JP3501137B2 - Power supply for magnetron drive - Google Patents
Power supply for magnetron driveInfo
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Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電子レンジなどの
マグネトロンを負荷とするマグネトロン駆動用電源に関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a magnetron driving power source having a magnetron such as a microwave oven as a load.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来のマグネトロン駆動用電源について
図面を用いて説明する。図13は従来のマグネトロン駆
動用電源の回路図である。従来のマグネトロン駆動用電
源は交流である商用電源1を一旦ダイオードブリッジ2
で直流電圧に変換し、この直流電圧を半導体スイッチ素
子3,4のオンオフによってインバータ回路5は高圧ト
ランス6の1次巻線に高周波電圧を発生し、高圧トラン
ス6は2次巻線に高周波高電圧を励起する。この高周波
高電圧は高圧整流回路7によって直流高電圧に整流さ
れ、マグネトロン8に印加される。マグネトロン8はこ
の直流高電圧で駆動され、2.45GHzの電波を発生
する。2. Description of the Related Art A conventional magnetron driving power source will be described with reference to the drawings. FIG. 13 is a circuit diagram of a conventional magnetron driving power supply. The conventional magnetron driving power supply is a commercial power supply 1 that is an alternating current, and a diode bridge 2
Is converted into a DC voltage by the ON / OFF operation of the semiconductor switching elements 3 and 4, the inverter circuit 5 generates a high frequency voltage in the primary winding of the high voltage transformer 6, and the high voltage transformer 6 generates a high frequency voltage in the secondary winding. Exciting voltage. The high frequency high voltage is rectified by the high voltage rectifier circuit 7 into a DC high voltage and applied to the magnetron 8. The magnetron 8 is driven by this DC high voltage and generates a radio wave of 2.45 GHz.
【0003】図14は従来のマグネトロン駆動用電源の
動作波形を示した図である。商用電源1の交流電圧V1
はダイオードブリッジ2によって直流電圧に整流され
る。インダクタ9とコンデンサ10は平滑回路を構成し
ているが、コンデンサ10の容量はインバータ回路5の
サイズを小型化するために20kHzから50kHzで
動作するインバータ回路5に対して直流電圧を保持でき
る程度の容量としており、商用電源1の周波数(50H
zまたは60Hz)に対しては平滑する能力を有してい
ない。このためコンデンサ10の電圧V10は商用電源
1を単に全波整流した波形を示し、ほぼ0電圧から商用
電源1の最大電圧まで変動する脈動波形を示す。インバ
ータ回路5はこの脈動するコンデンサ10の電圧V10
によって動作するので、高圧トランス6の1次巻線に発
生する高周波電圧の包絡線波形はV6(Lp)に示すよ
うな波形となりコンデンサ10の電圧V10が低い期間
では同様に低い電圧しか発生し得ない。FIG. 14 is a diagram showing operation waveforms of a conventional magnetron driving power source. AC voltage V1 of commercial power supply 1
Is rectified into a DC voltage by the diode bridge 2. Although the inductor 9 and the capacitor 10 form a smoothing circuit, the capacity of the capacitor 10 is such that a DC voltage can be held for the inverter circuit 5 operating at 20 kHz to 50 kHz in order to reduce the size of the inverter circuit 5. The capacity of the commercial power supply 1 (50H
z or 60 Hz) has no smoothing ability. Therefore, the voltage V10 of the capacitor 10 shows a waveform obtained by simply full-wave rectifying the commercial power supply 1, and shows a pulsating waveform that varies from almost 0 voltage to the maximum voltage of the commercial power supply 1. The inverter circuit 5 uses the pulsating voltage V10 of the capacitor 10.
Since the envelope waveform of the high frequency voltage generated in the primary winding of the high voltage transformer 6 becomes a waveform as shown by V6 (Lp), only a low voltage can be generated in the period when the voltage V10 of the capacitor 10 is low. Absent.
【0004】一方、マグネトロン8の動作特性は図15
に示すようにアノードカソード間に所定の電圧以上が印
加されないとアノード電流が流れないような非線形な電
圧電流特性を示す。したがって、高圧トランス6の1次
巻線に発生する電圧が低い期間では2次巻線に励起され
る電圧も同時に低くなるためマグネトロン8に印加され
る電圧V8の波形は図に示すごとくVAK(TH)に到
達しなくなる期間が発生する。この期間はマグネトロン
8が発振を停止しているため負荷であるマグネトロン8
で電力消費されないため商用電源1の電流I1は流れな
くなる。この結果商用電源1の電流I1の波形は図14
に示すごとく電流が0となる期間を有する非常に歪を持
った波形となり、これが原因でマグネトロン駆動用電源
の力率の低下、入力電流に高調波電流を発生することに
なる。On the other hand, the operating characteristics of the magnetron 8 are shown in FIG.
As shown in (4), a non-linear voltage-current characteristic is shown in which the anode current does not flow unless a predetermined voltage or more is applied between the anode and cathode. Therefore, when the voltage generated in the primary winding of the high voltage transformer 6 is low, the voltage excited in the secondary winding is also lowered at the same time, so that the waveform of the voltage V8 applied to the magnetron 8 is VAK (TH ) Will occur for some time. During this period, since the magnetron 8 stops oscillating, the load magnetron 8
Since the electric power is not consumed in, the current I1 of the commercial power supply 1 stops flowing. As a result, the waveform of the current I1 of the commercial power source 1 is shown in FIG.
As shown in (1), the waveform has a very distorted waveform having a period in which the current is zero, which causes a reduction in the power factor of the magnetron driving power supply and a harmonic current in the input current.
【0005】このような課題に対して図16に示す回路
構成のようにアクティブフィルタ回路13をインバータ
回路5の前段に設け、入力電流の力率向上、高調波抑制
を図ったものが提案されている。アクティブフィルタ回
路13はいわゆる昇圧チョッパ回路の構成をしており、
半導体スイッチ素子17のオン時間比によって昇圧電圧
を制御することができる。To solve such a problem, there has been proposed a circuit configuration shown in FIG. 16 in which an active filter circuit 13 is provided in the preceding stage of the inverter circuit 5 to improve the power factor of the input current and suppress harmonics. There is. The active filter circuit 13 has a so-called step-up chopper circuit configuration,
The boosted voltage can be controlled by the on-time ratio of the semiconductor switch element 17.
【0006】この場合の動作について図17を用いて説
明する。商用電源1の電圧はV1に示すように交流電圧
波形を示している。アクティブフィルタ回路13はダイ
オードブリッジ2によって交流電圧V1を全波整流した
電圧を半導体スイッチ素子14のオンオフによって制御
することによってコンデンサ15に昇圧電圧を発生す
る。この昇圧電圧V15はコンデンサ15の容量によっ
て脈動率は変化するが、図13の構成におけるV10の
ように完全に0まで低下しないようにすることができ
る。このため高圧トランス6の1次巻線に発生する電圧
V6(Lp)も商用電源1の電圧が0近傍であっても所
定の値以上を発生することができる。この結果マグネト
ロン8に印加する電圧は常に発振可能電圧以上を保持す
ることが可能となる。その結果、入力電流I1は図に示
すように0となる期間を持たない略正弦波状の波形とす
ることができ、入力力率の向上、高調波電流の抑制が可
能となる。The operation in this case will be described with reference to FIG. The voltage of the commercial power supply 1 shows an AC voltage waveform as indicated by V1. The active filter circuit 13 generates a boosted voltage in the capacitor 15 by controlling the voltage obtained by full-wave rectifying the AC voltage V1 by the diode bridge 2 by turning on and off the semiconductor switch element 14. Although the pulsation rate of the boosted voltage V15 varies depending on the capacity of the capacitor 15, it can be prevented from completely decreasing to 0 like V10 in the configuration of FIG. Therefore, the voltage V6 (Lp) generated in the primary winding of the high voltage transformer 6 can be generated at a predetermined value or more even when the voltage of the commercial power supply 1 is near zero. As a result, the voltage applied to the magnetron 8 can always be kept higher than the oscillating voltage. As a result, the input current I1 can have a substantially sinusoidal waveform with no period of 0 as shown in the figure, and the input power factor can be improved and the harmonic current can be suppressed.
【0007】しかしながらこのような構成ではインバー
タ回路5にアクティブフィルタ回路13を付加した構成
となり、電力変換の過程が整流→昇圧→高周波発生(イ
ンバータ回路)→高圧整流となるので電力変換の過程が
増加し、変換効率の低下と回路規模の増大が課題とな
る。However, in such a configuration, the active filter circuit 13 is added to the inverter circuit 5, and the process of power conversion is rectification → step-up → high frequency generation (inverter circuit) → high-voltage rectification, so the process of power conversion increases. However, there is a problem in that the conversion efficiency is lowered and the circuit scale is increased.
【0008】そこで、さらに構成部品、回路機能の共用
化を図った構成のものが特開平10−271846号公
報にて公開されている。図18はこの発明の回路構成を
示した回路図である。この回路構成によって昇圧機能、
インバータ機能の動作を一度に行い、入力力率の向上と
回路構成の簡素化を目的としている。図19、図20は
回路動作を説明した図であり、図19(a)〜(d)は
半導体スイッチ素子Q1、Q2のオンオフによって各々
通電経路を説明した図であり、図20はそれに対応した
動作波形図である。図19、図20を用いて回路動作に
ついて説明する。説明の都合上商用電源1の電圧極性が
図に示す方向で半導体スイッチ素子Q2がオンの状態か
ら説明をはじめる。半導体スイッチ素子Q2がオンの状
態では図19(a)に示すようにコンデンサC2→商用
電源1→誘導性負荷回路19→半導体スイッチ素子Q2
の経路で電流が流れ、図20(a)に示すように半導体
スイッチ素子Q2の電流IQ2は単調に増加する。所定
の時間で半導体スイッチ素子Q2をオフすると電流経路
は図19(b)の状態へ移り、ダイオードD2→商用電
源1→誘導性負荷回路19→ダイオードD3→コンデン
サC1の経路でコンデンサC1を充電する。誘導性負荷
回路19に蓄えられたエネルギーをすべて放出するとコ
ンデンサC1を電源としてコンデンサC1→半導体スイ
ッチ素子Q1→誘導性負荷回路19→商用電源1→コン
デンサC2で構成される図19(c)の経路で電流が流
れる。所定の時間で半導体スイッチ素子Q1をオフする
と誘導性負荷回路19は同じ方向へ電流を流そうとする
ので図19(d)に示す経路(商用電源1→コンデンサ
C2→ダイオードD4→誘導性負荷回路19)で電流が
流れ、誘導性負荷回路19に蓄えたエネルギーをコンデ
ンサC1へ充電する。誘導性負荷回路19に蓄えたエネ
ルギーがすべて放出されると再び図19(a)の経路で
電流が流れ回路動作が継続する。特開平10−2718
46には開示されていないが、この動作を実現するため
にはコンデンサC1とコンデンサC2の容量には式1で
示されるような容量関係が必要である。Therefore, a structure in which the constituent parts and circuit functions are further shared is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-271846. FIG. 18 is a circuit diagram showing the circuit configuration of the present invention. With this circuit configuration, boosting function,
The operation of the inverter function is performed at the same time to improve the input power factor and simplify the circuit configuration. 19 and 20 are diagrams for explaining the circuit operation, and FIGS. 19A to 19D are diagrams for explaining the energization paths by turning on and off the semiconductor switch elements Q1 and Q2, respectively, and FIG. 20 corresponds thereto. It is an operation waveform diagram. The circuit operation will be described with reference to FIGS. For convenience of description, the description begins with the semiconductor switch element Q2 turned on in the direction in which the voltage polarity of the commercial power supply 1 is as shown in the figure. When the semiconductor switch element Q2 is on, as shown in FIG. 19A, the capacitor C2 → the commercial power source 1 → the inductive load circuit 19 → the semiconductor switch element Q2.
A current flows through the path of, and the current IQ2 of the semiconductor switch element Q2 monotonically increases as shown in FIG. When the semiconductor switch element Q2 is turned off within a predetermined time, the current path shifts to the state shown in FIG. 19B, and the capacitor C1 is charged through the path of diode D2 → commercial power supply 1 → inductive load circuit 19 → diode D3 → capacitor C1. . When all of the energy stored in the inductive load circuit 19 is released, the capacitor C1 is used as a power source, and the capacitor C1 → semiconductor switch element Q1 → inductive load circuit 19 → commercial power source 1 → capacitor C2 is formed. An electric current flows in. When the semiconductor switch element Q1 is turned off within a predetermined time, the inductive load circuit 19 tries to flow a current in the same direction. Therefore, the path shown in FIG. 19 (d) (commercial power supply 1 → capacitor C2 → diode D4 → inductive load circuit). At 19), a current flows and the energy stored in the inductive load circuit 19 is charged into the capacitor C1. When all the energy stored in the inductive load circuit 19 is released, a current again flows through the path of FIG. 19A and the circuit operation continues. Japanese Patent Laid-Open No. 10-2718
Although not disclosed in 46, in order to realize this operation, the capacitances of the capacitors C1 and C2 need to have a capacitance relationship as shown in Expression 1.
【0009】(式1) C1≫C2
このような関係を満たすためにコンデンサC1には電解
コンデンサのような大容量に対応できるコンデンサを用
いる必要がある。(Equation 1) C1 >> C2 In order to satisfy such a relationship, it is necessary to use a capacitor such as an electrolytic capacitor that can handle a large capacity as the capacitor C1.
【0010】このような動作によって商用電源1からの
電流を電源周期の略全域に渡り流すことができるように
なり入力電流の力率向上、高調波の抑制と回路の簡素化
を図っている。By such an operation, the current from the commercial power source 1 can be made to flow over almost the entire power source cycle, and the power factor of the input current is improved, harmonics are suppressed, and the circuit is simplified.
【0011】[0011]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来の構成では下記にあげるような課題がある。However, the above-mentioned conventional structure has the following problems.
【0012】すなわち、商用電源の電圧が変動した場合
にマグネトロンが発振可能な状態に移行しているにもか
かわらずマグネトロンの発振を検出できず所定の高周波
出力を出すことができない。或いは、マグネトロンが発
振可能な状態になっていないにもかかわらず発振したと
判定し高圧回路に過電圧を生じ、高圧回路の部品に過度
の電圧責務を与えてしまう可能性がある。That is, even if the voltage of the commercial power supply fluctuates, the magnetron cannot detect the oscillation, but cannot output a predetermined high-frequency output, even though the magnetron is in a state capable of oscillating. Alternatively, there is a possibility that it is determined that the magnetron has oscillated even though the magnetron is not ready to oscillate, an overvoltage is generated in the high voltage circuit, and an excessive voltage duty is given to parts of the high voltage circuit.
【0013】本発明はこのような課題に鑑みてなしたも
のであり、商用電源の電圧が変動しても確実にマグネト
ロンの発振を判定することができるマグネトロン駆動用
電源を提供することを目的としている。The present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to provide a power supply for driving a magnetron which can reliably determine the oscillation of the magnetron even if the voltage of the commercial power supply fluctuates. There is.
【0014】[0014]
【課題を解決するための手段】前記従来の課題を解決す
るために、本発明のマグネトロン駆動用電源は第1およ
び第2の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体
と、第1および第2のダイオードの直列接続体を並列接
続し、前記第1および第2のダイオードに各々並列に第
1と第2のコンデンサを接続し、前記第1および第2の
逆導通可能な半導体スイッチ素子の接続点と、前記第1
および第2のダイオードの接続点間に商用電源と高圧ト
ランスの1次巻線の直列回路を接続し、前記高圧トラン
スの2次巻線の出力は高圧整流回路を介してマグネトロ
ンを付勢し、前記第1および第2の半導体スイッチ素子
を駆動する駆動回路を有し、前記駆動回路は前記第1お
よび第2の半導体スイッチ素子を相補的に駆動するとと
もに前記駆動回路は前記マグネトロンの発振を検知する
発振検知部を有し、前記発振検知部はマグネトロンが非
発振の期間と発振可能な状態になった時の入力電流の差
異によって発振を検知し商用電源の電圧が変動しても確
実にマグネトロンが発振状態に遷移したか否かを判定す
ることが可能となるべく、前記商用電源の電圧に応じて
前記マグネトロンが発振状態に遷移したかどうかを判定
する基準値を変化させる構成としたものである。In order to solve the above-mentioned conventional problems, a magnetron driving power source of the present invention comprises a first and a second series-connectable semiconductor switch element connected in series, and a first and a second serial connection element. A series connection body of two diodes is connected in parallel, first and second capacitors are respectively connected in parallel to the first and second diodes, and the first and second semiconductor switch elements capable of reverse conduction The connection point and the first
A commercial power supply and a series circuit of a primary winding of the high-voltage transformer are connected between the connection points of the second diode and the second diode, and the output of the secondary winding of the high-voltage transformer energizes the magnetron through the high-voltage rectifier circuit. A drive circuit for driving the first and second semiconductor switch elements is provided, the drive circuit complementarily drives the first and second semiconductor switch elements, and the drive circuit detects oscillation of the magnetron. The oscillation detector, and the oscillation detector is a non-magnetron
Difference between oscillation period and input current when oscillation is possible
Oscillation is detected due to the difference, and it is
Determine whether the magnetron has actually transitioned to the oscillation state
As much as possible, the reference value for determining whether or not the magnetron has transited to the oscillation state is changed according to the voltage of the commercial power supply.
【0015】これによって、商用電源の電圧が変動して
もマグネトロンの発振を確実に判定することができる。This makes it possible to reliably determine the oscillation of the magnetron even if the voltage of the commercial power source fluctuates.
【0016】[0016]
【発明の実施の形態】請求項1に記載の発明は、第1お
よび第2の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続
体と、第1および第2のダイオードの直列接続体を並列
接続し、前記第1および第2のダイオードに各々並列に
第1と第2のコンデンサを接続し、前記第1および第2
の逆導通可能な半導体スイッチ素子の接続点と、前記第
1および第2のダイオードの接続点間に商用電源と高圧
トランスの1次巻線の直列回路を接続し、前記高圧トラ
ンスの2次巻線の出力は高圧整流回路を介してマグネト
ロンを付勢し、前記第1および第2の半導体スイッチ素
子を駆動する駆動回路を有し、前記駆動回路は前記第1
および第2の半導体スイッチ素子を相補的に駆動すると
ともに前記駆動回路は前記マグネトロンの発振を検知す
る発振検知部を有し、前記発振検知部はマグネトロンが
非発振の期間と発振可能な状態になった時の入力電流の
差異によって発振を検知し商用電源の電圧が変動しても
確実にマグネトロンが発振状態に遷移したか否かを判定
することが可能となるべく、前記商用電源の電圧に応じ
て前記マグネトロンが発振状態に遷移したかどうかを判
定する基準値を変化させる構成とすることにより、マグ
ネトロンの発振判定基準値が商用電源の電圧変動に対し
て適切な値に設定されるので、電源電圧が変動しても確
実にマグネトロンの発振判定ができ、マグネトロン駆動
用電源の高圧回路に過大な電圧責務を印加することを防
止することができる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS In the invention described in claim 1, the series connection body of the first and second semiconductor switch elements capable of reverse conduction and the series connection body of the first and second diodes are connected in parallel. , First and second capacitors are respectively connected in parallel to the first and second diodes, and the first and second capacitors are connected.
A series circuit of a commercial power source and a primary winding of a high-voltage transformer is connected between a connection point of the semiconductor switch element capable of reverse conduction and a connection point of the first and second diodes, and a secondary winding of the high-voltage transformer is connected. The output of the wire has a drive circuit for energizing the magnetron via a high voltage rectifier circuit to drive the first and second semiconductor switch elements, the drive circuit including the first circuit.
And the second semiconductor switch element is complementarily driven, and the drive circuit has an oscillation detector for detecting the oscillation of the magnetron. The oscillation detector is a magnetron.
The input current of the non-oscillation period and the state when oscillation is possible
Oscillation is detected due to the difference and even if the voltage of the commercial power supply fluctuates
Determines whether the magnetron has transitioned to the oscillation state
It is possible to change the reference value for determining whether or not the magnetron has transited to the oscillation state according to the voltage of the commercial power source, so that the oscillation determination reference value of the magnetron is the voltage of the commercial power source. Since it is set to an appropriate value against fluctuations, it is possible to reliably determine the oscillation of the magnetron even if the power supply voltage fluctuates, and prevent applying excessive voltage duty to the high voltage circuit of the magnetron driving power supply. it can.
【0017】請求項2に記載の発明は、特に、請求項1
に記載の発振検知部がマグネトロンの発振を判定する基
準値は商用電源が定格電圧の時に極大となり前記商用電
源の電圧が定格電圧に対して増減した場合は基準値を減
ずる構成とすることによって、マグネトロンの発振判定
基準値が商用電源の電圧変動に対して適切な値に設定さ
れるので、電源電圧が変動しても確実にマグネトロンの
発振判定ができ、マグネトロン駆動用電源の高圧回路に
過大な電圧責務を印加することを防止することができ
る。The invention as defined in claim 2 is particularly defined by claim 1.
The reference value for determining the oscillation of the magnetron by the oscillation detection unit described in (2) is maximized when the commercial power supply is at the rated voltage, and by reducing the reference value when the voltage of the commercial power supply increases or decreases with respect to the rated voltage, Since the reference value for oscillation of the magnetron is set to an appropriate value for the voltage fluctuation of the commercial power supply, the oscillation of the magnetron can be reliably judged even if the power supply voltage fluctuates, and there is an excessive voltage in the high voltage circuit of the magnetron drive power supply. It is possible to prevent application of voltage duty.
【0018】請求項3に記載の発明は、特に、請求項2
に記載の発振検知部がマグネトロンの発振を判定する基
準値に下限値を設定する構成とすることにより、過度に
低い電源電圧や過度に高い電源電圧に対しては発振判定
をしなくなるので、異常な電源電圧に対してマグネトロ
ン駆動用電源が大電力で動作することを防止でき、イン
バータ回路に過度な電圧および電流責務が印加すること
を防止することができる。The invention described in claim 3 is particularly characterized by claim 2.
By configuring the oscillation detection unit described in 1) to set the lower limit value to the reference value for determining the oscillation of the magnetron, it will not perform oscillation determination for excessively low power supply voltage or excessively high power supply voltage, so abnormal It is possible to prevent the magnetron driving power supply from operating with a large power for various power supply voltages, and to prevent excessive voltage and current duty from being applied to the inverter circuit.
【0019】請求項4に記載の発明は、特に、請求項1
から3のいずれか1項に記載のマグネトロン駆動用電源
に商用電源の電圧を検出する電源電圧検知部を設け、発
振検知部は商用電源の電圧が変動しても確実にマグネト
ロンが発振状態に遷移したか否かを判定することが可能
となるべく、前記電源電圧検知部の出力信号に応じてマ
グネトロンの発振を判定する基準値を変化させる構成と
することにより、マグネトロンの発振判定基準値が商用
電源の電圧変動に対して適切な値に設定されるので、電
源電圧が変動しても確実にマグネトロンの発振判定がで
き、マグネトロン駆動用電源の高圧回路に過大な電圧責
務を印加することを防止することができる。The invention described in claim 4 is particularly
4. The magnetron driving power source according to any one of 1 to 3 is provided with a power supply voltage detection unit that detects the voltage of the commercial power supply , and the oscillation detection unit reliably operates even if the voltage of the commercial power supply fluctuates.
It is possible to determine whether Ron has transitioned to the oscillation state
As much as possible, by changing the reference value for judging the oscillation of the magnetron according to the output signal of the power supply voltage detection unit, the oscillation judgment reference value of the magnetron becomes an appropriate value for the voltage fluctuation of the commercial power supply. Since the setting is made, it is possible to surely determine the oscillation of the magnetron even if the power supply voltage changes, and it is possible to prevent an excessive voltage duty from being applied to the high voltage circuit of the power supply for driving the magnetron.
【0020】請求項5に記載の発明は、特に、請求項4
に記載の電源電圧検知部を第1および第2のコンデンサ
の直列接続体の電圧を検出するよう構成することによ
り、マグネトロン駆動用電源が停止時に商用電源の電圧
に応じた電圧を検出することができ、マグネトロンの発
振判定基準値が商用電源の電圧変動に対して適切な値に
設定されるので、電源電圧が変動しても確実にマグネト
ロンの発振判定ができ、マグネトロン駆動用電源の高圧
回路に過大な電圧責務を印加することを防止することが
できる。The invention described in claim 5 is particularly characterized by claim 4.
By configuring the power supply voltage detection unit described in 1 above to detect the voltage of the series connection body of the first and second capacitors, it is possible to detect the voltage according to the voltage of the commercial power supply when the magnetron driving power supply is stopped. Since the reference value for oscillation of the magnetron is set to an appropriate value for fluctuations in the voltage of the commercial power supply, the oscillation of the magnetron can be reliably judged even when the power supply voltage fluctuates, and the high voltage circuit of the magnetron drive power supply can be used. It is possible to prevent application of excessive voltage duty.
【0021】請求項6に記載の発明は、特に、請求項1
から5のいずれか1項に記載のマグネトロン駆動用電源
に計時手段を設け所定時間以内にマグネトロンの発振を
検出できない場合は再起動する構成とすることにより、
高圧回路に継続的に高電圧が印加し続けることをなくす
ことができる。The invention as defined in claim 6 is particularly characterized by claim 1.
5. The magnetron driving power source according to any one of 1 to 5 above is provided with a clocking means to restart when the oscillation of the magnetron cannot be detected within a predetermined time,
It is possible to prevent continuous application of high voltage to the high voltage circuit.
【0022】請求項7に記載の発明は、特に、請求項6
のマグネトロン駆動用電源に計数手段を設けマグネトロ
ン駆動用電源が再起動を所定回数以上繰り返そうとした
場合は動作を停止する構成とすることにより、再起動が
所定回数以下に制限されるので、マグネトロンの異常や
電源電圧の異常を検出することができ、マグネトロン駆
動用電源に異常に高い電圧や大電流が印加することを防
止することができる。The invention according to claim 7 is particularly characterized by claim 6.
When the magnetron driving power supply is provided with counting means and the operation is stopped when the magnetron driving power supply tries to repeat restarting a predetermined number of times or more, restarting is limited to a predetermined number of times or less. It is possible to detect an abnormality and an abnormality in the power supply voltage, and it is possible to prevent an abnormally high voltage or large current from being applied to the magnetron driving power supply.
【0023】[0023]
【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
しながら説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0024】(実施例1)
本発明の第1の実施例について図1から図5を用いて説
明する。図1は本発明のマグネトロン駆動用電源の第1
の実施例を示す回路図である。第1、第2の半導体スイ
ッチ素子20、21の直列接続体と第1、第2のダイオ
ード22、23の直列接続体を並列接続し、第1、第2
のダイオード22、23に各々並列に第1、第2のコン
デンサ24、25を接続するとともに半導体スイッチ素
子20、21の接続点とダイオード22、23の接続点
間に商用電源1と高圧トランス26の直列回路を接続す
る構成となっている。高圧トランス26の2次巻線出力
は高圧整流回路7に接続されマグネトロン8に直流高電
圧を印加する。マグネトロン8はこの直流高電圧によっ
て付勢され2.45GHzの電波を発生する。なお本実
施例では第1、第2の半導体スイッチ素子は順方向に導
通するIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)
とこれと逆並列に接続したダイオードにて記載している
が、MOSFETのように素子内部にダイオードを構成
したような素子を用いても適用可能であることは言うま
でもない。駆動回路27は第1の半導体スイッチング素
子20、および第2の半導体スイッチング素子21を所
定のデッドタイムを持って相補的に駆動するように其々
の半導体スイッチング素子に駆動信号を与える。(Embodiment 1) A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 5. FIG. 1 shows a first magnetron driving power source of the present invention.
3 is a circuit diagram showing an embodiment of FIG. A series connection body of the first and second semiconductor switching elements 20 and 21 and a series connection body of the first and second diodes 22 and 23 are connected in parallel, and the first and second
The first and second capacitors 24 and 25 are connected in parallel to the diodes 22 and 23, respectively, and the commercial power source 1 and the high voltage transformer 26 are connected between the connection points of the semiconductor switch elements 20 and 21 and the diodes 22 and 23. It is configured to connect a series circuit. The secondary winding output of the high voltage transformer 26 is connected to the high voltage rectifier circuit 7 and applies a high DC voltage to the magnetron 8. The magnetron 8 is energized by this high DC voltage and generates a radio wave of 2.45 GHz. In this embodiment, the first and second semiconductor switching devices are IGBTs (insulated gate bipolar transistors) that conduct in the forward direction.
However, it is needless to say that the present invention is also applicable to the case where an element such as a MOSFET having a diode inside is used. The drive circuit 27 gives a drive signal to the respective semiconductor switching elements so as to complementarily drive the first semiconductor switching element 20 and the second semiconductor switching element 21 with a predetermined dead time.
【0025】図2はインバータ回路の各期間における電
流が流れる経路を示した図であり、図3はそれに対応し
た動作波形図である。商用電源1の極性が図示の状態で
半導体スイッチ素子21がオンの状態から説明をはじめ
る。この状態では図2(a)に示すように商用電源1→
高圧トランス26の1次巻線→半導体スイッチ素子21
→ダイオード23の経路で電流が流れ、図3(a)の期
間のI21に示す電流が半導体スイッチ素子21および
高圧トランス26の1次巻線に電流が流れることによっ
て高圧トランス26の1次巻線にエネルギーを蓄積す
る。半導体スイッチ素子21を所定の時間でオフすると
高圧トランス26の1次巻線電流は同じ方向に流れ続け
ようとするので今度は図2(b)に示すごとく商用電源
1→高圧トランス26の1次巻線→半導体スイッチ素子
20の並列ダイオード→コンデンサ24の経路で高圧ト
ランス26の1次巻線に蓄えたエネルギーをコンデンサ
24に充電する。この動作によってコンデンサ24には
商用電源1の電圧を昇圧した電圧が蓄えられる。高圧ト
ランス26の1次巻線に蓄えたエネルギーをすべて放出
すると図2(c)の経路が形成され今度はコンデンサ2
4に充電したエネルギーをコンデンサ24→半導体スイ
ッチ素子20→高圧トランス26の1次巻線→商用電源
1の経路で取り出す。そして半導体スイッチ素子20を
所定の時間でオフすると高圧トランス26の1次巻線は
同じ方向に電流を流し続けようとするので図2(d)の
ように高圧トランス26の1次巻線→商用電源1→コン
デンサ25→半導体スイッチ素子21の並列ダイオード
の経路で電流が流れる。商用電源1の電圧極性が図示と
逆極性の場合は半導体スイッチ素子20、21とダイオ
ード22、23とコンデンサ24、25の動作がそれぞ
れ入れ替わるだけで同様の動作をする。FIG. 2 is a diagram showing a path through which a current flows in each period of the inverter circuit, and FIG. 3 is an operation waveform diagram corresponding thereto. The description starts from the state in which the semiconductor switch element 21 is turned on with the polarity of the commercial power supply 1 being shown. In this state, as shown in FIG.
Primary winding of high-voltage transformer 26-> semiconductor switch element 21
→ A current flows through the path of the diode 23, and the current indicated by I21 in the period of FIG. 3A flows through the semiconductor switch element 21 and the primary winding of the high voltage transformer 26, so that the primary winding of the high voltage transformer 26. Store energy in. When the semiconductor switch element 21 is turned off for a predetermined time, the primary winding current of the high voltage transformer 26 tries to continue flowing in the same direction, and this time, as shown in FIG. 2B, the commercial power source 1 → the primary of the high voltage transformer 26. The energy stored in the primary winding of the high-voltage transformer 26 is charged in the capacitor 24 along the path of winding → parallel diode of the semiconductor switching element 20 → capacitor 24. By this operation, the voltage obtained by boosting the voltage of the commercial power supply 1 is stored in the capacitor 24. When all the energy stored in the primary winding of the high-voltage transformer 26 is released, the path shown in FIG.
The energy charged in No. 4 is taken out through the path of capacitor 24 → semiconductor switch element 20 → primary winding of high-voltage transformer 26 → commercial power supply 1. Then, when the semiconductor switching device 20 is turned off for a predetermined time, the primary winding of the high voltage transformer 26 tries to keep the current flowing in the same direction. Therefore, as shown in FIG. A current flows through the parallel diode path of the power supply 1 → capacitor 25 → semiconductor switch element 21. When the voltage polarity of the commercial power supply 1 is opposite to that shown in the figure, the semiconductor switch elements 20, 21, the diodes 22, 23, and the capacitors 24, 25 are replaced with each other to perform the same operation.
【0026】上記の動作においてコンデンサ24、25
は半導体スイッチ素子20、21のオンオフによって高
圧トランス26の1次巻線に高周波電流を発生させるイ
ンバータ動作と商用電源1の電圧に対して昇圧した電圧
をコンデンサ24、25に発生させる動作を兼用できる
ような容量に設計され、コンデンサ24、25の容量は
相等しい容量で構成されている。この結果商用電源1の
電圧極性が図示の場合はコンデンサ24に商用電源1の
電圧を昇圧した電圧を蓄え、反対に商用電源1の電圧極
性が図示とは逆極性の場合はコンデンサ25に商用電源
1の電圧を昇圧した電圧を蓄える動作をする。したがっ
て商用電源1の電圧極性によらずコンデンサ24、25
に発生する電圧を等しくすることができるので商用電源
1の電流は正負対称な波形とすることができる。そし
て、このような動作を継続することで商用電源1の周期
に対してコンデンサ24、25の電圧波形は商用電源1
の電圧極性に応じて昇圧した電圧を発生する。このため
高圧トランス26の1次巻線に流れる電流の包絡線波形
はV26(Lp)に示すような波形となる。この電圧を
高圧トランス26は昇圧してマグネトロン8に印加する
のでマグネトロン8に印加する電圧はV8のような波形
を示し、常に発振電圧VAK(TH)以上の電圧を維持
することが可能となる。この結果入力電流I1は商用電
源1のいずれの期間においても電流を流すことができ、
力率の改善、高調波の抑制を実現することができる。In the above operation, the capacitors 24 and 25
Can perform both an inverter operation for generating a high frequency current in the primary winding of the high voltage transformer 26 by turning on / off the semiconductor switching elements 20 and 21, and an operation for generating a voltage boosted with respect to the voltage of the commercial power source 1 in the capacitors 24 and 25. The capacitors 24 and 25 are designed to have the same capacitance, and the capacitors 24 and 25 have the same capacitance. As a result, when the voltage polarity of the commercial power supply 1 is shown, the voltage obtained by boosting the voltage of the commercial power supply 1 is stored in the capacitor 24. On the contrary, when the voltage polarity of the commercial power supply 1 is opposite to that shown in the figure, the commercial power supply is stored in the capacitor 25. It operates to store the voltage obtained by boosting the voltage of 1. Therefore, regardless of the voltage polarity of the commercial power source 1, the capacitors 24, 25
Since the voltages generated at 1 and 2 can be made equal, the current of the commercial power source 1 can have a positive and negative symmetrical waveform. Then, the voltage waveform of the capacitor 24 and 25 with respect to the period of the commercial power supply 1 by continuing this operation is a commercial power supply 1
Generates a boosted voltage according to the voltage polarity of. Therefore, the envelope waveform of the current flowing through the primary winding of the high voltage transformer 26 has a waveform as shown by V26 (Lp). Since this voltage is boosted by the high voltage transformer 26 and applied to the magnetron 8, the voltage applied to the magnetron 8 has a waveform like V8, and it is possible to always maintain a voltage equal to or higher than the oscillation voltage VAK (TH). As a result, the input current I1 can flow in any period of the commercial power supply 1,
It is possible to improve the power factor and suppress harmonics.
【0027】また、図3において期間(a)から(b)
へ移行する際ダイオード23をカットオフする動作にな
るが電流経路として半導体スイッチ素子21が直列に接
続されているので電流の遮断は半導体スイッチ素子21
が行うことになりダイオード23のスイッチングスピー
ドは要求されない。また、オフ時にダイオード23に印
加する電圧は零であるのでターンオフ時のスイッチング
損失はまったく生じない。したがってダイオード22、
23の設計としては順方向オン電圧VFを重視した設計
で導通時の損失を重点的に抑制するように設計すること
が可能となり、ダイオード22、23の小形化と同時に
ダイオード22、23を冷却する構成の簡素化を図るこ
とが容易となる。特に電子レンジで用いるようなマグネ
トロン駆動用電源は1000W以上の高電力を扱うので
インバータ回路の電流は40Aから50A程度の非常に
大きな電流レベルとなりダイオード22、23の設計を
順方向オン電圧VFを重視して導通損失を低減すること
はインバータ回路の効率向上に有益である。このためイ
ンバータ回路のトータルの電力損失をきわめて低く抑え
ることができ、効率の高いマグネトロン駆動用電源を実
現することができる。Further, in FIG. 3, periods (a) to (b)
The operation is such that the diode 23 is cut off at the time of shifting to, but since the semiconductor switching element 21 is connected in series as a current path, the current is cut off.
Therefore, the switching speed of the diode 23 is not required. Further, since the voltage applied to the diode 23 at the time of turning off is zero, no switching loss occurs at the time of turning off. Therefore, the diode 22,
As the design of 23, it is possible to design so as to focus on the loss during conduction by designing with emphasis on the forward ON voltage VF, and the diodes 22 and 23 are cooled at the same time as the diodes 22 and 23 are downsized. It is easy to simplify the configuration. In particular, a magnetron driving power source used in a microwave oven handles a high power of 1000 W or more, so the current of the inverter circuit becomes a very large current level of about 40 A to 50 A, and the forward ON voltage VF is important in designing the diodes 22 and 23. It is useful to improve the efficiency of the inverter circuit by reducing the conduction loss. Therefore, the total power loss of the inverter circuit can be suppressed to a very low level, and a highly efficient magnetron driving power source can be realized.
【0028】このように本実施例のマグネトロン駆動用
電源においては従来例で示した回路とは全く異なった回
路動作によってダイオード22、23の設計を順方向オ
ン電圧VF重視の設計とすることが可能となりダイオー
ド22、23の損失を極小化しマグネトロン駆動用電源
全体の電力変換効率を向上している。この効果はコンデ
ンサ24、25がインバータ動作とコンデンサ24、2
5に商用電源1の電圧を昇圧した電圧を加える動作を兼
用することによって発揮される本発明における特有の効
果であり、従来例にて挙げた特開平10−271846
の構成とは異なったコンデンサの回路機能と回路動作に
よって実現されるものである。As described above, in the magnetron driving power source of this embodiment, the diodes 22 and 23 can be designed with the emphasis on the forward ON voltage VF by the circuit operation which is completely different from the circuit shown in the conventional example. The loss of the diodes 22 and 23 is minimized to improve the power conversion efficiency of the magnetron driving power source as a whole. The effect is that the capacitors 24 and 25 are operated by the inverter and the capacitors 24 and 25.
5 is a unique effect in the present invention exhibited by also performing the operation of applying the voltage obtained by boosting the voltage of the commercial power supply 1 to 5, and is disclosed in the conventional example.
It is realized by a circuit function and a circuit operation of a capacitor different from the configuration of.
【0029】図4は本実施例のマグネトロン駆動用電源
において動作開始からマグネトロンが発振可能となるま
での期間におけるマグネトロンにかかる電圧Vakおよ
びマグネトロンのカソードの温度の時間変化を示した図
である。マグネトロンのカソードは昇圧トランスに設け
られたヒータ巻線から電力供給を受けて、温度上昇しカ
ソードから熱電子を安定に放出できる温度まで上昇す
る。一般にこの温度は1900Kから2100K程度で
あり、ヒータ巻線はこの温度に相当した電力をカソード
に供給するように設計されている。図5は商用電源の電
圧が変動した場合において昇圧トランスの1次巻線の発
生電圧を一定とした場合でのマグネトロンが非発振の期
間と発振可能な状態になった時の入力電流の差異を示し
た図である。この図を見てわかるように商用電源の電圧
が定格電圧付近ではマグネトロンが非発振の状態と発振
可能な状態とで入力電流の差が大きく発振を検出する基
準値の設定は比較的容易に設定することができる。しか
しながら、定格電圧から外れた電圧においてはこの入力
電流の差があまりない。従って、商用電源の電圧によら
ず一定の入力電流でマグネトロンの発振を検出するよう
に構成すると定格電圧から外れた電圧ではマグネトロン
が発振できる状態まで遷移していないにもかかわらず発
振したと判定したり、マグネトロンはすでに発振可能な
状態に遷移しているにもかかわらず発振していないと判
定するケースが発生する。しかしながら、本発明におい
てはマグネトロンが発振したと判定する基準値を商用電
源の電圧に応じて変化させ、其々の電圧において適切な
基準値となるようにしているので商用電源の電圧が変動
しても確実にマグネトロンが発振状態に遷移したか否か
を判定することが可能となる。FIG. 4 is a diagram showing changes with time in the voltage Vak applied to the magnetron and the temperature of the cathode of the magnetron in the period from the start of operation to the time when the magnetron can oscillate in the power source for driving the magnetron of this embodiment. The cathode of the magnetron receives power from the heater winding provided in the step-up transformer and its temperature rises to a temperature at which thermoelectrons can be stably emitted from the cathode. Generally, this temperature is about 1900K to 2100K, and the heater winding is designed to supply electric power corresponding to this temperature to the cathode. Figure 5 shows the difference between the input current when the magnetron is in the non-oscillating period and when it is ready to oscillate when the voltage generated by the primary winding of the step-up transformer is constant when the voltage of the commercial power supply fluctuates. It is the figure shown. As can be seen from this figure, when the commercial power supply voltage is near the rated voltage, the difference in input current between the non-oscillation state and the oscillating state of the magnetron is large, and it is relatively easy to set the reference value to detect oscillation. can do. However, there is not much difference in this input current when the voltage deviates from the rated voltage. Therefore, if it is configured to detect the oscillation of the magnetron with a constant input current regardless of the voltage of the commercial power supply, it is determined that the voltage has deviated from the rated voltage even though the magnetron has not transitioned to a state where it can oscillate. In some cases, it is determined that the magnetron is not oscillating even though it has already transitioned to an oscillating state. However, in the present invention, the reference value for determining that the magnetron has oscillated is changed according to the voltage of the commercial power source, and the appropriate reference value is set for each voltage, so the voltage of the commercial power source fluctuates. It is also possible to reliably determine whether or not the magnetron has transitioned to the oscillation state.
【0030】(実施例2)
本発明の第2の実施例について図6から図8を用いて説
明する。図6は本実施例の回路図を示す図である。前述
の実施例1と同一符号の構成要素は同一の作用を持つも
のであり、ここではその動作の詳細については省略す
る。29は電源電圧検知部であり、第1および第2のコ
ンデンサの直列接続体の出力電圧を検出するように構成
されている。電源電圧検知部29はこの検出電圧に基づ
いて発振検知部28に信号を送信し、発振検知部28は
電源電圧検知部29からの信号に基づいてマグネトロン
8が発振したか否かを判定する基準値を変化させるよう
に働く。ここで、商用電源1の電圧と第1および第2の
コンデンサの直列接続体の出力電圧は図7に示すよう
に、マグネトロン駆動用電源が停止しているときは必ず
V2=2×V1
V1:商用電源の電圧の最大値
V2:第1および第2のコンデンサの直列接続体の出力
電圧
なる関係となっている。これは第1および第2の半導体
スイッチ素子20、21がオフ状態でインバータ回路が
停止している状態では第1および第2のコンデンサ2
4、25と第1および第2の半導体スイッチ素子20、
21に逆並列に接続されたダイオード22、23によっ
て商用電源1の電圧を倍電圧整流する構成となるからで
ある。従って、第1および第2のコンデンサ24、25
の直列接続体の出力電圧を検出することによって商用電
源の電圧変動を忠実に検出することが可能となる。そし
て、発振検知部28は電源電圧検知部29の検知電圧に
応じてマグネトロン8が発振したと判定する基準値を図
8のように変化させる。この結果、其々の電圧において
適切な基準値となるようにしているので商用電源1の電
圧が変動しても確実にマグネトロン8が発振状態に遷移
したか否かを判定することが可能となる。(Second Embodiment) A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 6 to 8. FIG. 6 is a diagram showing a circuit diagram of this embodiment. The constituent elements having the same reference numerals as those in the first embodiment have the same operation, and the detailed operation thereof will be omitted here. Reference numeral 29 is a power supply voltage detection unit, which is configured to detect the output voltage of the series connection body of the first and second capacitors. The power supply voltage detection unit 29 transmits a signal to the oscillation detection unit 28 based on the detected voltage, and the oscillation detection unit 28 determines whether or not the magnetron 8 oscillates based on the signal from the power supply voltage detection unit 29. Works to change the value. Here, the voltage of the commercial power source 1 and the output voltage of the series connection body of the first and second capacitors are always V2 = 2 × V1 V1: when the magnetron driving power source is stopped, as shown in FIG. The maximum value V2 of the voltage of the commercial power source is the output voltage of the series connection body of the first and second capacitors. This is because when the first and second semiconductor switching elements 20 and 21 are off and the inverter circuit is stopped, the first and second capacitors 2 are
4, 25 and the first and second semiconductor switch elements 20,
This is because the diodes 22 and 23 connected in anti-parallel to 21 double-rectify the voltage of the commercial power supply 1. Therefore, the first and second capacitors 24, 25
By detecting the output voltage of the serially connected body, it is possible to faithfully detect the voltage fluctuation of the commercial power supply. Then, the oscillation detection unit 28 changes the reference value for determining that the magnetron 8 has oscillated according to the detection voltage of the power supply voltage detection unit 29, as shown in FIG. As a result, since appropriate reference values are set for the respective voltages, it is possible to reliably determine whether or not the magnetron 8 has transited to the oscillation state even if the voltage of the commercial power supply 1 changes. .
【0031】(実施例3)
本発明の第3の実施例について図9から11を用いて説
明する。図9は本実施例のマグネトロン駆動用電源の回
路図である。前述までの実施例1、2と同一の符号を付
した構成要素は同一の作用を有するものであり、ここで
はその詳細な動作の説明については割愛する。本実施例
では電源電圧検知部は商用電源と昇圧トランスの1次巻
線の接続部から信号を検出する構成となっている。この
接続点の電圧は図10に示すように商用電源の正極或い
は負極に一方の極性の時には商用電源と同一の電圧を出
力する。本実施例では電源電圧の極性を判定する電源極
性判定手段をも有しており、電源電圧検知部は電源極性
判定手段が商用電源の極性を正極であると判定している
期間のみ電圧を検出し、商用電源の電圧を測定するよう
構成されている。また、発振検知部は電源電圧検知部の
検知電圧に応じてマグネトロンが発振したと判定する基
準値を図11のように変化させる。この結果、其々の電
圧において適切な基準値となるようにしているので商用
電源の電圧が変動しても確実にマグネトロンが発振状態
に遷移したか否かを判定することが可能となる。(Embodiment 3) A third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 9 to 11. FIG. 9 is a circuit diagram of the magnetron driving power source of this embodiment. The components denoted by the same reference numerals as those in the first and second embodiments described above have the same operation, and the detailed description of the operation will be omitted here. In this embodiment, the power supply voltage detection unit is configured to detect a signal from the connection between the commercial power supply and the primary winding of the step-up transformer. As shown in FIG. 10, the voltage at this connection point outputs the same voltage as the commercial power source when the polarity is one of the positive and negative polarities of the commercial power source. The present embodiment also has a power supply polarity determination means for determining the polarity of the power supply voltage, and the power supply voltage detection portion detects the voltage only during the period when the power supply polarity determination means determines that the polarity of the commercial power supply is positive. However, it is configured to measure the voltage of the commercial power supply. Further, the oscillation detection unit changes the reference value for determining that the magnetron has oscillated according to the detection voltage of the power supply voltage detection unit, as shown in FIG. As a result, since the appropriate reference value is set for each voltage, it is possible to reliably determine whether or not the magnetron has transitioned to the oscillation state even if the voltage of the commercial power supply fluctuates.
【0032】(実施例4)
本発明の第4の実施例について図12を用いて説明す
る。図12は本実施例のマグネトロン駆動用電源の回路
図である。前述までの実施例1、2および3と同一の符
号を付した構成要素は同一の作用を有するものでありこ
こでは詳細な説明は割愛する。ここで31は計時手段で
あり、インバータ回路が動作を開始し、半導体スイッチ
素子にゲート信号が発生し始めてからの時間を計測す
る。インバータ回路が動作し始めてから一定時間を過ぎ
ても発振検知部からマグネトロンの発振を判定したとい
う信号が送られてこないとインバータ回路を一旦停止さ
せ、所定の時間遅延して再起動させるように機能する。
また、計数手段32は計時手段31が再起動を指令した
回数をカウントし、一定回数以上再起動した場合はイン
バータ回路を停止させて再起動が過からないように計数
手段32は作用する。この結果、電源電圧が定格電圧に
対して異常に高い場合や低い場合にマグネトロンの発振
を検出できなくても高圧回路に継続的に高電圧が印加す
ることを防止することができる。(Embodiment 4) A fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 12 is a circuit diagram of the magnetron driving power source of this embodiment. The components designated by the same reference numerals as those in the first, second, and third embodiments described above have the same operation, and a detailed description thereof will be omitted here. Here, 31 is a time measuring means, which measures the time from when the inverter circuit starts to operate and the gate signal starts to be generated in the semiconductor switch element. Function to stop the inverter circuit once and restart it after a predetermined time unless the signal that the oscillation detection section has determined that the magnetron oscillation has been sent has been sent even after a certain time has passed since the inverter circuit started operating. To do.
Further, the counting means 32 counts the number of times the restarting is commanded by the timing means 31, and when restarting a certain number of times or more, the counting means 32 operates so that the inverter circuit is stopped and the restarting is not excessive. As a result, it is possible to prevent the high voltage from being continuously applied to the high voltage circuit even when the oscillation of the magnetron cannot be detected when the power supply voltage is abnormally higher or lower than the rated voltage.
【0033】[0033]
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、マグネ
トロンのような非線形な特性をもつ負荷であっても商用
電源の略全域にわたり入力電流を流すことができるとと
もに電子レンジのような高い変換電力を扱う機器におい
てもインバータ回路の発生損失を抑制することができ高
効率のマグネトロン駆動用電源を実現することができる
とともに、商用電源の電圧が変動してもマグネトロンが
発振状態に遷移したか否かを確実に判定することがで
き、特に高圧回路に過度な高電圧を継続的に印加するこ
とを防止することができる。As described above, according to the present invention, even a load having a non-linear characteristic such as a magnetron can pass an input current over substantially the entire area of a commercial power source and has a high level like a microwave oven. Even in equipment that handles converted power, it is possible to suppress the loss generated in the inverter circuit and realize a highly efficient power supply for driving the magnetron, and whether the magnetron transits to the oscillation state even if the voltage of the commercial power supply fluctuates. Whether or not it can be reliably determined, and in particular, continuous application of excessive high voltage to the high voltage circuit can be prevented.
【図1】本発明の実施例1におけるマグネトロン駆動用
電源を示す回路図FIG. 1 is a circuit diagram showing a magnetron driving power source according to a first embodiment of the present invention.
【図2】同マグネトロン駆動用電源のインバータ回路の
各期間における電流が流れる経路を示した図FIG. 2 is a diagram showing a path through which a current flows in each period of the inverter circuit of the magnetron driving power supply.
【図3】同マグネトロン駆動用電源のインバータ回路の
動作波形図FIG. 3 is an operation waveform diagram of an inverter circuit of the power supply for driving the magnetron.
【図4】同マグネトロン駆動用電源の起動時におけるマ
グネトロンにかかる電圧Vakとカソード温度の変化を
示す図FIG. 4 is a diagram showing changes in the voltage Vak applied to the magnetron and the cathode temperature when the magnetron driving power source is started.
【図5】同マグネトロン駆動用電源において商用電源の
電圧変動に対するマグネトロンが非発振状態と発振状態
での入力電流の変化を示す図FIG. 5 is a diagram showing changes in the input current in the non-oscillation state and the oscillation state of the magnetron with respect to the voltage fluctuation of the commercial power source in the magnetron driving power source.
【図6】本発明の実施例2におけるマグネトロン駆動用
電源を示す回路図FIG. 6 is a circuit diagram showing a magnetron driving power supply according to a second embodiment of the present invention.
【図7】同マグネトロン駆動用電源における商用電源の
電圧と第1および第2のコンデンサの直列接続体の出力
電圧の関係を示す図FIG. 7 is a diagram showing a relationship between a voltage of a commercial power source and an output voltage of a series connection body of first and second capacitors in the magnetron driving power source.
【図8】同マグネトロン駆動用電源において商用電源の
電圧変動に対するマグネトロンが非発振状態と発振状態
での入力電流の変化を示す図FIG. 8 is a diagram showing a change in the input current in the magnetron driving power supply in the non-oscillation state and the oscillation state of the magnetron with respect to the voltage fluctuation of the commercial power supply.
【図9】本発明の実施例3におけるマグネトロン駆動用
電源を示す回路図FIG. 9 is a circuit diagram showing a magnetron driving power supply according to a third embodiment of the present invention.
【図10】同マグネトロン駆動用電源において商用電源
と電源電圧検知部の検知電圧の関係を示す図FIG. 10 is a diagram showing a relationship between a commercial power supply and a detection voltage of a power supply voltage detection unit in the magnetron driving power supply.
【図11】同マグネトロン駆動用電源において商用電源
の電圧変動に対するマグネトロンが非発振状態と発振状
態での入力電流の変化を示す図FIG. 11 is a diagram showing changes in the input current in the magnetron non-oscillating state and the oscillating state with respect to the voltage fluctuation of the commercial power source in the magnetron driving power source.
【図12】本発明の実施例4におけるマグネトロン駆動
用電源を示す回路図FIG. 12 is a circuit diagram showing a magnetron driving power source according to a fourth embodiment of the present invention.
【図13】従来のマグネトロン駆動用電源を示す回路図FIG. 13 is a circuit diagram showing a conventional magnetron driving power supply.
【図14】同マグネトロン駆動用電源の動作波形図FIG. 14 is an operation waveform diagram of the magnetron driving power supply.
【図15】従来のマグネトロン駆動用電源におけるマグ
ネトロンの動作特性図FIG. 15 is an operating characteristic diagram of the magnetron in the conventional power supply for driving the magnetron.
【図16】アクティブフィルタ回路を追加した従来のマ
グネトロン駆動用電源の回路図FIG. 16 is a circuit diagram of a conventional magnetron driving power supply to which an active filter circuit is added.
【図17】同マグネトロン駆動用電源の動作波形図FIG. 17 is an operation waveform diagram of the magnetron driving power supply.
【図18】特開平10−271846号公報にて公開さ
れた電源装置の回路図FIG. 18 is a circuit diagram of a power supply device disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 10-271846.
【図19】同電源装置の各動作モードにおける電流経路
を示す回路図FIG. 19 is a circuit diagram showing a current path in each operation mode of the power supply device.
【図20】同電源装置の動作波形図FIG. 20 is an operation waveform diagram of the power supply device.
1 商用電源 7 高圧整流回路 8 マグネトロン 20 第1の半導体スイッチ素子 21 第2の半導体スイッチ素子 22 第1のダイオード 23 第2のダイオード 24 第1のコンデンサ 25 第2のコンデンサ 26 高圧トランス 27 駆動回路 28 発振判定部 29 電源電圧検知部 30 電源極性判定手段 31 計時手段 32 計数手段 1 Commercial power supply 7 High voltage rectifier circuit 8 magnetron 20 First semiconductor switch element 21 Second semiconductor switch element 22 First diode 23 Second diode 24 First capacitor 25 Second capacitor 26 high voltage transformer 27 Drive circuit 28 Oscillation judging section 29 Power supply voltage detector 30 Power supply polarity determination means 31 Timekeeping means 32 counting means
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 末永 治雄 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 石崎 恵美子 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 守屋 英明 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平8−280173(JP,A) 特開 平4−32191(JP,A) 特開 平7−135076(JP,A) 特開 平2−268709(JP,A) 特開 昭55−130093(JP,A) 特開2002−110337(JP,A) 特開2002−110338(JP,A) 特開2002−270361(JP,A) 特開2002−272100(JP,A) 特開2002−272118(JP,A) 特開2002−280161(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H05B 6/66 H02M 3/28 H02M 7/12 H05B 6/12 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Haruo Suenaga 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Emiko Ishizaki 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Inventor Hideaki Moriya 1006, Kadoma, Kadoma-shi, Osaka Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (56) Reference JP-A-8-280173 (JP, A) JP-A-4-32191 (JP, A) JP-A-7-135076 (JP, A) JP-A-2-268709 (JP, A) JP-A-55-130093 (JP, A) JP-A-2002-110337 (JP, A) JP-A-2002-110338 (JP , A) JP 2002-270361 (JP, A) JP 2002-272100 (JP, A) JP 2002-272118 (JP, A) JP 2002-280161 (JP, A) (58) Fields investigated ( Int.Cl. 7 , DB name) H05B 6/66 H02M 3/28 H02 M 7/12 H05B 6/12
Claims (7)
イッチ素子の直列接続体と、第1および第2のダイオー
ドの直列接続体を並列接続し、前記第1および第2のダ
イオードに各々並列に第1と第2のコンデンサを接続
し、前記第1および第2の逆導通可能な半導体スイッチ
素子の接続点と、前記第1および第2のダイオードの接
続点間に商用電源と高圧トランスの1次巻線の直列回路
を接続し、前記高圧トランスの2次巻線の出力は高圧整
流回路を介してマグネトロンを付勢し、前記第1および
第2の半導体スイッチ素子を駆動する駆動回路を有し、
前記駆動回路は前記第1および第2の半導体スイッチ素
子を相補的に駆動するとともに前記駆動回路は前記マグ
ネトロンの発振を検知する発振検知部を有し、前記発振
検知部はマグネトロンが非発振の期間と発振可能な状態
になった時の入力電流の差異によって発振を検知し商用
電源の電圧が変動しても確実にマグネトロンが発振状態
に遷移したか否かを判定することが可能となるべく、前
記商用電源の電圧に応じて前記マグネトロンが発振状態
に遷移したかどうかを判定する基準値を変化させる構成
としたマグネトロン駆動用電源。1. A series connection body of first and second semiconductor switch elements capable of reverse conduction and a series connection body of first and second diodes are connected in parallel, and are respectively connected to the first and second diodes. A first and a second capacitors are connected in parallel, and a commercial power source and a high voltage transformer are connected between a connection point of the first and second semiconductor switch elements capable of reverse conduction and a connection point of the first and second diodes. Drive circuit for connecting the series circuit of the primary windings of the above, and the output of the secondary winding of the high-voltage transformer for energizing the magnetron through the high-voltage rectifying circuit to drive the first and second semiconductor switching elements. Have
The drive circuit complementarily drives the first and second semiconductor switch elements, and the drive circuit has an oscillation detector for detecting oscillation of the magnetron, and the oscillation detector has a period during which the magnetron is not oscillated. And oscillation possible state
Is detected by the difference in the input current when
Magnetron oscillates reliably even when the power supply voltage fluctuates
To be able to determine whether the transition to
The magnetron oscillates according to the voltage of the commercial power supply.
A power supply for driving a magnetron configured to change a reference value for determining whether or not the transition has occurred .
する基準値は商用電源が定格電圧の時に極大となり前記
商用電源の電圧が定格電圧に対して増減した場合は基準
値を減ずる構成とした請求項1記載のマグネトロン駆動
用電源。2. The reference value for the oscillation detector to judge the oscillation of the magnetron is maximum when the commercial power source is at the rated voltage, and is reduced when the voltage of the commercial power source increases or decreases with respect to the rated voltage. The magnetron driving power source according to item 1.
する基準値に下限値を設定する構成とした請求項2記載
のマグネトロン駆動用電源。3. The magnetron drive power source according to claim 2, wherein the oscillation detection unit sets a lower limit value to a reference value for determining the oscillation of the magnetron.
部を設け、発振検知部は商用電源の電圧が変動しても確
実にマグネトロンが発振状態に遷移したか否かを判定す
ることが可能となるべく、前記前記電源電圧検知部の出
力信号に応じてマグネトロンの発振を判定する基準値を
変化させる構成とした請求項1ないし3のいずれか1項
に記載のマグネトロン駆動用電源。4. A power supply voltage detection unit for detecting the voltage of the commercial power supply is provided, and the oscillation detection unit detects the fluctuation of the voltage of the commercial power supply.
Determine whether the magnetron has actually transitioned to the oscillation state
4. The magnetron drive power source according to claim 1 , wherein a reference value for determining the oscillation of the magnetron is changed in accordance with an output signal of the power source voltage detection unit so as to be capable of being controlled. .
デンサの直列接続体の電圧を検出するよう構成した請求
項4記載のマグネトロン駆動用電源。5. The magnetron driving power supply according to claim 4, wherein the power supply voltage detection unit is configured to detect the voltage of the serially connected body of the first and second capacitors.
ロンの発振を検出できない場合は再起動する構成とした
請求項1から5のいずれか1項に記載のマグネトロン駆
動用電源。6. A magnetron drive power supply according If you can not detect the oscillation of the magnetron within a predetermined provided timer means hours claim 1 which is configured to be restarted in any one of 5.
が再起動を所定回数以上繰り返そうとした場合は動作を
停止する構成とした請求項6記載のマグネトロン駆動用
電源。7. The magnetron drive power supply according to claim 6 , wherein the magnetron drive power supply is configured to stop its operation when the magnetron drive power supply is to be restarted a predetermined number of times or more.
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