JP3608868B2 - Power supply device for magnetic resonance imaging apparatus - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は磁気共鳴イメージング装置（以下、ＭＲＩ装置という）用の電源装置に係り、特に大電力を要求される静磁場、傾斜磁場、高周波磁場の発生に必要な各種電源に好適な電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＭＲＩ装置は、静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加し、検査対象から発生する核磁気共鳴信号を検出し、この検出信号をもとにスペクトルや画像を再構成するものであり、ＭＲＩ装置には磁場発生用コイルとして静磁場を発生する超電導或いは常電導コイル、静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル、さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。これら磁場発生用コイルは所定の磁場強度の磁場を発生するために印加電流の大きさとタイミングを制御するためのスイッチング電源を備えている。
【０００３】
このようなＭＲＩ装置の磁場発生用のスイッチング電源として、特に傾斜磁場発生用のスイッチング電源の構成を図７に示す。このスイッチング電源は、３相交流商用電源１０に接続された接点１１〜１６と、接点１１〜１３にそれぞれ直列に接続された突入電流防止用の電流制限手段ここでは抵抗１７〜１９と、整流回路１２０と、平滑用のコンデンサ７１と、電流アンプ４０とからなり、電流アンプ４０の出力は傾斜磁場コイル７０に印加される。電流アンプ４０は制御回路制御回路５０により制御され、任意波形の電流が傾斜磁場コイル７０に印加されるようにする。整流回路１２０としては、図示するようなダイオード１２４〜１２８から成るダイオードブリッジによる全波整流回路や、その他サイリスタによる電圧制御型整流回路やスイッチングレギュレータによる電圧制御などが用いられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで近年ＭＲＩ装置では、ＥＰＩ（エコープレナーイメージング）法等の高速撮像手法が開発され、それに伴い傾斜磁場コイルにおける出力電流の増大とその立ち上がり時間の短縮が要求され、大電流化、大電圧化する傾向にある。
【０００５】
出力電流アンプの電流変化速度を向上させるためには、その入力電圧の高電圧化が必要である。ところが図５に示したような従来のサイリスタ等による整流回路ではピーク充電時においても電源電圧の１．４倍程度までしか昇圧できず、このような大電圧化に対応するためには倍電圧整流回路方式、チョッパ回路やトランスなどの付加回路をつける必要があった。
【０００６】
また出力電力の増大から電源設備の大容量化が問題となっている。そこで本発明は高電圧、大容量のＭＲＩ装置用電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のＭＲＩ装置用電源装置は、商用交流電源と接点によって接続し、交流を直流に変換する交流直流変換器と、交流直流変換器の出力を入力し、ＭＲＩ装置の磁場発生コイルに任意波形の電流を供給する電流増幅器と、電流増幅器を切り換え制御する制御回路とを備えた磁気共鳴イメージング装置用電源装置であって、前記接点に並列接続された突入電流防止用の電流制限手段及びこの電流制御手段と直列接続された第２の接点を備え、交流直流変換器は、複数対のダイオードが並列接続されたブリッジ回路と前記ダイオードの対の少なくとも一方のダイオードに並列接続された半導体スイッチング素子と、前記ブリッジ回路の交流入力側と前記接点との間に接続するリアクトルとから成り、前記半導体スイッチング素子を駆動制御する制御手段と、前記制御手段、電流増幅器の制御回路及び接点に接続するシーケンサとを備えるものである。
【０００８】
ダイオードブリッジとダイオードに並列接続された半導体スイッチング素子と、交流入力側の接続されたリアクトルとを組み合わせることにより、所定の半導体スイッチング素子を短絡したときにリアクトルにエネルギーを蓄えることができ、当該スイッチング素子の開放により、この蓄えられたエネルギーを交流直流変換器の本来の出力に加えることができる。これにより交流直流変換器の出力電圧を上げることができる。このリアクトルに蓄えられるエネルギーは半導体スイッチング素子の短絡時間に依存するので、この短絡及び開放を制御手段によって制御することにより、所望の出力電圧を得ることができる。従って、小容量の電源設備でも、チョッパ回路等を付加することなく少ない構成要素で、より安全に高電圧を供給することができ、磁場発生コイルに供給される出力電流を高速に変化させることができる。
【０００９】
これにより所望の波形の出力電流を応答性よく傾斜磁場コイルに供給することができるので、安価で信頼性が高く、しかもＥＰＩなどの高速撮像シーケンスを実行できるＭＲＩ装置を提供することが可能となる。
【００１０】
さらに、本発明の電源装置において、シーケンサは、１）パワーオンもしくはパワーオンを要求する信号によって前記突入電流防止用の電流制限手段と直列接続された接点を短絡し、２）一定時間の後か電圧検出器によって一定の出力電圧に達するか、またはその両方の条件が満たされることによって前記商用電源とリアクトルとを直接接続する接点を短絡し、３）さらに一定時間の後に前記交流直流変換器を駆動制御する制御手段に動作信号を送り、前記電圧検出器によって所望する出力電圧に達した場合、前記電流増幅器を制御する制御回路に動作可能であることを知らせる信号を送る。また４）パワーオフ信号によって、前記電流増幅器を制御する制御回路に動作不可能であることを知らせる信号と、前記交流直流変換器を駆動制御する制御手段に動作終了信号を送り、５）一定時間の後か電圧検出器によって一定の出力電圧に達するか、またはその両方の条件が満たされることによって前記商用電源とリアクトルとを直接接続する接点を開放し、６）一定時間の後か電圧検出器によって一定の出力電圧に達するか、またはその両方の条件が満たされることによって前記突入電流防止用の電流制限手段と接続された接点を開放するものである。
【００１１】
このようなシーケンサを備えることによって電源との接続、スイッチング素子の制御及び電流増幅器の切り替え制御をシーケンシャルに制御することが可能となり、安全に電源の投入遮断が可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【００１３】
図１は本発明の電源装置の一実施例を示す図で、３相電源設備を用いた傾斜磁場発生用の電源装置１を示す。この電源装置１は、３相交流商用電源１０に接続される接点１１〜１６と、接点１１〜１３に直列に接続される突入電流防止用の電流制限手段ここでは抵抗１７〜１９と、電圧型交流直流変換器２０と、平滑用のコンデンサ７１と、電流アンプ４０と、電流アンプ４０の制御回路５０とを備えており、アンプである電流アンプ４０の出力は、傾斜磁場コイル７０の接続されている。尚、図５に示す従来の電源装置と同様の構成の要素については同じ番号で示した。
【００１４】
商用電源１０と電圧型交流直流交換器２０の入力側とを直接接続する接点１４〜１６は、本電源装置の主電源接点である。また商用電源１０と電圧型交流直流交換器２０の入力側とを抵抗１７〜１９を介して接続する接点１１〜１３は、電圧型交流直流交換器２０Ｉのダイオードを介して平滑コンデンサ７１に突入電流が流れ込むのを防止するための電流制限手段として接続されるもので、電源投入時に接続される。
【００１５】
電圧型交流直流交換器２０は、交流入力側に接続するリアクトル２１〜２３と、そのリアクトルに接続され直流電圧を発生させるフルブリッジのフライホイールダイオード（以下、単にダイオードという）と並列接続された半導体スイッチング素子２４〜２９、ここではＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）とから成る。このようなダイオードとスイッチング素子との組み合わせでにおいて、スイッチング素子を短絡した場合には、スイッチング素子を介して１方向に電流が流れるのを許容し、スイッチング素子を開放した場合には、ダイオードを介して他方向に電流が流れるのを許容する。
【００１６】
電圧型交流直流変換器２０は、更に各スイッチング素子を駆動制御する制御手段として制御回路３０及びシーケンサ６０を備えており、電圧型交流直流交換器２０の出力電圧を電圧検出器７２が検出する。
【００１７】
シーケンサ６０は、３相交流商用電源１０と電圧型交流直流変換器２０とを接続する接点１１〜１６及び電流アンプ４０の制御回路５０にも接続され、接点の駆動、制御回路５０の切り替えタイミングを制御するとともに、電圧検出器７２からの検出値を入力し、これに基づき電圧型交流直流交換器２０の制御回路３０を制御する。
【００１８】
図２に示すように、シーケンサ６０は、３相交流商用電源１０と電圧型交流直流変換器２０とを抵抗を介して接続する接点１１〜１３をオン／オフ制御するＳｗＲ信号１２０と、３相交流商用電源１０と電圧型交流直流変換器２０とを直接接続する接点１４〜１６をオン／オフ制御するＳｗＴ信号１２１と、電圧型直流交流変換器２０の制御回路３０をオン／オフ制御するＣｏｎｖ信号１２２と、電流アンプ４０の制御回路５０をオン／オフ制御するＡｍｐ信号１２３と、外部に核磁気共鳴イメージング装置用電源装置１の準備完了を示す準備完信号１２４を出力し、それぞれの制御回路からの異常終了処理を要求する異常信号１２５，１２６と、電圧検出器７２からの検出値１２８、外部から核磁気共鳴イメージング装置用電源装置１を動作させるためのパワー信号１２７を入力する。
【００１９】
シーケンサ６０は、これらの入力信号と、内部のタイマによって、図３に示す状態遷移図のように動作し、核磁気共鳴イメージング装置用電源装置１全体が安全に起動し、終了するようにシーケンシャルコントロールする。右下の凡例に示す通り、四角い箱が状態を表し、矢印は遷移を表す。矢印についている記号は上側に状態遷移条件、下側には状態を遷移させるための動作を示す。
【００２０】
電源投入時等、初期状態は開始位置１００で示す位置から開始され、検査状態１０１に遷移する。この状態でそれぞれの制御回路からの異常信号１２５，１２６を検査し、正常であれば（検査正常終了条件）待機状態１０２に遷移する。その後外部からのパワーオン信号１２７によって、電流制限手段１７〜１８と直列接続された接点１１〜１３を短絡（ＳｗＲ信号１２０をオン）し、電流制限手段１７〜１８、接点１１〜１３、リアクトル２１〜２３、スイッチング素子２４〜２９に逆並列接続されたダイオードを介してコンデンサ７１に充電する（制限充電状態１０３）。充電電圧が一定の電圧に達するか、一定時間が経過するか、あるいは両方の条件が満たされた場合、商用電源１０とリアクトル２１〜２３と直接接続されている接点１４〜１６を短絡（ＳｗＴ信号１２１をオン）し、コンデンサ７１にスイッチング素子２４〜２９に逆並列接続されたダイオードによってピーク充電する（完全充電状態１０４）。接点１４〜１６を短絡後一定時間経過した後、電圧型直流交流変換器２０の制御回路３０をオン／オフ制御するＣｏｎｖ信号１２２をオンし、電圧型直流交流変換器２０による昇圧を行う（昇圧状態１０５）。出力電圧が所望する電圧に達すると、電流アンプ４０の制御回路５０に対してＡｍｐ信号１２３を送り、電流アンプの入力電圧が所望する電圧となり、電流アンプが動作可能な状態になったことを知らせる（電圧安定状態１０６）。
【００２１】
電源遮断時は、パワーオフ信号１２７によってＡｍｐ信号１２３とＣｏｎｖ信号１２２をオフし、電流アンプが動作不可能な状態になったことを知らせ、電圧型直流交流変換器２０による昇圧を止める（昇圧停止状態１０７）。一定時間が経過したのち、商用電源１０とリアクトル２１〜２３と直接接続されている接点１４〜１６を開放（ＳｗＴ信号１２１をオフ）し、放電状態１０８となる。その後一定時間が経過すると、電流制限手段１７〜１８と直列接続された接点１１〜１３を開放（ＳｗＲ信号１２０をオフ）し、待機状態１０２に戻る。
【００２２】
エラーが検出された場合や状態遷移の途中でパワーオフ信号１２７を受け取った場合は、図に示す通りである。
【００２３】
なお、図２、３においては、外部からのパワーオン信号１２７により起動したが、シーケンサの主電源投入と同時に自らパワーオン信号１２７を発してもよい。外部に出力するレディ信号も便宜上設けただけで、なくてもかまわない。また、内部タイマによって、状態を遷移させているが、外部のタイマやタイマを使わずに電圧検出器７２からの検出値のみによって状態を遷移させてもかまわない。エラー処理においてはそれぞれの制御回路からエラー信号を入力して処理しているが、必ずしもその必要はなく、異常昇圧停止状態１０９、異常放電状態１１０、検査状態１０１はなくてもかまわない。
【００２４】
次にこのような構成における電源装置の動作について説明する。
図４は３相交流商用電源１０の各相の電源中点からみた電圧の時間軸波形を示すものであり、電圧型交流直流交換器２０の入力側端子２０ａ、２０ｂ、２０ｃにそれぞれ入力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を表している。この電圧が時間ｔにおいてＵ＞Ｖ ＞Ｗであるとする。この場合、図５（ａ）に示すように、Ｗ相に接続された上側のＩＧＢＴ２８を短絡すると、端子２０ａ、２０ｃ間の電圧差ＥＷＵにより、Ｕ相に接続したリアクトル２１、ＩＧＢＴ２４に接続されたダイオード、ＩＧＢＴ２８、Ｗ相に接続したリアクトル２３を介して電源電圧ＥＷＵが短絡される。このためこれらの間に短絡電流が流れ、リアクトル２１、２３にエネルギーが蓄えられる。同様に端子２０ｂ、２０ｃ間の電圧差ＥＷＶによって、Ｖ相に接続したリアクトル２２、ＩＧＢＴ２６に接続されたダイオード、ＩＧＢＴ２８、Ｗ相に接続したリアクトル２３を介して短絡電流が流れ、リアクトル２２、２３にエネルギーが蓄えられる。
【００２５】
この後、ＩＧＢＴ２８を開放することにより、各リアクトル２１〜２３に蓄えられていたエネルギーはＩＧＢＴ２４、２６に並列接続されたダイオード、平滑コンデンサ７１、ＩＧＢＴ２９に接続されたダイオードを介して放出し、コンデンサ７１に電圧エネルギーとして充電する。
【００２６】
また図５（ｂ）に示すように、Ｗ相に接続された下側のＩＧＢＴ２５を短絡すると、端子端子２０ａ、２０ｃ間の電圧差ＥＷＵにより、Ｕ相に接続したリアクトル２１、ＩＧＢＴ２５、ＩＧＢＴ２９に接続されたダイオード、Ｗ相に接続したリアクトル２３を介して短絡電流が流れ、リアクトル２１、２３にエネルギーが蓄えられる。また端子２０ａ、２０ｂ間の電圧差ＥＶＵによって、Ｕ相に接続したリアクトル２１、ＩＧＢＴ２５、ＩＧＢＴ２７に接続されたダイオード、Ｖ相に接続したリアクトル２２を介して短絡電流が流れ、リアクトル２１、２２にエネルギーが蓄えられる。
【００２７】
この後、ＩＧＢＴ２５を開放することにより、各リアクトル２１〜２３に蓄えられていたエネルギーは図５（ａ）の場合と全く同様にコンデンサ７１に電圧エネルギーとして充電する。
【００２８】
次に図５（ｃ）に示すように、Ｖ相に接続された上側のＩＧＢＴ２６を短絡した場合には、端子端子２０ａ、２０ｂ間の電圧差ＥＶＵにより、Ｕ相に接続したリアクトル２１、ＩＧＢＴ２４に並列接続されたダイオード、ＩＧＢＴ２６、Ｖ相に接続したリアクトル２２を介して短絡電流が流れ、リアクトル２１、２２にエネルギーが蓄えられる。この後、ＩＧＢＴ２６を開放することにより、各リアクトル２１、２２に蓄えられていたエネルギーは、ＩＧＢＴ２４に並列接続されたダイオード、平滑コンデンサ７１、ＩＧＢＴ２７に接続されたダイオードを介して放出し、コンデンサ７１に電圧エネルギーとして充電する。
【００２９】
更に図５（ｄ）に示すように、Ｗ相に接続された下側のＩＧＢＴ２７を短絡した場合には、端子端子２０ｂ、２０ｃ間の電圧差ＥＷＶにより、Ｖ相に接続したリアクトル２２、ＩＧＢＴ２７、ＩＧＢＴ２９に並列接続されたダイオード、Ｗ相に接続したリアクトル２３を介して短絡電流が流れ、リアクトル２２、２３にエネルギーが蓄えられる。この後、ＩＧＢＴ２６を開放することにより、各リアクトル２２、２３に蓄えられていたエネルギーは、ＩＧＢＴ２６に並列接続されたダイオード、平滑コンデンサ７１、ＩＧＢＴ２９に接続されたダイオードを介して放出し、コンデンサ７１に電圧エネルギーとして充電する。
【００３０】
このようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧がＵ＞Ｖ ＞Ｗである時間内に、これらＩＧＢＴ２５〜２８をそれぞれ短絡、開放することによって、コンデンサ７１には各相間の電位差によって蓄えられるエネルギーに加えて、リアクトルに蓄えられたエネルギーが充電される。制御回路３０はコンデンサ７１に所望の電気エネルギーが充電されるように各ＩＧＢＴ等のスイッチング素子の短絡、開放を制御する。ここでスイッチのオン時間（短絡時間）が長いほどリアクトルに蓄えられるエネルギーは大きい。
【００３１】
またこれらＩＧＢＴ２４〜２９のスイッチングのデューティを制御することにより、出力電圧と同時に入力の電流波形も制御可能であるため、入力電圧波形と入力電流波形との位相をそろえるように制御することにより、装置の力率を向上させることができる。これにより電源設備容量の小さな施設においても大出力電力を得ることができる。
【００３２】
このように図１の電源装置では、スイッチング素子とダイオードとを組合せたブリッジを用いるともに、ブリッジを構成する各ダイオード対の接続点と入力端子との間にそれぞれリアクトルを接続することにより、スイッチング素子のオン時に、リアクトルにエネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフ時にこのエネルギーをコンデンサ７１に充電することが可能となる。従って、電源電圧の１．４倍以上の電圧が蓄えられ、高電圧電源をすることができる。このコンデンサ７１に蓄えられた電圧は、制御回路５０によって出力アンプ４０が切り換えられることによって傾斜磁場コイル７０に印加され、この際出力電流を高速に変化させることができる。
【００３３】
尚、図１に示す実施例では商用電源が３相である場合について説明したが、本発明は３相に限定されず単相であってもよい。またスイッチング素子はＩＧＢＴの他、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を用いることもできる。更に図１の実施例ではブリッジの各アームの上側と下側の両方にこのようなスイッチング素子とフライホイールダイオードとの組み合わせを用いた場合を説明したが、出力電圧を降圧制御する必要がない場合には上側又は下側の一方をダイオードで代替することも可能である。これにより制御の簡略化とのコストの低減を図ることができる。
【００３４】
図６は、商用電源として単相のものを用い、ブリッジのアームの上側のみをＩＧＢＴ２４、２６とし、下側にはダイオード１２５、１２７を用いた場合を示した。尚、図６では、交流直流変換器２０’と平滑コンデンサ７１のみが示されているが、この交流直流変換器２０’の入力側端子２０ｅ、２０ｆには接点を介して商用交流電源が接続され、コンデンサ７１の出力側は出力アンプを介して傾斜磁場コイルに接続されること、また交流直流変換器２０’のブリッジを構成するＩＧＢＴの駆動を制御する制御回路（３０）が接続されること、更にこれら出力アンプの制御回路及び交流直流変換器２０’の制御回路はシーケンサの指令により制御されることは図１の実施例と同様である。またこの実施例では入力側端子の一方のみにリアクトル２１が接続されているが、図１の実施例と同様に両側にリアクトルを接続してもよい。
【００３５】
このような図６の電源装置では一方の端子２０ｅの入力電圧値が他方の端子２０ｆの入力電圧値よりも高い時間において、ＩＧＢＴ２６を短絡させることにより、リアクトル２１、ＩＧＢＴ２４に接続されたダイオード、ＩＧＢＴ２６を介して短絡電流が流れ、リアクトル２１にエネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴ２６を開放することにより、そのエネルギーはコンデンサ７１を充電する。また端子２０ｆの入力電圧値が端子２０ｅの入力電圧値よりも高い時間において、ＩＧＢＴ２４を短絡させることにより、ＩＧＢＴ２６に接続されたダイオード、ＩＧＢＴ２４、リアクトル２１を介して短絡電流が流れ、リアクトル２１にエネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴ２４を開放することにより、そのエネルギーはコンデンサ７１を充電する。このように電圧値が低い方の端子側のＩＧＢＴを短絡、開放制御することにより、コンデンサ７１には電源電圧より高い電圧が蓄積されるので、図１の実施例と同様に大出力電力を得ることができる。
【００３６】
【発明の効果】
以上で説明したように本発明によれば、交流直流変換器として、フライホイールダイオードと並列接続したスイッチング素子アームのブリッジ回路と、このブリッジ回路の交流入力側に接続されたリアクトルとを組み合わせた電圧型交流直流変換器を用いるとともに、この交流直流変換器の出力電圧が所望の値となるようにスイッチング素子を制御手段によって制御することにより、小容量の電源設備でも、安全に、磁場発生コイルに接続された電流増幅器に高電圧を供給することができ、これにより磁場発生コイルへの出力電流を高速に変化させることができる。
【００３７】
また傾斜磁場電流を高速に変化できることにより、信頼性が高くＥＰＩ等の高速撮像シーケンスに対応できるＭＲＩ装置を安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＭＲＩ装置用電源装置の一実施例を示すブロック図
【図２】図１の電源装置におけるシーケンサの入出力信号を示す図
【図３】図２のシーケンサにおける状態遷移図
【図４】図１の電源装置における入力電圧波形を示す図
【図５】（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ図１の電源装置におけるスイッチング素子の駆動制御を説明する図
【図６】本発明によるＭＲＩ装置用電源装置の一実施例を示すブロック図
【図７】従来の電源装置を示すブロック図
【符号の説明】
１０ 商用電源
１１〜１３ 接点（第２の接点）
１４〜１６ 接点
１７ 抵抗（電流制限手段）
２０、２０’ 電圧型交流直流変換器
２１〜２３ リアクトル
２４〜２９ スイッチング素子
３０ 制御回路（制御手段）
４０ 出力電流増幅器（電流アンプ）
５０ 制御回路
６０ シーケンサ（制御手段）
７０ 傾斜磁場コイル（磁場発生コイル）
７１ コンデンサ
７２ 電圧検出器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply apparatus for a magnetic resonance imaging apparatus (hereinafter referred to as an MRI apparatus), and more particularly to a power supply apparatus suitable for various power supplies necessary for generating a static magnetic field, a gradient magnetic field, and a high-frequency magnetic field that require high power.
[0002]
[Prior art]
The MRI apparatus applies a high-frequency magnetic field in a pulsed manner to an inspection object placed in a static magnetic field, detects a nuclear magnetic resonance signal generated from the inspection object, and reconstructs a spectrum and an image based on the detection signal. In the MRI apparatus, a superconducting or normal conducting coil for generating a static magnetic field as a coil for generating a magnetic field, a gradient magnetic field coil for generating a gradient magnetic field superimposed on the static magnetic field, and a high frequency for generating a high-frequency magnetic field. A coil is provided. These magnetic field generating coils are provided with a switching power source for controlling the magnitude and timing of an applied current in order to generate a magnetic field having a predetermined magnetic field strength.
[0003]
As a switching power supply for generating a magnetic field of such an MRI apparatus, a configuration of a switching power supply for generating a gradient magnetic field is shown in FIG. The switching power supply includes contacts 11 to 16 connected to the three-phase AC commercial power supply 10, current limiting means for preventing inrush current connected in series to the contacts 11 to 13, respectively, resistors 17 to 19 here, and a rectifier circuit 120, a smoothing capacitor 71, and a current amplifier 40, and the output of the current amplifier 40 is applied to the gradient magnetic field coil 70. The current amplifier 40 is controlled by the control circuit control circuit 50 so that a current having an arbitrary waveform is applied to the gradient coil 70. As the rectifier circuit 120, a full-wave rectifier circuit using a diode bridge composed of diodes 124 to 128 as shown, a voltage control type rectifier circuit using a thyristor, a voltage control using a switching regulator, and the like are used.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In recent years, high-speed imaging methods such as EPI (Echo Planer Imaging) have been developed for MRI apparatuses, and as a result, an increase in output current and a reduction in the rise time of gradient magnetic field coils are required, resulting in an increase in current and voltage. There is a tendency.
[0005]
In order to improve the current changing speed of the output current amplifier, it is necessary to increase the input voltage. However, in the rectifier circuit using the conventional thyristor or the like as shown in FIG. 5, the voltage can only be boosted to about 1.4 times the power supply voltage even at the peak charge. It was necessary to add additional circuits such as circuit systems, chopper circuits, and transformers.
[0006]
Also, the increase in capacity of power supply facilities has become a problem due to the increase in output power. Therefore, an object of the present invention is to provide a high voltage, large capacity power supply device for an MRI apparatus.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a power supply device for an MRI apparatus according to the present invention is connected to a commercial AC power source through a contact, an AC / DC converter for converting AC to DC, and an output of the AC / DC converter. A power supply device for a magnetic resonance imaging apparatus, comprising: a current amplifier that supplies a current of an arbitrary waveform to a magnetic field generating coil of the apparatus; and a control circuit that controls switching of the current amplifier, and prevents inrush current connected in parallel to the contacts And a second contact connected in series with the current control means. The AC / DC converter includes a bridge circuit in which a plurality of pairs of diodes are connected in parallel and at least one diode of the pair of diodes. A semiconductor switching element connected in parallel; and a reactor connected between the AC input side of the bridge circuit and the contact. And control means for driving and controlling the quenching element, said control means, in which and a sequencer connected to the control circuit and the contacts of the current amplifier.
[0008]
By combining a diode bridge and a semiconductor switching element connected in parallel to the diode and a reactor connected on the AC input side, energy can be stored in the reactor when a predetermined semiconductor switching element is short-circuited. This stored energy can be added to the original output of the AC / DC converter. As a result, the output voltage of the AC / DC converter can be increased. Since the energy stored in the reactor depends on the short circuit time of the semiconductor switching element, a desired output voltage can be obtained by controlling the short circuit and the open circuit by the control means. Therefore, even with a small capacity power supply facility, a high voltage can be supplied more safely with fewer components without adding a chopper circuit or the like, and the output current supplied to the magnetic field generating coil can be changed at high speed. it can.
[0009]
As a result, an output current having a desired waveform can be supplied to the gradient magnetic field coil with high responsiveness, so that it is possible to provide an MRI apparatus that is inexpensive and highly reliable and that can execute a high-speed imaging sequence such as EPI. .
[0010]
Further, in the power supply device of the present invention, the sequencer 1) short-circuits the contact connected in series with the current limiting means for preventing inrush current by a signal requesting power-on or power-on. When the voltage detector reaches a constant output voltage or both of the conditions are satisfied, the contact directly connecting the commercial power source and the reactor is short-circuited, and 3) after a certain time, the AC / DC converter is An operation signal is sent to the control means for driving control, and when the desired output voltage is reached by the voltage detector, a signal notifying that the operation is possible is sent to the control circuit for controlling the current amplifier. 4) A signal for notifying the control circuit that controls the current amplifier that the operation is impossible by a power-off signal and an operation end signal are sent to the control means for driving and controlling the AC / DC converter. After a certain time, a constant output voltage is reached by the voltage detector or both conditions are met, thereby opening the contact directly connecting the commercial power source and the reactor, and 6) after a certain time or voltage detector When a constant output voltage is reached or both of the conditions are satisfied, the contact connected to the current limiting means for preventing inrush current is opened.
[0011]
Connection between the power supply by providing such a sequencer, Ri Do is possible to control the switching control of the control and current amplifier of the switching elements sequentially, it is possible to safely Turn on and turn off.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0013]
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of a power supply device of the present invention, and shows a power supply device 1 for generating a gradient magnetic field using a three-phase power supply facility. The power supply device 1 includes contacts 11 to 16 connected to a three-phase AC commercial power supply 10, current limiting means for preventing inrush current connected in series to the contacts 11 to 13, here resistors 17 to 19, and a voltage type An AC / DC converter 20, a smoothing capacitor 71, a current amplifier 40, and a control circuit 50 for the current amplifier 40 are provided. The output of the current amplifier 40, which is an amplifier, is connected to a gradient magnetic field coil 70. Yes. In addition, the same number was shown about the element of the structure similar to the conventional power supply device shown in FIG.
[0014]
Contacts 14 to 16 that directly connect the commercial power supply 10 and the input side of the voltage type AC / DC exchanger 20 are main power supply contacts of the power supply apparatus. Further, the contacts 11 to 13 which connect the commercial power supply 10 and the input side of the voltage type AC / DC exchanger 20 via resistors 17 to 19 are inrush currents to the smoothing capacitor 71 via the diode of the voltage type AC / DC exchanger 20I. Is connected as a current limiting means for preventing inflow, and is connected when the power is turned on.
[0015]
The voltage-type AC / DC exchanger 20 is a semiconductor connected in parallel with reactors 21 to 23 connected to the AC input side and a full-bridge flywheel diode (hereinafter simply referred to as a diode) connected to the reactor and generating a DC voltage. It consists of switching elements 24-29, here IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors). In such a combination of a diode and a switching element, when the switching element is short-circuited, current is allowed to flow in one direction via the switching element, and when the switching element is opened, the diode is connected to the switching element. Allow current to flow in the other direction.
[0016]
The voltage type AC / DC converter 20 further includes a control circuit 30 and a sequencer 60 as control means for driving and controlling each switching element, and the voltage detector 72 detects the output voltage of the voltage type AC / DC exchanger 20.
[0017]
The sequencer 60 is also connected to the contacts 11 to 16 that connect the three-phase AC commercial power supply 10 and the voltage-type AC / DC converter 20 and the control circuit 50 of the current amplifier 40, and the drive timing of the contacts and the switching timing of the control circuit 50 are set. While controlling, the detection value from the voltage detector 72 is input, and the control circuit 30 of the voltage type | mold AC / DC exchanger 20 is controlled based on this.
[0018]
As shown in FIG. 2, the sequencer 60 includes a SwR signal 120 that controls on / off of the contacts 11 to 13 that connect the three-phase AC commercial power supply 10 and the voltage-type AC / DC converter 20 via a resistor, and three-phase. A SwT signal 121 for on / off control of the contacts 14 to 16 that directly connect the AC commercial power supply 10 and the voltage type AC / DC converter 20 and a Conv for on / off control of the control circuit 30 of the voltage type DC / AC converter 20. A signal 122, an Amp signal 123 for controlling on / off of the control circuit 50 of the current amplifier 40, and a ready signal 124 indicating that the power supply device 1 for the nuclear magnetic resonance imaging apparatus is ready are output to the outside. Abnormal signals 125 and 126 for requesting abnormal termination processing from, a detection value 128 from the voltage detector 72, and the power supply device 1 for the nuclear magnetic resonance imaging apparatus are operated from the outside. Inputting a power signal 127 for causing the.
[0019]
The sequencer 60 operates as shown in the state transition diagram shown in FIG. 3 by these input signals and an internal timer, and sequentially controls so that the entire power supply device 1 for the nuclear magnetic resonance imaging apparatus can be safely started and terminated. To do. As shown in the lower right legend, a square box represents a state and an arrow represents a transition. The symbol attached to the arrow indicates the state transition condition on the upper side and the operation for changing the state on the lower side.
[0020]
When the power is turned on, the initial state starts from the position indicated by the start position 100 and transitions to the inspection state 101. In this state, the abnormal signals 125 and 126 from the respective control circuits are inspected, and if normal (inspection normal end condition), the state transits to the standby state 102. Thereafter, contacts 11 to 13 connected in series with current limiting means 17 to 18 are short-circuited (SwR signal 120 is turned on) by external power-on signal 127, current limiting means 17 to 18, contacts 11 to 13, reactor 21. To 23, and the capacitor 71 is charged through a diode connected in reverse parallel to the switching elements 24 to 29 (limited charge state 103). When the charging voltage reaches a certain voltage, a certain time elapses, or both conditions are satisfied, the commercial power supply 10 and the contacts 14 to 16 directly connected to the reactors 21 to 23 are short-circuited (SwT signal). 121 is turned on), and the capacitor 71 is peak-charged by a diode connected in reverse parallel to the switching elements 24-29 (fully charged state 104). After a predetermined time has elapsed after the contacts 14 to 16 are short-circuited, the Conv signal 122 for turning on / off the control circuit 30 of the voltage type DC / AC converter 20 is turned on, and the voltage type DC / AC converter 20 performs boosting (boosting) State 105). When the output voltage reaches a desired voltage, an Amp signal 123 is sent to the control circuit 50 of the current amplifier 40 to notify that the input voltage of the current amplifier becomes a desired voltage and the current amplifier is ready for operation. (Voltage stable state 106).
[0021]
When the power is shut off, the Amp signal 123 and the Conv signal 122 are turned off by the power-off signal 127 to inform that the current amplifier has become inoperable, and the voltage-type DC / AC converter 20 stops the voltage boost (stops the voltage boost) State 107). After a predetermined time has elapsed, the contacts 14 to 16 directly connected to the commercial power supply 10 and the reactors 21 to 23 are opened (the SwT signal 121 is turned off), and the discharge state 108 is obtained. Thereafter, when a certain time has elapsed, the contacts 11 to 13 connected in series with the current limiting means 17 to 18 are opened (the SwR signal 120 is turned off), and the standby state 102 is resumed.
[0022]
The case where an error is detected or the power-off signal 127 is received during the state transition is as shown in the figure.
[0023]
2 and 3, it is activated by an external power-on signal 127. However, the power-on signal 127 may be issued by itself when the sequencer main power is turned on. The ready signal to be output to the outside is not necessarily provided for the sake of convenience. Although the state is changed by the internal timer, the state may be changed only by the detection value from the voltage detector 72 without using an external timer or a timer. The error processing is performed by inputting an error signal from each control circuit, but it is not always necessary, and the abnormal boost stop state 109, the abnormal discharge state 110, and the inspection state 101 may be omitted.
[0024]
Next, the operation of the power supply device having such a configuration will be described.
FIG. 4 shows a time-axis waveform of the voltage as viewed from the midpoint of the power supply of each phase of the three-phase AC commercial power supply 10, and is input to the input side terminals 20a, 20b, and 20c of the voltage type AC / DC exchanger 20, respectively. U-phase, V-phase, and W-phase voltages are shown. Let this voltage be U>V> W at time t. In this case, as shown in FIG. 5 (a), when the upper IGBT 28 connected to the W phase is short-circuited, the voltage difference EWU between the terminals 20a and 20c is connected to the reactor 21 and the IGBT 24 connected to the U phase. The power supply voltage EWU is short-circuited through the diode, the IGBT 28, and the reactor 23 connected to the W phase. For this reason, a short circuit current flows between them, and energy is stored in the reactors 21 and 23. Similarly, due to the voltage difference EWV between the terminals 20b and 20c, a short-circuit current flows through the reactor 22 connected to the V phase, the diode connected to the IGBT 26, the IGBT 28, and the reactor 23 connected to the W phase. Energy is stored.
[0025]
Thereafter, by opening the IGBT 28, the energy stored in each of the reactors 21 to 23 is discharged through the diode connected in parallel to the IGBTs 24 and 26, the smoothing capacitor 71, and the diode connected to the IGBT 29. To charge as voltage energy.
[0026]
Further, as shown in FIG. 5B, when the lower IGBT 25 connected to the W phase is short-circuited, the voltage difference EWU between the terminal terminals 20a and 20c is connected to the reactor 21, IGBT 25, and IGBT 29 connected to the U phase. A short-circuit current flows through the connected diode and the reactor 23 connected to the W phase, and energy is stored in the reactors 21 and 23. Further, due to the voltage difference EVU between the terminals 20a and 20b, a short-circuit current flows through the reactor 21 connected to the U phase, the diode 25 connected to the IGBT 25, the IGBT 27, and the reactor 22 connected to the V phase, and the reactors 21 and 22 are energized. Is stored.
[0027]
Thereafter, by opening the IGBT 25, the energy stored in each of the reactors 21 to 23 is charged as voltage energy in the capacitor 71 in the same manner as in FIG.
[0028]
Next, as shown in FIG. 5C, when the upper IGBT 26 connected to the V-phase is short-circuited, the voltage difference EVU between the terminal terminals 20a and 20b causes the reactor 21 and the IGBT 24 connected to the U-phase to be connected. A short-circuit current flows through the diode 22 connected in parallel, the IGBT 26, and the reactor 22 connected to the V phase, and energy is stored in the reactors 21 and 22. After that, by opening the IGBT 26, the energy stored in each of the reactors 21 and 22 is discharged through the diode connected in parallel to the IGBT 24, the smoothing capacitor 71, and the diode connected to the IGBT 27, and then to the capacitor 71. Charge as voltage energy.
[0029]
Further, as shown in FIG. 5 (d), when the lower IGBT 27 connected to the W phase is short-circuited, the reactor 22, IGBT 27 connected to the V phase due to the voltage difference EWV between the terminal terminals 20b and 20c, A short-circuit current flows through a diode connected in parallel to the IGBT 29 and a reactor 23 connected to the W phase, and energy is stored in the reactors 22 and 23. After that, by opening the IGBT 26, the energy stored in each of the reactors 22 and 23 is discharged through the diode connected in parallel to the IGBT 26, the smoothing capacitor 71, and the diode connected to the IGBT 29, and then to the capacitor 71. Charge as voltage energy.
[0030]
Thus, the energy stored in the capacitor 71 due to the potential difference between the phases by short-circuiting and opening these IGBTs 25 to 28 within the time when the voltages of the U phase, the V phase, and the W phase are U>V> W. In addition, the energy stored in the reactor is charged. The control circuit 30 controls short-circuiting and opening-up of switching elements such as IGBTs so that the capacitor 71 is charged with desired electrical energy. Here, the longer the switch ON time (short circuit time), the greater the energy stored in the reactor.
[0031]
Further, by controlling the switching duty of the IGBTs 24 to 29, the input current waveform can be controlled simultaneously with the output voltage. Therefore, by controlling the input voltage waveform and the input current waveform to be in phase, the device The power factor can be improved. As a result, large output power can be obtained even in a facility having a small power supply capacity.
[0032]
1 uses a bridge in which a switching element and a diode are combined, and connects the reactor between the connection point of each diode pair constituting the bridge and the input terminal, thereby switching the switching element. When the switch is turned on, energy is stored in the reactor, and when the switching element is turned off, the capacitor 71 can be charged with this energy. Therefore, a voltage of 1.4 times or more of the power supply voltage is stored, and a high voltage power supply can be performed. The voltage stored in the capacitor 71 is applied to the gradient coil 70 when the output amplifier 40 is switched by the control circuit 50, and at this time, the output current can be changed at high speed.
[0033]
In the embodiment shown in FIG. 1, the case where the commercial power source has three phases has been described. However, the present invention is not limited to three phases and may be a single phase. In addition to IGBTs, switching elements such as bipolar transistors and MOSFETs can also be used as the switching elements. Further, in the embodiment of FIG. 1, the case where such a combination of the switching element and the flywheel diode is used on both the upper side and the lower side of each arm of the bridge has been described, but it is not necessary to perform step-down control of the output voltage. It is also possible to replace the upper or lower side with a diode. As a result, the cost can be reduced with simplified control.
[0034]
FIG. 6 shows a case where a single-phase commercial power source is used, IGBTs 24 and 26 are used only on the upper side of the bridge arm, and diodes 125 and 127 are used on the lower side. In FIG. 6, only the AC / DC converter 20 ′ and the smoothing capacitor 71 are shown, but a commercial AC power supply is connected to the input side terminals 20e and 20f of the AC / DC converter 20 ′ via contacts. The output side of the capacitor 71 is connected to the gradient coil through an output amplifier, and the control circuit (30) for controlling the driving of the IGBT constituting the bridge of the AC / DC converter 20 ′ is connected. Further, the control circuit of these output amplifiers and the control circuit of the AC / DC converter 20 ′ are controlled by commands of the sequencer as in the embodiment of FIG. Further, in this embodiment, the reactor 21 is connected to only one of the input side terminals, but the reactor may be connected to both sides as in the embodiment of FIG.
[0035]
In such a power supply device of FIG. 6, the IGBT 26 is short-circuited in a time when the input voltage value of one terminal 20e is higher than the input voltage value of the other terminal 20f, whereby the reactor 21, the diode connected to the IGBT 24, and the IGBT 26 A short-circuit current flows through, energy is accumulated in the reactor 21, and the energy is charged in the capacitor 71 by opening the IGBT 26. In addition, when the input voltage value of the terminal 20f is higher than the input voltage value of the terminal 20e, the IGBT 24 is short-circuited, whereby a short-circuit current flows through the diode connected to the IGBT 26, the IGBT 24, and the reactor 21, and energy is supplied to the reactor 21. Is stored, and the energy is charged in the capacitor 71 by opening the IGBT 24. By controlling the IGBT on the terminal having the lower voltage value to be short-circuited and opened, a voltage higher than the power supply voltage is accumulated in the capacitor 71, so that a large output power is obtained as in the embodiment of FIG. be able to.
[0036]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, as an AC / DC converter, a voltage obtained by combining a bridge circuit of a switching element arm connected in parallel with a flywheel diode and a reactor connected to the AC input side of the bridge circuit. Type AC / DC converter, and the switching element is controlled by the control means so that the output voltage of the AC / DC converter becomes a desired value. A high voltage can be supplied to the connected current amplifier, whereby the output current to the magnetic field generating coil can be changed at high speed.
[0037]
Further, since the gradient magnetic field current can be changed at high speed, it is possible to provide an MRI apparatus that is highly reliable and that can handle a high-speed imaging sequence such as EPI at low cost.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a power supply device for an MRI apparatus according to the present invention. FIG. 2 is a diagram showing input / output signals of a sequencer in the power supply device of FIG. 4 is a diagram showing input voltage waveforms in the power supply device of FIG. 1. FIGS. 5A to 5D are diagrams for explaining drive control of switching elements in the power supply device of FIG. 1. FIG. FIG. 7 is a block diagram showing an embodiment of a power supply device for an MRI apparatus according to FIG. 7 is a block diagram showing a conventional power supply device.
10 Commercial power supply 11-13 Contact (second contact)
14-16 Contact 17 Resistance (Current limiting means)
20, 20 ′ Voltage type AC / DC converters 21 to 23 Reactors 24 to 29 Switching element 30 Control circuit (control means)
40 Output current amplifier (current amplifier)
50 control circuit 60 sequencer (control means)
70 Gradient magnetic field coil (magnetic field generating coil)
71 Capacitor 72 Voltage detector

Claims (1)

商用交流電源と接点によって接続し、交流を直流に変換する交流直流変換器と、前記交流直流変換器の出力を入力し、磁気共鳴イメージング装置の磁場発生コイルに任意波形の電流を供給する電流増幅器と、前記電流増幅器を切り換え制御する制御回路とを備えた磁気共鳴イメージング装置用電源装置において、
前記接点に並列接続された突入電流防止用の電流制限手段及びこの電流制御手段と直列接続された第２の接点を備え、前記交流直流変換器は、複数対のダイオードが並列接続されたブリッジ回路と前記ダイオードの対の少なくとも一方のダイオードに並列接続された半導体スイッチング素子と、前記ブリッジ回路の交流入力側と前記接点との間に接続するリアクトルとから成り、前記半導体スイッチング素子を駆動制御する制御手段と、前記制御手段、前記接点及び前記電流増幅器の制御回路に接続するシーケンサとを備え、前記シーケンサは、
１）パワーオンもしくはパワーオンを要求する信号によって前記突入電流防止用の電流制限手段と直列接続された接点を短絡し、
２）一定時間の後か電圧検出器によって一定の出力電圧に達するか、またはその両方の条件が満たされることによって前記商用電源とリアクトルとを直接接続する接点を短絡し、
３）さらに一定時間の後に前記交流直流変換器を駆動制御する制御手段に動作信号を送り、前記電圧検出器によって所望する出力電圧に達した場合、前記電流増幅器を制御する制御回路に動作可能であることを知らせる信号を送り、
４）一方、パワーオフ信号によって、前記電流増幅器を制御する制御回路に動作不可能であることを知らせる信号と、前記交流直流変換器を駆動制御する制御手段に動作終了信号を送り、
５）一定時間の後か電圧検出器によって一定の出力電圧に達するか、またはその両方の条件が満たされることによって前記商用電源とリアクトルとを直接接続する接点を開放し、
６）一定時間の後か電圧検出器によって一定の出力電圧に達するか、またはその両方の条件が満たされることによって前記突入電流防止用の電流制限手段と接続された接点を開放することを特徴とする磁気共鳴イメージング装置用電源装置。An AC / DC converter that is connected to a commercial AC power source through a contact and converts AC to DC, and a current amplifier that inputs the output of the AC / DC converter and supplies a current of arbitrary waveform to the magnetic field generating coil of the magnetic resonance imaging apparatus And a power supply device for a magnetic resonance imaging apparatus comprising a control circuit for switching and controlling the current amplifier,
A bridge circuit in which a current limiting means for preventing inrush current connected in parallel to the contact and a second contact connected in series with the current control means are provided, and the AC / DC converter includes a plurality of diodes connected in parallel And a semiconductor switching element connected in parallel to at least one diode of the pair of diodes, and a reactor connected between the AC input side of the bridge circuit and the contact, and controls driving of the semiconductor switching element Means and a sequencer connected to the control means, the contact point and the control circuit of the current amplifier, the sequencer comprising:
1) Short-circuit a contact connected in series with the current limiting means for preventing inrush current by a power-on or power-on request signal,
2) short-circuiting the contact directly connecting the commercial power source and the reactor after a certain period of time or a constant output voltage is reached by the voltage detector, or both conditions are satisfied,
3) Further, after a certain time, an operation signal is sent to the control means for driving and controlling the AC / DC converter, and when the desired output voltage is reached by the voltage detector, the control circuit for controlling the current amplifier is operable. Send a signal that there is,
4) On the other hand, by a power-off signal, a signal that informs the control circuit that controls the current amplifier that it cannot operate, and an operation end signal that is sent to the control means that drives and controls the AC / DC converter,
5) Open a contact directly connecting the commercial power source and the reactor after a certain period of time or when a constant output voltage is reached by the voltage detector, or both conditions are met,
6) A contact connected to the current limiting means for preventing the inrush current is opened when a constant output voltage is reached by a voltage detector after a certain period of time or when both conditions are satisfied. A power supply device for a magnetic resonance imaging apparatus.

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