JP3561064B2

JP3561064B2 - Switching regulator

Info

Publication number: JP3561064B2
Application number: JP33373295A
Authority: JP
Inventors: 俊之早川; 久市滝本; 敬史松本; 芳昭佐野
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1995-12-21
Filing date: 1995-12-21
Publication date: 2004-09-02
Anticipated expiration: 2015-12-21
Also published as: JPH09182277A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、出力トランジスタを駆動するパルス信号のパルス幅を制御することにより、出力電圧及び出力電流を制御するスイッチングレギュレータに関するものである。
【０００２】
携帯用電子機器は、内部回路を駆動するために種々の電源電圧が必要であり、このような電源電圧がバッテリー電圧に基づいて電源回路により生成される。近年の携帯用電子機器の小型軽量化及び低コスト化の要請にともない、電源回路はトランスを使用したものから、スイッチングレギュレータを使用したものに移行している。そして、このようなスイッチングレギュレータで内部回路に安定した電源を供給することが必要となっている。
【０００３】
【従来の技術】
従来のスイッチングレギュレータの一例を図６に示す。このスイッチングレギュレータは、１つの基板上に形成される制御部１と、その他の外付け素子とから構成される。
【０００４】
入力端子Ｔｉｎにはバッテリー電源ＶＢが供給され、そのバッテリー電源ＶＢが前記制御部１に高電位側電源Ｖｃｃとして供給される。また、前記制御部１には低電位側電源としてグランドＧＮＤ電位が供給される。
【０００５】
前記入力端子Ｔｉｎは、ヒューズＦ及び外付け素子のコイルＬを介してダイオードＤのアノードに接続され、そのダイオードＤのカソードは出力端子Ｔｏｕｔに接続される。
【０００６】
前記ダイオードＤのアノードはＮＰＮトランジスタで構成される出力トランジスタＴｒ１のコレクタに接続され、同トランジスタＴｒ１のエミッタはグランドＧＮＤに接続される。前記ダイオードＤのカソードは、容量Ｃ１を介してグランドＧＮＤに接続される。
【０００７】
前記トランジスタＴｒ１のベースには、前記制御部１の出力信号ＯＵＴが入力され、トランジスタＴｒ１はその出力信号ＯＵＴに基づいてスイッチング動作する。前記出力信号ＯＵＴは一定周波数のパルス信号であり、そのパルス信号のデューティの変化にともなって、トランジスタＴｒ１のオン時間が制御される。
【０００８】
従って、トランジスタＴｒ１のオン時間が長くなると、出力端子Ｔｏｕｔから出力される出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、トランジスタＴｒ１のオン時間が短くなると、出力端子Ｔｏｕｔから出力される出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【０００９】
前記ダイオードＤのカソードは、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してグランドＧＮＤに接続される。前記抵抗Ｒ１，Ｒ２はその抵抗値に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔを分圧し、その分圧電圧が前記制御部１に入力信号ＩＮとして入力される。
【００１０】
前記入力信号ＩＮは、制御部１内の誤差増幅器２の−側入力端子に入力され、その誤差増幅器２の＋側入力端子には、基準電圧ＶＲ１が入力される。そして、誤差増幅器２は入力信号ＩＮの電圧レベルが上昇すると、その出力電圧が低下し、入力信号ＩＮの電圧レベルが低下すると、その出力電圧が上昇する。
【００１１】
前記誤差増幅器２の出力電圧は、ＰＷＭ比較器３の＋側入力端子に入力され、そのＰＷＭ比較器３の−側入力端子には、発振器４から一定周波数の三角波が入力される。
【００１２】
ＰＷＭ比較器３は、誤差増幅器２の出力電圧をしきい値として、発振器４から出力される三角波を矩形波に変換してＡＮＤ回路５に出力する。誤差増幅器２の出力電圧が上昇すると、ＰＷＭ比較器３から出力される矩形波のＨレベルのデューティが短縮され、誤差増幅器２の出力電圧が低下すると、ＰＷＭ比較器３から出力される矩形波のＨレベルのデューティが伸長される。
【００１３】
前記誤差増幅器２の出力電圧は、短絡検知用比較器６の−側入力端子に入力され、その短絡検知用比較器５の＋側入力端子には、基準電圧ＶＲ２が入力される。その基準電圧ＶＲ２は、出力端子Ｔｏｕｔに接続される負荷回路に短絡が発生して、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下したとき、その出力電圧Ｖｏｕｔの低下に基づいて誤差増幅器２の出力電圧がその基準電圧ＶＲ２を越えるように設定されている。
【００１４】
従って、負荷回路に短絡が発生したときには、短絡検知用比較器６の出力信号がＬレベルとなり、短絡が発生していないときには、短絡検知用比較器６の出力信号がＨレベルとなる。
【００１５】
前記短絡検知用比較器６の出力信号は、ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベースに入力され、同トランジスタＴｒ２のコレクタは電流源７に接続され、エミッタはグランドＧＮＤに接続される。
【００１６】
前記トランジスタＴｒ２のコレクタはタイマー用比較器８の＋側入力端子に接続されるとともに、外付け素子の容量Ｃ２を介してグランドＧＮＤに接続される。前記タイマー用比較器８の−側入力端子には、基準電圧ＶＲ３が入力される。
【００１７】
そして、前記トランジスタＴｒ２がオンされている状態では、同トランジスタＴｒ２のコレクタ電位がほぼグランドＧＮＤレベルとなるため、タイマー用比較器８の出力信号はＬレベルとなる。
【００１８】
また、前記トランジスタＴｒ２がオフされると、容量Ｃ２が充電されて、一定時間後に同トランジスタＴｒ２のコレクタ電位が基準電圧ＶＲ３を越えるため、タイマー用比較器８の出力信号はＨレベルとなる。
【００１９】
従って、トランジスタＴｒ２がオフされてからタイマー用比較器８の出力信号がＨレベルに立ち上がるまでの時間は、容量Ｃ２を大容量とし、あるいは基準電圧ＶＲ３を高く設定するほど長くなる。
【００２０】
前記タイマー用比較器８の出力信号は、フリッフフロップ回路で構成されるラッチ回路９に入力される。このラッチ回路９は、電源Ｖｃｃの投入に基づいて出力信号ＱがＬレベル、出力信号・バーＱがＨレベルにリセットされ、タイマー用比較器８の出力信号がＨレベルに立ち上がると、出力信号ＱがＨレベル、出力信号・バーＱがＬレベルにラッチされる。
【００２１】
前記ラッチ回路９の出力信号・バーＱは、前記ＡＮＤ回路５に入力される。従って、出力信号・バーＱがＨレベルであれば、前記ＰＷＭ比較器３の出力信号がＡＮＤ回路５から出力信号ＯＵＴとして出力される。また、出力信号・バーＱがＬレベルであれば、前記ＰＷＭ比較器３の出力信号に関わらず、ＡＮＤ回路５からＬレベルの出力信号ＯＵＴが出力される。
【００２２】
このように構成されたスイッチングレギュレータでは、電源Ｖｃｃが投入されると、ラッチ回路９の出力信号・バーＱがＨレベルとなり、ＰＷＭ比較器３の出力信号に基づいて、出力トランジスタＴｒ１が一定の周波数でスイッチング制御され、ＰＷＭ比較器３の出力信号に基づく出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００２３】
出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して、制御部１の入力電圧ＩＮが基準電圧ＶＲ１より高くなると、誤差増幅器２の出力電圧が低下して、ＰＷＭ比較器３の出力信号のＨレベルのパルス幅が増大し、出力トランジスタＴｒ１のオン時間が長くなって、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。
【００２４】
また、出力電圧Ｖｏｕｔが低下して、制御部１の入力電圧ＩＮが基準電圧ＶＲ１より低くなると、誤差増幅器２の出力電圧が上昇して、ＰＷＭ比較器３の出力信号のＨレベルのパルス幅が減少し、出力トランジスタＴｒ１のオン時間が短くなって、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００２５】
このような動作により、出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧ＶＲ１に基づく一定電圧に収束する。
負荷回路に短絡が生じて、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下すると、誤差増幅器２の出力電圧が基準電圧ＶＲ２を越える。すると、短絡検知用比較器６の出力信号がＬレベルとなり、トランジスタＴｒ２がオフされる。
【００２６】
トランジスタＴｒ２のオフ動作から一定時間後に、タイマー用比較器８の出力信号がＨレベルとなり、出力信号・バーＱがＬレベルとなる。
すると、ＡＮＤ回路５の出力信号がＬレベルとなって、出力トランジスタＴｒ１がオフされ、定電圧出力動作が停止される。
【００２７】
このとき、バッテリーからコイルＬ及びダイオードＤを介して負荷回路に大きな短絡電流が流れると、ヒューズＦが切断されて、コイルＬやダイオードＤ、あるいは負荷回路の破壊が防止される。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
上記のようなスイッチングレギュレータでは、負荷回路に短絡が発生した場合には、出力トランジスタＴｒ１の動作を停止することはできる。
【００２９】
しかし、バッテリーから負荷回路に流れる短絡電流からスイッチングレギュレータ及び負荷回路を保護するためには、ヒューズＦが必要となる。そして、ヒューズＦが切断された後は、そのヒューズＦを交換する等の復旧作業が必要となり、メンテナンスが煩雑となるという問題点がある。
【００３０】
この発明の目的は、ヒューズを使用することなく、短絡電流による破壊を未然に防止し得るスイッチングレギュレータを提供することにある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明の請求項１の原理説明図である。コイルＬは、高電位側電源ＶB と出力端子Ｔout との間に接続される。出力トランジスタＴr1は、前記コイルＬと出力端子Ｔout との間と、低電位側電源ＧＮＤとの間に接続される。制御部１は、前記出力トランジスタＴr1を一定周波数の制御信号ＯＵＴでスイッチング駆動するとともに、前記出力端子Ｔout から出力される出力電圧Ｖout に基づいて前記制御信号ＯＵＴのデューティを調整して、該出力電圧Ｖout を一定電圧に維持する。短絡保護回路１１は、前記出力電圧Ｖout が所定の電圧以下となったとき、前記出力トランジスタＴr1をカットオフさせる。前記コイルＬと出力端子Ｔout との間には、前記制御信号ＯＵＴに基づいて出力トランジスタＴr1が動作するときにはオンしてダイオードとして動作し、前記短絡保護回路１１の出力信号に基づいてコイルＬと出力端子Ｔout との接続を遮断するスイッチング素子Ｔr3が介在される。そして、前記スイッチング素子Ｔｒ 3 は、前記短絡保護回路１１の出力信号に基づいてベースに高電位側電源Ｖ B が供給されるＰＮＰトランジスタである。
【００３２】
請求項２では、前記スイッチング素子としてのＰＮＰトランジスタは、エミッタが前記コイルに接続されており、コレクタが前記出力端子に接続されており、ベース・コレクタ間には抵抗が接続されている。そして、ベースには、前記短絡保護回路の出力信号に基づいて前記ベースに高電位側電源を供給するスイッチ回路が接続される。
【００３４】
（作用）
請求項１では、出力トランジスタＴｒ１が動作しているときには、スイッチング素子Ｔｒ３がダイオードとして動作して、出力端子Ｔｏｕｔから出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。短絡保護回路１１により、出力トランジスタＴｒ１がカットオフされると、スイッチング素子Ｔｒ３がコイルＬと出力端子Ｔｏｕｔとの接続を遮断するので、高電位側電源ＶＢから出力端子Ｔｏｕｔに流れる電流が遮断される。
【００３５】
請求項２では、短絡保護回路１１により、出力トランジスタＴr1がカットオフされると、スイッチ回路により、ＰＮＰトランジスタのベースに高電位側電源が供給されて、ＰＮＰトランジスタがオフされ、高電位側電源から出力端子に流れる電流が遮断される。
【００３７】
【発明の実施の形態】
（第一の実施の形態）
図２は、この発明を具体化した第一の実施の形態を示す。この実施の形態は、前記従来例のダイオードＤを省略し、外付け素子のＰＮＰトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４及び抵抗Ｒ３と、制御部１内にＮＰＮトランジスタＴｒ５を付加したものである。
【００３８】
前記トランジスタＴｒ３のエミッタは、コイルＬに接続され、コレクタは出力端子Ｔｏｕｔに接続される。前記トランジスタＴｒ３のベース・コレクタ間には、抵抗Ｒ３が接続される。
【００３９】
前記トランジスタＴｒ４のエミッタは、入力端子Ｔｉｎに接続され、コレクタは前記トランジスタＴｒ３のベースに接続され、ベースは前記トランジスタＴｒ５のコレクタに接続される。
【００４０】
前記トランジスタＴｒ５のベースには、前記ラッチ回路９の出力信号Ｑが入力され、エミッタはグランドＧＮＤに接続される。
このように構成されたスイッチングレギュレータでは、負荷回路に短絡が発生していない状態では、ラッチ回路９の出力信号ＱはＬレベル、出力信号・バーＱはＨレベルとなる。
【００４１】
すると、トランジスタＴｒ５がオフされて、トランジスタＴｒ４がオフされる。トランジスタＴｒ３は、そのベースが抵抗Ｒ３を介してそのコレクタに接続されるので、オンされてダイオードとして動作する。従って、前記従来例と同様に動作する。
【００４２】
負荷回路に短絡が発生して、ラッチ回路９の出力信号ＱがＨレベルとなり、出力信号・バーＱがＬレベルとなると、ＡＮＤ回路５の出力信号はＬレベルに固定されるため、トランジスタＴｒ１はオフされる。
【００４３】
また、トランジスタＴｒ５がオンされて、トランジスタＴｒ４がオンされるため、トランジスタＴｒ３のエミッタとベースがほぼ同電位となって、同トランジスタＴｒ３がオフされる。
【００４４】
すると、負荷回路にはバッテリーからトランジスタＴｒ３及び抵抗Ｒ３を介してのみ電流が供給されるので、大きな貫通電流が流れることはない。従って、ヒューズを使用することなく短絡電流を遮断することができる。
（第二の実施の形態）
図３は、第二の実施の形態を示す。この実施の形態は、前記第一の実施の形態のトランジスタＴｒ４をＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ６に置き換え、そのトランジスタＴｒ６のゲートに、前記ラッチ回路９の出力信号・バーＱを入力したものである。
【００４５】
このような構成により、負荷回路に短絡が発生して、ラッチ回路９の出力信号ＱがＨレベルとなり、出力信号・バーＱがＬレベルとなると、ＡＮＤ回路５の出力信号はＬレベルに固定されるため、トランジスタＴｒ１はオフされる。
【００４６】
そして、トランジスタＴｒ６がオンされて、トランジスタＴｒ３がオフされるため、前記第一の実施の形態と同様な作用効果を得ることができる。
また、前記第一の実施の形態では負荷回路の短絡時に、負荷に流れる電流を最適に調整するためには、トランジスタＴｒ４のベース電流、すなわちトランジスタＴｒ５のコレクタ電流を調整するために、同トランジスタＴｒ５のエミッタとグランドＧＮＤとの間に外付けの抵抗を接続する必要があるが、第二の実施の形態では、トランジスタＴｒ６のオン抵抗と抵抗Ｒ３とにより、容易に調整可能である。
（第三の実施の形態）
図４は、第三の実施の形態を示す。この実施の形態は、前記第一の実施の形態のトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５及び抵抗Ｒ３を、ＰＮＰトランジスタＴｒ７及びＮＰＮトランジスタＴｒ８に置換したものである。
【００４７】
すなわち、前記トランジスタＴｒ７のエミッタがトランジスタＴｒ３のベースに接続され、同トランジスタＴｒ７のコレクタがトランジスタＴｒ３のコレクタに接続される。
【００４８】
前記トランジスタＴｒ７のベースが前記トランジスタＴｒ８のコレクタ接続され、同トランジスタＴｒ８のベースには前記ラッチ回路９の出力信号・バーＱが入力され、エミッタはグランドＧＮＤに接続される。
【００４９】
このような構成により、負荷回路に短絡が発生していないときには、トランジスタＴｒ８がオンされて、トランジスタＴｒ７，Ｔｒ３がオンされる。従って、前記第一の実施の形態と同様に動作する。
【００５０】
一方、負荷回路に短絡が発生して、ラッチ回路９の出力信号・バーＱがＬレベルとなると、トランジスタＴｒ８がオフされて、トランジスタＴｒ７，Ｔｒ３がオフされる。従って、ヒューズを使用することなく短絡電流を遮断することができる。
（第四の実施の形態）
図５は、第四の実施の形態を示す。この実施の形態は、前記第三の実施の形態のトランジスタＴｒ７を、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｒ９に置換したものである。
【００５１】
すなわち、前記トランジスタＴｒ３のベース・コレクタ間に前記トランジスタＴｒ９が接続され、同トランジスタＴｒ９のゲートに、前記ラッチ回路９の出力信号Ｑが入力される。
【００５２】
このような構成により、負荷回路に短絡が発生していないときには、トランジスタＴｒ９がオンされて、トランジスタＴｒ３がオンされる。従って、前記第一の実施の形態と同様に動作する。
【００５３】
一方、負荷回路に短絡が発生して、ラッチ回路９の出力信号ＱがＨレベルとなると、トランジスタＴｒ９がオフされて、トランジスタＴｒ３がオフされる。従って、ヒューズを使用することなく短絡電流を遮断することができる。
【００５４】
前記実施の形態から把握できる請求項以外の技術思想をその効果とともに述べる。
（１）請求項２において、前記スイッチ回路をＰチャネルＭＯＳトランジスタとした。スイッチング素子を構成するＰＮＰトランジスタをオフさせるとき、高電位側電源と出力端子との間のインピーダンス設定が容易となる。
【００５５】
【発明の効果】
以上詳述したように、この発明はヒューズを使用することなく、短絡電流による破壊を未然に防止し得るスイッチングレギュレータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】第一の実施の形態を示す回路図である。
【図３】第二の実施の形態を示す回路図である。
【図４】第三の実施の形態を示す回路図である。
【図５】第四の実施の形態を示す回路図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１制御部
１１短絡保護回路
ＶＢ高電位側電源
ＧＮＤ低電位側電源
Ｔｏｕｔ出力端子
Ｖｏｕｔ出力電圧
Ｌコイル
Ｄダイオード
Ｔｒ１出力トランジスタ
Ｔｒ３スイッチング素子
ＯＵＴ制御信号[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching regulator that controls an output voltage and an output current by controlling a pulse width of a pulse signal that drives an output transistor.
[0002]
Portable electronic devices require various power supply voltages to drive internal circuits, and such power supply voltages are generated by a power supply circuit based on a battery voltage. In response to recent demands for smaller and lighter portable electronic devices and lower cost, power supply circuits have shifted from those using transformers to those using switching regulators. Then, it is necessary to supply a stable power supply to the internal circuit with such a switching regulator.
[0003]
[Prior art]
FIG. 6 shows an example of a conventional switching regulator. This switching regulator includes a control unit 1 formed on one substrate and other external elements.
[0004]
A battery power supply VB is supplied to the input terminal Tin, and the battery power supply VB is supplied to the control unit 1 as a high-potential-side power supply Vcc. The control unit 1 is supplied with a ground GND potential as a low potential side power supply.
[0005]
The input terminal Tin is connected to an anode of a diode D via a fuse F and a coil L of an external element, and a cathode of the diode D is connected to an output terminal Tout.
[0006]
The anode of the diode D is connected to the collector of an output transistor Tr1 composed of an NPN transistor, and the emitter of the transistor Tr1 is connected to ground GND. The cathode of the diode D is connected to the ground GND via the capacitor C1.
[0007]
An output signal OUT of the control unit 1 is input to a base of the transistor Tr1, and the transistor Tr1 performs a switching operation based on the output signal OUT. The output signal OUT is a pulse signal having a constant frequency, and the on-time of the transistor Tr1 is controlled according to a change in the duty of the pulse signal.
[0008]
Therefore, when the on-time of the transistor Tr1 becomes longer, the output voltage Vout output from the output terminal Tout decreases. When the on-time of the transistor Tr1 becomes shorter, the output voltage Vout output from the output terminal Tout increases.
[0009]
The cathode of the diode D is connected to the ground GND via the resistors R1 and R2. The resistors R1 and R2 divide the output voltage Vout based on the resistance value, and the divided voltage is input to the control unit 1 as an input signal IN.
[0010]
The input signal IN is input to a negative input terminal of an error amplifier 2 in the control unit 1, and a reference voltage VR1 is input to a positive input terminal of the error amplifier 2. When the voltage level of the input signal IN increases, the output voltage of the error amplifier 2 decreases, and when the voltage level of the input signal IN decreases, the output voltage increases.
[0011]
The output voltage of the error amplifier 2 is input to a positive input terminal of the PWM comparator 3, and a triangular wave of a constant frequency is input from the oscillator 4 to a negative input terminal of the PWM comparator 3.
[0012]
The PWM comparator 3 converts the triangular wave output from the oscillator 4 into a rectangular wave using the output voltage of the error amplifier 2 as a threshold, and outputs the rectangular wave to the AND circuit 5. When the output voltage of the error amplifier 2 rises, the duty of the rectangular wave output from the PWM comparator 3 at the H level is shortened, and when the output voltage of the error amplifier 2 decreases, the rectangular wave output from the PWM comparator 3 decreases. The duty of the H level is extended.
[0013]
The output voltage of the error amplifier 2 is input to the negative input terminal of the comparator 6 for short circuit detection, and the reference voltage VR2 is input to the positive input terminal of the comparator 5 for short circuit detection. When a short circuit occurs in the load circuit connected to the output terminal Tout and the output voltage Vout drops significantly, the reference voltage VR2 changes the output voltage of the error amplifier 2 based on the drop of the output voltage Vout. It is set to exceed VR2.
[0014]
Therefore, when a short circuit occurs in the load circuit, the output signal of the short circuit detection comparator 6 becomes L level, and when no short circuit occurs, the output signal of the short circuit detection comparator 6 becomes H level.
[0015]
The output signal of the short-circuit detection comparator 6 is input to the base of an NPN transistor Tr2, the collector of which is connected to the current source 7 and the emitter of which is connected to ground GND.
[0016]
The collector of the transistor Tr2 is connected to the + input terminal of the timer comparator 8 and to the ground GND via a capacitor C2 of an external element. The reference voltage VR3 is input to the negative input terminal of the timer comparator 8.
[0017]
When the transistor Tr2 is turned on, the collector potential of the transistor Tr2 is substantially at the ground GND level, so that the output signal of the timer comparator 8 is at the L level.
[0018]
When the transistor Tr2 is turned off, the capacitor C2 is charged, and after a certain time, the collector potential of the transistor Tr2 exceeds the reference voltage VR3, so that the output signal of the timer comparator 8 becomes H level.
[0019]
Therefore, the time from when the transistor Tr2 is turned off to when the output signal of the timer comparator 8 rises to the H level becomes longer as the capacitance C2 is increased or the reference voltage VR3 is set higher.
[0020]
The output signal of the timer comparator 8 is input to a latch circuit 9 composed of a flip-flop circuit. When the output signal Q is reset to the L level and the output signal / Q is reset to the H level based on the input of the power supply Vcc, the output signal Q of the timer comparator 8 rises to the H level. Are latched at the H level and the output signal Q is latched at the L level.
[0021]
The output signal / Q of the latch circuit 9 is input to the AND circuit 5. Therefore, when the output signal / Q is at the H level, the output signal of the PWM comparator 3 is output from the AND circuit 5 as the output signal OUT. When the output signal / Q is at the L level, the L level output signal OUT is output from the AND circuit 5 regardless of the output signal of the PWM comparator 3.
[0022]
In the switching regulator configured as described above, when the power supply Vcc is turned on, the output signal / Q of the latch circuit 9 becomes H level, and based on the output signal of the PWM comparator 3, the output transistor Tr1 has a constant frequency. And an output voltage Vout based on the output signal of the PWM comparator 3 is output.
[0023]
When the output voltage Vout increases and the input voltage IN of the control unit 1 becomes higher than the reference voltage VR1, the output voltage of the error amplifier 2 decreases, and the H-level pulse width of the output signal of the PWM comparator 3 increases. , The on-time of the output transistor Tr1 becomes longer, and the output voltage Vout decreases.
[0024]
When the output voltage Vout decreases and the input voltage IN of the control unit 1 becomes lower than the reference voltage VR1, the output voltage of the error amplifier 2 increases and the pulse width of the H level of the output signal of the PWM comparator 3 becomes The on-time of the output transistor Tr1 decreases, and the output voltage Vout increases.
[0025]
By such an operation, the output voltage Vout converges to a constant voltage based on the reference voltage VR1.
When a short circuit occurs in the load circuit and the output voltage Vout drops significantly, the output voltage of the error amplifier 2 exceeds the reference voltage VR2. Then, the output signal of the comparator 6 for short circuit detection becomes L level, and the transistor Tr2 is turned off.
[0026]
After a certain period of time from the OFF operation of the transistor Tr2, the output signal of the timer comparator 8 becomes H level, and the output signal / Q becomes L level.
Then, the output signal of the AND circuit 5 becomes L level, the output transistor Tr1 is turned off, and the constant voltage output operation is stopped.
[0027]
At this time, if a large short-circuit current flows from the battery to the load circuit via the coil L and the diode D, the fuse F is cut off, thereby preventing the coil L, the diode D or the load circuit from being broken.
[0028]
[Problems to be solved by the invention]
In the switching regulator as described above, when a short circuit occurs in the load circuit, the operation of the output transistor Tr1 can be stopped.
[0029]
However, a fuse F is required to protect the switching regulator and the load circuit from a short-circuit current flowing from the battery to the load circuit. Then, after the fuse F is cut, a recovery operation such as replacement of the fuse F is required, and there is a problem that maintenance becomes complicated.
[0030]
An object of the present invention is to provide a switching regulator capable of preventing destruction due to a short-circuit current without using a fuse.
[0031]
[Means for Solving the Problems]
FIG. 1 is a diagram for explaining the principle of claim 1 of the present invention. The coil L is connected between the high potential side power supply VB and the output terminal Tout. The output transistor Tr1 is connected between the coil L and the output terminal Tout and between the low potential power supply GND. The control unit 1 performs switching driving of the output transistor Tr1 with a control signal OUT having a constant frequency, and adjusts a duty of the control signal OUT based on an output voltage Vout output from the output terminal Tout to control the output voltage. Vout is maintained at a constant voltage. The short-circuit protection circuit 11 cuts off the output transistor Tr1 when the output voltage Vout falls below a predetermined voltage . Between the coil L and the output terminal Tout, when the output transistor Tr1 operates based on the control signal OUT, it is turned on and operates as a diode, and based on the output signal of the short-circuit protection circuit 11, the coil L and the output are output. A switching element Tr3 for interrupting connection with the terminal Tout is interposed. The switching element Tr 3 is a PNP transistor whose base is supplied with the high-potential-side power supply V B based on the output signal of the short-circuit protection circuit 11 .
[0032]
According to claim 2, PNP transistor as the switching element, the emitter is connected to the coil, the collector is connected to said output terminal, the base-collector resistor is connected. Then, the base, the switch circuit for supplying a high potential power supply on the base on the basis of the output signal of the short-circuit protection circuit is connected.
[0034]
(Action)
According to the first aspect, when the output transistor Tr1 is operating, the switching element Tr3 operates as a diode, and the output voltage Vout is output from the output terminal Tout. When the output transistor Tr1 is cut off by the short-circuit protection circuit 11, the switching element Tr3 cuts off the connection between the coil L and the output terminal Tout, so that the current flowing from the high potential side power supply VB to the output terminal Tout is cut off. .
[0035]
According to claim 2, the short circuit protection circuit 11, the output transistor Tr1 is cut off by the switch circuit, a high potential power source is supplied to the base of the P NP transistors, PNP transistors are turned off, the high-potential-side The current flowing from the power supply to the output terminal is cut off.
[0037]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(First embodiment)
FIG. 2 shows a first embodiment of the present invention. In this embodiment, the diode D of the conventional example is omitted, and PNP transistors Tr3, Tr4 and a resistor R3 as external elements and an NPN transistor Tr5 in the control unit 1 are added.
[0038]
The transistor Tr3 has an emitter connected to the coil L and a collector connected to the output terminal Tout. A resistor R3 is connected between the base and the collector of the transistor Tr3.
[0039]
The transistor Tr4 has an emitter connected to the input terminal Tin, a collector connected to the base of the transistor Tr3, and a base connected to the collector of the transistor Tr5.
[0040]
The output signal Q of the latch circuit 9 is input to the base of the transistor Tr5, and the emitter is connected to the ground GND.
In the switching regulator configured as described above, the output signal Q of the latch circuit 9 is at the L level and the output signal / Q is at the H level when no short circuit occurs in the load circuit.
[0041]
Then, the transistor Tr5 is turned off, and the transistor Tr4 is turned off. Since the base of the transistor Tr3 is connected to the collector of the transistor Tr3 via the resistor R3, the transistor Tr3 is turned on and operates as a diode. Therefore, the operation is performed in the same manner as in the conventional example.
[0042]
When a short circuit occurs in the load circuit and the output signal Q of the latch circuit 9 goes high and the output signal / Q goes low, the output signal of the AND circuit 5 is fixed at the low level. Turned off.
[0043]
Further, since the transistor Tr5 is turned on and the transistor Tr4 is turned on, the emitter and the base of the transistor Tr3 have substantially the same potential, and the transistor Tr3 is turned off.
[0044]
Then, since a current is supplied to the load circuit only from the battery via the transistor Tr3 and the resistor R3, a large through current does not flow. Therefore, the short-circuit current can be cut off without using a fuse.
(Second embodiment)
FIG. 3 shows a second embodiment. In this embodiment, the transistor Tr4 of the first embodiment is replaced with a P-channel MOS transistor Tr6, and the output signal / Q of the latch circuit 9 is input to the gate of the transistor Tr6.
[0045]
With such a configuration, when a short circuit occurs in the load circuit and the output signal Q of the latch circuit 9 becomes H level and the output signal / Q becomes L level, the output signal of the AND circuit 5 is fixed to L level. Therefore, the transistor Tr1 is turned off.
[0046]
Then, since the transistor Tr6 is turned on and the transistor Tr3 is turned off, the same operation and effect as those of the first embodiment can be obtained.
In the first embodiment, when the load circuit is short-circuited, the current flowing to the load is optimally adjusted by adjusting the base current of the transistor Tr4, that is, the collector current of the transistor Tr5. It is necessary to connect an external resistor between the emitter and the ground GND, but in the second embodiment, it can be easily adjusted by the on-resistance of the transistor Tr6 and the resistor R3.
(Third embodiment)
FIG. 4 shows a third embodiment. In this embodiment, the transistors Tr4 and Tr5 and the resistor R3 of the first embodiment are replaced with a PNP transistor Tr7 and an NPN transistor Tr8.
[0047]
That is, the emitter of the transistor Tr7 is connected to the base of the transistor Tr3, and the collector of the transistor Tr7 is connected to the collector of the transistor Tr3.
[0048]
The base of the transistor Tr7 is connected to the collector of the transistor Tr8, the output signal / Q of the latch circuit 9 is input to the base of the transistor Tr8, and the emitter is connected to the ground GND.
[0049]
With such a configuration, when no short circuit occurs in the load circuit, the transistor Tr8 is turned on, and the transistors Tr7 and Tr3 are turned on. Therefore, the operation is the same as that of the first embodiment.
[0050]
On the other hand, when a short circuit occurs in the load circuit and the output signal / Q of the latch circuit 9 becomes L level, the transistor Tr8 is turned off and the transistors Tr7 and Tr3 are turned off. Therefore, the short-circuit current can be cut off without using a fuse.
(Fourth embodiment)
FIG. 5 shows a fourth embodiment. In this embodiment, a transistor Tr7 of the third embodiment is replaced with a P-channel MOS transistor Tr9.
[0051]
That is, the transistor Tr9 is connected between the base and the collector of the transistor Tr3, and the output signal Q of the latch circuit 9 is input to the gate of the transistor Tr9.
[0052]
With such a configuration, when no short circuit occurs in the load circuit, the transistor Tr9 is turned on and the transistor Tr3 is turned on. Therefore, the operation is the same as that of the first embodiment.
[0053]
On the other hand, when a short circuit occurs in the load circuit and the output signal Q of the latch circuit 9 becomes H level, the transistor Tr9 is turned off and the transistor Tr3 is turned off. Therefore, the short-circuit current can be cut off without using a fuse.
[0054]
Technical ideas other than the claims that can be grasped from the embodiment will be described together with their effects.
(1) In claim 2, the switch circuit is a P-channel MOS transistor. When the PNP transistor constituting the switching element is turned off, it is easy to set the impedance between the high-potential-side power supply and the output terminal.
[0055]
【The invention's effect】
As described in detail above, the present invention can provide a switching regulator that can prevent destruction due to short-circuit current without using a fuse.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a first embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a fourth embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a conventional example.
[Explanation of symbols]
1 controller 11 short-circuit protection circuit VB high-potential-side power supply GND low-potential-side power supply Tout output terminal Vout output voltage L coil D diode Tr1 output transistor Tr3 switching element OUT control signal

Claims

高電位側電源と出力端子との間に接続されるコイルと、
前記コイルと出力端子との間と、低電位側電源との間に接続される出力トランジスタと、
前記出力トランジスタを一定周波数の制御信号でスイッチング駆動するとともに、前記出力端子から出力される出力電圧に基づいて前記制御信号のデューティを調整して、該出力電圧を一定電圧に維持する制御部と、
前記出力電圧が所定の電圧以下となったとき、前記出力トランジスタをカットオフさせる短絡保護回路と、
前記コイルと出力端子との間に接続されており、前記制御信号に基づいて前記出力トランジスタが動作するときにはオンしてダイオードとして動作し、前記短絡保護回路の出力信号に基づいて、前記コイルと出力端子との接続を遮断するスイッチング素子と
を備えており、
前記スイッチング素子は、前記短絡保護回路の出力信号に基づいてベースに前記高電位側電源が供給されるＰＮＰトランジスタであることを特徴とするスイッチングレギュレータ。A coil connected between the high potential side power supply and the output terminal,
An output transistor connected between the coil and the output terminal, and a low-potential-side power supply;
A control unit that performs switching driving of the output transistor with a control signal having a constant frequency, adjusts a duty of the control signal based on an output voltage output from the output terminal, and maintains the output voltage at a constant voltage ;
When the front SL output voltage is equal to or less than a predetermined voltage, and short-circuit protection circuit for cutting off the output transistor,
The output transistor is connected between the coil and an output terminal.When the output transistor operates based on the control signal, the output transistor is turned on and operates as a diode. a switching element for interrupting the connection between the terminal
With
The switching regulator , wherein the switching element is a PNP transistor whose base is supplied with the high-potential-side power based on an output signal of the short-circuit protection circuit .

前記スイッチング素子としてのＰＮＰトランジスタは、エミッタが前記コイルに接続されており、コレクタが前記出力端子に接続されており、ベース・コレクタ間には抵抗が接続されており、ベースには、前記短絡保護回路の出力信号に基づいて前記ベースに高電位側電源を供給するスイッチ回路を接続したことを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ。 PNP transistor as the switching element, the emitter is connected to the coil, the collector is connected to said output terminal, and the base-collector connected resistor, to the base, the short-circuit protection 2. The switching regulator according to claim 1, wherein a switch circuit for supplying high-potential-side power to the base based on an output signal of the circuit is connected .