JP3475933B2 - Surface acoustic wave device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、無線通信機等に
用いられる、弾性表面波バンドパスフィルタを含む弾性
表面波装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a surface acoustic wave device including a surface acoustic wave bandpass filter used in a wireless communication device or the like.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、無線通信機等においては、小型
化、無調整化のために、弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ
を用いることが多くなった。特に最近では、ＳＡＷフィ
ルタの挿入損失の改善が進み、２〜３ｄＢという超低損
失のＳＡＷフィルタも可能となり、送、受信機の高周波
段用フィルタとして用いられるようになった。特に、コ
ードレス電話や自動車電話などの送受共用器にＳＡＷフ
ィルタが適用されようとしている。2. Description of the Related Art In recent years, surface acoustic wave (SAW) filters have been often used in wireless communication devices and the like for downsizing and non-adjustment. Particularly in recent years, the insertion loss of the SAW filter has been improved, and an SAW filter with an extremely low loss of 2 to 3 dB has become possible, and it has come to be used as a filter for a high frequency stage of a transmitter and a receiver. In particular, SAW filters are about to be applied to duplexers such as cordless phones and car phones.

【０００３】ＳＡＷフィルタの場合、それが１個では共
用器を実現し難いので、一般には、送信、受信の各フィ
ルタを組合せて共用器を構成するようにしている。In the case of a SAW filter, it is difficult to realize a duplexer with one SAW filter. Therefore, generally, a duplexer is configured by combining transmission and reception filters.

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】ところが、図１０に示
すように、受信（Ｒｘ）側ＳＡＷフィルタ１および送信
（Ｔｘ）側ＳＡＷフィルタ２という２つのフィルタを用
い、各々の入力または出力を単に接続した場合には、共
用器としての挿入損失（ロス）が、送信あるいは受信側
フィルタ単体での挿入損失よりもかなり大きくなってし
まうという問題が出てきた。However, as shown in FIG. 10, two filters, a receiving (Rx) side SAW filter 1 and a transmitting (Tx) side SAW filter 2, are used, and each input or output is simply connected. In that case, the insertion loss as a duplexer becomes considerably larger than the insertion loss of the transmitting or receiving side filter alone.

【０００５】これは、帯域外、たとえば送信側ＳＡＷフ
ィルタ２では受信帯域にあたる周波数において、当該送
信側ＳＡＷフィルタ２のインピーダンスがオープン（無
限大）にならないことによる。This is because the impedance of the SAW filter 2 on the transmitting side does not become open (infinity) outside the band, for example, at the frequency corresponding to the receiving band in the SAW filter 2 on the transmitting side.

【０００６】特に高周波の場合は、ＳＡＷフィルタの入
力静電容量と配線の浮遊インダクタンスとによる共振周
波数が使用上の周波数に近くなり、見掛け上の入力イン
ピーダンスがショートに近く、そのため、相手側のフィ
ルタの通過帯域周波数において低インピーダンス素子が
並列に付加されるのと同様の状態になり、相手側のフィ
ルタの挿入損失の増加を招いていた。Particularly at high frequencies, the resonance frequency due to the input capacitance of the SAW filter and the stray inductance of the wiring is close to the frequency in use, and the apparent input impedance is close to a short circuit. At the pass band frequency of 1), a state similar to that in which low-impedance elements are added in parallel results in an increase in insertion loss of the filter on the other side.

【０００７】そこで、この発明の目的は、複数のＳＡＷ
フィルタを接続して、たとえば送受共用器を構成する場
合に、挿入損失の劣化を極力防止できるようにした、弾
性表面波装置を提供しようとすることである。Therefore, an object of the present invention is to provide a plurality of SAWs.
It is an object of the present invention to provide a surface acoustic wave device capable of preventing deterioration of insertion loss as much as possible when a filter is connected to form a duplexer.

【０００８】[0008]

【課題を解決するための手段】本発明に従った弾性表面
波装置は、相異なる通過帯域周波数特性をもつ少なくと
も２つの弾性表面波バンドパスフィルタの入力または出
力を並列接続した、弾性表面波装置において、前記並列
接続の接続点と前記弾性表面波バンドパスフィルタのう
ち最も周波数の高い弾性表面波バンドパスフィルタ以外
の前記弾性表面波バンドパスフィルタとの間に、当該弾
性表面波装置の終端インピーダンスの１／４以上のイン
ピーダンスを有するリアクタンス素子として、コンデン
サを挿入し、前記並列接続の接続点とアースとの間にイ
ンピーダンスマッチングのための素子を接続させたこと
を特徴とする。また、本発明に従った弾性表面波装置で
は、前記インピーダンスマッチングのための素子は、イ
ンダクタンス素子であることが好ましい。A surface acoustic wave device according to the present invention is a surface acoustic wave device in which inputs or outputs of at least two surface acoustic wave bandpass filters having different pass band frequency characteristics are connected in parallel. In, between the connection point of the parallel connection and the surface acoustic wave bandpass filter other than the surface acoustic wave bandpass filter having the highest frequency among the surface acoustic wave bandpass filters, the terminating impedance of the surface acoustic wave device. A capacitor is inserted as a reactance element having an impedance equal to or more than 1/4 of the above, and the capacitor is inserted between the connection point of the parallel connection and the ground.
It is characterized by connecting an element for impedance matching . Further, in the surface acoustic wave device according to the present invention, the element for impedance matching is preferably an inductance element.

【０００９】本発明によると、高いインピーダンスを有
するリアクタンス素子が直列に接続されるＳＡＷバンド
パスフィルタは、このリアクタンス素子を含めてのイン
ピーダンスが高くなる。したがって、他のＳＡＷフィル
タの負荷にならずに済み、他のＳＡＷフィルタの挿入損
失が大きくなることを防止できる。また、インピーダン
スマッチングのための素子が接続されることにより、当
該挿入損失が大きくなることをより確実に防止できる。 According to the present invention, the SAW bandpass filter in which reactance elements having high impedance are connected in series has a high impedance including the reactance elements. Therefore, it is not necessary to load the other SAW filters, and it is possible to prevent the insertion loss of the other SAW filters from increasing. Also, Impedan
By connecting the element for matching,
It is possible to more reliably prevent the insertion loss from increasing.

【００１０】[0010]

【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施の形態の形
態を、小電力コードレス電話用ＳＡＷ共用器を例にとっ
て説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below, taking a SAW duplexer for a low power cordless telephone as an example.

【００１１】送信（Ｔｘ）側ＳＡＷフィルタおよび受信
（Ｒｘ）側ＳＡＷフィルタは、それぞれ、３６°回転Ｙ
カットＬｉＴａＯ₃ 基板を用いたＳＡＷ共振子フィルタ
を２段縦続接続したものである。The transmission (Tx) side SAW filter and the reception (Rx) side SAW filter are each rotated by 36 ° Y.
The SAW resonator filters using a cut LiTaO ₃ substrate are cascade-connected in two stages.

【００１２】小電力コードレス電話においては、親機と
子機との間で、２５４ＭＨｚと３８０ＭＨｚとを用いて
送信および受信を行なっている。したがって、２５４Ｍ
Ｈｚおよび３８０ＭＨｚのどちらか一方が、送信（Ｔ
ｘ）側となり、どちらか他方が、受信（Ｒｘ）側とな
る。説明の便宜上、２５４ＭＨｚをＴｘ側とし、３８０
ＭＨｚをＲｘ側としておく。In the low power cordless telephone, transmission and reception are performed between the base unit and the handset using 254 MHz and 380 MHz. Therefore, 254M
Either Hz or 380 MHz is transmitted (T
x) side, and the other one becomes the reception (Rx) side. For convenience of explanation, 254 MHz is set to the Tx side, and 380
Let MHz be the Rx side.

【００１３】２５４ＭＨｚおよび３８０ＭＨｚ各々のフ
ィルタの単体での特性が、図１１および図１２にそれぞ
れ示されている。これらの図面からわかるように、２５
４ＭＨｚフィルタ単体（図１１）では、２．３ｄＢ、３
８０ＭＨｚフィルタ単体（図１２）では、２．６ｄＢ、
というように、いずれも低損失である。共用器のインピ
ーダンスは５０Ωであり、これに対して、フィルタも５
０Ω用に設計されており、チューニング用コイルなどは
用いていない状態でのデータである。The characteristics of the individual filters of 254 MHz and 380 MHz are shown in FIGS. 11 and 12, respectively. As you can see from these drawings, 25
With a 4 MHz filter alone (Fig. 11), 2.3 dB, 3
The 80 MHz filter alone (Fig. 12) is 2.6 dB,
As a result, all have low loss. The impedance of the duplexer is 50Ω, while the filter is 5
It is designed for 0Ω, and is the data when no tuning coil is used.

【００１４】図１３および図１４に、上述のフィルタ各
々の入力インピーダンスのスミスチャートが示されてい
る。これらの図面において、マーカ１および２は、各
々、３８０ＭＨｚおよび２５４ＭＨｚの各フィルタのピ
ークレベルの周波数を示している。なお、出力インピー
ダンスも同じ傾向を示し、入出力対称になっている。13 and 14 are Smith charts of the input impedance of each of the above filters. In these figures, Markers 1 and 2 indicate the peak level frequencies of each filter at 380 MHz and 254 MHz, respectively. The output impedance also shows the same tendency, and the input and output are symmetrical.

【００１５】図１３において、２５４ＭＨｚ（Ｔｘ）Ｓ
ＡＷフィルタは、その通過帯域周波数２５４ＭＨｚでの
インピーダンスが５１．５Ωであり、図１４において、
３８０ＭＨｚ（Ｒｘ）ＳＡＷフィルタは、その通過帯域
周波数３８０ＭＨｚでのインピーダンスが５１．４Ωで
ある。これらのフィルタの各々の通過帯域周波数でのイ
ンピーダンスは、上述のように、５０Ωに近く、それゆ
えに低損失であるが、相手側の周波数においては、これ
らフィルタは、電極静電容量のために容量性になってい
る。特に、Ｔｘ側（低周波側）フィルタのＲｘ周波数帯
域（図１３におけるマーカ１）でのインピーダンスは、
Ｒｘ側（高周波側）フィルタのＴｘ周波数帯域（図１４
におけるマーカ２）でのインピーダンスよりも、かなり
低くなっているが、これは、ＳＡＷフィルタの電極静電
容量と浮遊インダクタンスとの共振によるもので、一般
的に低周波側のフィルタの高周波側でのインピーダンス
の方が、高周波側のフィルタの低周波側でのインピーダ
ンスよりも低くなる。In FIG. 13, 254 MHz (Tx) S
The impedance of the AW filter at the passband frequency of 254 MHz is 51.5Ω, and in FIG.
The impedance of the 380 MHz (Rx) SAW filter at the pass band frequency of 380 MHz is 51.4Ω. The impedance at the passband frequency of each of these filters is close to 50 Ω, and thus low loss, as described above, but at the other side of the frequency, these filters are capacitive due to electrode capacitance. I have sex. In particular, the impedance in the Rx frequency band (marker 1 in FIG. 13) of the Tx side (low frequency side) filter is
The Tx frequency band of the Rx side (high frequency side) filter (see FIG.
The impedance is considerably lower than the impedance at the marker 2) in 1. However, this is due to the resonance between the electrode capacitance of the SAW filter and the stray inductance. Generally, the impedance at the high frequency side of the low frequency side filter is high. The impedance is lower than the impedance on the low frequency side of the filter on the high frequency side.

【００１６】ここで、図１０に示すように、Ｒｘ側ＳＡ
Ｗフィルタ１とＴｘ側ＳＡＷフィルタ２とを単に接続し
て共用器とした場合、各々の通過帯域において、相手側
の低インピーダンスが並列に接続されることになり、図
１５および図１６に示すように、挿入損失の劣化がおこ
る。図１５は、Ｔｘ側フィルタ２のアンテナ―Ｔｘ間の
特性を示し、図１６は、Ｒｘ側フィルタ１のアンテナ―
Ｒｘ間の特性を示している。図１０に示すように、並列
接続されたとき、Ｔｘ側フィルタ２については、図１５
に示すように、損失が２．９ｄＢ（単体での損失＋０．
６ｄＢ）で済むが、特に相手側が低インピーダンスにな
るＲｘ（高周波側）フィルタ１については、図１６に示
すように、損失が４．１ｄＢ（単体での損失＋１．５ｄ
Ｂ）となり、Ｒｘ側フィルタ１は、Ｔｘ側フィルタ２と
の接続により、単体の場合に比べて、１．５ｄＢも損失
が大きくなってしまう。Here, as shown in FIG. 10, the SA on the Rx side
When the W filter 1 and the Tx side SAW filter 2 are simply connected to form a duplexer, the low impedance of the other side is connected in parallel in each pass band, as shown in FIGS. 15 and 16. Then, the insertion loss deteriorates. FIG. 15 shows characteristics between the antenna of the Tx-side filter 2 and Tx, and FIG. 16 shows the antenna of the Rx-side filter 1.
The characteristic between Rx is shown. As shown in FIG. 10, when the filters are connected in parallel, the Tx-side filter 2 is shown in FIG.
As shown in, the loss is 2.9 dB (the loss of a single unit +0.
6 dB), but especially for the Rx (high frequency side) filter 1 in which the other side has a low impedance, the loss is 4.1 dB (loss of a single unit +1.5 d as shown in FIG. 16).
B), and the loss of the Rx-side filter 1 is increased by 1.5 dB as compared with the case of a single body due to the connection with the Tx-side filter 2.

【００１７】図１７は、そのときの共用器としてのアン
テナ端子入力インピーダンスのスミスチャートである。
Ｒｘの周波数（マーカ１）において、相手側のＴｘ側Ｓ
ＡＷフィルタに派生する低インピーダンスがＲｘ側ＳＡ
Ｗフィルタに並列接続されるため、共用器としてのアン
テナ端子入力インピーダンスが５０Ωから低い方へずれ
て、損失が大きくなっていることがわかる。FIG. 17 is a Smith chart of the input impedance of the antenna terminal as a duplexer at that time.
At the Rx frequency (marker 1), the Tx side S of the other side
Low impedance derived from the AW filter is SA on the Rx side
Since it is connected in parallel with the W filter, it can be seen that the input impedance of the antenna terminal as a duplexer deviates from 50Ω to the lower side and the loss increases.

【００１８】ここで、インピーダンスマッチングのため
に、図１８に示すように、アンテナ端子３に並列に３３
ｎＨのインダクタンス素子４を接続したところ、Ｔｘ側
ＳＡＷフィルタ２については、２．７ｄＢ（単体での損
失＋０．４ｄＢ）と単体での損失に近づけることができ
たが、Ｒｘ側ＳＡＷフィルタ１については、図１９およ
び図２０に示すように、インピーダンスが２９．１Ωと
なり、５０Ωに近づけられず、また、挿入損失について
は、単体での損失に対して＋１．０ｄＢされた３．６ｄ
Ｂの損失までしか改善されなかった。なお、図１９は、
図１８に示すようにアンテナ端子３に３３ｎＨのインダ
クタンス素子４を並列接続してインピーダンスマッチン
グをとったときのＲｘ側ＳＡＷフィルタ１の特性を示
し、図２０は、そのときのアンテナ端子入力インピーダ
ンスのスミスチャートを示している。Here, for impedance matching, as shown in FIG. 18, 33 in parallel with the antenna terminal 3 is provided.
When the nH inductance element 4 was connected, the Tx-side SAW filter 2 was able to approach 2.7 dB (loss of a single unit +0.4 dB), which was close to the loss of a single unit, but the Rx-side SAW filter 1 was As shown in FIGS. 19 and 20, the impedance was 29.1Ω, which was not close to 50Ω, and the insertion loss was +1.0 dB relative to the loss of the single 3.6 d.
Only the loss of B was improved. In addition, FIG.
FIG. 20 shows the characteristics of the Rx side SAW filter 1 when impedance matching is performed by connecting the 33 nH inductance element 4 in parallel to the antenna terminal 3 as shown in FIG. 20, and FIG. 20 shows Smith of the antenna terminal input impedance at that time. The chart is shown.

【００１９】上述のように、Ｒｘ側ＳＡＷフィルタ１で
の改善がそれほど達成されなかったのは、Ｒｘ周波数で
のＴｘ側フィルタ２のインピーダンスがかなり低いた
め、図２０に示すように、Ｒｘ（マーカ１）でのインピ
ーダンスとＴｘ（マーカ２）でのインピーダンスとのず
れが大きいことが原因であり、仮にＲｘ側のインピーダ
ンスマッチングを良くしたとしても、その代わりにＴｘ
側のインピーダンスマッチングが悪くなり、Ｔｘ周波数
での損失が大きくなってしまう。As mentioned above, the reason why the improvement in the SAW filter 1 on the Rx side has not been achieved so much is that the impedance of the Tx side filter 2 at the Rx frequency is considerably low, and as shown in FIG. This is because there is a large deviation between the impedance at 1) and the impedance at Tx (marker 2). Even if the impedance matching on the Rx side is improved, Tx will be used instead.
Impedance matching on the side becomes worse and loss at the Tx frequency increases.

【００２０】このような知見に基づき、この発明をなす
に到ったのである。そこで、図１に示すようにアンテナ
端子３とＴｘ側ＳＡＷフィルタ２との間に、直列に、１
０ｐＦ（Ｒｘ周波数にて約４２Ωのインピーダンス）の
コンデンサ（リアクタンス素子）５を接続し、さらに、
インピーダンスマッチングのために、アンテナ端子３に
並列に２７ｎＨのインダクタンス素子６を接続したとこ
ろ、図２に示すように、Ｔｘ側では、３．１ｄＢ（単体
での損失＋０．８ｄＢ）となり、他方、図３に示すよう
に、Ｒｘ側では、２．７ｄＢ（単体での損失＋０．１ｄ
Ｂ）の損失となり、単体での特性からの損失の劣化が、
前述した図１９および図２０に示した場合より小さく抑
えることができた。The present invention has been completed based on such knowledge. Therefore, as shown in FIG. 1, in series between the antenna terminal 3 and the Tx side SAW filter 2,
Connect a capacitor (reactance element) 5 of 0 pF (impedance of about 42Ω at Rx frequency), and
When the 27 nH inductance element 6 is connected in parallel to the antenna terminal 3 for impedance matching, as shown in FIG. 2, the Tx side has a gain of 3.1 dB (loss of a single +0.8 dB), while the figure As shown in 3, the Rx side is 2.7 dB (loss of a single unit +0.1 d
B) is the loss, and the deterioration of the loss from the characteristics of a single unit is
It could be suppressed to be smaller than the case shown in FIGS. 19 and 20 described above.

【００２１】ここで、Ｔｘ側の損失が比較的大きいの
は、１０ｐＦのコンデンサ５がＴｘ側ＳＡＷフィルタ２
に直列に挿入されたためで、このコンデンサ５の容量を
大きくすれば、Ｒｘ側の損失が少し大きくなる代わり
に、Ｔｘ側の損失を小さくすることができる。但し、あ
まり大容量（低インピーダンス）にすると、リアクタン
ス素子としてのコンデンサ５を挿入した効果がなくなる
ので、このようなリアクタンス素子のインピーダンス
は、少なくとも当該ＳＡＷ装置の終端インピーダンスの
１／４以上とされる。Here, the loss on the Tx side is relatively large because the capacitor 5 of 10 pF is used on the Tx side SAW filter 2.
Since the capacitor 5 is inserted in series, it is possible to reduce the loss on the Tx side by increasing the capacitance of the capacitor 5 instead of slightly increasing the loss on the Rx side. However, if the capacitance is too large (low impedance), the effect of inserting the capacitor 5 as a reactance element is lost, so the impedance of such a reactance element is at least ¼ or more of the termination impedance of the SAW device. .

【００２２】Ｔｘ側の損失の改善のために、図４に示す
ようにＴｘ側フィルタ２と１０ｐＦのコンデンサ５との
接続点に並列に、５６ｎＨのインダクタンス素子７をさ
らに接続し、アンテナ端子３側のインダクタンス素子６
を２７ｎＨから３３ｎＨに変更したところ、図５に示し
たように、Ｔｘ側で、２．６ｄＢの損失となり、図６に
示すように、Ｒｘ側で、２．８ｄＢの損失となり、いず
れも、単体での損失に比べて、０．２〜０．３ｄＢの劣
化に抑えられた。In order to improve the loss on the Tx side, a 56 nH inductance element 7 is further connected in parallel to the connection point between the Tx side filter 2 and the 10 pF capacitor 5 as shown in FIG. Inductance element 6
Was changed from 27 nH to 33 nH, the loss was 2.6 dB on the Tx side as shown in FIG. 5, and the loss was 2.8 dB on the Rx side as shown in FIG. The deterioration was suppressed to 0.2 to 0.3 dB as compared with the loss at.

【００２３】これは、Ｔｘ側に挿入した１０ｐＦのコン
デンサ５および５６ｎＨのインダクタンス素子７のよう
なリアクタンス素子の働きによるもので、図７に示すよ
うに、Ｒｘ側およびＴｘ側の各々のインピーダンス（マ
ーカ１および２）をともに５０Ωに近づけることができ
たためである。This is due to the action of the reactance elements such as the capacitor 5 of 10 pF inserted in the Tx side and the inductance element 7 of 56 nH, and as shown in FIG. This is because both 1 and 2) were able to approach 50Ω.

【００２４】これに対して、図８に示すように、アンテ
ナ端子３に並列に３３ｎＨのインダクタンス素子６を接
続しながら、逆に、高周波側であるＲｘ側に、１０ｐＦ
のコンデンサ８および５６ｎＨのインダクタンス素子９
を挿入したところ、図９に示すように、Ｒｘ側およびＴ
ｘ側の各々のインピーダンス（マーカ１および２）が互
いに離れてしまい、ともに５０Ωに近づけることができ
ず、また、損失は、ともに３．８ｄＢと大きくなってし
まった。このことから、相手側のフィルタの通過帯域周
波数でのインピーダンスが低い方のフィルタ（この場合
はＴｘ側フィルタ２）に関連してリアクタンス素子を付
加するのがより効果的であることがわかる。On the other hand, as shown in FIG. 8, while the inductance element 6 of 33 nH is connected in parallel to the antenna terminal 3, on the contrary, 10 pF on the Rx side which is the high frequency side.
Capacitor 8 and inductance element 9 of 56 nH
Inserted, as shown in FIG. 9, Rx side and T
The respective impedances (markers 1 and 2) on the x side were separated from each other, and both could not be brought close to 50Ω, and the loss was as large as 3.8 dB. From this, it can be seen that it is more effective to add the reactance element in association with the filter having the lower impedance at the pass band frequency of the filter on the other side (Tx side filter 2 in this case).

【００２５】なお、両方のフィルタ１および２にそれぞ
れリアクタンス素子を付加するのも効果がある。It is also effective to add a reactance element to each of the filters 1 and 2.

【００２６】なお、この発明は、３つ以上のＳＡＷフィ
ルタを備えるＳＡＷ装置にも適用することができる。The present invention can also be applied to a SAW device provided with three or more SAW filters.

【００２７】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。The embodiments disclosed this time are to be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description but by the claims, and is intended to include meanings equivalent to the claims and all modifications within the scope.

【００２８】[0028]

【発明の効果】このように、この発明によれば、相異な
る通過帯域周波数特性をもつ少なくとも２つのＳＡＷバ
ンドパスフィルタの入力または出力を並列接続した、Ｓ
ＡＷ装置において、少なくとも１つのＳＡＷバンドパス
フィルタに直列に所定以上のインピーダンスを有するリ
アクタンス素子を挿入することにより、当該フィルタ側
の全体としてのインピーダンスを高めることができ、他
のＳＡＷバンドパスフィルタの負荷にならずに済み、他
のＳＡＷバンドパスフィルタの挿入損失が大きく劣化す
ることを防止できる。As described above, according to the present invention, the input or output of at least two SAW bandpass filters having different pass band frequency characteristics are connected in parallel,
In the AW device, by inserting a reactance element having an impedance of a predetermined value or more in series with at least one SAW bandpass filter, it is possible to increase the overall impedance of the filter side, and to load the other SAW bandpass filters. Therefore, it is possible to prevent the insertion loss of other SAW bandpass filters from being significantly deteriorated.

【００２９】つまり、ＳＡＷ共用器において、Ｔｘ側フ
ィルタに直列にコンデンサを挿入することで、Ｒｘ帯域
周波数において、このコンデンサがリアクタンス性のイ
ンピーダンスとなってＲｘ側フィルタの負荷になること
を防止し、Ｒｘ側フィルタの挿入損失が大きく劣化する
ことを防止できる。That is, in the SAW duplexer, by inserting a capacitor in series with the Tx-side filter, it is possible to prevent the capacitor from becoming a reactive impedance at the Rx band frequency and becoming a load of the Rx-side filter. It is possible to prevent the insertion loss of the Rx-side filter from significantly deteriorating.

【００３０】また、Ｔｘ側フィルタに挿入されるリアク
タンス素子として、コンデンサに代えて、インダクタン
ス素子を用いてもよい。ただし、Ｔｘ側フィルタおよび
Ｒｘ側フィルタが通過帯域周波数で実インピーダンスを
有する場合には、インダクタンス素子が用いられると、
Ｔｘ側フィルタまたはＲｘ側フィルタのインピーダンス
が変換され、Ｌ性となり、元のインピーダンスから位相
がずれることが考えられる。したがって、この場合に
は、Ｔｘ側フィルタに挿入されるリアクタンス素子とし
て、コンデンサを用いることが好ましい。Further, as the reactance element inserted in the Tx side filter, an inductance element may be used instead of the capacitor. However, if the Tx-side filter and the Rx-side filter have real impedance at the pass band frequency, when an inductance element is used,
It is conceivable that the impedance of the Tx-side filter or the Rx-side filter is converted to become L-shaped and the phase shifts from the original impedance. Therefore, in this case, it is preferable to use a capacitor as the reactance element inserted in the Tx-side filter.

【００３１】また、リアクタンス素子としてのコンデン
サとＴｘ側フィルタとの接続点と、アースとの間に、イ
ンダクタンス素子をさらに挿入して、共振させることに
より、Ｔｘ側フィルタの挿入損失も、同様に、大きく劣
化することを防止できる。Further, an inductance element is further inserted between the connection point between the capacitor as the reactance element and the Tx side filter and the ground to resonate, so that the insertion loss of the Tx side filter is also the same. It can be prevented from being greatly deteriorated.

【００３２】また、上述のようなリアクタンス素子を付
加するのは、相手側フィルタの通過帯域周波数でのイン
ピーダンスが最も低いフィルタとするのが最も効果的で
ある。Further, it is most effective to add the reactance element as described above to the filter having the lowest impedance at the pass band frequency of the counterpart filter.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 この発明の一実施の形態による２つのＳＡＷ
フィルタを並列接続した送受共用器の概略回路図であ
る。FIG. 1 shows two SAWs according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a schematic circuit diagram of a duplexer in which filters are connected in parallel.

【図２】 図１に示した送受共用器のＴｘ側の周波数特
性を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing Tx-side frequency characteristics of the duplexer shown in FIG.

【図３】 図１に示した送受共用器のＲｘ側の周波数特
性を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing frequency characteristics on the Rx side of the duplexer shown in FIG.

【図４】 この発明の他の実施の形態による２つのＳＡ
Ｗフィルタを並列接続した送受共用器の概略回路図であ
る。FIG. 4 shows two SAs according to another embodiment of the present invention.
It is a schematic circuit diagram of the transmission / reception sharing device which connected the W filter in parallel.

【図５】 図４に示した送受共用器のＴｘ側の周波数特
性を示す図である。5 is a diagram showing frequency characteristics on the Tx side of the duplexer shown in FIG.

【図６】 図４に示した送受共用器のＲｘ側の周波数特
性を示す図である。6 is a diagram showing frequency characteristics on the Rx side of the duplexer shown in FIG.

【図７】 図４に示した送受共用器のアンテナ端子入力
インピーダンスのスミスチャートである。7 is a Smith chart of the antenna terminal input impedance of the duplexer shown in FIG.

【図８】 図４に示した送受共用器の比較例となる送受
共用器の概略回路図である。8 is a schematic circuit diagram of a duplexer as a comparative example of the duplexer shown in FIG.

【図９】 図８に示した送受共用器のアンテナ端子入力
インピーダンスのスミスチャートである。9 is a Smith chart of antenna terminal input impedance of the duplexer shown in FIG.

【図１０】 本発明に対する背景技術を用いて、２つの
ＳＡＷフィルタを単に並列接続した送受共用器の概略回
路図である。FIG. 10 is a schematic circuit diagram of a duplexer in which two SAW filters are simply connected in parallel using the background art for the present invention.

【図１１】 本発明に対する背景技術についての実験に
用いた小電力コードレス電話用２５４ＭＨｚのＳＡＷ共
振子フィルタ単体での周波数特性を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing frequency characteristics of a single 254 MHz SAW resonator filter for a low-power cordless telephone used in an experiment related to the background art of the present invention.

【図１２】 従来技術についての実験で用いた小電力コ
ードレス電話用３８０ＭＨｚのＳＡＷ共振子フィルタ単
体の周波数特性を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing frequency characteristics of a single 380 MHz SAW resonator filter for a small power cordless telephone used in an experiment on a conventional technique.

【図１３】 図１１に示したフィルタの入力インピーダ
ンスのスミスチャートである。13 is a Smith chart of the input impedance of the filter shown in FIG.

【図１４】 図１２に示したフィルタの入力インピーダ
ンスのスミスチャートである。14 is a Smith chart of the input impedance of the filter shown in FIG.

【図１５】 図１１および図１３に示した特性を有する
フィルタを図１０に示した送受共用器のＴｘ側に用いた
場合の周波数特性を示す図である。15 is a diagram showing frequency characteristics when the filter having the characteristics shown in FIGS. 11 and 13 is used on the Tx side of the duplexer shown in FIG.

【図１６】 図１２および図１４に示した特性を有する
フィルタを図１０に示した送受共用器のＲｘ側に用いた
場合の周波数特性を示す図である。16 is a diagram showing frequency characteristics when the filter having the characteristics shown in FIGS. 12 and 14 is used on the Rx side of the duplexer shown in FIG.

【図１７】 図１１および図１３に示した特性を有する
フィルタをＴｘ側に用い、図１２および図１４に示した
特性を有するフィルタをＲｘ側に用いた場合の、図１０
に示した送受共用器のアンテナ端子入力インピーダンス
のスミスチャートである。FIG. 17 shows a case where the filter having the characteristics shown in FIGS. 11 and 13 is used on the Tx side and the filter having the characteristics shown in FIGS. 12 and 14 is used on the Rx side.
3 is a Smith chart of the antenna terminal input impedance of the duplexer shown in FIG.

【図１８】 図１０に示した送受共用器にインピーダン
スマッチングのためのインダクタンス素子を接続してな
る送受共用器の概略回略図である。18 is a schematic diagram of a duplexer formed by connecting an inductance element for impedance matching to the duplexer shown in FIG.

【図１９】 図１８に示した送受共用器のＲｘ側の周波
数特性を示す図である。19 is a diagram showing frequency characteristics on the Rx side of the duplexer shown in FIG.

【図２０】 図１８に示した送受共用器のアンテナ端子
入力インピーダンスのスミスチャートである。20 is a Smith chart of the antenna terminal input impedance of the duplexer shown in FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 受信側ＳＡＷフィルタ、２ 送信側ＳＡＷフィル
タ、３ アンテナ端子、４，６，７，９ インダクタン
ス素子、５，８ コンデンサ。1 reception side SAW filter, 2 transmission side SAW filter, 3 antenna terminals, 4, 6, 7, 9 inductance elements, 5, 8 capacitors.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 9/64 H03H 9/72 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (58) Fields surveyed (Int.Cl. ⁷ , DB name) H03H 9/64 H03H 9/72

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 相異なる通過帯域周波数特性をもつ少な
くとも２つの弾性表面波バンドパスフィルタの入力また
は出力を並列接続した、弾性表面波装置において、 前記並列接続の接続点と前記弾性表面波バンドパスフィ
ルタのうち最も周波数の高い弾性表面波バンドパスフィ
ルタ以外の前記弾性表面波バンドパスフィルタとの間
に、当該弾性表面波装置の終端インピーダンスの１／４
以上のインピーダンスを有するリアクタンス素子とし
て、コンデンサを挿入し、前記並列接続の接続点とアー
スとの間にインピーダンスマッチングのための素子を接
続させたことを特徴とする、弾性表面波装置。1. A surface acoustic wave device in which inputs or outputs of at least two surface acoustic wave bandpass filters having different pass band frequency characteristics are connected in parallel, the connection point of the parallel connection and the surface acoustic wave band pass. 1/4 of the terminating impedance of the surface acoustic wave device between the surface acoustic wave bandpass filter other than the surface acoustic wave bandpass filter having the highest frequency among the filters.
As a reactance element having the above impedance, insert a capacitor to connect the parallel connection point and the
Connect an element for impedance matching between
A surface acoustic wave device characterized by being continued . 【請求項２】 前記インピーダンスマッチングのための
素子は、インダクタンス素子であることを特徴とする、
請求項１に記載の弾性表面波装置。2. The element for impedance matching is an inductance element,
The surface acoustic wave device according to claim 1 .