JP3403555B2 - Charging device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、電子式複写機など
に用いられるフラッシュランプ発光用のコンデンサを充
電するフラッシュ用電源装置等に好適なスイッチング電
源装置およびその制御方法に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply device suitable for a flash power supply device for charging a flash lamp light emitting capacitor used in an electronic copying machine or the like, and a control method thereof.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図１２に、フラッシュランプにエネルギ
を供給するコンデンサを充電する電源装置の一例を示し
てある。この充電装置１０は、スイッチング方式等を用
いて交流出力の制御が可能な電源部１１と、電源部１１
の交流出力を変圧するトランス１２と、変圧された交流
を整流する整流回路１３を備えており、整流回路１３の
出力側には、さらに、平滑回路１４と平滑コンデンサ１
５が設けられている。電源部１１の出力は、出力端子Ｏ
₁ の電圧と、整流回路１３の出力電流を検出抵抗１６を
介して制御部１７によって検出制御されている。この充
電装置１０の出力端子Ｏ₁ 、Ｏ₂ にコンデンサ２が接続
され、さらに、このコンデンサ２にＸｅ等のフラッシュ
ランプ３が接続される。充電装置１０によって、コンデ
ンサ２が定電流で規定電圧まで充電されると、トリガー
回路４によってトリガーがかかり、フラッシュランプ３
がコンデンサ２からのエネルギーを受けて発光する。2. Description of the Related Art FIG. 12 shows an example of a power supply device for charging a capacitor for supplying energy to a flash lamp. The charging device 10 includes a power supply unit 11 capable of controlling an AC output using a switching method and the like, and a power supply unit 11
The transformer 12 is provided with a transformer 12 for transforming the AC output and the rectifying circuit 13 for rectifying the transformed AC. The smoothing circuit 14 and the smoothing capacitor 1 are further provided on the output side of the rectifying circuit 13.
5 are provided. The output of the power supply unit 11 is output terminal O
The voltage of ₁ and the output current of the rectifier circuit 13 are detected and controlled by the control unit 17 via the detection resistor 16. A capacitor 2 is connected to the output terminals O ₁ and O ₂ of the charging device 10, and a flash lamp 3 such as Xe is connected to the capacitor 2. When the charging device 10 charges the capacitor 2 with a constant current to a specified voltage, the trigger circuit 4 triggers the flash lamp 3
Receives energy from the capacitor 2 and emits light.

【０００３】図１３に、コンデンサ２の充電電圧および
電流の変化を示してある。時刻ｔ１に充電が開始される
と、充電装置１０から一定の電流Ｉ₀ がコンデンサ２に
供給される。そして、時刻ｔ１から時間Ｔ₀ 後の時刻ｔ
２に、コンデンサ２が規定の電圧Ｖ₀ に達すると充電が
完了し、その後、時刻ｔ３にトリガーがかかると、フラ
ッシュランプが発光しコンデンサ２は放電される。時刻
ｔ４にコンデンサ２の電圧は０に戻るので、時刻ｔ１と
同様の方法で再充電が行われる。FIG. 13 shows changes in the charging voltage and current of the capacitor 2. When charging is started at time t1, a constant current I ₀ is supplied from the charging device 10 to the capacitor 2. Then, at time t ₀ after time t ₁ after time t 1.
2, the charging is completed when the capacitor 2 reaches the specified voltage V ₀ , and when the trigger is applied at time t3 thereafter, the flash lamp emits light and the capacitor 2 is discharged. Since the voltage of the capacitor 2 returns to 0 at time t4, recharging is performed in the same manner as at time t1.

【０００４】このような充電装置１０において、電流値
Ｉ₀ が一定となる条件で充電が行われるので、充電装置
１０の出力電圧は時間に比例して増大する。すなわち、
コンデンサ２の充電初期である時刻ｔ１近傍では、電圧
が低いので充電装置１０の出力電力は小さいが、充電が
完了する時刻ｔ２近傍では電圧が高くなるので出力電力
が大きくなる。従って、充電が完了する直前の出力電力
が最大となる。Since the charging device 10 is charged under the condition that the current value I ₀ is constant, the output voltage of the charging device 10 increases in proportion to time. That is,
The output power of the charging device 10 is small near the time t1 which is the initial charging of the capacitor 2 because the voltage is low, but the output power increases because the voltage is high near the time t2 when the charging is completed. Therefore, the output power immediately before the completion of charging is maximized.

【０００５】[0005]

【発明が解決しようとする課題】従って、この充電装置
では充電の完了する直前の出力が最大出力電力であり、
この最大出力電力に見合った規格で装置の電源部、整流
回路、その他の回路を設計し、さらに、その規格に適合
した素子等を選択する必要がある。このため、充電途上
において電源装置から供給される電力を考慮すると、電
源装置が大型で高価格なものとなる。コンデンサの充電
等に用いられるこのような電源装置は、安価で小型なも
のが望まれている。しかしながら、従来の電源装置では
そのような要望に答えるのは困難である。そこで、本発
明においては、コンデンサ等へ充電する際の電力を平均
化できる電源装置を実現することによって、小型で安価
な電源装置を提供することを目的としている。さらに、
本発明においては、出力側に抵抗やスイッチなどの損失
の発生し易い素子等を用いることなく出力電力の平均化
できるようにし、簡易な構成で、損失の少ない電源装置
を提供することを目的としている。Therefore, in this charging device, the output just before the completion of charging is the maximum output power,
It is necessary to design the power supply section of the device, the rectifying circuit, and other circuits according to the standard corresponding to the maximum output power, and further select the element and the like conforming to the standard. Therefore, in consideration of the electric power supplied from the power supply device during charging, the power supply device becomes large and expensive. Such a power supply device used for charging a capacitor and the like is desired to be inexpensive and small. However, it is difficult for the conventional power supply device to meet such a demand. Therefore, an object of the present invention is to provide a small-sized and inexpensive power supply device by realizing a power supply device capable of averaging the electric power when charging a capacitor or the like. further,
In the present invention, the output power can be averaged without using a loss-prone element such as a resistor or a switch on the output side, and it is an object to provide a power supply device with a simple configuration and a small loss. There is.

【０００６】[0006]

【課題を解決するための手段】本発明では、パルス幅制
御（ＰＷＭ）など行う制御部から供給される制御パルス
に基づいて電力制御が可能なスイッチング電源におい
て、制御パルスの位相差を変更可能としている。そし
て、位相差を変更することによって出力電圧と出力電流
を制御し、充電の途中で低電圧−高電流の状態から高電
圧−低電流の状態に変更し、充電中の電力の平均化を図
ると共に、充電時間を短縮できるようにしている。According to the present invention, in a switching power supply capable of power control based on a control pulse supplied from a control unit for performing pulse width control (PWM) or the like, a phase difference between control pulses can be changed. There is. Then, the output voltage and output current are controlled by changing the phase difference, and the state of low voltage-high current is changed to the state of high voltage-low current in the middle of charging, aiming to average the electric power during charging. At the same time, the charging time can be shortened.

【０００７】すなわち、本発明の充電装置は、第１およ
び第２の制御パルスにそれぞれ基き交流を出力する第１
および第２の電源部と、これら第１および第２の電源部
の出力トランスに接続され全波整流を行った直流を出力
する第１および第２の整流部とを備えており、これら第
１および第２の整流部の出力を並列に接続し、また、第
１および第２の電源部の出力トランスの一方の２次巻線
の一方の側を他方の出力トランスの２次巻線の一方の側
に接続するようにしている。さらに、第１および第２の
制御パルスは制御部によって位相差を変更できるように
している。このような本発明の充電装置においては、第
１および第２の制御パルスの位相差を制御することによ
って第１および第２の電源部の出力トランスの接続され
た側を同位相にでき、この場合、第１および第２の整流
部の各々からは同一電圧の出力が得られる。その結果、
電源装置からは第１および第２の整流部を並列に接続し
た電圧および電流が得られる。これに対し、第１および
第２の制御パルスを制御することによって第１および第
２の電源部の出力トランスの接続された側を逆位相にも
でき、この場合、第１および第２の整流部の入力側は直
列に接続された状態となる。従って、同位相の場合と比
較し、本発明の充電装置の出力電圧はほぼ倍となり、電
流はほぼ半分となる。さらに、第１および第２の制御パ
ルスの位相差を連続的に変化させることによって、これ
らの中間的な出力電圧および電流を得ることができる。
このように、本発明の充電装置は、制御パルス同士の位
相差を制御することによって出力電圧および電流の値を
自由に制御できる。That is, the charging device of the present invention has the first and second alternating current outputs based on the first and second control pulses, respectively.
And a second power supply section, and first and second rectification sections that are connected to the output transformers of the first and second power supply sections and output a direct-current subjected to full-wave rectification. And the outputs of the second rectification section are connected in parallel, and one side of one secondary winding of the output transformer of the first and second power supply sections is connected to one side of the secondary winding of the other output transformer. I am trying to connect to the side. Furthermore, the phase difference between the first and second control pulses can be changed by the control unit. In such a charging device of the present invention, by controlling the phase difference between the first and second control pulses, the connected sides of the output transformers of the first and second power supply units can have the same phase. In this case, the same voltage output is obtained from each of the first and second rectifying units. as a result,
A voltage and current obtained by connecting the first and second rectifying units in parallel are obtained from the power supply device. On the other hand, by controlling the first and second control pulses, the connected sides of the output transformers of the first and second power supply sections can be made to have opposite phases. In this case, the first and second rectification The input side of the unit is connected in series. Therefore, as compared with the case of the same phase, the output voltage of the charging device of the present invention is almost doubled and the current is almost halved. Further, by continuously changing the phase difference between the first and second control pulses, these intermediate output voltages and currents can be obtained.
As described above, the charging device of the present invention can freely control the values of the output voltage and the current by controlling the phase difference between the control pulses.

【０００８】本発明の充電装置は、フラッシュ発光用の
コンデンサを充電するのに好適であり、充電を開始した
初期は第１および第２の電源部の出力トランスの接続さ
れた側が同位相となるように制御する。これによってコ
ンデンサに対し低電圧で高電流の電力を供給できる。一
方、電圧が高くなる充電後期は第１および第２の入力ト
ランスの接続された側が逆位相となるように制御する。
これによってコンデンサに対し高電圧で低電流の電力を
出力できる。従って、本発明の充電装置は充電する間の
出力電力を平均化できるので、最大出力電力を低減で
き、充電装置の小型化および低価格化を図ることができ
る。逆に、最大出力電力を同じとすれば、充電する間の
出力電力を増加できるので、充電を短時間で完了可能と
なる。さらに、インピーダンス素子やスイッチなどの複
雑化し損失の発生し易い回路を整流の出力側に設けずに
出力電力の平均化を図ることが可能となっており、電源
部の負荷をさらに低減し、いっそう小型で安価な充電装
置を提供できる。The charging device of the present invention is suitable for charging a capacitor for flash light emission, and at the initial stage of charging, the connected sides of the output transformers of the first and second power supply sections are in phase. To control. As a result, low voltage and high current power can be supplied to the capacitor. On the other hand, in the latter stage of charging when the voltage becomes high, the connected sides of the first and second input transformers are controlled to have opposite phases.
As a result, high voltage and low current power can be output to the capacitor. Therefore, since the charging device of the present invention can average the output power during charging, the maximum output power can be reduced, and the charging device can be downsized and the cost can be reduced. On the contrary, if the maximum output power is the same, the output power during charging can be increased, so that the charging can be completed in a short time. Furthermore, it is possible to average the output power without providing a complicated and loss-prone circuit such as an impedance element or a switch on the output side of the rectifier, further reducing the load on the power supply unit, and A compact and inexpensive charging device can be provided.

【０００９】第１および第２の制御パルスの位相差を変
えるタイミングは、充電開始から所定の時間経過後であ
っても良く、また、所定の充電電圧に達した後であって
も良い。The timing of changing the phase difference between the first and second control pulses may be after a lapse of a predetermined time from the start of charging or after reaching a predetermined charging voltage.

【００１０】[0010]

【発明の実施の形態】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

〔実施例１〕図１に、本発明の実施例に係る電源装置１
０を示してある。本例の電源装置１０は、第１および第
２のスイッチングレギュレータ部２０ａおよび２０ｂを
備えており、それぞれのスイッチングレギュレータ部２
０ａおよび２０ｂは、１次側となる第１および第２のイ
ンバータ部３０ａおよび３０ｂ、第１および第２の出力
トランス１２ａおよび１２ｂ、その２次側となり全波整
流を行う第１および第２の整流部１３ａおよび１３ｂを
備えている。これらの整流部１３ａおよび１３ｂの出力
端２１ａおよび２１ｂ、さらに２２ａおよび２２ｂはそ
れぞれ接続されており、整流部１３の出力側は電源装置
１０の出力端Ｏ₁ およびＯ₂ に対し並列に接続されてい
る。一方、第１および第２の整流部１３ａおよび１３ｂ
の入力側である第１および第２の出力トランスの各々の
極２３ａおよび２４ａ、２３ｂおよび２４ｂについて
は、第１の出力トランス１２ａの一方の出力端２４ａと
第２の出力トランス１２ｂの一方の出力端２４ｂが接続
されている。さらに、並列に接続されたこれらの整流部
１３ａおよび１３ｂの出力側と電源装置１０の出力端Ｏ
₁ およびＯ₂ の間にはコイル１４および平滑コンデンサ
１５からなる平滑回路が設けられている。この電源装置
１０の出力端子Ｏ₁ 、Ｏ₂ にはコンデンサ２が接続さ
れ、このコンデンサ２に接続されたＸｅ等のフラッシュ
ランプ３がトリガー回路４によってトリガーがかかり、
発光する。[Embodiment 1] FIG. 1 shows a power supply device 1 according to an embodiment of the present invention.
0 is shown. The power supply device 10 of this example includes first and second switching regulator units 20a and 20b.
0a and 20b are the first and second inverter units 30a and 30b on the primary side, the first and second output transformers 12a and 12b, and the first and second inverter units 12a and 12b on the secondary side for full-wave rectification. The rectification | straightening part 13a and 13b are provided. The output terminals 21a and 21b of the rectifiers 13a and 13b, and further 22a and 22b are respectively connected, and the output side of the rectifier 13 is connected in parallel to the output terminals O ₁ and O ₂ of the power supply device 10. There is. On the other hand, the first and second rectification units 13a and 13b
For the poles 23a and 24a, 23b and 24b of the first and second output transformers, which are the input side of the output terminal 24a, one output end 24a of the first output transformer 12a and one output of the second output transformer 12b, respectively. The end 24b is connected. Further, the output sides of the rectifying parts 13a and 13b connected in parallel and the output end O of the power supply device 10 are connected.
_A smoothing circuit including a coil 14 and a smoothing capacitor 15 is provided between ₁ and O ₂ . A capacitor 2 is connected to the output terminals O ₁ and O ₂ of the power supply device 10, and a flash lamp 3 such as Xe connected to the capacitor 2 is triggered by a trigger circuit 4,
It emits light.

【００１１】本例の第１および第２のインバータ部３０
ａおよび３０ｂはプッシュ・プル方式が採用されてお
り、それぞれのインバータ部３０ａおよび３０ｂは出力
トランスの一次側を駆動する２つのスイッチングトラン
ジスタ３１ａおよび３１ｂ、３２ａおよび３２ｂを備え
ている。これらのスイッチングトランジスタを駆動する
制御パルスはＰＷＭ制御部４０から供給されており、第
１のインバータ部３０ａにはＰＷＭ制御部４０の出力が
第１の制御パルス４１ａおよび４１ｂとして供給され、
第２のインバータ部３０ｂにはセレクタ回路５５を経た
第２の制御パルス４２ａおよび４２ｂとして供給されて
いる。このセレクタ回路５５においては、位相制御部５
０から供給されるセレクト信号ＳＴによって、第１の制
御パルス４１ａおよび４１ｂのいずれか一方が第２の制
御パルス４２ａとして選択され、他方が第２の制御パル
ス４２ｂとして選択される。また、位相制御部５０に
は、電源装置１０の出力電圧および、または出力電流が
フィードバックされており、これらの値に応じて同期信
号ＳＮとフィードバック入力信号ＦＩをＰＷＭ制御部４
０に対し出力する。The first and second inverter sections 30 of this example
The push-pull method is adopted for a and 30b, and each inverter section 30a and 30b includes two switching transistors 31a and 31b, 32a and 32b for driving the primary side of the output transformer. The control pulse for driving these switching transistors is supplied from the PWM control unit 40, and the output of the PWM control unit 40 is supplied to the first inverter unit 30a as the first control pulses 41a and 41b.
The second inverter section 30b is supplied with the second control pulses 42a and 42b that have passed through the selector circuit 55. In the selector circuit 55, the phase controller 5
By the select signal ST supplied from 0, one of the first control pulses 41a and 41b is selected as the second control pulse 42a, and the other is selected as the second control pulse 42b. Further, the output voltage and / or the output current of the power supply device 10 are fed back to the phase control unit 50, and the synchronization signal SN and the feedback input signal FI are supplied to the PWM control unit 4 according to these values.
Output to 0.

【００１２】図２に、ＰＷＭ制御部４０の一例を示して
ある。また、図３に、ＰＷＭ制御部４０の内部信号およ
び出力信号の波形を示してある。ＰＷＭ制御部４０は、
位相制御部５０から供給された同期信号ＳＮに基づいて
鋸波状のパルスを出力する発振回路４５と、この発振回
路４５の出力パルスと位相制御部５０から供給されたフ
ィードバック入力信号ＦＩのレベルに基づいてＰＷＭ制
御パルスを出力するＰＷＭ変調器４６を備えている。Ｐ
ＷＭ変調器４６の出力はそれぞれドライブ回路４７ａお
よび４７ｂによって増幅され本例では第１の制御パルス
４１ａおよび４１ｂとして出力される。図３に示してあ
るように、同期信号ＳＮによって制御パルス４１ａおよ
び４１ｂの周期が制御され、フィードバック入力信号Ｆ
Ｉのレベルによって制御パルス４１ａおよび４１ｂのパ
ルス幅が制御される。図３に示した例は、負荷がほぼ５
０％のものである。第２の制御パルス４２ａおよび４２
ｂは、セレクタ回路５５によって第１の制御パルス４１
ａおよび４１ｂから選択される。FIG. 2 shows an example of the PWM control section 40. Further, FIG. 3 shows waveforms of the internal signal and the output signal of the PWM control unit 40. The PWM control unit 40 is
Based on the oscillation circuit 45 that outputs a sawtooth-shaped pulse based on the synchronization signal SN supplied from the phase control unit 50, and the level of the output pulse of this oscillation circuit 45 and the feedback input signal FI supplied from the phase control unit 50. A PWM modulator 46 that outputs a PWM control pulse is provided. P
The outputs of the WM modulator 46 are amplified by the drive circuits 47a and 47b, respectively, and output as the first control pulses 41a and 41b in this example. As shown in FIG. 3, the period of the control pulses 41a and 41b is controlled by the synchronization signal SN, and the feedback input signal F
The pulse width of the control pulses 41a and 41b is controlled by the level of I. In the example shown in FIG. 3, the load is almost 5
It is 0%. Second control pulses 42a and 42
b is the first control pulse 41 by the selector circuit 55.
a and 41b.

【００１３】図４にセレクタ回路５５に用いられるセレ
クタ５６の構成の一例を示してある。本例のセレクタ回
路５５は、図４に示すレセクタ５６を２つ備えており、
それぞれに対し第１の制御パルス４１ａおよび４１ｂが
逆の順番で接続されている。FIG. 4 shows an example of the configuration of the selector 56 used in the selector circuit 55. The selector circuit 55 of this example includes two resectors 56 shown in FIG.
The first control pulses 41a and 41b are connected to each in the reverse order.

【００１４】従って、セレクト信号ＳＴのレベルの高低
によって第２の制御パルス４２ａとして第１の制御パル
ス４１ａおよび４１ｂのいずれか一方が選択され、第２
の制御パルス４２ｂとして他方が選択される。例えば、
図３に示すように、セレクト信号ＳＴが高レベルである
と第１の制御パルス４１ａおよび４１ｂと同位相の第２
の制御パルス４２ａおよび４２ｂが出力され、時刻ｔ１
０にセレクト信号ＳＴが低レベルとなると第１の制御パ
ルス４１ａおよび４１ｂと逆位相の第２の制御パルス４
２ａおよび４２ｂが出力される。Therefore, one of the first control pulses 41a and 41b is selected as the second control pulse 42a depending on the level of the select signal ST, and the second control pulse 42a is selected.
The other is selected as the control pulse 42b. For example,
As shown in FIG. 3, when the select signal ST is at a high level, the second control signal 41a and 41b has the same phase as the second control pulses 41a and 41b.
Control pulses 42a and 42b are output at time t1.
When the select signal ST goes low to 0, the second control pulse 4 having a phase opposite to that of the first control pulses 41a and 41b is generated.
2a and 42b are output.

【００１５】図５および図６に基づき本例の電源装置１
０の動作を説明する。なお、以下においては、本例の電
源装置１０を構成する第１および第２のスイッチングレ
ギュレータ部２０ａおよび２０ｂは略同じ電圧Ｖ₁ およ
び定電流Ｉ₁ を供給できるものとして説明する。また、
ＰＷＭ制御部４０はほぼ１００％負荷で制御されている
場合を示してある。A power supply device 1 of the present example based on FIGS. 5 and 6.
The operation of 0 will be described. In the following description, it is assumed that the first and second switching regulator units 20a and 20b that constitute the power supply device 10 of this example can supply substantially the same voltage V ₁ and constant current I ₁ . Also,
The PWM control unit 40 is shown as being controlled by a load of almost 100%.

【００１６】まず、時刻ｔ１１にコンデンサ２への充電
を開始し、この開始された時点ではセレクト信号ＳＴは
高レベルとしてある。従って、図５に示したように第１
および第２のインバータ部３０ａおよび３０ｂに供給さ
れる第１の制御パルス４１ａおよび４１ｂと、第２の制
御パルス４２ａおよび４２ｂは同位相である。このた
め、第１および第２の出力トランス１２ａおよび１２ｂ
の接続された側２４ａと２４ｂには同じ位相の交流が発
生する。この結果、第１および第２の整流部１３ａおよ
び１３ｂの入力側は並列に接続された状態となり、それ
ぞれに供給された同位相の交流入力が第１および第２の
整流部１３ａおよび１３ｂによって全波整流され、電源
装置１０の出力端Ｏ₁ およびＯ₂ からは各々のスイッチ
ングレギュレータ２０ａおよび２０ｂの定格の２倍の電
流Ｉ₂ が出力される。First, at time t11, charging of the capacitor 2 is started, and the select signal ST is at a high level at the time when the charging is started. Therefore, as shown in FIG.
The first control pulses 41a and 41b supplied to the second inverter units 30a and 30b and the second control pulses 42a and 42b have the same phase. Therefore, the first and second output transformers 12a and 12b
Alternating currents of the same phase are generated on the connected sides 24a and 24b. As a result, the input sides of the first and second rectifying sections 13a and 13b are connected in parallel, and the AC input of the same phase supplied to each is completely supplied by the first and second rectifying sections 13a and 13b. Wave rectification is performed, and a current I _{2 that} is twice the rating of each switching regulator 20a and 20b is output from the output terminals O ₁ and O _{2 of the} power supply device 10.

【００１７】図６において、時刻ｔ１２に位相制御部５
０によって電源装置１０の出力電圧がＶ₁ に達したこと
が検出されると、セレクト信号ＳＴが低レベルになる。
これによって、図５に示したよう第１の制御パルス４１
ａおよび４１ｂと、第２の制御パルス４２ａおよび４２
ｂが逆位相になる。従って、第１および第２の出力トラ
ンス１２ａおよび１２ｂの接続された側２４ａと２４ｂ
には逆位相の交流が発生する。接続されている出力トラ
ンスの極２４ａと２４ｂは同電位となるので、第１およ
び第２の整流部１３ａおよび１３ｂの入力側は直列に接
続された状態となる。従って、第１の整流部１３ａの入
力側２３ａと第２の整流部１３ｂの入力側２３ｂに２倍
の交流電圧が印加される。このため、例えば、出力端２
３ａ、出力端２４ａ間において、出力端２３ａ側がプラ
ス、また同様に出力端２３ｂ、出力端２４ｂの間におい
て、出力端２４ｂ側がプラスを発生している場合は、出
力端２３ａおよび２３ｂの間に各スイッチングレギュレ
ータ部の発生する２倍の電圧が発生しており、このとき
の出力電流経路は、第１のトランスの非接続側２３ａ、
第１の整流部１３ａの出力側２１ａ、電源装置の出力端
子Ｏ₁ 、出力端子Ｏ₂ 、第２の整流部１３ｂの出力側２
２ｂ、第２のトランスの非接続側２３ｂとなる。従っ
て、電源装置１０の出力端Ｏ₁ およびＯ₂ からは第１お
よび第２のスイッチングレギュレータ部２０ａおよび２
０ｂの定格と同じ定電流Ｉ₁ が供給され、それぞれのス
イッチングレギュレータ部の定格電圧Ｖ₁ の２倍の電圧
Ｖ₂ まで昇圧することが可能となる。In FIG. 6, the phase control unit 5 operates at time t12.
When it is detected by 0 that the output voltage of the power supply device 10 has reached V ₁ , the select signal ST becomes low level.
As a result, the first control pulse 41 shown in FIG.
a and 41b and the second control pulses 42a and 42a
b becomes the opposite phase. Thus, the connected sides 24a and 24b of the first and second output transformers 12a and 12b.
AC of opposite phase occurs. Since the poles 24a and 24b of the connected output transformers have the same potential, the input sides of the first and second rectifying units 13a and 13b are connected in series. Therefore, double AC voltage is applied to the input side 23a of the first rectifying section 13a and the input side 23b of the second rectifying section 13b. Therefore, for example, the output terminal 2
3a and the output end 24a, the output end 23a side is positive, and similarly between the output end 23b and the output end 24b, when the output end 24b side is positive, between the output ends 23a and 23b. The double voltage generated by the switching regulator section is generated, and the output current path at this time is the non-connection side 23a of the first transformer,
The output side 21a of the first rectification unit 13a, the output terminal O ₁ of the power supply device, the output terminal O ₂ , the output side 2 of the second rectification unit 13b.
2b, the non-connection side 23b of the second transformer. Therefore, from the output terminals O ₁ and O _{2 of} the power supply device 10, the first and second switching regulator units 20 a and 2 are connected.
The constant current I ₁ that is the same as the rating of 0b is supplied, and it becomes possible to boost the voltage to V ₂ which is twice the rated voltage V ₁ of each switching regulator.

【００１８】なお、制御パルスの位相をシフトするタイ
ミングは、上記のように電圧を監視して決定する代わり
に、所定の時間の経過を待って、すなわち、時刻ｔ１２
に達した時点で行ってももちろん良い。The timing for shifting the phase of the control pulse is determined by waiting a predetermined time, that is, at time t12, instead of monitoring and determining the voltage as described above.
Of course, you can go as soon as you reach.

【００１９】図６において、充電が開始された時刻ｔ１
１からＴ₀ 時間後の時刻ｔ１３にコンデンサ２が規定の
電圧Ｖ₂ まで充電されると、充電は完了し、時刻ｔ１４
にトリガーがかかり、フラッシュランプ３が発光する。
これによって、コンデンサ２は放電されるので、時刻ｔ
１５には充電電圧は０に戻り、この時点から時刻ｔ１１
と同様に充電が開始される。すなわち、時刻ｔ１５で
は、時刻ｔ１１と同様に同位相の第１の制御パルス４１
および第２の制御パルス４２がそれぞれのインバータ部
３０ａおよび３０ｂに供給される。In FIG. 6, time t1 when charging is started
When the capacitor 2 is charged to the specified voltage V ₂ at time t13, which is T ₀ time after 1 to 1, charging is completed and time t14 is reached.
Is triggered and the flash lamp 3 emits light.
As a result, the capacitor 2 is discharged, so that the time t
At 15, the charging voltage returns to 0, and from this point in time t11
Charging is started in the same manner as. That is, at time t15, the first control pulse 41 having the same phase as at time t11 is generated.
And the second control pulse 42 is supplied to the respective inverter units 30a and 30b.

【００２０】このように、本例の電源装置１０において
は、充電初期には、低い電圧Ｖ₁ 下で大電流Ｉ₂ をコン
デンサ２に供給できる。逆に、充電後期には、高い電圧
Ｖ₂下で低電流Ｉ₁ を供給できる。従って、電源装置１
０からの出力電力、すなわち、電圧×電流を平均化する
ことが可能である。As described above, in the power supply device 10 of this embodiment, the large current I ₂ can be supplied to the capacitor 2 under the low voltage V _{1 at the} initial stage of charging. On the contrary, in the latter stage of charging, the low current I ₁ can be supplied under the high voltage V ₂ . Therefore, the power supply device 1
It is possible to average the output power from zero, i.e. voltage x current.

【００２１】図７に、従来の電源装置を用いた場合の充
電電圧の変化と、本発明に係る電源装置１０を用いた場
合の充電電圧の変化を示してある。本図は、充電期間Ｔ
₀ が等しくなるように、充電電流、電圧が選択された装
置の例を示してある。まず、図１２に示した電源装置に
おいては、一点鎖線で示したように充電が行われ、充電
期間Ｔ₀ の間、定電流Ｉ₀ がコンスタントに供給され
る。従って、充電電圧は時間に比例して上昇し、充電期
間の完了時に電圧Ｖ₀ に達して充電を完了する。FIG. 7 shows changes in the charging voltage when the conventional power supply device is used and changes in the charging voltage when the power supply device 10 according to the present invention is used. This figure shows the charging period T
An example of a device in which the charging current and voltage are selected so that ₀ becomes equal is shown. First, in the power supply device shown in FIG. 12, charging is performed as indicated by the alternate long and short dash line, and the constant current I ₀ is constantly supplied during the charging period T ₀ . Therefore, the charging voltage rises in proportion to the time and reaches the voltage V ₀ at the completion of the charging period to complete the charging.

【００２２】この時の最大出力Ｗ₀ は、Ｉ₀ ×Ｖ₀ であ
る。The maximum output W ₀ at this time is I ₀ × V ₀ .

【００２３】一方、本発明に係る充電装置１０において
は、実線で示したように充電が行われる。すなわち、充
電開始から１／３Ｔ₀ の期間は、定電流Ｉ₂ で充電が行
われ、１／３Ｔ₀ からＴ₀ の期間は定電流Ｉ₁ で充電が
行われる。充電期間Ｔ₀ の終了時に、電圧Ｖ₂ が電圧Ｖ
₀ と同じ値となるようにするためには、定電流Ｉ₀ を１
とした場合、定電流Ｉ₂ は１．５、定電流Ｉ₁ は０．７
５とすれば良い。従って、充電が完了する時の最大出力
Ｗ₁ は、Ｉ₁ ×Ｖ₂ ＝０．７５×Ｉ₀ ×Ｖ₀ 、すなわ
ち、０．７５Ｗ₀ となる。この図７に示すようなケース
の場合は、本発明に係る電源装置の最大出力は、図１２
に示した従来の電源装置の最大出力の７５％で済むこと
になる。On the other hand, in the charging device 10 according to the present invention, charging is performed as indicated by the solid line. That is, during the period of 1 / 3T ₀ from the start of charging, the constant current I ₂ is charged, and during the period of 1 / 3T ₀ to T ₀ , the constant current I ₁ is charged. At the end of the charging period T ₀ , the voltage V ₂ changes to the voltage V
_In order to obtain the same value as ₀ , the constant current I _{0 is set} to 1
, The constant current I ₂ is 1.5 and the constant current I ₁ is 0.7
Set it to 5. Therefore, the maximum output W ₁ when the charging is completed is I ₁ × V ₂ = 0.75 × I ₀ × V ₀ , that is, 0.75W ₀ . In the case shown in FIG. 7, the maximum output of the power supply device according to the present invention is as shown in FIG.
It will be 75% of the maximum output of the conventional power supply shown in FIG.

【００２４】このように、本例の電源装置を用いること
により、２次側の整流部や１次側のインバータなどの電
源部の出力容量を大幅にダウンさせることが可能であ
り、スイッチング電源装置の小型化および軽量化を実現
することができる。さらに、これらの整流部、電源部に
限らず、スイッチング電源装置を構成する他の素子など
の定格値を下げることができるので、安価にスイッチン
グ電源を組み立て、提供することが可能となる。As described above, by using the power supply device of this example, it is possible to significantly reduce the output capacity of the power supply part such as the rectification part on the secondary side and the inverter on the primary side, and the switching power supply device. It is possible to reduce the size and weight of the device. Further, not only the rectifying unit and the power supply unit but also the rated values of other elements constituting the switching power supply device can be lowered, so that the switching power supply can be assembled and provided at a low cost.

【００２５】逆に、図１２に示した従来の電源装置と同
様の出力の整流部や電源部を採用するすれば、スイッチ
ング電源装置の平均出力を増大することができ、コンデ
ンサの充電時間を大幅に短縮して、フラッシュの間隔の
短い定着装置を提供することが可能となる。On the contrary, if a rectifying section or a power supply section having the same output as that of the conventional power supply apparatus shown in FIG. Therefore, it is possible to provide a fixing device having a short flash interval.

【００２６】さらに、本例のスイッチング電源装置は、
電源装置の１次側を制御する制御パルスの位相を変える
ことによって出力電流および電圧を制御し、コンデンサ
を充電するための出力を平均化している。従って、整流
された直流出力の側にインピーダンス素子などの損失が
発生する回路はなく、これらの損失をカバーするような
出力を見込む必要もない。整流部の出力側を直列あるい
は並列に切り替えるスイッチ等の回路も不要なので簡易
な構成ですみ、スイッチ等による損失もなく、また、信
頼性も高い。このように、本例のスイッチング電源装置
は、内部における損失を非常に小さくすることが可能で
あり、さらに、出力電流を切り替える等のスイッチ類も
不要なので、これらの点でも電源装置の小型化を図るこ
とができる。Further, the switching power supply device of this example is
The output current and voltage are controlled by changing the phase of the control pulse that controls the primary side of the power supply device, and the output for charging the capacitor is averaged. Therefore, there is no circuit such as an impedance element that causes loss on the rectified DC output side, and it is not necessary to expect an output that covers these losses. Since a circuit such as a switch for switching the output side of the rectifier section in series or in parallel is not required, the configuration is simple, there is no loss due to switches, etc., and the reliability is high. As described above, the switching power supply device according to the present embodiment can reduce the internal loss to a very small extent, and further, because switches for switching the output current are not necessary, the power supply device can be downsized also in these respects. Can be planned.

【００２７】〔実施例２〕図８に、本発明の実施例２に
係る電源装置１０の構成を示してある。本例の電源装置
１０も第１および第２のスイッチングレギュレータ部２
０ａおよび２０ｂを備えており、それぞれのスイッチン
グレギュレータ部２０ａおよび２０ｂは、１次側となる
第１および第２のインバータ部３０ａおよび３０ｂ、第
１および第２の出力トランス１２ａおよび１２ｂ、その
２次側となり全波整流を行う第１および第２の整流部１
３ａおよび１３ｂを備えている。従って、実施例１と共
通する部分については同じ符号を付して説明を省略す
る。[Embodiment 2] FIG. 8 shows a configuration of a power supply device 10 according to Embodiment 2 of the present invention. The power supply device 10 of the present example also includes the first and second switching regulator units 2
0a and 20b, and the respective switching regulator sections 20a and 20b include first and second inverter sections 30a and 30b on the primary side, first and second output transformers 12a and 12b, and their secondary sides. The first and second rectification units 1 that are on the side and perform full-wave rectification
3a and 13b. Therefore, the same parts as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００２８】本例の第１および第２のインバータ部３０
ａおよび３０ｂはハーフブリッジ方式が採用されてお
り、それぞれのインバータ部３０ａおよび３０ｂは、パ
ルス状の電圧波形を生成するスイッチングトランジスタ
３３ａおよび３３ｂをそれぞれ備えている。スイッチン
グトランジスタ３３ａおよび３３ｂは、各々のインバー
タ部３０ａおよび３０ｂ毎にＰＷＭ制御部４０ａおよび
４０ｂから供給される第１および第２の制御パルス４１
および４２によって制御される。それぞれのＰＷＭ制御
部４０ａおよび４０ｂに、位相制御部５０から同期信号
ＳＮ１およびＳＮ２と、フィードバック入力信号ＦＩが
供給される。位相制御部５０には、実施例１と同様に電
源装置１０の出力電圧および、または出力電流の検出回
路が接続されており、同期信号ＳＮ１およびＳＮ２、フ
ィードバック入力信号ＦＩを介して出力電圧と出力電流
を制御する。本例の位相制御部５０は例えばマイクロコ
ンピュータ等によって実現できる。The first and second inverter sections 30 of this example
The half bridge method is adopted for a and 30b, and the respective inverter sections 30a and 30b are provided with switching transistors 33a and 33b for generating pulsed voltage waveforms, respectively. The switching transistors 33a and 33b have the first and second control pulses 41 supplied from the PWM control units 40a and 40b for the respective inverter units 30a and 30b.
And 42. The phase control unit 50 supplies the synchronization signals SN1 and SN2 and the feedback input signal FI to the respective PWM control units 40a and 40b. The output voltage and / or output current detection circuit of the power supply device 10 is connected to the phase control unit 50 as in the first embodiment, and the output voltage and output are output via the synchronization signals SN1 and SN2 and the feedback input signal FI. Control the current. The phase control unit 50 of this example can be realized by, for example, a microcomputer.

【００２９】図９および図１０に同期信号ＳＮ１および
ＳＮ２、フィードバック入力信号ＦＩを制御する様子を
示してある。図９は、同位相の同期信号ＳＮ１およびＳ
Ｎ２が位相制御部５０からＰＷＭ制御部４０ａおよび４
０ｂに供給されている場合を示してある。このケースで
は、ＰＷＭ制御部４０ａおよび４０ｂの発振器から同じ
位相のパルスが出力され、フィードバック入力信号ＦＩ
のレベルに見合った幅の同じ位相の第１および第２の制
御パルス４１および４２が生成される。そして、これら
の制御パルス４１および４２がインバータ部３０ａおよ
び３０ｂに供給され、同じ位相の交流出力が整流部１３
ａおよび１３ｂに出力される。従って、整流部１３ａお
よび１３ｂは並列に接続された状態となり、電源装置１
０の出力端Ｏ₁ およびＯ₂ から各々のスイッチングレギ
ュレータ２０ａおよび２０ｂの定格の２倍の電流Ｉ₂ が
出力され、低電圧−高電流が供給可能な状態となる。9 and 10 show how the synchronization signals SN1 and SN2 and the feedback input signal FI are controlled. FIG. 9 shows in-phase synchronization signals SN1 and S.
N2 is the phase control unit 50 to the PWM control units 40a and 4
0b is being supplied. In this case, pulses of the same phase are output from the oscillators of the PWM control units 40a and 40b, and the feedback input signal FI
The first and second control pulses 41 and 42 of the same phase and having a width commensurate with the level of are generated. Then, these control pulses 41 and 42 are supplied to the inverter units 30a and 30b, and the AC outputs of the same phase are output to the rectification unit 13.
It is output to a and 13b. Therefore, the rectifying units 13a and 13b are connected in parallel, and the power supply device 1
From the output terminals O ₁ and O _{2 of} 0, a current I _{2 that} is twice the rating of the switching regulators 20 a and 20 b is output, and a low voltage-high current can be supplied.

【００３０】図１０に同期信号ＳＮ１およびＳＮ２の位
相を９０°ずらした状態を示してある。同期信号ＳＮ１
およびＳＮ２の位相がずれると、それぞれのＰＷＭ制御
部４０ａおよび４０ｂの発振器からは同期信号に従って
位相のずれたパルスが出力され、フィードバック入力信
号ＦＩのレベルに見合った幅の位相のずれた制御パルス
４１および４２が生成される。例えば、ＰＷＭ制御部４
０ａおよび４０ｂから１００％負荷の制御パルスが出力
されている場合、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２の間は、第
１の制御パルス４１と第２の制御パルス４２は同位相と
なる。従って、整流部１３ａおよび１３ｂは並列に接続
された状態となり、電源装置１０は低電圧−高電流が供
給可能な状態となる。これに対し、時刻ｔ２２から時刻
ｔ２３の間は、第１の制御パルス４１と第２の制御パル
ス４２は逆位相となる。従って、整流部１３ａおよび１
３ｂは直列に接続された状態となり、電源装置１０は高
電圧−低電流が供給可能な状態となる。さらに、時刻ｔ
２３から時刻ｔ２４の間は、第１の制御パルス４１と第
２の制御パルス４２は同位相となるので電源装置１０は
低電圧−高電流が供給可能な状態となり、時刻ｔ２４か
ら時刻ｔ２５の間は、第１の制御パルス４１と第２の制
御パルス４２は逆位相となるので電源装置１０は高電圧
−低電流が供給可能な状態となる。このように、１周期
の間に整流部１３ａと１３ｂは、並列に接続された状態
と直列に接続された状態となり、電源装置１０からこれ
らの状態の出力の合成した出力を得ることができる。こ
のように位相を９０°ずらした場合の合成出力は、出力
電圧が√２倍、出力電流が√２倍となり、同相、逆位相
に対し位相差が９０°の場合は中間的な出力を得ること
ができる。FIG. 10 shows a state in which the phases of the synchronization signals SN1 and SN2 are shifted by 90 °. Sync signal SN1
When the phases of SN2 and SN2 deviate, the oscillators of the respective PWM control units 40a and 40b output pulses whose phases are deviated according to the synchronization signal, and the control pulses 41 whose phases deviate in accordance with the level of the feedback input signal FI. And 42 are generated. For example, the PWM control unit 4
When the control pulse of 100% load is output from 0a and 40b, the first control pulse 41 and the second control pulse 42 have the same phase from the time t21 to the time t22. Therefore, the rectifiers 13a and 13b are connected in parallel, and the power supply device 10 is in a state capable of supplying low voltage-high current. On the other hand, from the time t22 to the time t23, the first control pulse 41 and the second control pulse 42 have opposite phases. Therefore, the rectifying units 13a and 1
3b is connected in series, and the power supply device 10 is in a state capable of supplying high voltage-low current. Furthermore, time t
From 23 to time t24, the first control pulse 41 and the second control pulse 42 have the same phase, so that the power supply device 10 is in a state capable of supplying a low voltage-high current, and from time t24 to time t25. , The first control pulse 41 and the second control pulse 42 have opposite phases, so that the power supply device 10 is in a state capable of supplying a high voltage-low current. In this way, the rectifying units 13a and 13b are in a state of being connected in parallel and a state of being connected in series during one cycle, and the power supply device 10 can obtain a combined output of these states. In this way, when the phase is shifted by 90 °, the combined output becomes √2 times the output voltage and √2 times the output current, and an intermediate output is obtained when the phase difference is 90 ° with respect to the in-phase and anti-phase. be able to.

【００３１】位相制御部５０からＰＷＭ制御部４０ａお
よび４０ｂに供給される同期信号ＳＮ１およびＳＮ２の
位相が１８０°ずれて、逆位相になった場合は、実施例
１で説明したように整流部１３ａと１３ｂは直列に接続
された状態となる。従って、電源装置１０の出力端Ｏ₁
およびＯ₂ からは第１および第２のスイッチングレギュ
レータ部２０ａおよび２０ｂの定格と同じ定電流Ｉ₁ が
供給され、それぞれのスイッチングレギュレータ部の定
格電圧Ｖ₁ の２倍の電圧Ｖ₂ まで昇圧できるので、高電
圧−低電流が供給可能な状態となる。When the phases of the synchronization signals SN1 and SN2 supplied from the phase control unit 50 to the PWM control units 40a and 40b deviate by 180 ° and become opposite phases, the rectifying unit 13a as described in the first embodiment. And 13b are connected in series. Therefore, the output terminal O ₁ of the power supply device 10
And O ₂ supply the constant current I ₁ that is the same as the rating of the first and second switching regulator units 20a and 20b, and can boost the voltage V ₂ to twice the rated voltage V ₁ of each switching regulator unit. , High voltage-low current can be supplied.

【００３２】このように本例の電源装置は、位相制御部
５０によって同期信号ＳＮ１およびＳＮ２を制御し、電
源装置の状態を定格の電流の２倍の電流が流せる低電圧
−高電流の状態から定格の電圧の２倍の電圧を印加でき
る高電圧−低電流の状態まで連続的に変化させることが
できる。従って、コンデンサに充電する際に図１１に示
すような電圧−電流を実現するように位相制御部５０で
プログラム制御することが可能となる。図１１に示した
充電工程では、以下に示す（１）式に従って電流Ｉを制
御する。ただし、充電初期の時刻ｔ３０からｔ３１まで
は過大な電流を出力することになるため、電源装置が許
容する最大出力電流値で定電流制御を行う。また、出力
の制御は位相のプログラム制御とパルス幅制御（ＰＷ
Ｍ）を併用することにより行っている。なお、（１）式
のＫ１は電源装置の出力電力、接続されるコンデンサの
容量により定まる定数である。As described above, in the power supply device of this embodiment, the phase control unit 50 controls the synchronization signals SN1 and SN2 to change the power supply device from a low voltage-high current state in which a current twice the rated current can flow. It is possible to continuously change from a high voltage-low current state in which a voltage twice the rated voltage can be applied. Therefore, it becomes possible to perform program control by the phase control unit 50 so as to realize the voltage-current as shown in FIG. 11 when charging the capacitor. In the charging process shown in FIG. 11, the current I is controlled according to the equation (1) shown below. However, since the excessive current is output from the time t30 to t31 at the initial stage of charging, the constant current control is performed with the maximum output current value allowed by the power supply device. In addition, the output is controlled by phase program control and pulse width control (PW
This is done by using M) together. Note that K1 in the equation (1) is a constant determined by the output power of the power supply device and the capacity of the connected capacitor.

【００３３】Ｉ ＝ Ｋ１／√ｔ ・・・・・（１） ただし、ｔは経過時間である。I = K1 / √t (1) However, t is the elapsed time.

【００３４】また、以下に示す（２）式に従って電圧Ｖ
を制御する。ただし、充電初期の時刻ｔ３０からｔ３１
までは上述したように定電流制御が行われる。また、出
力の制御は位相のプログラム制御とパルス幅制御（ＰＷ
Ｍ）を併用することにより行っている。なお、（２）式
のＫ２は電源装置の出力電力、接続されるコンデンサの
容量により定まる定数である。In addition, the voltage V is calculated according to the following equation (2).
To control. However, from the initial charging time t30 to t31
Until then, constant current control is performed as described above. In addition, the output is controlled by phase program control and pulse width control (PW
This is done by using M) together. Note that K2 in the equation (2) is a constant determined by the output power of the power supply device and the capacity of the connected capacitor.

【００３５】Ｖ ＝ Ｋ２×√ｔ ・・・・・（２） 従って、電源装置１０から供給される電力ＶＩは充電期
間中ほぼ一定となり、スイッチング電源装置の小型化お
よび軽量化を実現することができる。本例の電源装置１
０では、同期信号を制御するだけで上記のような出力電
流および出力電圧の制御が可能であり、スイッチング素
子等を増やさずに簡易な構成によって高性能のスイッチ
ング電源を実現することができる。V = K2 × √t (2) Therefore, the electric power VI supplied from the power supply device 10 is substantially constant during the charging period, and the switching power supply device can be made compact and lightweight. it can. Power supply device 1 of this example
At 0, the output current and the output voltage can be controlled as described above only by controlling the synchronizing signal, and a high-performance switching power supply can be realized with a simple configuration without increasing the number of switching elements and the like.

【００３６】なお、上記の例においては、２つのスイッ
チングレギュレータ部を用いたスイッチング電源装置を
記載してあるが、２つに限らず、３つあるいはそれ以上
のスイッチングレギュレータ部を用いて電源装置を構成
してももちろん良い。このような装置においては、それ
ぞれの整流部の入力側が直列あるいは並列に接続される
ようにそれぞれのインバータ部、すなわち電源部に供給
される制御パルスの位相を制御すれば良い。例えば、３
つのスイッチングレギュレータ部を用いて電源装置を構
成することにより、初期の充電電流と、後期の充電電流
との比を３対１にすることができる。In the above example, a switching power supply device using two switching regulator units is described, but the number of switching power supply devices is not limited to two, and a power supply device using three or more switching regulator units is used. Of course you can configure it. In such a device, the phase of the control pulse supplied to each inverter unit, that is, the power supply unit may be controlled so that the input side of each rectification unit is connected in series or in parallel. For example, 3
By configuring the power supply device using one switching regulator unit, the ratio of the initial charging current to the latter charging current can be set to 3: 1.

【００３７】また、インバータ部の構成や、整流部の構
成も本例に限定されるものではない。例えば、インバー
タ部にはフルブリッジタイプの回路を採用しても良い。
さらに、本例ではＰＷＭ制御方式で変調された制御パル
スに基づき説明しているが、これに限定されずパルス周
波数変調（ＰＦＭ）制御などを用いても良いことはもち
ろんである。Further, the configuration of the inverter section and the configuration of the rectification section are not limited to this example. For example, a full bridge type circuit may be adopted in the inverter unit.
Furthermore, in this example, the description has been given based on the control pulse modulated by the PWM control method, but the present invention is not limited to this and pulse frequency modulation (PFM) control or the like may be used.

【００３８】[0038]

【発明の効果】以上に説明したように、本発明に係る充
電装置は、第１および第２の電源部、およびこれらに対
応した第１および第２の整流部を備えており、これらの
電源部に供給される制御パルスの位相を変えるだけで第
１および第２の整流部の接続を並列から直列に、あるい
はその逆に変えることができる充電装置である。従っ
て、例えば、フラッシュ定着用のコンデンサを充電する
際に、第１および第２の整流部が並列に接続された状態
から直列に接続された状態に変更することが可能であ
り、充電装置の出力を平均化できる。このため、本発明
に係る充電装置の電源部、および整流部の出力容量を大
幅に下げることが可能となり、充電装置の小型化および
低価格化を図れる。As described above, according to the present invention, the charge according to the present invention
The electric device includes first and second power supply units and first and second rectification units corresponding to the first and second power supply units, and the first and second rectification units are simply changed to change the phases of the control pulses supplied to the first and second power supply units. The charging device is capable of changing the connection of the second rectifying unit from parallel to series or vice versa. Therefore, for example, when charging the flash fixing capacitor, it is possible to change from the state in which the first and second rectifying units are connected in parallel to the state in which they are connected in series, and the output of the charging device. Can be averaged. Therefore, it is possible to significantly reduce the output capacities of the power supply unit and the rectification unit of the charging device according to the present invention, and it is possible to reduce the size and cost of the charging device.

【００３９】また、本発明に係る充電装置は、制御パル
スの位相を変えるだけで電流および電圧の制御が行える
ので、機構は非常に簡単になり損失が少なく信頼性が高
い。このように本発明により、小型・高速化された電子
複写装置などに好適な小型で高性能の充電装置を提供す
ることができる。Further, in the charging device according to the present invention, the current and voltage can be controlled only by changing the phase of the control pulse, so that the mechanism is very simple, the loss is small, and the reliability is high. As described above, according to the present invention, it is possible to provide a compact and high-performance charging device suitable for a compact and high-speed electronic copying device and the like.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の実施例１に係る電源装置の構成を示す
ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】図１に示す電源装置のＰＷＭ制御部の構成を示
すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a PWM control unit of the power supply device shown in FIG.

【図３】図１に示す電源装置において制御パルスが生成
される状態を示すタイミングチャートである。3 is a timing chart showing a state in which a control pulse is generated in the power supply device shown in FIG.

【図４】図１に示す電源装置のセレクタの構成を示すブ
ロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a selector of the power supply device shown in FIG.

【図５】図１に示す電源装置において出力電圧および出
力電流が制御される状態を示すタイミングチャートであ
る。5 is a timing chart showing a state in which output voltage and output current are controlled in the power supply device shown in FIG.

【図６】図１に示す電源装置により充電されるコンデン
サの電圧、および電流の変化を示す説明図である。6 is an explanatory diagram showing changes in voltage and current of a capacitor charged by the power supply device shown in FIG.

【図７】図１に示す電源装置による充電電圧の変化を、
従来の電源装置による充電電圧と比較して示すグラフで
ある。FIG. 7 shows changes in charging voltage by the power supply device shown in FIG.
It is a graph shown in comparison with the charging voltage by the conventional power supply device.

【図８】本発明の実施例２に係る電源装置の構成を示す
ブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a power supply device according to a second embodiment of the present invention.

【図９】図８に示す電源装置において制御パルスが生成
される状態を示すタイミングチャートである。9 is a timing chart showing a state in which a control pulse is generated in the power supply device shown in FIG.

【図１０】図８に示す電源装置において出力電圧および
出力電流が制御される状態を示すタイミングチャートで
ある。10 is a timing chart showing a state in which output voltage and output current are controlled in the power supply device shown in FIG.

【図１１】図８に示す電源装置により充電されるコンデ
ンサの電圧、および電流の変化を示す説明図である。11 is an explanatory diagram showing changes in voltage and current of a capacitor charged by the power supply device shown in FIG.

【図１２】従来の電源装置の構成を示すブロック図であ
る。FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional power supply device.

【図１３】図１２に示す電源装置により充電されるコン
デンサの電圧、および電流の変化を示す説明図である。13 is an explanatory diagram showing changes in voltage and current of a capacitor charged by the power supply device shown in FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２・・コンデンサ ３・・フラッシュランプ ４・・トリガー回路 １０・・電源装置 １２・・トランス １３・・整流部 １４・・平滑回路 １５・・平滑コンデンサ ２０・・スイッチングレギュレータ部 ３０・・インバータ部 ４０・・ＰＷＭ制御部 ５０・・位相制御部 2 ... Capacitor 3 ... Flash lamp 4 ... Trigger circuit 10 ... Power supply 12 ... 13 ... Rectifier 14 ... Smoothing circuit 15 ... Smoothing capacitor 20 ... Switching regulator 30 ... Inverter section 40 ... PWM control unit 50 ... Phase control unit

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０５Ｂ 41/32 Ｈ０５Ｂ 41/29 Ａ (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28 G03G 15/20 G03G 21/00 H02M 3/337 H05M 41/282 H05B 41/32 Front page continuation (51) Int.Cl. ⁷ identification code FI H05B 41/32 H05B 41/29 A (58) Fields investigated (Int.Cl. ⁷ , DB name) H02M 3/28 G03G 15/20 G03G 21 / 00 H02M 3/337 H05M 41/282 H05B 41/32

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 第１の制御パルスに基づき交流を出力す
る第１の電源部と、 第２の制御パルスに基づき交流を出力する第２の電源部
と、 前記第１の電源部の出力トランスと接続され、全波整流
を行い直流を出力する第１の整流部と、 前記第２の電源部の出力トランスと接続され、全波整流
を行い直流を出力する第２の整流部とを有し、 これら第１および第２の整流部の出力が並列に接続さ
れ、一方の前記出力トランスの２次巻線の一方の側と他
方の前記出力トランスの２次巻線の一方の側が接続され
ており、さらに、 前記第１および第２の制御パルスの位相差を制御する位
相制御部を有することを特徴とする充電装置。1. A first power supply unit that outputs an alternating current based on a first control pulse, a second power supply unit that outputs an alternating current based on a second control pulse, and an output transformer of the first power supply unit. And a second rectification unit connected to the output transformer of the second power supply unit and performing full-wave rectification to output direct current. The outputs of the first and second rectifiers are connected in parallel, and one side of the secondary winding of one of the output transformers and one side of the secondary winding of the other of the output transformers are connected. In addition, the battery charger further includes a phase controller that controls a phase difference between the first and second control pulses. 【請求項２】 請求項１において、前記位相制御部は、2. The phase control unit according to claim 1,
前記第１および第２の制御パルスの位相差を制御して前The phase difference between the first and second control pulses is controlled before
記第１および第２の整流部を並列または直列に接続するNote Connect the first and second rectifiers in parallel or in series.
充電装置。Charging device. 【請求項３】 請求項１において、前記第１および第２3. The first and second devices according to claim 1.
の整流部の出力はフラッシュ発光用のコンデンサの充電The output of the rectifier is to charge the flash emission capacitor.
に用いられ、前記位相制御部は充電開始から所定の時間The phase control unit is used for a predetermined time from the start of charging.
の経過後、または、所定の充電電圧に達した後に前記位After the lapse of time or after reaching the specified charging voltage,
相差を変える充電装置。A charging device that changes the phase difference.