JP3509094B2 - Control device for three-phase / single-phase PWM cycloconverter - Google Patents
Control device for three-phase / single-phase PWM cycloconverterInfo
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Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は三相交流電圧を任意
の単相交流電圧あるいは直流電圧に変換する電力変換
器、およびこの単相出力の電力変換器の出力電圧を直列
や並列に多重化する電力変換器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power converter for converting a three-phase AC voltage into an arbitrary single-phase AC voltage or a DC voltage, and a single-phase output power converter for multiplexing output voltages in series or in parallel. Power converter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＰＷＭサイクロコンバータは直流リンク
に平滑インダクタンスや平滑コンデンサのエネルギー蓄
積要素が必要ない、自由な出力周波数・振幅を出力で
き、入力電流波形にも出力電圧波形にも低次高調波がな
い、電力回生が可能であり、直接式交流-交流電力変換
装置である。しかし、ＰＷＭサイクロコンバータには、
入力側と出力側が直接双方向スイッチによって接続され
ており、入力側と出力側の間にエネルギー蓄積要素がな
いので、電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがあると
き出力側に直接影響する。電源電圧の瞬時値を用いるこ
とにより電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがある時
オンラインで対応できるＰＷＭサイクロコンバータの制
御方法を提案されたが、それらの方法では入力力率が可
変できない、すなわち入力力率が１に固定している。実
際には、フィルタの影響で、入力力率が１ではないとい
う欠点があった。電気学会論文誌D分冊、116巻6号、平
成８年（１９９６）、PP644‐651（以下従来例と略す）
に提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御方法では、
電源電圧の瞬時値と入力電流指令により電源電圧変動等
にも対応できるし、入力力率を可変にすることもでき
る。2. Description of the Related Art A PWM cycloconverter can output a free output frequency and amplitude without requiring energy storage elements such as a smoothing inductance and a smoothing capacitor in a DC link, and can generate low-order harmonics in an input current waveform and an output voltage waveform. It is a direct AC-AC power converter that does not require power regeneration. However, the PWM cycloconverter
Since the input side and the output side are directly connected by the bidirectional switch and there is no energy storage element between the input side and the output side, when there is fluctuation, asymmetry or distortion of the power supply voltage, the output side is directly affected. We have proposed the control method of the PWM cycloconverter that can deal with the fluctuation, asymmetry or distortion of the power supply voltage online by using the instantaneous value of the power supply voltage, but the input power factor cannot be changed by these methods, that is, the input power factor cannot be changed. The rate is fixed at 1. Actually, there is a drawback that the input power factor is not 1 due to the influence of the filter. IEEJ Transactions on Volume D, Vol. 116, No. 6, 1996 (PP), PP644-651 (hereinafter abbreviated as conventional example)
In the PWM cycloconverter control method proposed in
It is possible to deal with power supply voltage fluctuations and the like by the instantaneous value of the power supply voltage and the input current command, and it is possible to make the input power factor variable.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】ところが、前記従来例
に提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御装置はアナ
ログ制御方式なので、デジタル制御方式の場合にはCPU
の計算量が多くまた制御回路が複雑である。また、その
制御方法では、スイッチングキャリア(以下キャリアと
略す)周波数を電源電圧周波数と同期する必要がある。
非同期の場合あるいは同期の時キャリアと入力電流指令
の位相がずれている場合には、キャリア一周期の間に入
力電流指令の絶対値が最小と中間の相が切り替わって入
力電流分配のバランスが破壊されるので入力電流に大き
な振動が発生するという問題と、入力電流指令の絶対値
が最大の相が変わる時点で、出力電圧が不安定になると
いう問題があった。特に上述の制御方法を用いた幾つか
の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧を多
重化する場合には、各三相/単相ＰＷＭサイクロコンバ
ータのキャリアの位相を互いにずらす必要があるため、
上述の問題が必ず発生する。そこで、本発明は、スイッ
チングキャリア周波数を電源電圧周波数と同期、非同期
に関係なくて出力電圧を多重化しても入力電流に大きな
振動を発生せず、しかも制御用のCPUのオンライン計算
量が少なく制御回路が簡単な三相/単相ＰＷＭサイクロ
コンバータのデジタル制御装置を提供することを目的と
する。However, since the PWM cycloconverter control device proposed in the above-mentioned conventional example is an analog control system, a CPU is required in the case of a digital control system.
And the control circuit is complicated. Further, in the control method, it is necessary to synchronize the switching carrier (hereinafter abbreviated as carrier) frequency with the power supply voltage frequency.
If the carrier and the input current command are out of phase with each other when they are asynchronous or synchronized, the input current distribution balance is destroyed by switching the phase between the minimum and intermediate absolute values of the input current command during one carrier cycle. Therefore, there is a problem that a large vibration occurs in the input current and a problem that the output voltage becomes unstable at the time when the phase where the absolute value of the input current command is maximum changes. In particular, when the output voltages of several three-phase / single-phase PWM cycloconverters using the above control method are multiplexed, it is necessary to shift the carrier phases of the three-phase / single-phase PWM cycloconverters from each other. ,
The problems mentioned above will always occur. Therefore, according to the present invention, even if the output voltage is multiplexed regardless of whether the switching carrier frequency is synchronous or asynchronous with the power supply voltage frequency, a large oscillation does not occur in the input current, and the online calculation amount of the control CPU is small. An object of the present invention is to provide a digital controller for a three-phase / single-phase PWM cycloconverter with a simple circuit.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するため
請求項１記載の発明は、三相交流電源の各相と単相出力
の二端子とを双方向に電流を流せかつ自己導通自己遮断
が可能で、ＰＷＭ制御される６個の双方向スイッチで直
接接続する電力変換器の三相/単相ＰＷＭサイクロコン
バータの制御装置において、前記三相交流電源電圧を入
力して三相交流電源電圧位相と少なくとも１相分の三相
交流電源線間電圧を出力する電源電圧情報検出部と、前
記三相交流電源電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相
対称正弦波を入力電流指令とし、前記三相交流電源電圧
位相を前記入力電流指令の位相とし、前記入力電流指令
の位相における前記入力電流指令の絶対値の中で、最小
値と中間値との比を入力電流分配率として出力する入力
電流分配率発生部と、前記入力電流指令の位相における
前記各入力電流指令の絶対値の大小関係といずれか一つ
の絶対値の符号が判断できる情報を入力情報として出力
する入力情報発生部と、単相出力電圧指令の絶対値を入
力して前記三相交流電源線間電圧と前記入力電流指令の
位相、前記入力情報と、前記入力電流分配率とによっ
て、キャリア一周期に一方の出力相と入力電流指令の絶
対値が最小の入力相、中間の入力相、最大の入力相の間
の3個の双方向スイッチをON/OFFする順番および各双方
向スイッチをONする時間をこの出力相のスイッチングパ
ターンとして作成して出力するスイッチングパターン作
成部と、前記単相出力電圧指令の符号と前記入力情報
と、前記スイッチングパターンによって、前記6個の双
方向スイッチのキャリア一周期のON/OFF信号を発生して
出力するスイッチ信号発生部と、前記6個の双方向スイ
ッチのON/OFF信号によって前記6個の双方向スイッチを
駆動するゲート信号を発生して出力する双方向スイッチ
ドライブ部とを設けたものである。また、請求項２記載
の発明は、入力力率補償角を入力し、前記三相交流電源
電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相対称正弦波を入
力電流指令とし、前記三相交流電源電圧位相に前記入力
力率補償角を加算して、前記入力電流指令の位相として
出力する加算部を前記電源電圧情報検出部と前記スイッ
チングパターン作成部との間に設けたものである。ま
た、請求項３記載の発明は、前記スイッチングパターン
作成部から出力されたスイッチングパターンによってキ
ャリア一周期の間に特定の期間だけ、前記単相出力電圧
指令の符号および前記入力情報の一部だけあるいは全部
を出力する情報更新部を前記スイッチングパターン作成
部と前記スイッチ信号発生部との間に設けたものであ
る。また、請求項４記載の発明は、入力力率補償角を入
力し、前記三相交流電源電圧と同周波数でかつ任意な振
幅の三相対称正弦波を入力電流指令とし、前記三相交流
電源電圧位相に前記入力力率補償角を足して、前記入力
電流指令の位相として出力する加算部と、前記スイッチ
ングパターン作成部から出力されたスイッチングパター
ンによってキャリア一周期の間に特定の期間だけ、前記
単相出力電圧指令の符号および前記入力情報の一部だけ
あるいは全部を出力する情報更新部とを設けたものであ
る。In order to solve the above problems, the invention according to claim 1 allows bidirectional current to flow between each phase of a three-phase AC power supply and two terminals of a single-phase output, and self-conduction and self-interruption. In a controller for a three-phase / single-phase PWM cycloconverter of a power converter that is directly connected by six PWM-controlled bidirectional switches, the three-phase AC power supply voltage is input to the three-phase AC power supply voltage. A power supply voltage information detection unit that outputs a three-phase AC power supply line voltage for at least one phase, and a three-phase symmetrical sine wave having the same frequency as the three-phase AC power supply voltage and an arbitrary amplitude as an input current command, The three-phase AC power supply voltage phase is set as the phase of the input current command, and among the absolute values of the input current command in the phase of the input current command, the ratio of the minimum value and the intermediate value is output as the input current distribution ratio. Input current distribution ratio generator , An input information generating unit that outputs as input information information that the magnitude of the absolute value of each of the input current commands in the phase of the input current command and the sign of any one of the absolute values can be determined, and a single-phase output voltage command By inputting an absolute value, the three-phase AC power supply line voltage and the phase of the input current command, the input information, and the input current distribution ratio, one output phase in one carrier cycle and the absolute value of the input current command Is the minimum input phase, the middle input phase, the maximum input phase 3 bidirectional switch ON / OFF sequence and the time to turn on each bidirectional switch is created as a switching pattern for this output phase. A switching pattern creation unit for outputting, a sign of the single-phase output voltage command, the input information, and the switching pattern generate an ON / OFF signal for one cycle of the carrier of the six bidirectional switches. And a switch signal generating section for outputting the gate signals for driving the six bidirectional switches according to ON / OFF signals of the six bidirectional switches, and a bidirectional switch driving section for outputting the gate signals. It is a thing. According to a second aspect of the present invention, the input power factor compensation angle is input, and a three-phase symmetrical sine wave having the same frequency as the three-phase AC power supply voltage and an arbitrary amplitude is used as an input current command. An addition unit that adds the input power factor compensation angle to the voltage phase and outputs it as the phase of the input current command is provided between the power supply voltage information detection unit and the switching pattern creation unit. In the invention according to claim 3, only a specific period of one carrier cycle, a code of the single-phase output voltage command, and a part of the input information, depending on the switching pattern output from the switching pattern creating section, or An information updating unit for outputting all is provided between the switching pattern creating unit and the switch signal generating unit. According to a fourth aspect of the present invention, the input power factor compensation angle is input, and a three-phase symmetrical sine wave having the same frequency as the three-phase AC power supply voltage and an arbitrary amplitude is used as an input current command. The input power factor compensation angle is added to the voltage phase, and the addition unit that outputs the phase as the input current command and the switching pattern output from the switching pattern creation unit for a specific period during one cycle of the carrier, An information updating unit for outputting only the sign of the single-phase output voltage command and a part or all of the input information is provided.
【０００５】[0005]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて説明する。図１は本発明の実施の形態の三相/
単相ＰＷＭサイクロコンバータを用いた電力変換器の回
路構成を示すブロック構成図である。図中符号１は三相
交流電源、２は単相負荷、３、４、５はリアクトル、
６、７、８はコンデンサ、１１、１２、１３、１４、１
５、１６は自己消弧能力をもつ双方向スイッチ、２１は
三相トランスとフィルタ、２２は電源電圧と位相を検出
する電源電圧情報検出部、２３は加算部、２４は入力電
流分配率発生部、２５は入力情報発生部、２６はスイッ
チングパターン作成部、２７は情報更新１部、２８は情
報更新２部、２９はスイッチ信号発生部、３０は双方向
スイッチドライブ部である。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows three phases of an embodiment of the present invention.
It is a block configuration diagram showing a circuit configuration of a power converter using a single-phase PWM cycloconverter. In the figure, reference numeral 1 is a three-phase AC power supply, 2 is a single-phase load, 3, 4, and 5 are reactors,
6, 7, 8 are capacitors, 11, 12, 13, 14, 1
Reference numerals 5 and 16 are bidirectional switches having a self-extinguishing capability, 21 is a three-phase transformer and a filter, 22 is a power supply voltage information detection unit for detecting the power supply voltage and phase, 23 is an addition unit, and 24 is an input current distribution ratio generation unit. , 25 is an input information generating unit, 26 is a switching pattern creating unit, 27 is an information updating 1 unit, 28 is an information updating 2 unit, 29 is a switch signal generating unit, and 30 is a bidirectional switch drive unit.
【０００６】図１のトランスとフィルタ２１はコンデン
サ６、７、８部の二つの線間電圧あるいは三相交流電源
１の二つの線間電圧（本例では三相交流電源１のｒ相と
ｓ相およびｓ相とｔ相の間の線間電圧)を変圧してノイ
ズを取り除いて出力する。図１の電源電圧と位相検出部
２２はトランスとフィルタ２１を経由した電源電圧瞬時
値を入力し、トランスとフィルタ２１の影響を補正した
電源ｒ相の相電圧の位相βと、電源ｒ相とｓ相の間の線
間電圧Vrsと、ｒ相とｔ相の間の線間電圧Vstとを出力す
る。電源電圧と位相検出部２２では、三相交流電源が対
称正弦波の場合には、一つだけの電源線間電圧を出力し
て、電源電圧の位相により正弦関数を利用して二つある
いは三つの電源線間電圧を推算する方法もよいが、三相
交流電源が非対称あるいは歪んでいる場合には、二つの
電源線間電圧を出力した方がよい。図１の加算部２３は
入力力率補償角εを入力して電源電圧と位相検出部２２
からの電源ｒ相の相電圧の位相βと加えてｒ相の入力電
流指令の位相γとして出力する。三相の入力電流指令は
電源相電圧の位相とεだけずらしている任意な振幅の三
相対称な正弦波である。図２に三相電源相電圧と三相入
力電流指令の波形およびεを示している。The transformer and filter 21 shown in FIG. 1 have two line voltages of the capacitors 6, 7, and 8 or two line voltages of the three-phase AC power source 1 (in this example, the r-phase and the s-phase of the three-phase AC power source 1). Phase and line voltage between s-phase and t-phase) are transformed to remove noise and output. The power supply voltage and phase detection unit 22 in FIG. 1 inputs the instantaneous value of the power supply voltage that has passed through the transformer and the filter 21, and corrects the effect of the transformer and the filter 21 by the phase β of the phase voltage of the power supply r phase and the power supply r phase. The line voltage Vrs between the s-phase and the line voltage Vst between the r-phase and the t-phase are output. In the power supply voltage and phase detection unit 22, when the three-phase AC power supply has a symmetrical sine wave, only one power supply line voltage is output, and two or three power supplies are used depending on the phase of the power supply voltage. It is also possible to estimate the voltage between two power supply lines, but if the three-phase AC power supply is asymmetrical or distorted, it is better to output the voltage between two power supply lines. The adder 23 of FIG. 1 receives the input power factor compensation angle ε and inputs the power supply voltage and the phase detector 22.
In addition to the phase β of the phase voltage of the r phase from the power source, the phase is output as the phase γ of the input current command of the r phase. The three-phase input current command is a three-phase symmetrical sine wave of arbitrary amplitude, which is deviated by ε from the phase of the power supply phase voltage. FIG. 2 shows the waveforms of the three-phase power supply phase voltage, the three-phase input current command, and ε.
【０００７】図１の入力電流分配率発生部２４は加算部
２３からのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力電
流分配率テーブルから入力電流分配率aを読み込んで出
力する。入力電流分配率aは三相入力電流指令の絶対値
の中に最小値と中間値との比である。γと入力電流分配
率aの関係は(１)、(２)式の通りである。あらかじめ入
力電流分配率aを計算して入力電流分配率テーブルに置
く。図２に入力電流分配率aの波形を示している。The input current distribution rate generator 24 of FIG. 1 reads the input current distribution rate a from the input current distribution rate table and outputs it according to the phase γ of the r-phase input current command from the adder 23. The input current distribution ratio a is the ratio of the minimum value to the intermediate value among the absolute values of the three-phase input current command. The relationship between γ and the input current distribution ratio a is as shown in equations (1) and (2). The input current distribution ratio a is calculated in advance and placed in the input current distribution ratio table. FIG. 2 shows the waveform of the input current distribution ratio a.
【０００８】[0008]
【数１】 [Equation 1]
【０００９】図１の入力情報発生部２５は加算部２３か
らのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力情報テー
ブルから入力電流指令の区間番号(以下ICと略す)すなわ
ち(IC1、IC2、IC3)と基準信号(以下Beと略す)とを読み
込んで出力する。入力情報テーブルは表１に示すように
作る。図２にBeの波形およびICを示す。The input information generator 25 of FIG. 1 uses the phase γ of the r-phase input current command from the adder 23 to input the section number (hereinafter abbreviated as IC) of the input current command from the input information table, that is, (IC1, IC2, IC3) and a reference signal (hereinafter abbreviated as Be) are read and output. The input information table is created as shown in Table 1. Figure 2 shows the Be waveform and IC.
【００１０】[0010]
【表１】 [Table 1]
【００１１】入力電流指令の区間番号ICは図２に示すよ
うに入力電流指令の一周期を60°ごと分けている各区間
の番号である。各区間に各入力相の入力電流指令の大小
関係は変わらない、すなわちICによって各入力相の入力
電流指令が最小か中間か最大かということが判別でき
る。表１に示すように、IC1、IC2、IC3を３ビットの配
列とするとICの取り得る範囲は０〜５となる。基準信号
Beはデジタル１ビットで、絶対値が最大となる入力電流
指令の符号を識別する信号である。Be=0の時絶対値が最
大となる入力電流指令が正で、Be=1の時負である。IC
1、IC2、IC3とBeを合わせて、各入力相の入力電流指令
の絶対値が最小か中間か最大かを判断できる。入力電流
指令の絶対値が最大となる入力相を入力Bas相と定義す
る。入力電流指令の絶対値が最小となる入力相を入力Se
c相と定義する。入力電流指令の絶対値が中間となる入
力相を入力Top相と定義する。The section number IC of the input current command is the number of each section in which one cycle of the input current command is divided by 60 ° as shown in FIG. The magnitude relation of the input current command of each input phase does not change in each section, that is, it can be determined by the IC whether the input current command of each input phase is minimum, intermediate or maximum. As shown in Table 1, if IC1, IC2, and IC3 are arranged in a 3-bit array, the range of possible ICs is 0-5. Reference signal
Be is a digital 1 bit and is a signal for identifying the sign of the input current command having the maximum absolute value. The input current command with the maximum absolute value is positive when Be = 0, and negative when Be = 1. I c
It is possible to determine whether the absolute value of the input current command for each input phase is minimum, intermediate or maximum by combining 1, IC2, IC3 and Be. The input phase with the maximum absolute value of the input current command is defined as the input Bas phase. Input the input phase that minimizes the absolute value of the input current command.
Define as phase c. The input phase in which the absolute value of the input current command is intermediate is defined as the input Top phase.
【００１２】出力電圧指令(本例では出力端子u、vの間
の電圧指令Vuv*)が正の時(Csign=0)にu端子を、および
出力電圧指令が負の時(Csign=1)にv端子とを正端子と定
義し、他の一つの出力端子を負端子と定義する。基準信
号Beが1の時に出力の正端子を、およびBeが0の時に出力
の負端子とを出力High端子と定義する。逆に、Beが1の
時に出力の負端子を、およびBeが0の時に出力の正端子
とを出力Low端子と定義する。When the output voltage command (in this example, the voltage command Vuv * between the output terminals u and v) is positive (Csign = 0), the u terminal is used, and when the output voltage command is negative (Csign = 1) The v terminal is defined as the positive terminal, and the other output terminal is defined as the negative terminal. The positive terminal of the output when the reference signal Be is 1 and the negative terminal of the output when Be is 0 are defined as the output High terminal. Conversely, the output negative terminal when Be is 1 and the output positive terminal when Be is 0 are defined as the output Low terminal.
【００１３】図１のスイッチングパターン作成部２６は
出力相電圧指令(本例では出力端子u、vの間の電圧指令V
uv*)の絶対値V*を入力し、また入力電流分配率発生部２
４からの入力電流分配率a、入力情報発生部２５からの
基準信号Be、加算部２３からのｒ相の入力電流指令の位
相γ、および電源電圧と位相検出部２２からの電源線間
電圧(Vrs、Vst)により、スイッチングパターン(SP0、SP
1)を作成して出力する。図３はスイッチングパターン作
成部の構成図である。図中符号３１は電源電圧変換部、
３２はタイミング計算部、３３はパターン発生部であ
る。図３の電源電圧変換部３１はｒ相の入力電流指令の
位相γと電源線間電圧(Vrs、Vst)により加・減算だけを
用いて、Δetop=ＡＢＳ(etop-ebas)とΔesec=ＡＢＳ(es
ec-ebas)を計算する。ここで、Ｘの絶対値をＡＢＳ(Ｘ)
と表記する。ebasは入力Bas相の瞬時相電圧であり、ese
cは入力Sec相の瞬時相電圧であり、etopは入力Top相の
瞬時相電圧であり、Δetopは入力Top相と入力Bas相の間
の線間電圧の絶対値であり、Δesecは入力Sec相と入力B
as相の間の線間電圧の絶対値である。図３のタイミング
計算部３２は(３)式で仮直流電圧Edを計算する。The switching pattern generator 26 of FIG. 1 outputs an output phase voltage command (in this example, a voltage command V between the output terminals u and v).
uv * ) absolute value V * is input, and the input current distribution rate generator 2
4, the input current distribution ratio a from the input information generator 25, the reference signal Be from the input information generator 25, the phase γ of the r-phase input current command from the adder 23, and the power supply voltage and the power supply line voltage from the phase detector 22 ( Vrs, Vst), switching pattern (SP0, SP
Create and output 1). FIG. 3 is a configuration diagram of the switching pattern creation unit. Reference numeral 31 in the figure is a power supply voltage conversion unit,
Reference numeral 32 is a timing calculation unit, and 33 is a pattern generation unit. The power supply voltage conversion unit 31 of FIG. 3 uses Δetop = ABS (etop-ebas) and Δesec = ABS (EBS = eBS) by using only addition / subtraction based on the phase γ of the r-phase input current command and the power supply line voltage (Vrs, Vst). es
ec-ebas) is calculated. Here, the absolute value of X is ABS (X)
It is written as. ebas is the instantaneous phase voltage of the input Bas phase, and ese
c is the instantaneous phase voltage of the input Sec phase, etop is the instantaneous phase voltage of the input Top phase, Δetop is the absolute value of the line voltage between the input Top phase and the input Bas phase, and Δesec is the input Sec phase. And type B
It is the absolute value of the line voltage during the as phase. The timing calculation unit 32 in FIG. 3 calculates the temporary DC voltage Ed by the formula (3).
【００１４】 Ed=Δetop+a*Δesec ………………………… (３)Ed = Δe top + a * Δe sec ……………………………… (3)
【００１５】また、図４に示すようなスイッチングパタ
ーン(SP0、SP1)を発生するために、(４)、(５)式でタイ
ミング(T0、T1)を計算する。Further, in order to generate the switching patterns (SP0, SP1) as shown in FIG. 4, the timing (T0, T1) is calculated by the equations (4) and (5).
【００１６】 T0/T2=1-(1+a)*V*/Ed ………………………… (４) T1/T2=1-V*/Ed ………………………… (５)T0 / T2 = 1- (1 + a) * V * / Ed ………………………… (4) T1 / T2 = 1-V * / Ed …………………… …… (5)
【００１７】なお、T2はキャリアの半周期である。図３
のパターン発生部３３はタイミング(T0、T1)より図４に
示すようなスイッチングパターン(SP0、SP1)を発生す
る。タイミング計算部３２とパターン発生部３３を合わ
せて(T0、T1)を計算せず、図４に示すようにEdで振幅が
変調されたキャリア三角波と(1+a)*V*およびV*とを比較
することによってスイッチングパターン(SP0、SP1)を発
生してもよい。すなわち、キャリア三角波が(1+a)*V*よ
り高い時SP0を1に、低い時SP0を0にし、キャリア三角波
がV*より高い時SP1を1に、低い時SP1を0にする。(SP0、
SP1)は出力High端子のスイッチングパターンであり、(S
P0、SP1)によって表２に示すように出力High端子に接続
された3個の双方向スイッチをONする。一つの双方向ス
イッチをONしたら、残りの二つの双方向スイッチをOFF
する。Note that T2 is a half cycle of the carrier. Figure 3
The pattern generation unit 33 generates the switching pattern (SP0, SP1) as shown in FIG. 4 from the timing (T0, T1). The timing calculation unit 32 and the pattern generation unit 33 are not combined to calculate (T0, T1), and the carrier triangular wave whose amplitude is modulated by Ed and (1 + a) * V * and V * are generated as shown in FIG. The switching patterns (SP0, SP1) may be generated by comparing That is, SP0 is set to 1 when the carrier triangle wave is higher than (1 + a) * V * , SP0 is set to 0 when the carrier triangle wave is higher than V * , SP1 is set to 1 when the carrier triangle wave is higher than V * , and SP1 is set to 0 when the carrier triangle wave is lower than V * . (SP0,
(SP1) is the switching pattern of the output High terminal, and (S1)
As shown in Table 2, the three bidirectional switches connected to the output High terminal are turned on by P0, SP1). After turning on one bidirectional switch, turn off the remaining two bidirectional switches
To do.
【００１８】[0018]
【表２】 [Table 2]
【００１９】パターン発生部３３のキャリア三角波の形
は図５(a)あるいは図５(b)に示すような形でもよい。し
かし、この場合には(4)式と(5)式のT2は三角波の一周期
である。振幅が１のキャリア三角波と(1+a)*V*/Edおよ
びV*/Edとを比較することによってスイッチングパター
ン(SP0、SP1)を発生してもよい。The shape of the carrier triangular wave of the pattern generating section 33 may be as shown in FIG. 5 (a) or 5 (b). However, in this case, T2 in equations (4) and (5) is one period of the triangular wave. The switching pattern (SP0, SP1) may be generated by comparing a carrier triangular wave having an amplitude of 1 with (1 + a) * V * / Ed and V * / Ed.
【００２０】図１の情報更新１部２７はスイッチングパ
ターン作成部２６からのスイッチングパターンSP0が１
の時、入力情報発生部２５からの入力電流指令の区間番
号(IC1、IC2、IC3)と出力電圧指令の符号Csignを出力す
る。すなわち、SP0が0の時、情報更新１部２７の出力は
変わらない。SP0が1の期間に、入力Bas相と出力二端子
の間の双方向スイッチは全部ONの状態で、別のスイッチ
は全部OFFの状態で、入力Sec相と入力Top相は切り替わ
ったとき、出力電圧指令の符号は変わっても、スイッチ
ングを行わない。SP0が0の期間に、すなわち入力Sec相
あるいは入力Top相とある出力端子の間の双方向スイッ
チをONする期間に、入力Sec相と入力Top相が切り替わっ
たら、あるいは出力電圧指令の符号が変わったら、キャ
リア一周期に入力電流の分配はアンバランスとなって、
入力電流波形に大きな振動が発生する。これはキャリア
三角波と入力電流指令と同期同位相の場合には発生しな
いが、非同期の場合あるいは同期の時キャリア三角波と
入力電流指令の位相がずれている場合には必ず発生す
る。上述ように情報更新１部２７は入力Sec相あるいは
入力Top相とある出力端子の間の双方向スイッチをONす
る期間(SP0が0の時)に入力Sec相と入力Top相が切り替わ
らないように保護するので、スイッチングキャリア周波
数を電源電圧周波数と非同期にしても、あるいは同期の
場合キャリアと入力電流指令の位相がずれても、どちら
の場合でも入力電流分配のバランスが破壊されることが
なく、入力電流に大きな振動は発生しない。図１の情報
更新２部２８はスイッチングパターン作成部２６からの
スイッチングパターンSP1が0の時、入力情報発生部２５
からの基準信号Beを出力する。すなわち、SP1が１の
時、情報更新２部２８の出力は変わらない。入力Bas相
と出力二端子の間の双方向スイッチを全部ONする期間(S
P0が１の期間)に入力Bas相が変わったら、出力の二端子
は同時に一つの入力相から別の入力相に転流することと
なる。しかし、実際に出力の二端子が同時に転流しない
と(実際には絶対同時にできない)、出力電圧波形と入力
電流波形に悪影響が発生し、無駄な転流損失も発生す
る。情報更新２部２８を利用すれば、入力Top相と出力H
igh端子の間の双方向スイッチをONする期間(SP1が0の期
間)にだけ入力Bas相が変えられるように制御するので、
この問題はない。In the information update 1 unit 27 of FIG. 1, the switching pattern SP0 from the switching pattern creating unit 26 is 1
At this time, the section number (IC1, IC2, IC3) of the input current command from the input information generator 25 and the sign Csign of the output voltage command are output. That is, when SP0 is 0, the output of the information update 1 unit 27 does not change. When SP0 is 1, the bidirectional switches between the input Bas phase and the output two terminals are all ON, all the other switches are OFF, and when the input Sec phase and the input Top phase are switched, the output Switching is not performed even if the sign of the voltage command changes. If the input Sec phase and the input Top phase are switched during the period when SP0 is 0, that is, during the period when the bidirectional switch between the input Sec phase or input Top phase and a certain output terminal is turned on, or the sign of the output voltage command changes. Then, the distribution of input current is unbalanced in one carrier cycle,
Large vibration occurs in the input current waveform. This does not occur when the carrier triangular wave and the input current command are in phase with each other, but they always occur when they are asynchronous or when the carrier triangular wave and the input current command are out of phase during synchronization. As described above, the information update 1 unit 27 prevents the input Sec phase and the input Top phase from switching during the period when the bidirectional switch between the input Sec phase or the input Top phase and a certain output terminal is turned on (when SP0 is 0). Since it protects, even if the switching carrier frequency is asynchronous with the power supply voltage frequency, or in the case of synchronization, even if the carrier and the input current command are out of phase, the balance of the input current distribution is not destroyed in either case, No big vibration occurs in the input current. When the switching pattern SP1 from the switching pattern creating unit 26 is 0, the information updating unit 2 of FIG.
The reference signal Be from is output. That is, when SP1 is 1, the output of the information update 2 unit 28 does not change. Period (S, S) for turning on all bidirectional switches between the input Bas phase and the two output terminals
If the input Bas phase changes during the period (P0 is 1), the two terminals of the output will simultaneously commutate from one input phase to another. However, if the two terminals of the output do not actually commutate at the same time (actually, they cannot be done simultaneously at the same time), the output voltage waveform and the input current waveform are adversely affected, and useless commutation loss occurs. By using the information update 2 part 28, the input Top phase and output H
Since it controls so that the input Bas phase can be changed only during the period when the bidirectional switch between the igh terminals is turned on (the period when SP1 is 0),
There is no problem with this.
【００２１】図１のスイッチ信号発生部２９はスイッチ
ングパターン作成部２６からのスイッチングパターン(S
P0、SP1)と、情報更新１部２７からの入力電流指令の区
間番号(IC1、IC2、IC3)と出力電圧指令の符号Csign、情
報更新２部２８からの基準信号Beにより６個の双方向ス
イッチ１１−１６のON/OFF信号を発生して出力する。図
６はスイッチ信号発生部の構成図である。図中符号６１
は入力相情報検出部、６２は反転部、６３はスイッチン
グパターン変換部、６４はスイッチングパターン分配
部、６５はON/OFF決定部である。図６の入力相情報検出
部６１は入力電流指令の区間番号(IC1、IC2、IC3)より
表１に示すように入力相情報(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)
を発生する。(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)の波形を図２に
示す。表３に示すように(Jy、Ky)より入力y相(y=r、s、
t)の入力電流指令のレベルは分かる。The switch signal generator 29 of FIG. 1 uses the switching pattern (S
P0, SP1), the section number (IC1, IC2, IC3) of the input current command from the information update 1 unit 27, the sign Csign of the output voltage command, and the reference signal Be from the information update 2 unit 28 for six bidirectional directions. Generates and outputs an ON / OFF signal for switches 11-16. FIG. 6 is a block diagram of the switch signal generator. Reference numeral 61 in the figure
Is an input phase information detection unit, 62 is an inversion unit, 63 is a switching pattern conversion unit, 64 is a switching pattern distribution unit, and 65 is an ON / OFF determination unit. The input phase information detection unit 61 in FIG. 6 uses the input current command section numbers (IC1, IC2, IC3) to input phase information (Jr, Kr, Js, Ks, Jt, Kt) as shown in Table 1.
To occur. Waveforms of (Jr, Kr, Js, Ks, Jt, Kt) are shown in FIG. As shown in Table 3, from (Jy, Ky), input y phase (y = r, s,
The input current command level of t) is known.
【００２２】[0022]
【表３】 [Table 3]
【００２３】実際には、入力相情報検出部６１はICをデ
コードして入力相情報(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)を検出
する。ICではなく、(Jr、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)を入力情
報テーブルに置いて、入力情報発生部２５から直接に(J
r、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)を出力してもよい。この方法で
は、入力相情報検出部６１は要らないが、入力情報発生
部２５をCPUで実行する場合には、CPUから出力の信号数
が多いという欠点がある。図６の反転部６２はBe=0の時
(Jr、Js、Jt、Csign)を反転してそれぞれ(Jr'、Js'、J
t'、Csign')として出力し、Be=1の時(Jr、Js、Jt、Csig
n)をそのままそれぞれ(Jr'、Js'、Jt'、Csign')として
出力する。表４に示すように(Jy'、Ky)より入力y相(y=
r、s、t)がどの相かを判断することができる。表５に示
すようにCsign'よりそれぞれ出力u、v端子がどの端子か
を判断することができる。Actually, the input phase information detecting section 61 decodes the IC to detect the input phase information (Jr, Kr, Js, Ks, Jt, Kt). Instead of IC, (Jr, Kr, Js, Ks, Jt, Kt) is placed in the input information table and the (J
r, Kr, Js, Ks, Jt, Kt) may be output. This method does not require the input phase information detecting section 61, but has a drawback that when the input information generating section 25 is executed by the CPU, the number of signals output from the CPU is large. Inversion unit 62 in FIG. 6 is Be = 0
Invert (Jr, Js, Jt, Csign) to select (Jr ', Js', J
t ', Csign'), and when Be = 1 (Jr, Js, Jt, Csig
n) is output as it is as (Jr ', Js', Jt ', Csign'). As shown in Table 4, the input y-phase (y =
It is possible to judge which phase r, s, t) is. As shown in Table 5, it is possible to judge which of the output u and v terminals is based on Csign '.
【００２４】[0024]
【表４】 [Table 4]
【表５】 [Table 5]
【００２５】図６のスイッチングパターン変換部６３は
スイッチングパターン(SP0、SP1)を表６に示すよう(P
J、PK)に変換する。(PJ、PK)の波形を図４に示す。The switching pattern converter 63 of FIG. 6 shows the switching patterns (SP0, SP1) as shown in Table 6 (P
J, PK). Waveforms of (PJ, PK) are shown in FIG.
【００２６】[0026]
【表６】 [Table 6]
【００２７】図６のスイッチングパターン分配部６４は
出力端子情報Csign'によって出力High端子のスイッチン
グパターン(PJ、PK)を表５に示すように出力の二端子に
分配して、出力各端子のスイッチングパターン(PJu、PK
u)と(PJv、PKv)を作成する。出力Low端子と入力Bas相の
間の双方向スイッチを常にONする。すなわち、出力Low
端子のスイッチングパターンが(0、0)である。(PJx、PK
x)によって表７に示すように出力x端子(x=u、v)に接続
された三つの双方向スイッチの一つをONする。一つの双
方向スイッチをONしたら、残りの二つの双方向スイッチ
をOFFする。The switching pattern distribution unit 64 of FIG. 6 distributes the switching pattern (PJ, PK) of the output High terminal to the two output terminals as shown in Table 5 according to the output terminal information Csign ', and switches the output terminals. Pattern (PJu, PK
u) and (PJv, PKv) are created. Always turn on the bidirectional switch between the output Low terminal and the input Bas phase. Output low
The terminal switching pattern is (0, 0). (PJx, PK
x) turns on one of the three bidirectional switches connected to the output x terminal (x = u, v) as shown in Table 7. After turning on one bidirectional switch, turn off the remaining two bidirectional switches.
【００２８】[0028]
【表７】 [Table 7]
【００２９】図６のON/OFF決定部６５は各双方向スイッ
チに関係がある入力相情報と出力端子のスイッチングパ
ターンを比較して各双方向スイッチのON/OFF信号を決定
して出力する。双方向スイッチSyx(y=r、s、t；x=u、v)
において、(Jy'、Ky)と(PJx、PKx)を表８に示すように
比較して双方向スイッチSyxのON/OFF信号Cyxを発生す
る。図７と図８にスイッチ信号発生部の論理回路を示
す。The ON / OFF determining unit 65 in FIG. 6 compares the input phase information related to each bidirectional switch with the switching pattern of the output terminal to determine the ON / OFF signal of each bidirectional switch and outputs it. Bidirectional switch Syx (y = r, s, t; x = u, v)
In (8), (Jy ', Ky) is compared with (PJx, PKx) as shown in Table 8 to generate the ON / OFF signal Cyx of the bidirectional switch Syx. 7 and 8 show the logic circuit of the switch signal generator.
【００３０】[0030]
【表８】 [Table 8]
【００３１】双方向スイッチドライブ部３０はスイッチ
信号発生部２９からの６個双方向スイッチのON/OFF信号
によって６個双方向スイッチ１１−１６をON/OFF制御す
る。The bidirectional switch drive section 30 controls ON / OFF of the six bidirectional switches 11-16 by the ON / OFF signals of the six bidirectional switches from the switch signal generation section 29.
【００３２】本発明の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバ
ータの制御装置には、CPUを入れてもよい。例えば、加
算部２３、入力電流分配率発生部２４、入力情報発生部
２５、およびスイッチングパターン作成部２６の電源電
圧変換部３１はCPUで処理される。タイミング計算部３
２はCPUで処理してもよい。しかし、タイミング計算部
３２はCPUで処理したら、CPUのサンプリング周期をキャ
リアの半周期より短くすることは難しい。上述の実施例
では、入力力率補償角と加算部２３がなくてもよい。し
かし、この場合には入力力率の可変が不可能なので、理
論的に入力力率を１に固定しているが、実際にはフィル
タコンデンサの影響で入力力率が１にならない。上述の
実施例ように、入力力率補償角と加算部２３を入れて入
力力率を可変することによって実際の入力力率を１に制
御することができる。A CPU may be incorporated in the control device of the three-phase / single-phase PWM cycloconverter of the present invention. For example, the addition unit 23, the input current distribution ratio generation unit 24, the input information generation unit 25, and the power supply voltage conversion unit 31 of the switching pattern generation unit 26 are processed by the CPU. Timing calculator 3
2 may be processed by the CPU. However, if the timing calculation unit 32 is processed by the CPU, it is difficult to make the sampling cycle of the CPU shorter than the half cycle of the carrier. In the above-described embodiment, the input power factor compensation angle and the addition unit 23 may be omitted. However, in this case, since the input power factor cannot be changed, the input power factor is theoretically fixed at 1. However, the input power factor does not actually become 1 due to the influence of the filter capacitor. As in the embodiment described above, the actual input power factor can be controlled to 1 by inserting the input power factor compensation angle and the adder 23 and varying the input power factor.
【００３３】[0033]
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば三相
/単相ＰＷＭサイクロコンバータのデジタル制御装置が
でき、出力電圧指令より作成した一つだけのスイッチン
グパターンから出力端子に分配するので、制御用のCPU
のオンライン計算量が少なく制御回路が簡単である。ま
た、情報更新手段により各出力端子と入力Top相または
入力Sec相の間の双方向スイッチがON状態の期間に入力T
op相と入力Sec相が変わらないように制御するので、ス
イッチングキャリア周波数を電源電圧周波数と非同期に
しても、あるいは同期させた場合にキャリア三角波と入
力電流指令の位相をずらしても、出力電圧を多重化して
も、入力電流分配のバランスが破壊されることがない。
したがって入力電流に大きな振動および出力電圧の不安
定な状態は完全になくすことができるという効果があ
る。As described above, according to the present invention, three-phase
/ A single-phase PWM cycloconverter digital control device can be created, and since only one switching pattern created from the output voltage command is distributed to the output terminals, a control CPU
The amount of online calculation of is small and the control circuit is simple. In addition, by the information updating means, input T during the period when the bidirectional switch between each output terminal and the input Top phase or input Sec phase is in the ON state.
Since the control is performed so that the op phase and the input Sec phase do not change, the output voltage is changed even if the switching carrier frequency is asynchronous with the power supply voltage frequency, or when the carrier triangular wave and the input current command are out of phase when synchronized. Even when multiplexed, the balance of the input current distribution is not destroyed.
Therefore, there is an effect that a large vibration in the input current and an unstable state of the output voltage can be completely eliminated.
【図１】本発明の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータ
の制御装置の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a control device of a three-phase / single-phase PWM cycloconverter of the present invention.
【図２】本発明の電源電圧、入力電流指令、入力電流分
配率、基準信号と入力相情報の波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram of a power supply voltage, an input current command, an input current distribution ratio, a reference signal and input phase information according to the present invention.
【図３】本発明のスイッチングパターン作成部の構成図
である。FIG. 3 is a configuration diagram of a switching pattern creation unit of the present invention.
【図４】本発明のスイッチングパターンの図である。FIG. 4 is a diagram of a switching pattern of the present invention.
【図５】本発明のパターン発生部のキャリア三角波の波
形図である。FIG. 5 is a waveform diagram of a carrier triangular wave of the pattern generating unit of the present invention.
【図６】本発明のスイッチ信号発生部の構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram of a switch signal generator according to the present invention.
【図７】本発明のスイッチ信号発生部部の論理回路図で
ある。FIG. 7 is a logic circuit diagram of a switch signal generation section according to the present invention.
【図８】本発明のスイッチ信号発生部部の詳細論理回路
図の一例である。FIG. 8 is an example of a detailed logic circuit diagram of a switch signal generating section according to the present invention.
１ 三相交流電源
２ 単相負荷
３、４、５ リアクトル
６、７、８ コンデンサ
１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１
９ 自己消弧能力をもつ双方向スイッチ
２１ 三相トランスとフィルタ
２２ 電源電圧位相検出部
２３ 加算部
２４ 入力電流分配率発生部
２５ 入力情報発生部
２６ スイッチングパターン作成部
２７ 情報更新１部
２８ 情報更新２部
２９ スイッチ信号発生部
３０ 双方向スイッチドライブ部
３１ 電源電圧変換部
３２ タイミング計算部
３３ パターン発生部
６１ 入力相情報検出部
６２ 反転部
６３ スイッチングパターン変換部
６４ スイッチングパターン分配部
６５ ON/OFF決定部
a 入力電流分配率
Be 基準信号
IC 入力電流指令の区間番号
IC1、IC2、IC3 入力電流指令の区間番号の二進数の三ビ
ット
Csign 出力電圧指令の符号
SP0、SP1 スイッチングパターン
Vrs 電源ｒ相とｓ相の間の線間電圧
Vst 電源ｒ相とｔ相の間の線間電圧
V* 出力相電圧指令の絶対値
β ｒ相の電源相電圧の位相
γ ｒ相の入力電流指令の位相
ε 入力力率補償角1 Three-Phase AC Power Supply 2 Single-Phase Loads 3, 4, 5 Reactors 6, 7, 8 Capacitors 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 1
9 Bidirectional switch with self-extinguishing capability 21 Three-phase transformer and filter 22 Power supply voltage phase detector 23 Adder 24 Input current distribution rate generator 25 Input information generator 26 Switching pattern generator 27 Information update 1 section 28 Information update 2 part 29 switch signal generation part 30 bidirectional switch drive part 31 power supply voltage conversion part 32 timing calculation part 33 pattern generation part 61 input phase information detection part 62 inversion part 63 switching pattern conversion part 64 switching pattern distribution part 65 ON / OFF decision Part a Input current distribution ratio Be Reference signal IC Input current command section number IC1, IC2, IC3 Input current command section number binary 3 bits Csign Output voltage command code SP0, SP1 Switching pattern Vrs Power supply r phase and s Line voltage between phases Vst Power line voltage between power supply r-phase and t-phase V * Absolute value of output phase voltage command β r Power supply phase Voltage phase γ r Phase of input current command ε Input power factor compensation angle
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 夏 暁戎 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１ 号 株式会社 安川電機内 (56)参考文献 特開 平11−341807（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−7944（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−252992（ＪＰ，Ａ) 小山純 他，ＰＷＭサイクロコンバー タのＶＶＶＦオンライン制御，電気学会 論文誌Ｄ，1996年 ６月，116巻６号, ｐ．644−651 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 5/00 - 5/48 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Natsu Akatsuki Yaskawa Electric Co., Ltd. 2-1, Kurosaki Shiroishi, Hachimansai-ku, Kitakyushu, Fukuoka Prefecture (56) Reference JP-A-11-341807 (JP, A) Hei 7-7944 (JP, A) JP 11-252992 (JP, A) Jun Koyama et al., VVVF online control of PWM cycloconverter, IEEJ Transactions D, June 1996, Vol. 116, No. 6, p. ． 644-651 (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB name) H02M 5/00-5/48
Claims (4)
とを双方向に電流を流せかつ自己導通自己遮断が可能
で、ＰＷＭ制御される６個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータ
の制御装置において、 前記三相交流電源電圧を入力して三相交流電源電圧位相
と少なくとも１相分の三相交流電源線間電圧を出力する
電源電圧情報検出部と、 前記三相交流電源電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三
相対称正弦波を入力電流指令とし、前記三相交流電源電
圧位相を前記入力電流指令の位相とし、前記入力電流指
令の位相における前記入力電流指令の絶対値の中で、最
小値と中間値との比を入力電流分配率として出力する入
力電流分配率発生部と、 前記入力電流指令の位相における前記各入力電流指令の
絶対値の大小関係といずれか一つの絶対値の符号が判断
できる情報を入力情報として出力する入力情報発生部
と、 単相出力電圧指令の絶対値を入力して前記三相交流電源
線間電圧と前記入力電流指令の位相、前記入力情報と、
前記入力電流分配率とによって、キャリア一周期に一方
の出力相と入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間
の入力相、最大の入力相の間の3個の双方向スイッチをO
N/OFFする順番および各双方向スイッチをONする時間を
この出力相のスイッチングパターンとして作成して出力
するスイッチングパターン作成部と、 前記単相出力電圧指令の符号と前記入力情報と、前記ス
イッチングパターンによって、前記6個の双方向スイッ
チのキャリア一周期のON/OFF信号を発生して出力するス
イッチ信号発生部と、 前記6個の双方向スイッチのON/OFF信号によって前記6個
の双方向スイッチを駆動するゲート信号を発生して出力
する双方向スイッチドライブ部とを有すことを特徴とす
る三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。1. A three-phase AC power supply, each phase and two terminals of a single-phase output are capable of bidirectionally flowing a current, capable of self-conduction and self-interruption, and directly connected by six PWM-controlled bidirectional switches. In a control device for a three-phase / single-phase PWM cycloconverter of a power converter, a power supply for inputting the three-phase AC power supply voltage and outputting a three-phase AC power supply voltage phase and a three-phase AC power supply line voltage for at least one phase A voltage information detection unit, the input current command is a three-phase symmetrical sine wave of the same frequency as the three-phase AC power supply voltage and an arbitrary amplitude, and the three-phase AC power supply voltage phase is the phase of the input current command, the input Among the absolute values of the input current command in the phase of the current command, an input current distribution ratio generator that outputs the ratio of the minimum value and the intermediate value as the input current distribution ratio, and each input in the phase of the input current command. Absolute of current command The input information generation unit that outputs the information that can determine the magnitude relationship and the sign of any one of the absolute values as input information, and the absolute value of the single-phase output voltage command, and the three-phase AC power supply line voltage and the Input current command phase, the input information,
Depending on the input current distribution ratio, three bidirectional switches between one output phase and the input phase with the minimum absolute value of the input current command, the intermediate input phase, and the maximum input phase in one cycle of the carrier are turned on.
A switching pattern creation unit that creates and outputs the N / OFF order and the time to turn on each bidirectional switch as a switching pattern of this output phase, the sign of the single-phase output voltage command, the input information, and the switching pattern. A switch signal generator that generates and outputs an ON / OFF signal for one carrier cycle of the six bidirectional switches, and the six bidirectional switches according to the ON / OFF signals of the six bidirectional switches. A three-phase / single-phase PWM cycloconverter control device having a bidirectional switch drive section for generating and outputting a gate signal for driving the.
電源電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相対称正弦波
を入力電流指令とし、前記三相交流電源電圧位相に前記
入力力率補償角を加算して、前記入力電流指令の位相と
して出力する加算部を前記電源電圧情報検出部と前記ス
イッチングパターン作成部との間に設けたことを特徴と
する請求項１記載の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバー
タの制御装置。2. An input power factor compensation angle is input, a three-phase symmetrical sine wave having the same frequency as the three-phase AC power supply voltage and an arbitrary amplitude is used as an input current command, and the input is applied to the three-phase AC power supply voltage phase. 3. The adder unit for adding a power factor compensation angle and outputting as a phase of the input current command is provided between the power supply voltage information detecting unit and the switching pattern creating unit. Control device for single-phase / single-phase PWM cycloconverter.
力されたスイッチングパターンによってキャリア一周期
の間に特定の期間だけ、前記単相出力電圧指令の符号お
よび前記入力情報の一部だけあるいは全部を出力する情
報更新部を前記スイッチングパターン作成部と前記スイ
ッチ信号発生部との間に設けたことを特徴とする請求項
１記載の三相/単相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装
置。3. Information for outputting only a part or all of the sign of the single-phase output voltage command and the input information for a specific period during one carrier cycle according to the switching pattern output from the switching pattern creating unit. The control device for the three-phase / single-phase PWM cycloconverter according to claim 1, wherein an update unit is provided between the switching pattern creation unit and the switch signal generation unit.
電源電圧と同周波数でかつ任意な振幅の三相対称正弦波
を入力電流指令とし、前記三相交流電源電圧位相に前記
入力力率補償角を足して、前記入力電流指令の位相とし
て出力する加算部と、 前記スイッチングパターン作成部から出力されたスイッ
チングパターンによってキャリア一周期の間に特定の期
間だけ、前記単相出力電圧指令の符号および前記入力情
報の一部だけあるいは全部を出力する情報更新部とを設
けたことを特徴とする請求項１記載の三相/単相ＰＷＭ
サイクロコンバータの制御装置。4. An input power factor compensation angle is input, a three-phase symmetrical sine wave having the same frequency as the three-phase AC power supply voltage and an arbitrary amplitude is used as an input current command, and the input is applied to the three-phase AC power supply voltage phase. An adder that adds a power factor compensation angle and outputs as a phase of the input current command, and the single-phase output voltage command for a specific period during one carrier cycle by the switching pattern output from the switching pattern creation unit. 3. The three-phase / single-phase PWM according to claim 1, further comprising: an information updating unit which outputs only a part of or all of the input information and the input information.
Cycloconverter control device.
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