JP3402362B2 - チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JP3402362B2 JP3402362B2 JP2000168163A JP2000168163A JP3402362B2 JP 3402362 B2 JP3402362 B2 JP 3402362B2 JP 2000168163 A JP2000168163 A JP 2000168163A JP 2000168163 A JP2000168163 A JP 2000168163A JP 3402362 B2 JP3402362 B2 JP 3402362B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はチョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ、特にスイッチング損失が少なく且つ高効
率のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであ
る。
Ｃコンバータ、特にスイッチング損失が少なく且つ高効
率のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】直流電源と負荷との間に主スイッチング
素子及びリアクトルが直列に接続され、主還流用整流素
子が主スイッチング素子とリアクトルとの接続点と直流
電源との間にＴ形に接続され、負荷と並列に出力コンデ
ンサが接続され、出力コンデンサの一端に主還流用整流
素子の一端が接続され、主スイッチング素子をオン・オ
フ制御することにより、直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を負荷に供給するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く使用
されている。
素子及びリアクトルが直列に接続され、主還流用整流素
子が主スイッチング素子とリアクトルとの接続点と直流
電源との間にＴ形に接続され、負荷と並列に出力コンデ
ンサが接続され、出力コンデンサの一端に主還流用整流
素子の一端が接続され、主スイッチング素子をオン・オ
フ制御することにより、直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を負荷に供給するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く使用
されている。
【０００３】例えば、図１２に示す従来の降圧チョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、コレクタ端
子（一方の主端子）が直流電源１の一端に接続された主
スイッチング素子としての主トランジスタ２と、主トラ
ンジスタ２のエミッタ端子（他方の主端子）と直流電源
１の他端との間に接続された主還流用整流素子としての
主還流用ダイオード３と、主トランジスタ２及び主還流
用ダイオード３の接続点に接続されたリアクトル４と、
リアクトル４と直流電源１の他端との間に接続された出
力コンデンサ５と、出力コンデンサ５と並列に接続され
た負荷６と、主トランジスタ２のベース端子に制御パル
ス信号を付与して主トランジスタ２をオン・オフ制御す
る制御回路７とを備えている。この降圧チョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２をオン・オフ
制御することにより、直流電源１の電圧よりも低い電圧
の直流出力が負荷６に供給される。
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、コレクタ端
子（一方の主端子）が直流電源１の一端に接続された主
スイッチング素子としての主トランジスタ２と、主トラ
ンジスタ２のエミッタ端子（他方の主端子）と直流電源
１の他端との間に接続された主還流用整流素子としての
主還流用ダイオード３と、主トランジスタ２及び主還流
用ダイオード３の接続点に接続されたリアクトル４と、
リアクトル４と直流電源１の他端との間に接続された出
力コンデンサ５と、出力コンデンサ５と並列に接続され
た負荷６と、主トランジスタ２のベース端子に制御パル
ス信号を付与して主トランジスタ２をオン・オフ制御す
る制御回路７とを備えている。この降圧チョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２をオン・オフ
制御することにより、直流電源１の電圧よりも低い電圧
の直流出力が負荷６に供給される。
【０００４】また、図１３に示す従来の昇圧チョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、直流電源１の
正側ライン（一方のライン）に接続されたリアクトル４
と、コレクタ端子がリアクトル４を介して接続され且つ
エミッタ端子が直流電源１の負側ライン（他方のライ
ン）に接続された主スイッチング素子としての主トラン
ジスタ２と、主トランジスタ２のコレクタ端子に接続さ
れた主還流用整流素子としての主還流用ダイオード３
と、主還流用ダイオード３と直流電源１の負側ラインと
の間に接続された出力コンデンサ５と、出力コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与して主トランジスタ２
をオン・オフ制御する制御回路７とを備えている。この
昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジ
スタ２をオン・オフ制御することにより、直流電源１の
電圧よりも高い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、直流電源１の
正側ライン（一方のライン）に接続されたリアクトル４
と、コレクタ端子がリアクトル４を介して接続され且つ
エミッタ端子が直流電源１の負側ライン（他方のライ
ン）に接続された主スイッチング素子としての主トラン
ジスタ２と、主トランジスタ２のコレクタ端子に接続さ
れた主還流用整流素子としての主還流用ダイオード３
と、主還流用ダイオード３と直流電源１の負側ラインと
の間に接続された出力コンデンサ５と、出力コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与して主トランジスタ２
をオン・オフ制御する制御回路７とを備えている。この
昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジ
スタ２をオン・オフ制御することにより、直流電源１の
電圧よりも高い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
【０００５】図１２及び図１３に示す制御回路７は、負
荷６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させ
ることにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、
負荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
荷６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させ
ることにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、
負荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１２及び
図１３のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トラ
ンジスタ２のターンオン又はターンオフ時に、図１４に
示すように主トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電
圧波形ＶCEと主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩC
との重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング損失が発生
する欠点があった。また、主トランジスタ２のコレクタ
−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流波形ＩCの
立上りが急峻であるため、スパイク状のサージ電圧
Ｖsr、サージ電流Ｉsr及びノイズが発生する欠点があっ
た。そこで、本発明はスイッチング損失やサージ電圧及
び電流等を低減できるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を提供することを目的とする。
図１３のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トラ
ンジスタ２のターンオン又はターンオフ時に、図１４に
示すように主トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電
圧波形ＶCEと主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩC
との重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング損失が発生
する欠点があった。また、主トランジスタ２のコレクタ
−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流波形ＩCの
立上りが急峻であるため、スパイク状のサージ電圧
Ｖsr、サージ電流Ｉsr及びノイズが発生する欠点があっ
た。そこで、本発明はスイッチング損失やサージ電圧及
び電流等を低減できるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のチョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、（Ａ）直流電源(1)に並列に主
スイッチング素子(2)と主還流用整流素子(3)とを直列に
接続し且つ主還流用整流素子(3)と出力コンデンサ(5)と
の間にリアクトル(4)を接続し、又は（Ｂ）直流電源(1)
に並列にリアクトル(4)と主スイッチング素子(2)とを直
列に接続し、主スイッチング素子(2)と並列に主還流用
整流素子(3)と出力コンデンサ(5)とを直列に接続する。
出力コンデンサ(5)に並列に負荷(6)を接続すると共に、
主スイッチング素子(2)をオン・オフ制御することによ
り、直流電源(1)の電圧とは異なる電圧の直流出力を負
荷(6)に供給する。主スイッチング素子(2)と主還流用整
流素子(3)との接続点と、共振用リアクトル(10)及び共
振電流用整流素子(16)を有する直列回路の一端との間に
第１の共振用コンデンサ(8)を接続し、主スイッチング
素子(2)と主還流用整流素子(3)との接続点と、直列回路
の他端との間に第１の補助還流用整流素子(11)を接続す
る。主還流用整流素子(3)と出力コンデンサ(5)との接続
点と、直列回路の一端との間に第２の補助還流用整流素
子(12)を接続し、主スイッチング素子(2)と直流電源(1)
との接続点と、直列回路の他端との間に第２の共振用コ
ンデンサ(14)を接続する。主スイッチング素子(2)がオ
フ状態となったときに第１の共振用コンデンサ(8)を放
電すると共に第２の共振用コンデンサ(14)を徐々に充電
し、主スイッチング素子(2)がオン状態となったときに
第２の共振用コンデンサ(14)を放電すると共に第１の共
振用コンデンサ(8)及び第２の共振用コンデンサ(14)と
共振用リアクトル(10)とが共振して主スイッチング素子
(2)に共振電流が流れる。
−ＤＣコンバータでは、（Ａ）直流電源(1)に並列に主
スイッチング素子(2)と主還流用整流素子(3)とを直列に
接続し且つ主還流用整流素子(3)と出力コンデンサ(5)と
の間にリアクトル(4)を接続し、又は（Ｂ）直流電源(1)
に並列にリアクトル(4)と主スイッチング素子(2)とを直
列に接続し、主スイッチング素子(2)と並列に主還流用
整流素子(3)と出力コンデンサ(5)とを直列に接続する。
出力コンデンサ(5)に並列に負荷(6)を接続すると共に、
主スイッチング素子(2)をオン・オフ制御することによ
り、直流電源(1)の電圧とは異なる電圧の直流出力を負
荷(6)に供給する。主スイッチング素子(2)と主還流用整
流素子(3)との接続点と、共振用リアクトル(10)及び共
振電流用整流素子(16)を有する直列回路の一端との間に
第１の共振用コンデンサ(8)を接続し、主スイッチング
素子(2)と主還流用整流素子(3)との接続点と、直列回路
の他端との間に第１の補助還流用整流素子(11)を接続す
る。主還流用整流素子(3)と出力コンデンサ(5)との接続
点と、直列回路の一端との間に第２の補助還流用整流素
子(12)を接続し、主スイッチング素子(2)と直流電源(1)
との接続点と、直列回路の他端との間に第２の共振用コ
ンデンサ(14)を接続する。主スイッチング素子(2)がオ
フ状態となったときに第１の共振用コンデンサ(8)を放
電すると共に第２の共振用コンデンサ(14)を徐々に充電
し、主スイッチング素子(2)がオン状態となったときに
第２の共振用コンデンサ(14)を放電すると共に第１の共
振用コンデンサ(8)及び第２の共振用コンデンサ(14)と
共振用リアクトル(10)とが共振して主スイッチング素子
(2)に共振電流が流れる。
【０００８】主スイッチング素子(2)をオンした状態で
主スイッチング素子(2)をオフ状態に切り替えると、主
スイッチング素子(2)に流れる電流が直ちに第１及び第
２の共振用コンデンサ(8, 14)に流れる電流に切り替わ
り、第１の共振用コンデンサ(8)が徐々に放電する。こ
れと共に、第２の共振用コンデンサ(14)が徐々に充電さ
れ、主スイッチング素子(2)の両端の電圧が０Ｖから緩
やかに上昇する。これにより、主スイッチング素子(2)
のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達
成されるので、主スイッチング素子(2)のターンオフ時
のスイッチング損失を低減することができる。
主スイッチング素子(2)をオフ状態に切り替えると、主
スイッチング素子(2)に流れる電流が直ちに第１及び第
２の共振用コンデンサ(8, 14)に流れる電流に切り替わ
り、第１の共振用コンデンサ(8)が徐々に放電する。こ
れと共に、第２の共振用コンデンサ(14)が徐々に充電さ
れ、主スイッチング素子(2)の両端の電圧が０Ｖから緩
やかに上昇する。これにより、主スイッチング素子(2)
のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達
成されるので、主スイッチング素子(2)のターンオフ時
のスイッチング損失を低減することができる。
【０００９】また、主スイッチング素子(2)がオン状態
からオフ状態となったときに第１の共振用コンデンサ
(8)が放電されると共に第２の共振用コンデンサ(14)が
徐々に充電される。これにより、主スイッチング素子
(2)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇するので、主
スイッチング素子(2)のターンオフ時にゼロ電圧スイッ
チングが達成され、主スイッチング素子(2)のターンオ
フ時のスイッチング損失を低減することができる。
からオフ状態となったときに第１の共振用コンデンサ
(8)が放電されると共に第２の共振用コンデンサ(14)が
徐々に充電される。これにより、主スイッチング素子
(2)の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇するので、主
スイッチング素子(2)のターンオフ時にゼロ電圧スイッ
チングが達成され、主スイッチング素子(2)のターンオ
フ時のスイッチング損失を低減することができる。
【００１０】また、主スイッチング素子(2)がオフ状態
からオン状態となったときに第２の共振用コンデンサ(1
4)が放電されると共に、第１の共振用コンデンサ(8)が
充電され、第１及び第２の共振用コンデンサ(8, 14)と
共振用リアクトル(10)とが共振して主スイッチング素子
(2)に共振電流が流れる。これにより、主スイッチング
素子(2)の電流が０から正弦波状に増加するので、主ス
イッチング素子(2)のターンオン時におけるゼロ電流ス
イッチングが達成され、主スイッチング素子(2)のター
ンオン時のスイッチング損失を低減することができる。
からオン状態となったときに第２の共振用コンデンサ(1
4)が放電されると共に、第１の共振用コンデンサ(8)が
充電され、第１及び第２の共振用コンデンサ(8, 14)と
共振用リアクトル(10)とが共振して主スイッチング素子
(2)に共振電流が流れる。これにより、主スイッチング
素子(2)の電流が０から正弦波状に増加するので、主ス
イッチング素子(2)のターンオン時におけるゼロ電流ス
イッチングが達成され、主スイッチング素子(2)のター
ンオン時のスイッチング損失を低減することができる。
【００１１】したがって、簡素な回路構成で主スイッチ
ング素子(2)のオン・オフ動作時のスイッチング損失を
低減できると共に、第１及び第２の共振用コンデンサ
(8, 14)及び共振用リアクトル(10)の共振作用によりス
パイク状のサージ電圧及び電流を低減することができ
る。
ング素子(2)のオン・オフ動作時のスイッチング損失を
低減できると共に、第１及び第２の共振用コンデンサ
(8, 14)及び共振用リアクトル(10)の共振作用によりス
パイク状のサージ電圧及び電流を低減することができ
る。
【００１２】本発明の実施の形態では、共振用リアクト
ル(10)に第２の補助還流用整流素子(12)を接続し、共振
電流用整流素子(16)に第２の共振用コンデンサ(14)を接
続する。主還流用整流素子(3)又は主スイッチング素子
(2)に直列に限流用リアクトル(21)を接続する。主還流
用整流素子(3)と第１の共振用コンデンサ(8)との接続点
と、第１の補助還流用整流素子(11)と主スイッチング素
子(2)との接続点との間に第３の補助還流用整流素子(2
2)及び第３の共振用コンデンサ(23)を直列接続し、第３
の補助還流用整流素子(22)と第３の共振用コンデンサ(2
3)との接続点と、主還流用整流素子(3)と出力コンデン
サ(5)との接続点との間に第４の補助還流用整流素子(2
4)を接続する。この場合に、主スイッチング素子(2)の
ターンオフ及びターンオン時に第２の共振用コンデンサ
(14)の充電時間及び放電時間が長くなるので、主スイッ
チング素子(2)のターンオフ時及びターンオン時により
確実にゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングを行いスイッ
チング損失を更に低減することができる。更に、限流用
リアクトル(21)を主還流用整流素子(3)又は主スイッチ
ング素子(2)に直列に接続した場合は、主スイッチング
素子(2)のターンオン後に限流用リアクトル(21)の自己
誘導作用により主還流用整流素子(3)の電流が直線的に
減少するので、主スイッチング素子(2)のターンオン時
に主還流用整流素子(3)のリカバリ回復特性による電源
電圧（降圧コンバータの場合）又は出力電圧（昇圧コン
バータの場合）の短絡状態を回避することができる。
ル(10)に第２の補助還流用整流素子(12)を接続し、共振
電流用整流素子(16)に第２の共振用コンデンサ(14)を接
続する。主還流用整流素子(3)又は主スイッチング素子
(2)に直列に限流用リアクトル(21)を接続する。主還流
用整流素子(3)と第１の共振用コンデンサ(8)との接続点
と、第１の補助還流用整流素子(11)と主スイッチング素
子(2)との接続点との間に第３の補助還流用整流素子(2
2)及び第３の共振用コンデンサ(23)を直列接続し、第３
の補助還流用整流素子(22)と第３の共振用コンデンサ(2
3)との接続点と、主還流用整流素子(3)と出力コンデン
サ(5)との接続点との間に第４の補助還流用整流素子(2
4)を接続する。この場合に、主スイッチング素子(2)の
ターンオフ及びターンオン時に第２の共振用コンデンサ
(14)の充電時間及び放電時間が長くなるので、主スイッ
チング素子(2)のターンオフ時及びターンオン時により
確実にゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングを行いスイッ
チング損失を更に低減することができる。更に、限流用
リアクトル(21)を主還流用整流素子(3)又は主スイッチ
ング素子(2)に直列に接続した場合は、主スイッチング
素子(2)のターンオン後に限流用リアクトル(21)の自己
誘導作用により主還流用整流素子(3)の電流が直線的に
減少するので、主スイッチング素子(2)のターンオン時
に主還流用整流素子(3)のリカバリ回復特性による電源
電圧（降圧コンバータの場合）又は出力電圧（昇圧コン
バータの場合）の短絡状態を回避することができる。
【００１３】主スイッチング素子(2)の一方の主端子を
直流電源(1)の一端に接続し、主スイッチング素子(2)の
他方の主端子と直流電源(1)の他端との間に主還流用整
流素子(3)を接続する。主スイッチング素子(2)と主還流
用整流素子(3)との接続点と負荷(6)との間にリアクトル
(4)を接続し、主スイッチング素子(2)をオン・オフ制御
することにより、直流電源(1)の電圧よりも低い電圧の
直流出力を負荷(6)に供給する。
直流電源(1)の一端に接続し、主スイッチング素子(2)の
他方の主端子と直流電源(1)の他端との間に主還流用整
流素子(3)を接続する。主スイッチング素子(2)と主還流
用整流素子(3)との接続点と負荷(6)との間にリアクトル
(4)を接続し、主スイッチング素子(2)をオン・オフ制御
することにより、直流電源(1)の電圧よりも低い電圧の
直流出力を負荷(6)に供給する。
【００１４】直流電源(1)は、交流電源(25)と、交流電
源(25)の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路(27)と
から構成される。リアクトル(4)を介して直流電源(1)の
一方のラインに主スイッチング素子(2)の一方の主端子
を接続し、直流電源(1)の他方のラインに主スイッチン
グ素子(2)の他方の主端子を接続する。主スイッチング
素子(2)の一方の主端子と負荷(6)との間に主還流用整流
素子(3)を接続し、主スイッチング素子(2)をオン・オフ
制御することにより、直流電源(1)の電圧よりも高い電
圧の直流出力を負荷(6)に供給する。
源(25)の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路(27)と
から構成される。リアクトル(4)を介して直流電源(1)の
一方のラインに主スイッチング素子(2)の一方の主端子
を接続し、直流電源(1)の他方のラインに主スイッチン
グ素子(2)の他方の主端子を接続する。主スイッチング
素子(2)の一方の主端子と負荷(6)との間に主還流用整流
素子(3)を接続し、主スイッチング素子(2)をオン・オフ
制御することにより、直流電源(1)の電圧よりも高い電
圧の直流出力を負荷(6)に供給する。
【００１５】直流電源(1)は、交流電源(26)と、交流電
源(26)の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路(28)と
から構成され、整流回路(28)の交流入力側又は直流出力
側にリアクトル(4)を接続する。
源(26)の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路(28)と
から構成され、整流回路(28)の交流入力側又は直流出力
側にリアクトル(4)を接続する。
【００１６】また、直流電源(1)は、交流電源(26)と、
交流−直流コンバータ回路(41)とから構成され、交流−
直流コンバータ回路(41)は、交流−直流変換用スイッチ
ング素子(29〜34)及び交流−直流変換用スイッチング素
子(29〜34)と一体に形成された整流素子又は独立に並列
接続された整流素子から成る循環電流用整流素子(35〜4
0)を有し且つ交流−直流変換用スイッチング素子(29〜3
4)をオン・オフ制御することにより交流電源(26)の交流
電圧を直流電圧に変換する。交流−直流コンバータ回路
(41)の交流入力側にリアクトル(4)を接続し、交流−直
流コンバータ回路(41)の直流出力側に設けられる一対の
ライン間に電源部共振用コンデンサ(42)を接続する。
交流−直流コンバータ回路(41)とから構成され、交流−
直流コンバータ回路(41)は、交流−直流変換用スイッチ
ング素子(29〜34)及び交流−直流変換用スイッチング素
子(29〜34)と一体に形成された整流素子又は独立に並列
接続された整流素子から成る循環電流用整流素子(35〜4
0)を有し且つ交流−直流変換用スイッチング素子(29〜3
4)をオン・オフ制御することにより交流電源(26)の交流
電圧を直流電圧に変換する。交流−直流コンバータ回路
(41)の交流入力側にリアクトル(4)を接続し、交流−直
流コンバータ回路(41)の直流出力側に設けられる一対の
ライン間に電源部共振用コンデンサ(42)を接続する。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの一実施形態を図１〜図４に基づい
て説明する。但し、図１及び図３では図１２及び図１３
に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。本発明によるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータを降圧コンバータに適用した図１に示す実施形態
は、それぞれ図１２及び図１３の主トランジスタ２及び
主還流用ダイオード３の接続点に第１の共振用コンデン
サ８を接続し、第１の共振用コンデンサ８及び主トラン
ジスタ２の接続点に第１の補助還流用ダイオード１１を
接続し、第１の共振用コンデンサ８と第１の補助還流用
ダイオード１１との間に共振用リアクトル１０及び共振
電流用ダイオード１６を直列に接続し、第１の共振用コ
ンデンサ８及び共振用リアクトル１０の接続点と主還流
用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接続点との間に
第２の補助還流用ダイオード１２を接続し、第１の補助
還流用ダイオード１１及び共振電流用ダイオード１６の
接続点と主トランジスタ２及び直流電源１の接続点との
間に第２の共振用コンデンサ１４が接続される。
Ｃ−ＤＣコンバータの一実施形態を図１〜図４に基づい
て説明する。但し、図１及び図３では図１２及び図１３
に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。本発明によるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータを降圧コンバータに適用した図１に示す実施形態
は、それぞれ図１２及び図１３の主トランジスタ２及び
主還流用ダイオード３の接続点に第１の共振用コンデン
サ８を接続し、第１の共振用コンデンサ８及び主トラン
ジスタ２の接続点に第１の補助還流用ダイオード１１を
接続し、第１の共振用コンデンサ８と第１の補助還流用
ダイオード１１との間に共振用リアクトル１０及び共振
電流用ダイオード１６を直列に接続し、第１の共振用コ
ンデンサ８及び共振用リアクトル１０の接続点と主還流
用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接続点との間に
第２の補助還流用ダイオード１２を接続し、第１の補助
還流用ダイオード１１及び共振電流用ダイオード１６の
接続点と主トランジスタ２及び直流電源１の接続点との
間に第２の共振用コンデンサ１４が接続される。
【００１８】上記の構成において、図２(Ａ)に示すよう
に時刻ｔ0以前に主トランジスタ２がオン状態では、図
２(Ｂ)に示すように主トランジスタ２及びリアクトル４
を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。このとき、図２(Ｅ)
に示すように第１の共振用コンデンサ８は図１に示す極
性で直流電源１の電圧Ｅまで充電される。図２(Ａ)に示
すように、時刻ｔ0に制御回路７から主トランジスタ２
のベース端子に付与された主制御パルス信号電圧ＶBが
高レベルから低レベルになり、主トランジスタ２がオン
状態からオフ状態になると、図２(Ｂ)に示すように主ト
ランジスタ２に流れる電流ＩTR、即ち負荷６の電流Ｉが
直ちに第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用コン
デンサ１４に流れる電流に切り替わる。このとき、第１
の共振用コンデンサ８が徐々に放電し、図２(Ｅ)に示す
ように第１の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直
流電源１の電圧Ｅから直線的に降下する。これに伴い、
第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖから徐々に充電さ
れ、図２(Ｄ)に示すように第２の共振用コンデンサ１４
の両端の電圧ＶC2が０Ｖから直線的に上昇する。これに
より、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTRが０Ｖから直線的に上昇する。このため、主ト
ランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重
なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
に時刻ｔ0以前に主トランジスタ２がオン状態では、図
２(Ｂ)に示すように主トランジスタ２及びリアクトル４
を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。このとき、図２(Ｅ)
に示すように第１の共振用コンデンサ８は図１に示す極
性で直流電源１の電圧Ｅまで充電される。図２(Ａ)に示
すように、時刻ｔ0に制御回路７から主トランジスタ２
のベース端子に付与された主制御パルス信号電圧ＶBが
高レベルから低レベルになり、主トランジスタ２がオン
状態からオフ状態になると、図２(Ｂ)に示すように主ト
ランジスタ２に流れる電流ＩTR、即ち負荷６の電流Ｉが
直ちに第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用コン
デンサ１４に流れる電流に切り替わる。このとき、第１
の共振用コンデンサ８が徐々に放電し、図２(Ｅ)に示す
ように第１の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直
流電源１の電圧Ｅから直線的に降下する。これに伴い、
第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖから徐々に充電さ
れ、図２(Ｄ)に示すように第２の共振用コンデンサ１４
の両端の電圧ＶC2が０Ｖから直線的に上昇する。これに
より、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTRが０Ｖから直線的に上昇する。このため、主ト
ランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重
なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１９】図２(Ｅ)及び(Ｄ)に示すように、時刻ｔ1
に第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電
圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧Ｅに
なると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１
及び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れる電流が図
２(Ｆ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDに切り替わる。このとき主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTRは図２(Ｃ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに
等しい。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、負
荷６の電流Ｉは主還流用ダイオード３からリアクトル４
へ流れる。
に第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電
圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧Ｅに
なると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１
及び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れる電流が図
２(Ｆ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDに切り替わる。このとき主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTRは図２(Ｃ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに
等しい。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、負
荷６の電流Ｉは主還流用ダイオード３からリアクトル４
へ流れる。
【００２０】図２(Ａ)に示すように、時刻ｔ2に制御回
路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主
制御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルにな
り、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTRが速やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、第
２の共振用コンデンサ１４が放電を開始し、第１及び第
２の共振用コンデンサ８、１４と共振用リアクトル１０
とが共振して第２の共振用コンデンサ１４、主トランジ
スタ２、第１の共振用コンデンサ８、共振用リアクトル
１０及び共振電流用ダイオード１６の経路で共振電流が
流れる。このため、共振用リアクトル１０に流れる電流
ＩLは図２(Ｇ)に示すように正弦波状に変化する。この
とき、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状に充電さ
れ、図２(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の
両端の電圧ＶC1が０Ｖから余弦波状に上昇すると共に、
第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図２
(Ｄ)に示すように電圧Ｅから余弦波状に降下する。これ
により、主トランジスタ２の電流ＩTRが図２(Ｂ)に示す
ように０から正弦波状に増加するため、主トランジスタ
２のターンオン時に電圧波形と電流波形の重なりが少な
いゼロ電流スイッチングとなる。
路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主
制御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルにな
り、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTRが速やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、第
２の共振用コンデンサ１４が放電を開始し、第１及び第
２の共振用コンデンサ８、１４と共振用リアクトル１０
とが共振して第２の共振用コンデンサ１４、主トランジ
スタ２、第１の共振用コンデンサ８、共振用リアクトル
１０及び共振電流用ダイオード１６の経路で共振電流が
流れる。このため、共振用リアクトル１０に流れる電流
ＩLは図２(Ｇ)に示すように正弦波状に変化する。この
とき、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状に充電さ
れ、図２(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の
両端の電圧ＶC1が０Ｖから余弦波状に上昇すると共に、
第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図２
(Ｄ)に示すように電圧Ｅから余弦波状に降下する。これ
により、主トランジスタ２の電流ＩTRが図２(Ｂ)に示す
ように０から正弦波状に増加するため、主トランジスタ
２のターンオン時に電圧波形と電流波形の重なりが少な
いゼロ電流スイッチングとなる。
【００２１】一方、主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDは限流用リアクトル２１の自己誘導作用により図２
(Ｆ)に示すように直線的に減少し、時刻ｔ3に０になる
と負荷６の電流Ｉが主トランジスタ２に流れる電流ＩTR
に切り替わる。図２(Ｇ)に示すように、時刻ｔ4に共振
用リアクトル１０の電流ＩLが０になると、第１及び第
２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2
が、図２(Ｅ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ直流電源１
の電圧Ｅ及び０Ｖとなる。このとき、主トランジスタ２
の電流ＩTRは、図２(Ｂ)に示すように負荷６の電流Ｉに
等しくなる。したがって、時刻ｔ4以降は直流電源１か
ら主トランジスタ２及びリアクトル４を通して負荷６へ
電流Ｉが流れる。
ＩDは限流用リアクトル２１の自己誘導作用により図２
(Ｆ)に示すように直線的に減少し、時刻ｔ3に０になる
と負荷６の電流Ｉが主トランジスタ２に流れる電流ＩTR
に切り替わる。図２(Ｇ)に示すように、時刻ｔ4に共振
用リアクトル１０の電流ＩLが０になると、第１及び第
２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2
が、図２(Ｅ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ直流電源１
の電圧Ｅ及び０Ｖとなる。このとき、主トランジスタ２
の電流ＩTRは、図２(Ｂ)に示すように負荷６の電流Ｉに
等しくなる。したがって、時刻ｔ4以降は直流電源１か
ら主トランジスタ２及びリアクトル４を通して負荷６へ
電流Ｉが流れる。
【００２２】また、図３に示す実施形態の回路の動作は
次の通りである。図４(Ａ)に示すように時刻ｔ0以前に
主トランジスタ２がオン状態のとき、図４(Ｂ)に示すよ
うにリアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電流Ｉ
0が流れる。このとき、図４(Ｅ)に示すように第１の共
振用コンデンサ８は図３に示す極性で負荷６の端子電
圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電される。図４(Ａ)に示す
ように、時刻ｔ0に制御回路７から主トランジスタ２の
ベース端子に付与された主制御パルス信号電圧ＶBが高
レベルから低レベルになり、主トランジスタ２がオン状
態からオフ状態になると、図４(Ｂ)に示すように主トラ
ンジスタ２の電流ＩTRが直ちに第２の共振用コンデンサ
１４に流れる電流に切り替わり、リアクトル４の電流Ｉ
0が第１の共振用コンデンサ８に流れる電流に切り替わ
る。このとき、第１の共振用コンデンサ８が徐々に放電
し、図４(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の
両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅから直線的に降下
する。これに伴い、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖ
から徐々に充電され、図４(Ｄ)に示すように第２の共振
用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が０Ｖから直線的に
上昇する。これにより、図４(Ｃ)に示すように主トラン
ジスタ２の両端の電圧ＶTRが０Ｖから直線的に上昇す
る。このため、主トランジスタ２のターンオフ時は電圧
波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチング
となる。
次の通りである。図４(Ａ)に示すように時刻ｔ0以前に
主トランジスタ２がオン状態のとき、図４(Ｂ)に示すよ
うにリアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電流Ｉ
0が流れる。このとき、図４(Ｅ)に示すように第１の共
振用コンデンサ８は図３に示す極性で負荷６の端子電
圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電される。図４(Ａ)に示す
ように、時刻ｔ0に制御回路７から主トランジスタ２の
ベース端子に付与された主制御パルス信号電圧ＶBが高
レベルから低レベルになり、主トランジスタ２がオン状
態からオフ状態になると、図４(Ｂ)に示すように主トラ
ンジスタ２の電流ＩTRが直ちに第２の共振用コンデンサ
１４に流れる電流に切り替わり、リアクトル４の電流Ｉ
0が第１の共振用コンデンサ８に流れる電流に切り替わ
る。このとき、第１の共振用コンデンサ８が徐々に放電
し、図４(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の
両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅから直線的に降下
する。これに伴い、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖ
から徐々に充電され、図４(Ｄ)に示すように第２の共振
用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が０Ｖから直線的に
上昇する。これにより、図４(Ｃ)に示すように主トラン
ジスタ２の両端の電圧ＶTRが０Ｖから直線的に上昇す
る。このため、主トランジスタ２のターンオフ時は電圧
波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチング
となる。
【００２３】図４(Ｅ)及び(Ｄ)に示すように、時刻ｔ1
に第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電
圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４に流れる電流は、図４
(Ｆ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流Ｉ
Dに切り替わる。このとき主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTRは、図４(Ｃ)に示すように出力電圧Ｅ0に等し
い。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、リアク
トル４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３を通して負荷
６へ流れる。
に第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電
圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４に流れる電流は、図４
(Ｆ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流Ｉ
Dに切り替わる。このとき主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTRは、図４(Ｃ)に示すように出力電圧Ｅ0に等し
い。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、リアク
トル４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３を通して負荷
６へ流れる。
【００２４】図４(Ａ)に示すように、時刻ｔ2に制御回
路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主
制御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルにな
り、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、図４(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTRが速やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、第
２の共振用コンデンサ１４が放電を開始し、第１及び第
２の共振用コンデンサ８、１４と共振用リアクトル１０
とが共振して第２の共振用コンデンサ１４、共振電流用
ダイオード１６、共振用リアクトル１０、第１の共振用
コンデンサ８及び主トランジスタ２の経路で共振電流が
流れる。このため、共振用リアクトル１０に流れる電流
ＩLは図４(Ｇ)に示すように正弦波状に変化する。この
とき、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状に充電さ
れ、図４(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の
両端の電圧ＶC1が０Ｖから余弦波状に上昇する。これと
共に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ
C2は、図４(Ｄ)に示すように電圧Ｅから余弦波状に降下
するので、主トランジスタ２の電流ＩTRは、図４(Ｂ)に
示すように０から正弦波状に増加する。したがって、主
トランジスタ２のターンオン時に電圧波形と電流波形の
重なりが少ないゼロ電流スイッチングとなる。
路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主
制御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルにな
り、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、図４(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTRが速やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、第
２の共振用コンデンサ１４が放電を開始し、第１及び第
２の共振用コンデンサ８、１４と共振用リアクトル１０
とが共振して第２の共振用コンデンサ１４、共振電流用
ダイオード１６、共振用リアクトル１０、第１の共振用
コンデンサ８及び主トランジスタ２の経路で共振電流が
流れる。このため、共振用リアクトル１０に流れる電流
ＩLは図４(Ｇ)に示すように正弦波状に変化する。この
とき、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状に充電さ
れ、図４(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の
両端の電圧ＶC1が０Ｖから余弦波状に上昇する。これと
共に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ
C2は、図４(Ｄ)に示すように電圧Ｅから余弦波状に降下
するので、主トランジスタ２の電流ＩTRは、図４(Ｂ)に
示すように０から正弦波状に増加する。したがって、主
トランジスタ２のターンオン時に電圧波形と電流波形の
重なりが少ないゼロ電流スイッチングとなる。
【００２５】一方、主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDは限流用リアクトル２１の自己誘導作用により図４
(Ｆ)に示すように直線的に減少し、時刻ｔ3に０になる
とリアクトル４の電流Ｉ0が主トランジスタ２に流れる
電流ＩTRに切り替わる。時刻ｔ4に共振用リアクトル１
０の電流ＩLが、図４(Ｇ)に示すように０になると、第
１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電圧Ｖ
C1、ＶC2が図４(Ｅ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ出力
電圧Ｅ0及び０Ｖとなる。このとき、主トランジスタ２
の電流ＩTRは、図４(Ｂ)に示すようにリアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなる。したがって、時刻ｔ4以降は直流電
源１からリアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電
流Ｉ0が流れる。
ＩDは限流用リアクトル２１の自己誘導作用により図４
(Ｆ)に示すように直線的に減少し、時刻ｔ3に０になる
とリアクトル４の電流Ｉ0が主トランジスタ２に流れる
電流ＩTRに切り替わる。時刻ｔ4に共振用リアクトル１
０の電流ＩLが、図４(Ｇ)に示すように０になると、第
１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電圧Ｖ
C1、ＶC2が図４(Ｅ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ出力
電圧Ｅ0及び０Ｖとなる。このとき、主トランジスタ２
の電流ＩTRは、図４(Ｂ)に示すようにリアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなる。したがって、時刻ｔ4以降は直流電
源１からリアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電
流Ｉ0が流れる。
【００２６】上述の通り、図１及び図３に示す実施形態
では、主トランジスタ２のターンオフ及びターンオン時
にゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが達成されるの
で、図１及び図３に示す実施形態と同様に主トランジス
タ２のスイッチング損失を低減することができる。ま
た、主トランジスタ２のターンオン及びターンオフ時に
発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流も第１
及び第２の共振用コンデンサ８、１４と共振用リアクト
ル１０との共振作用により吸収されるので、図１及び図
３に示す実施形態と同様に、主トランジスタ２のオン・
オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減
できる。更に、図１及び図３に示す実施形態では、図１
及び図３に示す実施形態に比較して回路構成を簡略化で
きる利点がある。
では、主トランジスタ２のターンオフ及びターンオン時
にゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが達成されるの
で、図１及び図３に示す実施形態と同様に主トランジス
タ２のスイッチング損失を低減することができる。ま
た、主トランジスタ２のターンオン及びターンオフ時に
発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流も第１
及び第２の共振用コンデンサ８、１４と共振用リアクト
ル１０との共振作用により吸収されるので、図１及び図
３に示す実施形態と同様に、主トランジスタ２のオン・
オフ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減
できる。更に、図１及び図３に示す実施形態では、図１
及び図３に示す実施形態に比較して回路構成を簡略化で
きる利点がある。
【００２７】図５及び図６に示すように、主トランジス
タ２のターンオン時の主還流用ダイオード３のリカバリ
回復特性による直流電源１の電圧Ｅ（図１の回路の場
合）又は出力電圧Ｅ0（図３の回路の場合）の短絡状態
を回避するため、主還流用ダイオード３と直列に限流用
リアクトル２１が接続される。限流用リアクトル２１
は、主トランジスタ２と直列又は直流電源１（図１の場
合）若しくは負荷６（図３の場合）と直列に接続しても
作用及び効果は同じである。図１及び図３に示す実施形
態の回路に主トランジスタ２のターンオン時の主還流用
ダイオード３のリカバリ回復特性を無視できる場合に
は、図５及び図６に示すように限流用リアクトル２１を
省略することができる。
タ２のターンオン時の主還流用ダイオード３のリカバリ
回復特性による直流電源１の電圧Ｅ（図１の回路の場
合）又は出力電圧Ｅ0（図３の回路の場合）の短絡状態
を回避するため、主還流用ダイオード３と直列に限流用
リアクトル２１が接続される。限流用リアクトル２１
は、主トランジスタ２と直列又は直流電源１（図１の場
合）若しくは負荷６（図３の場合）と直列に接続しても
作用及び効果は同じである。図１及び図３に示す実施形
態の回路に主トランジスタ２のターンオン時の主還流用
ダイオード３のリカバリ回復特性を無視できる場合に
は、図５及び図６に示すように限流用リアクトル２１を
省略することができる。
【００２８】また、図１及び図３に示す実施形態の回路
はそれぞれ図７及び図８に示すように先述の図１及び図
３の実施形態と同様の変更が可能である。即ち、図７及
び図８に示す実施形態の回路は、それぞれ図１及び図３
に示す主還流用ダイオード３及び第１の共振用コンデン
サ８の接続点と第１の補助還流用ダイオード１１及び主
トランジスタ２の接続点との間に第３の補助還流用ダイ
オード２２及び第３の共振用コンデンサ２３を直列接続
し、第３の補助還流用ダイオード２２及び第３の共振用
コンデンサ２３の接続点と主還流用ダイオード３及び出
力コンデンサ５の接続点との間に第４の補助還流用ダイ
オード２４を接続したものである。図７及び図８に示す
実施形態の回路では、図１及び図３に示す限流用リアク
トル２１が主トランジスタ２と直列に接続される。図７
及び図８に示す回路では、主トランジスタ２のターンオ
フ及びターンオン時に第２の共振用コンデンサ１４の充
電時間及び放電時間が図１及び図３に示す回路に比較し
て長くなるので、主トランジスタ２のターンオフ及びタ
ーンオン時のゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが図１
及び図３に示す実施形態の場合に比較してより確実にな
り、スイッチング損失を更に低減することができる。
はそれぞれ図７及び図８に示すように先述の図１及び図
３の実施形態と同様の変更が可能である。即ち、図７及
び図８に示す実施形態の回路は、それぞれ図１及び図３
に示す主還流用ダイオード３及び第１の共振用コンデン
サ８の接続点と第１の補助還流用ダイオード１１及び主
トランジスタ２の接続点との間に第３の補助還流用ダイ
オード２２及び第３の共振用コンデンサ２３を直列接続
し、第３の補助還流用ダイオード２２及び第３の共振用
コンデンサ２３の接続点と主還流用ダイオード３及び出
力コンデンサ５の接続点との間に第４の補助還流用ダイ
オード２４を接続したものである。図７及び図８に示す
実施形態の回路では、図１及び図３に示す限流用リアク
トル２１が主トランジスタ２と直列に接続される。図７
及び図８に示す回路では、主トランジスタ２のターンオ
フ及びターンオン時に第２の共振用コンデンサ１４の充
電時間及び放電時間が図１及び図３に示す回路に比較し
て長くなるので、主トランジスタ２のターンオフ及びタ
ーンオン時のゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが図１
及び図３に示す実施形態の場合に比較してより確実にな
り、スイッチング損失を更に低減することができる。
【００２９】更に、本発明の実施態様は前記の実施形態
に限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記
の各実施形態では主スイッチング素子として接合型バイ
ポーラトランジスタを使用した例を示したが、ＭＯＳ-
ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ
（接合型電界効果トランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻止３端
子サイリスタ）等の他のスイッチング素子を使用しても
よい。また、主スイッチング素子は同種の組合せに限定
されない。
に限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記
の各実施形態では主スイッチング素子として接合型バイ
ポーラトランジスタを使用した例を示したが、ＭＯＳ-
ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ
（接合型電界効果トランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻止３端
子サイリスタ）等の他のスイッチング素子を使用しても
よい。また、主スイッチング素子は同種の組合せに限定
されない。
【００３０】ところで、上記の各実施形態における直流
電源１は、実際には図９及び図１０に示すように単相又
は三相の商用交流電源２５、２６と、単相又は三相の商
用交流電源２５、２６の単相又は三相の交流電圧を直流
電圧に変換する整流回路としての単相又は三相の整流ブ
リッジ回路２７、２８で構成される場合が多い（勿論、
直流電源１として乾電池やバッテリ等も使用できる）。
例えば図９に示す実施形態の回路は、図３、図６又は図
８に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡの直流
電源１を単相商用交流電源２５及び単相整流ブリッジ回
路２７で構成し、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ａ内のリアクトル４を単相整流ブリッジ回路２７の交流
入力側に接続したものである。勿論、昇圧チョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータＡ内のリアクトル４の接続位置を変
えずに直流電源１を単相商用交流電源２５及び単相整流
ブリッジ回路２７で構成してもよい。また、図１０に示
す実施形態の回路は、図３、図６又は図８に示す昇圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡの直流電源１を三相商
用交流電源２６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成
し、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリアク
トル４の代わりに三相整流ブリッジ回路２８の交流入力
側の各相にリアクトル４a、４b、４cをそれぞれ接続し
たものである。勿論、この場合も昇圧チョッパ型ＤＣ−
ＤＣコンバータＡ内のリアクトル４の接続位置を変えず
に直流電源１を三相商用交流電源２６及び三相整流ブリ
ッジ回路２８で構成することができる。なお、図１、図
５又は図７に示す降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の場合でも、直流電源１を単相又は三相の商用交流電源
２５、２６及び単相又は三相の整流ブリッジ回路２７、
２８で構成することができる。また、整流回路は図９及
び図１０に示す単相又は三相の整流ブリッジ回路２７、
２８に限定されず、必要に応じて単相又は三相の半波整
流回路、全波整流回路又は倍電圧整流回路等の他の整流
回路も使用できる。
電源１は、実際には図９及び図１０に示すように単相又
は三相の商用交流電源２５、２６と、単相又は三相の商
用交流電源２５、２６の単相又は三相の交流電圧を直流
電圧に変換する整流回路としての単相又は三相の整流ブ
リッジ回路２７、２８で構成される場合が多い（勿論、
直流電源１として乾電池やバッテリ等も使用できる）。
例えば図９に示す実施形態の回路は、図３、図６又は図
８に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡの直流
電源１を単相商用交流電源２５及び単相整流ブリッジ回
路２７で構成し、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ａ内のリアクトル４を単相整流ブリッジ回路２７の交流
入力側に接続したものである。勿論、昇圧チョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータＡ内のリアクトル４の接続位置を変
えずに直流電源１を単相商用交流電源２５及び単相整流
ブリッジ回路２７で構成してもよい。また、図１０に示
す実施形態の回路は、図３、図６又は図８に示す昇圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡの直流電源１を三相商
用交流電源２６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成
し、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のリアク
トル４の代わりに三相整流ブリッジ回路２８の交流入力
側の各相にリアクトル４a、４b、４cをそれぞれ接続し
たものである。勿論、この場合も昇圧チョッパ型ＤＣ−
ＤＣコンバータＡ内のリアクトル４の接続位置を変えず
に直流電源１を三相商用交流電源２６及び三相整流ブリ
ッジ回路２８で構成することができる。なお、図１、図
５又は図７に示す降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の場合でも、直流電源１を単相又は三相の商用交流電源
２５、２６及び単相又は三相の整流ブリッジ回路２７、
２８で構成することができる。また、整流回路は図９及
び図１０に示す単相又は三相の整流ブリッジ回路２７、
２８に限定されず、必要に応じて単相又は三相の半波整
流回路、全波整流回路又は倍電圧整流回路等の他の整流
回路も使用できる。
【００３１】また、図１１に示す実施形態の回路は、図
３、図６又は図８に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータＡの直流電源１を、三相商用交流電源２６と、交
流−直流変換用スイッチング素子としての６個の交流−
直流変換用トランジスタ２９〜３４及び各トランジスタ
２９〜３４の各々に並列接続された６個の循環電流用ダ
イオード３５〜４０を有し且つ各トランジスタ２９〜３
４をオン・オフ制御することにより三相商用交流電源２
６の三相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路４とし
ての三相交流−直流コンバータ回路４１で構成し、昇圧
チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のリアクトル４の
代わりに三相交流−直流コンバータ回路４１の交流入力
側の各相にリアクトル４a、４b、４cを接続し、三相交
流−直流コンバータ回路４１の直流出力側の一対のライ
ン間に電源部共振用コンデンサ４２を接続したものであ
る。なお、６個の交流−直流変換用トランジスタ２９〜
３４としてＭＯＳ-ＦＥＴを使用した場合にはそれと一
体に形成された内蔵ダイオードを使用できるので、６個
の循環電流用ダイオード３５〜４０の接続を省略でき
る。また、単相交流入力の場合には三相交流−直流コン
バータ回路４１の代わりに４個の交流−直流変換用トラ
ンジスタ及びそれらに並列接続された４個の循環電流用
ダイオードを有する同様の構成の単相交流−直流コンバ
ータ回路を使用すればよいことは容易に理解できよう。
３、図６又は図８に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータＡの直流電源１を、三相商用交流電源２６と、交
流−直流変換用スイッチング素子としての６個の交流−
直流変換用トランジスタ２９〜３４及び各トランジスタ
２９〜３４の各々に並列接続された６個の循環電流用ダ
イオード３５〜４０を有し且つ各トランジスタ２９〜３
４をオン・オフ制御することにより三相商用交流電源２
６の三相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路４とし
ての三相交流−直流コンバータ回路４１で構成し、昇圧
チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のリアクトル４の
代わりに三相交流−直流コンバータ回路４１の交流入力
側の各相にリアクトル４a、４b、４cを接続し、三相交
流−直流コンバータ回路４１の直流出力側の一対のライ
ン間に電源部共振用コンデンサ４２を接続したものであ
る。なお、６個の交流−直流変換用トランジスタ２９〜
３４としてＭＯＳ-ＦＥＴを使用した場合にはそれと一
体に形成された内蔵ダイオードを使用できるので、６個
の循環電流用ダイオード３５〜４０の接続を省略でき
る。また、単相交流入力の場合には三相交流−直流コン
バータ回路４１の代わりに４個の交流−直流変換用トラ
ンジスタ及びそれらに並列接続された４個の循環電流用
ダイオードを有する同様の構成の単相交流−直流コンバ
ータ回路を使用すればよいことは容易に理解できよう。
【００３２】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子のゼ
ロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易に達成できるの
で、スイッチング素子の電圧波形と電流波形との重複部
分を少なくしてチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイ
ッチング損失を低減することができる。また、共振用リ
アクトルと共振用コンデンサとの共振作用により、チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに使用するスイッチング素
子のスイッチング動作時のサージ電圧、サージ電流及び
ノイズを低減することができる。また、簡素な回路構成
でスイッチング素子のオン・オフ動作時のスイッチング
損失及びサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減でき
るので、部品点数を削減して製造コストを削減できると
共にチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより
低減することが可能である。
ロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易に達成できるの
で、スイッチング素子の電圧波形と電流波形との重複部
分を少なくしてチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイ
ッチング損失を低減することができる。また、共振用リ
アクトルと共振用コンデンサとの共振作用により、チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに使用するスイッチング素
子のスイッチング動作時のサージ電圧、サージ電流及び
ノイズを低減することができる。また、簡素な回路構成
でスイッチング素子のオン・オフ動作時のスイッチング
損失及びサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減でき
るので、部品点数を削減して製造コストを削減できると
共にチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより
低減することが可能である。
【００３３】
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの一実施形態を示す電気回路図
バータの一実施形態を示す電気回路図
【図２】 図１の回路各部の電圧及び電流を示す波形図
【図３】 本発明による昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの一実施形態を示す電気回路図
バータの一実施形態を示す電気回路図
【図４】 図３に示す回路各部の電圧及び電流を示す波
形図
形図
【図５】 図１に示す回路の第１の変更実施形態を示す
電気回路図
電気回路図
【図６】 図３に示す回路の第１の変更実施形態を示す
電気回路図
電気回路図
【図７】 図１に示す回路の第２の変更実施形態を示す
電気回路図
電気回路図
【図８】 図３に示す回路の第２の変更実施形態を示す
電気回路図
電気回路図
【図９】 本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータを
単相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気回
路図
単相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気回
路図
【図１０】 本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を三相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
を三相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
【図１１】 本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を三相交流−直流コンバータ回路に接続した実施形態を
示す電気回路図
を三相交流−直流コンバータ回路に接続した実施形態を
示す電気回路図
【図１２】 従来の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す電気回路図
タを示す電気回路図
【図１３】 従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す電気回路図
タを示す電気回路図
【図１４】 図１２及び図１３の回路のスイッチング電
圧波形とスイッチング電流波形との重複部分を示す波形
図
圧波形とスイッチング電流波形との重複部分を示す波形
図
１．．直流電源、 ２．．主トランジスタ（主スイッチ
ング素子）、 ３．．主還流用ダイオード（主還流用整
流素子）、 ４．．リアクトル、 ５．．出力コンデン
サ、 ６．．負荷、 ７．．制御回路、 ８，１４，２
３．．第１〜第３の共振用コンデンサ、 １０．．共振
用リアクトル、 １１，１２，２２，２４．．第１〜第
４の補助還流用ダイオード（第１〜第４の補助還流用整
流素子）、 ３５〜４０．．循環電流用ダイオード（循
環電流用整流素子）、 １６．．共振電流用ダイオード
（共振電流用整流素子）、 ２１．．限流用リアクト
ル、２５．．単相商用交流電源（交流電源）、 ２
６．．三相商用交流電源（交流電源）、 ２７．．単相
整流ブリッジ回路（整流回路）、 ２８．．三相整流ブ
リッジ回路（整流回路）、 ２９〜３４．．交流−直流
変換用トランジスタ（交流−直流変換用スイッチング素
子）、 ４１．．三相交流−直流コンバータ回路（交流
−直流コンバータ回路）、 ４２．．電源部共振用コン
デンサ、 Ａ．．昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ、
ング素子）、 ３．．主還流用ダイオード（主還流用整
流素子）、 ４．．リアクトル、 ５．．出力コンデン
サ、 ６．．負荷、 ７．．制御回路、 ８，１４，２
３．．第１〜第３の共振用コンデンサ、 １０．．共振
用リアクトル、 １１，１２，２２，２４．．第１〜第
４の補助還流用ダイオード（第１〜第４の補助還流用整
流素子）、 ３５〜４０．．循環電流用ダイオード（循
環電流用整流素子）、 １６．．共振電流用ダイオード
（共振電流用整流素子）、 ２１．．限流用リアクト
ル、２５．．単相商用交流電源（交流電源）、 ２
６．．三相商用交流電源（交流電源）、 ２７．．単相
整流ブリッジ回路（整流回路）、 ２８．．三相整流ブ
リッジ回路（整流回路）、 ２９〜３４．．交流−直流
変換用トランジスタ（交流−直流変換用スイッチング素
子）、 ４１．．三相交流−直流コンバータ回路（交流
−直流コンバータ回路）、 ４２．．電源部共振用コン
デンサ、 Ａ．．昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ、
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/155
H02M 7/12
Claims (9)
- 【請求項１】 （Ａ）直流電源に並列に主スイッチング
素子と主還流用整流素子とを直列に接続し且つ前記主還
流用整流素子と出力コンデンサとの間にリアクトルを接
続し、又は （Ｂ）直流電源に並列にリアクトルと主スイッチング素
子とを直列に接続し、前記主スイッチング素子と並列に
主還流用整流素子と出力コンデンサとを直列に接続し、 前記出力コンデンサに並列に負荷を接続すると共に、前
記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧とは異なる電圧の直流出力を前
記負荷に供給するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、 前記主スイッチング素子と前記主還流用整流素子との接
続点と、共振用リアクトル及び共振電流用整流素子を有
する直列回路の一端との間に第１の共振用コンデンサを
接続し、 前記主スイッチング素子と前記主還流用整流素子との接
続点と、前記直列回路の他端との間に第１の補助還流用
整流素子を接続し、 前記主還流用整流素子と前記出力コンデンサとの接続点
と、前記直列回路の一端との間に第２の補助還流用整流
素子を接続し、 前記主スイッチング素子と前記直流電源との接続点と、
前記直列回路の他端との間に第２の共振用コンデンサを
接続し、 前記主スイッチング素子がオフ状態となったときに前記
第１の共振用コンデンサを放電すると共に前記第２の共
振用コンデンサを徐々に充電し、前記主スイッチング素
子がオン状態となったときに前記第２の共振用コンデン
サを放電すると共に前記第１の共振用コンデンサ及び第
２の共振用コンデンサと前記共振用リアクトルとが共振
して前記主スイッチング素子に共振電流が流れることを
特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記直列回路の一端に前記第２の補助還
流用整流素子を接続し、前記直列回路の他端に前記第２
の共振用コンデンサを接続した請求項１に記載のチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記主還流用整流素子又は前記主スイッ
チング素子に直列に限流用リアクトルを接続した請求項
１又は請求項２に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項４】 前記主還流用整流素子と前記第１の共振
用コンデンサとの接続点と、前記第１の補助還流用整流
素子と前記主スイッチング素子との接続点との間に第３
の補助還流用整流素子及び第３の共振用コンデンサを直
列接続し、前記第３の補助還流用整流素子と前記第３の
共振用コンデンサとの接続点と、前記主還流用整流素子
と前記出力コンデンサとの接続点との間に第４の補助還
流用整流素子を接続した請求項１〜請求項３の何れかに
１項に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 前記主スイッチング素子の一方の主端子
を前記直流電源の一端に接続し、前記主スイッチング素
子の他方の主端子と前記直流電源の他端との間に前記主
還流用整流素子を接続し、前記主スイッチング素子と前
記主還流用整流素子との接続点と前記負荷との間に前記
リアクトルを接続し、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧よりも低い電圧の直流出力を前
記負荷に供給する請求項１〜請求項４の何れか１項に記
載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 前記直流電源は、交流電源と、前記交流
電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構
成される請求項５に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項７】 前記リアクトルを介して前記直流電源の
一方のラインに前記主スイッチング素子の一方の主端子
を接続し、前記直流電源の他方のラインに前記主スイッ
チング素子の他方の主端子を接続し、前記主スイッチン
グ素子の一方の主端子と前記負荷との間に前記主還流用
整流素子を接続し、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧よりも高い電圧の直流出力を前
記負荷に供給する請求項１〜請求項４の何れか１項に記
載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項８】 前記直流電源は、交流電源と、該交流電
源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構成
され、前記整流回路の交流入力側又は直流出力側に前記
リアクトルを接続した請求項７に記載のチョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】 前記直流電源は、交流電源と、交流−直
流コンバータ回路とから構成され、 前記交流−直流コンバータ回路は、交流−直流変換用ス
イッチング素子及び該交流−直流変換用スイッチング素
子と一体に形成された整流素子又は独立に並列接続され
た整流素子から成る循環電流用整流素子を有し且つ前記
交流−直流変換用スイッチング素子をオン・オフ制御す
ることにより前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換
し、 前記交流−直流コンバータ回路の交流入力側に前記リア
クトルを接続し、前記交流−直流コンバータ回路の直流
出力側の一対のライン間に電源部共振用コンデンサを接
続した請求項７に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000168163A JP3402362B2 (ja) | 1994-11-01 | 2000-06-05 | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26852494 | 1994-11-01 | ||
| JP6-268524 | 1994-11-01 | ||
| JP7-44660 | 1995-03-03 | ||
| JP4466095 | 1995-03-03 | ||
| JP2000168163A JP3402362B2 (ja) | 1994-11-01 | 2000-06-05 | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07283959A Division JP3097519B2 (ja) | 1994-11-01 | 1995-10-31 | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001008445A JP2001008445A (ja) | 2001-01-12 |
| JP3402362B2 true JP3402362B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=27291984
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000168163A Expired - Fee Related JP3402362B2 (ja) | 1994-11-01 | 2000-06-05 | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3402362B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5838977B2 (ja) | 2013-01-21 | 2016-01-06 | 株式会社デンソー | 交流直流変換回路 |
| CN106105002B (zh) * | 2014-05-21 | 2019-04-23 | 三菱电机株式会社 | 电源装置的电路 |
| US11451149B2 (en) * | 2018-05-29 | 2022-09-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter |
-
2000
- 2000-06-05 JP JP2000168163A patent/JP3402362B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001008445A (ja) | 2001-01-12 |
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