JP3415597B2 - High frequency power supply - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、高周波電源装置
に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high frequency power supply device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】半導体製造プロセスや表面改質プロセス
では、低温プラズマ発生用の１３．５６〔ＭＨｚ〕高周
波電源が多用されているが、従来の電源装置では真空管
や半導体ディバイスを用いたリニア増幅方式である。一
方、パワーＭＯＳＦＥＴやＳＩＴを用いたスイッチング
方式の高周波電源装置も研究されている。2. Description of the Related Art In a semiconductor manufacturing process and a surface modification process, a 13.56 [MHz] high frequency power supply for low temperature plasma generation is often used. In a conventional power supply device, a linear amplification system using a vacuum tube or a semiconductor device is used. Is. On the other hand, switching type high frequency power supply devices using power MOSFETs and SITs have also been studied.
【０００３】しかしながらこの真空管や半導体ディバイ
スを用いたリニア増幅方式では、原理的に変換効率が低
く、また、真空管方式では寿命が短いなどの問題点があ
った。また、上記スイッチング方式のものは半導体ディ
バイスのスイッチング速度などの制約のため、その動作
周波数は２〜３〔ＭＨｚ〕程度が限界であった。However, the linear amplification system using this vacuum tube or semiconductor device has a problem in principle that the conversion efficiency is low and the vacuum tube system has a short life. Further, the operating frequency of the above switching system is limited to about 2 to 3 [MHz] due to restrictions such as the switching speed of the semiconductor device.
【０００４】高周波電源装置には、電流形インバータを
用いた方が、放電状態の調整は容易であるが、ＭＨｚと
いう高調波領域においてスイッチングを行う高周波電流
形インバータの開発は、実現が困難であった。そこで、
本出願人は、高周波電圧形インバータとイミタンス変換
回路を組合わせることにより、高周波電源を得るインバ
ータ回路方式を研究してきた。It is easier to adjust the discharge state by using a current source inverter for the high frequency power supply device, but it is difficult to develop a high frequency current source inverter that performs switching in the harmonic region of MHz. It was Therefore,
The applicant has studied an inverter circuit system for obtaining a high frequency power source by combining a high frequency voltage type inverter and an immittance conversion circuit.
【０００５】イミタンス変換とは、インピーダンス・ア
ドミタンス変換の略称であり、インバータとイミタンス
変換器（分布定数線路）とを組み合わせ、分布定数線路
長を分布定数線路の伝搬波長の１／４となるように選定
すると、入力側（送電端）から見たインピーダンスが出
力側（受電端）のアドミタンスに比例する関係のことを
いう。即ち、送電端に接続された電圧源は受電端におい
ては電流源に、また送電端に接続された電流源は受電端
において電圧源に変換可能であるということである。The immittance conversion is an abbreviation for impedance admittance conversion, and an inverter and an immittance converter (distributed constant line) are combined so that the length of the distributed constant line becomes 1/4 of the propagation wavelength of the distributed constant line. When selected, it means that the impedance seen from the input side (power transmission end) is proportional to the admittance on the output side (power reception end). That is, the voltage source connected to the power transmission end can be converted into a current source at the power reception end, and the current source connected to the power transmission end can be converted into a voltage source at the power reception end.
【０００６】イミタンス変換器は大きく２つに分類で
き、基本波と高次高調波成分を含めたイミタンス変換が
可能な分布定数形イミタンス変換回路と、基本波のみの
イミタンス変換を行う集中定数形イミタンス変換回路が
ある。分布定数形は線路上に分布するＬＣ成分を利用す
るので、特に高周波用途のイミタンス変換に適し、さら
に高周波成分を選択的にイミタンス変換することによ
り、周波数てい倍作用をも得ることができる。The immittance converter can be roughly classified into two types, a distributed constant type immittance conversion circuit capable of immittance conversion including a fundamental wave and a higher harmonic component, and a lumped constant type immittance circuit performing immittance conversion of only the fundamental wave. There is a conversion circuit. Since the distributed constant type utilizes the LC component distributed on the line, it is particularly suitable for immittance conversion for high frequency applications, and by selectively performing immittance conversion on the high frequency component, it is also possible to obtain frequency multiplication.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】本出願人は、上記のよ
うなイミタンス変換方式の研究開発を継続することによ
り、上記のように分布定数線路長を分布定数線路の伝搬
波長の１／４に選定した場合には、インバータの動作周
波数ｆｉを分布定数線路の伝搬周波数ｆの１／３にする
と、上記動作周波数ｆｉの３次高調波成分がイミタンス
変換され、インバータの動作周波数の３倍の周波数の出
力が得られることを確認した。そこで、本出願人は、こ
のような条件を満足すれば、従来技術の項で述べたよう
な当該技術分野で開発の求められている１３．５６〔Ｍ
Ｈｚ〕の高周波電源が得られるものと考え実施して見た
が、残念ながら、インバータの基本波（動作）周波数ｆ
ｉの成分も出力側に流出してしまうため、インバータの
動作周波数の３倍の周波数の出力を選択的に抽出できな
かった。By continuing the research and development of the immittance conversion system as described above, the present applicant reduces the distributed constant line length to 1/4 of the propagation wavelength of the distributed constant line as described above. When selected, when the operating frequency fi of the inverter is set to 1/3 of the propagation frequency f of the distributed constant line, the third harmonic component of the operating frequency fi is immittance-converted, and the frequency is three times the operating frequency of the inverter. It was confirmed that the output of was obtained. Therefore, if the applicant satisfies such conditions, 13.56 [M] which is required to be developed in the relevant technical field as described in the section of the prior art.
I tried to implement it with the idea that a high frequency power supply of [Hz] can be obtained, but unfortunately, the fundamental wave (operating) frequency f of the inverter is
Since the component of i also flows out to the output side, it is not possible to selectively extract the output having a frequency three times the operating frequency of the inverter.
【０００８】この発明はこれらの点に鑑みて為されたも
のであり、インバータのスイッチング周波数を低く抑え
られるので、ゲート駆動電力やスイッチング損失の低減
が図れ、従来のリニア増幅方式と比較して飛躍的に変換
効率を向上できる高周波電源装置を提供し、上記課題を
解決するものである。The present invention has been made in view of these points. Since the switching frequency of the inverter can be suppressed to a low level, the gate drive power and the switching loss can be reduced, which is a leap compared with the conventional linear amplification system. A high-frequency power supply device capable of effectively improving conversion efficiency is provided to solve the above problems.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】この発明は、送電端側の
電圧形ハーフブリッジインバータ、分布定数線路、及
び、受電端側にＬＣ並列共振回路を含む高周波電源装置
であって、前記分布定数線路は、前記電圧形ハーフブリ
ッジインバータの動作周波数の３次高調波成分のみをイ
ミタンス変換する構成とし、前記分布定数線路の送電端
側のインピーダンスにおいてインバータの動作基本波成
分に対応するインピーダンスが極大となるように、前記
受電端側のＬＣ並列共振回路の特性インピーダンスを設
定して、前記インバータの動作周波数の３倍周波数成分
のみを、イミタンス変換することにより、前記インバー
タから３次高調波成分を抽出して高周波電力を得る、高
周波電源装置とした。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention is a high frequency power supply device including a voltage-type half-bridge inverter on the power transmitting end side, a distributed constant line, and an LC parallel resonant circuit on the power receiving end side, wherein the distributed constant line is provided. Is a configuration in which only the third harmonic component of the operating frequency of the voltage type half-bridge inverter is immittance converted, and the impedance corresponding to the operating fundamental wave component of the inverter becomes maximum in the impedance of the transmitting end side of the distributed constant line. As described above, the characteristic impedance of the LC parallel resonance circuit on the power receiving end side is set and only the triple frequency component of the operating frequency of the inverter is immittance converted to extract the third harmonic component from the inverter. To obtain high frequency power.
【００１０】この発明ではインバータ動作周波数の３次
高調波成分を選択的にイミタンス変換することにより、
例えば、インバータ動作周波数４．５２〔ＭＨｚ〕で３
倍の１３．５６〔ＭＨｚ〕電流源出力乃至擬似電流出力
を得ることができる。According to the present invention, the third harmonic component of the inverter operating frequency is selectively immittance converted,
For example, at an inverter operating frequency of 4.52 [MHz], 3
A double 13.56 [MHz] current source output or pseudo current output can be obtained.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態例】以下この発明の実施の形態例を
図に基づいて説明する。この発明の装置の基本回路構成
を図１に示す。本回路は電圧形ハーフブリッジインバー
タ部、分布定数線路部（１０Ｄ−２Ｖ形同軸ケーブル）
及び負荷回路部（ＬＣ並列共振回路）から構成される。
高速スイッチングを行うため、インバータのスイッチン
グ素子にはパワーＭＯＳＦＥＴ（２ＳＫ１２７６、２５
０Ｖ、２０Ａ）を用いた。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. The basic circuit configuration of the device of the present invention is shown in FIG. This circuit is a voltage type half bridge inverter section, distributed constant line section (10D-2V type coaxial cable)
And a load circuit section (LC parallel resonance circuit).
In order to perform high-speed switching, power MOSFETs (2SK1276, 25
0V, 20A) was used.
【００１２】以下では、まず、この発明の基本回路が、
従来技術の項で述べたイミタンス変換する回路であるこ
とを説明し、次いで、出力が１３．５６〔ＭＨｚ〕の高
周波電源を得るための方法を説明する。図１において、
分布定数線路の線路を無損失であると仮定し、分布定数
線路の送電端及び受電端の電圧と電流をそれぞれＶ1、
Ｉ1、Ｖ2、Ｉ2とすると、送電端と受電端における電圧
と電流との関係は、（１）式のように表すことができ
る。In the following, first, the basic circuit of the present invention is
The circuit for immittance conversion described in the section of the prior art will be described, and then a method for obtaining a high frequency power supply with an output of 13.56 [MHz] will be described. In FIG.
It is assumed that the line of the distributed constant line is lossless, and the voltage and the current at the transmitting end and the receiving end of the distributed constant line are V 1 , respectively.
Assuming I 1 , V 2 , and I 2 , the relationship between the voltage and the current at the power transmission end and the power reception end can be expressed as in equation (1).
【００１３】[0013]
【式１】 [Formula 1]
【００１４】ただし、
Ｚω：分布定数線路の特性インピーダンス
ｊ：虚数単位
β：分布定数線路の位相定数（β＝２πｆ／ｖ＝２π／
λ）
ｖ：分布定数線路の伝搬速度
λ：分布定数線路の伝搬波長
ｆ：分布定数線路の伝搬周波数
ここで、イミタンス変換できるようにするために、線路
長ｘが伝搬波長λの１／４（ｘ＝λ／４）となるように
選定すると、係数βｘは（２）式となるので（１）式は
（３）式で表される。Where Zω: characteristic impedance of distributed constant line j: imaginary unit β: phase constant of distributed constant line (β = 2πf / v = 2π /
λ) v: Propagation velocity of the distributed constant line λ: Propagation wavelength of the distributed constant line f: Propagation frequency of the distributed constant line where the line length x is ¼ of the propagation wavelength λ in order to allow immittance conversion. When selecting so that x = λ / 4), the coefficient βx becomes the equation (2), and therefore the equation (1) is expressed by the equation (3).
【００１５】[0015]
【式２】 [Formula 2]
【００１６】[0016]
【式３】 [Formula 3]
【００１７】（３）式から、送電端の電圧Ｖ1は受電端
の電流Ｉ2に、送電端の電流Ｉ1は受電端の電圧Ｖ2にそ
れぞれ変換され、イミタンス変換されていることがわか
る。また、受電端のインピーダンスＺ2は[0017] From equation (3), the voltage V 1 of the sending end to the current I 2 of the receiving end, the current I 1 of the sending end is respectively converted into the voltage V 2 of the receiving end, it can be seen that the immittance converter . Also, the impedance Z 2 at the receiving end is
【００１８】[0018]
【式４】 [Formula 4]
【００１９】であるから、（３）、（４）式より、イミ
タンス変換作用が得られる周波数の送電端インピーダン
スＺ1は（５）式で表される。Therefore, from the equations (3) and (4), the power transmission end impedance Z 1 at the frequency at which the immittance conversion action is obtained is represented by the equation (5).
【００２０】[0020]
【式５】 [Formula 5]
【００２１】このことは、送電端からみたインピーダン
スＺ1が、受電端のアドミタンスに比例していること、
つまり、上記基本回路がイミタンス変換特性を有してい
ることを示している。This means that the impedance Z 1 seen from the power transmitting end is proportional to the admittance at the power receiving end.
That is, it shows that the basic circuit has immittance conversion characteristics.
【００２２】イミタンス変換可能な分布定数線路の線路
長を求めるには、次のようにして決めればよい。分布定
数線路の伝搬波長λは分布定数線路の伝搬周波数をｆ、
分布定数線路の特性インピーダンスをＺωおよび分布定
数線路の単位長さ当りのキャパシタンスをＣｕとすると
（６）式で表される。The line length of the distributed constant line capable of immittance conversion can be determined as follows. The propagation wavelength λ of the distributed constant line is the propagation frequency of the distributed constant line is f,
When the characteristic impedance of the distributed constant line is Zω and the capacitance per unit length of the distributed constant line is Cu, it is expressed by equation (6).
【００２３】[0023]
【式６】 [Formula 6]
【００２４】したがって、この発明の基本回路では、分
布定数線路の伝搬周波数ｆが１３．５６〔ＭＨｚ〕とな
るようにしており、また、分布定数線路として１０Ｄ−
２Ｖ形の同軸ケーブルを使用しているので、このケーブ
ルの特性インピーダンスＺω、及び、単位長さ当りのキ
ャパシタンスＣｕの各値を導入する。ｆ＝１３．５６×
１０6、Ｚω＝５０〔Ω〕、Ｃｕ＝１０２〔ｐＦ／ｍ〕
を代入し分布定数線路長ｘを求めると以下の（７）式と
なる。Therefore, in the basic circuit of the present invention, the propagation frequency f of the distributed constant line is set to 13.56 [MHz], and 10 D-
Since the 2V type coaxial cable is used, the respective values of the characteristic impedance Zω of this cable and the capacitance Cu per unit length are introduced. f = 13.56 ×
10 6 , Zω = 50 [Ω], Cu = 102 [pF / m]
When the distributed constant line length x is obtained by substituting, the following equation (7) is obtained.
【００２５】[0025]
【式７】 [Formula 7]
【００２６】以上のことから、この発明の基本回路で
は、分布定数線路長を３．６２ｍにすると、イミタンス
変換できるものである。From the above, in the basic circuit of the present invention, immittance conversion can be performed by setting the distributed constant line length to 3.62 m.
【００２７】次に、この発明の基本回路において、受電
端に接続されるＬＣ並列共振回路の特性インピーダンス
を、どのような値に設定してやれば、インバータ出力に
含まれる第３次高調波成分のみを受電端に伝送でき、基
本波を含めた他の成分を除去できるのかについて説明す
る。インバータの出力波形には、基本波と奇数次の高調
波成分が含まれているため、（１）式を一般的なｎ次高
調波成分に対して表現するには、まず（１）式における
係数をβｘからｎβｘに置き換える。次いで、３次高調
波成分を選択的にイミタンス変換するために、ｎ＝３の
時に１／４波長条件が成立するように係数を考慮するとNext, in the basic circuit of the present invention, what value should be set for the characteristic impedance of the LC parallel resonance circuit connected to the power receiving end, and only the third harmonic component contained in the inverter output should be set. It will be explained whether the signal can be transmitted to the power receiving end and other components including the fundamental wave can be removed. Since the output waveform of the inverter contains the fundamental wave and odd-order harmonic components, the expression (1) can be expressed as a general n-th order harmonic component by Replace the coefficients from βx to nβx. Next, in order to selectively perform the immittance conversion of the third harmonic component, considering the coefficient so that the quarter wavelength condition is satisfied when n = 3,
【００２８】[0028]
【式８】 [Formula 8]
【００２９】となる。本式より、ｎ＝３，９，１５，２
１…の次数がイミタンス変換されることになる。しかし
ながら、受電端に３次高調波の周波数を共振周波数とす
るようにＬＣ並列回路を接続しており、また、ｎ＝９以
上においては受電端はほぼ短絡と見なせるので、（５）
式における分母のＺ2がゼロとなり、送電端インピーダ
ンスはほぼ無限大となる。従って、９次以上のイミタン
ス変換される周波数成分の電流はインバータから流れな
いといえる。一方、基本波（ｎ＝１）や５次高調波成分
（ｎ＝５）、その他イミタンス変換されない次数に関し
ては送電端インピーダンスの絶対値は、以下で表され
る。It becomes From this formula, n = 3, 9, 15, 2
The order of 1 ... Is immittance converted. However, since the LC parallel circuit is connected to the power receiving end so that the frequency of the third harmonic is the resonance frequency, and when n = 9 or more, the power receiving end can be regarded as a short circuit, (5)
Z 2 of the denominator in the equation becomes zero, and the impedance at the transmission end becomes almost infinite. Therefore, it can be said that the immittance-converted frequency component currents of the ninth order and higher do not flow from the inverter. On the other hand, regarding the fundamental wave (n = 1), the fifth harmonic component (n = 5), and other orders that are not subjected to immittance conversion, the absolute value of the impedance at the power transmission end is represented as follows.
【００３０】[0030]
【式９】 [Formula 9]
【００３１】そこで、７次以上の電流は、インバータの
内部インピーダンス等によりインバータからほとんど出
力されないと仮定し、５次までの高調波周波数成分を計
算することにした。ここで、インバータの基本周波数を
４．５２［ＭＨｚ］、分布定数線路の特性インピーダン
スＺω＝５０〔Ω〕、受電端のＬＣ並列共振回路Ｚ2(n)
の共振周波数を１３．５６〔ＭＨｚ〕一定として、Ｚ
2(n)の特性インピーダンス（Ｚω2=√Ｌ ／Ｃ ）を変化
させたときの送電端インピーダンス｜Ｚ1(n)｜の計算結
果を図２に示す。Therefore, it is assumed that the seventh and higher currents are hardly output from the inverter due to the internal impedance of the inverter and the like, and the harmonic frequency components up to the fifth order are calculated. Here, the fundamental frequency of the inverter is 4.52 [MHz], the characteristic impedance of the distributed constant line Zω = 50 [Ω], and the LC parallel resonance circuit Z 2 (n) at the power receiving end.
Of the resonance frequency of 13.56 [MHz] constant, Z
FIG. 2 shows the calculation result of the transmission end impedance | Z 1 (n) | when the characteristic impedance (Zω 2 = √L 2 / C 2 ) of 2 (n) was changed.
【００３２】図２より、受電端ＬＣ並列共振回路の特性
インピーダンスＺω2を２３１〔Ω〕（ＬＴ＝２．７１
〔μＨ〕、ＣＴ＝５０．８〔ｐＦ〕）にしてイミタンス
変換すると、送電端インピーダンスのうち基本波インピ
ーダンス｜Ｚ1(１)｜が極大値をとり、５次高調波イン
ピーダンス｜Ｚ1(５)｜は、３次高調波インピーダンス
｜Ｚ1(３)｜の約７０倍となっていることがわかる。こ
のことは、インバータから基本波電流がほとんど流れて
いないこと、５次高調波電流は流れにくいこと、したが
って、３次高調波電流のみが流れて、３次高調波成分の
電力のみが受電端に供給されていることを示している。
つまり、送電端インピーダンスのうち基本波インピーダ
ンスが極大となるように、受電端インピーダンスを設定
して、インバータの動作周波数をイミタンス変換すれ
ば、インバータから３次高調波成分のみが抽出される
が、Ｚω2の小さい領域では、｜Ｚ1(１)｜や｜Ｚ1(５)
｜と、｜Ｚ1(３)｜との差が小さいので、インバータか
らは、基本波成分、３次高調波成分、及び、５次高調波
成分のすべての成分の含まれた電流がインバータから流
れ出してしまう。From FIG. 2, the characteristic impedance Zω 2 of the power receiving end LC parallel resonance circuit is 231 [Ω] (LT = 2.71).
[ΜH], CT = 50.8 [pF]) and immittance conversion, the fundamental wave impedance | Z 1 (1) | has a maximum value among the impedances at the transmission end, and the fifth harmonic impedance | Z 1 (5 ) | Is about 70 times higher than the third harmonic impedance | Z 1 (3) |. This means that there is almost no fundamental current flowing from the inverter, and it is difficult for the fifth harmonic current to flow. Therefore, only the third harmonic current flows and only the power of the third harmonic component flows to the receiving end. It is being supplied.
That is, if the receiving end impedance is set so that the fundamental wave impedance of the transmitting end impedance is maximized and the operating frequency of the inverter is immittance converted, only the third harmonic component is extracted from the inverter. In the small area of 2 , | Z 1 (1) | and | Z 1 (5)
Since the difference between | and | Z 1 (3) | is small, the inverter contains a current containing all the components of the fundamental wave component, the third harmonic component, and the fifth harmonic component. It flows out.
【００３３】上記のことは、次のように言うこともでき
る。すなわち、負荷回路における放電管はＬＣ並列共振
回路に接続されており、放電管の放電前はそのインピー
ダンスが無限大に近いのでＬＣ共振回路に電流が注入さ
れ、高電圧を発生する。一方、放電管が放電すると、そ
のインピーダンスが極めて小さな値に低下するが、この
放電電流はイミタンス変換回路の出力電流源の電流値に
近い値に制限されるので、負荷回路にはほぼ電流源に近
い電源（擬似電流源）から電力が供給されることにな
る。The above can also be said as follows. That is, the discharge tube in the load circuit is connected to the LC parallel resonance circuit, and the impedance thereof is almost infinite before the discharge of the discharge tube, so that a current is injected into the LC resonance circuit to generate a high voltage. On the other hand, when the discharge tube discharges, its impedance drops to an extremely small value, but this discharge current is limited to a value close to the current value of the output current source of the immittance conversion circuit, so the load circuit is almost free from the current source. Electric power will be supplied from a nearby power source (pseudo current source).
【００３４】この発明において得られる交流電源は電流
源となるので、放電管等の非線形負荷に適している。そ
こで、この発明の基本回路における負荷としてネオン管
を接続して実験を行った。インバータ動作周波数は４．
５２〔ＭＨｚ〕とし、Ｖｃ＝１００〔Ｖ〕とした。図３
にネオンランプ放電前の動作波形を示す。図３（ａ）に
送電端の電圧・電流波形を、図３（ｂ）に受電端の電圧
波形をそれぞれ示す。図３（ａ）より、インバータ出力
電圧はインバータ動作周波数の３倍周波数成分であるこ
と、及び、基本波電流はほとんど流れていないことが分
かる。また、このときインピーダンスＺＴ（図１を参
照）は極めて大きな値をもつので、図３（ｂ）に示すよ
うに、放電前は高電圧が発生していることが分かる。Since the AC power source obtained in the present invention serves as a current source, it is suitable for a non-linear load such as a discharge tube. Therefore, an experiment was conducted by connecting a neon tube as a load in the basic circuit of the present invention. The inverter operating frequency is 4.
It was set to 52 [MHz] and Vc = 100 [V]. Figure 3
Shows the operating waveform before the neon lamp discharge. FIG. 3A shows voltage / current waveforms at the power transmission end, and FIG. 3B shows voltage waveforms at the power reception end. From FIG. 3A, it can be seen that the inverter output voltage is a frequency component that is three times the inverter operating frequency, and that the fundamental wave current hardly flows. Further, at this time, the impedance Z T (see FIG. 1) has an extremely large value, and as shown in FIG. 3B, it can be seen that a high voltage is generated before the discharge.
【００３５】図４にランプ放電中の動作波形を示す。図
４（ａ）に送電端の電圧・電流波形を、図４（ｂ）にラ
ンプ端の電圧・電流波形をそれぞれ示す。ランプ点灯中
においてもインバータ出力電流の周波数はインバータ動
作周波数の３次高調波成分であることが分かる。また、
図４（ｂ）より、インピーダンスＺＴが低下するので、
電流源Ｉ2から供給される電流が放電管に安定的に流
れ、また、力率がほぼ１に近いことからインバータ動作
周波数の３次高調波成分（１３．５６〔ＭＨｚ〕）の有
効電力が得られていることが分かる。また、ネオンラン
ブ端の電圧（ｖ2）・電流（ｉZT ）ともに正弦波状と
なっている。上記の実験により、インバータからは３次
高調波成分の電力のみを受電端に供給することにより、
ネオンランプを安定して点灯できることを確認すること
ができた。FIG. 4 shows operation waveforms during lamp discharge. FIG. 4A shows the voltage / current waveform at the power transmission end, and FIG. 4B shows the voltage / current waveform at the lamp end. It can be seen that the frequency of the inverter output current is the third harmonic component of the inverter operating frequency even when the lamp is on. Also,
From FIG. 4 (b), since the impedance Z T decreases,
Since the current supplied from the current source I 2 flows stably in the discharge tube and the power factor is close to 1, the effective power of the third harmonic component (13.56 [MHz]) of the inverter operating frequency is You can see that it has been obtained. Further, both the voltage (v 2 ) and the current (i ZT ) at the neon ramp end are sinusoidal. From the above experiment, by supplying only the power of the third harmonic component from the inverter to the receiving end,
We were able to confirm that the neon lamp could be lit stably.
【００３６】なお、この発明では、インバータ動作周波
数は４．５２ＭＨｚであり、出力周波数１３．５６ＭＨ
ｚの１／３であるので、インバータのスイッチングに伴
う損失とスイッチを駆動するための電力損失が１／３に
低減できる。In the present invention, the inverter operating frequency is 4.52 MHz and the output frequency is 13.56 MH.
Since it is 1/3 of z, the loss due to the switching of the inverter and the power loss for driving the switch can be reduced to 1/3.
【００３７】[0037]
【発明の効果】この発明は、高周波電圧形インバータと
イミタンス変換器とを組合わせたインバータ回路方式
を、請求項１のようにイミタンス変換することにより、
従来方式では、簡単に得ることのできなかった１３．５
６ＭＨｚの高周波電源を開発したものであり、長寿命
で、変換効率も高いものにすることができたという効果
を有する。また、それも、動作周波数が、わずか４．５
２ＭＨｚの上記インバータから、３倍周波数の電流源を
得ることができ、インバータの電力損失を１／３に低減
できるので、装置全体の消費電力も低減できるという効
果も有している。また、インバータのスイッチング周波
数を低く抑えられるので、ゲート駆動電力やスイッチン
グ損失の低減が図れ、従来のリニア増幅方式と比較して
飛躍的に変換効率を向上できる。According to the present invention, an inverter circuit system in which a high frequency voltage type inverter and an immittance converter are combined is immittance converted as described in claim 1.
With the conventional method, 13.5 could not be obtained easily.
A 6 MHz high-frequency power source was developed, and it has the effects of having a long life and high conversion efficiency. It also has an operating frequency of only 4.5.
Since a current source having a triple frequency can be obtained from the inverter of 2 MHz and the power loss of the inverter can be reduced to 1/3, there is also an effect that the power consumption of the entire device can be reduced. Further, since the switching frequency of the inverter can be suppressed low, the gate drive power and the switching loss can be reduced, and the conversion efficiency can be dramatically improved as compared with the conventional linear amplification method.
【図１】この発明の実施の形態例の回路構成を示す概略
図である。FIG. 1 is a schematic diagram showing a circuit configuration of an embodiment of the present invention.
【図２】この発明の実施の形態例の送電端インピーダン
スの計算結果を示すグラフ図である。FIG. 2 is a graph showing the calculation result of the power transmission end impedance according to the embodiment of the present invention.
【図３】この発明の実施の形態例を用いたネオンランプ
の放電前の動作波形を示すグラフ図であり、（ａ）図は
送電端の電圧・電流波形を示し、（ｂ）図はネオンラン
プ端の電圧波形を示すものである。3A and 3B are graphs showing operation waveforms before discharge of a neon lamp using an embodiment of the present invention, FIG. 3A shows voltage / current waveforms at a power transmission end, and FIG. 3B is neon. It shows a voltage waveform at the lamp end.
【図４】この発明の実施の形態例を用いたネオンランプ
の放電中の動作波形を示すグラフ図であり、（ａ）図は
送電端の電圧・電流波形を示し、（ｂ）図はネオンラン
プ端の電圧・電流波形を示すものである。4A and 4B are graphs showing operation waveforms during discharge of a neon lamp using an embodiment of the present invention, FIG. 4A shows voltage / current waveforms at a power transmission end, and FIG. 4B is neon. It shows a voltage / current waveform at the lamp end.
Ｃ コンデンサ Ｄ ダイオード Ｔ トランジスタ Ｌ コイル C capacitor D diode T transistor L coil
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 美知夫 東京都港区芝浦４丁目８番33号 株式会 社関電工内 (56)参考文献 特開2000−341972（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−91254（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−308876（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−178225（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H05B 41/24 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (72) Inventor Michio Ito 4-83-3 Shibaura, Minato-ku, Tokyo Kandenko Co., Ltd. (56) References JP 2000-341972 (JP, A) JP Heihei 10-91254 (JP, A) JP-A-11-308876 (JP, A) JP-A-10-178225 (JP, A) (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB name) H02M 7/48 H05B 41/24
Claims (2)
ータ、分布定数線路、及び、受電端側にＬＣ並列共振回
路を含む高周波電源装置であって、前記分布定数線路
は、前記電圧形ハーフブリッジインバータの動作周波数
の３次高調波成分のみをイミタンス変換する構成とし、
前記分布定数線路の送電端側のインピーダンスにおいて
インバータの動作基本波成分に対応するインピーダンス
が極大となるように、前記受電端側のＬＣ並列共振回路
の特性インピーダンスを設定して、前記インバータの動
作周波数の３倍周波数成分のみを、イミタンス変換する
ことにより、前記インバータから３次高調波成分を抽出
して高周波電力を得ること、を特徴とする、高周波電源
装置。1. A high-frequency power supply device including a voltage-type half-bridge inverter, a distributed constant line on the power transmission end side, and an LC parallel resonant circuit on the power-reception end side, wherein the distributed constant line is the voltage-type half-bridge inverter. The configuration is such that only the third harmonic component of the operating frequency of is immittance converted,
The characteristic impedance of the LC parallel resonant circuit on the power receiving end side is set so that the impedance corresponding to the operating fundamental wave component of the inverter becomes maximum in the impedance on the power transmitting end side of the distributed constant line, and the operating frequency of the inverter is set. The high-frequency power supply device is characterized in that the third harmonic component is extracted from the inverter to obtain high-frequency power by immittance conversion of only the triple frequency component of the above.
ＭＨｚであり、前記イミタンス変換により得られた周波
数が１３．５６ＭＨｚの電流出力乃至擬似電流出力であ
ることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電源装
置。2. The operating frequency of the inverter is 4.52.
The high frequency power supply device according to claim 1, wherein the high frequency power supply device has a frequency of MHz and a frequency obtained by the immittance conversion is a current output or a pseudo current output of 13.56 MHz.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2001071708A JP3415597B2 (en) | 2001-03-14 | 2001-03-14 | High frequency power supply |
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| Publication Number | Publication Date |
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| JP2002272123A JP2002272123A (en) | 2002-09-20 |
| JP3415597B2 true JP3415597B2 (en) | 2003-06-09 |
Family
ID=18929397
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001071708A Expired - Fee Related JP3415597B2 (en) | 2001-03-14 | 2001-03-14 | High frequency power supply |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3415597B2 (en) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5607385B2 (en) * | 2010-02-25 | 2014-10-15 | コーセル株式会社 | Resonant switching power supply |
| JP5727561B2 (en) | 2013-08-29 | 2015-06-03 | 住友電気工業株式会社 | Transformer |
| JP6144709B2 (en) * | 2015-03-05 | 2017-06-07 | 住友電気工業株式会社 | Transformer |
-
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