JP3462937B2 - 自動振幅等化器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（目次） 産業上の利用分野 従来の技術（図６５〜図６８） 発明が解決しようとする課題（図６５〜図６８） 課題を解決するための手段（図１〜図６） 作用（図１〜図６） 実施例 （ａ）第１実施例の説明（図７〜図１９） （ｂ）第２実施例の説明（図２０） （ｃ）第３実施例の説明（図２１） （ｄ）第４実施例の説明（図２２） （ｅ）第５実施例の説明（図２３〜図２５） （ｆ）第６実施例の説明（図２６） （ｇ）第７実施例の説明（図２７） （ｈ）第８実施例の説明（図２８） （ｉ）第９実施例の説明（図２９，図３０） （ｊ）第１０実施例の説明（図３１） （ｋ）第１１実施例の説明（図３２） （ｌ）第１２実施例の説明（図３３） （ｍ）第１３実施例の説明（図３４〜図３９） （ｎ）第１４実施例の説明（図４０〜図４３） （ｏ）第１５実施例の説明（図４４〜図５６） （ｐ）第１６実施例の説明（図５７〜図５９） （ｑ）第１７実施例の説明（図６０，図６１） （ｒ）第１８実施例の説明（図６２） （ｓ）その他（図６３，図６４） 発明の効果

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は、入力信号の振幅特性を
補償する自動振幅等化器に関する。近年、ディジタル多
重無線装置などにおいては、空間で発生するフェージン
グ歪みなどの伝送路歪みによる回線品質の劣化を改善す
るために、この伝送路歪みを時間領域で等化することの
できるトランスバーサル等化器が広く実用化されてい
る。

【０００３】しかしながら、例えば、直交２次元型のト
ランスバーサル等化器の等化特性（シグニチャ特性とも
いう）は、「Ｍカーブ」と呼ばれるように、特に、ＩＦ
（中間周波数）帯の１次傾斜特性には弱いことが知られ
ている。そこで、ＩＦ信号（入力信号）の１次傾斜特性
の伝送路歪み（１次傾斜歪み）を時間領域で等化するト
ランスバーサル等化器に加えて、さらに周波数領域また
は時間領域の等化器を併用することにより、この伝送路
歪みをより効果的に補償できる技術が要求されている。

【０００４】また、ＩＦ信号の２次傾斜歪みを有効に検
出し、ＩＦ信号の１次傾斜歪みだけでなく、２次傾斜歪
みをも効果的に補償して等化器の性能をさらに向上でき
る技術も要求されてきている。

【０００５】

【従来の技術】図６５は従来の自動振幅等化器の構成を
示すブロック図で、この図６５において、１００は１次
傾斜補償部，２００は自動利得制御部（ＡＧＣ），３０
０は３波検波器，４００は比較回路である。ここで、１
次傾斜補償部１００は、１次傾斜振幅特性を有し、後述
する比較回路４００からの制御信号に応じて、この１次
傾斜振幅特性が制御されることにより、空間を通じて伝
送されてきた受信信号の１次傾斜歪みを１次傾斜振幅特
性に応じて補償するものであり、自動利得制御部２００
は、復調器などの１次傾斜補償部１００の後段の回路が
正常に動作するように、１次傾斜補償部１００の出力の
利得を一定に制御するものである。

【０００６】また、３波検波器３００は、自動利得制御
部２００の出力の一部に対して３波検波を施すことによ
り、３つの異なる周波数成分ｆ₀ ，ｆ₁ ^- ，ｆ₂ ⁺ を検
出するものであり、比較回路４００は、これら３つの周
波数成分ｆ₀ ，ｆ₁ ^- ，ｆ₂ ⁺ を比較することにより、
入力信号（受信信号）の１次傾斜歪みを検出して、これ
に基づき、この１次傾斜歪みを補償すべく１次傾斜補償
部１００用の制御信号を出力するものである。

【０００７】このような構成により、従来の自動振幅等
化器では、自動利得制御部２００で利得を一定に保たれ
た入力信号の一部が３波検波器３００で３波検波され、
得られた３つの周波数成分ｆ₀ ，ｆ₁ ^- ，ｆ₂ ⁺ が比較
回路４００で比較されることにより、入力信号の１次傾
斜歪みが検出される。そして、比較部４００からは、こ
の１次傾斜歪みを補償すべく、１次傾斜補償部１００が
有する１次傾斜振幅特性を制御するための制御信号が出
力され、これにより、１次傾斜補償部１００では、この
制御信号に応じて入力信号の１次傾斜歪みが補償され
る。

【０００８】さらに、図６６は従来の自動振幅等化器の
他の構成を示すブロック図で、この図６６において、１
０は受信部、２０′は１次傾斜補償部、３０は可変利得
増幅部、４０は復調部、４１はトランスバーサル等化器
（ＴＲＥ）、５０は識別部、６０は振幅検出部、７０′
はスペクトラム歪検出部、８０Ａは混合比制御部であ
る。なお、１０１はアンテナである。

【０００９】ここで、受信部１０は、アンテナ１０１で
受信したＲＦ（高周波）信号をダウンコンバートしてＩ
Ｆ（中間周波）信号を得るものであり、１次傾斜補償部
２０′は、１次傾斜振幅特性を有し、この１次傾斜振幅
特性に応じてＩＦ信号の１次傾斜歪みを補償するもの
で、分配器（ハイブリッド）２１１，ノッチフィルタな
どが有する正傾斜１次特性を利用した正傾斜１次振幅等
化部２１２，同じくノッチフィルタが有する負傾斜１次
特性を利用した負傾斜１次振幅等化部２１３，ＰＩＮダ
イオードなどを用いた可変減衰器２１４，２１５及び混
合器（ハイブリッド）２１６を有して構成される。

【００１０】また、可変利得増幅部３０は、後述する振
幅検出部６０からのＡＧＣ(Automatic Gain Control)信
号に応じて復調部４０への出力の利得が一定になるよう
に１次傾斜補償部２０′の出力の増幅度を制御するもの
であり、復調部４０は、この可変利得増幅部３０の出力
に対して直交検波などの所要の復調方式で復調を施すこ
とによって復調ベースバンド信号（ＢＢＳ）を得るもの
である。この復調部４０は、例えば、後述するごとく７
タップのトランスバーサル等化器４１をそなえて構成さ
れている。

【００１１】さらに、識別部５０は、復調部４０で得ら
れた復調ベースバンド信号を所要の識別レベルで識別す
るものであり、振幅検出部６０は、シンボルタイミング
クロック信号（ＳＣＫ）に同期してＢＢＳ信号と所定の
基準値（シンボルレベル）とを比較することにより、可
変利得増幅部３０を自動利得制御するＡＧＣ信号を生成
するものである。

【００１２】また、制御部９０′は、ＩＦ信号の１次傾
斜歪みを検出して、これに基づいて、１次傾斜補償部２
０′での正傾斜１次振幅等化部２１２及び負傾斜１次振
幅等化部２１３の各出力の混合比を制御するための制御
信号を生成して１次傾斜補償部２０′へ出力するもの
で、ＩＦ信号のスペクトラム中の１次傾斜歪みを検出す
るスペクトラム歪検出部７０′と、このスペクトラム歪
検出部７０′での検出結果に応じた制御信号を生成する
混合比生成部８０′とをそなえて構成されている。

【００１３】上述のごとく構成された自動振幅等化器で
は、まず、アンテナ１００で受信したＲＦ（高周波）信
号が受信部１０で増幅されるとともに、図６７（ａ）に
て後述する中心周波数ｆ₀ のＩＦ（中間周波）信号にダ
ウンコンバートされる。そして、このＩＦ信号は１次傾
斜補償部２０′でその１次傾斜歪を補償されて、補償後
のＩＦ_EQ信号が出力される。

【００１４】さらに、このＩＦ_EQ信号は、可変利得増幅
部３０で増幅されて復調部４０に入力され、復調部４０
では、この入力信号（ＩＦ_EQ信号）に対して直交検波な
どの所定の復調方式で復調が施されることによって復調
ベースンバンド信号（ＢＢＳ）が得られる。そして、こ
の復調ベースンバンド信号ＢＢＳは、識別部５０にて所
要の識別レベルで識別されて、受信データとして出力さ
れる。なお、振幅検出部６０は、各シンボルタイミング
クロック信号ＳＣＫに同期して復調部４０から出力され
るベースバンド信号（ＢＢＳ）と所定の基準値（シンボ
ルレベル）とを比較することにより、復調部４０の入力
信号レベルが常に一定となるように自動利得制御（ＡＧ
Ｃ）を行なっている。

【００１５】ここで、上述の復調部４０は、トランスバ
ーサル等化器４１をそなえており、これにより、基本的
にはＩＦ信号のフェージング歪みを時間領域で補正でき
るようになっている。そして、このトランスバーサル等
化器４１には、一般的に、例えば、図６７（ａ）中に特
性Ｔ₇ で示すごとくシグニチャ特性（Ｍカーブ）を有す
る７タップのトランスバーサル等化器が使用される。な
お、図６７（ａ）において、横軸はフェージング周波数
（ＭＨ_Z ）、縦軸はフェージングの深さ（ｄＢ）をそれ
ぞれ表している。

【００１６】ところが、この７タップのトランスバーサ
ル等化器を使用して全ＩＦ帯で一律に１０^-3程度のエラ
ー率を実現しようとすると、フェージングによる歪（振
幅劣化）がｆ₀ の付近で発生した場合には１７ｄＢ程度
の深さまで歪みを補償（等化）できるが、両肩部（１次
傾斜）で発生した場合には１５ｄＢ程度の深さまでしか
歪みを補償できない。その差は２ｄＢ程度であり、特性
Ｔ₇ の傾斜は比較的緩やかであった。

【００１７】そこで、図６７（ａ）に示す特性Ｔ₇ の両
肩部の劣化分を別途に１次傾斜振幅等化特性を有する１
次傾斜補償部２０′で補償することが考えられ、実用化
されている。すなわち、ＩＦ信号は分配器２１１で２波
に分波され、それぞれ正傾斜及び負傾斜の各１次傾斜形
振幅等化特性を有する正傾斜１次振幅等化部２１２及び
負傾斜１次振幅等化部２１３に入力される。そして、正
傾斜１次振幅等化部２１２はその入力信号を周波数領域
において正傾斜の１次振幅等化を行なう一方、負傾斜１
次振幅等化部２１３はその入力を周波数領域において負
傾斜の１次振幅等化を行なう。

【００１８】さらに、両等化部２１２，２１３の各出力
は可変減衰器２１４，２１５で受信信号のもつ傾斜形振
幅歪みを相殺するような混合比に減衰され、混合器２１
６で混合（合成）される。以下、その一例の動作につい
て詳述する。まず、スペクトラム歪検出部７０′は、Ｉ
Ｆ帯両肩部における周波数（ｆ₀ −Δｆ，ｆ₀ ＋Δｆ）
の２点検出によりスペクトラム中の１次傾斜歪みの量を
求めると共に、ＩＦ_EQ信号について正傾斜歪みを検出す
ると負の検出信号ＳＰＤを出力し、また負傾斜歪みを検
出すると正の検出信号ＳＰＤを出力する。そして、混合
比制御部８０′は内部で各検出信号ＳＰＤを積分し、歪
み検出信号を生成する。

【００１９】すなわち、この歪み検出信号はＩＦ_EQ信号
のスペクトラムが平坦又はｆ₀ の付近に歪みを有する場
合は「０」の側に、ＩＦ_EQ信号のスペクトラムが正傾斜
歪みを有する場合は「−」の側に、負傾斜歪みを有する
場合は「＋」の側にそれぞれドライブされる。これに伴
い、可変減衰器２１４，２１５に加える制御電圧は図６
７（ｂ）中の「ａ」，「ｂ」に示すように対称に変化す
る。

【００２０】なお、この場合、各可変減衰器２１４，２
１５は、制御電圧「ａ」，「ｂ」が低いとその減衰量が
「∞」に近づき、逆に制御電圧「ａ」，「ｂ」が高いと
その減衰量が「０」に近づく特性を有している。さら
に、図６８（ａ）は１次傾斜補償部２０′の等化作用の
一例を説明するための図で、この図６８（ａ）におい
て、特性ｐは正傾斜１次振幅等化部２１２の正傾斜１次
振幅等化特性、特性ｎは負傾斜１次振幅等化部２１３の
負傾斜１次振幅等化特性をそれぞれ示しており、これら
の特性ｐ，ｎの合成特性がｍとなる。なお、この場合
は、特性ｐ，ｎ双方の混合比を加味しており、この例で
はｐ：ｎ＝１：２としている。

【００２１】そして、この合成特性ｍは、この図６８
（ａ）に示すように、入力ＩＦ信号の正傾斜歪みとは逆
の特性になっており、ＩＦ信号をこの合成特性ｍで振幅
等化すると、出力には平坦なＩＦ_EQ信号が得られる。こ
の関係はＩＦ信号のあらゆる１次傾斜歪み対して成り立
つよう構成されている。従って、前述の７タップのトラ
ンスバーサル等化器４１に１次傾斜補償部２０′を併用
した系では、両肩部におけるフェージング歪も中心部と
同様に１７ｄＢの深さまで補償でき、そのＭカーブは平
坦（図示略）なものとなる。

【００２２】また、このような入力信号の１次傾斜歪み
を補償する自動振幅等化器としては、他に、特開昭５８
−１９８９２８号の公報に記載されている装置のよう
に、入力信号を復調した互いに直交する２種のアナログ
信号（Ｉ，Ｑ）から受信信号の１次傾斜歪みを検出する
ことで、受信信号の１次傾斜歪みを補償して等化できる
ようにしたものも提案されている。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図６５
に示す従来の自動振幅等化器では、１次傾斜歪みを検出
する際、比較回路４００での比較の対象となる周波数成
分ｆ₀ ，ｆ₁ ^- ，ｆ₂ ⁺を、回路規模が大きく高価な３
波検波器３００を用いて検出しているため、自動振幅等
化器の回路規模やコストが大幅に増大してしまうという
課題がある。

【００２４】さらに、図６６に示す自動振幅等化器にお
いて、今日では、例えば、トランスバーサル等化器４１
に代えて、図６７（ａ）に特性Ｔ₉ で示すようなＭカー
ブを有する９タップのトランスバーサル等化器が使用で
きるようになっており、その等化特性は大幅に改善され
ている。そして、この９タップのトランスバーサル等化
器を使用して全ＩＦ帯で一律に１０^-3程度のエラー率を
実現しようとすると、フェージングがｆ₀ の付近で発生
した場合には２０ｄＢ程度の深さまで補償でき、また両
肩部（１次傾斜）で発生した場合には１６ｄＢ程度の深
さまで補償できる。つまり、その差は４ｄＢ程度あり、
特性Ｔ₉ の傾斜は特性Ｔ₇ の傾斜に比べて急峻になって
いる。

【００２５】しかし、かかる急傾斜な特性Ｔ₉ を１次傾
斜補償部２０′で補償しようとすると、それに伴い正傾
斜１次振幅等化部２１２，負傾斜１次振幅等化部２１３
には急傾斜な等化特性が要求されることになるが、これ
を満足するような振幅特性は、もはや２次，３次の特性
に近く、これを１次の特性で近似して使用すると、以下
のような課題が生じる。

【００２６】すなわち、図６８（ｂ）において、特性ｐ
は等化部２１２の正傾斜２次等化特性、特性ｎは等化部
２１３の負傾斜２次等化特性をそれぞれ示している。た
だし、この図６８（ｂ）では各２次特性を折れ線近似し
て表している。そして、これらの合成特性はｍとなる。
ここに、図６８（ａ）に示すものと同様の正傾斜歪みを
受けたＩＦ信号が入力されると、出力のＩＦ_EQ信号の振
幅は図６８（ｂ）に示すごとく周波数ｆ₀ の付近で劣化
してしまうことになる。この関係は特性ｐ，ｎの傾斜が
急峻であると常に生じ得る。

【００２７】このため、９タップのトランスバーサル等
化器に１次傾斜補償部２０′を併用したような系では、
Ｍカーブの総合等化特性ＥＱＴ₉ は、図６７（ａ）に示
すように平坦とはならず、かえって周波数ｆ₀ の付近で
３ｄＢ程度劣化してしまう。また、特開昭５８−１９８
９２８号の公報に記載されている装置では、上述のよう
に、入力信号を復調したアナログ信号（Ｉ，Ｑ）から入
力信号についての１次傾斜歪みを検出するために、この
検出系もアナログ回路で構成しているので、やはり装置
の回路規模やコストが低減できないという課題がある。

【００２８】さらに、従来は、上述のように入力信号の
１次傾斜歪みを検出し、これに基づいて入力信号の１次
傾斜歪みを補償して入力信号を等化することは行なわれ
ているが、入力信号の２次傾斜歪み（２次傾斜振幅特
性）を検出して、この２次傾斜歪みを補償することは行
なわれていない。本発明は、このような課題に鑑み創案
されたもので、受信信号の傾斜振幅歪を補償するための
制御信号の検出に、ディジタル復調信号のうちの一方の
信号の値の変化の方向と他方の信号の誤差情報との相関
を利用して、この検出系をディジタル回路で構成するこ
とにより、その回路規模やコストを大幅に削減できるよ
うにした、自動振幅等化器を提供することを第１の目的
とする。

【００２９】また、検出した１次傾斜歪みに応じて、そ
れぞれ異なる１次傾斜振幅特性を有する等化部の各出力
を可変の混合比で混合することにより、簡素な構成で、
且つ、容易に入力信号の振幅特性（特に、１次傾斜歪
み）を補償できるようにした、自動振幅等化器を提供す
ることを第２の目的とする。さらに、入力信号の１次傾
斜歪みだけでなく、２次傾斜歪みも検出して、入力信号
の２次傾斜歪みをも高精度に補償できるようにした、自
動振幅等化器を提供することを第３の目的とする。

【００３０】

【課題を解決するための手段】図１は第１の発明の原理
ブロック図で、この図１において、１は１次傾斜形振幅
等化部、２は制御部、３は復調器、４，５はそれぞれト
ランスバーサル等化器（ＴＲＥ）４，５である。ここ
で、１次傾斜形振幅等化部１は、入力信号の振幅特性を
所要の１次傾斜振幅特性に応じて補償するものであり、
制御部２は、入力信号についてのディジタル復調信号
Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の
方向を判定するとともに、この一方の信号Ｉに対し直交
するディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの他方の信号Ｑ（又
は、Ｉ）から誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の
一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に
基づき１次傾斜形振幅等化部１用の制御信号を出力する
ものである（請求項１）。

【００３１】そして、上述の１次傾斜形振幅等化部１
は、周波数領域において１次傾斜振幅特性を有し、入力
信号の振幅特性を１次傾斜振幅特性に応じて補償するよ
うに構成してもよく（請求項２）、時間領域における等
化器により、入力信号の振幅特性を１次傾斜振幅特性に
応じて補償するように構成してもよい（請求項３）。ま
た、制御部２は、信号方向判定部２１，誤差情報検出部
２２及び相関演算部２３で構成されており、信号方向判
定部２１は、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の
信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を判定するもので
あり、誤差情報検出部２２は、この一方の信号Ｉ（又
は、Ｉ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのう
ちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報を検出する
ものであり、相関演算部２３は、誤差情報検出部２２で
得られた誤差情報と信号方向判定部２１で得られた一方
の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づ
き傾斜形振幅等化部１用の制御信号を出力するものであ
る（請求項４）。

【００３２】具体的に、この信号方向判定部２１は、デ
ータクロック周期、もしくはデータクロックの１／Ｎ周
期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）を
サンプリングして、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値
の変化の方向を判定するように構成される（請求項５，
６）。また、上述の誤差情報検出部２２は、上述の他方
の信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差ビットから誤差情報を検出
するように構成してもよく（請求項７）、入力信号につ
いてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ
（又は、Ｉ）と、この他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）を更に
トランスバーサル等化器５で処理した等化後信号Ｑ_TRE
（又は、Ｉ_TRE ）との差を演算する差演算部として構成
してもよい（請求項８）。

【００３３】さらに、復調器３は、入力信号についての
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るものであり、この場合
は、この復調器３の前段に１次傾斜形振幅等化部１が設
けられているが（請求項９）、逆に、１点鎖線で示すよ
うに、復調器３の後段に、この１次傾斜形振幅等化部１
を設けてもよい（請求項１０）。次に、図２は第２の発
明の原理ブロック図で、この図２において、１は１次傾
斜形振幅等化部、２′は制御部、３は復調器、４，５は
それぞれトランスバーサル等化器（ＴＲＥ）４，５であ
る。

【００３４】ここで、１次傾斜形振幅等化部１は、図１
に示したものと同様のものであり、制御部２′は、入力
信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方
の信号Ｉの値の変化の方向を判定し、この一方の信号Ｉ
に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの他方の
信号Ｑから誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の一
方の信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づいて第１相
関信号を得るとともに、他方の信号Ｑの値の変化の方向
を判定し、この他方の信号Ｑに対し直交するディジタル
復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから誤差情報を検
出し、この誤差情報と上述の他方の信号Ｑの動く方向と
の相関に基づいて第２相関信号を得、更に上記の第１相
関信号及び第２相関信号から１次傾斜形振幅等化部１用
の制御信号を生成して出力するものである（請求項１
１）。

【００３５】なお、この場合も、上述の１次傾斜形振幅
等化部１は、周波数領域において１次傾斜振幅特性を有
し、入力信号の振幅特性をこの１次傾斜振幅特性に応じ
て補償するように構成してもよく（請求項１２）、時間
領域における等化器により、入力信号の振幅特性を１次
傾斜振幅特性に応じて補償するように構成してもよい
（請求項１３）。

【００３６】具体的に、この制御部２′は、図２に示す
ように、第１信号方向判定部２１−１，第１誤差情報検
出部２２−１，第１相関演算部２３−１，第２信号方向
判定部２１−２，第２誤差情報検出部２２−２，第２相
関演算部２３−２及び制御信号生成部２４で構成され
る。ここで、第１信号方向判定部２１−１は、ディジタ
ル復調信号うちの一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定
するものであり、第１誤差情報検出部２２−１は、この
一方の信号に対し直交するディジタル復調信号うちの他
方の信号Ｑから誤差情報を検出するものであり、第１相
関演算部２３−１は、第１誤差情報検出部２２−１で得
られた誤差情報と第１信号方向判定部２１−１で得られ
た一方の信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づき第１
相関信号を出力するものである。

【００３７】さらに、第２信号方向判定部２１−２は、
上述の他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定するもので
あり、第２誤差情報検出部２２−２は、上述の一方の信
号Ｉから誤差情報を検出するものであり、第２相関演算
部２３−２は、第２誤差情報検出部２２−２で得られた
誤差情報と第２信号方向判定部２１−２で得られた他方
の信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づき第２相関信
号を出力するものである。

【００３８】また、制御信号生成部２４は、第１相関演
算部２３−１からの第１相関信号及び第２相関演算部２
３−２からの第２相関信号から１次傾斜形振幅等化部１
用の制御信号を生成するものである（以上、請求項１
４）。そして、このとき、第１信号方向判定部２１−１
は、データクロック周期で、もしくはデータクロックの
１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉをサン
プリングして、この一方の信号Ｉの値の変化の方向を判
定すべく構成され、第２信号方向判定部２１−２は、デ
ータクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ
周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信号Ｑをサンプリン
グして、この他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定すべ
く構成される（請求項１５，１６）。

【００３９】なお、上述の第１誤差情報検出部２２−１
及び第２誤差情報検出部２２−２については、それぞれ
第１誤差情報検出部２２−１を一方の信号Ｉの誤差ビッ
トから誤差情報を検出するように構成するとともに、第
２誤差情報検出部２２−２を他方の信号Ｑの誤差ビット
から誤差情報を検出するように構成してもよい（請求項
１７）。

【００４０】また、第１誤差情報検出部２２−１及び第
２誤差情報検出部２２−２は、第１誤差情報検出部２２
−１を、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑ
のうちの他方の信号Ｑと、この他方の信号Ｑを更にトラ
ンスバーサル等化器で処理した等化後信号Ｑ_TRE との差
を演算する第１差演算部として構成するともに、第２誤
差情報検出部２２−２を、一方の信号Ｉと、この一方の
信号Ｉを更にトランスバーサル等化器４で処理した等化
後信号Ｉ_TRE との差を演算する第２差演算部として構成
してもよい（請求項１８）。

【００４１】ところで、この場合も、１次傾斜形振幅等
化部１は、図１に示した自動振幅等化器と同様に、復調
器３の前段に設けられているが（請求項１９）、図２中
に１点鎖線で示すように、復調器３の後段に設けてもよ
い（請求項２０）。次に、図３は第３の発明の原理ブロ
ック図で、この図３において、１Ａは１次傾斜形振幅等
化部、２Ａは制御部、３は復調器である。

【００４２】さらに、１次傾斜形振幅等化部１Ａは、正
傾斜振幅等化部１Ａ−１，零傾斜振幅等化部１Ａ−２及
び負傾斜振幅等化部１Ａ−３と、可変減衰器１Ａ−４〜
１Ａ−６を有して構成されている。ここで、正傾斜振幅
等化部１Ａ−１，零傾斜振幅等化部１Ａ−２及び負傾斜
振幅等化部１Ａ−３は、それぞれ周波数領域において正
傾斜，零傾斜及び負傾斜振幅等化特性を有するもので、
この場合は、正傾斜振幅等化部１Ａ−１，零傾斜振幅等
化部１Ａ−２及び負傾斜振幅等化部１Ａ−３の各出力が
可変の混合比で混合されるようになっている。

【００４３】また、制御部２Ａは、入力信号についての
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑに基づいて１次傾斜形振幅等
化部１Ａでの上記混合比を制御するための混合比制御信
号を生成して１次傾斜形振幅等化部１Ａへ出力するもの
である（以上、請求項２１）。さらに、この場合、各可
変減衰器１Ａ−４〜１Ａ−６は、上述の正傾斜振幅等化
部１Ａ−１，零傾斜振幅等化部１Ａ−２及び負傾斜振幅
等化部１Ａ−３に対応して設けられており、これらの各
可変減衰器１Ａ−４〜１Ａ−６の減衰度を制御部２Ａか
らの混合比制御信号に応じて個別に制御することによ
り、正傾斜振幅等化部１Ａ−１，零傾斜振幅等化部１Ａ
−２及び負傾斜振幅等化部１Ａ−３の各出力をそれぞれ
可変の混合比で混合するように構成されている（請求項
２２）。

【００４４】なお、零傾斜振幅等化部１Ａ−２は、正傾
斜振幅等化部１Ａ−１及び負傾斜振幅等化部１Ａ−３と
同一の遅延特性を有する遅延線で構成される（請求項２
３）。ところで、具体的に、上述の制御部２Ａは、図３
に示すように、１次傾斜検出部２Ａ−１と混合比制御部
２Ａ−２とをそなえて構成される。ここで、１次傾斜検
出部２Ａ−１は、入力信号についてのディジタル復調信
号Ｉ，Ｑに基づいて入力信号の１次傾斜振幅特性を検出
するものであり、混合比生成部２Ａ−２は、この１次傾
斜検出部２Ａ−１での検出結果に応じて１次傾斜形振幅
等化部１Ａのための混合比制御信号を生成するものであ
る（請求項２４）。

【００４５】このため、１次傾斜検出部２Ａ−１は、入
力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一
方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を判定する信
号方向判定部と、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し
直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号
Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報を検出する誤差情報検出部
と、この誤差情報検出部で得られた誤差情報と信号判定
部で得られた一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方
向との相関に基づき入力信号についての１次傾斜振幅特
性を演算にて検出する相関演算部とをそなえて構成され
る（請求項２５）。

【００４６】一方、混合比生成部２Ａ−２は、この１次
傾斜検出部２Ａ−１で検出された１次傾斜振幅特性を積
分する積分器をそなえ、この積分器での１次傾斜振幅特
性についての積分結果が零傾斜振幅特性を示す場合は、
零傾斜振幅等化部１Ａ−２の出力の混合比を最大にし、
且つ、正傾斜振幅等化部１Ａ−１及び負傾斜振幅等化部
１Ａ−３の各出力の混合比を最小にするとともに、積分
結果が負傾斜振幅特性を示す場合は、この負傾斜振幅特
性を相殺すべく正傾斜振幅等化部１Ａ−１の出力の混合
比を大きくする一方、積分結果が正傾斜振幅特性を示す
場合は、この正傾斜振幅特性を相殺すべく負傾斜振幅等
化部１Ａ−３の出力の混合比を大きくするような信号を
混合比制御信号として生成するように構成される（請求
項２６）。

【００４７】なお、この混合比生成部２Ａ−１は、１次
傾斜検出部２Ａ−１で検出された１次傾斜振幅特性を積
分する積分器と、この積分器での１次傾斜振幅特性につ
いての積分結果を混合比制御信号に変換する変換メモリ
とをそなえて構成してもよい（請求項２７）。また、こ
の第３の発明にかかる自動振幅等化器では、入力信号に
ついてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑから信号レベルの誤
差情報を検出する信号レベル誤差検出部をそなえて、混
合比生成部を、この信号レベル誤差検出部で検出された
信号レベルの誤差情報に応じて生成した混合比制御信号
の出力レベルを可変にするようにしてもよい（請求項２
８）。

【００４８】次に、図４は第４の発明の原理ブロック図
で、この図４においても、１Ｂは１次傾斜形振幅等化
部、２Ｂは制御部、３は復調器であるが、１次傾斜形振
幅等化部１Ｂは、正傾斜振幅等化部１Ｂ−１，凸傾斜振
幅等化部１Ｂ−２及び負傾斜振幅等化部１Ｂ−３をそな
えて構成されている。ここで、正傾斜振幅等化部１Ｂ−
１，凸傾斜振幅等化部１Ｂ−２及び負傾斜振幅等化部１
Ｂ−３は、それぞれ周波数領域において正傾斜，凸傾斜
及び負傾斜振幅等化特性を有するもので、このうち正傾
斜振幅等化部１Ｂ−１及び負傾斜振幅等化部１Ｂ−３の
各出力が可変の混合比で混合され、凸傾斜振幅等化部１
Ｂ−２の出力が一定の混合比で混合されるようになって
いる。

【００４９】また、制御部２Ｂは、入力信号についての
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑに基づいて１次傾斜形振幅等
化部１Ｂでの上記混合比を制御するための混合比制御信
号を生成して１次傾斜形振幅等化部１Ｂへ出力するもの
である（請求項２９）。さらに、この図４に示すよう
に、１次傾斜形振幅等化部１Ｂは、正傾斜振幅等化部１
Ｂ−１及び負傾斜振幅等化部１Ｂ−３に対応して可変減
衰器１Ｂ−４，１Ｂ−５をそなえており、これらの可変
減衰器１Ｂ−４，１Ｂ−５の減衰度を制御部２Ｂで生成
される混合比制御信号に応じて個別に制御することによ
り、正傾斜振幅等化部１Ｂ−１及び負傾斜振幅等化部１
Ｂ−３の出力をそれぞれ可変の混合比で混合するととも
に、凸傾斜振幅等化部１Ｂ−２の出力を一定の混合比で
混合するようになっている（請求項３０）。

【００５０】なお、具体的に、凸傾斜振幅等化部１Ｂ−
２は、入力信号のもつ所要の周波数帯域の中心に中心周
波数を有する共振回路として構成される（請求項３
１）。このため、制御部２Ｂは、図４に示すように、１
次傾斜検出部２Ｂ−１と混合比制御部２Ｂ−２とをそな
えて構成される。ここで、１次傾斜検出部２Ｂ−１は、
入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑに基づい
て１次傾斜振幅特性を検出するものであり、混合比生成
部２Ｂ−２は、この１次傾斜検出部２Ｂ−１での検出結
果に応じて１次傾斜形振幅等化部１Ｂのための混合比制
御信号を生成するものである（請求項３２）。

【００５１】さらに、具体的に、１次傾斜検出部２Ｂ−
１は、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑの
うちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を判
定する信号方向判定部と、この一方の信号Ｉ（又は、
Ｑ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの
他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報を検出する誤差
情報検出部と、この誤差情報検出部で得られた誤差情報
と、上述の信号判定部で得られた一方の信号Ｉ（又は、
Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき、入力信号につ
いての１次傾斜振幅特性を演算にて検出する相関演算部
とをそなえて構成される（請求項３３）。

【００５２】一方、混合比生成部２Ｂ−２は、１次傾斜
検出部２Ｂ−１で検出された１次傾斜振幅特性を積分す
る積分器をそなえ、この積分器での１次傾斜振幅特性に
ついての積分結果が零傾斜振幅特性を示す場合は、正傾
斜振幅等化部１Ｂ−１及び負傾斜振幅等化部１Ｂ−３の
各出力の混合比を最小にするとともに、積分結果が負傾
斜振幅特性を示す場合は、この負傾斜振幅特性を相殺す
べく正傾斜振幅等化部１Ｂ−１の出力の混合比を大きく
する一方、積分結果が正傾斜振幅特性を示す場合は、こ
の正傾斜振幅特性を相殺すべく負傾斜振幅等化部１Ｂ−
３の出力の混合比を増加させるような信号を混合比制御
信号として生成するように構成される（請求項３４）。

【００５３】なお、この混合比生成部２Ｂ−２は、１次
傾斜検出部２Ｂ−１で検出された１次傾斜振幅特性を積
分する積分器と、この積分器での１次傾斜振幅特性につ
いての積分結果を混合比制御信号に変換する変換メモリ
とをそなえて構成してもよい（請求項３５）。また、こ
の場合も、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，
Ｑから信号レベルの誤差情報を検出する信号レベル誤差
検出部をそなえて、混合比生成部を、この信号レベル誤
差検出部で検出された信号レベルの誤差情報に応じて生
成した混合比制御信号の出力レベルを可変にするように
してもよい（請求項３６）。

【００５４】次に、図５は第５の発明の原理ブロック図
で、この図５において、１Ｃは２次傾斜形振幅等化部、
２Ｃは制御部、３は復調器、４，５はそれぞれトランス
バーサル等化器（ＴＲＥ）である。ここで、２次傾斜形
振幅等化部１Ｃは、入力信号の２次傾斜振幅特性を所要
の１次傾斜振幅特性または所要の２次傾斜振幅特性に応
じて補償するものであり、制御部２Ｃは、入力信号につ
いてのディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）から入力信号
の２次傾斜振幅特性を検出し、その検出結果に基づき２
次傾斜形振幅等化部１Ｃ用の制御信号を出力するもので
ある（請求項３７）。

【００５５】このため、２次傾斜形振幅等化部１Ｃは、
周波数領域において１次傾斜振幅特性または２次傾斜振
幅特性を有し、入力信号の２次傾斜振幅特性を、この１
次傾斜振幅特性または２次傾斜振幅特性に応じて補償す
るように構成される（請求項３８）。なお、この２次傾
斜形振幅等化部１Ｃは、時間領域における等化器によ
り、入力信号の２次傾斜振幅特性を１次傾斜振幅特性ま
たは２次傾斜振幅特性に応じて補償するように構成して
もよい（請求項３９）。

【００５６】一方、制御部２Ｃは、図５に示すように、
２次傾斜検出部２Ｃ−１と信号状態監視部２Ｃ−２とを
そなえて構成される。ここで、２次傾斜検出部２Ｃ−１
は、ディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）の値とディジタ
ル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）の誤差情報との相関に基づき
入力信号の２次傾斜振幅特性を検出するものであり、信
号状態監視部２Ｃ−２は、ディジタル復調信号Ｉ（又
は、Ｑ）の値の変化状態を監視するもので、この信号状
態監視部２Ｃ−２でディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）
の値の変化状態が特定の状態であると判定された場合
に、２次傾斜検出部２Ｃ−１で検出された２次傾斜振幅
特性に基づき２次傾斜形振幅等化部１Ｃ用の制御信号が
出力されるようになっている（請求項４０）。

【００５７】なお、２次傾斜検出部２Ｃ−１は、ディジ
タル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）を更にトランスバーサル等
化器４（又は、５）で処理した等化後信号Ｉ_TRE （又
は、Ｑ _TRE ）の値と等化後信号Ｉ_TRE （又は、Ｑ_TRE ）
の誤差情報との相関に基づいて、２次傾斜振幅特性を検
出するように構成してもよい（請求項４１）。また、よ
り具体的には、２次傾斜検出部２Ｃ−１は、ディジタル
復調信号Ｉ（又は、Ｑ）とディジタル復調信号Ｉ（又
は、Ｑ）の誤差情報とについて排他的論理和演算を施す
排他的論理和演算素子をそなえて構成され（請求項４
２）、信号状態監視部２Ｃ−２は、ディジタル復調信号
Ｉ（又は、Ｑ）に対して所要の遅延を施す遅延部と、こ
の遅延部からのディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）の値
が特定の変化状態であるかどうかを判定する特定信号状
態判定部とをそなえて構成される（請求項４３）。

【００５８】さらに、上述の遅延部は、複数の遅延素子
をそなえて構成され、且つ、特定信号状態判定部が、各
遅延素子からの各ディジタル復調信号の値が所定の値を
交互に繰り返す状態であるかどうかを判定する手段とし
て構成される（請求項４４）。なお、この遅延部には、
複数の遅延素子と、これらの各遅延素子からの各ディジ
タル復調信号の値が交互に繰り返す状態である場合に各
遅延素子からの各ディジタル復調信号の値について反
転，非反転処理を施すことにより一定値に変換して出力
する反転・非反転部とを設け、且つ、特定信号状態判定
部を、この反転・非反転部からの出力を受けて各ディジ
タル復調信号の値が所定の値を一定に保った状態である
かどうかを判定する手段として構成してもよい（請求項
４５）。

【００５９】ところで、復調器３は、入力信号について
のディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るもので、この図５で
は、２次傾斜形振幅等化部１Ｃが、この復調器３の前段
に設けられているが（請求項４６）、復調器３の後段に
設けてもよい（請求項４７）。また、２次傾斜形振幅等
化部１Ｃが復調器３の後段に設けられる場合は、この２
次傾斜形振幅等化部１Ｃが、復調器３で得られるディジ
タル復調信号Ｉ，Ｑの数に対応して複数設けられ、且
つ、制御部２Ｃが、各２次傾斜形振幅等化部に対応して
複数設けられる（請求項４８）。

【００６０】次に、図６は第６の発明の原理ブロック図
で、この図６において、１は１次傾斜形振幅等化部、１
Ｃは２次傾斜形振幅等化部、２Ｄは第１制御部、２Ｅは
第２制御部、３は復調器、４，５はそれぞれトランスバ
ーサル等化器（ＴＲＥ）である。ここで、１次傾斜形振
幅等化部１は、図１に示すものと同様のもので、入力信
号の１次傾斜振幅特性を所要の１次傾斜振幅特性に応じ
て補償するものであり、２次傾斜形振幅等化部１Ｃは、
図５に示すものと同様のもので、入力信号の２次傾斜振
幅特性を所要の１次傾斜振幅特性または所要の２次傾斜
振幅特性に応じて補償するものである。

【００６１】また、第１制御部２Ｄは、入力信号につい
てのディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）から入力信号の
１次傾斜振幅特性を検出し、その検出結果に基づき１次
傾斜形振幅等化部１用の制御信号を出力するものであ
り、第２制御部２Ｅは、入力信号についてのディジタル
復調信号Ｉ（又は、Ｑ）から入力信号の２次傾斜振幅特
性を検出し、その検出結果に基づき２次傾斜形振幅等化
部１Ｃ用の制御信号を出力するものである（以上、請求
項４９）。

【００６２】また、この場合も、１次傾斜形振幅等化部
１は、周波数領域において１次傾斜振幅特性を有し、入
力信号の１次傾斜振幅特性をその１次傾斜振幅特性に応
じて補償するように構成されるが（請求項５０）、時間
領域における等化器により、該入力信号の１次傾斜振幅
特性をその１次傾斜振幅特性に応じて補償するように構
成してもよい（請求項５１）。

【００６３】一方、２次傾斜形振幅等化部１Ｃは、周波
数領域において１次傾斜振幅特性または２次傾斜振幅特
性を有し、入力信号の２次傾斜振幅特性を、この１次傾
斜振幅特性または２次傾斜振幅特性に応じて補償するよ
うに構成されるが（請求項５２）、時間領域における等
化器により、入力信号の２次傾斜振幅特性を、１次傾斜
振幅特性または２次傾斜振幅特性に応じて補償するよう
に構成してもよい（請求項５３）。

【００６４】また、第１制御部２Ｄは、図１により前述
したものとそれぞれ同様の信号方向判定部２１，誤差情
報検出部２２及び相関演算部２３をそなえて構成され、
この場合も、信号方向判定部２１は、ディジタル復調信
号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化
の方向を判定するものであり、誤差情報検出部２２は、
この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交するディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）か
ら誤差情報を検出するものであり、相関演算部２３は、
この誤差情報検出部２２で得られた誤差情報と信号方向
判定部２１で得られた一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の
変化の方向との相関に基づき１次傾斜形振幅等化部１用
の制御信号を出力するものである（請求項５４）。

【００６５】なお、この第１制御部２Ｄは、図２に示す
制御部２′と同様に、第１信号方向判定部２１−１，第
１誤差情報検出部２２−１，第１相関演算部２３−１，
第２信号方向判定部２１−２，第２誤差情報検出部２２
−２，第２相関演算部２３−２及び制御信号生成部２４
をそなえて構成してもよい（請求項５５）。一方、第２
制御部２Ｅは、図５に示す２次傾斜検出部２Ｃ−１及び
信号状態監視部２Ｃ−２とそれぞれ同様の２次傾斜検出
部２Ｅ−１及び信号状態監視部２Ｅ−２をそなえて構成
される。

【００６６】ここで、この場合も、２次傾斜検出部２Ｅ
−１は、ディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）の値と、こ
のディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）の誤差情報との相
関に基づき入力信号の２次傾斜振幅特性を検出するもの
であり、信号状態監視部２Ｅ−２は、ディジタル復調信
号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化状態を監視するもので、こ
の信号状態監視部２Ｅでディジタル復調信号Ｉ（又は、
Ｑ）の値の変化状態が特定の状態であると判定された場
合に、２次傾斜検出部２Ｅ−１で検出された２次傾斜振
幅特性に基づき２次傾斜形振幅等化部１Ｃ用の制御信号
を出力するように構成される（請求項５６）。

【００６７】ところで、この図６では、入力信号につい
てのディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得る復調器３をさらに
そなえており、１次傾斜形振幅等化部１及び２次傾斜形
振幅等化部１Ｃが、この復調器３の前段に設けられてい
るが（請求項５７）、これらの１次傾斜形振幅等化部１
及び２次傾斜形振幅等化部１Ｃは、復調器３の後段に設
けてもよい（請求項５８）。

【００６８】また、１次傾斜形振幅等化部１を復調器３
の前段に設け、且つ、２次傾斜形振幅等化部１Ｃを復調
器の後段に設けるようにしてもよく（請求項５９）、逆
に、２次傾斜形振幅等化部１Ｃを復調器３の前段に設
け、且つ、１次傾斜形振幅等化部１を復調器３の後段に
設けるようにしてもよい（請求項６０）。さらに、２次
傾斜形振幅等化部１Ｃは、復調器３で得られるディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑの数に対応して復調器３の後段に複数
設けてもよく、この場合は、第２制御部２Ｅが、各２次
傾斜形振幅等化部に対応して複数設けられる（請求項６
１）。

【００６９】

【作用】図１に示す第１の発明の自動振幅等化器では、
入力信号の振幅特性を補償する際、制御部２によって、
入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの
一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向が判定され
るとともに、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交
するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ
（又は、Ｉ）から誤差情報が検出される。

【００７０】そして、この誤差情報と一方の信号Ｉ（又
は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき１次傾斜形
振幅等化部１用の制御信号が１次傾斜形振幅等化部１へ
出力され、これにより、１次傾斜形振幅等化部１によっ
て、入力信号の振幅特性が所要の１次傾斜振幅特性に応
じて補償される（請求項１）。このとき、１次傾斜形振
幅等化部１が、周波数領域において傾斜振幅特性を有し
て構成された場合は、周波数領域において入力信号の振
幅特性がその１次傾斜振幅特性に応じて補償され（請求
項２）、時間領域における等化器で構成された場合は、
時間領域において入力信号の振幅特性が１次傾斜振幅特
性に応じて補償される（請求項３）。

【００７１】また、制御部２では、信号方向判定部２１
によりディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ
（又は、Ｑ）の値の変化の方向が判定され、誤差情報検
出部２２によって、一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直
交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ
（又は、Ｉ）から誤差情報が検出される。これにより、
相関演算部２３では、誤差情報検出部２２で得られた誤
差情報と信号方向判定部２１で得られた一方の信号Ｉ
（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき１次傾
斜形振幅等化部１用の制御信号が生成されて傾斜形振幅
等化部１へ出力される（請求項４）。

【００７２】具体的に、このとき、信号方向判定部２１
では、データクロック周期、もしくはデータクロックの
１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉ（又
は、Ｑ）をサンプリングすることにより、一方の信号Ｉ
（又は、Ｑ）の値の変化の方向が判定される（請求項
５，６）。なお、誤差情報検出部２２では、誤差情報を
検出する際、他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差ビットか
らこの誤差情報を検出することもできる（請求項７）。
また、この誤差情報検出部２２が差演算部として構成さ
れる場合には、入力信号についてのディジタル復調信号
Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又、Ｉ）と、この他方の
信号Ｑ（又は、Ｉ）を更にトランスバーサル等化器５で
処理した等化後信号Ｑ_TRE （又は、Ｉ_TRE ）との差を演
算することによって、誤差情報が検出される（請求項
８）。

【００７３】また、図１に示すように、１次傾斜形振幅
等化部１が復調器３の前段に設けられれば、復調器３の
前段で入力信号の振幅特性が補償され（請求項９）、逆
に、１点鎖線で示すように、１次傾斜形振幅等化部１が
復調器３の後段に設けられれば、復調器３の後段で入力
信号の振幅特性が補償される（請求項１０）。次に、図
２に示す第２の発明の自動振幅等化器では、制御部２に
よって、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑ
のうちの一方の信号Ｉの値の変化の方向が判定され、こ
の一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，
Ｑのうちの他方の信号Ｑから誤差情報が検出され、この
誤差情報と一方の信号Ｉの動く方向との相関に基づいて
第１相関信号が得られる。

【００７４】また、これとともに、他方の信号Ｑの動く
方向が判定され、この他方の信号Ｑに対し直交するディ
ジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから誤差情
報が検出され、この誤差情報と他方の信号Ｑの値の変化
の方向との相関に基づいて第２相関信号が得られる。そ
して、これらの第１相関信号及び第２相関信号から１次
傾斜形振幅等化部１用の制御信号が生成されて１次傾斜
形振幅等化部１へ出力され、これにより、１次傾斜形振
幅等化部１では、入力信号の振幅特性が所要の１次傾斜
振幅特性に応じて補償される（以上、請求項１１）。

【００７５】また、このとき、１次傾斜形振幅等化部１
が、周波数領域において傾斜振幅特性を有して構成され
る場合は、入力信号の振幅特性がその１次傾斜振幅特性
に応じて周波数領域において補償され（請求項１２）、
時間領域における等化器で構成される場合は、入力信号
の振幅特性がその１次傾斜振幅特性に応じて時間領域に
おいて補償される（請求項１３）。

【００７６】ところで、具体的に、制御部２では、ディ
ジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの一方の信号Ｉの値の変化の
方向が第１信号方向判定部２１−１によって判定され、
この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号
Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから第１誤差情報検出部２
２−１によって誤差情報が検出され、これらの第１誤差
情報検出部２２−１で得られた誤差情報と第１信号方向
判定部２１−１で得られた一方の信号Ｉの値の変化の方
向との相関に基づき、第１相関演算部２３−１によって
第１相関信号が出力される。

【００７７】また、これとともに、他方の信号Ｑの値の
変化の方向が第２信号方向判定部２１−２によって判定
され、この他方の信号Ｑに直交する一方の信号Ｉから第
２誤差情報検出部２２−２によって誤差情報が検出さ
れ、これらの第２誤差情報検出部２２−２で得られた誤
差情報と第２信号方向判定部２１−２で得られた他方の
信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づき、第２相関演
算部２３−２によって第２相関信号が出力される。

【００７８】そして、これらの第１相関信号及び第２相
関信号から制御信号生成部２４によって１次傾斜形振幅
等化部１用の制御信号が生成され、これが１次傾斜形振
幅等化部１へ出力されることにより、入力信号の振幅特
性が所要の１次傾斜振幅特性に応じて補償される（以
上、請求項１４）。具体的に、第１信号方向判定部２１
−１では、データクロック周期で、もしくはデータクロ
ックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉ
をサンプリングすることにより、この一方の信号Ｉの値
の変化の方向が判定され、第２信号方向判定部２１−２
では、データクロック周期で、もしくはデータクロック
の１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信号Ｑをサ
ンプリングすることにより、この他方の信号Ｑの値の変
化の方向が判定される（請求項１５，１６）。

【００７９】また、この場合、第１誤差情報検出部２２
−１では一方の信号Ｉの誤差ビットから誤差情報を検出
し、第２誤差情報検出部２２−２では他方の信号Ｑの誤
差ビットから誤差情報を検出することもできる（請求項
１７）。

【００８０】さらに、第１誤差情報検出部２２−１が第
１差演算部として構成されるとともに、第２誤差情報検
出部２２−２が第２誤差演算部として構成される場合、
第１誤差情報検出部２２−１では、入力信号についての
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑと、こ
の他方の信号Ｑを更にトランスバーサル等化器５で処理
した等化後信号Ｑ_TRE との差が第１差演算部によって演
算され、一方の信号Ｉと、この一方の信号Ｉを更にトラ
ンスバーサル等化器４で処理した等化後信号Ｉ _TRE との
差が第２差演算部によって演算される。

【００８１】この結果、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑにつ
いての各誤差情報が、それぞれトランスバーサル等化器
４，５で等化処理の施された等化後信号Ｉ_TRE ，Ｑ_TRE
を用いて検出される（以上、請求項１８）。ところで、
この場合も、図２に示すように、１次傾斜形振幅等化部
１が復調器３の前段に設けられことにより、復調器３の
前段で、入力信号の振幅特性が所要の１次傾斜振幅特性
に応じて補償されるが（請求項１９）、図２中に１点鎖
線で示すように、この１次傾斜形振幅等化部１が復調器
３の後段に設けられる場合は、復調器の後段で入力信号
の振幅特性が補償される（請求項２０）。

【００８２】次に、図３に示す第３の発明の自動振幅等
化器では、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，
Ｑに基づいて１次傾斜形振幅等化部１Ａのための混合比
制御信号が制御部２Ａで生成され、これが１次傾斜形振
幅等化部１Ａへ出力される。そして、１次傾斜形振幅等
化部１Ａでは、この制御部２Ａからの混合比制御信号に
応じて、正傾斜振幅等化部１Ａ−１，零傾斜振幅等化部
１Ａ−２及び負傾斜振幅等化部１Ａ−３の各出力（それ
ぞれ周波数領域において正傾斜，零傾斜及び負傾斜振幅
等化特性を有する信号）が可変の混合比で混合され、こ
れにより、入力信号の振幅特性が補償される（以上、請
求項２１）。

【００８３】具体的には、１次傾斜形振幅等化部１Ａに
設けられた各可変減衰器１Ａ−４〜１Ａ−６の減衰度
が、制御部２Ａからの混合比制御信号に応じて個別に制
御されることにより、正傾斜振幅等化部１Ａ−１，零傾
斜振幅等化部１Ａ−２及び負傾斜振幅等化部１Ａ−３の
各出力がそれぞれ可変の混合比で混合される（請求項２
２）。

【００８４】なお、零傾斜振幅等化部１Ａ−２は、正傾
斜振幅等化部１Ａ−１及び負傾斜振幅等化部１Ａ−３と
同一の遅延特性を有する遅延線で構成されることによ
り、零傾斜振幅等化部１Ａ−２の出力と正傾斜振幅等化
部１Ａ−１及び負傾斜振幅等化部１Ａ−３の出力とが混
合される際の位相が合わせられる（請求項２３）。とこ
ろで、この場合、制御部２Ａでは、１次傾斜検出部２Ａ
−１によって、入力信号についてのディジタル復調信号
Ｉ，Ｑに基づいて入力信号の１次傾斜振幅特性が検出さ
れ、混合比生成部２Ａ−２によって、この１次傾斜検出
部２Ａ−１での検出結果に応じて１次傾斜形振幅等化部
１Ａのための混合比制御信号が生成される（請求項２
４）。

【００８５】より具体的に、１次傾斜検出部２Ａ−１で
は、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのう
ちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向が信号
方向判定部で判定され、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）
に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方
の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報が誤差情報検出部で
検出され、これらの誤差情報検出部で得られた誤差情報
と信号判定部で得られた一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値
の変化の方向との相関に基づき入力信号についての１次
傾斜振幅特性が相関演算部で演算にて検出される（請求
項２５）。

【００８６】一方、混合比生成部２Ａ−２では、この１
次傾斜検出部２Ａ−１で検出された１次傾斜振幅特性が
積分器で積分され、その積分結果が零傾斜振幅特性を示
す場合は、零傾斜振幅等化部１Ａ−２の出力の混合比を
最大にし、且つ、正傾斜振幅等化部１Ａ−１及び負傾斜
振幅等化部１Ａ−３の各出力の混合比を最小にするとと
もに、積分結果が負傾斜振幅特性を示す場合は、この負
傾斜振幅特性を相殺すべく正傾斜振幅等化部１Ａ−１の
出力の混合比を大きくする一方、積分結果が正傾斜振幅
特性を示す場合は、この正傾斜振幅特性を相殺すべく負
傾斜振幅等化部１Ａ−３の出力の混合比を大きくするよ
うな信号が混合比制御信号として生成される（請求項２
６）。

【００８７】なお、この混合比生成部２Ａ−１は、積分
器での１次傾斜振幅特性についての積分結果を、変換メ
モリによって混合比制御信号に変換することもできる
（請求項２７）。また、入力信号についてのディジタル
復調信号Ｉ，Ｑから信号レベルの誤差情報を検出する信
号レベル誤差検出部をそなえる場合は、混合比生成部に
よって、この信号レベル誤差検出部で検出された信号レ
ベルの誤差情報に応じて混合比制御信号の出力レベルを
可変にすることができ、これにより、１次傾斜形振幅等
化部１Ａの出力レベルを調整することができる（請求項
２８）。

【００８８】次に、図４に示す第４の発明の自動振幅等
化器では、入力信号の振幅特性を周波数領域で補償する
際、制御部２Ｂによって、入力信号についてのディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑに基づいて１次傾斜形振幅等化部１Ｂ
のための混合比制御信号が生成され、これが１次傾斜形
振幅等化部１Ｂへ出力される。そして、１次傾斜形振幅
等化部１Ｂでは、この混合比制御信号に応じて、正傾斜
振幅等化部１Ｂ−１及び負傾斜振幅等化部１Ｂ−３の各
出力（それぞれ周波数領域において正傾斜及び負傾斜振
幅等化特性を有する信号）が可変の混合比で混合され、
凸傾斜振幅等化部１Ｂ−２の出力（周波数領域において
凸傾斜振幅等化特性を有する信号）が一定の混合比で混
合される（請求項２９）。

【００８９】具体的には、１次傾斜形振幅等化部１Ｂで
は、正傾斜振幅等化部１Ｂ−１及び負傾斜振幅等化部１
Ｂ−３に対応して設けられた各可変減衰器１Ｂ−４，１
Ｂ−５の減衰度が、制御部２Ｂで生成された混合比制御
信号に応じて個別に制御されることにより、正傾斜振幅
等化部１Ｂ−１及び負傾斜振幅等化部１Ｂ−３の各出力
がそれぞれ可変の混合比で混合されるとともに、凸傾斜
振幅等化部１Ｂ−２の出力が一定の混合比で混合される
（請求項３０）。

【００９０】なお、凸傾斜振幅等化部１Ｂ−２は、共振
回路として構成することにより、所望の凸傾斜振幅等化
特性を有する信号として、入力信号のもつ所要の周波数
帯域の中心に中心周波数を有する信号が得られる（請求
項３１）。一方、制御部２Ｂでは、入力信号についての
ディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）に基づいて１次傾斜
振幅特性が１次傾斜検出部２Ｂ−１によって検出され、
この１次傾斜検出部２Ｂ−１での検出結果に応じて１次
傾斜形振幅等化部１Ｂのための混合比制御信号が混合比
生成部２Ｂ−２によって生成される（請求項３２）。

【００９１】具体的に、１次傾斜検出部２Ｂ−１では、
入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの
一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向が信号方向
判定部で判定され、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対
し直交する他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報が誤
差情報検出部で検出され、これらの誤差情報と一方の信
号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき、
入力信号についての１次傾斜振幅特性が相関演算部で演
算にて検出される（請求項３３）。

【００９２】また、混合比生成部２Ｂ−２では、１次傾
斜検出部２Ｂ−１で検出された１次傾斜振幅特性が積分
器によって積分され、その積分結果が零傾斜振幅特性を
示す場合は、正傾斜振幅等化部１Ｂ−１及び負傾斜振幅
等化部１Ｂ−３の各出力の混合比を最小にするととも
に、積分結果が負傾斜振幅特性を示す場合は、この負傾
斜振幅特性を相殺すべく正傾斜振幅等化部１Ｂ−１の出
力の混合比を増加させる一方、積分結果が正傾斜振幅特
性を示す場合は、この正傾斜振幅特性を相殺すべく負傾
斜振幅等化部１Ｂ−３の出力の混合比を増加させるよう
な信号が混合比制御信号として生成される（請求項３
４）。

【００９３】なお、この場合も、積分器での１次傾斜振
幅特性についての積分結果を変換メモリによって混合比
制御信号に変換することもできる（請求項３５）。ま
た、この場合も、入力信号についてのディジタル復調信
号Ｉ，Ｑから信号レベルの誤差情報を検出する信号レベ
ル誤差検出部をそなえる場合は、混合比生成部によっ
て、この信号レベル誤差検出部で検出された信号レベル
の誤差情報に応じて混合比制御信号の出力レベルを可変
にすることができ、これにより、１次傾斜形振幅等化部
１Ａの出力レベルを調整することができる（請求項３
６）。

【００９４】次に、図５に示す第５の発明の自動振幅等
化器では、入力信号の振幅特性を補償する際、入力信号
についてのディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）から入力
信号の２次傾斜振幅特性が制御部２Ｃによって検出さ
れ、その検出結果に基づき２次傾斜形振幅等化部１Ｃ用
の制御信号が２次傾斜形振幅等化部１Ｃへ出力され、こ
れにより、入力信号の振幅特性が２次傾斜形振幅等化部
１Ｃで所要の２次傾斜振幅特性に応じて補償される（請
求項３７）。

【００９５】ここで、この場合も、２次傾斜形振幅等化
部１Ｃが、周波数領域において２次傾斜振幅特性を有し
て構成される場合は、入力信号の振幅特性が２次傾斜振
幅特性に応じて周波数領域において補償され（請求項３
８）、時間領域における等化器により構成される場合
は、入力信号の振幅特性が２次傾斜振幅特性に応じて時
間領域において補償される（請求項３９）。

【００９６】さらに、制御部２Ｃでは、ディジタル復調
信号Ｉ（又は、Ｑ）の値とディジタル復調信号Ｉ（又
は、Ｑ）の誤差情報との相関に基づき入力信号の２次傾
斜振幅特性が２次傾斜検出部２Ｃ−１によって検出さ
れ、ディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化状態
が信号状態監視部２Ｃ−２によって監視されている。そ
して、この信号状態監視部２Ｃ−２でディジタル復調信
号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化状態が特定の状態であると
判定された場合に、２次傾斜検出部２Ｃ−１で検出され
た２次傾斜振幅特性に基づき２次傾斜形振幅等化部１Ｃ
用の制御信号が出力される（請求項４０）。

【００９７】なお、２次傾斜検出部２Ｃ−１では、ディ
ジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）を更にトランスバーサル
等化器４（又は、５）で処理した等化後信号Ｉ_TRE （又
は、Ｑ_TRE ）の値と等化後信号Ｉ_TRE （又は、Ｑ_TRE ）
の誤差情報との相関に基づいて、２次傾斜振幅特性を検
出することもできる（請求項４１）。さらに、このと
き、２次傾斜検出部２Ｃ−１では、ディジタル復調信号
Ｉ（又は、Ｑ）とディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）の
誤差情報とについて排他的論理和演算が排他的論理和演
算素子で施される（請求項４２）。

【００９８】一方、信号状態監視部２Ｃ−２では、ディ
ジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）に対して所要の遅延が遅
延部によって施され、この遅延部からのディジタル復調
信号Ｉ（又は、Ｑ）の値が特定の変化状態であるかどう
かが特定信号状態判定部によって判定される（請求項４
３）。具体的に、上述の遅延部は、複数の遅延素子をそ
なえて構成され、ディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）が
これらの各遅延素子でそれぞれ所要の遅延が施され、こ
れにより得られた各ディジタル復調信号の値が所定の値
を交互に繰り返す状態であるかどうかが特定信号状態判
定部によって判定される（請求項４４）。

【００９９】なお、この遅延部では、反転・非反転部に
よって、これらの各遅延素子からの各ディジタル復調信
号の値が交互に繰り返す状態である場合に各遅延素子か
らの各ディジタル復調信号の値について反転，非反転処
理を施すことにより一定値に変換して出力し、この反転
・非反転部からの出力を受けて各ディジタル復調信号の
値が所定の値を一定に保った状態であるかどうかを特定
信号状態判定部によって判定することもできる（請求項
４５）。

【０１００】ところで、２次傾斜形振幅等化部１Ｃが、
図５に示すように、復調器３の前段に設けられる場合
は、復調器３の前段で、入力信号の振幅特性が所要の２
次傾斜振幅特性に応じて補償され（請求項４６）、逆
に、この２次傾斜形振幅等化部１Ｃが、図５中に１点鎖
線で示すように、復調器３の後段に設けられる場合は、
復調器３の後段で、同様に、入力信号の振幅特性が補償
される（請求項４７）。

【０１０１】また、２次傾斜形振幅等化部１Ｃが復調器
３の後段に復調器３で得られるディジタル復調信号Ｉ，
Ｑの数に対応して複数設けられる場合は、これらの各２
次傾斜形振幅等化部に対応して設けられる制御部２Ｃに
よって、各２次傾斜形振幅等化部が制御されて各ディジ
タル復調信号Ｉ，Ｑに対して補償処理が施されることに
より、入力信号の振幅特性が所要の２次傾斜振幅特性に
応じて補償される（請求項４８）。

【０１０２】次に、図６に示す第６の発明の自動振幅等
化器では、入力信号の振幅特性を補償する際、第１制御
部２Ｄによって、入力信号についてのディジタル復調信
号Ｉ（又は、Ｑ）から入力信号の１次傾斜振幅特性が検
出され、第２制御部２Ｅによって、同じく入力信号につ
いてのディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）から入力信号
の２次傾斜振幅特性が検出される。

【０１０３】そして、第１制御部２Ｄ及び第２制御部２
Ｅでは、それぞれの１次傾斜振幅特性及び２次傾斜振幅
特性の検出結果に基づき、１次傾斜形振幅等化部１用の
制御信号及び２次傾斜形振幅等化部１Ｃ用の制御信号が
生成され、それぞれが１次傾斜形振幅等化部１及び２次
傾斜形振幅等化部１Ｃへ出力される。この結果、入力信
号の振幅特性が、１次傾斜形振幅等化部１によって所要
の１次傾斜振幅特性に応じて補償され、２次傾斜形振幅
等化部１Ｃによって所要の２次傾斜振幅特性に応じて補
償される（以上、請求項４９）。

【０１０４】また、この場合も、入力信号の振幅特性
は、１次傾斜形振幅等化部１が周波数領域において１次
傾斜振幅特性を有して構成された場合は、その１次傾斜
振幅特性に応じて周波数領域において補償され（請求項
５０）、１次傾斜形振幅等化部１が時間領域における等
化器により構成された場合は、その１次傾斜振幅特性に
応じて時間領域において補償される（請求項５１）。

【０１０５】同様に、２次傾斜形振幅等化部１Ｃが周波
数領域において２次傾斜振幅特性を有して構成された場
合は、入力信号の振幅特性はその２次傾斜振幅特性に応
じて周波数領域において補償され（請求項５２）、２次
傾斜形振幅等化部１Ｃが時間領域における等化器により
構成された場合は、入力信号の振幅特性はその２次傾斜
振幅特性に応じて時間領域において補償される（請求項
５３）。

【０１０６】また、具体的に、第１制御部２Ｄでは、デ
ィジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、
Ｑ）の値の変化の方向が信号方向判定部２１によって判
定され、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交する
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又
は、Ｉ）から誤差情報が誤差情報検出部２２によって検
出される。

【０１０７】そして、これらの誤差情報と一方の信号Ｉ
（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき１次傾
斜形振幅等化部１用の制御信号が相関演算部２３から出
力される（請求項５４）。なお、この第１制御部２Ｄ
は、図２に示す制御部２′と同様に、第１信号方向判定
部２１−１，第１誤差情報検出部２２−１，第１相関演
算部２３−１，第２信号方向判定部２１−２，第２誤差
情報検出部２２−２，第２相関演算部２３−２及び制御
信号生成部２４により、１次傾斜形振幅等化部１用の制
御信号を生成して出力することもできる（請求項５
５）。

【０１０８】一方、第２制御部２Ｅでは、ディジタル復
調信号Ｉ（又は、Ｑ）の値と、このディジタル復調信号
Ｉ（又は、Ｑ）の誤差情報との相関に基づき入力信号の
２次傾斜振幅特性が２次傾斜検出部２Ｅ−１によって検
出され、ディジタル復調信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化
状態が信号状態監視部２Ｅ−２で監視される。そして、
この信号状態監視部２Ｅでディジタル復調信号Ｉ（又
は、Ｑ）の値の変化状態が特定の状態であると判定され
ると、２次傾斜検出部２Ｅ−１で検出された２次傾斜振
幅特性に基づき２次傾斜形振幅等化部１Ｃ用の制御信号
が出力される（請求項５６）。

【０１０９】ところで、この場合も、図６に示すよう
に、１次傾斜形振幅等化部１及び２次傾斜形振幅等化部
１Ｃが復調器３の前段に設けられた場合は、復調器３の
前段で、入力信号の振幅特性がそれぞれ所要の１次，２
次傾斜振幅特性に応じて補償されるが（請求項５７）、
これらの１次傾斜形振幅等化部１及び２次傾斜形振幅等
化部１Ｃが復調器３の後段に設けられた場合は、復調器
３の後段で、同様に入力信号の振幅特性が補償される
（請求項５８）。

【０１１０】また、１次傾斜形振幅等化部１を復調器３
の前段に設け、且つ、２次傾斜形振幅等化部１Ｃを復調
器３の後段に設けた場合は、まず復調器３の前段で、入
力信号の振幅特性が所要の１次傾斜振幅特性に応じて補
償され、復調器３の後段で、さらに所要の２次傾斜振幅
特性に応じて補償される（請求項５９）。さらに、これ
とは逆に、２次傾斜形振幅等化部１Ｃを復調器３の前段
に設け、且つ、１次傾斜形振幅等化部１を復調器３の後
段に設けた場合は、まず復調器３の前段で、入力信号の
振幅特性が所要の２次傾斜振幅特性に応じて補償され、
復調器３の後段で、さらに所要の１次傾斜振幅特性に応
じて補償される（請求項６０）。

【０１１１】また、この場合も、２次傾斜形振幅等化部
１Ｃが、復調器３で得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑ
の数に対応して復調器３の後段に複数設けられる場合
は、各２次傾斜形振幅等化部１Ｃに対応して設けられる
各第２制御部２Ｅによって、各２次傾斜形振幅等化部が
制御されて各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑに対して補償処
理が施されることにより、入力信号の振幅特性が所要の
２次傾斜振幅特性に応じて補償される（請求項６１）。

【０１１２】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。 （ａ）第１実施例の説明 図７は本発明の第１実施例としての自動振幅等化器の構
成を示すブロック図で、この図７において、９はアンテ
ナ、１０は受信部、１１は１次傾斜補償部、１２は自動
利得制御部（ＡＧＣ）、１３は復調器、１４は制御部、
１５，１６はそれぞれトランスバーサル等化器（ＴＲ
Ｅ）である。

【０１１３】ここで、受信部１０は、アンテナ９で受信
したＲＦ（高周波）信号をＩＦ（中間周波）信号に周波
数変換（ダウンコンバート）して１次傾斜補償部１１へ
出力するものであり、１次傾斜補償部（１次傾斜形振幅
等化部）１１は、周波数領域において１次傾斜振幅特性
を有しており、受信部１０からのＩＦ信号（入力信号）
の振幅特性を、この１次傾斜振幅特性に応じて補償する
ものである。

【０１１４】また、自動利得制御部１２は、１次傾斜補
償部１１からの出力信号の利得を一定に制御して復調器
１３へ出力するものであり、復調器１３は、自動利得制
御部１２を通じて出力される１次傾斜補償部１１からの
信号を直交する２種のベースバンド信号に復調し、さら
にＡ／Ｄ変換することでディジタル化してディジタル復
調信号Ｉ，Ｑを得るものであり、各トランスバーサル等
化器１５，１６は、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑをそれぞ
れ時間領域で等化するものである。

【０１１５】さらに、制御部１４は、復調器１３を通じ
て得られるＩＦ信号についてのディジタル復調信号Ｉ，
ＱからＩＦ信号の１次傾斜歪み（１次傾斜振幅特性）を
検出し、その情報を１次傾斜補償部１１が有する１次傾
斜振幅特性を制御するための制御信号として出力するも
のである。なお、本実施例では、復調器１３の前段、つ
まりＩＦ信号が入出力となる位置に１次傾斜補償部１１
が設けられている。

【０１１６】このような構成により、この図７に示す自
動振幅等化器では、アンテナ９で受信したＲＦ信号が、
受信部１０でＩＦ信号にダウンコンバートされ、復調器
１３で直交検波されることによりベースバンド帯のディ
ジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られる。そして、制御部１４
では、これらのディジタル復調信号Ｉ，Ｑとディジタル
復調信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１６で等化
処理を施した等化後信号Ｑ _TRE とを用いてＩＦ信号の１
次傾斜歪みが検出され、その検出結果に応じて、１次傾
斜補償部１１用の制御信号が１次傾斜補償部１１へ出力
される。１次傾斜補償部１１では、この制御信号に応じ
て自己の有する１次傾斜振幅特性が制御されることによ
り、ＩＦ信号の１次傾斜歪みが補償される。

【０１１７】ここで、まず、上述のごとくＩＦ信号の１
次傾斜歪みを検出する原理について、図８〜図１２を用
いて詳述する。まず、図８は、一般的な信号伝送系の概
念を示すブロック図であり、この図８において、３１は
変調部、３２は１次傾斜歪伝送路、３３は復調部、ω_B
は信号（ベースバンド）周波数、ω_C は搬送（キャリ
ア）周波数、Ａ（ω）は変調信号，Ｂ（ω）は１次傾斜
歪伝送路３２で１次傾斜歪みを受けた変調信号、Ｃ
（ω）は復調信号である。

【０１１８】例えば、今、送信信号をｃｏｓω_B ｔとし
て、このｃｏｓω_B ｔを変調部３１で変調すると、その
変調信号Ａ（ω）は、次のように表される。 Ａ（ω) ＝cos ω_B t ×exp(j ω_C t) ・・（１） ここで、オイラーの公式より、 cos θ＝〔exp(ｊθ) ＋exp(-jθ）〕/2 であるから、変調信号Ａ（ω）は、 Ａ（ω) = 〔 exp(jω_B t)+exp(-j ω_B t)〕× exp(jω_C t)/2 = 〔 exp〔j(ω_C + ω_B )t〕+exp〔j(ω_C - ω_B )t〕〕/2 ・・（２） となる。この式（２）は、変調信号Ａ（ω）の中に２つ
の周波数成分（ω_C + ω _B ），（ω_C - ω_B ）が存在し
ていることを表している。

【０１１９】さらに、上述の２つの周波数成分の振幅
を、それぞれＰ（ω_C + ω_B ），Ｐ（ω_C - ω_B ）で表
し、これらの振幅比をγとすれば、 γ＝Ｐ（ω_C + ω_B ）／Ｐ（ω_C - ω_B ）・・（３） となる。ここで、この振幅比γは、γ＜１の場合は、図
１０（ａ）に示すように負傾斜歪み（右下がり）を意味
し、γ＞１の場合は、図１０（ｂ）に示すように正傾斜
（右上がり）をそれぞれ意味する。なお、γ＝１（図示
略）の場合は零傾斜歪み（歪みなし）を意味する。

【０１２０】そして、この振幅比γを用いると、１次傾
斜歪みを受けた変調信号Ｂ（ω) は、次のように表現で
きる。 Ｂ（ω) ＝〔 exp〔j(ω_C + ω_B )t〕+ γexp 〔j(ω_C - ω_B )t〕〕/2 ＝〔 exp(jω_C t)×((exp(j ω_B t) +γexp(- j ω_B t)) 〕/2 ・・（４） さらに、この変調信号Ｂ（ω) を復調部３３で復調する
と、その復調信号Ｃ（ω) は、次のようになる。

【０１２１】 Ｃ（ω) ＝〔exp(j ω_B t) +γexp(- j ω_B t)〕/2 ＝(cosω_B t + jsinω_B t + γcos ω_B t - j γsin ω_B t)/2 ＝〔(1 +γ) cos ω_B t + j(1 - γ)sinω_B t 〕/2 ・・（５） このとき、実際には、復調部３３で変調信号Ｂ（ω）に
対して直交検波が施されているので、直交復調出力（復
調信号）Ｉ，Ｑとして、 Ｉ＝〔(1 +γ)cosω_B t 〕/2 ・・（６） Ｑ＝〔(1 -γ)sinω_B ｔ〕/2 ・・（７） が得られる。

【０１２２】ここで、もしγ＝１の場合は（１次傾斜歪
みがない場合は）、Ｉ＝cos ω_B t，Ｑ＝０となり、送
信信号（cos ω_B t ）そのものが復調されるが、γ＞１
又はγ＜１の場合は、Ｑが「０」とはならないので、復
調信号Ｉの振幅の増減に応じて「０」を中心に復調信号
Ｑの振幅成分が現れることになる。すなわち、γ＞１又
はγ＜１の場合は、復調信号Ｑによる直交干渉成分が生
じることがわかる。

【０１２３】図９は、式（６），式（７）で表される復
調信号Ｉ，Ｑ（以下、単に信号Ｉ，Ｑということがあ
る）を、直交座標Ｉ−Ｑ上にベクトル表示したものであ
るが、この図９に示すように、信号Ｉのベクトルは、Ｉ
軸上を（１＋γ）／２の振幅でｃｏｓω_B ｔに従って動
き、信号Ｑのベクトルは、Ｑ軸上を（１−γ）／２の振
幅でｓｉｎω_B ｔに従って動くので、信号Ｉ，Ｑの合成
ベクトルは、（１＋γ）＞（１−γ）が常に成り立つこ
とから、Ｉ軸を長軸とする楕円を描くことになる。

【０１２４】ここで、γ＞１の場合（１次傾斜歪みが正
傾斜の場合）、復調信号Ｉ，Ｑは、それぞれＩ＝ｃｏｓ
ω_B ｔ，Ｑ＝−ｓｉｎω_B ｔという形になるので、これ
らの信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルは、図９において左回り
に回転し、この結果、Ｑ軸上に信号Ｑによる誤差電圧
（誤差情報）Ｅ＝−Ｅが生じる。逆に、γ＜１の場合
（１次傾斜歪みが負傾斜の場合）、信号Ｉ，Ｑは、それ
ぞれＩ＝ｃｏｓω_B ｔ，Ｑ＝ｓｉｎω_B ｔという形にな
るので、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルは、今度は図９にお
いて右回りに回転し、Ｑ軸上に誤差電圧Ｅ＝＋Ｅが生じ
る。なお、γ＝１の場合は（１次傾斜歪みがない場合
は）、式（７）においてＱ＝０であるので、信号Ｉ，Ｑ
の合成ベクトルは、Ｉ軸上に存在する。

【０１２５】図１２は、以上の信号Ｉ，Ｑの合成ベクト
ルの回転方向，信号Ｉの動き（信号Ｉの値の変化の方
向），信号Ｑの誤差電圧Ｅ及び１次傾斜歪み（γ）の対
応関係（相関）を示している。そして、この図１２に示
すように、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルが、図９において
左回りの場合は、正傾斜の１次傾斜歪みとなるので、信
号Ｉが図９の紙面下向き↓（＋→−）に変化したときに
信号Ｑの誤差電圧が−Ｅとなる場合、あるいは、信号Ｉ
が図９の紙面上向き↑（−→＋）に変化したときに信号
Ｑの誤差電圧が＋Ｅとなる場合を検出すれば、入力信号
の１次傾斜歪みが正傾斜であることが容易に検出され
る。

【０１２６】一方、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルが図９に
おいて右回りの場合は、１次振幅歪みは負傾斜となるの
で、信号Ｉが図９の紙面下向き↓（＋→−）に変化した
ときに信号Ｑの誤差電圧が＋Ｅとなる場合、あるいは信
号Ｉが図９の紙面上向き↑（−→＋）に変化したときに
信号Ｑの誤差電圧が−Ｅとなる場合を検出すれば、入力
信号の１次傾斜歪みが負傾斜であることが容易に検出さ
れる。

【０１２７】なお、入力信号の１次傾斜歪みが零傾斜
（γ＝１の場合）であることは、復調信号Ｑの誤差電圧
Ｅが「０」、すなわち、誤差電圧Ｅが検出されないこと
で、効果的に検出できる。ただし、この場合は、信号Ｉ
の動きには関知しなくてもよい。以上のようにして、入
力信号ｃｏｓω_B ｔを復調部３３で直交検波してディジ
タル復調信号Ｉ，Ｑを得て、これらの信号Ｉ，Ｑから、
正傾斜，負傾斜，零傾斜の各１次傾斜歪みを効果的に検
出できることがわかる。

【０１２８】なお、図１１は上記の変調信号Ａ（ω）
が、Ａ（ω）＝ｃｏｓω_B ｔではなく、ＰＳＫ(Phase S
hift Keying)あるいはＱＡＭ(Quadrature Amplitude Mo
dulation) などの変調を施された信号であった場合のＩ
軸の受信アイパターンを示す図であるが、この場合で
も、受信変調信号Ｂ（ω）に１次傾斜歪み（１次以上で
もよい）が含まれていれば、復調信号Ｉが上あるいは下
方向に動くときに、復調信号Ｑに直交干渉成分の誤差電
圧Ｅ＝±Ｅが現れるので、上述のように、信号Ｉの動き
を検出し、且つ、信号Ｑによる誤差電圧Ｅを検出すれ
ば、１次傾斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜などの特性
を有効に検出することができる。

【０１２９】このように、復調信号Ｉ，Ｑのうち信号Ｉ
の動く方向を判定し、この信号Ｉに対し直交する信号Ｑ
から誤差電圧Ｅを検出することにより、これらの相関に
基づいて、入力信号の１次傾斜歪みの正傾斜，負傾斜，
零傾斜を検出することができる。そこで、まず、ディジ
タルの復調信号Ｉ，Ｑを得るために、復調器１３には、
図１３に示すように、ハイブリッド（Ｈ）１３１，１３
４，位相検波器１３２，１３３，局部発振器１３５，帯
域通過フィルタ（バンドパスフィルタ：ＢＰＦ）１３
６，１３７及びＡ／Ｄ変換器１３８，１３９が設けられ
る。

【０１３０】ここで、各ハイブリッド１３１，１３４
は、それぞれ入力された信号を２分波するものであり、
各位相検波部１３２，１３３は、それぞれ後述する局部
発振器１３５からの搬送波再生信号に応じて、ハイブリ
ッド１３１からの各ＩＦ信号に対して直交検波を施すこ
とにより互いに直交する復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑを
得るものであり、局部発振器１３５は、搬送波に位相同
期した搬送波再生信号を生成するものである。

【０１３１】また、各帯域通過フィルタ１３６，１３７
は、それぞれ位相検波器１３２，１３３で得られた復調
ベースバンド信号Ｉ，Ｑをろ波して雑音成分などを除去
し、所要の周波数帯域の信号成分のみを通過させるもの
であり、各Ａ／Ｄ変換器１３８，１３９は、それぞれ各
帯域通過フィルタ１３６，１３７からの復調ベースバン
ド信号Ｉ，Ｑのそれぞれに対してＡ／Ｄ変換を施すこと
によって、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るものであ
る。

【０１３２】これにより、この復調器１３では、自動利
得制御部１２（図７参照）からのＩＦ信号が、ハイブリ
ッド１３１で２分波され、それぞれが位相検波部１３
２，１３３へ出力される。このとき、局部発振器１３５
では、搬送波に位相同期した搬送波再生信号が生成され
ており、この搬送波再生信号は、ハイブリッド１３４で
位相がπ／２だけ異なる２波に分波され、それぞれが位
相検波部１３２，１３３へ出力される。

【０１３３】この結果、位相検波部１３２，１３３で
は、互いに直交する復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑが得ら
れ、この復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑをそれぞれ帯域通
過フィルタ１３６，１３７を介して各Ａ／Ｄコンバータ
１３８，１３９に入力してＡ／Ｄ変換すれば、位相が互
いに９０°異なるディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られ
る。

【０１３４】図１４は、上述のごとく復調器１３で得ら
れたディジタル復調信号Ｉ，ＱからＩＦ信号の１次傾斜
歪みを検出する制御部１４の構成を示すブロック図であ
るが、この図１４に示すように、制御部１４には、上昇
／下降識別部１４１，回転方向識別部１４２及び積分器
１４３が設けられている。ここで、上昇／下降識別部
（信号方向判定部）１４１は、復調器１３を通じて得ら
れたディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ
（以下、この信号をディジタルＩチャネル信号Ｉという
ことがある）の動く方向、すなわち、ディジタル復調信
号Ｉの値が、例えば、図９により前述したごとく直交座
標Ｉ−Ｑ上で上（↑）／下（↓）のどちらに変化してい
るかを判定するものである。

【０１３５】また、回転方向識別部（誤差情報検出部，
相関演算部）１４２は、同じく復調器１３で得られたデ
ィジタル復調信号Ｑ（以下、この信号をディジタルＱチ
ャネル信号Ｑということがある）と、このディジタル復
調信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１６（図７参
照）で等化した後の等化後信号Ｑ_TRE とから、ディジタ
ル信号Ｉに対する直交干渉成分となる誤差電圧（誤差情
報）Ｅ＝±Ｅを検出し、この誤差電圧Ｅ＝±Ｅと上昇／
下降識別部１４１で得られた信号Ｉの動く方向との相関
（図１２参照）に基づいて、受信信号の１次傾斜歪みの
正傾斜，負傾斜，零傾斜を検出するものである。

【０１３６】さらに、積分器１４３は、回転方向識別部
１４２で得られた１次傾斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾
斜の検出信号を積分することにより、この信号に含まれ
る雑音成分などを除去して、１次傾斜補償部１１（図７
参照）用の制御信号として出力するものである。これに
より、この制御部１４では、上昇／下降識別部１４１に
よってディジタル復調信号Ｉの動く方向（信号の値の変
化の方向）が判定され、回転方向識別部１４２によって
ディジタル復調信号Ｑの誤差電圧Ｅが検出され、これら
のディジタル復調信号Ｉの動く方向と、ディジタル復調
信号Ｑの誤差電圧ＥとからＩＦ信号の１次傾斜歪みの正
傾斜，負傾斜，零傾斜が検出される。

【０１３７】次に、これらの上昇／下降識別部１４１及
び回転方向識別部１４２について、図１５〜図１７によ
りさらに詳述する。まず、図１５は上昇／下降識別部１
４１の内部の構成を示す図であるが、この図１５に示す
ように、上昇／下降識別部１４１は、レジスタ（ＲＥ
Ｇ）１４１−１，１４１−２，コンパレータ（Ｃ）１４
１−３，１４１−４，ＥＸ−ＮＯＲゲート（Exclusive
NOR 素子：排他的否定論理和演算素子）１４１−６，Ａ
ＮＤゲート１４１−７及びフリップフロップ回路１４１
−８をそなえて構成される。

【０１３８】ここで、レジスタ１４１−１は、復調器１
３からのディジタル復調信号Ｉに対して所要の時間だけ
遅延を施すものであり、レジスタ１４１−２は、レジス
タ１４１−１で遅延を施されたディジタル復調信号Ｉに
対して、さらにレジスタ１４１−１による遅延時間と同
じ時間だけ遅延を施すものであり、これらの各レジスタ
１４１−１，１４１−２によって、ディジタル復調信号
ＩのデータＩ_B0，Ｉ_B1，Ｉ_B2が時系列にサンプリングさ
れるようになっている。

【０１３９】また、コンパレータ１４１−３は、レジス
タ１４１−１による遅延前のデータＩ_B0と遅延後のデー
タＩ_B1とを比較するものであり、コンパレータ１４１−
４は、レジスタ１４１−２による遅延前のデータＩ_B1と
遅延後のデータＩ_B2とを比較するものである。さらに、
ＥＸ−ＮＯＲゲート１４１−６は、各コンパレータ１４
１−３，１４１−４での比較結果に対して排他的否定論
理和演算を施すものであり、ＡＮＤゲート（論理積演算
素子）１４１−７は、このＥＸ−ＮＯＲゲート１４１−
６からの演算結果とデータクロック周期Ｔごとにハイレ
ベル信号となるタイミングクロックとの論理積をとるも
のであり、フリップフロップ回路１４１−８は、コンパ
レータ１４１−４での比較結果と、ＡＮＤゲート１４１
−７での演算結果とに基づき、入力されたディジタル復
調信号Ｉの値の変化の方向に応じた信号を出力するもの
である。

【０１４０】このような構成により、この上昇／下降識
別部１４１では、まず、レジスタ１４１−１，１４１−
２によって、データクロック周期Ｔでディジタル復調信
号ＩのデータＩ_B0，Ｉ_B1，Ｉ_B2が時系列にサンプリング
され、コンパレータ１４１−１によって、データＩ_B0と
データＩ_B1とが比較され、その比較結果が検出信号Ｃ１
として出力される。なお、この検出信号Ｃ１には、Ｉ_B0
＞Ｉ_B1，Ｉ_B0＝Ｉ_B1，Ｉ_B0＜Ｉ_B1という３つの場合が含
まれる。

【０１４１】さらに、コンパレータ１４１−４では、レ
ジスタ１４１−３からのデータＩ_B1とレジスタ１４１−
４による遅延後のデータＩ_B2とが比較され、その比較結
果が検出信号Ｃ２として出力される。なお、この場合も
検出信号Ｃ２には、Ｉ_B1＞Ｉ _B2，Ｉ_B1＝Ｉ_B2，Ｉ_B1＜Ｉ
_B2という３つの場合が含まれる。そして、例えば、検出
信号Ｃ１＝Ｉ_B0＞Ｉ_B1かつ検出信号Ｃ２＝Ｉ_B1＞Ｉ_B2で
ある場合、すなわち、新たに入力されたディジタル復調
信号Ｉのデータほどその信号レベルが増大している場合
は、ディジタル復調信号Ｉの動く方向が上向きと判別さ
れ、逆に、検出信号Ｃ１＝Ｉ_B0＜Ｉ_B2かつ検出信号Ｃ２
＝Ｉ_B1＜Ｉ_B2である場合は、ディジタル復調信号Ｉの動
く方向が下向きと判別される。

【０１４２】今、コンパレータ１４１−３での比較結果
がＩ_B0＞Ｉ_B1の場合にＣ１＝１、コンパレータ１４１−
４での比較結果がＩ_B1＞Ｉ_B2の場合にＣ２＝１と定義す
れば、Ｃ１〜Ｃ３についての真理値テーブルは、図１６
に示すようになる。つまり、この場合、上昇／下降識別
部１４１からは、ディジタル復調信号Ｉの動く方向が上
向きの場合は「１」，下向きの場合は「０」が出力され
るようになっている。なお、図１６に示すように、検出
信号Ｃ１，Ｃ２がともに「０」，「０」あるいは
「１」，「１」である場合以外は、信号Ｉの動く方向が
その時点では判定できないので、前時点での判定結果
（１ｂｉｔ前の値）が保持されるようになっている。

【０１４３】ところで、この上昇／下降識別部１４１
は、ディジタル復調信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサ
ンプリングするようになっているが、データクロックの
１／Ｎの周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でサンプリン
グして、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定するよ
うにしてもよく、このようにすれば、例えば、４相ＰＳ
Ｋ(Phase Shift Keying)や多値ＱＡＭ(Quadrature Ampl
itude Modulation) などの変調方式で変調を施された信
号を復調して得られるディジタル復調信号Ｉに対して
も、同様にして、この信号Ｉの動く方向を判定すること
ができる。

【０１４４】従って、ディジタル復調信号Ｉが、どのよ
うな変調方式で変調を施されていても、柔軟に対応でき
るようになる。次に、図１７は、回転方向識別部１４２
の内部構成を示す図であり、この図１７において、１４
２−１は減算器（ＳＵＢ）、１４２−２はデコーダ（Ｄ
ＥＣ）である。

【０１４５】ここで、減算器（誤差情報検出部）１４２
−１は、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号
Ｉに対し直交する他方の信号Ｑから、信号Ｉに対する直
交干渉成分である誤差電圧Ｅを検出するもので、この場
合は、トランスバーサル等化器１６（図１３参照）によ
る等化前のディジタル復調信号Ｑと、等化後の等化後信
号Ｑ_TRE との差を演算することにより、誤差電圧Ｅを検
出する差演算部として構成されている。

【０１４６】また、デコーダ（相関演算部）１４２−２
は、この減算器１４２−１で得られた誤差電圧Ｅと、図
１４，図１５により前述した上昇／下降識別部１４１で
得られた信号Ｉの動く方向との相関（図１２参照）に基
づいて、１次傾斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜を検出
し、これに応じた信号を１次傾斜補償部１１用の制御信
号として出力するものである。

【０１４７】これにより、この回転方向識別部１４２で
は、トランスバーサル等化器１６による等化前の信号Ｑ
と等化後信号Ｑ_TRE との差が減算器１４２−１で演算さ
れて信号Ｑの誤差電圧Ｅが検出され、この信号Ｑの誤差
電圧Ｅと上昇／下降識別別部１４１で得られた信号Ｉの
動く方向との相関に基づき、検出したＩＦ信号の１次傾
斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜に応じた信号が１次傾
斜補償部１１用の制御信号としてデコーダ１４２−２か
ら出力される。

【０１４８】そして、この制御信号は、積分器１４３
（図１４参照）で積分されたのち１次傾斜補償部１１へ
出力される。なお、上述の誤差電圧Ｅは、第３実施例に
て後述するように、トランスバーサル等化器１６で等化
する前のディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビ
ット）のみから検出することもできるが、この場合、こ
の等化前のディジタル復調信号Ｑにビット誤りなどの誤
差が生じた場合に正確な誤差電圧Ｅのデータが得られな
くなる可能性がある。

【０１４９】そこで、本実施例では、上述のごとくトラ
ンスバーサル等化器１６で等化する前のディジタル信号
Ｑのデータから等化後のディジタル信号Ｑ_TRE のデータ
を減算することで、より正確に誤差電圧Ｅのデータが検
出できるようにしているのである。図１９は上述の制御
部１４を実用の回路で構成した場合の回路の一例を示す
図であるが、以下にその動作について簡単に述べる。す
なわち、この図１９において、ディジタルＩチャネル信
号Ｉは、まず遅延器１４０を介して上昇／下降識別部１
４１に出力され、上昇／下降識別部１４１でその信号の
動く方向が判定される。一方、ディジタルＱチャネル信
号Ｑは、トランスバーサル等化器１６で等化された等化
後信号Ｑ_TRE と減算器１４２−１において入力タイミン
グが同一になるように遅延器１４０で遅延される。

【０１５０】その後、この信号Ｑのデータと等化後信号
Ｑ_TRE との差が減算器１４２で演算されることにより、
信号Ｑの誤差電圧Ｅが検出され、この信号Ｑの誤差電圧
Ｅと上昇／下降識別部１４１で得られたディジタル信号
Ｉの動く方向との相関が取られ、得られた信号、つまり
１次傾斜補償部１１用の制御信号が積分器１４３を介し
て１次傾斜補償部１１へ出力される。

【０１５１】図１８はこの１次傾斜補償部１１の構成を
示すブロック図で、この図１８において、１１１はハイ
ブリッド（Ｈ）、１１２は正傾斜振幅等化部、１１４は
負傾斜振幅等化部、１１５，１１７はそれぞれ可変減衰
器、１１８は反転ゲートである。ここで、ハイブリッド
１１１は、受信部１０（図７）からのＩＦ信号を２分波
するものであり、正傾斜振幅等化部１１２は、正傾斜の
１次傾斜振幅特性を有しており、入力された信号の振幅
特性をこの正傾斜振幅特性に応じて振幅等化（補償）す
るものであり、負傾斜振幅等化部１１４は、負傾斜の１
次傾斜振幅特性を有しており、入力された信号の振幅特
性をこの正傾斜振幅特性に応じて振幅等化するものであ
る。

【０１５２】また、各可変減衰器１１５，１１７は、そ
れぞれ正傾斜振幅等化部１１２，負傾斜振幅等化部１１
４の各出力信号の減衰度を調整するものであり、反転ゲ
ート１１８は、上述のごとくディジタル復調信号Ｉの動
く方向とディジタル復調信号Ｑの誤差電圧Ｅとの相関に
基づいて得られた制御部１４からの制御信号の正負を反
転するものである。

【０１５３】具体的に、これらの正傾斜振幅等化部１１
２及び負傾斜振幅等化部１１４は、それぞれ例えばノッ
チフィルタの正傾斜及び負傾斜２次特性の部分を利用し
て構成でき、各可変減衰器１１５，１１７には、例え
ば、可変抵抗などを用いて構成できる。上述のごとく構
成された１次傾斜補償部１１では、ＩＦ信号の１次傾斜
歪みの特性（正傾斜，負傾斜，零傾斜）に応じて制御部
１４から出力された制御信号が、各可変減衰器１１５，
１１７へ入力されることにより、正傾斜振幅等化部１１
２により正傾斜の振幅等化を受けた信号と、負傾斜振幅
等化部１１４により負傾斜の振幅等化を受けた信号との
各出力レベルがそれぞれ各可変減衰器１１５，１１７で
調整されたのち合波される。

【０１５４】この結果、入力信号の１次傾斜歪みの正傾
斜，負傾斜が相殺されて、１次傾斜歪が補償される。な
お、反転ゲート１１８は、制御部１４からの制御信号の
正負を反転して可変減衰器１１７へ出力している。ま
た、この１次傾斜補償部１１は、第１３実施例にて後述
するごとく、零傾斜振幅等化部（この零傾斜振幅等化部
は、例えば、同軸線やマイクロストリイプライン等の通
過特性がフラットな遅延線を用いて構成できる）を、正
傾斜振幅等化部１１２及び負傾斜振幅等化部１１４と並
列に設け、この零傾斜振幅等化部の出力側に可変減衰器
を設けるように構成してもよい。

【０１５５】以上のように、本発明の第１実施例として
の自動振幅等化器によれば、制御部１４において、上昇
／下降識別部１４１によりディジタルＩチャネル信号Ｉ
の動く方向を判別するとともに、回転方向識別部１４２
の減算器１４２−１によりディジタルＱチャネル信号Ｑ
の誤差電圧Ｅを検出し、これらの信号Ｉの動く方向と信
号Ｑの誤差電圧Ｅとの相関に基づき、入力信号の１次傾
斜歪みの特性（正傾斜，負傾斜，零傾斜）を検出して、
その検出信号を１次傾斜補償部１１用の制御信号として
出力するので、入力信号の１次傾斜歪みを検出する検出
系（制御部１４）の回路をディジタル化することがで
き、これにより自動振幅等化器の回路規模やコストを大
幅に削減できるとともに、本等化器の補償能力も大幅に
向上するという利点がある。

【０１５６】また、図１５にて前述したように、上昇／
下降識別部１４１では、各レジスタ１４１−１，１４１
−２により信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリン
グして、各コンパレータ１４１−３，１４１−４で各デ
ータＩ_B0，Ｉ_B1，Ｉ_B2を比較することにより、信号Ｉの
動く方向を判定するので、極めて容易に、この回路をデ
ィジタル化することができ、これにより、その回路規模
やコストを大幅に削減することができるとともに、より
精度高く、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定でき
るようになる。

【０１５７】さらに、この上昇／下降識別部１４１は、
ディジタル復調信号Ｉをデータクロック周期Ｔの１／Ｎ
の周期Ｔ／Ｎでサンプリングすることによっても、この
信号Ｉの動く方向を判定できるので、例えば、どのよう
な変調方式（例えば、４相ＰＳＫなど）で変調を施され
た信号でも、そのディジタル復調信号Ｉの動く方向を判
定でき、これにより、本等化器の汎用性も大幅に向上す
る。

【０１５８】また、本実施例の自動振幅等化器によれ
ば、１次傾斜補償部１１を復調器１３の前段に設けると
いう簡素な構成で、復調器１３の前段においてＩＦ信号
に対してその１次傾斜歪みを補償することができるの
で、本等化器の回路を規模を必要最小限に抑えながら、
確実に、入力信号の１次傾斜歪みを補償することができ
る。

【０１５９】なお、本実施例では、信号の動く方向をデ
ィジタル復調信号Ｉから判定し、誤差電圧（誤差情報）
Ｅをディジタル復調信号Ｑから検出しているが、逆に、
信号の動く方向をディジタル復調信号Ｑから判定し、誤
差電圧Ｅをディジタル復調信号Ｉから検出するようにし
ても、同様に、入力信号の１次傾斜歪みを検出すること
ができる。

【０１６０】（ｂ）第２実施例の説明 図２０は本発明の第２実施例としての自動振幅等化器の
構成を示すブロック図であるが、この図２０に示す等化
器は、図７により前述したものとそれぞれ同様のアンテ
ナ９，受信部１０，自動利得制御部（ＡＧＣ）１２，復
調器１３及びトランスバーサル等化器１５，１６をそな
えるほか、制御部１４ａをそなえて構成されている。な
お、この場合も、１次傾斜補償部１１は、第１実施例と
同様に、復調器１３の前段に設けられている。

【０１６１】ここで、制御部１４ａは、第１実施例にて
前述した制御部１４と同様に、復調器１３を通じて得ら
れるＩＦ信号（入力信号）についてのディジタル復調信
号Ｉ，Ｑと各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑをさらにトラン
スバーサル等化器１５，１６で処理した各等化後信号Ｉ
_TRE ，Ｑ_TRE からＩＦ信号の１次傾斜歪みの特性（正傾
斜，負傾斜，零傾斜）を検出して、１次傾斜補償部１１
用の制御信号を出力するものであるが、この場合は、信
号の動く方向と誤差電圧（誤差情報）Ｅとを各ディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑのそれぞれから検出するようになって
いる。

【０１６２】すなわち、この制御部１４ａは、ディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向（信
号Ｉの値の変化の方向）を判定し、この信号Ｉに対し直
交する他方のディジタル復調信号Ｑから誤差情報Ｅを検
出し、この誤差情報Ｅと一方の信号Ｉの動く方向との相
関に基づいて、入力信号の１次傾斜歪みの正傾斜，負傾
斜，零傾斜に応じた検出信号（第１相関信号）を得ると
ともに、他方の信号Ｑの動く方向を判定し、この信号Ｑ
に対し直交する信号Ｉから誤差情報Ｅを検出し、この誤
差情報Ｅと信号Ｑの動く方向との相関に基づいて、同様
に１次傾斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜に応じた検出
信号（第２相関信号）を得、さらに、これらの各検出信
号から１次傾斜補償部１１用の制御信号を生成して出力
するように構成される。

【０１６３】このため、制御部１４ａは、図２０に示す
ように、図１４に示した上昇／下降識別部１４１，回転
方向識別部１４２，積分器１４３とそれぞれ同様の上昇
／下降識別部１４１Ａ，１４１Ｂ，回転方向識別部１４
２Ａ，１４２Ｂ，積分器１４３Ａ，１４３Ｂをそなえる
ほか、さらにＯＲゲート（論理和演算素子）１４４をそ
なえて構成されている。

【０１６４】ここで、上昇／下降識別部（第１信号方向
判定部）１４１Ａは、復調器１３で得られたディジタル
復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向を判定
するものであり、回転方向識別部１４２Ａは、この信号
Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他
方の信号Ｑから信号Ｉに対する直交干渉成分となる誤差
情報Ｅを検出し、この信号Ｑによる誤差情報Ｅと上昇／
下降識別部１４１Ａで得られた信号Ｉの動く方向との相
関に基づいて、第１相関信号を出力するものであり、積
分器１４３Ａは、回転方向識別部１４２Ａで得られた第
１相関信号を積分するものである。

【０１６５】これに対し、上昇／下降識別部（第２信号
方向判定部）１４１Ｂは、復調器１３を通じて得られた
ディジタル信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑの動く方向
を判定するものであり、回転方向識別部１４２Ｂは、デ
ィジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから信号
Ｑに対する直交干渉成分となる誤差情報Ｅを検出し、こ
の信号Ｉによる誤差情報Ｅと上昇／下降識別部１４１Ｂ
で得られたディジタル復調信号Ｑの動く方向との相関か
ら第２相関信号を出力するものであり、積分器１４３Ｂ
は、回転方向識別部１４２Ｂで得られた第２相関信号を
積分するものである。

【０１６６】そして、ＯＲゲート（制御信号生成部）１
４４は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂの出力に対して論
理和演算を施すことによって１次傾斜補償部１１用の制
御信号を生成して出力するものである。なお、各回転方
向識別部１４２Ａ，１４２Ｂは、それぞれ図１４に示す
回転方向識別部１４２と同様のものであるので、それぞ
れの構成も図１７に示すように、減算器（ＳＵＢ）１４
２Ａ−１，１４２Ｂ−１及びデコーダ（ＤＥＣ）１４２
Ａ−２，１４２Ｂ−２を有して構成される。

【０１６７】このような構成により、この図１６に示す
自動振幅等化器でも、１次傾斜補償部１１の１次傾斜特
性が制御部１４ａからの制御信号に応じて制御されるこ
とにより、ＩＦ信号の１次傾斜歪みが補償される。以
下、この動作について詳述する。まず、制御部１４ａで
は、図１４に示す制御部１４と同様に、ディジタル復調
信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉをデータクロック周期
Ｔでサンプリングすることにより、この信号Ｉの動く方
向が上昇／下降識別部１４１Ａで判定され、この一方の
信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうち
の他方の信号Ｑから信号Ｉに対する直交干渉成分である
誤差情報Ｅが回転方向識別部１４２Ａで検出される。

【０１６８】具体的に、この回転方向識別部１４２Ａで
は、ディジタル復調信号Ｑとこのディジタル復調信号Ｑ
をさらにトランスバーサル等化器１６で等化した等化後
信号Ｑ_TRE との差が減算器１４２Ａ−１で演算されるこ
とによりディジタル復調信号Ｑによる誤差情報Ｅが検出
される。そして、これらの信号Ｑによる誤差情報Ｅと信
号Ｉの動く方向との相関に基づいて入力信号の１次傾斜
歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜が検出され、この１次傾
斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜に応じて、デコーダ１
４２Ａ−２から第１相関信号が出力される。

【０１６９】一方、このとき、信号方向判定部１４１Ｂ
では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方のディジ
タル復調信号Ｑをデータクロック周期Ｔでサンプリング
することにより、この信号Ｑの動く方向が判定され、こ
のディジタル復調信号Ｑに対し直交するディジタル復調
信号Ｉから信号Ｑに対する直交干渉成分である誤差情報
Ｅが回転方向識別部１４２Ｂで検出される。

【０１７０】具体的に、この回転方向識別部１４２Ｂで
は、ディジタル復調信号Ｉとこのディジタル復調信号Ｉ
をさらにトランスバーサル等化器１５で等化した等化後
信号Ｑ_TRE との差が減算器１４２Ｂ−１で演算されるこ
とによりディジタル復調信号Ｉによる誤差情報Ｅが検出
される。そして、これらの信号Ｉによる誤差情報Ｅと信
号Ｑの動く方向との相関に基づいて入力信号の１次傾斜
歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜が検出され、この１次傾
斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜に応じて、デコーダ１
４２Ｂ−２から第２相関信号が出力される。

【０１７１】その後、上述のごとく得られた各相関信号
は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂでそれぞれ積分され、
ＯＲゲート１４４で論理和演算が施されることにより、
入力信号の１次傾斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜に応
じた１次傾斜補償部１１用の制御信号が１次傾斜補償部
１１へ出力される。これにより、１次傾斜補償部１１で
は、この制御信号に応じて第１実施例と同様にして、Ｉ
Ｆ信号の１次傾斜歪みが、復調器１３の前段で補償され
る。

【０１７２】以上のように、本発明の第２実施例として
の自動振幅等化器によれば、ＩＦ信号の１次傾斜歪みの
特性（正傾斜，負傾斜，零傾斜）を、信号Ｉの動く方向
とデ信号Ｑによる誤差情報Ｅとの相関に基づいて検出す
るだけでなく、信号Ｑの動く方向と信号Ｉによる誤差情
報Ｅとの相関にも基づいて検出するので、１次傾斜補償
部１１用制御信号の検出感度や精度を大幅に向上させる
ことができ、これにより、第１実施例に示す自動等化器
と同様の効果ないし利点が得られるほか、本等化器の性
能もさらに大幅に向上する。

【０１７３】なお、本実施例でも第１実施例と同様に、
上昇／下降識別部１４１Ａでは、データクロックの１／
Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信
号Ｉをサンプリングし、上昇／下降識別部１４１Ｂで
は、データクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎでディジタル復
調信号Ｑをサンプリングすることより、それぞれディジ
タル復調信号Ｉ，Ｑの動く方向を判定することもでき
る。

【０１７４】（ｃ）第３実施例の説明 図２１は本発明の第３実施例としての自動振幅等化器の
構成を示すブロック図であるが、この図２１に示す自動
振幅等化器も、それぞれ図７に示すものと同様のアンテ
ナ９，受信部１０，１次傾斜補償部１１，自動利得制御
部（ＡＧＣ）１２及び復調器１３をそなえるほか、制御
部１４ｂをそなえて構成されている。

【０１７５】ここで、制御部１４ｂは、復調器１３を通
じて得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑのみから入力信
号の１次傾斜歪みを検出して〔第１実施例及び第２実施
例では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ及び等化後信号Ｑ
_TRE （Ｉ_TRE ）から検出していた〕、１次傾斜補償部１
１用の制御信号を生成して出力するもので、図２１に示
すように、上昇／下降識別部１４５，誤差ビット検出部
１４６，デコーダ（ＤＥＣ）１４７及び積分器１４８で
構成される。

【０１７６】そして、上昇／下降識別部１４５は、第１
実施例に示した上昇／下降識別部１４１（図１４，図１
５参照）と同様のもので、復調器１３で得られたディジ
タル信号Ｉ，Ｑのうち一方の信号Ｉをデータクロック周
期Ｔでサンプリングして比較することにより、この信号
Ｉの動く方向を判定するものであり、誤差ビット検出部
（誤差情報検出部）１４６は、ディジタル復調信号Ｑの
データの一部（誤差ビット）のみから、この信号Ｑによ
る信号Ｉの直交干渉成分である誤差電圧（誤差情報）Ｅ
＝±Ｅを検出するものである。

【０１７７】また、デコーダ１４７は、上昇／下降識別
部１４５で得られた判定結果と誤差ビット検出部１４６
で得られた誤差情報Ｅとの相関に基づいて１次傾斜補償
部１１が有する正傾斜，負傾斜の１次傾斜振幅特性を制
御する制御信号を生成するものであり、積分器１４８
は、デコーダ１４７で得られた制御信号を積分すること
により平均化して、この制御信号に含まれる雑音成分な
どを除去してから１次傾斜補償部１１へ出力するもので
ある。

【０１７８】なお、この場合も、上昇／下降識別部１４
５は、第１実施例と同様に、データクロックの１／Ｎの
周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号
Ｉをサンプリングして、ディジタル復調信号Ｉの動く方
向を判定するようにしてもよい。上述のごとく構成され
た制御部１４ｂでは、上昇／下降識別部１４５によりデ
ィジタル復調信号Ｉの動く方向が判定され、誤差ビット
検出部１４６によりディジタル復調信号Ｑのデータの一
部（誤差ビット）のみから誤差情報Ｅが検出され、これ
らの信号Ｉの動く方向と信号Ｑによる誤差情報Ｅとの相
関から、入力信号の１次傾斜歪みの特性（正傾斜，負傾
斜，零傾斜）が検出される。

【０１７９】つまり、本実施例における自動振幅等化器
では、第１実施例にて前述したごとく、ディジタル復調
信号Ｑの誤差情報Ｅが、復調器１３で得られたディジタ
ル信号Ｑとこのディジタル信号Ｑをトランスバーサル等
化器１６で等化した等化後信号Ｑ_TRE との差を演算する
ことにより検出されるのではなく、復調器１３で得られ
たディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）
のみから検出されている。

【０１８０】そして、この検出信号は、デコーダ１４７
で１次傾斜歪みの特性（正傾斜，負傾斜，零傾斜）に応
じた信号に変換されることにより、１次傾斜補償部１１
用の制御信号が生成されて、積分器１４８を通じて１次
傾斜補償部１１へ出力される。これにより、１次傾斜補
償部１１では、図１８にて前述したごとく、各可変減衰
器１１５，１１７の減衰度が制御部１４ｂからの制御信
号に応じて制御され、正傾斜振幅等化部１１２及び負傾
斜振幅等化部１１４の各出力が所要の比率で混合され
て、ＩＦ信号の１次傾斜歪みが（復調器１３の前段で）
補償される。

【０１８１】以上のように、本発明の第３実施例として
の自動振幅等化器によれば、ディジタル信号Ｑの誤差情
報Ｅを、誤差ビット検出部１４６によってディジタル復
調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから検出で
きるので、第１実施例に示した自動振幅等化器の回路規
模やコストをさらに低減できる利点がある。なお、この
場合も、本実施例では、信号の動く方向をディジタル復
調信号Ｉから判定し、誤差情報Ｅをディジタル復調信号
Ｑから検出しているが、逆に、信号の動く方向をディジ
タル復調信号Ｑから判定し、誤差情報Ｅをディジタル復
調信号Ｉから検出するようにしてもよい。

【０１８２】（ｄ）第４実施例の説明 図２２は本発明の第４実施例としての自動振幅等化器の
構成を示すブロック図であるが、この図２２に示す自動
振幅等化器も、図７に示すものとそれぞれ同様のアンテ
ナ９，受信部１０，１次傾斜補償部１１，自動利得制御
部（ＡＧＣ）１２及び復調器１３をそなえるほか、制御
部１４ｃをそなえて構成されている。

【０１８３】そして、この制御部１４ｃは、ＯＲゲート
１４４，上昇／下降識別部１４５Ａ，１４５Ｂ，誤差ビ
ット識別部１４６Ａ，１４６Ｂ，デコーダ（ＤＥＣ）１
４７Ａ，１４７Ｂ及び積分器１４８Ａ，１４８Ｂをそな
えて構成されている。つまり、この制御部１４ｃは、簡
単に言えば、第２実施例に示した制御部１４ａの回転方
向識別部１４２Ａを誤差ビット検出部（第１誤差情報検
出部）１４６Ａとデコーダ（第１相関演算部）１４７Ａ
とで構成し、且つ、回転方向識別部１４２Ｂを誤差ビッ
ト検出部（第２誤差情報検出部）１４６Ｂとデコーダ
（第２相関演算部）１４７Ｂとで構成したものである。

【０１８４】従って、この場合も、復調器１３で得られ
たディジタル復調信号Ｉが、上昇／下降識別部１４５Ａ
でデータクロック周期Ｔでサンプリングされ比較される
ことにより、この信号Ｉの動く方向が判定され、ディジ
タル復調信号Ｑの誤差情報Ｅが誤差ビット検出部１４７
Ａによりディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビ
ット）のみから検出される。

【０１８５】そして、このようにして得られた信号Ｉの
動く方向と信号Ｑの誤差情報Ｅとの相関に基づき、デコ
ーダ１４７Ａから入力信号の１次傾斜歪みの特性（正傾
斜，負傾斜，零傾斜）に応じた信号が第１相関信号とし
て出力される。また、このとき、復調器１３で得られた
ディジタル復調信号Ｑが、上昇／下降識別部１４５Ｂで
データクロック周期Ｔでサンプリングされ比較されるこ
とにより、この信号Ｑの動く方向が判定され、さらにデ
ィジタル復調信号Ｉの誤差情報Ｅが、この信号Ｉのデー
タの一部（誤差ビット）のみから誤差ビット検出部１４
６Ｂで検出される。

【０１８６】そして、このようにして得られたディジタ
ル信号Ｑの動く方向とディジタル信号Ｉの誤差情報Ｅと
の相関に基づいて、デコーダ１４７Ｂから入力信号の１
次傾斜歪みの特性（正傾斜，負傾斜，零傾斜）に応じた
信号が第２相関信号として出力される。その後、各デコ
ーダ１４７Ａ，１４７Ｂから出力された各相関信号は、
それぞれ積分器１４８Ａ，１４８Ｂで積分されて、ＯＲ
ゲート１４４で論理和演算が施されることにより、各デ
ィジタル復調信号Ｉ，Ｑのいずれか一方でも１次傾斜歪
みが検出された場合に、１次傾斜補償部１１用の制御信
号が１次傾斜補償部１１へ出力される。

【０１８７】以降は、第１実施例と同様にして、１次傾
斜補償部１１によって、入力信号の１次傾斜歪みが、復
調器１３の前段において補償される。以上のように、本
発明の第４実施例としての自動振幅等化器によれば、デ
ィジタル信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差情報Ｅを、ディジタ
ル信号Ｑ（又は、Ｉ）のデータの一部（誤差ビット）の
みから検出できるので、第２実施例にて前述した等化器
と同様の効果ないし利点があるほか、さらに、その回路
規模やコストを低減できるという利点がある。

【０１８８】なお、この場合も第２実施例と同様に、上
昇／下降識別部１４１Ａは、データクロックの１／Ｎの
周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号
Ｉをサンプリングし、上昇／下降識別部１４１Ｂは、デ
ータクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎでディジタル復調信
号Ｑをサンプリングするようにしてもよい。 （ｅ）第５実施例の説明 図２３は本発明の第５実施例としての自動振幅等化器の
構成を示すブロック図であるが、この図２３に示す自動
振幅等化器も、アンテナ９，受信部１０，自動利得制御
部（ＡＧＣ）１２，復調器１３，制御部１４，トランス
バーサル等化器１５，１６をそなえるほか、１次傾斜補
償部１１Ａをそなえて構成されている。

【０１８９】また、１次傾斜補償部１１Ａは、図２４に
示すように、ハイブリッド（Ｈ）１１１Ａ，１１４Ａ及
びＩＦトランスバーサル等化器（ＴＲＥ：以下、単にト
ランスバーサル等化器という）１１２Ａ，１１３Ａを有
して構成されている。ここで、ハイブリッド１１１Ａ
は、直交２次元型のもので、受信部１０からの入力信号
を互いにπ／２だけ異なる信号に２分波するものであ
り、各トランスバーサル等化器１１２Ａ，１１３Ａは、
制御部１４からの制御信号に応じて、ハイブリッド１１
１Ａで２分波された入力信号の１次傾斜歪みをそれぞれ
時間領域で等化することにより補償するものであり、ハ
イブリッド１１４Ａは、各トランスバーサル等化器１１
２Ａ，１１３Ａからの等化後信号の位相を同相にして出
力するものである。

【０１９０】つまり、この１次傾斜補償部１１Ａは、第
１実施例にて前述した１次傾斜補償部１１がＩＦ帯の入
力信号の１次傾斜歪みを周波数領域において補償するも
のであったのに対し、ＩＦ帯の入力信号の１次傾斜歪み
を時間領域で補償するようになっているのである。さら
に、図２５は上述のトランスバーサル等化器１１２Ａ
（１１３Ａ）の内部構成を示す図で、この図２１に示す
ように、トランスバーサル等化器１１２Ａ（１１３Ａ）
は、複数のレジスタ（ＲＥＧ）１１２１，１１２２，・
・・，タップ（乗算器）１１２３，１１２４，１１２
５，・・・，メモリ（ＲＯＭ）１１２６を有して構成さ
れる。

【０１９１】ここで、各レジスタ１１２１，１１２２，
・・・は、入力信号（ハイブリッド１１１Ａで２分波さ
れた信号）を時系列に記憶して各タップ１１２４，１１
２５，・・・への出力信号を所要の時間だけ遅延させる
ものであり、各タップ１１２３，１１２４，１１２５，
・・・は、それぞれの重み付け係数（タップ係数）を独
立に調整することにより、各レジスタ１１２１，１１２
２，・・・で遅延された入力信号の１次傾斜歪みを等化
するものである。

【０１９２】また、メモリ１１２６は、上述の各タップ
係数を調整する重み付けデータを記憶しておくもので、
制御部１４からの制御信号に応じて、各重み付けデータ
をそれぞれタップ１１２３，１１２４，１１２５，・・
・へ出力することにより、各タップ１１２３，１１２
４，１１２５，・・・のタップ係数が独立に調整される
ようになっている。

【０１９３】なお、図２３において、アンテナ９，受信
部１０，自動利得制御部（ＡＧＣ）１２，復調器１３，
制御部１４及びトランスバーサル等化器１５，１６は、
それぞれ図７にて前述したものと同様のものであり、ま
た、この場合も、１次傾斜補償部１１Ａは、復調器１３
の前段に設けられている。このような構成により、本実
施例における自動振幅等化器でも、第１実施例と同様
に、制御部１４によって復調器１３で得られたディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑから入力信号の１次傾斜歪みの正傾
斜，負傾斜，零傾斜が検出され、その検出結果に応じた
１次傾斜補償部１１Ａ用の制御信号が１次傾斜補償部１
１Ａへ出力される。

【０１９４】具体的には、この場合も、ディジタル復調
信号Ｉが上昇／下降識別部１４１によってデータクロッ
ク周期Ｔでサンプリングされ比較されることにより、こ
の信号Ｉの動く方向が判定され、ディジタル復調信号Ｑ
と、このディジタル復調信号Ｑをトランスバーサル等化
器１６で等化した等化後信号Ｑ_TRE との差が回転方向識
別部１４２で演算されることにより、ディジタル復調信
号Ｑの誤差情報Ｅが検出される。

【０１９５】そして、さらに、この信号Ｑの誤差情報Ｅ
と上昇／下降識別部１４１で得られた信号Ｉの動く方向
との相関に基づいて、入力信号の１次傾斜歪みの特性
（正傾斜，負傾斜，零傾斜）が検出される。なお、この
場合も、ディジタル復調信号Ｉをデータクロックの１／
Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でサンプリングすれ
ば、例えばディジタル復調信号ＩがＱＰＳＫなどで復調
された信号であった場合でも、同様にしてディジタル復
調信号Ｉの動く方向を判定することができる。

【０１９６】さらに、上述のごとく回転方向識別部１４
２で得られた検出信号は、積分器１４３で積分され、１
次傾斜補償部１１Ａ用の制御信号として１次傾斜補償部
１１Ａへ出力される。これにより、１次傾斜補償部１１
Ａでは、この制御信号に応じてメモリ１１２６から各タ
ップ１１２３，１１２４，１１２５，・・・へそれぞれ
重み付け係数が出力されて、各トランスバーサル等化器
１１２Ａ，１１３Ａの各タップ係数が調整され、入力信
号（ＩＦ信号）の１次傾斜歪みが、復調器１３の前段に
おいて時間領域で補償される。

【０１９７】以上のように、本発明の第５実施例として
の自動振幅等化器によれば、時間領域において等化処理
を施すトランスバーサル等化器１１２Ａ，１１３Ａを用
いて構成された１次傾斜等化部１１Ａによって、入力信
号の１次傾斜歪みを時間領域においても容易に補償でき
るので、第１実施例にて前述した等化器と同様の効果な
いし利点が得られるほか、より正確に、入力信号の１次
傾斜歪みを補償できるようになる。

【０１９８】なお、本実施例においても第１実施例と同
様に、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｑから判定
し、誤差情報Ｅをディジタル復調信号Ｉから検出するよ
うにしてもよい。 （ｆ）第６実施例の説明 図２６は本発明の第６実施例としての自動振幅等化器の
構成を示すブロック図であるが、この図２６に示すよう
に、１次傾斜補償部１１Ａ以外の各構成要素は、それぞ
れ第２実施例の図２０に示したものと同様のものであ
り、１次傾斜補償部１１Ａは、第５実施例にて上述した
ものと同様のものである。

【０１９９】つまり、この図２６に示す自動振幅等化器
は、第２実施例に示した自動振幅等化器の１次傾斜補償
部１１に、第５実施例に示した１次傾斜補償部１１Ａを
用いることにより、入力信号の１次傾斜歪みを時間領域
においても補償できるようなっている。従って、この場
合も制御部１４ａでは、復調器１３で得られたディジタ
ル復調信号Ｉが、上昇／下降識別部１４１Ａによりデー
タクロック周期Ｔでサンプリングされ比較されることに
よって、この信号Ｉの信号の動く方向が判定される一
方、ディジタル復調信号Ｑが、上昇／下降識別部１４１
Ｂにより同じくデータクロック周期Ｔでサンプリングさ
れ比較されることによって、信号Ｑの動く方向が判定さ
れる。

【０２００】なお、この場合も、ディジタル復調信号
Ｉ，Ｑを、それぞれデータクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ
（Ｎは２以上の整数）でサンプリングすれば、例えばデ
ィジタル復調信号Ｉ，ＱがそれぞれＱＰＳＫなどで復調
された信号であった場合でも、同様にしてディジタル復
調信号Ｉ，Ｑの動く方向をそれぞれ判定することができ
る。

【０２０１】そして、回転方向識別部１４２Ａでは、デ
ィジタル復調信号Ｑと、このディジタル復調信号Ｑをト
ランスバーサル等化器１６で等化した後の等化後信号Ｑ
_TREとの差が演算されることにより、この信号Ｑの誤差
情報Ｅが検出され、回転方向識別部１４２Ｂでは、ディ
ジタル復調信号Ｉと、このディジタル復調信号Ｉをトラ
ンスバーサル等化器１５で等化した後の等化後信号Ｉ
_TRE との差が演算されることにより、この信号Ｉの誤差
情報Ｅが検出される。

【０２０２】さらに、回転方向識別部１４２Ａでは、デ
ィジタル復調信号Ｉの動く方向とディジタル復調信号Ｑ
の誤差情報Ｅとの相関に基づき、入力信号の１次傾斜歪
みの特性が検出され、回転方向識別部１４２Ｂでは、逆
に、ディジタル復調信号Ｑの動く方向とディジタル復調
信号Ｉの誤差情報Ｅとの相関に基づき、入力信号の１次
傾斜歪みが検出される。

【０２０３】さらに、上述のようにして得られた各検出
信号は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂで積分され、ＯＲ
ゲート１４４で論理和演算が施されて１次傾斜補償部１
１Ａ用の制御信号として、各トランスバーサル等化器１
１２Ａ，１１３Ａ（図２４参照）へ出力される。そし
て、各トランスバーサル等化器１１２Ａ，１１３Ａ内
（図２１参照）では、第５実施例にて前述したごとく、
制御部１４ａからの制御信号に応じて、各タップ１１２
３〜１１２５のタップ係数が調整するされて、入力信号
の１次傾斜歪みが時間領域において等化されて補償され
る。

【０２０４】以上のように、本発明の第６実施例として
の自動振幅等化器によれば、第２実施例に示した１次傾
斜補償部１１を、トランスバーサル等化器１１２Ａ，１
１３Ａを用いた１次傾斜等化部１１Ａで構成すること
で、時間領域においても受信信号の１次傾斜歪みを容易
に補償でき、これにより、第２実施例にて前述した等化
器と同様の効果ないし利点が得られるほか、より正確に
入力信号の１次傾斜歪みを補償できるようになる。

【０２０５】（ｇ）第７実施例の説明 図２７は本発明の第７実施例としての自動振幅等化器の
構成を示すブロック図であるが、この図２７に示すよう
に、１次傾斜補償部１１Ａ以外の各構成要素は、それぞ
れ第３実施例の図２１に示したものと同様のものであ
り、１次傾斜補償部１１Ａは、第５実施例にて前述した
ものと同様のものである。

【０２０６】つまり、この図２７に示す自動振幅等化器
は、第３実施例に示した自動振幅等化器の１次傾斜補償
部１１に代えて、第５実施例に示した時間領域において
１次傾斜歪みを等化する１次傾斜補償部１１Ａを用いる
ことにより、入力信号（ＩＦ信号）の１次傾斜歪みを時
間領域においても補償できるようになっている。このよ
うな構成により、本実施例でも、制御部１４ｂでは、上
昇／下降識別部１４５により復調器１３で得られたディ
ジタル復調信号Ｉがデータクロック周期Ｔでサンプリン
グされ比較されることによって、この信号Ｉの動く方向
が判定されるとともに、誤差ビット検出部１４６により
ディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）の
みからこの信号Ｑの誤差情報Ｅが検出される。

【０２０７】そして、これらの信号Ｉの動く方向と信号
Ｑの誤差情報Ｅとの相関に基づき、入力信号の１次傾斜
歪みの特性（正傾斜，負傾斜，零傾斜）が検出され、こ
の検出結果に応じて、１次傾斜補償部１１Ａ用の制御信
号がデコーダ（ＤＥＣ）１４７から出力される。さら
に、この制御信号は積分器１４８により積分された後、
１次傾斜補償部１１Ａへ出力される。

【０２０８】１次傾斜補償部１１Ａでは、この場合も、
第５実施例にて前述したごとく、この制御部１４ｂから
の制御信号に応じて、各トランスバーサル等化器１１２
Ａ，１１３Ａ（図２４参照）の各タップ１１２３，１１
２４，１１２５，・・・のタップ係数が調整され、これ
により、入力信号の１次傾斜歪みが時間領域において補
償される。

【０２０９】以上のように、本発明の第７実施例として
の自動振幅等化器によれば、第３実施例に示した１次傾
斜補償部１１を、トランスバーサル等化器１１２Ａ，１
１３Ａを用いた１次傾斜等化部１１Ａで構成すること
で、入力信号の１次傾斜歪みを時間領域においても簡単
に補償できるようになる。なお、本実施例でも、ディジ
タル復調信号Ｉを、上昇／下降識別部１４５Ａによりデ
ータクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）
でサンプリングすれば、例えば、ディジタル復調信号Ｉ
がＱＰＳＫなどで復調された信号であった場合でも、同
様にしてディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定するこ
とができる。

【０２１０】（ｈ）第８実施例の説明 図２８は本発明の第８実施例としての自動振幅等化器の
構成を示すブロック図であるが、この図２８に示すよう
に、１次傾斜補償部１１Ａ以外の各構成要素は、それぞ
れ第４実施例の図２２に示したものと同様のものであ
り、１次傾斜補償部１１Ａは、第５実施例にて前述した
ものと同様のものである。

【０２１１】つまり、この図２８に示す自動振幅等化器
は、第４実施例に示した自動振幅等化器の１次傾斜補償
部１１に代えて、第５実施例に示した１次傾斜補償部１
１Ａを用いてＩＦ帯域の入力信号の１次傾斜歪みを時間
領域においても補償できるようになっている。このよう
な構成により、本実施例でも、制御部１４ｃでは、上昇
／下降識別部１４５Ａにより復調器１３で得られたディ
ジタル復調信号Ｉがデータクロック周期Ｔでサンプリン
グされ比較されることによって、この信号Ｉの動く方向
が判定されるとともに、誤差ビット検出部１４６Ａによ
りディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）
のみから、この信号Ｑの誤差情報Ｅが検出される。

【０２１２】また、このとき同時に、上昇／下降識別部
１４５Ｂによりディジタル復調信号Ｑがデータクロック
周期Ｔでサンプリングされ比較されることによって、こ
の信号Ｑの動く方向が判定されるとともに、誤差ビット
検出部１４６Ｂによりディジタル復調信号Ｉのデータの
一部（誤差ビット）のみから、この信号Ｉの誤差情報Ｅ
が検出される。

【０２１３】なお、この場合も、ディジタル復調信号
Ｉ，Ｑを、それぞれデータクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ
（Ｎは２以上の整数）でサンプリングすれば、例えばデ
ィジタル復調信号Ｉ，ＱがそれぞれＱＰＳＫなどで復調
された信号であった場合でも、同様にしてディジタル復
調信号Ｉ，Ｑの動く方向をそれぞれ判定することができ
る。

【０２１４】そして、上昇／下降識別部１４５Ａで得ら
れたディジタル復調信号Ｉの動く方向と、誤差ビット検
出部１４６Ａで得られたディジタル復調信号Ｑの誤差情
報Ｅのデータとの相関に基づき、入力信号の１次傾斜歪
みの特性（正傾斜，負傾斜，零傾斜）が検出され、これ
に応じた信号が第１相関信号としてデコーダ（ＤＥＣ）
１４７Ａから出力される。

【０２１５】また、同時に、上昇／下降識別部１４５Ｂ
で得られたディジタル復調信号Ｑの動く方向と、誤差ビ
ット検出部１４６Ａで得られたディジタル復調信号Ｉの
誤差情報Ｅのデータとの相関に基づき、さらに入力信号
の１次傾斜歪みが検出され、これに応じた信号がデコー
ダ（ＤＥＣ）１４７Ｂから第２相関信号として出力され
る。

【０２１６】そして、上述のごとく得られた各相関信号
は、各積分器１４８Ａ，１４８Ｂで積分され、ＯＲゲー
ト１４４で論理和演算を施される。つまり、上述の第１
相関信号，第２相関信号のいずれか一方が出力された場
合は、入力信号に１次傾斜歪みが含まれているので、検
出された相関信号に応じた１次傾斜補償部１１Ａ用の制
御信号が１次傾斜補償部１１Ａへ出力される。

【０２１７】これにより、１次傾斜補償部１１Ａでは、
この場合も、制御部１４ｃからの制御信号に応じて、各
トランスバーサル等化器１１２Ａ，１１３Ａのタップ係
数が調整されて、入力信号の１次傾斜歪が時間領域にお
いて補償される。以上のように、本発明の第８実施例と
しての自動振幅等化器によれば、第４実施例に示した周
波数領域において１次傾斜振幅特性を有する１次傾斜補
償部１１の代わりに、第５実施例に示したトランスバー
サル等化器１１２Ａ，１１３Ａを用いた１次傾斜等化部
１１Ａを用いることで、入力信号の１次傾斜歪みを時間
領域においても容易に補償できるようになる。

【０２１８】（ｉ）第９実施例の説明 図２９は本発明の第９実施例としての自動振幅等化器の
構成を示すブロック図であるが、この図２９に示すよう
に、１次傾斜補償部１１Ｂ以外の各構成要素は、それぞ
れ第５実施例の図２３に示したものと同様のものであ
る。そして、１次傾斜補償部１１Ｂは、この図２９に示
すように、復調器１３の後段に設けられている。

【０２１９】つまり、本実施例における１次傾斜補償部
１１Ｂは、前述の各実施例における１次傾斜補償部１
１，１１Ａのように復調器１３でディジタル化される前
のＩＦ帯域の入力信号の１次傾斜歪みを補償するのでは
なく、復調器１３を通じて得られるベースバンド帯域の
各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの１次傾斜歪みを補償する
ようになっている。

【０２２０】このため、この１次傾斜補償部１１Ｂは、
図３０に示すように、ベースバンドトランスバーサル等
化器（ＴＲＥ：以下、単にトランスバーサル等化器とい
う）１１１Ｂ〜１１４Ｂと、加算部１１５Ｂ，１１６Ｂ
を有して構成されている。ここで、各トランスバーサル
等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂは、それぞれ第５実施例の図
２４にて前述したトランスバーサル等化器１１２Ａ（１
１３Ａ）と同様のもので、その内部の構成も図２５に示
したものと同様であり、加算部１１５Ｂは、各トランス
バーサル等化器１１１Ｂ，１１３Ｂで等化された信号を
加算するものであり、加算部１１６Ｂは、各トランスバ
ーサル等化器１１２Ｂ，１１４Ｂで等化された信号を加
算するものである。

【０２２１】上述のごとく構成された１次傾斜補償部１
１Ｂでは、トランスバーサル等化器１１１Ｂ，１１２Ｂ
により制御部１４（図２９参照）からの制御信号に応じ
て、ディジタル復調信号Ｉの１次傾斜歪みが時間領域に
おいて補償されるとともに、ディジタル復調信号Ｑの１
次傾斜歪も時間領域において補償される。なお、各トラ
ンスバーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂでの詳細な動作
は、それぞれ第５実施例の図２５にて前述したものと同
様である。

【０２２２】そして、トランスバーサル等化器１１１
Ｂ，１１３Ｂで等化処理を施された各ディジタル復調信
号Ｉ，Ｑは、加算部１１５Ｂで加算されて、等化後のデ
ィジタル復調信号Ｉとして出力され、トランスバーサル
等化器１１２Ｂ，１１４Ｂで等化処理を施された各ディ
ジタル復調信号Ｉ，Ｑは、加算部１１６Ｂで加算され
て、等化後のディジタル復調信号Ｑとして出力される。

【０２２３】制御部１４では、この場合も、これらのデ
ィジタル復調信号Ｉ，Ｑから入力信号の１次傾斜歪みが
検出され、１次傾斜補償部１１Ｂ用の制御信号が得られ
る。すなわち、上昇／下降識別部１４１によりディジタ
ル復調信号Ｉがデータクロック周期Ｔでサンプリングさ
れ比較されることによって、この信号Ｉの動く方向が判
定され、回転方向識別部１４２によりディジタル復調信
号Ｑの誤差情報Ｅが検出される。

【０２２４】そして、これらのディジタル復調信号Ｉの
動く方向とディジタル復調信号Ｑの誤差情報Ｅのデータ
との相関に基づき、入力信号の１次傾斜歪みの特性（正
傾斜，負傾斜，零傾斜）が検出され、これに応じて、１
次傾斜補償部１１Ｂ用の制御信号が１次傾斜補償部１１
Ｂへ出力される。この結果、１次傾斜補償部１１Ｂで
は、この制御信号に応じて、各トランスバーサル等化器
１１１Ｂ〜１１４Ｂの各タップ係数が調整されて、ベー
スバンド帯域の各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑに対してそ
れぞれ等化処理が施されることにより、入力信号の１次
傾斜歪みが、復調器１３の後段で等化されて補償され
る。

【０２２５】以上のように、本発明の第９実施例として
の自動振幅等化器によれば、第５実施例にて前述したＩ
Ｆ帯域の信号に対して動作する１次傾斜補償部１１Ａの
代わりに、ベースバンド帯域の信号に対して動作する１
次傾斜補償部１１Ｂを復調器１３の後段に設けること
で、復調器１３の出力であるベースバンド帯域のディジ
タル復調信号Ｉ，Ｑそれぞれの１次傾斜歪みを時間領域
で補償することができるので、第５実施例に示した自動
振幅等化器の汎用性に大いに寄与する。

【０２２６】なお、本実施例でも、上昇／下降識別部１
４１を、ディジタル復調信号Ｉをデータクロックの１／
Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でサンプリングして
このディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定するように
すれば、どのような変調方式（例えば、４相ＰＳＫや多
値ＱＡＭなど）で変調された信号でも、そのディジタル
復調信号Ｉの動く方向を容易に判定することができる。

【０２２７】また、本実施例では、ディジタル復調信号
Ｉからこのディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定し、
ディジタル復調信号Ｑからその誤差情報Ｅを検出してい
るが、逆に、ディジタル復調信号Ｑからこのディジタル
復調信号Ｑの動く方向を判定し、ディジタル復調信号Ｉ
からその誤差情報Ｅを検出するようにしてもよい。 （ｊ）第１０実施例の説明 図３１は本発明の第１０実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図であるが、この図３１に示す自
動振幅等化器は、第６実施例の図２６に示した１次傾斜
補償部１１Ａの代わりに、１次傾斜補償部１１Ｂを復調
器１３の後段に設けることで、復調器１３を通じて得ら
れるベースバンド帯域の各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑか
らそれぞれ１次傾斜歪みを検出して、これらの１次傾斜
歪みを各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑごとに独立に時間領
域で補償できるようになっている。

【０２２８】従って、本実施例における１次傾斜補償部
１１Ｂも、第９実施例に示した１次傾斜補償部１１Ｂと
同様に、トランスバーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂ及
び加算部１１５Ｂ，１１６Ｂ（図３０参照）からなるも
のであり、さらに各トランスバーサル等化器１１１Ｂ〜
１１４Ｂの内部も、図２１に示したものと同様のもので
ある。

【０２２９】このような構成により、本実施例における
自動振幅等化器でも、制御部１４ａによって、ディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑから入力信号の１次傾斜歪みの特性
（正傾斜，負傾斜，零傾斜）が検出され、これに基づ
き、１次傾斜補償部１１Ｂ用の制御信号が生成され１次
傾斜補償部１１Ｂへ出力される。具体的に、この制御部
１４ａでは、この場合も、復調器１３を通じて得られる
ディジタル復調信号Ｉが、上昇／下降識別部１４１Ａに
よりデータクロック周期Ｔでサンプリングされ比較され
ることによって、この信号Ｉの信号の動く方向が判定さ
れる一方、ディジタル復調信号Ｑが、上昇／下降識別部
１４１Ｂによりデータクロック周期Ｔでサンプリングさ
れ比較されることによって、この信号Ｑの信号の動く方
向が判定される。

【０２３０】なお、この場合も、ディジタル復調信号
Ｉ，Ｑを、それぞれデータクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ
（Ｎは２以上の整数）でサンプリングすれば、例えばデ
ィジタル復調信号Ｉ，ＱがそれぞれＱＰＳＫなどで復調
された信号であった場合でも、同様にしてディジタル復
調信号Ｉ，Ｑの動く方向をそれぞれ判定することができ
る。

【０２３１】そして、回転方向識別部１４２Ａでは、デ
ィジタル復調信号Ｑと、このディジタル復調信号Ｑをト
ランスバーサル等化器１６で等化した後の等化後信号Ｑ
_TREとの差が演算されることにより、ディジタル復調信
号Ｑの誤差情報Ｅが検出され、回転方向識別部１４２Ｂ
では、ディジタル復調信号Ｉと、このディジタル復調信
号Ｉをトランスバーサル等化器１５で等化した後の等化
後信号Ｉ_TRE との差が演算されることにより、この信号
Ｉの誤差情報Ｅが検出される。

【０２３２】さらに、回転方向識別部１４２Ａでは、上
述のごとく得られた信号Ｉの動く方向と信号Ｑの誤差情
報Ｅとの相関に基づいて、入力信号の１次傾斜歪みの特
性が検出され、これに応じた信号が第１相関信号として
出力され、回転方向識別部１４２Ｂでは、信号Ｑの動く
方向と信号Ｉの誤差情報Ｅとの相関に基づいて、同様
に、入力信号の１次傾斜歪みの特性が検出され、これに
応じた信号が第２相関信号として出力される。

【０２３３】そして、これらの各相関信号は、それぞれ
積分器１４３Ａ，１４３Ｂで積分されＯＲゲート１４４
で論理和演算を施されることにより、各回転方向識別部
１４２Ａ，１４２Ｂからいずれかの相関信号が得られた
場合、すなわち、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのいずれか
一方から入力信号に１次傾斜歪みがあることが検出され
た場合に、その特性（正傾斜，負傾斜，零傾斜）に応じ
た信号が、１次傾斜補償部１１Ｂ用の制御信号として出
力される。

【０２３４】この結果、１次傾斜補償部１１Ｂでは、第
９実施例にて前述したごとく、この制御信号に応じて各
トランスバーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂ（図３０）
の各タップ係数が調整されて、入力信号の１次傾斜歪み
が、復調器１３の後段で時間領域において等化され補償
される。以上のように、本発明の第１０実施例としての
自動振幅等化器によれば、第６実施例にて前述した１次
傾斜補償部１１Ａの代わりに、１次傾斜補償部１１Ｂを
復調器１３の後段に設けることにより、ベースバンド帯
域のディジタル復調信号Ｉ，Ｑの各１次傾斜歪みが時間
領域で補償されるので、第６実施例に示した自動振幅等
化器の適用範囲を大いに広げることができる。

【０２３５】（ｋ）第１１実施例の説明 図３２は本発明の第１１実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図であるが、この図３２に示す自
動振幅等化器は、第７実施例の図２７に示した１次傾斜
補償部１１Ａに代えて、１次傾斜補償部１１Ｂが復調器
１３の後段に設けられ、これにより、復調器１３を通じ
て得られるベースバンド帯域のディジタル復調信号Ｉ，
Ｑの各１次傾斜歪みが時間領域において補償されるよう
になっている。

【０２３６】このため、本実施例における１次傾斜補償
部１１Ｂも、第９実施例に示した自動振幅等化器の１次
傾斜補償部１１Ｂと同様に、トランスバーサル等化器１
１１Ｂ〜１１４Ｂ（図３０参照）を用いて構成され、さ
らに各トランスバーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂも図
２５に示したトランスバーサル等化器１１２Ａ（１１３
Ａ）と同様に構成される。

【０２３７】上述のごとく構成された本実施例における
自動振幅等化器でも、第９実施例にて前述したごとく、
制御部１４ｂによって、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑから
入力信号の１次傾斜歪みの特性（正傾斜，負傾斜，零傾
斜）が検出される。具体的に、この制御部１４ｂでは、
まず、復調器１３を通じて得られたディジタル復調信号
Ｉが、上昇／下降識別部１４５によりデータクロック周
期Ｔでサンプリングされ比較されることによって、この
信号Ｉの動く方向が判定されるとともに、誤差ビット検
出部１４６によりディジタル復調信号Ｑのデータの一部
（誤差ビット）のみから、この信号Ｑの誤差情報Ｅが検
出される。

【０２３８】なお、この場合も、ディジタル復調信号Ｉ
を、データクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の
整数）でサンプリングすれば、例えばディジタル復調信
号ＩがＱＰＳＫなどで復調された信号であった場合で
も、同様にしてディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定
することができる。そして、これらの信号Ｉの動く方向
と信号Ｑの誤差情報Ｅとの相関に基づいて、入力信号の
１次傾斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜特性が検出さ
れ、これに応じた信号が、デコーダ（ＤＥＣ）から１次
傾補償部１１Ｂ用の制御信号として出力される。

【０２３９】これにより、１次傾斜補償部１１Ｂでは、
この制御信号に応じて、１次傾斜補償部１１Ｂの各トラ
ンスバーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂの各タップ係数
が調整されて、入力信号の１次傾斜歪みが、復調器１３
の後段で時間領域において等化され補償される。以上の
ように、本発明の第１１実施例としての自動振幅等化器
によれば、第９，第１０実施例と同様に、第７実施例に
て前述した１次傾斜補償部１１Ａの代わりに、１次傾斜
補償部１１Ｂを復調器１３の後段に設けて、復調器１３
を通じて得られるベースバンド帯域のディジタル復調信
号Ｉ，Ｑそれぞれの１次傾斜歪みを時間領域において補
償できるので、第７実施例に示した自動振幅等化器の適
用範囲を大いに広げることができる。

【０２４０】なお、本実施例では、ディジタル復調信号
Ｉからこの信号Ｉの動く方向を判定するとともに、ディ
ジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）からこ
の信号Ｑの誤差情報Ｅを検出しているが、逆に、ディジ
タル復調信号Ｑからこの信号Ｑの動く方向を判定すると
ともに、ディジタル復調信号Ｉのデータの一部（誤差ビ
ット）からこの信号Ｉの誤差情報Ｅを検出するようにし
てもよい。

【０２４１】（ｌ）第１２実施例の説明 図３３は本発明の第１２実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図であるが、この図３３に示す自
動振幅等化器は、第８実施例の図２８に示した１次傾斜
補償部１１Ａの代わりに、１次傾斜補償部１１Ｂを復調
器１３の後段に設けることにより、復調器１３を通じて
得られるベースバンド帯域のディジタル復調信号Ｉ，Ｑ
の各１次傾斜歪みを時間領域において補償できるように
なっている。

【０２４２】このため、本実施例における１次傾斜補償
部１１Ｂも、第９実施例に示した１次傾斜補償部１１Ｂ
と同様に、トランスバーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂ
（図３０参照）を用いて構成され、さらに各トランスバ
ーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂの内部も図２５に示し
たトランスバーサル等化器１１２Ａ（１１３Ａ）と同様
に構成される。

【０２４３】このような構成により、本実施例における
自動振幅等化器でも、制御部１４ｃによって、ディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑから入力信号の１次傾斜歪みの特性
（正傾斜，負傾斜，零傾斜）が検出され、これに応じて
１次傾斜補償部１１Ｂ用の制御信号が１次傾斜補償部１
１Ｂへ出力される。具体的に、この制御部１４ｃでは、
復調器１３を通じて得られたディジタル復調信号Ｉが、
上昇／下降識別部１４５Ａによりデータクロック周期Ｔ
でサンプリングされ比較されることによって、この信号
Ｉの動く方向が判定されるとともに、誤差ビット検出部
１４６Ａによりディジタル復調信号Ｑのデータの一部
（誤差ビット）のみからこの信号Ｑの誤差情報Ｅが検出
される。

【０２４４】また、このとき同時に、ディジタル復調信
号Ｑが、上昇／下降識別部１４５Ｂによりデータクロッ
ク周期Ｔでサンプリングされ比較されることにより、こ
の信号Ｑの動く方向が判定されるとともに、ディジタル
復調信号Ｉのデータの一部（誤差ビット）のみから誤差
ビット検出部１４６Ｂにより信号Ｉの誤差情報Ｅが検出
される。

【０２４５】なお、この場合も、各上昇／下降識別部１
４５Ａ，１４５Ｂにおいて、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ
をそれぞれデータクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２
以上の整数）でサンプリングすれば、例えばディジタル
復調信号Ｉ，ＱがＱＰＳＫなどで復調された信号であっ
た場合でも、同様にしてディジタル復調信号Ｉ，Ｑの動
く方向をそれぞれ判定することができる。

【０２４６】そして、上昇／下降識別部１４５Ａで得ら
れた信号Ｉの動く方向と、誤差ビット検出部１４６Ａで
得られた信号Ｑの誤差情報Ｅとの相関にもとづき、入力
信号の１次傾斜歪みの正傾斜，負傾斜，零傾斜が検出さ
れ、これに応じた信号が、デコーダ（ＤＥＣ）１４７Ａ
から第１相関信号として出力される。また、同時に、上
昇／下降識別部１４５Ｂで得られた信号Ｑの動く方向
と、誤差ビット検出部１４６Ａで得られた信号Ｉの誤差
情報Ｅとの相関に基づき、さらに入力信号の１次傾斜歪
みの正傾斜，負傾斜，零傾斜が検出され、これに応じた
信号がデコーダ（ＤＥＣ）１４７Ｂから第２相関信号と
して出力される。

【０２４７】さらに、上述のごとく得られた各相関信号
は、各積分器１４８Ａ，１４８Ｂで積分され、ＯＲゲー
ト１４４により論理和演算を施されることにより、各回
転方向識別部１４２Ａ，１４２Ｂからいずれかの相関信
号が得られた場合、すなわち、ディジタル復調信号Ｉ，
Ｑのいずれか一方から入力信号に１次傾斜歪みがあるこ
とが検出された場合に、その特性（正傾斜，負傾斜，零
傾斜）に応じた信号が、１次傾斜補償部１１Ｂ用の制御
信号として出力される。

【０２４８】この結果、１次傾斜補償部１１Ｂでは、第
９実施例にて前述したごとく、この制御信号に応じて各
トランスバーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂ（図３０）
の各タップ係数が調整されて、入力信号の１次傾斜歪み
が、復調器１３の後段で時間領域において等化され補償
される。以上のように、本発明の第１２実施例としての
自動振幅等化器によれば、第９〜第１１実施例と同様
に、第８実施例にて前述した１次傾斜補償部１１Ａの代
わりに、１次傾斜補償部１１Ｂを復調器１３の後段に設
けて、復調器１３を通じて得られるベースバンド帯域の
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの各１次傾斜歪みを時間領域
において補償できるので、第８実施例に示した自動振幅
等化器の適用範囲を大いに広げることができる。

【０２４９】（ｍ）第１３実施例の説明 図３４は本発明の第１３実施例としての自動振幅等化の
構成を示すブロック図で、この図３４において、１０は
受信部、２０Ａは１次傾斜補償部、３０は可変利得増幅
部、４０は復調部、５０は識別部、６０は振幅検出部、
９０は制御部、１０１はアンテナである。

【０２５０】ここで、受信部１０は、アンテナ１０１で
受信されるＲＦ（高周波）信号を周波数変換（ダウンコ
ンバート）して所要のＩＦ（中間周波）信号を得るもの
であり、１次傾斜補償部（１次傾斜形振幅等化部）２０
Ａは、受信部１０を通じて得られるＩＦ信号（入力信
号）の１次傾斜歪みを、本実施例では、正傾斜，負傾
斜，零傾斜の３種の１次傾斜振幅特性に応じて補償する
もので、図３４に示すように、入力信号を３分波する分
配器２０１，正傾斜振幅等化部２０２，零傾斜振幅等化
部２０３，負傾斜振幅等化部２０４，可変減衰器２０５
〜２０７，混合器２０８を有して構成される。

【０２５１】そして、正傾斜振幅等化部２０２は、周波
数領域において正傾斜振幅等化特性を有するもので、例
えばノッチフィルタの正傾斜２次特性の部分を利用して
構成され、零傾斜振幅等化部２０３は、周波数領域にお
いて零傾斜振幅等化特性を有するもので、本実施例で
は、通過特性がフラットな遅延線が使用され、正傾斜振
幅等化部２０２及び負傾斜振幅等化部２０４と同一の遅
延特性を有して構成される。これは、例えば所定の長さ
の同軸線，マイクロストリップライン等で構成できる。

【０２５２】また、負傾斜振幅等化部２０４は、周波数
領域において負傾斜振幅等化特性を有するもので、例え
ば、同じくノッチフィルタの負傾斜２次特性の部分を利
用して構成される。さらに、各可変減衰器２０５〜２０
７は、それぞれ正傾斜振幅等化部２０２，零傾斜振幅等
化部２０３及び負傾斜振幅等化部２０４の各出力の減衰
度を、後述する制御部９０Ａで生成される混合比制御信
号に応じて制御するものであり、混合器２０８は、各可
変減衰器２０５〜２０７の出力を合成して混合するもの
である。なお、各可変減衰器２０５〜２０７は、例え
ば、ＰＩＮダイオードなどを用いて構成される。

【０２５３】つまり、この１次傾斜補償部２０Ａは、制
御部９０からの混合比制御信号に応じて、正傾斜振幅等
化部２０２，零傾斜振幅等化部２０３及び負傾斜振幅等
化部２０４の各出力が可変の混合比で混合されるように
構成されている。また、可変利得増幅部３０は、後述す
る振幅検出部６０からのＡＧＣ(Automatic Gain Contro
l)信号に応じて復調部４０への出力の利得が一定になる
ように１次傾斜補償部２０Ａの出力の増幅度を制御する
ものであり、復調部４０は、この可変利得増幅部３０の
出力に対して直交検波などの所要の復調方式で復調を施
すことによって復調ベースバンド信号（ＢＢＳ）を得る
ものである。なお、本実施例では、この復調部４０は、
図３７にて後述するごとく９タップのトランスバーサル
等化器４１をそなえて構成されている。

【０２５４】さらに、識別部５０は、復調部４０で得ら
れた復調ベースバンド信号を所要の識別レベルで識別す
るものであり、振幅検出部６０は、シンボルタイミング
クロック信号（ＳＣＫ）に同期してＢＢＳ信号と所定の
基準値（シンボルレベル）とを比較することにより、可
変利得増幅部３０を自動利得制御するＡＧＣ信号を生成
するものである。

【０２５５】また、制御部９０Ａは、復調部４０を通じ
て得られるディジタル値の復調ベースバンド信号（ディ
ジタル復調信号）からＩＦ信号の１次傾斜歪みを検出し
て、これに基づいて、１次傾斜補償部２０Ａでの上記混
合比を制御するための混合比制御信号を生成して１次傾
斜補償部２０Ａへ出力するもので、図３４に示すよう
に、スペクトラム歪検出部７０Ａと混合比生成部８０Ａ
とをそなえて構成されている。

【０２５６】ここで、スペクトラム歪検出部（１次傾斜
検出部）７０Ａは、ＩＦ信号についてのディジタル復調
信号からＩＦ信号の１次傾斜歪みの特性（正傾斜，負傾
斜，零傾斜）を検出して、これに応じた検出信号（検出
結果）ＳＰＤを出力するものであり、混合比生成部８０
Ａは、このスペクトラム歪検出部７０Ａからの検出信号
ＳＰＤに応じて１次傾斜補償部２０のための混合比制御
信号を生成して出力するものである。なお、これらのス
ペクトラム歪検出部７０Ａと混合比生成部８０Ａの詳細
構成については後述する。

【０２５７】以下、上述のごとく構成された本実施例に
おける自動振幅等化器の動作について詳述する。まず、
制御部９０Ａでは、スペクトラム歪検出部７０Ａによ
り、ディジタル復調信号からＩＦ信号の１次傾斜歪みの
正傾斜，負傾斜，零傾斜特性が検出され、これに応じた
検出信号ＳＰＤが混合比生成部８０Ａへ出力される。

【０２５８】そして、混合比生成部８０Ａでは、この検
出信号ＳＰＤを積分することにより、歪み検出信号が生
成され、これが１次傾斜補償部２０用の混合比制御信号
として出力される。具体的に、この歪み検出信号は、例
えば、ＩＦ_EQ信号のスペクトラムが平坦、又は周波数ｆ
₀ の付近に歪みを有する場合は「０」の側に、ＩＦ_EQ信
号が正傾斜の歪みを有する場合は「−」の側に、また負
傾斜の歪みを有する場合は「＋」の側にそれぞれドライ
ブされる。

【０２５９】つまり、この混合比制御信号に応じて、可
変減衰器２０５〜２０７の減衰度を調整する各制御電圧
ａ〜ｃがそれぞれ図３５（ａ）に示すごとく制御され
る。例えば、歪み検出信号が「０」（零傾斜）の場合
は、制御電圧ｃが最大（可変減衰器２０６の減衰量＝
０）で、かつ残りの制御電圧ａ，ｂは共に最小（可変減
衰器２０５，２０７の減衰量＝∞）となる。この場合の
ＩＦ信号は零傾斜振幅等化部２０３を介してそのまま出
力される。

【０２６０】また、歪み検出信号が「−」（正傾斜）の
側に変化すると、制御電圧ｃは最小に向けて減少し、か
つ制御電圧ｂは最大に向けて上昇する。制御電圧ａは最
小のままである。従って、この領域では零傾斜振幅等化
部２０３と負斜振幅等化部２０４とが協動してＩＦ信号
に対して振幅等化が施される。一方、歪検出信号が
「＋」（負傾斜）の側に変化すると、制御電圧ｃは最小
に向けて減少し、かつ制御電圧ａは最大に向けて上昇す
る。制御電圧ｂは最小のままである。従って、この領域
では零傾斜振幅等化部２０３と正斜振幅等化部２０２と
が協動してＩＦ信号に対して振幅等化が施される。

【０２６１】次に、図３５（ｂ）を用いて１次傾斜補償
部２０ＡによるＩＦ信号の等化作用の一例を説明する。
この図３５（ｂ）において、特性ｚは零傾斜振幅等化部
２０３が有する零傾斜振幅等化特性、特性ｎは負傾斜振
幅等化部２０４が有する負傾斜振幅等化特性をそれぞれ
示しており、これらの合成特性はｍとなる。そして、こ
の図３５（ｂ）に示すごとくこの特性ｍは入力のＩＦ信
号の正傾斜歪みとは逆特性になっている。

【０２６２】従って、ＩＦ信号を合成特性ｍで振幅等化
（補償）すると、出力には平坦なＩＦ_EQ信号が得られ
る。なお、ＩＦ信号が図６８（ｂ）により前述したよう
に、正傾斜１次歪みを受けている場合でも、出力のＩＦ
_EQ信号には図６６に示した自動振幅等化器に比べて格段
に特性の改善が得られる。このように、本発明の第１３
実施例としての自動振幅等化器によれば、ＩＦ信号（入
力信号）に正傾斜，負傾斜などの１次傾斜歪みがある場
合でも、１次傾斜補償部２０Ａによって、正傾斜振幅等
化部２０２，零傾斜振幅等化部２０３及び負傾斜振幅等
化部２０４の各出力を可変の混合比で混合することによ
り、１次傾斜補償部２０Ａの出力には常に平坦なフェー
ジング特性をもったＩＦ_EQ信号を得ることができる。

【０２６３】従って、９タップのトランスバーサル等化
器４１は、全ＩＦ帯に渡って２０ｄＢ程度の深さまでの
フェージング歪みを一様に１０^-3のエラー率で等化（補
償）することができ、この結果、図３５（ｃ）の等化特
性ＥＱＴ₉ に示すごとく、極めて効果的にＩＦ信号の１
次傾斜歪みを補償することができる。 （ｍ−１）第１３実施例の変形例の説明 図３６は本発明の第１３実施例の変形例としての自動振
幅等化器構成を示すブロック図であるが、この図３６に
示す自動振幅等化器は、図３４に示すものに比して、制
御部９０Ｂ及び振幅検出部６０をそなえ、且つ、可変利
得増幅部３０が省かれている点が異なる。

【０２６４】ここで、制御部９０Ｂは、本変形例でも、
復調部４０を通じて得られるＩＦ信号についてのディジ
タル復調信号の１次傾斜歪みを検出して、その検出結果
に応じて１次傾斜補償部２０Ａの正傾斜振幅等化部２０
２，零傾斜振幅等化部２０３及び負傾斜振幅等化部２０
４の各出力の混合比を制御する混合比制御信号を生成す
るものであるが、本実施例では、スペクトラム歪検出部
７０Ｂ及び混合比生成部８０Ｂを有して構成され、混合
比生成部８０Ｂに振幅検出部６０からのＡＧＣ信号が入
力されるようになっている。

【０２６５】そして、この振幅検出部（信号レベル誤差
検出部）６０は、識別部５０による識別前後のディジタ
ル復調信号から信号レベルの誤差情報を検出して、ＡＧ
Ｃ信号として出力するものである。つまり、本変形例に
おける混合比生成部８０Ｂは、この振幅検出部６０から
のＡＧＣ信号を混合比制御信号ａ〜ｃの生成と同時処理
することにより、各混合比制御信号ａ〜ｃの出力レベル
を可変にして、独自のＡＧＣループを実現するよう構成
されており、これにより、図３４に示す可変利得増幅部
３０を省いて本等化器の回路規模を大幅に削減してい
る。

【０２６６】なお、スペクトラム歪検出部（１次傾斜検
出部）７０Ｂは、前述のスペクトラム歪検出部７０Ａと
同様もので、復調部４０を通じて得られるディジタル復
調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号の動き（値の変化の方
向）を判定するとともに、この一方の信号に対する直交
干渉成分である他方の信号の誤差電圧（誤差情報）Ｅを
検出し、これらの相関に基づいて、１次傾斜歪みの正傾
斜，負傾斜，零傾斜の特性を検出するものである。

【０２６７】図３７は上述の復調部４０及びスペクトラ
ム歪検出部７０Ｂの詳細構成を示すブロック図で、復調
部４０において、４１Ａ，４１Ｂはそれぞれトランスバ
ーサル等化部（ＴＲＥ）、４２Ａ，４２Ｂはそれぞれ位
相検波部、４３Ａ，４３ＢはそれおれＩＦ帯のバンドパ
スフィルタ（ＢＰＦ）、４４Ａ，４４ＢはそれぞれＡ／
Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、４５は局部発振器（ＬＯ）、４
６，４７はそれぞれハイブリッドである。

【０２６８】一方、スペクトラム歪検出部７０Ｂにおい
て、７０１，７０２はそれぞれ８ビットのレジスタ（Ｒ
ＥＧ）、７０３，７０４はそれぞれコンパレータ（Ｃ）
で、これらにより入力信号についてのディジタル復調信
号のうちの一方の信号の動く方向を判定する信号方向判
定部が構成される。また、７０５は減算器（ＳＵＢ）、
７０６はデコーダ（ＤＥＣ）である。

【０２６９】このような構成により、まず復調部４０で
は、ＩＦ_EQ信号がハイブリッド４６により２分波され、
位相検波部４２Ａ，４２Ｂにそれぞれ入力される。一
方、局部発振器４５は、搬送波に位相同期した搬送波再
生信号を生成しており、この搬送波再生信号はハイブリ
ッド４７でπ／２だけ位相の異なる２波に分波され、位
相検波部４２Ａ，４２Ｂにそれぞれ入力される。

【０２７０】位相検波部４２Ａ，４２Ｂでは、入力信号
に対してそれぞれ搬送波再生信号に応じた位相検波を施
すことにより、復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑが得られ、
これらの復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑがそれぞれ各Ａ／
Ｄ変換器４４Ａ，４４ＢでＡ／Ｄ変換されることによ
り、ディジタル復調信号Ｉ，ＱのデータＩ_B ，Ｑ_B が得
られる。

【０２７１】さらに、各データＩ_B ，Ｑ_B は、トランス
バーサル等化部４１Ａ，４１Ｂによってそれぞれ時間領
域で振幅等化され、等化後のディジタル復調信号Ｉ，Ｑ
のデータＩ_T ，Ｑ_T が得られる。一方、スペクトラム歪
検出部７０Ｂでは、レジスタ７０１，７０２によってシ
ンボルタイミング毎のディジタル復調信号ＩのデータＩ
_B が時系列に記憶される。この状態で、コンパレータ７
０３では、現時点の信号ＩのデータＩ_B0と一つ前の時点
の信号ＩのデータＩ_B1とが比較され、比較結果として検
出信号Ｃ₁ が出力される。なお、この検出信号Ｃ₁ に
は、Ｉ_B0＞Ｉ_B1，Ｉ_B0＝Ｉ_B1，Ｉ_B0＜Ｉ_B1のときの各検
出信号が含まれる。

【０２７２】さらに、このとき、コンパレータ７０４で
は、一つ前の時点の信号ＩのデータＩ_B1と更に一つ前の
時点の信号ＩのデータＩ_B2とが比較され、比較結果とし
て検出信号Ｃ₂ が出力される。なお、この検出信号Ｃ₁
には、Ｉ_B1＞Ｉ_B2，Ｉ_B1＝Ｉ _B2，Ｉ_B1＜Ｉ_B2のときの各
検出信号が含まれる。一方、減算器（誤差情報検出部）
７０５では、トランスバーサル等化器４１Ｂによる等化
前の信号ＱのデータＱ_B から等化後のデータＱ_T が差し
引かれることにより誤差電圧（±Ｅ）の検出データ（誤
差情報）Ｅが検出される。

【０２７３】そして、デコーダ（相関演算部）７０６で
は、これらの検出信号Ｃ₁ ，Ｃ₂ 及び検出データＥに基
づき、図１２にて前述したような相関に従って、２ビッ
ト（ｂ₁ ，ｂ₀ ）から成る正傾斜の検出信号（０，
１），負傾斜の検出信号（１，０）及び零傾斜の検出信
号（０，０又は１，１）が得られ、混合比生成部８０へ
出力される。

【０２７４】具体的に、このデコーダ７０６では、例え
ば、検出信号Ｃ₁ ＝Ｉ_B0＞Ｉ_B1かつ検出信号Ｃ₂ ＝Ｉ_B1
＞Ｉ_B2がともに満足された場合は信号Ｉの動きは上向き
と判断され、検出信号Ｃ₁ ＝Ｉ_B0＜Ｉ_B1かつ検出信号Ｃ
₂ ＝Ｉ_B1＜Ｉ_B2がともに満足された場合は、信号Ｉの動
きは下向きと判断される。一方、誤差電圧±Ｅの検出デ
ータＥについては、該検出データＥが０を基準とする±
ΔＥの微小範囲内にあるときは「０」と判断される。ま
たＥ＞＋ΔＥの時は「＋」と判断され、Ｅ＜−ΔＥの時
は「−」と判断される。

【０２７５】なお、この場合も、信号Ｉの上／下方向の
動きは２点以上の復調信号Ｉを時系列に比較することで
容易に判別できる。また、復調信号Ｉの動きはシンボル
点毎に検出しても良いし、それよりも短い周期で検出し
ても良い。さらに、図３８は混合比生成部８０Ｂの詳細
構成を示すブロック図で、この図３８において、８０１
は差動増幅回路（ＤＦＡ）、８０２はローパスフィルタ
（ＬＰＦ）、８０３，８０４は反転増幅回路（ＩＡ）、
８０５〜８０８は半波整流回路（ＨＲＡ）、８０９は反
転増幅回路（ＩＡ）、８１０は非反転増幅回路（ＮＩ
Ａ）、８１１はレベルコンバータ（ＬＶＣ）である。

【０２７６】ここで、差動増幅回路８０１は、１次傾斜
歪みの検出信号ＳＰＤにかかる２ビット（ｂ₁ ，ｂ₀ ）
の信号レベルの差分を電圧信号に変換するものであり、
ローパスフィルタ（積分器）８０２は、差動増幅回路８
０１からの出力（歪み検出信号）、すなわちＩＦ信号の
１次傾斜歪みについての検出結果を積分するものであ
り、各反転増幅回路８０３，８０４は、ローパスフィル
タ８０２で積分された歪み検出信号を利得１で反転して
それぞれ半波整流回路８０６，８０８へ出力するもので
ある。

【０２７７】また、半波整流回路８０５は、ローパスフ
ィルタ８０５からの歪み検出信号が負の時は、入力に比
例する正レベルの電圧信号を、歪み検出信号が零及び正
の時は零の電圧信号をそれぞれ混合比制御電圧ｂとして
出力するものであり、半波整流回路８０６は、反転増幅
回路８０３で反転された歪み検出信号が、正の時は入力
に比例する正レベルの電圧信号を、零及び負の時は零の
電圧信号を混合比制御信号ａとして出力するものであ
る。

【０２７８】さらに、半波整流回路８０７は、混合比制
御信号ｂと同様の信号ｂを生成するものであり、半波整
流回路８０８は混合比制御信号ａと同等の信号ａを生成
するものであり、反転増幅回路８０９は、負（−）の入
力端子で加算される信号（ａ＋ｂ）と、正（＋）の入力
端子に入力される正の基準電圧レベルＶ_REF 〔ただし、
Ｖ_REF ≧ＭＡＸ（ａ＋ｂ）とする〕とに応じて、信号電
圧（ａ＋ｂ）を反転した形の電圧信号を混合比制御信号
ｃとして出力するものである。

【０２７９】また、非反転増幅回路８１０は、振幅検出
部６０からのＡＧＣ信号に応じた基準電圧を各半波整流
回路８０５，８０６及び反転増幅回路８０９へ供給する
ものである。なお、レベルコンバータ８１１は、非反転
増幅回路８１０の出力を受けて、これをグランドレベル
Ｇを基準にして上記基準電圧レベルＶ_REF とは逆方向に
レベルシフトするような電圧信号Ｖ_REF/に変換するもの
で、この図３８中に破線で示すように、この電圧信号Ｖ
_REF/を半波整流回路８０５，８０６の正（＋）の入力端
子に加えるように回路を構成してもよい。

【０２８０】上述のごとく構成された混合比生成部８０
Ｂでは、差動増幅回路８０１によって入力信号の１次傾
斜歪みの検出信号ＳＰＤに係る２ビット（ｂ₁ ，ｂ₀ ）
の信号レベルの差分が電圧信号に変換される。すなわ
ち、正傾斜歪みの検出信号（０，１）は、論理０レベル
−論理１レベルにより負の電圧信号に変換され、負傾斜
歪みの検出信号（１，０）は、論理１レベル−論理０レ
ベルにより正の電圧信号に変換され、零傾斜歪みの検出
信号（０，０又は１，１）は零の電圧信号に変換され
る。そして、得られた各電圧信号は、ローパスフィルタ
（積分器）８０２により積分される。

【０２８１】また、半波整流回路８０５からは、歪み検
出信号が負の時は入力に比例する正レベルの電圧信号
が、歪み検出信号が零及び正の時は零の電圧信号が、そ
れぞれ図３５（ａ）に示したような電圧波形をもった混
合比制御信号ｂとして出力される。さらに、反転増幅回
路８０３からは、利得１で反転した歪み検出信号が半波
整流回路８０６へ出力され、これにより、半波整流回路
８０６からは、歪み検出信号が正の時は入力に比例する
正レベルの電圧信号が、歪み検出信号が零及び負の時は
零の電圧信号が、それぞれ図３５（ａ）に示したような
電圧波形をもった混合比制御信号ａとして出力される。

【０２８２】同様にして、半波整流回路８０７からは、
混合比制御信号ｂと同等の信号ｂが出力され、且つ、半
波整流回路８０８からは、混合比制御信号ａと同等の信
号ａが出力される。そして、これらの信号ａ，ｂは反転
増幅回路８０９の負（−）の入力端子で加算（ａ＋ｂ）
される一方、反転増幅回路８０９の正（＋）の入力端子
には正の基準電圧レベルＶ_REF が入力される。

【０２８３】この結果、反転増幅回路８０９の出力に
は、信号電圧（ａ＋ｂ）を反転した形の電圧信号〔例え
ば（ａ＋ｂ）＝０の時にＶ_REF ≧ＭＡＸ（ａ＋ｂ）〕
が、図３５（ａ）に示したような電圧波形をもつ混合比
制御信号ｃとして出力される。つまり、この混合比生成
部８０では、スペクトラム歪検出部７０で検出された１
次傾斜歪の特性についての積分結果が零傾斜歪みを示す
場合は、零傾斜振幅等化部２０４の出力の混合比を最大
にし、且つ、正傾斜振幅等化部２０２及び負傾斜振幅等
化部２０３の各出力の混合比を最小にするとともに、積
分結果が負傾斜歪みを示す場合は、この負傾斜歪みを相
殺すべく正傾斜振幅等化部２０２の出力の混合比を増加
させる一方、積分結果が正傾斜歪みを示す場合は、この
正傾斜歪みを相殺すべく負傾斜振幅等化部２０４の出力
の混合比を増加させるような信号が混合比制御信号ａ〜
ｃとして生成されている。

【０２８４】なお、上記の基準電圧レベルＶ_REF を内部
で固定にしたものが図３４に示す混合比制御部８０Ａの
構成となる。また、この図３８に示す混合比生成部８０
Ｂは、さらに非反転増幅回路８１０をそなえており、こ
の非反転増幅回路８１０の「＋」入力端子に、振幅検出
部６０からのＡＧＣ信号が入力されている。ＡＧＣ信号
は、各シンボルタイミングにおける復調ベースバンド信
号ＢＢＳが規定のシンボルレベルと一致している場合は
所定の正の基準電圧レベルＡＧＣ_REF になる。これに対
応する非反転増幅回路８１０の出力レベルは上記の基準
電圧レベルＶ_REF である。

【０２８５】そして、例えば、何らかの理由によりディ
ジタル復調信号（ＢＢＳ）が規定のシンボルレベルを超
え、これに伴いＡＧＣ信号のレベルが下がると、基準電
圧レベルＶ_REF も下がり、混合比制御信号ｃのレベルも
下がる。これにより零傾斜振幅等化部２０３の寄与分は
相対的に減少し、系の利得が下がる。一方、復調ベース
バンド信号ＢＢＳが規定のシンボルレベルを下回り、こ
れに伴いＡＧＣ信号が上がると、基準電圧レベルＶ_REF
も上がり、混合比制御信号ｃのレベルも上がる。これに
より零傾斜振幅等化部２０３の寄与分は相対的に増大
し、系の利得が上がる。

【０２８６】つまり、零傾斜振幅等化部２０３の寄与分
のみでＡＧＣ制御を行うので、この制御が極めて容易に
行えるようになる。なお、非反転増幅回路８１０の出力
をレベルコンバータ８１１に入力するとともに、これを
グランドレベルＧを基準にして上記基準電圧レベルＶ
_REF とは逆方向にレベルシフトするような電圧信号Ｖ
_REF/に変換し、これを半波整流回路８０５，８０６の＋
入力端子に加えるように回路を構成しても良い。こうす
れば、零傾斜振幅等化部２０３の寄与分とともに、正傾
斜，負傾斜振幅等化部２０２，２０４の寄与分も同時に
増減し、ＡＧＣ制御のループゲインが上がる。

【０２８７】また、半波整流回路８０５〜８０８に代え
て、いわゆる関数発生回路を使用しても良い。こうすれ
ば、図３５（ａ）に示すごとく直線的な混合比制御信号
ａ〜ｃではなく、任意の曲線状の混合比制御信号ａ〜ｃ
が得られ、振幅等化特性及び又はＡＧＣ特性を歪み検出
信号に応じてダイナミックに変化させることが可能とな
る。

【０２８８】図３９は混合比生成部８０Ｂの他の構成を
示すブロック図で、この図３９において、８２１は減算
器（ＳＵＢ）、８２２は加算器、８２３はアキュムレー
タ（ＡＣＣ）、８２４〜８２６はＲＯＭ、８２７〜８２
９はＤ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ変換器）、８３０はＡ／
Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ変換器）である。そして、この図
３９に示す混合比生成部８０では、減算器８２１がスペ
クトラム歪の検出信号ＳＰＤに係る２ビット信号
（ｂ₁ ，ｂ₀ ）の差分をとり、正／負のサイン１ビット
と、マグニチュード１ビットから成る計２ビット信号を
出力する。すなわち、正傾斜歪みの検出信号（０，１）
は（０−１）の演算により−１の２ビット信号に変換さ
れ、負傾斜歪みの検出信号（１，０）は１−０の演算に
より＋１の２ビット信号に変換される。また零傾斜歪検
出信号（０，０又は１，１）は（０−０又は１−１）の
演算により０の２ビット信号に変換される。

【０２８９】また、加算器８２２は、減算器８２１の各
出力信号をアキュムレータ８２３に累積加算（積分）す
る。一方、Ａ／Ｄコンバータ８３０は、振幅検出部６０
からのＡＧＣ信号をディジタル信号（例えば４ビット）
に変換する。そして、アキュムレータ８２３の出力は、
ＲＯＭ（変換メモリ）８２４〜８２６のアドレス入力Ａ
₁ に入力され、Ａ／Ｄコンバータ８３０の出力は、ＲＯ
Ｍ８２４〜８２６のアドレス入力Ａ₂ にそれぞれ入力さ
れる。なお、アドレス入力Ａ ₁ ，Ａ₂ はどちらが上位，
下位であってもよい。

【０２９０】また、ＲＯＭ８２４〜８２６は、アドレス
入力Ａ₁ （歪み検出信号）に対応する番地に、図３５
（ａ）に示すごとく特性の制御信号データｂ，ａ，ｃを
それぞれ記憶しており、これらの制御信号データｂ，
ａ，ｃの値は、アドレス入力Ａ₂（ＡＧＣ信号）によっ
て所要の方向にレベルシフトされ、又は増幅度を変える
べく調整される。

【０２９１】そして、ＲＯＭ８２４〜８２６より読み出
された各制御信号データｂ，ａ，ｃ（例えば８ビット）
は、Ｄ／Ａコンバータ８２７〜８２９によりそれぞれア
ナログ電圧の混合比制御信号ｂ，ａ，ｃに変換される。
このように、本実施例では、関数発生手段としてＲＯＭ
８２４〜８２６を使用しているので、どのような混合比
制御信号ｂ，ａ，ｃでも極めて容易に発生できる。例え
ば、外部のシミュレーションにより最適な制御関数ｂ，
ａ，ｃを求め、これらを容易にＲＯＭ８２４〜８２６に
組み込むことができる。

【０２９２】なお、ＲＯＭ８２４〜８２６のアドレスビ
ット数及びデータビット数は任意で良い。またＲＯＭ８
２４〜８２６に代えて、図３８により前述したような制
御電圧の制御を論理回路で構成しても良い。 （ｎ）第１４実施例の説明 図４０は本発明の第１４実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図で、この図４０に示す自動振幅
等化器は、第１３実施例に示す１次傾斜補償部２０Ａの
代わりに凸傾斜振幅等化部２０９を用いて構成された１
次傾斜補償部２０Ｂをそなえ、さらに、制御部９０Ａの
代わりにスペクトラム歪検出部７０Ｃ及び混合比生成部
８０Ｃからなる制御部９０Ｃをそなえて構成されてい
る。

【０２９３】ここで、凸傾斜振幅等化部２０９は、例え
ば、中心周波数がｆ₀ であるようなＬＣ共振回路で構成
され、その出力は可変減衰器を介することなく常に一定
の混合比で混合器２０８に入力されるようになってい
る。つまり、本実施例における１次傾斜補償部２０Ａ
は、正傾斜振幅等化部２０２及び負傾斜振幅等化部２０
４に対応して可変減衰器２０５，２０７をそなえ、これ
らの各可変減衰器２０５，２０７の減衰度を、後述する
制御部９０で生成される混合比制御信号ａ，ｂに応じて
個別に制御することにより、正傾斜振幅等化部２０２及
び負傾斜振幅等化部２０４の出力をそれぞれ可変の混合
比で混合するとともに、凸傾斜振幅等化部２０９の出力
が一定の混合比で混合されるようになっている。

【０２９４】また、制御部９０Ｃは、復調部４０を通じ
て得られるＩＦ信号についてのディジタル復調信号の１
次傾斜歪みを検出して、その検出結果に応じて１次傾斜
補償部２０Ｂの正傾斜振幅等化部２０２，負傾斜振幅等
化部２０４の各出力の混合比を制御する混合比制御信号
ａ，ｂを生成するものである。なお、本実施例でも、混
合比生成部８０Ｃに振幅検出部６０からのＡＧＣ信号が
入力され、独自のＡＧＣループが実現されている。

【０２９５】そして、本実施例における混合比生成部８
０Ｃは、凸傾斜振幅等化部２０９の出力が一定の混合比
で混合されることから、正傾斜振幅等化部２０２，負傾
斜振幅等化部２０４の各出力の混合比を制御する混合比
制御信号ａ，ｂのみを生成すべく、図４１に示すよう
に、図３８に示す混合比生成部８０Ｂにおける反転増幅
回路８０４，８０９及び半波整流回路８０７，８０８を
省いた構成となっている。なお、本実施例でも、スペク
トラム歪検出部７０Ｃは、第１３実施例にて前述したス
ペクトラム歪検出部７０Ｂと同様のものである。

【０２９６】このような構成により、本実施例における
自動振幅等化器でも、まず制御部９０Ｃでは、スペクト
ラム歪検出部（１次傾斜検出部）７０によって、入力信
号についてのディジタル復調信号（ＢＢＳ）に基づいて
入力信号の１次傾斜歪の特性（正傾斜，負傾斜，零傾
斜）特性が検出され、混合比生成部８０によって、スペ
クトラム歪検出部７０での検出結果に応じて混合比制御
信号ａ，ｂが生成される。

【０２９７】具体的には、この場合も、スペクトラム歪
検出部７０Ｃでは、図３７にて前述したごとく、入力信
号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の
信号Ｉの動く方向が各レジスタ７０１，７０２と各コン
パレータ７０３，７０４とにより判定され、この一方の
信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうち
の他方の信号Ｑから減算器（誤差情報検出部）７０５に
よって誤差情報Ｅが検出される。

【０２９８】そして、これらの信号Ｉの動く方向と信号
Ｑの誤差情報Ｅとの相関に基づいて、入力信号について
の１次傾斜歪みの特性が、デコーダ（相関演算部）７０
６によって演算にて検出されて２ビット（ｂ₁ ，ｂ₀ ）
の歪み検出信号ＳＰＤとして混合比生成部８０Ｃへ出力
される。これにより、この混合比生成部８０Ｃでは、第
１３実施例の変形例にて前述したごとく１次傾斜補償部
２０Ｂの正傾斜振幅等化部２０２，負傾斜振幅等化部２
０４の各出力の混合比を可変にするための混合比制御信
号ａ，ｂが生成されて１次傾斜補償部２０Ｂへ出力され
る。

【０２９９】具体的に、この混合比生成部８０Ｃでは、
歪み検出信号ＳＰＤがローパスフィルタ（積分器）８０
２で積分され、この積分結果が零傾斜歪みを示す場合、
つまり、１次傾斜歪みがない場合は、正傾斜振幅等化部
２０２及び負傾斜振幅等化部２０４の各出力の混合比を
均一にするとともに、積分結果が負傾斜歪みを示す場合
は、この負傾斜歪みを相殺すべく正傾斜振幅等化部２０
２の出力の混合比を増加させる一方、積分結果が正傾斜
歪みを示す場合は、この正傾斜歪みを相殺すべく負傾斜
振幅等化部２０４の出力の混合比を増加させるような混
合比制御信号ａ，ｂが生成される。

【０３００】なお、この場合も、この混合比生成部８０
Ｃは、図４２に示すように、図３９により前述した減算
器（ＳＵＢ）８２１，加算器８２２，アキュムレータ
（ＡＣＣ）８２３，ＲＯＭ（変換メモリ）８２４，８２
５，Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ変換器）８２７，８２８
及びＡ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ）８３０をそなえて構成
すれば、極めて簡素な構成で、上述の各混合比制御信号
ａ，ｂを得ることができる。

【０３０１】次に、上述のごとく得られた各混合比制御
信号ａ，ｂに応じた１次傾斜補償部２０ＢによるＩＦ信
号の１次傾斜歪みの等化動作について詳述する。図４３
（ａ），図４３（ｂ）はそれぞれ本等化器の動作を説明
するための図であり、この場合も、図６８（ｂ）にて前
述したものと同様の動作条件を想定している。ただし、
各等化特性ｐ，ｎ及びこれらの合成特性ｍは省略してい
る。

【０３０２】そして、この図４３（ａ）において、ＩＦ
_EQ′信号は図６６により前述した１次傾斜補償部２０′
の出力に対応する。これは、この図４３（ａ）に示すご
とく周波数ｆ₀ の付近で３ｄＢ程度劣化するような凹形
状のものであった。この劣化は特性ｐ，ｎが共に急傾斜
（非線形）特性を有しているために起こったものであ
り、従って、劣化の大きさは常に一定となる。

【０３０３】そこで、凸傾斜振幅等化部２０９の凸傾斜
特性を、図４３（ａ）に示すごとく周波数ｆ₀ の付近で
常に３ｄＢ程度の特性改善をもたらすような凸形状に選
ぶ。ここで、このような凸形状は、いわゆるＬＣ共振回
路のＱ（共振特性の尖鋭度）を適宜に選択することで容
易に得られる。従って、この図４０に示す本等化器によ
れば、ＩＦ_EQ′信号を常に一定の凸傾斜特性で振幅等化
する形となり、出力には常に平坦なフェージング特性を
もったＩＦ_EQ信号が得られる。

【０３０４】このように、本実施例における自動振幅等
化器によれば、１次傾斜補償部２０Ａが、正傾斜振幅等
化部２０２及び負傾斜振幅等化部２０４に加えて、凸傾
斜振幅等化部２０９をそなえ、正傾斜振幅等化部２０２
及び負傾斜振幅等化部２０４の出力をそれぞれ可変の混
合比で混合するとともに、凸傾斜振幅等化部の出力を一
定の混合比で混合するので、ＩＦ信号（入力信号）の正
傾斜歪み，負傾斜歪みに係わらず、極めて高精度に、こ
れらの１次傾斜歪みを補償することができ、この結果、
１次傾斜補償部２０Ａの出力には、常に平坦なフェージ
ング特性をもったＩＦ_EQ信号が得られる。

【０３０５】従って、例えば、タップ数が９タップとい
う高性能なトランスバーサル等化器４１を併用した場合
も、このトランスバーサル等化器４１は、全ＩＦ帯域に
渡って２０ｄＢ程度の深さまでのフェージング歪みを一
様に１０^-3のエラー率の範囲内で等化でき、この結果、
図４３（ｂ）に示すごとく平坦な等化特性ＥＱＴ₉ を得
ることができる。

【０３０６】なお、本実施例では１次傾斜歪みの自動等
化について述べたが、本発明はこれに限定されず、例え
ば、伝送路歪が固定化されているような場合では、１次
傾斜補償部２０Ａに、各等化部２０２〜２０４のみをそ
れぞれ単独で用いても同等の効果が得られる。また、本
実施例では、１次傾斜補償部２０ＡのＩＦ信号への適用
例について述べたが、本発明はこれに限定されずベース
バンド信号などにも適用可能である。

【０３０７】（ｏ）第１５実施例の説明 図４４は本発明の第１５実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図で、この図４４において、９は
アンテナ、１０は受信部、１１は１次傾斜補償部、１２
は自動利得制御部（ＡＧＣ）、１３′は復調器、１４′
は１次傾斜制御部、１５はトランスバーサル等化器（Ｔ
ＲＥ）、１７Ａ，１７ＢはそれぞれＡ／Ｄ変換器、１８
は２次傾斜補償部、１９は２次傾斜制御部である。な
お、本実施例では、１次傾斜補償部１１及び２次傾斜補
償部１８が復調器１３′の前段に設けられている。

【０３０８】ここで、受信部１０は、アンテナ９で受信
したＲＦ（高周波）信号をＩＦ（中間周波）信号に周波
数変換（ダウンコンバート）して１次傾斜補償部１１へ
出力するものであり、１次傾斜補償部（１次傾斜形振幅
等化部）１１は、受信部１０からのＩＦ信号（入力信
号）の傾斜歪み（振幅特性）を周波数領域において１次
傾斜振幅特性に応じて補償するものである。

【０３０９】このため、本実施例における１次傾斜補償
部１１も、第１実施例と同様、図４５に示すように、ハ
イブリッド（Ｈ）１１１，周波数領域において正傾斜の
１次傾斜振幅特性をもつ正傾斜振幅等化部１１２，周波
数領域において負傾斜の１次傾斜振幅特性をもつ負傾斜
振幅等化部１１４及び可変減衰器１１５，１１７を有し
て構成される。

【０３１０】また、自動利得制御部１２は、１次傾斜補
償部１１からの出力信号の利得を一定に制御して復調器
１３′へ出力するものであり、復調器１３′は、自動利
得制御部１２を通じて出力される１次傾斜補償部１１か
らの信号を直交検波することにより互いに直交する２種
の復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑを得るものであり、各Ａ
／Ｄ変換器１７Ａ，１７Ｂは、この復調ベースバンド信
号Ｉ，ＱをＡ／Ｄ変換することによりディジタル復調信
号Ｉ，Ｑを得るものである。

【０３１１】トランスバーサル等化器１５は、各ディジ
タル復調信号Ｉ，Ｑをそれぞれ時間領域で等化して等化
後信号Ｉ_TRE ，Ｑ_TRE として出力するものである。とこ
ろで、１次傾斜制御部（第１制御部）１４′は、第１実
施例にて前述した制御部１４と同様のもので、復調器１
３′及び各Ａ／Ｄ変換器１７Ａ，１７Ｂを通じて得られ
るディジタル復調信号Ｉ，ＱからＩＦ信号の１次傾斜歪
みを検出し、その検出結果を１次傾斜補償部１１用の制
御信号、具体的には、各可変減衰器１１５，１１７の減
衰度を調整する制御信号として出力するものである。

【０３１２】このため、本実施例でも、この１次傾斜制
御部１４Ａは、図４６に示すように、図１４により前述
したものとそれぞれ同様の上昇／下降識別部１４１，回
転方向識別部１４２及び積分器１４３を有して構成され
る。従って、この場合も、上昇／下降識別部（信号方向
判定部）１４１は、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの
一方の信号Ｉをデータクロック周期でサンプリングして
比較することにより、この信号Ｉの動く方向（信号Ｉの
値の変化の方向）を判定するものであり、回転方向識別
部（誤差情報検出部，相関演算部）１４２は、この信号
Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｑから誤差電圧
（誤差情報）Ｅ＝±Ｅを検出し、この信号Ｑの誤差情報
Ｅと上昇／下降識別部１４１で得られた信号Ｉの動く方
向との相関（図１２参照）に基づき、上述の制御信号を
生成して出力するものである。積分器１４３は、この回
転方向識別部１４２で得られた制御信号を積分するもの
である。

【０３１３】また、２次傾斜補償部（２次傾斜形振幅等
化部）１８は、ＩＦ信号の傾斜歪み（振幅特性）を周波
数領域において２次傾斜振幅特性に応じて補償するもの
で、図４７に示すように、コンデンサ１８１，１８５，
抵抗１８２，１８４，ＰＩＮダイオード１８３及びコイ
ル（Ｌ）１８６Ａとコンデンサ（Ｃ）１８６Ｂとからな
る共振回路１８６をそなえて構成される。

【０３１４】ここで、共振回路１８６は、例えば、受信
したＩＦ信号の中心周波数がｆ₀ であった場合に、図４
８に示すように、周波数ｆ₀ 付近の振幅が最も高くなる
ような共振特性（２次傾斜振幅特性）をもった共振信号
を発生するもので、後述する２次傾斜制御部１９からの
制御信号に応じてＰＩＮダイオード１８３の抵抗値が制
御されることによって、この共振回路１８６の共振特性
の尖鋭度「Ｑ」が制御されて、ＩＦ信号の２次傾斜歪み
が２次傾斜振幅特性に応じて等化（補償）されるように
なっている。

【０３１５】そして、２次傾斜制御部（第２制御部）１
９は、本実施例の要部となる部分で、ディジタル復調信
号Ｉ（又は、Ｑ）からＩＦ信号の２次傾斜歪み（２次傾
斜振幅特性）を検出し、その検出結果に基づき２次傾斜
補償部１８用の制御信号、つまり、上述の共振回路１８
６の尖鋭度「Ｑ」を制御するための制御信号を生成して
２次傾斜補償部１８へ出力するものである。

【０３１６】このため、この２次傾斜制御部１４Ｂは、
図４９に示すように、信号状態監視部１９０，ＡＮＤゲ
ート１９６，フリップフロップ回路（ＦＦ）１９７，１
９８，２次傾斜検出部１９９，フリップフロップ回路
（ＦＦ）２０１及び積分器２０２をそなえて構成され
る。ここで、信号状態監視部１９０は、ディジタル復調
信号Ｉ（Ｑでもよい）の信号データ（値）Ｄの変化状
態、例えば、後述するごとく受信アイパターンが２値の
場合であれば“１”，“０”が繰り返される状態かどう
かを監視するもので、本実施例では、この図４９に示す
ように、フリップフロップ回路（ＦＦ）１９１Ａ−１，
１９１Ａ−２，１９１Ｂ−１，１９１Ｂ−２からなる遅
延部１９１と交番信号判定部１９２とをそなえて構成さ
れる。なお、以下では、説明の便宜上、受信アイパター
ンが２値（“１”，“０”）の場合を想定するが、２値
以上の多値の場合でも同様である。

【０３１７】そして、各フリップフロップ回路（遅延素
子）１９１Ａ−１，１９１Ａ−２，１９１Ｂ−１，１９
１Ｂ−２は、Ａ／Ｄ変換器１７Ａ（Ａ／Ｄ変換器１７
Ｂ）を通じて得られるディジタル復調信号Ｉ（Ｑ）に対
してそれぞれ所要の遅延を施すもので、本実施例では、
後述する２次傾斜検出部１９６への信号データＤを基点
として、前方２段（フリップフロップ回路１９１Ａ−
１，１９１Ａ−２）、後方２段（フリップフロップ回路
１９１Ｂ−１，１９１Ｂ−２）で信号データＤに対して
それぞれ遅延が施され、計５点の時刻での信号データＤ
が取られるようになっている。

【０３１８】なお、この遅延部１９１は、フリップフロ
ップ回路１９１Ａ−１〜１９１Ａ−Ｍ（Ｍは自然数），
フリップフロップ回路１９１Ｂ−１〜１９１Ｂ−Ｎ（Ｎ
は自然数）により前方Ｍ段、後方Ｎ段の構成にしてもよ
い。また、交番信号判定部（特定信号状態判定部）１９
２は、これらの各フリップフロップ回路１９１Ａ−１，
１９１Ａ−２，１９１Ｂ−１，１９１Ｂ−２からのディ
ジタル復調信号Ｉの各信号データＤが“１”，“０”を
交互に繰り返す状態（特定の変化状態）であるかどうか
を判定するもので、この場合は、各信号データＤが
“１”，“０”を交互に繰り返す状態であると判定され
たときに“Ｈ”レベル信号が出力されるようになってい
る。

【０３１９】さらに、ＡＮＤゲート１９３は、２つの入
力に対して論理積演算を施すもので、交番信号判定部１
９２での判定結果と所要のタイミングクロックパルスと
がともに“Ｈ”レベルとなったときに“Ｈ”レベル信号
が出力されるようになっている。また、２次傾斜検出部
１９６は、フリップフロップ回路１９１Ａ−１，１９１
Ａ−２でそれぞれ遅延を施されたディジタル復調信号Ｉ
の信号データＤと、Ａ／Ｄ変換器１７Ａでの識別レベル
と信号データＤのシンボルレベルとの誤差により生じる
誤差信号（誤差情報）εとの相関に基づきＩＦ信号の２
次傾斜歪みを検出するもので、本実施例では、ＥＸ−Ｏ
Ｒゲート（排他的論理和演算素子）１９７によって、デ
ィジタル復調信号ＩのデータＤと誤差情報εとについて
排他的論理和演算が施されるようになっている。

【０３２０】なお、この２次傾斜検出部１９６は、図４
４に１点鎖線で示すように、ディジタル復調信号Ｉ（Ｑ
でもよい）をさらにトランスバーサル等化器１５で処理
した等化後信号Ｉ_TRE （Ｑ_TRE ）の信号データＤと誤差
信号εとについてＥＸ−ＯＲゲート１９７で排他的論理
和演算を施すようにすれば、より高精度に、その相関に
基づいてＩＦ信号の２次傾斜歪みを検出できるようにな
る。

【０３２１】また、各フリップフロップ回路１９４，１
９５は、この２次傾斜検出部１９６によるディジタル復
調信号ＩのデータＤと誤差情報εとについての演算タイ
ミングが一致するよう各フリップフロップ回路１９１Ａ
−１，１９１Ａ−２に対応して設けられた遅延素子であ
る。さらに、フリップフロップ回路１９８は、２次傾斜
検出部１９６でのＥＸ−ＯＲゲート２０３による演算結
果、つまり検出されたＩＦ信号の２次傾斜歪みをラッチ
しておき、ＡＮＤゲート１９３から“Ｈ”レベル信号を
受けるごとに、その検出結果を出力するものであり、積
分器１９９は、この検出結果を積分することにより平均
化して、２次傾斜補償部１８用の制御信号として出力す
るものである。

【０３２２】つまり、この図４９に示す２次傾斜制御部
１９は、信号状態監視部１９０でディジタル復調信号Ｉ
の信号データＤが、例えば“１”，“０”を交互に繰り
返すような特定の変化状態であると判定された場合に、
２次傾斜検出部１９６で検出されたＩＦ信号の２次傾斜
歪みに基づき２次傾斜補償部１８用の制御信号が出力さ
れるようになっている。

【０３２３】上述のごとく構成された本実施例の自動振
幅等化器では、１次傾斜制御部１４′によってＩＦ信号
の１次傾斜歪みが検出され、その検出結果に基づき、１
次傾斜補償部１１用の制御信号が生成され１次傾斜補償
部１１の各可変減衰器１１５，１１７へ出力される。具
体的には、本実施例でも、この１次傾斜制御部１４′で
は、復調器１３′，各Ａ／Ｄ変換器１７Ａ，１７Ｂを通
じて得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の
信号Ｉの動く方向が上昇／下降識別部１４１で判定さ
れ、ディジタル復調信号Ｑとこの信号Ｑをさらにトラン
スバーサル等化器１５で処理した後の等化後信号Ｑ_TRE
との差が回転方向識別部１４２で演算されることにより
信号Ｑの誤差情報Ｅが検出される。

【０３２４】そして、回転方向識別部１４２では、これ
らの信号Ｉの動く方向と信号Ｑの誤差情報との相関（図
１２参照）に基づいて、ＩＦ信号の１次傾斜歪みの特性
（正傾斜，負傾斜，零傾斜）が検出され、これに応じた
信号が１次傾斜補償部１１用の制御信号として出力され
る。これにより、１次傾斜補償部１１では、この１次傾
斜制御部１４′からの制御信号に応じて、各可変減衰器
１１５，１１７の減衰度が調整され正傾斜振幅等化部１
１２及び負傾斜振幅等化部１１４の各出力が可変の混合
比で混合されて、ＩＦ信号の１次傾斜歪みが１次傾斜振
幅特性に応じて確実に相殺されて補償される。

【０３２５】さらに、本等化器では、このとき、２次傾
斜制御部１９によって、ディジタル復調信号Ｉ（Ｑでも
よい）からＩＦ信号の２次傾斜歪みが検出され、この検
出結果に応じて２次傾斜補償部１８用の制御信号が２次
傾斜補償部１８へ出力され、これにより、ＩＦ信号の１
次傾斜歪みに加えて２次傾斜歪みも補償される。以下、
この２次傾斜制御部１９によるＩＦ信号の２次傾斜歪み
の検出原理について詳述する。

【０３２６】まず、受信部１０でダウンコンバートされ
ることにより得られたＩＦ信号は、空間上でフェージン
グなどの歪みを受けていない場合は、例えば、図５０
（ａ）に示すような正常なスペクトラムをもっている
が、２次傾斜歪みを受けている場合、このスペクトラム
は、図５０（ｂ）に示すように、中心周波数ｆ₀ 付近が
凹状となったスペクトラムになる。

【０３２７】そして、このような２次傾斜歪みをもつＩ
Ｆ信号が復調器１３′で復調されると、復調ベースバン
ド信号Ｉ，Ｑの片チャネル分のスペクトラムは、図５０
（ｃ）に示すように、１次傾斜歪みをもったスペクトラ
ム、つまり周波数の低い成分と高い成分との間で振幅に
差を生じたスペクトラムとなる。従って、逆に、復調ベ
ースバンド信号Ｉの周波数の低い成分と高い成分との間
の振幅差（歪み量）を検出できれば、容易に、復調器１
３′による復調前のＩＦ信号の２次傾斜歪みを検出でき
ることになる。

【０３２８】そこで、本実施例では、信号状態監視部１
９０によって周波数の高い成分の信号を検出し、２次傾
斜検出部１９６によってその歪み量を検出することによ
り、ＩＦ信号の２次傾斜歪みを検出している。ここで、
まず、周波数の高い成分の信号であるが、これは、図５
１（ａ）に示すような受信アイパターン上で矢印に示す
ような経路を取る信号である。そして、このような周波
数の高い成分の信号が、図５１（ｂ）に示すように、受
信アイパターンのアイ（開口部）が最も開いた点ごとに
“Ｈ”レベルとなる最適なＡ／Ｄ変換タイミングに従っ
てＡ／Ｄ変換されると、その信号データＤは、“０”，
“１”を繰り返す状態（交番データ）になる。

【０３２９】従って、ディジタル復調信号Ｉの信号デー
タＤが、このように“０”，“１”を繰り返す交番デー
タであれば、その信号は周波数の高い成分の信号である
と判定できる。信号状態監視部１９０では、このような
理論に基づいた判定が行われており、Ａ／Ｄ変換器１７
Ａからのディジタル復調信号ＩのデータＤが各フリップ
フロップ回路１９１Ａ−１，１９１Ａ−２，１９１Ｂ−
１，１９１Ｂ−２でそれぞれ所要の遅延を施され、それ
ぞれが交番信号判定部１９２へ出力されることにより、
これらの各信号データＤが“０”，“１”を繰り返す交
番データであるかどうかが確実に交番信号判定部１９２
で判定される。

【０３３０】そして、この結果、各信号データＤが交番
データであると判定された場合には、交番信号判定部１
９２から“Ｈ”レベル信号が出力される。一方、周波数
の高い成分の信号の歪み量であるが、これは、上述のご
とく信号状態監視部１９０によってディジタル復調信号
Ｉの信号データＤが交番データであると判定された場合
のディジタル復調信号Ｉの歪み量であるので、ディジタ
ル復調信号Ｉの誤差信号εを検出すればよい。

【０３３１】ここで、ディジタル復調信号Ｉの歪み量
は、ディジタル復調信号Ｉの信号データＤと誤差信号ε
との排他的論理和演算によって得られることが分かって
いる。そこで、本実施例では、２次傾斜検出部１９６に
よって、ディジタル復調信号Ｉの信号データＤと誤差信
号εとに対してＥＸ−ＯＲゲート１９７で排他的論理和
演算を施すことにより、ディジタル復調信号Ｉの歪み量
を検出している。

【０３３２】例えば、図５２（ａ）に示すように、周波
数の高い成分の信号の振幅が所定のＡ／Ｄ変換レベルよ
りも小さい場合は、（信号データＤ，誤差信号ε）の組
合せは、（０，１）又は（１，０）となるので、排他的
論理和演算による演算結果は“１”となり、逆に、図５
２（ｂ）に示すように、周波数の高い成分の信号の振幅
が所定のＡ／Ｄ変換レベルよりも大きい場合は、（信号
データＤ，誤差信号ε）の組合せは、（０，０）又は
（１，１）となるので、排他的論理和演算による演算結
果は“０”となる。

【０３３３】そして、この２次傾斜検出部１９６での検
出結果は、フリップフロップ回路２０１で一端ラッチさ
れ、ＡＮＤゲート１９６から“Ｈ”レベル信号を受けた
場合にのみ、すなわち、ディジタル復調信号Ｉの信号デ
ータＤが“０”，“１”を繰り返す交番データであると
判定された場合にのみ有効なデータとして出力される。
つまり、ＩＦ信号の２次傾斜歪みの特性を示すデータと
して周波数の高い成分の信号の歪み量が出力される。

【０３３４】その後、上述のごとく得られたＩＦ信号の
２次傾斜歪みのデータは積分器２０２で平均化されて２
次傾斜補償部１８用の制御信号として出力され、これに
より、２次傾斜補償部１８（図４７参照）では、この制
御信号に応じてＰＩＮダイオード１８３の電流値が調整
されて共振回路１８６（図４８参照）の尖鋭度「Ｑ」が
制御され、この結果、図５０（ｂ）に示すごとく凹状に
生じているＩＦ信号の２次傾斜歪みが確実に相殺され補
償される。

【０３３５】なお、図５３（ａ）〜図５３（ｃ）はそれ
ぞれ等化器の等化特性（Ｍカーブ）の一例を示す図で、
図５３（ａ）はトランスバーサル等化器１５のみを用い
た場合、図５３（ｂ）はトランスバーサル等化器１５に
１次傾斜補償部１１のみを併用した場合、図５３（ｃ）
はトランスバーサル等化器１５に１次傾斜補償部１１と
２次傾斜補償部１８とを併用した場合である。

【０３３６】そして、図５３（ｃ）に示すように、トラ
ンスバーサル等化器１５，１次傾斜補償部１１に加えて
２次傾斜補償部１８を併用することで、等化器のビット
エラー率（ＢＥＲ）が劣化して瞬断などが生じることを
表す斜線部分の範囲が、図５３（ａ），図５３（ｂ）に
示すものに比して大幅に小さくなっており、本等化器の
等化特性が飛躍的に向上していることがわかる。

【０３３７】以上のように、本発明の第１５実施例とし
ての自動振幅等化器によれば、１次傾斜制御部１４′及
び１次傾斜補償部１１によってＩＦ信号（入力信号）に
ついてのディジタル復調信号Ｉ，ＱからＩＦ信号の１次
傾斜歪み（１次傾斜振幅特性）を検出してこの１次傾斜
歪みを補償するとともに、２次傾斜制御部１９によって
ディジタル復調信号Ｉ（Ｑでもよい）からＩＦ信号の２
次傾斜歪み（２次傾斜振幅特性）を検出し、これに基づ
きＩＦ信号の２次傾斜歪みも補償することができるの
で、さらに、本等化器の等化能力を飛躍的に向上させる
ことができる。

【０３３８】また、本実施例における自動振幅等化器に
よれば、復調器１３′の前段にそれぞれ１つずつ１次傾
斜補償部１１及び２次傾斜補償部１８を設けるという極
めて簡素な構成で、ＩＦ信号の１次傾斜歪み，２次傾斜
歪みの両方を有効に補償することができる。なお、本実
施例では、１次傾斜補償部１１の後段に２次傾斜補償部
１８が配置されているが、この配置関係は逆にしても同
様である。

【０３３９】また、１次傾斜補償部１１には、図５４に
示すような１次傾斜補償部１１Ａを用いてもよい。ここ
で、この図５４に示す１次傾斜補償部１１Ａは、第５実
施例において図２４に示したものと同様のもので、ハイ
ブリッド（Ｈ）１１１Ａ，１１４Ａ，トランスバーサル
等化器（ＴＲＥ）１１２Ａ，１１３Ａを有して構成され
ている。

【０３４０】つまり、この１次傾斜補償部１１Ａは、図
２４にて前述したのと同様に、時間領域において１次傾
斜振幅等化特性を有するトランスバーサル等化器（ＴＲ
Ｅ）１１２Ａ，１１３Ａを用いることで、ＩＦ信号の１
次傾斜歪みを時間領域において補償できるようになって
いるのである。なお、各トランスバーサル等化器１１２
Ａ，１１３Ａの構成は図２５に示すものとそれぞれ同様
である。

【０３４１】従って、この１次傾斜補償部１１Ａでは、
１次傾斜制御部１４′からの制御信号に応じて、第５実
施例にて前述したごとくトランスバーサル等化器１１２
Ａ，１１３Ａの各タップ係数が制御されて、ＩＦ信号の
１次傾斜歪みが時間領域において補償されるので、例え
ば、ＩＦ信号の１次傾斜歪みが遅延時間差の長い干渉波
によって生じたものである場合などには、極めて有効
に、このＩＦ信号の１次傾斜歪みを補償することができ
る。

【０３４２】また、本実施例における２次傾斜補償部１
８は、共振回路１８６を用いて周波数領域において２次
傾斜振幅特性を有するように構成されているが、この２
次傾斜補償部１８も、上述の１次傾斜補償部１１Ａと同
様に、ハイブリッド１１１Ａ，１１４Ａ，トランスバー
サル等化器１１２Ａ，１１３Ａを用いて構成すれば、２
次傾斜制御部１９からの制御信号に応じて、各トランス
バーサル等化器１１２Ａ，１１３Ａのタップ係数が制御
されることにより、ＩＦ信号の２次傾斜歪みを時間領域
において確実に補償することができる。

【０３４３】従って、ＩＦ信号の２次傾斜歪みが遅延時
間差の長い干渉波によって生じたものである場合でも、
極めて有効に、このＩＦ信号の２次傾斜歪みを補償する
ことができる。また、１次傾斜制御部１４′では、ディ
ジタル復調信号Ｉ，Ｑのうち、信号Ｉの動く方向を判定
し信号Ｑから誤差情報Ｅを検出して、これらの相関に基
づいてＩＦ信号の１次傾斜歪みを検出しているが、本実
施例でも、逆に、信号Ｑの動く方向を判定し信号Ｉから
誤差情報Ｅを検出して、これらの相関に基づいてＩＦ信
号の１次傾斜歪みを検出するようにしてもよい。

【０３４４】なお、この１次傾斜制御部１４′には、図
５５に示すように、図２０により前述した制御部１４ａ
と同様の上昇／下降識別部１４１Ａ，１４１Ｂ（第１，
第２信号方向判定部），回転方向識別部１４２Ａ，１４
２Ｂ（第１，第２誤差情報検出部，第１，第２相関演算
部），積分器１４３Ａ，１４３Ｂ及びＯＲ素子１４４を
有する１次傾斜制御部１４ａ′を用いてもよい。

【０３４５】これにより、この１次傾斜制御部１４ａ′
では、第２実施例にて前述したごとく、各上昇／下降識
別部１４１Ａ，１４１Ｂによってそれぞれディジタル復
調信号Ｉ，Ｑの双方の信号の動く方向を判定し、回転方
向識別部１４２Ａ，１４２Ｂによって各ディジタル復調
信号Ｉ，Ｑと各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑをトランスバ
ーサル等化器１５で処理した等化後信号Ｉ_TRE ，Ｑ_TRE
との誤差情報を検出して、それぞれ信号Ｉの動く方向と
信号Ｑの誤差情報との相関及び信号Ｑの動く方向と信号
Ｉの誤差情報との相関に基づいて１次傾斜補償部１１用
の制御信号を得ることができる。

【０３４６】従って、この場合は、より精度の高い１次
傾斜補償部１１用の制御信号が得られ、さらに確実にＩ
Ｆ信号の１次傾斜歪みを補償することができるようにな
る。さらに、本実施例における２次傾斜制御部１９は、
信号状態監視部１９０によって、ディジタル復調信号Ｉ
のデータＤが“０”，“１”を繰り返す交番データであ
るかどうかを判定することによって、周波数の高い成分
の信号を検出するように構成されているが、この２次傾
斜制御部１９は、例えば、図５６に示す２次傾斜制御部
１９′のように、反転・非反転部１９１Ｃを設け、交番
信号判定部１９２に代えて一定信号判定部１９２′を設
けて構成してもよい。

【０３４７】ここで、反転・非反転部１９１Ｃは、各フ
リップフロップ回路（遅延素子）１９１Ａ−１，１９１
Ａ−２，１９１Ｂ−１，１９１Ｂ−２からの各ディジタ
ル復調信号Ｉ（Ｑでもよい）の値が“０”，“１”を交
互に繰り返す状態である場合に各ディジタル復調信号Ｉ
の値について反転，非反転処理を施すことにより各ディ
ジタル復調信号Ｉの値を“０”又は“１”の一定値に変
換して出力するもので、この場合は、反転ゲート１９１
Ｃ−１，１９１Ｃ−２によって反転処理が施されること
により、各ディジタル復調信号Ｉの値が“０”又は
“１”の一定値に変換されて出力されるようになってい
る。

【０３４８】従って、この場合、一定信号判定部（特定
信号状態判定部）１９２′では、この反転・非反転部１
９１Ｃからの出力を受けて各ディジタル復調信号Ｉの値
が“０”又は“１”の値を一定に保った状態であるかど
うかの判定を行うだけで、容易に、ディジタル復調信号
Ｉが周波数の高い成分の信号かどうかを検出することが
できる。

【０３４９】なお、この場合も、遅延部１９１は、図４
９により前述したごとく、フリップフロップ回路１９１
Ａ−１〜１９１Ａ−Ｍの前方Ｍ段、フリップフロップ回
路１９１Ｂ−１〜１９１Ｂ−Ｍの後方Ｎ段の構成にでき
るが、この場合、反転・非反転部１９１Ｃは、各フリッ
プフロップ回路１９１Ａ−１〜１９１Ａ−Ｍ，１９１Ｂ
−１〜１９１Ｂ−Ｍの総数の半数の反転ゲート１９１Ｃ
−１〜１９１Ｃ−ｎ（ｎは自然数）をそなえて構成され
る。

【０３５０】（ｐ）第１６実施例の説明 図５７は本発明の第１６実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図で、この図５７において、図４
２に示す符号と同一符号が指す部分はそれぞれ図４２に
て前述したものと同様のものであるが、この図５７に示
す自動振幅等化器は、２次傾斜補償部１８Ａ，１８Ｂが
復調器１３′の後段に信号Ｉ，Ｑに対応して設けられ、
さらに、これらの各２次傾斜補償部１８Ａ，１８Ｂに対
応して図４４に示す２次傾斜制御部１９とそれぞれ同様
の２次傾斜制御部１９Ａ，１９Ｂが設けられている。

【０３５１】ここで、各２次傾斜補償部（２次傾斜形振
幅等化部）１８Ａ，１８Ｂは、図５８に示すように、そ
れぞれ抵抗１８−１〜１８−４，１８−９，１８−１
３，コンデンサ（Ｃ）１８−６，１８−７，１８−１
１，コイル（Ｌ）１８−５，１８−１０及びＰＩＮダイ
オード１８−８，１８−１２を有して構成され、周波数
領域において図５９に示すような１次傾斜振幅特性を有
するように構成される。

【０３５２】そして、これらの各２次傾斜補償部１８
Ａ，１８Ｂは、それぞれ対応する２次傾斜制御部１９
Ａ，１９Ｂからの制御信号に応じて、それぞれのＰＩＮ
ダイオード１８−８，１８−１２を流れる電流値が制御
されることにより、図５９に示す１次傾斜振幅特性が制
御されて、各復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑに対して振幅
の等化処理が施されるようになっている。

【０３５３】つまり、本実施例における各２次傾斜補償
部１８Ａ，１８Ｂは、第１５実施例にて前述したよう
に、２次傾斜歪みをもったＩＦ信号は復調器１３′で復
調（直交検波）されると１次傾斜歪みをもった復調ベー
スバンド信号Ｉ，Ｑになるので、図５９に示す１次傾斜
振幅特性に応じてＩＦ信号の２次傾斜歪みが復調器１
３′の後段で補償されるようになっているのである。

【０３５４】このような構成により、本実施例における
自動振幅等化器でも、１次傾斜制御部１４′によって、
復調器１３′，各Ａ／Ｄ変換器１７Ａ，１７Ｂを通じて
得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号
Ｉの動く方向が判定され、ディジタル復調信号Ｑとこの
信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１５で処理した
後の等化後信号Ｑ_TRE との差が演算されることにより信
号Ｉに対する直交干渉成分である信号Ｑの誤差情報Ｅが
検出される。

【０３５５】そして、これらの信号Ｉの動く方向と信号
Ｑの誤差情報Ｅとの相関（図１２参照）に基づいて、Ｉ
Ｆ信号の１次傾斜歪みの特性（正傾斜，負傾斜，零傾
斜）が検出され、これに応じた信号が１次傾斜補償部１
１用の制御信号として出力され、１次傾斜補償部１１で
は、この制御信号に応じて、ＩＦ信号の１次傾斜歪みが
補償される。

【０３５６】なお、この場合も、１次傾斜制御部１４′
では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの信号Ｑの動く
方向を判定し、ディジタル復調信号Ｉとこの信号Ｉをさ
らにトランスバーサル等化器１５で処理した後の等化後
信号Ｉ_TRE との差を演算することにより信号Ｑに対する
直交干渉成分である信号Ｉの誤差情報Ｅを検出し、これ
らの相関に基づいて、ＩＦ信号の１次傾斜歪みを検出す
ることもできる。

【０３５７】一方、このとき、各２次傾斜制御部１９
Ａ，１９Ｂでは、第１５実施例にて前述したごとく、各
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの信号データＤが“０”，
“１”を交互に繰り返す交番データであるかどうかの判
定が行われ、交番データであった場合に、信号データＤ
と信号誤差εとについて排他的論理和演算を施すことに
よって得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑそれぞれの歪
み量がＩＦ信号の２次傾斜歪みとして検出され、この検
出結果に基づいて、各２次傾斜補償部１８Ａ，１８Ｂ用
制御信号がそれぞれ独立に出力される。なお、本実施例
では、各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑをさらにトランスバ
ーサル等化器１５で処理した等化後信号Ｉ_{TR E} ，Ｑ_TRE
のそれぞれの信号データＤと誤差信号εとからＩＦ信号
の２次傾斜歪みを検出している。

【０３５８】これにより、各２次傾斜補償部１８Ａ，１
８Ｂでは、各２次傾斜制御部１９Ａ，１９Ｂからの制御
信号に応じて、それぞれＰＩＮダイオード１８−８，１
８−１２を流れる電流値が調整されて、コイル１８−
５，コンデンサ１８−６，１８−７からなるＬＣ共振回
路とコイル１８−１０，コンデンサ１８−１１からなる
ＬＣ共振回路の尖鋭度「Ｑ」が制御される。この結果、
各復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑに対してそれぞれ振幅の
等化処理が施され、これにより、ＩＦ信号の２次傾斜歪
みが復調器１３′の後段で補償される。

【０３５９】このように、本発明の１６実施例としての
自動振幅等化器によれば、復調器１３′の前段に１次傾
斜補償部１１が設けられるとともに、復調器１３′の後
段に各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑに対応して２次傾斜補
償部１８Ａ，１８Ｂが設けられ、且つ、これらの各２次
傾斜補償部１８Ａ，１８Ｂに対応して２次傾斜制御部１
９Ａ，１９Ｂが設けられているので、１次傾斜補償部１
１によってＩＦ信号の１次傾斜歪みを復調器１３′の前
段で補償することができるとともに、各２次傾斜制御部
１９Ａ，１９Ｂによってディジタル復調信号Ｉ，Ｑのそ
れぞれからＩＦ信号の２次傾斜歪みを検出し、これに基
づいて各２次傾斜補償部１８Ａ，１８ＢによってＩＦ信
号の２次傾斜歪みを復調器１３′の後段でそれぞれ独立
に補償することができ、これにより、ＩＦ信号の１次傾
斜歪み，２次傾斜歪みの両方をより確実に補償すること
ができるようになる。

【０３６０】なお、本実施例でも、周波数領域において
１次傾斜歪みを補償する１次傾斜補償部１１に代えて、
図５４により前述した時間領域において１次傾斜歪みを
補償する１次傾斜補償部１１Ａを用いることができ、各
２次傾斜補償部１８Ａ，１８Ｂも、それぞれ図５４に示
すような時間領域において振幅等化を施すトランスバー
サル等化器１１２Ａ，１１３Ａを用いてＩＦ信号の２次
傾斜歪みを時間領域において補償するようしてもよい。

【０３６１】また、本実施例でも、１次傾斜制御部１
４′には、図５５により前述した制御部１４ａ′を用い
てもよく、各２次傾斜制御部１９Ａ，１９Ｂには、図５
６により前述した２次傾斜制御部１９′をそれぞれ用い
てもよい。 （ｑ）第１７実施例の説明 図６０は本発明の第１７実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図で、この図６０において、図４
４に示す符号と同一符号が指す部分はそれぞれ図４４に
より前述したものと同様のものであるが、この図６０に
示す自動振幅等化器は、２次傾斜補償部１８が復調器１
３′の前段に設けられ、且つ、１次傾斜補償部１１Ｂが
復調器１３′の後段に設けられている。

【０３６２】ここで、１次傾斜補償部１１Ｂは、第９実
施例にて前述したものと同様のもので、図６１に示すよ
うに、ベースバンドトランスバーサル等化器（ＴＲＥ：
以下、単にトランスバーサル等化器という）１１１Ｂ〜
１１４Ｂと、加算部１１５Ｂ，１１６Ｂを有して構成さ
れている。ここで、各トランスバーサル等化器１１１Ｂ
〜１１４Ｂは、それぞれ第５実施例の図２４にて前述し
たトランスバーサル等化器１１２Ａ（１１３Ａ）と同様
のもので、内部の各タップ係数を調整することにより、
時間領域においてベースバンド帯のディジタル復調信号
Ｉ，Ｑの１次傾斜歪みを１次傾斜振幅特性に応じて補償
するものである。なお、それぞれの内部の構成は図２５
に示したものと同様である。

【０３６３】また、加算部１１５Ｂは、各トランスバー
サル等化器１１１Ｂ，１１３Ｂで等化処理を施された信
号を加算して等化後のディジタル復調信号Ｉとして出力
するものであり、加算部１１６Ｂは、各トランスバーサ
ル等化器１１２Ｂ，１１４Ｂで等化処理を施された信号
を加算して等化後のディジタル復調信号Ｑとして出力す
るものである。

【０３６４】上述のごとく構成された本実施例における
自動振幅等化器では、第１５実施例にて前述したごと
く、受信部１０からのＩＦ信号（入力信号）についての
ディジタル復調信号Ｉ（Ｑでもよい）を基にこのＩＦ信
号の２次傾斜歪みが２次傾斜制御部１９によって検出さ
れ、その検出結果に基づいて、２次傾斜補償部１８用の
制御信号が出力される。

【０３６５】これにより、まず、２次傾斜補償部１８で
は、この２次傾斜制御部１９からの制御信号に応じて、
共振回路１８６（図４７参照）の尖鋭度「Ｑ」が制御さ
れることにより、ＩＦ信号の２次傾斜歪みが復調器１
３′の前段で周波数領域において補償される。一方、１
次傾斜補償部１４′では、本実施例でも、ディジタル復
調Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向（信号Ｉの値
の変化の方向）が判定されるとともに、他方の信号Ｑ
と、この信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１５で
処理した等化後信号Ｑ_TRE との誤差情報Ｅが検出され、
これらの信号Ｉの動く方向と信号Ｑの誤差情報Ｅとの相
関に基づき、ＩＦ信号の１次傾斜歪みが検出され、これ
に応じて１次傾斜補償部１１Ｂ用の制御信号が生成され
て出力される。

【０３６６】これにより、１次傾斜補償部１１Ｂでは、
この１次傾斜制御部１４′からの制御信号に応じて、各
トランスバーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂの各タップ
係数が制御されてベースバンド帯の各ディジタル復調信
号Ｉ，Ｑに対して振幅の等化処理が時間領域において施
され、この結果、ＩＦ信号の１次傾斜歪みが、２次傾斜
歪みに続いて補償される。

【０３６７】なお、この場合も、１次傾斜制御部１４′
では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの信号Ｑの動く
方向を判定し、ディジタル復調信号Ｉとこの信号Ｉをさ
らにトランスバーサル等化器１５で処理した後の等化後
信号Ｉ_TRE との差を演算することにより信号Ｑに対する
直交干渉成分である信号Ｉの誤差情報Ｅを検出し、これ
らの相関に基づいて、ＩＦ信号の１次傾斜歪みを検出す
ることもできる。

【０３６８】このように、本発明の１７実施例としての
自動振幅等化器によれば、受信部１０を通じて得られた
ＩＦ信号（入力信号）の２次傾斜歪みが２次傾斜補償部
１８によって復調器１３′の前段で補償されるととも
に、ＩＦ信号の１次傾斜歪みが１次傾斜補償部１１Ｂに
よって復調器１３′の後段で補償されるので、この場合
も、確実に、ＩＦ信号の１次傾斜歪み，２次傾斜歪みの
両方を補償して、本等化器の等化能力を大幅に向上させ
ることができる。

【０３６９】また、本実施例では、１次傾斜補償部１１
Ｂに、時間領域において振幅等化を施すトランスバーサ
ル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂを用いているので、例え
ば、１次傾斜歪みが遅延時間差の長い干渉波によって生
じたものである場合などには、極めて有効に、ＩＦ信号
の１次傾斜歪みを時間領域において補償することができ
る。

【０３７０】なお、本実施例でも、２次傾斜補償部１８
は、それぞれ図５４に示すようなトランスバーサル等化
器１１２Ａ，１１３Ａを用いれば、ＩＦ信号の２次傾斜
歪みを時間領域において補償できるので、例えば、２次
傾斜歪みが遅延時間差の長い干渉波によって生じたもの
である場合などには、極めて有効に、このＩＦ信号の２
次傾斜歪みを時間領域において補償することができる。

【０３７１】また、１次傾斜制御部１４′には、図５５
により前述した制御部１４ａ′を用いてもよく、２次傾
斜制御部１９には、図５６により前述した２次傾斜制御
部１９′を用いてもよい。 （ｒ）第１８実施例の説明 図６２は本発明の第１８実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図であるが、この図６２に示す自
動振幅等化器は、１次傾斜補償部１１Ｂ及び２次傾斜補
償部１８Ａ，１８Ｂがそれぞれ復調器１３′の後段に設
けられている。なお、本実施例における１次傾斜補償部
１１Ｂは第１７実施例の図６０により前述したものと同
様であり、各２次傾斜補償部１１Ａ，１１Ｂはそれぞれ
第１６実施例の図５７により前述したものと同様であ
る。

【０３７２】このような構成により、本実施例の自動振
幅等化器でも、各２次傾斜制御部１９Ａ，１９Ｂによっ
て、受信部１０を通じて得られるＩＦ信号（入力信号）
についてのディジタル復調信号Ｉ，ＱからＩＦ信号の２
次傾斜歪みが検出され、その検出結果に基づいて、各２
次傾斜補償部１８Ａ，１８Ｂ用の制御信号が出力され
る。

【０３７３】これにより、各２次傾斜補償部１８Ａ，１
８Ｂでは、各２次傾斜制御部１９Ａ，１９Ｂからの各制
御信号に応じて、図５９に示すような１次傾斜振幅特性
が制御されて、ベースバンド帯では１次傾斜歪みとなる
ＩＦ信号の２次傾斜歪みが、周波数領域において補償さ
れる。一方、１次傾斜制御部１４′では、本実施例で
も、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの
動く方向（信号Ｉの値の変化の方向）が判定されるとと
もに、他方の信号Ｑと、この信号Ｑをさらにトランスバ
ーサル等化器１５で処理した等化後信号Ｑ_TRE との誤差
情報Ｅが検出される。そして、これらの信号Ｉの動く方
向と信号Ｑの誤差情報Ｅとの相関に基づいて、１次傾斜
補償部１１Ｂ用の制御信号が生成されて出力される。

【０３７４】これにより、１次傾斜補償部１１Ｂでは、
この１次傾斜制御部１４′からの制御信号に応じて各ト
ランスバーサル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂ（図６１参
照）の各タップ係数が制御されて、各ディジタル復調信
号Ｉ，Ｑに対して時間領域での振幅等化が施され、ＩＦ
信号の２次傾斜歪みに続いて１次傾斜歪みが補償され
る。

【０３７５】なお、この場合も、１次傾斜制御部１４′
では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの信号Ｑの動く
方向を判定し、ディジタル復調信号Ｉとこの信号Ｉをさ
らにトランスバーサル等化器１５で処理した後の等化後
信号Ｉ_TRE との差を演算することにより信号Ｑに対する
直交干渉成分である信号Ｉの誤差情報Ｅを検出し、これ
らの相関に基づいて、ＩＦ信号の１次傾斜歪みを検出す
ることもできる。

【０３７６】このように、本発明の第１８実施例として
の自動振幅等化器によれば、受信部１０を通じて得られ
たＩＦ信号（入力信号）の２次傾斜歪みが各２次傾斜制
御部１９Ａ，１９Ｂによって検出され、これに基づいて
各２次傾斜補償部１８によってこの２次傾斜歪みが復調
器１３′の後段で補償されるとともに、ＩＦ信号の１次
傾斜歪みが１次傾斜制御部１４′によって検出され、こ
れ基づいて１次傾斜補償部１１Ｂによってこの１次傾斜
歪みが復調器１３′の後段で補償されるので、この場合
も、確実に、ＩＦ信号の１次傾斜歪み，２次傾斜歪みの
両方を補償でき、これにより本等化器の等化能力が大幅
に向上する。

【０３７７】また、本実施例でも、１次傾斜補償部１１
Ｂに、時間領域において振幅等化を施すトランスバーサ
ル等化器１１１Ｂ〜１１４Ｂを用いているので、例え
ば、１次傾斜歪みが遅延時間差の長い干渉波によって生
じたものである場合などには、極めて有効に、ＩＦ信号
の１次傾斜歪みを時間領域において補償することができ
る。

【０３７８】なお、本実施例では、各２次傾斜補償部１
８Ａ，１８Ｂの後段に１次傾斜補償部１１Ｂが配置され
ているが、この配置関係は逆にしても同様である。ま
た、本実施例でも、各２次傾斜補償部１８Ａ，１８Ｂ
は、それぞれ図５４に示すようなトランスバーサル等化
器１１２Ａ，１１３Ａを用いてＩＦ信号の２次傾斜歪み
を時間領域において補償するように構成してもよい。

【０３７９】また、１次傾斜制御部１４′には、図５５
により前述した制御部１４ａ′を用いてもよく、各２次
傾斜制御部１９Ａ，１９Ｂには、図５６により前述した
２次傾斜制御部１９′を用いてもよい。 （ｓ）その他 なお、上述の第１５実施例〜第１８実施例に示した自動
振幅等化器は、ＩＦ信号の１次傾斜歪み，２次傾斜歪み
の両方を補償すべく１次傾斜補償部１１（１１Ａ，１１
Ｂ），１次傾斜制御部１４′（１４ａ′）と２次傾斜補
償部１８（１８Ａ，１８Ｂ），２次傾斜制御部１９（１
９′，１９Ａ，１９Ｂ）とを組み合わせて構成している
が、図６３，図６４に示すように、２次傾斜補償部１８
（１８Ａ，１８Ｂ）及び２次傾斜制御部１９（１９Ａ，
１９Ｂ）を単独に用いて、ＩＦ信号の２次傾斜歪みのみ
を補償するように構成することも可能である。

【０３８０】そして、図６３に示す自動振幅等化器で
は、図４７により前述したものと同様の２次傾斜補償部
１８が復調器１３′の前段に設けられている。これによ
り、この場合も、第１５実施例にて前述したごとく、２
次傾斜制御部１９によって受信部１０を通じて得られる
ＩＦ信号（入力信号）についてのディジタル復調信号Ｉ
（Ｑでもよい）からＩＦ信号の２次傾斜歪みが検出さ
れ、その検出結果に基づいて２次傾斜補償部１８用の制
御信号が出力される。

【０３８１】そして、２次傾斜補償部１８では、この２
次傾斜制御部１９からの制御信号に応じて、共振回路１
８６（図４７参照）の尖鋭度「Ｑ」が制御されて、ＩＦ
信号の２次傾斜歪みが復調器１３′の前段で周波数領域
において確実に補償される。なお、この場合も、２次傾
斜補償部１８は、図５４に示すような時間領域において
２次傾斜歪みの振幅等化を施すトランスバーサル等化器
１１２Ａ，１１３Ａを用いて構成してもよく、また、２
次傾斜制御部１９には、図５６により前述した２次傾斜
制御部１９′を用いてもよい。

【０３８２】一方、図６４に示す自動振幅等化器では、
各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑに対応して図５８により前
述したものとそれぞれ同様の２次傾斜補償部１８Ａ，１
８Ｂが復調器１３′の後段に設けられ、且つ、これらの
各２次傾斜補償部１８Ａ，１８Ｂに対応して２次傾斜制
御部１９Ａ，１９Ｂが設けられている。これにより、こ
の場合も、第１６実施例にて前述したごとく、各２次傾
斜制御部１９Ａ，１９Ｂによって、受信部１０を通じて
得られるＩＦ信号（入力信号）についてのディジタル復
調信号Ｉ，ＱのそれぞれからＩＦ信号の２次傾斜歪みが
検出され、それぞれの検出結果に基づいて各２次傾斜補
償部１８Ａ，１８Ｂ用の制御信号が出力される。

【０３８３】そして、各２次傾斜補償部１８Ａ，１８Ｂ
では、対応する２次傾斜制御部１９Ａ，１９Ｂからの制
御信号に応じて、図５９に示すような１次傾斜振幅特性
が制御されて、復調器１３′からの各復調ベースバンド
信号Ｉ，Ｑに対して振幅等化が施されることにより、Ｉ
Ｆ信号の２次傾斜歪みが復調器１３′の後段で周波数領
域において確実に補償される。

【０３８４】なお、この場合も、２次傾斜補償部１８
は、図５４に示すような時間領域において２次傾斜歪み
の振幅等化を施すトランスバーサル等化器１１２Ａ，１
１３Ａを用いて構成してもよく、また、各２次傾斜制御
部１９Ａ，１９Ｂには、図５６により前述した２次傾斜
制御部１９′を用いてもよい。

【０３８５】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明の自動振幅
等化器によれば、制御部によって入力信号についてのデ
ィジタル復調信号うちの一方の信号の値の変化の方向を
判定するとともに、この一方の信号に対し直交するディ
ジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出
し、この誤差情報と一方の信号の値の変化の方向との相
関に基づき１次傾斜形振幅等化部用の制御信号を出力
し、１次傾斜形振幅等化部によって入力信号の振幅特性
を所要の１次傾斜振幅特性に応じて補償するので、制御
部をディジタル化して１次傾斜形振幅等化部用の制御信
号をディジタル復調信号から得ることができ、これによ
り自動振幅等化器の回路規模やコストを大幅に削減でき
るとともに、その補償精度も大幅に向上させることがで
きるという利点がある（請求項１）。

【０３８６】また、本発明の自動振幅等化器によれば、
上述の１次傾斜形振幅等化部を、周波数領域において傾
斜振幅特性を有し、該入力信号の振幅特性を該傾斜振幅
特性に応じて補償するように構成してもよく、時間領域
における等化器により、入力信号の振幅特性を１次傾斜
振幅特性に応じて補償するように構成してもよいので、
請求項１記載の自動振幅等化器の適用範囲を大いに広げ
ることができる利点がある（請求項２，３）。

【０３８７】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、上述の制御部が、ディジタル復調信号うちの一方の
信号の値の変化の方向を判定する信号方向判定部と、こ
の一方の信号に対し直交するディジタル復調信号のうち
の他方の信号から誤差情報を検出する誤差情報検出部
と、この誤差情報検出部で得られた誤差情報と信号方向
判定部で得られた一方の信号の値の変化の方向との相関
に基づき傾斜形振幅等化部用の制御信号を出力する相関
演算部とをそなえて構成されているので、この制御部を
ディジタル回路で極めて容易に実現でき、これにより自
動振幅等化器の回路規模やコストを大幅に削減できると
ともに、その補償精度も大幅に向上させることができる
利点がある（請求項４）。

【０３８８】また、本発明の自動振幅等化器によれば、
上述の信号方向判定部を、データクロック周期で、もし
くはデータクロック周期でディジタル復調信号のうちの
一方の信号をサンプリングして、この一方の信号の値の
変化の方向を判定すべく構成してもよいので、この信号
方向判定部をディジタル回路で極めて容易に構成でき、
これにより自動振幅等化器の回路規模やコストを大幅に
削減できるとともに、その性能も大幅に向上させること
ができる利点がある（請求項５）。

【０３８９】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、上述の信号方向判定部を、データクロックの１／Ｎ
周期（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号のうち
の一方の信号をサンプリングして、この一方の信号の値
の変化の方向を判定すべく構成してもよいので、どのよ
うな復調方式で復調されたディジタル復調信号でも、こ
の信号の値の変化の方向を判定でき、これにより自動振
幅等化器の汎用性が向上するという利点がある（請求項
６）。

【０３９０】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、上述の誤差情報検出部を、上述の他方の信号の誤差
ビットから誤差情報を検出するように構成してもよいの
で、自動振幅等化器の回路規模やコストを大幅に削減で
きる利点がある（請求項７）。また、本発明の自動振幅
等化器によれば、上述の誤差情報検出部を、入力信号に
ついてのディジタル復調信号のうちの他方の信号と、こ
の他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した
等化後信号との差を演算する差演算部として構成しても
よいので、ディジタル復調信号のうちの他方の信号から
得られる誤差情報がより正確になり、これにより自動振
幅等化器の精度や性能を大幅に向上させることができる
利点がある（請求項８）。

【０３９１】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、１次傾斜形振幅等化部を復調器の前段，後段のいず
れに設けてもよいので、例えば、回路設計上の柔軟性な
どに大いに寄与する（請求項９，１０）。さらに、本発
明の自動振幅等化器によれば、入力信号の振幅特性を所
要の１次傾斜振幅特性に応じて補償する１次傾斜形振幅
等化部と、入力信号についてのディジタル復調信号うち
の一方の信号の値の変化の方向を判定し、この一方の信
号に対し直交するディジタル復調信号うちの他方の信号
から誤差情報を検出し、この誤差情報と一方の信号の値
の変化の方向との相関に基づいて第１相関信号を得ると
ともに、他方の信号の値の変化の方向を判定し、この他
方の信号に対し直交するディジタル復調信号うちの一方
の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と他方の信
号の値の変化の方向との相関に基づいて第２相関信号を
得、更に上記の第１相関信号及び第２相関信号から傾斜
形振幅等化部用の制御信号を生成して出力する制御部と
をそなえて構成されているので、請求項１記載の自動振
幅等化器と同様の利点があるほか、１次傾斜形振幅等化
部用の制御信号の検出感度や精度を大幅に向上させるこ
とができ、これにより自動振幅等化器の精度をさらに大
幅に向上させることができる利点がある（請求項１
１）。

【０３９２】また、本発明の自動振幅等化器によれば、
上述の１次傾斜形振幅等化部を、周波数領域において所
要の１次傾斜振幅特性を有し、入力信号の振幅特性を１
次傾斜振幅特性に応じて補償するように構成してもよ
く、時間領域における等化器により、入力信号の振幅特
性を１次傾斜振幅特性に応じて補償するように構成して
もよいので、請求項１記載の自動振幅等化器の適用範囲
を大いに広げることができる利点がある（請求項１２，
１３）。

【０３９３】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、上述の制御部を、ディジタル復調信号うちの一方の
信号の値の変化の方向を判定する第１信号方向判定部
と、この一方の信号に対し直交するディジタル復調信号
うちの他方の信号から誤差情報を検出する第１誤差情報
検出部と、この第１誤差情報検出部で得られた誤差情報
と第１信号方向判定部で得られた一方の信号の値の変化
の方向との相関に基づき第１相関信号を出力する第１相
関演算部とをそなえるとともに、他方の信号の値の変化
の方向を判定する第２信号方向判定部と、一方の信号か
ら誤差情報を検出する第２誤差情報検出部と、この第２
誤差情報検出部で得られた誤差情報と第２信号方向判定
部で得られた他方の信号の値の変化の方向との相関に基
づき第２相関信号を出力する第２相関演算部と、第１相
関演算部からの第１相関信号及び第２相関演算部からの
第２相関信号から１次傾斜形振幅等化部用の制御信号を
生成する制御信号生成部とをそなえて構成してもよいの
で、請求項７記載の自動振幅等化器をディジタル回路で
極めて容易に実現でき、これにより自動振幅等化器の回
路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その補償
精度も大幅に向上させることができる利点がある（請求
項１４）。

【０３９４】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、上述の第１信号方向判定部を、データクロック周期
で一方の信号をサンプリングして、この一方の信号の値
の変化の方向を判定すべく構成されるとともに、上述の
第２信号方向判定部を、データクロック周期で他方の信
号をサンプリングして、この他方の信号の値の変化の方
向を判定すべく構成してもよいので、この信号方向判定
部をディジタル回路で極めて容易に構成でき、これによ
り自動振幅等化器の回路規模やコストを大幅に削減でき
るとともに、その性能も大幅に向上させることができる
利点がある（請求項１５）。

【０３９５】また、本発明の自動振幅等化器によれば、
上述の第１信号方向判定部を、データクロックの１／Ｎ
周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号をサンプリング
して、この一方の信号の値の変化の方向を判定すべく構
成するとともに、上述の第２信号方向判定部を、データ
クロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信
号をサンプリングして、この他方の信号の値の変化の方
向を判定すべく構成してもよいので、どのような復調方
式で復調されたディジタル復調信号でも、ディジタル復
調信号のうちの一方の信号，他方の信号の値の変化の方
向を判定でき、これにより自動振幅等化器の汎用性が向
上するという利点がある（請求項１６）。

【０３９６】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、上述の第１誤差情報検出部を、一方の信号の誤差ビ
ットから誤差情報を検出するように構成するとともに、
上述の第２誤差情報検出部を、他方の信号の誤差ビット
から誤差情報を検出するように構成してもよいので、請
求項７記載の自動振幅等化器の回路規模やコストを大幅
に削減できる利点がある（請求項１７）。

【０３９７】また、本発明の自動振幅等化器によれば、
上述の第１誤差情報検出部を、入力信号についてのディ
ジタル復調信号のうちの他方の信号と、この他方の信号
を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号と
の差を演算する第１差演算部として構成するとともに、
上述の第２誤差情報検出部を、一方の信号と、この一方
の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後
信号との差を演算する第２差演算部として構成してもよ
いので、ディジタル復調信号のうちの一方及び他方の信
号から得られる誤差情報がより正確になり、これにより
自動振幅等化器の精度や性能を大幅に向上させることが
できる利点がある（請求項１８）。

【０３９８】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、１次傾斜形振幅等化部を復調器の前段，後段のいず
れに設けてもよいので、例えば、回路設計上の柔軟性な
どに大いに寄与する（請求項１９，２０）。また、本発
明の自動振幅等化器によれば、制御部で生成される混合
比制御信号に応じて、１次傾斜形振幅等化部の正傾斜振
幅等化部，零傾斜振幅等化部及び負傾斜振幅等化部の各
出力（それぞれ周波数領域において正傾斜，零傾斜及び
負傾斜振幅等化特性を有する信号）を可変の混合比で混
合して入力信号の振幅特性を補償することができるの
で、極めて簡素な構成で、より精度高く入力信号の振幅
特性を補償でき、これにより、本等化器による入力信号
に対する補償能力が大幅に向上するという利点がある
（請求項２１）。

【０３９９】このとき、具体的には、制御部からの混合
比制御信号に応じて、１次傾斜形振幅等化部に設けられ
た各可変減衰器の減衰度が個別に制御されることによ
り、正傾斜振幅等化部，零傾斜振幅等化部及び負傾斜振
幅等化部の各出力がそれぞれ可変の混合比で混合される
ので、確実に、上記の混合比を制御して入力信号の振幅
特性を補償することができる（請求項２２）。

【０４００】なお、零傾斜振幅等化部は、正傾斜振幅等
化部及び負傾斜振幅等化部と同一の遅延特性を有する遅
延線で構成されることにより、正傾斜振幅等化部，零傾
斜振幅等化部及び負傾斜振幅等化部の各出力の位相がず
れることなく混合されるので、正確に所望の混合比で上
記の各出力を混合して入力信号の振幅特性を補償するこ
とができるようになる（請求項２３）。

【０４０１】ところで、この場合、制御部では、１次傾
斜検出部によって、入力信号についてのディジタル復調
信号に基づいて入力信号の１次傾斜振幅特性が検出さ
れ、混合比生成部によって、この１次傾斜検出部での検
出結果に応じて１次傾斜形振幅等化部のための混合比制
御信号が生成されるので、１次傾斜検出部，混合比生成
部をディジタル化した極めて簡素な構成で、高精度な１
次傾斜形振幅等化部のための混合比制御信号を生成する
ことができる（請求項２４）。

【０４０２】具体的に、１次傾斜検出部では、入力信号
についてのディジタル復調信号のうちの一方の信号の値
の変化の方向が信号方向判定部で判定され、この一方の
信号に対し直交するディジタル復調信号のうちの他方の
信号から誤差情報が誤差情報検出部で検出され、これら
の誤差情報検出部で得られた誤差情報と信号判定部で得
られた一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき入
力信号についての１次傾斜振幅特性が相関演算部で演算
にて検出されるので、確実に、入力信号の１次傾斜振幅
特性を検出することができる（請求項２５）。

【０４０３】一方、混合比生成部では、この１次傾斜検
出部で検出された１次傾斜振幅特性が積分器で積分さ
れ、その積分結果が零傾斜振幅特性を示す場合は、零傾
斜振幅等化部の出力の混合比を最大にし、且つ正傾斜振
幅等化部及び負傾斜振幅等化部の各出力の混合比を最小
にするとともに、積分結果が負傾斜振幅特性を示す場合
は、この負傾斜振幅特性を相殺すべく正傾斜振幅等化部
の出力の混合比を増加させる一方、積分結果が正傾斜振
幅特性を示す場合は、この正傾斜振幅特性を相殺すべく
負傾斜振幅等化部の出力の混合比を増加させるような信
号が混合比制御信号として生成されるので、極めて容易
に、１次傾斜形振幅等化部での混合比を制御できるよう
になる（請求項２６）。

【０４０４】なお、この混合比生成部は、積分器での１
次傾斜振幅特性についての積分結果を、変換メモリによ
って混合比制御信号に変換することもできるので、より
簡素な構成で、上記の混合比制御信号を得ることがで
き、これにより、混合比制御部の回路規模を大幅に削減
することができる（請求項２７）。また、入力信号につ
いてのディジタル復調信号から信号レベルの誤差情報を
検出する信号レベル誤差検出部の出力を混合比生成部へ
入力することにより、信号レベル誤差検出部で検出され
た信号レベルの誤差情報に応じて混合比制御信号の出力
レベルを可変にして１次傾斜形振幅等化部の出力レベル
を調整することができるので、１次傾斜形振幅等化部の
出力レベルを一定に保つための回路を個別に設けること
なく、極めて簡素な構成で、１次傾斜形振幅等化部の出
力レベルを一定に保つことができる（請求項２８）。

【０４０５】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、入力信号の振幅特性を周波数領域で補償する際、制
御部で入力信号についてのディジタル復調信号に基づい
て生成された混合比制御信号に応じて、１次傾斜形振幅
等化部の正傾斜振幅等化部及び負傾斜振幅等化部の各出
力（それぞれ周波数領域において正傾斜及び負傾斜振幅
等化特性を有する信号）が可変の混合比で混合され、凸
傾斜振幅等化部の出力（周波数領域において凸傾斜振幅
等化特性を有する信号）が一定の混合比で混合されるの
で、正傾斜振幅等化部及び負傾斜振幅等化部では補償し
きれない入力信号の振幅特性をも、極めて有効に補償す
ることができる（請求項２９）。

【０４０６】このとき、具体的に、１次傾斜形振幅等化
部では、正傾斜振幅等化部及び負傾斜振幅等化部に対応
して設けられた各可変減衰器の減衰度が、制御部で生成
された混合比制御信号に応じて個別に制御されることに
より、正傾斜振幅等化部及び負傾斜振幅等化部の各出力
がそれぞれ可変の混合比で混合されるとともに、凸傾斜
振幅等化部の出力が一定の混合比で混合されるので、極
めて容易に、所望の混合比で上記の各出力を混合して、
確実に、入力信号の振幅特性を補償することができる
（請求項３０）。

【０４０７】なお、凸傾斜振幅等化部は、入力信号のも
つ所要の周波数帯域の中心に中心周波数を有する共振回
路として構成することにより、容易に、所望の凸傾斜振
幅等化特性を得ることができる（請求項３１）。一方、
このとき、制御部では、入力信号についてのディジタル
復調信号に基づいて１次傾斜振幅特性が１次傾斜検出部
によって検出され、この１次傾斜検出部での検出結果に
応じて１次傾斜形振幅等化部のための混合比制御信号が
混合比生成部によって生成されるので、極めて簡素な構
成で、入力信号の１次傾斜振幅特性を検出して、これを
で補償するための１次傾斜形振幅等化部用の制御信号を
得ることができる（請求項３２）。

【０４０８】具体的に、この場合、１次傾斜検出部で
は、入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一
方の信号の値の変化の方向が信号方向判定部で判定さ
れ、この一方の信号に対し直交する他方の信号から誤差
情報が誤差情報検出部で検出され、この誤差情報と一方
の信号の値の変化の方向との相関に基づき、入力信号に
ついての１次傾斜振幅特性が相関演算部で演算にて検出
されるので、確実に、入力信号の１次傾斜振幅特性を検
出することができる（請求項３３）。

【０４０９】また、混合比生成部では、この１次傾斜検
出部で検出された１次傾斜振幅特性が積分器によって積
分され、その積分結果が零傾斜振幅特性を示す場合は、
正傾斜振幅等化部及び負傾斜振幅等化部の各出力の混合
比を最小にするとともに、積分結果が負傾斜振幅特性を
示す場合は、この負傾斜振幅特性を相殺すべく正傾斜振
幅等化部の出力の混合比を増加させる一方、積分結果が
正傾斜振幅特性を示す場合は、この正傾斜振幅特性を相
殺すべく負傾斜振幅等化部の出力の混合比を増加させる
ような信号が混合比制御信号として生成されるので、極
めて容易に、１次傾斜形振幅等化部での混合比を制御で
きるようになる（請求項３４）。

【０４１０】なお、この場合も、この混合比生成部は、
積分器での１次傾斜振幅特性についての積分結果を、変
換メモリによって混合比制御信号に変換することもでき
るので、より簡素な構成で、上記の混合比制御信号を得
ることができ、これにより、混合比制御部の回路規模を
大幅に削減することができる（請求項３５）。また、こ
の場合も、入力信号についてのディジタル復調信号から
信号レベルの誤差情報を検出する信号レベル誤差検出部
の出力を混合比生成部へ入力することにより、信号レベ
ル誤差検出部で検出された信号レベルの誤差情報に応じ
て混合比制御信号の出力レベルを可変にして１次傾斜形
振幅等化部の出力レベルを調整することができるので、
１次傾斜形振幅等化部の出力レベルを一定に保つための
回路を個別に設けることなく、極めて簡素な構成で、１
次傾斜形振幅等化部の出力レベルを一定に保つことがで
きる（請求項３６）。

【０４１１】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、入力信号の２次傾斜振幅特性を補償する際、入力信
号についてのディジタル復調信号から入力信号の２次傾
斜振幅特性が制御部で検出され、その検出結果に基づき
２次傾斜形振幅等化部用の制御信号が２次傾斜形振幅等
化部へ出力されて、入力信号の２次傾斜振幅特性が２次
傾斜形振幅等化部で所要の１次傾斜振幅特性または２次
傾斜振幅特性に応じて補償されるので、確実に、入力信
号の２次傾斜振幅特性を補償することができる（請求項
３７）。

【０４１２】ここで、２次傾斜形振幅等化部は、周波数
領域において１次傾斜振幅特性または２次傾斜振幅特性
を有するように構成すれば、入力信号の２次傾斜振幅特
性を周波数領域において、この１次傾斜振幅特性または
２次傾斜振幅特性に応じて極めて容易に補償することが
できるようになる（請求項３８）。一方、この２次傾斜
形振幅等化部は、時間領域における等化器により１次傾
斜振幅特性または２次傾斜振幅特性に応じて補償するよ
うに構成すれば、入力信号が時間的に大きな遅延を受け
ていた場合などでも、極めて確実に、その２次傾斜振幅
特性を１次傾斜振幅特性または２次傾斜振幅特性に応じ
て補償することができるようになる（請求項３９）。

【０４１３】また、より具体的に、制御部では、ディジ
タル復調信号の値とディジタル復調信号の誤差情報との
相関に基づき入力信号の２次傾斜振幅特性が２次傾斜検
出部によって検出され、信号状態監視部でディジタル復
調信号の値の変化状態が特定の状態であると判定された
場合に、２次傾斜検出部で検出された２次傾斜振幅特性
に基づき２次傾斜形振幅等化部用の制御信号が出力され
るので、極めて簡素な構成で、確実に、入力信号の２次
傾斜振幅特性を検出してこれを補償することができる
（請求項４０）。

【０４１４】なお、２次傾斜検出部では、ディジタル復
調信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後
信号の値と、この等化後信号の誤差情報との相関に基づ
いて、２次傾斜振幅特性を検出すれば、より高精度に、
入力信号の２次傾斜振幅特性を検出することができるよ
うになる（請求項４１）。さらに、このとき、２次傾斜
検出部では、ディジタル復調信号とディジタル復調信号
の誤差情報とについて排他的論理和演算を排他的論理和
演算素子で施せば、極めて容易に、入力信号の２次傾斜
振幅特性を検出することができる（請求項４２）。

【０４１５】一方、信号状態監視部では、ディジタル復
調信号に対して所要の遅延が遅延部によって施され、こ
の遅延部からのディジタル復調信号の値が特定の変化状
態であるかどうかが特定信号状態判定部によって判定さ
れるので、確実に、ディジタル復調信号の値が特定の変
化状態であるかどうかの判定を行うことができる（請求
項４３）。

【０４１６】具体的には、上述の遅延部を、複数の遅延
素子をそなえて構成すれば、ディジタル復調信号がこれ
らの各遅延素子でそれぞれ所要の遅延が施され、これに
より得られた各ディジタル復調信号の値が所定の値を交
互に繰り返す状態であるかどうかが特定信号状態判定部
によって判定されるので、極めて容易に、上述の信号状
態判定部を実現することができる（請求項４４）。

【０４１７】なお、この遅延部を、複数の遅延素子と、
これらの各遅延素子からの各ディジタル復調信号の値が
交互に繰り返す状態である場合に各遅延素子からの各デ
ィジタル復調信号の値について反転，非反転処理を施す
ことにより一定値に変換して出力する反転・非反転部と
を設けて構成すれば、この反転・非反転部からの出力を
受けて各ディジタル復調信号の値が所定の値を一定に保
った状態であるかどうかが特定信号状態判定部によって
判定されるので、特定信号状態判定部をより簡素な構成
にできるとともに、内部での判定処理も極めて容易に行
うことができるようになる（請求項４５）。

【０４１８】ところで、２次傾斜形振幅等化部が復調器
の前段に設けられた場合は、この復調器の前段で入力信
号の振幅特性を所要の２次傾斜振幅特性に応じて確実に
補償することができ（請求項４６）、逆に、この２次傾
斜形振幅等化部が復調器の後段に設けられた場合は、こ
の復調器３の後段で、同様に、入力信号の振幅特性を確
実に補償することができる（請求項４７）。

【０４１９】また、２次傾斜形振幅等化部が復調器の後
段に復調器で得られるディジタル復調信号の数に対応し
て複数設けられ、これらの各２次傾斜形振幅等化部に対
応して制御部が設けられる場合は、各制御部からの制御
信号に応じて各２次傾斜形振幅等化部がそれぞれ独立に
制御されて、各ディジタル復調信号のそれぞれに対して
補償処理が施されるので、より精度高く、入力信号の振
幅特性を２次傾斜振幅特性に応じて補償することができ
る（請求項４８）。

【０４２０】さらに、本発明の自動振幅等化器によれ
ば、入力信号の振幅特性を補償する際、第１制御部によ
って、入力信号についてのディジタル復調信号から入力
信号の１次傾斜振幅特性を検出し、第２制御部によっ
て、同じく入力信号についてのディジタル復調信号から
入力信号の２次傾斜振幅特性を検出し、それぞれの１次
傾斜振幅特性及び２次傾斜振幅特性の検出結果に基づ
き、入力信号の１次傾斜振幅特性，２次傾斜振幅特性の
両方を、１次傾斜形振幅等化部及び２次傾斜形振幅等化
部によって補償することができるので、本自動振幅等化
器の補償能力を大幅に向上させることができる（請求項
４９）。

【０４２１】また、この場合も、１次傾斜形振幅等化部
は、周波数領域において１次傾斜振幅特性を有するよう
に構成すれば、入力信号の１次傾斜振幅特性を、周波数
領域においてこの１次傾斜振幅特性に応じて極めて容易
に補償することができるようになり（請求項５０）、時
間領域における等化器により入力信号の１次傾斜振幅特
性を補償するように構成すれば、入力信号が時間的に大
きな遅延を受けていた場合などでも、極めて確実に、そ
の振幅特性を１次傾斜振幅特性に応じて補償することが
できるようになる（請求項５１）。

【０４２２】一方、２次傾斜形振幅等化部は、周波数領
域において１次傾斜振幅特性または２次傾斜振幅特性を
有するように構成すれば、入力信号の２次傾斜振幅特性
を、この１次傾斜振幅特性または２次傾斜振幅特性に応
じて極めて容易に補償することができるようになり（請
求項５２）、時間領域における等化器により１次傾斜振
幅特性または２次傾斜振幅特性に応じて振幅を補償する
ように構成すれば、入力信号が時間的に大きな遅延を受
けていた場合などでも、極めて確実に、その２次傾斜振
幅特性を１次傾斜振幅特性または２次傾斜振幅特性に応
じて補償することができるようになる（請求項５３）。

【０４２３】また、このとき、第１制御部では、ディジ
タル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を信
号方向判定部で判定し、この一方の信号に対し直交する
ディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を
誤差情報検出部で検出し、さらに、この誤差情報と一方
の信号の値の変化の方向との相関に基づき１次傾斜形振
幅等化部用の制御信号を相関演算部から出力することが
できるので、極めて簡素な構成で、この第１制御部を実
現でき、これにより本自動振幅等化器の回路規模やコス
トを大幅に削減できるとともに、その補償精度も大幅に
向上させることができる（請求項５４）。

【０４２４】なお、この第１制御部は、ディジタル復調
信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を判定する第
１信号方向判定部と、この一方の信号に対し直交するデ
ィジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検
出する第１誤差情報検出部と、この第１誤差情報検出部
で得られた誤差情報と第１信号方向判定部で得られた一
方の信号の値の変化の方向との相関に基づき第１相関信
号を出力する第１相関演算部とをそなえるとともに、他
方の信号の値の変化の方向を判定する第２信号方向判定
部と、一方の信号から誤差情報を検出する第２誤差情報
検出部と、この第２誤差情報検出部で得られた誤差情報
と第２信号方向判定部で得られた他方の信号の値の変化
の方向との相関に基づき第２相関信号を出力する第２相
関演算部と、第１相関演算部からの第１相関信号及び第
２相関演算部からの第２相関信号から１次傾斜形振幅等
化部用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえ
て構成してもよく、この場合は、ディジタル復調信号の
うちの一方の信号，他方の信号の両方に基づいて入力信
号の１次傾斜振幅特性を検出することができるので、１
次傾斜形振幅等化部用の制御信号の検出感度や精度を大
幅に向上させることができ、これにより本自動振幅等化
器の精度をさらに大幅に向上させることができる（請求
項５５）。

【０４２５】一方、第２制御部では、ディジタル復調信
号の値と、このディジタル復調信号の誤差情報との相関
に基づき入力信号の２次傾斜振幅特性が２次傾斜検出部
によって検出され、信号状態監視部でディジタル復調信
号の値の変化状態が特定の状態であると判定されると、
２次傾斜検出部で検出された２次傾斜振幅特性に基づき
２次傾斜形振幅等化部用の制御信号が出力されるので、
極めて簡素な構成で、確実に、入力信号の２次傾斜振幅
特性を検出してこれを補償することができる（請求項５
６）。

【０４２６】ところで、このとき、本発明の自動振幅等
化器によれば、１次傾斜形振幅等化部及び２次傾斜形振
幅等化部を復調器の前段にそれぞれ設けるという簡素な
構成で、入力信号の振幅特性（１次傾斜振幅特性，２次
傾斜振幅特性の両方）を、復調器の前段でそれぞれ所要
の１次，２次傾斜振幅特性に応じて確実に補償すること
ができる（請求項５７）。

【０４２７】また、これらの１次傾斜形振幅等化部及び
２次傾斜形振幅等化部を復調器の後段に設ければ、復調
器の後段で、同様に入力信号の振幅特性を確実に補償す
ることができる（請求項５８）。また、１次傾斜形振幅
等化部を復調器の前段に設け、且つ、２次傾斜形振幅等
化部を復調器の後段に設ければ、入力信号の振幅特性
を、まず復調器の前段で所要の１次傾斜振幅特性に応じ
て補償し、復調器の後段でさらに所要の２次傾斜振幅特
性に応じて確実に補償することができる（請求項５
９）。

【０４２８】さらに、これとは逆に、２次傾斜形振幅等
化部を復調器の前段に設け、且つ、１次傾斜形振幅等化
部を復調器の後段に設けても、入力信号の振幅特性を、
まず復調器の前段で所要の２次傾斜振幅特性に応じて補
償し、復調器の後段でさらに所要の１次傾斜振幅特性に
応じて確実に補償することができる（請求項６０）。ま
た、この場合も、２次傾斜形振幅等化部を、復調器で得
られるディジタル復調信号の数に対応して復調器の後段
に複数設け、これらの各２次傾斜形振幅等化部に対応し
て第２制御部を設ければ、対応する第２制御部によって
各２次傾斜形振幅等化部が制御されて各ディジタル復調
信号それぞれに対して補償処理が施されるので、より高
精度に入力信号の振幅特性を所要の２次傾斜振幅特性に
応じて補償することができる（請求項６１）。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の発明の原理ブロック図である。

【図２】第２の発明の原理ブロック図である。

【図３】第３の発明の原理ブロック図である。

【図４】第４の発明の原理ブロック図である。

【図５】第５の本発明の原理ブロック図である。

【図６】第６の発明の原理ブロック図である。

【図７】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器の
構成を示すブロック図である。

【図８】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器の
動作原理を説明するための図である。

【図９】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器の
動作原理を説明するための図である。

【図１０】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１実施
例としての自動振幅等化器の動作原理を説明するための
図である。

【図１１】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器
の動作原理を説明するための図である。

【図１２】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器
の動作原理を説明するための図である。

【図１３】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器
における復調器の構成を示すブロック図である。

【図１４】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器
における制御部の構成を示すブロック図である。

【図１５】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器
における上昇／下降識別部の構成を示すブロック図であ
る。

【図１６】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器
における上昇／下降識別部の真理値テーブルを示す図で
ある。

【図１７】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器
における回転方向識別部の構成を示すブロック図であ
る。

【図１８】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器
における１次傾斜補償部の構成を示すブロック図であ
る。

【図１９】本発明の第１実施例としての自動振幅等化器
における制御部を実用の回路で構成した場合の一例を示
す図である。

【図２０】本発明の第２実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図である。

【図２１】本発明の第３実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図である。

【図２２】本発明の第４実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図である。

【図２３】本発明の第５実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図である。

【図２４】本発明の第５実施例としての自動振幅等化器
における１次傾斜補償部の内部構成を示すブロック図で
ある。

【図２５】本発明の第５実施例としての自動振幅等化器
におけるトランスバーサル等化器の内部構成を示すブロ
ック図である。

【図２６】本発明の第６実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図である。

【図２７】本発明の第７実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図である。

【図２８】本発明の第８実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図である。

【図２９】本発明の第９実施例としての自動振幅等化器
の構成を示すブロック図である。

【図３０】本発明の第９実施例としての自動振幅等化器
における１次傾斜補償部の内部構成を示すブロック図で
ある。

【図３１】本発明の第１０実施例としての自動振幅等化
器の構成を示すブロック図である。

【図３２】本発明の第１１実施例としての自動振幅等化
器の構成を示すブロック図である。

【図３３】本発明の第１２実施例としての自動振幅等化
器の構成を示すブロック図である。

【図３４】本発明の第１３実施例としての自動振幅等化
器の構成を示すブロック図である。

【図３５】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１３実
施例としての自動振幅等化器の動作を説明するための図
である。

【図３６】本発明の第１３実施例の変形例としての自動
振幅等化器の構成を示すブロック図である。

【図３７】本発明の第１３実施例の変形例としての自動
振幅等化器における復調部及びスペクトラム歪検出部の
構成を示すブロック図である。

【図３８】本発明の第１３実施例の変形例としての自動
振幅等化器における混合比生成部の構成を示すブロック
図である。

【図３９】本発明の第１３実施例の変形例としての自動
振幅等化器における混合比生成部の他の構成を示すブロ
ック図である。

【図４０】本発明の第１４実施例としての自動振幅等化
器の構成を示すブロック図である。

【図４１】本発明の第１４実施例としての自動振幅等化
器における混合比生成部の構成を示すブロック図であ
る。

【図４２】本発明の第１４実施例としての自動振幅等化
器における混合比生成部の他の構成を示すブロック図で
ある。

【図４３】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１４実
施例としての自動振幅等化器の動作を説明するための図
である。

【図４４】本発明の第１５実施例としての自動振幅等化
器の構成を示すブロック図である。

【図４５】本発明の第１５実施例としての自動振幅等化
器における１次傾斜補償部の構成を示すブロック図であ
る。

【図４６】本発明の第１５実施例としての自動振幅等化
器における１次傾斜制御部の構成を示すブロック図であ
る。

【図４７】本発明の第１５実施例としての自動振幅等化
器における２次傾斜補償部の構成を示すブロック図であ
る。

【図４８】本発明の第１５実施例としての自動振幅等化
器における２次傾斜補償部が有する共振特性の一例を示
す図である。

【図４９】本発明の第１５実施例としての自動振幅等化
器における２次傾斜制御部の構成を示すブロック図であ
る。

【図５０】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１５実
施例としての自動振幅等化器の動作を説明するための図
である。

【図５１】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１５実
施例としての自動振幅等化器の動作を説明するための図
である。

【図５２】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１５実
施例としての自動振幅等化器の動作を説明するための図
である。

【図５３】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１５実
施例としての自動振幅等化器の等化能力を説明するため
の等化特性の一例を示す図である。

【図５４】本発明の１５実施例としての自動振幅等化器
における１次傾斜補償部の他の構成を示すブロック図で
ある。

【図５５】本発明の１５実施例としての自動振幅等化器
における１次傾斜制御部の他の構成を示すブロック図で
ある。

【図５６】本発明の１５実施例としての自動振幅等化器
における２次傾斜制御部の他の構成を示すブロック図で
ある。

【図５７】本発明の第１６実施例としての自動振幅等化
器の構成を示すブロック図である。

【図５８】本発明の第１６実施例としての自動振幅等化
器における２次傾斜補償部の構成を示すブロック図であ
る。

【図５９】本発明の第１６実施例としての自動振幅等化
器における２次傾斜補償部が有する振幅特性の一例を示
す図である。

【図６０】本発明の第１７実施例としての自動振幅等化
器の構成を示すブロック図である。

【図６１】本発明の第１７実施例としての自動振幅等化
器における１次傾斜補償部の構成を示すブロック図であ
る。

【図６２】本発明の第１８実施例としての自動振幅等化
器の構成を示すブロック図である。

【図６３】本発明のその他の実施例としての自動振幅等
化器の構成を示すブロック図である。

【図６４】本発明のその他の実施例としての自動振幅等
化器の構成を示すブロック図である。

【図６５】従来の自動振幅等化器の構成を示すブロック
図である。

【図６６】従来の自動振幅等化器の他の構成を示すブロ
ック図である。

【図６７】（ａ），（ｂ）はそれぞれ従来の自動振幅等
化器の動作を説明するための図である。

【図６８】（ａ），（ｂ）はそれぞれ従来の自動振幅等
化器の動作を説明するための図である。

【符号の説明】

１，１Ａ，１Ｂ １次傾斜形振幅等化部 １Ｃ ２次傾斜形振幅等化部 １Ａ−１，１Ｂ−１，１１２，２０２ 正傾斜振幅等化
部 １Ａ−２，２０３ 零傾斜振幅等化部 １Ａ−３，１Ｂ−３，２０４，１１４ 負傾斜振幅等化
部 １Ａ−４〜１Ａ−６，１Ｂ−４，１Ｂ−５，１１５，１
１７，２０５〜２０７可変減衰器 １Ｂ−２ 凸傾斜振幅等化部 ２，２′，２Ａ〜２Ｃ，１４，１４ａ〜１４ｃ，９０Ａ
〜９０Ｃ 制御部 ２Ｄ 第１制御部 ２Ｅ 第２制御部 ２Ａ−１，２Ｂ−１，２Ｅ−１ １次傾斜検出部 ２Ａ−２，２Ｂ−２，２Ｅ−２ 混合比生成部 ２Ｃ−１ ２次傾斜検出部 ２Ｃ−２ 信号状態監視部 ３，１３，１３′ 復調器 ４，５，１５，１６，４１Ａ，４１Ｂ，１１２Ａ，１１
３Ａ，１１１Ｂ〜１１４Ｂ トランスバーサル等化器
（ＴＲＥ） ９，１０１ アンテナ １０ 受信部 １１，１１Ａ，１１Ｂ，２０Ａ，２０Ｂ １次傾斜補償
部（１次傾斜形振幅等化部） １２ 自動利得制御部（ＡＧＣ） １４′，１４ａ′ １次傾斜制御部（第１制御部） １７Ａ，１７Ｂ Ａ／Ｄ変換器 １８，１８Ａ，１８Ｂ ２次傾斜補償部（２次傾斜形振
幅等化部） １８−１〜１８−４，１８−９，１８−１３，１８２，
１８４ 抵抗 １８−５，１８−１０，１８６Ｂ コイル（Ｌ） １８−６，１８−７，１８−１１，１８１，１８５，１
８６Ｂ コンデンサ（Ｃ） １８−８，１８−１１，１８−１２，１８３ ＰＩＮダ
イオード １９，１９′，１９Ａ，１９Ｂ ２次傾斜制御部（第２
制御部） ２１ 信号方向判定部 ２１−１ 第１信号方向判定部 ２１−２ 第２信号方向判定部 ２２ 誤差情報検出部 ２２−１ 第１誤差情報検出部 ２２−２ 第２誤差情報検出部 ２３ 相関演算部 ２３−１ 第１相関演算部 ２３−２ 第２相関演算部 ２４ 制御信号生成部 ３０ 可変利得増幅部 ３１，４０ 変調部 ３２ １次傾斜歪伝送路 ３３ 復調部 ４２Ａ，４２Ｂ，１３２，１３３ 位相検波部 ４３Ａ，４３Ｂ，１３６，１３７ 帯域通過フィルタ
（バンドパスフィルタ：ＢＰＦ） ４４Ａ，４４Ｂ，１３８，１３９，８３０ Ａ／Ｄコン
バータ（Ａ／Ｄ変換器） ４５，１３５ 局部発振器（ＬＯ） ４６，４７，１１１，１１１Ａ，１１４Ａ，１３１，１
３４ ハイブリッド（Ｈ） ５０ 識別部 ６０ 振幅検出部（信号レベル誤差検出部） ７０Ａ〜７０Ｃ スペクトラム歪検出部（１次傾斜検出
部） ８０Ａ〜８０Ｃ 混合比生成部 １００ １次傾斜補償部 １１５Ｂ，１１６Ｂ 加算部 １１８，１９１Ｃ−１，１９１Ｃ−２ 反転ゲート １４０ 遅延器 １４１，ｌ４５ 上昇／下降識別部（信号方向判定部） １４１Ａ，１４５Ａ 上昇／下降識別部（第１信号方向
判定部） １４１Ｂ，１４５Ｂ 上昇／下降識別部（第２信号方向
判定部） １４１−１，１４１−２，１４１−５，７０１，７０
２，１１２１，１１２２レジスタ（ＲＥＧ） １４１−３，１４１−４，７０３，７０４ コンパレー
タ（Ｃ） １４１−６ ＥＸ−ＮＯＲゲート（Exclusive NOR 素
子：排他的否定論理和演算素子） １４１−７，１９３ ＡＮＤゲート（論理積演算素子） １４１−８，１９４，１９５，１９８ フリップフロッ
プ回路（ＦＦ） １４２，１４２Ａ，１４２Ｂ 回転方向識別部 １４２−１，７０５ 減算器（差演算部） １４２Ａ−１ 減算器（第１差演算部） １４２Ｂ−１ 減算器（第２差演算部） １４２−２，１４７，７０６ デコーダ（ＤＥＣ）（相
関演算部） １４２Ａ−２，１４７Ａ デコーダ（ＤＥＣ）（第１相
関演算部） １４２Ｂ−２，１４７Ｂ デコーダ（ＤＥＣ）（第２相
関演算部） １４２ 回転方向識別部 １４３，１４３Ａ，１４３Ｂ，１４８，１４８Ａ，１４
８Ｂ 積分器 １４４ ＯＲゲート（論理和演算素子：制御信号生成
部） １４６ 誤差ビット検出部（誤差情報検出部） １４６Ａ 誤差ビット検出部（第１誤差情報検出部） １４６Ｂ 誤差ビット検出部（第２誤差情報検出部） １８６ 共振回路 １９０ 信号状態監視部 １９１，１９１Ｃ 遅延部 １９１Ａ−１，１９１Ａ−２，１９１Ｂ−１，１９１Ｂ
−２ フリップフロップ回路（ＦＦ：遅延素子） １９２ 交番信号判定部（特定信号状態判定部） １９６ ２次傾斜検出部 １９７ ＥＸ−ＯＲゲート（排他的論理和演算素子） １９９ 積分器 ２０１ 分配器 ２０８ 混合器 ８０１ 差動増幅回路（ＤＦＡ） ８０２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ：積分器） ８０３，８０４ 反転増幅回路（ＩＡ） ８０５〜８０８ 半波整流回路（ＨＲＡ） ８０９ 反転増幅回路（ＩＡ） ８１０ 非反転増幅回路（ＮＩＡ） ８１１ レベルコンバータ（ＬＶＣ） ８２１ 減算器（ＳＵＢ） ８２２ 加算器 ８２３ アキュムレータ（ＡＣＣ） ８２４，８２５ ＲＯＭ（変換メモリ） ８２７，８２８ Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ変換器） １１２３〜１１２５ タップ（乗算器） １１２６ メモリ（ＲＯＭ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鬼柳 広幸 宮城県仙台市青葉区一番町１丁目２番25 号 富士通東北ディジタル・テクノロジ 株式会社内 (72)発明者 岩松 隆則 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 昭57−157641（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−183139（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−33940（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−48022（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−198928（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 3/06 H03H 17/00 H03H 21/00 H04L 27/01

Claims (61)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号の振幅特性を補償する自動振幅
   等化器において、 該入力信号の振幅特性を所要の１次傾斜振幅特性に応じ
   て補償する１次傾斜形振幅等化部と、 該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方
   の信号の値の変化の方向を判定するとともに、該一方の
   信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方
   の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該一方の
   信号の値の変化の方向との相関に基づき該１次傾斜形振
   幅等化部用の制御信号を出力する制御部とをそなえて構
   成されたことを特徴とする、自動振幅等化器。
2. 【請求項２】 該１次傾斜形振幅等化部が、周波数領域
   において該１次傾斜振幅特性を有し、該入力信号の振幅
   特性を該１次傾斜振幅特性に応じて補償するように構成
   されていることを特徴とする、請求項１記載の自動振幅
   等化器。
3. 【請求項３】 該１次傾斜形振幅等化部が、時間領域に
   おける等化器により、該入力信号の振幅特性を該１次傾
   斜振幅特性に応じて補償するように構成されていること
   を特徴とする、請求項１記載の自動振幅等化器。
4. 【請求項４】 該制御部が、該ディジタル復調信号のう
   ちの一方の信号の値の変化の方向を判定する信号方向判
   定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調
   信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する誤差情
   報検出部と、該誤差情報検出部で得られた誤差情報と該
   信号方向判定部で得られた該一方の信号の値の変化の方
   向との相関に基づき該１次傾斜形振幅等化部用の制御信
   号を出力する相関演算部とをそなえて構成されたことを
   特徴とする請求項１記載の自動振幅等化器。
5. 【請求項５】 該信号方向判定部が、データクロック周
   期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の
   値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴
   とする請求項１記載の自動振幅等化器。
6. 【請求項６】 該信号方向判定部が、データクロックの
   １／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号をサン
   プリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定す
   べく構成されていることを特徴とする請求項１記載の自
   動振幅等化器。
7. 【請求項７】 該誤差情報検出部が、該他方の信号の誤
   差ビットから誤差情報を検出するように構成されている
   ことを特徴とする請求項１記載の自動振幅等化器。
8. 【請求項８】 該誤差情報検出部が、該入力信号につい
   てのディジタル復調信号のうちの該他方の信号と、該他
   方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化
   後信号との差を演算する差演算部として構成されている
   ことを特徴とする請求項１記載の自動振幅等化器。
9. 【請求項９】 該入力信号についての該ディジタル復調
   信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該１次傾
   斜形振幅等化部が該復調器の前段に設けられていること
   を特徴とする請求項１記載の自動振幅等化器。
10. 【請求項１０】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該１次
    傾斜形振幅等化部が該復調器の後段に設けられているこ
    とを特徴とする請求項１記載の自動振幅等化器。
11. 【請求項１１】 入力信号の振幅特性を補償する自動振
    幅等化器において、 該入力信号の振幅特性を所要の１次傾斜振幅特性に応じ
    て補償する１次傾斜形振幅等化部と、 該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方
    の信号の値の変化の方向を判定し、該一方の信号に対し
    直交する該ディジタル復調信号うちの他方の信号から誤
    差情報を検出し、この誤差情報と該一方の信号の値の変
    化の方向との相関に基づいて第１相関信号を得るととも
    に、該他方の信号の値の変化の方向を判定し、該他方の
    信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの該一
    方の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該他方
    の信号の値の変化の方向との相関に基づいて第２相関信
    号を得、更に上記の第１相関信号及び第２相関信号から
    該１次傾斜形振幅等化部用の制御信号を生成して出力す
    る制御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、自
    動振幅等化器。
12. 【請求項１２】 該１次傾斜形振幅等化部が、周波数領
    域において該１次傾斜振幅特性を有し、該入力信号の振
    幅特性を該１次傾斜振幅特性に応じて補償するように構
    成されていることを特徴とする、請求項１１記載の自動
    振幅等化器。
13. 【請求項１３】 該１次傾斜形振幅等化部が、時間領域
    における等化器により、該入力信号の振幅特性を該１次
    傾斜振幅特性に応じて補償するように構成されているこ
    とを特徴とする、請求項１１記載の自動振幅等化器。
14. 【請求項１４】 該制御部が、該ディジタル復調信号の
    うちの一方の信号の値の変化の方向を判定する第１信号
    方向判定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタ
    ル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する
    第１誤差情報検出部と、該第１誤差情報検出部で得られ
    た誤差情報と該第１信号方向判定部で得られた該一方の
    信号の値の変化の方向との相関に基づき該第１相関信号
    を出力する第１相関演算部とをそなえるとともに、該他
    方の信号の値の変化の方向を判定する第２信号方向判定
    部と、該一方の信号から誤差情報を検出する第２誤差情
    報検出部と、該第２誤差情報検出部で得られた誤差情報
    と該第２信号方向判定部で得られた該他方の信号の値の
    変化の方向との相関に基づき該第２相関信号を出力する
    第２相関演算部と、該第１相関演算部からの該第１相関
    信号及び該第２相関演算部からの該第２相関信号から該
    １次傾斜形振幅等化部用の制御信号を生成する制御信号
    生成部とをそなえて構成されていることを特徴とする請
    求項１１記載の自動振幅等化器。
15. 【請求項１５】 該第１信号方向判定部が、データクロ
    ック周期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の
    信号の値の変化の方向を判定すべく構成されるととも
    に、該第２信号方向判定部が、データクロック周期で該
    他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値の変
    化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とする
    請求項１１記載の自動振幅等化器。
16. 【請求項１６】 該第１信号方向判定部が、データクロ
    ックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号
    をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を
    判定すべく構成されるとともに、該第２信号方向判定部
    が、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）
    で該他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値
    の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴と
    する請求項１１記載の自動振幅等化器。
17. 【請求項１７】 該第１誤差情報検出部が、該一方の信
    号の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成され
    るとともに、該第２誤差情報検出部が、該他方の信号の
    誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されてい
    ることを特徴とする請求項１１記載の自動振幅等化器。
18. 【請求項１８】 該第１誤差情報検出部が、該入力信号
    についてのディジタル復調信号のうちの該他方の信号
    と、該他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理
    した等化後信号との差を演算する第１差演算部として構
    成されるとともに、該第２誤差情報検出部が、該一方の
    信号と、該一方の信号を更にトランスバーサル等化器で
    処理した等化後信号との差を演算する第２差演算部とし
    て構成されていることを特徴とする請求項１１記載の自
    動振幅等化器。
19. 【請求項１９】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該１次
    傾斜形振幅等化部が該復調器の前段に設けられているこ
    とを特徴とする請求項１１記載の自動振幅等化器。
20. 【請求項２０】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該１次
    傾斜形振幅等化部が該復調器の後段に設けられているこ
    とを特徴とする請求項１１記載の自動振幅等化器。
21. 【請求項２１】 入力信号の振幅特性を周波数領域で補
    償する自動振幅等化器において、 周波数領域において正傾斜振幅等化特性を有する正傾斜
    振幅等化部と、周波数領域において負傾斜振幅等化特性
    を有する負傾斜振幅等化部と、周波数領域において零傾
    斜振幅等化特性を有する零傾斜振幅等化部とを有する１
    次傾斜形振幅等化部をそなえ、且つ、該１次傾斜形振幅
    等化部が、該正傾斜振幅等化部，該負傾斜振幅等化部及
    び該零傾斜振幅等化部の各出力を可変の混合比で混合す
    るように構成されるとともに、 該入力信号についてのディジタル復調信号に基づいて該
    １次傾斜形振幅等化部での上記混合比を制御するための
    混合比制御信号を生成して該１次傾斜形振幅等化部へ出
    力する制御部をそなえていることを特徴とする、自動振
    幅等化器。
22. 【請求項２２】 該１次傾斜形振幅等化部が、該正傾斜
    振幅等化部，該負傾斜振幅等化部及び該零傾斜振幅等化
    部に対応して複数の可変減衰器をそなえるとともに、該
    複数の可変減衰器の減衰度を該制御部から出力される該
    混合比制御信号に応じて個別に制御することにより、該
    正傾斜振幅等化部，該負傾斜振幅等化部及び該零傾斜振
    幅等化部の出力をそれぞれ可変の混合比で混合するよう
    に構成されていることを特徴とする請求項２１記載の自
    動振幅等化器。
23. 【請求項２３】 該零傾斜振幅等化部が、該正傾斜振幅
    等化部及び該負傾斜振幅等化部と同一の遅延特性を有す
    る遅延線で構成されていることを特徴とする請求項２１
    記載の自動振幅等化器。
24. 【請求項２４】 該制御部が、 該入力信号についてのディジタル復調信号に基づいて該
    １次傾斜振幅特性を検出する１次傾斜検出部と、該１次
    傾斜検出部での検出結果に応じて該混合比制御信号を生
    成する混合比生成部とをそなえて構成されていることを
    特徴とする請求項２１記載の自動振幅等化器。
25. 【請求項２５】 該１次傾斜検出部が、該入力信号につ
    いての該ディジタル復調信号のうちの該一方の信号の値
    の変化の方向を判定する信号方向判定部と、該一方の信
    号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の
    信号から誤差情報を検出する誤差情報検出部と、該誤差
    情報検出部で得られた誤差情報と該信号判定部で得られ
    た該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき該入
    力信号についての該１次傾斜振幅特性を演算にて検出す
    る相関演算部とをそなえて構成されていることを特徴と
    する請求項２４記載の自動振幅等化器。
26. 【請求項２６】 該混合比生成部が、 該１次傾斜検出部で検出された該１次傾斜振幅特性を積
    分する積分器をそなえ、該積分器での該１次傾斜振幅特
    性についての積分結果が零傾斜振幅特性を示す場合は、
    該零傾斜振幅等化部の出力の混合比を最大にし、且つ、
    該正傾斜振幅等化部及び該負傾斜振幅等化部の各出力の
    混合比を最小にするとともに、該積分結果が負傾斜振幅
    特性を示す場合は、該負傾斜振幅特性を相殺すべく該正
    傾斜振幅等化部の出力の混合比を増加させる一方、該積
    分結果が正傾斜振幅特性を示す場合は、該正傾斜振幅特
    性を相殺すべく該負傾斜振幅等化部の出力の混合比を増
    加させるような信号を該混合比制御信号として生成する
    ように構成されていることを特徴とする請求項２４記載
    の自動振幅等化器。
27. 【請求項２７】 該混合比生成部が、該１次傾斜検出部
    で検出された該１次傾斜振幅特性を積分する積分器と、
    該積分器での該１次傾斜振幅特性についての積分結果を
    該混合比制御信号に変換する変換メモリとをそなえて構
    成されていることを特徴とする請求項２４記載の自動振
    幅等化器。
28. 【請求項２８】 該入力信号についてのディジタル復調
    信号から信号レベルの誤差情報を検出する信号レベル誤
    差検出部をそなえるとともに、該混合比生成部が、該信
    号レベル誤差検出部で検出された該誤差情報に応じて該
    混合比制御信号の出力レベルを可変にするように構成さ
    れていることを特徴とする請求項２４記載の自動振幅等
    化器。
29. 【請求項２９】 入力信号の振幅特性を周波数領域で補
    償する自動振幅等化器において、 周波数領域において正傾斜振幅等化特性を有する正傾斜
    振幅等化部と、周波数領域において負傾斜振幅等化特性
    を有する負傾斜振幅等化部と、周波数領域において凸傾
    斜振幅等化特性を有する凸傾斜振幅等化部とを有する１
    次傾斜形振幅等化部をそなえ、且つ、該１次傾斜形振幅
    等化部が、該正傾斜振幅等化部及び該負傾斜振幅等化部
    の各出力を可変の混合比で混合し、該凸傾斜振幅等化部
    の出力を一定の混合比で混合しうるように構成されると
    ともに、 該入力信号についてのディジタル復調信号に基づいて該
    １次傾斜形振幅等化部での上記混合比を制御するための
    混合比制御信号を生成して該１次傾斜形振幅等化部へ出
    力する制御部をそなえていることを特徴とする、自動振
    幅等化器。
30. 【請求項３０】 該１次傾斜形振幅等化部が、 該正傾斜振幅等化部及び該負傾斜振幅等化部に対応して
    複数の可変減衰器をそなえ、該複数の可変減衰器の減衰
    度を該混合比制御信号に応じて個別に制御することによ
    り、該正傾斜振幅等化部及び該負傾斜振幅等化部の出力
    をそれぞれ可変の混合比で混合するとともに、該凸傾斜
    振幅等化部の出力を一定の混合比で混合するように構成
    されていることを特徴とする請求項２９記載の自動振幅
    等化器。
31. 【請求項３１】 該凸傾斜振幅等化部が、該入力信号の
    もつ所要の周波数帯域の中心に中心周波数を有する共振
    回路として構成されていることを特徴とする請求項２９
    記載の自動振幅等化器。
32. 【請求項３２】 該制御部が、 該入力信号についてのディジタル復調信号に基づいて該
    １次傾斜振幅特性を検出する１次傾斜検出部と、該１次
    傾斜検出部での検出結果に応じて該混合比制御信号を生
    成する混合比生成部とをそなえて構成されたことを特徴
    とする、請求項２９記載の自動振幅等化器。
33. 【請求項３３】 該１次傾斜検出部が、該入力信号につ
    いての該ディジタル復調信号のうちの該一方の信号の値
    の変化の方向を判定する信号方向判定部と、該一方の信
    号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の
    信号から誤差情報を検出する誤差情報検出部と、該誤差
    情報検出部で得られた誤差情報と該信号判定部で得られ
    た該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき該入
    力信号についての該１次傾斜振幅特性を演算にて検出す
    る相関演算部とをそなえて構成されたことを特徴とする
    請求項３２記載の自動振幅等化器。
34. 【請求項３４】 該混合比生成部が、 該１次傾斜検出部で検出された該１次傾斜振幅特性を積
    分する積分器をそなえ、該積分器での該１次傾斜振幅特
    性についての積分結果が零傾斜振幅特性を示す場合は、
    該正傾斜振幅等化部及び該負傾斜振幅等化部の各出力の
    混合比を最小にするとともに、該積分結果が負傾斜振幅
    特性を示す場合は、該負傾斜振幅特性を相殺すべく該正
    傾斜振幅等化部の出力の混合比を増加させる一方、該積
    分結果が正傾斜振幅特性を示す場合は、該正傾斜振幅特
    性を相殺すべく該負傾斜振幅等化部の出力の混合比を増
    加させるような信号を該混合比制御信号として生成する
    ように構成されたことを特徴とする、請求項３２記載の
    自動振幅等化器。
35. 【請求項３５】 該混合比生成部が、該１次傾斜検出部
    で検出された該１次傾斜振幅特性を積分する積分器と、
    該積分器での該１次傾斜振幅特性についての積分結果を
    該混合比制御信号に変換する変換メモリとをそなえて構
    成されていることを特徴とする請求項３２記載の自動振
    幅等化器。
36. 【請求項３６】 該入力信号についてのディジタル復調
    信号から信号レベルの誤差情報を検出する信号レベル誤
    差検出部をそなえるとともに、該混合比生成部が、該信
    号レベル誤差検出部で検出された該誤差情報に応じて該
    混合比制御信号の出力レベルを可変にするように構成さ
    れていることを特徴とする請求項３２記載の自動振幅等
    化器。
37. 【請求項３７】 入力信号の振幅特性を補償する自動振
    幅等化器において、 該入力信号の２次傾斜振幅特性を所要の１次傾斜振幅特
    性または所要の２次傾斜振幅特性に応じて補償する２次
    傾斜形振幅等化部と、 該入力信号についてのディジタル復調信号から該入力信
    号の２次傾斜振幅特性を検出し、その検出結果に基づき
    該２次傾斜形振幅等化部用の制御信号を出力する制御部
    とをそなえて構成されたことを特徴とする、自動振幅等
    化器。
38. 【請求項３８】 該２次傾斜形振幅等化部が、周波数領
    域において該１次傾斜振幅特性または該２次傾斜振幅特
    性を有し、該入力信号の２次傾斜振幅特性を該１次傾斜
    振幅特性または該２次傾斜振幅特性に応じて補償するよ
    うに構成されていることを特徴とする請求項３７記載の
    自動振幅等化器。
39. 【請求項３９】 該２次傾斜形振幅等化部が、時間領域
    における等化器により、該入力信号の２次傾斜振幅特性
    を該１次傾斜振幅特性または該２次傾斜振幅特性に応じ
    て補償するように構成されていることを特徴とする請求
    項３７記載の自動振幅等化器。
40. 【請求項４０】 該制御部が、 該ディジタル復調信号の値と該ディジタル復調信号の誤
    差情報との相関に基づき該入力信号の２次傾斜振幅特性
    を検出する２次傾斜検出部と、該ディジタル復調信号の
    値の変化状態を監視する信号状態監視部とをそなえ、 該信号状態監視部で該ディジタル復調信号の値の変化状
    態が特定の状態であると判定された場合に、該２次傾斜
    検出部で検出された該２次傾斜振幅特性に基づき該２次
    傾斜形振幅等化部用の制御信号を出力するように構成さ
    れていることを特徴とする請求項３７記載の自動振幅等
    化器。
41. 【請求項４１】 該２次傾斜検出部が、該ディジタル復
    調信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後
    信号の値と該等化後信号の誤差情報との相関に基づい
    て、該２次傾斜振幅特性を検出するように構成されてい
    ることを特徴とする請求項４０記載の自動振幅等化器。
42. 【請求項４２】 該２次傾斜検出部が、該ディジタル復
    調信号と該誤差情報とについて排他的論理和演算を施す
    排他的論理和演算素子をそなえたことを特徴とする請求
    項４０記載の自動振幅等化器。
43. 【請求項４３】 該信号状態監視部が、該ディジタル復
    調信号に対して所要の遅延を施す遅延部と、該遅延部か
    らのディジタル復調信号の値が特定の変化状態であるか
    どうかを判定する特定信号状態判定部とをそなえて構成
    されていることを特徴とする請求項４０記載の自動等化
    器。
44. 【請求項４４】 該遅延部が、複数の遅延素子をそなえ
    て構成され、且つ、該特定信号状態判定部が、各遅延素
    子からの各ディジタル復調信号の値が所定の値を交互に
    繰り返す状態であるかどうかを判定する手段として構成
    されていることを特徴とする請求項４３記載の自動振幅
    等化器。
45. 【請求項４５】 該遅延部が、複数の遅延素子をそなえ
    て構成されるとともに、これらの各遅延素子からの各デ
    ィジタル復調信号の値が交互に繰り返す状態である場合
    に各遅延素子からの各ディジタル復調信号の値について
    反転，非反転処理を施すことにより一定値に変換して出
    力する反転・非反転部が設けられ、且つ、該特定信号状
    態判定部が、該反転・非反転部からの出力を受けて各デ
    ィジタル復調信号の値が所定の値を一定に保った状態で
    あるかどうかを判定する手段として構成されていること
    を特徴とする請求項４３記載の自動振幅等化器。
46. 【請求項４６】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該２次
    傾斜形振幅等化部が該復調器の前段に設けられているこ
    とを特徴とする請求項３７記載の自動振幅等化器。
47. 【請求項４７】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該２次
    傾斜形振幅等化部が該復調器の後段に設けられているこ
    とを特徴とする請求項３７記載の自動振幅等化器。
48. 【請求項４８】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該２次
    傾斜形振幅等化部が該復調器で得られる該ディジタル復
    調信号の数に対応して該復調器の後段に複数設けられ、
    且つ、該制御部が、各２次傾斜形振幅等化部に対応して
    複数設けられていることを特徴とする請求項３７記載の
    自動振幅等化器。
49. 【請求項４９】 入力信号の振幅特性を補償する自動振
    幅等化器において、 該入力信号の１次傾斜振幅特性を所要の１次傾斜振幅特
    性に応じて補償する１次傾斜形振幅等化部と、 該入力信号の２次傾斜振幅特性を所要の１次傾斜振幅特
    性または２次傾斜振幅特性に応じて補償する２次傾斜形
    振幅等化部と、 該入力信号についてのディジタル復調信号から該入力信
    号の１次傾斜振幅特性を検出し、その検出結果に基づき
    該１次傾斜形振幅等化部用の制御信号を出力する第１制
    御部と、 該入力信号についてのディジタル復調信号から該入力信
    号の２次傾斜振幅特性を検出し、その検出結果に基づき
    該２次傾斜形振幅等化部用の制御信号を出力する第２制
    御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、自動振
    幅等化器。
50. 【請求項５０】 該１次傾斜形振幅等化部が、周波数領
    域において該１次傾斜振幅特性を有し、該入力信号の１
    次傾斜振幅特性を該１次傾斜振幅特性に応じて補償する
    ように構成されていることを特徴とする請求項４９記載
    の自動振幅等化器。
51. 【請求項５１】 該１次傾斜形振幅等化部が、時間領域
    における等化器により、該入力信号の１次傾斜振幅特性
    を該１次傾斜振幅特性に応じて補償するように構成され
    ていることを特徴とする請求項４９記載の自動振幅等化
    器。
52. 【請求項５２】 該２次傾斜形振幅等化部が、周波数領
    域において該１次傾斜振幅特性または該２次傾斜振幅特
    性を有し、該入力信号の２次傾斜振幅特性を該１次傾斜
    振幅特性または該２次傾斜振幅特性に応じて補償するよ
    うに構成されていることを特徴とする請求項４９記載の
    自動振幅等化器。
53. 【請求項５３】 該２次傾斜形振幅等化部が、時間領域
    における等化器により、該入力信号の２次傾斜振幅特性
    を該１次傾斜振幅特性または該２次傾斜振幅特性に応じ
    て補償するように構成されていることを特徴とする請求
    項４９記載の自動振幅等化器。
54. 【請求項５４】 該第１制御部が、 該ディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の
    方向を判定する信号方向判定部と、該一方の信号に対し
    直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の信号から
    誤差情報を検出する誤差情報検出部と、該誤差情報検出
    部で得られた誤差情報と該信号方向判定部で得られた該
    一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき該１次傾
    斜形振幅等化部用の制御信号を出力する相関演算部とを
    そなえて構成されていることを特徴とする請求項４９記
    載の自動振幅等化器。
55. 【請求項５５】 該第１制御部が、 該ディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の
    方向を判定する第１信号方向判定部と、該一方の信号に
    対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の信号
    から誤差情報を検出する第１誤差情報検出部と、該第１
    誤差情報検出部で得られた誤差情報と該第１信号方向判
    定部で得られた該一方の信号の値の変化の方向との相関
    に基づき第１相関信号を出力する第１相関演算部とをそ
    なえるとともに、該他方の信号の値の変化の方向を判定
    する第２信号方向判定部と、該一方の信号から誤差情報
    を検出する第２誤差情報検出部と、該第２誤差情報検出
    部で得られた誤差情報と該第２信号方向判定部で得られ
    た該他方の信号の値の変化の方向との相関に基づき第２
    相関信号を出力する第２相関演算部と、該第１相関演算
    部からの該第１相関信号及び該第２相関演算部からの該
    第２相関信号から該１次傾斜形振幅等化部用の制御信号
    を生成する制御信号生成部とをそなえて構成されている
    ことを特徴とする請求項４９記載の自動振幅等化器。
56. 【請求項５６】 該第２制御部が、 該ディジタル復調信号の値と該ディジタル復調信号の誤
    差情報との相関に基づき該入力信号の２次傾斜振幅特性
    を検出する２次傾斜検出部と、該ディジタル復調信号の
    値の変化状態を監視する信号状態監視部とをそなえ、 該信号状態監視部で該ディジタル復調信号の値の変化状
    態が特定の状態であると判定された場合に、該２次傾斜
    検出部で検出された該２次傾斜振幅特性に基づき該２次
    傾斜形振幅等化部用の制御信号を出力するように構成さ
    れていることを特徴とする請求項４９記載の自動振幅等
    化器。
57. 【請求項５７】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該１次
    傾斜形振幅等化部及び該２次傾斜形振幅等化部が該復調
    器の前段に設けられていることを特徴とする請求項４９
    記載の自動振幅等化器。
58. 【請求項５８】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該１次
    傾斜形振幅等化部及び該２次傾斜形振幅等化部が該復調
    器の後段に設けられていることを特徴とする請求項４９
    記載の自動振幅等化器。
59. 【請求項５９】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該１次
    傾斜形振幅等化部が該復調器の前段に設けられ、且つ、
    該２次傾斜形振幅等化部が該復調器の後段に設けられて
    いることを特徴とする請求項４９記載の自動振幅等化
    器。
60. 【請求項６０】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該２次
    傾斜形振幅等化部が該復調器の前段に設けられ、且つ、
    該１次傾斜形振幅等化部が該復調器の後段に設けられて
    いることを特徴とする請求項４９記載の自動振幅等化
    器。
61. 【請求項６１】 該入力信号についての該ディジタル復
    調信号を得る復調器をさらにそなえるとともに、該２次
    傾斜形振幅等化部が該復調器で得られる該ディジタル復
    調信号の数に対応して該復調器の後段に複数設けられ、
    且つ、該第２制御部が、各２次傾斜形振幅等化部に対応
    して複数設けられていることを特徴とする請求項４９記
    載の自動振幅等化器。