JP3435393B2

JP3435393B2 - 無線通信方法および無線通信装置

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Publication number: JP3435393B2
Application number: JP2000293515A
Authority: JP
Inventors: 光治近藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-09-27
Filing date: 2000-09-27
Publication date: 2003-08-11
Anticipated expiration: 2020-09-27
Also published as: JP2002111756A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、フェージング環境
下の無線通信方法及び無線通信装置に関するものであ
る。例えば、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Acces
s）方式の公共業務用ディジタル移動通信システムにお
いて、多値ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation：
直交振幅変調)方式で変調をする場合の、フェージング
歪補償技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】移動無線通信においては、フェージング
によって受信信号の振幅と位相が変動する。このフェー
ジングによる変動を補償する技術として「パイロット信
号挿入法」が、三瓶政一、“陸上移動通信用１６ＱＡＭ
のフェージングひずみ補償方式”、電子情報通信学会論
文誌Ｂ-II、Vol.J72-Ｂ-II,No.1，pp.7-15，1989-1等で
知られている。この方法は、既知の値のパイロットシン
ボルを情報シンボル区間に挿入して送信し、受信側でパ
イロットシンボルの受信信号から補間により情報シンボ
ル位置におけるフェージング変動を推定してフェージン
グ歪補償を行うものである。

【０００３】図９は、「パイロットシンボル挿入法」を
用いた従来の無線通信装置のブロック構成図である。図
９（ａ）は送信機側、図９（ｂ）は受信機側のブロック
構成図である。図９（ａ）において、２はシリアル・パ
ラレル変換器（Ｓ／Ｐ）であって、送信データを４ビッ
ト毎に並列データに変換する。３はベースバンド信号発
生部（ＢＳＧ）であって、４ビットの並列データを１６
ＱＡＭ変調の１つのシンボルに対応したベースバンド信
号に変換する。５１はフレーム信号生成部であって、情
報シンボル区間にパイロットシンボルを周期的に等間隔
に挿入する。パイロットシンボルとしては、１６ＱＡＭ
の信号空間ダイアグラムにおいて最大振幅をとる４個の
シンボルの中で、シンボルを適宜切り換えて用いる。５
はローパスフィルタ（ＬＰＦ）であって、ベースバンド
信号を帯域制限する。６は直交変調器、７は局部発振器
である。局部発振器７から出力される基準周波数信号，
直交基準周波数信号を帯域制限されたベースバンド信号
で１６ＱＡＭ変調する。８は増幅器、９は送信アンテナ
であって、変調された信号を増幅して送信する。

【０００４】一方、図９（ｂ）において、１１は受信ア
ンテナ、１２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であっ
て、後述するＡＧＣ１３やＡＦＣ１４を正常動作させる
ために、受信信号を帯域制限する。１３は自動利得制御
部（ＡＧＣ）であって、受信信号レベルを一定にする。
１４は自動周波数制御部（ＡＦＣ）であって、送信機側
と受信機側との間の周波数オフセットを粗調整する。１
５は直交復調器、１６は局部発振器、１７はローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）である。周波数オフセットが粗調整さ
れた受信信号と、局部発振器１６から出力される、基準
周波数信号，直交基準周波数信号とを乗算して１６ＱＡ
Ｍの準同期検波を行い、ＬＰＦ１７で帯域制限すること
により、受信信号（Ｉ相，Ｑ相の２チャネルのベースバ
ンド信号）を出力する。基準周波数信号の周波数は、図
９（ａ）の基準周波数信号の周波数と完全には一致しな
い状態で直交復調される。

【０００５】１８はフェージング歪推定・補償部であっ
て、パイロットシンボルを用いて、図１１を参照して後
述するフェージング歪推定およびフェージング歪補償と
ともに、オフセット周波数の微調整も行う。１９はシン
ボル判定部であって、フェージング歪が補償された受信
信号をシンボルタイミングで判定することにより、１シ
ンボルにつき４ビットの出力データを出力する。

【０００６】図１０は、「パイロットシンボル挿入法」
における送信データのフレーム構成を示す説明図であ
る。図示の例では、情報シンボル部の（Ｎ−１）シンボ
ル毎に、既知の１シンボルのパイロットシンボルを周期
的に挿入している。この１シンボルのパイロットシンボ
ルと（Ｎ−１）情報シンボル部とで１フレームが構成さ
れる。受信機側では、このパイロットシンボルを基準に
して振幅・位相変動補償を行う。パイロットシンボルの
受信信号により、時間的に変動するフェ−ジング変動を
推定する。次に、パイロットシンボル間の情報シンボル
に対して、内挿法を用いてフェ−ジング変動を推定す
る。内挿法には、ガウスの補間公式等が一般的に使われ
る。

【０００７】図１１は、図９（ｂ）に示したフェージン
グ歪推定・補償部１８を説明するためのブロック構成図
である。図中、１８ａはフェージング歪推定部、１８ｂ
はフェージング歪補償部である。６１はサンプリングス
イッチであって、図９（ｂ）におけるＬＰＦ１７からの
受信信号Ｕ（ｔ）をサンプリングする。６２はフレーム
同期部であって、受信信号Ｕ（ｔ）から、周期Ｔ_fのフ
レームタイミングを再生する。サンプリングスイッチ６
１は、フレーム同期部６２によって、入力信号Ｕ（ｔ）
中のパイロットシンボルのみを抽出して遅延部６４に出
力する。６３はクロック再生部であって、入力信号Ｕ
（ｔ）から、周期Ｔ_Sのクロックタイミング（シンボル
タイミング）を再生する。フレーム長をＮとしたとき、
Ｔ_f＝ＮＴ_Sの関係がある。

【０００８】６４は遅延部であって、サンプリングスイ
ッチ６１から出力されるパイロットシンボルを入力し、
これを予め定められたパイロットシンボルの値（例え
ば、最大シンボル振幅を有する３＋ｊ・３）で割ったフ
ェージング変動の推定値を、１シンボルタイミング、お
よび、２シンボルタイミングだけ遅延させて出力する。
なお、図１１では、サンプリングスイッチ６１の出力を
そのままパイロットシンボルの値で割ったフェージング
変動の推定値は、その遅延量はゼロであるが、遅延部６
４の第１番目の出力として図示している。遅延部６４
は、ＣＣＤ（Charge Coupled Device）などのアナロ
グ遅延素子、または、入力信号を、図示しないＡ／Ｄ変
換器を用いてディジタル値に変換することにより、シフ
トレジスタで実現される。

【０００９】６５，６６，６７は係数乗算器であり、サ
ンプリングスイッチ６１が出力するパイロットシンボ
ル，これを１クロックタイミングだけ遅延させた出力、
２クロックタイミングだけ遅延させた出力に対し、それ
ぞれ、後述する係数Ｑ₁（ｍ／Ｎ），Ｑ₀（ｍ／Ｎ），Ｑ
_-1（ｍ／Ｎ）を乗算する。ここで、Ｎは１フレーム中の
シンボル数、ｍは１フレーム内のシンボル位置であっ
て、ｍ＝０の位置にはパイロットシンボルが挿入されて
いる。加算器６８は、係数乗算器６５，６６，６７の出
力を加算する。逆数計算器６９は、加算器６８の出力の
逆数を計算して乗算器７２に出力する。

【００１０】７０もサンプリングスイッチであって、図
９（ｂ）におけるＬＰＦ１７からの受信信号Ｕ（ｔ）
を、クロック再生部６３の出力によってサンプリングす
ることにより、フェージング歪補償部１８ｂの遅延部７
１に出力する。７１は遅延部であって、乗算器７２にお
ける２入力のタイミング合わせのために用いられ、サン
プリングスイッチ７０の出力を１フレームタイミングＴ
_fだけ遅延させて乗算器７２に出力する。

【００１１】図１１を参照し、フェージング歪の推定・
補償の動作を、数式を用いて説明する。クロックを再生
し、フレーム同期およびシンボル同期をとりながら、１
フレーム（Ｎシンボル）に１個のパイロットシンボルを
挿入した場合、ｋ番目のフレームのｍ＝０番目の位置の
パイロットシンボル（ｔ＝ｋＴ_f，ｋ＝０．１，２…、
シンボル値３＋ｊ３）におけるフェージング変動の推定
値は、次式の通りである。

【数１】ただし、サンプル値に含まれる雑音成分を零とみなして
いる。同様に、ｔ＝ｋＴ_fの１シンボル前後の時間にお
ける、フェージング変動の推定値は、次式の通りであ
る。

【数２】

【００１２】ｋ番目のフレームのｍ番目の情報シンボル
（ｔ＝ｋＴ_f＋（ｍ／Ｎ）Ｔ_f，ｋ＝０．１，２…，ｍ＝
１，２…，Ｎ−１）におけるフェージング変動の推定値
は、（ｋ−１）番目のフレーム，ｋ番目のフレーム，
（ｋ＋１）番目のフレームにおける各パイロットシンボ
ル（ｍ＝０）でのフェージング変動を基に、２次のガウ
ス補間公式を用いることにより、次式で示される。

【数３】但し、

【数４】

【数５】

【数６】

【００１３】上述した式（１）の値は、図１１に示した
加算器６８から出力される。受信信号Ｕ(k+(m/N))の各
情報シンボルを補償した信号は、複素ベースバンド信号
Ｕ(k+(m/N))を、式（１）の値で割ることにより、次式
の通りとなる。

【数７】この（５）式の出力は、図１１に示した乗算器７２から
得られる。上述した「パイロットシンボル挿入法」は、
一様なレイリーフェ−ジング(直接波の後に、遅延波が
ないか、または、無視できる場合)を仮定している。遅
延波が存在すると遅延時間が大きくなるにつれて、遅延
歪の影響が大きくなり、フェージング歪補償がうまくい
かなくなる。

【００１４】一方、遅延波が存在し遅延歪の影響が大き
い場合には、周波数選択性フェージングとなる。このと
きの遅延歪対策として、従来、適応等化器を用いる方法
が、例えば、笹岡編著“移動通信”、オーム社、（平成
１０−５−２５）、ｐ．２５６−２８２等で知られてい
る。この適応等化器としては、判定帰還型等化器（ＤＦ
Ｅ:Decision Feedback Equalizer）と最尤系列推定（Ｍ
ＬSＥ:Maximum Likelihood Sequence Estimation）が挙
げられる。ただし、最尤系列推定は、１６ＱＡＭのよう
に変調多値数が大きくなる場合には、演算量が増加して
しまう。適応等化器の初期引き込みのために、情報シン
ボル区間の前に、図１３を参照して後述するトレーニン
グシンボル系列を付加する。また、移動通信のような時
間変動が激しい場合に、判定帰還型等化器には、追従性
のよいＲＬＳ（Recursive Least Squares）アルゴリズ
ムが用いられる。

【００１５】図１２は、適応等化器を用いた従来の無線
通信装置のブロック構成図である。図１２（ａ）は送信
機側、図１２（ｂ）は受信機側の構成を示すブロック図
である。図中、図９と同様な部分には同じ符号を付して
説明を省略する。図１２（ａ）において、８１はフレー
ム信号生成部であって、情報シンボル区間にトレーニン
グシンボル系列を付加する。図１２（ｂ）において、２
０はＲＬＳアルゴリズムが用いられた判定帰還型等化器
（ＲＬＳ−ＤＦＥ）などの適応等化器である。図１３
は、適応等化器を用いた場合のフレーム構成図である。
適応等化器では、1フレーム期間において、情報シンボ
ル区間（Ｎｄシンボル）の前に、既知の信号からなるト
レーニングシンボル系列（Ｎｔシンボル）を付加する構
成になっている。

【００１６】図１４は、パイロットシンボル挿入法（Ｐ
ＳＡＭ）とＲＬＳ判定帰還型等化器（ＲＬＳ−ＤＦＥ）
を使用したフェージング歪補償法のシミュレーション結
果を示す線図である。図中、横軸は直接波に対する遅延
波の遅延時間であり、１シンボル周期を最大としてい
る。縦軸はＢＥＲ（ビット誤り率）である。ビット当た
りの受信変調波のエネルギー対雑音電力スペクトル密度
比（Ｅｂ／Ｎｏ）をパラメータとした特性を示してい
る。

【００１７】４００ＭＨｚ帯の公共業務用ディジタル移
動通信システムにおけるシミュレーション結果を示す。
帯域幅１２．５kHz／ch，９．６ksymbol／sec（１０４
μsec／symbol）の１６ＱＡＭである。最大ドップラー
周波数ｆｄ＝２０Ｈｚである。直接波と遅延波の電力は
等しくしている。フレームフォーマットは、本発明の実
施の一形態として後述する、図３のフレームフォーマッ
トを採用した。同期ワードＳＷ，ユニークワードＵＷは
１６シンボルである。ＲＬＳ判定帰還型等化器のフィー
ドフォワード（ＦＦ）タップは４（タップ間隔１／２シ
ンボル）、フィードバック（ＦＢ）タップが２（タップ
間隔１シンボル）である。

【００１８】図１４からわかるように、適応等化器を用
いれば、遅延歪の影響を低減することができる。しか
し、遅延時間が短いときでもＢＥＲはさほど低下せず、
十分な等化効果が得られない。一方、遅延波の影響が無
視できる一様フェージング環境下ではパイロットシンボ
ル挿入法が有効であるが、遅延時間が長くなると、急激
にＢＥＲが悪くなり、フェージング歪補償効果が低下す
る。大ゾーン方式の公共業務用ディジタル移動通信シス
テム等での使用環境としては、都市部のように遅延波の
遅延時間が短い地域に限らず、例えば、甲府盆地等のよ
うな遅延波の遅延時間の長い地域もある。携帯機のよう
な移動端末機では、使用される地域が一定せず、また、
使用の時々で使用地域が変わる場合があるため、上述し
たフェージング歪補償法のいずれか一方を固定的に使用
したのでは、フェージング歪補償法を有効に使用してビ
ット誤り率を低くすることはできないという問題があっ
た。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した問
題点を解決するためになされたもので、異なる伝搬環境
に適応したフェージング歪補償法を並列使用することに
より出力データの誤り率を低くすることができる無線通
信方法および無線通信装置を提供することを目的とする
ものである。

【００２０】

【００２１】

【００２２】

【００２３】

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、無線通信装置において、送信デー
タを誤り検出可能な符号に符号化して送信符号化ビット
列が生成され、該送信符号化ビット列に基づいて情報シ
ンボル列が生成され、該情報シンボル列に基づいて情報
シンボル区間が形成され、少なくとも１つのパイロット
シンボルを前記情報シンボル区間に挿入およびまたは付
加されるとともに少なくとも１つのトレーニングシンボ
ル系列が前記情報シンボル区間に付加されたフレーム信
号により変調された信号を受信する受信手段と、受信信
号を復調する復調手段と、復調された前記パイロットシ
ンボルを用いてフェージング歪を推定することにより、
復調された前記情報シンボル列をフェージング歪補償し
た上で前記情報シンボル列を判定する第１の判定手段
と、該第１の判定手段と同時並行して動作するものであ
って、復調された前記トレーニングシンボル系列を用い
て適応等化を行うことにより、復調された前記情報シン
ボル列を判定する第２の判定手段と、前記第１の判定手
段の出力に基づいて得られる第１の受信符号化ビット列
と、前記第２の判定手段の出力に基づいて得られる第２
の受信符号化ビット列の、それぞれの誤りを検査して比
較する誤り検査手段と、該誤り検査手段の検査結果に応
じて、前記第１，第２の受信符号化ビット列のうち、両
方に誤りが検出されなかったときは、以前に選択されて
いた方の受信符号化ビット列を継続して選択し、いずれ
か一方に誤りが検出されなかったときは、誤りが検出さ
れなかった方の受信符号化ビット列を選択し、両方に誤
りが検出されたときは、以前に選択されていた方の受信
符号化ビット列を継続して選択することにより、前記送
信データを出力する出力選択手段を有するものである。
また、請求項２に記載の発明においては、請求項１に記
載の無線通信装置において、前記出力選択手段は、前記
誤り検査手段の検査結果に応じて、前記第１，第２の受
信符号化ビット列の両方に誤りが検出されなかったとき
は、以前に選択されていた方の受信符号化ビット列を継
続して選択するのに代えて、決めておいた、いずれか一
方の受信符号化ビット列を選択するものである。したが
って、誤り検査結果に応じて異なる伝搬環境に適応した
フェージング歪補償法を選択させることができる。その
結果、出力データの誤り率を低減することができる。異
なる特性のフェージング歪補償モードを並列動作させて
誤り検出を行って、現に誤りが検出されていない方のフ
ェージング補償法を採用しているので、さらに、出力デ
ータの誤り率を低くすることができる。

【００２５】請求項３に記載の発明においては、請求項
１または２に記載の無線通信装置において、前記誤り検
出可能な符号は、ブロック単位で前記送信データを符号
化するものであり、前記第１，第２の受信符号化ビット
列を前記ブロック単位で一時記憶するためのデータバッ
ファを有し、前記出力選択手段は、前記ブロック単位
で、前記第１の受信符号化ビット列と前記第２の受信符
号化ビット列との、それぞれの誤り検査結果に応じて、
前記データバッファに記憶された、前記第１，第２の受
信符号化ビット列のいずれか一方を選択することによ
り、前記送信データを出力するものである。したがっ
て、異なる特性のフェージング歪補償モードを並列動作
させ、かつ、ブロック単位で誤り検出を行っているの
で、誤り検査結果に応じた品質の良い出力データを、ブ
ロック単位で出力することができる。現に誤りが検出さ
れていない方のフェージング補償法を採用すれば、出力
データの誤り率を低くすることができる。

【００２６】

【００２７】請求項４に記載の発明においては、請求項
１から３までのいずれか１項に記載の無線通信装置にお
いて、前記情報シンボル列は、前記送信符号化ビット列
に固定ビット挿入された後に畳み込み符号化されインタ
リーブされたものであり、前記第１，第２の判定手段の
出力を、デ・インタリーブした後にビタビ復号し固定ビ
ット除去をすることにより、前記第１，第２の受信符号
化ビット列を出力する第１，第２の受信符号変換手段を
有するものである。したがって、効率よく誤り訂正が可
能となる。

【００２８】請求項５に記載の発明においては、請求項
１から３までのいずれか１項に記載の無線通信装置にお
いて、前記情報シンボル列は、前記送信符号化ビット列
をスクランブルされた後に固定ビット挿入され畳み込み
符号化されたものであり、前記第１，第２の判定手段の
出力を、ビタビ復号した後に固定ビット除去しデスクラ
ンブルすることにより、前記第１，第２の受信符号化ビ
ット列を出力する第１，第２の受信符号変換手段を有す
るものである。したがって、効率よく誤り訂正が可能と
なる。

【００２９】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態を示すブロック構成図である。図１（ａ）は送信機、
図１（ｂ）は受信機のブロック構成図である。図中、図
９，図１２と同様な部分には同じ符号を付して説明を省
略する。図１（ａ）の送信機構成において、１はＣＲＣ
符号化部である。図２は、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy
Check：巡回冗長検査）符号の説明図である。ＣＲＣ
符号化部１においては、ＣＲＣ符号化規則にしたがい、
図２に示すように、送信データの情報ビット列に冗長ビ
ット列を付加して１ブロックのＣＲＣ符号を作成する。
このＣＲＣ符号は、シリアル・パラレル変換器２により
４ビットの並列データに変換され、ベースバンド信号発
生部３において、１６ＱＡＭ変調の１つの情報シンボル
に対応したベースバンド信号に変換される。

【００３０】図１（ａ）において、４はフレーム信号生
成部であって、情報シンボル列に基づいて少なくとも１
つの情報シンボル区間を形成し、少なくとも１つのパイ
ロットシンボルを前記情報シンボル区間に挿入およびま
たは付加するとともに、少なくとも１つのトレーニング
シンボル系列を前記情報シンボル区間に付加したフレー
ム信号を生成する。図３は、本発明の実施の一形態にお
けるフレームフォーマットを示す説明図である。図３に
おいて、ＳＷ(Sync Word)は同期ワード、ＵＷ(Unique W
ord)はユニークワードであって、いずれも既知のシンボ
ル系列であり、シンボル数は適宜決定される。ｐ₁〜ｐ
₁₀は各１シンボルのパイロットシンボル、Ｄａｔａは各
１５シンボルの情報シンボルである。パイロットシンボ
ルｐ₂〜ｐ₅，ｐ₆〜ｐ₉は、それぞれ、各５個のＤａｔａ
からなる情報シンボル区間の前半部，後半部に挿入され
ている。パイロットシンボルｐ₁，ｐ₁₀は、それぞれ、
情報シンボル区間の前半部の先頭、情報シンボル区間の
後半部の末尾に付加されている。ユニークワードＵＷの
最初と最後の各１シンボルはパイロットシンボルとして
も使用できる。

【００３１】図示の例では、情報シンボル区間にパイロ
ットシンボルが周期的かつ等間隔に挿入されているが、
周期的に挿入されなかったり、不等間隔で挿入されたり
してもよい。また、情報シンボル区間の端部に付加する
ことは必ずしも必要でない。フレーム信号中に、少なく
とも１個のパイロットシンボルがあれば、各パイロット
シンボルが受けたフェージング変動の推定値から、補間
によって各情報シンボルのフェージング歪を推定してフ
ェージング補償をすることが可能である。１個のパイロ
ットシンボルの場合でも、例えば、このパイロットシン
ボルが受けたフェージング変動の推定値をそのまま各情
報シンボルの受けるフェージング歪の推定値として補償
することが可能である。同期ワードＳＷは、フレーム同
期のために使用されるだけでなく、適応等化器２０を初
期引き込みするためのトレーニングシンボル系列として
も使用される。ユニークワードＵＷは、必要に応じて設
けられる。図示のように、情報シンボル区間を分割して
その中間に付加され、適応等化器２０を情報シンボル区
間の中間で再トレーニングするためのトレーニングシン
ボル系列として使用される。なお、ＴＤＭＡ（Time Div
ision Multiple Access）方式の公共業務用ディジタル
移動通信システムにおいては、図３に示したフレームフ
ォーマットは、１つの移動端末の１スロット（１バース
ト）に対応する。この場合、移動端末から基地局に送信
される場合には、フレームの先頭部にガードシンボルや
ランプシンボル等が付加される。

【００３２】ここで、１６ＱＡＭの変調規則に従うシン
ボル系列について説明しておく。図４は、１６ＱＡＭの
信号空間ダイアグラムを示す図である。図４に示すよう
に、１６ＱＡＭにおいては、２値４ビットの送信データ
は、Ｉ相成分、Ｑ相成分の値が、それぞれ、−３，−
１，１，３となる１６シンボル点の１つに割り当てられ
る。パイロットシンボル、および、適応等化器のトレー
ニングシンボル系列としては、シンボルの振幅が最大で
ある、図示のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄのシンボルを使用する。

【００３３】図１（ｂ）の受信機構成において、フェー
ジング歪推定・補償部１８，シンボル判定部１９は、周
期的に挿入された既知のパイロットシンボルでの、受信
複素ベースバンド信号から内挿法によりフェージング歪
を推定し、この推定値に基づき、フェージング歪補償を
行い、シンボル判定部１９において、多値ＱＡＭのシン
ボル判定を行う。一方、適応等化器２０は、トレーニン
グシンボル系列を用いてフェージング利得を推定し、Ｒ
ＬＳアルゴリズム等に基づいて、タップ係数の更新を行
い、情報シンボル列に対して、遅延歪およびフェージン
グ歪を補償し、多値ＱＡＭのシンボル判定を行う。

【００３４】ＣＲＣチェックおよび誤り状態比較部２１
は、フェージング歪推定・補償部１８，シンボル判定部
１９という第１のフェージング歪補償モードによる判定
出力、および、適応等化器２０という第２のフェージン
グ歪補償モードによる判定出力に対して、ＣＲＣ誤り検
出を行う。その結果、各モードの誤り状態を比較して比
較結果を出力するともに、冗長ビットが除去された各モ
ードの情報ビット列を出力する。なお、図１（ｂ）にお
いて、判定器１９，適応等化器２０の内部において並直
列変換が行われており、情報ビット列に冗長ビット列が
付加されたＣＲＣ符号が、判定器１９，適応等化器２０
から出力されるものとする。

【００３５】２２は出力選択部であって、冗長ビットが
除去されたシンボル判定部１９からの情報ビット列、お
よび、冗長ビットが除去された適応等化器２０からの情
報ビット列という、２モードの情報ビット列を入力す
る。出力選択部２２は、また、ＣＲＣチェックおよび誤
り状態比較部２１から、各モードの誤り状態を示す信号
も入力している。出力選択部２２は、各モードの誤り状
態を示す信号に基づいて、２モードの情報ビット列の一
方を選択して、出力データとする。

【００３６】上述したように、図１（ａ）に示した送信
機側では、一様フェージングと周波数選択性フェージン
グの２つのフェージングタイプに対するそれぞれのフェ
ージング補償法が適用できるように、パイロットシンボ
ルの挿入と、適応等化器のためのトレーニングシンボル
系列を付加したフレーム信号形式で送信する。また、送
信機側では、情報ビット列に冗長ビットを付加して、Ｃ
ＲＣ符号等の誤り検出符号に符号変換した上で情報シン
ボル列に変換して送信している。

【００３７】図５は、パイロットシンボル挿入法および
適応等化器使用の２つのフェージング歪補償法に対す
る、遅延時間対ＢＥＲ（ビット誤り率）の関係を模式的
に示す線図である。パイロットシンボル挿入によるフェ
ージング歪補償法では、遅延時間が小さいときにはＢＥ
Ｒが低いが、遅延時間が長くなるにつれ急激にＢＥＲが
大きくなる。これに対し、適応等化器を使用するフェー
ジング歪補償法では、遅延スプレッドが小さいときには
ＢＥＲがさほど低くならないが、遅延時間が長くなって
もＢＥＲの増加率は小さい。閾値τ_thを境にして遅延が
小さい場合にはパイロットシンボル挿入法を、遅延が大
きい場合には適応等化器による方法を選択すれば、効率
良くフェージング歪補償を行うことができる。しかし、
そのために、伝搬路の遅延量を精度良く推定する必要が
ある。

【００３８】これに対し、本発明の実施の一形態では、
伝搬路の遅延量を直接的に推定することによってフェー
ジング歪補償法を切り換えるのではなく、予め情報ビッ
ト列に対して、ＣＲＣ(巡回冗長検査)符号等の誤り検出
符号を付加しておき、受信機側で２つのフェージング補
償モードにしたがって、それぞれフェージング補償を行
って、その判定出力に誤りが検出されない方を選択して
出力するという手法をとる。すなわち、図１（ｂ）に示
した受信機側では、パイロットシンボル挿入によるフェ
ージング歪補償モードと、適応等化器による方法の２つ
のフェ−ジング歪補償モードを用意して、両方のフェー
ジング歪補償モードでそれぞれシンボル判定を行い、判
定後のＣＲＣ符号列に対するチェック結果に基づいて、
一方のフェージング補償モードを適用された系統の情報
ビット列を出力データとして選択している。なお、以後
の説明では、ＣＲＣ符号を用いるが、誤り検出符号であ
ればよく、ＣＲＣ符号に限られるものではない。

【００３９】図６は、ＣＲＣチェック結果に対する、パ
イロットシンボル挿入法（ＰＳＡＭ）による判定出力、
適応等化器（ＲＬＳ−ＤＦＥ）による判定出力という、
２つのフェージング補償モードによる２系統の判定出力
を選択する基準の一例を示す説明図である。ここで、Ｃ
ＲＣチェックは、ＣＲＣ符号のブロック単位（図２に示
した、情報ビット列＋冗長ビット列）で行われ、各１ブ
ロック中に少なくとも１個の誤りがあるか否かが検出さ
れる。次に、各ブロックにおけるＣＲＣチェック結果に
基づいて、そのブロック中の情報ビット列を出力データ
として選択するか否かが決定される。ブロックの長さ
は、図３に示したフレーム長とは、直接的には関連しな
い。したがって、１ブロックの２値ビット列が情報シン
ボルに変換されたときに、１フレーム分の情報シンボル
列に等しくなるように設計してもよいし、独立してブロ
ック長を決めてもよい。

【００４０】誤り検出結果が２つのフェージング補償モ
ードで同じ場合、すなわち、両者のＣＲＣチェック結果
が、共にＮＧ（誤り有り）、あるいは、共にＯＫ（誤り
なし）であるときは、それ以前のブロックで選択されて
いたフェージング補償モードの系統の出力を継続して選
択する。なお、共にＯＫ（誤りなし）であれば、いずれ
か一方のモードの系統、例えば、モード１の系統の出力
を選択するように決めておいてもよい。これに対して、
いずれか一方のＣＲＣチェック結果のみが、ＮＧ（誤り
有り）であるときには、ＣＲＣチェック結果がＯＫ（誤
りなし）であるフェージング補償モードの系統の出力を
選択する。

【００４１】１つのブロックに対するＣＲＣチェック結
果に応じてそのブロック内の情報ビット列が選択される
ため、モード１，２の両系統の情報ビット系列を一時的
に保持しておく必要がある。そのため、ＣＲＣチェック
および誤り状態比較部２１あるいは出力選択部２２など
において、情報ビット系列を保持するためのデータバッ
ファを設けておく。

【００４２】図７は、本発明の第２の実施の形態を示す
ブロック構成図である。図中、図９，図１と同様な部分
には同じ符号を付して説明を省略する。この実施の形態
は、図１〜図６に示した第１の実施の形態において、畳
み込み符号とインタリーブとを用いたものである。図７
（ａ）は、送信機側の部分構成図であって、図１（ａ）
におけるシリアル・パラレル変換器２の前に設けられ
る。３１は固定ビット挿入部、３２は畳み込み符号化
部、３３はインタリーブ部である。ＣＲＣ符号化部１に
おいて、誤り検出符号としてのＣＲＣ符号は、例えば、
次式に示す生成多項式により生成される。冗長ビット列：６ビット生成多項式：Ｘ⁶＋Ｘ＋１

【００４３】固定ビット挿入部３１では、ＣＲＣ符号の
ビット列の末尾に５ビットの固定ビット“０”を挿入す
る。畳み込み符号化部３２は、誤り訂正符号として、固
定ビット挿入後のビット列を入力として、例えば、以下
に示す畳み込み符号化を行う。符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号化（拘束長Ｋ＝６）生成多項式：Ｇ１（Ｄ）＝１＋Ｄ＋Ｄ³＋Ｄ⁵ Ｇ２（Ｄ）＝１＋Ｄ²＋Ｄ³＋Ｄ⁴＋Ｄ⁵

【００４４】移動通信では、フェージングにより発生す
るバースト誤りをランダムにし、誤り訂正符号を有効に
動作させて、ビット誤り率の向上を図るために、インタ
リーブが導入される。インタリーブ処理には様々な方式
があるが、例えば、行列の行と列の変換による方法を採
用する。インタリーブ処理を行うためには、行×列サイ
ズに対応したデータをメモリに蓄積しておく必要があ
る。送信機側のインタリーブ部３３ではメモリに行方向
に書き込み、列方向に読み出して、図１（ａ）のシリア
ル・パラレル変換器２に出力する。このインタリーブの
１周期長は、上述したＣＲＣ符号のブロック長よりも長
くされるのが通常である。

【００４５】図７（ｂ）は受信機側の部分構成図であっ
て、図１（ｂ）の判定部１９および適応等化器２０と、
ＣＲＣチェックおよび誤り状態比較部２１との間に設け
られる。３４ａ，３４ｂはデ・インタリーブ部、３５
ａ，３５ｂはビタビ復号部、３６ａ，３６ｂは固定ビッ
ト除去部である。添字ａはモード１の出力系統を示し、
添字ｂはモード２の出力系統を示す。図７（ａ）に示し
たように、送信機側でＣＲＣ符号挿入の後に畳み込み符
号及びインタリーブを行って誤り率の向上を図る場合
に、受信機側では、デ・インタリーブ部３４ａ，３４
ｂ、および、畳み込み符号を復号するためのビタビ復号
部３５ａ，３５ｂを設ける。

【００４６】ビタビ復号されたデータは、固定ビット除
去部３６ａ，３６ｂにおいて、５ビットの固定ビット
“０”が除去されて、ＣＲＣチェックおよび誤り状態比
較部２１に出力される。なお、インタリーブの周期を単
位としてデ・インタリーブ処理が行われるため、ＣＲＣ
チェックを行えるのは、最短でもインタリーブの周期で
ある。したがって、インタリーブの周期よりも、（ＣＲ
Ｃ符号＋固定ビット）からなる１ブロックの長さが短け
れば、１度のチェックで複数のＣＲＣチェック結果が出
る場合がある。

【００４７】また、別の構成として、送信機側でスクラ
ンブル処理および畳み込み符号化を行い、受信機側で
は、この逆の順序でビタビ復号およびデスクランブル処
理を行うこともできる。図８は、本発明の第３の実施の
形態を示すブロック構成図である。図中、図９，図１と
同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。図８
（ａ）は、送信機側の部分構成図であって、図１（ａ）
におけるシリアル・パラレル変換器２の前に設けられ
る。４１はスクランブル処理部４１である。ＣＲＣ符号
化部１において、誤り検出符号としてのＣＲＣ符号は、
例えば、次式に示す生成多項式により生成される。冗長ビット列：１７ビット生成多項式：Ｘ¹⁷＋Ｘ¹⁶＋Ｘ¹⁵＋Ｘ¹³＋Ｘ¹²＋Ｘ⁸＋Ｘ⁷
＋Ｘ⁵＋Ｘ²＋１送信データを８２ビットとすると、１ブロック長は９９
ビットとなる。

【００４８】スクランブル処理は、通信制御動作の干渉
に対する保護を目的として導入される機能で、データの
配列をランダムにし、これによって誤り訂正能力を向上
させる。スクランブル処理部４１では、シフトレジスタ
ＰＮ（９，５）の出力とスクランブルされるデータ列、
すなわち、ＣＲＣ符号化部１でのＣＲＣ符号のビット列
との、ビット毎の排他的論理和（ＥＸＯＲ）演算を行
う。固定ビット挿入付加部３１では、誤り訂正符号化前
に、スクランブル処理されたＣＲＣ符号のビット列の末
尾に５ビットの固定ビット“０”を付加する。１ブロッ
ク長は、１０４ビットとなる。

【００４９】畳み込み符号化部３２は、固定ビット挿入
後のビット列（上述した具体例では、１０４ビット）を
入力として、誤り訂正符号として、例えば、以下に示す
畳み込み符号化を行う。出力ビットは１，２の順に交互
に読み出す。符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号化（拘束長Ｋ＝６）生成多項式：Ｇ１（Ｄ）＝１＋Ｄ＋Ｄ³＋Ｄ⁵ Ｇ２（Ｄ）＝１＋Ｄ²＋Ｄ³＋Ｄ⁴＋Ｄ⁵

【００５０】図８（ｂ）は受信機側の部分構成図であっ
て、図１（ｂ）の判定部１９および適応等化器２０と、
ＣＲＣチェックおよび誤り状態比較部２１との間に設け
られる。４２ａ，４２ｂはデスクランブル処理部であ
る。受信機側では、モード１、モード２の２系統の判定
出力に対して、ビタビ復号とデスクランブル処理とを行
い、その判定結果に対して、ＣＲＣチェックおよび出力
選択を行う。デスクランブル処理は、スクランブルされ
た符号列を復元する処理で、送信側で、ＣＲＣ符号のビ
ット列をスクランブルしたときに設定したレジスタ初期
値を設定して得られるスクランブルパターンと、スクラ
ンブルされた符号列とを、1ビットずつ加算する方法で
可能である。

【００５１】次に、上述した本発明の第２，第３の実施
の形態における上述したＣＲＣチェックおよび誤り状態
比較部２１および出力選択部２２について説明する。上
述した本発明の第３の実施の形態においても、上述した
ＣＲＣチェックおよび誤り状態比較部２１および出力選
択部２２は、上述した第１の実施の形態と同様に動作す
る。しかし、第２の実施の形態においては、インタリー
ブの周期が長ければ、このインタリーブの周期を単位と
して処理を行う。出力選択部２２における出力選択は、
最短でも、インタリーブの周期で行うことになる。そし
て、各ＣＲＣ符号の１ブロックに対し、ＣＲＣチェック
結果のＮＧ（誤り有り）、ＯＫ（誤りなし）に応じてそ
のブロック中の情報ビット列を選択するか否かが決定さ
れる。

【００５２】別法として、インタリーブの周期内に、複
数のブロックがあるときに、各ブロックのＣＲＣチェッ
ク結果を総合した判定、例えば、多数決等によって、各
ブロックの情報ビットを選択するか否かを決定すること
も可能である。上述した第２，第３の実施の形態におい
ても、ＣＲＣチェック結果に応じて情報ビット列が選択
されるため、モード１，２の両系統の情報ビット系列を
一時的に保持しておく必要がある。そのため、ＣＲＣチ
ェックおよび誤り状態比較部２１あるいは出力選択部２
２において、情報ビット系列を保持するためのバッファ
を設けておく。第２の実施の形態においては、インタリ
ーブの周期を単位として処理が行われるため、バッファ
が記憶しなければならない容量が大きくなる。

【００５３】上述した第１ないし第３の実施の形態にお
ける説明では、２つのフェージング補償モードを同時並
行動作させている。２つのフェージング歪補償モードの
系統において同時に誤りが発生する確率は小さい。した
がって、ＯＫ（誤りなし）と判定された系統の情報ビッ
ト系列を選択して出力することにより、出力データの誤
り率が減少する。この作用は、伝搬路のフェージング環
境が、図５に示した遅延時間のどの範囲にあってもいえ
る作用である。特に、２つのフェージング歪補償モード
の系統において、それぞれのＢＥＲが近接している、図
示のτ_thの近傍においてその作用が著しい。

【００５４】一方、第１ないし第３の実施の形態におけ
る、出力選択の第２の方法として、受信機側で、選択さ
れたモードの誤りチェック結果の履歴情報から、２つの
フェージング補償法に対して一定時間の間、あるいは、
以後継続して、一方の動作を停止させる等の制御を行う
こともできる。動作を停止させた側では、信号処理をソ
フトウエアで行っている場合に、ソフトウエアの処理負
荷を低減させることができる。信号処理をハードウエア
で行っている場合に、電源供給を遮断して消費電力を低
減させることができる。次の所定の切り換えタイミング
において、再び、２つのフェージング補償法に対してＣ
ＲＣチェックと誤り状態を比較して、出力選択をやり直
すことができる。また、この場合、ＣＲＣチェックの対
象となったブロックの情報ビット列をバッファに一時記
憶しておく必要は必ずしもない。以降に受信されるブロ
ックについて出力選択を行えばよい。

【００５５】移動端末が移動しても、フェージング環境
が急激には変化しない場合において、上述した出力選択
の第２の方法は有効である。ＣＲＣチェックによって切
り換え選択を可能とするタイミングとしては、所定の複
数ブロック間隔で、あるいは、ある定期的な時間間隔を
設定することができる。通信開始時の呼設定シーケンス
において、あるいは、ゾーンを切り換えるハンドオフ時
としてもよい。あるいは、基地局の受信機のように、一
旦設置されれば、使用環境が変わらない使用形態におい
ても有効である。最初の設置時にＣＲＣチェックを行え
ばよい。ただし、上述した出力選択の第２の方法では、
２つのフェージング補償モードを同時並行動作させるこ
とによる利点はなくなる。

【００５６】上述した説明では、第２の実施の形態を除
いて、ＣＲＣチェックを、ＣＲＣ符号の１ブロック単位
で行っていた。これに代えて、特に、上述した出力選択
の第２の方法においては、所定の期間、例えば、複数の
ブロック期間についてのＣＲＣチェック結果に基づい
て、ビットエラーが少なくなると推定される側の、いず
れか一方のフェージング補償モードの系統の出力を選択
するようにしてもよい。例えば、所定の複数のブロック
期間におけるＯＫ（誤りなし）の数の多い方のフェージ
ング補償モードの系統を選択したり、連続して所定回数
ＯＫが出る方のフェージング補償モードの系統を選択し
たりすればよい。また、送信側において冗長ビットを付
加してＣＲＣ符号化するのは、およびまたは、受信側に
おいてＣＲＣチェックを行うのは、出力を切り換えるか
どうかを判断する必要のあるときにのみ行うようにして
もよい。

【００５７】

【発明の効果】上述した説明から明らかなように、本発
明によれば、２つのフェージング補償モードの判定結果
に対する誤り検査結果から、誤りのない方を選択するよ
うな構成にしたので、異なる伝搬環境に適応して、フェ
ージング歪補償を精度よく行えるという効果がある。ま
た、異なる特性のフェージング歪補償モードを並列使用
しているので、ビット誤り率が低くなるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図1】本発明の第１の実施の形態のブロック構成図で
ある。

【図２】ＣＲＣ符号の説明図である。

【図３】本発明の実施の一形態におけるフレームフォー
マットを示す説明図である。

【図４】１６ＱＡＭの信号空間ダイアグラムを示す図で
ある。

【図５】パイロットシンボル挿入法および適応等化器使
用の２つのフェージング歪補償法に対する、遅延時間対
ＢＥＲ（ビット誤り率）の関係を模式的に示す線図であ
る。

【図６】ＣＲＣチェック結果に対する、パイロットシン
ボル挿入法による判定出力、適応等化器による判定出力
という、２つのフェージング補償モードによる２系統の
判定出力を選択する基準の一例を示す説明図である。

【図７】本発明の第２の実施の形態のブロック構成図で
ある。

【図８】本発明の第３の実施の形態のブロック構成図で
ある。

【図９】「パイロットシンボル挿入法」を用いた従来の
無線通信装置のブロック構成図である。

【図１０】「パイロットシンボル挿入法」における送信
データのフレーム構成を示す説明図である。

【図１１】図９（ｂ）に示したフェージング歪推定・補
償部１８を説明するためのブロック構成図である。

【図１２】適応等化器を用いた従来の無線通信装置のブ
ロック構成図である。

【図１３】適応等化器を用いた場合のフレーム構成図で
ある。

【図１４】パイロットシンボル挿入法とＲＬＳ判定帰還
型等化器を使用したフェージング歪補償法のシミュレー
ション結果を示す線図である。

【符号の説明】

１…ＣＲＣ符号化部、２…シリアル・パラレル変換器、
３…ベースバンド信号発生部、４…フレーム信号生成
部、５…ローパスフィルタ、６…直交変調器、７…局部
発振器、８…増幅器、９…送信アンテナ、１１…受信ア
ンテナ、１２…バンドパスフィルタ、１３…自動利得制
御部、１４…自動周波数制御部、１５…直交復調器、１
６…局部発振器、１７…ローパスフィルタ、１８…パイ
ロットシンボルによるフェージング歪推定・補償部、１
９…シンボル判定部、２０…適応等化器、２１…ＣＲＣ
チェックおよび誤り状態比較部、２２…出力選択部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩＨ０３Ｍ 13/41 Ｈ０４Ｂ 3/10 ＣＨ０４Ｂ 3/10 Ｈ０４Ｊ 3/00 Ｇ 7/26 Ｈ０４Ｌ 1/00 ＢＨ０４Ｊ 3/00 27/00 ＫＨ０４Ｌ 1/00 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｃ (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 H03M 13/00 H04B 3/00 - 7/26 H04J 3/00 H04L 1/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】送信データを誤り検出可能な符号に符号
化して送信符号化ビット列が生成され、該送信符号化ビ
ット列に基づいて情報シンボル列が生成され、該情報シ
ンボル列に基づいて情報シンボル区間が形成され、少な
くとも１つのパイロットシンボルを前記情報シンボル区
間に挿入およびまたは付加されるとともに少なくとも１
つのトレーニングシンボル系列が前記情報シンボル区間
に付加されたフレーム信号により変調された信号を受信
する受信手段と、受信信号を復調する復調手段と、復調された前記パイロットシンボルを用いてフェージン
グ歪を推定することにより、復調された前記情報シンボ
ル列をフェージング歪補償した上で前記情報シンボル列
を判定する第１の判定手段と、該第１の判定手段と同時並行して動作するものであっ
て、復調された前記トレーニングシンボル系列を用いて
適応等化を行うことにより、復調された前記情報シンボ
ル列を判定する第２の判定手段と、前記第１の判定手段の出力に基づいて得られる第１の受
信符号化ビット列と、前記第２の判定手段の出力に基づ
いて得られる第２の受信符号化ビット列の、それぞれの
誤りを検査して比較する誤り検査手段と、該誤り検査手段の検査結果に応じて、前記第１，第２の
受信符号化ビット列のうち、両方に誤りが検出されなか
ったときは、以前に選択されていた方の受信符号化ビッ
ト列を継続して選択し、いずれか一方に誤りが検出され
なかったときは、誤りが検出されなかった方の受信符号
化ビット列を選択し、両方に誤りが検出されたときは、
以前に選択されていた方の受信符号化ビット列を継続し
て選択することにより、前記送信データを出力する出力
選択手段、を有することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】前記出力選択手段は、前記誤り検査手段
の検査結果に応じて、前記第１，第２の受信符号化ビッ
ト列の両方に誤りが検出されなかったときは、以前に選
択されていた方の受信符号化ビット列を継続して選択す
るのに代えて、決めておいた、いずれか一方の受信符号
化ビット列を選択する、ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】前記誤り検出可能な符号は、ブロック単
位で前記送信データを符号化するものであり、前記第１，第２の受信符号化ビット列を前記ブロック単
位で一時記憶するためのデータバッファを有し、前記出力選択手段は、前記ブロック単位で、前記第１の
受信符号化ビット列と前記第２の受信符号化ビット列と
の、それぞれの誤り検査結果に応じて、前記データバッ
ファに記憶された、前記第１，第２の受信符号化ビット
列のいずれか一方を選択することにより、前記送信デー
タを出力する、ことを特徴とする請求項１または２に記載の無線通信装
置。
【請求項４】前記情報シンボル列は、前記送信符号化
ビット列に固定ビット挿入された後に畳み込み符号化さ
れインタリーブされたものであり、前記第１，第２の判定手段の出力を、デ・インタリーブ
した後にビタビ復号し固定ビット除去をすることによ
り、前記第１，第２の受信符号化ビット列を出力する第
１，第２の受信符号変換手段を有する、ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に
記載の無線通信装置。
【請求項５】前記情報シンボル列は、前記送信符号化
ビット列をスクランブルされた後に固定ビット挿入され
畳み込み符号化されたものであり、前記第１，第２の判定手段の出力を、ビタビ復号した後
に固定ビット除去しデスクランブルすることにより、前
記第１，第２の受信符号化ビット列を出力する第１，第
２の受信符号変換手段を有する、ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に
記載の無線通信装置。