JP3592264B2

JP3592264B2 - Power distribution combining method and power distribution combining circuit

Info

Publication number: JP3592264B2
Application number: JP2001190179A
Authority: JP
Inventors: 信征竹野
Original assignee: 埼玉日本電気株式会社
Priority date: 2001-06-22
Filing date: 2001-06-22
Publication date: 2004-11-24
Anticipated expiration: 2021-06-22
Also published as: JP2003008452A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波数信号を並列構成の電力増幅器で増幅する電力分配合成回路に関し、特に電力増幅器の一方が故障しても通信システムの停止を防ぐことができる電力分配合成回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の電力分配合成回路は、複数の電力増幅器に加えて予備の電力増幅器を並列に用意し、現用のいずれかの電力増幅器が故障した場合には、予備の電力増幅器に切り換える構成が用いられている。この場合には、１台の電力増幅器が故障しても、予備の電力増幅器に切り替えて増幅するため、出力電力の低下が起きない。しかし、故障した電力増幅器から予備の電力増幅器へ切り換えるために、複雑な切換スイッチや予備の電力増幅器を持つことから、システムの規模が大きくなるという問題があった。
【０００３】
この問題を解決するために、ウイルキンソン形電力分配／合成器を用いた電力分配合成回路として、たとえば、特開平１１−１１２３６２号公報が開示されている。図５は、この公報で開示された従来の電力分配合成回路を示すブロック図である。説明を簡単にするために、２台の電力増幅器で構成した場合を示す。
【０００４】
図５によると、この従来の電力分配合成回路は、信号入力端に接続されたＱトランスホーマ形インピーダンス切換器５３と、２分岐された信号を入力側及び出力側にアイソレータ５２が付加されて増幅する電力増幅器５１と、増幅された各々の信号を半波長の整数倍の電気長を有する伝送ライン５７と、電力結合して負荷５６へ供給するＱトランスホーマ形インピーダンス切換器５５と、電力増幅器５１の出力側アイソレータ５２の出口に遮断器５８と半波長の整数倍の電気長を有する伝送ライン５９との直列回路と、電力増幅器５１に故障が発生したときに遮断器５８をオフとする制御器６０とより構成されている。
【０００５】
この従来の電力分配合成回路の動作は、電力増幅器５１のいずれかが故障すると、制御器６０はその故障した電力増幅器５１に対応する遮断器５８を遮断する。この時、図５のＣ点から遮断された遮断器５８を見たインピーダンスは、伝送ラインの長さが半波長の整数倍になっているため、無限大インピーダンスすなわち開放状態となる。従って、合成出力電力は、Ｑトランスホーマ形インピーダンス切換器５５での不整合損失のみとなり、合成出力電力の低下を可能な限り避けることができる。また、電力増幅器５１の入力側はアイソレータ５２が接続されているので図５のＤ点から見たインピーダンスは変化しないため、切り離しを容易にするとともに出力電力の低下を少なくできることが示されている。
【０００６】
しかしながら、この従来の電力分配合成回路は、電力増幅器が故障した場合には、入力側のＱトランスフォーマ形インピーダンス切換器において、分岐により出力電力が１／２に低下するという問題がある。また、故障した電力増幅器を切り離した時に、出力側のＱトランスフォーマ形インピーダンス切換器において、負荷との間でインピーダンス不整合が生じることにより、出力電力が低下するという問題がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の電力分配合成回路は、並列接続された電力増幅器のいずれかが故障した場合には、入力側での分岐による出力電力の低下と、出力側でのＱトランスフォーマ形インピーダンス切換器で生じる不整合損失による出力電力の低下とを生じるという欠点がある。
【０００８】
本発明の目的は、このような従来の欠点を除去するため、ウィルキンソン形電力分配合成器の入出力側のそれぞれにインピーダンス切換回路を備え、電力増幅器のいずれかの未実装を検出した時、ウィルキンソン形電力分配合成器に内蔵された吸収抵抗を切り離すとともに、電力増幅器と信号源および負荷との間でインピーダンス不整合が起きないようにインピーダンス切換回路の内部インピーダンスを制御することにより、出力電力の低下をできるだけ低減する電力分配合成回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の電力分配合成方法は、複数の電力増幅器をウイルキンソン形電力分配／合成器を用いて並列接続する電力分配合成方法において、ウイルキンソン形電力分配／合成器の入出力側それぞれに複数のインピーダンス切換回路を接続し、電力増幅器のいずれかが故障して切り離された時に、前記切り離された電力増幅器に対応する経路の前記ウイルキンソン形電力分配／合成器に内蔵された吸収抵抗を切り離し、電力分配／合成の電力損の合計が最小となるように前記複数のインピーダンス切換回路の内部インピーダンスをそれぞれ制御することを特徴としている。
【００１０】
また、本発明の電力分配合成方法は、複数の電力増幅器をウイルキンソン形電力分配／合成器を用いて並列接続する電力分配合成方法において、ウイルキンソン形電力分配／合成器の入出力側それぞれに複数のインピーダンス切換回路を接続し、電力増幅器のいずれかが故障して切り離された時に、前記切り離された電力増幅器に対応する経路の前記ウイルキンソン形電力分配／合成器に内蔵された吸収抵抗を切り離すとともに、前記切り離された電力増幅器に対応する経路では分岐接続点および合成接続点から見たインピーダンスを無限大とし、且つ他の正常な経路では前記ウイルキンソン形電力分配／合成器でのインピーダンス不整合を補正するように前記複数のインピーダンス切換回路をそれぞれ制御することを特徴としている。
【００１１】
また、本発明の電力分配合成回路は、入力信号を２分岐する第１のウイルキンソン形電力分配／合成器と、分岐されたそれぞれの信号を増幅する第１、第２の電力増幅器と、前記第１、第２の電力増幅器出力を合成する第２のウイルキンソン形電力分配／合成器と、前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器の入力側および出力側のそれぞれに接続された複数のインピーダンス切換回路と、前記第１、第２の電力増幅器の実装状態を監視し、いずれかの未実装を検出した場合に、前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器に内蔵された吸収抵抗を切り離す第１の制御信号を出力するとともに、前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器でのインピーダンス不整合をそれぞれ補償するように前記複数のインピーダンス切換回路の内部インピーダンスをそれぞれ制御する第２の制御信号を出力する制御部と、より構成されることを特徴としている。
【００１２】
また、前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器は、分配または合成数に応じた特性インピーダンス√２Ｚ０の１／４波長変成器とインピーダンスＺ０の吸収抵抗とより構成され、前記吸収抵抗が前記制御部からの第１の制御信号により開閉するスイッチにより接続されていることを特徴としている。
【００１３】
また、前記複数のインピーダンス切換回路は、特性インピーダンスＺ０の伝送路を介して前記第１のウイルキンソン形電力分配／合成器の入力側に接続された第１のインピーダンス切換回路と、特性インピーダンスＺ０の１／４波長伝送路を介して前記第１のウイルキンソン形電力分配／合成器の出力側のそれぞれに接続された第２、第３のインピーダンス切換回路と、特性インピーダンスＺ０の１／４波長伝送路を介して前記第２のウイルキンソン形電力分配／合成器の入力側のそれぞれに接続された第４、第５のインピーダンス切換回路と、特性インピーダンスＺ０の伝送路を介して前記第２のウイルキンソン形電力分配／合成器の出力側に接続された第６のインピーダンス切換回路と、より構成されることを特徴としている。
【００１４】
さらに、前記複数のインピーダンス切換回路は、可変容量ダイオードを有し、前記制御部からの第２の制御信号により、内部インピーダンスが前記第１、第２の電力増幅器の実装状態に応じてそれぞれ制御されることを特徴としている。
【００１５】
また、前記制御部は、前記第１、第２の電力増幅器のいずれかが故障して切り離された時に、前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器に内蔵されたそれぞれの吸収抵抗を切り離す前記第１の制御信号を前記スイッチへ出力するとともに、前記切り離された電力増幅器に対応する経路では分岐接続点および合成接続点から見たインピーダンスを無限大とし、且つ他の正常な経路では前記ウイルキンソン形電力分配／合成器でのインピーダンス不整合を補正するように前記複数のインピーダンス切換回路を制御する前記第２の制御信号を出力することを特徴としている。
【００１６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の電力分配合成回路の一つの実施の形態を示すブロック図である。
【００１７】
図１に示す本実施の形態は、入力信号を２分岐する電力分配部１と、分岐されたそれぞれの信号を増幅する電力増幅器２、３と、電力増幅器２、３出力を合成する電力合成部４とより構成されている。
【００１８】
ここで、電力分配部１および電力合成部４は、ウイルキンソン形電力分配／合成器１２を含み、回路構成を同一として入出力を逆転させた関係にあり、対応する部分に同じ符号を付している。したがって、以下の動作説明では、電力分配部１についてのみ行い、電力合成部４は同様の動作を行うものとする。
【００１９】
次に、本実施の形態の電力分配合成回路の動作を図１を参照して詳細に説明する。
【００２０】
図１によると、信号源５は、特性インピーダンスＺ０を出力インピーダンスとする前段からの信号を表している。また、負荷６は、特性インピーダンスＺ０を有する後段の回路を表している。
【００２１】
電力分配部１は、信号源５からの信号を入力するインピーダンス切換回路１１と、特性インピーダンスＺ０の伝送ライン２１を介して入力された信号を２分岐するウイルキンソン形電力分配／合成器１２と、２分岐されたそれぞれの信号を特性インピーダンスＺ０の１／４波長の伝送ライン２２ａ、２２ｂのそれぞれを介して入力し、特性インピーダンスＺ０の１／２波長の整数倍の伝送ライン２３ａ、２３ｂへ出力するインピーダンス切換回路１３ａ、１３ｂと、吸収抵抗Ｒａ、Ｒｂの接続を行うスイッチ（ＳＷ）１５と、電力増幅器２、３の実装状態を監視して未実装を検出した場合に制御信号を出力する制御部１４とより構成されている。
【００２２】
次に、電力分配部１のウイルキンソン形電力分配／合成器１２は、分配／合成数に応じて、特性インピーダンス√２Ｚ０の１／４波長変成器とインピーダンスＺ０の吸収抵抗とより構成された、一般的に知られている吸収抵抗を内蔵するウイルキンソン形電力分配／合成器である。このウイルキンソン形電力分配／合成器１２を用いることにより、２分岐出力相互間のアイソレーションとインピーダンス整合を得ることができる。
【００２３】
インピーダンス切換回路１１、１３ａ、１３ｂは、電力増幅器２、３の実装状態に応じて、ウイルキンソン形電力分配／合成器１２を介して接続された電力増幅器２、３と信号源５あるいは負荷６とのインピーダンス不整合を吸収するように内部インピーダンスが制御される。この制御により、電力増幅器２、３のいずれかの未実装に伴うウイルキンソン形電力分配／合成器１２でのインピーダンス不整合が解消されるため、分岐あるいは合成による電力損失を極力低減することができる。
【００２４】
制御部１４は、電力増幅器２、３の実装状態を監視し、いずれかの未実装を検出した場合に、ウイルキンソン形電力分配／合成器１２の吸収抵抗Ｒａ、Ｒｂを切り離す制御信号Ｓ１５とインピーダンス切換回路１１、１３ａ、１３ｂに対してインピーダンス不整合を補償するための制御信号Ｓ１１、Ｓ１３ａ、Ｓ１３ｂをそれぞれ出力する。
【００２５】
スイッチ１５は、制御部１４からの制御信号Ｓ１５により、電力増幅器２、３のいずれかが切り離されたとき、２つの吸収抵抗Ｒａ、Ｒｂを切断する。
【００２６】
電力増幅器２、３は、電力分配部１から出力された信号をそれぞれ入力して所要のレベルまで増幅し、電力合成部４へ出力する。また、電力増幅器２、３は、実装されている場合には、制御部１４へそれぞれの実装信号Ｓ２、Ｓ３を出力する。
【００２７】
次に、電力増幅器２、３が、電力分配部１および電力合成部４に接続されて並列動作をしている場合について説明する。
【００２８】
電力増幅器２、３は、実装されていることを示す実装信号Ｓ２および実装信号Ｓ３を制御部１４へ出力する。
【００２９】
制御部１４は、電力増幅器２から実装信号Ｓ２および電力増幅器３から実装信号Ｓ３がそれぞれ入力されると、吸収抵抗ＲａとＲｂとを接続する制御信号Ｓ１５をスイッチ１５へ出力する。また、制御部１４は、インピーダンス切換回路１１、１３ａ、１３ｂに対して、ウイルキンソン形電力分配／合成器１２を介して接続された電力増幅器２、３と信号源５あるいは負荷６とのインピーダンス整合を図るため、制御信号Ｓ１１、Ｓ１３ａ、Ｓ１３ｂをそれぞれへ供給する。この制御は、電力合成部４も同様に行われる。
【００３０】
インピーダンス切換回路１１、１３ａ、１３ｂでは、制御部１４から出力された制御信号Ｓ１１、Ｓ１３ａ、Ｓ１３ｂをそれぞれ入力し、電力増幅器２、３の実装状態に応じて、予め設定された電圧を可変容量ダイオードに印加する。
【００３１】
ここで、インピーダンス切換回路について説明する。図２は、図１に示すインピーダンス切換回路の一実施例を示す回路構成図である。インピーダンス切換回路１１、１３ａ、１３ｂは同一の回路構成のため、以下はインピーダンス切換回路１１を例として説明する。
【００３２】
図２によると、インピーダンス切換回路１１は、コンデンサＣ１、Ｃ２およびカソードとアノードを有し逆バイアス電圧に応じて接合容量を変化させる可変容量ダイオードＸ１を入出力端子２１、２２間に直列に接続し、可変容量ダイオードＸ１の両端でインダクタンスＬ１、Ｌ２を接地電位間に交流的に接続することにより、インピーダンス整合回路として構成されている。可変容量ダイオードＸ１は、直流電流阻止用のコンデンサＣ１、Ｃ２と逆バイアス電圧印可用のインダクタンスＬ１、Ｌ２で印可される制御信号Ｓ１１により接合容量が制御される。
【００３３】
図３は、図２に示す可変容量ダイオードの制御信号に対する接合容量の変化を示す特性図である。可変容量ダイオードＸ１の接合容量は、制御信号Ｓ１１をある一定の逆バイアス電圧Ｖ１からＶ２へ電圧を高くすることで、Ｃｘ１からＣｘ２へ減少する。あるいは、ある一定の逆バイアス電圧Ｖ１からＶ０へ電圧を低くすることで、Ｃｘ１からＣｘ０へ増加する。電力増幅器２、３が並列動作をしている場合には、電力増幅器２、３と信号源５および負荷６との間でインピーダンス不整合が起きないように、例えば、逆バイアス電圧Ｖ１、可変容量ダイオードの接合容量はＣｘ１の設定とする。
【００３４】
スイッチ１５は、制御信号Ｓ１５により、吸収抵抗ＲａおよびＲｂの接続が制御される。
【００３５】
次に、電力増幅器３が切り離され、電力増幅器２のみが実装されている場合について説明する。
【００３６】
電力増幅器２は、実装されていることを示す実装信号Ｓ２を制御部１４へ出力する。
【００３７】
制御部１４は、電力増幅器２からのみ実装信号Ｓ２が入力されると、電力増幅器３の未実装を判断して、吸収抵抗ＲａおよびＲｂを切り離す制御信号Ｓ１５をスイッチ１５へ出力する。
【００３８】
ウイルキンソン形電力分配／合成器１２は、吸収抵抗Ｒａ、Ｒｂが切り離されると、電力増幅器２と特性インピーダンスＺ０を持つ信号源５および負荷６との間でインピーダンス不整合が起こる。
【００３９】
制御部１４は、ウイルキンソン形電力分配／合成器１２の分岐接続点Ｇから切り離された電力増幅器３側を見たインピーダンスを無限大インピーダンスとし、且つ電力増幅器２と信号源５および負荷６との間で、接続点Ｅ、Ｇ、Ａにおけるインピーダンス不整合を補正する制御信号Ｓ１１、Ｓ１３ａ、Ｓ１３ｂをインピーダンス切換回路１１、１３ａ、１３ｂのそれぞれに供給する。
【００４０】
ここで、高周波回路におけるインピーダンスは、動作周波数において実部Ｒ（Ω）および虚部ｊＸ（Ω）からなるベクトル和、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸで表すことができる。例えば、インピーダンスが容量性となるインピーダンス不整合、Ｚ＝Ｚ０＋ｊχ（χ＜０）の場合、図３に示す制御信号Ｓ１１を逆バイアス電圧Ｖ１より低い電圧Ｖ２に切り替えることで、接合容量をＣｘ１からＣｘ２へ減少させ、χ→０としてインピーダンス整合を得ることができる。また、インピーダンス不整合が誘導性、例えばＺ＝Ｚ０＋ｊχ（χ＞０）となる場合においては、制御信号Ｓ１を逆バイアス電圧Ｖ１より低い電圧Ｖ０に切り替えることで、接合容量をＣｘ１からＣｘ０へ増加させインピーダンス整合をとることができる。
【００４１】
これにより、インピーダンス切換回路１３ｂは、ウイルキンソン形電力分配／合成器１２の分岐接続点Ｇから未実装となった電力増幅器３側をみたインピーダンスが、１／２波長の整数倍の伝送路、すなわち無限大インピーダンスと等価になるように制御され、さらに、インピーダンス切換回路１１、１３ａは、電力増幅器２と信号源５との間で、接続点Ｅ、Ｇ、Ａにおけるインピーダンス整合が得られるように制御されることができる。
【００４２】
したがって、電力増幅器３側のインピーダンスが無限大となることによって、信号源５からの電力がすべて電力増幅器２に入力される。また、この制御は、電力合成部４も同様に行われることにより、信号源５からの信号がそのまま電力増幅器２で増幅され、そして負荷６へ供給されることとなる。
【００４３】
次に、電力増幅器の実装状態に応じた出力電力の具体例を説明する。図４は、図１に示す電力増幅器２、３の実装状態による出力電力を説明した図である。図４（ａ）は、並列動作時の正常な実装状態を示し、図４（ｂ）は電力増幅器３が故障した場合を示し、図４（ｃ）は電力増幅器３が切り離された場合を示し、図４（ｄ）は従来例の場合を示す。
【００４４】
ここで、入力される信号レベルを＋１０ｄＢｍ、電力増幅器２、３の増幅度を３０ｄＢ、また、分配および合成による通常利得をそれぞれ−３ｄＢおよび＋３ｄＢとする。
【００４５】
まず、電力増幅器２、３が並列接続で正常に動作している場合、出力電力は分配と合成とにより電力の増減が相殺されるため、電力増幅器２、３で増幅された出力電力は、図４（ａ）に示すように、＋４０ｄＢｍとなる。
【００４６】
次に、電力増幅器３が故障した場合、電力分配部１、電力合成部４のそれぞれで電力損３ｄＢが生じるため、図４（ｂ）に示すように、出力レベルは＋３４ｄＢｍとなり、図４（ａ）の出力電力に対して１／４になる。
【００４７】
ここで、故障した電力増幅器３を取り外した場合には、制御部１４は、電力増幅器３から未実装であることを示す制御信号Ｓ３により、吸収抵抗Ｒａ、Ｒｂを切り離す制御信号Ｓ１５をスイッチ１５へ送出するとともに、インピーダンス切換回路１１、１３ａ、１３ｂに対して、インピーダンス整合を補償する制御信号Ｓ１１、Ｓ１３ａ、Ｓ１３ｂをそれぞれ送出する。すなわち、インピーダンス切換回路１１、１３ａ、１３ｂは、切り離された電力増幅器３に対応する経路に対して、分岐接続点Ｇから見た伝送ラインを特性インピーダンスＺ０の１／２波長の整数倍とし、且つ正常な電力増幅器２に対応する経路ではウイルキンソン形電力分配／合成器１２でのインピーダンス不整合を補正するように制御される。
【００４８】
これにより、ウイルキンソン形電力分配／合成器１２での不整合損失が補償され、電力増幅器２が特性インピーダンスＺ０の伝送路を介して信号源５あるいは負荷６に接続されているのと等価となるため、分配および合成による電力損を抑えることにより、電力増幅器２で増幅された出力電力は、図４（ｃ）に示すように、＋４０ｄＢｍとなる。したがって、故障した電力増幅器３が取り外されたことによって、図４（ａ）の場合と変わらず、出力レベル＋４０ｄＢｍを得ることができる。
【００４９】
一方、図５に示す従来例の場合には、分配による電力損と出力側のＱトランスフォーマ形インピーダンス切換器５５において、負荷５６との間でインピーダンス不整合が生じることにより、図４（ｄ）に示すように、出力電力は、およそ＋３６．７ｄＢｍとなり、図４（ａ）の出力電力に対して約１／２となる。
【００５０】
なお、本発明は、電力増幅器が故障したときに、取り外すことに限らず、インピーダンス切換回路の内部インピーダンスの調整範囲を適当に選ぶことにより、電力増幅器の入出力の電気的遮断または短絡、あるいは電力増幅器の電源遮断による制御方法も可能であり、ウイルキンソン形電力分配／合成器での不整合損失を補償するという要旨の範囲内で種々の変形が可能である。
【００５１】
また、本願の実施の形態では、電力増幅器の２並列動作について説明したが、ｎ（２以上の整数）並列動作にも適用することができるのは明らかである。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電力分配合成方法及び電力分配合成回路によれば、２台の電力増幅器を並列に配置し増幅を行う冗長構成の電力増幅器において、電力増幅器を並列接続するために用いられるウイルキンソン形電力分配／合成器の入出力側それぞれにインピーダンス切換回路を備えることにより、故障した電力増幅器の切り離し時の信号源および負荷に対するインピーダンスの不整合を防ぐことができるという効果がある。
【００５３】
したがって、予備の電力増幅器を必要としないため、システムを小形化することができ、また、並列接続された電力増幅器の一方が故障しても、通信システムの停止を防ぐことができるという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電力分配合成回路の一つの実施の形態を示すブロック図である。
【図２】図１に示すインピーダンス切換回路の一実施例を示す回路構成図である。
【図３】図２に示す可変容量ダイオードの制御信号に対する接合容量の変化を示す特性図である。
【図４】図１に示す電力増幅器２、３の実装状態による出力電力を説明した図である。
【図５】従来の電力分配合成回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
１電力分配部
２、３電力増幅器
４電力合成部
５信号源
６負荷
１１、１３ａ、１３ｂインピーダンス切換回路
１２ウイルキンソン形電力分配／合成器
１４制御部
１５スイッチ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power distribution / combination circuit that amplifies a high-frequency signal with a power amplifier configured in parallel, and more particularly to a power distribution / combination circuit that can prevent a communication system from stopping even if one of the power amplifiers fails.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, this type of power distribution / synthesis circuit has a configuration in which a spare power amplifier is prepared in parallel in addition to a plurality of power amplifiers, and if any of the working power amplifiers fails, the configuration is switched to the spare power amplifier. Used. In this case, even if one power amplifier fails, the power is switched to the spare power amplifier and amplified, so that the output power does not decrease. However, there is a problem that the scale of the system is increased because a complicated changeover switch and a spare power amplifier are provided to switch from the failed power amplifier to the spare power amplifier.
[0003]
To solve this problem, Japanese Patent Laid-Open No. 11-112362 discloses a power distribution / combination circuit using a Wilkinson power distribution / combiner, for example. FIG. 5 is a block diagram showing a conventional power distribution / combination circuit disclosed in this publication. For the sake of simplicity, a case will be described in which two power amplifiers are used.
[0004]
According to FIG. 5, this conventional power distribution / synthesis circuit amplifies a Q-transformer type impedance switch 53 connected to a signal input terminal by adding an isolator 52 to an input side and an output side of a bifurcated signal. A power amplifier 51, a transmission line 57 having an electrical length of an integral multiple of half a wavelength for each amplified signal, a Q transformer-type impedance switch 55 for power coupling and supplying to a load 56, A series circuit of a circuit breaker 58 and a transmission line 59 having an electrical length of an integral multiple of a half wavelength at the outlet of the output isolator 52, and a controller for turning off the circuit breaker 58 when a failure occurs in the power amplifier 51 60.
[0005]
The operation of this conventional power distribution / combination circuit is such that when any one of the power amplifiers 51 fails, the controller 60 shuts off the circuit breaker 58 corresponding to the failed power amplifier 51. At this time, the impedance when the circuit breaker 58 is cut off from the point C in FIG. 5 is an infinite impedance, that is, an open state because the length of the transmission line is an integral multiple of a half wavelength. Therefore, the combined output power is only the mismatch loss in the Q transformer-type impedance switch 55, and a decrease in the combined output power can be avoided as much as possible. Further, it is shown that since the isolator 52 is connected to the input side of the power amplifier 51, the impedance seen from the point D in FIG. 5 does not change, so that the disconnection can be facilitated and the decrease in the output power can be reduced.
[0006]
However, this conventional power distribution / synthesis circuit has a problem that, when the power amplifier fails, the output power is reduced by half in the input-side Q transformer type impedance switch due to branching. Further, when the failed power amplifier is disconnected, the output power is reduced due to impedance mismatch between the output side Q transformer type impedance switch and the load.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional power distribution / synthesis circuit, when one of the power amplifiers connected in parallel fails, the output power drops due to the branch on the input side and the Q transformer type impedance switch on the output side occurs. There is a disadvantage that output power is reduced due to mismatch loss.
[0008]
An object of the present invention is to provide an impedance switching circuit on each of the input and output sides of the Wilkinson type power divider / combiner so as to eliminate such a conventional drawback, and to detect when any of the power amplifiers is not mounted, Wilkinson The output power is reduced by disconnecting the absorption resistor built into the power distribution combiner and controlling the internal impedance of the impedance switching circuit so that impedance mismatch does not occur between the power amplifier and the signal source and load. It is an object of the present invention to provide a power distribution / synthesis circuit that reduces as much as possible.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
A power distribution / combination method according to the present invention is a power distribution / combination method in which a plurality of power amplifiers are connected in parallel using a Wilkinson-type power distribution / combiner. When any of the power amplifiers is disconnected due to a failure, the absorption resistor built in the Wilkinson power distribution / combiner in the path corresponding to the disconnected power amplifier is disconnected, and the power distribution / The internal impedance of each of the plurality of impedance switching circuits is controlled such that the total of the combined power losses is minimized.
[0010]
Also, the power distribution / combination method of the present invention is a power distribution / combination method in which a plurality of power amplifiers are connected in parallel using a Wilkinson-type power distribution / combiner. Connecting an impedance switching circuit to disconnect the absorption resistor built in the Wilkinson power distribution / combiner in the path corresponding to the disconnected power amplifier when any of the power amplifiers is disconnected due to a failure; In the path corresponding to the separated power amplifier, the impedance viewed from the branch connection point and the combined connection point is made infinite, and in other normal paths, the impedance mismatch in the Wilkinson power divider / combiner is corrected. In this manner, the plurality of impedance switching circuits are controlled respectively.
[0011]
Also, the power distribution / combination circuit of the present invention includes a first Wilkinson power distribution / combiner for branching an input signal into two, a first and a second power amplifier for amplifying each of the branched signals, and 1. a second Wilkinson power divider / combiner for combining the outputs of a second power amplifier, and a plurality of power dividers connected to the input and output sides of the first and second Wilkinson power divider / combiners, respectively. Monitoring the mounting state of the impedance switching circuit and the first and second power amplifiers, and when any of them is not mounted, is incorporated in the first and second Wilkinson power distribution / combiners. A first control signal for disconnecting the absorption resistor, and the plurality of impedances so as to compensate for impedance mismatches in the first and second Wilkinson power dividers / combiners. A second control unit for outputting a control signal for controlling the internal impedance of Nsu switching circuits respectively, characterized in that it is more configurations.
[0012]
The first and second Wilkinson-type power distributors / combiners are each composed of a quarter-wave transformer having a characteristic impedance 応じ 2Z0 according to the number of distribution or combination and an absorption resistor having an impedance Z0. Are connected by a switch that opens and closes in response to a first control signal from the control unit.
[0013]
Further, the plurality of impedance switching circuits include a first impedance switching circuit connected to an input side of the first Wilkinson power distribution / combiner via a transmission path of characteristic impedance Z0, and one of characteristic impedance Z0. A second and a third impedance switching circuit connected to each of the output sides of the first Wilkinson power divider / combiner via a quarter wavelength transmission line, and a quarter wavelength transmission line of the characteristic impedance Z0. A fourth and a fifth impedance switching circuit connected to the input side of the second Wilkinson power divider / combiner through the second Wilkinson power divider / combiner, and the second Wilkinson power divider / distributor via a transmission line of characteristic impedance Z0. And a sixth impedance switching circuit connected to the output side of the synthesizer.
[0014]
Further, the plurality of impedance switching circuits have variable capacitance diodes, and internal impedances are respectively controlled according to a mounting state of the first and second power amplifiers by a second control signal from the control unit. It is characterized by that.
[0015]
Also, the control unit is configured to, when any one of the first and second power amplifiers is disconnected due to a failure, absorb each of the absorption resistors incorporated in the first and second Wilkinson power divider / combiners. And outputs the first control signal to the switch, the path corresponding to the separated power amplifier has infinite impedance as viewed from the branch connection point and the combined connection point, and the other normal path has Outputting the second control signal for controlling the plurality of impedance switching circuits so as to correct the impedance mismatch in the Wilkinson power divider / combiner.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a power distribution / synthesis circuit according to the present invention.
[0017]
The present embodiment shown in FIG. 1 has a power distribution unit 1 that divides an input signal into two, power amplifiers 2 and 3 that amplify each branched signal, and a power combining unit that combines outputs of power amplifiers 2 and 3. 4.
[0018]
Here, the power distribution unit 1 and the power synthesis unit 4 include a Wilkinson type power distribution / combiner 12, and have a relationship that the input and output are reversed with the circuit configuration being the same. I have. Therefore, in the following description of the operation, it is assumed that only the power distribution unit 1 is performed, and the power combining unit 4 performs the same operation.
[0019]
Next, the operation of the power distribution / synthesis circuit of the present embodiment will be described in detail with reference to FIG.
[0020]
According to FIG. 1, the signal source 5 represents a signal from the preceding stage having the characteristic impedance Z0 as the output impedance. The load 6 represents a subsequent circuit having the characteristic impedance Z0.
[0021]
The power distribution unit 1 includes an impedance switching circuit 11 for inputting a signal from the signal source 5, a Wilkinson type power distribution / combiner 12 for splitting a signal input via a transmission line 21 having a characteristic impedance Z0 into two, Impedances for inputting the respective branched signals via transmission lines 22a and 22b each having a quarter wavelength of the characteristic impedance Z0 and outputting them to transmission lines 23a and 23b each having an integral multiple of a half wavelength of the characteristic impedance Z0. Switches (SW) 15 for connecting the switching circuits 13a and 13b, the absorption resistors Ra and Rb, and a control unit 14 for monitoring the mounting state of the power amplifiers 2 and 3 and outputting a control signal when the non-mounting is detected. It is composed of
[0022]
Next, the Wilkinson-type power distributor / combiner 12 of the power distributor 1 is composed of a quarter-wave transformer having a characteristic impedance √2Z0 and an absorption resistor having an impedance Z0 according to the number of distribution / combination. It is a Wilkinson power divider / combiner with a built-in absorption resistor. By using this Wilkinson power divider / combiner 12, isolation and impedance matching between the two branch outputs can be obtained.
[0023]
The impedance switching circuits 11, 13a, and 13b connect the power amplifiers 2, 3 connected via the Wilkinson-type power distributor / combiner 12 to the signal source 5 or the load 6 according to the mounting state of the power amplifiers 2, 3. The internal impedance is controlled so as to absorb the impedance mismatch. By this control, the impedance mismatch in the Wilkinson-type power distribution / combiner 12 due to the non-mounting of any of the power amplifiers 2 and 3 is eliminated, so that the power loss due to branching or combining can be reduced as much as possible.
[0024]
The control unit 14 monitors the mounting state of the power amplifiers 2 and 3 and, when any one of them is not detected, controls the impedance with the control signal S15 for disconnecting the absorption resistors Ra and Rb of the Wilkinson power distribution / combiner 12. Control signals S11, S13a, and S13b for compensating for impedance mismatch for the circuits 11, 13a, and 13b are output, respectively.
[0025]
The switch 15 disconnects the two absorption resistors Ra and Rb when one of the power amplifiers 2 and 3 is disconnected by the control signal S15 from the control unit 14.
[0026]
The power amplifiers 2 and 3 each receive the signal output from the power distribution unit 1, amplify the signal to a required level, and output the amplified signal to the power combining unit 4. When the power amplifiers 2 and 3 are mounted, they output mounting signals S2 and S3 to the control unit 14, respectively.
[0027]
Next, a case where the power amplifiers 2 and 3 are connected to the power distributor 1 and the power combiner 4 and operate in parallel will be described.
[0028]
The power amplifiers 2 and 3 output a mounting signal S2 and a mounting signal S3 indicating that the power amplifiers are mounted to the control unit 14.
[0029]
When the mounting signal S2 is input from the power amplifier 2 and the mounting signal S3 is input from the power amplifier 3, the control unit 14 outputs a control signal S15 for connecting the absorption resistors Ra and Rb to the switch 15. Further, the control unit 14 performs impedance matching between the power amplifiers 2 and 3 connected via the Wilkinson-type power distributor / combiner 12 and the signal source 5 or the load 6 to the impedance switching circuits 11, 13a and 13b. For the purpose, control signals S11, S13a and S13b are supplied to each. This control is similarly performed in the power combiner 4.
[0030]
The impedance switching circuits 11, 13a, 13b receive control signals S11, S13a, S13b output from the control unit 14, respectively, and change a preset voltage in accordance with the mounting state of the power amplifiers 2, 3 to a variable capacitance diode. Is applied.
[0031]
Here, the impedance switching circuit will be described. FIG. 2 is a circuit diagram showing one embodiment of the impedance switching circuit shown in FIG. Since the impedance switching circuits 11, 13a, and 13b have the same circuit configuration, the impedance switching circuit 11 will be described below as an example.
[0032]
According to FIG. 2, the impedance switching circuit 11 has capacitors C1 and C2 and a variable capacitance diode X1 having a cathode and an anode and having a junction capacitance changed according to a reverse bias voltage, connected in series between the input / output terminals 21 and 22. By connecting the inductances L1 and L2 at both ends of the variable capacitance diode X1 between the ground potentials in an AC manner, an impedance matching circuit is formed. The junction capacitance of the variable capacitance diode X1 is controlled by a control signal S11 applied by DC current blocking capacitors C1 and C2 and reverse bias voltage applying inductances L1 and L2.
[0033]
FIG. 3 is a characteristic diagram showing a change in junction capacitance with respect to a control signal of the variable capacitance diode shown in FIG. The junction capacitance of the variable capacitance diode X1 decreases from Cx1 to Cx2 by increasing the control signal S11 from a certain reverse bias voltage V1 to V2. Alternatively, the voltage is increased from Cx1 to Cx0 by lowering the voltage from a certain constant reverse bias voltage V1 to V0. When the power amplifiers 2 and 3 are operating in parallel, for example, the reverse bias voltage V1 and the variable capacitance are set so that no impedance mismatch occurs between the power amplifiers 2 and 3 and the signal source 5 and the load 6. The junction capacitance of the diode is set to Cx1.
[0034]
The connection of the absorption resistors Ra and Rb of the switch 15 is controlled by the control signal S15.
[0035]
Next, a case where the power amplifier 3 is separated and only the power amplifier 2 is mounted will be described.
[0036]
The power amplifier 2 outputs a mounting signal S2 indicating that the power amplifier 2 is mounted to the control unit 14.
[0037]
When the mounting signal S2 is input only from the power amplifier 2, the control unit 14 determines that the power amplifier 3 is not mounted, and outputs a control signal S15 for disconnecting the absorption resistors Ra and Rb to the switch 15.
[0038]
In the Wilkinson power divider / combiner 12, when the absorption resistors Ra and Rb are separated, impedance mismatch occurs between the power amplifier 2 and the signal source 5 having the characteristic impedance Z0 and the load 6.
[0039]
The control unit 14 sets the impedance as viewed from the power amplifier 3 side separated from the branch connection point G of the Wilkinson power divider / combiner 12 to infinite impedance, and sets the impedance between the power amplifier 2 and the signal source 5 and the load 6 Then, control signals S11, S13a, S13b for correcting the impedance mismatch at the connection points E, G, A are supplied to the impedance switching circuits 11, 13a, 13b, respectively.
[0040]
Here, the impedance in the high-frequency circuit can be represented by a vector sum of a real part R (Ω) and an imaginary part jX (Ω) at the operating frequency, Z = R + jX. For example, in the case of impedance mismatching where the impedance becomes capacitive, Z = Z0 + jχ (χ <0), the control signal S11 shown in FIG. 3 is switched to a voltage V2 lower than the reverse bias voltage V1 to change the junction capacitance from Cx1 to Cx2. And impedance matching can be obtained as χ → 0. When the impedance mismatch is inductive, for example, Z = Z0 + jχ (χ> 0), the control signal S1 is switched to a voltage V0 lower than the reverse bias voltage V1 to increase the junction capacitance from Cx1 to Cx0. Impedance matching can be achieved.
[0041]
As a result, the impedance switching circuit 13b has a transmission line whose impedance from the branch connection point G of the Wilkinson power divider / combiner 12 to the unmounted power amplifier 3 side is an integral multiple of 1/2 wavelength, that is, infinite. The impedance switching circuits 11 and 13a are controlled so as to be equivalent to the large impedance, and the impedance switching circuits 11 and 13a are controlled so as to obtain impedance matching at the connection points E, G and A between the power amplifier 2 and the signal source 5. Can be
[0042]
Therefore, when the impedance on the power amplifier 3 side becomes infinite, all the power from the signal source 5 is input to the power amplifier 2. Also, this control is performed in the same manner in the power combining unit 4, so that the signal from the signal source 5 is directly amplified by the power amplifier 2 and supplied to the load 6.
[0043]
Next, a specific example of the output power according to the mounting state of the power amplifier will be described. FIG. 4 is a diagram illustrating output power depending on the mounting state of the power amplifiers 2 and 3 shown in FIG. 4A shows a normal mounting state during parallel operation, FIG. 4B shows a case where the power amplifier 3 has failed, and FIG. 4C shows a case where the power amplifier 3 has been disconnected. FIG. 4D shows the case of the conventional example.
[0044]
Here, it is assumed that the input signal level is +10 dBm, the amplification of the power amplifiers 2 and 3 is 30 dB, and the normal gains due to distribution and synthesis are -3 dB and +3 dB, respectively.
[0045]
First, when the power amplifiers 2 and 3 are operating normally in parallel connection, the output power is increased and decreased by the distribution and the combination, so that the output power amplified by the power amplifiers 2 and 3 is As shown in FIG. 4A, it is +40 dBm.
[0046]
Next, when the power amplifier 3 breaks down, a power loss of 3 dB occurs in each of the power distribution unit 1 and the power synthesis unit 4, so that the output level becomes +34 dBm as shown in FIG. ) Becomes 1/4 of the output power.
[0047]
Here, when the failed power amplifier 3 is removed, the control unit 14 sends a control signal S15 for disconnecting the absorption resistors Ra and Rb to the switch 15 by a control signal S3 indicating that the power amplifier 3 is not mounted. At the same time, control signals S11, S13a, S13b for compensating impedance matching are sent to impedance switching circuits 11, 13a, 13b, respectively. That is, the impedance switching circuits 11, 13a, and 13b set the transmission line viewed from the branch connection point G to an integral multiple of a half wavelength of the characteristic impedance Z0 with respect to the path corresponding to the separated power amplifier 3, and The path corresponding to the normal power amplifier 2 is controlled so as to correct the impedance mismatch in the Wilkinson power divider / combiner 12.
[0048]
As a result, the mismatch loss in the Wilkinson power divider / combiner 12 is compensated, which is equivalent to connecting the power amplifier 2 to the signal source 5 or the load 6 via the transmission line having the characteristic impedance Z0. The output power amplified by the power amplifier 2 becomes +40 dBm as shown in FIG. Therefore, the output level +40 dBm can be obtained as in the case of FIG. 4A by removing the failed power amplifier 3.
[0049]
On the other hand, in the case of the conventional example shown in FIG. 5, impedance mismatch between the power loss due to the distribution and the load 56 in the Q transformer type impedance switch 55 on the output side occurs. As shown, the output power is approximately +36.7 dBm, which is about に対して of the output power of FIG.
[0050]
It should be noted that the present invention is not limited to the removal of the power amplifier when it fails, but by appropriately selecting the adjustment range of the internal impedance of the impedance switching circuit, the input / output of the power amplifier is electrically cut off or short-circuited, or the power A control method by shutting down the power of the amplifier is also possible, and various modifications are possible within the scope of compensating for the mismatch loss in the Wilkinson power divider / combiner.
[0051]
Further, in the embodiment of the present application, the two parallel operation of the power amplifier has been described. However, it is apparent that the present invention can be applied to the n (integer of 2 or more) parallel operation.
[0052]
【The invention's effect】
As described above, according to the power distribution synthesizing method and the power distribution synthesizing circuit of the present invention, in a power amplifier having a redundant configuration in which two power amplifiers are arranged in parallel to perform amplification, the power amplifiers are connected in parallel. Providing an impedance switching circuit on each of the input and output sides of the used Wilkinson power divider / combiner has the effect of preventing impedance mismatch with respect to the signal source and load when the failed power amplifier is disconnected.
[0053]
Therefore, since a spare power amplifier is not required, the size of the system can be reduced, and even if one of the power amplifiers connected in parallel fails, the communication system can be prevented from being stopped. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a power distribution / synthesis circuit of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing one embodiment of the impedance switching circuit shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a characteristic diagram showing a change in junction capacitance with respect to a control signal of the variable capacitance diode shown in FIG. 2;
FIG. 4 is a diagram illustrating output power according to a mounting state of the power amplifiers 2 and 3 illustrated in FIG. 1;
FIG. 5 is a block diagram showing a conventional power distribution / synthesis circuit.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power distribution part 2, 3 Power amplifier 4 Power synthesis part 5 Signal source 6 Load 11, 13a, 13b Impedance switching circuit 12 Wilkinson type power distribution / combiner 14 Control part 15 Switch

Claims

複数の電力増幅器をウイルキンソン形電力分配／合成器を用いて並列接続する電力分配合成方法において、ウイルキンソン形電力分配／合成器の入出力側それぞれに複数のインピーダンス切換回路を接続し、電力増幅器のいずれかが故障して切り離された時に、前記切り離された電力増幅器に対応する経路の前記ウイルキンソン形電力分配／合成器に内蔵された吸収抵抗を切り離し、電力分配／合成の電力損の合計が最小となるように前記複数のインピーダンス切換回路の内部インピーダンスをそれぞれ制御することを特徴とする電力分配合成方法。In a power distribution / combination method in which a plurality of power amplifiers are connected in parallel using a Wilkinson-type power distribution / combiner, a plurality of impedance switching circuits are connected to input / output sides of the Wilkinson-type power distribution / combiner, respectively. When a failure occurs and the power amplifier is disconnected, the absorption resistor built in the Wilkinson power distribution / combiner in the path corresponding to the disconnected power amplifier is disconnected, and the total power loss of the power distribution / combination is minimized. Controlling the internal impedance of each of the plurality of impedance switching circuits so that

複数の電力増幅器をウイルキンソン形電力分配／合成器を用いて並列接続する電力分配合成方法において、ウイルキンソン形電力分配／合成器の入出力側それぞれに複数のインピーダンス切換回路を接続し、電力増幅器のいずれかが故障して切り離された時に、前記切り離された電力増幅器に対応する経路の前記ウイルキンソン形電力分配／合成器に内蔵された吸収抵抗を切り離すとともに、前記切り離された電力増幅器に対応する経路では分岐接続点および合成接続点から見たインピーダンスを無限大とし、且つ他の正常な経路では前記ウイルキンソン形電力分配／合成器でのインピーダンス不整合を補正するように前記複数のインピーダンス切換回路をそれぞれ制御することを特徴とする電力分配合成方法。In a power distribution / combination method in which a plurality of power amplifiers are connected in parallel using a Wilkinson-type power distribution / combiner, a plurality of impedance switching circuits are connected to input / output sides of the Wilkinson-type power distribution / combiner, respectively. When a failure occurs and the power amplifier is disconnected, the absorption resistor built into the Wilkinson power distribution / combiner in the path corresponding to the disconnected power amplifier is disconnected, and the path corresponding to the disconnected power amplifier is disconnected. Each of the plurality of impedance switching circuits is controlled so that the impedance seen from the branch connection point and the combined connection point is infinite, and in other normal paths, the impedance mismatch in the Wilkinson power distribution / combiner is corrected. A power distribution combining method.

入力信号を２分岐する第１のウイルキンソン形電力分配／合成器と、分岐されたそれぞれの信号を増幅する第１、第２の電力増幅器と、前記第１、第２の電力増幅器出力を合成する第２のウイルキンソン形電力分配／合成器と、前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器の入力側および出力側のそれぞれに接続された複数のインピーダンス切換回路と、前記第１、第２の電力増幅器の実装状態を監視し、いずれかの未実装を検出した場合に、前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器に内蔵された吸収抵抗を切り離す第１の制御信号を出力するとともに、前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器でのインピーダンス不整合をそれぞれ補償するように前記複数のインピーダンス切換回路の内部インピーダンスをそれぞれ制御する第２の制御信号を出力する制御部と、より構成されることを特徴とする電力分配合成回路。A first Wilkinson power splitter / synthesizer for splitting an input signal into two, first and second power amplifiers for amplifying each split signal, and synthesizing the first and second power amplifier outputs; A second Wilkinson power divider / combiner; a plurality of impedance switching circuits connected to input and output sides of the first and second Wilkinson power divider / combiner; Monitoring the mounting state of the second power amplifier, and detecting any non-mounting of the power amplifier, the first control signal for disconnecting the absorption resistor built in the first and second Wilkinson power divider / combiner is provided. And the internal impedances of the plurality of impedance switching circuits so as to compensate for impedance mismatches in the first and second Wilkinson power dividers / combiners. A control unit for outputting a second control signal for controlling each of the power distributing and combining circuits, characterized in that it further configuration.

前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器は、分配または合成数に応じた特性インピーダンス√２Ｚ０の１／４波長変成器とインピーダンスＺ０の吸収抵抗とより構成され、前記吸収抵抗が前記制御部からの第１の制御信号により開閉するスイッチにより接続されていることを特徴とする請求項３記載の電力分配合成回路。The first and second Wilkinson power divider / combiners are each composed of a quarter-wave transformer having a characteristic impedance √2Z0 according to the number of distribution or combination and an absorption resistor having an impedance Z0. 4. The power distribution / combination circuit according to claim 3, wherein the power distribution / combination circuit is connected by a switch that opens and closes according to a first control signal from the control unit.

前記複数のインピーダンス切換回路は、特性インピーダンスＺ０の伝送路を介して前記第１のウイルキンソン形電力分配／合成器の入力側に接続された第１のインピーダンス切換回路と、特性インピーダンスＺ０の１／４波長伝送路を介して前記第１のウイルキンソン形電力分配／合成器の出力側のそれぞれに接続された第２、第３のインピーダンス切換回路と、特性インピーダンスＺ０の１／４波長伝送路を介して前記第２のウイルキンソン形電力分配／合成器の入力側のそれぞれに接続された第４、第５のインピーダンス切換回路と、特性インピーダンスＺ０の伝送路を介して前記第２のウイルキンソン形電力分配／合成器の出力側に接続された第６のインピーダンス切換回路と、より構成されることを特徴とする請求項３又は４記載の電力分配合成回路。The plurality of impedance switching circuits include a first impedance switching circuit connected to the input side of the first Wilkinson power divider / combiner via a transmission line having a characteristic impedance Z0, and a ４ of the characteristic impedance Z0. A second and a third impedance switching circuit connected to each output side of the first Wilkinson power divider / combiner via a wavelength transmission line, and a 波長 wavelength transmission line of characteristic impedance Z0 Fourth and fifth impedance switching circuits connected to the input side of the second Wilkinson-type power distribution / combiner, respectively, and the second Wilkinson-type power distribution / combination via a transmission path of characteristic impedance Z0. 5. The circuit according to claim 3, further comprising a sixth impedance switching circuit connected to an output side of the vessel. Force distributor combining circuit.

前記複数のインピーダンス切換回路は、可変容量ダイオードを有し、前記制御部からの第２の制御信号により、内部インピーダンスが前記第１、第２の電力増幅器の実装状態に応じてそれぞれ制御されることを特徴とする請求項３、４又は５記載の電力分配合成回路。The plurality of impedance switching circuits have variable capacitance diodes, and internal impedances are respectively controlled according to mounting states of the first and second power amplifiers by a second control signal from the control unit. The power distribution / combination circuit according to claim 3, 4 or 5, wherein

前記制御部は、前記第１、第２の電力増幅器のいずれかが故障して切り離された時に、前記第１、第２のウイルキンソン形電力分配／合成器に内蔵されたそれぞれの吸収抵抗を切り離す前記第１の制御信号を前記スイッチへ出力するとともに、前記切り離された電力増幅器に対応する経路では分岐接続点および合成接続点から見たインピーダンスを無限大とし、且つ他の正常な経路では前記ウイルキンソン形電力分配／合成器でのインピーダンス不整合を補正するように前記複数のインピーダンス切換回路を制御する前記第２の制御信号を出力することを特徴とする請求項３、４、５又は６記載の電力分配合成回路。The control unit disconnects the respective absorption resistors built in the first and second Wilkinson power distribution / combiners when one of the first and second power amplifiers fails and is disconnected. The first control signal is output to the switch, the impedance corresponding to the branch connection point and the combined connection point is made infinite in a path corresponding to the disconnected power amplifier, and the Wilkinson 7. The method according to claim 3, wherein the second control signal is output to control the plurality of impedance switching circuits so as to correct an impedance mismatch in the power distributor / combiner. Power distribution synthesis circuit.