JP3554465B2

JP3554465B2 - Orthogonal frequency division multiplexing demodulator

Info

Publication number: JP3554465B2
Application number: JP12845397A
Authority: JP
Inventors: 武司川辺
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1996-05-20
Filing date: 1997-05-19
Publication date: 2004-08-18
Anticipated expiration: 2017-05-19
Also published as: JPH1075229A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式を使用した通信システムに関するもので、より詳細には、複雑な受信環境においても良好な再生信号を得ることができる復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、米国を初め、日本、欧州でデジタル放送の研究開発が活発に行われているが、ＭＰＥＧ２による画像圧縮技術の進歩によりデジタル化された画像の情報量が大幅に削減され、無線通信で伝送が可能なレベルにまで進歩した。
【０００３】
一般に、この圧縮された画像データを伝送する場合、通常の５〜２０Ｍｂｐｓ程度の情報伝送レートが必要となる。これらのデータに、さらにデータの誤りを訂正する誤り訂正方式やエラーに対する耐久性を向上させることができる符号化変調方式を用いるとさらに冗長度を増し、より高い伝送レートが要求されることになる。
【０００４】
これらの情報を制限された帯域内で伝送するためにはより効率の高い伝送方式の開発が必要となる。現在、この解決方法として伝送する情報を多値化してデジタル量として伝送することが提案されている。
【０００５】
特に、将来のデジタル地上放送実現に向け、米国で６ＭＨｚの帯域を用いて８レベルを伝送する８ＶＳＢ（ｖｅｓｔｉｇｉａｌＳｉｄｅ−Ｂａｎｄ）方式が検討されている。この８ＶＳＢ方式は１シンボルで３ビット情報が送れ、６ＭＨｚの帯域で１０．７６Ｍボーのシンボルレートを有している。この方式は帯域利用効率は高いが、ＳＦＮ（ＳｉｇｎａｌＦｒｅｑｅｎｃｙＮｅｔｗｏｒｋ）や移動体受信には適応が難しいという側面を持っている。
【０００６】
一方、日本、欧州では直交周波数分割多重方式が検討されている。この方式は複数のキャリアを同時に用いて情報を伝送する方式であり、マルチパスに強くＳＦＮや移動体受信に適応可能であるという特徴を有している。
【０００７】
また、地上放送のような限られた電波環境下では、有効資源の一つである電波を効率的に使用することが重要になりつつあるが、直交周波数分割多重方式はこの観点からデジタル放送時代のデジタル伝送方式として開発されつつある。
【０００８】
直交周波数分割多重方式は、直交する複数の搬送波を同時に用い情報を伝送する方式であり、この時用いる搬送波数は約１０００本から８０００本程度である。又、各々の搬送波は多値ＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等で変調されており、帯域の利用効率が高い方式でもある。
【０００９】
従来、この技術は欧州におけるデジタル音声ステレオ放送に用いる技術として開発され、特に多数の搬送波を同時に変調する手段として高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて実現が可能であることが分かっており、すでに実用化されつつある。
【００１０】
この技術に関しては、例えば、ＭｉｃｈｅｌＡｌａｒｄ，ＲｐｓｅｌｙｎｅＬａｓｓａｌｌｅ「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄｃｈａｎｎｅｌｃｏｄｉｎｇｆｏｒｄｉｇｉｔａｌｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇｆｏｒｍｏｂｉｌｅｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」ＥＢＵＲＥＶＩＥＷ−ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ１９８７，ｐｐ１６８−１９０に詳細に記載されている。
【００１１】
ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の基本的な原理は以下のとおりである。
【００１２】
搬送波周波数を｛ｆ_ｋ｝とすると、
ｆ_ｋ＝ｆ_ｏ＋ｋ／Ｔ_ｓ，ｋ＝０〜Ｎ−１
基本信号をΨ_ｊ，ｋ（ｔ）とすると、

信号ｇ_ｋ（ｔ）の周波数スペクトルは互いにオーバラップしている。Ψ_ｊ，ｋ（ｔ）は互いに直交条件を満足している。
【００１３】
送信したいデータの複素数列｛Ｃ_ｊ，ｋ｝とすると、ＯＦＤＭの伝送信号Ｘ（ｔ）次の様に記述できる。
【００１４】
【数１】

【００１５】
上記信号を伝送路で伝送した場合、伝送路に起因する歪やマルチパスにより、直交性は損傷を受け乱される、このため受信された信号の復調信号に符号間干渉を生じることとなり、誤りを増加する結果となる。
【００１６】
この問題の一つの解決策として送信エネルギーの一部を犠牲にして、各信号Ψ_ｊ，ｋ（ｔ）の前に符号間干渉を吸収するためのガードインターバルを設ける方法が提案されている。
【００１７】
この時、送信信号のシンボル期間Ｔ’_ｓは次式で記述される。
【００１８】
Ｔ’_ｓ＝Ｔ_ｓ＋Δ
ここでは、Ｔ_ｓは有効シンボル期間、Δはガードインターバル期間、有効信号をΨ_ｊ，ｋ（ｔ）とすると、
Ψ_ｊ，ｋ（ｔ）＝ｇ_ｋ（ｔ−ｊＴ’_ｓ）
この時送信信号は、

この時、ＯＦＤＭの伝送信号Ｘ（ｔ）は次の様に記述できる。
【００１９】
【数２】

【００２０】
このような、直交周波数分割多重方式を用いたデジタル伝送では、伝送路に歪やマルチパスが存在すると、受信信号の直交性は損傷を受けて乱され、復調信号に符号間干渉を生じることとなり、誤り率を悪化させる結果となる。
【００２１】
この問題の一つの解決策として送信エネルギーの一部を犠牲にして、各信号の前に符号間千渉を吸収するためのガードインターバルを設ける方法が提案されている。ガードインターバルを用いると障害物により反射された遅延波が直接波のほかに存在しても遅延量がガードインターバルより短ければ符号間干渉を生じることなく受信可能であり、良好にＢＥＲ（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ：ビット誤り率）が達成される。
【００２２】
たとえば、永塚守、都竹愛一郎、福地一「ＯＦＤＭによる地上デジタル放送−変復調装置の特性−」（１９９５年テレビジョン学会年次大会１９−７、ｐｐ２８３−２８４、１９９５）で報告されているように、直接波に対して遅延波が９μ秒遅れて受信機に到達したとすると、ガードインターバルがない状態では符号間千渉が生じてしまうが、ガードインターバルを付加すると、そのガードインターバル長が上記の遅延波の遅延量より大きく設定した場合、ＢＥＲはほとんど劣化しない。
【００２３】
このようにガードインターバルの付加により単一エコーが存在しても、その遅延量がガードインターバル以下であれば符号間干渉を引き起こさない。
【００２４】
このようにして、ガードインターバルは、本来伝送したい有効なシンボルの前に緩衝データ部分として無効なシンボルを付加することで、チャンネル間千渉やシンボル間干渉を生じることを防ぐことができ、デジタル伝送において品質の高い情報を送ることができる。この時、付加する無効なシンボルは、有効シンボルの一部を用い、全体の数十分のｌから数分の１の期間にあたる。
【００２５】
直交周波数分割多重方式において、ガードインターバルを用いることによりエコーやマルチパスに強い伝送が可能となり、ＳＦＮや移動体受信に適用が可能である。
【００２６】
図１１は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における従来の受信器の１例の構成を示すブロック図である。
【００２７】
従来の受信器では、入力信号端子３に入力される受信信号は、バンドパスフィルタ２０、周波数変換器２１及びローパスフィルタ２２を通りベースバンドに変換された後に、ＡＤ変換器２３によりＡＤ変換されてデジタル信号に変換される。
【００２８】
得られた信号は同期処理回路２４によりシンボルの同期信号を検出し、有効シンボル位置の算出をおこないガードインターバル信号を除去する。
【００２９】
このようにして得られた有効シンボル信号をＦＦＴ処理回路２５で高速フーリエ変換し等化回路２６、ＱＡＭデマッピング回路２７、トレリス復号回路２８、誤り訂正回路２９等により所定の処理を行い、復調データを得ることができる。
【００３０】
ここで、図１２を用いて通常の同期処理について簡単に以下に説明する。図１２は、ＯＦＤＭ方式における従来の伝送信号のフレーム構成を示す図である。一般的に送信信号は複数のシンボルをひとまとめにし、フレーム構成（Ｍ個のシンボル）とする。受信側で同期処理が行いやすいように、また復調処理が容易にできるようにフレーム構成の中には基準信号として種々の信号を挿入する。フレームの同期検出を行うために挿入されたヌルシンボルもその一つである。ヌルシンボルは無信号期間であり、この信号を用いて、シンボル基準信号を生成することができる。
【００３１】
またほかの方式としてヌルシンボルを用いなくてデータの相関を用いることでも可能である。
【００３２】
例えば、再生されたシンボルデータを遅延回路に通し、得られた信号ともとの信号との相関を計算し、相関ピークが最大となる点を検出する。この点をシンボル同期位置とすることで有効シンボル期間を検出することができる。このような手段を用いて得られた有効シンボルのみを高速フーリエ変換処理することで、シンボル間干渉、チャンネル間干渉のない復調が可能となる。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように、ガードインターバルは有効シンボルの前方に付加し、遅れて到達する遅延波を吸収する役割を持つ。通常の受信環境は複数の電波が種々の方向から特有の遅延量、レベルを持ち伝搬し、アンテナに到達する。受信器ではこれらの受信信号を復調し良好な再生信号を得る必要がある。
【００３４】
しかし、従来の方法であると、単一の遅延波に対しては有効に働くが複雑な受信環境に受信器が置かれると良好な再生信号はえられないことになる。
【００３５】
そして、ガードインターバルを挿入すると本来送信したいデータに無効なデータを付加することになり、この結果、電力損失が生じることになる。つまり、電力の使用効率は悪くなり、ガードインターバルのないＯＦＤＭシステムと比較して１０×ｌｏｇＴ’_ｓ／Ｔ_ｓの損失になる。
【００３６】
本発明は、上記した従来技術における問題点に鑑みてなされたもので、ガードインターバルを用いる方式、或いは、再生データの相関をとる方式に適用し得るシンボルの同期検出手段を講じて複雑な受信環境に置かれても良好な再生信号を得ることを可能とするＯＦＤＭシステムにおけるデータ復調回路を提供することをその解決課題とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式による該搬送波を受信する受信手段と、該受信手段の受信信号より所定の周波数を選局する選局手段と、該選局手段よりの信号を周波数変換する搬送波再生手段と、該搬送波再生手段により得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、前記搬送波に付加されている基準信号にもとづくタイミング再生回路と、前記アナログ−デジタル変換器により得られたデジタル信号を直列から並列に変換する直並列変換器と、該直並列変換器の前段に設けられたメモリー部と、該直並列変換器の出力を離散フーリエ変換するＦＦＴ処理手段を備え、該ＦＦＴ処理手段による離散フーリエ変換後の再生データを用いた判定を行い、その判定結果により決まるとるべき基準データと該再生データとから得られる誤差が最小となるように前記メモリー部を制御することによりデジタル信号列への前記離散フーリエ変換処理のタイミングを変化させるようにし、エコーやマルチパスが存在する伝送路の中を送られて来た信号でも良好なデータが復調できるようにしたものである。
【００４０】
本発明は、互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式において、受信信号より希望の周波数を選局する選局手段と周波数を変換する搬送波再生手段を備え、得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器とタイミング再生回路を備え、得られたデジタル信号を並列に変換する直並列変換器を備え、直並列変換器の出力を離散フーリエ変換によリデータを変換する変換部を備え、離散フーリエ変換後の信号を用いて判定し、その判定した結果において誤差が最小となるように離散フーリエ変換を行うタイミング位置を制御できるタイミング制御部を備え、このタイミング制御部にあらかじめ所定の変換位置のオフセットを与えるためのオフセット制御部を備えたものである。
【００４１】
本発明は、上記の直交周波数分割多重方式の復調器において、タイミング制御部よりあらかじめ所定のオフセット信号が与えられ、そのオフセット量に応じて離散フーリエ変換後の信号に所定の計算を行い、補正ができるようにしたものである。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に関する一実施形態を図面を用いて説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における本発明の受信機の１実施形態のブロック図である。
【００４３】
図２において、受信され選択された受信信号は、入力信号端子３により入力され、バンドパスフィルタ２０により希望する信号以外の雑音を除去する。
【００４４】
除去された信号は、周波数変換器２１により低い周波数に変換され、変換された信号はローパスフィルタ２２によりベースバンド信号を取り出す。得られたベースバンド信号はＡＤ変換器２３によりデジタル信号に変換され、ＦＦＴ処理回路２５に渡される。この時、同時に送信側で付加された基準信号によりキャリアの再生、およびクロックの再生を行う。
【００４５】
ここで、送信側の処理について図１を用いて簡単にその信号の流れを説明する。図１は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における送信側の処理装置を示すブロック図である。
【００４６】
送信したい情報、たとえば圧縮された映像情報や音声情報、データ情報は一つのビットストリーム情報に多重され、データ入力端子１より入力される。入力された信号は誤り訂正回路１０において、伝送路で発生するノイズのためにデータに誤りが発生した場合、その誤りを訂正するための付加情報が付加され情報を分散させるインターリーブを施し、トレリス符号化回路１１に渡される。
【００４７】
トレリス符号化回路１１はＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−ＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ）が低くても、より誤りの少ないデータの再生を可能とするように符号化を行い、さらに情報の分散を行うためにインターリーブをかける。この信号はＱＡＭマッピング回路１２において情報の多値数に応じてコンスタレーション上の割り当てを行い、実数に当たる信号Ｓｒと虚数に当たる信号Ｓｉの２系統の信号を得る。
【００４８】
この信号は、ＩＦＦＴ処理回路１３において周波数軸情報から時間軸情報への変換を行う。ＩＦＦＴ処理回路１３では、入力された信号は直列並列変換器により並列信号に変換され、基準信号等が付加され、Ｎの逆フーリエ変換が行われる。この時ＮはＮ＝２のＰ乗になるように選ばれる。Ｎの代表的な値として５１２，１０２４，２０４８，４０９６，８１９２，１６３８４，３２７６８等があげられる。
【００４９】
フーリエ変換された信号は、並列直列変換器によリシリアル信号に変換され、後段のガードインターバル付加回路１４によりガードインターバル信号が付加される。そして得られた信号は、Ｄ／Ａ変換器１５によりアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ１６により送信データとする。
【００５０】
この信号は、さらに周波数変換器１７により送信周波数に変換し、バンドパスフィルタ１８を通して送信信号として送信信号出カ端子２より出力される。
【００５１】
図３は、本変調方式で生成されるシンボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。逆フーリエ変換により生成された信号は並列直列変換されて送信用の有効シンボル３３、３４が形成される。
【００５２】
この有効シンボル３４に有効シンボルの一部のデータをガードインターバル信号３５として有効シンボル３４に付加する。つまり、送信シンボル長３７は有効シンボル長３２にガードインターバル長３１を加算したものとなる。
【００５３】
この時、加算されるガードインターバル長３１は有効シンボル長３２の数十分の１から数分の１程度が用いられ、ガードインターバルを長くするとマルチパス等により生じる遅延拡散の遅延量に対し、耐性が向上する。しかしあまり長くすると全送信データ量に対する有効データ量が小さくなってしまい、効率が悪くなることになる。
【００５４】
本発明の受信部に戻って、続きの説明を行う。図４は、図２における本発明の受信部のＦＦＴ処理回路２５周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
【００５５】
受信された信号は、Ａ／Ｄ変換器２３（図２参照）によリデジタル信号に変換された後、図４に示す入力端子５に供給される。入力された信号は、ガードインターバルを除去するために設けられたメモリ部４０により有効シンボルのみ取り出す。
【００５６】
得られた信号は、直列並列変換回路４１により並列の信号に変換され、高速フーリエ変換器４２によリフーリエ変換される。
【００５７】
フーリエ変換された信号は、並列直列変換器４３により直列信号に変換され、波形等化回路２６等を経てＱＡＭデマッピング回路２７にわたされる。
【００５８】
ＱＡＭデマッピング回路２７では、振幅と位相情報を検出して出力端子６より出力する。
【００５９】
また、ＱＡＭデマッピング回路２７からのデータの一部は判定・誤差計算回路３０にわたされ、受信信号と判定した信号の誤差を計算する。
【００６０】
この誤差信号は同期処理回路２４に入力され、ガードインターバル除去用のメモリ部４０のメモリ制御部４４にわたされる。
【００６１】
メモリ制御部４４では、判定・誤差計算回路３０で得られた誤差信号が最小になるように読み出しメモリアドレス位置を制御し、所定の有効シンボルに当たる情報を適応的に取り出し後段の直列並列変換回路４１にわたす。
【００６２】
図５は、図２及び図４における本発明の受信部の判定・誤差計算回路の一実施形態を示すブロック図である。
【００６３】
ＱＡＭデマッピング回路２７（図２、４参照）がら図５における入力端子５０に入力された入力信号Ｘｉは、判定回路５３により判定され、判定結果に応じてとるべき基準データを表わす判定信号Ｙｉを得る。得られた信号は減算器５４によりその差分を次式により針算する。
【００６４】
Ｅｉ＝Ｙｉ−Ｘｉ
得られた差分信号は出力端子５２より出力される。
【００６５】
図６は、図４に示す本発明の受信部の同期処理回路２４におけるメモリ制御部４４の構成を示すブロック図である。
【００６６】
上記判定・誤差計算回路３０（図４、参照）により計算された誤差信号Ｅｉが入力端子６０より入力され、その信号は２乗回路６１により２乗され、誤差判定回路６２により誤差量が増大しているか、減少しているかを判定する。判定した信号をもとにアドレス発生回路６３によりアドレス位置を可変し、誤差量が最小になるように制御する。ここで用いられた２乗回路６１は絶対値回路でも同様の結果は得られる。
【００６７】
また、本発明におけるシンボル同期検出は上記、従来例に見られるようなヌルシンボルを用いる方式や再生データの相関をとる方式を用いればよく、また他の方式と組み合わせても同様の結果は得られる。
【００６８】
そして、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない限り、変形して実施することが可能である。
【００６９】
以下この発明に関する他の実施の形態を図７を用いて説明する。受信され選択された信号は入力信号端子３より入力され、バンドパスフィルター２０により希望する信号以外の雑音を除去する。除去された信号は周波数変換器２１により低い周波数に変換され、変換された信号はローパスフィルター２２によリベースバンド信号を取り出す。
【００７０】
得られたベースバンド信号はＡＤ変換器２３によりディジタル信号に変換され、ＦＦＴ処理部２５に渡される。
【００７１】
ＦＦＴ処理部２５では高速フーリエ変換によリデータ変換が行われる。このとき受信した信号は有効シンボル期間とガード期間を含んでおり、ＦＦＴ処理はこのうち有効シンボル期間に対してのみ実施する。
【００７２】
ＦＦＴ処理を行うシンボル位置は判定回路、誤差計算回路３０により計算し、データの誤差が最小となるように最適シンボル位置を計算する。最適シンボル位置によりＦＦＴ処理が実施された信号はデータ補正部１００に渡され、等化回路２６により伝送路の補償が行われる。補償された信号はＱＡＭデマッピング２７、トレリス復号回路２８、誤り訂正２９、デ・インターリーブ等により処理が施され、データが復調される。
【００７３】
通常は遅れて到達する信号が受信電力が小さく、妨害波と見なされる。しかし受信電力が逆転して、遅延した信号が本来の信号より大きい場合、すなわち前ゴーストが存在する様な場合、本来の最適シンボル位置３２でＦＦＴ処理を実行するとこのゴーストにより符号間干渉が大きくなってしまう。
【００７４】
この為、ＦＦＴ処理を本来の最適シンボル位置より前方にずらして処理することで符号間干渉を小さくできる。このとき前ゴーストの遅延量より大きく、シンボル位置を前方にずらす。最適シンボル位置より前方にＦＦＴ処理をずらすために、一定のオフセットをオフセット制御部１０１により与え、前ゴーストが存在する時においても良好に受信できるようにする。
【００７５】
このとき与えられたオフセットによりＦＦＴ処理された複素データに干渉が生じるため、与えられたオフセット量に応じてこの干渉を除去する為にデータを補償する。つまり、ＦＦＴ処理部２５より得られたデータはデータ補正部３１により補償信号と複素乗算を行い実部と虚部の干渉を除去する。
【００７６】
図８は本発明の詳細な受信部のブロック図を示す。入力のべースバンド信号は入力端子５よりＦＦＴ処理部２５ヘ入力される。ＦＦＴ処理部ではメモリ部４０によリガードインターバルを除去し、有効シンボル期間のデータのみを直列並列変換器４１へ渡す。
【００７７】
有効シンボル期間のデータはメモリ制御部４４から制御信号によりＦＦＴ処理の取り込みタイミングを調整する事により生成される。直列並列変換された信号はフーリエ変換部４２によリフーリエ変換される。フーリエ変換された信号は並列直列変換器４３により直列データに変換される。直列データに変換されたデータはデータ補正部３１によリデータの修正が加えられる。
【００７８】
修正されたデータは波形等化回路部２６に渡され、伝送路特性が補正される。その後、デ・マッピング回路２７にＱＡＭ及びＱＰＳＫ等の復調が行われる。復調されたデータは出力端子６よりビットストリーム信号として出力される。
【００７９】
データ補正部３１ではオフセット制御部３２からの信号によりオフセットによるデータの変化分を補償する。復調器で行うＦＦＴ処理のＦＦＴ位置にオフセットをあらかじめ与え、前ゴーストに対応するとき、オフセットによる信号の変化が生じる。この信号の変化はオフセット量によりあらかじめ求めることができるため、ＦＦＴ処理後のデータに対してあらかじめ計算した信号の変化分に相当する値をデータ補正部３１により補正する。
【００８０】
ここで有効シンボル期間をＴとし、オフセット量をΔとすると、有効シンボル期間に対するオフセット量はΔ／Ｔとなる。オフセット量がガード期間以内であれば、ＦＦＴ出力のデータは実部と虚部の符号間干渉は生じない。このオフセットによりデータのコンスタレーション上の回転が生じる事になる。すなわちΔ／Ｔにより回転量を計算し、その逆回転の演算を行えばよい。
【００８１】
【数３】

【００８２】
とすると、逆回転の計算は以下のように求めることができる。
【００８３】
Ｙ＝Ｒ×Ｘ
図９は本変調方式で生成されるシンボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。逆フーリエ変換により生成された信号は並列直列変換されて送信用の有効シンボル３４が形成される。この有効シンボル３４に有効シンボルの一部のデータをガードインターバル信号３５として有効シンボル３４に付加する。つまり送信シンボル長３３は有効シンボル長３２にガードインターバル長３１を加算したものとなる。
【００８４】
通常は有効シンボル３２の位置によりＦＦＴ処理を行うとゴーストによる干渉が最小に押さえられるが、前ゴーストが存在する伝送路ではオフセット３７を与え、３６に示されているＦＦＴ処理位置によりＦＦＴを実行する。
【００８５】
図１０は本発明の他の実施の形態におけるデータ補正部の構成を示すブロック図である。ＦＦＴ処理出力は複素入力データ１１２として入力される。オフセット制御部より発生したオフセット信号１１５に基づいてデータ補正量を計算し、複素補正データ１１４として複素乗算器１１０へ入力され複素入力データ１１２と複素乗算が行われる。得られた結果は複素出力データ１１３として出力される。複素データ出力は等化回路２６へ渡され後段の処理が行われる。
【００８６】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明によれば、複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル問干渉、シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの受信が可能である。移動受信時においても良好なデータの再生が可能となり、高品質の映像，音声，データの再生が可能である。
【００８７】
また本発明によれば、前ゴーストがあるような複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル間干渉、シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの受信が可能である。
【００８８】
移動受信時においても良好なデータの再生が可能となり、高品質の映像、音声、データの再生が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における送信側の処理装置を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における本発明の受信機の一実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る変調方式において生成されるシンボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。
【図４】図２における本発明の受信部のＦＦＴ処理回路周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】図２及び図４における本発明の受信部の判定・誤差計算回路の−実施形態を示すブロック図である。
【図６】図４に示す本発明の受信部の同期処理回路２４におけるメモリ制御部４４の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の他の実施の形態を含む受信側の信号処理系統を示すブロック図である。
【図８】本発明の他の実施の形態を含む受信側の信号処理系統を示す詳細なブロック図である。
【図９】他の実施の形態で具体的な信号の状態を示す図である。
【図１０】本発明の他の実施の形態のデータ補正部のブロック図である。
【図１１】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における従来の受信器の一例の構成を示すブロック図である。
【図１２】ＯＦＤＭ方式における従来の伝送信号のフレーム構成を示す図である。
【符号の説明】
１データ入力端子
２送信信号出力端子
３受信信号入力端子
４復調データ出力端子
５ＦＦＴ処理回路入力端子
６ＱＡＭデマッピングデータ出力端子
１０誤り訂正付加回路
１１トレリス符号化回路
１２ＱＡＭマッピング回路
１３ＩＦＦＴ処理回路
１４ガードインターバル付加回路
１５Ｄ／Ａ変換器
１６ローパスフィルタ
１７周波数変換器
１８バンドパスフィルタ
２０バンドパスフィルタ
２１周波数変換器
２２ローパスフィルタ
２３ＡＤ変換器
２４同期処理回路
２５ＦＦＴ処理回路
２６波形等化回路
２７ＱＡＭデマッピング回路
２８トレリス復号回路
２９誤り訂正回路
３０判定・誤差計算回路
３１ガードインターバル期間
３２有効シンボル期間
３３１シンボル
３４有効シンボル
３５ガードデータ
３６ＦＦＴ処理期間
３７送信シンボル期間
４０メモリ部
４１直列並列変換器
４２高速フーリエ変換部
４３並列直列変器
４４メモリ制御部
５０ＱＡＭデマッピング回路
５１判定出力信号
５２誤差信号
５３判定回路
５４減算回路
６０誤差入力信号
６１２乗回路
６２誤差判定回路
６３アドレス発生回路
６４アドレス信号
１００データ補正部
１０１オフセット制御部
１１０複素乗算器
１１１複素補正値計算部
１１２複素入力データ
１１３複素出力データ
１１４複素補正データ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a communication system using an orthogonal frequency division multiplexing method, and more particularly, to a demodulator capable of obtaining a good reproduced signal even in a complicated reception environment.
[0002]
[Prior art]
Currently, digital broadcasting is being actively researched and developed in the United States, Japan, and Europe, but the amount of information in digitized images has been significantly reduced due to the advancement of image compression technology using MPEG2, and it has been transmitted by wireless communication. Has advanced to a possible level.
[0003]
In general, when transmitting this compressed image data, a normal information transmission rate of about 5 to 20 Mbps is required. If an error correction method for correcting data errors or a coded modulation method capable of improving the durability against errors is used for these data, redundancy is further increased, and a higher transmission rate is required. .
[0004]
In order to transmit such information within a limited band, it is necessary to develop a more efficient transmission system. At present, as a solution to this, it has been proposed to multi-value information to be transmitted and to transmit it as a digital quantity.
[0005]
Particularly, in order to realize digital terrestrial broadcasting in the future, an 8VSB (vestigative side-band) system for transmitting eight levels using a 6 MHz band is being studied in the United States. In the 8VSB method, 3-bit information can be transmitted in one symbol, and the symbol rate is 10.76 M baud in a 6 MHz band. Although this system has high band use efficiency, it has an aspect that it is difficult to adapt to SFN (Signal Frequency Network) and mobile reception.
[0006]
On the other hand, orthogonal frequency division multiplexing systems are being studied in Japan and Europe. This system is a system for transmitting information by simultaneously using a plurality of carriers, and has a feature that it is strong in multipath and can be applied to SFN and mobile reception.
[0007]
In a limited radio wave environment such as terrestrial broadcasting, it is becoming important to use radio waves efficiently, which is one of effective resources. Is being developed as a digital transmission system.
[0008]
The orthogonal frequency division multiplexing system is a system for transmitting information by simultaneously using a plurality of orthogonal carriers, and the number of carriers used at this time is about 1,000 to 8,000. In addition, each carrier is modulated by multi-level QAM (Quadrature Amplitude Modulation) or the like, and this is a system with high band use efficiency.
[0009]
Conventionally, this technology has been developed as a technology used for digital audio stereo broadcasting in Europe, and it has been known that it can be realized using fast Fourier transform (FFT) as a means for modulating a large number of carriers at the same time. Is being transformed.
[0010]
Regarding this technology, see, for example, Michel Alard, Rpselyne Lassall, "Principle of modulation and channel coding for digital broadcasting for mobile receivers", EBURE-87, EBUI-87, and EBU-87-EVI-87 REV REIC.
[0011]
The basic principle of OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) is as follows.
[0012]
Carrier frequency is Δf _k ｝
f _k = F _o + K / T _{s, k} = 0 to N-1
Basic signal _{j, k} (T),

Signal g _k The frequency spectra of (t) overlap each other. Ψ _{j, k} (T) satisfies the orthogonal condition with each other.
[0013]
Complex number sequence of data to be transmitted ｛C _{j, k} Then, the transmission signal X (t) of OFDM can be described as follows.
[0014]
(Equation 1)

[0015]
If the above signal is transmitted on a transmission line, the orthogonality is damaged and disturbed by distortion and multipath caused by the transmission line. Results in an increase in
[0016]
One solution to this problem, at the expense of some of the transmitted energy, _{j, k} A method of providing a guard interval for absorbing intersymbol interference before (t) has been proposed.
[0017]
At this time, the symbol period T ′ of the transmission signal _s Is described by the following equation.
[0018]
T ' _s = T _s + Δ
Here, T _s Is an effective symbol period, Δ is a guard interval period, and 有効 is an effective signal. _{j, k} (T),
Ψ _{j, k} (T) = g _k (T-jT ' _s )
At this time, the transmission signal is

At this time, the transmission signal X (t) of OFDM can be described as follows.
[0019]
(Equation 2)

[0020]
In such digital transmission using orthogonal frequency division multiplexing, if distortion or multipath exists in the transmission path, the orthogonality of the received signal will be damaged and disturbed, and intersymbol interference will occur in the demodulated signal. This results in a worse error rate.
[0021]
As a solution to this problem, there has been proposed a method of providing a guard interval before each signal to absorb intersymbol interference at the expense of a part of transmission energy. When the guard interval is used, even if the delayed wave reflected by the obstacle exists in addition to the direct wave, if the delay amount is shorter than the guard interval, the signal can be received without causing intersymbol interference, and the BER (Bit Error Rate) can be favorably obtained. : Bit error rate) is achieved.
[0022]
For example, as reported in Mamoru Nagatsuka, Aiichiro Tsutake, and Hajime Fukuchi, "Digital Terrestrial Broadcasting by OFDM-Characteristics of Modem-" If the delayed wave arrives at the receiver with a delay of 9 μs with respect to the direct wave, intersymbol interference occurs when there is no guard interval. When the delay amount is set to be larger than the delay amount of the delay wave, the BER hardly deteriorates.
[0023]
As described above, even if a single echo exists due to the addition of the guard interval, if the delay amount is equal to or less than the guard interval, no intersymbol interference is caused.
[0024]
In this manner, the guard interval can prevent interference between channels and intersymbols by adding an invalid symbol as a buffer data portion before an effective symbol to be transmitted. Can send high-quality information. At this time, the invalid symbol to be added uses a part of the effective symbol, and corresponds to a period of several tenths to a fraction of the whole.
[0025]
In the orthogonal frequency division multiplexing system, by using a guard interval, transmission that is strong against echo and multipath can be performed, and can be applied to SFN and mobile reception.
[0026]
FIG. 11 is a block diagram showing an example of a configuration of a conventional receiver in digital transmission using the OFDM method.
[0027]
In a conventional receiver, a received signal input to the input signal terminal 3 is converted to a baseband through a band-pass filter 20, a frequency converter 21, and a low-pass filter 22, and then A / D-converted by an A / D converter 23. It is converted to a digital signal.
[0028]
From the obtained signal, a synchronization processing circuit 24 detects a symbol synchronization signal, calculates an effective symbol position, and removes a guard interval signal.
[0029]
The effective symbol signal obtained in this way is subjected to fast Fourier transform by an FFT processing circuit 25, and predetermined processing is performed by an equalization circuit 26, a QAM demapping circuit 27, a trellis decoding circuit 28, an error correction circuit 29, etc. Can be obtained.
[0030]
Here, the normal synchronization processing will be briefly described with reference to FIG. FIG. 12 is a diagram showing a frame configuration of a conventional transmission signal in the OFDM system. In general, a transmission signal is formed by grouping a plurality of symbols into a frame configuration (M symbols). Various signals are inserted as reference signals into the frame structure so that the receiving side can easily perform the synchronization processing and the demodulation processing. A null symbol inserted to detect frame synchronization is one of them. The null symbol is a non-signal period, and a symbol reference signal can be generated using this signal.
[0031]
As another method, it is also possible to use data correlation without using null symbols.
[0032]
For example, the reproduced symbol data is passed through a delay circuit, the correlation between the obtained signal and the original signal is calculated, and the point where the correlation peak becomes maximum is detected. By setting this point as a symbol synchronization position, an effective symbol period can be detected. By performing fast Fourier transform processing on only effective symbols obtained using such means, demodulation without intersymbol interference and interchannel interference becomes possible.
[0033]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the guard interval is added before the effective symbol and has a role of absorbing a delayed wave that arrives late. In a normal reception environment, a plurality of radio waves propagate from various directions with specific delay amounts and levels, and reach an antenna. In the receiver, it is necessary to demodulate these received signals to obtain a good reproduced signal.
[0034]
However, the conventional method works effectively for a single delayed wave, but cannot provide a good reproduced signal when the receiver is placed in a complicated receiving environment.
[0035]
When the guard interval is inserted, invalid data is added to the data originally intended to be transmitted, and as a result, a power loss occurs. In other words, the power use efficiency becomes worse, and 10 × logT ′ is compared with the OFDM system without the guard interval. _s / T _s Loss.
[0036]
The present invention has been made in view of the above-described problems in the related art, and has a complicated reception environment by employing a symbol synchronization detection unit applicable to a method using a guard interval or a method for correlating reproduced data. It is an object of the present invention to provide a data demodulation circuit in an OFDM system capable of obtaining a good reproduced signal even when the data demodulation is performed.
[0037]
[Means for Solving the Problems]
The present invention Receiving means for receiving a carrier in a digital communication system for transmitting data by simultaneously using a plurality of carriers orthogonal to each other, tuning means for tuning a predetermined frequency from a signal received by the receiving means, and tuning means; Carrier recovery means for converting the frequency of the signal, an analog-to-digital converter for converting a signal obtained by the carrier recovery means into a digital signal, a timing recovery circuit based on a reference signal added to the carrier, A serial-parallel converter that converts a digital signal obtained by the analog-digital converter from serial to parallel; A memory unit provided in a preceding stage of the serial-parallel converter; FFT processing means for performing a discrete Fourier transform of the output of the serial-parallel converter, Performing a determination using the reproduction data after the discrete Fourier transform by the FFT processing means, and controlling the memory unit such that an error obtained from the reference data to be determined based on the determination result and the reproduction data is minimized. By The timing of the discrete Fourier transform processing on the digital signal sequence is changed. Let In this way, good data can be demodulated even with a signal sent through a transmission path in which an echo or multipath exists.
[0040]
The present invention In a digital communication system for transmitting data by simultaneously using a plurality of orthogonal carrier waves, a digital communication system includes channel selection means for selecting a desired frequency from a received signal and carrier recovery means for converting the frequency, and obtains a digital signal. A conversion unit for converting an output of the serial-parallel converter into a discrete Fourier transform by using a discrete Fourier transform And a timing control unit that can control a timing position at which the discrete Fourier transform is performed so that an error is minimized in the result of the determination using a signal after the discrete Fourier transform. Is provided with an offset control unit for giving an offset of the conversion position.
[0041]
The present invention In the orthogonal frequency division multiplexing demodulator, a predetermined offset signal is given in advance by a timing control unit, and a signal after discrete Fourier transform is subjected to a predetermined calculation in accordance with the offset amount so that correction can be performed. It is.
[0042]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the receiver of the present invention in digital transmission using the OFDM method.
[0043]
In FIG. 2, a received signal selected and input is input through an input signal terminal 3, and a band-pass filter 20 removes noise other than a desired signal.
[0044]
The removed signal is converted to a lower frequency by the frequency converter 21, and the converted signal is extracted by the low-pass filter 22. The obtained baseband signal is converted into a digital signal by the AD converter 23 and passed to the FFT processing circuit 25. At this time, the carrier and the clock are simultaneously reproduced by the reference signal added on the transmission side.
[0045]
Here, the signal flow of the processing on the transmission side will be briefly described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing a processing device on the transmission side in digital transmission using the OFDM method.
[0046]
Information to be transmitted, for example, compressed video information, audio information, and data information are multiplexed into one bit stream information and input from the data input terminal 1. When an error occurs in data due to noise generated in a transmission path, the input signal is subjected to an interleave for adding additional information for correcting the error and dispersing the information, and performing trellis coding. Is passed to the conversion circuit 11.
[0047]
The trellis encoding circuit 11 performs encoding so as to enable reproduction of data with less errors even if the CNR (Carrier-to-Noise Ratio) is low, and performs interleaving to distribute information. This signal is subjected to constellation assignment in the QAM mapping circuit 12 in accordance with the multivalued number of information to obtain two signals of a signal Sr corresponding to a real number and a signal Si corresponding to an imaginary number.
[0048]
This signal is converted by the IFFT processing circuit 13 from frequency axis information to time axis information. In the IFFT processing circuit 13, the input signal is converted into a parallel signal by a serial / parallel converter, a reference signal and the like are added, and N inverse Fourier transform is performed. At this time, N is selected so that N = 2 to the Pth power. Typical values of N include 512, 1024, 2048, 4096, 8192, 16384 and 32768.
[0049]
The Fourier-transformed signal is converted into a re-serial signal by a parallel-serial converter, and a guard interval signal is added by a guard interval adding circuit 14 at the subsequent stage. The obtained signal is converted into an analog signal by the D / A converter 15 and is converted into transmission data by the low-pass filter 16.
[0050]
This signal is further converted to a transmission frequency by the frequency converter 17 and output from the transmission signal output terminal 2 as a transmission signal through the band-pass filter 18.
[0051]
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between symbols generated by the present modulation scheme and guard intervals. The signals generated by the inverse Fourier transform are converted from parallel to serial to form

effective symbols

33 and 34 for transmission.
[0052]
A part of data of the effective symbol is added to the effective symbol 34 as the guard interval signal 35. That is, the transmission symbol length 37 is the sum of the effective symbol length 32 and the guard interval length 31.
[0053]
At this time, the guard interval length 31 to be added is about one-tenth to one-seventh of the effective symbol length 32, and if the guard interval is lengthened, the guard interval length 31 is resistant to the delay amount of delay spread caused by multipath and the like. Is improved. However, if the length is too long, the effective data amount with respect to the total transmission data amount becomes small, and the efficiency becomes poor.
[0054]
Returning to the receiving unit of the present invention, the following description will be made. FIG. 4 is a block diagram showing a detailed configuration around the FFT processing circuit 25 of the receiving unit of the present invention in FIG.
[0055]
The received signal is converted into a re-digital signal by the A / D converter 23 (see FIG. 2), and then supplied to the input terminal 5 shown in FIG. From the input signal, only effective symbols are extracted by a memory unit 40 provided for removing a guard interval.
[0056]
The obtained signal is converted into a parallel signal by a serial / parallel conversion circuit 41 and subjected to a Fourier transform by a fast Fourier transformer 42.
[0057]
The Fourier-transformed signal is converted into a serial signal by the parallel-serial converter 43 and passed to the QAM demapping circuit 27 via the waveform equalizing circuit 26 and the like.
[0058]
The QAM demapping circuit 27 detects amplitude and phase information and outputs it from the output terminal 6.
[0059]
A part of the data from the QAM demapping circuit 27 is passed to a determination / error calculation circuit 30 to calculate an error between the signal determined as the received signal.
[0060]
This error signal is input to the synchronization processing circuit 24 and passed to the memory control unit 44 of the memory unit 40 for removing the guard interval.
[0061]
The memory control unit 44 controls the read memory address position so that the error signal obtained by the determination / error calculation circuit 30 is minimized, and adaptively extracts information corresponding to a predetermined effective symbol. Pass on.
[0062]
FIG. 5 is a block diagram showing one embodiment of the determination / error calculation circuit of the receiving unit of the present invention in FIG. 2 and FIG.
[0063]
The input signal Xi input to the input terminal 50 in FIG. 5 by the QAM demapping circuit 27 (see FIGS. 2 and 4) is determined by the determination circuit 53, and a determination signal Yi representing reference data to be taken according to the determination result is obtained. obtain. The difference between the obtained signals is calculated by the subtractor 54 according to the following equation.
[0064]
Ei = Yi-Xi
The obtained difference signal is output from the output terminal 52.
[0065]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of the memory control unit 44 in the synchronization processing circuit 24 of the receiving unit of the present invention shown in FIG.
[0066]
The error signal Ei calculated by the determination / error calculation circuit 30 (see FIG. 4) is input from an input terminal 60, the signal is squared by a squaring circuit 61, and the error amount is increased by an error determination circuit 62. It is determined whether or not it has decreased. The address position is varied by the address generation circuit 63 based on the determined signal, and control is performed so that the error amount is minimized. The same result can be obtained even if the squaring circuit 61 used here is an absolute value circuit.
[0067]
Further, the symbol synchronization detection in the present invention may use a method using a null symbol or a method for correlating reproduced data as in the conventional example, and a similar result can be obtained even in combination with another method. .
[0068]
The present invention is not limited to the above embodiment, and can be modified and implemented without departing from the gist of the present invention.
[0069]
Hereinafter, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The received and selected signal is input from the input signal terminal 3 and the bandpass filter 20 removes noise other than the desired signal. The removed signal is converted to a lower frequency by the frequency converter 21, and the converted signal is extracted by the low-pass filter 22.
[0070]
The obtained baseband signal is converted into a digital signal by the AD converter 23 and passed to the FFT processing unit 25.
[0071]
In the FFT processing unit 25, the data conversion is performed by the fast Fourier transform. The signal received at this time includes an effective symbol period and a guard period, and the FFT processing is performed only for the effective symbol period.
[0072]
The symbol position where the FFT processing is performed is calculated by the determination circuit and the error calculation circuit 30, and the optimum symbol position is calculated so that the data error is minimized. The signal that has been subjected to the FFT processing based on the optimum symbol position is passed to the data correction unit 100, and the equalization circuit 26 compensates the transmission path. The compensated signal is processed by QAM demapping 27, trellis decoding circuit 28, error correction 29, de-interleaving, etc., and the data is demodulated.
[0073]
Normally, a signal that arrives late has a low received power and is regarded as an interference wave. However, if the received power is reversed and the delayed signal is larger than the original signal, that is, if there is a previous ghost, if the FFT processing is executed at the original optimum symbol position 32, the ghost will increase intersymbol interference. Would.
[0074]
Therefore, by performing the FFT processing by shifting the FFT processing forward from the original optimum symbol position, the intersymbol interference can be reduced. At this time, the symbol position is shifted forward, which is larger than the delay amount of the previous ghost. In order to shift the FFT processing forward from the optimum symbol position, a constant offset is given by the offset control unit 101 so that reception can be performed well even when a previous ghost exists.
[0075]
At this time, the given offset causes interference in the FFT-processed complex data. Therefore, the data is compensated for removing this interference according to the given offset amount. That is, the data obtained by the FFT processing unit 25 is subjected to complex multiplication by the data correction unit 31 with the compensation signal to remove interference between the real part and the imaginary part.
[0076]
FIG. 8 shows a detailed block diagram of the receiving section of the present invention. The input baseband signal is input from the input terminal 5 to the FFT processing unit 25. In the FFT processing unit, the guard interval is removed by the memory unit 40, and only the data in the effective symbol period is passed to the serial / parallel converter 41.
[0077]
The data of the effective symbol period is generated by adjusting the fetch timing of the FFT processing by the control signal from the memory control unit 44. The serial-parallel-converted signal is subjected to Fourier transform by the Fourier transform unit 42. The Fourier-transformed signal is converted into serial data by the parallel-serial converter 43. Data converted to serial data is subjected to data correction by the data correction unit 31.
[0078]
The corrected data is passed to the waveform equalization circuit 26, where the transmission path characteristics are corrected. Thereafter, demodulation such as QAM and QPSK is performed by the demapping circuit 27. The demodulated data is output from the output terminal 6 as a bit stream signal.
[0079]
The data correction unit 31 compensates for a change in data due to the offset by a signal from the offset control unit 32. When an offset is given in advance to the FFT position of the FFT processing performed by the demodulator and corresponds to the previous ghost, a signal change due to the offset occurs. Since the change in the signal can be obtained in advance by the offset amount, the data correction unit 31 corrects a value corresponding to a change in the signal calculated in advance for the data after the FFT processing.
[0080]
Here, assuming that the effective symbol period is T and the offset amount is Δ, the offset amount for the effective symbol period is Δ / T. If the offset amount is within the guard period, the FFT output data does not cause inter-code interference between the real part and the imaginary part. This offset causes rotation on the data constellation. That is, the rotation amount may be calculated by Δ / T, and the reverse rotation operation may be performed.
[0081]
(Equation 3)

[0082]
Then, the calculation of the reverse rotation can be obtained as follows.
[0083]
Y = R × X
FIG. 9 is a diagram showing the relationship between symbols generated by the present modulation scheme and guard intervals. The signal generated by the inverse Fourier transform is parallel-to-serial converted to form an effective symbol 34 for transmission. A part of data of the effective symbol is added to the effective symbol 34 as the guard interval signal 35. That is, the transmission symbol length 33 is obtained by adding the guard interval length 31 to the effective symbol length 32.
[0084]
Normally, when the FFT processing is performed at the position of the effective symbol 32, the interference due to the ghost is suppressed to the minimum. However, in the transmission path where the previous ghost exists, the offset 37 is given, and the FFT is performed at the FFT processing position indicated by 36. .
[0085]
FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a data correction unit according to another embodiment of the present invention. The output of the FFT processing is input as complex input data 112. The data correction amount is calculated based on the offset signal 115 generated by the offset control unit, and is input to the complex multiplier 110 as the complex correction data 114 to perform complex multiplication with the complex input data 112. The obtained result is output as complex output data 113. The complex data output is passed to the equalization circuit 26, where the subsequent processing is performed.
[0086]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, even in a complicated multipath environment, good data reception is possible without causing channel interference and intersymbol interference. Good data can be reproduced even during mobile reception, and high-quality video, audio, and data can be reproduced.
[0087]
Further, according to the present invention, even in a complicated multipath environment where there is a previous ghost, good data reception is possible without causing inter-channel interference and inter-symbol interference.
[0088]
Good data can be reproduced even during mobile reception, and high-quality video, audio, and data can be reproduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a processing device on a transmission side in digital transmission using an OFDM method.
FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the receiver of the present invention in digital transmission using the OFDM method.
FIG. 3 is a diagram showing a relationship between a symbol generated in the modulation scheme according to the present invention and a guard interval.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a detailed configuration around an FFT processing circuit of a receiving unit according to the present invention in FIG. 2;
FIG. 5 is a block diagram illustrating an embodiment of a determination / error calculation circuit of the receiving unit according to the present invention in FIGS. 2 and 4;
6 is a block diagram showing a configuration of a memory control unit 44 in the synchronization processing circuit 24 of the receiving unit of the present invention shown in FIG.
FIG. 7 is a block diagram showing a signal processing system on the receiving side including another embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a detailed block diagram showing a signal processing system on the receiving side including another embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a specific signal state in another embodiment.
FIG. 10 is a block diagram of a data correction unit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing an example of a configuration of a conventional receiver in digital transmission using the OFDM scheme.
FIG. 12 is a diagram showing a frame configuration of a conventional transmission signal in the OFDM system.
[Explanation of symbols]
1 Data input terminal
2 Transmission signal output terminal
3 Receive signal input terminal
4 Demodulated data output terminal
5 FFT processing circuit input terminal
6 QAM demapping data output terminal
10 Error correction addition circuit
11 Trellis coding circuit
12 QAM mapping circuit
13 IFFT processing circuit
14. Guard interval addition circuit
15 D / A converter
16 Low-pass filter
17 Frequency converter
18 Bandpass filter
20 band pass filter
21 Frequency converter
22 Low-pass filter
23 AD converter
24 Synchronous processing circuit
25 FFT processing circuit
26 Waveform equalization circuit
27 QAM demapping circuit
28 Trellis decoding circuit
29 Error Correction Circuit
30 Judgment / error calculation circuit
31 Guard interval period
32 valid symbol period
33 1 symbol
34 valid symbols
35 Guard data
36 FFT processing period
37 Transmission symbol period
40 memory section
41 Serial-to-parallel converter
42 Fast Fourier Transform Unit
43 Parallel-series transformer
44 Memory control unit
50 QAM demapping circuit
51 Judgment output signal
52 Error signal
53 Judgment circuit
54 Subtraction circuit
60 Error input signal
61 Square circuit
62 Error judgment circuit
63 address generation circuit
64 address signal
100 Data correction unit
101 Offset control unit
110 complex multiplier
111 Complex correction value calculator
112 complex input data
113 Complex output data
114 Complex correction data

Claims

互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式による該搬送波を受信する受信手段と、該受信手段の受信信号より所定の周波数を選局する選局手段と、該選局手段よりの信号を周波数変換する搬送波再生手段と、該搬送波再生手段により得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、前記搬送波に付加されている基準信号にもとづくタイミング再生回路と、前記アナログ−デジタル変換器により得られたデジタル信号を直列から並列に変換する直並列変換器と、該直並列変換器の前段に設けられたメモリー部と、該直並列変換器の出力を離散フーリエ変換するＦＦＴ処理手段を備え、該ＦＦＴ処理手段による離散フーリエ変換後の再生データを用いた判定を行い、その判定結果により決まるとるべき基準データと該再生データとから得られる誤差が最小となるように前記メモリー部を制御することによりデジタル信号列への前記離散フーリエ変換処理のタイミングを変化させるようにしたことを特徴とする直交周波数分割多重方式の復調器。Receiving means for receiving a carrier in a digital communication system for transmitting data by simultaneously using a plurality of carriers orthogonal to each other, tuning means for tuning a predetermined frequency from a signal received by the receiving means, and tuning means; Carrier regeneration means for frequency-converting a signal from the analog signal, an analog-to-digital converter for converting a signal obtained by the carrier reproduction means into a digital signal, and a timing regeneration circuit based on a reference signal added to the carrier. A serial-to-parallel converter for converting a digital signal obtained by the analog-to-digital converter from serial to parallel; a memory unit provided before the serial-to-parallel converter; and a discrete Fourier converter comprises an FFT processing unit for converting performs determination using the reproduced data after the discrete Fourier transform by said FFT processing means, by the determination result Characterized in that so as to vary the timing of the discrete Fourier transform processing to the digital signal sequence by error obtained from the reference data and the reproduction data to Nikki whole to control the memory unit so as to minimize And an orthogonal frequency division multiplexing demodulator.

互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式において、受信信号より希望の周波数を選局する選局手段と周波数を変換する搬送波再生手段を備え、得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器とタイミング再生回路を備え、得られたデジタル信号を並列に変換する直並列変換器を備え、直並列変換器の出力を離散フーリエ変換によリデータを変換する変換部を備え、離散フーリエ変換後の信号を用いて判定し、その判定した結果において誤差が最小となるように離散フーリエ変換を行うタイミング位置を制御できるタイミング制御部を備え、このタイミング制御部にあらかじめ所定の変換位置のオフセットを与えるためのオフセット制御部を備えたことを特徴とする直交周波数分割多重方式の復調器。In a digital communication system for transmitting data by simultaneously using a plurality of orthogonal carrier waves, a digital communication system includes channel selection means for selecting a desired frequency from a received signal and carrier recovery means for converting the frequency, and obtains a digital signal. A conversion unit for converting an output of the serial-parallel converter into a discrete Fourier transform by using a discrete Fourier transform And a timing control unit that can control a timing position at which the discrete Fourier transform is performed so that an error is minimized in the result of the determination using a signal after the discrete Fourier transform. An orthogonal frequency division multiplexer comprising an offset control unit for giving an offset of a conversion position of Demodulator scheme.

前記請求項４記載の直交周波数分割多重方式の復調器において、タイミング制御部よりあらかじめ所定のオフセット信号が与えられ、そのオフセット量に応じて離散フーリエ変換後の信号に所定の計算を行い、補正ができることを特徴とする直交周波数分割多重方式の復調器。In the orthogonal frequency division multiplexing demodulator according to claim 4, a predetermined offset signal is given in advance by the timing control unit, and a predetermined calculation is performed on the signal after the discrete Fourier transform according to the offset amount, and the correction is performed. An orthogonal frequency division multiplexing demodulator characterized by being able to.