JP3513393B2 - Uninterruptible power system - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、商用電源の停電
時、バッテリから負荷へ電力を供給する無停電電源装置
に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an uninterruptible power supply device that supplies power from a battery to a load when a commercial power supply fails.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図１５は例えば、電気学会技術報告第５
９６号「無停電電源システム（ＵＰＳ）の動向」第１０
頁に示されたような従来の無停電電源装置を示すブロッ
ク図であり、１は商用電源、２はダイオード整流器、３
はインバータ、４はバッテリ、５は負荷、６はバッテリ
４を充電する充電器、７はインバータ３とバッテリ４と
の接続をオン／オフするためのＤＣスイッチである。2. Description of the Related Art FIG.
No. 96, "Trends in Uninterruptible Power Supply (UPS)" No. 10
It is a block diagram which shows the conventional uninterruptible power supply as shown in the page, 1 is a commercial power supply, 2 is a diode rectifier, 3
Is an inverter, 4 is a battery, 5 is a load, 6 is a charger for charging the battery 4, and 7 is a DC switch for turning on / off the connection between the inverter 3 and the battery 4.

【０００３】次に動作について説明する。ダイオード整
流器２は、商用電源１から供給される交流電力を直流電
力に変換しインバータ３に直流電力を供給する。インバ
ータ３は、ダイオード整流器２から与えられる直流電力
を交流電力に変換し負荷５に交流電力を供給する。充電
器６は、商用電源１から供給される交流電力を直流電力
に変換しバッテリ４を充電する。次に、商用電源１が停
電するとＤＣスイッチ７をオンすることにより、インバ
ータ３は、バッテリ４から直流電力を供給され、無停電
で負荷５に交流電力を供給し続ける。また、復電すると
ＤＣスイッチ７をオフし、商用電源１からダイオード整
流器２およびインバータ３を経て負荷５に交流電力を供
給する。Next, the operation will be described. The diode rectifier 2 converts the AC power supplied from the commercial power supply 1 into DC power and supplies the DC power to the inverter 3. The inverter 3 converts the DC power supplied from the diode rectifier 2 into AC power and supplies the AC power to the load 5. The charger 6 converts the AC power supplied from the commercial power supply 1 into DC power and charges the battery 4. Next, when the commercial power supply 1 loses power, the DC switch 7 is turned on, so that the inverter 3 is supplied with DC power from the battery 4 and continues to supply AC power to the load 5 without interruption. When the power is restored, the DC switch 7 is turned off, and AC power is supplied from the commercial power source 1 to the load 5 via the diode rectifier 2 and the inverter 3.

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】従来の無停電電源装置
は以上のように構成されているので、商用電源が停電す
ると予備の発電機を運転させ無停電電源装置に供給する
電力を商用電源から発電機に切り換えを行う場合、発電
機にとっては急に負荷がかかるため、発電機が安定に運
転することができなくなるという問題点があった。Since the conventional uninterruptible power supply is configured as described above, when the commercial power supply fails, the backup generator is operated and the power supplied to the uninterruptible power supply is supplied from the commercial power supply. When switching to the generator, a load is suddenly applied to the generator, which causes a problem that the generator cannot operate stably.

【０００５】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたものであり、商用電源停電時に、商用電源
から発電機側に切り換えても発電機を安定に運転し続け
ることができる無停電電源装置を得ることを目的とす
る。The present invention has been made in order to solve the above problems, and during a power failure of the commercial power supply, even if the commercial power supply is switched to the generator side, the generator can continue to operate stably without interruption. The purpose is to obtain a power supply.

【０００６】[0006]

【課題を解決するための手段】請求項１に係る無停電電
源装置は、整流器がスイッチング素子を用いた３相フル
ブリッジで構成され、上記整流器の制御回路が、交流入
力電圧から制御遅れ角指令を生成する制御角指令生成部
と、スイッチング素子の制御遅れ角が１２０゜よりも大
となる直流電圧指令を出力する電圧発生器と、交流入力
電圧を全波整流して直流電圧指令を出力する制御用の全
波整流器と、整流器の停止時は電圧発生器の出力を選択
し、起動信号が与えられると全波整流器の出力に切り換
える切換器と、切換器の出力の変化速度を緩和するフィ
ルタと、フィルタから出力された直流電圧指令と制御遅
れ角指令とを比較する比較器と、比較器の出力により点
弧指令を生成する点弧指令生成部とを備えたものであ
る。In the uninterruptible power supply according to claim 1, the rectifier is composed of a three-phase full bridge using switching elements, and the control circuit of the rectifier has a control delay angle command from an AC input voltage. , A voltage generator that outputs a DC voltage command that causes the control delay angle of the switching element to be greater than 120 °, and a full-wave rectified AC input voltage to output a DC voltage command. A full-wave rectifier for control, a switch that selects the output of the voltage generator when the rectifier is stopped, and switches to the output of the full-wave rectifier when a start signal is given, and a filter that moderates the change speed of the output of the switch. And a comparator for comparing the DC voltage command output from the filter with the control delay angle command, and an ignition command generation unit for generating an ignition command by the output of the comparator.

【０００７】請求項２に係る無停電電源装置は、請求項
１記載のものにおいて、制御遅れ角の制御可能範囲を検
出する検出器を備え、点弧指令生成部は比較器の出力と
検出器の出力とにより点弧指令を生成するようにしたも
のである。請求項３に係る無停電電源装置は、請求項１
記載のものにおいて、制御角指令生成部は、点弧指令に
生じる誤差分を補償するようにゲインを調整したもので
ある。請求項４に係る無停電電源装置は、請求項１から
請求項３のいずれかに記載のものにおいて、各相の上下
アームで、制御遅れ角指令を互いに同一値にするととも
に、直流電圧指令を互いに逆極性値にして比較器へ供給
するようにしたものである。An uninterruptible power supply device according to a second aspect is the one according to the first aspect, further comprising a detector for detecting a controllable range of a control delay angle, and the ignition command generating section includes an output of the comparator and the detector. The ignition command is generated according to the output of. The uninterruptible power supply according to claim 3 is the claim 1.
In the described one, the control angle command generator adjusts the gain so as to compensate for an error amount generated in the ignition command. The uninterruptible power supply according to claim 4 is the device according to any one of claims 1 to 3, wherein the upper and lower arms of each phase set the control delay angle commands to the same value and the direct current voltage command. The polarities are opposite to each other and supplied to the comparator.

【０００８】請求項５に係る無停電電源装置は、請求項
１から請求項３のいずれかに記載のものにおいて、制御
角指令生成部が、交流入力の他相の相電圧から制御遅れ
角指令を生成し、各相の上下アームで制御遅れ角指令を
互いに逆極性値にするとともに、直流電圧指令として切
換器からの出力の極性を反転させた全アーム共通値を比
較器へ供給するようにしたものである。請求項６に係る
無停電電源装置は、請求項４記載のものにおいて、制御
角指令生成部が、交流入力の他相の相電圧から制御遅れ
角指令を生成するようにしたものである。請求項７に係
る無停電電源装置は、請求項１から請求項３のいずれか
に記載のものにおいて、直流電圧指令の値を制限するリ
ミッタを設けたものである。According to a fifth aspect of the present invention, in the uninterruptible power supply device according to any one of the first to third aspects, the control angle command generating section controls the control delay angle command from the phase voltage of the other phase of the AC input. To generate a control delay angle command for the upper and lower arms of each phase, and to supply the common value to all the comparators with the polarity of the output from the switcher reversed as a DC voltage command to the comparator. It was done. According to a sixth aspect of the present invention, in the uninterruptible power supply device according to the fourth aspect, the control angle command generating unit generates the control delay angle command from the phase voltage of the other phase of the AC input. An uninterruptible power supply according to claim 7 is the device according to any one of claims 1 to 3, wherein a limiter for limiting the value of the DC voltage command is provided.

【０００９】請求項８に係る無停電電源装置は、整流器
がスイッチング素子を用いた３相フルブリッジで構成さ
れ、整流器の制御回路が、交流入力電圧から制御遅れ角
指令を生成する制御角指令生成部と、交流入力電圧を全
波整流して直流電圧指令を出力する制御用の全波整流器
と、全波整流器から出力される直流電圧指令の値を制限
するリミッタと、リミッタで制限される直流電圧指令の
値を、整流器の停止時はスイッチング素子の制御遅れ角
が１２０゜よりも大となる値とし、起動信号が与えられ
ると所定値まで時間的に勾配を持って変化させるリミッ
タ指令生成回路と、リミッタから出力された直流電圧指
令と制御遅れ角指令とを比較する比較器と、比較器の出
力により点弧指令を生成する点弧指令生成部とを備えた
ものである。請求項９に係る無停電電源装置は、請求項
１から請求項３、請求項８のいずれかに記載のものにお
いて、出力電流が設定値以上に流れたときに、出力電流
に応じて直流電圧指令の値を低減させるようにしたもの
である。請求項１０に係る無停電電源装置は、請求項９
記載のものにおいて、低減幅が減少するときの時定数
が、増大するときの時定数よりも大きい特性を持つ方向
性フィルタを通して、直流電圧指令の値を低減させるよ
うにしたものである。In the uninterruptible power supply according to an eighth aspect of the present invention, the rectifier is composed of a three-phase full bridge using switching elements, and the control circuit of the rectifier generates a control angle command generating a control delay angle command from an AC input voltage. Section, a full-wave rectifier for control that full-wave rectifies the AC input voltage and outputs a DC voltage command, a limiter that limits the value of the DC voltage command output from the full-wave rectifier, and a DC that is limited by the limiter. A limiter command generation circuit that changes the value of the voltage command to a value at which the control delay angle of the switching element is larger than 120 ° when the rectifier is stopped and changes with a time gradient to a predetermined value when a start signal is given. And a comparator for comparing the DC voltage command output from the limiter with the control delay angle command, and an ignition command generation unit for generating an ignition command by the output of the comparator. An uninterruptible power supply device according to claim 9 is the device according to any one of claims 1 to 3 and 8, wherein when the output current exceeds a set value, a DC voltage is output according to the output current. The command value is reduced. The uninterruptible power supply according to claim 10 is the claim 9.
In the above description, the value of the DC voltage command is reduced through a directional filter having a characteristic that the time constant when the reduction width decreases is larger than the time constant when the reduction width increases.

【００１０】[0010]

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は、この発明
の実施の形態１の無停電電源装置を示すブロック図であ
り、図において１は商用電源、８はスイッチング素子と
してサイリスタを用いてフルブリッジで構成されたサイ
リスタ整流器、８００はサイリスタ整流器８の制御回
路、３はインバータ、４はバッテリ、６はバッテリ４を
充電する充電器、７はインバータ３とバッテリ４との接
続をオン／オフするためのＤＣスイッチ、５はインバー
タ３につながった負荷である。図２はサイリスタ整流器
８の回路図であり、Ｕ、Ｖ、Ｗは３相の各相を示す。Ｔ
ＨＵはＵ相サイリスタ、ＴＨＸはＸ相サイリスタで、Ｕ
相の上下アームをなす。ＴＨＶはＶ相サイリスタ、ＴＨ
ＹはＹ相サイリスタで、Ｖ相の上下アームをなす。ＴＨ
ＷはＷ相サイリスタ、ＴＨＺはＺ相サイリスタで、Ｗ相
の上下アームをなす。Ｃは平滑用コンデンサである。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiment 1. 1 is a block diagram showing an uninterruptible power supply according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, 1 is a commercial power supply, 8 is a thyristor rectifier configured by a full bridge using a thyristor as a switching element, and 800 is Control circuit of thyristor rectifier 8, 3 is an inverter, 4 is a battery, 6 is a charger for charging the battery 4, 7 is a DC switch for turning on / off the connection between the inverter 3 and the battery 4, and 5 is for the inverter 3. It is a connected load. FIG. 2 is a circuit diagram of the thyristor rectifier 8, where U, V, and W indicate three phases. T
HU is a U-phase thyristor, THX is an X-phase thyristor, U
The upper and lower arms of the phase. THV is a V-phase thyristor, TH
Y is a Y-phase thyristor, which forms the V-phase upper and lower arms. TH
W is a W-phase thyristor and THZ is a Z-phase thyristor, which forms the upper and lower arms of the W phase. C is a smoothing capacitor.

【００１１】これらの図を用いて全体の動作について説
明する。商用電源１が正常であるときは、ＤＣスイッチ
７はオフになっていて、サイリスタ整流器８が、商用電
源１から供給される交流電力を直流電力に変換し、イン
バータ３に直流電力を供給する。インバータ３は、サイ
リスタ整流器８から供給される直流電力を交流電力に変
換し、負荷５に交流電力を供給する。充電器６は、商用
電源１から供給される交流電力を直流電力に変換し、バ
ッテリ４を充電する。次に、もし商用電源１が停電する
とＤＣスイッチ７をオンすることにより、インバータ３
にはバッテリ４から直流電力が供給され、無停電で負荷
５に交流電力を供給し続ける。そして、商用電源１が復
電するとＤＣスイッチ７がオフし、商用電源１からサイ
リスタ整流器８およびインバータ３を経て負荷５に交流
電力を供給する。The overall operation will be described with reference to these figures. When the commercial power supply 1 is normal, the DC switch 7 is off, and the thyristor rectifier 8 converts the AC power supplied from the commercial power supply 1 into DC power and supplies DC power to the inverter 3. The inverter 3 converts the DC power supplied from the thyristor rectifier 8 into AC power and supplies the load 5 with AC power. The charger 6 converts the AC power supplied from the commercial power supply 1 into DC power and charges the battery 4. Next, if the commercial power supply 1 fails, the DC switch 7 is turned on to turn on the inverter 3
Is supplied with DC power from the battery 4, and continues to supply AC power to the load 5 without interruption. Then, when the commercial power source 1 returns to power, the DC switch 7 is turned off, and AC power is supplied from the commercial power source 1 to the load 5 via the thyristor rectifier 8 and the inverter 3.

【００１２】図３はサイリスタ整流器８の制御回路８０
０の回路図であり、図において、８０１は加減算器、８
１０は増幅器、８１２は反転増幅器であり、加減算器８
０１、増幅器８１０、反転増幅器８１２で制御角指令生
成部を構成している。８２１、８２２は＋入力が−入力
より値が大きい時にＨレベルを出力比較器、８３１、８
３２は入力信号の立ち下がりエッジで所定の時間Ｈレベ
ルを出力するワンショット回路、８８１、８８２は論理
積回路であり、ワンショット回路８３１、８３２と論理
積回路８８１、８８２でサイリスタの点弧指令を生成す
る点弧指令生成部を構成している。８４１は制御用の３
相の全波整流器、８４２は所定の負電圧を出力する電圧
発生器、８４３は切換器、８４４は一次遅れなどのフィ
ルタで、入力が急変してもその変化速度を緩和して出力
する。８６１はサイリスタ整流器８の交流入力線間電圧
を検出する線間電圧検出器、８５１はサイリスタ整流器
８用のゲートドライブ回路、８９１は入力が正のときは
Ｈ、負のときはＬを出力するゼロクロスコンパレータで
ある。FIG. 3 shows a control circuit 80 for the thyristor rectifier 8.
0 is a circuit diagram of 0, in which 801 is an adder / subtractor, 8
10 is an amplifier, 812 is an inverting amplifier, and the adder / subtractor 8
01, the amplifier 810, and the inverting amplifier 812 constitute a control angle command generator. 821 and 822 output the H level when the + input has a larger value than the-input, 831, 8
Reference numeral 32 is a one-shot circuit that outputs an H level for a predetermined time at the falling edge of the input signal, and 881 and 882 are AND circuits, and the one-shot circuits 831 and 832 and the AND circuits 881 and 882 command the firing of the thyristor. Constitutes an ignition command generation unit for generating 841 is for control 3
A phase full-wave rectifier, 842 is a voltage generator that outputs a predetermined negative voltage, 843 is a switcher, and 844 is a filter such as a first-order lag. Even if the input suddenly changes, its changing speed is relaxed and output. 861 is a line voltage detector that detects the AC input line voltage of the thyristor rectifier 8, 851 is a gate drive circuit for the thyristor rectifier 8, and 891 is a zero cross that outputs H when the input is positive and L when the input is negative. It is a comparator.

【００１３】次に、制御回路８００の動作について説明
する。３相フルブリッジのサイリスタ整流器の入力線間
電圧Ｖlpと制御遅れ角αと直流出力平均電圧Ｅｄとの関
係は、 Ｅｄ＝１．３５×（Ｖlp／√２）×ｃｏｓα となる。図４は各電圧を示すベクトル図で、全て商用周
波数の交流電圧である。Ｖuv、Ｖvw、ＶwuはＵＶ、Ｖ
Ｗ、ＷＵの線間電圧、ＵＳＩＮαは制御遅れ角αがゼロ
となる線間電圧位相６０°だけＶuvより位相の遅れた電
圧、ＵＣＯＳα、ＶＣＯＳα、ＷＣＯＳα、ＸＣＯＳ
α、ＹＣＯＳα、ＺＣＯＳαは各相の制御遅れ角指令
（以下、α指令と称す）であり、ＵＣＯＳαはＵＳＩＮ
αより位相が９０°進み、大きさが線間電圧と等しい電
圧である。Next, the operation of the control circuit 800 will be described. The relationship between the input line voltage Vlp of the three-phase full-bridge thyristor rectifier, the control delay angle α, and the DC output average voltage Ed is Ed = 1.35 × (Vlp / √2) × cos α. FIG. 4 is a vector diagram showing each voltage, and all are AC voltages of commercial frequency. Vuv, Vvw and Vwu are UV and V
The line voltage of W, WU, USINα is the line voltage which is delayed from Vuv by 60 ° of the line voltage phase at which the control delay angle α becomes zero, UCOSα, VCOSα, WCOSα, XCOS
α, YCOSα, ZCOSα are control delay angle commands for each phase (hereinafter referred to as α command), and UCOSα is USIN.
The phase is 90 ° ahead of α and the magnitude is equal to the line voltage.

【００１４】図４から分かるように、各電圧の間には次
の関係がある。 ＵＣＯＳα＝（Ｖuv−Ｖvw）／√３ ＸＣＯＳα＝−（Ｖuv−Ｖvw）／√３ ＶＣＯＳα＝（Ｖvw−Ｖwu）／√３ ＹＣＯＳα＝−（Ｖvw−Ｖwu）／√３ ＷＣＯＳα＝（Ｖwu−Ｖuv）／√３ ＺＣＯＳα＝−（Ｖwu−Ｖuv）／√３ すなわち、加減算器８０１で（Ｖuv−Ｖvw）、（Ｖvw−
Ｖwu）、（Ｖwu−Ｖuv）を求め、これを増幅器８１０で
（１．３５／（√３×√２））倍に増幅してＵ相、Ｖ
相、Ｗ相のα指令とし、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相は反転増幅器
８１２で極性を反転しα指令とする。このα指令と、次
に述べる直流電圧指令ＶＤ＊とを比較器８２１、８２２
で比較し、比較器８２１、８２２がＬレベルになったと
きがサイリスタの点弧指令となる。As can be seen from FIG. 4, the following relationships exist between the voltages. UCOSα = (Vuv−Vvw) / √3 XCOSα = − (Vuv−Vvw) / √3 VCOSα = (Vvw−Vwu) / √3 YCOSα = − (Vvw−Vwu) / √3 WCOSα = (Vwu−Vuv) / √3 ZCOSα = − (Vwu−Vuv) / √3 That is, in the adder / subtractor 801, (Vuv−Vvw), (Vvw−)
Vwu) and (Vwu-Vuv) are obtained, and amplified by (1.35 / (√3 × √2)) times by an amplifier 810 to obtain U phase, V
The α command for the phase and the W phase is used, and the polarity of the X phase, the Y phase, and the Z phase is inverted by the inverting amplifier 812 to be the α command. This α command and the DC voltage command VD * described below are compared by comparators 821 and 822.
And when the comparators 821 and 822 become L level, the thyristor ignition command is given.

【００１５】次に、全波整流器８４１、電圧発生器８４
２、切換器８４３およびフィルタ８４４で構成された直
流電圧指令生成回路による直流電圧指令の生成動作につ
いて説明する。サイリスタ整流器を順変換モードで動作
させる場合、上式の関係が成り立つのは０°≦α＜６０
°の領域であり、６０°≦α＜１８０°の領域ではサイ
リスタコンバータとして動作した出力電圧が断続モード
となるため上式の関係が成り立たず、α＞１２０°で直
流電圧が０Ｖとなる。すなわち制御遅れ角αによる直流
電圧の制御範囲は０°≦α＜１２０°であり、αを０°
にすればダイオード整流器と同じ直流電圧がえられ、ま
た、αを１２０°から０°に緩やかに可変してやれば徐
々に直流電圧は上昇していく。そこで、サイリスタ整流
器８の起動信号が与えられるまでは、切換器８４３は、
電圧発生器８４２を選択し、この電圧発生器８４２は、
α＞１２０°となる値を出力する。次に起動信号が与え
られると切換器８４３は全波整流器８４１の出力を選択
し、フィルタ８４４を介して比較器８２１、８２２に与
えられる。これによりαは１２０°からフィルタ８４４
により徐々にレベルが上昇し、最終的にはα＝０°とな
り、３相交流電圧を全波整流した値である１．３５×
（Ｖlp／√２）の値が得られる。Next, a full-wave rectifier 841 and a voltage generator 84
2, a DC voltage command generation operation by the DC voltage command generation circuit configured by the switch 843 and the filter 844 will be described. When operating the thyristor rectifier in the forward conversion mode, the relationship of the above equation is satisfied: 0 ° ≦ α <60
In the region of 60 ° ≦ α <180 °, the output voltage operating as the thyristor converter is in the intermittent mode, and therefore the above relationship does not hold. When α> 120 °, the DC voltage becomes 0V. That is, the control range of the DC voltage by the control delay angle α is 0 ° ≦ α <120 °, and α is 0 °
If this is set, the same DC voltage as that of the diode rectifier can be obtained, and if α is gently changed from 120 ° to 0 °, the DC voltage gradually rises. Therefore, until the activation signal of the thyristor rectifier 8 is given, the switch 843 is
The voltage generator 842 is selected, and the voltage generator 842 is
A value that satisfies α> 120 ° is output. Next, when the start signal is given, the switch 843 selects the output of the full-wave rectifier 841 and gives it to the comparators 821 and 822 via the filter 844. As a result, α is 120 ° to the filter 844.
Then, the level gradually rises and finally becomes α = 0 °, which is the value obtained by full-wave rectifying the three-phase AC voltage 1.35 ×
The value of (Vlp / √2) is obtained.

【００１６】また、フィルタ８４４から出力された直流
電圧指令ＶＤ＊と、増幅器８１０と反転増幅器８１２の
出力は、定常状態（ｃｏｓα＝１）においては同レベル
であるため、各回路の誤差等で、フィルタ８４４の出力
である直流電圧指令ＶＤ＊の方が、α指令より高くなる
場合があり、こうなれば、比較器８２１、８２２は常に
Ｌレベルを出力し続けることになるので点弧指令が出力
されないことになる。各相で点弧可能なαの領域は、 ＵＣＯＳαの場合 Ｖwu＜０ ＸＣＯＳαの場合 Ｖwu＞０ ＶＣＯＳαの場合 Ｖuv＜０ ＹＣＯＳαの場合 Ｖuv＞０ ＷＣＯＳαの場合 Ｖvw＜０ ＺＣＯＳαの場合 Ｖvw＞０ であり、そこで、制御遅れ角αの制御可能範囲を検出す
る検出器としてゼロクロスコンパレータ８９１が設けら
れている。ゼロクロスコンパレータ８９１で線間電圧Ｖ
wu、Ｖuv、Ｖvwが０＞の場合はＨを出力し、０＜の場合
はＬを出力することにより、各相の点弧可能な領域を選
択し、論理積回路８８１、８８２により、各相の点弧可
能領域でない場合は出力を遮断し、点弧可能領域では比
較器８２１、８２２の出力信号をワンショット回路８３
１、８３２に与える。この論理積回路８８１、８８２の
立ち下がりエッジにより所定の時間Ｈレベルを出力する
ワンショット回路８３１、８３２の出力を点弧指令とし
てゲートドライブ回路８５１に与え、ゲートドライブ回
路８５１からサイリスタのゲート信号をサイリスタ整流
器８に与える。The DC voltage command VD * output from the filter 844 and the outputs of the amplifier 810 and the inverting amplifier 812 are at the same level in the steady state (cos α = 1). The DC voltage command VD *, which is the output of the filter 844, may be higher than the α command, and in this case, the comparators 821 and 822 will continue to output the L level at all times, so the ignition command is output. Will not be done. The range of α that can be fired in each phase is UCOSα Vwu <0 XCOSα Vwu> 0 VCOSα Vuv <0 YCOSα Vuv> 0 WCOSα Vvw <0 ZCOSα Vvw> 0 Therefore, a zero-cross comparator 891 is provided as a detector for detecting the controllable range of the control delay angle α. Zero-cross comparator 891 provides line voltage V
When wu, Vuv, and Vvw are 0>, H is output, and when 0 <, L is output to select the ignitable region of each phase, and the AND circuits 881 and 882 select each phase. If it is not in the ignitable area, the output is cut off, and in the ignitable area, the output signals of the comparators 821 and 822 are output to the one-shot circuit 83
1,832. The outputs of the one-shot circuits 831 and 832 that output the H level for a predetermined time at the falling edges of the AND circuits 881 and 882 are given to the gate drive circuit 851 as an ignition command, and the gate drive circuit 851 outputs the gate signal of the thyristor. It is applied to the thyristor rectifier 8.

【００１７】このような構成にすることにより、サイリ
スタ整流器８のスタートにおいて、電圧発生器８４２か
ら全波整流器８４１へ切り換えたときに、フィルタ８４
４により変化速度が緩和されるので、αが１２０°以上
より緩やかに０°に近づいて、直流電圧が徐々に上昇
し、商用電源の停電時に予備の発電機に切り換えて運転
する場合においても、発電機に急に負荷がかかることな
く、安定に運転することができる。また、α指令および
直流電圧指令を交流入力電圧より生成するので、通常運
転時には、入力電圧が変動しても常にα＝０°で点弧
し、高力率で運転することができる。With such a structure, when the voltage generator 842 is switched to the full-wave rectifier 841 at the start of the thyristor rectifier 8, the filter 84
Since the rate of change is moderated by 4, even when α is gradually approaching 0 ° or more than 120 °, the DC voltage gradually increases, and when switching to a backup generator when the commercial power source fails, The generator can be operated stably without sudden load. Further, since the α command and the DC voltage command are generated from the AC input voltage, during normal operation, even if the input voltage fluctuates, it always fires at α = 0 °, and it is possible to operate at a high power factor.

【００１８】実施の形態２．図５は、実施の形態２にお
けるサイリスタ整流器の制御回路を示す回路図であり、
実施の形態１と異なるのは、論理積回路８３１、８３２
およびゼロクロスコンパレータ８９１を削除した点と、
増幅器８１０に代えて、ゲインの異なる増幅器８１１を
設けた点であり、その他は実施の形態１と同様であるの
で説明を省略する。なお、ワンショット回路８３１、８
３２で点弧指令生成部を構成している。図５において、
直流電圧指令とα指令が同レベルであれば各回路の誤差
等で、直流電圧指令の方が、α指令より高くなる場合が
あるので、増幅器８１１のゲインを検出器の誤差を考慮
した分低めにしておけば、定常状態においては増幅器８
１１と反転増幅器８１２の出力は、フィルタ８４４の出
力である直流電圧指令より高めになり、比較器８２１、
８２２は必ず一度Ｈレベルを出力するため、正常に点弧
指令を出力することができる。このような構成にするこ
とにより、α指令のゲインを少し低めにするだけで誤差
等の影響を補償できるので実施の形態１で用いた論理積
回路およびゼロクロスコンパレータ不要となり、回路が
簡単になる。Embodiment 2. FIG. 5 is a circuit diagram showing a control circuit of the thyristor rectifier in the second embodiment,
The difference from the first embodiment is that AND circuits 831 and 832 are provided.
And that the zero cross comparator 891 is deleted,
An amplifier 811 having a different gain is provided instead of the amplifier 810, and the other points are the same as those in the first embodiment, and therefore the description thereof will be omitted. The one-shot circuits 831 and 8
32 constitutes an ignition command generator. In FIG.
If the DC voltage command and the α command are at the same level, the DC voltage command may be higher than the α command due to errors in each circuit. Therefore, the gain of the amplifier 811 should be lowered by taking the error of the detector into consideration. If so, the amplifier 8
11 and the output of the inverting amplifier 812 are higher than the DC voltage command which is the output of the filter 844, and the comparator 821,
Since 822 always outputs the H level once, it is possible to normally output the ignition command. With such a configuration, the influence of an error or the like can be compensated by only slightly lowering the gain of the α command, so that the logical product circuit and the zero-cross comparator used in the first embodiment are unnecessary, and the circuit becomes simple.

【００１９】実施の形態３．図６は、実施の形態３にお
けるサイリスタ整流器の制御回路を示す回路図であり、
実施の形態２と異なるのは、反転回路８１２を削除した
点と、立ち下がりエッジで動作するワンショット回路８
３２を立ち上がりエッジで動作するワンショット回路８
３３に変更した点と、反転増幅器８４５を追加した点で
あり、その他は実施の形態２と同様であるので説明を省
略する。図５では、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のα指令は、Ｕ，Ｖ，
Ｗ相のα指令を反転したものを与え、直流電圧指令と比
較器８２２Ｕ，Ｖ，Ｗで比較していたが、図６に示すよ
うに、Ｘ，Ｙ，Ｚ相については電圧発生器８４１からの
直流電圧指令を反転することにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相と同
一のα指令を用いて比較器８２２で比較し、比較器８２
２の立ち上がりエッジで所定の時間Ｈレベルを出力する
ワンショット回路８３３でＸ，Ｙ，Ｚ相の点弧指令を生
成することができる。このような構成にすることによ
り、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のα指令をＵ，Ｖ，Ｗ相のα指令と共
通にできるので回路が簡単になる。Embodiment 3. FIG. 6 is a circuit diagram showing a control circuit of the thyristor rectifier in the third embodiment,
The difference from the second embodiment is that the inverting circuit 812 is omitted and that the one-shot circuit 8 that operates at the falling edge is used.
One-shot circuit 8 that operates 32 at the rising edge
33, the addition of an inverting amplifier 845, and other points are the same as those in the second embodiment, and therefore description thereof will be omitted. In FIG. 5, the X, Y, and Z phase α commands are U, V, and
Although an inverted version of the W phase α command was given and compared with the DC voltage command by the comparators 822U, V, W, as shown in FIG. 6, for the X, Y, Z phases, from the voltage generator 841. Of the U, V, and W phases by using the same α command as the U, V, and W phases to make a comparison in the comparator 822, and the comparator 82
The one-shot circuit 833 that outputs the H level for a predetermined time at the rising edge of 2 can generate the X, Y, and Z phase firing commands. With such a configuration, the α command for the X, Y, and Z phases can be shared with the α command for the U, V, and W phases, so that the circuit is simplified.

【００２０】実施の形態４．図７は実施の形態４におけ
るサイリスタ整流器の制御回路を示す回路図であり、無
停電電源装置の入力が３相４線式の場合に適している。
Ｏは３相の中性点である。実施の形態２と異なるのは、
サイリスタ整流器８の交流入力線間電圧を検出する線間
電圧検出器８６１から相電圧を検出する相電圧検出器８
６２に変更した点と、増幅器８１１に代えて、ゲインの
異なる増幅器８１３を設けた点と、立ち下がりエッジで
動作するワンショット回路８３１、８３２を立ち上がり
エッジで動作するワンショット回路８３５、８３６に変
更した点と、反転増幅器８７２を追加した点であり、そ
の他は実施の形態２と同様であるので説明を省略する。Fourth Embodiment FIG. 7 is a circuit diagram showing a control circuit of the thyristor rectifier according to the fourth embodiment, which is suitable for the case where the input of the uninterruptible power supply is a 3-phase 4-wire type.
O is the neutral point of the three phases. The difference from the second embodiment is that
Phase voltage detector 8 for detecting phase voltage from line voltage detector 861 for detecting AC input line voltage of thyristor rectifier 8
62, the point that an amplifier 813 having a different gain is provided instead of the amplifier 811, and the one-shot circuits 831 and 832 that operate at the falling edge are changed to one-shot circuits 835 and 836 that operate at the rising edge. The other points are the same as the second embodiment, and the description thereof is omitted.

【００２１】３相フルブリッジのサイリスタ整流器の入
力相電圧Ｖppと制御遅れ角αと直流出力平均電圧Ｅｄと
の関係は、 Ｅｄ＝１．３５×（√３×Ｖpp／√２）×ｃｏｓα となる。図８は各電圧を示すベクトル図で、Ｖu、Ｖv、
ＶwはＵ，Ｖ，Ｗの相電圧であり、その他は図４の場合
と同様であるが、α指令（ＵＣＯＳαなど）は大きさが
相電圧と等しくなっている。The relationship between the input phase voltage Vpp of the three-phase full bridge thyristor rectifier, the control delay angle α, and the DC output average voltage Ed is Ed = 1.35 × (√3 × Vpp / √2) × cosα . FIG. 8 is a vector diagram showing each voltage. Vu, Vv,
Vw is the phase voltage of U, V, W, and the others are the same as in the case of FIG. 4, but the magnitude of the α command (UCOS α, etc.) is equal to the phase voltage.

【００２２】図８から分かるように、各電圧の間には次
の関係がある。 ＵＣＯＳα＝−Ｖv ＸＣＯＳα＝Ｖv ＶＣＯＳα＝−Ｖw ＹＣＯＳα＝Ｖw ＷＣＯＳα＝−Ｖu ＺＣＯＳα＝Ｖu すなわち、増幅器８１３で（１．３５×√３／√２）倍
に増幅してＵ相、Ｖ相、Ｗ相のα指令とし、Ｘ相、Ｙ
相、Ｚ相は反転増幅器８１２で極性を反転してα指令と
する。このα指令と反転増幅器８７２で反転した直流電
圧指令−ＶＤ＊とを比較器８２１、８２２で比較する。
比較器８２１Ｕ，Ｖ，Ｗ、８２２Ｕ，Ｖ，Ｗの出力の立
ち上がりエッジにより所定の時間Ｈレベルを出力するワ
ンショット回路８３５、８３６の出力を点弧指令として
ゲートドライブ回路８５１に与え、ゲートドライブ回路
８５１からサイリスタのゲート信号をサイリスタ整流器
８に与える。このような構成にすることにより、無停電
電源装置の入力が３相４線式の場合、入力相電圧を検出
することにより制御回路を簡単に構成することができ
る。なお、図７では反転増幅器８７２をフィルタ８４４
の出力側に設けたが、入力側にしてもよい。As can be seen from FIG. 8, the following relationships exist between the voltages. UCOSα = −Vv XCOSα = Vv VCOSα = −Vw YCOSα = Vw WCOSα = −Vu ZCOSα = Vu That is, the amplifier 813 amplifies the signal by (1.35 × √3 / √2) times and the U phase, V phase, and W phase. Α command, X phase, Y
Inverting amplifier 812 inverts the polarities of the phase and the Z phase to obtain α command. The α command and the DC voltage command −VD * inverted by the inverting amplifier 872 are compared by the comparators 821 and 822.
The outputs of the one-shot circuits 835, 836, which output the H level for a predetermined time at the rising edge of the outputs of the comparators 821U, V, W, 822U, V, W, are given to the gate drive circuit 851 as the firing command, and the gate drive circuit 851 is provided. The gate signal of the thyristor is supplied from 851 to the thyristor rectifier 8. With such a configuration, when the input of the uninterruptible power supply is a 3-phase 4-wire type, the control circuit can be easily configured by detecting the input phase voltage. In FIG. 7, the inverting amplifier 872 is replaced by the filter 844.
Although it is provided on the output side of, the input side may be provided.

【００２３】実施の形態５．図９は実施の形態５におけ
るサイリスタ整流器の制御回路を示す回路図であり、無
停電電源装置の入力が３相４線式の場合に適している。
実施の形態４と異なるのは、反転回路８１２を削除した
点と、立ち上がりエッジで動作するワンショット回路８
３６を立ち下がりエッジで動作するワンショット回路８
３７に変更した点と、比較器８２２の直流電圧指令入力
には反転しない直流電圧指令ＶＤ＊を与えた点であり、
その他は実施の形態４と同様であるので説明を省略す
る。図７においては、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のα指令はＵ，Ｖ，
Ｗ相のα指令を反転したものを与え、電圧発生器８４１
からの直流電圧指令を反転した信号と比較器８２２で比
較して点弧指令としていたが、図９ではＸ，Ｙ，Ｚ相に
ついて直流電圧指令を反転せずに、Ｕ，Ｖ，Ｗと同一の
α指令で比較８２２で比較し、比較器８２２の立ち下が
りエッジで所定の時間Ｈレベルを出力するワンショット
回路８３７でＸ，Ｙ，Ｚ相の点弧指令を生成する。この
ような構成にすることにより、Ｘ，Ｙ，Ｚ相のα指令を
Ｕ，Ｖ，Ｗ相のα指令と共通にできるので、さらに回路
が簡単になる。Embodiment 5. FIG. 9 is a circuit diagram showing a control circuit of the thyristor rectifier according to the fifth embodiment, which is suitable for the case where the input of the uninterruptible power supply is a 3-phase 4-wire type.
The difference from the fourth embodiment is that the inverting circuit 812 is deleted and that the one-shot circuit 8 that operates at the rising edge is used.
One-shot circuit 8 that operates at the falling edge of 36
37, and a point that a DC voltage command VD * that is not inverted is given to the DC voltage command input of the comparator 822.
Others are the same as those in the fourth embodiment, and therefore the description thereof will be omitted. In FIG. 7, the α commands for the X, Y, and Z phases are U, V, and
The voltage generator 841 is supplied with an inverted version of the W phase α command.
Although a signal obtained by inverting the direct current voltage command from the comparator 822 is used as an ignition command, in FIG. 9, the direct current voltage command is not inverted for the X, Y, and Z phases, and is the same as U, V, and W. The comparison is performed in the comparison 822 with the α command of No. 2 and the one-shot circuit 837 that outputs the H level for a predetermined time at the falling edge of the comparator 822 generates the X, Y, and Z phase firing commands. With such a configuration, the α command for the X, Y, Z phases can be made common with the α command for the U, V, W phases, and therefore the circuit is further simplified.

【００２４】実施の形態６．図１０は実施の形態６にお
けるサイリスタ整流器の制御回路を示す回路図であり、
実施の形態３と異なるのは、直流電圧指令の回路にリミ
ッタ８４７を追加した点であり、その他は実施の形態３
と同様であるので説明を省略する。図１０において、本
構成のサイリスタ整流器８は、定常状態ではダイオード
モードとして動作するため入力電圧の変動に応じて直流
電圧も変動する。もし過大な電圧が入力された場合、そ
の電圧を整流するので直流電圧も高くなってしまう。そ
のため、直流回路に接続されているインバータ３（図
１）の素子の電圧耐量を越える電圧が直流側に発生した
場合、インバータの素子を破壊してしまうおそれがあ
る。そこで直流電圧指令にリミッタ８４７を設けること
により、過大な電圧が入力されても、インバータの素子
の電圧耐量以下に制限した信号出力し直流電圧指令ＶＤ
＊として与えるので、インバータ素子に過電圧が加わる
ことはない。なお、図１０では実施の形態３を基本にし
てリミッタ８４７を追加したが、他の実施の形態のもの
に対してもリミッタを追加して同様の効果が生じる。こ
のような構成にすることにより、入力電圧に過大な電圧
がかかっても直流電圧を制限することができるので、イ
ンバータ素子を過電圧から保護することができる。Sixth Embodiment FIG. 10 is a circuit diagram showing a control circuit of the thyristor rectifier in the sixth embodiment,
The third embodiment is different from the third embodiment in that a limiter 847 is added to the DC voltage command circuit, and the others are in the third embodiment.
The description is omitted because it is similar to the above. In FIG. 10, since the thyristor rectifier 8 of this configuration operates in the diode mode in the steady state, the DC voltage also fluctuates according to the fluctuation of the input voltage. If an excessive voltage is input, the voltage is rectified and the DC voltage also increases. Therefore, when a voltage exceeding the withstand voltage of the element of the inverter 3 (FIG. 1) connected to the DC circuit is generated on the DC side, the element of the inverter may be destroyed. Therefore, by providing a limiter 847 for the DC voltage command, even if an excessive voltage is input, the signal output limited to the voltage withstanding amount of the element of the inverter or less is output as the DC voltage command VD.
Since it is given as *, no overvoltage is applied to the inverter element. Although the limiter 847 is added in FIG. 10 based on the third embodiment, the same effect can be obtained by adding the limiter to the other embodiments. With such a configuration, the DC voltage can be limited even if an excessive voltage is applied to the input voltage, so that the inverter element can be protected from the overvoltage.

【００２５】実施の形態７．図１１は実施の形態７にお
けるサイリスタ整流器の制御回路を示す回路図であり、
実施の形態６と異なるのは、電圧発生器８４２、切換器
８４３、フィルタ８４４を削除した点と、リミッタ指令
生成回路８７１を追加した点であり、その他は実施の形
態６と同様であるので説明を省略する。図１１におい
て、リミッタ８４７はリミッタ指令生成回路８７１から
のリミッタ指令に応じて直流電圧指令に制限を加える。
このリミッタ指令生成回路８７１は、サイリスタ整流器
停止時は、α＞１２０°となる値を出力し、サイリスタ
整流器起動信号が入力されると、インバータの素子の電
圧耐量以下に制限するレベルまで時間的に勾配を持っ
て、つまりある変化率で変化することにより、直流電圧
を徐々に変化させ、定常時にはインバータ素子に過電圧
がかからないように直流電圧を制限して保護することが
できる。このような構成にすることにより、切換器や電
圧発生器なしに直流電圧を制御できるので回路を簡単に
することができる。Embodiment 7. FIG. 11 is a circuit diagram showing a control circuit of the thyristor rectifier in the seventh embodiment,
The sixth embodiment is different from the sixth embodiment in that the voltage generator 842, the switching device 843, and the filter 844 are deleted, and that a limiter command generation circuit 871 is added. Others are the same as those in the sixth embodiment. Is omitted. In FIG. 11, a limiter 847 limits the DC voltage command according to the limiter command from the limiter command generation circuit 871.
The limiter command generation circuit 871 outputs a value of α> 120 ° when the thyristor rectifier is stopped, and when a thyristor rectifier start signal is input, the limiter command generation circuit 871 temporally reaches a level at which the voltage is not more than the withstand voltage of the element of the inverter. By having a gradient, that is, changing at a certain rate of change, it is possible to gradually change the DC voltage and to limit and protect the DC voltage so as not to apply an overvoltage to the inverter element in a steady state. With such a configuration, the DC voltage can be controlled without a switch or a voltage generator, so that the circuit can be simplified.

【００２６】実施の形態８．図１２は実施の形態８にお
けるサイリスタ整流器の制御回路を示す回路図であり、
実施の形態７と異なるのは、電流検出器８６３、制限回
路８４９、増幅器８４８、加減算器８０４を追加した点
であり、その他は、実施の形態７と同様であるので説明
を省略する。図１２において、サイリスタ整流器８の出
力電流ＩＤは電流検出器８６３により検出され、制限回
路８４９の入力信号として与えられる。制限回路８４９
は、最大出力電流が設定されてあり、電流検出器８６３
の出力であるサイリスタ整流器の出力電流ＩＤが設定値
以下なら制限回路８４９の出力は０、サイリスタ整流器
の出力電流ＩＤが設定値以上の場合は、サイリスタ整流
器の出力電流ＩＤから設定値を減じた値が制限回路８４
９より出力される。制限回路８４９の出力は、増幅器８
４８により一定倍され、全波整流器８４１の出力から加
減算器８０４で減算され、その値がリミッタ８４７に入
力されるので、サイリスタ整流器８の出力電流が制限回
路８４９の設定値以上になると直流電圧指令は垂下し、
直流電圧も垂下する。直流電圧が垂下すれば、サイリス
タ整流器８の出力電流も減少し、商用電源や予備の発電
機に設備能力を越えた過電流が流れるのを防止する。増
幅器８４８は、サイリスタ整流器を出力側からみたとき
に、設定値以上の出力電流が流れた場合のみ、仮想的な
出力インピーダンスとなって直流電圧を垂下させるよう
動作する。Embodiment 8. FIG. 12 is a circuit diagram showing a control circuit of the thyristor rectifier in the eighth embodiment,
The seventh embodiment is different from the seventh embodiment in that a current detector 863, a limiting circuit 849, an amplifier 848, and an adder / subtractor 804 are added. Others are the same as those in the seventh embodiment, and the description thereof will be omitted. In FIG. 12, the output current ID of the thyristor rectifier 8 is detected by the current detector 863 and given as an input signal to the limiting circuit 849. Limit circuit 849
Has the maximum output current set, and the current detector 863
If the output current ID of the thyristor rectifier, which is the output of, is 0 or less than the set value, the output of the limiting circuit 849 is 0. If the output current ID of the thyristor rectifier is the set value or more, the value obtained by subtracting the set value from the output current ID of the thyristor rectifier. Is the limiting circuit 84
It is output from 9. The output of the limiting circuit 849 is the amplifier 8
When the output current of the thyristor rectifier 8 exceeds the set value of the limiting circuit 849, the DC voltage command is applied when the output current of the thyristor rectifier 8 is equal to or more than the set value by the adder / subtractor 804 and the value is input to the limiter 847. Droops,
DC voltage also droops. If the DC voltage droops, the output current of the thyristor rectifier 8 also decreases, and an overcurrent exceeding the facility capacity is prevented from flowing to the commercial power source or the backup generator. The amplifier 848 operates as a virtual output impedance to droop the DC voltage only when an output current of a set value or more flows when the thyristor rectifier is viewed from the output side.

【００２７】なお、上記では実施の形態７を基本にし
て、電流検出器他を追加することにより過電流防止を行
ったが、他の実施の形態に対しても同様の構成を追加す
ることにより同様の効果が生じる。このような構成にす
ることにより、サイリスタ整流器８の出力電流が制限回
路８４９の設定値を越えると、直流電圧指令を垂下させ
るので、出力電流を、制限回路８４９の設定値以上流さ
ないよう制限することができる。Although the above embodiment is based on the seventh embodiment and the current detector and the like are added to prevent the overcurrent, the same configuration is added to the other embodiments. Similar effects occur. With such a configuration, when the output current of the thyristor rectifier 8 exceeds the set value of the limiting circuit 849, the DC voltage command is drooped, so that the output current is limited so as not to flow beyond the set value of the limiting circuit 849. be able to.

【００２８】実施の形態９．図１３は実施の形態９にお
けるサイリスタ整流器の制御回路を示す回路図であり、
実施の形態８と異なるのは、フィルタ８５０追加した点
であり、その他は、実施の形態８と同様であるので説明
を省略する。図１３において、方向性フィルタ８５０は
充電と放電の時定数の異なる特性を持ったフィルタで、
例えば方向性フィルタ８５０の入力信号のレベルが高く
なるときは遅れ無しに出力し、入力信号のレベルが低く
なるときには緩やかに低くなるように出力する特性を持
ったフィルタである。この作用により、サイリスタ整流
器８の出力電流が、制限回路８４９の設定値以上の出力
電流が流れ、直流電圧を垂下させている状態から、急に
制限回路８４９の設定値以内の出力電流になったときで
も、フィルタ８５０の出力は徐々に０になるため、緩や
かに直流電圧指令を上げることができる。このような構
成にすることにより、サイリスタ整流器８の出力電流が
制限回路８４９の設定値を越えた状態から、急に設定値
内に戻っても、直流電圧の急上昇を避け、緩やかに電圧
上昇させることができる。Ninth Embodiment FIG. 13 is a circuit diagram showing a control circuit of the thyristor rectifier in the ninth embodiment,
The difference from the eighth embodiment is that a filter 850 is added, and the other points are the same as those of the eighth embodiment, and the description thereof will be omitted. In FIG. 13, the directional filter 850 is a filter having characteristics of different time constants for charging and discharging,
For example, when the input signal level of the directional filter 850 is high, it is output without delay, and when the input signal level is low, it is output so as to be gradually lowered. By this action, the output current of the thyristor rectifier 8 suddenly becomes an output current within the set value of the limiting circuit 849 from the state where the output current of the limiting circuit 849 or more flows and the DC voltage is drooping. Even at this time, the output of the filter 850 gradually becomes 0, so that the DC voltage command can be gradually increased. With such a configuration, even if the output current of the thyristor rectifier 8 exceeds the set value of the limiting circuit 849 and suddenly returns to the set value, the DC voltage is prevented from rising sharply and the voltage is gradually increased. be able to.

【００２９】実施の形態１０．図１４は実施の形態１０
におけるサイリスタ整流器の制御回路を示す回路図であ
り、実施の形態９と異なるのは、デマンド指令生成回路
８７０を追加した点であり、その他は、実施の形態９と
同様であるので説明を省略する。図１４において、デマ
ンド指令生成回路は外部からの無停電電源装置の入力容
量を制限する指令に従い制限回路８４９に設定値を与
え、この設定値に基づいて直流電圧を垂下させるので、
外部からの制限指令に応じて入力容量を制限し、例えば
予備の発電機への過負荷などを防止することができる。
このような構成にすることにより、外部からの制限指令
に基づいて、無停電電源装置の入力容量を制限すること
ができる。Embodiment 10. FIG. 14 shows the tenth embodiment.
9 is a circuit diagram showing a control circuit of the thyristor rectifier in FIG. 7 and is different from the ninth embodiment in that a demand command generation circuit 870 is added. Others are the same as those in the ninth embodiment, and the description thereof will be omitted. . In FIG. 14, the demand command generation circuit gives a set value to the limiting circuit 849 in accordance with a command to limit the input capacity of the uninterruptible power supply from the outside, and drops the DC voltage based on this set value.
It is possible to limit the input capacity according to a limit command from the outside and prevent, for example, an overload on the spare generator.
With such a configuration, it is possible to limit the input capacity of the uninterruptible power supply device based on a limit command from the outside.

【００３０】[0030]

【発明の効果】この発明に係る無停電電源装置は、商用
電源の停電時に、予備の発電機に切り換えた場合も発電
機に徐々に負荷がかかるので、発電機を安定して運転す
ることができる。さらに、請求項７、請求項８のものは
リミッタにより過電圧を防止するので、インバータの素
子の破壊を防止できる。また、請求項９のものは、出力
電流を検出して過電流を防止するので、電源や装置が保
護できる。また、請求項１０のものは方向性を持つフィ
ルタにより、直流電圧の回復時の急上昇を防止できる。The uninterruptible power supply according to the present invention is capable of operating the generator stably because the generator is gradually loaded even when the generator is switched to the backup generator when the commercial power source is interrupted. it can. Furthermore, since the limiter prevents the overvoltage in the seventh and eighth aspects, it is possible to prevent the destruction of the elements of the inverter. Moreover, since the output current is detected and the overcurrent is prevented, the power source and the device can be protected. Further, according to the tenth aspect of the present invention, the directional filter can prevent the sudden increase in the recovery of the DC voltage.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 この発明の実施の形態１の無停電電源装置の
ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of an uninterruptible power supply according to a first embodiment of the present invention.

【図２】 この発明の実施の形態１におけるサイリスタ
整流器の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a thyristor rectifier according to the first embodiment of the present invention.

【図３】 この発明の実施の形態１におけるサイリスタ
整流器の制御回路の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a control circuit of the thyristor rectifier according to the first embodiment of the present invention.

【図４】 この発明の実施の形態１におけるα指令を示
すための各電圧のベクトル図である。FIG. 4 is a vector diagram of respective voltages for indicating an α command in the first embodiment of the present invention.

【図５】 この発明の実施の形態２におけるサイリスタ
整流器の制御回路の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a control circuit for a thyristor rectifier according to a second embodiment of the present invention.

【図６】 この発明の実施の形態３におけるサイリスタ
整流器の制御回路の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a control circuit for a thyristor rectifier according to a third embodiment of the present invention.

【図７】 この発明の実施の形態４におけるサイリスタ
整流器の制御回路の回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a control circuit for a thyristor rectifier according to a fourth embodiment of the present invention.

【図８】 この発明の実施の形態４におけるα指令を示
すための各電圧のベクトル図である。FIG. 8 is a vector diagram of respective voltages for indicating an α command in the fourth embodiment of the present invention.

【図９】 この発明の実施の形態５におけるサイリスタ
整流器の制御回路の回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram of a control circuit for a thyristor rectifier according to a fifth embodiment of the present invention.

【図１０】 この発明の実施の形態６におけるサイリス
タ整流器の制御回路の回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram of a control circuit for a thyristor rectifier according to a sixth embodiment of the present invention.

【図１１】 この発明の実施の形態７におけるサイリス
タ整流器の制御回路の回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram of a control circuit for a thyristor rectifier according to a seventh embodiment of the present invention.

【図１２】 この発明の実施の形態８におけるサイリス
タ整流器の制御回路の回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram of a control circuit for a thyristor rectifier according to an eighth embodiment of the present invention.

【図１３】 この発明の実施の形態９におけるサイリス
タ整流器の制御回路の回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram of a control circuit for a thyristor rectifier according to a ninth embodiment of the present invention.

【図１４】 この発明の実施の形態１０におけるサイリ
スタ整流器の制御回路の回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram of a control circuit for a thyristor rectifier according to a tenth embodiment of the present invention.

【図１５】 従来の無停電電源装置のブロック図であ
る。FIG. 15 is a block diagram of a conventional uninterruptible power supply device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

３ インバータ、４ バッテリ、８ サイリスタ整流
器、８００ 制御回路、８０１,８０４ 加減算器、８
１０,８１１,８１３ 増幅器、８１２,８４５,８７２
反転増幅器、８２１,８２２ 比較器、８３１,８３２,
８３３,８３５,８３６ ワンショット回路、８４１ 全
波整流器、８４２ 電圧発生器、８４３ 切換器、８４
４ フィルタ、８４７ リミッタ、８５０ 方向性フィ
ルタ、８６２ 相電圧検出器、８７１ リミッタ指令生
成回路、８８１,８８２ 論理積回路、８９１ ゼロク
ロスコンパレータ。3 inverter, 4 battery, 8 thyristor rectifier, 800 control circuit, 801,804 adder / subtractor, 8
10,811,813 Amplifier, 812,845,872
Inverting amplifier, 821, 822 comparator, 831, 832,
833, 835, 836 One-shot circuit, 841 Full-wave rectifier, 842 Voltage generator, 843 Switching device, 84
4 filters, 847 limiter, 850 directional filter, 862 phase voltage detector, 871 limiter command generation circuit, 881,882 AND circuit, 891 zero cross comparator.

Claims (10)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 交流電力を整流器により直流電力に変換
してその直流電力をインバータに供給し、上記交流電力
の停電時にはバッテリから上記インバータに直流電力を
供給する無停電電源装置において、上記整流器はスイッ
チング素子を用いた３相フルブリッジで構成され、上記
整流器の制御回路が、交流入力電圧から制御遅れ角指令
を生成する制御角指令生成部と、上記スイッチング素子
の制御遅れ角が１２０゜よりも大となる直流電圧指令を
出力する電圧発生器と、上記交流入力電圧を全波整流し
て直流電圧指令を出力する制御用の全波整流器と、上記
整流器の停止時は上記電圧発生器の出力を選択し、上記
整流器の起動信号が与えられると上記全波整流器の出力
に切り換える切換器と、この切換器の出力の変化速度を
緩和するフィルタと、このフィルタから出力された直流
電圧指令と上記制御遅れ角指令とを比較する比較器と、
この比較器の出力により上記スイッチング素子の点弧指
令を生成する点弧指令生成部とを備えたことを特徴とす
る無停電電源装置。1. An uninterruptible power supply device that converts AC power into DC power by a rectifier, supplies the DC power to an inverter, and supplies DC power from a battery to the inverter when the AC power fails, wherein the rectifier is The control circuit of the rectifier is composed of a three-phase full bridge using a switching element, and the control angle command generator for generating a control delay angle command from the AC input voltage, and the control delay angle of the switching element is more than 120 °. A voltage generator that outputs a large DC voltage command, a full-wave rectifier for control that full-wave rectifies the AC input voltage and outputs a DC voltage command, and an output of the voltage generator when the rectifier is stopped. And a switching device that switches to the output of the full-wave rectifier when a start signal of the rectifier is given, and a filter that relaxes the change speed of the output of the switching device. , A comparator for comparing the DC voltage command output from this filter with the control delay angle command,
An uninterruptible power supply device comprising: an ignition command generation unit that generates an ignition command for the switching element based on the output of the comparator. 【請求項２】 制御遅れ角の制御可能範囲を検出する検
出器を備え、点弧指令生成部は比較器の出力と上記検出
器の出力とにより点弧指令を生成するようにしたことを
特徴とする請求項１記載の無停電電源装置。2. A detector for detecting a controllable range of a control delay angle, wherein the ignition command generation unit generates an ignition command by the output of the comparator and the output of the detector. The uninterruptible power supply device according to claim 1. 【請求項３】 制御角指令生成部は、点弧指令に生じる
誤差分を補償するようにゲインを調整したことを特徴と
する請求項１記載の無停電電源装置。3. The uninterruptible power supply unit according to claim 1, wherein the control angle command generator adjusts the gain so as to compensate for an error generated in the ignition command. 【請求項４】 各相の上下アームにおいて、制御遅れ角
指令を互いに同一値にするとともに、直流電圧指令を互
いに逆極性値にして比較器へ供給するようにしたことを
特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の無
停電電源装置。4. The upper and lower arms of each phase are configured so that the control delay angle commands have the same value and the DC voltage commands have opposite polarities and are supplied to the comparator. 4. The uninterruptible power supply device according to claim 3. 【請求項５】 制御角指令生成部は、交流入力の他相の
相電圧から制御遅れ角指令を生成し、各相の上下アーム
において上記制御遅れ角指令を互いに逆極性値にすると
ともに、直流電圧指令として切換器からの出力の極性を
反転させた全アーム共通値を比較器へ供給するようにし
たことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに
記載の無停電電源装置。5. The control angle command generating section generates a control delay angle command from the phase voltage of the other phase of the AC input, sets the control delay angle commands to the opposite polarity values in the upper and lower arms of each phase, and The uninterruptible power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein a common value for all arms in which the polarity of the output from the switch is inverted is supplied as a voltage command to the comparator. 【請求項６】 制御角指令生成部は、交流入力の他相の
相電圧から制御遅れ角指令を生成するようにしたことを
特徴とする請求項４記載の無停電電源装置。6. The uninterruptible power supply device according to claim 4, wherein the control angle command generation unit generates the control delay angle command from the phase voltage of the other phase of the AC input. 【請求項７】 直流電圧指令の値を制限するリミッタを
設けたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれ
かに記載の無停電電源装置。7. The uninterruptible power supply according to claim 1, further comprising a limiter for limiting the value of the DC voltage command. 【請求項８】 交流電力を整流器により直流電力に変換
してその直流電力をインバータに供給し、上記交流電力
の停電時にはバッテリから上記インバータに直流電力を
供給する無停電電源装置において、上記整流器はスイッ
チング素子を用いた３相フルブリッジで構成され、上記
整流器の制御回路が、交流入力電圧から制御遅れ角指令
を生成する制御角指令生成部と、上記交流入力電圧を全
波整流して直流電圧指令を出力する制御用の全波整流器
と、この全波整流器から出力された直流電圧指令の値を
制限するリミッタと、このリミッタで制限される直流電
圧指令の値を、上記整流器の停止時は上記スイッチング
素子の制御遅れ角が１２０゜よりも大となる値とし、上
記整流器の起動信号が与えられると所定値まで時間的に
勾配を持って変化させるリミッタ指令生成回路と、上記
リミッタから出力された直流電圧指令と上記制御遅れ角
指令とを比較する比較器と、この比較器の出力により上
記スイッチング素子の点弧指令を生成する点弧指令生成
部とを備えたことを特徴とする無停電電源装置。8. An uninterruptible power supply device for converting AC power into DC power by a rectifier, supplying the DC power to an inverter, and supplying DC power from a battery to the inverter when the AC power fails, wherein the rectifier is The control circuit of the rectifier, which is configured by a three-phase full bridge using a switching element, generates a control delay angle command from an AC input voltage, and a DC voltage by full-wave rectifying the AC input voltage. A full-wave rectifier for control that outputs a command, a limiter that limits the value of the DC voltage command output from this full-wave rectifier, and the value of the DC voltage command that is limited by this limiter when the rectifier is stopped. The control delay angle of the switching element is set to a value larger than 120 °, and when the start signal of the rectifier is given, it changes with a time gradient to a predetermined value. A limiter command generating circuit, a comparator for comparing the DC voltage command output from the limiter with the control delay angle command, and an ignition command generation for generating an ignition command for the switching element by the output of the comparator. And an uninterruptible power supply. 【請求項９】 出力電流が設定値以上に流れたときに、
上記出力電流に応じて直流電圧指令の値を低減させるよ
うにしたことを特徴とする請求項１から請求項３、請求
項８のいずれかに記載の無停電電源装置。9. When the output current exceeds a set value,
The uninterruptible power supply device according to any one of claims 1 to 3 and 8, wherein the value of the DC voltage command is reduced according to the output current. 【請求項１０】 低減幅が減少するときの時定数が、増
大するときの時定数よりも大きい特性を持つ方向性フィ
ルタを通して、直流電圧指令の値を低減させるようにし
たことを特徴とする請求項９記載の無停電電源装置。10. A direct current voltage command value is reduced through a directional filter having a characteristic that a time constant when the reduction width decreases is larger than a time constant when the reduction width increases. Item 9. The uninterruptible power supply device according to item 9.