JP3550353B2 - Vibration and noise control device for vehicles - Google Patents

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は車輌用振動騒音制御装置、より詳しくは車輌の走行等により発生する振動騒音を能動的に制御し、これら振動騒音の低減化を図る車輌用振動騒音制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、適応デジタルフィルタ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ：以下、「ＡＤＦ」という）を使用して振動騒音源から発生する振動騒音を減衰させ、該振動騒音の低減化を図る能動的振動騒音制御装置の開発が各方面で盛んに行なわれている。
【０００３】
図１８は、この種の振動騒音制御装置を自動車等の車輌に適用した場合のブロック構成図である。
【０００４】
該振動騒音制御装置においては、振動騒音センサ１０１により検出された振動騒音はＡ／Ｄコンバータ１０２によってサンプリングされ、デジタルデータの入力信号ｘとして適応制御回路１０３に入力される。次いで、該適応制御回路１０３から出力されたデジタル信号はＤ／Ａコンバータ１０４でアナログ信号に変換され、振動伝達経路中に配設されたエンジンマウント１０５及び車体１０６を経て車体の床などに設けられた加速度センサ等の加算器１０７に相殺信号ｙとして入力される。
【０００５】
一方、前記加算器１０７には、エンジン等の振動騒音源１０８から振動騒音信号ｄが入力されており、前記該加算器１０７からは振動騒音信号ｄと相殺信号ｙとの誤差信号εが出力され、適応制御回路１０３にフィードバックされる。すなわち、誤差信号εは、振動騒音信号ｄと相殺信号ｙとの相殺誤差を示すものであり、上記能動振動制御装置においては前記誤差信号εが最小値となるように相殺信号の逆位相の伝達特性を変更することにより騒音の低減が図られている。
【０００６】
また、適応制御回路１０３は、一般的には図１９に示すフィルタードＸ−ＬＭＳアルゴリズムと呼称されるアルゴリズム構成が採用される。すなわち、該適応制御回路１０３は、有限長インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：以下「ＦＩＲ」という）形のＡＤＦとしてのウィーナーフィルタ（以下、「Ｗフィルタ」という）と、アルゴリズム（計算法）としての最小２乗平均法（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｍｅｔｈｏｄ：以下「ＬＭＳ法」という）を利用して最適相殺信号（伝達特性）を生成する適応アルゴリズム（ＬＭＳ）処理部１１０と、振動騒音伝達経路中におけるＷフィルタ１０９からの振動騒音伝達特性の位相変化を補正する補正デジタルフィルタ（以下、「Ｃフィルタ」という）１１１とを備えている。
【０００７】
上記適応制御回路１０３を備えた振動騒音制御装置においては、Ｃフィルタ１１１により振動騒音伝達経路中に配設されたエンジンマウント１０５等による伝達特性の位相変化の影響を回避することができ、所望の相殺信号ｙを加算器１０７に入力することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来の振動騒音制御装置においては、入力信号ｘが時系列的波形でもってＷフィルタ１０９及びＣフィルタ１１１に入力されるため、Ｗフィルタ１０９及びＣフィルタ１１１において、夫々のタップ毎に入力信号ｘとの間で積和演算を実行しなければならず、演算処理に時間を要するという問題点があった。すなわち、自動車等の車輌における振動騒音のように複雑な系の振動騒音を制御するためにはフィルタのタップ長を長くする必要がある一方、フィルタのタップ長が長くなると、それだけ積和演算に時間を要することとなり、振動騒音を低減するための収束速度が低下するという問題点があった。
【０００９】
また、車輌の振動騒音は、エンジンの回転及び燃焼状態等エンジンの各運転状態が複雑に絡み合って生じ、しかもこれらのエンジンの運転状態に応じて夫々固有の振動波形、固有の周波数等を有するため、これら全ての運転状態を一括して単一の信号により処理しても誤差信号εを所望値にまで低減することが困難であり、高精度の振動騒音制御を行うことができないという問題点があった。
【００１０】
さらに、上記従来の振動騒音制御装置においては、振動騒音がＡ／Ｄコンバータ１０２により一定のサンプリング周期でサンプリングされているため、自動車などの車輌のようにエンジンの回転変動等により振動騒音伝達特性が大きく変化する系に対しては、適切な振動騒音制御を行うことができないという問題点があった。
【００１１】
本発明は、このような問題点に鑑みなされたものであって、車輌における振動騒音源から発生する周期的又は擬似周期的な振動騒音に対し、収束速度を向上させてより適切かつ高精度な適応制御を行うことができる車輌用振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明に係る車輛用振動騒音制御装置は、第１の態様として、少なくとも車輌駆動用パワープラントを含む振動騒音源に起因して車体又は車室内の少なくとも１つ以上の所定領域において発生する周期的または擬似周期的な振動騒音に対し、入力信号を所定のフィルタ係数でフィルタリングすることにより前記振動騒音源から前記所定領域の間の伝達特性を変化させる制御信号を出力し、前記フィルタリングを行うため任意に設定されるタップ長を有する第１のフィルタ手段と、前記制御信号を駆動信号に変換して該駆動信号により振動騒音を制御する電気機械変換手段と、該電気機械変換手段からの出力により、ベクトル的な総和により減じられる振動騒音誤差信号を前記所定領域において検出する誤差信号検出手段と、前記電気機械変換手段と前記誤差信号検出手段との間に形成される振動騒音伝達経路の伝達関数に対応するフィルタ係数を有し、そのフィルタ係数に基づいた所定の伝達特性を有する参照信号を出力する第２のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ手段から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数に基づいて前記振動騒音誤差信号が最小値となるように前記フィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた車輌用振動騒音制御装置において、前記振動騒音源の駆動周期に同期して発生するパルス信号を検出するパルス信号検出手段と、該パルス信号検出手段により検出されたパルス信号の発生間隔に応じて第１のフィルタ手段のタップ長を変化させる変化手段とを備え、前記第２のフィルタ手段が、前記変化手段により変化した前記タップ長に応じて前記第２のフィルタ手段のフィルタ係数の擬似周期列を作成する擬似周期列作成手段を有していることを特徴としている。
【００１３】
また、本発明に係る車輛用振動騒音制御装置は、第２の態様として、少なくとも車輌駆動用パワープラントを含む振動騒音源に起因して車体又は車室内の少なくとも１つ以上の所定領域において発生する周期的または擬似周期的な振動騒音に対し、入力信号を所定のフィルタ係数でフィルタリングすることにより前記振動騒音源から前記所定領域の間の伝達特性を変化させる制御信号を出力する第１のフィルタ手段と、前記制御信号を駆動信号に変換して該駆動信号により振動騒音を制御する電気機械変換手段と、該電気機械変換手段からの出力により、ベクトル的な総和により減じられる振動騒音誤差信号を前記所定領域において検出する誤差信号検出手段と、前記電気機械変換手段と前記誤差信号検出手段との間に形成される振動騒音伝達経路の伝達関数に対応するフィルタ係数を有し、そのフィルタ係数に基づいた所定の伝達特性を有する参照信号を出力する第２のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ手段から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数に基づいて前記振動騒音誤差信号が最小値となるように前記フィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた車輌用振動騒音制御装置において、前記振動騒音源からの駆動周期を所定微小角度毎にパルス信号として検出する駆動周期信号検出手段と、該駆動周期信号検出手段により検出されるパルス信号の検出タイミングに応じてサンプリング周期を決定するサンプリング周期決定手段とを備え、前記第２のフィルタ手段が、前記サンプリング周期決定手段により決定されたサンプリング周期に応じて第２のフィルタ手段の伝達特性を補正する伝達特性補正手段を有し、前記サンプリング周期決定手段により決定されたサンプリング周期で前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数の出力及び更新を行う一連の動作を支配することを特徴としている。
【００１４】
また、上記第１及び第２の態様において、前記第１のフィルタ手段及び第２のフィルタ手段は、各々適応型デジタルフィルタを具備していることを特徴としている。
【００１５】
【作用】
上記第１の態様によれば、パルス信号の発生間隔に応じて第１のフィルタ手段（適応型デジタルフィルタ）のタップ長が変化し、さらにタップ長の長さの変化に応じて第２のフィルタ手段のフィルタ係数の擬似周期列が作成される。そして、所定の入力信号が第１のフィルタ手段に入力されてパルス信号の発生間隔に応じた制御信号が第１のフィルタ手段から出力されるので、固定サンプリング方式で振動騒音制御を行うことが可能となる。
【００１６】
また、上記第２の態様によれば、パルス信号の検出タイミングに応じてサンプリング周期が決定され、該決定されたサンプリング周期で第１のフィルタ手段のフィルタ係数の出力及び更新を行う一連の動作が支配されるので、可変サンプリング方式での振動騒音制御を行うことが可能となる。
【００１７】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面に基づき詳説する。
【００１８】
図１は本発明に係る車輌用振動騒音制御装置の一実施例を示した全体構成図である。
【００１９】
図中、１は例えば６気筒を有する車輌駆動用パワープラントの４サイクルエンジン（以下、単に「エンジン」という）であって、該エンジン１の吸気管２の途中にはスロットルボディ３が設けられ、その内部にはスロットル弁３′が配されている。また、スロットル弁３′にはスロットル弁開度（θＴＨ）センサ４が連結されており、スロットル弁３′の開度に応じた電気信号を出力して電子コントロールユニット（以下「ＥＣＵ」という）５に供給する。
【００２０】
燃料噴射弁６はエンジン１とスロットル弁３′との間且つ吸気管２の図示しない燃料ポンプに接続されるとともにＥＣＵ５に電気的に接続され、当該ＥＣＵ５からの信号により燃料噴射の開弁時間が制御される。
【００２１】
また、吸気管２のスロットル弁３′の下流側には分岐管７が設けられ、該分岐管７の先端には絶対圧（ＰＢＡ）センサ８が取付けられている。該ＰＢＡセンサ８はＥＣＵ５に電気的に接続されており、吸気管２内の絶対圧ＰＢＡは前記ＰＢＡセンサ８により電気信号に変換されてＥＣＵ５に供給される。
【００２２】
また、エンジン１のクランク軸周囲の所定位置にはＴＤＣセンサ９が取付けられている。
【００２３】
ＴＤＣセンサ９は、エンジン１のクランク軸の１２０°回転毎に所定のクランク角度位置で信号パルス（以下、「ＴＤＣ信号パルス」という）を出力し、該ＴＤＣ信号パルスをＥＣＵ５に供給する。
【００２４】
すなわち、ＴＤＣ信号パルスは、各気筒の基準クランク角度位置を表わすものであって、具体的には、各気筒（＃１〜＃６ＣＹＬ）の圧縮行程終了時のＴＤＣ（上死点）前の所定クランク角度位置（例えば、１０°ＢＴＤＣ）で発生する。そして、ＥＣＵ５はＴＤＣ信号パルスの発生間隔を計測してエンジン回転数ＮＥの逆数であるＭＥ値を算出する。
【００２５】
また、エンジン１のシリンダヘッド上部には、各シリンダ毎に１対の排気弁と吸気弁とを備えた動弁系１０が設けられ、該動弁系１０のカム軸周囲にはカム軸センサ１１及び基準信号検出センサ１２が取り付けられている。
【００２６】
カム軸センサ１１は、クランク軸が２回転する間に等間隔で例えば２４個（例えば、クランク角３０°同期）の基礎パルス信号を出力し、該基礎パルス信号をＥＣＵ５に供給する。
【００２７】
また、基準信号検出センサ１２は、クランク軸２回転毎に特定の気筒の所定のクランク角度位置で基準信号を出力し、該基準信号をＥＣＵ５に供給する。すなわち、該基準信号は、所定クランク角度位置で前記基礎パルス信号と同期して発生する。
【００２８】
エンジン１の各気筒の点火プラグ１３は、ＥＣＵ５に電気的に接続され、ＥＣＵ５により点火時期が制御される。
【００２９】
また、エンジン１の前部及び後部には電気機械変換手段としての１対の自己伸縮型エンジンマウント１４ａ，１４ｂが配設されている。具体的には、前記自己伸縮型エンジンマウント１４ａ，１４ｂは、その上端が弾性ゴム１５ａ，１５ｂを介して、エンジン１に接続されると共に、下端は車体クレーム１６に支持されている。
【００３０】
そして、前記自己伸縮型エンジンマウント１４ａ，１４ｂにはボイスコイルモータ（ＶＣＭ）１７ａ，１７ｂが内有され、エンジンの振動に応じてＥＣＵ５からの信号によりエンジンの振動を制御する。すなわち、自己伸縮型エンジンマウント１４ａ，１４ｂは、液体が充填された液室（図示せず）を内有し、振動源（エンジン１）側に固定された弾性ゴム１５ａ，１５ｂを介して振動源の振動が車体に伝達されるのを防止する。
【００３１】
また、ＥＣＵ５には、振動騒音制御系１８が電気的に接続され、該振動騒音制御系１８は、ＥＣＵ５からの指令により制御信号を作成し、該制御信号は自己伸縮型エンジンマウント１４ａ、１４ｂに供給されて振動騒音を制御する。さらに、クランク軸に一体的に嵌合されたフライホイール近傍には、エンコーダ１９が配設され、該エンコーダ１９により検出されたフライホイールの回転信号は前記振動騒音制御系１８に供給される。
【００３２】
しかして、ＥＣＵ５は、上述の各種センサからの入力信号波形を整形して電圧レベルを所定レベルに修正し、アナログ信号値をデジタル信号値に変換する等の機能を有する入力回路５ａと、中央演算処理回路（以下「ＣＰＵ」という）５ｂと、該ＣＰＵ５ｂで実行される各種演算プログラムや演算結果等を記憶するＲＯＭ及びＲＡＭからなる記憶手段５ｃと、前記燃料噴射弁６、点火プラグ１３、自己伸縮型エンジンマウント１４ａ、１４ｂ及び振動騒音制御系１８に出力信号を供給する出力回路５ｄとを備えている。
【００３３】
また、ＥＣＵ５（ＣＰＵ５ｂ）は、エンジン運転状態に応じ、数式（１）に基づき、前記ＴＤＣ信号パルスに同期して燃料噴射弁６の燃料噴射時間ＴＯＵＴを演算する。
【００３４】
ＴＯＵＴ＝ＴｉＭ×Ｋ１＋Ｋ２ …（１）
ここで、ＴｉＭはエンジン回転数ＮＥと吸気管内絶対圧ＰＢＡとに応じて設定される基本燃料噴射時間であって、記憶手段５ｃ（ＲＯＭ）にはこのＴｉＭ値を決定するためのＴｉＭマップが予め記憶されている。
【００３５】
また、Ｋ１及びＫ２は夫々各種エンジンパラメータ信号に応じて演算される補正係数及び補正変数であって、各気筒毎にエンジンの運転状態に応じた燃費特性や加速特性等の諸特性の最適化が図られるような所定値に設定される。
【００３６】
動弁系１０は、具体的には図２に示すように、エンジン１のシリンダヘッド２０の上方に固設されたシリンダヘッドカバー２１内に配設され、吸気弁（又は排気弁）２２と、バルブスプリング２３と、支軸２４を中心にシーソー運動を行うロッカーアーム２５と、該ロッカーアーム２５に当接されるカム２６と、該カム２６が外嵌されたカム軸２７とを主要部として構成されている。
【００３７】
また、吸気弁（又は排気弁）２２は、その棒状ステム２８がバルブガイド２９に挿通摺接されると共に、その後部に設けられたばね受け３０と、該ばね受け３０に当接するバルブスプリング２３とで閉弁方向に弾性支持され、さらに、その先端はシリンダヘッド２０の燃焼室３１と吸気孔（又は排気孔）３２とが連通・遮断可能となるようにその開口部３３に当接可能とされている。
【００３８】
上記動弁系１０においては、カム軸２７と一体的に回転するカム２６と当接しているロッカーアーム２５がバルブスプリング２３の弾発付勢力に抗して周期的なシーソー運動を繰り返し、吸気弁（又は排気弁）２２を上下運動させている。
【００３９】
また、カム軸２７の一端には、図３に示すように、カム軸用プーリ３４が該カム軸２７と一体的に嵌合され、タイミングベルト３５を介してクランク軸３６の一端に該クランク軸３６と一体的に嵌合されたクランク軸用プーリ３７と連動可能とされ、かつ前記クランク軸用プーリ３７の他端には多数のリングギアが外周に形成されたフライホイール３８が固着されている。
【００４０】
図４は、本発明における振動騒音制御系１８の一実施例を模式的に示したシステム構成図であって（第１の実施例）、ＥＣＵ５を駆動させるためのクロック信号の周波数、すなわち駆動周波数（例えば、１０ＭＨｚ）をサンプリング周波数Ｆｓとして所定の適応制御を行う所謂固定サンプリング方式の場合を示しており、本実施例ではカム軸センサ１１により検出される検出信号を基礎パルス信号として使用した場合を示している。
【００４１】
該振動騒音制御系１８は、ＥＣＵ５から供給される基礎パルス信号（カム軸センサ１１により検出される）を分周して複数種のタイミングパルス信号Ｘ（入力信号）を生成する分周回路３９と、前記基礎パルス信号を逓倍して所望のサンプリング周波数Ｆｓ（サンプリング周期τ（＝１／Ｆｓ））を作成する逓倍回路４０と、基礎パルス信号と夫々のタイミングパルス信号Ｘとの同期を監視する同期監視回路４１_１〜４１_４と、前記逓倍回路４０で作成されたサンプリング周波数Ｆｓに基づき前記分周回路３９により作成された夫々のタイミングパルス信号Ｘが入力されて適応制御を行う高速演算可能なＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）４２と、該ＤＳＰ４２から出力される制御信号（デジタル信号）をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ４３と、該Ｄ／Ａコンバータ４３により出力されたアナログ信号を増幅する増幅器４４と、車体４５の床などに配置された加速度センサ等の加算器４６とを主要部として構成されている。
【００４２】
しかして、前記逓倍回路４０としては、例えば以下に示す周知のものが使用される。すなわち、
（１） 周知の論理逓倍回路を利用して、前記基礎パルス信号をＫ（Ｋは実数）逓倍する方法
（２） 前記基礎パルス信号の発生間隔の間に発生するＥＣＵ５のクロック（例えば、１０ＭＨｚ）のクロックパルス数ＰＥＣＵを計測し、（ＰＥＣＵ／２Ｋ）の周期で「０」出力と「１」出力を交互に出力することによりＫ逓倍する方法
（３） 前記基礎パルス信号を（１／２）分周した後、積分し、次いで正弦波化し、この正弦波をＫ逓倍し、方形化するアナログ的手法
がある。
【００４３】
また、前記分周回路３９は、振動騒音源であるエンジンの各構成部位（動弁系１０、クランク軸３６周囲、燃焼室３１等）に特有の振動騒音特性に応じて基礎パルス信号を分周し、複数種のタイミングパルス信号Ｘを生成する。６気筒を有する本実施例の場合においては、４種類のタイミングパルス信号Ｘが生成される。すなわち、車両駆動用パワープラントが４サイクルエンジンの場合、４サイクルエンジンの振動騒音の発生原因となる振動（加振力）は次の３種類に分類される。
【００４４】
（１） クランク軸の回転等ピストン系往復質量による加振力
これに属する加振力としては慣性力、慣性偶力、慣性トルク等がある。
【００４５】
（２） カム軸等動弁系（吸気弁、排気弁）往復質量による加振力
これに属する加振力としては慣性力やモーメント等がある。
【００４６】
（３） 気筒内の爆発圧による加振力
これに属する加振力としては燃焼状態の変動に起因するトルク変動等がある。そして、本実施例ではエンジンの回転に同期して規則的な振動騒音特性が生じるピストン系等の振動次数（振動成分）と燃焼状態に応じて不規則な振動騒音特性が生じる爆発圧（加振力）による振動次数（振動成分）とに区分すべく４種類のタイミングパルス信号Ｘが生成される。具体的には、規則的なピストン系等の振動次数を示すものとして３種類（１次、１．５次、２次）のタイミングパルス信号Ｘが生成され、爆発圧による振動次数を示すものとして１種類（３次）のタイミングパルス信号Ｘが生成される。ここで、振動次数が「１次」とは、図５に示すように、クランク軸が１回転（１２パルス）する毎にタイミングパルス信号Ｘが１回発生する場合をいう。また、振動次数が１．５次の場合とは、クランク軸が２／３回転（８パルス）する間に１パルス発生する場合をいい、振動次数が２次の場合とはクランク軸の０．５回転（６パルス）毎に１パルス発生する場合をいい、さらに振動次数が３次の場合とは、クランク軸が１／３回転（４パルス）する毎に１パルス発生する場合をいう。
【００４７】
このように、４種類のタイミングパルス信号Ｘを生成することにより振動騒音特性に応じた適応制御が可能となる。すなわち、低次数（１次、１．５次、２次）の振動次数はクランク軸の回転等規則的に発生する振動成分に関するものであり、かかる低次数の振動成分を個別に後述する適応制御を行うことにより、エンジンの回転等慣性力に起因して発生する振動騒音を効率よく低減することができる。
【００４８】
一方、クランク軸が２回転する間に１気筒当たり１回爆発行程が実行されるため、６気筒エンジンの場合、クランク軸が２回転する間に６回の爆発行程があり、したがって振動次数が３次とは爆発圧に関する振動成分を示していることとなる。したがって、不規則な振動騒音特性を有する爆発圧に関する振動次数（３次）を規則的な振動騒音特性を有する振動次数と区分して適応制御を行うことにより、振動騒音をより効果的に低減することができる。
【００４９】
また、同期回路４１_１〜４１_４は、前記基準信号と前記第２のパルス信号との同期を検出する同期検出手段を有し、該同期検出手段により前記タイミングパルス信号Ｘと前記基準信号との同期が検出されなかったときは、次回に検出される基準信号と前記タイミングパルス信号Ｘとを同期させている。
【００５０】
すなわち、［作用］の項で述べた理由からタイミングパルス信号Ｘはいずれの振動次数の場合においても少なくともクランク軸２回転当たり１回の割合で発生する。しかるに、基礎パルス信号が図６に示すように、何らかの外部要因により検出に失敗してタイミングパルス信号Ｘの作成に失敗するとＤＳＰ４２からは所望の伝達特性を有する制御信号が出力されず、しかもこれらの位相誤差は将来に亘って蓄積されるため、所望の振動騒音制御を行うことができないこととなる。そこで、本実施例では上述したように、前記同期検出手段と前記同期手段とを有する同期回路４１_１〜４１_４を備えることにより、上記位相誤差の発生を回避せんとしている。
【００５１】
具体的には、同期回路４１_１〜４１_４は、前記基準信号（基準信号検出センサ１２により検出される）をモニタすると共に、ＡＮＤ回路（論理積回路）が内蔵され、基準信号とタイミングパルス信号Ｘとが同期して入力されているときは共に「１」信号が入力されて該ＡＮＤ回路からは「１」信号が出力される。一方、基準信号とタイミングパルス信号Ｘとが同期していないときは、タイミングパルス信号Ｘの入力信号が「０」信号となり、両者の同期に失敗したと判断し、分周回路３９はタイミングパルス信号Ｘの発生を一旦中止し、次回基準信号の発生と同期して再びタイミングパルス信号Ｘの発生が開始される。
【００５２】
しかして、ＤＳＰ４２（図４）は、夫々の各振動次数（１次、１．５次、２次、３次）が別個に入力可能となるように４種類の適応制御回路４７_１〜４７_４が内蔵され、さらに該適応制御回路４７_１〜４７_４は、タイミングパルス信号Ｘの発生間隔に対応してそのタップ長が変化するＡＤＦとしてのＷフィルタ４８_１〜４８_４（第１のフィルタ手段）と、Ｗフィルタ４８_１〜４８_４のフィルタ係数を更新するための演算処理を行う適応アルゴリズムとしてのＬＭＳ処理部４９_１〜４９_４（更新手段）と、振動騒音伝達経路中に配設された自己伸縮型エンジンマウント１４ａ（１４ｂ）及び車体４５等の振動騒音伝達経路の伝達関数に起因して生じる制御信号Ｘ′の位相振幅等の伝達特性の変化を補正するＣフィルタ５０_１〜５０_４（第２のフィルタ手段）とを備えている。
【００５３】
このように構成された車輌用振動騒音制御装置においては、分周回路３９により作成されたタイミングパルス信号Ｘは、夫々の適応制御回路４７_１〜４７_４に入力される。次いで、該適応制御回路４７_１〜４７_４から出力された制御信号Ｘ′（デジタル信号）はＤ／Ａコンバータ４３でアナログ信号に変換され、増幅器４４で増幅され、振動伝達経路中に配設された自己伸縮型エンジンマウント１４ａ（１４ｂ）に入力され、制御された振動騒音は車体４５を経て駆動信号Ｙとして加算器４６に入力される。
【００５４】
一方、前記加算器４６にはエンジン１からの振動騒音信号Ｄが入力されており、前記加算器４６からは振動騒音信号Ｄと駆動信号Ｙとの誤差信号εが出力され、前記適応制御回路４７_１〜４７_４にフィードバックされる。
【００５５】
しかして、図７は適応制御回路４７の内部構成を示すブロック回路図である。
【００５６】
すなわち、同期回路４１_１〜４１_４からの所定の振動次数のタイミングパルス信号ＸはＷフィルタ４８に入力され、サンプリング周期τ（＝１／Ｆｓ）毎にＷフイルタ４８のフィルタ係数が更新される。そして、該Ｗフィルタ４８からはタイミングパルス信号Ｘの発生間隔に応じた振動騒音信号と逆位相を有する所定の伝達特性を有する制御信号Ｘ′が出力される。
【００５７】
一方、前記第１の加算器４６から出力された誤差信号εは第１の乗算器５１に入力される一方、該第１の乗算器５７には毎回の更新補正量の大きさを制御するステップサイズパラメータμがパラメータ制御手段５２から入力される。尚、前記ステップサイズパラメータμは、系に応じて収束速度及び収束してからの効果量が最適となるような値に設定される。
【００５８】
次に、第１の乗算器５１で誤差信号εとステップサイズパラメータμとが積和演算されて生成された出力信号Ｕは第２の乗算器５３に入力される一方、該第２の乗算器５３にはＣフィルタ５０からの参照信号Ｒがフィルタ用レジスタ５０′（記憶手段）を介して入力される。該Ｃフィルタ５０は、振動伝達遅れを補正するためのフィルタであって、前述したように自己伸縮型エンジンマウント４０及び車体４５等の振動騒音伝達経路の伝達関数に起因して生じる制御信号Ｘ′の位相振幅等の伝達特性の変化を補正する。
【００５９】
すなわち、Ｃフィルタ５０は、所定サンプリング周波数Ｆｓ（逓倍回路４０で作成される）毎にタイミングパルス信号Ｘが入力され、Ｗフィルタ４８の場合と同様、積和演算を要することなく前記振動騒音伝達経路の伝達関数に対応するフィルタ係数に基づいた所定の伝達特性を有する参照信号ＲがＣフィルタ用レジスタ５０′に出力され、その後第２の乗算器５３に入力される。
【００６０】
次に、第２の乗算器５３で参照信号Ｒと前記出力信号Ｕとが乗算されて負値に変換された出力信号Ｖが第２の加算器５４に入力される。
【００６１】
次いで、第２の加算器５４からの出力信号が遅延器５５に記憶され、該遅延器５５からの出力信号がサンプリング周期毎に出力され、Ｗフィルタ４８のフィルタ係数更新が行なわれる。
【００６２】
このようにサンプリング周期毎にＷフィルタ４８のフィルタ係数更新を行なうことにより、上述した周期性又は擬似周期性を有する振動騒音の低減化を図ることができる。
【００６３】
しかして、Ｃフィルタ５０は、タイミングパルス信号Ｘの発生間隔に応じてタップ長が変化するＷフィルタ４８に対処すべく、フィルタ係数（Ｃ∧）の擬似周期列（Ｃ〜）を作成する擬似周期列作成手段を有しており、次に擬似周期列の作成方法について説明する。
【００６４】
図８は、エンジン１から発する周期性を有する振動騒音成分波形と、サンプリング周期τに対する振動騒音周期Ｔ（タイミングパルス信号Ｘの発生間隔によって決まるＷフィルタ４８のタップ長に相当する）の比を示すポイント数Ｎとの関係を示している。
【００６５】
すなわち、図８（ａ）は、周期性を有する振動騒音波形を示し、図８（ｂ）は該振動騒音の周期に同期してＷフィルタ４８及びＣフィルタ５０に入力されるタイミングパルス信号Ｘを示し、図８（ｃ）はＥＣＵ５から発生するサンプリングクロックを示している。
【００６６】
図８（ａ），（ｂ）から明らかなように、タイミングパルス信号Ｘの発生間隔を計測して周期Ｔが検出されるため、該周期Ｔをサンプリング周期τで除算することによりポイント数Ｎ（＝Ｔ／τ）が算出される。
【００６７】
図９は、擬似周期列の作成手法を示した説明図であって、ポイント数ＮをＷフィルタ４８のタップ長Ｉと一致させると共に、図９（ａ）に示すように、Ｃフィルタ５０のフィルタ係数（Ｃ∧）のタップ長Ｊとポイント数Ｎとを比較し、前記フィルタ係数（Ｃ∧）のタップ長Ｊがポイント数Ｎよりも大きいときは、数式（２）による演算を行って、図９（ｂ）に示すように前記フィルタ係数（Ｃ∧）をポイント数Ｎの周期で順次加算してゆき、前記フィルタ係数（Ｃ∧）の擬似周期列（Ｃ〜）を作成する。
【００６８】
【数１】

【００６９】
（ｎ＝０，１，２，…，ｎ−１）
（ａ＝０，１，２，…，Ｊ ｄｉｖ Ｎ）
（但し、（Ｃ〜）は擬似周期列、（Ｃ∧）はＣフィルタ５０のフィルタ係数、ＪはＣフィルタ５０のタップ長、Ｎはポイント数、（Ｊ ｄｉｖ Ｎ）は（Ｊ／Ｎ）の切捨て整数）
また、前記フィルタ係数（Ｃ∧）のタップ長Ｊがポイント数Ｎよりも小さいときは数式（３）による演算を行い、図９（ｃ）に示すように（Ｎ−Ｊ）個分だけ「０」を付加し前記フィルタ係数（Ｃ∧）の擬似周期列（Ｃ〜）を作成する。
【００７０】
【数２】

【００７１】
（但し、（０，…，０）の個数は（Ｎ−Ｊ）個）
このように、伝達関数に対応するフィルタ係数（Ｃ∧）のタップ長Ｊとポイント数Ｎとを比較し、その比較結果に応じて適宜数式（２）又は数式（３）を使用してＣフィルタ５０の擬似周期列（Ｃ〜）を算出することができる。
【００７２】
そして、擬似周期列（Ｃ〜）は、Ｃフィルタ用レジスタ５０′に記憶され、該擬似周期列（Ｃ〜）は参照信号Ｒとして上述した第２の乗算器５３に入力される。
【００７３】
図１０は、擬似周期列作成ルーチンを示すフローチャートであって、本プログラムはタイミングパルスＸのＣフィルタ５０への入力に同期して実行される。
【００７４】
まず、ステップＳ１ではポイント数Ｎを算出する。すなわち、振動騒音の周期Ｔをサンプリング周期τで除算してポイント数Ｎ（＝Ｔ／τ）を算出する。
【００７５】
これは、同じタイミングパルス信号ＸがＷフィルタ４８に入力されるため、Ｗフィルタのタップ長Ｉに一致する。次いで、ポイント数ＮがＣフィルタ５０に予め記憶された伝達関数に対応するフィルタ係数のタップ長Ｊより小さいか否かを判別する（ステップＳ２）。
【００７６】
そして、その答が肯定（ＹＥＳ）、すなわちＮ＜Ｊが成立するときは数式（２）に基づき（ステップＳ３）、またその答が否定（ＮＯ）、すなわちＮ≧Ｊが成立するときは前記数式（３）に基づき、夫々Ｃフィルタ５０のフィルタ係数（Ｃ∧）から擬似周期列（Ｃ〜）を算出する（ステップＳ４）。
【００７７】
次に、上述の如く作成された擬似周期列（Ｃ〜）の２周期分を記憶手段５０′に記憶させた後（ステップＳ５）、タイミングパルスＸの入力時からそのクロック数をカウントしているカウンタ（図示せず）のカウント値ｋを「０」にリセットして本プログラムを終了する。
【００７８】
すなわち、カウント値ｋがリセットされた時点からカウンタはカウントを開始し、適応制御回路４７は該カウント値ｋに基づいて作動する。
【００７９】
このようにＣフィルタ用レジスタ５０′に記憶させた擬似周期列（Ｃ〜）に基づき、図１１に示すように、その２周期の範囲の中から１周期分の読出範囲をシフトさせて参照信号Ｒを出力する。すなわち、タイミングパルスＸの入力時（ｋ＝０）を基準にしてサンプリングクロックが計数される毎に逐次参照信号Ｒをシフトさせ、ｋ番目のサンプリングクロックの入力によりＣフィルタ用レジスタ５０′から参照信号Ｒを出力し、該参照信号Ｒが第２の乗算器５３に入力される。
【００８１】
図１２は本発明の第２の実施例を示す振動騒音制御系１８のシステム構成図であって、本第２の実施例は、エンジン１の運転状態に応じてサンプリング周波数Ｆｓを可変とした所謂可変サンプリング方式の場合を示している。
【００８２】
該振動騒音制御系１８は、クランク軸３６に固着されたフライホイール３８（図３参照）の近傍に回転検出手段としてのエンコーダ１９を配設し、該エンコーダ１９によりフライホイール３８のリングギアをカウントし、パルス信号が発生するように構成されている。すなわち、該振動騒音制御系１８においては、フライホイール１９のリングギアを計数することにより検出される回転信号から直接サンプリング周波数Ｆｓを作成する一方、該パルス信号を基礎パルス信号として使用し、分周回路３９にて該基礎パルス信号を所定の振動次数成分に分周してタイミングパルス信号Ｘを作成する（例えば、１次、１．５次、２次、３次）。これにより、Ｗフィルタ４８のタップ長は、基礎パルス信号に対するタイミングパルス信号Ｘの分周比となり、斯かる分周比は前記振動次数成分に対応して決定されることとなる。そして該タイミングパルス信号Ｘは、上記第１の実施例と同様、ＤＳＰ４２内の互いに異なる適応制御回路４７_１〜４７_４に夫々入力され、これら適応制御回路４７_１〜４７_４からはタイミングパルス信号Ｘの入力間隔に応じた出力間隔でもって制御信号Ｘ′が出力され、所望の適応制御が行なわれる。この場合は、基礎パルス信号の発生間隔に応じてサンプリング周波数Ｆｓを可変にしているので、タイミングパルス信号Ｘの入力間隔に対してＷフィルタ４８_１〜４８_４のタップ長を変化させることなくエンジン１の運転状態に追随させることができる。
【００８３】
ところで、上記振動騒音制御系１８においては、サンプリング周波数Ｆｓをタイミングパルス信号Ｘの発生間隔に応じて追従するように変化させているので、Ｃフィルタ５０から出力される伝達補正特性を従来のように系によって予め同定してしまうとサンプリング周波数Ｆｓの変化に応じた参照信号Ｒを得ることができず、所望の駆動信号Ｙを得ることができない虞がある。
【００８４】
そこで、本第２の実施例ではＣフィルタ５０に予め複数のフィルタ係数Ｃ（Ｆｓ）（ｎ＝１，２，…，ｍ）を記憶しておき、エンジンの回転数ＮＥに応じて周波数帯域を複数の周波数領域Ｆｎ（ｎ＝１，２，…，ｍ）に区分しておく。そして、これら各周波数領域Ｆｎに応じて所望のフィルタ係数Ｃ（Ｆｎ）を選択することにより、サンプリング周波数Ｆｓが変化しても所望の参照信号Ｒが得られるように構成されている。
【００８５】
図１３は、Ｃフィルタのフイルタ係数の選択手順を示すフローチャートであって、本プログラムは例えばタイミングパルス信号Ｘの発生と同期してＤＳＰ４２内で実行される。
【００８６】
まず、エンジン１の始動直後においては、系の伝達特性は全く未知であるため、ｎ＝１に設定して（ステップＳ１１）未知のサンプリング周波数Ｆｓを有するパルス、すなわちデフォルト値を入力する（ステップＳ１２）。次いで、駆動周波数Ｆｃ（例えば、１０ＭＨｚ）で駆動するＥＣＵ５のクロックパルスの個数間隔Ｅをカウンタで計測する（ステップＳ１３）。
【００８７】
次に、ステップＳ１４では数式（４）に基づきサンプリング周波数Ｆｓを算出する。但し、数式（４）中の、Ｆｃは駆動周波数であり、Ｅは、ＥＣＵ５のクロックパルスの個数間隔である。
【００８８】
Ｆｓ＝Ｆｃ／Ｅ …（４）
次いで、ステップＳ１５では、サンプリング周波数Ｆｓが所定周波数Ｆｎ（この場合はｎ＝１）より小さいか否かを判別する。しかるに所定周波数Ｆ_１はエンジン回転数が極めて低いときに適合する周波数であるため、通常はステップＳ１５の答は否定（ＮＯ）となり、ｎを「１」だけインクリメントして（ステップＳ１６）、次にサンプリング周波数Ｆｓが所定周波数Ｆ_２より小さいか否かを判別する。以下、サンプリング周波数Ｆｓが所定周波数Ｆｎより小さくなるまでステップＳ５の判別を繰り返し、ステップＳ１５の答が肯定（ＹＥＳ）となるとステップＳ７に進んで、そのときの周波数Ｆｎがサンプリング周波数Ｆｓに最も近いと判断して該周波数Ｆｎに対応する伝達特性Ｃ（Ｆｎ）を伝達補正特性に選択して本プログラムを終了する。
【００８９】
このようにエンジン始動直後においては、低周波数とサンプリング周波数とを比較することにより最適フィルタ係数を得ることができる。
【００９０】
また、エンジン回転数ＮＥが或る程度の回転数に到達した後は、図１４に示すフローチャートにしたがってフィルタ係数Ｃ（Ｆｎ）が選択される。
【００９１】
すなわち、ｎ＝ｐ、つまりＦｎをＦ１からＦｍまでの中間周波数に設定した後（ステップＳ２１）、図１３と同様サンプリング周波数Ｆｓを有するパルスを入力し（ステップＳ２２）、次いでクロックパルス（駆動周波数Ｆｃ）の個数間隔Ｅをカウンタで計測して（ステップＳ２３）前記数式（４）に基づきサンプリング周波数Ｆｓを算出し（ステップＳ２４）、該サンプリング周波数Ｆｓが周波数Ｆｎ（この場合はＦｐ）より小さいか否かを判別する（ステップＳ２５）。そして、その答が肯定（ＹＥＳ）のときは、ｎ＝ｐであるからステップＳ２６の答は肯定（ＹＥＳ）となり、サンプリング周波数ＦｓがＦｐより１区分低い所定周波数Ｆ_ｎ−１より小さいか否かを判別する（ステップＳ２７）。すなわち、ステップＳ２５及びステップＳ２６の答が共に肯定（ＹＥＳ）のときは、エンジン減速時にある場合であり、サンプリング周波数Ｆｓが１区分低い所定周波数Ｆ_ｎ−１より小さいか否かを判別する。そして、ステップＳ２７の答が肯定（ＹＥＳ）のときはそのときの周波数Ｆｓに対応するフィルタ係数Ｃ（Ｆｎ）を選択して本プログラムを終了する。
【００９２】
また、ステップＳ２７の答が否定（ＮＯ）のときは、ｎを「１」だけデクリメントして（ステップＳ２９）さらに低い所定周波数Ｆ_ｎ−１とサンプリング周波数Ｆｓとの比較を行い、ステップＳ２７の答が肯定（ＹＥＳ）となったときはそのときの周波数Ｆｎに対応するフィルタ係数Ｃ（Ｆｎ）を選択して（ステップＳ２８）本プログラムを終了する。
【００９３】
また、ステップＳ２５の答が否定（ＮＯ）のときは、ステップＳ２５の答が肯定（ＹＥＳ）となるまでｎを「１」ずつインクリメントしてサンプリング周波数Ｆｓと周波数Ｆｎとを比較し、ステップＳ２５の答が肯定（ＹＥＳ）となったときはステップＳ２６の答が否定（ＮＯ）となるためそのままステップＳ２８に進み、そのときの周波数Ｆｎに対応する伝達補正特性Ｃ（Ｆｎ）を選択して本プログラムを終了する。
【００９４】
また、上記実施例ではＣフィルタ５０に予め記憶された複数のフィルタ係数からエンジン回転数ＮＥに応じた最適フィルタ係数を選択することにより最終的にＣフィルタ５０を同定しているが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、例えば、図１５に示すように、エンジン回転数の上限回転数（例えば、６０００ｒｐｍ）に相当する周波数よりも適数倍、例えば数十倍を有する高周波数Ｆｒを分周してＣフィルタ５０の伝達補正特性を同定するように構成してもよい。
【００９５】
すなわち、高周波のサンプリング周波数Ｆｒ（例えば、数１０ＫＨｚ）で同定された高次伝達特性を有する高周波フィルタＣｒを予めＣフィルタ５０に記憶しておく。ここで、高周波フィルタＣｒはＭ個のタップを有し、かつ該高周波フィルタＣｒのサンプリング周期（１／Ｆｒ）には駆動周波数Ｆｃ（例えば、１０ＭＨｚ）で駆動するＥＣＵ５の駆動パルス数がＬ個発生する（この「Ｌ」はカウンタによりカウントされる）。
【００９６】
また、可変のサンプリング周波数Ｆｓ（例えば、数百Ｈｚ）で同定されるフィルタＣｓにおいては、上記ＥＣＵ５の駆動パルス数がそのサンプリング周期（１／Ｆｓ）にＳ個（Ｓ＞Ｌ）発生している場合（この場合伝達特性Ｃｓは所定サンプリング周波数で同定されているため、Ｓは既知数である）、そのタップ数Ｋは数式（５）に基づいて算出される。
【００９７】
【数３】

【００９８】
ここで、ｉｎｔは小数点以下を切り捨てた切り捨て整数を示し、例えば、Ｍ×（Ｌ／Ｓ）＝４．６３のときはＭ×（Ｌ／Ｓ）ｉｎｔ＝４となる。
【００９９】
そして、本実施例では図中矢印に示すように、フィルタＣｓの各フィルタ係数Ｃｓ（ｊ）は、これらのフィルタ係数Ｃｓ（ｊ）に最も近い高周波フィルタＣｒ中の右隣りに位置するフィルタ係数Ｃｒ（ｍ）を選択してＣフィルタ５０の伝達特性を同定している。
【０１００】
図１６は上記フィルタＣｓの各フィルタ係数Ｃｓ（ｊ）の算出手順を示すフローチャートである。
【０１０１】
まず、ステップＳ３１ではフィルタＣｓの発生パルスＱ及び、高周波フィルタＣｒの発生パルスＬを夫々「０」に設定し、次いでフィルタＣｓの最初のフィルタ係数Ｔｓ（０）と高周波フィルタＣｒの最初のフィルタ係数Ｃｒ（０）とを等置して（ステップＳ３２）フィルタＣｓの最初のフィルタ係数Ｃｓ（０）を決定する。
【０１０２】
次いで、フィルタＣｓの発生パルス数Ｑを「１」だけインクリメントすると共に、高周波フィルタＣｒの発生パルス数ＬをＬ（最初のループでは「０」）に設定し（ステップＳ３３）、次いで、フィルタＣｓのサンプリング周期（１／Ｆｓ）中における駆動周波数Ｆｃのクロックパルスの個数Ｓが、高周波フィルタＣｒのサンプリング周期（１／Ｆｒ）中に発生するＥＣＵ５のクロックパルス数Ｆｃの個数Ｌ以下であるか否かを判別する（ステップＳ３４）。そして、その答が否定（ＮＯ）のときは発生パルス数Ｌを「１」だけインクリメントしてステップＳ３３に戻る一方、その答が肯定（ＹＥＳ）のときはＣｓ（１）＝Ｃｒ（１）に設定し（ステップＳ３５）、次いで前記数式（５）が成立するか否かを判別する（ステップＳ３６）。そして、その答が肯定（ＹＥＳ）のときはそのまま本プログラムを終了する一方、その答が否定（ＮＯ）のときはステップＳ３７に進み、フィルタＣｓの発生パルス数Ｑを「１」だけインクリメントすると共に、高周波フィルタＣｒの発生パルス数Ｌを２Ｌに設定し、次いで、サンプリング周期（１／２Ｆｓ）間に発生したパルス数２Ｓが、ＥＣＵ５の駆動周波数Ｆｃによるパルス２Ｌ以下であるか否かを判別する（ステップＳ３８）。
【０１０３】
そして、その答が否定（ＮＯ）のときは、ステップＳ３７に戻る一方、その答が肯定（ＹＥＳ）のときはＣｓ（２）＝Ｃｒ（２）に設定して（ステップＳ３９）、第２のタップ係数Ｃｓ（２）を決定し、次いで再び数式（５）が成立しているか否かを判別し、その答が肯定（ＹＥＳ）のときはそのままプログラムを終了する一方、その答が否定（ＮＯ）のときは次のステップ（図示省略）に進む。そして、以後数式（５）が成立するまでＣｓ（３），Ｃｓ（４），…を順次算出してゆき、数式（５）の成立により、全てのフィルタ係数Ｃｓ（ｍ）を決定し、数式（５）が不成立になったところで本プログラムを終了する。
【０１０４】
このように、高周波サンプリング周波数Ｆｒで同定されたフィルタＣｒを「間引き」することにより最適伝達特性を有するＣフィルタの同定を行うことができる。
【０１０５】
これにより、サンプリング周波数が変化してもその変化に追随して伝達特性を補正することができ、したがって高精度な適応制御を行うことができ、所望の振動騒音低減化を図ることができる。
【０１０６】
尚、前述した第１の実施例では、例えばカム軸センサ１１に基づいてＥＣＵ５から基礎パルス信号を出力する場合、カム軸の回転はカム軸用プーリ３４とクランク軸用プーリ３７とを連動させているタイミングベルト３５の伸び等により微小ながら回転変動が生じる（図３参照）。またＣＲＫセンサに基づいてＥＣＵ５から基礎パルス信号を出力する場合においてもクランク軸３６の捩り振動等により回転変動を生じる。つまり、逓倍回路４０における逓倍比が大きい程かかる回転変動に起因して所望のサンプリング周波数Ｆｓに対して大きな設定誤差が生じる虞があるのに対し、本第２の実施例のようにクランク軸３６に固着されているフライホイール３８に基づいて基礎パルス信号を出力する場合は、クランク軸３６に固着されているフライホイール３８は慣性モーメントが大きく、回転変動が少ないため、高精度で所望のサンプリング周波数Ｆｓを作成することができる。
【０１０７】
尚、上記第１の実施例及び第２の実施例では、爆発圧に係る振動次数成分を一括して適応制御しているが、例えば、図１７に示すように、各気筒毎に異なる適応制御回路４７_４１〜４７_４６を設け、該適応制御回路４７_４１〜４７_４６に夫々所定のタイミングパルス信号Ｘを入力し、夫々の気筒に適応した制御を行なうのも好ましい。
【０１０８】
すなわち、ＥＣＵ５からの基礎パルス信号を分周して作成されたタイミングパルス信号Ｘは、第１のスイッチング回路５６ａに入力される。該第１のスイッチング回路５６ａはタイミングパルス信号Ｘが入力される毎に「１」ずつインクリメントされるカウンタからなり、該カウンタがカウントアップされる毎にタイミングパルスが順次Ｗフィルタ４８_４１，Ｗフィルタ４８_４２，…，Ｗフィルタ４８_４６に入力され、Ｗフィルタ４８_４１〜４８_４６からの出力が、上述した所定の振動騒音伝達経路を経て第１の加算器４６に入力される。次いで振動騒音信号Ｄとの誤差信号εが前記第１の加算器４６から出力され、第１のスイッチング回路５６ａと同期してカウントアップする第２のスイッチング回路５６ｂに入力される。次いで、夫々の適応制御回路４７_４１〜４７_４６にフィードバックされ、ＬＭＳ処理部４９_４１〜４９_４６で気筒の物理的配置に応じた最適駆動信号が生成され、所望の適応制御が行なわれる。つまり、各振動次数成分の振動に対し、その振動が慣性力に支配される場合は、同一成分の合力として表わされるため、各気筒配置による差異は微小であるが、シリンダ内での燃焼によって壁面が加振されて生じる振動は、気筒の物理的な配置により、その振動は異なる。
【０１０９】
そこで、本発明では各気筒毎に異なるＷフィルタ４８_４１〜４８_４６を設け、第１及び第２のスイッチング回路５６ａ，５６ｂを介して、順次フィルタ係数の更新を行うことにより、各気筒間の寄与の差による偏差が補正され、収束の精度が向上する。
【０１１０】
尚、上記実施例では、カム軸２７の回転に同期して発生するパルス信号を基礎パルス信号として使用したが、エンジンの回転に同期して発生するパルス信号であればよく、例えばクランク軸周囲にクランク角センサ（ＣＲＫセンサ）を設け、該ＣＲＫセンサの出力信号を基礎パルス信号として使用してもよく、また、トルク変動（燃焼状態の変動）を示すファクタとして、例えば点火パルスを選択し、該点火パルスを基礎パルス信号として使用してもよい。さらに、ＥＣＵ５を駆動させるためのクロックパルスを基礎パルス信号として使用してもよいのはいうまでもない。
【０１１１】
尚、本発明は上記実施例に限定されることがないのはいうまでもない。例えば、上記第２の実施例においてはフライホイール３８の回転信号をパルスエンコーダで検出しているが、カム軸２７又はクランク軸３６の近傍に回転信号検出手段１９としてのロータリエンコーダを配設し、該ロータリエンコーダにより検出された回転信号を分周してサンプリング周波数Ｆｓやタイミングパルス信号Ｘを生成してもよく、また本発明は６気筒以外の多気筒エンジン、例えば４気筒、８気筒エンジンにも適用できるのはいうまでもない。
【０１１２】
また、複数の振動騒音伝達経路のうちの１個の振動騒音伝達経路のみに電気機械変換手段（自己伸縮型エンジンマウント等）を配設し、該電気機械変換手段を有さない振動騒音伝達経路からの振動騒音とのベクトル的な総和に基づき第１の加算器４６で誤差信号εを検出するように構成してもよい。
【０１１３】
【発明の効果】
以上詳述したように請求項１記載の発明によれば、第１のフィルタ手段のタップ長がパルス信号の発生間隔、すなわちパワープラント等の振動騒音源の駆動周期に応じて変化するので、第１のフィルタ手段からは第２のフィルタ手段により振動騒音伝達経路の伝達犠牲が補正された所望の制御信号が出力され、複雑な積和演算を要することもなく、適応の追従速度の速い高精度な振動騒音制御を行うことができる。
【０１１４】
また、請求項２記載の発明によれば、エンジン回転の変動によりパルス信号の周波数が変化しても、サンプリング周波数がそれにつれて変化し、常に同じタップに相当する信号を出力するため、適応の追従速度が早く、高精度な適応制御を行うことができ、また所謂割り込みや打ち切り制御が少ない構成であるため、構成が単純で、制御の安定性・信頼性の優れたものとなる。
【０１１５】
このように本発明によれば、振動騒音制御の精度を飛躍的に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る車輌用振動騒音制御装置の一実施例を示す全体構成図である。
【図２】動弁系の要部断面図である。
【図３】カム軸とクランク軸の関係を示す図である。
【図４】振動騒音制御系の一実施例（第１の実施例）を示すシステム構成図である。
【図５】振動次数を説明するためのタイムチャートである。
【図６】第１のパルス信号（基礎パルス信号）の検出が欠落したときの状況を説明するタイムチャートである。
【図７】適応制御回路のブロック回路図である。
【図８】振動騒音波形とポイント数Ｎの関係を示す図である。
【図９】擬似周期列作成手段の作成手法を説明する説明図である。
【図１０】擬似周期列作成ルーチンのフローチャートである。
【図１１】参照信号の生成方法を説明するための説明図である。
【図１２】振動騒音制御系の第２の実施例を示すシステム構成図である。
【図１３】伝達補正特性選択ルーチンの一実施例を示すフローチャートである。
【図１４】伝達補正特性選択ルーチンの他の実施例を示すフローチャートである。
【図１５】伝達補正特性の算出方法を示すタイムチャートである。
【図１６】伝達補正特性算出ルーチンの一実施例を示すフローチャートである。
【図１７】燃焼振動次数に係る振動騒音制御系の一実施例を示すシステム構成図である。
【図１８】従来の振動騒音制御系を示すシステム構成図である。
【図１９】従来の適応制御回路（フィルタードＸ−アルゴリズム）のブロック図である。
【符号の説明】
１ 内燃エンジン（パワープラント）
５ ＥＣＵ（サンプリング周期決定手段）
１１ カム軸センサ（パルス信号検出手段）
１４ａ，１４ｂ 自己伸縮型エンジンマウント（電気機械変換手段）
１９ エンコーダ（駆動周期信号検出手段）
４８_１〜４８_４ Ｗフィルタ（第１のフィルタ手段）
４８_４１〜４８_４６ Ｗフィルタ（第１のフィルタ手段）
４９_１〜４９_４ ＬＭＳ処理部（制御信号更新手段）
４９_４１〜４９_４６ ＬＭＳ処理部（制御信号更新手段）
５０_１〜５０_４ Ｃフィルタ（第２のフィルタ手段）
５０_４１〜５０_４６ Ｃフィルタ（第２のフィルタ手段）[0001]
[Industrial applications]
The present invention relates to a vibration noise control apparatus for a vehicle, and more particularly, to a vibration noise control apparatus for a vehicle which actively controls vibration noise generated by running of a vehicle and reduces the vibration noise.
[0002]
[Prior art]
In recent years, there has been developed an active vibration noise control device that uses an adaptive digital filter (hereinafter, referred to as “ADF”) to attenuate vibration noise generated from a vibration noise source and reduce the vibration noise. It is actively performed in various areas.
[0003]
FIG. 18 is a block diagram showing a case where this type of vibration noise control device is applied to a vehicle such as an automobile.
[0004]
In the vibration noise control device, the vibration noise detected by the vibration noise sensor 101 is sampled by the A / D converter 102 and input to the adaptive control circuit 103 as an input signal x of digital data. Next, the digital signal output from the adaptive control circuit 103 is converted into an analog signal by the D / A converter 104, and is provided on the floor of the vehicle body via the engine mount 105 and the vehicle body 106 arranged in the vibration transmission path. The signal is input to an adder 107 such as an acceleration sensor as a cancellation signal y.
[0005]
On the other hand, a vibration noise signal d from a vibration noise source 108 such as an engine is input to the adder 107, and an error signal ε between the vibration noise signal d and the cancellation signal y is output from the adder 107. Are fed back to the adaptive control circuit 103. That is, the error signal ε indicates a cancellation error between the vibration noise signal d and the cancellation signal y, and the active vibration control device transmits the opposite phase of the cancellation signal so that the error signal ε has a minimum value. Noise is reduced by changing the characteristics.
[0006]
Further, the adaptive control circuit 103 employs an algorithm configuration generally called a filtered X-LMS algorithm shown in FIG. That is, the adaptive control circuit 103 includes a Wiener filter (hereinafter, referred to as “W filter”) as an ADF of a finite length impulse response (hereinafter, referred to as “FIR”) type and a minimum as an algorithm (calculation method). An adaptive algorithm (LMS) processing unit 110 that generates an optimal canceling signal (transfer characteristic) using a least mean square method (hereinafter, referred to as an “LMS method”), and a W filter 109 in a vibration noise transmission path. And a correction digital filter (hereinafter, referred to as “C filter”) 111 for correcting a phase change of the vibration noise transmission characteristic from the camera.
[0007]
In the vibration and noise control device including the adaptive control circuit 103, the C filter 111 can avoid the influence of the phase change of the transmission characteristics due to the engine mount 105 and the like disposed in the vibration and noise transmission path, and The cancellation signal y can be input to the adder 107.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above conventional vibration noise control device, since the input signal x is input to the W filter 109 and the C filter 111 in a time-series waveform, the input signal x is input to the W filter 109 and the C filter 111 for each tap. The product-sum operation has to be performed with the signal x, and there is a problem that the operation process requires time. That is, in order to control the vibration noise of a complex system such as the vibration noise in a vehicle such as an automobile, the tap length of the filter needs to be increased. On the other hand, if the tap length of the filter is increased, the time required for the product-sum operation becomes longer. Therefore, there is a problem that the convergence speed for reducing the vibration noise is reduced.
[0009]
In addition, the vibration noise of the vehicle is generated by complicatedly tangling the operating states of the engine such as the rotation and combustion state of the engine, and has a unique vibration waveform, a unique frequency, etc. according to the operating state of the engine. However, even if all of these operating states are collectively processed by a single signal, it is difficult to reduce the error signal ε to a desired value, and high-precision vibration noise control cannot be performed. there were.
[0010]
Further, in the above-described conventional vibration noise control device, since the vibration noise is sampled at a constant sampling cycle by the A / D converter 102, the vibration noise transmission characteristic is changed due to engine rotation fluctuation and the like as in a vehicle such as an automobile. There is a problem that it is not possible to perform appropriate vibration and noise control for a system that greatly changes.
[0011]
The present invention has been made in view of such a problem, and improves the convergence speed with respect to periodic or pseudo-periodic vibration noise generated from a vibration noise source in a vehicle to improve the convergence speed and improve the convergence speed. An object of the present invention is to provide a vehicle vibration noise control device capable of performing adaptive control.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a vibration and noise control apparatus for a vehicle according to the present invention has, as a first aspect, at least one or more of a vehicle body and a vehicle interior due to a vibration and noise source including at least a power plant for driving a vehicle. For periodic or quasi-periodic vibration noise generated in a predetermined areaThen enterForce signalWith a given filter coefficientOutputting a control signal that changes a transfer characteristic between the predetermined region from the vibration noise source by filtering;Has a tap length arbitrarily set to perform the filteringA first filter means, an electromechanical conversion means for converting the control signal into a drive signal and controlling vibration noise by the drive signal, and a vibration reduced by a vector sum by an output from the electromechanical conversion means An error signal detection unit that detects a noise error signal in the predetermined area; and a vibration noise transmission path formed between the electromechanical conversion unit and the error signal detection unit.A reference signal having a filter coefficient corresponding to a transfer function and having a predetermined transfer characteristic based on the filter coefficient is output.A second filter unit, the vibration noise error signal having a minimum value based on a detection result of the error signal detection unit, a reference signal output from the second filter unit, and a filter coefficient of the first filter unit; And a control signal updating means for updating the filter coefficient so that the pulse signal detecting means detects a pulse signal generated in synchronization with a driving cycle of the vibration noise source. Changing means for changing the tap length of the first filter means in accordance with an interval of generation of the pulse signal detected by the pulse signal detecting means, wherein the second filter means changes the tap length changed by the changing means. Quasi-periodic sequence generating means for generating a quasi-periodic sequence of the filter coefficients of the second filter means according to
[0013]
Further, as a second aspect, the vehicle vibration noise control device according to the present invention is generated in at least one or more predetermined regions of the vehicle body or the vehicle interior due to a vibration noise source including at least a vehicle drive power plant. For periodic or quasi-periodic vibration noiseThen enterForce signalWith a given filter coefficientFirst filter means for outputting a control signal for changing a transfer characteristic between the predetermined region from the vibration noise source by filtering, and converting the control signal into a drive signal to control the vibration noise by the drive signal An electromechanical conversion means, an error signal detection means for detecting a vibration noise error signal reduced by a vectorial sum in the predetermined area by an output from the electromechanical conversion means, the electromechanical conversion means and the error signal Of the vibration noise transmission path formed betweenA reference signal having a filter coefficient corresponding to a transfer function and having a predetermined transfer characteristic based on the filter coefficient is output.A second filter unit, the vibration noise error signal having a minimum value based on a detection result of the error signal detection unit, a reference signal output from the second filter unit, and a filter coefficient of the first filter unit; A driving signal detecting means for detecting a driving cycle from the vibration noise source as a pulse signal for each predetermined minute angle; And a sampling cycle determining means for determining a sampling cycle in accordance with a detection timing of a pulse signal detected by the driving cycle signal detecting means, wherein the second filter means performs the sampling determined by the sampling cycle determining means. A transfer characteristic correcting means for correcting a transfer characteristic of the second filter means in accordance with a cycle; Is characterized in that governs the sequence of operations at a sampling period determined to output and updating of the filter coefficients of said first filter means by periodically determining means.
[0014]
In the first and second aspects, the first filter means and the second filter means each include an adaptive digital filter.
[0015]
[Action]
According to the first aspect, the tap length of the first filter means (adaptive digital filter) changes in accordance with the pulse signal generation interval, and further, the second filter changes in accordance with the change in the tap length. A pseudo-periodic sequence of the filter coefficients of the means is created. Then, since a predetermined input signal is input to the first filter means and a control signal corresponding to the pulse signal generation interval is output from the first filter means, it is possible to perform vibration noise control by a fixed sampling method. It becomes.
[0016]
According to the second aspect, the sampling cycle is determined according to the detection timing of the pulse signal, and a series of operations for outputting and updating the filter coefficient of the first filter means in the determined sampling cycle are performed. Since it is governed, it becomes possible to perform vibration noise control by a variable sampling method.
[0017]
【Example】
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0018]
FIG. 1 is an overall configuration diagram showing one embodiment of a vehicle vibration noise control device according to the present invention.
[0019]
In the figure, reference numeral 1 denotes a four-cycle engine (hereinafter simply referred to as "engine") of a vehicle driving power plant having, for example, six cylinders, and a throttle body 3 is provided in the middle of an intake pipe 2 of the engine 1. The inside thereof is provided with a throttle valve 3 '. A throttle valve opening (θTH) sensor 4 is connected to the throttle valve 3 ′, and outputs an electric signal corresponding to the opening of the throttle valve 3 ′ to output an electronic control unit (hereinafter referred to as “ECU”) 5. To supply.
[0020]
The fuel injection valve 6 is connected between the engine 1 and the throttle valve 3 ′ and to a fuel pump (not shown) of the intake pipe 2 and is also electrically connected to the ECU 5. Controlled.
[0021]
A branch pipe 7 is provided downstream of the throttle valve 3 ′ of the intake pipe 2, and an absolute pressure (PBA) sensor 8 is attached to a tip of the branch pipe 7. The PBA sensor 8 is electrically connected to the ECU 5, and the absolute pressure PBA in the intake pipe 2 is converted into an electric signal by the PBA sensor 8 and supplied to the ECU 5.
[0022]
A TDC sensor 9 is mounted at a predetermined position around the crankshaft of the engine 1.
[0023]
The TDC sensor 9 outputs a signal pulse (hereinafter, referred to as a “TDC signal pulse”) at a predetermined crank angle position every 120 ° rotation of the crankshaft of the engine 1, and supplies the TDC signal pulse to the ECU 5.
[0024]
That is, the TDC signal pulse represents the reference crank angle position of each cylinder, and specifically, a predetermined pulse before TDC (top dead center) at the end of the compression stroke of each cylinder (# 1 to # 6CYL). Occurs at a crank angle position (eg, 10 ° BTDC). Then, the ECU 5 measures the generation interval of the TDC signal pulse and calculates the ME value which is the reciprocal of the engine speed NE.
[0025]
A valve train 10 having a pair of exhaust valve and intake valve for each cylinder is provided above the cylinder head of the engine 1. A camshaft sensor 11 is provided around the camshaft of the valve train 10. And a reference signal detection sensor 12.
[0026]
The camshaft sensor 11 outputs, for example, 24 (eg, a crank angle of 30 ° synchronization) basic pulse signals at equal intervals during two revolutions of the crankshaft, and supplies the basic pulse signals to the ECU 5.
[0027]
Further, the reference signal detection sensor 12 outputs a reference signal at a predetermined crank angle position of a specific cylinder every two rotations of the crankshaft, and supplies the reference signal to the ECU 5. That is, the reference signal is generated at a predetermined crank angle position in synchronization with the basic pulse signal.
[0028]
The ignition plug 13 of each cylinder of the engine 1 is electrically connected to the ECU 5, and the ignition timing is controlled by the ECU 5.
[0029]
A pair of self-expandable engine mounts 14a and 14b as electromechanical conversion means are provided at the front and rear portions of the engine 1. Specifically, the upper ends of the self-expandable engine mounts 14a and 14b are connected to the engine 1 via elastic rubbers 15a and 15b, and the lower ends are supported by a vehicle body claim 16.
[0030]
Voice coil motors (VCM) 17a, 17b are included in the self-expandable engine mounts 14a, 14b, and control the vibration of the engine according to a signal from the ECU 5 according to the vibration of the engine. That is, the self-expandable engine mounts 14a and 14b have liquid chambers (not shown) filled with liquid therein, and the vibration sources are provided via the elastic rubbers 15a and 15b fixed to the vibration source (engine 1) side. The vibration of the vehicle is prevented from being transmitted to the vehicle body.
[0031]
Further, a vibration noise control system 18 is electrically connected to the ECU 5, and the vibration noise control system 18 creates a control signal according to a command from the ECU 5, and the control signal is transmitted to the self-expandable engine mounts 14a and 14b. Supplied to control vibration noise. Further, an encoder 19 is provided near the flywheel integrally fitted to the crankshaft, and a flywheel rotation signal detected by the encoder 19 is supplied to the vibration noise control system 18.
[0032]
Thus, the ECU 5 has an input circuit 5a having a function of shaping input signal waveforms from the above-described various sensors, correcting a voltage level to a predetermined level, converting an analog signal value to a digital signal value, and the like. A processing circuit (hereinafter referred to as a "CPU") 5b; a storage means 5c comprising a ROM and a RAM for storing various arithmetic programs executed by the CPU 5b and arithmetic results; a fuel injection valve 6, a spark plug 13; An output circuit 5d for supplying an output signal to the mold engine mounts 14a and 14b and the vibration noise control system 18 is provided.
[0033]
Further, the ECU 5 (CPU 5b) calculates the fuel injection time TOUT of the fuel injection valve 6 in synchronization with the TDC signal pulse based on Expression (1) according to the engine operating state.
[0034]
TOUT = TiM × K1 + K2 (1)
Here, TiM is a basic fuel injection time set according to the engine speed NE and the intake pipe absolute pressure PBA, and a TiM map for determining the TiM value is stored in the storage means 5c (ROM) in advance. It is remembered.
[0035]
K1 and K2 are correction coefficients and correction variables calculated in accordance with various engine parameter signals, respectively. Optimization of various characteristics such as fuel consumption characteristics and acceleration characteristics in accordance with the operating state of the engine is performed for each cylinder. It is set to a predetermined value as shown.
[0036]
2, the valve train 10 is disposed in a cylinder head cover 21 fixed above a cylinder head 20 of the engine 1, and includes an intake valve (or exhaust valve) 22 and a valve 22. The spring 23, a rocker arm 25 that performs a seesaw motion about a support shaft 24, a cam 26 that is in contact with the rocker arm 25, and a cam shaft 27 on which the cam 26 is fitted are mainly configured. ing.
[0037]
Further, the intake valve (or exhaust valve) 22 has a rod-shaped stem 28 which is inserted and slidably contacted with a valve guide 29, and a spring receiver 30 provided at a rear portion thereof and a valve spring 23 which comes into contact with the spring receiver 30. It is elastically supported in the valve closing direction, and its tip can be brought into contact with its opening 33 so that the combustion chamber 31 of the cylinder head 20 and the intake hole (or exhaust hole) 32 can communicate and shut off. I have.
[0038]
In the valve train 10, the rocker arm 25 in contact with the cam 26 that rotates integrally with the camshaft 27 repeats a periodic seesaw motion against the resilient urging force of the valve spring 23, and (Or exhaust valve) 22 is moved up and down.
[0039]
As shown in FIG. 3, a cam shaft pulley 34 is fitted integrally with the cam shaft 27 at one end of the cam shaft 27, and is connected to one end of a crank shaft 36 via a timing belt 35. A flywheel 38 having a plurality of ring gears formed on the outer periphery thereof is fixed to the other end of the crankshaft pulley 37, which can be interlocked with a crankshaft pulley 37 integrally fitted with the crankshaft 36. .
[0040]
FIG. 4 is a system configuration diagram schematically showing one embodiment of the vibration noise control system 18 according to the present invention (first embodiment). The frequency of a clock signal for driving the ECU 5, that is, the driving frequency This example shows a so-called fixed sampling method in which predetermined adaptive control is performed with a sampling frequency Fs (for example, 10 MHz). In this embodiment, a case where a detection signal detected by the camshaft sensor 11 is used as a basic pulse signal. Is shown.
[0041]
The vibration noise control system 18 divides a basic pulse signal (detected by the camshaft sensor 11) supplied from the ECU 5 to generate a plurality of types of timing pulse signals X (input signals). A multiplier circuit 40 for multiplying the basic pulse signal to generate a desired sampling frequency Fs (sampling period τ (= 1 / Fs)), and a synchronization circuit for monitoring the synchronization between the basic pulse signal and each timing pulse signal X. Monitoring circuit 41₁~ 41₄A DSP (Digital Signal Processor) 42 capable of performing high-speed operation by receiving respective timing pulse signals X generated by the frequency dividing circuit 39 based on the sampling frequency Fs generated by the multiplying circuit 40 and performing adaptive control; A D / A converter 43 for converting a control signal (digital signal) output from the DSP 42 into an analog signal, an amplifier 44 for amplifying the analog signal output by the D / A converter 43, a floor of a vehicle body 45, and the like. And an adder 46 such as an acceleration sensor arranged as a main part.
[0042]
As the multiplying circuit 40, for example, the following well-known circuit is used. That is,
(1) A method of multiplying the basic pulse signal by K (K is a real number) using a well-known logical multiplication circuit
(2) The number of clock pulses PECU of the clock of the ECU 5 (for example, 10 MHz) generated during the generation interval of the basic pulse signal is measured, and "0" output and "1" output are generated at a period of (PECU / 2K). Method of multiplying K by alternately outputting
(3) An analog method of dividing the basic pulse signal by (1/2), integrating, then converting into a sine wave, multiplying the sine wave by K, and making it square.
There is.
[0043]
Further, the frequency dividing circuit 39 divides the basic pulse signal in accordance with the vibration noise characteristic specific to each component of the engine (the valve train 10, the periphery of the crankshaft 36, the combustion chamber 31, etc.) which is the vibration noise source. Then, a plurality of types of timing pulse signals X are generated. In the case of this embodiment having six cylinders, four types of timing pulse signals X are generated. That is, when the vehicle drive power plant is a four-cycle engine, the vibration (excitation force) that causes the vibration noise of the four-cycle engine is classified into the following three types.
[0044]
(1) Excitation force due to reciprocating mass of piston system such as rotation of crankshaft
Excitation forces belonging to this include inertia force, inertia couple, inertia torque and the like.
[0045]
(2) Exciting force due to reciprocating mass of valve systems such as camshaft (intake valve, exhaust valve)
Excitation forces belonging to this include an inertia force and a moment.
[0046]
(3) Excitation force due to explosion pressure in cylinder
Exciting forces belonging to this include torque fluctuations and the like caused by fluctuations in the combustion state. In this embodiment, the vibration order (vibration component) of a piston system or the like that generates regular vibration noise characteristics in synchronization with the rotation of the engine and the explosion pressure (vibration pressure) that generates irregular vibration noise characteristics according to the combustion state Four types of timing pulse signals X are generated in order to classify them into vibration orders (vibration components) due to force. Specifically, three types (primary, 1.5th, and secondary) of timing pulse signals X are generated to indicate the order of vibration of a regular piston system and the like, and indicate the order of vibration due to the explosion pressure. One (tertiary) timing pulse signal X is generated. Here, the term “first order” means that the timing pulse signal X is generated once every time the crankshaft makes one rotation (12 pulses), as shown in FIG. The case where the vibration order is 1.5 order means that one pulse is generated while the crankshaft rotates 2/3 (8 pulses). A case where one pulse is generated every five rotations (six pulses), and a case where the vibration order is the third order means a case where one pulse is generated every one third rotation (four pulses) of the crankshaft.
[0047]
As described above, by generating the four types of timing pulse signals X, adaptive control according to the vibration noise characteristics can be performed. That is, the low-order (first-order, first-order, second-order) vibration orders relate to vibration components that occur regularly, such as rotation of the crankshaft, and these low-order vibration components are individually controlled by adaptive control described later. By doing so, it is possible to efficiently reduce vibration noise generated due to inertial force such as rotation of the engine.
[0048]
On the other hand, since an explosion stroke is performed once per cylinder during two revolutions of the crankshaft, in the case of a six-cylinder engine, there are six explosion strokes during two revolutions of the crankshaft. The following indicates the vibration component related to the explosion pressure. Therefore, by dividing the vibration order (third order) related to the explosion pressure having irregular vibration noise characteristics from the vibration order having regular vibration noise characteristics and performing adaptive control, vibration noise can be reduced more effectively. be able to.
[0049]
In addition, the synchronization circuit 41₁~ 41₄Has synchronization detection means for detecting synchronization between the reference signal and the second pulse signal, and when the synchronization between the timing pulse signal X and the reference signal is not detected by the synchronization detection means, The reference signal detected next time is synchronized with the timing pulse signal X.
[0050]
That is, the timing pulse signal X is generated at least once per two rotations of the crankshaft in any case of the vibration order for the reason described in the section of [Action]. However, as shown in FIG. 6, if the detection of the basic pulse signal fails due to some external factor and the generation of the timing pulse signal X fails, the DSP 42 does not output a control signal having a desired transfer characteristic. Since the phase error is accumulated in the future, desired vibration noise control cannot be performed. Thus, in the present embodiment, as described above, the synchronization circuit 41 having the synchronization detection means and the synchronization means₁~ 41₄Is provided to avoid the occurrence of the phase error.
[0051]
Specifically, the synchronization circuit 41₁~ 41₄Monitors the reference signal (detected by the reference signal detection sensor 12) and has a built-in AND circuit (logical product circuit) when the reference signal and the timing pulse signal X are input in synchronization. In both cases, the “1” signal is input, and the “1” signal is output from the AND circuit. On the other hand, when the reference signal and the timing pulse signal X are not synchronized, the input signal of the timing pulse signal X becomes a “0” signal, and it is determined that the synchronization between the two has failed. The generation of X is temporarily stopped, and the generation of the timing pulse signal X is started again in synchronization with the generation of the next reference signal.
[0052]
Thus, the DSP 42 (FIG. 4) provides four types of adaptive control circuits 47 so that the respective vibration orders (first, 1.5, second, third) can be input separately.₁~ 47₄And the adaptive control circuit 47₁~ 47₄Is a W filter 48 as an ADF whose tap length changes in accordance with the generation interval of the timing pulse signal X.₁~ 48₄(First filter means), W filter 48₁~ 48₄LMS processing unit 49 as an adaptive algorithm for performing arithmetic processing for updating the filter coefficient of₁~ 49₄(Updating means) and the phase amplitude and the like of the control signal X 'generated due to the transfer function of the vibration noise transmission path of the self-expandable engine mount 14a (14b) and the vehicle body 45 disposed in the vibration noise transmission path. Filter 50 for correcting the change in the transfer characteristic of₁~ 50₄(Second filter means).
[0053]
In the vibration noise control device for a vehicle configured as described above, the timing pulse signal X generated by the frequency dividing circuit 39 is applied to each adaptive control circuit 47.₁~ 47₄Is entered. Next, the adaptive control circuit 47₁~ 47₄Control signal X '(digital signal) output from the controller is converted into an analog signal by a D / A converter 43, amplified by an amplifier 44, and sent to a self-expandable engine mount 14a (14b) disposed in a vibration transmission path. The input and controlled vibration noise is input to the adder 46 as a drive signal Y via the vehicle body 45.
[0054]
On the other hand, a vibration noise signal D from the engine 1 is input to the adder 46, and an error signal ε between the vibration noise signal D and the drive signal Y is output from the adder 46.₁~ 47₄Will be fed back.
[0055]
FIG. 7 is a block circuit diagram showing the internal configuration of the adaptive control circuit 47.
[0056]
That is, the synchronization circuit 41₁~ 41₄Is input to the W filter 48, and the filter coefficient of the W filter 48 is updated every sampling period τ (= 1 / Fs). The W filter 48 outputs a control signal X 'having a predetermined transmission characteristic and a phase opposite to that of the vibration noise signal corresponding to the generation interval of the timing pulse signal X.
[0057]
On the other hand, while the error signal ε output from the first adder 46 is input to the first multiplier 51, the first multiplier 57 controls the magnitude of the update correction amount every time. The size parameter μ is input from the parameter control means 52. The step size parameter μ is set to a value such that the convergence speed and the effect amount after convergence are optimized according to the system.
[0058]
Next, the output signal U generated by performing a product-sum operation on the error signal ε and the step size parameter μ in the first multiplier 51 is input to the second multiplier 53, while the second multiplier 53 The reference signal R from the C filter 50 is input to 53 via a filter register 50 '(storage means). The C filter 50 is a filter for correcting a vibration transmission delay, and as described above, the control signal X ′ generated due to the transfer function of the vibration noise transmission path of the self-expandable engine mount 40 and the vehicle body 45 and the like. Of the transfer characteristics such as the phase amplitude of the data.
[0059]
That is, the C filter 50 receives the timing pulse signal X at each predetermined sampling frequency Fs (created by the multiplying circuit 40), and, like the W filter 48, does not require a product-sum operation and the vibration noise transmission path The reference signal R having a predetermined transfer characteristic based on the filter coefficient corresponding to the transfer function is output to the C filter register 50 ′, and then input to the second multiplier 53.
[0060]
Next, the output signal V obtained by multiplying the reference signal R and the output signal U by the second multiplier 53 and converting the multiplied signal to a negative value is input to the second adder 54.
[0061]
Next, the output signal from the second adder 54 is stored in the delay unit 55, the output signal from the delay unit 55 is output every sampling period, and the filter coefficient of the W filter 48 is updated.
[0062]
By thus updating the filter coefficient of the W filter 48 for each sampling period, it is possible to reduce the above-described periodic or pseudo-periodic vibration noise.
[0063]
Thus, the C filter 50 generates a pseudo-period sequence (C〜) of filter coefficients (C∧) in order to cope with the W filter 48 in which the tap length changes according to the generation interval of the timing pulse signal X. Next, a method of creating a pseudo-periodic sequence will be described.
[0064]
FIG. 8 shows the ratio of the vibration noise component waveform having periodicity emitted from the engine 1 and the vibration noise period T (corresponding to the tap length of the W filter 48 determined by the generation interval of the timing pulse signal X) with respect to the sampling period τ. The relationship with the number of points N is shown.
[0065]
That is, FIG. 8A shows a vibration noise waveform having periodicity, and FIG. 8B shows a timing pulse signal X input to the W filter 48 and the C filter 50 in synchronization with the period of the vibration noise. FIG. 8C shows a sampling clock generated from the ECU 5.
[0066]
As is clear from FIGS. 8A and 8B, since the period T is detected by measuring the generation interval of the timing pulse signal X, the number N of points is obtained by dividing the period T by the sampling period τ. = T / τ) is calculated.
[0067]
FIG. 9 is an explanatory diagram showing a method of creating a pseudo-periodic sequence, in which the number of points N matches the tap length I of the W filter 48, and the filter of the C filter 50 as shown in FIG. The tap length J of the coefficient (C∧) is compared with the number of points N, and when the tap length J of the filter coefficient (C∧) is larger than the number of points N, the calculation is performed by the equation (2). As shown in FIG. 9 (b), the filter coefficients (C 順次) are sequentially added in a cycle of the number of points N, thereby generating a pseudo-periodic sequence (C〜) of the filter coefficients (C∧).
[0068]
(Equation 1)

[0069]
(N = 0, 1, 2, ..., n-1)
(A = 0, 1, 2,..., J div N)
(However, (C〜) is a pseudo-periodic sequence, (C∧) is a filter coefficient of the C filter 50, J is a tap length of the C filter 50, N is the number of points, and (J div N) is (J / N) Truncated integer)
Further, when the tap length J of the filter coefficient (C∧) is smaller than the number of points N, the calculation by the equation (3) is performed, and as shown in FIG. To create a pseudo-periodic sequence (C〜) of the filter coefficient (C∧).
[0070]
(Equation 2)

[0071]
(However, the number of (0, ..., 0) is (N-J))
As described above, the tap length J of the filter coefficient (C 対 応) corresponding to the transfer function is compared with the number of points N, and the C filter is appropriately used by using Expression (2) or Expression (3) according to the comparison result. Fifty pseudo-periodic sequences (C-) can be calculated.
[0072]
Then, the pseudo-periodic sequence (C 記憶) is stored in the C filter register 50 ′, and the pseudo-periodic sequence (C〜) is input as the reference signal R to the above-described second multiplier 53.
[0073]
FIG. 10 is a flowchart showing a pseudo-periodic sequence creation routine. This program is executed in synchronization with the input of the timing pulse X to the C filter 50.
[0074]
First, in step S1, the number of points N is calculated. That is, the number of points N (= T / τ) is calculated by dividing the period T of the vibration noise by the sampling period τ.
[0075]
This is the same as the tap length I of the W filter because the same timing pulse signal X is input to the W filter 48. Next, it is determined whether or not the point number N is smaller than the tap length J of the filter coefficient corresponding to the transfer function stored in the C filter 50 in advance (step S2).
[0076]
When the answer is affirmative (YES), that is, when N <J is satisfied, the formula (2) is used (Step S3). When the answer is negative (NO), that is, when N ≧ J is satisfied, the formula is used. Based on (3), the pseudo-periodic sequence (C〜) is calculated from the filter coefficient (C∧) of the C filter 50 (step S4).
[0077]
Next, after two cycles of the pseudo-periodic sequence (C-) created as described above are stored in the storage means 50 '(step S5), the number of clocks is counted from the timing pulse X input. The count value k of a counter (not shown) is reset to “0” and the program ends.
[0078]
That is, the counter starts counting when the count value k is reset, and the adaptive control circuit 47 operates based on the count value k.
[0079]
Based on the pseudo-periodic sequence (C〜) stored in the C-filter register 50 ′ in this manner, as shown in FIG. Output R. That is, the reference signal R is sequentially shifted each time the sampling clock is counted based on the timing pulse X input (k = 0), and the reference signal R is shifted from the C filter register 50 'by the input of the k-th sampling clock. R is output, and the reference signal R is input to the second multiplier 53.
[0081]
FIG. 12 is a system configuration diagram of a vibration noise control system 18 according to a second embodiment of the present invention. In the second embodiment, a so-called sampling frequency Fs is made variable according to the operating state of the engine 1. The case of the variable sampling method is shown.
[0082]
The vibration noise control system 18 has an encoder 19 as a rotation detecting means disposed near a flywheel 38 (see FIG. 3) fixed to a crankshaft 36, and counts a ring gear of the flywheel 38 by the encoder 19. And a pulse signal is generated. That is, in the vibration noise control system 18, while the sampling frequency Fs is directly generated from the rotation signal detected by counting the ring gear of the flywheel 19, the pulse signal is used as a basic pulse signal, and the frequency is divided. A circuit 39 divides the basic pulse signal into predetermined vibration order components to generate a timing pulse signal X (for example, first, 1.5, second, and third order). Thus, the tap length of the W filter 48 becomes the frequency division ratio of the timing pulse signal X with respect to the basic pulse signal, and the frequency division ratio is determined according to the vibration order component. The timing pulse signal X is supplied to the different adaptive control circuits 47 in the DSP 42 in the same manner as in the first embodiment.₁~ 47₄Respectively, and these adaptive control circuits 47₁~ 47₄The control signal X 'is output at an output interval corresponding to the input interval of the timing pulse signal X, and desired adaptive control is performed. In this case, the sampling frequency Fs is made variable in accordance with the generation interval of the basic pulse signal.₁~ 48₄Can be made to follow the operating state of the engine 1 without changing the tap length.
[0083]
By the way, in the vibration noise control system 18, since the sampling frequency Fs is changed so as to follow the generation interval of the timing pulse signal X, the transmission correction characteristic output from the C filter 50 is different from the conventional one. If the identification is performed in advance by the system, the reference signal R corresponding to the change in the sampling frequency Fs cannot be obtained, and the desired drive signal Y may not be obtained.
[0084]
Therefore, in the second embodiment, a plurality of filter coefficients C (Fs) (n = 1, 2,..., M) are stored in the C filter 50 in advance, and the frequency band is set according to the engine speed NE. It is divided into a plurality of frequency regions Fn (n = 1, 2,..., M). Then, by selecting a desired filter coefficient C (Fn) according to each of these frequency regions Fn, a desired reference signal R can be obtained even if the sampling frequency Fs changes.
[0085]
FIG. 13 is a flowchart showing a procedure for selecting a filter coefficient of the C filter. This program is executed in the DSP 42 in synchronization with the generation of the timing pulse signal X, for example.
[0086]
First, since the transfer characteristic of the system is completely unknown immediately after the start of the engine 1, n = 1 is set (step S11), and a pulse having an unknown sampling frequency Fs, that is, a default value is input (step S12). ). Next, the number interval E of clock pulses of the ECU 5 driven at the drive frequency Fc (for example, 10 MHz) is measured by a counter (step S13).
[0087]
Next, in step S14, the sampling frequency Fs is calculated based on the equation (4).Here, in equation (4), Fc is the drive frequency, and E is the number of clock pulses of the ECU 5.
[0088]
Fs = Fc / E (4)
Next, in step S15, it is determined whether or not the sampling frequency Fs is lower than a predetermined frequency Fn (n = 1 in this case). However, the predetermined frequency F₁Is a frequency that is suitable when the engine speed is extremely low. Therefore, normally, the answer in step S15 is negative (NO), n is incremented by "1" (step S16), and then the sampling frequency Fs is set to a predetermined value. Frequency F₂It is determined whether it is smaller than. Hereinafter, the determination in step S5 is repeated until the sampling frequency Fs becomes lower than the predetermined frequency Fn. If the answer to step S15 is affirmative (YES), the process proceeds to step S7, and if the frequency Fn at that time is closest to the sampling frequency Fs. Judgment is made, and the transfer characteristic C (Fn) corresponding to the frequency Fn is selected as the transfer correction characteristic, and the program ends.
[0089]
As described above, immediately after the engine is started, the optimum filter coefficient can be obtained by comparing the low frequency with the sampling frequency.
[0090]
After the engine speed NE reaches a certain speed, the filter coefficient C (Fn) is selected according to the flowchart shown in FIG.
[0091]
That is, after n = p, that is, Fn is set to an intermediate frequency from F1 to Fm (step S21), a pulse having the sampling frequency Fs is input as in FIG. 13 (step S22), and then the clock pulse (drive frequency Fc ) Is measured by a counter (step S23), and a sampling frequency Fs is calculated based on the above equation (4) (step S24). Whether or not the sampling frequency Fs is lower than the frequency Fn (Fp in this case) is determined. Is determined (step S25). If the answer is affirmative (YES), then n = p, so the answer in step S26 is affirmative (YES), and the sampling frequency Fs is a predetermined frequency F that is one section lower than Fp._n-1It is determined whether or not it is smaller (step S27). That is, when both the answer to step S25 and the answer to step S26 are affirmative (YES), it means that the engine is being decelerated, and the sampling frequency Fs is lower than the predetermined frequency F_n-1ThansmallIt is determined whether or not. Then, when the answer to step S27 is affirmative (YES), the filter coefficient C (Fn) corresponding to the frequency Fs at that time is selected, and the program ends.
[0092]
If the answer to step S27 is negative (NO), n is decremented by "1" (step S29), and the lower predetermined frequency F_n-1Is compared with the sampling frequency Fs. When the answer to step S27 is affirmative (YES), the filter coefficient C (Fn) corresponding to the frequency Fn at that time is selected (step S28), and this program ends. I do.
[0093]
When the answer to step S25 is negative (NO), n is incremented by "1" until the answer to step S25 becomes affirmative (YES), and the sampling frequency Fs is compared with the frequency Fn. If the answer is affirmative (YES), the answer in step S26 is negative (NO), and the process directly proceeds to step S28, where the transmission correction characteristic C (Fn) corresponding to the frequency Fn at that time is selected, and this program is executed. To end.
[0094]
In the above embodiment, the C filter 50 is finally identified by selecting an optimum filter coefficient corresponding to the engine speed NE from a plurality of filter coefficients stored in the C filter 50 in advance. The present invention is not limited to the above-described embodiment. For example, as shown in FIG. 15, a high frequency having an appropriate number of times, for example, several tens times, the frequency corresponding to the upper limit rotational speed (for example, 6000 rpm) of the engine rotational speed. The transmission correction characteristic of the C filter 50 may be identified by dividing the frequency of Fr.
[0095]
That is, a high-frequency filter Cr having a high-order transfer characteristic identified at a high-frequency sampling frequency Fr (for example, several tens of KHz) is stored in the C filter 50 in advance. Here, the high frequency filter Cr has M taps, and the number of driving pulses of the ECU 5 driven at the driving frequency Fc (for example, 10 MHz) is generated in the sampling cycle (1 / Fr) of the high frequency filter Cr. (This “L” is counted by a counter).
[0096]
In the filter Cs identified by the variable sampling frequency Fs (for example, several hundred Hz), the number of drive pulses of the ECU 5 is S (S> L) in the sampling cycle (1 / Fs). In this case (in this case, since the transfer characteristic Cs is identified at a predetermined sampling frequency, S is a known number), the number of taps K is calculated based on Equation (5).
[0097]
(Equation 3)

[0098]
Here, int indicates a truncated integer obtained by truncating the decimal part. For example, when M × (L / S) = 4.63, M × (L / S) int = 4.
[0099]
In the present embodiment, as indicated by arrows in the figure, each filter coefficient Cs (j) of the filter Cs is the filter coefficient Cr located on the right of the high-frequency filter Cr closest to these filter coefficients Cs (j). By selecting (m), the transfer characteristic of the C filter 50 is identified.
[0100]
FIG. 16 is a flowchart showing a calculation procedure of each filter coefficient Cs (j) of the filter Cs.
[0101]
First, in step S31, the generated pulse Q of the filter Cs and the generated pulse L of the high frequency filter Cr are set to "0", respectively, and then the first filter coefficient Ts (0) of the filter Cs and the first filter coefficient of the high frequency filter Cr The first filter coefficient Cs (0) of the filter Cs is determined by equalizing Cr (0) (step S32).
[0102]
Next, the number of generated pulses Q of the filter Cs is incremented by “1”, and the number of generated pulses L of the high frequency filter Cr is set to L (“0” in the first loop) (step S33), and then,The number S of clock pulses of the driving frequency Fc in the sampling cycle (1 / Fs) of the filter Cs is,Number of clock pulses Fc of ECU 5 generated during sampling period (1 / Fr) of high frequency filter CrLIt is determined whether or not it is below (step S34). If the answer is negative (NO), the number L of generated pulses is incremented by "1" and the process returns to step S33. On the other hand, if the answer is affirmative (YES), Cs (1) = Cr (1). It is set (step S35), and then it is determined whether or not the formula (5) is satisfied (step S36). If the answer is affirmative (YES), the program is terminated as it is, while if the answer is negative (NO), the process proceeds to step S37, where the filter CsNumber of generated pulses QIs incremented by 1 and the number of pulses generated by the high-frequency filter CrLIs set to 2L, then,The number of pulses 2S generated during the sampling period (1 / 2Fs) is,Pulse 2L by drive frequency Fc of ECU5Is belowIt is determined whether it is (Step S38).
[0103]
If the answer is negative (NO), the process returns to step S37, while if the answer is affirmative (YES), Cs (2) = Cr (2) is set (step S39), and the second The tap coefficient Cs (2) is determined, and it is again determined whether or not the equation (5) is satisfied. When the answer is affirmative (YES), the program is terminated as it is, while the answer is negative (NO) ), Proceed to the next step (not shown). Then, Cs (3), Cs (4),... Are sequentially calculated until Expression (5) is satisfied, and all filter coefficients Cs (m) are determined by Expression (5). This program is terminated when (5) is not satisfied.
[0104]
As described above, by "decimating" the filter Cr identified by the high frequency sampling frequency Fr, it is possible to identify the C filter having the optimum transfer characteristic.
[0105]
Thus, even if the sampling frequency changes, the transfer characteristics can be corrected following the change, so that highly accurate adaptive control can be performed, and desired vibration noise can be reduced.
[0106]
In the first embodiment described above, for example, when a basic pulse signal is output from the ECU 5 based on the camshaft sensor 11, the rotation of the camshaft is performed by interlocking the camshaft pulley 34 and the crankshaft pulley 37. The rotation fluctuation slightly occurs due to the extension of the timing belt 35 (see FIG. 3). Also, when a basic pulse signal is output from the ECU 5 based on the CRK sensor, rotation fluctuation occurs due to torsional vibration of the crankshaft 36 and the like. In other words, the larger the multiplication ratio in the multiplication circuit 40, the larger the setting error with respect to the desired sampling frequency Fs may be caused due to the rotation fluctuation. On the other hand, as shown in the second embodiment, the crankshaft 36 When the basic pulse signal is output based on the flywheel 38 fixed to the crankshaft 36, the flywheel 38 fixed to the crankshaft 36 has a large moment of inertia and a small rotation fluctuation. Fs can be created.
[0107]
In the first embodiment and the second embodiment, the vibration order components related to the explosion pressure are adaptively controlled collectively. For example, as shown in FIG. 17, different adaptive control is performed for each cylinder. Circuit 47₄₁~ 47₄₆And the adaptive control circuit 47₄₁~ 47₄₆It is also preferable to input a predetermined timing pulse signal X to each of the cylinders and perform control suitable for each cylinder.
[0108]
That is, the timing pulse signal X generated by dividing the basic pulse signal from the ECU 5 is input to the first switching circuit 56a. The first switching circuit 56a comprises a counter which is incremented by "1" each time the timing pulse signal X is input.₄₁, W filter 48₄₂, ..., W filter 48₄₆Input to the W filter 48₄₁~ 48₄₆Is input to the first adder 46 via the above-described predetermined vibration noise transmission path. Next, an error signal ε from the vibration noise signal D is output from the first adder 46 and input to a second switching circuit 56b that counts up in synchronization with the first switching circuit 56a. Next, the respective adaptive control circuits 47₄₁~ 47₄₆Is fed back to the LMS processing unit 49₄₁~ 49₄₆, An optimal drive signal corresponding to the physical arrangement of the cylinders is generated, and desired adaptive control is performed. In other words, when the vibration of each vibration order component is governed by the inertial force, the vibration is expressed as the resultant force of the same component. Vibration caused by the vibration of the cylinder differs depending on the physical arrangement of the cylinders.
[0109]
Therefore, in the present invention, a different W filter 48 is used for each cylinder.₄₁~ 48₄₆And by sequentially updating the filter coefficients via the first and second switching circuits 56a and 56b, the deviation due to the difference in contribution between the cylinders is corrected, and the convergence accuracy is improved.
[0110]
In the above embodiment, the pulse signal generated in synchronization with the rotation of the camshaft 27 is used as the basic pulse signal. However, any pulse signal generated in synchronization with the rotation of the engine may be used. A crank angle sensor (CRK sensor) may be provided, and an output signal of the CRK sensor may be used as a basic pulse signal. Further, for example, an ignition pulse is selected as a factor indicating torque fluctuation (fluctuation in combustion state). An ignition pulse may be used as the base pulse signal. Further, it goes without saying that a clock pulse for driving the ECU 5 may be used as the basic pulse signal.
[0111]
It goes without saying that the present invention is not limited to the above embodiment. For example, in the second embodiment, the rotation signal of the flywheel 38 is detected by the pulse encoder. However, a rotary encoder as the rotation signal detecting means 19 is disposed near the camshaft 27 or the crankshaft 36, The rotation signal detected by the rotary encoder may be divided to generate a sampling frequency Fs or a timing pulse signal X. The present invention is also applicable to a multi-cylinder engine other than a six-cylinder engine, for example, a four-cylinder or eight-cylinder engine. It goes without saying that it can be applied.
[0112]
Further, an electromechanical conversion means (such as a self-expanding engine mount) is provided only in one of the plurality of vibration noise transmission paths, and the vibration noise transmission path does not have the electromechanical conversion means. The first adder 46 may be configured to detect the error signal ε based on the vector-wise sum of the vibration noise and the noise.
[0113]
【The invention's effect】
As described in detail above, according to the first aspect of the invention, the tap length of the first filter means changes according to the pulse signal generation interval, that is, the drive cycle of the vibration noise source such as a power plant. The first filter means outputs a desired control signal in which the transmission sacrifice of the vibration noise transmission path is corrected by the second filter means, does not require a complicated product-sum operation, and has a high precision and a high adaptive following speed. Vibration and noise control can be performed.
[0114]
According to the second aspect of the present invention, even if the frequency of the pulse signal changes due to fluctuations in the engine rotation, the sampling frequency changes accordingly, and a signal corresponding to the same tap is always output. Since the speed is high, adaptive control with high accuracy can be performed, and the so-called interrupt and termination control are small, the configuration is simple and the control stability and reliability are excellent.
[0115]
As described above, according to the present invention, the accuracy of vibration noise control can be dramatically improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall configuration diagram showing an embodiment of a vehicle vibration noise control device according to the present invention.
FIG. 2 is a sectional view of a main part of a valve train.
FIG. 3 is a diagram showing a relationship between a camshaft and a crankshaft.
FIG. 4 is a system configuration diagram showing one embodiment (first embodiment) of a vibration noise control system.
FIG. 5 is a time chart for explaining a vibration order.
FIG. 6 is a time chart illustrating a situation when detection of a first pulse signal (basic pulse signal) is missing.
FIG. 7 is a block circuit diagram of an adaptive control circuit.
FIG. 8 is a diagram showing a relationship between a vibration noise waveform and the number of points N.
FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining a creation method of a pseudo-periodic sequence creation unit.
FIG. 10 is a flowchart of a pseudo-periodic sequence creation routine.
FIG. 11 is an explanatory diagram for describing a method for generating a reference signal.
FIG. 12 is a system configuration diagram showing a second embodiment of the vibration noise control system.
FIG. 13 is a flowchart illustrating an embodiment of a transmission correction characteristic selection routine.
FIG. 14 is a flowchart illustrating another embodiment of a transmission correction characteristic selection routine.
FIG. 15 is a time chart illustrating a method of calculating a transmission correction characteristic.
FIG. 16 is a flowchart illustrating an embodiment of a transmission correction characteristic calculation routine.
FIG. 17 is a system configuration diagram showing one embodiment of a vibration noise control system according to a combustion vibration order.
FIG. 18 is a system configuration diagram showing a conventional vibration noise control system.
FIG. 19 is a block diagram of a conventional adaptive control circuit (filtered X-algorithm).
[Explanation of symbols]
1 internal combustion engine (power plant)
5 ECU (sampling cycle determination means)
11 Camshaft sensor (pulse signal detection means)
14a, 14b self-expandable engine mount (electromechanical conversion means)
19 Encoder (drive period signal detection means)
48₁~ 48₄      W filter (first filter means)
48₄₁~ 48₄₆W filter (first filter means)
49₁~ 49₄      LMS processing unit (control signal updating means)
49₄₁~ 49₄₆      LMS processing unit (control signal updating means)
50₁~ 50₄      C filter (second filter means)
50₄₁~ 50₄₆      C filter (second filter means)

Claims (3)

少なくとも車輌駆動用パワープラント（１）を含む振動騒音源に起因して車体（４５）又は車室内の少なくとも１つ以上の所定領域において発生する周期的または擬似周期的な振動騒音に対し、入力信号を所定のフィルタ係数でフィルタリングすることにより前記振動騒音源から前記所定領域の間の伝達特性を変化させる制御信号を出力し、前記フィルタリングを行うため任意に設定されるタップ長を有する第１のフィルタ手段（４８）と、
前記制御信号を駆動信号に変換して該駆動信号により振動騒音を制御する電気機械変換手段（１４）と、
該電気機械変換手段（１４）からの出力により、ベクトル的な総和により減じられる振動騒音誤差信号を前記所定領域において検出する誤差信号検出手段（４６）と、
前記電気機械変換手段（１４）と前記誤差信号検出手段（４６）との間に形成される振動騒音伝達経路の伝達関数に対応するフィルタ係数を有し、そのフィルタ係数に基づいた所定の伝達特性を有する参照信号を出力する第２のフィルタ手段（５０）と、
前記誤差信号検出手段（４６）の検出結果と前記第２のフィルタ手段（５０）から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段（４８）のフィルタ係数に基づいて前記振動騒音誤差信号が最小値となるように前記フィルタ係数を更新する制御信号更新手段（４９）とを備えた車輌用振動騒音制御装置において、
前記振動騒音源の駆動周期に同期して発生するパルス信号を検出するパルス信号検出手段（１１）と、該パルス信号検出手段（１１）により検出されたパルス信号の発生間隔に応じて第１のフィルタ手段（４８）のタップ長を変化させる変化手段（４７）とを備え、
前記第２のフィルタ手段（５０）が、前記変化手段（４７）により変化した前記タップ長に応じて前記第２のフィルタ手段（５０）のフィルタ係数の擬似周期列を作成する擬似周期列作成手段を有していることを特徴とする車輌用振動騒音制御装置。 Against the periodic or quasi-periodic vibration noise generated in at least one or more predetermined regions of the resulting from the vehicle body (45) with or cabin noise and vibration sources including at least a vehicle driving power plant (1), input A control signal for changing a transfer characteristic between the predetermined area from the vibration noise source by filtering the force signal with a predetermined filter coefficient, and a first signal having a tap length arbitrarily set for performing the filtering . Filter means (48);
Electromechanical conversion means (14) for converting the control signal into a drive signal and controlling vibration noise with the drive signal;
Error signal detection means (46) for detecting in the predetermined area a vibration noise error signal reduced by a vectorial sum based on an output from the electromechanical conversion means (14);
A filter coefficient corresponding to a transfer function of a vibration noise transmission path formed between the electromechanical conversion means (14) and the error signal detection means (46), and a predetermined transfer characteristic based on the filter coefficient Second filter means (50) for outputting a reference signal having :
The vibration noise error signal is minimized based on the detection result of the error signal detection means (46), the reference signal output from the second filter means (50), and the filter coefficient of the first filter means (48). And a control signal updating means (49) for updating the filter coefficient so as to obtain a value.
A pulse signal detecting means (11) for detecting a pulse signal generated in synchronization with a driving cycle of the vibration noise source, and a first pulse signal detecting means for detecting a pulse signal detected by the pulse signal detecting means (11). Changing means (47) for changing the tap length of the filter means (48),
A quasi-periodic sequence generating unit configured to generate a quasi-periodic sequence of filter coefficients of the second filter unit according to the tap length changed by the changing unit; A vibration and noise control device for a vehicle, comprising: 少なくとも車輌駆動用パワープラント（１）を含む振動騒音源に起因して車体（４５）又は車室内の少なくとも１つ以上の所定領域において発生する周期的または擬似周期的な振動騒音に対し、入力信号を所定のフィルタ係数でフィルタリングすることにより前記振動騒音源から前記所定領域の間の伝達特性を変化させる制御信号を出力する第１のフィルタ手段（４８）と、
前記制御信号を駆動信号に変換して該駆動信号により振動騒音を制御する電気機械変換手段（１４）と、
該電気機械変換手段（１４）からの出力により、ベクトル的な総和により減じられる振動騒音誤差信号を前記所定領域において検出する誤差信号検出手段（４６）と、
前記電気機械変換手段（１４）と前記誤差信号検出手段（４６）との間に形成される振動騒音伝達経路の伝達関数に対応するフィルタ係数を有し、そのフィルタ係数に基づいた所定の伝達特性を有する参照信号を出力する第２のフィルタ手段（５０）と、
前記誤差信号検出手段（４６）の検出結果と前記第２のフィルタ手段（５０）から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段（４８）のフィルタ係数に基づいて前記振動騒音誤差信号が最小値となるように前記フィルタ係数を更新する制御信号更新手段（４９）とを備えた車輌用振動騒音制御装置において、
前記振動騒音源からの駆動周期を所定微小角度毎にパルス信号として検出する駆動周期信号検出手段（１９）と、該駆動周期信号検出手段（１９）により検出されるパルス信号の検出タイミングに応じてサンプリング周期を決定するサンプリング周期決定手段（５）とを備え、
前記第２のフィルタ手段（５０）が、前記サンプリング周期決定手段（５）により決定されたサンプリング周期に応じて第２のフィルタ手段（５０）の伝達特性を補正する伝達特性補正手段を有し、
前記サンプリング周期決定手段（５）により決定されたサンプリング周期で前記第１のフィルタ手段（４８）のフィルタ係数の出力及び更新を行う一連の動作を支配することを特徴とする車輌用振騒音制御装置。 Against the periodic or quasi-periodic vibration noise generated in at least one or more predetermined regions of the resulting from the vehicle body (45) with or cabin noise and vibration sources including at least a vehicle driving power plant (1), input First filter means (48) for outputting a control signal for changing a transfer characteristic from the vibration noise source to the predetermined area by filtering the force signal with a predetermined filter coefficient ;
Electromechanical conversion means (14) for converting the control signal into a drive signal and controlling vibration noise with the drive signal;
Error signal detection means (46) for detecting in the predetermined area a vibration noise error signal reduced by a vectorial sum based on an output from the electromechanical conversion means (14);
A filter coefficient corresponding to a transfer function of a vibration noise transmission path formed between the electromechanical conversion means (14) and the error signal detection means (46), and a predetermined transfer characteristic based on the filter coefficient Second filter means (50) for outputting a reference signal having :
The vibration noise error signal is minimized based on the detection result of the error signal detection means (46), the reference signal output from the second filter means (50), and the filter coefficient of the first filter means (48). And a control signal updating means (49) for updating the filter coefficient so as to obtain a value.
A driving cycle signal detecting means (19) for detecting a driving cycle from the vibration noise source as a pulse signal at every predetermined minute angle, and a detection timing of the pulse signal detected by the driving cycle signal detecting means (19). Sampling period determining means (5) for determining a sampling period,
The second filter means (50) has transfer characteristic correction means for correcting the transfer characteristic of the second filter means (50) according to the sampling cycle determined by the sampling cycle determination means (5);
A noise control apparatus for a vehicle, which controls a series of operations for outputting and updating a filter coefficient of the first filter means (48) at a sampling cycle determined by the sampling cycle determination means (5). . 前記第１のフィルタ手段（４８）及び第２のフィルタ手段（５０）は、各々適応型デジタルフィルタを具備していることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の車輌用振動騒音制御装置。The vibration noise control device for a vehicle according to claim 1 or 2, wherein each of the first filter means (48) and the second filter means (50) includes an adaptive digital filter. .

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