JP3431014B2 - Power supply device, liquid crystal display device, and power supply method - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、電源供給装置、該
電源供給装置を含む液晶表示装置及び該電源供給装置に
用いられる電源供給方法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply device, a liquid crystal display device including the power supply device, and a power supply method used for the power supply device.

【０００２】[0002]

【背景技術】図３３には、液晶表示装置等に用いられる
従来の電源供給装置の一例が示される。なお、以下で
は、液晶表示装置に用いられる電源供給装置を例にとり
説明を行う。この電源供給装置３２０は、電圧調整部３
２２と多値電圧生成部３２４とを含む。BACKGROUND ART FIG. 33 shows an example of a conventional power supply device used for a liquid crystal display device or the like. In the following, a power supply device used in a liquid crystal display device will be described as an example. The power supply device 320 includes a voltage adjusting unit 3
22 and a multi-value voltage generation unit 324.

【０００３】ここで、電圧調整部３２２は電源電圧Ｖ
Ｓ、ＶＤＤ間の電圧を調整することにより調整電圧Ｖｒ
ｅｇを生成する機能を有し、制御部３１４と分圧抵抗３
１３とを含む。そして、制御部３１４はスイッチＳ１〜
Ｓ４を含み、入力された調整電圧設定信号に基づいて分
圧抵抗３１３の抵抗値を制御する。また、分圧抵抗３１
３は抵抗Ｒ１〜Ｒ４を含み、制御部３１４の制御により
抵抗Ｒ１〜Ｒ４が選択的にバイパスされ、これにより分
圧抵抗３１３の抵抗値が変化し、調整電圧Ｖｒｅｇが決
定される。そして、このように電圧調整可能とすること
により、ユーザ等が液晶表示のコントラストを調整でき
るようになる。In this case, the voltage adjusting section 322 uses the power supply voltage V
Adjusting voltage Vr by adjusting the voltage between S and VDD
It has a function of generating eg, and has a control unit 314 and a voltage dividing resistor 3
13 and 13. The control unit 314 then switches the switches S1 to S1.
Including S4, the resistance value of the voltage dividing resistor 313 is controlled based on the input adjustment voltage setting signal. In addition, the voltage dividing resistor 31
Reference numeral 3 includes resistors R1 to R4, and the resistors R1 to R4 are selectively bypassed under the control of the control unit 314, whereby the resistance value of the voltage dividing resistor 313 changes, and the adjustment voltage Vreg is determined. By enabling the voltage adjustment in this way, the user or the like can adjust the contrast of the liquid crystal display.

【０００４】また、多値電圧生成部３２４は抵抗Ｒａ〜
Ｒｅからなる分圧抵抗３１２を含み、電圧調整部３２２
からの調整電圧Ｖｒｅｇを分割して多値の電源電圧Ｖ０
〜Ｖ５を生成する機能を有する。そして、この多値の電
源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成することにより、液晶表示にお
ける例えば６レベル駆動法が可能となる。Further, the multi-value voltage generator 324 has resistors Ra-.
The voltage adjusting unit 322 includes the voltage dividing resistor 312 including Re.
The regulated voltage Vreg is divided into multi-valued power supply voltage V0.
Has a function of generating ~ V5. Then, by generating the multivalued power supply voltages V0 to V5, for example, a 6-level driving method in liquid crystal display becomes possible.

【０００５】図３４には、従来の電源供給装置の他の一
例が示される。図３４では図３３と異なり、多値電圧生
成部３２６はボルテージフォロワ接続されたオペアンプ
（演算増幅器）３０１〜３０５を含む。そして、分圧抵
抗３１２の各分割端子（タップ）３３０〜３３８にこれ
らのオペアンプ３０１〜３０５が接続されている。そし
て、これらのオペアンプ３０１〜３０５により、分割端
子３３０〜３３８に生成される分割電圧のインピーダン
ス変換を行っている。この場合、従来の電源供給装置に
おいては、全てのオペアンプ３０１〜３０５が後に図１
０で説明する構成のオペアンプ（Ｎ型オペアンプ）とな
っている。FIG. 34 shows another example of the conventional power supply device. In FIG. 34, unlike FIG. 33, the multi-value voltage generation unit 326 includes operational amplifiers (operational amplifiers) 301 to 305 connected in a voltage follower manner. The operational amplifiers 301 to 305 are connected to the divided terminals (tap) 330 to 338 of the voltage dividing resistor 312. The operational amplifiers 301 to 305 perform impedance conversion of the divided voltage generated at the divided terminals 330 to 338. In this case, in the conventional power supply device, all the operational amplifiers 301 to 305 will be described later.
It is an operational amplifier (N-type operational amplifier) having a configuration described in 0.

【０００６】図３３、図３４に示す電圧調整部３２２で
は、調整電圧設定信号に基づいて制御部３１４のスイッ
チＳ１〜Ｓ４をオン・オフする。そして、これにより電
源ＶＳ−ＶＤＤ間に接続される分圧抵抗の段数を変化さ
せ、調整電圧Ｖｒｅｇの生成を行っている。その後、こ
の調整電圧Ｖｒｅｇを分圧抵抗３１２より分割する。そ
して、図３３の場合には、この分割された電圧をインピ
ーダンス変換せずにそのまま多値の駆動用電源電圧Ｖ０
〜Ｖ５として出力する。一方、図３４の場合には、この
分割された電圧をボルテージフォロワ接続されたオペア
ンプ３０１〜３０５によりインピーダンス変換して多値
の駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成し、出力する。In the voltage adjusting section 322 shown in FIGS. 33 and 34, the switches S1 to S4 of the control section 314 are turned on / off based on the adjustment voltage setting signal. Then, by this, the number of stages of the voltage dividing resistors connected between the power supply VS and VDD is changed to generate the adjustment voltage Vreg. Then, the adjustment voltage Vreg is divided by the voltage dividing resistor 312. In the case of FIG. 33, the divided voltage is directly subjected to impedance conversion without being converted into multi-valued drive power supply voltage V0.
~ Output as V5. On the other hand, in the case of FIG. 34, the divided voltages are impedance-converted by operational amplifiers 301 to 305 connected to voltage followers to generate and output multivalued driving power supply voltages V0 to V5.

【０００７】そして、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ
５は、図示しない液晶駆動信号生成部（ＬＣＤドライ
バ）に供給される。そして、この駆動信号生成部が、こ
れらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５に基づいて液晶パネル
を駆動するための駆動信号を生成することになる。Then, these driving power supply voltages V0 to V
5 is supplied to a liquid crystal drive signal generator (LCD driver) (not shown). Then, the drive signal generation unit generates a drive signal for driving the liquid crystal panel based on these drive power supply voltages V0 to V5.

【０００８】[0008]

【発明が解決しようとする課題】液晶表示装置は携帯機
器等に多く用いられている。そのため液晶表示装置に
は、消費電流を非常に少なくし低消費電力にしなければ
ならないという課題がある。更に、液晶表示装置には、
このように低消費電力であると共に、表示品質も高めな
ければならないという課題がある。そして、液晶表示装
置の低消費電力化を図るためには、液晶表示装置に対し
て電源供給を行う電源供給装置についても低消費電力化
する必要がある。また、液晶表示装置の表示の高品質化
を図るためには、電源供給装置から供給される電源電圧
も、液晶表示装置の表示品質を悪化させないような電源
電圧とする必要がある。Liquid crystal display devices are often used in portable devices and the like. Therefore, the liquid crystal display device has a problem that the current consumption must be extremely reduced to reduce the power consumption. Furthermore, the liquid crystal display device,
As described above, there is a problem that the display quality must be improved while the power consumption is low. In order to reduce the power consumption of the liquid crystal display device, it is necessary to reduce the power consumption of the power supply device that supplies power to the liquid crystal display device. Further, in order to improve the display quality of the liquid crystal display device, the power supply voltage supplied from the power supply device must be a power supply voltage that does not deteriorate the display quality of the liquid crystal display device.

【０００９】上記の課題を鑑みた場合には、図３３、図
３４に示す従来の電源供給装置３２０、３２１には以下
のような問題があった。In view of the above problems, the conventional power supply devices 320 and 321 shown in FIGS. 33 and 34 have the following problems.

【００１０】液晶表示装置に使用される電源供給装置で
は、前述のように液晶表示のコントラスト調整等を行う
ために電圧調整が可能となっている。そして、図３３、
図３４に示す従来例では、電圧調整部３２２により電源
間に接続される抵抗の段数を変化させることにより、こ
の電圧調整を行っている。今、分圧抵抗３１２、３１３
の抵抗値を各々Ｒ１２、Ｒ１３とする。すると抵抗値Ｒ
１２は、Ｒ１２＝Ｒａ＋Ｒｂ＋Ｒｃ＋Ｒｄ＋Ｒｅとな
り、固定値となる。また、抵抗値Ｒ１３は、制御部３１
４において、どのスイッチがオンされるかで決定され
る。例えば、Ｒ４〜Ｒ１の抵抗比を８：４：２：１とし
たとすると、Ｓ４〜Ｓ２がオフ、Ｓ１がオンの場合はＲ
１３＝Ｒ４＋Ｒ３＋Ｒ２＝１４Ｒとなる（Ｒ１の抵抗値
をＲとする）。このように、抵抗値Ｒ１３は、調整電圧
設定信号によりＳ４〜Ｓ１をオン・オフすることによ
り、例えば０〜１５Ｒ（＝Ｒ１３ｔｏｔ）の間で可変さ
せることが可能となる。In the power supply device used for the liquid crystal display device, the voltage can be adjusted in order to adjust the contrast of the liquid crystal display as described above. And FIG. 33,
In the conventional example shown in FIG. 34, this voltage adjustment is performed by changing the number of stages of resistors connected between the power supplies by the voltage adjustment unit 322. Now, voltage dividing resistors 312 and 313
And the resistance values of R12 and R13, respectively. Then the resistance value R
12, R12 = Ra + Rb + Rc + Rd + Re, which is a fixed value. Further, the resistance value R13 is determined by the control unit 31.
At 4, it is determined which switch is turned on. For example, assuming that the resistance ratio of R4 to R1 is 8: 4: 2: 1, when S4 to S2 are off and S1 is on, R
13 = R4 + R3 + R2 = 14R (the resistance value of R1 is R). In this way, the resistance value R13 can be varied, for example, between 0 and 15R (= R13tot) by turning on and off S4 to S1 by the adjustment voltage setting signal.

【００１１】従来の電源供給装置では、調整電圧Ｖｒｅ
ｇは、これらの抵抗値Ｒ１２、Ｒ１３の比により決定さ
れ、次式のように表される。なお、以下の説明ではＶＤ
Ｄ＝０Ｖとし、また、ＶＳは負電圧であり例えば−９Ｖ
である。In the conventional power supply device, the adjustment voltage Vre
g is determined by the ratio of these resistance values R12 and R13, and is represented by the following equation. In the following description, VD
D = 0V, and VS is a negative voltage, for example, -9V.
Is.

【００１２】 Ｖｒｅｇ＝ＶＳ・Ｒ１２／（Ｒ１２＋Ｒ１３） …式（１） ここで、抵抗値Ｒ１３は、上述のように０〜１５Ｒ（Ｒ
１３ｔｏｔ）の間で可変させることができ、これにより
図３５（Ａ）に示すようにＶｒｅｇの値を可変すること
ができる。例えば、Ｖｒｅｇは、Ｒ１３＝０（Ｓ４〜Ｓ
１が全てオン）の場合に、次式で表されるように負の値
の最大値Ｖｒｍａｘとなる。Vreg = VS · R12 / (R12 + R13) Equation (1) Here, the resistance value R13 is 0 to 15R (R as described above.
The value of Vreg can be varied as shown in FIG. 35 (A). For example, Vreg is R13 = 0 (S4 to S
When all 1's are on, the maximum value Vrmax is a negative value as expressed by the following equation.

【００１３】Ｖｒｍａｘ＝ＶＳ …式（２） また、Ｖｒｅｇは、Ｒ１３＝Ｒ１３ｔｏｔ＝１５Ｒ（Ｓ
４〜Ｓ１が全てオフ）の場合に、次式で表されるように
負の値の最小値Ｖｒｍｉｎとなる。Vrmax = VS Equation (2) Further, Vreg is R13 = R13tot = 15R (S
4 to S1 are all off), the minimum negative value Vrmin is obtained as represented by the following equation.

【００１４】 Ｖｒｍｉｎ＝ＶＳ・Ｒ１２／（Ｒ１２＋Ｒ１３ｔｏｔ） …式（３） 従って、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅは次式のようにな
る。Vrmin = VSR12 / (R12 + R13tot) Equation (3) Therefore, the voltage adjustment range Vrange is expressed by the following equation.

【００１５】 Ｖｒａｎｇｅ＝｜Ｖｒｍａｘ−Ｖｒｍｉｎ｜ ＝｜ＶＳ｜・Ｒ１３ｔｏｔ／（Ｒ１２＋Ｒ１３ｔｏｔ） …式（４） 液晶表示装置に使用される電源供給装置では、コントラ
スト調整の幅を大きくできることが望ましいため、電圧
調整範囲Ｖｒａｎｇｅもなるべく広く設定できることが
望まれる。そして、上式（４）から理解されるように、
従来例において電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅを広くしたい
場合には、段数の固定されている分圧抵抗３１２の抵抗
値Ｒ１２を小さくするか、あるいは段数の切り変えが可
能な分圧抵抗３１３の総抵抗値Ｒ１３ｔｏｔを大きくし
なければならない。しかし、前者では、分圧抵抗の抵抗
値が小さくなるので電源電圧ＶＤＤと電源電圧ＶＳ間に
流れる消費電流が大きくなり、低消費電力化を図るとい
う上記課題を解決できない。また後者では、本回路を半
導体集積回路に搭載する場合において、ポリシリコン等
で形成される抵抗の形状比が大きくなってしまい、チッ
プ面積が大きくなってしまうという問題がある。Vrange = | Vrmax−Vrmin | = | VS | · R13tot / (R12 + R13tot) Equation (4) In the power supply device used for the liquid crystal display device, it is desirable that the width of contrast adjustment can be widened, and therefore voltage adjustment is possible. It is desired that the range Vrange can be set as wide as possible. Then, as understood from the above equation (4),
When it is desired to widen the voltage adjustment range Vrange in the conventional example, the resistance value R12 of the voltage dividing resistor 312 whose number of stages is fixed is reduced, or the total resistance value R13tot of the voltage dividing resistor 313 whose number of stages can be changed. Must be increased. However, in the former case, since the resistance value of the voltage dividing resistor becomes small, the current consumption flowing between the power supply voltage VDD and the power supply voltage VS becomes large, and the above problem of low power consumption cannot be solved. Further, in the latter case, when the present circuit is mounted on a semiconductor integrated circuit, there is a problem that the shape ratio of a resistor formed of polysilicon or the like becomes large and the chip area becomes large.

【００１６】また、このように電源供給装置により電圧
調整を行う場合には、電圧調整を行うためのセンター値
Ｖｃを設定する必要がある。このセンター値Ｖｃは、液
晶表示のコントラストを調整する場合に、コントラスト
の明暗の中心の値となるものである。この場合、図３５
（Ａ）に示すように、例えば、Ｓ４〜Ｓ１＝（０１１
１）（０はオフを表し、１はオンを表す）にセンター値
Ｖｃを設定することが望ましい。このようにすれば、例
えば上側に７レベル、下側に８レベルの範囲で電圧調整
が可能となり、コントラスト調整を明るい側にも暗い側
にも同等の範囲で行うことが可能となるからである。し
かし、電源供給装置等を構成する半導体デバイス、ある
いは、液晶表示素子にはプロセス変動等を原因とする製
造上のバラツキが生じる。そして、このようなバラツキ
が生じた場合には、コントラスト調整の明暗の中心とな
るセンター値Ｖｃもばらついてしまう。この場合、上式
（１）〜（４）から明らかなように、従来の電源供給装
置では分圧抵抗の抵抗値Ｒ１２とＲ１３によって調整電
圧の最大値、最小値、電圧調整範囲が固定されてしま
う。従って、このような製造上のバラツキが生じてセン
ター値Ｖｃが変動した場合にも、これらの最大値、最小
値、電圧調整範囲を上側あるいは下側にずらすことはで
きない。このため、例えばセンター値Ｖｃが図３５
（Ｂ）に示すようにＳ４〜Ｓ１＝（０１００）の値とな
った場合には、上側に４レベルの範囲でしか電圧調整を
行うことができず、コントラスト調整を明るい側にも暗
い側にも同等の範囲で行うことができなくなる。これに
より、上記の表示品質の向上という課題を解決できなく
なる。この場合、製造上のバラツキを考慮し分圧抵抗３
１３の段数を多くし電圧調整の範囲を余分に広げておく
という解決法も考えられるが、この手法では半導体のチ
ップ面積が増大してしまうという問題がある。また、従
来の電源供給装置では分圧抵抗の段数を切り替えて電圧
調整を行うため、このセンター値Ｖｃを決めるための
値、例えば図３５（Ａ）における（０１１１）、図３５
（Ｂ）における（０１００）の値を、不揮発性メモリな
どに保存しておく必要があり、システムを構成する際の
回路構成が複雑になるという問題があった。Further, when the voltage is adjusted by the power supply device as described above, it is necessary to set the center value Vc for adjusting the voltage. The center value Vc is a value of the center of contrast contrast when adjusting the contrast of the liquid crystal display. In this case, FIG.
As shown in (A), for example, S4 to S1 = (011
It is desirable to set the center value Vc to 1) (0 represents OFF and 1 represents ON). This is because, for example, the voltage can be adjusted in the range of 7 levels on the upper side and 8 levels on the lower side, and the contrast can be adjusted in the same range on the bright side and the dark side. . However, a semiconductor device that constitutes a power supply device or the like, or a liquid crystal display element suffers manufacturing variations due to process variations and the like. When such variations occur, the center value Vc, which is the center of contrast adjustment brightness, also varies. In this case, as is apparent from the above formulas (1) to (4), in the conventional power supply device, the maximum value, the minimum value, and the voltage adjustment range of the adjustment voltage are fixed by the resistance values R12 and R13 of the voltage dividing resistors. I will end up. Therefore, even when the center value Vc fluctuates due to such manufacturing variations, the maximum value, the minimum value, and the voltage adjustment range cannot be shifted to the upper side or the lower side. Therefore, for example, the center value Vc is shown in FIG.
As shown in (B), when the value of S4 to S1 = (0100) is reached, the voltage adjustment can be performed only in the range of four levels on the upper side, and the contrast adjustment can be performed on the bright side and the dark side. Will not be possible in the same range. This makes it impossible to solve the problem of improving the display quality. In this case, the voltage dividing resistor 3
A possible solution is to increase the number of stages of 13 and extend the range of voltage adjustment excessively, but this method has a problem of increasing the chip area of the semiconductor. Further, in the conventional power supply device, since the voltage adjustment is performed by switching the number of stages of the voltage dividing resistors, a value for determining the center value Vc, for example, (0111) in FIG.
The value of (0100) in (B) needs to be stored in a non-volatile memory or the like, which causes a problem that the circuit configuration when configuring the system becomes complicated.

【００１７】更に、図３３、図３４に示す従来例におい
ては、上式（１）から明らかなように、電源電圧ＶＳ等
と分圧抵抗３１２、３１３の抵抗比とで調整電圧Ｖｒｅ
ｇが決定される。従って、電源電圧が変動すると調整電
圧Ｖｒｅｇも変動してしまうという問題があり、電池
（バッテリー等）を電源とした液晶表示装置の場合には
電池の電圧の変化によって表示品質が変化してしまうと
いう問題もあった。Further, in the conventional example shown in FIGS. 33 and 34, as is clear from the above equation (1), the adjustment voltage Vre is obtained by the power source voltage VS and the like and the resistance ratio of the voltage dividing resistors 312 and 313.
g is determined. Therefore, there is a problem that the adjustment voltage Vreg also changes when the power supply voltage changes, and in the case of a liquid crystal display device that uses a battery (battery or the like) as a power supply, the display quality changes due to the change in the battery voltage. There was also a problem.

【００１８】次に、図３３、図３４に示す多値電圧生成
部３２４、３２６について考える。Next, consider the multilevel voltage generators 324 and 326 shown in FIGS.

【００１９】一般的に、時分割に液晶を駆動するシステ
ムにおいては、公知の６レベル駆動法（電圧平均化法）
の計算式より求められる６値の電源電圧が用いられる。
電圧の高いほうからＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ
５と呼ぶことにする。液晶表示装置にはコモン電極とセ
グメント電極があり、コモン電極にはラインの選択・非
選択を決めるためのコモン信号（走査信号）が与えられ
る。また、セグメント電極には表示ドットの点灯・非点
灯を決めるためのセグメント信号（データ信号）が与え
られる。コモン電極の電圧は選択された期間にはＶ５
（Ｖ０）となり、非選択の場合はＶ１（Ｖ４）となる。
そして、コモン電極の電圧がＶ５（Ｖ０）の場合、セグ
メント電極の電圧がＶ０（Ｖ５）であれば点灯となり、
Ｖ２（Ｖ３）であれば非点灯となる。なお、ここでカッ
コ内は交流化信号（以後ＦＲ信号と呼ぶ）の極性が反転
した場合の電源電圧を表す。Generally, in a system for driving a liquid crystal in a time division manner, a known 6-level driving method (voltage averaging method)
A six-valued power supply voltage obtained from the calculation formula is used.
From the highest voltage, V0, V1, V2, V3, V4, V
I will call it 5. The liquid crystal display device has a common electrode and a segment electrode, and a common signal (scanning signal) for determining selection / non-selection of a line is given to the common electrode. Further, a segment signal (data signal) for determining lighting / non-lighting of the display dot is applied to the segment electrode. The voltage of the common electrode is V5 during the selected period.
(V0), and V1 (V4) when not selected.
Then, when the voltage of the common electrode is V5 (V0) and the voltage of the segment electrode is V0 (V5), it lights up,
If it is V2 (V3), it is not lit. Here, the values in parentheses represent the power supply voltage when the polarity of the AC signal (hereinafter referred to as FR signal) is inverted.

【００２０】多値電圧生成部３２４、３２６では、これ
らの多値の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５が生成される。この場
合、図３３に示す多値電圧生成部３２４では、分圧抵抗
３１２により電源電圧を分割し、これらをそのままＶ０
〜Ｖ５として用いている。しかし、このように抵抗分割
された電圧をそのまま液晶駆動用の電源電圧として用い
るのは、表示品質の面、低消費電力の面で好ましいもの
ではない。即ち、装置の低消費電力化を図るためには、
分圧抵抗３１２を構成する抵抗Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値をな
るべく高くし、分圧抵抗３１２を流れる電流値をなるべ
く小さくする必要がある。しかし、Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値
を高くすると、今度は、分圧抵抗３１２の分割端子３３
０〜３３８における出力インピーダンスが高くなってし
まう。そして、このように出力インピーダンスが高くな
ると、液晶を駆動する際の電源電圧の変動が大きくな
り、液晶の表示品質を低下させてしまう。従って、この
方式による多値電源電圧の生成は、大型の液晶パネルを
駆動するものとしては不適当のものとなる。The multi-value voltage generators 324 and 326 generate these multi-value power source voltages V0 to V5. In this case, in the multi-value voltage generation unit 324 shown in FIG. 33, the power supply voltage is divided by the voltage dividing resistor 312, and these are directly applied to V0.
Used as V5. However, it is not preferable to use the resistance-divided voltage as it is as the power supply voltage for driving the liquid crystal in terms of display quality and low power consumption. That is, in order to reduce the power consumption of the device,
It is necessary to increase the resistance values of the resistors Ra to Re that form the voltage dividing resistor 312 as much as possible and to reduce the current value flowing through the voltage dividing resistor 312 as much as possible. However, if the resistance values of Ra to Re are increased, this time, the dividing terminal 33 of the voltage dividing resistor 312 is turned on.
The output impedance in 0 to 338 becomes high. When the output impedance becomes high in this way, the fluctuation of the power supply voltage when driving the liquid crystal becomes large, and the display quality of the liquid crystal deteriorates. Therefore, the generation of the multi-valued power supply voltage by this method is unsuitable for driving a large liquid crystal panel.

【００２１】一方、図３４に示す方式では、分割端子３
３０〜３３８に生成される分割電圧を、ボルテージフォ
ロワ接続されたオペアンプ３０１〜３０５を用いてイン
ピーダンス変換することにより上記問題点を解決してい
る。即ち、多値電圧生成部３２６からの出力インピーダ
ンスが低くなるようにオペアンプ３０１〜３０５により
インピーダンス変換されるので、液晶の表示品質の低下
を避けることができる。そして、このようにインピーダ
ンス変換を行う場合には、分割端子３３０〜３３８にお
ける出力インピーダンスが高くなっても問題ないため、
Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くすることができる。そして、
Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くできれば、分圧抵抗３１２を
流れる電流を小さくすることができ、装置の低消費電力
化を図ることが可能となる。On the other hand, in the system shown in FIG. 34, the split terminal 3
The above problem is solved by impedance-converting the divided voltage generated in 30 to 338 by using operational amplifiers 301 to 305 connected in voltage follower. That is, since the impedances are converted by the operational amplifiers 301 to 305 so that the output impedance from the multi-value voltage generation unit 326 becomes low, it is possible to avoid the deterioration of the display quality of the liquid crystal. When performing impedance conversion in this way, there is no problem even if the output impedance at the split terminals 330 to 338 becomes high,
The resistance values of Ra to Re can be increased. And
If the resistance values of Ra to Re can be increased, the current flowing through the voltage dividing resistor 312 can be reduced, and the power consumption of the device can be reduced.

【００２２】さて、装置全体の更なる低消費電力化を図
るためには、オペアンプ３０１〜３０５において消費さ
れる電力についても低く抑える必要がある。これらのオ
ペアンプ３０１〜３０５は、後述の図１０に示すよう
に、一方が高電源側に接続された抵抗又は定電流源と一
方が低電源側に接続されたＮチャネル型駆動トランジス
タとを有する駆動部を備えている。そして、オペアンプ
３０１〜３０５の消費電力を抑えるためには、この駆動
部において上記抵抗又は定電流源から流れる電流を少な
くする必要がある。In order to further reduce the power consumption of the entire device, it is necessary to keep the power consumption of the operational amplifiers 301 to 305 low. Each of these operational amplifiers 301 to 305 has a resistor or a constant current source, one of which is connected to the high power source side, and an N-channel drive transistor, one of which is connected to the low power source side, as shown in FIG. It has a section. Then, in order to suppress the power consumption of the operational amplifiers 301 to 305, it is necessary to reduce the current flowing from the resistor or the constant current source in this driving unit.

【００２３】しかし、低消費電力化を図るべく、このよ
うに駆動部において流れる電流を小さくすると、今度
は、液晶表示にシャドウあるいはクロストークと呼ばれ
る現象が生じ、液晶表示の品質が非常に低くなるという
問題が生じた。６レベル駆動法（電圧平均化法）と呼ば
れる駆動方法では、駆動期間において画素に印加される
実効電圧がオン画素同士、オフ画素同士で平均化される
ようにして、表示状態の均一化を図っている。従って、
この６レベル駆動法の前提である平均化状態が維持でき
ない場合には、上記のようなシャドウ、クロストークと
呼ばれる現象が生じることになる。従って、低消費電力
化を図りながらも、如何にして、このようなシャドウ、
クロストークと呼ばれる現象が生じないようにするかが
大きな技術的課題となる。However, when the current flowing in the driving unit is reduced in order to reduce the power consumption, a phenomenon called shadow or crosstalk occurs in the liquid crystal display, and the quality of the liquid crystal display becomes extremely low. The problem arises. In a driving method called a 6-level driving method (voltage averaging method), the effective voltage applied to the pixels during the driving period is averaged between the ON pixels and the OFF pixels to make the display state uniform. ing. Therefore,
When the averaged state, which is the premise of the 6-level driving method, cannot be maintained, the above-mentioned phenomenon called shadow or crosstalk occurs. Therefore, while trying to reduce power consumption,
A major technical issue is how to prevent the phenomenon called crosstalk from occurring.

【００２４】本発明は、以上の問題点を解決すべくなさ
れたものであり、その目的とするところは、低消費電力
化を図ることができるとともに表品質を高めることがで
きる電源供給装置、液晶表示装置及び電源供給方法を提
供することにある。The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a power supply device and a liquid crystal capable of reducing the power consumption and improving the quality of the display. It is to provide a display device and a power supply method.

【００２５】[0025]

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、電圧調整手段を含み、該電圧調整手段に
より調整された電源電圧を駆動対象に対して供給するた
めの電源供給装置において、前記電圧調整手段が、電源
電圧から定電圧の第１の電圧を生成する手段と、該第１
の電圧の電圧値に依存しない電圧値を持つように生成さ
れた第２の電圧を前記第１の電圧に加算する手段と、前
記第２の電圧の電圧値を前記第１の電圧を基準として設
定された電圧調整範囲内において可変に制御する手段と
を含むことを特徴とする。In order to solve the above-mentioned problems, the present invention includes a voltage adjusting means, and a power supply device for supplying a power supply voltage adjusted by the voltage adjusting means to a drive target. In the above, the voltage adjusting means includes means for generating a constant voltage first voltage from the power supply voltage, and the first voltage
Means for adding to the first voltage a second voltage generated so as to have a voltage value that does not depend on the voltage value of the second voltage, and the voltage value of the second voltage based on the first voltage. And a means for variably controlling the voltage within a set voltage adjustment range.

【００２６】本発明によれば、電源電圧から定電圧の第
１の電圧が生成される。そして、この第１の電圧の電圧
値に依存しない電圧値を持つ第２の電圧が生成され、こ
の第２の電圧が第１の電圧に加算される。この場合、第
２の電圧の電圧値は、第１の電圧を基準として設定され
た電圧調整範囲内において可変に制御され、これにより
所望の調整電圧を駆動対象に対して供給することが可能
となる。特に、本発明によれば、第２の電圧の電圧値は
第１の電圧の電圧値に依存しない。従って、第１の電圧
を調整する手段により第１の電圧の電圧値を調整したと
しても、これに影響されずに前記制御手段により所定の
電圧調整範囲において第２の電圧の電圧値を調整するこ
とが可能となる。According to the present invention, a constant first voltage is generated from the power supply voltage. Then, a second voltage having a voltage value that does not depend on the voltage value of the first voltage is generated, and the second voltage is added to the first voltage. In this case, the voltage value of the second voltage is variably controlled within the voltage adjustment range set with the first voltage as a reference, whereby a desired adjustment voltage can be supplied to the drive target. Become. In particular, according to the invention, the voltage value of the second voltage does not depend on the voltage value of the first voltage. Therefore, even if the voltage value of the first voltage is adjusted by the means for adjusting the first voltage, the control means adjusts the voltage value of the second voltage within the predetermined voltage adjustment range without being affected by this. It becomes possible.

【００２７】また、本発明は、前記第１電圧生成手段に
より生成される前記第１の電圧及び前記加算手段により
加算される前記第２の電圧に対して、駆動対象の温度特
性を補償する温度特性を持たせたことを特徴とする。Further, according to the present invention, the temperature for compensating the temperature characteristic of the drive target with respect to the first voltage generated by the first voltage generating means and the second voltage added by the adding means. It is characterized by having characteristics.

【００２８】本発明によれば、第１の電圧、第２の電圧
に対して駆動対象の温度特性を補償する温度特性が持た
される。これにより、温度変化により駆動対象の素子特
性が変化した場合にも、第１の電圧、第２の電圧及び第
１の電圧と第２の電圧を加算して得られる調整電圧が、
この素子特性を補償するように変化することになる。こ
れにより、温度変化に依存しない安定した電源供給が可
能となる。According to the present invention, the temperature characteristics of compensating the temperature characteristics of the driven object are provided for the first voltage and the second voltage. As a result, even when the element characteristics of the drive target change due to temperature change, the first voltage, the second voltage, and the adjustment voltage obtained by adding the first voltage and the second voltage are
It changes so as to compensate for this element characteristic. As a result, it is possible to supply power stably without depending on the temperature change.

【００２９】また、本発明は、前記加算手段により加算
される前記第２の電圧が、装置の初期動作時において所
定値に固定されていることを特徴とする。Further, the present invention is characterized in that the second voltage added by the adding means is fixed to a predetermined value during an initial operation of the apparatus.

【００３０】本発明によれば、第１の電圧に加算される
第２の電圧が、装置を初期動作させる際に、所定の値に
固定される。これにより、初期動作時に電源供給装置か
ら出力される調整電圧を所望の値に固定しておくことが
可能となる。即ち、調整電圧を、電圧調整範囲内のセン
ター値、最小値、あるいは最大値等に固定しておくこと
が可能となる。According to the present invention, the second voltage added to the first voltage is fixed to a predetermined value when the device is initially operated. This makes it possible to fix the adjustment voltage output from the power supply device to a desired value during the initial operation. That is, the adjustment voltage can be fixed to the center value, the minimum value, the maximum value, or the like within the voltage adjustment range.

【００３１】また、本発明は、前記第１電圧生成手段
が、演算増幅器と、前記演算増幅器の第１の入力端子に
接続された基準電圧源と、一方が前記演算増幅器の第２
の入力端子に接続され他方が固定電位に接続された第１
の抵抗と、一方が前記演算増幅器の第２の入力端子に接
続され他方が前記演算増幅器の出力端子に接続された第
２の抵抗とを含み、前記加算手段が、前記制御手段によ
り可変に制御される定電流源からの電流を前記第２の抵
抗に対して流す手段を含むことを特徴とする。In the present invention, the first voltage generating means includes an operational amplifier, a reference voltage source connected to a first input terminal of the operational amplifier, and one of the second voltage of the operational amplifier.
Connected to the input terminal of the other and the other to the fixed potential
And a second resistor, one of which is connected to the second input terminal of the operational amplifier and the other of which is connected to the output terminal of the operational amplifier, the addition means variably controlled by the control means. And a means for causing a current from a constant current source to flow through the second resistor.

【００３２】本発明によれば、基準電圧源からの基準電
圧と、第１、第２の抵抗の抵抗値とにより、第１の電圧
の電圧値が決定される。また、制御手段により可変に制
御される定電流源からの電流を第２の抵抗に対して流す
ことにより第２の電圧が生成され、この第２の電圧が前
記第１の電圧に加算される。これにより所望の調整電圧
を得ることが可能となる。このように本発明によれば、
第１の電圧と第２の電圧を別個独立に生成できる。即
ち、例えば第１の抵抗の抵抗値を調整することで第１の
電圧の電圧値を調整できる。また、第２の抵抗に定電流
源から流れる電流を調整することで、第１の電圧とは別
個独立に第２の電圧の電圧値を調整できる。更に、第２
の電圧の電圧調整範囲についても、第１の電圧の電圧値
に依存しないものとすることもできる。また、第１の電
圧は基準電圧源からの基準電圧、第２の電圧は定電流源
からの電流値に基づいて決定されるため、電源電圧の変
動に依存しない調整電圧を生成することができる。According to the present invention, the voltage value of the first voltage is determined by the reference voltage from the reference voltage source and the resistance values of the first and second resistors. A second voltage is generated by causing a current from a constant current source variably controlled by the control means to flow through the second resistor, and the second voltage is added to the first voltage. . This makes it possible to obtain a desired adjustment voltage. Thus, according to the present invention,
The first voltage and the second voltage can be generated independently. That is, for example, the voltage value of the first voltage can be adjusted by adjusting the resistance value of the first resistor. Also, by adjusting the current flowing from the constant current source to the second resistor, the voltage value of the second voltage can be adjusted independently of the first voltage. Furthermore, the second
The voltage adjustment range of the voltage may be independent of the voltage value of the first voltage. Further, since the first voltage is determined based on the reference voltage from the reference voltage source and the second voltage is determined based on the current value from the constant current source, it is possible to generate the adjustment voltage that does not depend on the fluctuation of the power supply voltage. .

【００３３】また、本発明は、前記基準電圧源及び定電
流源がＭＯＳ型トランジスタを含み、前記基準電圧源か
らの基準電圧及び前記定電流源からの定電流が前記ＭＯ
Ｓ型トランジスタのしきい値電圧を利用して生成される
ことを特徴とする。In the present invention, the reference voltage source and the constant current source include MOS transistors, and the reference voltage from the reference voltage source and the constant current from the constant current source are the MO transistors.
It is characterized in that it is generated by using the threshold voltage of the S-type transistor.

【００３４】本発明によれば、基準電圧源からの基準電
圧及び定電流源からの定電流がＭＯＳ型トランジスタの
しきい値電圧を利用して生成される。そして、ＭＯＳ型
トランジスタのしきい値電圧は負の温度特性をもつ。従
って、第１の電圧、第２の電圧、調整電圧、電圧調整範
囲等にも負の温度特性を持たせることが可能となる。こ
れにより、コントラスト等の特性が負の温度特性をもつ
液晶表示装置等に最適の電源供給装置を提供することが
可能となる。According to the present invention, the reference voltage from the reference voltage source and the constant current from the constant current source are generated by using the threshold voltage of the MOS type transistor. The threshold voltage of the MOS transistor has a negative temperature characteristic. Therefore, it is possible to give the first voltage, the second voltage, the adjustment voltage, the voltage adjustment range, and the like negative temperature characteristics. This makes it possible to provide an optimal power supply device for a liquid crystal display device or the like having negative temperature characteristics such as contrast.

【００３５】また、本発明は、多値電圧生成手段を含
み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源電圧を
生成して供給する電源供給装置において、前記多値電圧
生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧分割手
段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々の間に
接続され分割端子に生成された分割電圧をインピーダン
ス変換することにより容量性の駆動対象に対する多値の
駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス変換手
段とを含み、駆動期間内において駆動対象からインピー
ダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性
が正である駆動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆
動部を有する第１のインピーダンス変換手段が接続さ
れ、駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変
換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負であ
る駆動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有
する第２のインピーダンス変換手段が接続されることを
特徴とする。Further, according to the present invention, in the power supply device including multi-valued voltage generating means, wherein the multi-valued voltage generating means generates and supplies multi-valued driving power supply voltage, the multi-valued voltage generating means comprises: Voltage dividing means for generating a divided voltage at the divided terminals, and impedance division conversion of the divided voltage generated at the divided terminals, which is connected between each of the divided terminals and each of the driven objects, makes it possible to perform multi-division on a capacitive driven object. A plurality of impedance conversion means for generating a driving power supply voltage of a value, and the polarity of the amount of charge that needs to be moved from the drive target to the impedance conversion means within the drive period is positive. Is connected to the first impedance conversion means having a drive part capable of drawing a large amount of electric charge, and is moved from the drive target to the impedance conversion means within the drive period. The polarity of the amount of charge is needed, characterized in that the second impedance conversion means having a drive unit which can be subtracted many negative charge is connected to the negative and is driven.

【００３６】本発明によれば、電圧分割手段により分割
電圧が生成され、この分割された電圧が、インピーダン
ス変換手段によりインピーダンス変換されて駆動対象に
対して供給される。そして、駆動期間内において駆動対
象からインピーダンス変換手段へと移動させる必要があ
る電荷量の極性が正である駆動対象に対しては正の電荷
を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換
手段によりインピーダンス変換が行われる。一方、この
電荷量の極性が負である駆動対象に対しては負の電荷を
多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換手
段によりインピーダンス変換が行われることになる。こ
れにより、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な
多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して供給する
ことが可能となる。According to the present invention, the divided voltage is generated by the voltage dividing means, and the divided voltage is impedance-converted by the impedance converting means and supplied to the drive target. The first impedance conversion unit having a drive unit capable of drawing a large amount of positive charges with respect to the drive target in which the polarity of the charge amount that needs to be moved from the drive target to the impedance conversion unit within the drive period is positive. Impedance conversion is performed. On the other hand, impedance conversion is performed by the second impedance conversion means having a drive unit capable of drawing a large amount of negative charges with respect to the drive target having the negative polarity of the charge amount. This makes it possible to supply an appropriate multi-valued power supply voltage according to the load applied to the drive power supply voltage to the capacitive drive target.

【００３７】また、本発明は、前記第１、第２のインピ
ーダンス変換手段が差動部と駆動部とを含む演算増幅器
をボルテージフォロワ接続することにより形成され、前
記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が高
電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された
定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続され
他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トラン
ジスタとを含み、前記第２のインピーダンス変換手段の
駆動部が、一方が高電位の電源側に接続され他方が出力
端子側に接続されたＰチャネル型駆動トランジスタと、
一方が低電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接
続された定電流源又は抵抗とを含むことを特徴とする。In the present invention, the first and second impedance conversion means are formed by voltage-follower connecting operational amplifiers including a differential section and a drive section, and drive the first impedance conversion means. Part, one side is connected to the high potential power supply side and the other is connected to the output terminal side constant current source or resistor, and one is connected to the low potential power supply side and the other is N channel connected to the output terminal side A P-channel drive transistor including a type drive transistor, wherein the drive unit of the second impedance conversion means has one connected to a high-potential power supply side and the other connected to an output terminal side,
A constant current source or a resistor, one of which is connected to the low-potential power supply side and the other of which is connected to the output terminal side.

【００３８】本発明によれば、ボルテージフォロワ接続
された演算増幅器により分割電圧がインピーダンス変換
され、分割電圧と同一電圧の電源電圧が駆動対象に対し
て供給されることになる。また、第１のインピーダンス
変換手段の駆動部は、高電位側に接続された定電流源又
は抵抗と、低電位側に接続されたＮチャネル型駆動トラ
ンジスタを含み、第２のインピーダンス変換手段の駆動
部は、低電位側に接続された定電流源又は抵抗と、高電
位側に接続されたＰチャネル型駆動トランジスタを含
む。そして、この場合、第１のインピーダンス変換手段
には、インピーダンス変換手段へと移動させる必要があ
る電荷量の極性が正である駆動対象が接続されている。
従って、駆動部内のＮチャネル型駆動トランジスタによ
りこの正の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源
又は抵抗に流れる電流を十分小さくすることも可能とな
る。また、第２のインピーダンス変換手段には、インピ
ーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極
性が負である駆動対象が接続されている。従って、駆動
部内のＰチャネル型駆動トランジスタによりこの負の電
荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は抵抗に流
れる電流を十分に小さくすることも可能となる。According to the present invention, the divided voltage is impedance-converted by the operational amplifier connected to the voltage follower, and the power supply voltage equal to the divided voltage is supplied to the drive target. Further, the driving unit of the first impedance conversion unit includes a constant current source or a resistor connected to the high potential side and an N-channel drive transistor connected to the low potential side, and drives the second impedance conversion unit. The section includes a constant current source or a resistor connected to the low potential side and a P-channel drive transistor connected to the high potential side. Then, in this case, the first impedance conversion unit is connected to a drive target in which the polarity of the amount of charge that needs to be moved to the impedance conversion unit is positive.
Therefore, it is possible to sufficiently absorb this positive charge by the N-channel drive transistor in the drive section and to sufficiently reduce the current flowing through the constant current source or the resistor. Further, the second impedance conversion means is connected to a drive target in which the polarity of the amount of charge that needs to be moved to the impedance conversion means is negative. Therefore, it is possible to sufficiently absorb this negative charge by the P-channel drive transistor in the drive section and to sufficiently reduce the current flowing through the constant current source or the resistor.

【００３９】また、本発明は、前記多値電圧生成手段に
より生成される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数
が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するよ
うに制御する手段を含むことを特徴とする。Further, according to the present invention, means for controlling one or a plurality of the multi-valued driving power supply voltages generated by the multi-valued voltage generation means to reach a predetermined level within a predetermined period immediately after power-on. It is characterized by including.

【００４０】本発明によれば、多値の駆動用電源電圧の
１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに
到達するように制御される。従って、電源投入直後の所
定期間内に、これらの駆動用電源電圧が所定レベルに到
達することが保証されることになる。これにより、これ
らの駆動用電源電圧が過渡状態になることによる生じる
悪影響を防止でき、駆動対象の表示品質等の特性を向上
させることが可能となる。According to the present invention, one or more of the multivalued driving power supply voltages are controlled so as to reach a predetermined level within a predetermined period immediately after the power is turned on. Therefore, it is guaranteed that these driving power supply voltages reach a predetermined level within a predetermined period immediately after the power is turned on. As a result, it is possible to prevent adverse effects caused by the transition of these driving power supply voltages, and improve the characteristics such as the display quality of the driving target.

【００４１】また、本発明は、前記多値電圧生成手段に
より生成される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数
が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するよ
うに制御する手段を含み、該制御手段が、前記高電位の
電源を固定電位の電源として前記低電位の電源が投入さ
れる場合には前記第２のインピーダンス変換手段の駆動
部において前記低電位の電源側に流れる電流を前記所定
期間の間増加させる手段を含むことを特徴とする。Further, according to the present invention, a means for controlling one or more of the multivalued driving power supply voltages generated by the multivalued voltage generation means to reach a predetermined level within a predetermined period immediately after power-on. And the control means flows to the low potential power supply side in the drive unit of the second impedance conversion means when the low potential power supply is turned on with the high potential power supply as the fixed potential power supply. It is characterized by including means for increasing the current for the predetermined period.

【００４２】本発明によれば、電源投入直後の所定期間
内の間、第２のインピーダンス変換手段の駆動部におい
て低電位の電源側に流れる電流が増加される。これによ
り、多値の駆動用電源電圧の１又は複数、例えば６レベ
ル駆動法におけるＶ１、Ｖ３が所定期間内に所定レベル
に到達するように制御されることになり、例えばＶ１、
Ｖ３の電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を
防止できる。According to the present invention, the current flowing to the low-potential power supply side in the drive section of the second impedance conversion means is increased during the predetermined period immediately after the power is turned on. As a result, one or a plurality of multivalued driving power supply voltages, for example, V1 and V3 in the 6-level driving method are controlled so as to reach a predetermined level within a predetermined period.
It is possible to prevent an adverse effect caused by a transitional state of the voltage V3.

【００４３】また、本発明は、前記多値電圧生成手段に
より生成される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数
が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するよ
うに制御する手段を含み、該制御手段が、前記低電位の
電源を固定電位の電源として前記高電位の電源が投入さ
れる場合には前記第１のインピーダンス変換手段の駆動
部において前記高電位の電源側から流れる電流を前記所
定期間の間増加させる手段を含むことを特徴とする。Further, according to the present invention, a means for controlling one or more of the multi-valued driving power supply voltages generated by the multi-valued voltage generation means to reach a predetermined level within a predetermined period immediately after power-on. The control means flows from the high potential power supply side in the drive unit of the first impedance conversion means when the high potential power supply is turned on using the low potential power supply as the fixed potential power supply. It is characterized by including means for increasing the current for the predetermined period.

【００４４】本発明によれば、電源投入直後の所定期間
内の間、第１のインピーダンス変換手段の駆動部におい
て高電位の電源側から流れる電流が増加される。これに
より例えば６レベル駆動法におけるＶ２、Ｖ４が所定期
間内に所定レベルに到達するように制御されることにな
り、例えばＶ２、Ｖ４の電圧が過渡状態になることによ
る生じる悪影響を防止できる。According to the present invention, the current flowing from the high-potential power supply side in the drive section of the first impedance conversion means is increased during the predetermined period immediately after the power is turned on. As a result, for example, V2 and V4 in the 6-level driving method are controlled so as to reach a predetermined level within a predetermined period, and it is possible to prevent an adverse effect caused by a transitional state of the voltages of V2 and V4, for example.

【００４５】また、本発明は、前記所定期間の間は、多
値の駆動用電源の過渡状態の電圧が前記駆動対象に対し
て伝わらないように制御されることを特徴とする。Further, the present invention is characterized in that the voltage in the transient state of the multivalued driving power source is controlled so as not to be transmitted to the driven object during the predetermined period.

【００４６】本発明によれば、駆動用電源電圧が所定レ
ベルに到達するまでの所定期間の間は、駆動用電源の過
渡状態の電圧が駆動対象に対して伝わらない。そして、
所定期間が経過し、駆動用電源電圧が所定レベルに到達
した後に、駆動用電源電圧が駆動対象に対して供給され
ることになる。これにより、駆動用電源電圧が過渡状態
になることにより生ずる悪影響を、より完全に防止でき
る。According to the present invention, the voltage in the transient state of the driving power supply is not transmitted to the drive target during the predetermined period until the driving power supply voltage reaches the predetermined level. And
After the predetermined period has elapsed and the drive power supply voltage reaches the predetermined level, the drive power supply voltage is supplied to the drive target. As a result, it is possible to more completely prevent the adverse effect caused by the transition of the driving power supply voltage.

【００４７】また、本発明は、多値電圧生成手段を含
み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源電圧を
生成して供給する電源供給装置において、前記多値電圧
生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧分割手
段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々の間に
接続され分割端子に生成された分割電圧をインピーダン
ス変換することにより容量性の駆動対象に対する多値の
駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス変換手
段と、該インピーダンス変換手段を制御する手段とを含
み、前記インピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを
含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続することによ
り形成され、前記駆動部が、一方が第１の電源側に接続
され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗
と、一方が第２の電源側に接続され他方が出力端子側に
接続された駆動トランジスタとを含み、前記インピーダ
ンス変換手段を制御する手段が、駆動対象を駆動するた
めの基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の
一定期間だけ前記インピーダンス変換手段の前記定電流
源又は前記抵抗に対して電流が流れるように制御する手
段であることを特徴とする。Further, the present invention is a power supply device including multi-valued voltage generating means, wherein the multi-valued voltage generating means generates and supplies multi-valued driving power supply voltage, and the multi-valued voltage generating means comprises: Voltage dividing means for generating a divided voltage at the divided terminals, and impedance division conversion of the divided voltage generated at the divided terminals, which is connected between each of the divided terminals and each of the driven objects, makes it possible to perform multi-division on a capacitive driven object. Voltage-follower connection of an operational amplifier including a plurality of impedance conversion means for generating a driving power supply voltage having a value and a means for controlling the impedance conversion means, wherein the impedance conversion means includes a differential section and a drive section. A constant current source or a resistor, one of which is connected to the first power supply side and the other of which is connected to the output terminal side, and one of which is the second power supply. A drive transistor connected to the output terminal side and the other is connected to the output terminal side, and the means for controlling the impedance conversion means has the impedance for a fixed period immediately after the rise or fall of the reference clock for driving the drive target. It is a means for controlling the constant current source or the resistance of the conversion means so that a current flows.

【００４８】本発明によれば、インピーダンス変換手段
を制御する手段により、基準クロックの立ち上がり又は
立ち下がりの直後の一定期間だけインピーダンス変換手
段内の定電流源又は抵抗に対して電流が流れるように制
御される。即ち、容量性の駆動対象を駆動する場合に
は、基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の
一定期間だけ駆動用電源電圧に対して負荷がかかる。従
って、この期間だけ定電流源又は抵抗に電流を流すよう
にすれば、この定電流源又は抵抗により駆動対象を十分
に駆動することが可能となる。According to the present invention, the means for controlling the impedance conversion means controls the current to flow to the constant current source or the resistance in the impedance conversion means for a certain period immediately after the rise or fall of the reference clock. To be done. That is, when driving a capacitive drive target, a load is applied to the drive power supply voltage only for a certain period immediately after the rise or fall of the reference clock. Therefore, if a current is caused to flow through the constant current source or the resistor only during this period, it is possible to sufficiently drive the drive target by the constant current source or the resistor.

【００４９】また、本発明は、多値電圧生成手段を含
み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源電圧を
生成して供給する電源供給装置において、前記多値電圧
生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧分割手
段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々の間に
接続され分割端子に生成された分割電圧をインピーダン
ス変換することにより容量性の駆動対象に対する多値の
駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス変換手
段と、該インピーダンス変換手段を制御する手段とを含
み、前記インピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを
含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続することによ
り形成され、前記駆動部が、一方が第１の電源側に接続
され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗
と、一方が第２の電源側に接続され他方が出力端子側に
接続された駆動トランジスタとを含み、前記インピーダ
ンス変換手段を制御する手段が、駆動対象を駆動するた
めの交流化信号が所定レベルの場合には、前記インピー
ダンス変換手段の前記定電流源又は前記抵抗に流れる電
流を制限する制御を行う手段であることを特徴とする。Further, in the present invention, in the power supply device including the multi-valued voltage generating means, the multi-valued voltage generating means generates and supplies the multi-valued driving power source voltage, the multi-valued voltage generating means includes: Voltage dividing means for generating a divided voltage at the divided terminals, and impedance division conversion of the divided voltage generated at the divided terminals, which is connected between each of the divided terminals and each of the driven objects, makes it possible to perform multi-division on a capacitive driven object. Voltage-follower connection of an operational amplifier including a plurality of impedance conversion means for generating a driving power supply voltage having a value and a means for controlling the impedance conversion means, wherein the impedance conversion means includes a differential section and a drive section. A constant current source or a resistor, one of which is connected to the first power supply side and the other of which is connected to the output terminal side, and one of which is the second power supply. And a driving transistor having the other connected to the output terminal side, the means for controlling the impedance conversion means, when the alternating signal for driving the drive target is at a predetermined level, the impedance conversion means. The means for controlling to limit the current flowing through the constant current source or the resistor.

【００５０】本発明によれば、インピーダンス変換手段
を制御する手段により、交流化信号が所定レベルの場合
には、インピーダンス変換手段内の定電流源又は抵抗に
流れる電流が制限される。即ち、駆動用電源電圧によっ
ては、交流化信号が所定のレベルの場合には、負荷がか
からないような場合がある。従って、このような場合
に、定電流源又は抵抗に流れる電流を制限すれば、定電
流源又は抵抗に無駄な消費電流が流れるのを有効に防止
することが可能となる。According to the present invention, the means for controlling the impedance conversion means limits the current flowing through the constant current source or the resistance in the impedance conversion means when the alternating signal has a predetermined level. That is, depending on the driving power supply voltage, the load may not be applied when the alternating signal has a predetermined level. Therefore, in such a case, by limiting the current flowing through the constant current source or the resistor, it becomes possible to effectively prevent the useless consumption current from flowing through the constant current source or the resistor.

【００５１】また、本発明は、前記駆動部が、前記イン
ピーダンス変換手段を制御する手段により制御される定
電流源又は抵抗と、該制御手段により制御されない定電
流源又は抵抗とを含むことを特徴とする。Further, the present invention is characterized in that the driving section includes a constant current source or resistance controlled by a means for controlling the impedance conversion means, and a constant current source or resistance not controlled by the control means. And

【００５２】本発明によれば、駆動部が、インピーダン
ス変換手段を制御する手段により制御される定電流源又
は抵抗と、該制御手段により制御されない定電流源又は
抵抗とを含む。このように構成すれば、制御手段により
制御されない定電流源又は抵抗により駆動部の出力電圧
を一定値に保持できる。そして、これと共に、駆動用電
源電圧にかかる負荷に応じて、定電流源又は抵抗に流れ
る電流を制御手段より制御すれば、低消費電力で、十分
な駆動能力を持つ駆動部を実現することが可能となる。According to the present invention, the drive unit includes a constant current source or resistance controlled by the means for controlling the impedance conversion means, and a constant current source or resistance not controlled by the control means. According to this structure, the output voltage of the drive unit can be maintained at a constant value by the constant current source or the resistor that is not controlled by the control unit. Along with this, if the current flowing through the constant current source or the resistor is controlled by the control means according to the load applied to the driving power supply voltage, a driving unit with low power consumption and sufficient driving capability can be realized. It will be possible.

【００５３】また、本発明は、上記のいずれかの電圧調
整手段と上記のいずれかの多値電圧生成手段とを含む電
源供給装置であって、前記電圧調整手段により電圧調整
された電源電圧を前記多値電圧生成手段における前記電
圧分割手段により分割し、生成された分割電圧を前記複
数のインピーダンス変換手段によりインピーダンス変換
することにより駆動対象に対して多値の駆動用電源電圧
を供給することを特徴とする。The present invention also provides a power supply device including any one of the above voltage adjusting means and any one of the above multi-valued voltage generating means, wherein the power supply voltage adjusted by the voltage adjusting means is used. Supplying a multivalued driving power supply voltage to a drive target by dividing the generated divided voltage by the voltage dividing means in the multivalued voltage generating means and impedance-converting the generated divided voltage by the plurality of impedance converting means. Characterize.

【００５４】本発明によれば、電圧調整手段により調整
された電源電圧に基づいて、多値電圧生成手段によりイ
ンピーダンス変換された多値の駆動用電源電圧を生成す
ることが可能となる。これにより、多値電圧生成手段に
より生成される多値の駆動用電源電圧の電圧調整を行う
ことができる。また、駆動用電源電圧にかかる負荷に応
じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対し
て供給することが可能となる。更に、電圧調整手段にお
ける電圧調整を演算増幅器等を利用して行った場合に
は、この演算増幅器等を多値電圧生成手段におけるイン
ピーダンス変換手段として用いることも可能となる。According to the present invention, it is possible to generate a multivalued drive power supply voltage whose impedance is converted by the multivalued voltage generation means based on the power supply voltage adjusted by the voltage adjustment means. As a result, it is possible to adjust the voltage of the multivalued driving power supply voltage generated by the multivalued voltage generation means. Further, it becomes possible to supply an appropriate multivalued power supply voltage according to the load applied to the drive power supply voltage to the capacitive drive target. Further, when the voltage adjustment in the voltage adjusting means is performed by using the operational amplifier or the like, the operational amplifier or the like can be used as the impedance converting means in the multi-value voltage generating means.

【００５５】また、本発明は、上記のいずれかの電源供
給装置を含む液晶表示装置であって、前記電圧調整手段
により液晶素子駆動用の電源電圧の調整を行い、該電圧
調整により液晶表示におけるコントラスト調整が行われ
ることを特徴とする。The present invention also provides a liquid crystal display device including any of the power supply devices described above, wherein the voltage adjusting means adjusts the power supply voltage for driving the liquid crystal element, and the voltage adjustment adjusts the liquid crystal display. It is characterized in that the contrast is adjusted.

【００５６】本発明によれば、電圧調整手段により液晶
素子駆動用の電源電圧の調整を行うことにより液晶表示
におけるコントラスト調整が行われる。即ち、第１の電
圧を調整することでコントラスト調整の基準となる電
圧、例えばセンター値等を調整することができる。そし
て、第２の電圧を調整することにより、液晶表示装置を
使用するユーザは所望のコントラストを得ることができ
る。そして、この場合、第１の電圧を調整して、センタ
ー値等を変化させても、第２の電圧の電圧値は影響を受
けない。従って、センター値等と、第２の電圧及び電圧
調整範囲を別個独立に設定でき、従来よりも優れたコン
トラスト調整が可能となる。According to the present invention, the contrast adjustment in the liquid crystal display is performed by adjusting the power supply voltage for driving the liquid crystal element by the voltage adjusting means. That is, by adjusting the first voltage, it is possible to adjust the reference voltage for contrast adjustment, such as the center value. Then, the user who uses the liquid crystal display device can obtain a desired contrast by adjusting the second voltage. Then, in this case, even if the first voltage is adjusted to change the center value or the like, the voltage value of the second voltage is not affected. Therefore, the center value and the like and the second voltage and the voltage adjustment range can be set separately and independently, and the contrast adjustment superior to the conventional one can be performed.

【００５７】また、本発明は、上記のいずれかの電源供
給装置を含み、６レベル駆動法により液晶素子が駆動さ
れる液晶表示装置であって、前記６レベル駆動法に用い
られる液晶素子駆動用の電源電圧を高電位側より第０レ
ベル、第１レベル、第２レベル、第３レベル、第４レベ
ル、第５レベルの駆動用電源電圧とした場合において、
前記第２レベル及び第４レベルの駆動用電源電圧を前記
第１のインピーダンス変換手段により供給し、前記第１
レベル及び第３レベルの駆動用電源電圧を前記第２のイ
ンピーダンス変換手段により供給することを特徴とす
る。The present invention also provides a liquid crystal display device including any of the above power supply devices, in which a liquid crystal element is driven by a 6-level driving method, for driving the liquid crystal element used in the 6-level driving method. In the case where the power supply voltage of is set to 0th level, 1st level, 2nd level, 3rd level, 4th level, 5th level driving power supply voltage from the high potential side,
The second level and the fourth level driving power supply voltage are supplied by the first impedance conversion means,
A level and a third level driving power supply voltage are supplied by the second impedance conversion means.

【００５８】本発明によれば、駆動期間においてインピ
ーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷の量が
正である第２レベル、第４レベルの駆動用電源電圧は、
正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダ
ンス変換手段により供給される。また、該電荷の量が負
である第１レベル、第３レベルの駆動用電源電圧は、負
の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダン
ス変換手段により供給される。これにより、駆動用電源
電圧にかかる負荷に応じた適正な６値の電源電圧を、液
晶素子に対して供給することが可能となる。According to the present invention, the driving power supply voltages of the second level and the fourth level in which the amount of electric charges that need to be moved to the impedance conversion means in the driving period are positive are:
It is supplied by the first impedance conversion means having a driving unit capable of drawing a large amount of positive charges. Further, the driving power supply voltages of the first level and the third level, in which the amount of the charges is negative, are supplied by the second impedance conversion means having a driving unit capable of drawing a large amount of the negative charges. As a result, it is possible to supply an appropriate 6-valued power supply voltage according to the load applied to the drive power supply voltage to the liquid crystal element.

【００５９】また、本発明は、電圧分割を行い、該分割
電圧をインピーダンス変換して多値の駆動用電源電圧と
して駆動対象に対して供給するための電源供給方法であ
って、駆動期間内において駆動対象から移動させる必要
がある電荷量の極性が正である駆動対象に対しては該駆
動対象から正の電荷を多く引くように前記インピーダン
ス変換を行い、駆動期間内において駆動対象から移動さ
せる必要がある電荷量の極性が負である駆動対象に対し
ては該駆動対象から負の電荷を多く引くように前記イン
ピーダンス変換を行うことを特徴とする。Further, the present invention is a power supply method for performing voltage division, impedance-converting the divided voltage and supplying it as a multivalued drive power supply voltage to a drive target, within a drive period. It is necessary to perform the impedance conversion for a drive target whose polarity of the amount of charge that needs to be moved from the drive target is positive and to move the drive target within the drive period so that a large amount of positive charge is drawn from the drive target. It is characterized in that the impedance conversion is performed for a driving target having a certain amount of charge with a negative polarity so that a large amount of negative charges are drawn from the driving target.

【００６０】本発明によれば、駆動用電源電圧にかかる
負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、駆動対象に対し
て供給することが可能となる。According to the present invention, it becomes possible to supply an appropriate multivalued power supply voltage according to the load applied to the drive power supply voltage to the drive target.

【００６１】[0061]

【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施例につ
いて説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Preferred embodiments of the present invention will be described below.

【００６２】１．第１の実施例 図１には、本発明の第１の実施例が示される。図１に示
すように本第１の実施例の電源供給装置１００は、電圧
調整部１０２と多値電圧生成部１１０を含み、電源電圧
から多値の液晶駆動用の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成して
いる。1. First Embodiment FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the power supply device 100 of the first embodiment includes a voltage adjusting unit 102 and a multi-value voltage generation unit 110, and generates multi-value liquid crystal driving power supply voltages V0 to V5 from the power supply voltage. is doing.

【００６３】ここで、電圧調整部１０２は、第１電圧生
成部１０４、加算部１０６、第２電圧生成部１０７、制
御部１０８を含み、調整電圧Ｖｒｅｇを生成している。Here, the voltage adjustment unit 102 includes a first voltage generation unit 104, an addition unit 106, a second voltage generation unit 107, and a control unit 108, and generates the adjustment voltage Vreg.

【００６４】第１電圧生成部１０４は、電源電圧ＶＳ、
ＶＤＤから、第１の電圧Ｖｘを生成する機能を有する。
例えば、液晶表示のコントラスト調整を行うためのセン
ター値Ｖｃが、図２（Ａ）に示す位置にあったとする。
この場合には、第１電圧生成部１０４は、例えばＶｘ＝
Ｖｃとなるように第１の電圧Ｖｘを生成することにな
る。また、第２の電圧生成部１０７は上記第１の電圧の
生成とは独立に第２の電圧Ｖｙを生成する。そして、こ
の場合、第２の電圧Ｖｙは、第１の電圧Ｖｘを基準とし
て設定された電圧調整範囲内において、制御部１０８に
より可変に制御される。そして、この可変に制御された
第２の電圧Ｖｙが、加算部１０６において上記第１の電
圧Ｖｘに加算されて、調整電圧Ｖｒｅｇが生成されるこ
とになる。The first voltage generating section 104 has a power supply voltage VS,
It has a function of generating the first voltage Vx from VDD.
For example, it is assumed that the center value Vc for adjusting the contrast of the liquid crystal display is at the position shown in FIG.
In this case, the first voltage generation unit 104, for example, Vx =
The first voltage Vx is generated so as to become Vc. In addition, the second voltage generation unit 107 generates the second voltage Vy independently of the generation of the first voltage. In this case, the second voltage Vy is variably controlled by the control unit 108 within the voltage adjustment range set with the first voltage Vx as a reference. Then, the variably controlled second voltage Vy is added to the first voltage Vx in the adder 106 to generate the adjustment voltage Vreg.

【００６５】例えば、図２（Ａ）の場合には、第１の電
圧Ｖｘに対して正又は負の値の第２電圧Ｖｙを加算する
ことで調整電圧Ｖｒｅｇが生成される。そして、どのよ
うな値の第２の電圧Ｖｙを加算するかは、制御部１０８
に入力される調整電圧設定信号により決められることに
なる。For example, in the case of FIG. 2A, the adjustment voltage Vreg is generated by adding the positive or negative second voltage Vy to the first voltage Vx. The control unit 108 determines which value of the second voltage Vy is added.
It will be determined by the adjustment voltage setting signal input to.

【００６６】このように、本第１の実施例では、第１の
電圧Ｖｘに対して、Ｖｘの値に依存しない可変の第２の
電圧Ｖｙを加算することで、調整電圧Ｖｒｅｇが生成さ
れる。従って、例えば図２（Ｂ）に示すように、コント
ラスト調整のためのセンター値Ｖｃが、半導体デバイ
ス、液晶素子の製造上のバラツキにより変動した場合に
も、前述した従来技術のような不具合は生じない。即
ち、この場合には、センター値Ｖｃの変動に合わせてＶ
ｘ＝Ｖｃになるように第１の電圧Ｖｘをまず調整する。
そして、その後、この第１の電圧Ｖｘを基準として、可
変に制御される第２の電圧Ｖｙを加算すれば、所望の調
整電圧Ｖｒｅｇを得ることができる。これにより、ユー
ザは、所望の明度に液晶表示のコントラストを調整でき
ることになる。そして、この場合には、図３５（Ａ）、
（Ｂ）に示す従来例の場合とは異なり、常に、上側にも
下側にも同等の範囲でコントラスト調整を行うことが可
能となる。As described above, in the first embodiment, the adjustment voltage Vreg is generated by adding the variable second voltage Vy that does not depend on the value of Vx to the first voltage Vx. . Therefore, for example, as shown in FIG. 2B, even when the center value Vc for contrast adjustment fluctuates due to variations in manufacturing of semiconductor devices and liquid crystal elements, the above-described problems of the conventional technique occur. Absent. That is, in this case, V is adjusted according to the fluctuation of the center value Vc.
First, the first voltage Vx is adjusted so that x = Vc.
Then, after that, by adding the variably controlled second voltage Vy with the first voltage Vx as a reference, a desired adjustment voltage Vreg can be obtained. As a result, the user can adjust the contrast of the liquid crystal display to a desired brightness. Then, in this case, FIG.
Unlike the case of the conventional example shown in (B), it is always possible to perform contrast adjustment on the upper side and the lower side in the same range.

【００６７】なお、第１の電圧Ｖｘは必ずしもセンタ−
値Ｖｃに一致するように調整する必要はなく、例えば図
２（Ａ）、（Ｂ）におけるＶｒｍａｘあるいはＶｒｍｉ
ｎに一致するように調整してもよい。そして、ＶｘをＶ
ｒｍａｘに一致させた場合には、電圧調整のために加算
される第２の電圧Ｖｙは正の値となり、ＶｘをＶｒｍｉ
ｎに一致させた場合にはＶｙは負の値となる。The first voltage Vx is not always the center voltage.
It is not necessary to adjust the value to match the value Vc. For example, Vrmax or Vrmi in FIGS.
You may adjust so that it may correspond to n. And Vx to V
When it matches rmax, the second voltage Vy added for voltage adjustment has a positive value, and Vx is Vrmi.
When it is matched with n, Vy has a negative value.

【００６８】次に多値電圧生成部１１０について説明す
る。本第１の実施例における多値電圧生成部１１０は、
電圧分割部１１２と、第１、第２のインピーダンス変換
部１１４〜１２０とを含む。電圧分割部１１２では、調
整電圧Ｖｒｅｇ、電源電圧ＶＤＤ間が分割されて、分割
端子１２２〜１３２に分割電圧が生成される。この場合
には、分割端子１２６、１３０には第１のインピーダン
ス変換部１１６、１２０が接続され、容量性の液晶素子
に対してインピーダンス変換された電源電圧Ｖ２、Ｖ４
が供給される。また、分割端子１２４、１２８には第２
のインピーダンス変換部１１４、１１８が接続され、容
量性の液晶素子に対してインピーダンス変換された電源
電圧Ｖ１、Ｖ３が供給される。Next, the multi-value voltage generator 110 will be described. The multi-value voltage generator 110 in the first embodiment is
The voltage divider 112 and the first and second impedance converters 114 to 120 are included. In the voltage division unit 112, the adjustment voltage Vreg and the power supply voltage VDD are divided to generate division voltages at the division terminals 122 to 132. In this case, the first impedance conversion units 116 and 120 are connected to the divided terminals 126 and 130, and the impedance-converted power supply voltages V2 and V4 with respect to the capacitive liquid crystal element.
Is supplied. In addition, the split terminals 124 and 128 have a second
The impedance conversion units 114 and 118 are connected, and the impedance-converted power supply voltages V1 and V3 are supplied to the capacitive liquid crystal element.

【００６９】さて、６レベル駆動法と呼ばれる液晶駆動
においては、後述するように、電源電圧の種類により駆
動期間内において液晶素子から電源供給装置へと移動し
なければならない電荷量の極性が異なっていることが判
明した。例えばＶ２、Ｖ４ではこの電荷量の極性は正と
なることが判明した。また、Ｖ１、Ｖ３ではこの電荷量
の極性は負となることが判明した。そこで、本実施例で
は、Ｖ２、Ｖ４に対しては正の電荷を多く引ける駆動部
を有する第１のインピーダンス変換部１１６、１２０が
接続される。また、Ｖ１、Ｖ３に対しては、負の電荷を
多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換部
１１４、１１８が接続される。これにより、６レベル駆
動法における電圧の平均化状態が維持でき、シャドウ、
クロストークと呼ばれる現象が発生するのが防止され
る。この結果、液晶表示の品質を非常に向上させること
が可能となった。In the liquid crystal driving called the 6-level driving method, as will be described later, the polarity of the amount of charge that must be moved from the liquid crystal element to the power supply device within the driving period varies depending on the type of power supply voltage. It turned out that For example, it has been found that the polarities of this charge amount are positive at V2 and V4. Further, it was found that the polarity of this charge amount is negative at V1 and V3. Therefore, in the present embodiment, the first impedance conversion units 116 and 120 having a drive unit capable of drawing a large amount of positive charges are connected to V2 and V4. Further, second impedance converters 114 and 118 having a driver capable of drawing a large amount of negative charges are connected to V1 and V3. As a result, the voltage averaged state in the 6-level drive method can be maintained, and shadow,
The phenomenon called crosstalk is prevented from occurring. As a result, it has become possible to greatly improve the quality of the liquid crystal display.

【００７０】２．第２の実施例 次に、本発明の第２の実施例について説明する。本第２
の実施例は、電圧調整部１０２の具体的な構成を示す実
施例である。2. Second Embodiment Next, a second embodiment of the present invention will be described. Book second
Is an example showing a specific configuration of the voltage adjusting unit 102.

【００７１】図３に示す第２の実施例の電圧調整部は、
オペアンプ６と、基準電圧源７と、複数の電流源を有す
る定電流源８と、複数のスイッチを有する制御部９とを
含む。The voltage adjusting section of the second embodiment shown in FIG.
It includes an operational amplifier 6, a reference voltage source 7, a constant current source 8 having a plurality of current sources, and a control unit 9 having a plurality of switches.

【００７２】オペアンプ６の＋入力端子（第１の入力端
子）には、基準電圧源７が接続され、−入力端子（第２
の入力端子）には、抵抗１０、１１の一方の端子と制御
部９の出力が接続されている。また、抵抗１０の他方の
端子はオペアンプ６の出力に接続され、抵抗１１の他方
の端子は固定電位ＶＤＤに接続されている。また、制御
部９は、定電流源８とオペアンプ６の−入力端子との間
に介在している。そして、調整電圧設定信号に基づい
て、定電流源８から抵抗１０へと流れる電流量が制御さ
れ、この電流量の変化によって電圧調整が行われる。The reference voltage source 7 is connected to the + input terminal (first input terminal) of the operational amplifier 6, and the − input terminal (second input terminal).
To one input terminal of the resistors 10 and 11 and the output of the control unit 9. The other terminal of the resistor 10 is connected to the output of the operational amplifier 6, and the other terminal of the resistor 11 is connected to the fixed potential VDD. Further, the control unit 9 is interposed between the constant current source 8 and the negative input terminal of the operational amplifier 6. Then, the amount of current flowing from the constant current source 8 to the resistor 10 is controlled based on the adjustment voltage setting signal, and the voltage is adjusted by changing the amount of current.

【００７３】この電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒ
ｅｇ（Ｖ５に接続される）は、第１の電圧Ｖｘと第２の
電圧Ｖｙの和であり、次式のように表される。The adjustment voltage Vr which is the output of this voltage adjustment unit
eg (connected to V5) is the sum of the first voltage Vx and the second voltage Vy, and is represented by the following equation.

【００７４】Ｖｒｅｇ＝Ｖｘ＋Ｖｙ …式（５） ここで、第１の電圧Ｖｘは、抵抗１０の抵抗値をＲ１
０、抵抗１１の抵抗値をＲ１１、基準電圧源７の電圧を
Ｖｒｅｆとすれば、オペアンプにおける出力電圧の一般
式として次式で表わすことができる。Vreg = Vx + Vy (5) Here, the first voltage Vx is the resistance value of the resistor 10 R1.
Assuming that the resistance value of the resistor 11 is 0, the resistance value of the resistor 11 is R11, and the voltage of the reference voltage source 7 is Vref, the output voltage of the operational amplifier can be expressed by the following equation.

【００７５】 Ｖｘ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ１１）・Ｖｒｅｆ …式（６） また、第２の電圧Ｖｙは、定電流源８から制御部９を介
して抵抗１０に流れる電流Ｉ１０により決められる。こ
の場合の電流Ｉ１０は、調整電圧設定信号により制御部
９内のスイッチを選択的にオンすることにより可変され
るものである。従って、第２の電圧Ｖｙは次式のように
表される。Vx = (1 + R10 / R11) · Vref Equation (6) Further, the second voltage Vy is determined by the current I10 flowing from the constant current source 8 to the resistor 10 via the control unit 9. The current I10 in this case is changed by selectively turning on the switch in the control unit 9 by the adjustment voltage setting signal. Therefore, the second voltage Vy is expressed by the following equation.

【００７６】Ｖｙ＝Ｉ１０・Ｒ１０ …式（７） 以上より、調整電圧Ｖｒｅｇは次式のように表される。Vy = I10R10 Equation (7) From the above, the adjustment voltage Vreg is expressed by the following equation.

【００７７】 Ｖｒｅｇ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ１１）・Ｖｒｅｆ＋Ｉ１０・Ｒ１０…式（８） また、例えば、定電流源８から抵抗１０に流れる電流Ｉ
１０の最大値をＩｍａｘとし、最小値をＩｍｉｎとした
場合には、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅは次式のように表
される。Vreg = (1 + R10 / R11) · Vref + I10 · R10 (Equation (8)) Further, for example, the current I flowing from the constant current source 8 to the resistor 10
When the maximum value of 10 is Imax and the minimum value of Imin is Imin, the voltage adjustment range Vrange is expressed by the following equation.

【００７８】 Ｖｒａｎｇｅ＝（Ｉｍａｘ−Ｉｍｉｎ）・Ｒ１０ …式（９） 上式（６）〜（９）から明らかなように、本実施例によ
れば、Ｒ１０により、Ｖｙが決定され、これにより電圧
の調整範囲Ｖｒａｎｇｅも決められる。そして、Ｒ１１
によりＶｘが決定され、これにより電圧調整の基準とな
る電圧が決められる。この電圧調整の基準となる電圧
は、上述のように電圧調整範囲におけるセンター値とし
てもよいし、最大値、最小値としてもよい。このように
本実施例の電圧調整部によれば、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｒａｎ
ｇｅを個別に、独立に設定できることになる。Vrange = (Imax−Imin) · R10 (Equation (9)) As is apparent from the above equations (6) to (9), according to the present embodiment, Ry determines Vy, and thus the voltage is determined. The adjustment range Vrange of is also determined. And R11
Is used to determine Vx, which determines the voltage that serves as a reference for voltage adjustment. The reference voltage for this voltage adjustment may be the center value in the voltage adjustment range as described above, or may be the maximum value or the minimum value. As described above, according to the voltage adjusting unit of the present embodiment, Vx, Vy, Vran
The ge can be set individually and independently.

【００７９】図４には、図３に示す基準電圧源７、定電
流源８、制御部９をＭＯＳトランジスタで構成した場合
の回路例が示される。FIG. 4 shows a circuit example in which the reference voltage source 7, the constant current source 8 and the control unit 9 shown in FIG. 3 are constituted by MOS transistors.

【００８０】基準電圧源７は、Ｐｃｈトランジスタ１５
とＮｃｈトランジスタ２０を含む。基準電圧源７により
発生されるＶｒｅｆは、Ｎｃｈトランジスタ２０の電流
能力を小さくし、電源間に流れる電流を小さくすること
により、Ｐｃｈトランジスタ１５のしきい値電圧とほぼ
同じ電圧とすることができる。また、定電流源８はＰｃ
ｈトランジスタ１６〜１９を含む。そして、定電流源８
では、ゲート電極が上記基準電圧Ｖｒｅｆに接続された
Ｐｃｈトランジスタ１６〜１９の飽和時の定電流特性を
利用して定電流を得ている。また、制御部９は、上記Ｐ
ｃｈトランジスタ１６〜１９のドレイン領域に接続され
たＰｃｈトランジスタ２１〜２４を含み、Ｐｃｈトラン
ジスタ２１〜２４のゲート電極に接続された調整電圧設
定信号によって電流の導通と遮断を切り換えている。こ
こで定電流源８内の複数の電流源から流れる電流値の重
みづけを２nとしたとする。即ち、それぞれの電流源の
電流値の比率を８：４：２：１とすれば、調整電圧設定
信号が４本の場合には、２4＝１６段階の電圧調整が可
能となる。なお、図３、図４では調整電圧設定信号が４
本の場合の例が示されるが、図３、図４とは異なった本
数にすることも当然可能である。更に、調整電圧設定信
号は、マイクロコンピュータ等により書き込まれるレジ
スタから２値信号で得ることができるので、マイクロコ
ンピュータ等による制御も容易となる。The reference voltage source 7 is a Pch transistor 15
And Nch transistor 20 are included. The Vref generated by the reference voltage source 7 can be made substantially the same as the threshold voltage of the Pch transistor 15 by reducing the current capability of the Nch transistor 20 and reducing the current flowing between the power supplies. Further, the constant current source 8 is Pc
h transistors 16 to 19 are included. And the constant current source 8
In, the constant current is obtained by utilizing the constant current characteristics of the Pch transistors 16 to 19 whose gate electrodes are connected to the reference voltage Vref when the Pch transistors 16 to 19 are saturated. Further, the control unit 9 controls the P
The Pch transistors 21 to 24 connected to the drain regions of the ch transistors 16 to 19 are included, and conduction and interruption of current are switched by the adjustment voltage setting signal connected to the gate electrodes of the Pch transistors 21 to 24. Here, it is assumed that the weighting of the current value flowing from the plurality of current sources in the constant current source 8 is 2n. That is, if the ratio of the current values of the respective current sources is set to 8: 4: 2: 1, when there are four adjustment voltage setting signals, it is possible to adjust the voltage in 2 4 = 16 steps. Note that in FIGS. 3 and 4, the adjustment voltage setting signal is 4
Although an example of a book is shown, the number of books different from those in FIGS. 3 and 4 can of course be used. Further, since the adjustment voltage setting signal can be obtained as a binary signal from a register written by a microcomputer or the like, control by the microcomputer or the like becomes easy.

【００８１】本実施例によれば、抵抗１０の抵抗値を固
定し抵抗１１の抵抗値を可変する手段を持つようにすれ
ば、電圧調整範囲を維持したまま電圧調整の基準となる
電圧、例えばセンター値を変化させることが可能とな
る。従って、半導体デバイスや液晶素子に製造上のバラ
ツキが生じた場合には、上記抵抗値可変手段により抵抗
１１の抵抗値を調整することで上記バラツキを補正でき
る。即ち、例えば図２に示すようにしてＶｘがコントラ
スト調整のセンター値Ｖｃに一致するように調整する。
そして、このように抵抗１１の抵抗値を変えても、抵抗
１０の抵抗値は固定されているため、上式（９）から明
らかなように、電圧調整範囲は変化しない。そして、こ
のように変化しない電圧調整範囲内で、調整電圧設定信
号を用いて所望の調整電圧Ｖｒｅｇを得ることができる
ことになる。この点、図３３、図３４に示す従来の電源
供給装置では、図３５（Ａ）、（Ｂ）に示すように電圧
調整の基準となる電圧であるセンター値Ｖｃを変化させ
ると上側及び下側に同等の範囲で電圧調整（コントラス
ト調整）を行うことができなかった。このため従来の電
源供給装置では、電圧調整の基準となる電圧を変化させ
た場合にも十分広い範囲で電圧調整できるように、電圧
調整範囲を余分に持たせる構成としていた。即ち、分圧
抵抗３１３の段数を余分に持たせる構成としていた。According to the present embodiment, if the means for fixing the resistance value of the resistor 10 and varying the resistance value of the resistor 11 is provided, the reference voltage of the voltage adjustment, for example, the voltage which is the reference voltage for the voltage adjustment, while maintaining the voltage adjustment range. It is possible to change the center value. Therefore, when variations occur in manufacturing of the semiconductor device or the liquid crystal element, the variations can be corrected by adjusting the resistance value of the resistor 11 by the resistance value varying means. That is, for example, as shown in FIG. 2, Vx is adjusted so as to match the center value Vc of the contrast adjustment.
Even if the resistance value of the resistor 11 is changed in this way, the resistance value of the resistor 10 is fixed, and therefore the voltage adjustment range does not change, as is apparent from the above equation (9). Then, within the voltage adjustment range that does not change in this way, the desired adjustment voltage Vreg can be obtained using the adjustment voltage setting signal. In this regard, in the conventional power supply device shown in FIGS. 33 and 34, when the center value Vc, which is the reference voltage for voltage adjustment, is changed as shown in FIGS. The voltage adjustment (contrast adjustment) could not be performed in the range equivalent to the above. Therefore, in the conventional power supply device, an extra voltage adjustment range is provided so that the voltage can be adjusted in a sufficiently wide range even when the voltage that is the reference for voltage adjustment is changed. That is, the voltage dividing resistor 313 has an extra number of stages.

【００８２】これに対して、本実施例によれば、電圧調
整の基準となる電圧を変化させても、電圧調整範囲は変
化しないため、電圧調整範囲は要求される必要最低限で
済むことになる。このことは電圧調整の定電流源８内の
電流源の個数、制御部９内のスイッチの個数を必要最低
限にできることを意味する。なおかつ電圧調整の制御信
号をマイクロコンピュータ等から書き込まれるレジスタ
から２値信号で得ている場合にはレジスタのビット数を
必要最低限にでき、それぞれを結ぶ配線数も少なくでき
ることを意味する。On the other hand, according to the present embodiment, the voltage adjustment range does not change even if the voltage that is the reference for the voltage adjustment is changed, so that the voltage adjustment range can be the minimum required. Become. This means that the number of current sources in the constant current source 8 for voltage adjustment and the number of switches in the control unit 9 can be minimized. Further, when the control signal for voltage adjustment is obtained as a binary signal from a register written from a microcomputer or the like, it means that the number of bits of the register can be minimized and the number of wires connecting each can be reduced.

【００８３】更に、従来の電源供給装置では、製造上の
バラツキの調整を行なった場合、調整後の分圧抵抗の段
数の情報、即ち図３５（Ａ）、（Ｂ）における（０１１
１）、（０１００）の情報を不揮発性メモリなどに記憶
しておく必要があった。しかし、本実施例によれば、製
造上のバラツキの調整は抵抗１１の抵抗値を可変するこ
とで行なうことができるため、このような情報を記憶し
ておく必要がなくなる。Further, in the conventional power supply device, when the manufacturing variations are adjusted, information on the number of stages of the voltage dividing resistors after the adjustment, that is, (011) in FIGS. 35 (A) and 35 (B).
It was necessary to store the information 1) and (0100) in a non-volatile memory or the like. However, according to the present embodiment, the manufacturing variation can be adjusted by changing the resistance value of the resistor 11, so that it is not necessary to store such information.

【００８４】また、マイクロコンピュータで制御する場
合には、システムリセット信号により定電流源８からの
電流を遮断するようにしておけば、抵抗１０、１１の抵
抗値のみで電圧調整部の出力電圧が決定されることにな
る。従って、ファームウェアの中にバラツキ調整用のプ
ログラムを内蔵する必要もなくなり、電圧調整部の出力
電圧を検出する回路も必要なくなる。例えば、このよう
にシステムリセット時に、定電流源８からの電流を遮断
するように設定しておけば、図２（Ａ）において、Ｖｘ
を最小値Ｖｒｍｉｎに一致させておくことが可能とな
る。また、システムリセット時において、制御部９内の
スイッチの一部をオンさせるように設定しておけば、例
えば図２（Ａ）においてＶｘをセンター値Ｖｃに一致さ
せておくことも可能となる。Further, in the case of controlling by the microcomputer, if the current from the constant current source 8 is cut off by the system reset signal, the output voltage of the voltage adjusting unit can be obtained only by the resistance values of the resistors 10 and 11. It will be decided. Therefore, it is not necessary to incorporate a variation adjusting program in the firmware, and a circuit for detecting the output voltage of the voltage adjusting unit is not necessary. For example, if the setting is made such that the current from the constant current source 8 is cut off at the time of system reset, Vx in FIG.
Can be made to match the minimum value Vrmin. Further, if a part of the switches in the control unit 9 is set to be turned on at the time of system reset, for example, Vx can be made to coincide with the center value Vc in FIG. 2A.

【００８５】図５には、本実施例の電源供給装置を用い
た液晶表示装置の一例が示される。この液晶表示装置
は、電源供給装置１００と、コントラスト調整部１４０
と、駆動信号生成部（ＬＣＤドライバー）１４２と、液
晶パネル１４４とを含む。FIG. 5 shows an example of a liquid crystal display device using the power supply device of this embodiment. This liquid crystal display device includes a power supply device 100 and a contrast adjusting unit 140.
A drive signal generator (LCD driver) 142 and a liquid crystal panel 144.

【００８６】電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒｅｇ
は、液晶駆動用電源電圧Ｖ５として駆動信号生成部１４
２に供給されると共に、一方が固定電位に接続された分
圧抵抗（電圧分割部）１２の他方に接続される。そし
て、分圧抵抗１２により分割された電圧がボルテージフ
ォロワ接続されたオペアンプ１〜４の＋入力端子に接続
され、オペアンプ１〜４の出力は駆動用電源電圧Ｖ１、
Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４として駆動信号生成部１４２に入力さ
れる。なお、この場合、分割端子１２６、１３０には後
述するようにＮ型と呼ぶオペアンプ２、４が接続され、
分割端子１２４、１２８にはＰ型と呼ぶオペアンプ１、
３が接続される。また、Ｖ５については、電圧調整部内
のオペアンプ６を代用してインピーダンス変換を行うこ
とができ、これにより回路素子数を削減できることにな
る。Adjustment voltage Vreg which is the output of the voltage adjustment unit
Is the drive signal generator 14 as the liquid crystal drive power supply voltage V5.
2 is connected to the other of the voltage dividing resistors (voltage dividers) 12, one of which is connected to a fixed potential. The voltage divided by the voltage dividing resistor 12 is connected to the + input terminals of the voltage follower-connected operational amplifiers 1 to 4, and the outputs of the operational amplifiers 1 to 4 are the drive power supply voltage V1 and
The signals V2, V3, and V4 are input to the drive signal generation unit 142. In this case, operational amplifiers 2 and 4 called N type are connected to the split terminals 126 and 130 as described later,
The divided terminals 124 and 128 have an operational amplifier 1 called a P type,
3 are connected. Further, for V5, the operational amplifier 6 in the voltage adjusting unit can be used as a substitute for impedance conversion, and thus the number of circuit elements can be reduced.

【００８７】駆動信号生成部１４２は、例えば６レベル
駆動法に基づいて、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５
のいずれかを選択することで駆動信号を生成する。そし
て、この駆動信号により液晶素子が駆動されることにな
る。そして、ユーザがコントラスト調整部１４０により
コントラスト調整を行う操作をすると、コントラスト調
整部１４０により出力される調整電圧設定信号によりＶ
ｒｅｇの値が調整される。これにより液晶パネル１４４
に供給されるＶ１〜Ｖ５の電圧が調整されることにな
り、液晶表示のコントラスト調整が行われることにな
る。The drive signal generator 142 uses the 6-level drive method, for example, to drive these drive power supply voltages V0 to V5.
A drive signal is generated by selecting any one of the above. Then, the liquid crystal element is driven by this drive signal. Then, when the user performs an operation of adjusting the contrast by the contrast adjusting unit 140, V is set by the adjustment voltage setting signal output from the contrast adjusting unit 140.
The value of reg is adjusted. Accordingly, the liquid crystal panel 144
The voltages V1 to V5 supplied to the device are adjusted, and the contrast of the liquid crystal display is adjusted.

【００８８】この場合、電圧調整部の出力である調整電
圧Ｖｒｅｇは、上式（８）に示されるように、分圧抵抗
１２の抵抗値とは無関係である。従って、分圧抵抗１２
の抵抗値を大きくすることにより電源間に流れる電流を
非常に小さくすることができる。この結果、電源供給装
置及び液晶表示装置の大幅な低消費電力化を図ることが
可能となる。In this case, the regulated voltage Vreg which is the output of the voltage regulator is irrelevant to the resistance value of the voltage dividing resistor 12 as shown in the above equation (8). Therefore, the voltage dividing resistor 12
By increasing the resistance value of, the current flowing between the power supplies can be made extremely small. As a result, it is possible to significantly reduce the power consumption of the power supply device and the liquid crystal display device.

【００８９】以上のように本実施例の電源供給装置は液
晶表示装置に適用できるが、この液晶表示装置はその軽
量と消費電力の少なさから小型・軽量の必要な携帯機器
に多く用いられている。従って、液晶表示装置を備えた
機器では、液晶表示装置の本来の特長（小型・軽量）を
生かすべく、回路の低消費電力と小型化が要求されてい
る。このため、その要求に沿うためにも、これまでに挙
げた効果の得られる本実施例の電源供給装置を液晶表示
装置に使用することは有効な手段となる。As described above, the power supply device of this embodiment can be applied to a liquid crystal display device. However, this liquid crystal display device is often used in portable equipment which requires small size and light weight because of its light weight and low power consumption. There is. Therefore, in equipment equipped with a liquid crystal display device, low power consumption and miniaturization of the circuit are required in order to take advantage of the original features (small size and light weight) of the liquid crystal display device. Therefore, in order to meet the demand, it is an effective means to use the power supply device of the present embodiment, which has the above-described effects, in the liquid crystal display device.

【００９０】次に回路の安定性という観点から本実施例
の効果を説明する。Next, the effect of this embodiment will be described from the viewpoint of circuit stability.

【００９１】本実施例においては、電圧調整の基準とな
る電圧であるＶｘの値は、上式（６）から明らかなよう
に、基準電圧Ｖｒｅｆの値及び抵抗１０と抵抗１１との
抵抗比により決定される。これに対して、図３３、図３
４に示す従来例では、電圧調整の基準となる電圧は、電
源電圧ＶＤＤと電源電圧ＶＳとの間の電圧差を抵抗分割
することにより決定される。このため従来例では電源電
圧が変動すると電圧調整の基準となる電圧が変動してし
まうという問題があったが、本実施例では電源電圧が変
動してもＶｘは一定に保たれる。In this embodiment, the value of Vx, which is the reference voltage for voltage adjustment, depends on the value of the reference voltage Vref and the resistance ratio between the resistors 10 and 11, as is clear from the above equation (6). It is determined. On the other hand, FIG. 33 and FIG.
In the conventional example shown in FIG. 4, the voltage that serves as a reference for voltage adjustment is determined by resistance-dividing the voltage difference between the power supply voltage VDD and the power supply voltage VS. For this reason, in the conventional example, there is a problem that the reference voltage for voltage adjustment fluctuates when the power supply voltage fluctuates, but in the present embodiment, Vx is kept constant even if the power supply voltage fluctuates.

【００９２】また、本実施例においては、電圧調整範囲
を決める電圧であるＶｙは、上式（７）に示すように、
定電流源８から制御部９を介して抵抗１０に流れる電流
Ｉ１０の値と、抵抗１０の抵抗値とによって決定され
る。そして、この定電流源８からの電流Ｉ１０は、電源
電圧が変動しても一定に保たれる。従って、Ｖｙについ
ても電源電圧の変動に対して一定に保つことができ、電
圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅも一定に保てることになる。例
えば、図４は図２、図３の定電流源８をＭＯＳトランジ
スタによって構成した例であるが、定電流領域で動作す
るトランジスタのゲート電圧を基準電圧Ｖｒｅｆから得
ており、ゲート電圧が一定に保たれるのでドレイン電流
は一定となる。これにより、電源電圧が変化しても定電
流源から流れる電流が一定に保たれ、Ｖｙ及びＶｒａｎ
ｇｅは一定に保たれる。Further, in the present embodiment, the voltage Vy which determines the voltage adjustment range is as shown in the above equation (7).
It is determined by the value of the current I10 flowing from the constant current source 8 to the resistor 10 via the control unit 9 and the resistance value of the resistor 10. The current I10 from the constant current source 8 is kept constant even if the power supply voltage changes. Therefore, Vy can be kept constant with respect to the fluctuation of the power supply voltage, and the voltage adjustment range Vrange can also be kept constant. For example, FIG. 4 is an example in which the constant current source 8 of FIGS. 2 and 3 is configured by a MOS transistor, but the gate voltage of the transistor operating in the constant current region is obtained from the reference voltage Vref, and the gate voltage is constant. Since it is maintained, the drain current becomes constant. As a result, the current flowing from the constant current source is kept constant even if the power supply voltage changes, and Vy and Vran
ge is kept constant.

【００９３】以上のように本実施例によれば電源電圧の
変動に依存しない安定した調整電圧Ｖｒｅｇ（＝Ｖｘ＋
Ｖｙ）と電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅとを容易に得ること
ができる。このことは、電池（バッテリー）を電源とし
た場合など動作電圧範囲の広い機器に利用する場合に、
電源電圧にかかわらず安定した動作ができるということ
を意味する。特に、液晶表示装置におけるコントラスト
調整はこの調整電圧に大きく依存する。従って、動作電
圧範囲の広い機器に使用される液晶表示装置において、
本実施例を適用すれば、電源電圧にかかわらず駆動用電
源の電圧を一定に保ち一定のコントラストを得ることが
できる。また、電圧調整範囲も同様に電源電圧が変動し
ても一定に保つことができる。従って、本実施例によれ
ば、表示品質を非常に向上でき、製品価値を非常に高め
ることができる。As described above, according to this embodiment, the stable adjustment voltage Vreg (= Vx +) which does not depend on the fluctuation of the power supply voltage is obtained.
Vy) and the voltage adjustment range Vrange can be easily obtained. This means that when used in equipment with a wide operating voltage range, such as when a battery is used as the power source,
This means that stable operation can be performed regardless of the power supply voltage. In particular, contrast adjustment in a liquid crystal display device largely depends on this adjustment voltage. Therefore, in a liquid crystal display device used in equipment with a wide operating voltage range,
By applying this embodiment, it is possible to maintain a constant voltage of the driving power source and obtain a constant contrast regardless of the power source voltage. Similarly, the voltage adjustment range can be kept constant even if the power supply voltage changes. Therefore, according to the present embodiment, the display quality can be greatly improved and the product value can be greatly increased.

【００９４】更に、調整電圧の供給先である駆動対象の
素子特性が温度特性を持つ場合があり、このような場合
には、調整電圧に対してこの温度特性を補償するような
温度特性を持たせることが望ましい。例えば、液晶表示
素子ではその表示品質が周囲の温度に大きく依存し、一
定の表示品質を保つためには周囲温度に対して負の温度
特性を持つような電圧で駆動することが望ましい。これ
を実現するために従来では、温度特性をもつ素子、例え
ばサーミスタ等を分圧抵抗に接続し、温度特性の補償を
行うのが一般的であった。Further, the characteristic of the element to be driven, which is the supply destination of the adjustment voltage, may have the temperature characteristic. In such a case, the element has the temperature characteristic of compensating the temperature characteristic with respect to the adjustment voltage. It is desirable to let them. For example, in a liquid crystal display element, its display quality largely depends on the ambient temperature, and in order to maintain a constant display quality, it is desirable to drive it with a voltage having a negative temperature characteristic with respect to the ambient temperature. In order to realize this, conventionally, it has been general to connect an element having a temperature characteristic, such as a thermistor, to a voltage dividing resistor to compensate the temperature characteristic.

【００９５】本実施例では、このような場合に、第１、
第２の電圧Ｖｘ、Ｖｙに対して駆動対象の温度特性を補
償するような温度特性を持たせている。例えば、図４を
例にとり説明すれば以下のようになる。即ち、基準電圧
源７により生じる基準電圧Ｖｒｅｆの値は、前述のよう
にＰｃｈトランジスタ１５のしきい値電圧とほぼ同一値
となる。そして、一般にＭＯＳトランジスタのしきい値
電圧は負の温度特性を持つため、この基準電圧Ｖｒｅｆ
の値と、抵抗１０及び抵抗１１の抵抗比とで決まる第１
の電圧Ｖｘも、負の温度特性を持つことになる。更に、
定電流源８から流れる電流の量もＭＯＳトランジスタの
しきい値電圧に依存し、負の温度特性を持つため、第２
の電圧Ｖｙ及び電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅも負の温度特
性を持つことになる。即ち、本実施例によれば、調整電
圧Ｖｒｅｇ及び電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅの両方に対し
て負の温度特性を持たせることが可能となる。このよう
に本実施例によれば、サーミスタ等の温度特性を持つ素
子を追加することなく、調整電圧Ｖｒｅｇ、電圧調整範
囲Ｖｒａｎｇｅに温度特性を持たせることが可能とな
る。これにより、部品点数の削減が可能となり、また、
半導体装置に電源供給装置を内蔵した場合には外付け部
品の削減が可能となり、装置の小型化やコストの低減化
を図ることが可能となる。In this embodiment, in such a case, the first,
The second voltages Vx and Vy are provided with temperature characteristics that compensate for the temperature characteristics of the drive target. For example, the description will be made with reference to FIG. 4 as an example. That is, the value of the reference voltage Vref generated by the reference voltage source 7 is substantially the same as the threshold voltage of the Pch transistor 15 as described above. Since the threshold voltage of the MOS transistor generally has a negative temperature characteristic, this reference voltage Vref
Of the resistance of the resistor 10 and the resistance ratio of the resistor 11
The voltage Vx of 8 also has a negative temperature characteristic. Furthermore,
The amount of current flowing from the constant current source 8 also depends on the threshold voltage of the MOS transistor and has a negative temperature characteristic.
The voltage Vy and the voltage adjustment range Vrange also have negative temperature characteristics. That is, according to the present embodiment, it is possible to give both the adjustment voltage Vreg and the voltage adjustment range Vrange a negative temperature characteristic. As described above, according to this embodiment, it is possible to give the temperature characteristics to the adjustment voltage Vreg and the voltage adjustment range Vrange without adding an element having a temperature characteristic such as a thermistor. This makes it possible to reduce the number of parts, and
When the power supply device is built in the semiconductor device, the number of external parts can be reduced, and the device can be downsized and the cost can be reduced.

【００９６】なお、図６には、本実施例を用いた場合に
駆動用電源電圧Ｖ５に現れる温度特性の一例が示され
る。図６から明らかなように、Ｖ５は負の温度特性を持
っている。従って、このＶ５を負の温度特性をもつ液晶
素子の駆動用電源電圧として使用すれば、液晶表示装置
の表示品質を高めることができる。FIG. 6 shows an example of the temperature characteristic that appears in the driving power supply voltage V5 when the present embodiment is used. As is clear from FIG. 6, V5 has a negative temperature characteristic. Therefore, if this V5 is used as a power supply voltage for driving a liquid crystal element having a negative temperature characteristic, the display quality of the liquid crystal display device can be improved.

【００９７】また、例えば基準電圧源７内のＰチャネル
トランジスタ１５あるいは定電流源８内のＰチャネルト
ランジスタ１６〜１９に対して直列に、トランジスタと
異なる温度特性を持つ素子、例えば抵抗等を接続すれ
ば、図６に示す温度特性曲線の勾配を変化させることも
できる。これにより、液晶素子の温度特性との適合性を
更に高めることが可能となる。Further, for example, an element having a temperature characteristic different from that of the transistor, such as a resistor, may be connected in series to the P-channel transistor 15 in the reference voltage source 7 or the P-channel transistors 16 to 19 in the constant current source 8. For example, the slope of the temperature characteristic curve shown in FIG. 6 can be changed. This makes it possible to further improve the compatibility with the temperature characteristics of the liquid crystal element.

【００９８】３．第３の実施例 Ａ．構成について 次に、本発明の第３の実施例について説明する。本第３
の実施例は、多値電圧生成部１１０の具体的な構成を示
す実施例である。3. Third Embodiment A. Configuration Next, a third embodiment of the present invention will be described. Book Third
The embodiment is an embodiment showing a specific configuration of the multi-value voltage generation unit 110.

【００９９】図７に示す本第３の実施例にかかる多値電
圧生成部は、電圧分割部２０３と、オペアンプ１〜４を
含む。そして、オペアンプ１〜４は、電圧分割部２０３
の分割端子２２４〜２３０に接続され、各々Ｖ１〜Ｖ４
を供給している。ここで、本実施例では、Ｖ１、Ｖ３を
供給するオペアンプとして、図８に示す構成のオペアン
プ（以下、Ｐ型オペアンプと呼ぶ）を使用し、Ｖ２、Ｖ
４を供給するオペアンプとして、図１０に示す構成のオ
ペアンプ（以下、Ｎ型オペアンプと呼ぶ）を使用してい
る。The multi-value voltage generation section according to the third embodiment shown in FIG. 7 includes a voltage division section 203 and operational amplifiers 1 to 4. The operational amplifiers 1 to 4 have the voltage dividing unit 203.
Connected to the divided terminals 224 to 230 of V1 to V4, respectively.
Is being supplied. Here, in this embodiment, an operational amplifier having a configuration shown in FIG. 8 (hereinafter referred to as a P-type operational amplifier) is used as an operational amplifier for supplying V1 and V3, and V2 and V3 are used.
As an operational amplifier for supplying 4 signals, an operational amplifier having the configuration shown in FIG. 10 (hereinafter referred to as N-type operational amplifier) is used.

【０１００】電圧分割部２０３は、ドレイン領域とゲー
ト電極がショートされ直列に接続された９個のトランジ
スタを含み、これらのトランジスタを抵抗の代わりに用
いることにより電圧分割を行っている。この場合、これ
らのトランジスタは全て同じ電流供給能力を持つように
設定されているため、Ｖ０とＶ５の間の電圧は正しく９
分割されることになる（１／９バイアス）。そして、９
分割された電圧のうちＶ０側から低い方へ一番目の電圧
をＶ１、２番目の電圧をＶ２と呼び、Ｖ５側から高い方
へ一番目の電圧をＶ４、２番目の電圧をＶ３と呼ぶこと
にする。電圧分割は図３３、図３４に示す従来例のよう
に抵抗を用いても当然可能である。しかし、低消費電流
化を図るためには、これらの抵抗を高抵抗にしなければ
ならず、ＩＣ内では高抵抗を作ろうとすると、大きな面
積を必要としたり、新たな製造工程を追加しなければな
らないなどの問題が生じる。そこで、本実施例では、ド
レイン領域とゲート電極をショートしたトランジスタを
高抵抗の代わりに用いている。これにより、電圧分割部
２０３に流れる消費電流を０．２μＡ程度に抑えること
が可能となった。The voltage dividing section 203 includes nine transistors in which the drain region and the gate electrode are short-circuited and connected in series, and voltage division is performed by using these transistors instead of resistors. In this case, these transistors are all set to have the same current supply capability, so the voltage between V0 and V5 is 9
It will be divided (1/9 bias). And 9
Of the divided voltages, the first voltage from the V0 side to the lower one is called V1, the second voltage is called V2, the first voltage from the V5 side to the higher one is called V4, and the second voltage is called V3. To The voltage division can naturally be performed by using a resistor as in the conventional example shown in FIGS. However, in order to reduce the current consumption, it is necessary to make these resistors high in resistance, and in order to make high resistance in the IC, a large area is required and a new manufacturing process must be added. There is a problem such as not becoming. Therefore, in this embodiment, a transistor in which the drain region and the gate electrode are short-circuited is used instead of the high resistance. As a result, the consumption current flowing through the voltage dividing unit 203 can be suppressed to about 0.2 μA.

【０１０１】図８には、図７に示すＰ型オペアンプのト
ランジスタレベルの回路図が示される。このＰ型オペア
ンプは、差動増幅部２０６と駆動部２００とを含む。差
動増幅部２０６は、＋入力端子２０８、−入力端子２０
９の２つの入力端子と、１つの出力端子２１０を有する
回路であり、２つの入力端子の電圧差を出力端子２１０
に増幅して出力する回路として公知であるので、説明は
省略する。駆動部２００は、Ｐチャネル駆動トランジス
タ２０４、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５を有す
る。また、差動増幅部２０６と駆動部２００との間に
は、発振防止用コンデンサ２０７が設けられている。そ
して、ボルテージフォロワ接続の構成、即ち差動増幅部
２０６の−入力端子２０９とオペアンプの出力端子２１
１を接続する構成となっている。FIG. 8 shows a transistor-level circuit diagram of the P-type operational amplifier shown in FIG. This P-type operational amplifier includes a differential amplifier 206 and a driver 200. The differential amplifier 206 includes a + input terminal 208 and a − input terminal 20.
9 has two input terminals and one output terminal 210. The voltage difference between the two input terminals is output terminal 210.
Since it is known as a circuit that amplifies and outputs the signal, the description thereof will be omitted. The drive unit 200 has a P-channel drive transistor 204 and an N-channel load transistor 205. An oscillation prevention capacitor 207 is provided between the differential amplifier 206 and the driver 200. Then, the configuration of the voltage follower connection, that is, the-input terminal 209 of the differential amplifier 206 and the output terminal 21 of the operational amplifier
1 is connected.

【０１０２】駆動部２００内のＰチャネル駆動トランジ
スタ２０４は、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５と直
列に接続され、その接続点がオペアンプの出力端子２１
１となっている。Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５
は、そのドレイン領域とゲート電極とを接続することに
より、抵抗の機能を持たせている。オペアンプの出力端
子２１１は差動増幅部２０６の−入力端子２０９に接続
され、差動増幅部２０６の出力端子２１０はＰチャネル
駆動トランジスタ２０４のゲート電極に接続されてい
る。このように接続した回路により＋入力端子２０８に
与えられた電圧はオペアンプの出力端子２１１に同一レ
ベルの電圧であらわれる。これは差動増幅部２０６によ
り＋入力端子２０８とオペアンプの出力端子２１１とが
同一電圧となるように、Ｐチャネル駆動トランジスタ２
０４のゲート電圧がコントロールされるためである。The P-channel drive transistor 204 in the drive section 200 is connected in series with the N-channel load transistor 205, and the connection point is the output terminal 21 of the operational amplifier.
It is 1. N-channel load transistor 205
Has a resistance function by connecting its drain region and gate electrode. The output terminal 211 of the operational amplifier is connected to the negative input terminal 209 of the differential amplifier 206, and the output terminal 210 of the differential amplifier 206 is connected to the gate electrode of the P-channel drive transistor 204. The voltage applied to the + input terminal 208 by the circuit thus connected appears at the output terminal 211 of the operational amplifier at the same level. This is performed by the differential amplifier 206 so that the + input terminal 208 and the output terminal 211 of the operational amplifier have the same voltage.
This is because the gate voltage of 04 is controlled.

【０１０３】なお、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５
については、そのゲート電極に定電圧を与えて定電流源
として機能させてもよい。The N-channel load transistor 205
With respect to, the gate electrode may be supplied with a constant voltage to function as a constant current source.

【０１０４】図９には、Ｐ型オペアンプ内のＮチャネル
負荷トランジスタ２０５、Ｐチャネル駆動トランジスタ
２０４の電流特性の関係図が示される。図９において、
２１４はＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流特性
であり、２１５はオペアンプの出力端子２１１に負荷の
ない場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特
性である。また、２１６はオペアンプの出力端子２１１
に負の負荷がかかった場合のＰチャネル駆動トランジス
タ２０４の電流特性であり、２１７はオペアンプの出力
端子２１１に正の負荷がかかった場合のＰチャネル駆動
トランジスタ２０４の電流特性である。FIG. 9 shows a relational diagram of current characteristics of the N-channel load transistor 205 and the P-channel drive transistor 204 in the P-type operational amplifier. In FIG.
Reference numeral 214 is a current characteristic of the N-channel load transistor 205, and 215 is a current characteristic of the P-channel drive transistor 204 when the output terminal 211 of the operational amplifier has no load. 216 is an output terminal 211 of the operational amplifier
Is a current characteristic of the P-channel drive transistor 204 when a negative load is applied, and 217 is a current characteristic of the P-channel drive transistor 204 when a positive load is applied to the output terminal 211 of the operational amplifier.

【０１０５】なお、ここで負の負荷がかかった場合と
は、低い電圧（電位）に接続され、電流が引き抜かれる
場合（負の電荷が駆動部に引き込まれる場合）をいう。
また、正の負荷がかかった場合とは、高い電圧（電位）
に接続され、電流が引き込まれる場合（正の電荷が駆動
部に引き込まれる場合）をいう。Here, the case where a negative load is applied refers to the case where the current is extracted by being connected to a low voltage (potential) (the case where negative charges are drawn into the drive section).
In addition, when a positive load is applied, a high voltage (potential)
Connected to, and a current is drawn (when positive charges are drawn to the drive unit).

【０１０６】オペアンプの出力端子２１１に負荷がかか
っていない場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の
電流特性は図９の２１５に示す電流特性となり、この電
流特性２１５と、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の
電流特性２１４との交点Ａにおける電流が定常電流とし
て流れることになる。The current characteristic of the P-channel drive transistor 204 when the output terminal 211 of the operational amplifier is not loaded is the current characteristic 215 shown in FIG. 9, and this current characteristic 215 and the current characteristic 214 of the N-channel load transistor 205 are shown. The current at the intersection A with and flows as a steady current.

【０１０７】例えばオペアンプの出力端子２１１に負の
負荷がかかり、出力端子２１１の電圧が下降した場合
（低い電圧に接続され、電流が引き抜かれる場合）を考
える。この場合には、オペアンプの出力端子２１１は−
入力端子２０９に接続されているため、−入力端子２０
９の電圧が下降する。一方、＋入力端子２０８の電圧は
変わらないため、＋入力端子２０８と−入力端子２０９
との間に電圧差が生じ、差動増幅部２０６の出力端子２
１０の電圧は差動増幅部２０６により増幅されて下降す
る。すると、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲー
ト電極に供給されるゲート電圧が下降することになり、
Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力が増
大する。これにより、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０
４の電流特性は図９の２１６に示す電流特性となり、流
し込み電流によりオペアンプの出力端子２１１の電圧が
引き上げられることになる。Consider, for example, a case where a negative load is applied to the output terminal 211 of the operational amplifier and the voltage of the output terminal 211 drops (when it is connected to a low voltage and current is drawn). In this case, the output terminal 211 of the operational amplifier is −
Since it is connected to the input terminal 209,
The voltage at 9 drops. On the other hand, since the voltage of the + input terminal 208 does not change, the + input terminal 208 and the − input terminal 209
A voltage difference is generated between the output terminal 2 and the output terminal 2 of the differential amplifier 206.
The voltage of 10 is amplified by the differential amplification unit 206 and drops. Then, the gate voltage supplied to the gate electrode of the P-channel drive transistor 204 drops.
The current supply capability of the P-channel drive transistor 204 increases. As a result, the P-channel drive transistor 20
The current characteristic of No. 4 becomes the current characteristic shown by 216 in FIG. 9, and the voltage of the output terminal 211 of the operational amplifier is raised by the flowing current.

【０１０８】次に、逆に、オペアンプの出力端子２１１
に正の負荷がかかり、出力端子２１１の電圧が上昇した
場合（高い電圧に接続され、電流が引き込まれる場合）
を考える。この場合には、負の負荷がかかった場合と全
く反対の動作になり、差動増幅部の出力端子２１０の電
圧は差動増幅部２０６により増幅されて上昇する。する
と、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電極に
供給されるゲート電圧が上昇することになり、Ｐチャネ
ル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力は減少する。
これにより、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流
特性は、図９の２１７に示す電流特性となる。そして、
Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の引き抜き電流によ
りオペアンプの出力端子２１１の電圧が引き下げられ
る。Next, conversely, the output terminal 211 of the operational amplifier is
When a positive load is applied to the output terminal and the voltage at the output terminal 211 rises (when connected to a high voltage and current is drawn)
think of. In this case, the operation is exactly the same as when a negative load is applied, and the voltage of the output terminal 210 of the differential amplifier is amplified by the differential amplifier 206 and rises. Then, the gate voltage supplied to the gate electrode of the P-channel drive transistor 204 increases, and the current supply capability of the P-channel drive transistor 204 decreases.
As a result, the current characteristic of the P-channel drive transistor 204 becomes the current characteristic indicated by 217 in FIG. And
The pull-out current of the N-channel load transistor 205 lowers the voltage of the output terminal 211 of the operational amplifier.

【０１０９】以上のように、オペアンプの出力端子２１
１の電圧は、差動増幅部２０６の＋入力端子２０８の電
圧よりも高くなれば引き下げられ、低くなれば引き上げ
られて、常に＋入力端子２０８の電圧と同一レベルに保
たれることになる。As described above, the output terminal 21 of the operational amplifier
The voltage of 1 is pulled down if it becomes higher than the voltage of the + input terminal 208 of the differential amplifier 206, and pulled up if it becomes lower, and is always kept at the same level as the voltage of the + input terminal 208.

【０１１０】さて、このＰ型オペアンプの消費電流は、
差動増幅部２０６の消費電流Ｉ１と、Ｐチャネル駆動ト
ランジスタ２０４とＮチャネル負荷トランジスタ２０５
の間に流れる消費電流Ｉ２との合計で決まる。本実施例
においては消費電流Ｉ１は０．７μＡ程度に抑えてい
る。しかし、定常的に流れる消費電流Ｉ２は、Ｐチャネ
ル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力には関係な
く、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力
により決まる。Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電
流供給能力を小さくすれば小さくするほど定常的に流れ
る消費電流Ｉ２は小さくなるが、極端に小さくする事は
できない。なぜならオペアンプの出力端子２１１の電圧
が上昇した場合（正の負荷がかかった場合）に、その電
圧を引き下げる能力はＮチャネル負荷トランジスタ２０
５の電流供給能力で決まるからである。即ち、消費電流
を抑えれば抑えるほど電圧を引き下げる能力が落ちてし
まい、電圧を引き下げる能力を上げれば上げるほど消費
電流が増えてしまうことになる。Now, the current consumption of this P-type operational amplifier is
The current consumption I1 of the differential amplifier 206, the P-channel drive transistor 204, and the N-channel load transistor 205
It is determined by the total of the consumption current I2 flowing during the period. In this embodiment, the current consumption I1 is suppressed to about 0.7 μA. However, the consumption current I2 that constantly flows is determined by the current supply capacity of the N-channel load transistor 205 regardless of the current supply capacity of the P-channel drive transistor 204. The smaller the current supply capability of the N-channel load transistor 205 is, the smaller the consumption current I2 that constantly flows becomes, but it cannot be extremely reduced. Because, when the voltage of the output terminal 211 of the operational amplifier rises (when a positive load is applied), the ability to lower the voltage is the N-channel load transistor 20.
This is because it is determined by the current supply capacity of 5. That is, the more the current consumption is suppressed, the lower the ability to reduce the voltage decreases, and the higher the voltage reduction ability, the more the current consumption increases.

【０１１１】ところが、後述するようにＶ１、Ｖ３にお
いては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必
要がある電荷量の極性は負となっている。そこで、本実
施例では、Ｖ１、Ｖ３には負の電荷を多く引ける駆動部
２００を有するオペアンプ、即ちＰ型オペアンプを接続
している。これにより、駆動期間内にＶ１、Ｖ３から十
分に負の電荷を引くことができ、シャドウ、クロストー
ク等の現象が生じるのを防止でき、液晶の表示特性が悪
化するのを防止できることになる。一方、Ｐ型オペアン
プにおいては、正の負荷がかかった場合には、Ｎチャネ
ル負荷トランジスタ２０５により正の電荷を引き込まな
ければならない。しかしながら、Ｖ１、Ｖ３において
は、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要が
ある電荷量の極性は負となっている。従って、Ｖ１、Ｖ
３にＰ型オペアンプを接続する構成とする本実施例の場
合には、Ｐ型オペアンプの駆動部２００には正の電荷を
引く能力はあまり要求されないことになる。この結果、
本実施例によれば、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５
の電流供給能力を十分に低く抑えることができ、駆動部
２００に定常的に流れる消費電流Ｉ２を１５μＡ程度に
抑えることが可能となる。これにより、Ｐ型オペアンプ
の消費電流をＩ１＋Ｉ２＝１５．７μＡ程度に抑えるこ
とが可能となった。However, as will be described later, in V1 and V3, the polarity of the charge amount that needs to be moved to the operational amplifier side during the driving period is negative. Therefore, in this embodiment, an operational amplifier having a driving unit 200 capable of drawing a large amount of negative charges, that is, a P-type operational amplifier is connected to V1 and V3. This makes it possible to sufficiently draw negative charges from V1 and V3 during the driving period, prevent the occurrence of phenomena such as shadow and crosstalk, and prevent the display characteristics of the liquid crystal from deteriorating. On the other hand, in the P-type operational amplifier, when a positive load is applied, the N-channel load transistor 205 must draw positive charges. However, in V1 and V3, the polarity of the charge amount that needs to be moved to the operational amplifier side during the driving period is negative. Therefore, V1, V
In the case of the present embodiment in which the P-type operational amplifier is connected to 3, the driving unit 200 of the P-type operational amplifier is not required to have much ability to draw positive charges. As a result,
According to this embodiment, the N-channel load transistor 205
It is possible to sufficiently reduce the current supply capacity of, and it is possible to suppress the consumption current I2 that constantly flows in the drive unit 200 to approximately 15 μA. As a result, the consumption current of the P-type operational amplifier can be suppressed to about I1 + I2 = 15.7 μA.

【０１１２】図１０は図７に示すＮ型オペアンプのトラ
ンジスタレベルの回路図が示される。このＮ型オペアン
プと上記Ｐ型オペアンプとは駆動部２０１の構成が異な
っており、駆動部２０１は、Ｎチャネル駆動トランジス
タ２１２とＰチャネル負荷トランジスタ２１３とを含ん
でいる。そして、差動増幅部２０６の−入力端子２０９
とオペアンプの出力端子２１１とを接続することにより
ボルテージフォロワ接続の構成となっている。FIG. 10 is a transistor level circuit diagram of the N-type operational amplifier shown in FIG. This N-type operational amplifier is different from the P-type operational amplifier in the configuration of the drive unit 201, and the drive unit 201 includes an N-channel drive transistor 212 and a P-channel load transistor 213. The negative input terminal 209 of the differential amplifier 206
Is connected to the output terminal 211 of the operational amplifier to form a voltage follower connection.

【０１１３】Ｎ型オペアンプでは、Ｐ型オペアンプと同
様に、オペアンプの出力端子２１１の電圧は＋入力端子
２０８の電圧より高くなれば引き下げられ、低くなれば
引き上げられて、常に＋入力端子２０８の電圧と同一に
なるように保たれる。しかし、Ｎ型オペアンプでは、Ｐ
型オペアンプと異なり、オペアンプの出力端子２１１の
電圧が上昇した場合（正の負荷がかかった場合）に、そ
の電圧を引き下げる能力はＮチャネル駆動トランジスタ
２１２の電流供給能力で決まる。また、Ｐ型オペアンプ
と異なり、オペアンプの出力端子２１１の電圧が下降し
た場合（負の負荷がかかった場合）に、その電圧を引き
上げる能力は、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電
流供給能力で決まる。ここで、Ｐチャネル負荷トランジ
スタ２１３は、そのゲート電極とドレイン領域を短絡す
ることにより、抵抗の機能を持たせているものである。
なお、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３については、
そのゲート電極に定電圧を与えて定電流源として機能さ
せてもよい。In the N-type operational amplifier, like the P-type operational amplifier, the voltage of the output terminal 211 of the operational amplifier is lowered when it becomes higher than the voltage of the + input terminal 208, and raised when it becomes lower, and the voltage of the + input terminal 208 is always maintained. Is kept the same as. However, in N-type operational amplifier, P
Unlike the type operational amplifier, when the voltage of the output terminal 211 of the operational amplifier rises (when a positive load is applied), the ability to reduce the voltage is determined by the current supply capacity of the N-channel drive transistor 212. Further, unlike the P-type operational amplifier, the ability to increase the voltage when the voltage at the output terminal 211 of the operational amplifier drops (when a negative load is applied) is determined by the current supply capacity of the P-channel load transistor 213. Here, the P-channel load transistor 213 has a resistance function by short-circuiting its gate electrode and drain region.
Regarding the P-channel load transistor 213,
A constant voltage may be applied to the gate electrode to function as a constant current source.

【０１１４】さて、Ｎ型オペアンプの駆動部２０１に定
常的に流れる消費電流Ｉ２は、Ｎチャネル駆動トランジ
スタ２１２の電流供給能力には関係なく、Ｐチャネル負
荷トランジスタ２１３の電流供給能力を小さくすればす
るほど小さくなる。即ち、消費電流を抑えれば抑えるほ
ど電圧を引き上げる能力が落ちてしまい、電圧を引き上
げる能力を上げれば上げるほど消費電流が増えてしまう
ことになる。Now, the consumption current I2 that constantly flows through the driving unit 201 of the N-type operational amplifier is irrelevant to the current supply capacity of the N-channel drive transistor 212, and the current supply capacity of the P-channel load transistor 213 is reduced. Becomes smaller. That is, the more the current consumption is suppressed, the lower the ability to raise the voltage decreases, and the higher the voltage raising ability, the more the current consumption increases.

【０１１５】ところが、後述するようにＶ２、Ｖ４にお
いては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必
要がある電荷量の極性は正となっている。そこで、本実
施例では、Ｖ２、Ｖ４には正の電荷を多く引ける駆動部
２０１を有するオペアンプ、即ちＮ型オペアンプを接続
している。これにより、駆動期間内にＶ２、Ｖ４から十
分に正の電荷を引くことができ、シャドウ、クロストー
ク等の現象が生じるのを防止できることになる。一方、
Ｎ型オペアンプにおいては、負の負荷がかかった場合に
は、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３により負の電荷
を引き込まなければならない。しかしながら、Ｖ２、Ｖ
４においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動さ
せる必要がある電荷量の極性は正となっている。従っ
て、Ｖ２、Ｖ４にＮ型オペアンプを接続する構成とする
本実施例の場合には、Ｎ型オペアンプの駆動部２０１に
は負の電荷を引く能力はあまり要求されないことにな
る。この結果、本実施例によれば、Ｐチャネル負荷トラ
ンジスタ２１３の電流供給能力を十分に低く抑えること
ができ、駆動部２０１に定常的に流れる消費電流Ｉ２を
１５μＡ程度に抑えることが可能となる。これにより、
Ｎ型オペアンプの消費電流をＩ１＋Ｉ２＝１５．７μＡ
程度に抑えることが可能となった（Ｉ１＝０．７μ
Ａ）。However, as will be described later, in V2 and V4, the polarity of the charge amount that needs to be moved to the operational amplifier side during the driving period is positive. Therefore, in this embodiment, an operational amplifier having a driving unit 201 capable of drawing a large amount of positive charges, that is, an N-type operational amplifier is connected to V2 and V4. As a result, positive charges can be sufficiently drawn from V2 and V4 during the driving period, and it is possible to prevent phenomena such as shadow and crosstalk from occurring. on the other hand,
In the N-type operational amplifier, when a negative load is applied, the P-channel load transistor 213 must draw the negative charge. However, V2, V
In No. 4, the polarity of the charge amount that needs to be moved to the operational amplifier side in the driving period is positive. Therefore, in the case of the present embodiment in which the N-type operational amplifier is connected to V2 and V4, the driving unit 201 of the N-type operational amplifier is not required to have the ability to draw a negative charge. As a result, according to the present embodiment, the current supply capacity of the P-channel load transistor 213 can be suppressed sufficiently low, and the consumption current I2 that constantly flows in the drive unit 201 can be suppressed to about 15 μA. This allows
The current consumption of the N-type operational amplifier is I1 + I2 = 15.7 μA
It became possible to suppress to a certain degree (I1 = 0.7μ
A).

【０１１６】以上のように本実施例によれば、電圧分割
部２０３、Ｐ型及びＮ型オペアンプでの消費電流は各々
０．２μＡ、１５．７μＡになる。従って、多値電圧生
成部全体での消費電流を、０．２＋１５．７×４＝６３
μＡに抑えることが可能となった。このように、液晶の
表示品質を低下させないで装置全体の消費電流を最大限
に減らすためには、駆動期間内においてインピーダンス
変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正で
ある駆動用電源電圧（Ｖ２、Ｖ４）にはＮ型オペアン
プ）を接続し、該電荷量の極性が負である駆動用電源電
圧（Ｖ１、Ｖ３）には、Ｐ型オペアンプを接続すればよ
いことが理解される。As described above, according to the present embodiment, the current consumptions of the voltage dividing unit 203 and the P-type and N-type operational amplifiers are 0.2 μA and 15.7 μA, respectively. Therefore, the current consumption of the entire multi-value voltage generator is 0.2 + 15.7 × 4 = 63.
It became possible to suppress to μA. As described above, in order to maximize the current consumption of the entire device without deteriorating the display quality of the liquid crystal, it is necessary to move to the impedance conversion means within the driving period. It is understood that an N-type operational amplifier may be connected to the power supply voltage (V2, V4), and a P-type operational amplifier may be connected to the drive power supply voltage (V1, V3) whose polarity of the charge amount is negative. It

【０１１７】Ｂ．駆動用電源電圧にかかる負荷の計算に
ついて次に、単純マトリクスＬＣＤを線順次に時分割駆
動する場合に、駆動用電源電圧であるＶ１〜Ｖ４にどの
ような負荷がかかるのかを、ある大きさのＬＣＤパネル
を駆動する場合を例にとり、以下に説明する。B. Calculation of Load Applied to Driving Power Supply Voltage Next, when a simple matrix LCD is line-sequentially time-divisionally driven, what kind of load is applied to the driving power supply voltages V1 to V4 is described. The case of driving the LCD panel will be described below as an example.

【０１１８】図１１（Ａ）には、コモン電極の電圧、セ
グメント電極の電圧とＶ０〜Ｖ５との関係が示される。
例えば、コモン電極の電圧は選択された期間にはＶ５
（Ｖ０）となり、非選択の場合はＶ１（Ｖ４）となる。
そして、コモン電極の電圧がＶ５（Ｖ０）の場合にセグ
メント電極の電圧がＶ０（Ｖ５）であれば点灯となり、
Ｖ２（Ｖ３）であれば非点灯となる（カッコ内はＦＲ信
号＝Ｌの場合）。また、図１１（Ｂ）には、コモン電極
とセグメント電極の配置例が示される。FIG. 11A shows the relationship between the voltage of the common electrode and the voltage of the segment electrode and V0 to V5.
For example, the voltage of the common electrode is V5 during the selected period.
(V0), and V1 (V4) when not selected.
Then, when the voltage of the common electrode is V5 (V0) and the voltage of the segment electrode is V0 (V5), it is lit,
If it is V2 (V3), it is not lit (when the FR signal is L in parentheses). Further, FIG. 11B shows an arrangement example of the common electrodes and the segment electrodes.

【０１１９】さて、以下に行う計算の目的は、Ｖ１〜Ｖ
４にかかる最大負荷の相対的な大小関係を求めることに
ある。従って、計算を容易にするため以下に示す条件に
て計算を行う。Now, the purpose of the following calculation is V1 to V
4 is to find the relative magnitude relation of the maximum load. Therefore, in order to facilitate the calculation, the calculation is performed under the following conditions.

【０１２０】（１）ＬＣＤパネルの表示容量を６４×１
００ドットとする。言い替えれば、６４ラインのコモン
電極と１００ラインのセグメント電極を備えたＬＣＤパ
ネルである（図１１（Ｂ）参照）。(1) The display capacity of the LCD panel is 64 × 1.
00 dots. In other words, it is an LCD panel provided with 64 lines of common electrodes and 100 lines of segment electrodes (see FIG. 11B).

【０１２１】（２）６４ラインのコモン電極なので１／
６４デューティにて時分割駆動する。(2) Since it is a 64 line common electrode, 1 /
It is time-division driven with 64 duty.

【０１２２】（３）駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５の値は、
電圧平均化法により算出される計算式により１／９バイ
アスとなるが、Ｖ０＝０Ｖ、Ｖ１＝−１Ｖ、Ｖ２＝−２
Ｖ、Ｖ３＝−７Ｖ、Ｖ４＝−８Ｖ、Ｖ５＝−９Ｖとして
計算を行いやすいようにする。(3) The values of the driving power supply voltages V0 to V5 are
According to the formula calculated by the voltage averaging method, the bias is 1/9, but V0 = 0V, V1 = -1V, V2 = -2
V, V3 = -7V, V4 = -8V, V5 = -9V are set to facilitate the calculation.

【０１２３】（４）容量は、計算を容易にするために、
コモン電極１ラインあたり１Ｆ（ファラド）であると仮
定する。(4) The capacity is calculated in order to facilitate calculation.
It is assumed that it is 1 F (farad) per common electrode line.

【０１２４】（５）液晶は容量性の素子であり、ＬＣＤ
パネルは電気的にコンデンサと等価である。従って、そ
のコンデンサの両端の電極（つまり、コモン電極とセグ
メント電極）より充放電する際に移動する電荷の量をＱ
＝ＣＶ（Ｑは電荷量、Ｃは容量、Ｖは電圧）により計算
し、その大きさをＶ１〜Ｖ４にかかる負荷と考える。例
えば、図１２（Ａ）、（Ｂ）には、セグメント電極の電
圧がＶ３でコモン電極の電圧がＶ４の状態から、セグメ
ント電極の電圧がＶ２でコモン電極の電圧がＶ１の状態
に変化した場合に、Ｖ２に対してどのような電荷が流れ
こむのかが模式的に示される。即ち、図１２（Ａ）の状
態では、ＬＣＤパネルを等価的に表したコンデンサ（Ｃ
＝１Ｆ）のセグメント電極側には、（−７）−（−８）
＝＋１Ｃ（クーロン）の電荷が蓄えられている。一方、
図１２（Ｂ）の状態に変化すると、コンデンサのセグメ
ント電極側には（−２）−（−１）＝−１Ｃの電荷が蓄
えられることになる。従って、図１２（Ｂ）に示すよう
に、この状態の変化によりＶ２では＋１−（−１）＝２
Ｃの正の電荷を引き込まなければならないことになる。
即ち、この場合にはＶ２には＋２の正の負荷がかかるこ
とになる。(5) The liquid crystal is a capacitive element, and the LCD
The panel is electrically equivalent to a capacitor. Therefore, the amount of charge that moves during charging and discharging from the electrodes at both ends of the capacitor (that is, the common electrode and the segment electrode) is Q
= CV (where Q is the amount of charge, C is the capacitance, and V is the voltage) and the magnitude is considered to be the load on V1 to V4. For example, in FIGS. 12A and 12B, when the segment electrode voltage is V3 and the common electrode voltage is V4, the segment electrode voltage is V2 and the common electrode voltage is V1. In the figure, what kind of charge flows into V2 is schematically shown. That is, in the state of FIG. 12 (A), a capacitor (C
(-7)-(-8) on the segment electrode side of = 1F)
= + 1C (Coulomb) electric charge is stored. on the other hand,
When changing to the state of FIG. 12B, the electric charge of (−2) − (− 1) = − 1C is stored on the segment electrode side of the capacitor. Therefore, as shown in FIG. 12B, +1 − (− 1) = 2 at V2 due to this change in state.
The positive charge of C will have to be drawn.
That is, in this case, the positive load of +2 is applied to V2.

【０１２５】（６）本計算で求めようとしているのは、
Ｖ１〜Ｖ４にかかる負荷の最大値である。従って、負荷
の計算を行う場合には、全てのセグメント電極の電圧が
同じ方向に変化した場合を考えればよい。例えば、図１
１（Ｂ）において、セグメント電極ＳＥＧ１がＶ３から
Ｖ２に変化し、セグメント電極ＳＥＧ２がＶ５からＶ２
に変化する場合等、セグメント電極の電圧の変化の方向
が混在する場合は考えなくてもよい。このように変化の
方向が混在する場合の負荷の大きさは、全てのセグメン
ト電極ＳＥＧ１〜ＳＥＧ１００の電圧が全て同じ方向に
変化した場合（最大負荷の場合）よりも小さくなるから
である。(6) What is being calculated in this calculation is
It is the maximum value of the load applied to V1 to V4. Therefore, when the load is calculated, it may be considered that the voltage of all the segment electrodes changes in the same direction. For example, in FIG.
1 (B), the segment electrode SEG1 changes from V3 to V2, and the segment electrode SEG2 changes from V5 to V2.
It is not necessary to consider the case where the directions of the voltage changes of the segment electrodes are mixed, such as the case where the voltage changes to. This is because the magnitude of the load when the directions of change are mixed is smaller than when the voltages of all the segment electrodes SEG1 to SEG100 are all changed in the same direction (in the case of the maximum load).

【０１２６】（７）本計算においては、Ｖ１〜Ｖ４に流
れる電荷量の駆動期間内における合計を求める必要があ
る。そこで、図１３に示すように、駆動期間を、ＦＲ信
号の切り替わり時Ａと、それ以外の期間Ｂの２つに分け
て計算を行うこととする。なお、図１３において、ＦＲ
信号とは、液晶駆動のための交流化信号であり、ＤＣＫ
（ドットクロック）とは、駆動信号を生成するための基
準となるクロックである。(7) In this calculation, it is necessary to find the total amount of charges flowing in V1 to V4 within the driving period. Therefore, as shown in FIG. 13, the driving period is divided into two, that is, the period A when the FR signal is switched and the period B other than that, and the calculation is performed. In FIG. 13, FR
The signal is an alternating signal for driving the liquid crystal, and DCK
The (dot clock) is a reference clock for generating a drive signal.

【０１２７】次に、具体的にＶ２を例にとり、Ｖ２にか
かる負荷を計算する。Next, taking V2 as an example, the load on V2 is calculated.

【０１２８】図１１（Ａ）に示すように、セグメント電
極のとりうる値は、Ｖ０、Ｖ２（ＦＲ信号＝Ｈ）、Ｖ
５、Ｖ３（ＦＲ信号＝Ｌ）のいずれかである。従って、
セグメント電極の電圧が、これらの電圧からＶ２に変化
する場合としては、Ｖ０→Ｖ２、Ｖ２→Ｖ２、Ｖ５→Ｖ
２、Ｖ３→Ｖ２の変化が考えられる。そして、ＦＲ信号
の切り替え時Ａでは、期間の変わり目であるためＶ０→
Ｖ２の変化、Ｖ２→Ｖ２の変化はなく、Ｖ３→Ｖ２、Ｖ
５→Ｖ２の変化だけを考えればよいことになる。また、
Ｂ期間では、同一期間内であるためＶ３→Ｖ２、Ｖ５→
Ｖ２の変化はなく、Ｖ０→Ｖ２、Ｖ２→Ｖ２の変化のみ
を考えればよいことになる。As shown in FIG. 11A, the possible values of the segment electrodes are V0, V2 (FR signal = H), V
5 or V3 (FR signal = L). Therefore,
When the voltage of the segment electrodes changes from these voltages to V2, V0 → V2, V2 → V2, V5 → V
2, change of V3 → V2 is considered. At the time of switching the FR signal, V0 →
There is no change in V2, V2 → V2, V3 → V2, V
Only the change of 5 → V2 should be considered. Also,
In period B, since it is within the same period, V3 → V2, V5 →
There is no change in V2, and only changes in V0 → V2 and V2 → V2 need be considered.

【０１２９】図１４には、ＦＲ切り替え時Ａにおいてセ
グメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合のコ
モン波形及びセグメント波形が示される。図１４に示す
ように、コモン電極ＣＯＭ１からＣＯＭ６４にゆくにし
たがってＶ５（Ｖ０）となる期間が順次シフトすること
で、セグメント電極が選択されることになる。なお、上
述のように、本計算においては全てのセグメント電極の
電圧が同一の方向に変化する場合のみを考えればよいの
で、図１４においてはＣＯＭ１〜ＣＯＭ６４と、ＳＥＧ
１との関係のみを示している。FIG. 14 shows a common waveform and a segment waveform when the voltage of the segment electrode changes from V3 to V2 during FR switching A. As shown in FIG. 14, the segment electrode is selected by sequentially shifting the period of V5 (V0) as going from the common electrode COM1 to COM64. As described above, in the present calculation, it is only necessary to consider the case where the voltages of all the segment electrodes change in the same direction. Therefore, in FIG. 14, COM1 to COM64 and SEG
Only the relationship with 1 is shown.

【０１３０】さて、負荷の計算を行う際には、非選択ラ
イン、選択終了ライン、選択開始ラインに分けて考えれ
ばよい。ここで、非選択ラインとは、コモン信号により
選択されていないラインであり、図１４の＃１に示すよ
うに６４−２＝６２ラインある。また、選択終了ライン
とは、該ラインの前のラインがコモン信号により選択さ
れたラインであり、図１４の＃２に示すように１ライン
ある。また、選択ラインとは、コモン信号により選択さ
れたラインであり、図１４の＃３に示すように１ライン
ある。負荷の計算はこれらの＃１、＃２、＃３の各々に
ついて行うことになる。When the load is calculated, it may be divided into a non-selected line, a selection end line and a selection start line. Here, the non-selected line is a line that is not selected by the common signal, and is 64-2 = 62 lines as shown by # 1 in FIG. The selection end line is a line in which the line preceding the line is selected by the common signal, and is one line as shown by # 2 in FIG. The selected line is a line selected by the common signal, and is one line as shown by # 3 in FIG. The load calculation will be performed for each of these # 1, # 2, and # 3.

【０１３１】図１５には、ＦＲ切り替わり時Ａにおい
て、全てのセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変わ
る時にＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結
果が示されている。例えば、非選択ライン（＃１）にお
いては、セグメント電極がＶ３からＶ２に変化し、コモ
ン電極がＶ４からＶ１に変化している。従って、前述の
図１２（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ＬＣＤパネルを等
価的に表したコンデンサのセグメント電極側に蓄えられ
る電荷は、＋１Ｃから−１Ｃへと変化する。従って、こ
の場合にＶ２において引き込まなければならない電荷量
は＋２Ｃとなる。そして、図１４に示すように、非選択
ライン（＃１）は、６２ラインあるため、合計で２×６
２＝１２４Ｃの正の電荷をＶ２において引き込まなけれ
ばならないことになる。FIG. 15 shows the process of calculating the load applied to V2 when the voltage of all the segment electrodes changes from V3 to V2 at the time of switching FR, and the calculation result. For example, in the non-selected line (# 1), the segment electrode changes from V3 to V2, and the common electrode changes from V4 to V1. Therefore, as shown in FIGS. 12A and 12B described above, the charge accumulated on the segment electrode side of the capacitor equivalently representing the LCD panel changes from + 1C to -1C. Therefore, in this case, the amount of charge that must be drawn in at V2 is + 2C. Then, as shown in FIG. 14, since there are 62 non-selected lines (# 1), the total is 2 × 6.
A positive charge of 2 = 124C would have to be drawn at V2.

【０１３２】選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン
（＃３）についても同様に、図１５に示すように計算で
きる。但し、これらのラインは図１４に示すように各々
１ラインしかない。そのためＶ２において引き込まなけ
ればならない電荷量の合計は少なく、各々−６Ｃとな
る。The selection end line (# 2) and the selection start line (# 3) can be similarly calculated as shown in FIG. However, each of these lines has only one line as shown in FIG. Therefore, the total amount of charges that must be drawn in at V2 is small, and is -6C each.

【０１３３】以上より、ＦＲ切り替え時Ａにおいて、セ
グメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合の電
荷量の合計は１２４−６−６＝＋１１２Ｃとなる。即
ち、この場合にはＶ２には正の負荷がかかることにな
る。From the above, at the time of FR switching A, the total charge amount when the voltage of the segment electrode changes from V3 to V2 is 124-6-6 = + 112C. That is, in this case, a positive load is applied to V2.

【０１３４】図１６には、ＦＲ切り替え時Ａにおいてセ
グメント電極の電圧がＶ５からＶ２に変化する場合のコ
モン波形及びセグメント波形が示される。図１６の場合
も、図１４の場合と同様に、非選択ライン（＃１）、選
択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）に分け
て負荷の計算を行う。図１７には、その計算プロセス及
び計算結果が示される。図１７に示すように、この場合
にＶ２において引き込まなければならない電荷量の合計
は−１６Ｃとなる。即ち、この場合にはＶ２には負の負
荷がかかることになる。FIG. 16 shows a common waveform and a segment waveform when the voltage of the segment electrode changes from V5 to V2 at the time of FR switching. In the case of FIG. 16 as well, as in the case of FIG. 14, the load is calculated separately for the non-selected line (# 1), the selection end line (# 2), and the selection start line (# 3). FIG. 17 shows the calculation process and the calculation result. As shown in FIG. 17, in this case, the total amount of charge that must be drawn in at V2 is −16C. That is, in this case, a negative load is applied to V2.

【０１３５】図１８には、ＦＲ切り替え時Ａ以外の期間
Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２に変化
する場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。
例えば、Ｂ期間におけるＢ１においては、ＣＯＭ１が選
択終了ライン（＃２）、ＣＯＭ２が選択開始ライン（＃
３）、ＣＯＭ３〜ＣＯＭ６４が非選択ライン（＃１）と
なる。同様にＢ２においては、ＣＯＭ１、ＣＯＭ２、Ｃ
ＯＭ５〜ＣＯＭ６４が非選択ライン（＃１）、ＣＯＭ３
が選択終了ライン（＃２）、ＣＯＭ４が選択開始ライン
（＃３）となる。Ｂ３〜Ｂ３１についても同様に考える
ことができる。FIG. 18 shows a common waveform and a segment waveform when the voltage of the segment electrode changes from V0 to V2 in the period B other than the period A when the FR is switched.
For example, in B1 in the B period, COM1 is the selection end line (# 2) and COM2 is the selection start line (# 2).
3) and COM3 to COM64 are non-selected lines (# 1). Similarly, in B2, COM1, COM2, C
OM5 to COM64 are unselected lines (# 1), COM3
Is the selection end line (# 2), and COM4 is the selection start line (# 3). The same can be considered for B3 to B31.

【０１３６】図１８の場合も、図１４の場合と同様に、
非選択ライン（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択
開始ライン（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図１９
には、その計算プロセス及び計算結果が示される。図１
９に示すように、この場合にＶ２において引き込まなけ
ればならない電荷量の合計は＋１２８Ｃとなる。即ち、
この場合にはＶ２には正の負荷がかかることになる。な
お、図１８に示すＢ１〜Ｂ３２のどの場合においても図
１９に示す計算結果は同一のものとなる。In the case of FIG. 18 as well, as in the case of FIG.
The load is calculated separately for the non-selected line (# 1), the selection end line (# 2), and the selection start line (# 3). FIG. 19
Shows the calculation process and the calculation result. Figure 1
As shown in FIG. 9, in this case, the total amount of charges that must be drawn in at V2 is + 128C. That is,
In this case, a positive load will be applied to V2. Note that the calculation results shown in FIG. 19 are the same in any of B1 to B32 shown in FIG.

【０１３７】図２０には、ＦＲ切り替え時Ａ以外の期間
Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２のまま変化しな
い場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。図
２０の場合も、図１４の場合と同様に、非選択ライン
（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン
（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図２１には、その
計算プロセス及び計算結果が示される。図２１に示すよ
うに、この場合にＶ２にかかる負荷は０となる。FIG. 20 shows a common waveform and a segment waveform in the case where the voltage of the segment electrode remains V2 and does not change in the period B other than the period A during the FR switching. In the case of FIG. 20, as in the case of FIG. 14, the load is calculated separately for the non-selected line (# 1), the selection end line (# 2), and the selection start line (# 3). FIG. 21 shows the calculation process and the calculation result. As shown in FIG. 21, the load on V2 in this case is zero.

【０１３８】以上のようにして、全ての場合についてＶ
２にかかる負荷を計算できたことになる。即ち、ＦＲ切
り替わり時Ａにおいては表示パターンによって、−１６
Ｃ〜＋１１２Ｃの電荷を、Ｂ期間においては表示パター
ンによって、０Ｃ〜＋１２８Ｃの電荷をＶ２において引
き込まなければならないことになる。As described above, V in all cases
This means that the load on 2 can be calculated. That is, at the time of FR switching A, -16 depending on the display pattern.
The electric charge of C to + 112C must be drawn in at V2 in the period B depending on the display pattern.

【０１３９】図２２〜図２５には、Ｖ１にかかる負荷に
ついての計算プロセス及び計算結果が示される。図２２
には、ＦＲ切り替え時Ａにおいて全てのセグメント電極
の電圧がＶ５からＶ２、Ｖ５からＶ０に変化する場合が
示され、図２３には、ＦＲ切り替え時Ａにおいて全ての
セグメント電極の電圧がＶ３からＶ２、Ｖ３からＶ０に
変化する場合が示される。また、図２４には、Ｂ期間に
おいて全てのセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２、Ｖ
０からＶ０に変化した場合が示され、図２５には、Ｂ期
間において全てのセグメント電極の電圧がＶ２からＶ
２、Ｖ２からＶ０に変化した場合が示される。22 to 25 show the calculation process and the calculation result for the load applied to V1. FIG. 22
23 shows the case where the voltage of all the segment electrodes changes from V5 to V2 and V5 to V0 at the time of FR switching A. FIG. 23 shows that the voltage of all the segment electrodes at the time of FR switching A changes from V3 to V2. , V3 to V0 is shown. Further, in FIG. 24, in the period B, the voltage of all the segment electrodes is from V0 to V2, V
The case where the voltage changes from 0 to V0 is shown in FIG. 25. In FIG.
2, the case where V2 is changed to V0 is shown.

【０１４０】更に、Ｖ３、Ｖ４についても同様に負荷を
計算することができる。図２６には、以上の計算結果を
まとめたものが示される。図２６に示すように、Ｖ３に
ついてはＶ２と逆の方向に同じ量の負荷がかかってお
り、Ｖ４についてはＶ１と逆の方向に同じ量の負荷がか
かっている。Further, the loads can be calculated similarly for V3 and V4. FIG. 26 shows a summary of the above calculation results. As shown in FIG. 26, the same amount of load is applied to V3 in the opposite direction to V2, and the same amount of load is applied to V4 in the opposite direction to V1.

【０１４１】図２６より、Ｖ２の最大負荷の極性（駆動
期間内においてオペアンプ側に移動させる必要がある電
荷量の極性）は正であり、Ｖ３の最大負荷の極性は負で
あることは明らかである。これに対して、Ｖ１とＶ４に
ついては正の負荷も負の負荷もほぼ同じ値となるため、
最大の負荷の極性が正、負のいずれかであるを図２６の
みでは決めることができない。しかし、一般にＦＲ信号
はＤＣＫよりかなり遅く、本実施例では７０Ｈｚ程度を
用いている。それに対し、Ｂ期間において負荷がかかる
タイミングはＤＣＫに同期しており、本実施例の場合４
ｋＨｚ程度である。従って、負荷のかかる回数は、ＦＲ
切り替え時ＡよりもＢ期間の方が圧倒的に多い。例え
ば、図１８において、負荷のかかる回数は、ＦＲ切り替
え時Ａでは１回のみであるのに対して、Ｂ期間において
はＢ１〜Ｂ３１の３２回となる。また、Ｖ１〜Ｖ４には
図示しない平滑容量といわれるコンデンサが、ＶＤＤ
（０Ｖ）との間に接続されるため、Ｖ１〜Ｖ４の電圧は
時間的に平滑される。つまり、時間的に平滑してしまえ
ば、駆動期間内にかかるＶ１〜Ｖ４にかかる負荷の量
は、Ｂ期間にかかる負荷の量によりほぼ決定されてしま
うということができる。From FIG. 26, it is clear that the polarity of the maximum load of V2 (the polarity of the amount of charge that needs to be moved to the operational amplifier side during the driving period) is positive, and the polarity of the maximum load of V3 is negative. is there. On the other hand, for V1 and V4, both the positive load and the negative load have almost the same value,
It is impossible to determine whether the polarity of the maximum load is positive or negative only with FIG. However, the FR signal is generally much slower than DCK, and about 70 Hz is used in this embodiment. On the other hand, the timing at which the load is applied in the period B is synchronized with DCK, and in the case of the present embodiment, 4
It is about kHz. Therefore, the number of times the load is applied is FR
The period B is overwhelmingly larger than the period A when switching. For example, in FIG. 18, the number of times the load is applied is only once in A at the time of FR switching, whereas it is 32 times B1 to B31 in the B period. In addition, capacitors V1 to V4, not shown, called smoothing capacitors are connected to VDD.
Since it is connected to (0V), the voltages of V1 to V4 are smoothed in time. That is, if smoothed in time, it can be said that the amount of load applied to V1 to V4 during the drive period is substantially determined by the amount of load applied during the period B.

【０１４２】従って、Ｖ１についてはＢ期間において負
の方向にかかる負荷の方が大きいため最大負荷の極性は
負となる。また、Ｖ４については、Ｂ期間において正の
方向にかかる負荷の方が大きいため最大負荷の極性は正
となる。Therefore, with respect to V1, the load applied in the negative direction in the B period is larger, so the polarity of the maximum load is negative. Further, with respect to V4, the load applied in the positive direction in the period B is larger, so the polarity of the maximum load is positive.

【０１４３】以上のように、Ｖ１、Ｖ３についての最大
負荷の極性は負となる。従って、Ｖ１、Ｖ３については
Ｐ型オペアンプを用いることが適当であるという結論に
なる。また、Ｖ２、Ｖ４のについては最大負荷の極性は
正となる。従って、Ｖ２、Ｖ４についてはＮ型オペアン
プを用いることが適当であるという結論になる。そし
て、このように接続することで、多値電圧生成部全体で
の消費電流を６３μＡとし、表示品質を向上させるとと
もに低消費電力化を図るという技術的課題を達成できる
ことになる。As described above, the polarities of the maximum loads for V1 and V3 are negative. Therefore, it is concluded that it is appropriate to use the P-type operational amplifier for V1 and V3. Further, regarding V2 and V4, the polarity of the maximum load is positive. Therefore, it is concluded that it is appropriate to use the N-type operational amplifier for V2 and V4. By connecting in this way, the current consumption of the entire multi-value voltage generation unit is set to 63 μA, and it is possible to achieve the technical problem of improving display quality and reducing power consumption.

【０１４４】これに対して、図３４に示す従来例では、
Ｖ１〜Ｖ４についてのインピーダンス変換は、全てＮ型
オペアンプにより行われていた。しかし、このような構
成とすると、Ｖ１、Ｖ３のインピーダンス変換を行うＮ
型オペアンプについては、Ｐチャネル負荷トランジスタ
２１３（図１０参照）の電流供給能力を相当に大きくし
なければならなくなる。なぜならば、上述のようにＶ
１、Ｖ３については駆動期間において負の電荷を多く引
かなければならず、この電荷を引けなかった場合には電
圧平均化法における平均化状態が維持できなくなり、シ
ャドウ、クロストーク等の現象が生じてしまうからであ
る。逆に、従来例において、このような現象を生じない
ようにすべく、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電
流供給能力を増加させると、消費電流が例えば３５０μ
Ａ以上となってしまい、低消費電力化という課題を解決
できないことになる。On the other hand, in the conventional example shown in FIG.
The impedance conversion for V1 to V4 was all performed by the N-type operational amplifier. However, with such a configuration, N that performs impedance conversion of V1 and V3
For the operational amplifier of the P type, the current supply capability of the P-channel load transistor 213 (see FIG. 10) must be considerably increased. Because, as mentioned above, V
For 1 and V3, a large amount of negative charges must be drawn during the driving period. If this charge cannot be drawn, the averaged state in the voltage averaging method cannot be maintained, and phenomena such as shadows and crosstalk occur. This is because it will end up. On the contrary, in the conventional example, if the current supply capacity of the P-channel load transistor 213 is increased in order to prevent such a phenomenon from occurring, the current consumption will be, for example, 350 μm.
Since it becomes A or more, the problem of low power consumption cannot be solved.

【０１４５】４．第４の実施例 第４の実施例は、消費電力を更に低く抑えるべく、イン
ピーダンス変換を行うオペアンプに電流制御機能を持た
せた実施例である。4. Fourth Embodiment The fourth embodiment is an embodiment in which an operational amplifier for impedance conversion has a current control function in order to further reduce power consumption.

【０１４６】図２７には、この電流制御機能を持たせた
Ｎ型オペアンプの一例が示される。図２７に示すオペア
ンプは、図１０に示すＮ型オペアンプと、駆動部２０２
の構成が異なっている。即ち、駆動部２０２は、Ｎチャ
ネル駆動トランジスタ２１２、Ｐチャネル負荷トランジ
スタ２１３の他に、第２のＰチャネル負荷トランジスタ
２１８と、電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９と
を新たに含んでいる。第２のＰチャネル負荷トランジス
タ２１８は、ドレイン領域とゲート電極を短絡されると
ともに、該ドレイン領域がオペアンプの出力端子２１１
に接続されている。また、電流制御用Ｐチャネルトラン
ジスタ２１９は、この第２のＰチャネル負荷トランジス
タ２１８の直列に接続されると共に、ゲート電極にはコ
ントロール端子２２２が接続されている。FIG. 27 shows an example of an N-type operational amplifier having this current control function. The operational amplifier shown in FIG. 27 is the same as the N-type operational amplifier shown in FIG.
The configurations are different. That is, the drive unit 202 newly includes a second P-channel load transistor 218 and a current control P-channel transistor 219 in addition to the N-channel drive transistor 212 and the P-channel load transistor 213. In the second P-channel load transistor 218, the drain region and the gate electrode are short-circuited, and the drain region is connected to the output terminal 211 of the operational amplifier.
It is connected to the. The current controlling P-channel transistor 219 is connected in series with the second P-channel load transistor 218, and the control terminal 222 is connected to the gate electrode.

【０１４７】さて、ＬＣＤパネルを駆動する駆動信号
は、ＤＣＫを基準クロックに生成される。また、ＬＣＤ
パネルは電気的にコンデンサと等価とみなすことができ
るので、ＬＣＤを駆動する時に駆動用電源電圧にかかる
負荷は、駆動信号の切り替わり時、即ちＤＣＫの切り替
わり時のみに発生しているといえる。即ち、ＤＣＫの立
ち下がりエッジで動作を行っているシステムにおいては
ＤＣＫの立ち下がり時のみに、ＤＣＫの立ち上がりエッ
ジで動作を行っているシステムにおいてはＤＣＫの立ち
上がり時のみに負荷が発生する。なぜならば、ＬＣＤは
コンデンサと等価とみなすことができるため、一度、該
コンデンサーがある電圧にチャージされると、他に電流
の流れる経路はなく、ただその電圧を維持しているだけ
でよいからである。なお、以下、ＤＣＫの立ち上がりで
動作するシステムを例にとり説明を行う。A drive signal for driving the LCD panel is generated with DCK as a reference clock. Also LCD
Since the panel can be electrically regarded as equivalent to a capacitor, it can be said that the load applied to the driving power supply voltage when driving the LCD is generated only when the driving signal is switched, that is, when the DCK is switched. That is, in a system operating at the falling edge of DCK, a load occurs only at the falling edge of DCK, and in a system operating at the rising edge of DCK, a load occurs only at the rising edge of DCK. Because the LCD can be regarded as equivalent to a capacitor, once the capacitor is charged to a certain voltage, there is no other path for current to flow and it is only necessary to maintain that voltage. is there. In the following description, a system that operates at the rising edge of DCK will be described as an example.

【０１４８】前述の図２６に示すように、各駆動用電源
電圧にかかる負荷は必ずしも正負のうち一方向ではな
い。例えば、Ｖ１、Ｖ３に接続されるＰ型オペアンプに
対して正の負荷がかかる場合があり、この場合には、Ｐ
型オペアンプ内のＮチャネル負荷トランジスタ２０５に
より正の電荷を引き込んでやらなければならない。ま
た、Ｖ２、Ｖ４に接続されるＮ型オペアンプに対して負
の負荷がかかる場合があり、この場合には、Ｎ型オペア
ンプ内のＰチャネル負荷トランジスタ２１３により負の
電荷を引き込んでやらなければならない。このため、Ｐ
型オペアンプのＮチャネル負荷トランジスタ２０５、Ｎ
型オペアンプのＰチャネル負荷トランジスタ２１３にも
ある程度の電流供給能力が必要とされる。As shown in FIG. 26, the load applied to each driving power supply voltage is not necessarily one of positive and negative. For example, a positive load may be applied to the P-type operational amplifier connected to V1 and V3, and in this case, P
The positive charge must be pulled in by the N-channel load transistor 205 in the operational amplifier. In addition, a negative load may be applied to the N-type operational amplifier connected to V2 and V4. In this case, the P-channel load transistor 213 in the N-type operational amplifier must draw the negative charge. . Therefore, P
Channel operational amplifier N-channel load transistor 205, N
A certain amount of current supply capability is also required for the P-channel load transistor 213 of the type operational amplifier.

【０１４９】しかし、上述のように、Ｖ１〜Ｖ４にはＤ
ＣＫ切り替わり時のみ負荷がかかる。従って、負荷トラ
ンジスタ２０５、２１４には、ＤＣＫ切り替わり時及び
その後の一定期間のみ電流を流してやればよく、それ以
外の期間では電圧を保持できる程度の電流を流せば十分
となる。However, as described above, V1 to V4 have D
Load is applied only when CK is switched. Therefore, it suffices to pass a current through the load transistors 205 and 214 only when the DCK is switched and during a certain period thereafter, and it is sufficient to pass a current that can hold the voltage during the other periods.

【０１５０】そこで、本実施例では、図２７に示すよう
に、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３と並列に第２の
Ｐチャネル負荷トランジスタ２１８を設け、これに直列
にと電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９を接続す
る構成としている。そして、ＤＣＫの立ち上がり時及び
その後の一定期間、Ｌレベルとなるようなコントロール
信号をコントロール端子２２２に入力する。これによ
り、ＤＣＫの立ち上がり時及びその後の一定期間のみ第
２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８がオンし、電流
Ｉ３が流れることになる。そして、それ以外の期間にお
いては、電圧を保持できる程度のわずかな電流Ｉ２がＰ
チャネル負荷トランジスタ２１３により流れることにな
る。図２８には、ＤＣＫ、コントロール信号、ＦＲ信号
のタイミングチャートが示される。ＤＣＫの立ち上がり
時及びその後の一定期間のみ電流制御用Ｐチャネルトラ
ンジスタ２１９をオンし、電流Ｉ３を流すためのコント
ロール信号として図２８に示すＣＯＮＴ１信号を用い
る。このＣＯＮＴ１信号は、コントロール端子２２２を
介して電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９のゲー
ト電極に入力される。Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 27, a second P-channel load transistor 218 is provided in parallel with the P-channel load transistor 213, and a current control P-channel transistor 219 is connected in series to this. It is configured to do. Then, a control signal that becomes L level is input to the control terminal 222 when DCK rises and for a certain period thereafter. As a result, the second P-channel load transistor 218 turns on and the current I3 flows only when DCK rises and for a certain period thereafter. Then, in the other period, a slight current I2 that can hold the voltage is P
It will flow through the channel load transistor 213. FIG. 28 shows a timing chart of the DCK, control signal, and FR signal. The CONT1 signal shown in FIG. 28 is used as a control signal for turning on the current control P-channel transistor 219 and causing the current I3 to flow only when DCK rises and for a certain period thereafter. This CONT1 signal is input to the gate electrode of the current control P-channel transistor 219 via the control terminal 222.

【０１５１】本実施例においては電流Ｉ２を０．１μＡ
に抑え、制御電流Ｉ３を３０μＡとした。そして、制御
電流Ｉ３はＤＣＫの１周期の１／４の期間のみ流すよう
にしたため、Ｉ３の平均電流は７．５μＡとなる。従っ
て、駆動部２０２で消費される電流は、Ｉ２＋Ｉ３＝
７．６μＡとなる。差動増幅部２０６において消費する
電流Ｉ１は０．７μＡであるため、オペアンプ全体の消
費電流は８．３μＡとなる。これにより、オペアンプの
消費電流を、図１０に示す電流制御機能のないＮ型オペ
アンプの消費電流（１５．７μＡ）の約１／１．９倍に
することが可能となった。In this embodiment, the current I2 is 0.1 μA.
And the control current I3 was set to 30 μA. Since the control current I3 is made to flow only for a period of 1/4 of one cycle of DCK, the average current of I3 is 7.5 μA. Therefore, the current consumed by the drive unit 202 is I2 + I3 =
It becomes 7.6 μA. Since the current I1 consumed in the differential amplifier 206 is 0.7 μA, the current consumption of the entire operational amplifier is 8.3 μA. As a result, the current consumption of the operational amplifier can be made approximately 1 / 1.9 times the current consumption (15.7 μA) of the N-type operational amplifier without the current control function shown in FIG.

【０１５２】以上、Ｎ型オペアンプの場合について説明
した。しかし、Ｐ型オペアンプにおいても、Ｎチャネル
負荷トランジスタ２０５に並列に、第２のＮチャネル負
荷トランジスタ及びこれに直列に接続された電流制御用
のＮチャネルトランジスタを設けることで、同様の電流
制御機能を持たせることが可能である。そして、この場
合には、図２８のＣＯＮＴ１を反転した信号をコントロ
ール信号として用いることになる。The case of the N-type operational amplifier has been described above. However, even in the P-type operational amplifier, the second N-channel load transistor and the N-channel transistor for current control connected in series to the second N-channel load transistor 205 are provided in parallel with the N-channel load transistor 205, so that a similar current control function can be obtained. It is possible to have it. Then, in this case, a signal obtained by inverting CONT1 in FIG. 28 is used as the control signal.

【０１５３】さて、装置の更なる低消費電力化を図るた
めには、コントロール端子２２２に以下に述べるような
コントロール信号を入力すればよい。In order to further reduce the power consumption of the device, a control signal as described below may be input to the control terminal 222.

【０１５４】図１１（Ａ）に示すように、コモン信号、
セグメント信号はＦＲ信号＝Ｌの期間ではＶ０、Ｖ３、
Ｖ４、Ｖ５のいずれかの電圧となる。また、ＦＲ信号＝
Ｈの期間ではＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ５のいずれかの電圧
となる。このため、ＦＲ信号＝Ｌの期間にはＶ１、Ｖ２
に対して負荷はかからないことになり、またＦＲ信号＝
Ｈの期間にはＶ３、Ｖ４に対して負荷はかからないこと
になる。そこで、ＦＲ信号＝Ｌの期間にはＶ１、Ｖ２に
接続されるオペアンプの第２の負荷トランジスタをオフ
させ、ＦＲ信号＝Ｈの期間にはＶ３、Ｖ４に接続される
オペアンプの第２の負荷トランジスタをオフさせるよう
な制御を行えば、消費電力を更に低く抑えることが可能
となる。As shown in FIG. 11A, the common signal,
The segment signals are V0, V3, during the period of FR signal = L,
The voltage is either V4 or V5. Also, FR signal =
In the H period, the voltage is any one of V0, V1, V2, and V5. Therefore, V1 and V2 are generated during the period when the FR signal is L.
No load is applied to the FR signal, and the FR signal =
During H period, no load is applied to V3 and V4. Therefore, the second load transistor of the operational amplifier connected to V1 and V2 is turned off during the period of FR signal = L, and the second load transistor of the operational amplifier connected to V3 and V4 during the period of FR signal = H. If control is performed to turn off, it is possible to further reduce power consumption.

【０１５５】例えばＶ４に図２７に示すような電流制御
機能付きオペアンプを接続してインピーダンス変換を行
う場合には、図２８に示すように、ＣＯＮＴ１信号とＦ
Ｒ信号とのＯＲにより得られるＣＯＮＴ５信号をコント
ロール端子２２２に入力する。これにより、ＦＲ信号＝
Ｈの期間には、第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１
８はオフし、電流Ｉ３が流れないため、更なる低消費電
力化が可能となる。例えば、本実施例では、以上の電流
制御により、Ｉ３の平均電流を３．７５μＡとすること
が可能となり、消費電流はＩ１＋Ｉ２＋Ｉ３＝４．５５
μＡに抑えることが可能となった。これにより、消費電
流を、電流制御機能のないＮ型オペアンプの消費電流
（１５．７μＡ）の約１／３．５倍にすることが可能と
なった。なお、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３に接続される電流制御
機能付きのオペアンプを制御する場合も、図２８に示す
ようなＣＯＮＴ２、ＣＯＮＴ３、ＣＯＮＴ４信号を、コ
ントロール端子２２２に入力すれば、上記と同様に低消
費電力化することが可能となる。For example, when connecting an operational amplifier with a current control function as shown in FIG. 27 to V4 to perform impedance conversion, as shown in FIG. 28, CONT1 signal and F
The CONT5 signal obtained by ORing with the R signal is input to the control terminal 222. As a result, FR signal =
During the H period, the second P-channel load transistor 21
Since 8 is turned off and the current I3 does not flow, it is possible to further reduce power consumption. For example, in the present embodiment, by the above current control, the average current of I3 can be set to 3.75 μA, and the consumption current is I1 + I2 + I3 = 4.55.
It became possible to suppress to μA. As a result, the consumption current can be made about 1 / 3.5 times the consumption current (15.7 μA) of the N-type operational amplifier without the current control function. Even when controlling an operational amplifier with a current control function connected to V1, V2, and V3, if the CONT2, CONT3, and CONT4 signals as shown in FIG. It becomes possible to reduce power consumption.

【０１５６】５．第５の実施例 さて、上記第３、第４の実施例では、Ｖ１、Ｖ３にＰ型
オペアンプ１、３を、Ｖ２、Ｖ４にＮ型オペアンプ２、
４を接続する構成とすることで、オペアンプの駆動部に
流れる電流を少なくし、低消費電力化を図っている。し
かし、このような構成とした場合、装置への電源投入時
に、以下のような問題が生じることが判明した。5. Fifth Embodiment In the above third and fourth embodiments, P-type operational amplifiers 1 and 3 are used for V1 and V3, and N-type operational amplifier 2 is used for V2 and V4.
With the configuration in which 4 is connected, the current flowing through the driving unit of the operational amplifier is reduced, and the power consumption is reduced. However, with such a configuration, it has been found that the following problems occur when the power of the device is turned on.

【０１５７】例えば、図２９（Ａ）に示すように、高電
位側の電源であるＶ０＝ＶＤＤ（０Ｖ）を固定電源とす
る構成の場合（Ｎ基板の場合）は、電源投入時にＶ１、
Ｖ３が所定電圧に到達するまでに非常に時間がかかると
いう問題が生じた（図３１参照）。これは、Ｖ１、Ｖ３
に接続されるＰ型オペアンプ１、３では、駆動部を構成
するＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力
を、低消費電力化のために非常に小さくしていることに
起因する。例えば、図３０（Ａ）において、ＶＤＤを固
定電位の電源としてＶ５の電源が投入されると、Ｖ５の
電圧が徐々に低下し、これにしたがってＶ１の電圧が徐
々に低下することになる。そして、この場合のＶ１の電
圧の低下は、図３０（Ａ）に示すように、Ｎチャネル駆
動トランジスタ２０５により電流Ｉｐを流し、電圧平滑
用コンデンサ２７０（あるいはＬＣＤパネル）から電荷
を引き抜くことにより行われる。ところが、Ｎチャネル
負荷トランジスタ２０５の電流供給能力は非常に小さく
Ｉｐは非常に小さいため、図３１に示すようにＶ１の電
圧が所定電圧に到達するまで非常に時間がかかってしま
うことになる。以上の現象はＶ３についても同様に起こ
り、この場合には図３１に示すように、Ｖ３が所定電圧
に到達するまでには更に時間がかかってしまう。For example, as shown in FIG. 29A, in the case where the fixed power source is V0 = VDD (0V), which is the power source on the high potential side (in the case of the N substrate), V1 at power-on,
There has been a problem that it takes a very long time for V3 to reach a predetermined voltage (see FIG. 31). This is V1, V3
In the P-type operational amplifiers 1 and 3 connected to, the current supply capacity of the N-channel load transistor 205 forming the driving unit is made extremely small in order to reduce power consumption. For example, in FIG. 30 (A), when the power source of V5 is turned on by using VDD as a power source of a fixed potential, the voltage of V5 gradually decreases, and accordingly, the voltage of V1 gradually decreases. Then, the decrease of the voltage V1 in this case is performed by causing the current Ip to flow by the N-channel drive transistor 205 and extracting the electric charge from the voltage smoothing capacitor 270 (or the LCD panel), as shown in FIG. Be seen. However, since the current supply capability of the N-channel load transistor 205 is very small and Ip is very small, it takes a very long time for the voltage V1 to reach the predetermined voltage as shown in FIG. The above phenomenon similarly occurs for V3, and in this case, as shown in FIG. 31, it takes further time until V3 reaches the predetermined voltage.

【０１５８】図２９（Ｂ）に示すように、低電位側の電
源であるＶ５＝ＧＮＤ（０Ｖ）を固定電源とする構成の
場合（Ｐ基板の場合）は、今度は、Ｖ２、Ｖ４の所定電
圧への到達時間が大きくなってしまう。これは、Ｖ２、
Ｖ４に接続されるＮ型オペアンプ２、４では、駆動部を
構成するＰチャネル負荷トランジスタ２０４の電流供給
能力を非常に小さくしていることに起因する。即ち、図
３０（Ｂ）において電源投入時にＶ０から流れる電流Ｉ
ｐが小さくなってしまい、Ｖ４の電圧の上昇が非常に遅
くなってしまうからである。この点はＶ２についても同
様である。As shown in FIG. 29B, in the case where the fixed power source is V5 = GND (0V) which is the power source on the low potential side (in the case of the P substrate), the predetermined V2 and V4 are set. It takes longer to reach the voltage. This is V2,
This is because the N-type operational amplifiers 2 and 4 connected to V4 have a very small current supply capability of the P-channel load transistor 204 that constitutes the drive unit. That is, in FIG. 30B, the current I flowing from V0 when the power is turned on.
This is because p becomes small and the rise of the voltage of V4 becomes very slow. This point also applies to V2.

【０１５９】以上のような現象が生じると、液晶表示の
品質が非常に低下してしまう。例えば、図３１のように
Ｖ１、Ｖ３の電圧が正確な値に到達するまでに時間がか
かると、その間、電圧平均化法の平均化状態が維持でき
ないという事態が生じてしまう。また、図３１における
Ａの点においては、Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖ３とならなければな
らない関係が、Ｖ１＜Ｖ３＜Ｖ２の関係となる事態も生
じ、これにより液晶表示が全面黒表示となったりする事
態も生じてしまう。When the above phenomenon occurs, the quality of the liquid crystal display is extremely deteriorated. For example, if it takes time for the voltages of V1 and V3 to reach accurate values as shown in FIG. 31, a situation occurs during which the averaging state of the voltage averaging method cannot be maintained. Further, at the point A in FIG. 31, the relationship that V1 <V2 <V3 has to be V1 <V3 <V2 may occur, which causes the entire liquid crystal display to be black display. Will also occur.

【０１６０】以上のような事態を防止するには、電源投
入直後の所定期間の間、オペアンプの駆動部の電流供給
能力を増加させてやればよい。この電流供給能力の増加
は、例えば図２９（Ａ）に示す構成の場合は以下のよう
して実現できる。即ち、この場合には、Ｐ型オペアンプ
１、３を、図２７に示すような構成の電流制御機能付き
のオペアンプにする（図２７にはＮチャネル型オペアン
プに電流制御機能を持たせたものが示されている）。即
ち、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５に並列に、第２
のＮチャネル負荷トランジスタ及びこれに直列に接続さ
れた電流制御用のＮチャネルトランジスタを設ける構成
とする。そして、電流制御用のＮチャネルトランジスタ
のゲート電極に接続されるコントロール端子２２２に対
して、電源投入直後の所定期間の間、電流制御用のＮチ
ャネルトランジスタをオン状態にするようなコントロー
ル信号を入力する。これにより、電源投入直後の所定期
間の間、駆動部の電流供給能力が増加することになり、
Ｖ１、Ｖ３の立ち下がりを早くすることが可能となる。
これにより上記事態を防止できる。そして、図２９
（Ｂ）に示す構成の場合には、Ｎ型オペアンプ２、４に
電流制御機能を持たせて、同様の制御を行えばよい。In order to prevent the above situation, the current supply capability of the drive unit of the operational amplifier may be increased for a predetermined period immediately after the power is turned on. This increase in current supply capacity can be realized as follows in the case of the configuration shown in FIG. 29 (A), for example. That is, in this case, the P-type operational amplifiers 1 and 3 are operational amplifiers with a current control function having the configuration shown in FIG. 27 (in FIG. 27, an N-channel operational amplifier having a current control function is shown. It is shown). That is, in parallel with the N-channel load transistor 205, the second
The N-channel load transistor and the N-channel transistor for current control connected in series thereto are provided. Then, to the control terminal 222 connected to the gate electrode of the current controlling N-channel transistor, a control signal for turning on the current controlling N-channel transistor is input for a predetermined period immediately after power-on. To do. As a result, the current supply capacity of the drive unit increases for a predetermined period immediately after the power is turned on,
It is possible to speed up the fall of V1 and V3.
This can prevent the above situation. Then, in FIG.
In the case of the configuration shown in (B), the N-type operational amplifiers 2 and 4 may be provided with a current control function to perform the same control.

【０１６１】なお、Ｖ１、Ｖ３（あるいはＶ２、Ｖ４）
を、電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達させ
るためには、上記手法に限らず、例えばＶ１とＶ２、Ｖ
３とＶ４をトランジスタ等で導通させる等、種々の手法
を採用することができる。Note that V1, V3 (or V2, V4)
Is not limited to the above method in order to reach a predetermined level within a predetermined period immediately after power-on, for example, V1 and V2, V
Various methods can be adopted, such as connecting 3 and V4 with a transistor or the like.

【０１６２】さて、液晶表示の品質が悪化しないように
するために更に好ましくは、上記の制御によりＶ１、Ｖ
３（あるいはＶ２、Ｖ４）が所定電圧に到達するまでの
所定期間の間、液晶素子に対して過渡状態の電圧が与え
られないようにすることが望ましい。そして、Ｖ１、Ｖ
３が所定電圧に到達した後に、駆動用電源電圧を供給す
るように構成する。これにより、液晶表示が全面黒表示
となるような事態を完全に防止することができる。Now, in order to prevent the quality of the liquid crystal display from deteriorating, it is more preferable that V1 and V are controlled by the above control.
It is desirable that no voltage in a transient state is applied to the liquid crystal element for a predetermined period until 3 (or V2, V4) reaches the predetermined voltage. And V1, V
After 3 reaches a predetermined voltage, the driving power supply voltage is supplied. As a result, it is possible to completely prevent a situation where the liquid crystal display is entirely black.

【０１６３】図３２には、本実施例における電源投入シ
ーケンスのイメージ図が示される。まず、リセット信号
（＃１）により、装置内にあるコントロール回路（ロジ
ック回路）がリセットされる。そして、このコントロー
ル回路によりアナログ電源オンの命令（＃２）が発行さ
れる。すると、装置内のアナログ回路が動作を開始し、
多値の駆動用電源電圧の生成が行われる。そして、この
場合、上記のように例えばＶ１、Ｖ３に接続されるオペ
アンプの電流供給能力を増加させて、タイマにより設定
された所定期間の間に、駆動用電源電圧が所定レベルに
到達するように制御が行われる。そして、この所定期間
の間は、ＬＣＤドライバの出力を全て固定電位であるＶ
０に固定する。これにより、過渡的な電圧が液晶素子に
印加されることが防止される。そして、所定時間経過
後、電源供給装置とＬＣＤドライバとの間が接続され、
ＬＣＤドライバが出力可能状態に設定される。その後、
上記コントロール回路により表示オン命令（＃３）が出
され、ＲＡＭに格納された画像情報がＬＣＤドライバに
入力され、液晶表示が行われることになる。なお、この
場合、ウエイトタイムの間に表示オン命令が出されて
も、その命令は無効となる。FIG. 32 shows an image diagram of the power-on sequence in this embodiment. First, the reset signal (# 1) resets the control circuit (logic circuit) in the device. Then, the control circuit issues an analog power-on command (# 2). Then, the analog circuit in the device starts operating,
A multi-valued driving power supply voltage is generated. Then, in this case, as described above, for example, the current supply capability of the operational amplifier connected to V1 and V3 is increased so that the driving power supply voltage reaches the predetermined level during the predetermined period set by the timer. Control is performed. Then, during this predetermined period, all the outputs of the LCD driver are fixed potential V
Fixed at 0. This prevents a transient voltage from being applied to the liquid crystal element. After a lapse of a predetermined time, the power supply device and the LCD driver are connected,
The LCD driver is set to the output enable state. afterwards,
A display-on command (# 3) is issued by the control circuit, the image information stored in the RAM is input to the LCD driver, and liquid crystal display is performed. In this case, even if the display-on command is issued during the wait time, the command is invalid.

【０１６４】その後、例えばコントロール回路によりパ
ワーセーブ命令（＃４）が出されると、パワーセーブモ
ードに入る。そして、パワーセーブ解除命令（＃５）が
出されると、また、タイマにより設定された所定期間の
間に、駆動用電源電圧が所定レベルに到達するように制
御が行われることになる。Thereafter, when a power save command (# 4) is issued by the control circuit, for example, the power save mode is entered. Then, when the power save cancellation command (# 5) is issued, control is performed so that the driving power supply voltage reaches a predetermined level for a predetermined period set by the timer.

【０１６５】以上のようなシーケンスで電源投入を行う
ことで、液晶表示が全面黒表示となるような事態が完全
に防止される。By turning on the power supply in the above sequence, it is possible to completely prevent the situation where the liquid crystal display is entirely black.

【０１６６】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が
可能である。The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications can be made within the scope of the gist of the present invention.

【０１６７】例えば、上記実施例では、Ｖ０が固定電位
であり０Ｖの場合について説明したが、Ｖ５が固定電位
であり０Ｖである場合も同様に実現可能である。For example, in the above embodiment, the case where V0 is the fixed potential and 0 V has been described, but the case where V5 is the fixed potential and 0 V can be similarly realized.

【０１６８】また、電圧調整部に用いられる基準電圧
源、定電流源は図４に示すものに限らず種々の構成のも
のを用いることができる。また、制御部の構成も図３、
図４、図５に示すものに限られるものではない。Further, the reference voltage source and the constant current source used in the voltage adjusting section are not limited to those shown in FIG. 4, and various configurations can be used. The configuration of the control unit is also shown in FIG.
It is not limited to those shown in FIGS. 4 and 5.

【０１６９】また、図７におけるＰ型オペアンプ、Ｎ型
オペアンプの構成も、図８、図９に示すものに限らず、
例えば、差動部、駆動部の回路構成が異なる種々のオペ
アンプを採用できる。The configurations of the P-type operational amplifier and the N-type operational amplifier in FIG. 7 are not limited to those shown in FIG. 8 and FIG.
For example, various operational amplifiers having different circuit configurations of the differential section and the driving section can be adopted.

【０１７０】また、本発明が適用される液晶駆動方法も
上記実施例の駆動方法に限定されるものではない。The liquid crystal driving method to which the present invention is applied is not limited to the driving method of the above embodiment.

【０１７１】更に、本発明は線順次に時分割駆動する表
示装置ばかりでなく、複数のラインを同時に選択するよ
うな時分割駆動の表示装置にも適用できるものである。
また、本発明が適用される表示装置も液晶表示装置に限
定されるものではない。Furthermore, the present invention can be applied not only to a display device which is time-divisionally driven line-sequentially but also to a display device which is time-divisionally driven to select a plurality of lines at the same time.
Further, the display device to which the present invention is applied is not limited to the liquid crystal display device.

【０１７２】[0172]

【発明の効果】本発明によれば、定電圧の第１の電圧が
生成され、この第１の電圧に制御手段により可変に制御
される第２の電圧を加算されることで、所望の調整電圧
を駆動対象に対して供給することが可能となる。特に、
本発明によれば、第２の電圧の電圧値は第１の電圧の電
圧値に依存しない。従って、第１の電圧を調整する手段
により第１の電圧の電圧値を調整したとしても、これに
影響されずに前記制御手段により所定の電圧調整範囲に
おいて第２の電圧の電圧値を調整することが可能とな
る。この結果、電圧調整の基準となる電圧と、電圧調整
範囲等とを別個独立に調整できることになり、電圧調整
の基準となる電圧を変化させたことで電圧調整範囲が狭
まったりする等の事態が生じるのを有効に防止できる。
これにより従来にない柔軟性に富んだ電圧調整が可能と
なり、該調整電圧に基づいて駆動される駆動対象の表示
品質等の特性を高めることが可能となる。According to the present invention, the first voltage having a constant voltage is generated, and the second voltage variably controlled by the control means is added to the first voltage, so that a desired adjustment is made. It becomes possible to supply the voltage to the drive target. In particular,
According to the invention, the voltage value of the second voltage does not depend on the voltage value of the first voltage. Therefore, even if the voltage value of the first voltage is adjusted by the means for adjusting the first voltage, the control means adjusts the voltage value of the second voltage within the predetermined voltage adjustment range without being affected by this. It becomes possible. As a result, the voltage that serves as the reference for voltage adjustment and the voltage adjustment range and the like can be adjusted independently, and a situation in which the voltage adjustment range is narrowed by changing the voltage that serves as the reference for voltage adjustment. It can be effectively prevented from occurring.
As a result, it is possible to adjust the voltage with a high degree of flexibility, which is not available in the past, and it is possible to improve the characteristics such as the display quality of the drive target driven based on the adjusted voltage.

【０１７３】また、本発明によれば、温度変化により駆
動対象の素子特性が変化した場合にも、第１の電圧、第
２の電圧及び第１の電圧と第２の電圧を加算して得られ
る調整電圧が、この素子特性を補償するように変化する
ため、温度変化に依存しない安定した電源供給が可能と
なる。これにより、該調整電圧に基づいて駆動される駆
動対象の表示品質等の特性を非常に高めることが可能と
なる。According to the present invention, the first voltage, the second voltage, and the first voltage and the second voltage are added to each other even when the element characteristic of the driven object changes due to the temperature change. Since the adjustment voltage applied changes so as to compensate for this element characteristic, stable power supply independent of temperature changes becomes possible. As a result, it becomes possible to greatly improve the characteristics such as the display quality of the drive target driven based on the adjusted voltage.

【０１７４】また、本発明によれば、初期動作時に電源
供給装置から出力される調整電圧を電圧調整範囲内のセ
ンター値、最小値、あるいは最大値等の所望の値に固定
しておくことが可能となる。これにより、調整電圧を生
成するためのファームウェアにバラツキ調整用のプログ
ラムを内蔵したり、電圧調整部の出力電圧を検出する回
路を設けたりする必要が無くなる。これにより、装置の
小型化を図ることができ、半導体装置に装置を内蔵した
場合にはチップサイズの削減が可能となる。Further, according to the present invention, the adjustment voltage output from the power supply device during the initial operation can be fixed to a desired value such as the center value, the minimum value or the maximum value within the voltage adjustment range. It will be possible. This eliminates the need for incorporating a variation adjustment program in the firmware for generating the adjustment voltage or providing a circuit for detecting the output voltage of the voltage adjustment unit. As a result, the device can be downsized, and the chip size can be reduced when the device is built in the semiconductor device.

【０１７５】また、本発明によれば、第１の抵抗の抵抗
値を調整することで第１の電圧の電圧値を調整でき、第
２の抵抗に対して定電流源から流れる電流を調整するこ
とで第１の電圧の調整とは別個独立に第２の電圧の電圧
値を調整できる。更に、第２の電圧の電圧調整範囲につ
いても、第１の電圧の電圧値に依存しないものとするこ
とができる。これにより従来のように電圧調整範囲を広
げるために、切り替え可能な抵抗の段数を多くするよう
なことが必要なくなり、装置の小型化、半導体チップサ
イズの削減を図ることができる。また、回路構成を従来
のものに比べ簡易なものとすることができ、低消費電力
化を図ることも可能となる。更に、電源電圧の変動に依
存しない安定した調整電圧、電圧調整範囲を得ることが
可能となる。Further, according to the present invention, the voltage value of the first voltage can be adjusted by adjusting the resistance value of the first resistor, and the current flowing from the constant current source to the second resistor can be adjusted. Therefore, the voltage value of the second voltage can be adjusted independently of the adjustment of the first voltage. Furthermore, the voltage adjustment range of the second voltage can also be independent of the voltage value of the first voltage. As a result, it is not necessary to increase the number of switchable resistors in order to widen the voltage adjustment range as in the related art, and it is possible to reduce the size of the device and the semiconductor chip size. Further, the circuit configuration can be simplified as compared with the conventional one, and the power consumption can be reduced. Furthermore, it becomes possible to obtain a stable adjustment voltage and voltage adjustment range that do not depend on fluctuations in the power supply voltage.

【０１７６】また、本発明によれば、温度特性をもつ素
子、例えばサーミスタ等を追加しなくても、第１の電
圧、第２の電圧、調整電圧、電圧調整範囲等に負の温度
特性を持たせることが可能となる。これにより、コント
ラスト等の特性が負の温度特性をもつ液晶表示装置等に
最適の電源供給装置を提供することが可能となる。Further, according to the present invention, it is possible to obtain a negative temperature characteristic in the first voltage, the second voltage, the adjustment voltage, the voltage adjustment range, etc. without adding an element having a temperature characteristic such as a thermistor. It becomes possible to have it. This makes it possible to provide an optimal power supply device for a liquid crystal display device or the like having negative temperature characteristics such as contrast.

【０１７７】また、本発明によれば、駆動用電源電圧に
かかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の
駆動対象に対して供給することが可能となる。これによ
り、インピーダンス変換手段の駆動部に無駄な電流を流
すことなく、駆動対象の表示品質等の特性を向上させる
ことが可能となる。Further, according to the present invention, it is possible to supply an appropriate multi-valued power supply voltage according to the load applied to the driving power supply voltage to the capacitive drive target. As a result, it becomes possible to improve the characteristics such as the display quality of the object to be driven, without causing unnecessary current to flow through the drive unit of the impedance conversion means.

【０１７８】また、本発明によれば、第１のインピーダ
ンス変換手段の駆動部内のＮチャネル型駆動トランジス
タにより、駆動対象からの正の電荷を十分に吸収できる
とともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分小さく
することも可能となる。また、第２のインピーダンス変
換手段の駆動部内のＰチャネル型駆動トランジスタによ
り、駆動対象からの負の電荷を十分に吸収できるととも
に、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分に小さくする
ことも可能となる。これにより、駆動対象の表示品質等
の特性を向上させることができると共に、駆動部内を流
れる電流を節約でき、大幅な低消費電流化が可能とな
る。これにより、本発明が内蔵される機器のバッテリー
寿命等を大幅に延ばすこと等が可能となる。Further, according to the present invention, the N-channel drive transistor in the drive section of the first impedance conversion means can sufficiently absorb the positive charge from the drive target, and at the same time, the current flowing through the constant current source or the resistor. Can be made sufficiently small. Further, the P-channel drive transistor in the drive unit of the second impedance conversion means can sufficiently absorb the negative charge from the drive target and can sufficiently reduce the current flowing through the constant current source or the resistor. Become. As a result, it is possible to improve the characteristics such as the display quality of the driving target, save the current flowing in the driving unit, and significantly reduce the current consumption. As a result, it is possible to significantly extend the battery life of the device in which the present invention is incorporated.

【０１７９】また、本発明によれば、駆動用電源電圧が
過渡状態になることによる生じる悪影響を防止でき、駆
動対象の表示品質等の特性を向上させることが可能とな
る。Further, according to the present invention, it is possible to prevent the adverse effect caused by the transition of the driving power supply voltage, and it is possible to improve the characteristics such as the display quality of the driving target.

【０１８０】また、本発明によれば、例えば６レベル駆
動法におけるＶ１、Ｖ３が所定期間内に所定レベルに到
達するように制御されることになり、例えばＶ１、Ｖ３
の電圧が電源投入時に過渡状態になることによる生じる
悪影響を防止できる。これにより、例えば液晶表示が全
面黒表示となる等の事態を防止できる。Further, according to the present invention, for example, V1 and V3 in the 6-level drive method are controlled so as to reach a predetermined level within a predetermined period, for example, V1 and V3.
It is possible to prevent an adverse effect caused by the voltage of 1 being in a transient state when the power is turned on. As a result, it is possible to prevent a situation in which the liquid crystal display is entirely black, for example.

【０１８１】また、本発明によれば、例えば６レベル駆
動法におけるＶ２、Ｖ４が所定期間内に所定レベルに到
達するように制御されることになり、例えばＶ２、Ｖ４
の電圧が電源投入時に過渡状態になることによる生じる
悪影響を防止できる。これにより、例えば液晶表示が全
面黒表示となる等の事態を防止できる。Further, according to the present invention, for example, V2 and V4 in the 6-level driving method are controlled so as to reach a predetermined level within a predetermined period, for example, V2 and V4.
It is possible to prevent an adverse effect caused by the voltage of 1 being in a transient state when the power is turned on. As a result, it is possible to prevent a situation in which the liquid crystal display is entirely black, for example.

【０１８２】また、本発明によれば、駆動用電源電圧が
過渡状態になることにより生ずる悪影響を、より完全に
防止でき、駆動対象の表示品質等の特性を更に向上させ
ることが可能となる。Further, according to the present invention, it is possible to more completely prevent the adverse effect caused by the transition of the driving power source voltage, and it is possible to further improve the characteristics such as the display quality of the driven object.

【０１８３】また、本発明によれば、基準クロックの立
ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけ定電流源
又は抵抗に電流を流すように制御することにより、該定
電流源又は抵抗により駆動対象を十分に駆動することが
可能となる。これにより、上記期間以外の期間に定電流
源又は抵抗に流れる電流を抑えることが可能となり、装
置の更なる低消費電力化を図ることが可能となる。Further, according to the present invention, by controlling the current to flow through the constant current source or the resistor only for a certain period immediately after the rise or fall of the reference clock, the object to be driven is driven by the constant current source or the resistor. It becomes possible to drive sufficiently. This makes it possible to suppress the current flowing through the constant current source or the resistor during a period other than the above period, and further reduce the power consumption of the device.

【０１８４】また、本発明によれば、駆動用電源電圧に
よっては、交流化信号が所定のレベルの場合には、負荷
がかからないような場合があるため、このような場合
に、定電流源又は抵抗に流れる電流を制限することによ
り、定電流源又は抵抗に無駄な消費電流が流れるのを有
効に防止することが可能となる。これにより、駆動対象
の表示品質等の特性を低下させることなく、装置の更な
る低消費電力化を図ることが可能となる。Further, according to the present invention, depending on the driving power supply voltage, the load may not be applied when the alternating signal has a predetermined level. Therefore, in such a case, a constant current source or By limiting the current flowing through the resistor, it becomes possible to effectively prevent unnecessary consumption current from flowing through the constant current source or the resistor. As a result, it is possible to further reduce the power consumption of the device without degrading the characteristics such as the display quality of the drive target.

【０１８５】また、本発明によれば、制御手段により制
御されない定電流源又は抵抗により駆動部の出力電圧を
一定値に保持できると共に、制御手段により制御される
定電流源又は抵抗により駆動対象を十分な駆動能力で駆
動することが可能となる。これにより、駆動対象の表示
品質等の特性を低下させることなく、装置の更なる低消
費電力化を図ることが可能となる。Further, according to the present invention, the output voltage of the driving unit can be held at a constant value by the constant current source or the resistor not controlled by the control unit, and the driven object can be controlled by the constant current source or the resistor controlled by the control unit. It becomes possible to drive with a sufficient drive capacity. As a result, it is possible to further reduce the power consumption of the device without degrading the characteristics such as the display quality of the drive target.

【０１８６】また、本発明によれば、多値電圧生成手段
により生成される多値の駆動用電源電圧の電圧調整を行
うことができると共に、駆動用電源電圧にかかる負荷に
応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対
して供給することが可能となる。これにより、駆動対象
の表示品質等の特性を向上させながら、低消費電力化を
図ることも可能となる。また、電圧調整手段における電
圧調整を演算増幅器等を利用して行った場合には、この
演算増幅器等を多値電圧生成手段におけるインピーダン
ス変換手段として用いることも可能となる。これによ
り、装置の更なる小型化を図ることが可能となる。Further, according to the present invention, it is possible to adjust the voltage of the multi-valued driving power supply voltage generated by the multi-valued voltage generation means, and to properly adjust the voltage according to the load applied to the driving power supply voltage. It becomes possible to supply a power supply voltage having a value to a capacitive drive target. This makes it possible to reduce power consumption while improving characteristics such as display quality of a drive target. Further, when the voltage adjustment in the voltage adjusting means is performed by using the operational amplifier or the like, the operational amplifier or the like can be used as the impedance converting means in the multi-value voltage generating means. This makes it possible to further reduce the size of the device.

【０１８７】また、本発明によれば、第１の電圧を調整
して、センター値等を変化させても、第２の電圧の電圧
値は影響を受けないため、センター値等と、第２の電圧
及び電圧調整範囲を別個独立に設定でき、従来よりも優
れたコントラスト調整が可能となる。これにより、小型
・軽量の必要な携帯機器に多く用いられる液晶表示装置
に最適なコントラスト調整手法を提供できることにな
る。Further, according to the present invention, even if the center value or the like is changed by adjusting the first voltage, the voltage value of the second voltage is not affected. The voltage and the voltage adjustment range can be set independently and the contrast can be adjusted better than before. As a result, it is possible to provide an optimum contrast adjustment method for a liquid crystal display device that is often used in portable devices that require small size and light weight.

【０１８８】また、本発明によれば、駆動用電源電圧に
かかる負荷に応じた適正な６値の電源電圧を、液晶素子
に対して供給することが可能となる。これにより、液晶
表示を行う際にシャドウ、クロストーク等の現象が生じ
るのを有効に防止でき、液晶表示の品質を高めることが
できるとともに、装置の大幅な低消費電力化を図ること
も可能となる。Further, according to the present invention, it becomes possible to supply the appropriate 6-valued power supply voltage according to the load applied to the drive power supply voltage to the liquid crystal element. As a result, it is possible to effectively prevent the occurrence of shadows, crosstalk, and the like when performing liquid crystal display, improve the quality of liquid crystal display, and significantly reduce the power consumption of the device. Become.

【０１８９】また、本発明によれば、駆動用電源電圧に
かかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、駆動対象
に対して供給することが可能となり、駆動対象の表示特
性等の特性を向上させることができると共に、装置の低
消費電力化を図ることができる。Further, according to the present invention, it becomes possible to supply an appropriate multivalued power supply voltage according to the load applied to the drive power supply voltage to the drive target, and display characteristics such as display characteristics of the drive target. Can be improved and the power consumption of the device can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の第１の実施例に係る電源供給装置のブ
ロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】図２（Ａ）、（Ｂ）は、本実施例による電圧調
整の手法を説明するための図である。2A and 2B are diagrams for explaining a voltage adjustment method according to the present embodiment.

【図３】本発明の第２の実施例に係る電圧調整部の回路
図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a voltage adjusting unit according to a second embodiment of the present invention.

【図４】基準電圧源、定電流源、制御部をＭＯＳトラン
ジスタで構成した場合の電圧調整部の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a voltage adjustment unit when a reference voltage source, a constant current source, and a control unit are composed of MOS transistors.

【図５】本発明の電源供給装置を用いた液晶表示装置の
一例を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a liquid crystal display device using the power supply device of the present invention.

【図６】本実施例を用いた場合に駆動用電源電圧Ｖ５に
現れる温度特性を表す図である。FIG. 6 is a diagram showing a temperature characteristic that appears in a driving power supply voltage V5 when the present embodiment is used.

【図７】本発明の第３の実施例に係る多値電圧生成部の
回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a multi-value voltage generator according to a third embodiment of the present invention.

【図８】Ｐ型オペアンプをトランジスタレベルで示した
回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a P-type operational amplifier at a transistor level.

【図９】Ｎチャネル負荷トランジスタとＰチャネル駆動
トランジスタの電流特性の関係を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a relationship between current characteristics of an N-channel load transistor and a P-channel drive transistor.

【図１０】Ｎ型オペアンプをトランジスタレベルで示し
た回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing an N-type operational amplifier at a transistor level.

【図１１】図１１（Ａ）は、コモン電極の電圧、セグメ
ント電極の電圧とＶ０〜Ｖ５との関係を示す図であり、
図１１（Ｂ）は、コモン電極とセグメント電極の配置の
一例を示す図である。FIG. 11A is a diagram showing a relationship between a voltage of a common electrode, a voltage of a segment electrode and V0 to V5,
FIG. 11B is a diagram showing an example of arrangement of the common electrodes and the segment electrodes.

【図１２】図１２（Ａ）、（Ｂ）は、セグメント電極、
コモン電極の電圧が変化した場合に、駆動用電源電圧に
おいて、どのような電荷を引き込まなければならないか
を模式的に示した図である。12A and 12B are segment electrodes,
It is the figure which showed typically what kind of charge should be drawn in in the power supply voltage for a drive when the voltage of a common electrode changed.

【図１３】ＦＲ信号（交流化信号）、ＤＣＫ（基準クロ
ック）のタイミングチャート図である。FIG. 13 is a timing chart of FR signal (AC signal) and DCK (reference clock).

【図１４】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の
電圧がＶ３からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセ
グメント波形を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing a common waveform and a segment waveform when the voltage of the segment electrode changes from V3 to V2 during FR switching A;

【図１５】図１４の場合においてＶ２にかかる負荷を計
算するプロセス及び計算結果を示す図である。FIG. 15 is a diagram showing a process of calculating the load on V2 and the calculation result in the case of FIG. 14;

【図１６】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の
電圧がＶ５からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセ
グメント波形を示す図である。FIG. 16 is a diagram showing a common waveform and a segment waveform when the voltage of the segment electrode changes from V5 to V2 during FR switching.

【図１７】図１６の場合においてＶ２にかかる負荷を計
算するプロセス及び計算結果を示す図である。FIG. 17 is a diagram showing a process of calculating the load applied to V2 and the calculation result in the case of FIG. 16;

【図１８】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０
からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波
形を示す図である。FIG. 18 shows that the voltage of the segment electrode is V0 in the period B.
It is a figure which shows a common waveform and a segment waveform when changing from V2 to V2.

【図１９】図１８の場合においてＶ２にかかる負荷を計
算するプロセス及び計算結果を示す図である。19 is a diagram showing a process of calculating the load on V2 and the calculation result in the case of FIG. 18;

【図２０】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２
のまま変化しない場合のコモン波形及びセグメント波形
を示す図である。FIG. 20 shows that the voltage of the segment electrode is V2 in the period B.
It is a figure which shows a common waveform and a segment waveform when it does not change as it is.

【図２１】図２０の場合においてＶ２にかかる負荷を計
算するプロセス及び計算結果を示す図である。FIG. 21 is a diagram showing a process of calculating the load applied to V2 and the calculation result in the case of FIG. 20;

【図２２】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の
電圧がＶ５からＶ２、Ｖ５からＶ０に変化する場合のＶ
１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す
図である。FIG. 22 shows V when the voltage of the segment electrode changes from V5 to V2 and from V5 to V0 at the time of FR switching.
It is a figure which shows the process of calculating the load concerning 1, and the calculation result.

【図２３】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の
電圧がＶ３からＶ２、Ｖ３からＶ０に変化する場合のＶ
１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す
図である。FIG. 23 shows V when the voltage of the segment electrode changes from V3 to V2 and from V3 to V0 at the time of FR switching.
It is a figure which shows the process of calculating the load concerning 1, and the calculation result.

【図２４】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０
からＶ２、Ｖ０からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる
負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。FIG. 24 shows that the voltage of the segment electrode is V0 in the period B.
5 is a diagram showing a process of calculating a load applied to V1 when V0 changes to V2 and V0 changes to V0, and a calculation result. FIG.

【図２５】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２
からＶ２、Ｖ２からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる
負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。FIG. 25 shows that the voltage of the segment electrode is V2 in the period B.
5 is a diagram showing a process of calculating a load applied to V1 when changing from V2 to V2 and from V2 to V0, and a calculation result. FIG.

【図２６】Ｖ１〜Ｖ４にかかる負荷の計算結果をまとめ
た図である。FIG. 26 is a diagram summarizing calculation results of loads applied to V1 to V4.

【図２７】電流制御機能を持たせたＮ型オペアンプの回
路図である。FIG. 27 is a circuit diagram of an N-type operational amplifier having a current control function.

【図２８】ＤＣＫ、コントロール信号、ＦＲ信号のタイ
ミングチャート図である。FIG. 28 is a timing chart of DCK, control signal, and FR signal.

【図２９】図２９（Ａ）は、高電位側の電源を固定電源
とする場合の多値電圧生成部の構成であり、図２９
（Ｂ）は、低電位側の電源を固定電源とする場合の多値
電圧生成部の構成である。29A is a configuration of a multi-value voltage generation unit in the case where the power supply on the high potential side is a fixed power supply, and FIG.
(B) is the configuration of the multi-value voltage generation unit when the low-potential-side power supply is a fixed power supply.

【図３０】図３０（Ａ）、（Ｂ）は電源投入時における
Ｖ１、Ｖ４の電圧変化を説明するための図である。30 (A) and 30 (B) are diagrams for explaining voltage changes of V1 and V4 when the power is turned on.

【図３１】電源投入時におけるＶ１〜Ｖ５の電圧変化を
表す特性図である。FIG. 31 is a characteristic diagram showing voltage changes of V1 to V5 when the power is turned on.

【図３２】第５の実施例における電源投入のシーケンス
を表すイメージ図である。FIG. 32 is an image diagram showing a power-on sequence in the fifth embodiment.

【図３３】液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給
装置の一例を示す図である。FIG. 33 is a diagram showing an example of a conventional power supply device used for a liquid crystal display device or the like.

【図３４】液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給
装置の他の一例を示す図である。FIG. 34 is a diagram showing another example of a conventional power supply device used for a liquid crystal display device or the like.

【図３５】図３５（Ａ）、（Ｂ）は、従来例における電
圧調整の手法を説明するための図である。FIG. 35 (A) and FIG. 35 (B) are diagrams for explaining a voltage adjustment method in a conventional example.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１、２ Ｎ型オペアンプ ３、４ Ｐ型オペアンプ ６ オペアンプ ７ 基準電圧源 ８ 定電流源 ９ 制御部 １０、１１ 抵抗 １２ 分圧抵抗 １００ 電源供給装置 １０２ 電圧調整部 １０４ 第１電圧生成部 １０６ 加算部 １０７ 第２電圧生成部 １０８ 制御部 １１０ 多値電圧生成部 １１２ 電圧分割部 １１６、１２０ 第１のインピーダンス変換部 １１４、１１８ 第２のインピーダンス変換部 １２２、１２４、１２６、１２８、１３０、１３２ 分
割端子 ２００、２０１ 駆動部 ２０３ 電位分割部 ２０４ Ｐチャネル駆動トランジスタ ２０５ Ｎチャネル負荷トランジスタ ２０６ 差動増幅部 ２０８ ＋入力端子 ２０９ −入力端子 ２１２ Ｎチャネル駆動トランジスタ ２１３ Ｐチャネル負荷トランジスタ ２１８ 第２のＰチャネル負荷トランジスタ ２１９ 電流制御用トランジスタ ２２２ コントロール端子1, 2 N-type operational amplifier 3, 4 P-type operational amplifier 6 Operational amplifier 7 Reference voltage source 8 Constant current source 9 Control unit 10, 11 Resistor 12 Voltage dividing resistor 100 Power supply device 102 Voltage adjusting unit 104 First voltage generating unit 106 Addition unit 107 Second voltage generation unit 108 Control unit 110 Multi-value voltage generation unit 112 Voltage division unit 116, 120 First impedance transformation unit 114, 118 Second impedance transformation unit 122, 124, 126, 128, 130, 132 Divided terminal 200, 201 Driving unit 203 Potential dividing unit 204 P-channel driving transistor 205 N-channel load transistor 206 Differential amplification unit 208 + input terminal 209-input terminal 212 N-channel driving transistor 213 P-channel load transistor 218 Second P-channel load transistor 219 Current Control Tiger Register 222 control terminal

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｇ０９Ｇ 3/36 Ｇ０９Ｇ 3/36 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G05F 3/24 G02F 1/133 611 G09G 3/36 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (51) Int.Cl. ⁷ Identification code FI G09G 3/36 G09G 3/36 (58) Fields investigated (Int.Cl. ⁷ , DB name) G05F 3/24 G02F 1/133 611 G09G 3/36

Claims (17)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生
成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する
電源供給装置において、 前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成す
る電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象
の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧を
インピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に
対する多値の駆動用電源電圧を生成する３以上の複数の
インピーダンス変換手段と、該インピーダンス変換手段
を制御する手段とを含み、前記複数のインピーダンス変換手段は、第１、第２のイ
ンピーダンス変換手段を含み、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆
動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する
第１のインピーダンス変換手段が接続され、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆
動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する
第２のインピーダンス変換手段が接続され、 前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、 前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
た定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続さ
れ他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トラ
ンジスタとを含み、 前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
たＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電
源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源
又は抵抗とを含み、 前記インピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対
象を駆動するための基準クロックの立ち上がり又は立ち
下がりの直後の一定期間だけ前記第１又は第２のインピ
ーダンス変換手段の前記定電流源又は前記抵抗に対して
電流が流れるように制御することを特徴とする電源供給
装置。1. A power supply device including multi-value voltage generation means, wherein the multi-value voltage generation means generates and supplies multi-valued driving power supply voltage, wherein the multi-value voltage generation means is divided into divided terminals. Voltage dividing means for generating a voltage, and for multi-valued driving of a capacitive driving target by impedance conversion of the divided voltage generated between the dividing terminals and each of the driving terminals and connected to each of the dividing terminals. A plurality of impedance conversion means for generating a power supply voltage and a means for controlling the impedance conversion means are included, and the plurality of impedance conversion means include first and second impedance conversion means.
Impedance conversion means is included, and the impedance conversion
Drives with a positive polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of positive charges for moving objects.
The first impedance conversion means is connected, and during the driving period, the impedance conversion step is performed from the drive target.
Drives with a negative polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of negative charges for moving objects.
Second impedance conversion means is connected, and the first and second impedance conversion means are driven together with the differential section.
Voltage follower connection of operational amplifier including
One of the drive units of the first impedance conversion means is formed by
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
Constant current source or resistor, and one of them is connected to the low potential power supply side.
The other one is an N-channel drive transistor connected to the output terminal side.
And a drive unit of the second impedance conversion means, one of which is
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
P-channel drive transistor and one of the low potential
Constant current source connected to the source side and the other to the output terminal side
Alternatively, the means for controlling the impedance conversion means , including a resistor, may perform the first or second impedance conversion for a certain period immediately after the rise or fall of the reference clock for driving the drive target. A power supply device, wherein current is controlled to flow to the constant current source or the resistance of the means. 【請求項２】 多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生
成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する
電源供給装置において、 前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成す
る電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象
の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧を
インピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に
対する多値の駆動用電源電圧を生成する３以上の複数の
インピーダンス変換手段と、該インピーダンス変換手段
を制御する手段とを含み、前記複数のインピーダンス変換手段は、第１、第２のイ
ンピーダンス変換手段を含み、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆
動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する
第１のインピーダンス変換手段が接続され、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆
動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する
第２のインピーダンス変換手段が接続され、 前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、 前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
た定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続さ
れ他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トラ
ンジスタとを含み、 前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
たＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電
源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源
又は抵抗とを含み、 前記インピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対
象を駆動するための交流化信号が所定レベルの場合に
は、前記第１又は第２のインピーダンス変換手段の前記
定電流源又は前記抵抗に流れる電流を制限する制御を行
うことを特徴とする電源供給装置。2. A power supply device including multi-value voltage generation means, wherein the multi-value voltage generation means generates and supplies multi-valued driving power supply voltage, wherein the multi-value voltage generation means is divided into divided terminals. Voltage dividing means for generating a voltage, and for multi-valued driving of a capacitive driving target by impedance conversion of the divided voltage generated between the dividing terminals and each of the driving terminals and connected to each of the dividing terminals. A plurality of impedance conversion means for generating a power supply voltage and a means for controlling the impedance conversion means are included, and the plurality of impedance conversion means include first and second impedance conversion means.
Impedance conversion means is included, and the impedance conversion
Drives with a positive polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of positive charges for moving objects.
The first impedance conversion means is connected, and during the driving period, the impedance conversion step is performed from the drive target.
Drives with a negative polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of negative charges for moving objects.
Second impedance conversion means is connected, and the first and second impedance conversion means are driven together with the differential section.
Voltage follower connection of operational amplifier including
One of the drive units of the first impedance conversion means is formed by
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
Constant current source or resistor, and one of them is connected to the low potential power supply side.
The other one is an N-channel drive transistor connected to the output terminal side.
And a drive unit of the second impedance conversion means, one of which is
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
P-channel drive transistor and one of the low potential
Constant current source connected to the source side and the other to the output terminal side
Alternatively, if the means for controlling the impedance conversion means includes a resistance and the alternating signal for driving the drive target is at a predetermined level, the constant current source of the first or second impedance conversion means or A power supply device characterized by performing control for limiting a current flowing through the resistor. 【請求項３】 請求項２において、 前記交流化信号が前記所定レベルの時に負荷がかからな
い駆動用電源電圧がある場合に、この負荷がかからない
駆動用電源電圧に接続されるインピーダンス変換手段の
定電流源又は抵抗に流れる電流が制限されることを特徴
とする電源供給装置。3. The constant current of the impedance conversion means connected to the driving power supply voltage which is not loaded when there is a driving power supply voltage which is not loaded when the alternating signal is at the predetermined level. A power supply device characterized in that a current flowing through a source or a resistance is limited. 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれかにおいて、 前記駆動部が、前記インピーダンス変換手段を制御する
手段により制御されない第１の定電流源又は抵抗と、該
制御手段により制御される第２の定電流源又は抵抗とを
含むことを特徴とする電源供給装置。4. The first constant current source or the resistor which is not controlled by the means for controlling the impedance conversion means, and the second portion which is controlled by the control means according to any one of claims 1 to 3. A constant current source or a resistor. 【請求項５】 多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生
成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する
電源供給装置において、 前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成す
る電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象
の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧を
インピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に
対する多値の駆動用電源電圧を生成する３以上の複数の
インピーダンス変換手段と、該インピーダンス変換手段
を制御する手段とを含み、前記複数のインピーダンス変換手段は、第１、第２のイ
ンピーダンス変換手段を含み、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆
動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する
第１のインピーダンス変換手段が接続され、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆
動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する
第２のインピーダンス変換手段が接続され、 前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、 前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
た第１の定電流源又は抵抗と、一方が高電位の 電源側に
接続され他方が出力端子側に接続されると共に前記第１
の定電流源又は抵抗に対して並列に設けられた第２の定
電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続され他
方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トランジ
スタとを含み、 前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
たＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電
源側に接続され他方が出力端子側に接続された第３の定
電流源又は抵抗と、一方が高電位の電源側に接続される
と共に前記第３の定電流源又は抵抗に対して並列に設け
られた第４の定電流源又は抵抗とを含み、 所与のコントロール信号を用いて、前記第２の定電流源
若しくは前記抵抗、又は前記第４の定電流源若しくは前
記抵抗に対して流れる電流を制御することを特徴とする
電源供給装置。5. A power supply device including multi-value voltage generation means, wherein the multi-value voltage generation means generates and supplies multi-valued driving power supply voltage, wherein the multi-value voltage generation means is divided into divided terminals. Voltage dividing means for generating a voltage, and for multi-valued driving of a capacitive driving target by impedance conversion of the divided voltage generated between the dividing terminals and each of the driving terminals and connected to each of the dividing terminals. A plurality of impedance conversion means for generating a power supply voltage and a means for controlling the impedance conversion means are included, and the plurality of impedance conversion means include first and second impedance conversion means.
Impedance conversion means is included, and the impedance conversion
Drives with a positive polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of positive charges for moving objects.
The first impedance conversion means is connected, and during the driving period, the impedance conversion step is performed from the drive target.
Drives with a negative polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of negative charges for moving objects.
Second impedance conversion means is connected, and the first and second impedance conversion means are driven together with the differential section.
Voltage follower connection of operational amplifier including
One of the drive units of the first impedance conversion means is formed by
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
The first constant current source or resistor, and one of
And the other is connected to the output terminal side and the first
Second constant current source or resistor provided in parallel with
A current source or a resistor, and one of them is connected to the low-potential power supply side and the other.
One is an N-channel drive transistor connected to the output terminal side
And a static driving portion of the second impedance conversion means, is one
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
P-channel drive transistor and one of the low potential
The third constant connected to the source side and the other to the output terminal side.
A current source or resistor and one of them is connected to the high-potential power supply side
And provided in parallel with the third constant current source or resistor
A fourth constant current source or a resistor provided, and using a given control signal, the second constant current source.
Alternatively, the resistor , or the fourth constant current source or before
A power supply device characterized by controlling a current flowing to a resistor . 【請求項６】 請求項５において、 前記コントロール信号が、駆動対象を駆動するための基
準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期
間だけ前記第２の定電流源若しくは前記抵抗、又は前記
第４の定電流源若しくは前記抵抗に電流を流す制御を行
う信号であることを特徴とする電源供給装置。6. The control signal according to claim 5, wherein the control signal is applied to the second constant current source or the resistor, or the second constant current source for a certain period immediately after a rise or a fall of a reference clock for driving an object to be driven.
A power supply device, which is a signal for controlling a current to flow through a fourth constant current source or the resistor . 【請求項７】 請求項５又は６において、 前記コントロール信号が、駆動対象を駆動するための交
流化信号が所定レベルの場合に、前記第２の定電流源若
しくは前記抵抗、又は前記第４の定電流源若しくは前記
抵抗に電流を流さない制御を行う信号であることを特徴
とする電源供給装置。7. The method of claim 5 or 6, wherein the control signal is, when the AC signal for driving a driven object is in a predetermined level, said second constant current Waka Minamoto
Preferably, the resistor , the fourth constant current source, or the
A power supply device, which is a signal for performing control so that no current flows through a resistor . 【請求項８】 請求項７において、 前記交流化信号が前記所定レベルの時に負荷がかからな
い駆動用電源電圧がある場合に、前記コントロール信号
が、この負荷がかからない駆動用電源電圧に接続される
インピーダンス変換手段の第２の定電流源若しくは前記
抵抗、又は第４の定電流源若しくは前記抵抗に電流を流
さない制御を行う信号であることを特徴とする電源供給
装置。8. The impedance according to claim 7, wherein the control signal is connected to the driving power supply voltage which is not loaded when there is a driving power supply voltage which is not loaded when the alternating signal is at the predetermined level. A power supply device, which is a signal for performing control so that no current flows through the second constant current source or the resistance of the conversion means , or the fourth constant current source or the resistance . 【請求項９】 請求項６乃至８のいずれかにおいて、 前記コントロール信号が、電源投入直後の所定期間の
間、前記第２の定電流源若しくは前記抵抗、又は前記第
４の定電流源若しくは前記抵抗に電流を流す制御を行う
信号であることを特徴とする電源供給装置。9. The control signal according to claim 6, wherein the control signal is the second constant current source or the resistor , or the second constant current source for a predetermined period immediately after power-on .
4. A power supply device, which is a signal for controlling a constant current source of No. 4 or a current to flow through the resistor . 【請求項１０】 請求項９において、 前記所定期間の間は、多値の駆動用電源の過渡状態の電
圧が前記駆動対象に対して伝わらないように制御される
ことを特徴とする電源供給装置。10. The power supply device according to claim 9, wherein during the predetermined period, the voltage of the transient state of the multivalued driving power supply is controlled so as not to be transmitted to the drive target. . 【請求項１１】 多値電圧生成手段を含み、該多値電圧
生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給す
る電源供給装置において、 前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成す
る電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象
の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧を
インピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に
対する多値の駆動用電源電圧を生成する３以上の複数の
インピーダンス変換手段とを含み、前記複数のインピーダンス変換手段は、第１、第２のイ
ンピーダンス変換手段を含み、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆
動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する
第１のインピーダンス変換手段が接続され、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆
動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する
第２のインピーダンス変換手段が接続され、 前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、 前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
た定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続さ
れ他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トラ
ンジスタとを含み、 前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
たＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電
源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源
又は抵抗とを含 み、 前記第１又は第２のインピーダンス変換手段が有する駆
動部において、駆動対象を駆動するための基準クロック
の立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけ第２
の電流を流し、前記基準クロックの立ち上がり又は立ち
下がりの直後の一定期間以外の期間においては駆動用電
源電圧の電圧保持のための電流であって前記第２の電流
よりも小さな第１の電流を流すことを特徴とする電源供
給装置。11. A power supply device comprising multi-valued voltage generation means, wherein the multi-valued voltage generation means generates and supplies multi-valued driving power supply voltage, wherein the multi-valued voltage generation means is divided into divided terminals. Voltage dividing means for generating a voltage, and for multi-valued driving of a capacitive driving target by impedance conversion of the divided voltage generated between the dividing terminals and each of the driving terminals and connected to each of the dividing terminals. And a plurality of impedance conversion means for generating a power supply voltage, wherein the plurality of impedance conversion means include first and second impedance conversion means.
Impedance conversion means is included, and the impedance conversion
Drives with a positive polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of positive charges for moving objects.
The first impedance conversion means is connected, and during the driving period, the impedance conversion step is performed from the drive target.
Drives with a negative polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of negative charges for moving objects.
Second impedance conversion means is connected, and the first and second impedance conversion means are driven together with the differential section.
Voltage follower connection of operational amplifier including
One of the drive units of the first impedance conversion means is formed by
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
Constant current source or resistor, and one of them is connected to the low potential power supply side.
The other one is an N-channel drive transistor connected to the output terminal side.
And a drive unit of the second impedance conversion means, one of which is
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
P-channel drive transistor and one of the low potential
Constant current source connected to the source side and the other to the output terminal side
Or a resistor and seen including, in a drive unit included in the first or second impedance conversion means, a certain period immediately after the rise or fall of the reference clock for driving the driving target by a second
Current is supplied, and a first current, which is a current for holding the voltage of the driving power supply voltage and is smaller than the second current, is supplied in a period other than a certain period immediately after the rising or falling of the reference clock. A power supply device characterized by flowing. 【請求項１２】 多値電圧生成手段を含み、該多値電圧
生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給す
る電源供給装置において、 前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成す
る電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象
の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧を
インピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に
対する多値の駆動用電源電圧を生成する３以上の複数の
インピーダンス変換手段とを含み、前記複数のインピーダンス変換手段は、第１、第２のイ
ンピーダンス変換手段を含み、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆
動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する
第１のインピーダンス変換手段が接続され、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆
動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する
第２のインピーダンス変換手段が接続され、 前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、 前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
た定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続さ
れ他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トラ
ンジスタとを含み、 前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
たＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電
源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源
又は抵抗とを含 み、 駆動対象を駆動するための基準クロックの立ち上がり又
は立ち下がりの直後の一定期間だけ前記第１又は第２の
インピーダンス変換手段が有する駆動部の電流供給能力
を増加させることを特徴とする電源供給装置。12. A power supply device comprising multi-valued voltage generating means, wherein the multi-valued voltage generating means generates and supplies multi-valued driving power supply voltage, wherein the multi-valued voltage generating means is divided into divided terminals. Voltage dividing means for generating a voltage, and for multi-valued driving of a capacitive driving target by impedance conversion of the divided voltage generated between the dividing terminals and each of the driving terminals and connected to each of the dividing terminals. And a plurality of impedance conversion means for generating a power supply voltage, wherein the plurality of impedance conversion means include first and second impedance conversion means.
Impedance conversion means is included, and the impedance conversion
Drives with a positive polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of positive charges for moving objects.
The first impedance conversion means is connected, and during the driving period, the impedance conversion step is performed from the drive target.
Drives with a negative polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of negative charges for moving objects.
Second impedance conversion means is connected, and the first and second impedance conversion means are driven together with the differential section.
Voltage follower connection of operational amplifier including
One of the drive units of the first impedance conversion means is formed by
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
Constant current source or resistor, and one of them is connected to the low potential power supply side.
The other one is an N-channel drive transistor connected to the output terminal side.
And a drive unit of the second impedance conversion means, one of which is
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
P-channel drive transistor and one of the low potential
Constant current source connected to the source side and the other to the output terminal side
Or a resistor and saw including a current supply capability of the drive unit, wherein a predetermined period the first or second <br/> impedance conversion means comprises immediately after the rise or fall of the reference clock for driving the driven object A power supply device characterized by increasing the number. 【請求項１３】 請求項１乃至１２のいずれかの電源供
給装置を含み、該電源供給装置により供給される駆動用
電源電圧に基づいて液晶表示を行うことを特徴とする液
晶表示装置。13. A liquid crystal display device comprising the power supply device according to claim 1 , wherein liquid crystal display is performed based on a drive power supply voltage supplied by the power supply device. 【請求項１４】 多値の駆動用電源電圧を生成して駆動
対象に対して供給するための電源供給方法であって、駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆
動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する
第１のインピーダンス変換手段が接続され、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆
動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する
第２のインピーダンス変換手段が接続され、 前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、 前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
た定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続さ
れ他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トラ
ンジスタとを含み、 前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
たＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電
源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源
又は抵抗とを含む場合において、 電圧分割手段により電圧分割を行い分割端子に生成され
た分割電圧を前記第１又は第２のインピーダンス変換手
段によりインピーダンス変換し、前記第１又は第２の インピーダンス変換手段が有する駆
動部において、駆動対象を駆動するための基準クロック
の立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけ第２
の電流を流し、前記基準クロックの立ち上がり又は立ち
下がりの直後の一定期間以外の期間においては駆動用電
源電圧の電圧保持のための電流であって前記第２の電流
よりも小さな第１の電流を流すことを特徴とする電源供
給方法。14. A power supply method for generating a multi-valued drive power supply voltage and supplying it to a drive target, wherein the drive target converts impedance from a drive target during a drive period.
Drives with a positive polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of positive charges for moving objects.
The first impedance conversion means is connected, and during the driving period, the impedance conversion step is performed from the drive target.
Drives with a negative polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of negative charges for moving objects.
Second impedance conversion means is connected, and the first and second impedance conversion means are driven together with the differential section.
Voltage follower connection of operational amplifier including
One of the drive units of the first impedance conversion means is formed by
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
Constant current source or resistor, and one of them is connected to the low potential power supply side.
The other one is an N-channel drive transistor connected to the output terminal side.
And a drive unit of the second impedance conversion means, one of which is
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
P-channel drive transistor and one of the low potential
Constant current source connected to the source side and the other to the output terminal side
Or in the case of including a resistor and, impedance conversion by the first or second impedance converting means divided voltage generated in the divided terminal performs voltage division by the voltage dividing means, the first or second impedance converter In the drive unit included in the second drive circuit for a fixed period immediately after the rise or fall of the reference clock for driving the drive target.
Of the reference clock, and a first current smaller than the second current for holding the driving power supply voltage during a period other than the fixed period immediately after the rise or fall of the reference clock. A power supply method characterized by flowing. 【請求項１５】 多値の駆動用電源電圧を生成して駆動
対象に対して供給するための電源供給方法であって、駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆
動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する
第１のインピーダンス変換手段が接続され、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆
動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する
第２のインピーダンス変換手段が接続され、 前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、 前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
た定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続さ
れ他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トラ
ンジスタとを含み、 前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
たＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電
源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源
又は抵抗とを含む場合において、 電圧分割手段により電圧分割を行い分割端子に生成され
た分割電圧を前記第１又は第２のインピーダンス変換手
段によりインピーダンス変換し、 駆動対象を駆動するための基準クロックの立ち上がり又
は立ち下がりの直後の一定期間だけ前記第１又は第２の
インピーダンス変換手段が有する駆動部の電流供給能力
を増加させることを特徴とする電源供給方法。15. A power supply method for generating a multi-valued drive power supply voltage and supplying it to a drive target, wherein the drive target converts impedance from a drive target during a drive period.
Drives with a positive polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of positive charges for moving objects.
The first impedance conversion means is connected, and during the driving period, the impedance conversion step is performed from the drive target.
Drives with a negative polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of negative charges for moving objects.
Second impedance conversion means is connected, and the first and second impedance conversion means are driven together with the differential section.
Voltage follower connection of operational amplifier including
One of the drive units of the first impedance conversion means is formed by
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
Constant current source or resistor, and one of them is connected to the low potential power supply side.
The other one is an N-channel drive transistor connected to the output terminal side.
And a drive unit of the second impedance conversion means, one of which is
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
P-channel drive transistor and one of the low potential
Constant current source connected to the source side and the other to the output terminal side
Alternatively, in the case of including a resistor, voltage division is performed by the voltage division means, the division voltage generated at the division terminal is impedance-converted by the first or second impedance conversion means, and a reference clock for driving the drive target is generated. A power supply method, characterized in that the current supply capability of the drive unit included in the first or second impedance conversion means is increased for a certain period immediately after the rising or the falling. 【請求項１６】 多値の駆動用電源電圧を生成して駆動
対象に対して供給するための電源供給方法であって、駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要 がある電荷量の極性が正である駆
動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する
第１のインピーダンス変換手段が接続され、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆
動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する
第２のインピーダンス変換手段が接続され、 前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、 前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
た定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続さ
れ他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トラ
ンジスタとを含み、 前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が
高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続され
たＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電
源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源
又は抵抗とを含む場合において、 電圧分割手段により電圧分割を行い分割端子に生成され
た分割電圧を前記第１又は第２のインピーダンス変換手
段によりインピーダンス変換し、 駆動対象を駆動するための交流化信号が所定レベルの場
合に、前記第１又は第２のインピーダンス変換手段の駆
動部が有する定電流源又は抵抗に流れる電流を制限する
ことを特徴とする電源供給方法。16. A power supply method for generating a multi-valued drive power supply voltage and supplying it to a drive target, wherein the drive target converts impedance from a drive target during a drive period.
Drives with a positive polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of positive charges for moving objects.
The first impedance conversion means is connected, and during the driving period, the impedance conversion step is performed from the drive target.
Drives with a negative polarity of the amount of charge that needs to be transferred to the stage
It has a drive unit that can draw a lot of negative charges for moving objects.
Second impedance conversion means is connected, and the first and second impedance conversion means are driven together with the differential section.
Voltage follower connection of operational amplifier including
One of the drive units of the first impedance conversion means is formed by
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
Constant current source or resistor, and one of them is connected to the low potential power supply side.
The other one is an N-channel drive transistor connected to the output terminal side.
And a drive unit of the second impedance conversion means, one of which is
Connected to the high potential power supply side and the other to the output terminal side
P-channel drive transistor and one of the low potential
Constant current source connected to the source side and the other to the output terminal side
Alternatively, in the case of including a resistor, voltage dividing is performed by the voltage dividing means, the divided voltage generated at the dividing terminal is impedance-converted by the first or second impedance converting means, and an alternating signal for driving a drive target is provided. Is a predetermined level, the current flowing through a constant current source or a resistor included in the driving unit of the first or second impedance conversion means is limited. 【請求項１７】 請求項１６において、 前記交流化信号が前記所定レベルの時に負荷がかからな
い駆動用電源電圧がある場合に、この負荷がかからない
駆動用電源電圧に接続される前記第１又は第２のインピ
ーダンス変換手段の定電流源又は抵抗に流れる電流を制
限することを特徴とする電源供給方法。17. The first or second drive circuit according to claim 16 , wherein when there is a driving power supply voltage which is not loaded when said AC signal is at said predetermined level, said driving power supply voltage which is not loaded is connected . A power supply method, characterized in that a current flowing through a constant current source or a resistor of the impedance conversion means is limited.