For example, a circuit such as a mixer, a frequency multiplier, or a power amplifier is connected to the voltage. The control oscillator 11 (or the voltage control oscillator 11 and the amplifier circuit 30 combined together) may be configured as one MMIC.
[0056]
FIG. 9 shows a third embodiment of the present invention, and different points from the first embodiment will be described. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. In the third embodiment, the transmission line 15 of the first embodiment is not provided, that is, the source of the HEMT 14 is directly grounded, and between the gate and the drain of the HEMT 14, The transmission line 44 and the capacitor 45 are configured to be connected in series. Thereby, the negative resistance circuit 12 is configured to add feedback by a parallel feedback system.
[0057]
In the case of the above configuration, by changing the length of the transmission line 44 and changing the capacity of the capacitor 45, the feedback strength of the feedback circuit can be adjusted to be weaker than the maximum. That is, by adjusting the length of the transmission line 44 and the capacitance of the capacitor 45, the gate bias (DC bias voltage) and the oscillation frequency can be configured to have linearity. It should be noted that the configuration in which feedback is applied in the series feedback system as in the first or second embodiment is more effective than the configuration in which feedback is applied in the parallel feedback system as in the third embodiment. It is easy to adjust the strength and design.
[0058]
FIG. 10 shows a fourth embodiment of the present invention, and the differences from the first embodiment will be described. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. In the fourth embodiment, the HEMT 46 is provided in the resonance circuit 13, and the oscillation frequency can be varied by changing the capacitance of the gate by the bias voltage applied to the gate of the HEMT 46.
[0059]
Specifically, the drain and source of the HEMT 46 are grounded, and the gate of the HEMT 46 is grounded via a series circuit of the transmission line 47 and the capacitor 48. A connection point between the transmission line 47 and the capacitor 48 is a voltage terminal 49 to which a gate bias (control voltage or DC bias voltage) is applied. The gate of the HEMT 46 is connected to the connection point between the transmission line 23 and the capacitor 24 via the capacitor 50.
[0060]
A bias supply circuit 51 is connected to the gate of the HEMT 14 of the negative resistance circuit 12. The bias supply circuit 51 is configured by connecting a transmission line 52 and a capacitor 53 in series. One end of the transmission line 52 (terminal opposite to the terminal connected to the capacitor 53) is connected to the gate of the HEMT 14 and the transmission line 23 of the resonance circuit 13. One end of the capacitor 53 (terminal opposite to the terminal connected to the transmission line 52) is grounded. A connection point between the transmission line 52 and the capacitor 53 is a voltage terminal 54 for supplying a bias.
[0061]
The configuration of the fourth embodiment other than that described above is the same as that of the first embodiment. Therefore, in the fourth embodiment, substantially the same operational effects as in the first embodiment can be obtained.
[0062]
In the resonance circuit 13 of the fourth embodiment, a variable capacitance diode (varactor) 55 having the configuration shown in FIG. 11 may be used instead of the HEMT 46. Also in the case of the fifth embodiment, the oscillation frequency can be varied by changing the capacity of the varactor 55 by the control voltage, and the same effect as the fourth embodiment can be obtained.
[0063]
FIG. 12 shows a sixth embodiment of the present invention, and different points from the fourth embodiment will be described. The same parts as those in the fourth embodiment are denoted by the same reference numerals. In the sixth embodiment, the negative resistance circuit 12 of the fourth embodiment is used as the negative resistance circuit 12 of the fourth embodiment, that is, a parallel feedback negative resistance circuit. . The configuration of the sixth embodiment other than this is the same as the configuration of the fourth embodiment. Therefore, also in the sixth embodiment, the same effect as that of the fourth embodiment can be obtained.
[0064]
Further, in the resonance circuit 13 of the sixth embodiment, a variable capacitance diode (varactor) 55 having the configuration shown in FIG. 11 may be used instead of the HEMT 46. Also in this configuration, the oscillation frequency can be varied by changing the capacitance of the varactor 55 by the control voltage, and the same effect as the sixth embodiment can be obtained.
[0065]
In each of the third to seventh embodiments, an amplifier circuit that amplifies the oscillation output, for example, the amplifier circuit 30 of the second embodiment may be integrally provided as one MMIC. In the third to seventh embodiments, circuits such as a mixer, a frequency multiplier, and a power amplifier are combined with the voltage controlled oscillator 11 (or the voltage controlled oscillator 11 and the amplifier circuit 30 together). You may comprise as one MMIC.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a partial perspective view of a coplanar line.
[Figure 3] Prototype characteristics
FIG. 4 is a characteristic diagram of the first embodiment.
FIG. 5 is an enlarged view showing an MMIC circuit pattern.
FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 1 showing a second embodiment of the present invention.
7 is a view corresponding to FIG.
FIG. 8 is a view corresponding to FIG.
FIG. 9 is a view corresponding to FIG. 1, showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a view corresponding to FIG. 1 showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a partial electric circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a view corresponding to FIG. 1 showing a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram of an oscillator showing a conventional configuration.
FIG. 14 is a diagram corresponding to FIG.
FIG. 15 is a diagram corresponding to FIG.
[Explanation of symbols]
11 is a voltage controlled oscillator, 12 is a negative resistance circuit, 13 is a resonance circuit, 14 is a high electron mobility transistor (HEMT), 15 is a transmission line, 16 is a matching circuit, 21 is a voltage terminal, 22 is an output terminal, 23 Is a transmission line, 24 is a capacitor, 25 is a voltage terminal, 26 is a coplanar line, 30 is an amplifier circuit, 32 is a high electron mobility transistor (HEMT), 44 is a transmission line, 45 is a capacitor, and 46 is a high electron mobility transistor. (HEMT) and 55 are variable capacitance diodes.

Claims

ＨＥＭＴ及びこのＨＥＭＴに正帰還を加える帰還回路からなる負性抵抗回路と、共振回路とを備え、前記ＨＥＭＴに加える直流バイアス電圧を可変することにより発振周波数を可変制御するように構成され、発振周波数の中心周波数を数十ＧＨｚ以上に設定した電圧制御発振器において、
前記負性抵抗回路及び前記共振回路が可変容量ダイオードを有しないように構成されていることにより、前記電圧制御発振器をＭＭＩＣ化可能な構成とすると共に、
前記帰還回路を、前記ＨＥＭＴと接地電極との間に伝送線路を設ける直列帰還方式で構成し、そして、
前記伝送線路の長さを、前記ＨＥＭＴの出力端子からＨＥＭＴ側を見た負性抵抗の絶対値が最大になる条件のときの長さよりも、前記伝送線路内の波長の数％に相当する長さの分だけ短くした長さ、または、この短くした長さ以下となるように設定したことを特徴とする電圧制御発振器。A negative resistance circuit consisting of HEMT and a feedback circuit for applying a positive feedback to this HEMT, a resonant circuit, the oscillation frequency is configured to variably controlled by varying the DC bias voltage applied to the HEMT, the oscillation frequency In the voltage controlled oscillator in which the center frequency is set to several tens of GHz or more ,
Since the negative resistance circuit and the resonance circuit are configured not to have a variable capacitance diode, the voltage controlled oscillator can be configured as an MMIC, and
The feedback circuit is configured in a series feedback system in which a transmission line is provided between the HEMT and the ground electrode, and
The length of the transmission line is a length corresponding to several% of the wavelength in the transmission line rather than the length under the condition that the absolute value of the negative resistance when the HEMT side is viewed from the HEMT output terminal is maximized. A voltage-controlled oscillator characterized by being set to have a length shortened by that amount or less than or equal to this shortened length .

ＨＥＭＴ及びこのＨＥＭＴに正帰還を加える帰還回路からなる負性抵抗回路と、共振回路とを備え、前記ＨＥＭＴに加える直流バイアス電圧を可変することにより発振周波数を可変制御するように構成され、発振周波数の中心周波数を数十ＧＨｚ以上に設定した電圧制御発振器において、
前記負性抵抗回路及び前記共振回路が可変容量ダイオードを有しないように構成されていることにより、前記電圧制御発振器をＭＭＩＣ化可能な構成とすると共に、
発振出力を最大よりも小さく設定することにより、前記直流バイアス電圧と前記発振周波数とが線形性を有するように構成したことを特徴とする電圧制御発振器。A negative resistance circuit consisting of HEMT and a feedback circuit for applying a positive feedback to this HEMT, a resonant circuit, the oscillation frequency is configured to variably controlled by varying the DC bias voltage applied to the HEMT, the oscillation frequency In the voltage controlled oscillator in which the center frequency is set to several tens of GHz or more ,
Since the negative resistance circuit and the resonance circuit are configured not to have a variable capacitance diode, the voltage controlled oscillator can be configured as an MMIC, and
A voltage-controlled oscillator characterized in that the DC bias voltage and the oscillation frequency have linearity by setting an oscillation output smaller than a maximum.

前記帰還回路の伝送線路を前記ＨＥＭＴのソース電極と接地電極との間に設け、
前記直流バイアス電圧をゲートバイアスとしたことを特徴とする請求項１または２記載の電圧制御発振器。 A transmission line of the feedback circuit is provided between a source electrode and a ground electrode of the HEMT;
3. The voltage controlled oscillator according to claim 1, wherein the DC bias voltage is a gate bias .

前記発振出力を増幅する増幅回路を備え、
前記増幅回路を、１個或いは複数個のトランジスタと、これらトランジスタとの整合をとる整合回路とから構成したことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電圧制御発振器。 An amplifying circuit for amplifying the oscillation output;
4. The voltage controlled oscillator according to claim 1, wherein the amplifying circuit includes one or a plurality of transistors and a matching circuit for matching the transistors .

前記帰還回路を、前記ＨＥＭＴの入力端子と出力端子との間に伝送線路及びコンデンサを設ける並列帰還方式で構成したことを特徴とする請求項２記載の電圧制御発振器。 3. The voltage controlled oscillator according to claim 2, wherein the feedback circuit is configured by a parallel feedback system in which a transmission line and a capacitor are provided between an input terminal and an output terminal of the HEMT .