JP3419641B2 - Inverter device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源から直流
電源を生成し、リアクタおよび平滑コンデンサからなる
平滑回路を介して出力される直流出力を、インバータ回
路のスイッチング素子をオンオフ制御して通電すること
により動作させるようにしたインバータ装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention generates a direct current power source from an alternating current power source and energizes a direct current output outputted through a smoothing circuit composed of a reactor and a smoothing capacitor by controlling switching elements of an inverter circuit on and off. The present invention relates to an inverter device that is made to operate by doing so.

【０００２】[0002]

【発明が解決しようとする課題】この種のインバータ装
置として、交流電源を整流回路および平滑回路を介して
直流電源に変換した出力を共振コイルおよびコンデンサ
からなる共振回路をスイッチング素子によってオンオフ
制御することにより通断電して共振させるインバータ回
路として設け、これによって交流出力として得るように
したもので、例えば、共振コイルを加熱コイルとして設
けて導電性の鍋を負荷として誘導加熱を行なうものがあ
る。As an inverter device of this type, an output obtained by converting an alternating current power source into a direct current power source through a rectifying circuit and a smoothing circuit is turned on / off by a switching element of a resonant circuit including a resonant coil and a capacitor. It is provided as an inverter circuit for connecting and disconnecting electricity to resonate, thereby obtaining an AC output. For example, there is one that provides a resonance coil as a heating coil and performs induction heating using a conductive pot as a load.

【０００３】このようなものにおいては、整流回路の整
流出力を平滑するための平滑回路を構成する上で、リア
クタと平滑コンデンサとを組み合わせた構成の回路を設
けることが一般的であるが、このような構成を採用する
場合に、リアクタのインダクタンスを小さいものにする
ことがコストダウンに貢献できるので、そのような構成
を採用することが行なわれている。In such a device, it is common to provide a circuit having a combination of a reactor and a smoothing capacitor in constructing a smoothing circuit for smoothing the rectified output of the rectifier circuit. When adopting such a configuration, reducing the inductance of the reactor can contribute to cost reduction, and thus such a configuration has been adopted.

【０００４】しかしながら、このようにリアクタのイン
ダクタンスが小さいものを採用する場合には、次のよう
な新たな不具合が発生することがわかった。すなわち、
例えば、交流電源としての商用電源が瞬時停電を起こし
た場合や、あるいは、これと同等の現象として、子供の
いたずらなどで電源プラグをガチャガチャと遊ぶことに
よって使用者の意図しない瞬時的な交流電源の停止状態
などが発生した場合などのような、瞬時的に電源が復帰
する場合に発生する現象に対する耐量が低下するのであ
る。However, it has been found that the following new problems occur when such a reactor having a small inductance is adopted. That is,
For example, when a commercial power source as an AC power source causes a momentary power failure, or as a phenomenon equivalent to this, playing a power plug with a clatter for a child's mischief causes a momentary AC power source not intended by the user. The withstand capability against a phenomenon that occurs when the power is restored instantaneously, such as when a stopped state occurs, is reduced.

【０００５】これは、例えば、上述したような瞬時停電
等が発生して短時間で電源が復帰する場合において、そ
の停止期間中には、インバータ回路を制御するための制
御電源は交流電源の周期に対して数サイクル分は確保さ
れるため、制御用のマイクロコンピュータは制御動作を
継続することになる。ところが、平滑コンデンサに充電
されている電荷は、インバータ回路の動作として数回の
スイッチング動作が行なわれると、直流電源として電荷
が放電されるので、その間に完全に放電されてしまうこ
とになる。This is because, for example, when the power supply is restored in a short time due to the above-mentioned momentary power failure or the like, the control power supply for controlling the inverter circuit is a cycle of the AC power supply during the suspension period. On the other hand, since several cycles are secured, the control microcomputer continues the control operation. However, the electric charge stored in the smoothing capacitor is discharged as a DC power source when the switching operation is performed several times as the operation of the inverter circuit, so that the electric charge is completely discharged in the meantime.

【０００６】この結果、マイクロコンピュータがリセッ
トされない状態のままで給電動作が復帰した場合には、
マイクロコンピュータはスイッチング素子のオンオフ制
御のデューティ比を保持した状態で動作させているた
め、インダクタンスを低く設定しているリアクタにかか
る負担が大きくなり、リアクタと平滑コンデンサとの共
振によって平滑コンデンサの端子電圧が急激に上昇す
る。これにより、インバータ回路のスイッチング素子に
制御出力を与えて共振動作を行なわせるときに、スイッ
チング素子に過電圧が印加されて破壊してしまうことが
ある。As a result, when the power supply operation is restored while the microcomputer is not reset,
Since the microcomputer operates while maintaining the duty ratio of the on / off control of the switching element, the load on the reactor with a low inductance increases, and the resonance of the reactor and the smoothing capacitor causes the terminal voltage of the smoothing capacitor to change. Rises sharply. As a result, when a control output is given to the switching element of the inverter circuit to cause a resonance operation, an overvoltage may be applied to the switching element to destroy it.

【０００７】換言すれば、リアクタのインダクタンスを
低下させるかわりに、このような不具合を防止するため
には、平滑コンデンサの容量を増大させるなどの対処を
図らねばならなくなるので、その分のコストを考慮する
と、全体としての低コスト化が図れなくなるというもの
である。In other words, instead of reducing the inductance of the reactor, in order to prevent such a problem, it is necessary to take measures such as increasing the capacity of the smoothing capacitor. Therefore, the cost is taken into consideration. Then, the cost reduction as a whole cannot be achieved.

【０００８】この場合、例えば、商用電源１００Ｖから
直流電源を得てこれをＩＧＢＴなどのスイッチング素子
によりスイッチングさせてインバータ回路を発振動作さ
せる場合に、通常の動作状態では、平滑回路を構成する
平滑コンデンサの端子電圧が最大でも１４０Ｖ程度であ
るから、これをスイッチングさせたときにＩＧＢＴにか
かる電圧も７００Ｖ程度が最高となるので、ＩＧＢＴと
しては耐圧が９００Ｖ程度のものを採用することができ
る。In this case, for example, when a DC power source is obtained from a commercial power source of 100 V and this is switched by a switching element such as an IGBT to oscillate the inverter circuit, in a normal operating state, a smoothing capacitor forming a smoothing circuit. Since the maximum terminal voltage is about 140V, the maximum voltage applied to the IGBT is about 700V when this is switched. Therefore, an IGBT having a withstand voltage of about 900V can be adopted.

【０００９】ところが、上述のように瞬時停電が発生し
た場合には、停電が発生した時点でスイッチング動作が
数回行なわれると平滑コンデンサの電荷は放電されてし
まい、ＩＧＢＴへの制御状態のみが継続することにな
る。この後、電源が復帰すると、平滑コンデンサへの充
電が開始されるが、リアクタとの共振動作が発生するこ
とにより、平滑コンデンサへの印加電圧が一時的に高く
なり、充電された電荷は放電経路がないため、高い電圧
のままで充電された状態となる。そして、平滑コンデン
サの端子電圧が２５０Ｖ程度の高い状態でＩＧＢＴをオ
ンオフ動作させると、電荷の放電が追いつかないため、
ＩＧＢＴに例えば１０００Ｖを超える過大な電圧が印加
されてしまうことになり、上述した耐圧を大幅に超えて
いることから、破壊に至ることを避けられない状況であ
る。However, when the instantaneous power failure occurs as described above, the electric charge of the smoothing capacitor is discharged if the switching operation is performed several times at the time of the power failure, and only the control state to the IGBT continues. Will be done. After this, when the power is restored, charging of the smoothing capacitor starts, but the voltage applied to the smoothing capacitor temporarily rises due to the resonance operation with the reactor, and the charged charge is discharged. Since there is no charge, the battery is charged at a high voltage. When the IGBT is turned on and off in a state where the terminal voltage of the smoothing capacitor is as high as about 250 V, the discharge of the electric charge cannot catch up.
An excessive voltage of, for example, more than 1000 V is applied to the IGBT, and since the withstand voltage is greatly exceeded, it is unavoidable that the IGBT will be destroyed.

【００１０】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、リアクタのインダクタンスを小さくし
て低コスト化を図る場合でも、簡単な構成を採用するこ
とにより瞬時停電の復帰時に平滑コンデンサに対する負
担が大きくならないようにしたインバータ装置を提供す
ることにある。The present invention has been made in view of the above circumstances. An object of the present invention is to smooth the recovery from an instantaneous power failure by adopting a simple structure even when the reactor inductance is reduced to reduce the cost. An object of the present invention is to provide an inverter device in which the burden on the capacitor does not increase.

【００１１】[0011]

【課題を解決するための手段】請求項１記載のインバー
タ装置は、交流電源を整流回路で整流すると共にリアク
タおよび平滑コンデンサからなる平滑回路で平滑して直
流電源を生成する直流電源回路と、共振コイルとコンデ
ンサからなる共振回路およびスイッチング素子ならびに
これに逆並列に接続されるダイオードからなるインバー
タ回路と、前記スイッチング素子に対して制御出力を与
えて前記共振回路に共振動作を行わせて前記インバータ
回路を駆動する制御手段と、前記平滑コンデンサの充電
電荷を所定の時定数で放電する放電手段とを備え、前記
交流電源からの給電状態が瞬時的に停止されたときに
は、給電が復帰した時点が前記インバータ回路を制御す
るための制御電源が確保されている期間中である場合
に、その時点から平滑コンデンサに過剰に充電された電
荷を放電手段を介して放電することができる時間が経過
するまでの間は前記スイッチング素子に対する制御出力
を停止するように前記制御手段を構成したところに特徴
を有する。According to a first aspect of the present invention, an inverter device has a DC power supply circuit for rectifying an AC power supply with a rectifying circuit and smoothing it with a smoothing circuit including a reactor and a smoothing capacitor to generate a DC power supply, and a resonance. A resonant circuit including a coil and a capacitor, a switching element, and an inverter circuit including a diode connected in anti-parallel thereto, and a control output to the switching element to cause the resonant circuit to perform a resonant operation and the inverter circuit. and control means for driving a time Bei give a charging charge and discharge means for discharging a predetermined time constant of the smoothing capacitor, the power supply state from the previous SL AC power source when it is stopped momentarily, the the power supply is restored If There is a duration in which the control power supply for controlling the inverter circuit is secured, the time or al smoothing Over-charged power to the capacitor
Until between elapses when the can discharge through the discharge means a load having characterized in that have configured the control means so as to stop the control output to the switching element.

【００１２】上記構成によれば、交流電源が瞬時的に停
止された場合に、制御手段は、給電が復帰した時点がイ
ンバータ回路を制御するための制御電源が確保されてい
る期間中である場合に、その時点から平滑コンデンサに
過剰に充電された電荷を放電手段を介して放電すること
ができる時間が経過するまでの間はスイッチング素子に
対する制御出力を停止するので、給電復帰直後にリアク
タおよび平滑コンデンサによる共振回路が形成されて平
滑コンデンサに過大な電圧が印加された状態となって
も、そのときに充電された電荷が放電手段を介して放電
させることができるようになり、平滑コンデンサの端子
電圧が通常の運転状態と同様のレベルに下がる頃にスイ
ッチング素子の制御出力を与えることにより、スイッチ
ング素子に過大な電圧が印加されることがなくなり、素
子破壊を防止することができると共に、リアクタや平滑
コンデンサの許容量を過大なものに設定する必要がなく
なる。According to the above construction, when the AC power supply is momentarily stopped, the control means determines that the time point when the power supply is restored is during the period when the control power supply for controlling the inverter circuit is secured. to, to the point in time whether we smoothing capacitor
Discharging an overcharged charge through a discharge means
Because until between elapses when it stops a control output to the switching device, in a state of excessive voltage to the smoothing capacitor resonant circuit of the reactor and a smoothing capacitor is formed immediately after feeding restoration is applied Also, it becomes possible to discharge the charge charged at that time through the discharging means, and to provide the control output of the switching element when the terminal voltage of the smoothing capacitor falls to the same level as in the normal operating state. As a result, an excessive voltage is not applied to the switching element, element destruction can be prevented, and it is not necessary to set the allowable amount of the reactor or the smoothing capacitor to an excessive value.

【００１３】請求項２記載のインバータ装置は、交流電
源を整流回路で整流すると共にリアクタおよび平滑コン
デンサからなる平滑回路で平滑して直流電源を生成する
直流電源回路と、共振コイルとコンデンサからなる共振
回路およびスイッチング素子ならびにこれに逆並列に接
続されるダイオードからなるインバータ回路と、前記ス
イッチング素子に対して制御出力を与えて前記共振回路
に共振動作を行なわせて前記インバータ回路を駆動する
制御手段とを備え、前記制御手段を、前記交流電源から
の給電状態が瞬時的に停止されたときには、給電が復帰
した時点が前記インバータ回路を制御するための制御電
源が確保されている期間中である場合に、その時点から
前記スイッチング素子への制御出力をデューティ比を低
くした状態で開始するように構成したところに特徴を有
する。According to another aspect of the present invention, an inverter device includes a DC power supply circuit that rectifies an AC power supply with a rectifier circuit and smoothes it with a smoothing circuit including a reactor and a smoothing capacitor to generate a DC power supply, and a resonance coil including a resonance coil and a capacitor. An inverter circuit composed of a circuit, a switching element, and a diode connected in antiparallel to the circuit, and a control means for driving the inverter circuit by giving a control output to the switching element to cause the resonant circuit to perform a resonant operation. When the power supply state from the AC power supply is momentarily stopped, the control means controls the inverter circuit when the power supply is restored.
When the power source is being secured , the control output to the switching element is started from that point in a state where the duty ratio is low.

【００１４】上記構成によれば、給電が復帰した時点が
前記インバータ回路を制御するための制御電源が確保さ
れている期間中である場合に、制御手段により、給電が
復帰した時点からスイッチング素子への制御出力をデュ
ーティ比を低くして開始するので、スイッチング素子に
対する負担を軽くした状態からオンオフ制御することが
でき、これによってスイッチング素子は過電圧が印加さ
れることによる破壊を防止することができ、この間に平
滑コンデンサの電荷を徐々に放電させてその端子電圧を
通常レベルに戻すことができ、この後、スイッチング素
子のオンオフのデューティ比を通常の制御状態に移行さ
せることができるようになる。According to the above configuration, the time when the power supply is restored
A control power supply for controlling the inverter circuit is secured.
If the control means outputs the control output to the switching element at a low duty ratio when the power supply is restored, the ON / OFF control should be performed from a state where the load on the switching element is lightened. As a result, the switching element can be prevented from being destroyed by the application of an overvoltage, and during this period, the electric charge of the smoothing capacitor can be gradually discharged to return its terminal voltage to the normal level. It becomes possible to shift the on / off duty ratio of the switching element to a normal control state.

【００１５】また、上記構成において、前記交流電源の
電圧を監視する電源監視手段を設け、前記制御手段に、
前記制御動作を、前記交流電源からの給電状態が瞬時的
に停止されたときに行なうことに代えて、前記電源監視
手段により前記交流電源の電圧が一定レベル以下に低下
したことが検出されたときに前記制御動作を行なわせる
ように構成することができる（請求項３の発明）。Further, in the above structure, a power supply monitoring means for monitoring the voltage of the AC power supply is provided, and the control means includes:
Instead of performing the control operation when the power supply state from the AC power supply is momentarily stopped, when the power supply monitoring means detects that the voltage of the AC power supply drops below a certain level. Can be configured to perform the control operation (the invention of claim 3).

【００１６】これにより、瞬時停電などで交流電源の電
圧が低下したことに応じて迅速にインバータ回路のスイ
ッチング素子に対する制御を前述のように行なうことが
でき、これによってもスイッチング素子の過電圧破壊を
防止して保護を図ることができるようになる。Thus, the control of the switching element of the inverter circuit can be promptly performed as described above in response to the voltage drop of the AC power supply due to the momentary power failure or the like, which also prevents the overvoltage breakdown of the switching element. You will be able to protect it.

【００１７】そして、前記構成において、前記平滑コン
デンサの端子電圧の変化を検出する検出手段を設け、前
記制御手段に、前記交流電源からの給電状態が瞬時的に
停止されたときに行なうことに代えて、前記検出手段に
より前記平滑コンデンサの端子電圧が所定レベル以上変
化したことが検出されたときに前記制御動作を行なうよ
うに構成することもでき（請求項４の発明）、これによ
っても上述同様の効果を得ることができる。Further, in the above construction, detection means for detecting a change in the terminal voltage of the smoothing capacitor is provided, and instead of the control means, when the power supply state from the AC power supply is momentarily stopped. Then, the control operation may be performed when the detecting means detects that the terminal voltage of the smoothing capacitor has changed by a predetermined level or more (the invention of claim 4). The effect of can be obtained.

【００１８】さらに、前記構成において、前記交流電源
として用いる商用電源の電圧を監視する電源監視手段を
設け、前記制御手段に、前記交流電源からの給電状態が
瞬時的に停止されたときに行なうことに代えて、前記電
源監視手段により前記商用電源の電圧が一定レベル以下
に低下したことが検出されるとその時点からその商用電
源の半周期以内に前記制御動作を行なわせることもでき
（請求項５の発明）、これによって、電源監視手段によ
り商用電源の電圧を監視してその電圧が一定レベル以下
に低下したときには、制御手段により商用電源の半周期
以内にスイッチング素子を停止させるので、瞬時停電な
どの短時間で復帰する場合などの平滑コンデンサへの過
充電によるスイッチング素子の過電圧破壊を防止するこ
とができるようになる。Further, in the above structure, a power supply monitoring means for monitoring the voltage of the commercial power supply used as the AC power supply is provided, and the control means is operated when the power supply state from the AC power supply is momentarily stopped. Alternatively, when the power supply monitoring means detects that the voltage of the commercial power supply has dropped below a certain level, the control operation can be performed within a half cycle of the commercial power supply from that point (claim). According to this, the power supply monitoring means monitors the voltage of the commercial power supply, and when the voltage drops below a certain level, the control means stops the switching element within a half cycle of the commercial power supply. In order to prevent overvoltage breakdown of the switching element due to overcharging of the smoothing capacitor when returning in a short time such as That.

【００１９】また、前記構成において、前記制御手段
を、前記スイッチング素子への制御出力を停止した状態
から開始したときには、停止前の状態の制御出力に戻す
ように制御する構成とすることができる（請求項６の発
明）。この構成によれば、瞬時停電などの発生でインバ
ータ回路の制御が停止された後に、制御手段により、ス
イッチング素子への制御出力が開始されると、デューテ
ィ比を低い状態から開始して停止前の制御状態での制御
出力まで戻すように制御するので、停止前後で変わりな
い状態でインバータ回路を駆動させることができ、使用
者にとって使い勝手が良くなる。Further, in the above configuration, when the control output to the switching element is started from a stopped state, the control means may be controlled to return to the control output in the state before the stop ( Invention of claim 6). According to this configuration, when the control means starts the control output to the switching element after the control of the inverter circuit is stopped due to the occurrence of an instantaneous power failure or the like, the duty ratio is started from a low state and before the stop. Since the control output is returned to the control output in the control state, the inverter circuit can be driven in the same state before and after the stop, and the usability is improved for the user.

【００２０】また、制御状態を示す表示手段を備え、前
記制御手段を、前記スイッチング素子への制御出力をデ
ューティ比が低い状態から開始したときに、前記表示手
段に対して停止前の制御出力に相当する表示状態を保持
するように構成することができる（請求項７の発明）。
この構成によれば、制御手段により、スイッチング素子
への制御出力を低い状態から開始させる場合でも、表示
手段への表示状態を停止前の状態と同じように保持する
ので、使用者は、制御状態が停止前の通常の状態に戻る
までの間、違和感を持つことなく利用することができる
ようになる。Further, a display means for indicating a control state is provided, and when the control output to the switching element is started from a state where the duty ratio is low, the control means outputs the control output before the stop. It can be configured to maintain a corresponding display state (the invention of claim 7).
According to this configuration, even when the control means starts the control output to the switching element from the low state, the display state on the display means is maintained in the same manner as the state before the stop. It will be possible to use it without any discomfort until it returns to the normal state before the stop.

【００２１】そして、制御状態を示す表示手段を備え、
前記制御手段を、前記スイッチング素子への制御出力の
停止中においても停止前の制御出力の状態を表示するよ
うに構成しても良い（請求項８の発明）。この構成によ
れば、制御を停止している期間中においても、制御手段
により表示手段に対する表示状態を保持するので、瞬時
停電のような場合には表示状態が継続するので、使用者
にとっては停電が発生したことによる表示状態の停止が
ないので、違和感を持つことなく使用することができる
ようになる。Then, a display means for indicating the control state is provided,
The control means may be configured to display the state of the control output before the stop even when the control output to the switching element is stopped (the invention of claim 8). According to this configuration, the display means keeps the display state on the display means even during the period in which the control is stopped. Since the display state is not stopped due to the occurrence of, it can be used without a feeling of strangeness.

【００２２】さらに、前記制御手段を、前記電源監視手
段による給電停止の検出状態が所定時間以内の場合には
停止前の制御状態を保持し、且つ、所定時間を超えると
きには制御状態をリセットするように構成しても良い
（請求項９の発明）。この構成によれば、所定時間以内
に給電停止状態が復帰した場合には、制御手段により、
停止前の制御状態を保持するので、例えば、瞬時停電の
ような場合にはそのままの制御状態を保持してインバー
タ回路を駆動制御することができる。Further, the control means holds the control state before the stop when the power supply stop detection state by the power source monitoring means is within a predetermined time, and resets the control state when the predetermined time is exceeded. It may be configured as described above (the invention of claim 9). According to this configuration, when the power supply stop state is restored within the predetermined time, the control means
Since the control state before the stop is held, for example, in the case of momentary power failure, it is possible to hold the control state as it is and drive and control the inverter circuit.

【００２３】また、前記制御手段を、制御電源が有効な
状態で給電状態が復帰したときには停止前の制御状態を
保持し、それ以降に復帰した場合には制御状態をリセッ
トするように構成することができる（請求項１０の発
明）。この構成によれば、制御電源が有効な状態で給電
状態が復帰したときには、制御手段により、停止前の制
御状態を保持することができるので、例えば、瞬時停電
のような場合にはそのままの制御状態を保持してインバ
ータ回路を駆動制御することができる。Further, the control means is configured to hold the control state before the stop when the power supply state is restored with the control power source being valid, and to reset the control state when the power is restored thereafter. It is possible (the invention of claim 10). According to this configuration, when the power supply state is restored with the control power supply being valid, the control unit can maintain the control state before the stop. Therefore, for example, in the case of an instantaneous power failure, the control is performed as it is. The inverter circuit can be driven and controlled while holding the state.

【００２４】そして、前記放電手段を、前記平滑コンデ
ンサの両端子間に放電素子として接続される抵抗素子と
することができる（請求項１１の発明）。これにより、
簡単な構成で平滑コンデンサに充電された過剰な充電電
荷を放電させることができるようになる。The discharging means may be a resistance element connected as a discharging element between both terminals of the smoothing capacitor (the invention of claim 11). This allows
With a simple configuration, it becomes possible to discharge the excess charge charged in the smoothing capacitor.

【００２５】さらに、前記制御手段を、前記電源監視手
段により前記交流電源の電圧が所定レベル以上に復帰し
たことを検出したときには、前記スイッチング素子に対
する制御出力を停止前の状態に復帰させる構成とするこ
とができる（請求項１２の発明）。Further, when the control means detects that the voltage of the AC power source has returned to a predetermined level or higher, the control means returns the control output to the switching element to the state before the stop. It is possible (the invention of claim 12).

【００２６】また、前記スイッチング素子に対する制御
出力を一定の停止期間だけ停止させる場合に、前記スイ
ッチング素子に対する制御出力を一定時間だけ停止させ
る停止制御回路を設け、前記制御手段を、前記停止制御
回路による前記スイッチング素子に対する制御出力停止
の一定時間が経過しても前記停止期間が終了しないとき
には、その停止期間が終了するまでの間はタイマ機能を
設けてこれにより停止状態を保持させるように構成する
ことができる（請求項１３の発明）。Further, when the control output to the switching element is stopped for a fixed stop period, a stop control circuit for stopping the control output to the switching element for a fixed time is provided, and the control means is controlled by the stop control circuit. When the stop period does not end even after a fixed time of stopping the control output to the switching element, a timer function is provided until the stop period ends, and the stop state is held by the timer function. It is possible (the invention of claim 13).

【００２７】[0027]

【発明の実施の形態】以下、本発明を電磁調理器に適用
した場合の第１の実施例について図１ないし図４を参照
して説明する。図１は、電気的構成の概略を示すもの
で、インバータ回路１の電源を構成する直流電源回路２
は、交流電源回路３の出力Ｖｉを整流回路としての全波
整流回路４によって整流すると共に、その整流出力ＶＤ
を平滑用のリアクタ５を介して直流電源ライン２ａ，２
ｂ間に与えるようになっており、その電源ライン２ａ，
２ｂ間に平滑コンデンサ６を接続した構成となってお
り、この平滑コンデンサ６を直流電源ＶＣとしてインバ
ータ回路１に給電するようになっている。平滑コンデン
サ６には放電手段としての放電用抵抗７が並列に接続さ
れており、これによって平滑コンデンサ６に満充電され
ている状態では、例えば、平滑コンデンサ６の静電容量
が９μＦで放電用抵抗７の抵抗値が２４０ｋΩ程度とし
た場合に、放電の時定数が約２秒余りとなる。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A first embodiment in which the present invention is applied to an electromagnetic cooker will be described below with reference to FIGS. 1 to 4. FIG. 1 shows a schematic electrical configuration of a direct current power supply circuit 2 that constitutes the power supply of an inverter circuit 1.
Rectifies the output Vi of the AC power supply circuit 3 by the full-wave rectification circuit 4 as a rectification circuit, and outputs the rectified output VD.
Through the smoothing reactor 5 to the DC power supply lines 2a, 2
power supply line 2a,
A smoothing capacitor 6 is connected between 2b, and the smoothing capacitor 6 is used as a DC power supply VC to supply power to the inverter circuit 1. A discharging resistor 7 as a discharging means is connected in parallel to the smoothing capacitor 6, and when the smoothing capacitor 6 is fully charged by this, for example, when the smoothing capacitor 6 has an electrostatic capacity of 9 μF, the discharging resistor 7 is discharged. When the resistance value of No. 7 is about 240 kΩ, the discharge time constant becomes about 2 seconds.

【００２８】交流電源回路３は、商用交流電源の出力Ｖ
ｉを電源プラグ８，電源スイッチ９およびヒューズ１０
を介して受ける交流電源ライン３ａ，３ｂを備えてお
り、その電源ライン３ａ，３ｂ間にバリスタ１１および
雑音防止用コンデンサ１２が接続された状態に構成され
ている。The AC power supply circuit 3 is an output V of the commercial AC power supply.
i is a power plug 8, a power switch 9 and a fuse 10
AC power supply lines 3a and 3b for receiving via the power supply lines 3a and 3b, and a varistor 11 and a noise prevention capacitor 12 are connected between the power supply lines 3a and 3b.

【００２９】インバータ回路１は、シングルエンド方式
のもので、直流電源ライン２ａ，２ｂ間に、共振コイル
としての加熱コイル１３およびスイッチング素子として
のＩＧＢＴ１４のコレクタ・エミッタ間を直列に接続す
ると共に、整流素子としてのフライホイールダイオード
１５をＩＧＢＴ１４と逆並列状態に接続し、さらに、加
熱コイル１３と並列に共振コンデンサ１６を接続するこ
とにより構成されている。加熱コイル１３は、導電性の
負荷としての鍋Ｐに対して高周波磁界を鎖交させるため
のものである。The inverter circuit 1 is of a single-end type, and includes a heating coil 13 as a resonance coil and a collector / emitter of an IGBT 14 as a switching element connected in series between the DC power supply lines 2a and 2b, and rectified. A flywheel diode 15 as an element is connected to the IGBT 14 in an antiparallel state, and a resonance capacitor 16 is connected in parallel to the heating coil 13. The heating coil 13 is for interlinking a high-frequency magnetic field with the pan P as a conductive load.

【００３０】次に、インバータ回路１の駆動制御を行な
うための制御回路１７の構成について説明する。発振制
御回路１８はインバータ回路１のＩＧＢＴ１４をＰＷＭ
信号に基づいてオンオフ制御するもので、タイミング回
路１９，発振回路２０，出力制御回路２１およびゲート
駆動回路２２から構成されている。Next, the structure of the control circuit 17 for controlling the drive of the inverter circuit 1 will be described. The oscillation control circuit 18 PWMs the IGBT 14 of the inverter circuit 1.
ON / OFF control is performed based on a signal, and is composed of a timing circuit 19, an oscillation circuit 20, an output control circuit 21, and a gate drive circuit 22.

【００３１】上述のタイミング回路１９は、ＩＧＢＴ１
４のスイッチング損失を最小にしてオンオフ動作させる
ためのタイミング信号を、共振コンデンサ１６への通電
経路に介在される電流トランス１９ａの二次側出力に基
づいて発生させるようになっており、そのタイミング信
号を発振回路２０に与えて発振タイミングを制御する。
発振回路２０は、ＰＷＭ信号のキャリー信号となるのこ
ぎり波信号を発生する構成となっており、出力制御回路
２１は、上述ののこぎり波信号と後述する制御手段とし
てのマイクロコンピュータ２３からの出力基準レベル信
号との比較に基づいて方形波状のＰＷＭ信号を発生す
る。ゲート駆動回路２２は、上記ＰＷＭ信号を増幅して
ＩＧＢＴ１４のゲートに与えてパルス幅変調方式でスイ
ッチング制御する。The timing circuit 19 described above is the IGBT 1
4 is generated based on the secondary side output of the current transformer 19a interposed in the energization path to the resonance capacitor 16, and the timing signal for performing the on / off operation with the minimum switching loss. To the oscillation circuit 20 to control the oscillation timing.
The oscillator circuit 20 is configured to generate a sawtooth wave signal which is a carry signal of a PWM signal, and the output control circuit 21 includes an output sawtooth wave signal described above and an output reference level from a microcomputer 23 as a control means described later. A square wave PWM signal is generated based on comparison with the signal. The gate drive circuit 22 amplifies the PWM signal and supplies it to the gate of the IGBT 14 to perform switching control by a pulse width modulation method.

【００３２】入力電流検出回路２４は、交流電源回路３
内の電源ライン３ａに介在された電流トランス２４ａを
備えており、その電流トランス２４ａの二次側出力に基
づいて装置全体の入力電流を検出すると共に、その検出
電流値に応じた電圧レベルの入力電流検出信号をマイク
ロコンピュータ２３に与える構成となっている。The input current detection circuit 24 is the AC power supply circuit 3
Is provided with a current transformer 24a interposed in a power supply line 3a therein, and detects an input current of the entire device based on a secondary side output of the current transformer 24a, and inputs a voltage level corresponding to the detected current value. The current detection signal is supplied to the microcomputer 23.

【００３３】また、操作部２５は、インバータ回路１の
動作開始指令ならびに出力設定を行う機能を備えたもの
で、その出力設定に応じた電圧レベルの出力設定信号を
マイクロコンピュータ２３に与える構成となっている。
そして、マイクロコンピュータ２３は、後述するように
インバータ回路１を制御するように内部にあらかじめプ
ログラムが記憶されているものである。The operation section 25 has a function of issuing an operation start command for the inverter circuit 1 and setting an output, and is configured to give an output setting signal having a voltage level corresponding to the output setting to the microcomputer 23. ing.
The microcomputer 23 has a program stored therein in advance so as to control the inverter circuit 1 as described later.

【００３４】平滑コンデンサ６の端子電圧ＶＣの変化を
検出する検出手段としての端子電圧検出回路２６は、平
滑コンデンサ６の両端子間に検出用コンデンサ２６ａお
よび検出用抵抗２６ｂの直列回路を接続して構成されて
おり、検出用コンデンサ２６ａと検出用抵抗２６ｂとの
共通接続点が出力端子とされ、平滑コンデンサ６の端子
電圧ＶＣの変化に応じた検出信号を出力するようになっ
ている。The terminal voltage detection circuit 26 as a detection means for detecting a change in the terminal voltage VC of the smoothing capacitor 6 has a series circuit of a detection capacitor 26a and a detection resistor 26b connected between both terminals of the smoothing capacitor 6. The common connection point of the detection capacitor 26a and the detection resistor 26b is used as an output terminal, and a detection signal corresponding to a change in the terminal voltage VC of the smoothing capacitor 6 is output.

【００３５】比較回路２７は、端子電圧検出回路２６の
検出信号が入力されるようになっており、検出信号の大
きさつまり平滑コンデンサ６の端子電圧ＶＣの変化量が
所定レベルを超えたときにはマイクロコンピュータ２３
および出力制御回路２１に検出信号を出力する。この場
合、比較回路２７は、図２に示すように、入力端子Ｉか
ら入力される信号はコンパレータ２７ａの反転入力端子
に与えられるようになっており、非反転入力端子には所
定レベルの基準電位を与える電池２７ｂに接続されてい
る。また、コンパレータ２７ａの出力端子は抵抗２７ｃ
を介して直流電源ＶＤＤに接続されると共に、コンデン
サ２７ｄを介して接地されている。The comparison circuit 27 is adapted to receive the detection signal of the terminal voltage detection circuit 26, and when the magnitude of the detection signal, that is, the amount of change in the terminal voltage VC of the smoothing capacitor 6 exceeds a predetermined level, the micro circuit is used. Computer 23
And a detection signal is output to the output control circuit 21. In this case, in the comparison circuit 27, as shown in FIG. 2, the signal input from the input terminal I is applied to the inverting input terminal of the comparator 27a, and the non-inverting input terminal has a reference potential of a predetermined level. Connected to a battery 27b that provides The output terminal of the comparator 27a is a resistor 27c.
It is connected to the DC power supply VDD via the and is grounded via the capacitor 27d.

【００３６】表示装置２８は、マイクロコンピュータ２
３によるインバータ回路１の制御状態を表示するもの
で、例えば、設定されている加熱出力のレベルをデジタ
ル表示するようになっているものである。The display device 28 is the microcomputer 2
The control state of the inverter circuit 1 by 3 is displayed, and for example, the set heating output level is digitally displayed.

【００３７】図３は、マイクロコンピュータ２３に給電
するための制御電源回路２９を示しており、電源プラグ
８に接続される電源ライン間に降圧用の変圧器２９ａが
接続され、その二次側出力端子は全波整流回路２９ｂの
交流入力端子に接続されている。全波整流回路２９ｂの
直流出力端子は、定電圧回路２９ｃを構成するＩＣおよ
び入出力側に設けるコンデンサ２９ｃ，２９ｄを介して
マイクロコンピュータ２３に接続されている。マイクロ
コンピュータ２３は、定電圧回路２９ｃの動作により所
定の動作電圧ＶＣＣを与えられるようになっている。FIG. 3 shows a control power supply circuit 29 for supplying power to the microcomputer 23. A step-down transformer 29a is connected between power supply lines connected to the power plug 8 and its secondary side output is provided. The terminal is connected to the AC input terminal of the full-wave rectifier circuit 29b. The DC output terminal of the full-wave rectifier circuit 29b is connected to the microcomputer 23 via an IC that constitutes the constant voltage circuit 29c and capacitors 29c and 29d provided on the input / output side. The microcomputer 23 is adapted to be supplied with a predetermined operating voltage VCC by the operation of the constant voltage circuit 29c.

【００３８】また、コンデンサ２９ｅの設定容量により
交流電源が停止された場合でも、マイクロコンピュータ
２３は、一定時間の間は充電電荷による端子電圧で動作
が継続されるようになっている。そして、マイクロコン
ピュータ２３は、電源電圧が所定レベルよりも低下する
と、プログラムの進行を停止して自らリセットを行なう
ようになっている。Further, even when the AC power supply is stopped by the set capacity of the capacitor 29e, the microcomputer 23 continues to operate at the terminal voltage due to the charged electric charge for a certain period of time. Then, when the power supply voltage drops below a predetermined level, the microcomputer 23 stops the progress of the program and resets itself.

【００３９】次に、本実施例の作用について、図４も参
照して説明する。まず、加熱コイル１２上に鍋Ｐを載置
した状態で、電源スイッチ９をオンすると共に、操作部
２５を通じてインバータ回路１の動作開始を指令する
と、マイクロコンピュータ２３は、ＩＧＢＴ１４に対す
る制御信号を出力し、出力制御回路２１およびゲート駆
動回路２２を介してＩＧＢＴ１４をスイッチング動作さ
せるようになる。なお、このとき、マイクロコンピュー
タ２３は、表示装置２８に設定された加熱出力を表示さ
せる。Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. First, when the pan P is placed on the heating coil 12, the power switch 9 is turned on, and when the operation start of the inverter circuit 1 is commanded through the operation unit 25, the microcomputer 23 outputs a control signal to the IGBT 14. Then, the IGBT 14 is switched through the output control circuit 21 and the gate drive circuit 22. At this time, the microcomputer 23 causes the display device 28 to display the set heating output.

【００４０】さて、マイクロコンピュータ２３は、ま
ず、加熱コイル１３部分に載置される鍋Ｐの材質を判定
する材質判定プログラムを実行すると共に、これによっ
て判定された鍋Ｐの材質に応じて、あらかじめ記憶され
ている加熱制御パターンを読出して制御出力を与えるよ
うになっている。また、加熱動作を行なうにあたって
は、上述の材質判定プログラムを実行する際に、微弱な
加熱出力となる状態で制御を行ない、これに続いて、徐
々に加熱出力を設定されたレベルまで上昇させる所謂ソ
フトスタートにより加熱動作を行なうようになってい
る。Now, the microcomputer 23 first executes a material determination program for determining the material of the pot P placed on the heating coil 13, and according to the material of the pot P determined by the program, The heating control pattern stored is read and a control output is given. Further, when performing the heating operation, when executing the above-described material determination program, control is performed in a state where the heating output is weak, and subsequently, the heating output is gradually raised to a set level. The heating operation is performed by soft start.

【００４１】さて、加熱動作の原理について簡単に説明
する。まず、ＩＧＢＴ１４がオンされると、加熱コイル
１３に直流電源回路２から給電されるようになり、この
後ＩＧＢＴ１４がオフされた時点では、コイルの性質に
よって直流電源回路２から供給されていた電流が急激に
ゼロにはならないので、これによって共振回路を構成し
ている共振コンデンサ１６側に共振電流が流れるように
なる。Now, the principle of the heating operation will be briefly described. First, when the IGBT 14 is turned on, the heating coil 13 is supplied with power from the DC power supply circuit 2, and when the IGBT 14 is turned off thereafter, the current supplied from the DC power supply circuit 2 depends on the nature of the coil. Since it does not suddenly become zero, the resonance current flows through the resonance capacitor 16 side forming the resonance circuit.

【００４２】そして、共振コンデンサ１６の端子電圧が
高くなって加熱コイル１３からの電流がゼロになると、
この後、共振コンデンサ１６側から加熱コイル１３に向
かって電流が流れるようになり、共振コンデンサ１６の
端子電圧がゼロになると、ＩＧＢＴ１４がオフの状態で
あるから、フライホイールダイオード１５が順方向に電
圧が印加されることになるので、共振コンデンサ１６の
端子電圧がこれ以上低下することがなくなり、共振コン
デンサ１６から加熱コイル１３に流れ込む電流がゼロに
なる。そして、加熱コイル１３においては、共振電流が
急激にゼロになることはないので、フライホイールダイ
オード１５を介して直流電源回路２の平滑コンデンサ６
側から電流が流れるようになる。Then, when the terminal voltage of the resonance capacitor 16 becomes high and the current from the heating coil 13 becomes zero,
After that, when the current starts to flow from the resonance capacitor 16 side toward the heating coil 13 and the terminal voltage of the resonance capacitor 16 becomes zero, the IGBT 14 is in the off state, so that the flywheel diode 15 moves forward. Is applied, the terminal voltage of the resonance capacitor 16 does not drop further, and the current flowing from the resonance capacitor 16 to the heating coil 13 becomes zero. In the heating coil 13, since the resonance current does not suddenly become zero, the smoothing capacitor 6 of the DC power supply circuit 2 is connected via the flywheel diode 15.
Current will flow from the side.

【００４３】一方、タイミング回路１９は、電流トラン
ス１９ａの二次側から出力される共振コンデンサ１６の
共振電流の変化の検出信号に基づいてＩＧＢＴ１４のオ
フ時の端子間電圧ＶＣＥが設定値以下となる期間を判定
してその期間内においてＩＧＢＴ１４のオンタイミング
を設定するので、出力制御回路２１はその設定されたオ
ンタイミングと所定の発振周波数に対応したオン時間で
ＩＧＢＴ１４をオンオフ制御するようになる。これによ
り、ＩＧＢＴ１４は、共振電流に基づいて端子間電圧Ｖ
ＣＥが最小となるタイミングで毎回オン動作されるよう
になり、過電圧による破壊を防止するようにした制御に
よりインバータ回路１に共振動作を行なわせるようにな
っている。On the other hand, in the timing circuit 19, the inter-terminal voltage VCE when the IGBT 14 is off becomes equal to or less than the set value based on the detection signal of the change in the resonance current of the resonance capacitor 16 output from the secondary side of the current transformer 19a. Since the period is determined and the on-timing of the IGBT 14 is set within that period, the output control circuit 21 controls the on-off of the IGBT 14 with the on-time corresponding to the set on-timing and a predetermined oscillation frequency. This causes the IGBT 14 to generate the inter-terminal voltage V based on the resonance current.
The inverter circuit 1 is turned on every time when CE is minimized, and the inverter circuit 1 is caused to perform a resonant operation by control so as to prevent breakdown due to overvoltage.

【００４４】次に、上述のようにしてインバータ回路１
の駆動制御を行なっている状態で、瞬時停電あるいはそ
れに類する状態（例えば、子供のいたずら等で電源プラ
グをカチャカチャやって瞬時的に給電が停止するような
事態）が発生した場合の動作について、図４を参照しな
がら説明する。Next, the inverter circuit 1 is operated as described above.
The figure shows the operation when a momentary power failure or a similar situation (for example, a situation where a power plug is momentarily stopped due to a child's mischief, etc.) occurs while the drive control is being performed. This will be described with reference to FIG.

【００４５】商用電源が瞬時でも停電を起こすと、整流
回路４の出力電圧ＶＤおよび平滑コンデンサ６の端子電
圧ＶＣが低下する（図４（ａ）〜（ｃ）参照）。このと
き、マイクロコンピュータ２３の制御電源ＶＣＣが持続
している期間中は、インバータ回路１のＩＧＢＴ１４は
マイクロコンピュータ２３によりオンオフの駆動制御が
なされており（同図（ｄ）参照）、これによって平滑コ
ンデンサ６の充電電荷はオンオフ動作が数回行なわれる
とほとんど放電されてしまうようになる。If the commercial power source instantaneously loses power, the output voltage VD of the rectifying circuit 4 and the terminal voltage VC of the smoothing capacitor 6 decrease (see FIGS. 4A to 4C). At this time, while the control power supply VCC of the microcomputer 23 continues, the IGBT 23 of the inverter circuit 1 is controlled to be turned on and off by the microcomputer 23 (see (d) in the same figure). The charged charges of 6 are almost completely discharged when the on / off operation is performed several times.

【００４６】そして、マイクロコンピュータ２３が制御
電源ＶＣＣを得ている期間中に商用電源が復帰したとき
には、整流回路４の出力電圧ＶＤが復帰することに伴っ
て、リアクトル５を介して平滑コンデンサ６への充電動
作が開始されるようになる。このとき、リアクトル５の
インダクタンスが小さいと、同図（ｄ）に示すように、
平滑コンデンサ６との共振回路を構成することにより、
平滑コンデンサ６への充電電荷が過剰となって端子電圧
ＶＣが急激に上昇することになる（例えば、この場合で
は、２５０Ｖ程度まで上昇）。When the commercial power supply is restored while the microcomputer 23 is obtaining the control power supply VCC, the output voltage VD of the rectifier circuit 4 is restored and the smoothing capacitor 6 is supplied to the smoothing capacitor 6 via the reactor 5. The charging operation of is started. At this time, if the inductance of the reactor 5 is small, as shown in FIG.
By configuring a resonance circuit with the smoothing capacitor 6,
The charging voltage to the smoothing capacitor 6 becomes excessive and the terminal voltage VC rises sharply (for example, in this case, rises to about 250V).

【００４７】この平滑コンデンサ６の充電電荷は、リア
クトル５を介した整流回路４側への放電経路は整流回路
４のダイオードによって阻止されるので、インバータ回
路１のＩＧＢＴ１４がオンしない限り、急速に放電する
経路がない。ところが、ＩＧＢＴ１４を停止前の制御出
力でオンさせると、ＩＧＢＴ１４のコレクタ・エミッタ
間に過電圧（１０００Ｖ以上）が印加されるので、従来
構成のものにおいては過電圧破壊を避けられない状況で
ある（同図（ｄ）中に破線で示す）。The charge of the smoothing capacitor 6 is blocked by the diode of the rectifier circuit 4 in the discharge path to the side of the rectifier circuit 4 via the reactor 5, so that it is discharged rapidly unless the IGBT 14 of the inverter circuit 1 is turned on. There is no route to do. However, when the IGBT 14 is turned on by the control output before stopping, an overvoltage (1000 V or more) is applied between the collector and the emitter of the IGBT 14, so that overvoltage breakdown cannot be avoided in the conventional configuration (see the same figure). (D) is indicated by a broken line.

【００４８】そこで、本実施例においては、平滑コンデ
ンサ６の端子電圧ＶＣが急激に上昇したときに、端子電
圧検出回路２６によりこの変化が検出され、比較回路２
７においてこの変化量が所定レベル以上あるときには検
出信号を出力制御回路２１に与えると共にマイクロコン
ピュータ２３にも与える。これにより、出力制御回路２
１は、ＩＧＢＴ１４への制御出力を停止し、マイクロコ
ンピュータ２３はその停止状態を所定時間として例えば
３秒間だけ保持させるように制御する。Therefore, in the present embodiment, when the terminal voltage VC of the smoothing capacitor 6 suddenly rises, this change is detected by the terminal voltage detection circuit 26, and the comparison circuit 2
When the amount of change is equal to or greater than a predetermined level in 7, the detection signal is given to the output control circuit 21 and the microcomputer 23. As a result, the output control circuit 2
1 stops the control output to the IGBT 14, and the microcomputer 23 controls the stopped state to be held for a predetermined time, for example, for 3 seconds.

【００４９】すると、この間に、過剰に充電された平滑
コンデンサ６の充電電荷は、放電用抵抗７を介して放電
するようになり、時定数である２秒程度が経過した時点
以降では、通常の状態に戻り３秒が経過した時点では安
定した状態とすることができるようになる。この後、マ
イクロコンピュータ２３は、ＩＧＢＴ１４に対する制御
信号を停止前の状態と同じようにして出力制御回路２１
に与えて動作を再開するようになるが、このときにはＩ
ＧＢＴ１４に過電圧が印加されることはないので通常と
同様に動作させることができる。また、マイクロコンピ
ュータ２３は、停電が発生した時点から、制御電源ＶＣ
Ｃが得られている限り、停電発生前の加熱出力の状態を
表示装置２８に表示させた状態を保持する。Then, during this period, the excessively charged charge of the smoothing capacitor 6 is discharged through the discharging resistor 7, and after the time constant of about 2 seconds elapses, a normal charge is generated. When 3 seconds have passed after returning to the state, the stable state can be achieved. After that, the microcomputer 23 sets the control signal for the IGBT 14 in the same manner as in the state before the stop, to the output control circuit 21.
To restart the operation. At this time, I
Since the overvoltage is not applied to the GBT 14, it can be operated as usual. In addition, the microcomputer 23 starts the control power supply VC from the time when the power failure occurs.
As long as C is obtained, the state of the heating output before the power failure is displayed on the display device 28 is maintained.

【００５０】なお、停電時間が長く、マイクロコンピュ
ータ２３の制御電源ＶＣＣが確保できなくなる程度（６
０ｍｓｅｃ以上）になると、マイクロコンピュータ２３
は、制御電源電圧ＶＣＣの低下によって図示しないリセ
ット回路によってリセットされる。したがって、この場
合には、停電復帰したときには、通常の電源投入時と同
様に、前述したような材質判定プログラムから開始して
制御出力も徐々に上昇させるソフトスタートを行なうの
で、ＩＧＢＴ１４が過電圧破壊に至ることはない。It should be noted that the power failure time is long and the control power supply VCC of the microcomputer 23 cannot be secured (6
0 msec or more), the microcomputer 23
Are reset by a reset circuit (not shown) when the control power supply voltage VCC decreases. Therefore, in this case, when the power is restored, a soft start is started from the material determination program as described above and the control output is gradually increased as in the case of normal power-on, so that the IGBT 14 is protected against overvoltage breakdown. It never arrives.

【００５１】このような本実施例によれば、平滑コンデ
ンサ６の端子電圧ＶＣの変化を端子電圧検出回路２６に
より検出すると共に、その変化するレベルが所定以上の
場合には、比較回路２７によって検出信号を出力してイ
ンバータ回路１の動作を停止させ、以後、マイクロコン
ピュータ２３によって所定時間（例えば３秒間）だけ停
止状態を保持して過剰な充電電荷を放電用抵抗７を介し
て放電させ、通常状態に戻った状態からＩＧＢＴ１４に
停止前と同様の制御出力を与えるようにしたので、リア
クタ５や平滑コンデンサ６の容量を通常の使用状態で必
要な程度のものを使用する場合でも、瞬時停電や子供の
いたずらで電源プラグ８をカチャカチャやって瞬時停電
と同様の状況が発生して平滑コンデンサ６に過電圧が発
生したときに、ＩＧＢＴ１４が過電圧破壊に至るのを防
止することができるようになり、簡単且つ安価な構成を
付加するだけでリアクタの低コスト化を図ることができ
るようになる。According to the present embodiment as described above, the terminal voltage detection circuit 26 detects a change in the terminal voltage VC of the smoothing capacitor 6 and, when the changing level is not less than a predetermined level, the comparison circuit 27 detects it. A signal is output to stop the operation of the inverter circuit 1, and thereafter, the microcomputer 23 holds the stopped state for a predetermined time (for example, 3 seconds) to discharge excess charge through the discharging resistor 7, Since the control output similar to that before the stop is given to the IGBT 14 from the state of returning to the state, even when the capacity of the reactor 5 and the smoothing capacitor 6 is used to a necessary extent in a normal use state, an instantaneous power failure or When the power plug 8 is cluttered by a child's mischief and a situation similar to a momentary power failure occurs and an overvoltage occurs in the smoothing capacitor 6, I BT14 is able to be prevented from reaching the overvoltage breakdown, it is possible to reduce the cost of the reactor by simply adding a simple and inexpensive configuration.

【００５２】図５ないし図７は本発明の第２の実施例を
示すもので、以下、第１の実施例と異なる部分について
説明する。図５に示すように、本実施例においては、端
子電圧検出回路２６および比較回路２７に代えて、直流
電圧検出回路３０および比較回路３１を設けたところが
異なる。直流電圧検出回路３０は、整流回路４の直流出
力端子間に抵抗３０ａ，３０ｂの直列回路を接続してな
るもので、整流回路４の出力電圧ＶＤを分圧した検出信
号Ｖｄを得る。FIGS. 5 to 7 show a second embodiment of the present invention, and the portions different from the first embodiment will be described below. As shown in FIG. 5, the present embodiment is different in that a DC voltage detection circuit 30 and a comparison circuit 31 are provided in place of the terminal voltage detection circuit 26 and the comparison circuit 27. The DC voltage detection circuit 30 is formed by connecting a series circuit of resistors 30a and 30b between the DC output terminals of the rectification circuit 4, and obtains a detection signal Vd obtained by dividing the output voltage VD of the rectification circuit 4.

【００５３】比較回路３１は、図６に示すように、入力
される検出信号Ｖｄはトランジスタ３２のベースに与え
られる。トランジスタ３２のコレクタは抵抗３３を介し
て直流電源端子ＶＤＤに接続され、エミッタは図示極性
でツェナーダイオード３４を介してアースされると共に
ダイオード３５を介してコンパレータ３６の非反転入力
端子に接続されている。また、トランジスタ３２のエミ
ッタ・ベース間には保護用のダイオード３７が接続され
ている。In the comparison circuit 31, as shown in FIG. 6, the input detection signal Vd is given to the base of the transistor 32. The collector of the transistor 32 is connected to the DC power supply terminal VDD via the resistor 33, the emitter is grounded via the Zener diode 34 with the polarity shown, and is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 36 via the diode 35. . A protective diode 37 is connected between the emitter and the base of the transistor 32.

【００５４】コンパレータ３６の非反転入力端子はコン
デンサ３８を介してアースされると共に抵抗３９を介し
てアースされている。コンパレータ３６の反転入力端子
は比較基準用の電圧を与える電池４０に接続されてい
る。コンパレータ３６の出力端子は、出力制御回路２１
およびマイクロコンピュータ２３に接続され、検出信号
を与えるようになっている。The non-inverting input terminal of the comparator 36 is grounded via the capacitor 38 and the resistor 39. The inverting input terminal of the comparator 36 is connected to a battery 40 that provides a voltage for comparison reference. The output terminal of the comparator 36 is the output control circuit 21.
It is also connected to the microcomputer 23 and provides a detection signal.

【００５５】上記構成によれば、商用電源の停電が発生
したり、あるいは子供のいたずらなどで電源プラグ８の
抜き差しのカチャカチャをしたときに発生する瞬時停電
と同様の状況が発生した場合には、整流回路４の出力電
圧ＶＤも低下するようになる。直流電圧検出回路３０に
おいては、整流回路４の出力電圧ＶＤが通常状態におい
ては、商用電源の半周期に応じて入力される整流出力Ｖ
Ｄによって得られる検出電圧Ｖｄでトランジスタ３２，
ダイオード３５を介してコンデンサ３８に充電された状
態が保持されるので、コンパレータ３６はハイレベルの
検出信号を出力している。According to the above configuration, in the case where a power failure of the commercial power source occurs or a situation similar to the momentary power failure that occurs when the power plug 8 is unplugged and unplugged due to mischief of a child occurs, The output voltage VD of the rectifier circuit 4 also decreases. In the DC voltage detection circuit 30, when the output voltage VD of the rectifier circuit 4 is in a normal state, the rectified output V that is input according to a half cycle of the commercial power source.
With the detection voltage Vd obtained by D, the transistor 32,
Since the state in which the capacitor 38 is charged via the diode 35 is maintained, the comparator 36 outputs a high level detection signal.

【００５６】そして、上述したように給電が停止する
と、比較回路３１に入力される検出電圧Ｖｄのレベルが
低下することにより、ツェナーダイオード３４のツェナ
ー電圧ＶＺ以下になるとトランジスタ３２がオンしなく
なり、コンデンサ３８への充電が停止される。すると、
コンデンサ３８の充電電荷が減少して抵抗３９を介して
充電電荷が放電し、これによってコンパレータ３６への
入力信号のレベルが低下し、所定レベル以下になるとコ
ンパレータ３６からロウレベルの検出信号が出力される
ようになる。When the power supply is stopped as described above, the level of the detection voltage Vd input to the comparison circuit 31 decreases, and when the zener voltage VZ of the zener diode 34 becomes equal to or lower than the zener voltage VZ, the transistor 32 does not turn on and the capacitor Charging to 38 is stopped. Then,
The charge of the capacitor 38 is reduced and the charge is discharged through the resistor 39. As a result, the level of the input signal to the comparator 36 decreases, and when the level is below a predetermined level, the comparator 36 outputs a low level detection signal. Like

【００５７】出力制御回路２１は、比較回路３１からロ
ウレベルの検出信号が与えられると、すぐにＩＧＢＴ１
４への制御出力を停止させ、以後ロウレベルの検出信号
が与えられている状態ではこの状態を保持する。なお、
比較回路３１においては、瞬時停電状態から復帰した時
点ではコンデンサ３８の端子電圧がすぐには上昇しない
ので、一定時間だけ遅延されてからコンパレータ３６か
らハイレベルの検出信号が出力されることになる。The output control circuit 21 receives the low level detection signal from the comparison circuit 31 and immediately outputs the IGBT1.
The control output to 4 is stopped, and this state is maintained in the state where the low level detection signal is applied thereafter. In addition,
In the comparison circuit 31, since the terminal voltage of the capacitor 38 does not immediately rise at the time point when the instantaneous power failure is restored, the comparator 36 outputs a high-level detection signal after delaying for a certain time.

【００５８】一方、マイクロコンピュータ２３は、比較
回路３１からロウレベルの検出信号が与えられると、こ
れに応じて、出力制御回路２１への制御出力を停止させ
ると共に、電源が復帰してもすぐに動作させないように
所定時間だけ制御停止状態を保持するようになってい
る。この所定時間（例えば３秒間）の間に、平滑コンデ
ンサ６に過剰に充電された電荷が放電用抵抗７を介して
放電させ、平滑コンデンサ６の端子電圧ＶＣが通常状態
に戻ると、マイクロコンピュータ２３は、ＩＧＢＴ１４
への制御出力を停止前の状態と同様になるように再開す
る。On the other hand, when the low level detection signal is applied from the comparison circuit 31, the microcomputer 23 responds to this by stopping the control output to the output control circuit 21, and immediately after the power is restored. The control stop state is held only for a predetermined time so as not to allow it. During this predetermined time (for example, 3 seconds), the electric charge excessively charged in the smoothing capacitor 6 is discharged through the discharging resistor 7, and when the terminal voltage VC of the smoothing capacitor 6 returns to the normal state, the microcomputer 23 IGBT14
The control output to is restarted to be the same as the state before the stop.

【００５９】このような第２の実施例によっても、瞬時
停電を迅速に検出してインバータ回路１の動作を停止す
ると共に、瞬時停電の復帰後に所定時間を存してから動
作を再開するので、平滑コンデンサ６の端子電圧ＶＣが
通常レベルに戻るまで充電電荷を放電させることがで
き、したがって、第１の実施例と同様の効果を得ること
ができるようになる。According to the second embodiment as described above, the instantaneous power failure is quickly detected to stop the operation of the inverter circuit 1, and the operation is restarted after a predetermined time has elapsed after the recovery from the instantaneous power failure. The charge can be discharged until the terminal voltage VC of the smoothing capacitor 6 returns to the normal level, and therefore the same effect as that of the first embodiment can be obtained.

【００６０】図７は本発明の第３の実施例を示すもの
で、以下、第１あるいは第２の実施例と異なる部分につ
いて説明する。本実施例においては、瞬時停電が復帰し
た後にＩＧＢＴ１４への制御出力を停止した状態を所定
時間保持することを行なうことに代えて、復帰した時点
からマイクロコンピュータ２３により、ソフトスタート
を行なわせるようにしたことが異なるところである。す
なわち、第１の実施例の構成における端子電圧検出回路
２６を採用する場合には、瞬時停電が復帰したことが検
出された時点で、ソフトスタートによりＩＧＢＴ１４に
制御出力を与える。FIG. 7 shows a third embodiment of the present invention. Hereinafter, parts different from the first or second embodiment will be described. In this embodiment, instead of holding the control output to the IGBT 14 stopped for a predetermined time after the momentary power failure is restored, a soft start is performed by the microcomputer 23 from the time of restoration. What you did is different. That is, when the terminal voltage detection circuit 26 in the configuration of the first embodiment is adopted, the control output is given to the IGBT 14 by soft start when it is detected that the momentary power failure is restored.

【００６１】これにより、ＩＧＢＴ１４はデューティ比
を低い状態から徐々に高くするように制御され、ＩＧＢ
Ｔ１４にかかる負担を低くしながら平滑コンデンサ６の
過剰な充電電荷を放電させることができる（図７（ｄ）
参照）。この後、マイクロコンピュータ２３は、停電発
生前の制御状態までデューティ比を戻してインバータ回
路１を駆動制御するようになる。なお、この場合でも、
マイクロコンピュータ２３は、表示装置２８に対する表
示状態は、停電の発生前の状態を保持しており、使用者
は瞬時停電の発生による制御状態の変動があっても、表
示が変動しないことにより故障などの発生を感ずること
なくそのまま使用することができ、違和感を起こさせる
ことがない。As a result, the IGBT 14 is controlled so as to gradually increase the duty ratio from the low state, and the IGBT 14 is controlled.
It is possible to discharge the excessive charge of the smoothing capacitor 6 while reducing the load on T14 (FIG. 7 (d)).
reference). After that, the microcomputer 23 returns the duty ratio to the control state before the occurrence of the power failure and drives and controls the inverter circuit 1. Even in this case,
The microcomputer 23 retains the display state on the display device 28 before the power failure occurs, and even if the user changes the control state due to the occurrence of the instantaneous power failure, the display does not change and the failure occurs. It can be used as it is without feeling the occurrence of, and does not cause a feeling of strangeness.

【００６２】また、第２の実施例における直流電圧検出
回路３０および比較回路３１を採用した構成の場合にお
いても、上述と同様にして停電復帰後にソフトスタート
を行なうことで、平滑コンデンサ６の電荷をＩＧＢＴ１
４に負担をかけることなく放電させて、通常の制御状態
に復帰させることができるようになる。Further, also in the case of the structure in which the DC voltage detection circuit 30 and the comparison circuit 31 in the second embodiment are adopted, the electric charge of the smoothing capacitor 6 is reduced by performing the soft start after the power failure recovery in the same manner as described above. IGBT1
It becomes possible to discharge the battery 4 without burdening it and return it to the normal control state.

【００６３】このような第３の実施例によれば、瞬時停
電の復帰後には、ソフトスタートを行なうことにより、
ＩＧＢＴ１４に負担をかけることなく平滑コンデンサ６
の充電電荷を放電でき、さらに、放電用抵抗７を介して
同時に放電も行なって通常の状態に戻すことができるの
で、第１および第２の実施例と同様の効果を得ることが
できる。According to the third embodiment as described above, by performing the soft start after the recovery from the instantaneous power failure,
Smoothing capacitor 6 without burdening the IGBT 14
Since the charged electric charges can be discharged, and the discharge can be simultaneously performed through the discharging resistor 7 to return to the normal state, the same effect as that of the first and second embodiments can be obtained.

【００６４】なお、本実施例では、放電用抵抗７をその
まま用いる構成としているが、上述したように、ソフト
スタートを行なうことにより、平滑コンデンサ６の過剰
な充電電荷を徐々に放電させながらＩＧＢＴ１４の過電
圧破壊を防止することができるので、放電用抵抗７は必
須の構成ではなく、放電手段は必要に応じて設けること
で同様の効果を得ることができる。In this embodiment, the discharging resistor 7 is used as it is, but as described above, by performing the soft start, the excessive charge of the smoothing capacitor 6 is gradually discharged while the IGBT 14 is being discharged. Since the overvoltage breakdown can be prevented, the discharge resistor 7 is not an indispensable configuration, and the same effect can be obtained by providing the discharge means as needed.

【００６５】本発明は、上記実施例にのみ限定されるも
のではなく、次のように変形または拡張できる。制御電
源は電池等から供給する構成としても良い。スイッチン
グ素子は、ＩＧＢＴ以外にＦＥＴあるいはバイポーラト
ランジスタなどを用いることもできる。インバータ回路
は、シングルエンド方式以外に、ハーフブリッジ形のも
のにも適用することができる。放電手段は、放電用抵抗
の他に、バリスタなどを採用することができる。The present invention is not limited to the above embodiment, but can be modified or expanded as follows. The control power may be supplied from a battery or the like. As the switching element, an FET, a bipolar transistor, or the like can be used instead of the IGBT. The inverter circuit can be applied not only to the single end type but also to a half bridge type. As the discharging means, a varistor or the like can be adopted in addition to the discharging resistor.

【００６６】[0066]

【発明の効果】以上説明したように、本発明のインバー
タ装置によれば、次のような効果を得ることができる。
請求項１のインバータ装置によれば、制御手段により、
給電が復帰した時点がインバータ回路を制御するための
制御電源が確保されている期間中である場合に、その時
点から平滑コンデンサに過剰に充電された電荷を放電手
段を介して放電することができる時間が経過するまでの
間はスイッチング素子に対する制御出力を停止するの
で、給電復帰直後にリアクタおよび平滑コンデンサによ
る共振回路が形成されて平滑コンデンサに過大な電圧が
印加された状態となっても、そのときに充電された電荷
が放電手段を介して放電させることができるようにな
り、平滑コンデンサの端子電圧が通常の運転状態と同様
のレベルに下がる頃にスイッチング素子の制御出力を与
えることにより、スイッチング素子に過大が電圧が印加
されることがなくなり、素子破壊を防止することができ
ると共に、リアクタや平滑コンデンサの許容量を過大な
ものに設定する必要がなくなる。As described above, according to the inverter device of the present invention, the following effects can be obtained.
According to the inverter device of claim 1, the control means causes
When the control power supply for the time the power supply is restored to control the inverter circuit is in the period that is secured, discharge hand excessively charge charged in that time or al smoothing capacitor
Because until between elapses when the can discharge through the stage stops the control output for the switching elements, a resonance circuit of a reactor and a smoothing capacitor immediately after feeding the return is formed excessive voltage to the smoothing capacitor Even in the applied state, the electric charge charged at that time can be discharged through the discharging means, and switching is performed when the terminal voltage of the smoothing capacitor falls to the same level as in the normal operating state. By giving the control output of the element, the excessive voltage is not applied to the switching element, the element destruction can be prevented, and it is not necessary to set the allowable amount of the reactor and the smoothing capacitor to an excessive value. .

【００６７】請求項２のインバータ装置によれば、給電
が復帰した時点がインバータ回路を制御するための制御
電源が確保されている期間中である場合に、その時点か
らスイッチング素子への制御出力をデューティ比を低く
した状態から開始するので、スイッチング素子に対する
負担を軽くして過電圧が印加されることによる破壊を防
止しながら、平滑コンデンサの電荷を徐々に放電させて
その端子電圧を通常レベルに戻すことができる。According to the second aspect of the inverter device, the control for controlling the inverter circuit is performed when the power supply is restored.
When the power supply is being secured , the control output to the switching element starts from the state where the duty ratio is low from that point, so the load on the switching element is lightened and the overvoltage is applied. It is possible to gradually discharge the electric charge of the smoothing capacitor and return the terminal voltage to the normal level while preventing the destruction due to the damage.

【００６８】請求項３のインバータ装置によれば、電源
監視手段により前記交流電源の電圧が一定レベル以下に
低下したことが検出されたときにスイッチング素子に対
する制御出力を所定時間だけ停止したり、あるいは制御
出力をデューティ比を低くした状態から開始するので、
瞬時停電などで交流電源の電圧が低下したことに応じて
迅速にインバータ回路のスイッチング素子に対する制御
を前述のように行なうことができ、これによってもスイ
ッチング素子の過電圧破壊を防止して保護を図ることが
できるようになる。According to the third aspect of the inverter device, the control output to the switching element is stopped for a predetermined time when the power supply monitoring means detects that the voltage of the AC power supply has dropped below a certain level, or Since the control output starts from the state where the duty ratio is low,
In response to a drop in the AC power supply voltage due to a momentary power failure, etc., the switching element of the inverter circuit can be quickly controlled as described above, which also prevents overvoltage breakdown of the switching element and protects it. Will be able to.

【００６９】請求項４のインバータ装置によれば、平滑
コンデンサの端子電圧の変化を検出する検出手段を設
け、検出手段により平滑コンデンサの端子電圧が所定レ
ベル以上変化したときに上述の制御を行なうので、瞬時
停電などの短時間の給電停止を迅速に検知してスイッチ
ング素子の制御を行なうことにより過電圧破壊から防止
することができる。According to the fourth aspect of the inverter device, the detecting means for detecting the change in the terminal voltage of the smoothing capacitor is provided, and the above control is performed when the detecting means changes the terminal voltage of the smoothing capacitor by a predetermined level or more. By quickly detecting a power supply stoppage such as an instantaneous power failure and controlling the switching element, overvoltage breakdown can be prevented.

【００７０】請求項５のインバータ装置によれば、電源
監視手段により商用電源の電圧が一定レベル以下に低下
したことが検出されると、制御手段によりその時点から
その商用電源の半周期以内にスイッチング素子に対して
上述の制御を行なうので、瞬時停電などの短時間で復帰
する場合などの平滑コンデンサへの過充電によるスイッ
チング素子の過電圧破壊を防止することができるように
なる。According to the inverter device of the fifth aspect, when the power supply monitoring means detects that the voltage of the commercial power supply has dropped to a certain level or lower, the control means switches within a half cycle of the commercial power supply from that point. Since the above-described control is performed on the element, it is possible to prevent overvoltage breakdown of the switching element due to overcharging of the smoothing capacitor when the device is restored in a short time such as an instantaneous power failure.

【００７１】請求項６のインバータ装置によれば、瞬時
停電などの発生でインバータ回路の制御が停止された後
に、制御手段により、スイッチング素子への制御出力が
開始されると、デューティ比を低い状態から開始して停
止前の制御状態での制御出力まで戻すように制御するの
で、停止前後で変わりない状態でインバータ回路を駆動
させることができ、使用者にとって使い勝手が良くな
る。According to the sixth aspect of the inverter device, when the control output to the switching element is started by the control means after the control of the inverter circuit is stopped due to the occurrence of an instantaneous power failure or the like, the duty ratio becomes low. Since the control is started so as to return to the control output in the control state before the stop, the inverter circuit can be driven in the same state before and after the stop, and the usability is improved for the user.

【００７２】請求項７のインバータ装置によれば、制御
手段により、スイッチング素子への制御出力を低い状態
から開始させる場合でも、表示手段への表示状態を停止
前の状態と同じように保持するので、使用者は、制御状
態が停止前の通常の状態に戻るまでの間、違和感を持つ
ことなく利用することができるようになる。According to the seventh aspect of the inverter device, even when the control means starts the control output to the switching element from a low state, the display state on the display means is maintained in the same manner as the state before the stop. The user can use the control state without feeling uncomfortable until the control state returns to the normal state before the stop.

【００７３】請求項８のインバータ装置によれば、制御
を停止している期間中においても、制御手段により表示
手段に対する表示状態を保持するので、瞬時停電のよう
な場合には表示状態が継続するので、使用者にとっては
停電が発生したことによる表示状態の停止がないので、
違和感を持つことなく使用することができるようにな
る。According to the eighth aspect of the inverter device, since the display state of the display means is maintained by the control means even during the period in which the control is stopped, the display state continues in the case of an instantaneous power failure. Therefore, for the user, there is no stop of the display state due to the occurrence of a power failure,
You will be able to use it without any discomfort.

【００７４】請求項９のインバータ装置によれば、所定
時間以内に給電停止状態が復帰した場合には、制御手段
により、停止前の制御状態を保持するので、例えば、瞬
時停電のような場合にはそのままの制御状態を保持して
インバータ回路を駆動制御することができる。また、請
求項１１のインバータ装置によれば、制御電源が有効な
状態で給電状態が復帰したときには、制御手段により、
停止前の制御状態を保持することができるので、例え
ば、瞬時停電のような場合にはそのままの制御状態を保
持してインバータ回路を駆動制御することができる。そ
して、請求項１２のインバータ装置によれば、簡単な構
成で平滑コンデンサに充電された過剰な充電電荷を放電
させることができるようになる。According to the ninth aspect of the inverter device, when the power supply stop state is restored within the predetermined time, the control means holds the control state before the stop, so that, for example, in the case of an instantaneous power failure. Can hold the control state as it is and drive-control the inverter circuit. According to the eleventh aspect of the present invention, when the power supply state is restored with the control power supply being effective, the control means causes
Since the control state before the stop can be held, for example, in the case of momentary power failure, the inverter circuit can be drive-controlled while holding the control state as it is. Further, according to the inverter device of the twelfth aspect, it becomes possible to discharge the excess charge charged in the smoothing capacitor with a simple configuration.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の第１の実施例を示す電気的構成の概略
図FIG. 1 is a schematic diagram of an electrical configuration showing a first embodiment of the present invention.

【図２】比較回路の電気的構成図FIG. 2 is an electrical configuration diagram of a comparison circuit.

【図３】制御電源の電気的構成図FIG. 3 is an electrical configuration diagram of a control power supply.

【図４】各部の電圧の時間的変化を示す図FIG. 4 is a diagram showing a temporal change in voltage of each part.

【図５】本発明の第２の実施例を示す図１相当図FIG. 5 is a view corresponding to FIG. 1 showing a second embodiment of the present invention.

【図６】図２相当図FIG. 6 is a view corresponding to FIG.

【図７】本発明の第３の実施例を示す図４相当図FIG. 7 is a view corresponding to FIG. 4, showing a third embodiment of the present invention.

【符号の説明】 １はインバータ回路、２は直流電源回路、３は交流電源
回路、４は全波整流回路（整流回路）、５はリアクタ、
６は平滑コンデンサ、７は放電用抵抗（放電手段）、８
は電源プラグ、１１はバリスタ、１３は加熱コイル（共
振コイル）、１４はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１
５はフライホイールダイオード、１６は共振コンデン
サ、１７は制御回路、１８は発振制御回路、１９はタイ
ミング回路、２０は発振回路、２１は出力制御回路、２
２はゲート駆動回路、２３はマイクロコンピュータ（制
御手段）、２６は端子電圧検出回路（検出手段）、２６
ａは検出用コンデンサ、２７は比較回路、２８は表示装
置（表示手段）、２９は制御電源回路である、３０は直
流電圧検出回路（検出手段）、３１は比較回路である。[Description of Reference Signs] 1 is an inverter circuit, 2 is a DC power supply circuit, 3 is an AC power supply circuit, 4 is a full-wave rectification circuit (rectification circuit), 5 is a reactor,
6 is a smoothing capacitor, 7 is a discharging resistor (discharging means), 8
Is a power plug, 11 is a varistor, 13 is a heating coil (resonance coil), 14 is an IGBT (switching element), 1
5 is a flywheel diode, 16 is a resonance capacitor, 17 is a control circuit, 18 is an oscillation control circuit, 19 is a timing circuit, 20 is an oscillation circuit, 21 is an output control circuit, 2
2 is a gate drive circuit, 23 is a microcomputer (control means), 26 is a terminal voltage detection circuit (detection means), 26
Reference numeral a is a detection capacitor, 27 is a comparison circuit, 28 is a display device (display means), 29 is a control power supply circuit, 30 is a DC voltage detection circuit (detection means), and 31 is a comparison circuit.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−327377（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−189191（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−51986（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 ─────────────────────────────────────────────────── --- Continuation of the front page (56) References JP-A-7-327377 (JP, A) JP-A-61-189191 (JP, A) Practical application Sho-62-51986 (JP, U) (58) Field (Int.Cl. ⁷ , DB name) H02M 7/48

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 交流電源を整流回路で整流すると共にリ
アクタおよび平滑コンデンサからなる平滑回路で平滑し
て直流電源を生成する直流電源回路と、 共振コイルとコンデンサからなる共振回路およびスイッ
チング素子ならびにこれに逆並列に接続されるダイオー
ドからなるインバータ回路と、 前記スイッチング素子に対して制御出力を与えて前記共
振回路に共振動作を行わせて前記インバータ回路を駆動
する制御手段と、 前記平滑コンデンサの充電電荷を所定の時定数で放電す
る放電手段とを備え、 前記制御手段は、前記交流電源からの給電状態が瞬時的
に停止されたときには、給電が復帰した時点が前記イン
バータ回路を制御するための制御電源が確保されている
期間中である場合に、その時点から前記平滑コンデンサ
に過剰に充電された電荷を前記放電手段を介して放電す
ることができる時間が経過するまでの間は前記スイッチ
ング素子に対する制御出力を停止するように構成されて
いることを特徴とするインバータ装置。1. A DC power supply circuit for rectifying an AC power supply with a rectifier circuit and smoothing it with a smoothing circuit composed of a reactor and a smoothing capacitor to generate a DC power supply, a resonance circuit composed of a resonance coil and a capacitor, and a switching element, and An inverter circuit formed of diodes connected in anti-parallel, a control unit that gives a control output to the switching element to cause the resonance circuit to perform a resonance operation and drive the inverter circuit, and a charge stored in the smoothing capacitor. And a discharging means for discharging at a predetermined time constant, wherein the control means controls the inverter circuit when the power supply is restored when the power supply state from the AC power supply is momentarily stopped. when the power supply is in the period that is secured, the time or al the smoothing capacitor
Discharges the excessively charged electric charge through the discharging means.
The inverter device until between elapses when it is Rukoto, characterized in that it is configured to stop the control output to the switching element. 【請求項２】 交流電源を整流回路で整流すると共にリ
アクタおよび平滑コンデンサからなる平滑回路で平滑し
て直流電源を生成する直流電源回路と、 共振コイルとコンデンサからなる共振回路およびスイッ
チング素子ならびにこれに逆並列に接続されるダイオー
ドからなるインバータ回路と、 前記スイッチング素子に対して制御出力を与えて前記共
振回路に共振動作を行なわせて前記インバータ回路を駆
動する制御手段とを備え、 前記制御手段は、前記交流電源からの給電状態が瞬時的
に停止されたときには、給電が復帰した時点が前記イン
バータ回路を制御するための制御電源が確保されている
期間中である場合に、その時点から前記スイッチング素
子への制御出力をデューティ比を低くした状態で開始す
るように構成されていることを特徴とするインバータ装
置。2. A DC power supply circuit for rectifying an AC power supply with a rectifier circuit and smoothing it with a smoothing circuit composed of a reactor and a smoothing capacitor to generate a DC power supply, a resonance circuit composed of a resonance coil and a capacitor, and a switching element, and An inverter circuit composed of diodes connected in anti-parallel, and a control means for applying a control output to the switching element to cause the resonance circuit to perform a resonance operation and drive the inverter circuit, wherein the control means is , when the power supply state from the AC power supply is stopped momentarily, it when the power supply is restored the in-
A control power supply for controlling the burner circuit is secured
An inverter device characterized in that, during the period , the control output to the switching element is started from that point in a state in which the duty ratio is low. 【請求項３】 前記交流電源の電圧を監視する電源監視
手段を設け、 前記制御手段は、前記制御動作を、前記交流電源からの
給電状態が瞬時的に停止されたときに行なうことに代え
て、前記電源監視手段により前記交流電源の電圧が一定
レベル以下に低下したことが検出されたときに行なうよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１または２
に記載のインバータ装置。3. A power supply monitoring means for monitoring the voltage of the AC power supply is provided, and the control means performs the control operation when the power supply state from the AC power supply is momentarily stopped. 3. The power supply monitoring means is configured to perform when the voltage of the AC power supply is detected to have dropped to a certain level or lower.
Inverter device according to. 【請求項４】 前記平滑コンデンサの端子電圧の変化を
検出する検出手段を設け、 前記制御手段は、前記制御動作を、前記交流電源からの
給電状態が瞬時的に停止されたときに行なうことに代え
て、前記検出手段により前記平滑コンデンサの端子電圧
が所定レベル以上変化したことが検出されたときに行な
うように構成されていることを特徴とする請求項１また
は２に記載のインバータ装置。4. A detection means for detecting a change in the terminal voltage of the smoothing capacitor is provided, and the control means performs the control operation when the power supply state from the AC power supply is momentarily stopped. Alternatively, the inverter device according to claim 1 or 2, wherein the detecting device is configured to perform it when it is detected that the terminal voltage of the smoothing capacitor has changed by a predetermined level or more. 【請求項５】 前記交流電源として用いる商用電源の電
圧を監視する電源監視手段を設け、 前記制御手段は、前記制御動作を、前記交流電源からの
給電状態が瞬時的に停止されたときに行なうことに代え
て、前記電源監視手段により前記商用電源の電圧が一定
レベル以下に低下したことが検出されるとその時点から
その商用電源の半周期以内に行なうように構成されてい
ることを特徴とする請求項１または２に記載のインバー
タ装置。5. A power supply monitoring means for monitoring the voltage of a commercial power supply used as the AC power supply is provided, and the control means performs the control operation when the power supply state from the AC power supply is momentarily stopped. Alternatively, when it is detected by the power supply monitoring means that the voltage of the commercial power supply has dropped to a certain level or lower, the operation is performed within a half cycle of the commercial power supply from that point. The inverter device according to claim 1 or 2. 【請求項６】 前記制御手段は、前記スイッチング素子
への制御出力を停止した状態から開始したときには、停
止前の状態の制御出力に戻すように制御することを特徴
とする請求項１ないし５のいずれかに記載のインバータ
装置。6. The control means, when starting the control output to the switching element from a stopped state, controls so as to return to the control output in the state before the stop. The inverter device according to any one of claims. 【請求項７】 制御状態を示す表示手段を備え、 前記制御手段は、前記スイッチング素子への制御出力を
デューティ比が低い状態から開始したときに、前記表示
手段に対して停止前の制御出力に相当する表示状態を保
持することを特徴とする請求項６記載のインバータ装
置。7. A display means for indicating a control state is provided, wherein when the control output to the switching element is started from a low duty ratio state, the control means outputs a control output before the stop to the display means. 7. The inverter device according to claim 6, which holds a corresponding display state. 【請求項８】 制御状態を示す表示手段を備え、 前記制御手段は、前記スイッチング素子への制御出力の
停止中においても停止前の制御出力の状態を表示するよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１ないし７
のいずれかに記載のインバータ装置。8. A display means for indicating a control state is provided, and the control means is configured to display a state of the control output before the stop even during the stop of the control output to the switching element. Claims 1 to 7
The inverter device according to any one of 1. 【請求項９】 前記制御手段は、前記電源監視手段によ
る給電停止の検出状態が所定時間以内の場合には停止前
の制御状態を保持し、且つ、所定時間を超えるときには
制御状態をリセットするように構成されていることを特
徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載のインバー
タ装置。9. The control means holds the control state before the stop when the power supply stop detection state by the power supply monitoring means is within a predetermined time, and resets the control state when the predetermined time is exceeded. The inverter device according to any one of claims 1 to 8, wherein the inverter device is configured as described above. 【請求項１０】 前記制御手段は、制御電源が有効な状
態で給電状態が復帰したときには停止前の制御状態を保
持し、それ以降に復帰した場合には制御状態をリセット
するように構成されていることを特徴とする請求項１な
いし９のいずれかに記載のインバータ装置。10. The control means is configured to hold the control state before the stop when the power supply state is restored with the control power supply being valid, and to reset the control state when the power is restored after that. The inverter device according to any one of claims 1 to 9, wherein the inverter device is provided. 【請求項１１】 前記放電手段は、前記平滑コンデンサ
の両端子間に放電素子として接続される抵抗素子である
ことを特徴とする請求項１，３，５または６のいずれか
に記載のインバータ装置。11. The inverter device according to claim 1, wherein the discharging means is a resistance element connected as a discharging element between both terminals of the smoothing capacitor. . 【請求項１２】 前記制御手段は、前記電源監視手段に
より前記交流電源の電圧が所定レベル以上に復帰したこ
とを検出したときには、前記スイッチング素子に対する
制御出力を停止前の状態に復帰させるように構成されて
いることを特徴とする請求項３または５に記載のインバ
ータ装置。12. The control means is configured to, when the power supply monitoring means detects that the voltage of the AC power supply has returned to a predetermined level or higher, return the control output to the switching element to the state before the stop. The inverter device according to claim 3, wherein the inverter device is provided. 【請求項１３】 前記スイッチング素子に対する制御出
力を一定の停止期間だけ停止させる場合に、 前記スイッチング素子に対する制御出力を一定時間だけ
停止させる停止制御回路を設け、 前記制御手段は、前記停止制御回路による前記スイッチ
ング素子に対する制御出力停止の一定時間が経過しても
前記停止期間が終了しないときには、その停止期間が終
了するまでの間はタイマ機能を設けてこれにより停止状
態を保持させるように構成されていることを特徴とする
請求項１ないし１２のいずれかに記載のインバータ装
置。13. A stop control circuit for stopping the control output to the switching element for a fixed time when the control output to the switching element is stopped for a fixed stop period, the control means is configured to operate by the stop control circuit. When the stop period does not end even after a fixed time of stopping the control output to the switching element, a timer function is provided until the end of the stop period, and thereby the stop state is held. The inverter device according to any one of claims 1 to 12, wherein the inverter device is provided.