JP3486089B2 - Drive control device for brushless motor - Google Patents

Drive control device for brushless motor

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JP3486089B2 JP00521698A JP521698A JP3486089B2 JP 3486089 B2 JP3486089 B2 JP 3486089B2 JP 00521698 A JP00521698 A JP 00521698A JP 521698 A JP521698 A JP 521698A JP 3486089 B2 JP3486089 B2 JP 3486089B2
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Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、3相のブラシレス
モータの駆動制御装置に関するものであり、特に、ロー
タとステータの相対位置を検出する単一の位置検出素子
の検出出力に基づき、駆動用の3相120度スイッチン
グ通電を実現可能なブラシレスモータの駆動制御装置に
関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a drive control device for a three-phase brushless motor, and more particularly to a drive control device based on the detection output of a single position detecting element for detecting the relative position of a rotor and a stator. The present invention relates to a drive control device for a brushless motor capable of realizing three-phase 120-degree switching energization.

【0002】[0002]

【従来の技術】3相のブラシレスモータの駆動制御方式
としては3相120度スイッチング通電方式が知られて
いる。この方式では、3個の磁気センサ、一般には、3
個のホール素子を用いて、3相の駆動コイルを備えたス
テータと複数の磁極を備えたロータの間の相対回転位置
を検出し、検出結果に基づき、各相の駆動コイルに対す
る駆動電流の切り換え制御を行っている。一般に、駆動
コイルに対する通電切り換えを行うためには、駆動コイ
ルの相数に対応した個数、すなわち3個ののホール素子
が必要である。
2. Description of the Related Art A three-phase 120-degree switching energization method is known as a drive control method for a three-phase brushless motor. In this scheme, three magnetic sensors, typically three
The Hall element is used to detect the relative rotational position between the stator having the three-phase drive coil and the rotor having the plurality of magnetic poles, and the switching of the drive current to the drive coil of each phase is performed based on the detection result. We are in control. Generally, in order to switch the energization of the drive coil, a number of Hall elements corresponding to the number of phases of the drive coil, that is, three Hall elements are required.

【0003】[0003]

【発明が解決しようとする課題】ここで、ホール素子の
個数を減らすことができれば、その分、モータコストを
低減できるという利点が得られる。
If the number of Hall elements can be reduced, there is an advantage that the motor cost can be reduced accordingly.

【0004】すなわち、ホール素子の個数が減ると、そ
の分コストを削減でき、また、ブラシレスモータの駆動
制御回路が組み込まれた駆動ICとホール素子との間の
配線数が減るので、それによっても、配線コストが下が
る。更に、ホール素子の個数が減ると、駆動ICのホー
ル素子入力ピン数が少なくて済むので、ICパッケージ
コストも下がる。
That is, if the number of Hall elements is reduced, the cost can be reduced accordingly, and the number of wirings between the drive IC in which the drive control circuit of the brushless motor is incorporated and the Hall element is reduced. , Wiring cost is reduced. Further, when the number of Hall elements is reduced, the number of Hall element input pins of the driving IC can be reduced, so that the IC package cost is also reduced.

【0005】これに加えて、ホール素子の個数が減る
と、ホールバイアス電流を低減でき、それにより消費電
力も少なくて済む。
In addition to this, if the number of Hall elements is reduced, the Hall bias current can be reduced, and power consumption can be reduced accordingly.

【0006】本発明の課題は、このような点に鑑みて、
単一のホール素子等の位置検出素子のみを用いることに
より、3相のブラシレスモータを3相120度通電方式
により駆動可能な駆動制御装置を提案することにある。
In view of the above points, an object of the present invention is to
An object of the present invention is to propose a drive control device capable of driving a three-phase brushless motor by a three-phase 120-degree energization method by using only a single position detecting element such as a Hall element.

【0007】[0007]

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明は、3相の駆動コイルを備えたステータ
と、複数の磁極が形成された駆動用着磁部を備えたロー
タと、前記ステータと前記ロータの相対的位置関係に応
じた3相の第1乃至第3のタイミング信号を生成する位
置検出手段と、前記第1ないし第3のタイミング信号に
基づき、3相の120度スイッチング通電信号を合成す
る信号合成回路と、前記3相の120度スイッチング通
電信号に基づき前記3相の駆動コイルを通電制御する駆
動回路とを有するブラシレスモータの駆動制御装置にお
いて、次の構成を採用することにより、前記ステータと
前記ロータの相対的位置関係を検出する単一の位置検出
素子のみを用いて、3相120度通電方式によりブラシ
レスモータを駆動できるようにしている。
In order to solve the above-mentioned problems, the present invention provides a stator having a three-phase drive coil, and a rotor having a drive magnetizing portion having a plurality of magnetic poles formed therein. Position detecting means for generating three-phase first to third timing signals corresponding to the relative positional relationship between the stator and the rotor, and three-phase 120 degrees based on the first to third timing signals. The following configuration is adopted in a drive control device for a brushless motor having a signal synthesizing circuit for synthesizing switching energization signals and a drive circuit for energizing and controlling the three-phase drive coils based on the three-phase 120-degree switching energization signals. By doing so, the brushless motor can be driven by the three-phase 120-degree energization method using only a single position detecting element that detects the relative positional relationship between the stator and the rotor. It has to so that.

【0008】すなわち、本発明のブラシレスモータの駆
動制御装置において、前記位置検出手段は、単一の位置
検出素子と、前記第1のタイミング信号を生成する第1
のタイミング信号生成回路と、前記第2および第3のタ
イミング信号を生成するための基準となる矩形波信号を
生成する矩形波信号生成回路と、前記第2および第3の
タイミング信号を生成するための第2のタイミング信号
生成回路とを備えている。
That is, in the drive control device for the brushless motor of the present invention, the position detecting means includes a single position detecting element and a first timing signal generating first timing signal.
Timing signal generating circuit, a rectangular wave signal generating circuit for generating a rectangular wave signal serving as a reference for generating the second and third timing signals, and for generating the second and third timing signals Second timing signal generating circuit.

【0009】前記位置検出素子は、前記ステータと前記
ロータの相対的位置の変化に応じて略正弦波状の位置検
出信号を発生するものである。
The position detecting element is for generating a substantially sinusoidal position detecting signal in accordance with a change in relative position between the stator and the rotor.

【0010】前記第1のタイミング信号生成回路は、前
記位置検出信号のゼロクロス点で論理レベルが反転する
前記第1のタイミング信号を生成するものである。
The first timing signal generation circuit is for generating the first timing signal whose logic level is inverted at a zero cross point of the position detection signal.

【0011】前記矩形波信号生成回路は、前記位置検出
信号のゼロクロス点間をほぼ3等分する2点で論理レベ
ルが反転する前記矩形波信号を生成するものである。
The rectangular wave signal generation circuit is for generating the rectangular wave signal whose logical level is inverted at two points which divide the zero-cross points of the position detection signal into approximately three equal parts.

【0012】前記第2のタイミング信号生成回路は、前
記第1のタイミング信号および前記矩形波信号に基づ
き、前記第1のタイミング信号に対して、それぞれ12
0度および240度位相がずれた前記第2および第3の
タイミング信号を生成するものである。
[0012] The second timing signal generation circuit outputs 12 times each for the first timing signal based on the first timing signal and the rectangular wave signal.
The second and third timing signals having a phase difference of 0 degree and 240 degrees are generated.

【0013】 前記位置検出素子は、前記ロータの前記
駆動用着磁部の磁界の変化を検出して略正弦波状の正負
一対の前記位置検出信号を発生するホール素子等の磁気
センサである。また、前記第1のタイミング信号生成回
路は、正負一対の前記位置検出信号を相互に比較して、
略180度周期で論理レベルが反転する前記第1のタイ
ミング信号を出力する比較器を含む構成である。
[0013] The position detecting element is a magnetic sensor of the Hall element or the like for generating the positive and negative pair of the position detection signal of substantially sinusoidal said detecting a change in the magnetic field of the driving magnetized portion of said rotor. Further, the first timing signal generation circuit compares the pair of positive and negative position detection signals with each other,
This is a configuration including a comparator that outputs the first timing signal whose logic level is inverted in a cycle of approximately 180 degrees .

【0014】 前記矩形波信号生成回路は、全波整流器
と、ヒステリシスコンパレータと、電圧電流変換器と、
コンデンサとを備えた構成である。また、前記全波整流
器は正負一対の前記位置検出信号を全波整流して全波整
流信号を生成するものとし、前記電圧電流変換器は、前
記ヒステリシスコンパレータから出力される前記矩形波
信号の論理レベルの反転に基づき、前記コンデンサの充
放電動作を切り換えるものとしてある。このようにすれ
ば、前記コンデンサの充放電動作によって比較信号が生
成され、前記ヒステリシスコンパレータにより、前記全
波整流信号が前記比較信号と比較されて、前記矩形波信
号が出力される。
The rectangular wave signal generation circuit includes a full-wave rectifier, a hysteresis comparator, a voltage-current converter,
And a capacitor . The full-wave rectifier is supposed to generate a full-wave rectified signal by full-wave rectifying a pair of positive and negative position detection signals, and the voltage-current converter is a logic circuit for the rectangular wave signal output from the hysteresis comparator. The charging / discharging operation of the capacitor is switched based on the level inversion . With this configuration, the comparison signal is generated by the charge / discharge operation of the capacitor, the hysteresis comparator compares the full-wave rectified signal with the comparison signal, and the rectangular wave signal is output.

【0015】ここにおいて、正弦波状の位置検出信号の
ゼロクロス点の間を3等分した2点で、当該位置検出信
号と交差する比較信号を形成するためには、前記比較信
号の立ち上がりおよび立ち下がりのヒステリシスを同一
とし、前記コンデンサの充放電速度によって規定される
当該比較信号の電圧上昇速度と電圧降下速度の比を2:
1とすればよい。
Here, in order to form a comparison signal that intersects the position detection signal at two points obtained by equally dividing the zero-cross points of the sinusoidal position detection signal into three parts, the rising edge and the falling edge of the comparison signal are formed. With the same hysteresis, the ratio of the voltage rising speed to the voltage falling speed of the comparison signal defined by the charge / discharge speed of the capacitor is 2:
It should be 1.

【0016】このようにする代わりに、前記比較信号の
立ち上がりと立ち下がりのヒステリシスを2:1とし、
前記コンデンサの充放電速度によって規定される当該比
較信号の電圧上昇速度と電圧降下速度を同一としてもよ
い。
Alternatively, the hysteresis of rising and falling of the comparison signal is set to 2: 1,
The voltage rising speed and the voltage falling speed of the comparison signal defined by the charge / discharge speed of the capacitor may be the same.

【0017】次に、第2および第3のタイミング信号を
生成するための前記第2のタイミング信号生成回路は、
第1および第2のD型フリップフロップを備えた構成と
することができる。この場合には、前記矩形波信号生成
回路として、前記矩形波信号の反転信号を生成するイン
バータを備えた構成としておく。そして、これら第1お
よび第2のD型フリップフロップにおけるデータ入力端
子には、前記第1のタイミング信号を入力し、前記第1
のD型フリップフロップのクロック入力端子には前記矩
形波信号を入力し、前記第2のD型フリップフロップの
クロック入力端子には前記矩形波信号の反転信号を入力
すればよい。このようにすれば、前記第1のD型フリッ
プフロップの正転出力端子から前記第2のタイミング信
号を得ることができ、前記第2のD型フリップフロップ
の反転出力端子から前記第3のタイミング信号を得るこ
とができる。
Next, the second timing signal generation circuit for generating the second and third timing signals,
A configuration including the first and second D-type flip-flops can be used. In this case, the rectangular wave signal generation circuit is provided with an inverter that generates an inverted signal of the rectangular wave signal. The first timing signal is input to the data input terminals of the first and second D-type flip-flops, and the first timing signal is input.
The rectangular wave signal may be input to the clock input terminal of the D-type flip-flop, and the inverted signal of the rectangular wave signal may be input to the clock input terminal of the second D-type flip-flop. With this configuration, the second timing signal can be obtained from the normal output terminal of the first D-type flip-flop, and the third timing signal can be obtained from the inverting output terminal of the second D-type flip-flop. You can get a signal.

【0018】ここで、モータの起動時において常に3相
120度スイッチング通電方式による適正な正転起動が
実現されるようにするためには、モータ起動時に、論理
状態が不定となっている第1および第2のフリップフロ
ップ等から構成される第2のタイミング信号生成回路の
論理状態を適切な状態に設定する必要がある。このため
には、前記第2のタイミング信号生成回路を、セット・
リセット信号発生器を備えた構成とし、当該セット・リ
セット信号発生器から、前記第1のタイミング信号の立
ち上がりと立ち下がりに同期して、当該セット・リセッ
ト信号発生器からセット・リセットパルス信号を発生さ
せ、当該セット・リセット信号により、前記第1および
第2のD型フリップフロップのセットおよびリセットを
行うように構成すればよい。
Here, in order to always realize proper normal rotation start by the three-phase 120-degree switching energization method at the time of starting the motor, the first logical state is undefined at the time of starting the motor. It is necessary to set the logic state of the second timing signal generation circuit including the second flip-flop and the like to an appropriate state. To this end, the second timing signal generation circuit is set to
A reset signal generator is provided, and a set / reset pulse signal is generated from the set / reset signal generator in synchronization with rising and falling of the first timing signal. The set / reset signal may be set and reset for the first and second D-type flip-flops.

【0019】一方、前記検出信号のゼロクロス点間を3
等分する2点で論理レベルが反転する前記矩形波信号
を、ノイズ等に左右されずに、確実に得ることができる
ようにするためには、次のようにして、前記検出信号の
略正弦波状の信号波形をより急峻な信号波形となるよう
に変形すればよい。
On the other hand, the distance between the zero-cross points of the detection signal is 3
In order to be able to reliably obtain the rectangular wave signal whose logical level is inverted at two equally divided points without being influenced by noise or the like, the substantially sine of the detection signal is performed as follows. The wavy signal waveform may be modified to have a steeper signal waveform.

【0020】まず、一般にブラシレスモータに付設され
ている周波数発生機構を利用すればよい。周波数発生機
構は、前記ロータに形成された、前記駆動用着磁部の磁
極の3倍の磁極を備えた信号用着磁部と、前記信号用
磁部による磁界の変化を検出する周波数検出器(FGパ
ターン)から構成される。この場合、前記矩形波信号生
成回路は、前記位置検出信号に前記周波数検出器の出力
信号を合成することにより得られた急峻で振幅の大きな
合成信号に基づき、前記矩形波信号を生成するようにす
ればよい。
First, a frequency generating mechanism generally attached to a brushless motor may be used. Frequency generating mechanism, which is formed on the rotor, and the signal magnetized portion provided with a 3-fold of the magnetic poles of the magnetic poles of the driving magnetized portion, wearing for the signal
It is composed of a frequency detector (FG pattern) for detecting the change of the magnetic field due to the magnetic portion . In this case, the rectangular wave signal generation circuit may generate the rectangular wave signal based on a steep and large-amplitude combined signal obtained by combining the position detection signal with the output signal of the frequency detector. do it.

【0021】このように周波数発生機構を利用する代わ
りに、前記ロータに、前記位置検出信号の略正弦波形が
急峻になる高調波歪みが発生するように着磁された着磁
部を形成しておけば、前記検出信号の信号波形を、略正
弦波形状に比べて、より急峻で、大きな振幅のものとす
ることができる。例えば、前記位置検出信号の略正弦波
形にマイナスの第3高調波歪みが発生するように、前記
着磁部を前記駆動用着磁部の3倍の磁極を備えた着磁パ
ターンのものとすればよい。
Instead of using the frequency generating mechanism as described above, the rotor is provided with a magnetized portion magnetized so as to generate harmonic distortion in which the substantially sine waveform of the position detection signal becomes steep. In other words, the signal waveform of the detection signal can be steeper and have a larger amplitude than that of the substantially sine wave shape. For example, the magnetizing part may be a magnetizing pattern having a magnetic pole three times as large as that of the drive magnetizing part so that a negative third harmonic distortion is generated in the substantially sine waveform of the position detection signal. Good.

【0022】一方、本発明は、単一のホール素子からの
信号により120度スイッチング通電方式を行うブラシ
レスモータの駆動制御装置であって、単一のホール素子
からの略正弦波状の位置検出信号のゼロクロス点で論理
レベルが反転する第1のタイミング信号を発生する第1
のタイミング信号発生回路と、前記位置検出信号のゼロ
クロス点から正負60度付近で論理レベルが反転する矩
形波信号を発生する矩形波信号発生回路と、前記第1の
タイミング信号発生回路及び前記矩形波信号発生回路の
出力信号によりブラシレスモータを駆動するための駆動
信号を発生する駆動信号発生回路とを含むことを特徴と
するものである。
On the other hand, the present invention is a drive control device for a brushless motor which performs a 120-degree switching energization method by a signal from a single Hall element, and is a position detection signal of a substantially sine wave from a single Hall element. First to generate a first timing signal whose logic level is inverted at the zero-cross point
Timing signal generating circuit, a rectangular wave signal generating circuit for generating a rectangular wave signal whose logical level is inverted in the vicinity of positive and negative 60 degrees from a zero cross point of the position detection signal, the first timing signal generating circuit and the rectangular wave. And a drive signal generating circuit for generating a drive signal for driving the brushless motor according to the output signal of the signal generating circuit.

【0023】[0023]

【発明の実施の形態】以下に、図面を参照して、本発明
を適用したFDDスピンドル駆動用のブラシレスモータ
を説明する。
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A brushless motor for driving an FDD spindle to which the present invention is applied will be described below with reference to the drawings.

【0024】(全体構成) 図1には、本例のFDDスピンドル駆動用のブラシレス
モータの全体構成を示してある。本例のブラシレスモー
タ1は3相の120度スイッチング通電方式により駆動
されるものである。このブラシレスモータ1は、回路基
板2の側に固定されたステータアセンブリ3と、このス
テータアセンブリ3に対して回転自在に支持されたロー
タアセンブリ4から構成されている。
(Overall Configuration) FIG. 1 shows the overall configuration of a brushless motor for driving an FDD spindle of this example. The brushless motor 1 of this example is driven by a three-phase 120-degree switching energization method. The brushless motor 1 includes a stator assembly 3 fixed to the circuit board 2 side and a rotor assembly 4 rotatably supported by the stator assembly 3.

【0025】ステータアセンブリ3は、回路基板2に固
着した円筒状の軸受け31と、この軸受け31の外周に
取り付けたステータコア32と、このステータコア32
に形成した複数の突極に巻き付けた3相の駆動コイルL
u、Lv、Lw(図においては駆動コイルLuのみを示
す。)を備えている。これに対して、ロータアセンブリ
4は、軸受け31の内周面に形成した軸受け面を介して
当該軸受けに対して回転自在に支持されたロータシャフ
ト41と、このロータシャフト41に固着したカップ状
のロータケース42と、このロータケース42の周壁の
内周面に固着したリング状のロータマグネット43とを
備えている。ロータケース42の円形の上端壁はFDD
載置面42aとされており、ここには、FDDの側に係
合可能な駆動ピン44が設置されている。
The stator assembly 3 has a cylindrical bearing 31 fixed to the circuit board 2, a stator core 32 attached to the outer periphery of the bearing 31, and a stator core 32.
3-phase drive coil L wound around a plurality of salient poles formed in
u, Lv, Lw (only the drive coil Lu is shown in the drawing). On the other hand, the rotor assembly 4 has a rotor shaft 41 rotatably supported on the bearing through a bearing surface formed on the inner peripheral surface of the bearing 31, and a cup-shaped rotor shaft 41 fixed to the rotor shaft 41. The rotor case 42 and a ring-shaped rotor magnet 43 fixed to the inner peripheral surface of the peripheral wall of the rotor case 42 are provided. The circular upper wall of the rotor case 42 has an FDD
The mounting surface 42a is provided with a drive pin 44 that can be engaged with the FDD side.

【0026】一方、ロータマグネット43の基板側の環
状端面に対峙している基板部分には、磁極センサとし
て、単一のホール素子Huが固定配置されている。ま
た、基板表面には、モータ駆動制御回路が組み込まれた
駆動IC5が搭載されている。
On the other hand, a single Hall element Hu is fixedly arranged as a magnetic pole sensor on the substrate portion facing the substrate-side annular end surface of the rotor magnet 43. A drive IC 5 incorporating a motor drive control circuit is mounted on the surface of the substrate.

【0027】図2には、ステータコア32とロータマグ
ネット43とホール素子Huを平面上に展開して示して
ある。
In FIG. 2, the stator core 32, the rotor magnet 43, and the Hall element Hu are shown expanded in a plane.

【0028】(駆動制御装置)図3は、上記構成のブラ
シレスモータ1を3相120度スイッチング通電方式に
より駆動するための駆動制御装置の主要部分の回路ブロ
ック図である。また、図4は、当該駆動制御装置の各部
分の動作を示すタイミングチャートである。
(Drive Control Device) FIG. 3 is a circuit block diagram of a main part of a drive control device for driving the brushless motor 1 having the above-mentioned configuration by a three-phase 120-degree switching energization method. FIG. 4 is a timing chart showing the operation of each part of the drive control device.

【0029】これらの図を参照して説明すると、本例の
駆動制御装置10は、ロータマグネット43の回転に伴
い3相の第1乃至第3のタイミング信号(f,g,h)
を生成する位置検出手段20と、第1ないし第3のタイ
ミング信号(f〜h)に基づき、3相の120度スイッ
チング通電信号(i,j,kおよびl,m,n)を合成
する信号合成回路30と、3相の120度スイッチング
通電信号(i〜n)に基づき3相の駆動コイルLu、L
v、Lwを通電制御する駆動回路40とを有している。
Describing with reference to these figures, the drive control device 10 of the present example, the three-phase first to third timing signals (f, g, h) in accordance with the rotation of the rotor magnet 43.
And a signal for combining three-phase 120-degree switching energization signals (i, j, k and 1, m, n) based on the first to third timing signals (f to h). The three-phase drive coils Lu and L based on the combination circuit 30 and the three-phase 120-degree switching energization signals (i to n)
and a drive circuit 40 for controlling energization of v and Lw.

【0030】位置検出手段20は、単一のホール素子H
u(位置検出素子)と、第1のタイミング信号(f)を
生成する第1のタイミング信号生成回路としての比較器
C1と、第2および第3のタイミング信号(g,h)を
生成するための基準となる矩形波信号(d,e)を生成
する矩形波信号生成回路21と、第2および第3のタイ
ミング信号(g,h)を生成する第2のタイミング信号
生成回路22とを備えている。これら位置検出手段20
の各回路について説明する。
The position detecting means 20 is a single Hall element H.
u (position detection element), a comparator C1 as a first timing signal generation circuit that generates a first timing signal (f), and second and third timing signals (g, h) A rectangular wave signal generation circuit 21 that generates a rectangular wave signal (d, e) that serves as a reference of, and a second timing signal generation circuit 22 that generates the second and third timing signals (g, h). ing. These position detecting means 20
Each circuit will be described.

【0031】まず、ホール素子Huは公知のように、ロ
ータマグネット43の回転に伴って生ずる磁極の変化に
基づいて、検出信号(a)として、略正弦波状の正負一
対の検出信号(u+,u−)を出力する。
First, as is well known, the Hall element Hu has a pair of positive and negative detection signals (u +, u) having a substantially sinusoidal shape as a detection signal (a) based on the change of the magnetic pole caused by the rotation of the rotor magnet 43. -) Is output.

【0032】また、比較器C1は、ホール素子Huの検
出信号(u+,u−)のゼロクロス点の発生タイミング
に基づき、第1のタイミング信号(f)を生成するもの
である。すなわち、正負一対の位置検出信号(u+,u
−)を相互に比較して、略180度周期で論理レベルが
反転する第1のタイミング信号(f)を出力する。
Further, the comparator C1 generates the first timing signal (f) based on the generation timing of the zero cross points of the detection signals (u +, u-) of the Hall element Hu. That is, a pair of positive and negative position detection signals (u +, u
-) Are compared with each other, and a first timing signal (f) whose logic level is inverted is output in a cycle of about 180 degrees.

【0033】矩形波信号生成回路21は、位置検出信号
(u+,u−)のゼロクロス点間をほぼ3等分する2点
で論理レベルが反転する矩形波信号(d,e)を生成す
るものである。本例の矩形波信号生成回路21は、リニ
アアンプA1と、全波整流器Zと、ヒステリシスコンパ
レータH1と、電圧電流変換器V/Iと、コンデンサC
xとを備えている。
The rectangular wave signal generation circuit 21 generates a rectangular wave signal (d, e) whose logical level is inverted at two points which divide the zero detection points of the position detection signal (u +, u-) into approximately three equal parts. Is. The rectangular wave signal generation circuit 21 of this example includes a linear amplifier A1, a full-wave rectifier Z, a hysteresis comparator H1, a voltage / current converter V / I, and a capacitor C.
x and.

【0034】ホール素子Huの検出信号(u+,u−)
は、リニアアンプA1を介して全波整流器Zに入力さ
れ、ここから、全波整流信号(b)として出力される。
この全波整流信号(b)は、ヒステリシスコンパレータ
H1の一方の入力端子に供給される。
Detection signal (u +, u-) of the Hall element Hu
Is input to the full-wave rectifier Z via the linear amplifier A1 and is output as a full-wave rectified signal (b) from here.
This full-wave rectified signal (b) is supplied to one input terminal of the hysteresis comparator H1.

【0035】ヒステリシスコンパレータH1では、入力
された全波整流信号(b)を、コンデンサCxに発生す
る比較信号(c)と比較し、比較結果を、矩形波信号
(d)として出力する。すなわち、全波整流信号(b)
<比較信号(c)の場合には高論理信号が出力され、こ
の逆の場合には低論理信号が出力される。
The hysteresis comparator H1 compares the input full-wave rectified signal (b) with the comparison signal (c) generated in the capacitor Cx, and outputs the comparison result as a rectangular wave signal (d). That is, full-wave rectified signal (b)
In the case of the comparison signal (c), a high logic signal is output, and in the opposite case, a low logic signal is output.

【0036】ここで、この矩形波信号(d)は、電圧電
流変換器V/Iを経て、コンデンサCxの充電電流I
c、放電電流Idに変換される。すなわち、ヒステリシ
スコンパレータH1から出力される矩形波信号(d)の
論理レベルの反転に基づき、コンデンサCxの充放電動
作が切り換わり、矩形波信号(d)が高論理レベルの時
に放電電流Idが流れ、逆に、低論理レベルの時には充
電電流Icが流れる。
Here, the rectangular wave signal (d) passes through the voltage / current converter V / I and the charging current I of the capacitor Cx.
c, converted into discharge current Id. That is, the charging / discharging operation of the capacitor Cx is switched based on the inversion of the logic level of the rectangular wave signal (d) output from the hysteresis comparator H1, and the discharge current Id flows when the rectangular wave signal (d) is at the high logic level. Conversely, when the logic level is low, the charging current Ic flows.

【0037】本例では、充電電流Icと放電電流Idの
値をIc=2・Idの関係となるように設定することに
より、比較信号(c)の電圧上昇率(充電速度)が電圧
降下率(放電速度)の倍となっている。この結果、全波
整流信号(b)と比較信号(c)との交差点が、ホール
素子から出力された検出信号(u+,u−)のゼロクロ
ス点a(n)から電気角で正負60度付近に位置する。
In this example, by setting the values of the charging current Ic and the discharging current Id to have a relationship of Ic = 2 · Id, the voltage increase rate (charging speed) of the comparison signal (c) is changed to the voltage drop rate. It is twice the (discharge rate). As a result, the crossing point of the full-wave rectified signal (b) and the comparison signal (c) is about 60 degrees in electrical angle from the zero-cross point a (n) of the detection signals (u +, u−) output from the Hall element. Located in.

【0038】また、比較信号(c)は、ヒステリシスコ
ンパレータH1によるヒステリシスがかかっており、モ
ータ起動時等のようにホール素子出力に基づく全波整流
信号(b)がフラットな波形の場合においても、比較信
号(c)が増減するので、矩形波信号(d)を生成でき
る。なお、本例では、比較信号(c)の立ち上がりおよ
び立ち下がりのヒステリシスが同一とされている。
Further, the comparison signal (c) is subjected to hysteresis by the hysteresis comparator H1, and even when the full-wave rectification signal (b) based on the Hall element output has a flat waveform, such as when the motor is started, Since the comparison signal (c) increases or decreases, the rectangular wave signal (d) can be generated. In this example, the rising and falling hysteresis of the comparison signal (c) is the same.

【0039】このようにして、矩形波信号生成回路21
からは、矩形波信号(d)が出力される。これに加え
て、矩形波信号生成回路21はインバータINを備えて
おり、ここからは、矩形波信号(d)の反転信号(e)
が出力される。
In this way, the rectangular wave signal generation circuit 21
Outputs a rectangular wave signal (d). In addition to this, the rectangular wave signal generation circuit 21 includes an inverter IN, from which the inverted signal (e) of the rectangular wave signal (d) is output.
Is output.

【0040】次に、第2のタイミング信号生成回路22
は、上記の比較器C1から出力される第1のタイミング
信号(f)と、矩形波信号(d)およびその反転信号
(e)とに基づき、第1のタイミング信号(f)に対し
て、それぞれ120度および240度位相がずれた第2
および第3のタイミング信号(g,h)を生成するもの
である。
Next, the second timing signal generation circuit 22
Is based on the first timing signal (f) output from the comparator C1 and the rectangular wave signal (d) and its inverted signal (e), with respect to the first timing signal (f), Second phase 120 and 240 degrees out of phase, respectively
And a third timing signal (g, h).

【0041】本例では、この第2のタイミング信号生成
回路22は、第1および第2のD型フリップフロップF
1、F2から構成されている。これら第1および第2の
D型フリップフロップF1、F2におけるデータ入力端
子Dには、第1のタイミング信号(f)が入力される。
また、第1のD型フリップフロップF1のクロック入力
端子CLには矩形波信号(d)が入力され、第2のD型
フリップフロップF2のクロック入力端子CLには矩形
波信号の反転信号(e)が入力される。
In the present example, the second timing signal generation circuit 22 includes the first and second D-type flip-flops F.
1 and F2. The first timing signal (f) is input to the data input terminal D of each of the first and second D-type flip-flops F1 and F2.
The rectangular wave signal (d) is input to the clock input terminal CL of the first D-type flip-flop F1 and the inverted signal (e) of the rectangular wave signal is input to the clock input terminal CL of the second D-type flip-flop F2. ) Is entered.

【0042】この結果、第1のD型フリップフロップF
1の正転出力端子Qからは、第1のタイミング信号
(f)に対して位相が120度遅れた第2のタイミング
信号(g)が出力される。また、第2のD型フリップフ
ロップの反転出力端子(Q ̄)からは、更に位相が12
0度遅れた第3のタイミング信号(h)が出力される。
As a result, the first D-type flip-flop F
The 1st non-inverted output terminal Q outputs the second timing signal (g) whose phase is delayed by 120 degrees with respect to the first timing signal (f). Further, the phase is further 12 from the inverting output terminal (Q) of the second D-type flip-flop.
The third timing signal (h) delayed by 0 degree is output.

【0043】このようにして得られた第1〜第3のタイ
ミング信号(f〜h)は、信号合成回路30に供給され
る。信号合成回路30では、これらの信号に基づき、ス
イッチング通電信号(i〜n)を合成して出力する。す
なわち、信号fと、信号hの反転信号とにより、信号i
が合成され、信号hと信号gの反転信号とにより信号j
が合成され、信号gと信号fの反転信号とにより信号k
が合成され、信号hと信号fの反転信号とにより信号l
が合成され、信号gと信号hの反転信号とにより信号m
が合成され、また、信号fと信号gの反転信号とにより
信号nが合成される。
The first to third timing signals (f to h) thus obtained are supplied to the signal synthesizing circuit 30. The signal synthesis circuit 30 synthesizes the switching energization signals (i to n) based on these signals and outputs the synthesized signals. That is, by the signal f and the inverted signal of the signal h, the signal i
Are combined, and the signal j is obtained by the signal h and the inverted signal of the signal g.
Are synthesized, and the signal k is obtained by the signal g and the inverted signal of the signal f.
Are combined, and the signal l is generated by the signal h and the inverted signal of the signal f.
Are synthesized, and the signal m is obtained by the inversion signal of the signal g and the signal h.
Are synthesized, and the signal n is synthesized by the inverted signal of the signal f and the signal g.

【0044】信号合成回路30によって合成されたスイ
ッチング通電信号(i〜n)は、駆動回路40を構成し
ている出力パワートランジスタT1〜T6それぞれのオ
ンオフ制御信号として出力される。この結果、ブラシレ
スモータ1の3相の駆動コイルLu、Lv、Lwにソー
ス・シンクの往復電流Iu、Iv、Iwが流れる。これ
により、連続トルクが発生して、ロータアセンブリ4が
回転する。図4(o)、(p)、(q)は、3相駆動コ
イルに発生する誘導起電圧Eu、Ev、Ewと、電流I
u、Iv、Iwとのタイミング的な位置関係を示す。
The switching energizing signals (i to n) synthesized by the signal synthesizing circuit 30 are output as ON / OFF control signals for the output power transistors T1 to T6 constituting the drive circuit 40. As a result, the source / sink reciprocating currents Iu, Iv, and Iw flow through the three-phase drive coils Lu, Lv, and Lw of the brushless motor 1. As a result, a continuous torque is generated and the rotor assembly 4 rotates. 4 (o), (p), (q) show induced electromotive voltages Eu, Ev, Ew generated in the three-phase drive coil and the current I.
A timing positional relationship with u, Iv, and Iw is shown.

【0045】以上説明したように、本例のブラシレスモ
ータの駆動制御装置10によれば、ホール素子Huの検
出信号(u+,u−)から、120度づつ位相のずれた
第1〜第3のタイミング信号を得ることができる。よっ
て、1個のホール素子を用いるだけで、120度スイッ
チング通電を行うことができる。この結果、従来のよう
に複数個のホール素子を配置する必要のあったブラシレ
スモータに比べて、そのコスト等を低減できるという利
点が得られる。
As described above, according to the brushless motor drive controller 10 of the present embodiment, the first to third phases are shifted by 120 degrees from the detection signal (u +, u−) of the Hall element Hu. The timing signal can be obtained. Therefore, it is possible to perform 120-degree switching energization by using only one Hall element. As a result, the cost and the like can be reduced as compared with the conventional brushless motor that requires the arrangement of a plurality of Hall elements.

【0046】(第1の変形例)ここで、ブラシレスモー
タ1の起動時には、ロータマグネット43は静止状態に
あるので、ホール素子Huの検出信号(u+,u−)の
波形は変化せずに、フラットのままとなると共に、論理
回路である第2のタイミング信号生成回路22を構成し
ている2個のフリップフロップF1、F2の論理状態は
不定である。よって、当該論理回路の出力を適切な論理
状態に設定しないと、誤った通電ロジックのためにモー
タに負トルクが発生してしまい、適正な正転起動モード
に移行できない。
(First Modification) When the brushless motor 1 is started, the rotor magnet 43 is in a stationary state. Therefore, the waveform of the detection signal (u +, u-) of the Hall element Hu does not change, While it remains flat, the logic states of the two flip-flops F1 and F2 forming the second timing signal generation circuit 22 which is a logic circuit are indefinite. Therefore, unless the output of the logic circuit is set to an appropriate logic state, a negative torque is generated in the motor due to an incorrect energization logic, and it is not possible to shift to the proper forward rotation start mode.

【0047】図5には、モータ起動時に確実に正転起動
モードに移行させるために適した第2のタイミング信号
発生回路の別の例を示してある。図5に示す第2のタイ
ミング信号発生回路22Aは、前述した第2のタイミン
グ信号生成回路22の構成に加えて、セット・リセット
信号発生器SRが備わっている。当該セット・リセット
信号発生器SRは、第1のタイミング信号(f)の立ち
上がりと立ち下がりに同期して、当該セット・リセット
信号発生器SRからセット・リセットパルス信号(s,
r)を発生させ、当該セット・リセット信号(s,r)
により、第1および第2のD型フリップフロップF1、
F2のセットおよびリセットを行うためのものである。
FIG. 5 shows another example of the second timing signal generation circuit suitable for surely shifting to the normal rotation start mode when the motor is started. The second timing signal generation circuit 22A shown in FIG. 5 includes a set / reset signal generator SR in addition to the configuration of the second timing signal generation circuit 22 described above. The set / reset signal generator SR synchronizes with the rising and falling of the first timing signal (f), and the set / reset pulse signal (s,
r) to generate the set / reset signal (s, r).
Thus, the first and second D-type flip-flops F1,
This is for setting and resetting F2.

【0048】図6は、第2のタイミング信号生成回路2
2Aを備えているブラシレスモータの駆動制御装置10
のモータ起動時の動作のタイミングチャートである。こ
の図を参照して説明すると、モータ起動時においてはホ
ール素子Huの検出信号(u+,u−)がフラットとな
る場合がある。この場合においても、前述したように、
比較信号(c)はヒステリシスコンパレータH1による
ヒステリシスによって、自動的に増減を繰り返す。この
ため、矩形波信号(d)は、ロータが回り出さなくても
一定周期の矩形波信号になる。
FIG. 6 shows the second timing signal generation circuit 2
Brushless motor drive controller 10 having 2A
3 is a timing chart of the operation when the motor is started. Explaining with reference to this figure, the detection signals (u +, u−) of the Hall element Hu may be flat when the motor is started. Even in this case, as described above,
The comparison signal (c) automatically repeats increasing and decreasing due to the hysteresis of the hysteresis comparator H1. Therefore, the rectangular wave signal (d) becomes a rectangular wave signal having a constant cycle even if the rotor does not rotate.

【0049】一方、第1のタイミング信号(f)は、セ
ット・リセット信号発生器SRにも入力される。この信
号が入力されると、上記のように、セット・リセット信
号発生器SRは、セット・リセットパルス信号(s,
r)を出力する。セットパルス信号(s)は、フリップ
フロップF1、F2のセット端子Sに入力され、強制的
にフリップフロップF1の出力端子Qから出力される第
2のタイミング信号(g)を高論理レベルに切り換え、
フリップフロップF2の出力端子Q ̄から出力される第
3のタイミング信号(h)を強制的に低論理レベルに切
り換える。同様に、リセットパルス信号(r)は、フリ
ップフロップF1、F2のリセット端子Rに入力され、
フリップフロップF1の出力端子から出力される第2の
タイミング信号(g)を強制的に低論理レベルに切り換
え、フリップフロップF2の出力端子から出力される第
3のタイミング信号(h)を強制的に高論理レベルに切
り換える。この結果、モータ起動時等に発生する誤った
通電ロジックが修正されることになる。
On the other hand, the first timing signal (f) is also input to the set / reset signal generator SR. When this signal is input, as described above, the set / reset signal generator SR causes the set / reset pulse signal (s,
r) is output. The set pulse signal (s) is input to the set terminals S of the flip-flops F1 and F2, forcibly switching the second timing signal (g) output from the output terminal Q of the flip-flop F1 to a high logic level,
The third timing signal (h) output from the output terminal Q of the flip-flop F2 is forcibly switched to the low logic level. Similarly, the reset pulse signal (r) is input to the reset terminals R of the flip-flops F1 and F2,
The second timing signal (g) output from the output terminal of the flip-flop F1 is forcibly switched to the low logic level, and the third timing signal (h) output from the output terminal of the flip-flop F2 is forced. Switch to high logic level. As a result, erroneous energization logic that occurs when the motor is started is corrected.

【0050】図6(T)には、モータ1に発生する総合
トルク波形を示してある。この波形から分かるように、
モータ起動時の当初の期間t0ではモータトルクは零で
あるが、矩形波信号(d)の変化により通電ロジックが
切り換わると、正トルクが発生し、モータの正転起動が
スタートする(期間t1)。その後の期間t2の後半で
は、負トルクが発生するが、上記のように、セット信号
(s)により強制的に通電ロジックが修正され、これ以
後の期間では、ロータの回転により正トルクが連続して
発生するようになる。なお、発生した負トルクによりモ
ータに逆転起動がスタートしても、ホール素子の出力信
号(u+,u−)の半周期毎に発生するセット・リセッ
トパルス信号(s,r)によって強制的に通電ロジック
が修正されるので、モータを直ちに正転モードに復帰さ
せることができる。
FIG. 6 (T) shows a total torque waveform generated in the motor 1. As you can see from this waveform,
The motor torque is zero in the initial period t0 at the time of starting the motor, but when the energization logic is switched by the change of the rectangular wave signal (d), a positive torque is generated and the forward rotation start of the motor is started (period t1. ). In the latter half of the period t2 thereafter, negative torque is generated, but as described above, the energization logic is forcibly corrected by the set signal (s), and in the subsequent period, the positive torque continues due to the rotation of the rotor. Will occur. Even if the motor starts reverse rotation due to the generated negative torque, it is forcibly energized by the set / reset pulse signal (s, r) generated every half cycle of the output signal (u +, u-) of the Hall element. The logic is modified so that the motor can be immediately returned to normal mode.

【0051】このように、通電ロジックを強制的に修正
可能な回路を備えた駆動制御装置によれば、従来よりも
2個少ない1個のホール素子を用いるのみで、3相の1
20度スイッチング通電を実現でき、従来のブラシレス
モータと同様な起動性能、駆動性能を確保することもで
きる。
As described above, according to the drive control device having the circuit capable of forcibly correcting the energization logic, only one Hall element, which is two fewer than the conventional one, is used, and the three-phase one-phase circuit is used.
20-degree switching energization can be realized, and the same starting performance and driving performance as those of the conventional brushless motor can be secured.

【0052】(第2の変形例)一方、ホール素子の検出
信号のゼロクロス点間を3等分する2点(正負60度付
近)で確実に交差する比較信号(c)を得るためには、
次のようにして、検出信号の略正弦波状の信号波形をよ
り急峻なものとなるように変形すればよい。
(Second Modification) On the other hand, in order to obtain a comparison signal (c) that surely intersects at two points (around positive and negative 60 degrees) that equally divides the zero-cross points of the detection signals of the Hall element into three parts,
The substantially sinusoidal signal waveform of the detection signal may be modified to be steeper as follows.

【0053】図7には、このための第1の方法を示して
ある。この図に示す方法では、ブラシレスモータ1の速
度制御に用いる周波数検出器の検出信号(FG信号)
(x)をホール素子の検出信号に加算するものである。
FIG. 7 shows a first method for this purpose. In the method shown in this figure, the detection signal (FG signal) of the frequency detector used for speed control of the brushless motor 1 is used.
(X) is added to the detection signal of the Hall element.

【0054】ここで、図7(A)は、ロータマグネット
43と、ホール素子Huと、コア32および発電パター
ンFGの位置関係を平面上に展開して示す展開図であ
り、図7(B)は、周波数検出器としての発電パターン
FGの検出信号(x)をホール素子の検出信号(u+,
u−)に加算する回路例を示すブロック図であり、図7
(C)はそのタイミングチャートである。
Here, FIG. 7A is a development view showing the positional relationship among the rotor magnet 43, the Hall element Hu, the core 32 and the power generation pattern FG on a plane, and FIG. Represents the detection signal (x) of the power generation pattern FG as the frequency detector and the detection signal (u +,
7 is a block diagram showing an example of a circuit for adding to (u−);
(C) is the timing chart.

【0055】これらの図を参照して説明すると、ロータ
マグネット43には、駆動用着磁部43aに加えて、当
該着磁部の磁極の3倍の磁極を備えた信号用着磁部(F
G用磁極)43bが形成されている。ステータの側に形
成されている発電パターンFGは信号用着磁部43bか
らの磁界を受ける。
Explaining with reference to these figures, in the rotor magnet 43, in addition to the drive magnetizing portion 43a, a signal magnetizing portion (F) having three times as many magnetic poles as that of the magnetizing portion is provided.
G magnetic pole) 43b is formed. The power generation pattern FG formed on the stator side receives the magnetic field from the signal magnetizing portion 43b.

【0056】ロータの回転に伴って、ホール素子の検出
信号(u+,u−)と、FG信号(x)が発生する。矩
形波信号生成回路21Aにおいて、リニアアンプA1を
経た後のホール素子の検出信号にFG信号(x)が加算
され、全波整流器Zを経ることにより、図7(C)にお
いて(b’)として示す全波整流信号が得られる。この
全波整流信号(b’)におけるホール素子の検出信号の
ゼロクロス点から正負60度付近の波形は、前述した実
施例における全波整流信号(b)(図4参照)の波形よ
りも、電気角度(Θe)に対する信号変化勾配が急峻と
なっている。したがって、比較信号(c’))がゼロク
ロス点から正負60度付近で当該全波整流信号(b’)
に対して確実に交差する。
With the rotation of the rotor, the detection signals (u +, u−) of the Hall element and the FG signal (x) are generated. In the rectangular wave signal generation circuit 21A, the FG signal (x) is added to the detection signal of the Hall element after passing through the linear amplifier A1, and the FG signal (x) is passed through the full-wave rectifier Z to obtain (b ') in FIG. 7C. The full-wave rectified signal shown is obtained. The waveform of the full-wave rectified signal (b ′) in the vicinity of the positive and negative 60 degrees from the zero-cross point of the detection signal of the Hall element is more electrical than the waveform of the full-wave rectified signal (b) (see FIG. 4) in the above-described embodiment. The signal change gradient with respect to the angle (Θe) is steep. Therefore, the full-wave rectified signal (b ') is generated when the comparison signal (c') is near the positive and negative 60 degrees from the zero-cross point.
Make sure you cross against.

【0057】なお、図7に示す矩形波信号生成回路21
Aは上記の特徴に加えて、次の特徴を備えている。すな
わち、比較信号(c’)を発生するためのコンデンサC
xの充電電流Icおよび放電電流Idの値を等しく、当
該比較信号(c’)の立ち上がりのヒステリシスの幅を
立ち下がりのヒステリシスに対して2倍としてある。こ
のようにしても、前述の実施例と同様に、矩形波信号
(d)を得ることができる。
The rectangular wave signal generation circuit 21 shown in FIG.
A has the following characteristics in addition to the above characteristics. That is, the capacitor C for generating the comparison signal (c ')
The values of the charging current Ic and the discharging current Id of x are made equal, and the width of the rising hysteresis of the comparison signal (c ′) is doubled with respect to the falling hysteresis. Even in this case, the rectangular wave signal (d) can be obtained as in the above-described embodiment.

【0058】(第3の変形例)一方、図8には、検出信
号の略正弦波状の信号波形をより急峻で振幅の大きなも
のとするめの第2の方法を示してある。この図に示す方
法では、図8(A)に示すように、ロータマグネット4
3には、駆動用着磁部43aに加えて、ホール素子用着
磁部43cを形成してある。この着磁部43cは、駆動
用着磁部43aの3倍の磁極数を備えている。駆動制御
装置の構成は、図3に示す場合と同様である。
(Third Modification) On the other hand, FIG. 8 shows a second method for making a substantially sinusoidal signal waveform of a detection signal steeper and having a large amplitude. In the method shown in this figure, as shown in FIG.
3, a Hall element magnetizing portion 43c is formed in addition to the drive magnetizing portion 43a. The magnetized portion 43c has three times as many magnetic poles as the drive magnetized portion 43a. The configuration of the drive control device is similar to that shown in FIG.

【0059】この場合、ホール素子Huは、ロータマグ
ネット43の駆動用着磁部43aの磁極とホール素子用
着磁部43cの磁極からの混合磁界を受け、ロータの回
転に伴って、図8(B)の(a’)で示すような波形の
検出信号(u+,u−)を発生する。この信号のゼロク
ロス点から正負60度付近の波形は、信号変化勾配が急
峻となっているので、この信号と、比較信号(c)とを
比較することにより、矩形波信号(d)を得ることがで
きる。
In this case, the Hall element Hu receives a mixed magnetic field from the magnetic poles of the drive magnetized portion 43a of the rotor magnet 43 and the magnetic poles of the Hall element magnetized portion 43c, and as shown in FIG. A detection signal (u +, u−) having a waveform as shown in (a ′) of B) is generated. Since the signal change gradient is steep in the waveform in the vicinity of positive and negative 60 degrees from the zero cross point of this signal, a rectangular wave signal (d) is obtained by comparing this signal with the comparison signal (c). You can

【0060】(その他の実施の形態)なお、以上の各例
においては、ロータ位置検出用のセンサとしてホール素
子を用いているが、その他の磁気センサ、例えばMR素
子等を用いることもできる。また、光学センサ等の別の
検出形態のセンサを用いることもできる。
(Other Embodiments) In each of the above examples, the Hall element is used as the sensor for detecting the rotor position, but other magnetic sensors, such as MR element, may be used. Further, a sensor of another detection form such as an optical sensor can be used.

【0061】[0061]

【発明の効果】以上説明したように、本発明のブラシレ
スモータの駆動制御装置によれば、単一の検出素子の検
出信号のみで、3相のブラシレスモータの120度スイ
ッチング通電を実現できる。よって、従来のブラシレス
モータに比べて、検出素子の個数が少なくて済むので、
コストを低減できる。
As described above, according to the drive control device for a brushless motor of the present invention, 120-degree switching energization of a three-phase brushless motor can be realized with only a detection signal of a single detection element. Therefore, as compared with the conventional brushless motor, the number of detection elements can be reduced,
Cost can be reduced.

【0062】また、本発明によれば、単一の検出素子か
らの検出信号から第2および第3のタイミング信号を生
成するために、ヒステリシスコンパレータを用いて、立
ち上がりおよび立ち下がりにヒステリシスがかかった比
較信号を用いている。したがって、モータ起動時等にお
いて検出素子の検出信号がフラットなままであっても、
120度位相のずれた第2および第3のタイミング信号
を生成できる。このように、本発明では起動回路と駆動
回路が共通の回路構成となっているので、駆動から起動
へのモード移行時に回路を切り換える必要がなく、モー
タの起動をスムーズに行うことができる。
Further, according to the present invention, in order to generate the second and third timing signals from the detection signal from the single detection element, a hysteresis comparator is used, and hysteresis is applied to the rising and falling edges. The comparison signal is used. Therefore, even if the detection signal of the detection element remains flat when the motor is started,
Second and third timing signals that are 120 degrees out of phase can be generated. As described above, in the present invention, since the starting circuit and the driving circuit have a common circuit configuration, it is not necessary to switch the circuit at the time of mode transition from driving to starting, and the motor can be started smoothly.

【0063】さらに、本発明によれば、単一の検出素子
の検出信号に基づき、当該検出信号のゼロクロス点でセ
ット・リセット信号を発生させるようにしている。した
がって、当該セット・リセット信号により、誤った通電
ロジックを瞬時に修正でき、逆転や脱調の発生を回避で
きる。
Furthermore, according to the present invention, based on the detection signal of the single detection element, the zero crossing point of the detection signal is used for the security.
A reset signal is generated. Therefore, the set / reset signal can be used to instantaneously correct an erroneous energization logic, thereby avoiding the occurrence of reverse rotation or step out.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】(A)、(B)は、本発明を適用したFDDス
ピンドルモータの機械的構成を示す概略平面図および概
略半断面図である。
1A and 1B are a schematic plan view and a schematic half sectional view showing a mechanical structure of an FDD spindle motor to which the present invention is applied.

【図2】図1のモータにおけるロータマグネットの磁極
と、コアと、ホール素子の位置関係を示す展開図であ
る。
FIG. 2 is a development view showing a positional relationship between magnetic poles of a rotor magnet, a core, and Hall elements in the motor of FIG.

【図3】図1のモータの駆動制御装置の制御系の主要部
分を示す概略ブロック図である。
FIG. 3 is a schematic block diagram showing a main part of a control system of the drive control device for the motor shown in FIG.

【図4】図3の駆動制御装置の動作を示すタイミングチ
ャートである。
FIG. 4 is a timing chart showing an operation of the drive control device of FIG.

【図5】図3の駆動制御装置の第2のタイミング信号生
成回路の別の例を示す概略ブロック図である。
5 is a schematic block diagram showing another example of the second timing signal generation circuit of the drive control device in FIG.

【図6】図5の第2のタイミング信号生成回路が備わっ
た駆動制御装置のモータ起動時の動作を示すフローチャ
ートである。
FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the drive control device equipped with the second timing signal generation circuit of FIG. 5 when the motor is started.

【図7】本発明の変更例を示す図であり、(A)は、ロ
ータマグネットの磁極と、コアと、発電パターンと、ホ
ール素子の位置関係を示す展開図、(B)は駆動制御装
置の変更部分の回路構成を示すブロック図、(C)はそ
の動作を示すタイミングチャートである。
FIG. 7 is a view showing a modified example of the present invention, (A) is a development view showing the positional relationship among the magnetic poles of the rotor magnet, the core, the power generation pattern, and the Hall elements, and (B) is a drive control device. 2 is a block diagram showing a circuit configuration of a changed portion of FIG. 5, and FIG. 6C is a timing chart showing its operation.

【図8】本発明の別の変更例を示す図であり、(A)は
ロータマグネットと、コアと、ホール素子の位置関係を
示す展開図、(B)は動作を示すタイミングチャートで
ある。
8A and 8B are diagrams showing another modification of the present invention, FIG. 8A is a development view showing a positional relationship among a rotor magnet, a core, and a Hall element, and FIG. 8B is a timing chart showing an operation.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 ブラシレスモータ 2 回路基板 3 ステータアセンブリ 32 コア 4 ロータアセンブリ 43 ロータマグネット 43a 駆動用着磁部 43b 信号用着磁部 43c ホール素子用着磁部 Lu,Lv,Lw 駆動コイル 10 駆動制御装置 20 位置検出手段 21、21A 矩形波信号生成回路 22、22A 第2のタイミング信号生成回路 30 信号合成回路 40 駆動回路 Hu ホール素子 C1 比較器(第1のタイミング信号生成回路) Z 全波整流器 H1 ヒステリシスコンパレータ V/I 電圧電流変換器 Cx コンデンサ F1,F2 D型フリップフロップ SR セット・リセット信号発生器 u+,u− ホール素子の検出信号 b 全波整流信号 c 比較信号 d 矩形波信号 e 反転信号 f,g,h 第1〜3のタイミング信号 i〜n スイッチング通電信号 1 brushless motor 2 circuit board 3 Stator assembly 32 cores 4 rotor assembly 43 rotor magnet 43a Magnetizing part for driving 43b Signal magnetizing section 43c Magnetizing part for Hall element Lu, Lv, Lw drive coil 10 Drive control device 20 Position detection means 21, 21A rectangular wave signal generation circuit 22, 22A Second timing signal generation circuit 30 signal synthesizer 40 drive circuit Hu Hall element C1 comparator (first timing signal generation circuit) Z full wave rectifier H1 hysteresis comparator V / I voltage-current converter Cx capacitor F1, F2 D-type flip-flop SR set / reset signal generator u +, u- Hall element detection signal b Full wave rectified signal c Comparison signal d Square wave signal e Inversion signal f, g, h first to third timing signals i to n switching energization signal

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H02P 6/14 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (58) Fields surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) H02P 6/14

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】 3相の駆動コイルを備えたステータと、
複数の磁極が形成された駆動用着磁部を備えたロータ
と、前記ステータと前記ロータの相対的位置関係に応じ
た3相の第1ないし第3のタイミング信号を生成する位
置検出手段と、前記第1ないし第3のタイミング信号に
基づき、3相の120度スイッチング通電信号を合成す
る信号合成回路と、前記3相の120度スイッチング通
電信号に基づき前記3相の駆動コイルを通電制御する駆
動回路とを有するブラシレスモータの駆動制御装置にお
いて、 前記位置検出手段は、単一の位置検出素子と、前記第1
のタイミング信号を生成する第1のタイミング信号生成
回路と、前記第2および第3のタイミング信号を生成す
るための基準となる矩形波信号を生成する矩形波信号生
成回路と、前記第2および第3のタイミング信号を生成
する第2のタイミング信号生成回路とを備えており、 前記位置検出素子は、前記ロータの前記駆動用着磁部の
磁界の変化を検出して、略正弦波状の前記検出信号を出
力するホール素子であり、 前記第1のタイミング信号生成回路は、前記位置検出信
号のゼロクロス点で論理レベルが反転する前記第1のタ
イミング信号を生成するものであり、正負一対の前記位
置検出信号を相互に比較して、略180度周期で論理レ
ベルが反転する前記第1のタイミング信号を出力する比
較器を含んでおり、 前記矩形波信号生成回路は、前記位置検出信号のゼロク
ロス点間をほぼ3等分する2点で論理レベルが反転する
前記矩形波信号を生成するものであり、全波整流器と、
ヒステリシスコンパレータと、電圧電流変換器と、コン
デンサとを備えており、 前記電圧電流変換器は、前記ヒステリシスコンパレータ
から出力される信号の論理レベルの反転に基づき、前記
コンデンサの充放電動作を切り換えるものであり、 前記コンデンサの充放電動作によって比較信号が生成さ
れ、前記ヒステリシスコンパレータにより、前記全波整
流信号が前記比較信号と比較されて、前記矩形波信号が
出力され、 前記第2のタイミング信号生成回路は、前記第1のタイ
ミング信号および前記矩形波信号に基づき、前記第1の
タイミング信号に対して、それぞれ120度および24
0度位相がずれた前記第2および第3のタイミング信号
を生成するものであることを特徴とするブラシレスモー
タの駆動制御装置。
1. A stator provided with a three-phase drive coil,
A rotor provided with a drive magnetizing portion having a plurality of magnetic poles formed therein; and a position detecting means for generating three-phase first to third timing signals according to a relative positional relationship between the stator and the rotor, A signal synthesizing circuit for synthesizing three-phase 120-degree switching energization signals based on the first to third timing signals, and a drive for energizing and controlling the three-phase drive coils based on the three-phase 120-degree switching energization signals A drive control device for a brushless motor having a circuit, wherein the position detecting means includes a single position detecting element, and the first position detecting element.
A first timing signal generating circuit for generating the timing signal, a rectangular wave signal generating circuit for generating a rectangular wave signal serving as a reference for generating the second and third timing signals, and the second and third timing signal generating circuits. A second timing signal generating circuit for generating a timing signal of No. 3, and the position detecting element is provided in the drive magnetizing part of the rotor.
Detects changes in the magnetic field and outputs the detection signal in a substantially sinusoidal shape.
A Hall element for force, said first timing signal generating circuit is for generating said first timing signal logic level is inverted at the zero-crossing point of the position detection signal, positive and negative pair of position
The position detection signals are compared with each other, and the logical level is approximately 180 degrees.
Ratio for outputting the first timing signal with inverted bell
Includes較器, the rectangular-wave signal generating circuit is for generating the rectangular wave signal logic level is inverted at approximately three equal to 2 points between zero-crossing points of the position detection signal, full wave A rectifier,
Hysteresis comparator, voltage-current converter,
And a voltage comparator , wherein the voltage-current converter includes the hysteresis comparator.
Based on the inversion of the logic level of the signal output from
This is to switch the charging / discharging operation of the capacitor , and the comparison signal is generated by the charging / discharging operation of the capacitor.
The hysteresis comparator is used to adjust the full wave.
Current signal is compared with the comparison signal to obtain the rectangular wave signal.
And the second timing signal generation circuit outputs 120 degrees and 24 degrees with respect to the first timing signal based on the first timing signal and the rectangular wave signal, respectively.
A drive control device for a brushless motor, characterized in that it generates the second and third timing signals that are out of phase by 0 degrees.
【請求項2】 請求項1において、前記比較信号の立ち
上がりと立ち下がりのヒステリシスが同一であり、前記
コンデンサの充放電速度によって規定される当該比較信
号の電圧上昇速度と電圧降下速度との比が2:1である
ことを特徴とするブラシレスモータの駆動制御装置。
2. The rising edge of the comparison signal according to claim 1.
The hysteresis of rising and falling is the same,
The comparison signal specified by the charge / discharge speed of the capacitor.
The ratio of the voltage rising speed to the voltage falling speed is 2: 1
A drive control device for a brushless motor, characterized in that
【請求項3】 請求項1において、前記比較信号の立ち
上がりと立ち下がりのヒステリシスが2:1であり、前
記コンデンサの充放電速度によって規定される当該比較
信号の電圧上昇速度と電圧降下速度とが同一であること
を特徴とするブラシレスモータの駆動制御装置。
3. The rising edge of the comparison signal according to claim 1.
The hysteresis of rising and falling is 2: 1
The comparison specified by the charge and discharge speed of the capacitor
The signal voltage rising speed and voltage falling speed are the same
A drive control device for a brushless motor.
【請求項4】 請求項1において、矩形波信号生成回路
は、前記矩形波信号の反転信号を生成するインバータを
備えており、 前記第2のタイミング信号生成回路は、第1および第2
のD型フリップフロップを備えており、 これら第1および第2のD型フリップフロップにおける
データ入力端子には、前記第1のタイミング信号が入力
され、前記第1のD型フリップフロップのクロック入力
端子には前記矩形波信号が入力され、前記第2のD型フ
リップフロップのクロック入力端子には前記矩形波信号
の反転信号が入力され、 前記第1のD型フリップフロップの正転出力端子からは
前記第2のタイミング信号が出力され、前記第2のD型
フリップフロップの反転出力端子からは前記第3のタイ
ミング信号が出力されることを特徴とするブラシレスモ
ータの駆動制御装置。
4. The rectangular wave signal generation circuit according to claim 1.
Is an inverter that generates an inverted signal of the rectangular wave signal.
And the second timing signal generation circuit includes first and second timing signal generation circuits.
Of includes a D-type flip-flop, the first and second D-type flip-flop
The first timing signal is input to the data input terminal
The clock input of the first D-type flip-flop
The rectangular wave signal is input to the terminal, and the second D-type signal is input.
The rectangular wave signal is applied to the clock input terminal of the lip flop.
The inverted signal of is input to the normal output terminal of the first D-type flip-flop.
The second timing signal is output, and the second D-type
From the inverting output terminal of the flip-flop, the third tie
Brushless model characterized by outputting a minging signal
Drive control device.
【請求項5】 請求項1ないし4のうちのいずれかの項
において、前記第2のタイミング信号生成回路は、更
に、セット・リセット信号発生器を備えており、 当該セット・リセット信号発生器は、前記第1のタイミ
ング信号の立ち上がりと立ち下がりに同期してセット・
リセットパルス信号を発生するものであり、 当該セット・リセット信号により、前記矩形波信号生成
回路のセットおよびリセットが行われることを特徴とす
るブラシレスモータの駆動制御装置。
5. The method according to any one of claims 1 to 4.
In the above, the second timing signal generation circuit is
And a set / reset signal generator, wherein the set / reset signal generator is the first timer.
Set in synchronization with the rising and falling edges of the
A reset pulse signal is generated, and the rectangular wave signal is generated by the set / reset signal.
Characterized in that the circuit is set and reset
Brushless motor drive controller.
【請求項6】 請求項1ないし5のうちのいずれかの項
において、更に、前記ロータに形成された信号用着磁部
と、前記ステータに形成された周波数検出器とを備えた
周波数発生機構を有しており、前記信号用着磁部は、前
記駆動用着磁部の磁極の3倍の磁極が形成された信号用
着磁部を備え、前記周波数検出器は、前記信号用着磁部
による磁界の変化を検出するものであり、 前記矩形波信号生成回路は、前記位置検出信号に前記周
波数検出器の出力信号を合成した合成信号に基づき、前
記矩形波信号を生成することを特徴とするブラシレスモ
ータの駆動制御装置。
6. The method according to any one of claims 1 to 5.
In addition, the signal magnetizing portion formed on the rotor
And a frequency detector formed on the stator.
It has a frequency generating mechanism, and the signal magnetizing unit is
For signals with magnetic poles three times as large as the magnetic poles of the magnetizing portion for driving
A magnetizing unit, wherein the frequency detector is the signal magnetizing unit
The rectangular wave signal generation circuit detects the change in the magnetic field due to
Based on the composite signal that is the composite of the output signals of the wave number detector,
A brushless model characterized by generating a rectangular wave signal
Drive control device.
【請求項7】 請求項1ないし5のうちのいずれかの項
において、前記ロータは、更に、前記位置検出信号の略
正弦波形が急峻になる高調波歪みが発生するように着磁
された着磁部を備えていることを特徴とするブラシレス
モータの駆動制御装置。
7. The method according to any one of claims 1 to 5.
In the above, the rotor further includes an abbreviation for the position detection signal.
Magnetized to generate harmonic distortion that makes the sine waveform steep
Brushless having a magnetized part
Motor drive control device.
【請求項8】 請求項7において、前記着磁部は前記駆
動用着磁部の3倍の磁極を備えていることを特徴とする
ブラシレスモータの駆動制御装置。
8. The magnetizing portion according to claim 7,
It is characterized by having three times as many magnetic poles as the dynamic magnetizing part.
Drive controller for brushless motor.
【請求項9】 単一のホール素子からの信号により12
0度スイッチング通電方式を行うブラシレスモータの駆
動制御装置であって、 単一のホール素子からの略正弦波状の位置検出信号のゼ
ロクロス点で論理レベルが反転する第1のタイミング信
号を発生する第1のタイミング信号発生回路と、 前記位置検出信号のゼロクロス点から正負60度付近で
論理レベルが反転する矩形波信号を発生する矩形波信号
発生回路と、 前記第1のタイミング信号発生回路及び前記矩形波信号
発生回路の出力信号によりブラシレスモータを駆動する
ための駆動信号を発生する駆動信号発生回路とを含むこ
とを特徴とするブラシレスモータの駆動制御装置。
9. A signal from a single Hall element is used for 12
Driving a brushless motor that uses the 0-degree switching energization method
A dynamic control device for detecting the position detection signal of a substantially sinusoidal wave from a single Hall element.
The first timing signal at which the logic level is inverted at the cross point
Timing signal generating circuit for generating a signal, and in the vicinity of positive and negative 60 degrees from the zero cross point of the position detection signal.
Square wave signal that generates a square wave signal with inverted logic level
Generating circuit, the first timing signal generating circuit, and the rectangular wave signal
Drives the brushless motor with the output signal of the generation circuit
Drive signal generating circuit for generating a drive signal for
And a drive control device for a brushless motor.
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