JP3377675B2 - 高周波増幅回路 - Google Patents
高周波増幅回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高周波増幅回路に係
わり、特にディジタル移動体通信システムや、携帯用移
動体通信端末用に用いる低位相歪の高周波増幅回路に関
するものである。
わり、特にディジタル移動体通信システムや、携帯用移
動体通信端末用に用いる低位相歪の高周波増幅回路に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８はバイポーラ・トランジスタをエミ
ッタ接地増幅器として用いた従来例の高周波増幅回路の
代表的な構成を示すものであり、図９は図８に示す高周
波増幅回路のベース・エミッタ特性と入力信号との関係
を示す図であり、図１０は図８に示す高周波増幅回路の
入出力特性を示す図である。上記図８に示す従来の高周
波増幅回路の動作を上記図９及び図１０を用いて説明す
る。
ッタ接地増幅器として用いた従来例の高周波増幅回路の
代表的な構成を示すものであり、図９は図８に示す高周
波増幅回路のベース・エミッタ特性と入力信号との関係
を示す図であり、図１０は図８に示す高周波増幅回路の
入出力特性を示す図である。上記図８に示す従来の高周
波増幅回路の動作を上記図９及び図１０を用いて説明す
る。
【０００３】バイポーラ・トランジスタＴｒ１より成る
エミッタ接地増幅器を線形増幅器として使用する場合、
図８に示すようにベース側のＢ１点の印加電圧は外部の
電圧源ＶＢより印加された電圧を、抵抗Ｒ１、Ｒ２によ
る抵抗分割等で任意の電圧値に変換して与えられる。そ
の動作点をＡ級とした場合、入力電力の振幅が図９の入
力電力Ｖ１として示すように、Ｂ１点に与えられている
バイアス電圧ＶＢ１と上記バイポーラ・トランジスタＴ
ｒ１のベース・エミッタ間のダイオードのＯｎ電圧Ｖｔ
ｈとの電位差を越えない電圧振幅のときは、バイポーラ
・トランジスタＴｒ１は線形動作状態であり、利得・入
出力電力の位相偏差は共に一定であるが、図９に示すよ
うに入力電力の増加につれて、Ｂ１点の電圧振幅が増加
してＶ２になり、上記Ｂ１点に与えられているバイアス
電圧ＶＢ１とベース・エミッタ間のダイオードのＯｎ電
圧Ｖｔｈとの電位差を越えてしまう場合は、トランジス
タは非線形動作状態で、Ａ級として動作点を保つことが
できず電力利得が徐々に減少していく。
エミッタ接地増幅器を線形増幅器として使用する場合、
図８に示すようにベース側のＢ１点の印加電圧は外部の
電圧源ＶＢより印加された電圧を、抵抗Ｒ１、Ｒ２によ
る抵抗分割等で任意の電圧値に変換して与えられる。そ
の動作点をＡ級とした場合、入力電力の振幅が図９の入
力電力Ｖ１として示すように、Ｂ１点に与えられている
バイアス電圧ＶＢ１と上記バイポーラ・トランジスタＴ
ｒ１のベース・エミッタ間のダイオードのＯｎ電圧Ｖｔ
ｈとの電位差を越えない電圧振幅のときは、バイポーラ
・トランジスタＴｒ１は線形動作状態であり、利得・入
出力電力の位相偏差は共に一定であるが、図９に示すよ
うに入力電力の増加につれて、Ｂ１点の電圧振幅が増加
してＶ２になり、上記Ｂ１点に与えられているバイアス
電圧ＶＢ１とベース・エミッタ間のダイオードのＯｎ電
圧Ｖｔｈとの電位差を越えてしまう場合は、トランジス
タは非線形動作状態で、Ａ級として動作点を保つことが
できず電力利得が徐々に減少していく。
【０００４】又、入力電力の振幅が図９のＶ２で示すよ
うに大きくなって、上記バイポーラ・トランジスタＴｒ
１のベース・エミッタ間のダイオードのＯｎ電圧Ｖｔｈ
以下の電位までＢ１点の電圧値が振れると、ベース・エ
ミッタ間がオン状態の時間とオフ状態の時間とが発生す
る。オン状態では、ベース・エミッタ間のダイオードの
入力インピーダンスはＡ級動作点を保っているときと等
しいが、オフ状態のときは上記ベース・エミッタ間のダ
イオードの入力インピーダンスはＡ級動作点を保ってい
るときに比べ高いインピーダンスになるので、そのとき
のＢ１の電圧値は、負側に大きく振れてしまう。Ａ級動
作点を保っている場合は、時間平均ではＢ１点の電圧値
はＶＢ１で一定であったが、Ｂ１点の電圧値が、バイポ
ーラ・トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間のダイ
オードのＯｎ電圧Ｖｔｈ以下まで振れたときは、時間平
均ではＶＢ１より低い電圧値となる。
うに大きくなって、上記バイポーラ・トランジスタＴｒ
１のベース・エミッタ間のダイオードのＯｎ電圧Ｖｔｈ
以下の電位までＢ１点の電圧値が振れると、ベース・エ
ミッタ間がオン状態の時間とオフ状態の時間とが発生す
る。オン状態では、ベース・エミッタ間のダイオードの
入力インピーダンスはＡ級動作点を保っているときと等
しいが、オフ状態のときは上記ベース・エミッタ間のダ
イオードの入力インピーダンスはＡ級動作点を保ってい
るときに比べ高いインピーダンスになるので、そのとき
のＢ１の電圧値は、負側に大きく振れてしまう。Ａ級動
作点を保っている場合は、時間平均ではＢ１点の電圧値
はＶＢ１で一定であったが、Ｂ１点の電圧値が、バイポ
ーラ・トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間のダイ
オードのＯｎ電圧Ｖｔｈ以下まで振れたときは、時間平
均ではＶＢ１より低い電圧値となる。
【０００５】一方、バイポーラ・トランジスタＴｒ１の
ベース・エミッタ間ダイオードのジャンクション容量値
は電圧依存性を持っている。従って、ベース・エミッタ
間への印加電圧が変動すると上記ベース・エミッタ間ダ
イオードのジャンクション容量が変動し、エミッタ接地
増幅器の入力インピーダンスが入力電力が充分小さくＡ
級動作を保っているときに比べ異なる値になるため、電
力の通過位相に影響を与え、図１０に示すように位相偏
差も小信号時から変動してしまう。図１０は図８に示す
回路の入出力特性であり、横軸の入力信号（ｐｉｎ）の
レベルに対する縦軸の利得（ＧＡＩＮ）及びトランジス
タＴｒ１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥと、位相（Ｐ
ＨＡＳＥ）の変化の様子を示している。図１０より明ら
かなようにトランジスタＴｒ１への入力電力が増大し、
非線形動作状態になると、トランジスタＴｒ１の利得が
低下し、ベース・エミッタ間電圧ＶＢＥが低下すると共
に、位相（ＰＨＡＳＥ）が変動する。
ベース・エミッタ間ダイオードのジャンクション容量値
は電圧依存性を持っている。従って、ベース・エミッタ
間への印加電圧が変動すると上記ベース・エミッタ間ダ
イオードのジャンクション容量が変動し、エミッタ接地
増幅器の入力インピーダンスが入力電力が充分小さくＡ
級動作を保っているときに比べ異なる値になるため、電
力の通過位相に影響を与え、図１０に示すように位相偏
差も小信号時から変動してしまう。図１０は図８に示す
回路の入出力特性であり、横軸の入力信号（ｐｉｎ）の
レベルに対する縦軸の利得（ＧＡＩＮ）及びトランジス
タＴｒ１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥと、位相（Ｐ
ＨＡＳＥ）の変化の様子を示している。図１０より明ら
かなようにトランジスタＴｒ１への入力電力が増大し、
非線形動作状態になると、トランジスタＴｒ１の利得が
低下し、ベース・エミッタ間電圧ＶＢＥが低下すると共
に、位相（ＰＨＡＳＥ）が変動する。
【０００６】又、動作点をＡＢ級にした場合でも小信号
時はＡ級に近い動作を行うが、徐々に入力電力が増加し
ていくと、同様に、入力電力の振幅が増加していき、そ
れに伴ってトランジスタＴｒ１の入力インピーダンスが
変動するため、通過位相が小信号時の線形動作状態と入
力電力が増加したときの非線形動作状態とで位相偏差が
異なってしまう。
時はＡ級に近い動作を行うが、徐々に入力電力が増加し
ていくと、同様に、入力電力の振幅が増加していき、そ
れに伴ってトランジスタＴｒ１の入力インピーダンスが
変動するため、通過位相が小信号時の線形動作状態と入
力電力が増加したときの非線形動作状態とで位相偏差が
異なってしまう。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】Ａ級或いは、ＡＢ級で
動作する増幅器では、電力付加効率は入力電力が増加し
て出力電力が飽和し始める領域付近、即ち非線形動作領
域で最大となる。ところが、入力電力が増加して増幅器
の動作が非線形領域に達しはじめると、バイポーラ・ト
ランジスタではベースの電圧振幅が、増加して上記トラ
ンジスタのベース側のダイオードのオン・オフにより、
ベース・エミッタ間ダイオードのジャンクション容量が
変動して、トランジスタの入力インピーダンスが変動
し、電力の通過位相が小信号時より徐々に異なってく
る。ディジタル移動体通信システムで採用されている通
信方式では、信号の振幅情報と共に位相情報を必要とす
る変調方式などがある。又、携帯用移動体通信端末中に
搭載されるパワーアンプでは、その通信時間の延命化の
為に高効率化が望まれている。上述する従来技術では、
高効率化が図れる非線形動作領域では位相偏差が増大す
るので、位相情報を必要とする変調方式には問題があっ
た。
動作する増幅器では、電力付加効率は入力電力が増加し
て出力電力が飽和し始める領域付近、即ち非線形動作領
域で最大となる。ところが、入力電力が増加して増幅器
の動作が非線形領域に達しはじめると、バイポーラ・ト
ランジスタではベースの電圧振幅が、増加して上記トラ
ンジスタのベース側のダイオードのオン・オフにより、
ベース・エミッタ間ダイオードのジャンクション容量が
変動して、トランジスタの入力インピーダンスが変動
し、電力の通過位相が小信号時より徐々に異なってく
る。ディジタル移動体通信システムで採用されている通
信方式では、信号の振幅情報と共に位相情報を必要とす
る変調方式などがある。又、携帯用移動体通信端末中に
搭載されるパワーアンプでは、その通信時間の延命化の
為に高効率化が望まれている。上述する従来技術では、
高効率化が図れる非線形動作領域では位相偏差が増大す
るので、位相情報を必要とする変調方式には問題があっ
た。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の高周波増幅回路
は、バイポーラ・トランジスタより成るエミッタ接地増
幅器のベース端子と、該ベース端子にベースバイアス電
圧を供給するベースバイアス回路間に、順方向に接続し
たＰＮ接合素子を設け、該ＰＮ接合素子と上記バイアス
回路との接続点と接地点間に、上記ＰＮ接合素子より、
上記バイアス回路側を見たときのインピーダンスより高
周波的に充分小さいインピーダンスとなるキャパシタを
設けたことを特徴とする。
は、バイポーラ・トランジスタより成るエミッタ接地増
幅器のベース端子と、該ベース端子にベースバイアス電
圧を供給するベースバイアス回路間に、順方向に接続し
たＰＮ接合素子を設け、該ＰＮ接合素子と上記バイアス
回路との接続点と接地点間に、上記ＰＮ接合素子より、
上記バイアス回路側を見たときのインピーダンスより高
周波的に充分小さいインピーダンスとなるキャパシタを
設けたことを特徴とする。
【０００９】従って、上記ベースバイアス回路と、エミ
ッタ接地増幅器として使用されるバイポーラ・トランジ
スタのベース端子との間に設けれたＰＮ接合素子のアノ
ード側は、接地点との間にキャパシタが接続されている
ので、該キャパシタにより高周波的には接地された状態
になっている。また、上記ＰＮ接合素子のアノード側は
直流的には接地されていないので、バイポーラ・トラン
ジスタのベース端子には上記ベースバイアス回路より上
記ＰＮ接合素子を介して、ベースバイアス電圧が印加さ
れる。
ッタ接地増幅器として使用されるバイポーラ・トランジ
スタのベース端子との間に設けれたＰＮ接合素子のアノ
ード側は、接地点との間にキャパシタが接続されている
ので、該キャパシタにより高周波的には接地された状態
になっている。また、上記ＰＮ接合素子のアノード側は
直流的には接地されていないので、バイポーラ・トラン
ジスタのベース端子には上記ベースバイアス回路より上
記ＰＮ接合素子を介して、ベースバイアス電圧が印加さ
れる。
【００１０】エミッタ接地増幅器として使用される上記
バイポーラ・トランジスタが非線形動作領域に達する
と、そのベース側の電圧振幅が大きくなり、上記エミッ
タ接地のバイポーラ・トランジスタのベースがオン、オ
フを繰返す。その結果、ベースの平均電圧値は減少して
いく。バイポーラ・トランジスタのベースの平均電圧値
が減少すると、ベース・エミッタ間の容量値の電圧依存
性で、このバイポーラ・トランジスタの入力インピーダ
ンスが変動するが、上記バイポーラ・トランジスタのベ
ース・エミッタと直列に接続されているバイアス供給用
のＰＮ接合素子は、エミッタ接地のバイポーラ・トラン
ジスタのベース側の平均電圧値が減少すると、ＰＮ接合
素子自身にかかる電圧値は増加するので、ＰＮ接合素子
の持つ容量値は上記バイポーラ・トランジスタのベース
・エミッタ間の容量値とは逆方向に変動し、これを補償
するように働く。一方、上記ＰＮ接合素子のアノード側
は接地点との間に設けられたキャパシタにより高周波的
に接地されているので、上記ＰＮ接合素子と上記キャパ
シタの直列回路が上記バイポーラ・トランジスタのベー
スと接地点間に高周波的には並列に接続されたものとな
り、上記バイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ
間の容量値の変動を補償することができる。
バイポーラ・トランジスタが非線形動作領域に達する
と、そのベース側の電圧振幅が大きくなり、上記エミッ
タ接地のバイポーラ・トランジスタのベースがオン、オ
フを繰返す。その結果、ベースの平均電圧値は減少して
いく。バイポーラ・トランジスタのベースの平均電圧値
が減少すると、ベース・エミッタ間の容量値の電圧依存
性で、このバイポーラ・トランジスタの入力インピーダ
ンスが変動するが、上記バイポーラ・トランジスタのベ
ース・エミッタと直列に接続されているバイアス供給用
のＰＮ接合素子は、エミッタ接地のバイポーラ・トラン
ジスタのベース側の平均電圧値が減少すると、ＰＮ接合
素子自身にかかる電圧値は増加するので、ＰＮ接合素子
の持つ容量値は上記バイポーラ・トランジスタのベース
・エミッタ間の容量値とは逆方向に変動し、これを補償
するように働く。一方、上記ＰＮ接合素子のアノード側
は接地点との間に設けられたキャパシタにより高周波的
に接地されているので、上記ＰＮ接合素子と上記キャパ
シタの直列回路が上記バイポーラ・トランジスタのベー
スと接地点間に高周波的には並列に接続されたものとな
り、上記バイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ
間の容量値の変動を補償することができる。
【００１１】また、本発明の高周波増幅回路は、バイポ
ーラ・トランジスタより成るエミッタ接地増幅器のベー
ス端子と、該ベース端子にベースバイアス電圧を供給す
るベースバイアス回路間に、バイアス供給用直流増幅ト
ランジスタのベース・エミッタ間を順方向に設け、上記
バイアス供給用直流増幅トランジスタのベースと接地点
間には、上記バイアス供給用直流増幅トランジスタのベ
ース端子より、上位ベースバイアス回路側を見たインピ
ーダンスより高周波的に充分小さいインピーダンスとな
るキャパシタを設けたことを特徴とする。
ーラ・トランジスタより成るエミッタ接地増幅器のベー
ス端子と、該ベース端子にベースバイアス電圧を供給す
るベースバイアス回路間に、バイアス供給用直流増幅ト
ランジスタのベース・エミッタ間を順方向に設け、上記
バイアス供給用直流増幅トランジスタのベースと接地点
間には、上記バイアス供給用直流増幅トランジスタのベ
ース端子より、上位ベースバイアス回路側を見たインピ
ーダンスより高周波的に充分小さいインピーダンスとな
るキャパシタを設けたことを特徴とする。
【００１２】従って、バイポーラ・トランジスタより成
るエミッタ接地増幅器のベースバイアス電圧をバイアス
供給用直流増幅トランジスタを介して印加する場合も上
述する場合と同様に、エミッタ接地増幅器として使用さ
れるトランジスタが非線形動作領域に達すると、バイア
ス供給用トランジスタのベース・エミッタ間の電圧値
は、上記エミッタ接地のトランジスタのベース・エミッ
タ間の電圧変動と逆の方向に動くため、エミッタ接地の
トランジスタの入力インピーダンスの変動を抑える作用
がある。
るエミッタ接地増幅器のベースバイアス電圧をバイアス
供給用直流増幅トランジスタを介して印加する場合も上
述する場合と同様に、エミッタ接地増幅器として使用さ
れるトランジスタが非線形動作領域に達すると、バイア
ス供給用トランジスタのベース・エミッタ間の電圧値
は、上記エミッタ接地のトランジスタのベース・エミッ
タ間の電圧変動と逆の方向に動くため、エミッタ接地の
トランジスタの入力インピーダンスの変動を抑える作用
がある。
【００１３】また、本発明の高周波増幅回路は、バイポ
ーラ・トランジスタより成るエミッタ接地増幅器のベー
ス端子と、該ベース端子にベースバイアス電圧を供給す
るベースバイアス回路間にベース端子とコレクタ端子或
いはベース端子とエミッタ端子間を接続したバイアス供
給用トランジスタを順方向に設け、上記バイアス供給用
トランジスタのベース端子に、該ベース端子自身から、
上記ベースバイアス回路を見たインピーダンスより高周
波的に充分小さいインピーダンスとなるキャパシタを設
けたことを特徴とする。
ーラ・トランジスタより成るエミッタ接地増幅器のベー
ス端子と、該ベース端子にベースバイアス電圧を供給す
るベースバイアス回路間にベース端子とコレクタ端子或
いはベース端子とエミッタ端子間を接続したバイアス供
給用トランジスタを順方向に設け、上記バイアス供給用
トランジスタのベース端子に、該ベース端子自身から、
上記ベースバイアス回路を見たインピーダンスより高周
波的に充分小さいインピーダンスとなるキャパシタを設
けたことを特徴とする。
【００１４】従って、バイポーラ・トランジスタより成
るエミッタ接地増幅器のベースバイアス電圧を、ベース
端子とコレクタ端子、又はベース端子とエミッタ端子と
を接続してベース・エミッタ間又はベース・コレクタ間
でダイオードとして動作させるようにしたバイアス供給
用トランジスタを介して印加する場合も、上述する場合
と同様の作用でエミッタ接地増幅器を構成するバイポー
ラ・トランジスタの入力インピーダンスの変動を抑える
ことができる。
るエミッタ接地増幅器のベースバイアス電圧を、ベース
端子とコレクタ端子、又はベース端子とエミッタ端子と
を接続してベース・エミッタ間又はベース・コレクタ間
でダイオードとして動作させるようにしたバイアス供給
用トランジスタを介して印加する場合も、上述する場合
と同様の作用でエミッタ接地増幅器を構成するバイポー
ラ・トランジスタの入力インピーダンスの変動を抑える
ことができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明する。 ＜第１の実施形態＞図１は本発明の第１の実施形態の回
路図であり、図２は図１に示す回路中のトランジスタの
ベース及びダイオードにかかる電圧を示すグラフ、図３
は、本実施回路の入出力特性を示すグラフである。以降
図にしたがって、本実施形態を説明する。バイポーラ・
トランジスタより成るエミッタ接地増幅器を線形増幅器
として使用する場合、図１に示すようにベース側のＢ１
点の印加電圧は、外部の電圧源ＶＢより印加された電圧
を例えば抵抗Ｒ１とＲ２による抵抗分割等で任意の電圧
値に変換して、更に図中Ｂ２点からＢ１点の間にＢ１点
側をダイオードのカソード端子側となるようにダイオー
ドを挿入して与える。同時にＢ２点とアース電位との間
にＢ２点からバイアス抵抗側を見たインピーダンスに比
べ、充分小さいインピーダンス値となるようなキャパシ
タＣ１を挿入する。
て説明する。 ＜第１の実施形態＞図１は本発明の第１の実施形態の回
路図であり、図２は図１に示す回路中のトランジスタの
ベース及びダイオードにかかる電圧を示すグラフ、図３
は、本実施回路の入出力特性を示すグラフである。以降
図にしたがって、本実施形態を説明する。バイポーラ・
トランジスタより成るエミッタ接地増幅器を線形増幅器
として使用する場合、図１に示すようにベース側のＢ１
点の印加電圧は、外部の電圧源ＶＢより印加された電圧
を例えば抵抗Ｒ１とＲ２による抵抗分割等で任意の電圧
値に変換して、更に図中Ｂ２点からＢ１点の間にＢ１点
側をダイオードのカソード端子側となるようにダイオー
ドを挿入して与える。同時にＢ２点とアース電位との間
にＢ２点からバイアス抵抗側を見たインピーダンスに比
べ、充分小さいインピーダンス値となるようなキャパシ
タＣ１を挿入する。
【００１６】図１のエミッタ接地トランジスタＴｒ１の
動作点をＡ級にした場合、入力電力の電圧が図９のＶ１
で示すように充分小さく、その振幅がＢ１点に与えられ
ているバイアス電圧ＶＢ１とベース・エミッタ間のダイ
オードのＯｎ電圧Ｖｔｈとの電位差を越えない電圧振幅
であるときは、上記トランジスタＴｒ１は線形動作状態
であり、利得・入出力電力の位相偏差は共に一定であ
る。ところが、図９のＶ２で示すように入力電力の増加
につれて、Ｂ１点の電圧振幅Ｖ２が増加し、上記Ｂ１点
に与えられているバイアス電圧ＶＢ１とベース・エミッ
タ間のダイオードのＯｎ電圧Ｖｔｈとの電位差を越える
と、トランジスタＴｒ１は非線形動作状態となり、Ａ級
としての動作点を保つことができず電力利得が徐々に減
少していく。又、ベース・エミッタ間のダイオードのＯ
ｎ電圧Ｖｔｈ以下の電位までＢ１点の電圧値が振れる
と、上記トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間に
は、オン状態の時間と、オフ状態の時間とが発生する。
動作点をＡ級にした場合、入力電力の電圧が図９のＶ１
で示すように充分小さく、その振幅がＢ１点に与えられ
ているバイアス電圧ＶＢ１とベース・エミッタ間のダイ
オードのＯｎ電圧Ｖｔｈとの電位差を越えない電圧振幅
であるときは、上記トランジスタＴｒ１は線形動作状態
であり、利得・入出力電力の位相偏差は共に一定であ
る。ところが、図９のＶ２で示すように入力電力の増加
につれて、Ｂ１点の電圧振幅Ｖ２が増加し、上記Ｂ１点
に与えられているバイアス電圧ＶＢ１とベース・エミッ
タ間のダイオードのＯｎ電圧Ｖｔｈとの電位差を越える
と、トランジスタＴｒ１は非線形動作状態となり、Ａ級
としての動作点を保つことができず電力利得が徐々に減
少していく。又、ベース・エミッタ間のダイオードのＯ
ｎ電圧Ｖｔｈ以下の電位までＢ１点の電圧値が振れる
と、上記トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間に
は、オン状態の時間と、オフ状態の時間とが発生する。
【００１７】オン状態では、ベース・エミッタ間のダイ
オードの入力インピーダンスはＡ級動作点を保っている
ときと等しいが、オフ状態のときは、上記ベース・エミ
ッタ間のダイオードの入力インピーダンスはＡ級動作点
を保っているときに比べ高いインピーダンスになるの
で、そのときのＢ１点の電圧値は、負側に大きく振れ
る。Ａ級動作点を保っている場合は、時間平均ではＢ１
点の電圧値はＶＢ１で一定であったが、上記のオフ状態
のときは時間平均ではＶＢ１よりも小さい電圧値とな
る。ベース・エミッタ間ダイオードのジャンクション容
量値は電圧依存性を持っている。従って、ベース・エミ
ッタ間への印加電圧が変動すると上記ベース・エミッタ
間ダイオードのジャンクション容量が変動し、エミッタ
接地増幅器の入力インピーダンスが、入力電力が充分小
さくＡ級動作を保っているときに比べ異なった値にな
る。
オードの入力インピーダンスはＡ級動作点を保っている
ときと等しいが、オフ状態のときは、上記ベース・エミ
ッタ間のダイオードの入力インピーダンスはＡ級動作点
を保っているときに比べ高いインピーダンスになるの
で、そのときのＢ１点の電圧値は、負側に大きく振れ
る。Ａ級動作点を保っている場合は、時間平均ではＢ１
点の電圧値はＶＢ１で一定であったが、上記のオフ状態
のときは時間平均ではＶＢ１よりも小さい電圧値とな
る。ベース・エミッタ間ダイオードのジャンクション容
量値は電圧依存性を持っている。従って、ベース・エミ
ッタ間への印加電圧が変動すると上記ベース・エミッタ
間ダイオードのジャンクション容量が変動し、エミッタ
接地増幅器の入力インピーダンスが、入力電力が充分小
さくＡ級動作を保っているときに比べ異なった値にな
る。
【００１８】一方、Ｂ２点の電位は、定電圧源の電圧値
と抵抗Ｒ１、Ｒ２の分割比で決定され、入力電力の増加
に影響されないので、Ｂ１点の電位が上述のように徐々
に小信号動作時より下がってしまうと、図１に示すダイ
オードＤ１にかかる電圧値△ＶＢＥ２は、図２に示すよ
うに徐々に増加していく。そのため上記エミッタ接地の
トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間ダイオードの
ジャンクション容量の変動とは、逆の変動をバイアス回
路中のダイオードＤ１の持つジャンクション容量は行う
ことになる。従って、徐々に入力電力が増加していく
と、入力電力の振幅が増加し、それに伴ってエミッタ接
地トランジスタＴｒ１の入力インピーダンスが変動する
が、ダイオードＤ１のインピーダンスがそれを相殺する
ように変動するため、上記エミッタ接地トランジスタＴ
ｒ１の入力インピーダンスの変動を抑制し、通過位相偏
差を従来回路に比べて小さくできる。更に、ダイオード
Ｄ１にかかる電圧値が大きくなると、ダイオードＤ１を
通ってトランジスタＴｒ１のベースに流れ込む電流値が
増加するので、コレクタ電流が増加し、コレクタ端での
出力電力の飽和を解消でき、電力利得の減少も改善する
ことができる。
と抵抗Ｒ１、Ｒ２の分割比で決定され、入力電力の増加
に影響されないので、Ｂ１点の電位が上述のように徐々
に小信号動作時より下がってしまうと、図１に示すダイ
オードＤ１にかかる電圧値△ＶＢＥ２は、図２に示すよ
うに徐々に増加していく。そのため上記エミッタ接地の
トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間ダイオードの
ジャンクション容量の変動とは、逆の変動をバイアス回
路中のダイオードＤ１の持つジャンクション容量は行う
ことになる。従って、徐々に入力電力が増加していく
と、入力電力の振幅が増加し、それに伴ってエミッタ接
地トランジスタＴｒ１の入力インピーダンスが変動する
が、ダイオードＤ１のインピーダンスがそれを相殺する
ように変動するため、上記エミッタ接地トランジスタＴ
ｒ１の入力インピーダンスの変動を抑制し、通過位相偏
差を従来回路に比べて小さくできる。更に、ダイオード
Ｄ１にかかる電圧値が大きくなると、ダイオードＤ１を
通ってトランジスタＴｒ１のベースに流れ込む電流値が
増加するので、コレクタ電流が増加し、コレクタ端での
出力電力の飽和を解消でき、電力利得の減少も改善する
ことができる。
【００１９】図３は図１に示す回路の入出力特性であ
り、横軸の入力信号（ｐｉｎ）のレベルに対する縦軸の
利得（ＧＡＩＮ）と位相（ＰＨＡＳＥ）の変化の様子を
示している。図１に示す回路は図３に示すように、小信
号時からの電力利得圧縮が１ｄＢのとき（図３中、Ａで
示す）の位相偏差が±１度（図３中、Ｂで示す）の範囲
にあるが、図１０に示す従来例の場合は、小信号時から
の電力利得圧縮が１ｄＢのとき（図１０中、Ａ’で示
す）の位相偏差は±１．３度（図１０中、Ｂ’で示す）
となり、本発明の回路は従来例に比べて入力信号の変化
に対して位相偏差が小さくなっていることが判る。
り、横軸の入力信号（ｐｉｎ）のレベルに対する縦軸の
利得（ＧＡＩＮ）と位相（ＰＨＡＳＥ）の変化の様子を
示している。図１に示す回路は図３に示すように、小信
号時からの電力利得圧縮が１ｄＢのとき（図３中、Ａで
示す）の位相偏差が±１度（図３中、Ｂで示す）の範囲
にあるが、図１０に示す従来例の場合は、小信号時から
の電力利得圧縮が１ｄＢのとき（図１０中、Ａ’で示
す）の位相偏差は±１．３度（図１０中、Ｂ’で示す）
となり、本発明の回路は従来例に比べて入力信号の変化
に対して位相偏差が小さくなっていることが判る。
【００２０】＜第２の実施形態＞図４は本発明の第２の
実施形態の回路図であり、図１に示す本発明の第１の実
施形態に対応する部分には同一符号を付し、説明を省略
する。図４において、Ｔｒ２はバイポーラ・トランジス
タであり、図１のダイオードＤ１の代わりに用いられて
おり、抵抗Ｒ１、Ｒ２で電源電圧ＶＢを分割するベース
バイアス回路のＢ２点とトランジスタＴｒ１のベース間
に上記トランジスタＴｒ２のベース・エミッタが順方向
になるように接続されており、上記トランジスタＴｒ２
のコレクタには、電源電圧ＶＣが印加される。ベースバ
イアス回路中のＢ２点即ち上記トランジスタＴｒ２のベ
ース端子と接地点との間には、上記ベースからバイアス
用抵抗Ｒ１、Ｒ２を見たときのインピーダンスよりも充
分小さいインピーダンスとなるようなキャパシタＣ１を
挿入する。
実施形態の回路図であり、図１に示す本発明の第１の実
施形態に対応する部分には同一符号を付し、説明を省略
する。図４において、Ｔｒ２はバイポーラ・トランジス
タであり、図１のダイオードＤ１の代わりに用いられて
おり、抵抗Ｒ１、Ｒ２で電源電圧ＶＢを分割するベース
バイアス回路のＢ２点とトランジスタＴｒ１のベース間
に上記トランジスタＴｒ２のベース・エミッタが順方向
になるように接続されており、上記トランジスタＴｒ２
のコレクタには、電源電圧ＶＣが印加される。ベースバ
イアス回路中のＢ２点即ち上記トランジスタＴｒ２のベ
ース端子と接地点との間には、上記ベースからバイアス
用抵抗Ｒ１、Ｒ２を見たときのインピーダンスよりも充
分小さいインピーダンスとなるようなキャパシタＣ１を
挿入する。
【００２１】この実施形態は図１に示すベースバイアス
回路に設けたダイオードＤ１のＰＮ接合を利用したもの
に対して、トランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間の
ＰＮ接合を利用するもので、回路の動作はダイオードＤ
１をベースバイアス回路に設けた図１に示す実施形態の
場合と実質的に同じである。ただ、上記トランジスタＴ
ｒ２は増幅回路を形成しているので、ベースバイアス電
流はこのトランジスタＴｒ２によって増幅され、エミッ
タ接地トランジスタＴｒ１のベースに供給される。従っ
て、上記抵抗Ｒ１、Ｒ２で構成した、もとのベースバイ
アスを生成するベースバイアス回路に流れる電流を低減
することができる。
回路に設けたダイオードＤ１のＰＮ接合を利用したもの
に対して、トランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間の
ＰＮ接合を利用するもので、回路の動作はダイオードＤ
１をベースバイアス回路に設けた図１に示す実施形態の
場合と実質的に同じである。ただ、上記トランジスタＴ
ｒ２は増幅回路を形成しているので、ベースバイアス電
流はこのトランジスタＴｒ２によって増幅され、エミッ
タ接地トランジスタＴｒ１のベースに供給される。従っ
て、上記抵抗Ｒ１、Ｒ２で構成した、もとのベースバイ
アスを生成するベースバイアス回路に流れる電流を低減
することができる。
【００２２】＜第３の実施形態＞図５は本発明の第３の
実施形態の回路であり、図１に示す本発明の第１の実施
形態に対応する部分には同一符号を付し、説明を省略す
る。図５において、Ｔｒ３はベースとコレクタ間が抵抗
Ｒ３で接続したバイポーラ・トランジスタで、図１のダ
イオードＤ１の代わりに用いられており、抵抗Ｒ１、Ｒ
２で電源電圧ＶＢを分割するベースバイアス回路のＢ２
点と、トランジスタＴｒ１のベース間に、上記トランジ
スタＴｒ３のベース・エミッタ間が順方向になるように
接続されている。この場合上記トランジスタＴｒ３は抵
抗Ｒ３によりベースとコレクタ間が接続されているの
で、Ｂ２点とトランジスタＴｒ１のベース間には、トラ
ンジスタＴｒ３のベース・エミッタ間のＰＮ接合が挿入
されたことになる。
実施形態の回路であり、図１に示す本発明の第１の実施
形態に対応する部分には同一符号を付し、説明を省略す
る。図５において、Ｔｒ３はベースとコレクタ間が抵抗
Ｒ３で接続したバイポーラ・トランジスタで、図１のダ
イオードＤ１の代わりに用いられており、抵抗Ｒ１、Ｒ
２で電源電圧ＶＢを分割するベースバイアス回路のＢ２
点と、トランジスタＴｒ１のベース間に、上記トランジ
スタＴｒ３のベース・エミッタ間が順方向になるように
接続されている。この場合上記トランジスタＴｒ３は抵
抗Ｒ３によりベースとコレクタ間が接続されているの
で、Ｂ２点とトランジスタＴｒ１のベース間には、トラ
ンジスタＴｒ３のベース・エミッタ間のＰＮ接合が挿入
されたことになる。
【００２３】動作原理は図１に示す第１の実施形態と同
様であるので説明を省略する。この実施形態において、
ベースバイアス回路に設けたダイオード接続するトラン
ジスタＴｒ３として、ＧａＡｓＨＢＴ（ヘテロジャンク
ション・バイポーラ・トランジスタ）のように、ベース
・エミッタ間のダイオードのＯｎ電圧とベース・コレク
タ間のダイオードのＯｎ電圧とが異なり、ベース・コレ
クタ間のダイオードのＯｎ電圧の方が小さいものを用い
る場合などは、エミッタ接地トランジスタＴｒ１のベー
スのＯｎ電圧と上記バイアス回路中に設けたトランジス
タＴｒ３のベース・エミッタ間のＰＮ接合より成るダイ
オードのＯｎ電圧の和以上の電圧がベース端子へのバイ
アス供給用電圧源にあればよいので、上述する第１、第
２の実施形態の場合に比べて電源電圧ＶＢを低電圧にす
ることができ、回路の低電圧化を図ることができる。
様であるので説明を省略する。この実施形態において、
ベースバイアス回路に設けたダイオード接続するトラン
ジスタＴｒ３として、ＧａＡｓＨＢＴ（ヘテロジャンク
ション・バイポーラ・トランジスタ）のように、ベース
・エミッタ間のダイオードのＯｎ電圧とベース・コレク
タ間のダイオードのＯｎ電圧とが異なり、ベース・コレ
クタ間のダイオードのＯｎ電圧の方が小さいものを用い
る場合などは、エミッタ接地トランジスタＴｒ１のベー
スのＯｎ電圧と上記バイアス回路中に設けたトランジス
タＴｒ３のベース・エミッタ間のＰＮ接合より成るダイ
オードのＯｎ電圧の和以上の電圧がベース端子へのバイ
アス供給用電圧源にあればよいので、上述する第１、第
２の実施形態の場合に比べて電源電圧ＶＢを低電圧にす
ることができ、回路の低電圧化を図ることができる。
【００２４】図５に示す回路を２００ｍＷクラスのパワ
ーアンプに応用した場合の実施形態を示すと、トランジ
スタＴｒ１としてエミッタフィンガーサイズが６．４μ
ｍ×２０μｍの単位トランジスタを１２個並列接続した
ものを使用し、トランジスタＴｒ３として、エミッタフ
ィンガーサイズが６．４μｍ×２０μｍのトランジスタ
を使用する。キャパシタＣ１の容量値は１０ｐＦとす
る。この場合の特性を図６に示す。図６より明らかなよ
うに、従来回路での電力利得圧縮が１ｄＢのときの位相
偏差は１．３度あるが、本実施形態の回路の電力利得圧
縮が１ｄＢのときの位相偏差は０．７度であり、且つ１
ｄＢ利得圧縮点に至るまでの位相偏差は、従来例の場
合、±１．３度であるのに対して、本実施形態では、±
１度以内に収まっており、いずれも特性が改善されてい
ることが判る。
ーアンプに応用した場合の実施形態を示すと、トランジ
スタＴｒ１としてエミッタフィンガーサイズが６．４μ
ｍ×２０μｍの単位トランジスタを１２個並列接続した
ものを使用し、トランジスタＴｒ３として、エミッタフ
ィンガーサイズが６．４μｍ×２０μｍのトランジスタ
を使用する。キャパシタＣ１の容量値は１０ｐＦとす
る。この場合の特性を図６に示す。図６より明らかなよ
うに、従来回路での電力利得圧縮が１ｄＢのときの位相
偏差は１．３度あるが、本実施形態の回路の電力利得圧
縮が１ｄＢのときの位相偏差は０．７度であり、且つ１
ｄＢ利得圧縮点に至るまでの位相偏差は、従来例の場
合、±１．３度であるのに対して、本実施形態では、±
１度以内に収まっており、いずれも特性が改善されてい
ることが判る。
【００２５】図７は図５に示す実施形態の変形例であ
る。ベースバイアス回路に設けたバイポーラ・トランジ
スタＴｒ３を図５に示す回路では抵抗Ｒ３によりベース
・コレクタ間を接続しているのに対して、この回路では
ベース・エミッタ間を抵抗Ｒ４で接続し、トランジスタ
Ｔｒ３のベース・コレクタ間のＰＮ接合を利用するよう
にしている。そして、ベースバイアス回路のＢ２点に上
記トランジスタＴｒ３のコレクタを、又、トランジスタ
Ｔｒ１のベースに上記トランジスタＴｒ３のエミッタを
接続している。その他の構成は図５と同様であり、ま
た、動作も実質的には図５の場合と同じであるので、詳
細な説明は省略する。
る。ベースバイアス回路に設けたバイポーラ・トランジ
スタＴｒ３を図５に示す回路では抵抗Ｒ３によりベース
・コレクタ間を接続しているのに対して、この回路では
ベース・エミッタ間を抵抗Ｒ４で接続し、トランジスタ
Ｔｒ３のベース・コレクタ間のＰＮ接合を利用するよう
にしている。そして、ベースバイアス回路のＢ２点に上
記トランジスタＴｒ３のコレクタを、又、トランジスタ
Ｔｒ１のベースに上記トランジスタＴｒ３のエミッタを
接続している。その他の構成は図５と同様であり、ま
た、動作も実質的には図５の場合と同じであるので、詳
細な説明は省略する。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ト
ランジスタの入力電力が増加し、非線形動作領域に達し
た場合でも、従来のような位相差が大きくなり、且つ電
力利得圧縮が増加するため、信号の振幅情報と共に位相
情報を必要とする変調方式などで高効率化が図りにくい
という問題を解決することができ、入力電力の増大に伴
う、トランジスタの入力インピーダンスの変動による通
過位相偏差の増加を抑制し、且つ非線形領域でのコレク
タ端での出力電力の飽和を低減し、電力利得圧縮も抑制
できるため、回路の高効率化が図れるようになる。
ランジスタの入力電力が増加し、非線形動作領域に達し
た場合でも、従来のような位相差が大きくなり、且つ電
力利得圧縮が増加するため、信号の振幅情報と共に位相
情報を必要とする変調方式などで高効率化が図りにくい
という問題を解決することができ、入力電力の増大に伴
う、トランジスタの入力インピーダンスの変動による通
過位相偏差の増加を抑制し、且つ非線形領域でのコレク
タ端での出力電力の飽和を低減し、電力利得圧縮も抑制
できるため、回路の高効率化が図れるようになる。
【図１】 本発明の第１の実施形態の回路構成図であ
る。
る。
【図２】 図１の動作説明図である。
【図３】 図１の入出力特性図である。
【図４】 本発明の第２の実施形態の回路構成図であ
る。
る。
【図５】 本発明の第３の実施形態の回路構成図であ
る。
る。
【図６】 図５の動作説明図である。
【図７】 本発明の第３の実施形態の変形例の回路構成
図である。
図である。
【図８】 従来例の回路構成図である。
【図９】 増幅器の動作説明図である。
【図１０】 従来例の入出力特性図である。
Ｔｒ１ エミッタ接地バイポーラ・トランジスタ
Ｔｒ２ トランジスタ
Ｔｒ３ トランジスタ
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ 抵抗
Ｃ１ キャパシタ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 3/19
H03F 3/50
H03F 3/60
Claims (3)
- 【請求項１】 バイポーラ・トランジスタより成るエミ
ッタ接地増幅器のベース端子と、該ベース端子にベース
バイアス電圧を供給するベースバイアス回路間に、順方
向に接続したＰＮ接合素子を設け、該ＰＮ接合素子と上
記バイアス回路との接続点と接地点間に、上記ＰＮ接合
素子より、上記バイアス回路側を見たときのインピーダ
ンスより高周波的に充分小さいインピーダンスとなるキ
ャパシタを設けたことを特徴とする高周波増幅回路。 - 【請求項２】 バイポーラ・トランジスタより成るエミ
ッタ接地増幅器のベース端子と、該ベース端子にベース
バイアス電圧を供給するベースバイアス回路間にバイア
ス供給用直流増幅トランジスタのベース・エミッタ間を
順方向に設け、上記バイアス供給用直流増幅トランジス
タのベースと接地点間には、上記バイアス供給用直流増
幅トランジスタのベース端子より、上記ベースバイアス
回路側を見たインピーダンスより高周波的に充分小さい
インピーダンスとなるキャパシタを設けたことを特徴と
する高周波増幅回路。 - 【請求項３】 バイポーラ・トランジスタより成るエミ
ッタ接地増幅器のベース端子と、該ベース端子にベース
バイアス電圧を供給するベースバイアス回路間に、ベー
ス端子とコレクタ端子或いはベース端子とエミッタ端子
間を接続したバイアス供給用トランジスタを順方向に設
け、上記バイアス供給用トランジスタのベース端子に、
該ベース端子自身から、上記ベースバイアス回路を見た
インピーダンスより高周波的に充分小さいインピーダン
スとなるキャパシタを設けたことを特徴とする高周波増
幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06252596A JP3377675B2 (ja) | 1996-03-19 | 1996-03-19 | 高周波増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06252596A JP3377675B2 (ja) | 1996-03-19 | 1996-03-19 | 高周波増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09260964A JPH09260964A (ja) | 1997-10-03 |
| JP3377675B2 true JP3377675B2 (ja) | 2003-02-17 |
Family
ID=13202699
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06252596A Expired - Fee Related JP3377675B2 (ja) | 1996-03-19 | 1996-03-19 | 高周波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3377675B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7504887B2 (en) | 2006-04-10 | 2009-03-17 | Panasonic Corporation | High-frequency power amplifier and communication device |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP3770306B2 (ja) * | 2000-06-20 | 2006-04-26 | 日本電気株式会社 | ベースバイアス回路及びこのベースバイアス回路を用いた電力増幅器 |
| JP3510194B2 (ja) | 2000-09-07 | 2004-03-22 | シャープ株式会社 | 電力増幅器および無線通信装置 |
| WO2002045253A1 (fr) | 2000-12-01 | 2002-06-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur haute fréquence |
| US20060033577A1 (en) * | 2003-03-26 | 2006-02-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplifier circuit |
| WO2004093310A1 (ja) * | 2003-04-17 | 2004-10-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | バイアス動作装置及び増幅器及び高周波増幅器及びバイアス動作装置の製造方法 |
| CN1926759B (zh) | 2004-01-05 | 2010-04-28 | 日本电气株式会社 | 放大器 |
| JP2007259419A (ja) | 2006-02-21 | 2007-10-04 | Hitachi Metals Ltd | 高周波電力増幅回路およびそれを備えた高周波部品 |
| JP4704293B2 (ja) * | 2006-08-10 | 2011-06-15 | シャープ株式会社 | バイアス回路、増幅器、および携帯端末 |
| JP4966052B2 (ja) * | 2007-03-02 | 2012-07-04 | シャープ株式会社 | 電力増幅器及び通信装置 |
| JP2008154280A (ja) * | 2008-03-11 | 2008-07-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | バイアス回路 |
| US8847689B2 (en) | 2009-08-19 | 2014-09-30 | Qualcomm Incorporated | Stacked amplifier with diode-based biasing |
| JP2017112555A (ja) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | サムソン エレクトロ−メカニックス カンパニーリミテッド． | 電力増幅装置及び無線通信装置 |
| CN110311632B (zh) * | 2019-06-13 | 2024-05-14 | 广东工业大学 | 一种具有高温漂抑制能力的自适应偏置电路 |
-
1996
- 1996-03-19 JP JP06252596A patent/JP3377675B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7504887B2 (en) | 2006-04-10 | 2009-03-17 | Panasonic Corporation | High-frequency power amplifier and communication device |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09260964A (ja) | 1997-10-03 |
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