JP3395795B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JP3395795B2 JP3395795B2 JP07348093A JP7348093A JP3395795B2 JP 3395795 B2 JP3395795 B2 JP 3395795B2 JP 07348093 A JP07348093 A JP 07348093A JP 7348093 A JP7348093 A JP 7348093A JP 3395795 B2 JP3395795 B2 JP 3395795B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は蛍光灯等の放電灯を点灯
させる放電灯点灯装置に係わり、特に、商用電源から装
置の整流回路に供給される交流電源の歪み成分を除去す
る回路に関する。
させる放電灯点灯装置に係わり、特に、商用電源から装
置の整流回路に供給される交流電源の歪み成分を除去す
る回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来この種の放電灯点灯装置は図17に
示すようにインバータ回路3が整流ダイオードブリッジ
2から供給される直流電圧の周波数を変換することによ
りこれを放電灯4に供給して放電灯4を高周波点灯させ
るものである。しかし、このインバータ回路3が動作し
た場合、整流ダイオードブリッジ2を介して商用電源1
側に高周波ノイズが逆流するため、商用電源1と整流ダ
イオードブリッジ2間にコンデンサC1、C2及びコイ
ルLから成るπ型フィルタを挿入して、前記高周波電源
が商用電源側に漏洩しないようにしている。ところが、
上記のようなπ型フィルタを単に挿入しただけでは商用
電源1側から整流ダイオードブリッジ2に供給さる電流
Iinは図18の(A)に示すような波形となり、かなり
の高調波成分を含んでいて歪んだ状態になる。このよう
な歪んだ電流Iinが流れると、これが商用電源1側の発
電設備等に悪影響を及ぼす恐れがあるため、近年、上記
のような歪んだ電流を電気機器側で流さないようにする
ことが要求されるようになった。これには、上記した電
流Iinの波形を図18(B)に示すようなできるだけ正
弦波に近い形にして、上記歪み成分の発生を抑えればよ
い。このような目的を達成する手段として、本件出願人
は特願平4ー192899号の技術を提案した。
示すようにインバータ回路3が整流ダイオードブリッジ
2から供給される直流電圧の周波数を変換することによ
りこれを放電灯4に供給して放電灯4を高周波点灯させ
るものである。しかし、このインバータ回路3が動作し
た場合、整流ダイオードブリッジ2を介して商用電源1
側に高周波ノイズが逆流するため、商用電源1と整流ダ
イオードブリッジ2間にコンデンサC1、C2及びコイ
ルLから成るπ型フィルタを挿入して、前記高周波電源
が商用電源側に漏洩しないようにしている。ところが、
上記のようなπ型フィルタを単に挿入しただけでは商用
電源1側から整流ダイオードブリッジ2に供給さる電流
Iinは図18の(A)に示すような波形となり、かなり
の高調波成分を含んでいて歪んだ状態になる。このよう
な歪んだ電流Iinが流れると、これが商用電源1側の発
電設備等に悪影響を及ぼす恐れがあるため、近年、上記
のような歪んだ電流を電気機器側で流さないようにする
ことが要求されるようになった。これには、上記した電
流Iinの波形を図18(B)に示すようなできるだけ正
弦波に近い形にして、上記歪み成分の発生を抑えればよ
い。このような目的を達成する手段として、本件出願人
は特願平4ー192899号の技術を提案した。
【0003】前期出願は、回路構成上は図17と類似し
ているが、コンデンサC2、C3の値を特殊な関係に選
び、かつ、コンデンサC3を昇圧充電手段とすることに
より商用電源1から整流ダイオードブリッジ2に供給さ
れる交流電流Iinの波形から歪成分を取り除くようにし
ている。しかし、この場合、放電灯4の状態は、安定に
点灯している状態を前提としている。従ってこのような
前提で決められたコンデンサC2、C3の値が固定化さ
れていると、点灯開始時のように放電灯4の点灯状態が
不安定の期間はコンデンサC3の容量が足りなくなっ
て、インバータ回路3にコンデンサC3から十分な電流
を供給できなくなってしまい、インバータ回路3の発振
が異常モードになってしまう等の不具合が発生する。あ
るいは、このような放電灯が安定点灯するまでの過渡期
に、前記コンデンサC3の容量が大きいと、前記昇圧充
電手段によって、コンデンサC3が高電圧に充電されて
しまい、この高い充電電圧によってインバータ回路3を
構成するスイッチ素子に対する印加電圧が高くなって、
素子を破壊してしまうなどの不具合も生じる。特にこの
不具合は、始動2次電圧の発生時には大きな問題にな
る。
ているが、コンデンサC2、C3の値を特殊な関係に選
び、かつ、コンデンサC3を昇圧充電手段とすることに
より商用電源1から整流ダイオードブリッジ2に供給さ
れる交流電流Iinの波形から歪成分を取り除くようにし
ている。しかし、この場合、放電灯4の状態は、安定に
点灯している状態を前提としている。従ってこのような
前提で決められたコンデンサC2、C3の値が固定化さ
れていると、点灯開始時のように放電灯4の点灯状態が
不安定の期間はコンデンサC3の容量が足りなくなっ
て、インバータ回路3にコンデンサC3から十分な電流
を供給できなくなってしまい、インバータ回路3の発振
が異常モードになってしまう等の不具合が発生する。あ
るいは、このような放電灯が安定点灯するまでの過渡期
に、前記コンデンサC3の容量が大きいと、前記昇圧充
電手段によって、コンデンサC3が高電圧に充電されて
しまい、この高い充電電圧によってインバータ回路3を
構成するスイッチ素子に対する印加電圧が高くなって、
素子を破壊してしまうなどの不具合も生じる。特にこの
不具合は、始動2次電圧の発生時には大きな問題にな
る。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】放電灯にインバータ回
路から高周波の電流を供給して高周波点灯させる従来の
放電灯点灯装置では、前記インバータ回路に直流電圧を
供給する整流回路の出力端間に接続される第1コンデン
サの容量と、前記整流回路と商用電源入力回路との間に
挿入されているフィルタ回路を構成するコンデンサの値
を適切に選ぶことにより、前記商用電源から整流回路に
供給される交流電流の波形から高調波歪み成分を取り除
いている。しかし、前記高調波歪み成分を取り除くため
に選択された前記第1のコンデンサの値は放電灯が安定
に点灯している場合に有効となるように選択されている
ため、放電灯の始動時などでは前記第1のコンデンサの
容量が足りなくなって、インバータ回路3の動作が異常
になったり、この第1のコンデンサに高電圧が充電され
てインバータ回路3のスイッチ素子を破壊してしまう等
の恐れが生じ、インバータ回路3の保護ができなくなっ
てしまうと欠点が生じる。
路から高周波の電流を供給して高周波点灯させる従来の
放電灯点灯装置では、前記インバータ回路に直流電圧を
供給する整流回路の出力端間に接続される第1コンデン
サの容量と、前記整流回路と商用電源入力回路との間に
挿入されているフィルタ回路を構成するコンデンサの値
を適切に選ぶことにより、前記商用電源から整流回路に
供給される交流電流の波形から高調波歪み成分を取り除
いている。しかし、前記高調波歪み成分を取り除くため
に選択された前記第1のコンデンサの値は放電灯が安定
に点灯している場合に有効となるように選択されている
ため、放電灯の始動時などでは前記第1のコンデンサの
容量が足りなくなって、インバータ回路3の動作が異常
になったり、この第1のコンデンサに高電圧が充電され
てインバータ回路3のスイッチ素子を破壊してしまう等
の恐れが生じ、インバータ回路3の保護ができなくなっ
てしまうと欠点が生じる。
【0005】そこで本発明は上記の欠点を除去し、放電
灯始動時にインバータ回路等の回路破壊を免れ、且つ放
電灯の安定点灯時には商用電源より整流回路に供給され
る交流電流から高調波歪みを取り除くことができる放電
灯点灯装置を提供することを目的としている。
灯始動時にインバータ回路等の回路破壊を免れ、且つ放
電灯の安定点灯時には商用電源より整流回路に供給され
る交流電流から高調波歪みを取り除くことができる放電
灯点灯装置を提供することを目的としている。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明に係る放電灯点灯
装置は、放電灯を点灯させる高周波電圧を発生するイン
バータ回路に直流電圧を供給する全波整流回路を設け、
この全波整流回路の出力端間に第1のコンデンサを設け
ると共に、前記全波整流回路の商用電源側または前記第
1のコンデンサ側に第2のコンデンサを設け、前記放電
灯の点灯時に前記全波整流回路に商用電源より供給され
る交流電流から高調波成分を除去する機能を備えた放電
灯点灯装置において、前記第1のコンデンサの容量値を
切り替えられるように複数のコンデンサにより構成する
と共に、前記放電灯が点灯したことを検出する点灯検出
手段と、この点灯検出手段により前記放電灯が点灯した
ことが検出された直後に前記第1のコンデンサを大きな
値から小さな値に切り替える容量切替手段とを具備した
ことを特徴とする。
装置は、放電灯を点灯させる高周波電圧を発生するイン
バータ回路に直流電圧を供給する全波整流回路を設け、
この全波整流回路の出力端間に第1のコンデンサを設け
ると共に、前記全波整流回路の商用電源側または前記第
1のコンデンサ側に第2のコンデンサを設け、前記放電
灯の点灯時に前記全波整流回路に商用電源より供給され
る交流電流から高調波成分を除去する機能を備えた放電
灯点灯装置において、前記第1のコンデンサの容量値を
切り替えられるように複数のコンデンサにより構成する
と共に、前記放電灯が点灯したことを検出する点灯検出
手段と、この点灯検出手段により前記放電灯が点灯した
ことが検出された直後に前記第1のコンデンサを大きな
値から小さな値に切り替える容量切替手段とを具備した
ことを特徴とする。
【0007】
【作用】本発明の放電灯点灯装置において、点灯検出手
段は前記放電灯が点灯したことを検出する。容量切替手
段は前記点灯検出手段により前記放電灯が点灯したこと
が検出された直後に容量値を大きい値と小さい値の2段
階に切り替えられるように複数のコンデンサにより構成
された前記第1のコンデンサを大きな値から小さな値に
切り替える。これにより、放電灯が点灯する前の不安定
な期間に第1のコンデンサの容量を大きくして、インバ
ータ回路の保護を行い、前記放電灯が安定に点灯した後
は、前記第1のコンデンサの値を所定値に低下させて、
商用電源から整流回路に供給される交流電流から高調波
歪み成分を除去することができる。
段は前記放電灯が点灯したことを検出する。容量切替手
段は前記点灯検出手段により前記放電灯が点灯したこと
が検出された直後に容量値を大きい値と小さい値の2段
階に切り替えられるように複数のコンデンサにより構成
された前記第1のコンデンサを大きな値から小さな値に
切り替える。これにより、放電灯が点灯する前の不安定
な期間に第1のコンデンサの容量を大きくして、インバ
ータ回路の保護を行い、前記放電灯が安定に点灯した後
は、前記第1のコンデンサの値を所定値に低下させて、
商用電源から整流回路に供給される交流電流から高調波
歪み成分を除去することができる。
【0008】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して説
明する。図1は本発明の放電灯点灯装置の第1の実施例
を示した回路図である。1は放電灯点灯装置に交流電流
を供給する商用電源、2は交流電流を直流電流に変換す
る整流ダイオードブリッジ、3は放電灯4に高周波電流
を供給するインバータ回路、4は放電灯、5はコンデン
サC4に並列に接続されて第1のコンデンサ(以下、平
滑回路と称す)8の容量を切り替えるFET、6はFE
T5のゲートに制御電圧を出力することによって、この
FET5をオンオフする制御回路、7はノイズ除去及び
商用電源1から整流ダイオードブリッジ2に供給される
電流Iinから高調波成分を除去する動作に用いられるπ
型フィルタで、コンデンサC1、第2のコンデンサを兼
るC2及びコイルLにより構成されている。本実施例に
おいて第1のコンデンサ8はコンデンサC3とC4の直
列回路から成っている。尚、この第1のコンデンサ8の
容量をCとすると、FET5がオフ時、C=C3・C4
/(C3+C4)となり、又、FET4がオン時、C=
C3となる。
明する。図1は本発明の放電灯点灯装置の第1の実施例
を示した回路図である。1は放電灯点灯装置に交流電流
を供給する商用電源、2は交流電流を直流電流に変換す
る整流ダイオードブリッジ、3は放電灯4に高周波電流
を供給するインバータ回路、4は放電灯、5はコンデン
サC4に並列に接続されて第1のコンデンサ(以下、平
滑回路と称す)8の容量を切り替えるFET、6はFE
T5のゲートに制御電圧を出力することによって、この
FET5をオンオフする制御回路、7はノイズ除去及び
商用電源1から整流ダイオードブリッジ2に供給される
電流Iinから高調波成分を除去する動作に用いられるπ
型フィルタで、コンデンサC1、第2のコンデンサを兼
るC2及びコイルLにより構成されている。本実施例に
おいて第1のコンデンサ8はコンデンサC3とC4の直
列回路から成っている。尚、この第1のコンデンサ8の
容量をCとすると、FET5がオフ時、C=C3・C4
/(C3+C4)となり、又、FET4がオン時、C=
C3となる。
【0009】図2は図1に示したインバータ回路の詳細
例を示した回路図である。インバータ回路はBで示した
谷埋め回路(昇圧手段)と、Aで示した周波数変換回路
とから成っている。谷埋め回路BはダイオードD21、
コイルL20及びコンデンサC20の直列回路と、コイ
ルL20とダイオードD21の接続点と周波数変換回路
Aを構成するトランジスタT20のコレクタ側とを接続
するダイオードD22により構成されている。周波数変
換回路Aはトランス22と、このトランス22と直列に
接続されているトランジスタT20と、このトランジス
タT20のベースに接続されてこのトランジスタT20
のスイッチング制御を行う制御回路21とから成ってい
る。
例を示した回路図である。インバータ回路はBで示した
谷埋め回路(昇圧手段)と、Aで示した周波数変換回路
とから成っている。谷埋め回路BはダイオードD21、
コイルL20及びコンデンサC20の直列回路と、コイ
ルL20とダイオードD21の接続点と周波数変換回路
Aを構成するトランジスタT20のコレクタ側とを接続
するダイオードD22により構成されている。周波数変
換回路Aはトランス22と、このトランス22と直列に
接続されているトランジスタT20と、このトランジス
タT20のベースに接続されてこのトランジスタT20
のスイッチング制御を行う制御回路21とから成ってい
る。
【0010】制御回路21によりトランジスタT20が
スイッチングすることにより、トランス22の1次側コ
イルに高周波の交番電流が流れ、トランス22の2次側
コイルに高周波の高電圧が発生して、これが放電灯4に
供給される。トランジスタT20がスイッチングしてい
る時、ダイオードD22を介してコンデンサC20に充
電電流が流れ、図示されないダイオードブリッジ回路か
らの電流が減少した時に前記コンデンサC20に蓄えら
れていた電荷がダイオードD21、コイルL20を介し
て周波数変換回路A側に供給される。この時、コイルL
20の自己誘導で電圧が高電圧化されてトランス22の
1次巻線側に供給される。これにより、トランジスタT
20を流れる電流の谷が埋められ、円滑な周波数変換動
作が行われる。尚、本例は一石式のインバータ回路であ
るが、インバータ回路の形式はどのようなものでもよ
い。
スイッチングすることにより、トランス22の1次側コ
イルに高周波の交番電流が流れ、トランス22の2次側
コイルに高周波の高電圧が発生して、これが放電灯4に
供給される。トランジスタT20がスイッチングしてい
る時、ダイオードD22を介してコンデンサC20に充
電電流が流れ、図示されないダイオードブリッジ回路か
らの電流が減少した時に前記コンデンサC20に蓄えら
れていた電荷がダイオードD21、コイルL20を介し
て周波数変換回路A側に供給される。この時、コイルL
20の自己誘導で電圧が高電圧化されてトランス22の
1次巻線側に供給される。これにより、トランジスタT
20を流れる電流の谷が埋められ、円滑な周波数変換動
作が行われる。尚、本例は一石式のインバータ回路であ
るが、インバータ回路の形式はどのようなものでもよ
い。
【0011】次に本実施例の動作について説明する。ま
ず、π型フィルタ7を構成するコンデンサC2と第1の
コンデンサ8の容量C(これはFET5がオフ時の容
量)の値は放電灯4の点灯が安定した状態にて、商用電
源1から整流ダイオードブリッジ2に供給される交流電
流Iinがほぼ正弦波状になるような値に選択されてお
り、前記交流電流Iinから高調波歪み成分が除去される
ように設定されているものとする。しかも、コンデンサ
C3の容量は平滑回路8がFET5のオンによって、コ
ンデンサがC3のみで構成された場合にインバータ回路
3を保護するに十分な容量の値に設定されているものと
する。尚、C3>C3・C4/(C3+C4)の関係が
ある。又、放電灯4の始動前にはFET5は制御回路6
によりオン状態となっており、平滑回路8はコンデンサ
C3のみで構成されているものとする。
ず、π型フィルタ7を構成するコンデンサC2と第1の
コンデンサ8の容量C(これはFET5がオフ時の容
量)の値は放電灯4の点灯が安定した状態にて、商用電
源1から整流ダイオードブリッジ2に供給される交流電
流Iinがほぼ正弦波状になるような値に選択されてお
り、前記交流電流Iinから高調波歪み成分が除去される
ように設定されているものとする。しかも、コンデンサ
C3の容量は平滑回路8がFET5のオンによって、コ
ンデンサがC3のみで構成された場合にインバータ回路
3を保護するに十分な容量の値に設定されているものと
する。尚、C3>C3・C4/(C3+C4)の関係が
ある。又、放電灯4の始動前にはFET5は制御回路6
によりオン状態となっており、平滑回路8はコンデンサ
C3のみで構成されているものとする。
【0012】放電灯4の始動時、商用電源1から入力さ
れる交流電流はπ型フィルタ7を介して整流ダイオード
ブリッジ2に供給されるため、この整流ダイオードブリ
ッジ2の出力側に直流電流が発生する。この直流電流は
平滑回路8により平滑された後、インバータ回路3に供
給される。インバータ回路8は入力される直流電流を高
周波電流に変換してこれを放電灯4に供給することによ
り、放電灯4を点灯させる。図3は上記した放電灯が点
灯されるまでの経過を説明する図であり、(A)はイン
バータ回路3から放電灯4に供給される出力電力を示し
ている。0時点で電源投入があると、時刻t1でインバ
ータ回路3から出力された高周波電圧が放電灯4に印加
されて放電灯4の余熱を行い、その後、時刻t2で前記
余熱期間が終了すると共に始動期間に入ると、前記出力
電力が上昇して放電灯4を始動させ、時刻t4で安全回
路が動作して前記インバータ回路3の出力電力が低くな
って、放電灯4が安定且つ継続的に点灯する。一方、F
ET5は当初(B)に示す如くオフ状態で、放電灯4が
点灯した後、時刻t3で制御回路6によりオン状態にさ
れ、以降、放電灯4が消灯されるまでこのオン状態が継
続される。ここで、FET5がオン時、平滑回路8はコ
ンデンサC3で構成されて、その容量はC3となる。
又、FET5がオフ時、平滑回路8はコンデンサC3と
C4の直列回路により構成され、その容量はC3・C4
/(C3+C4)に低下する。従って、平滑回路8の容
量は図2(C)に示すように電源投入から時刻t3まで
はC3で、時刻t3以降はC3・C4/(C3+C4)
に低下する。ここで、制御回路6の詳細な構成に関して
は後述するが、例えば電源投入時時刻を計時するタイマ
或いは回路の電圧変化により放電灯4の点灯を検出する
検出回路等から構成され、時刻t3間ではFET5をオ
ンとする制御電圧をFET5のゲートに出力し、時刻t
3以降ではFET5をオフとする制御電圧を同FET5
のゲートに出力するものとする。
れる交流電流はπ型フィルタ7を介して整流ダイオード
ブリッジ2に供給されるため、この整流ダイオードブリ
ッジ2の出力側に直流電流が発生する。この直流電流は
平滑回路8により平滑された後、インバータ回路3に供
給される。インバータ回路8は入力される直流電流を高
周波電流に変換してこれを放電灯4に供給することによ
り、放電灯4を点灯させる。図3は上記した放電灯が点
灯されるまでの経過を説明する図であり、(A)はイン
バータ回路3から放電灯4に供給される出力電力を示し
ている。0時点で電源投入があると、時刻t1でインバ
ータ回路3から出力された高周波電圧が放電灯4に印加
されて放電灯4の余熱を行い、その後、時刻t2で前記
余熱期間が終了すると共に始動期間に入ると、前記出力
電力が上昇して放電灯4を始動させ、時刻t4で安全回
路が動作して前記インバータ回路3の出力電力が低くな
って、放電灯4が安定且つ継続的に点灯する。一方、F
ET5は当初(B)に示す如くオフ状態で、放電灯4が
点灯した後、時刻t3で制御回路6によりオン状態にさ
れ、以降、放電灯4が消灯されるまでこのオン状態が継
続される。ここで、FET5がオン時、平滑回路8はコ
ンデンサC3で構成されて、その容量はC3となる。
又、FET5がオフ時、平滑回路8はコンデンサC3と
C4の直列回路により構成され、その容量はC3・C4
/(C3+C4)に低下する。従って、平滑回路8の容
量は図2(C)に示すように電源投入から時刻t3まで
はC3で、時刻t3以降はC3・C4/(C3+C4)
に低下する。ここで、制御回路6の詳細な構成に関して
は後述するが、例えば電源投入時時刻を計時するタイマ
或いは回路の電圧変化により放電灯4の点灯を検出する
検出回路等から構成され、時刻t3間ではFET5をオ
ンとする制御電圧をFET5のゲートに出力し、時刻t
3以降ではFET5をオフとする制御電圧を同FET5
のゲートに出力するものとする。
【0013】本実施例によれば、電源投入時から放電灯
4が安定に点灯する時刻t3までの間、平滑回路8は大
きな容量のC3となっているため、インバータ回路3に
対して十分な電流の授受を行うことができ、インバータ
回路3の発振モードが異常に落ちいることを防止でき、
且つインバータ回路3から帰還される電流によって平滑
回路8が高い電圧に充電されることを防止することがで
きる。このため、インバータ回路3を構成するスイッチ
素子に過電圧が印加されることを防止して、始動時のイ
ンバータ回路3の保護を確実に行うことができる。しか
も、放電灯4が安定に点灯した時刻t3以降は、平滑回
路8の容量をC3・C4/(C3+C4)に低下するこ
とにより、この平滑回路8とπ型フィルタ7を構成する
コンデンサC1、C2により商用電源1から整流ダイオ
ードブリッジ2に供給される交流電流Iinから高調波成
分を除去して、その歪みを低減させることができる。
尚、上記したFET5をオンとする時期として、図3
(D)に示したように安全回路動作期間に入った時刻t
5以降としても同様の効果がある。
4が安定に点灯する時刻t3までの間、平滑回路8は大
きな容量のC3となっているため、インバータ回路3に
対して十分な電流の授受を行うことができ、インバータ
回路3の発振モードが異常に落ちいることを防止でき、
且つインバータ回路3から帰還される電流によって平滑
回路8が高い電圧に充電されることを防止することがで
きる。このため、インバータ回路3を構成するスイッチ
素子に過電圧が印加されることを防止して、始動時のイ
ンバータ回路3の保護を確実に行うことができる。しか
も、放電灯4が安定に点灯した時刻t3以降は、平滑回
路8の容量をC3・C4/(C3+C4)に低下するこ
とにより、この平滑回路8とπ型フィルタ7を構成する
コンデンサC1、C2により商用電源1から整流ダイオ
ードブリッジ2に供給される交流電流Iinから高調波成
分を除去して、その歪みを低減させることができる。
尚、上記したFET5をオンとする時期として、図3
(D)に示したように安全回路動作期間に入った時刻t
5以降としても同様の効果がある。
【0014】図4は本発明の第2の実施例を示した回路
図である。本例では平滑回路8がコンデンサC5とコン
デンサC6の並列回路から成り、しかも、コンデンサC
6はFET5を介して電源線に接続されている。他の構
成は図1に示した実施例と同一である。ここで、π型フ
ィルタ7を構成するコンデンサC1、C2と平滑回路8
を構成するコンデンサC5の値は放電灯4の点灯が安定
した状態にて、商用電源1から整流ダイオードブリッジ
2に供給される交流電流Iinがほぼ正弦波状となるよう
な値に選択されており、前記交流電源Iinから高調波歪
み成分が除去されるように設定されているものとする。
又、FET5がオンとなった場合、平滑回路8の容量C
は(C5+C6)となるが、この値はインバータ回路3
を保護するに十分な容量値となるようにCの値が設定さ
れているものとする。更に、放電灯4の始動前、FET
5は制御回路6によりオン状態となっており、平滑回路
8の容量Cは(C5+C6)になっているものとする。
従って本例も、商用電源1の電源投入時から放電灯4が
安定に点灯する始動期間までの間は、制御回路6により
FET5がオン状態となって、平滑回路8の容量をイン
バータ回路3を保護するに十分な値としておくことがで
き、又、前記時刻t3以降は制御回路6によりFET5
をオフとして平滑回路8をコンデンサC5のみで構成す
るため、上記第1の実施例と同様の効果がある。
図である。本例では平滑回路8がコンデンサC5とコン
デンサC6の並列回路から成り、しかも、コンデンサC
6はFET5を介して電源線に接続されている。他の構
成は図1に示した実施例と同一である。ここで、π型フ
ィルタ7を構成するコンデンサC1、C2と平滑回路8
を構成するコンデンサC5の値は放電灯4の点灯が安定
した状態にて、商用電源1から整流ダイオードブリッジ
2に供給される交流電流Iinがほぼ正弦波状となるよう
な値に選択されており、前記交流電源Iinから高調波歪
み成分が除去されるように設定されているものとする。
又、FET5がオンとなった場合、平滑回路8の容量C
は(C5+C6)となるが、この値はインバータ回路3
を保護するに十分な容量値となるようにCの値が設定さ
れているものとする。更に、放電灯4の始動前、FET
5は制御回路6によりオン状態となっており、平滑回路
8の容量Cは(C5+C6)になっているものとする。
従って本例も、商用電源1の電源投入時から放電灯4が
安定に点灯する始動期間までの間は、制御回路6により
FET5がオン状態となって、平滑回路8の容量をイン
バータ回路3を保護するに十分な値としておくことがで
き、又、前記時刻t3以降は制御回路6によりFET5
をオフとして平滑回路8をコンデンサC5のみで構成す
るため、上記第1の実施例と同様の効果がある。
【0015】図5は本発明の第3の実施例を示した回路
図である。本例の平滑回路8はコンデンサC7、C8及
びダイオードD1、D2で構成され、且つダイオードD
2に並列にサイリスタ9が接続されている。このサイリ
スタ9のゲートは制御回路6に接続されており、この制
御回路6によりサイリスタ9がオンオフされる。制御回
路6は放電灯4の始動時から放電灯4が安定に点灯する
までの間、サイリスタ9をオンとする制御を行って平滑
回路8の容量をインバータ回路3を保護するに十分な大
きな値としておく。その後、放電灯4が安定点灯状態に
なったことを制御回路6が時間計時や或いは電源回路の
電圧変化等により検出すると、サイリスタ9をオフとす
る制御を行って、平滑回路8の容量を低下させる。この
平滑回路8の容量が低下した時の値は商用電源1から供
給される交流電流Iinから高調波成分を除去する値に設
定されているため、本例も上記した第1の実施例と同様
の効果がある。
図である。本例の平滑回路8はコンデンサC7、C8及
びダイオードD1、D2で構成され、且つダイオードD
2に並列にサイリスタ9が接続されている。このサイリ
スタ9のゲートは制御回路6に接続されており、この制
御回路6によりサイリスタ9がオンオフされる。制御回
路6は放電灯4の始動時から放電灯4が安定に点灯する
までの間、サイリスタ9をオンとする制御を行って平滑
回路8の容量をインバータ回路3を保護するに十分な大
きな値としておく。その後、放電灯4が安定点灯状態に
なったことを制御回路6が時間計時や或いは電源回路の
電圧変化等により検出すると、サイリスタ9をオフとす
る制御を行って、平滑回路8の容量を低下させる。この
平滑回路8の容量が低下した時の値は商用電源1から供
給される交流電流Iinから高調波成分を除去する値に設
定されているため、本例も上記した第1の実施例と同様
の効果がある。
【0016】図6は本発明の第4の実施例を示した回路
図である。本例はダイオードD3を挟んで挿入されてい
る第2のコンデンサC9と平滑回路(第1のコンデン
サ)8の容量を、適切に選択することにより、上記した
実施例と同様に放電灯4が安定点灯している時の整流ダ
イオードブリッジ2に供給される商用電源からの交流電
流Vinから高調波成分を取り除いて歪みを低減させるこ
とができる。従って本例も放電灯4が点灯するまで、平
滑回路8の容量をインバータ回路3を保護するに十分な
値とし、放電灯4が安定点灯してからは平滑回路8の容
量を低くして、前記コンデンサC9とダイオードD3の
回路と協調して、上記した交流電流Vinから歪みを除去
するようにしている。本例もFET5が制御回路6によ
りオンオフされるタイミングは、図1に示した第1の実
施例と同様であり、同様の効果がある。
図である。本例はダイオードD3を挟んで挿入されてい
る第2のコンデンサC9と平滑回路(第1のコンデン
サ)8の容量を、適切に選択することにより、上記した
実施例と同様に放電灯4が安定点灯している時の整流ダ
イオードブリッジ2に供給される商用電源からの交流電
流Vinから高調波成分を取り除いて歪みを低減させるこ
とができる。従って本例も放電灯4が点灯するまで、平
滑回路8の容量をインバータ回路3を保護するに十分な
値とし、放電灯4が安定点灯してからは平滑回路8の容
量を低くして、前記コンデンサC9とダイオードD3の
回路と協調して、上記した交流電流Vinから歪みを除去
するようにしている。本例もFET5が制御回路6によ
りオンオフされるタイミングは、図1に示した第1の実
施例と同様であり、同様の効果がある。
【0017】図7は本発明の第5の実施例を示した回路
図である。本例も図6に示した実施例とほぼ同様である
が、平滑回路8がコンデンサC5、C6の並列回路から
なっている点が前実施例と異なっている。この平滑回路
8の容量切り替えは図4に示した第2の実施例に対応し
ており、前実施例と同様の効果がある。
図である。本例も図6に示した実施例とほぼ同様である
が、平滑回路8がコンデンサC5、C6の並列回路から
なっている点が前実施例と異なっている。この平滑回路
8の容量切り替えは図4に示した第2の実施例に対応し
ており、前実施例と同様の効果がある。
【0018】次に上記した制御回路の具体的構成例につ
いて述べる。図8は制御回路6として、電源投入からの
時間計時により、放電灯4が安定に点灯した時点を知る
カウンタ回路を用いた例を示した図である。カウンタ回
路61は商用電源1が投入されると、整流ダイオードブ
リッジ2の出力側に発生する直流電流によりカウントを
開始し、そのカウント値が所定値に達すると、ハイレベ
ルの電圧をFET5のゲートに出力するため、例えば図
3の時刻t3に前記カウンタ回路61が前記所定値に達
するように前記カウントアップ値をセットしておけば、
時刻t3にてFET5をオフからオンに制御することが
できる。従って、前記所定値を変更することにより、図
3のt5にてカウンタ回路61のカウント値がカウント
アップするようにして、時刻t5でFET5をオンにす
ることもできる。尚、カウンタ回路61はそのカウント
値が前記所定値に達するまではFET5にローレベルの
制御電圧を出力して、このFET5をオフ状態にしてい
る。又、このカウンタ回路61により構成された制御回
路6は第1の実施例ばかりでなく、第2、第3、第4、
第5の実施例にも同様に適用して同様の効果を得ること
ができる。
いて述べる。図8は制御回路6として、電源投入からの
時間計時により、放電灯4が安定に点灯した時点を知る
カウンタ回路を用いた例を示した図である。カウンタ回
路61は商用電源1が投入されると、整流ダイオードブ
リッジ2の出力側に発生する直流電流によりカウントを
開始し、そのカウント値が所定値に達すると、ハイレベ
ルの電圧をFET5のゲートに出力するため、例えば図
3の時刻t3に前記カウンタ回路61が前記所定値に達
するように前記カウントアップ値をセットしておけば、
時刻t3にてFET5をオフからオンに制御することが
できる。従って、前記所定値を変更することにより、図
3のt5にてカウンタ回路61のカウント値がカウント
アップするようにして、時刻t5でFET5をオンにす
ることもできる。尚、カウンタ回路61はそのカウント
値が前記所定値に達するまではFET5にローレベルの
制御電圧を出力して、このFET5をオフ状態にしてい
る。又、このカウンタ回路61により構成された制御回
路6は第1の実施例ばかりでなく、第2、第3、第4、
第5の実施例にも同様に適用して同様の効果を得ること
ができる。
【0019】図9は制御回路6として、放電灯4が安定
に点灯した時点を整流ダイオードブリッジ2から出力さ
れる直流電圧の変化から検出する電圧検出回路を用いた
例を示した図である。62は電圧検出回路で分圧抵抗R
1及びR2及び抵抗R2に平並に接続されて時定数回路
を構成するコンデンサC9からなっている。商用電源1
が投入されると、整流ダイオードブリッジ2から直流電
圧が発生されてこれがインバータ回路3に入力される。
この電圧は放電灯4が点灯していない時は高く、放電灯
4が安定に点灯し始めると低くなる。従って、前記電圧
検出回路62で検出される電圧V1も前記放電灯が安定
に点灯していない過渡時には高く、放電灯4が安定に点
灯し始めると低くなるため、図10に示すように前記過
渡時にはFET5に高いV1が印加されるため、これが
オンとなって平滑回路8の容量が大きくなる。放電灯4
が安定に点灯すると、図10のイで前記V1が低くなる
ため、FET5がオンとなって、平滑回路8の容量が所
定値に低下する。この電圧検出回路62により構成され
た制御回路6は第2の実施例はもとより、第1、第3、
第4、第5の実施例にも適用できて、同様の効果を得る
ことができる。
に点灯した時点を整流ダイオードブリッジ2から出力さ
れる直流電圧の変化から検出する電圧検出回路を用いた
例を示した図である。62は電圧検出回路で分圧抵抗R
1及びR2及び抵抗R2に平並に接続されて時定数回路
を構成するコンデンサC9からなっている。商用電源1
が投入されると、整流ダイオードブリッジ2から直流電
圧が発生されてこれがインバータ回路3に入力される。
この電圧は放電灯4が点灯していない時は高く、放電灯
4が安定に点灯し始めると低くなる。従って、前記電圧
検出回路62で検出される電圧V1も前記放電灯が安定
に点灯していない過渡時には高く、放電灯4が安定に点
灯し始めると低くなるため、図10に示すように前記過
渡時にはFET5に高いV1が印加されるため、これが
オンとなって平滑回路8の容量が大きくなる。放電灯4
が安定に点灯すると、図10のイで前記V1が低くなる
ため、FET5がオンとなって、平滑回路8の容量が所
定値に低下する。この電圧検出回路62により構成され
た制御回路6は第2の実施例はもとより、第1、第3、
第4、第5の実施例にも適用できて、同様の効果を得る
ことができる。
【0020】図11は制御回路6として、放電灯4が安
定に点灯した時点を放電灯4に印加されるインバータ回
路3の出力電圧の変化から検出して、FET5を制御す
る点灯検出回路63を用いた例を示した図である。放電
灯4が点灯していないとき、インバータ回路3から放電
灯4に印加される電圧は高く、放電灯4が点灯すると前
記電圧は低くなる。点灯検出回路63は放電灯4に流れ
る電流をCTで検出し、この電流の変化から前記放電灯
4に印加される電圧の変化を検出し、この電圧が高い場
合は放電灯4が点灯していないと判定して、FET5に
ハイレベルの電圧を印加してこれをオンとし、前記検出
電圧が低くなった時は放電灯4が点灯したと判定して、
前記FET5にローレベルの電圧を印加してこれをオフ
にすることにより、平滑回路8の容量変化を行ってい
る。この点灯検出回路63により制御回路6を構成した
例は第1の実施例はもとより、上記第2、第3、第4、
第5の実施例にも同様に適用して同様の効果を得ること
ができる。
定に点灯した時点を放電灯4に印加されるインバータ回
路3の出力電圧の変化から検出して、FET5を制御す
る点灯検出回路63を用いた例を示した図である。放電
灯4が点灯していないとき、インバータ回路3から放電
灯4に印加される電圧は高く、放電灯4が点灯すると前
記電圧は低くなる。点灯検出回路63は放電灯4に流れ
る電流をCTで検出し、この電流の変化から前記放電灯
4に印加される電圧の変化を検出し、この電圧が高い場
合は放電灯4が点灯していないと判定して、FET5に
ハイレベルの電圧を印加してこれをオンとし、前記検出
電圧が低くなった時は放電灯4が点灯したと判定して、
前記FET5にローレベルの電圧を印加してこれをオフ
にすることにより、平滑回路8の容量変化を行ってい
る。この点灯検出回路63により制御回路6を構成した
例は第1の実施例はもとより、上記第2、第3、第4、
第5の実施例にも同様に適用して同様の効果を得ること
ができる。
【0021】図12は制御回路6として、放電灯4が安
定に点灯した時点を放電灯4に印加されるインバータ回
路3からの出力電圧の変化から検出して、FET5を制
御する上記した点灯検出回路63の他の構成例を示した
図である。本例は放電灯4に印加されるインバータ回路
3からの電圧を放電灯4の両端から得ているだけで、他
の構成は図8に示した点灯検出回路63と同一であり、
同様の効果がある。
定に点灯した時点を放電灯4に印加されるインバータ回
路3からの出力電圧の変化から検出して、FET5を制
御する上記した点灯検出回路63の他の構成例を示した
図である。本例は放電灯4に印加されるインバータ回路
3からの電圧を放電灯4の両端から得ているだけで、他
の構成は図8に示した点灯検出回路63と同一であり、
同様の効果がある。
【0022】ところで、上記した制御回路6の具体例は
全て、放電灯4が点灯していない過渡時に平滑回路8の
容量を大きくして、放電灯4の安定点灯時に平滑回路8
の容量を小さくするようにFET5の制御を行う構成で
あった。しかし、図13に示した制御回路6の具体例は
FET5を平滑回路8の被充電区間のみオフとして平滑
回路8の容量を低減し、平滑回路8の充電区間は前記F
ET5をオンとして平滑回路8の容量をインバータ回路
3を保護するに十分なだけ大きくする制御を行う構成例
である。従って、本例の制御回路6は被充電区間検出回
路10により構成されている。この被充電区間検出回路
10はコンデンサC9の端子電圧Vcを入力し、この端
子電圧Vcが図15に示すようにインバータ回路3に入
る整流後電圧Vaに比べて大きい区間を平滑回路8の充
電区間と判定して、FET5に印加する制御電圧Vを図
15に示すようにハイレベルとして、平滑回路8の容量
を大きくし、逆に前記端子電圧Vcが図2に示すように
インバータ回路3に入る整流後電圧Vaに比べて小さい
区間をコンデンサC9の被充電区間と判定して、FET
5に印加する電圧Vを図15に示すようにローレベルと
して、平滑回路8の容量を小さくする制御を行ってい
る。これにより、平滑回路8の容量が小さいと、平滑回
路8の両端に高電圧が発生してインバータ3を破壊する
恐れがある前記充電区間では平滑回路8の容量を大きく
し、前記恐れがない被充電区間に前記平滑回路8の容量
所定値に低下させて、整流ダイオードブリッジ2に入力
される交流電流Iinから歪み成分を除去するようにし
ている。
全て、放電灯4が点灯していない過渡時に平滑回路8の
容量を大きくして、放電灯4の安定点灯時に平滑回路8
の容量を小さくするようにFET5の制御を行う構成で
あった。しかし、図13に示した制御回路6の具体例は
FET5を平滑回路8の被充電区間のみオフとして平滑
回路8の容量を低減し、平滑回路8の充電区間は前記F
ET5をオンとして平滑回路8の容量をインバータ回路
3を保護するに十分なだけ大きくする制御を行う構成例
である。従って、本例の制御回路6は被充電区間検出回
路10により構成されている。この被充電区間検出回路
10はコンデンサC9の端子電圧Vcを入力し、この端
子電圧Vcが図15に示すようにインバータ回路3に入
る整流後電圧Vaに比べて大きい区間を平滑回路8の充
電区間と判定して、FET5に印加する制御電圧Vを図
15に示すようにハイレベルとして、平滑回路8の容量
を大きくし、逆に前記端子電圧Vcが図2に示すように
インバータ回路3に入る整流後電圧Vaに比べて小さい
区間をコンデンサC9の被充電区間と判定して、FET
5に印加する電圧Vを図15に示すようにローレベルと
して、平滑回路8の容量を小さくする制御を行ってい
る。これにより、平滑回路8の容量が小さいと、平滑回
路8の両端に高電圧が発生してインバータ3を破壊する
恐れがある前記充電区間では平滑回路8の容量を大きく
し、前記恐れがない被充電区間に前記平滑回路8の容量
所定値に低下させて、整流ダイオードブリッジ2に入力
される交流電流Iinから歪み成分を除去するようにし
ている。
【0023】図14は図13に示した被充電区間検出回
路10の更に詳細な回路例を示した図である。被充電区
間検出回路10はコンパレータ11により成り、このコ
ンパレータ11の反転端子にコンデンサC9の端子電圧
Vcが、被反転端子にインバータ3より整流後の平均電
圧Vaが基準電圧として入力されている。コンパレータ
11は図15に示すように前記VcがVaに比べて大き
い場合、FET5をオンとし、小さい場合FET5をオ
フとする。
路10の更に詳細な回路例を示した図である。被充電区
間検出回路10はコンパレータ11により成り、このコ
ンパレータ11の反転端子にコンデンサC9の端子電圧
Vcが、被反転端子にインバータ3より整流後の平均電
圧Vaが基準電圧として入力されている。コンパレータ
11は図15に示すように前記VcがVaに比べて大き
い場合、FET5をオンとし、小さい場合FET5をオ
フとする。
【0024】図16は図13に示した被充電区間検出回
路の更に他の詳細例を示した図で、本例の被充電区間検
出回路10は分圧抵抗R3、R4にて構成されると共
に、FETの代わりにトランジスタTrがコンデンサC
4に抵抗R5を介して並列に接続されている。本例も平
滑回路8の充電区間となって、その端子電圧Vcが最も
高くなった時の電圧が抵抗R3、R4によって分圧され
てトランジスタTrにかかった時、このトランジスタは
オンとなって平滑回路8の容量を最大とし、その後、前
記端子電圧Vcが下降するに連れて、トランジスタTr
のコレクタエミッタ間の電流が減少し始めて、前記平滑
回路18の容量が連続的に上昇し始める。その後、前記
平滑回路8の被導電区間となって、前記端子電圧Vcが
最小になった時、トランジスタTrは完全に非導通状態
となって平滑回路8の容量が最低となる。これにより、
前記平滑回路8の充電区間では、平滑回路8の容量が大
きいためインバータ回路3を保護することができ、前記
平滑回路8の被充電区間では平滑回路8の容量は所定値
に低下して、コンデンサC9とダイオードD3との協調
作用により、整流ダイオードブリッジ2に入力される交
流電流Iinから高調波歪みを取り除く動作を行うことが
できる。上記図14に示した例との違いは、本例の平滑
回路8の容量が連続的に変化する点にある。尚、上記し
た各実施例における整流ダイオードブリッジにも基本的
に交流電流を直流電流に変換できる整流作用ができれば
いずれでもよく、又、インバータ回路3は一石式、二石
式、ハーフブリッジ式、フルブリッジ式等いずれでもよ
い。更に、整流ダイオードブリッジ2に入力される放流
電流Vinから高調波成分を取り除く回路は、例えば図
1、図6で示したものの他に、平滑回路8の容量値をそ
の要素として構成されるものであれば、本発明を同様に
適用して同様の効果を得ることができる。
路の更に他の詳細例を示した図で、本例の被充電区間検
出回路10は分圧抵抗R3、R4にて構成されると共
に、FETの代わりにトランジスタTrがコンデンサC
4に抵抗R5を介して並列に接続されている。本例も平
滑回路8の充電区間となって、その端子電圧Vcが最も
高くなった時の電圧が抵抗R3、R4によって分圧され
てトランジスタTrにかかった時、このトランジスタは
オンとなって平滑回路8の容量を最大とし、その後、前
記端子電圧Vcが下降するに連れて、トランジスタTr
のコレクタエミッタ間の電流が減少し始めて、前記平滑
回路18の容量が連続的に上昇し始める。その後、前記
平滑回路8の被導電区間となって、前記端子電圧Vcが
最小になった時、トランジスタTrは完全に非導通状態
となって平滑回路8の容量が最低となる。これにより、
前記平滑回路8の充電区間では、平滑回路8の容量が大
きいためインバータ回路3を保護することができ、前記
平滑回路8の被充電区間では平滑回路8の容量は所定値
に低下して、コンデンサC9とダイオードD3との協調
作用により、整流ダイオードブリッジ2に入力される交
流電流Iinから高調波歪みを取り除く動作を行うことが
できる。上記図14に示した例との違いは、本例の平滑
回路8の容量が連続的に変化する点にある。尚、上記し
た各実施例における整流ダイオードブリッジにも基本的
に交流電流を直流電流に変換できる整流作用ができれば
いずれでもよく、又、インバータ回路3は一石式、二石
式、ハーフブリッジ式、フルブリッジ式等いずれでもよ
い。更に、整流ダイオードブリッジ2に入力される放流
電流Vinから高調波成分を取り除く回路は、例えば図
1、図6で示したものの他に、平滑回路8の容量値をそ
の要素として構成されるものであれば、本発明を同様に
適用して同様の効果を得ることができる。
【0025】
【発明の効果】以上記述した如く本発明の放電灯点灯装
置によれば、放電灯始動時にインバータ回路等の回路破
壊を免れ、且つ放電灯の安定点灯時には商用電源より整
流回路に供給される交流電流から高調波歪みを取り除く
ことができる。
置によれば、放電灯始動時にインバータ回路等の回路破
壊を免れ、且つ放電灯の安定点灯時には商用電源より整
流回路に供給される交流電流から高調波歪みを取り除く
ことができる。
【図1】本発明の放電灯点灯装置の第1の実施例を示し
た回路図。
た回路図。
【図2】図1のインバータ回路の詳細例を示した回路
図。
図。
【図3】図1に示した平滑回路の容量切り替え動作を示
したタイムチャート。
したタイムチャート。
【図4】本発明の第2の実施例を示した回路図。
【図5】本発明の第3の実施例を示した回路図。
【図6】本発明の第4の実施例を示した回路図。
【図7】本発明の第5の実施例を示した回路図。
【図8】制御回路として電源投入からの時間計時により
放電灯が安定に点灯した時点を知るカウンタ回路を用い
た構成例を示した図。
放電灯が安定に点灯した時点を知るカウンタ回路を用い
た構成例を示した図。
【図9】制御回路として、放電灯が安定に点灯した時点
を整流ダイオードブリッジから出力される直流電圧の変
化から検出する電圧検出回路を用いた構成例を示した
図。
を整流ダイオードブリッジから出力される直流電圧の変
化から検出する電圧検出回路を用いた構成例を示した
図。
【図10】図9に示した他の構成の平滑回路の容量切り
替え動作を示したタイムチャート。
替え動作を示したタイムチャート。
【図11】制御回路として、放電灯が安定に点灯した時
点をこの放電灯に印加されるインバータ回路からの出力
電圧の変化から検出して、FETを制御する点灯検出回
路を用いた構成例を示した図。
点をこの放電灯に印加されるインバータ回路からの出力
電圧の変化から検出して、FETを制御する点灯検出回
路を用いた構成例を示した図。
【図12】制御回路として、放電灯が安定に点灯した時
点をこの放電灯に印加されるインバータ回路からの出力
電圧の変化から検出して、FETを制御する点灯検出回
路の他の構成例を示した図。
点をこの放電灯に印加されるインバータ回路からの出力
電圧の変化から検出して、FETを制御する点灯検出回
路の他の構成例を示した図。
【図13】制御回路の他の構成例を示した回路図。
【図14】図13に示した被充電区間検出回路の更に詳
細な回路例を示した図。
細な回路例を示した図。
【図15】図14に示したコンパレータの動作を説明す
るタイムチャート。
るタイムチャート。
【図16】図13に示した被充電区間検出回路の更に他
の詳細例を示した図。
の詳細例を示した図。
【図17】従来の放電点灯装置の一例を示した回路図。
【図18】図17に示した整流ダイオードブリッジに入
力される交流電流波形例を示した図。
力される交流電流波形例を示した図。
1…商用電源 2…整流ダイオ
ードブリッジ 3…インバータ回路 4…放電灯 5…FET 6…制御回路 7…π型フィルタ 8…平滑回路
ードブリッジ 3…インバータ回路 4…放電灯 5…FET 6…制御回路 7…π型フィルタ 8…平滑回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平2−144889(JP,A)
特開 平1−274389(JP,A)
特開 昭62−207174(JP,A)
特開 平4−342992(JP,A)
(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
H05B 41/24
H02M 7/48
Claims (6)
- 【請求項1】 放電灯を点灯させる高周波電圧を発生す
るインバータ回路に直流電圧を供給する全波整流回路を
設け、この全波整流回路の出力端間に第1のコンデンサ
を設けると共に、前記全波整流回路の商用電源側または
前記第1のコンデンサ側に第2のコンデンサを設け、前
記放電灯の点灯時に前記全波整流回路に商用電源より供
給される交流電流から高調波成分を除去する機能を備え
た放電灯点灯装置において、 前記第1のコンデンサの容量値を切り替えられるように
複数のコンデンサにより構成すると共に、 前記放電灯が点灯したことを検出する点灯検出手段と、 この 点灯検出手段により前記放電灯が点灯したことが検
出された直後に前記第1のコンデンサを大きな値から小
さな値に切り替える容量切替手段とを具備したことを特
徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項2】 前記点灯検出手段は電源投入時から時間
を経時する経時回路を備え、この経時回路により経時さ
れた時間により前記放電灯の点灯を検出することを特徴
とする請求項1記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項3】 前記点灯検出手段は前記全波整流回路か
ら出力される直流電圧を検出する電圧検出回路を備え、
この電圧検出回路により検出された直流電圧の変化によ
り前記放電灯の点灯を検出することを特徴とする請求項
1記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項4】 前記点灯検出手段はインバータ回路から
放電灯に印加される高周波電圧を検出する電圧検出回路
を備え、この電圧検出回路により検出された前記電圧の
変化により前記放電灯の点灯を検出することを特徴とす
る請求項1記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項5】 放電灯を点灯させる高周波電圧を発生す
るインバータ回路に直流電圧を供給する全波整流回路を
設け、この全波整流回路の出力端間に第1のコンデンサ
を設けると共に、前記全波整流回路の商用電源側または
前記第1のコンデンサ側に第2のコンデンサを設け、前
記放電灯の点灯時に前記全波整流回路に商用電源より供
給される交流電流から高調波成分を除去する機能を備え
た放電 灯点灯装置において、 前記第1のコンデンサの容量値を切り替えられるように
複数のコンデンサにより構成すると共に、前記第1の コンデンサの充電/被充電区間を検出する区
間検出手段と、 この 区間検出手段により前記第1のコンデンサの充電区
間が検出されると前記第1のコンデンサを小さな値から
大きな値に切り替える一方、前記区間検出手段により前
記第1のコンデンサの被充電区間が検出されると前記第
1のコンデンサを大きい値から小さい値に切り替える容
量切替手段とを具備したことを特徴とする放電灯点灯装
置。 - 【請求項6】 放電灯を点灯させる高周波電圧を発生す
るインバータ回路に直流電圧を供給する全波整流回路を
設け、この全波整流回路の出力端間に第1のコンデンサ
を設けると共に、前記全波整流回路の商用電源側または
前記第1のコンデンサ側に第2のコンデンサを設け、前
記放電灯の点灯時に前記全波整流回路に商用電源より供
給される交流電流から高調波成分を除去する機能を備え
た放電灯点灯装置において、 前記第1のコンデンサの容量値を切り替えられるように
複数のコンデンサにより構成すると共に、 前記第1のコンデンサの充電/被充電区間を検出する区
間検出手段と、 この 区間検出手段により前記コンデンサの充電区間が検
出されると前記第1のコンデンサを小さな値から大きな
値に連続的に変化させ、前記区間検出手段により前記コ
ンデンサの被充電区間が検出されると前記第1のコンデ
ンサを大きい値から小さい値に連続的に変化させる容量
可変手段とを具備したことを特徴とする放電灯点灯装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07348093A JP3395795B2 (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07348093A JP3395795B2 (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06290886A JPH06290886A (ja) | 1994-10-18 |
JP3395795B2 true JP3395795B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=13519493
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP07348093A Expired - Fee Related JP3395795B2 (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3395795B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1996013093A1 (fr) * | 1994-10-24 | 1996-05-02 | Hitachi, Ltd. | Onduleur |
JP2015080370A (ja) * | 2013-10-18 | 2015-04-23 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-03-31 JP JP07348093A patent/JP3395795B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH06290886A (ja) | 1994-10-18 |
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