JP3367133B2 - Active noise control device for vehicle and active vibration control device for vehicle - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、エンジン等の騒音源
から車室内に伝達される周期的な騒音又は車体を伝搬す
る周期的な振動に制御音又は制御振動を干渉させること
により騒音又は振動の低減を図る車両用能動型騒音制御
装置及び車両用能動型振動制御装置に関し、特に、騒音
又は振動の発生状態を表す基準信号として騒音又は振動
に同期したインパルス列を用いる装置の性能の向上を図
ったものである。BACKGROUND OF THE INVENTION This invention, noise or by interfering braking Gooto or control vibrations in the cyclic vibration propagating periodic noise or body is transmitted to the passenger compartment from the noise source such as an engine BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an active noise control device for a vehicle and an active vibration control device for a vehicle for reducing vibration, and in particular, to improvement of performance of a device that uses an impulse train synchronized with noise or vibration as a reference signal indicating a generation state of noise or vibration. Is intended.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来の能動型騒音制御装置として、英国
特許第２１４９６１４号や特表平１−５０１３４４号に
記載のものがある。これら従来の装置は、航空機の客室
やこれに類する閉空間に適用される騒音低減装置であっ
て、閉空間の外部に位置するエンジン等の単一の騒音源
は、基本周波数ｆ₀ 及びその高調波ｆ₁ 〜ｆ_n を含む騒
音を発生するという条件の下において作動するものであ
る。2. Description of the Related Art Conventional active noise control devices include those described in British Patent No. 2149614 and Japanese Patent Publication No. 1-501344. These conventional devices are noise reduction devices applied to aircraft cabins and similar closed spaces, and a single noise source such as an engine located outside the closed space has a fundamental frequency f ₀ and its harmonics. It operates under the condition that noise including the waves f _{1 to} f _n is generated.

【０００３】具体的には、閉空間内の複数の位置に設置
され音圧を検出するマイクロフォンと、その閉空間に制
御音を発生する複数のラウドスピーカとを備え、騒音源
の周波数ｆ₀ 〜ｆ_n 成分に基づき、それら周波数ｆ₀ 〜
ｆ_n 成分と逆位相の信号でラウドスピーカを駆動させ、
もって閉空間に伝達される騒音と逆位相の制御音をラウ
ドスピーカから発生させて騒音を打ち消している。[0003] More specifically, includes a microphone for detecting a plurality of the installed sound pressure to a location within the closed space, and a plurality of loudspeakers for generating a control sound to the closed space, the frequency f ₀ of the noise source - Based on the f _n component, those frequencies f ₀ ~
The loudspeaker is driven by a signal having a phase opposite to that of the f _n component,
Therefore, a control sound having a phase opposite to that of the noise transmitted to the closed space is generated from the loudspeaker to cancel the noise.

【０００４】そして、ラウドスピーカから発せられる制
御音の生成方法として、PROCEEDINGS OF THE IEEE,VOL.
63 PAGE 1692,1975,“ADAPTIVE NOISE CANSELLATION ：
PRINCIPLES AND APPLICATIONS ”で述べられている‘WI
DROW LMS’アルゴリズムを多チャンネルに展開したアル
ゴリズムを適用している。その内容は、上記特許の発明
者による論文、“A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHM AND
ITS APPLICATION TOTHE ACTIVE CONTROL OF SOUND AND
VIBRATION ”,IEEE TRANS.ACOUST.,SPEECH,SIGNAL PRO
CESSING,VOL.ASSP −35,PP.1423−1434,1987 にも述べ
られている。Then, as a method of generating the control sound emitted from the loudspeaker, PROCEEDINGS OF THE IEEE, VOL.
63 PAGE 1692,1975, “ADAPTIVE NOISE CANSELLATION:
PRINCIPLES AND APPLICATIONS ”
An algorithm that applies the DROW LMS 'algorithm to multiple channels is applied. The content of the paper is "A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHM AND
ITS APPLICATION TOTHE ACTIVE CONTROL OF SOUND AND
VIBRATION ”, IEEE TRANS.ACOUST., SPEECH, SIGNAL PRO
CESSING, VOL.ASSP −35, PP. 1423−1434, 1987.

【０００５】即ち、ＬＭＳアルゴリズムは、適応ディジ
タルフィルタのフィルタ係数を更新するのに好適なアル
ゴリズムの一つであって、例えばいわゆるＦｉｌｔｅｒ
ｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムにあっては、ラウドスピ
ーカからマイクロフォンまでの伝達関数をモデル化した
伝達関数フィルタを全てのラウドスピーカとマイクロフ
ォンとの組み合わせについて設定し、騒音源の騒音発生
状態を表す基準信号をそのフィルタで処理した値と各マ
イクロフォンが検出した残留騒音とに基づいた所定の評
価関数の値が低減するように、各ラウドスピーカ毎に設
けられたフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタの
フィルタ係数を更新している。That is, the LMS algorithm is one of the algorithms suitable for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter, and is, for example, a so-called Filter.
In the ed-X LMS algorithm, a transfer function filter that models the transfer function from the loudspeaker to the microphone is set for all combinations of the loudspeaker and the microphone, and a reference signal representing the noise generation state of the noise source is set. Update the filter coefficient of the adaptive digital filter with variable filter coefficient provided for each loudspeaker so that the value of the predetermined evaluation function based on the value processed by the filter and the residual noise detected by each microphone is reduced. is doing.

【０００６】さらに、その他の従来の能動型騒音制御装
置として、“日本音響学会講演論文集 平成４年３月”
の５１５〜５１６頁に記載されたものがあり、この従来
の技術は、同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴ
リズムと呼ばれていて、騒音の発生状態を表す基準信号
として、騒音の基本周波数に同期したインパルス列を適
用した点に特徴がある。即ち、かかる従来の装置にあっ
ては、基準信号がインパルス列であるため、乗算が不要
となり、加算のみで畳み込み演算が行える、場合によっ
ては加算も不要となるから、演算量の大幅な低減が図ら
れ、処理が高速で行えるという利点がある。Further, as another conventional active noise control device, "Proceedings of the Acoustical Society of Japan, March 1992"
Pp. 515-516, this conventional technique is called a synchronous Filtered-X LMS algorithm, and an impulse signal synchronized with a fundamental frequency of noise is used as a reference signal indicating a noise generation state. It is characterized by applying columns. That is, in such a conventional device, since the reference signal is an impulse train, multiplication is unnecessary, convolution calculation can be performed only by addition, and addition is not necessary in some cases, so that the amount of calculation is significantly reduced. There is an advantage that the processing can be performed at high speed.

【０００７】これを具体的に説明すると、同期式Ｆｉｌ
ｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムを適用した場合、
図４に示すように、インパルス列でなる基準信号ｘと、
適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィルタ係数Ｗ_miとの
畳み込み演算に関しては、乗算が不要になるとともに、
適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィルタ係数Ｗ_miが適
宜更新されるので、各フィルタ係数Ｗ_miをそのまま駆動
信号ｙとして用いても騒音や振動を低減し得る最適値へ
の収束が保証されていることから、加算も不要となり、
演算量の大幅な低減を図ることができる。To explain this concretely, the synchronous Fil
When the tered-X LMS algorithm is applied,
As shown in FIG. 4, a reference signal x composed of an impulse train,
Regarding the convolution operation with each filter coefficient W _mi of the adaptive digital filter W _m , multiplication is not necessary and
Since each filter coefficient W _mi of the adaptive digital filter W _m is appropriately updated, convergence to an optimum value that can reduce noise and vibration is guaranteed even if each filter coefficient W _mi is used as it is as the drive signal y. Therefore, addition is also unnecessary,
It is possible to significantly reduce the calculation amount.

【０００８】また、基準信号ｘと伝達関数フィルタＣ＾
_lmの各フィルタ係数Ｃ＾_lmj との畳み込み演算に関して
も、乗算が不要となるが、伝達関数フィルタＣ＾_lmの各
フィルタ係数Ｃ＾_lmj は適応処理における更新の対象で
はないため、基準信号ｘの最新のインパルスｘ（Ｐ）が
生成された時点を起点とする伝達関数フィルタＣ＾_lmの
フィルタ係数Ｃ＾_lmj と、一周期前のインパルスｘ（Ｐ
−１）が生成された時点を起点とする伝達関数フィルタ
Ｃ＾_lmのフィルタ係数Ｃ＾_lmj と（場合によっては、さ
らのその一周期前、そのまた一周期前、…）を、時間軸
上で同じ時点にある同士を加算して基準処理信号ｒ_lmを
生成する必要があるから、伝達関数フィルタＣ＾_lmのタ
ップ長が基準信号ｘの周期よりも短くならない限り、加
算を省略することはできない。Further, the reference signal x and the transfer function filter C ^
regard convolution operation between each filter coefficient C ^ _LMJ of _lm, but multiplication is unnecessary, because the transfer function filter C ^ each filter coefficient C ^ _LMJ of _lm are not subject to update in the adaptive processing, the reference signal x The filter coefficient C ^ _{lmj of} the transfer function filter C ^ _lm starting from the time point when the latest impulse x (P) is generated and the impulse x (P
−1) The filter coefficient C ^ _{lmj of} the transfer function filter C ^ _lm starting from the time point when −1) is generated and (in some cases, one cycle before that, another cycle before, ...) On the time axis. Since it is necessary to generate the reference processed signal r _lm by adding two signals at the same time point, the addition can be omitted unless the tap length of the transfer function filter C ^ _lm becomes shorter than the cycle of the reference signal x. Can not.

【０００９】[0009]

【発明が解決しようとする課題】確かに、上記同期式Ｆ
ｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムを適用すれば
大幅な演算量の低減が図られる。そして、図４に示すよ
うにインパルスｘ（Ｐ−１）と次のインパルスｘ（Ｐ）
との間隔（つまり、基準信号ｘの周期）が、駆動信号ｙ
を出力するサンプリング・クロックの倍数であれば特に
問題はないのであるが、自動車のエンジンのように騒音
・振動の周期が頻繁に変化するものにあっては、当然に
基準信号ｘの周期もそのように変化するから、図５に示
すように、基準信号ｘの周期がサンプリング・クロック
の倍数とならない場合も多々あり、そのような場合に
は、加算される伝達関数フィルタＣ＾_lmのフィルタ係数
Ｃ＾_{lm j} 間の位相がずれてしまい、正確な基準処理信号
ｒ_lmが得られなくなるのである。例えば、図５に示す例
では、図４に示す場合に比べて基準信号ｘの周期が短く
なっているにも関わらず、得られる基準処理信号ｒ_lmが
同じ形になっている。Certainly, the above-mentioned synchronous F
If the iltered-X LMS algorithm is applied, the amount of calculation can be significantly reduced. Then, as shown in FIG. 4, the impulse x (P-1) and the next impulse x (P)
And the interval (that is, the cycle of the reference signal x) is the drive signal y.
There is no particular problem as long as it is a multiple of the sampling clock that outputs, but in the case where the cycle of noise / vibration changes frequently, such as an automobile engine, the cycle of the reference signal x is naturally Therefore, as shown in FIG. 5, the period of the reference signal x often does not become a multiple of the sampling clock. In such a case, the filter coefficient of the transfer function filter C ^ _lm to be added is added. The phase between C ^ _{lm j} is shifted, and an accurate reference processed signal r _lm cannot be obtained. For example, in the example shown in FIG. 5, although the cycle of the reference signal x is shorter than that in the case shown in FIG. 4, the obtained reference processed signal r _lm has the same shape.

【００１０】つまり、図５の場合には精度の低い基準処
理信号ｒ_lmに基づいて適応ディジタルフィルタＷ_m のフ
ィルタ係数Ｗ_miが更新されることになる。特に、例えば
エンジンの高回転領域のように基準信号ｘの周期がさら
に短くなると、上記位相ずれが累積されてしまい、十分
な騒音低減効果が得られないおそれもある。本発明は、
このような従来の技術が有する未解決の課題に着目して
なされたものであって、上記のような位相ずれに伴う精
度の低下を除去可能とすることにより十分な騒音低減効
果が得られる車両用能動型騒音制御装置及び十分な振動
低減効果が得られる車両用能動型振動制御装置を提供す
ることを目的としている。That is, in the case of FIG. 5, the filter coefficient W _mi of the adaptive digital filter W _m is updated based on the reference processing signal r _lm having a low accuracy. In particular, if the period of the reference signal x is further shortened, for example, in a high rotation region of the engine, the above phase shift may be accumulated and a sufficient noise reduction effect may not be obtained. The present invention is
A vehicle that has been made paying attention to the unsolved problems of the conventional technique, and is capable of obtaining a sufficient noise reduction effect by eliminating the deterioration of accuracy due to the phase shift as described above. It is an object of the present invention to provide an active noise control device for a vehicle and an active vibration control device for a vehicle that can obtain a sufficient vibration reduction effect.

【００１１】[0011]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明である車両用能動型騒音制御装
置は、騒音源から発せられて車室内に伝達される周期的
な騒音と干渉する制御音を発生可能な制御アクチュエー
タと、前記周期的な騒音と同じ周期のインパルス列でな
る基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉後
の騒音を検出して残留騒音信号として出力する残留騒音
検出手段と、前記制御アクチュエータ及び前記残留騒音
検出手段間の伝達関数をモデル化した伝達関数フィルタ
と、前記基準信号と前記伝達関数フィルタのフィルタ係
数とを畳み込んで基準処理信号を生成する基準処理信号
生成手段と、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィル
タと、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時
点から所定サンプリング・クロックの間隔で前記適応デ
ィジタルフィルタのフィルタ係数を順番に駆動信号とし
て前記制御アクチュエータに出力する駆動信号生成手段
と、前記基準処理信号及び前記残留騒音信号に基づいて
前記干渉後の騒音が低減するように前記適応ディジタル
フィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前
記基準信号の周期を前記所定サンプリング・クロックの
間隔で割った余りに基づいて前記基準処理信号生成手段
における畳み込み演算を補正する演算補正手段と、を備
えた。In order to achieve the above object, an active noise control system for a vehicle according to a first aspect of the invention is a periodic noise emitted from a noise source and transmitted to a vehicle interior. A control actuator capable of generating a control sound that interferes with the reference noise, reference signal generating means for generating a reference signal having an impulse train having the same period as the periodic noise, and detecting the noise after the interference as a residual noise signal. A residual noise detecting means for outputting, a transfer function filter modeling a transfer function between the control actuator and the residual noise detecting means, a reference processing signal by convoluting the reference signal and the filter coefficient of the transfer function filter. A reference processed signal generating means for generating, an adaptive digital filter having a variable filter coefficient, and a predetermined sample from the time when the latest impulse of the reference signal is generated. Drive signal generating means for outputting to the control actuator, the noise after the interference on the basis of the reference processed signal and the remaining noise signal is reduced filter coefficient of said adaptive digital filter as a turn to the drive signal at intervals of ring clock An adaptive processing means for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter, and an operation for correcting the convolution operation in the reference processed signal generating means based on the remainder obtained by dividing the cycle of the reference signal by the interval of the predetermined sampling clock. And a correction means.

【００１２】また上記目的を達成するために、請求項２
記載の発明である車両用能動型振動制御装置は、振動源
から発せられて車体を伝搬する周期的な振動と干渉する
制御振動を発生可能な制御アクチュエータと、前記周期
的な振動と同じ周期のインパルス列でなる基準信号を生
成する基準信号生成手段と、前記干渉後の振動を検出し
て残留振動信号として出力する残留振動検出手段と、前
記制御アクチュエータ及び前記残留振動検出手段間の伝
達関数をモデル化した伝達関数フィルタと、前記基準信
号と前記伝達関数フィルタのフィルタ係数とを畳み込ん
で基準処理信号を生成する基準処理信号生成手段と、フ
ィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタと、前記基準
信号の最新のインパルスが生成された時点から所定サン
プリング・クロックの間隔で前記適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数を順番に駆動信号として前記制御アク
チュエータに出力する駆動信号生成手段と、前記基準処
理信号及び前記残留振動信号に基づいて前記干渉後の振
動が低減するように前記適応ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数を更新する適応処理手段と、前記基準信号の周
期を前記所定サンプリング・クロックの間隔で割った余
りに基づいて前記基準処理信号生成手段における畳み込
み演算を補正する演算補正手段と、を備えた。Further, in order to achieve the above-mentioned object, claim 2
The vehicle active vibration control device according to the invention is a control actuator capable of generating a control vibration that interferes with a periodic vibration emitted from a vibration source and propagating in a vehicle body, and a control actuator having the same period as the periodic vibration. A reference signal generating means for generating a reference signal composed of an impulse train; a residual vibration detecting means for detecting the vibration after the interference and outputting it as a residual vibration signal; and a transfer function between the control actuator and the residual vibration detecting means. A modeled transfer function filter, reference processing signal generation means for generating a reference processing signal by convolving the reference signal and the filter coefficient of the transfer function filter, an adaptive digital filter having a variable filter coefficient, and the reference signal The filter coefficient of the adaptive digital filter at a predetermined sampling clock interval from the time when the latest impulse is generated. Drive signal generating means for outputting to the control actuator as a drive signal in sequence, the reference treatment
Adaptive processing means for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter so as to reduce the vibration after the interference on the basis of the physical signal and the residual vibration signal, and the period of the reference signal divided by the interval of the predetermined sampling clock. Calculation correction means for correcting the convolution calculation in the reference processed signal generation means based on the remainder.

【００１３】[0013]

【作用】駆動信号生成手段が、基準信号生成手段が生成
した基準信号の最新のインパルスが生成された時点から
所定サンプリング・クロックの間隔で適応ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数を順番に駆動信号として制御アク
チュエータに出力するため、制御アクチュエータから
は、その適応ディジタルフィルタのフィルタ係数に対応
した制御音（請求項１記載の発明）又は制御振動（請求
項２記載の発明）が発生するが、制御開始直後は、適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数が最適値に収束して
いるとは限らないので、必ずしも車室内に伝達される騒
音又は車体を伝搬する振動が低減するとはいえない。The driving signal generating means sequentially supplies the filter coefficient of the adaptive digital filter as a driving signal to the control actuator at a predetermined sampling clock interval from the time when the latest impulse of the reference signal generated by the reference signal generating means is generated. Because of the output, the control actuator generates a control sound (invention of claim 1) or a control vibration (invention of claim 2) corresponding to the filter coefficient of the adaptive digital filter, but immediately after the start of control, Since the filter coefficient of the adaptive digital filter does not always converge to the optimum value, it cannot be said that noise transmitted to the vehicle interior or vibration propagating through the vehicle body is reduced.

【００１４】しかし、基準処理信号生成手段が基準信号
と伝達関数フィルタのフィルタ係数とを畳み込んで生成
した基準処理信号と、残留騒音検出手段（請求項１記載
の発明）が検出した残留騒音信号又は残留振動検出手段
（請求項２記載の発明）が検出した残留振動信号とに基
づいて、適応処理手段が、干渉後の騒音又は振動が低減
するように適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更
新するので、制御が進むにつれて適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数は最適値に収束してゆき、従って、制
御アクチュエータから発せられる制御音又は制御振動に
よって騒音又は振動が打ち消され、車室内の騒音レベル
又は振動レベルが低減する。However, the reference processed signal generated by the reference processed signal generating means by convolving the reference signal and the filter coefficient of the transfer function filter, and the residual noise signal detected by the residual noise detecting means (the invention according to claim 1). Alternatively, the adaptive processing means updates the filter coefficient of the adaptive digital filter so that noise or vibration after interference is reduced based on the residual vibration signal detected by the residual vibration detecting means (the invention according to claim 2). , As the control progresses, the filter coefficient of the adaptive digital filter converges to the optimum value. Therefore, the noise or vibration is canceled by the control sound or control vibration emitted from the control actuator, and the noise level or vibration level in the vehicle interior is reduced. To do.

【００１５】そして、基準処理信号生成手段が行う畳み
込み演算を、演算補正手段が、基準信号の周期を所定サ
ンプリング・クロックの間隔（駆動信号の生成周期）で
割った余りに基づいて補正するため、基準処理信号の形
は、基準信号の周期の僅かな変動に応じても変わること
になる。Then, the convolution calculation performed by the reference processed signal generating means is corrected by the operation correcting means based on the remainder obtained by dividing the cycle of the reference signal by the interval of the predetermined sampling clock (generation cycle of the drive signal). The shape of the processed signal will change in response to slight variations in the period of the reference signal.

【００１６】[0016]

【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明の一実施例の全体構成を示す図
であり、この実施例は、騒音源としてのエンジン４から
車室６内に伝達される周期的な騒音としてのこもり音の
低減を図る車両用能動型騒音制御装置１に本発明を適用
したものである。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of an embodiment of the present invention. This embodiment reduces muffled noise as periodic noise transmitted from an engine 4 as a noise source into a vehicle interior 6. The present invention is applied to an active vehicle noise control system 1 for a vehicle.

【００１７】先ず、構成を説明すると、車体３は、前輪
２ａ，２ｂ，後輪２ｃ，２ｄ及び各車輪２ａ〜２ｄと車
体３との間に介在するサスペンションによって支持され
ている。なお、図１に示す車両は、前輪２ａ及び２ｂが
車体３前部に配置されたエンジン４によって回転駆動さ
れるいわゆる前置きエンジン前輪駆動車である。エンジ
ン４には、クランク角センサ５が取り付けられていて、
このクランク角センサ５は、エンジン４のクランク角の
回転に同期したクランク角信号Ｘをコントローラ１０に
供給する。First, the structure will be described. The vehicle body 3 is supported by front wheels 2a and 2b, rear wheels 2c and 2d, and suspensions interposed between the wheels 2a to 2d and the vehicle body 3. The vehicle shown in FIG. 1 is a so-called front-mounted engine front-wheel drive vehicle in which the front wheels 2a and 2b are rotationally driven by an engine 4 arranged in the front part of the vehicle body 3. A crank angle sensor 5 is attached to the engine 4,
The crank angle sensor 5 supplies the crank angle signal X synchronized with the rotation of the crank angle of the engine 4 to the controller 10.

【００１８】また、車体３の車室６内には、制御アクチ
ュエータとしてのラウドスピーカ７ａ，７ｂ，７ｃ及び
７ｄが、前部座席Ｓ₁ ，Ｓ₂ 及び後部座席Ｓ₃ ，Ｓ₄ の
それぞれに対向するドア部に配置されている。さらに、
各座席Ｓ₁ 〜Ｓ₄ のヘッドレスト位置には、残留騒音検
出手段としてのマイクロフォン８ａ〜８ｈが、それぞれ
二つずつ配設されていて、これらマイクロフォン８ａ〜
８ｈが音圧として測定した残留騒音信号ｅ₁ 〜ｅ₈ が、
コントローラ１０に供給される。In the interior 6 of the vehicle body 3, loudspeakers 7a, 7b, 7c and 7d as control actuators face front seats S ₁ and S ₂ and rear seats S ₃ and S ₄ , respectively. It is located at the door. further,
At the headrest positions of the seats S _{1 to} S ₄ , two microphones 8a to 8h as residual noise detecting means are provided, and two microphones 8a to 8h are provided.
The residual noise signals e _{1 to} e ₈ measured as sound pressure at 8h are
It is supplied to the controller 10.

【００１９】そして、コントローラ１０は、マイクロコ
ンピュータや必要なインタフェース回路等を含んで構成
されていて、クランク角センサ５から供給されるクラン
ク角信号Ｘと、マイクロフォン８ａ〜８ｈから供給され
る残留騒音信号ｅ_l （ｅ₁ 〜ｅ₈ ）とに基づいて、後述
する演算処理を実行し、車室６内に伝達されるこもり音
を打ち消すような制御音がラウドスピーカ７ａ〜７ｄか
ら発せられるように、それらラウドスピーカ７ａ〜７ｄ
に駆動信号ｙ_m （ｙ₁ 〜ｙ₄ ）を出力する。The controller 10 includes a microcomputer, a necessary interface circuit, etc., and the crank angle signal X supplied from the crank angle sensor 5 and the residual noise signal supplied from the microphones 8a to 8h. Based on e _l (e _{1 to} e ₈ ), the arithmetic processing described later is executed so that the loudspeakers 7a to 7d emit control sounds for canceling the muffled sound transmitted to the vehicle interior 6, Those loudspeakers 7a-7d
The drive signal y _m (y _{1 to} y ₄ ) is output to.

【００２０】図２は、コントローラ１０の機能構成を示
すブロック図であって、このコントローラ１０は、クラ
ンク角信号Ｘに基づき、こもり音の原因となるエンジン
４で発生する振動と同じ周期のインパルス列（例えば、
レシプロ４気筒の場合は、１／２回転する度に一つの、
６気筒の場合には２／３回転する度に一つのインパル
ス）でなる基準信号ｘを生成し出力する基準信号生成部
１１と、フィルタ係数可変であって、ラウドスピーカ７
ａ〜７ｄに対応した個数（Ｍ個：本実施例では、Ｍ＝
４）の適応ディジタルフィルタＷ_m （ｍ＝１〜Ｍ）と、
適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィルタ係数Ｗ_miを、
基準信号ｘの最新のインパルスが生成された時点から所
定のサンプリング・クロックの間隔で順番に駆動信号ｙ
_m として出力する駆動信号生成部１３と、基準信号ｘと
後述する補正伝達関数フィルタΣＣ＾ _lmの各フィルタ係
数ΣＣ＾_lmj とを畳み込んで基準処理信号ｒ_lmを生成し
出力する基準処理信号生成部１４と、基準処理信号ｒ_lm
及び残留騒音信号ｅ₁ 〜ｅ₈ に基づいて車室６内のこも
り音が低減するように駆動信号生成部１３内の適応ディ
ジタルフィルタＷ_m の各フィルタ係数Ｗ_miを更新する適
応処理部１７と、を有している。FIG. 2 shows a functional configuration of the controller 10.
The controller 10 is a block diagram.
Engine that causes muffled sound based on link angle signal X
Impulse train of the same cycle as the vibration generated in 4 (for example,
In the case of four reciprocating cylinders, one for every 1/2 revolution,
In the case of 6 cylinders, one impal per 2/3 rotation
A reference signal generator that generates and outputs a reference signal x
11, the filter coefficient is variable, and the loudspeaker 7
The number corresponding to a to 7d (M: in the present embodiment, M =
4) Adaptive digital filter W_m(M = 1 to M),
Adaptive digital filter W_mEach filter coefficient W of_miTo
Since the time when the latest impulse of the reference signal x is generated
Drive signal y in order at fixed sampling clock intervals
_mAnd the reference signal x
Corrected transfer function filter ΣC ^ described later _lmEach filter section
Number ΣC ^_lmjAnd the reference processed signal r_lmProduces
The reference processing signal generator 14 for outputting and the reference processing signal r_lm
And residual noise signal e₁~ E₈Based on the
The adaptive signal in the drive signal generator 13 is reduced so that the noise is reduced.
Digital filter W_mEach filter coefficient W of_miSuitable to update
And a response processing unit 17.

【００２１】なお、本実施例では、適応処理部１７は、
適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新するのに
好適なアルゴリズムの一つであるＬＭＳアルゴリズムに
基づいて、適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィルタ係
数Ｗ_miを更新する。また、コントローラ１０は、基準信
号ｘが生成された時点から一定時間間隔でクロックパル
スＣ_P を生成し出力するクロックパルス生成部１９を有
しており、コントローラ１０内の各処理は、基本的には
そのクロックパルスＣ_P に同期して実行されることにな
る。つまり、このクロックパルスＣ_P が、本発明におけ
る所定サンプリング・クロックに対応する。In this embodiment, the adaptive processing section 17 is
Each filter coefficient W _mi of the adaptive digital filter W _m is updated based on the LMS algorithm which is one of the suitable algorithms for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter. Further, the controller 10 has a clock pulse generation unit 19 that generates and outputs a clock pulse C _P at a constant time interval from the time when the reference signal x is generated, and each processing in the controller 10 is basically Will be executed in synchronization with the clock pulse C _P. That is, this clock pulse C _P corresponds to the predetermined sampling clock in the present invention.

【００２２】そして、最新のクロックパルスＣ_P が生成
された時点からの時間を計測するサンプリングタイマ１
６が設けられていて、かかるサンプリングタイマ１６
は、基準信号ｘが生成された時点でその計測を停止し、
その停止時点の計測値Ｓを出力する。さらに、コントロ
ーラ１０は、伝達関数フィルタ補正部１５を有してい
て、この伝達関数フィルタ補正部１５は、具体的な演算
式は後に示すが、サンプリングタイマ１６から供給され
る計測値Ｓに基づいて補正を加えつつ、各ラウドスピー
カ７ａ〜７ｄ及びマイクロフォン８ａ〜８ｈ間の伝達関
数を有限インパルス応答関数の形でモデル化した伝達関
数フィルタＣ＾_lm（ｌ＝１〜Ｌ：Ｌはマイクロフォン８
ａ〜８ｈの個数であり、本実施例ではＬ＝８）を過去の
応答を考慮して重ね合わせて補正伝達関数フィルタΣＣ
＾_lmを演算し、これを基準処理信号生成部１４に供給す
る。A sampling timer 1 for measuring the time from the time when the latest clock pulse C _P is generated
6 is provided and the sampling timer 16
Stops its measurement when the reference signal x is generated,
The measured value S at the time of the stop is output. Further, the controller 10 has a transfer function filter correction unit 15, and this transfer function filter correction unit 15 is based on the measurement value S supplied from the sampling timer 16 although a specific arithmetic expression will be shown later. A transfer function filter C ^ _lm (l = 1 to L: L is the microphone 8 in which the transfer function between the loudspeakers 7a to 7d and the microphones 8a to 8h is modeled in the form of a finite impulse response function while being corrected.
a = 8h, and in this embodiment, L = 8) is superposed in consideration of past responses to correct the transfer function filter ΣC.
^ _Lm is calculated and is supplied to the reference processed signal generation unit 14.

【００２３】図３は、コントローラ１０内で実行される
処理の概要を示したフローチャートであり、以下、本実
施例の動作を説明する。即ち、図３は、基準信号ｘ及び
クロックパルスＣ_P に同期して実行される騒音低減制御
の概要を示していて、インパルス列でなる基準信号ｘに
同期して１サイクルの処理が実行されるとともに、その
基準信号ｘが生成された時点を起点として発信が開始さ
れる一定時間間隔のクロックパルスＣ_P に同期して１サ
ンプリングの処理が実行されるようになっている。FIG. 3 is a flow chart showing an outline of processing executed in the controller 10. The operation of this embodiment will be described below. That is, FIG. 3 shows an outline of the noise reduction control executed in synchronization with the reference signal x and the clock pulse C _P , and one cycle of processing is executed in synchronization with the reference signal x formed of an impulse train. At the same time, one sampling process is executed in synchronization with the clock pulse C _P at a fixed time interval at which transmission is started from the time point when the reference signal x is generated.

【００２４】先ず、そのステップ１０１において制御に
必要な各パラメータの初期値の設定をするとともに、ス
テップ１０２において所定の記憶領域に格納されている
伝達関数フィルタＣ＾_lmの各フィルタ係数Ｃ＾_lmj を読
み込む。次いで、ステップ１０３に移行して、フィルタ
のタップカウンタ変数ｉを零クリアする。このステップ
１０３以降の処理が１サイクルの処理である。First, in step 101, initial values of respective parameters required for control are set, and in step 102, respective filter coefficients C ^ _lmj of the transfer function filter C ^ _lm stored in a predetermined storage area are _set . Read. Next, the process proceeds to step 103, and the tap counter variable i of the filter is cleared to zero. The process after step 103 is one cycle.

【００２５】そして、ステップ１０４に移行し、サンプ
リングタイマ１６をリセットする。このステップ１０４
以降の処理が１サンプリングの処理であり、従って、サ
ンプリングタイマ１６は、１サンプリングの処理が開始
される毎にリセットされることになる。次いで、ステッ
プ１０５に移行し、各マイクロフォン８ａ〜８ｈから供
給される残留騒音信号ｅ_l を読み込む。Then, the process proceeds to step 104, and the sampling timer 16 is reset. This step 104
Subsequent processing is one-sampling processing, and therefore the sampling timer 16 is reset every time one-sampling processing is started. Next, in step 105, the residual noise signal e _l supplied from each of the microphones 8a to 8h is read.

【００２６】そして、ステップ１０５までの処理を完了
したら、ステップ１０６に移行し、下記の（１）式に従
って、補正伝達関数フィルタΣＣ＾_lmを演算する。な
お、本実施例では、説明を判りやすくするため、過去の
インパルス応答のうち一周期前の応答だけが現時点まで
継続しているとしている。 なお、上記（１）式中、Ｔ_CPはクロックパルスＣ_P の周
期（サンプリング・クロックの間隔）、ＳＳは後述する
ように最新の基準信号ｘのインパルスが生成された時点
におけるサンプリングタイマ１６の計測値Ｓの値、Ｎは
伝達関数フィルタＣ＾_lmのタップ数（フィルタ係数の個
数）である。When the processes up to step 105 are completed, the process proceeds to step 106, and the correction transfer function filter ΣC ^ _lm is calculated according to the following equation (1). In addition, in the present embodiment, in order to make the explanation easy to understand, it is assumed that, of the impulse responses in the past, only the response one cycle before continues to the present point. In the equation (1), T _CP is the period of the clock pulse C _P (sampling clock interval), and SS is the measurement of the sampling timer 16 at the time when the latest impulse of the reference signal x is generated, as described later. The value of the value S and N are the number of taps (the number of filter coefficients) of the transfer function filter C ^ _lm .

【００２７】このステップ１０６で伝達関数フィルタＣ
＾_lmのフィルタ係数を重ね合わせて補正伝達関数フィル
タΣＣ＾_lmを演算しているのは、基準信号ｘがインパル
ス列であり個々のインパルスによる伝達関数フィルタＣ
＾_lmの応答はその伝達関数フィルタＣ＾_lmの各フィルタ
係数Ｃ＾_lmj に等しい（つまり、畳み込み演算の際の乗
算が不要であること）から、基準信号ｘを乗じることな
くフィルタ係数を加算してもなんら不都合はないからで
ある。In step 106, the transfer function filter C
^ The superimposed filter coefficients of _lm are calculated a correction transfer function filter .SIGMA.C ^ _lm is the reference signal x transduction by individual impulse is the impulse string function filter C
^ Response _lm is equal to the filter coefficient C ^ _LMJ the transfer function filter C ^ _lm (i.e., it is multiplied by the time of the convolution operation is unnecessary) from the filter coefficient by adding without multiplying the reference signal x However, there is no inconvenience.

【００２８】そして、ステップ１０７に移行し、ステッ
プ１０６で演算した補正伝達関数フィルタΣＣ＾_lmと基
準信号ｘとを畳み込んで基準処理信号ｒ_lmを演算するの
であるが、基準信号ｘはインパルス列であるし、補正伝
達関数フィルタΣＣ＾_lmは伝達関数フィルタＣ＾_lmを適
宜重ね合わせた結果であるので、基準処理信号ｒ_lmは下
記の（２）又は（３）式のようになる。Then, in step 107, the corrected transfer function filter ΣC ^ _lm calculated in step 106 and the reference signal x are convoluted to calculate the reference processed signal r _lm . The reference signal x is an impulse train. However, since the corrected transfer function filter ΣC ^ _lm is the result of the transfer function filters C ^ _lm being appropriately superposed, the reference processing signal r _lm is expressed by the following equation (2) or (3).

【００２９】 ｒ_lmk ＝ΣＣ＾_lm(i-k) （ｉ≧ｋ） ……（２） ｒ_lmk ＝ΣＣ＾_lm(i-k+N) （ｉ＜ｋ） ……（３） 次いで、ステップ１０８に移行し、駆動信号ｙ_miを生成
する。本来ならば、基準信号ｘと適応ディジタルフィル
タＷ_m の各フィルタ係数Ｗ_miとを畳み込むことにより駆
動信号ｙ_miを演算するのであるが、基準信号ｘがインパ
ルス列であるとともに、適応ディジタルフィルタＷ_m の
各フィルタ係数Ｗ_miは後述するようにＬＭＳアルゴリズ
ムに従って適宜更新されるため、畳み込み演算の積算及
び加算を省略して、適応ディジタルフィルタＷ_m のフィ
ルタ係数Ｗ_miをそのまま駆動信号ｙ_m として用いること
ができる。R _lmk = ΣC ^ _{lm (ik)} (i ≧ k) (2) r _lmk = ΣC ^ _{lm (i-k + N)} (i <k) (3) Then, in step 108. Then, the drive signal y _mi is generated. Originally, the drive signal y _mi is calculated by convolving the reference signal x and each filter coefficient W _mi of the adaptive digital filter W _m , but the reference signal x is an impulse train and the adaptive digital filter W _m since each filter coefficient W _mi that are appropriately updated in accordance with the LMS algorithm as described below, convolution omitted integration and addition computation, the use of the filter coefficient W _mi of the adaptive digital filter W _m as it is a drive signal y _m You can

【００３０】そこで、ステップ１０８では、タップカウ
ンタ変数ｉに対応するフィルタ係数Ｗ_miを駆動信号ｙ_mi
とし、そして、ステップ１０９で、その駆動信号ｙ_miを
対応する各ラウドスピーカ７ａ〜７ｄに出力する。次い
で、ステップ１１０に移行し、タップカウンタ変数ｊを
零クリアしたのちに、ステップ１１１に移行し、ＬＭＳ
アルゴリズムに基づいた下記の（４）式で表される更新
式に従って、適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィルタ
係数Ｗ_mjを更新する。なお、αは収束係数である。Therefore, in step 108, the filter coefficient W _mi corresponding to the tap counter variable i is set to the drive signal y _mi.
Then, in step 109, the drive signal y _mi is output to the corresponding loudspeakers 7a to 7d. Then, the process proceeds to step 110, the tap counter variable j is cleared to zero, and then the process proceeds to step 111, where LMS
Each filter coefficient W _mj of the adaptive digital filter W _m is updated according to the update formula represented by the following formula (4) based on the algorithm. Note that α is a convergence coefficient.

【００３１】 タップカウンタ変数ｊに対応するフィルタ係数Ｗ_mjの更
新を終えたら、取り合えずステップ１１２に移行し、基
準信号ｘの新たなインパルスが生成されているか否かを
判定し、ここで未だ生成されていないと判定された場合
には、ステップ１１３に移行する。ステップ１１３で
は、タップカウンタ変数ｊが適応ディジタルフィルタＷ
_m のタップ数Ｉ（正確には、タップカウンタ変数ｊが０
からカウントされるため、タップ数Ｉから１を引いた
数）に達したか否かを判定し、達していない場合にはス
テップ１１４に移行してタップカウンタ変数ｊをインク
リメントした後に、ステップ１１１に戻って上述した処
理を繰り返し実行する。[0031] When the update of the filter coefficient W _mj corresponding to the tap counter variable j is completed, the process moves to step 112 and it is determined whether or not a new impulse of the reference signal x is generated, and it is not generated yet. If it is determined that the condition is satisfied, the process proceeds to step 113. At step 113, the tap counter variable j is set to the adaptive digital filter W.
The tap number I of _m (to be precise, the tap counter variable j is 0
Since it is counted from, the number of taps I is subtracted from 1) is determined, and if not reached, the process proceeds to step 114 to increment the tap counter variable j, and then to step 111. The process returns and the above-mentioned processing is repeatedly executed.

【００３２】一方、ステップ１１３の判定が「ＹＥＳ」
となった場合には、ステップ１１５に移行し、次のクロ
ックパルスＣ_P が入力されるまで待機した後に、ステッ
プ１１６に移行し、タップカウンタ変数ｉをインクリメ
ントしてからステップ１０４に戻り、上述した処理を繰
り返し実行する。そして、基準信号ｘの新たなインパル
スが生成されると、１サイクルの処理が終了すると同時
に、新たなサイクルの処理が開始される。On the other hand, the determination in step 113 is "YES".
In such a case, the process proceeds to step 115, waits until the next clock pulse C _P is input, then proceeds to step 116, increments the tap counter variable i, and then returns to step 104. Repeat the process. Then, when a new impulse of the reference signal x is generated, the processing of one cycle ends and the processing of a new cycle starts at the same time.

【００３３】具体的には、ステップ１１２の判定が「Ｙ
ＥＳ」となるから、ステップ１１７に移行し、その時の
サンプリングタイマ１６の計測値Ｓを読み込み、これを
計測値ＳＳとして記憶する。次いで、ステップ１１８に
移行し、タップカウンタ変数ｉの値（正確には、タップ
カウンタ変数ｉが０からカウントされるため、それに１
を加えた数）を、適応ディジタルフィルタＷ_m のタップ
数Ｉとして記憶し、ステップ１１９でクロックパルスＣ
_P をリセットしてから、ステップ１０３に戻って上述し
た処理を繰り返し実行する。Specifically, the determination in step 112 is "Y
Since it becomes "ES", the process proceeds to step 117, the measured value S of the sampling timer 16 at that time is read, and this is stored as the measured value SS. Then, the process proceeds to step 118, in which the value of the tap counter variable i (correctly, since the tap counter variable i is counted from 0,
Stored as the tap number I of the adaptive digital filter W _m , and in step 119, the clock pulse C
After resetting _P , the process returns to step 103 and the above-described processing is repeatedly executed.

【００３４】即ち、図３に示す処理を繰り返し実行する
と、１サンプリング処理毎にステップ１０９で駆動信号
ｙ_miが対応する各ラウドスピーカ７ａ〜７ｄに出力され
るため、それらラウドスピーカ７ａ〜７ｄから駆動信号
ｙ_miに応じた制御音が車室６内に発せられるが、制御開
始直後は、適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィルタ係
数Ｗ_miが最適値に収束しているとは限らないので、必ず
しも車室６内に伝達されるこもり音が低減されるとはい
えない。That is, when the processing shown in FIG. 3 is repeatedly executed, the driving signal y _mi is output to the corresponding loudspeakers 7a to 7d at step 109 for each sampling processing, so that the loudspeakers 7a to 7d are driven. A control sound corresponding to the signal y _mi is emitted into the vehicle interior 6, but immediately after the control is started, each filter coefficient W _mi of the adaptive digital filter W _m does not always converge to the optimum value, so that the vehicle is not always required. It cannot be said that the muffled sound transmitted into the chamber 6 is reduced.

【００３５】しかし、駆動信号ｙ_miの出力と並行して、
ステップ１１０〜１１４の処理によって適応ディジタル
フィルタＷ_m の各フィルタ係数Ｗ_mjが上記（４）式に従
って適宜更新されるため、ある程度の回数制御が繰り返
し実行されれば、適応ディジタルフィルタＷ_m の各フィ
ルタ係数Ｗ_miは最適値に収束することになる。この結
果、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄから発せられる制御音と
車室６内に伝達されるこもり音とが干渉するようにな
り、車室６内の騒音が低減される。However, in parallel with the output of the drive signal y _mi ,
Since the filter coefficients W _mj of the adaptive digital filter W _m are appropriately updated according to the above equation (4) by the processing of steps 110 to 114, each filter of the adaptive digital filter W _m can be obtained if the control is repeatedly executed to some extent. The coefficient W _mi will converge to the optimum value. As a result, the control sound emitted from the loudspeakers 7a to 7d and the muffled sound transmitted into the vehicle interior 6 interfere with each other, and the noise in the vehicle interior 6 is reduced.

【００３６】そして、本実施例にあっては、適応ディジ
タルフィルタＷ_m の各フィルタ係数Ｗ_mjの更新に使用さ
れる基準処理信号ｒ_lmを演算する際に、単に伝達関数フ
ィルタＣ＾_lmのフィルタ係数Ｃ＾_lmj を加算するのでは
なく、サンプリングタイマ１６の計測値ＳＳに基づいて
適宜補正しつつ加算しているため、正確な基準処理信号
ｒ_lmが求められ、精度の高い更新処理が行えることにな
る。In this embodiment, when the reference processing signal r _lm used for updating each filter coefficient W _mj of the adaptive digital filter W _m is calculated, the filter of the transfer function filter C ^ _lm is simply used. Since the coefficient C ^ _lmj is not added but is added while being appropriately corrected based on the measurement value SS of the sampling timer 16, an accurate reference processing signal r _lm is obtained, and highly accurate update processing can be performed. become.

【００３７】即ち、ステップ１１７で記憶される計測値
ＳＳは、図５にも示されるように、１サイクル内の最後
のサンプリング処理に費やされた時間を表しており、 ０≦ＳＳ＜Ｔ_CP という範囲に収まる値である。この計測値ＳＳが、基準
信号ｘの最新の周期をクロックパルスＣ_P の間隔である
周期Ｔ_CPで割った場合の余りである。That is, the measured value SS stored in step 117 represents the time spent for the last sampling process in one cycle, as shown in FIG. 5, and 0 ≦ SS <T _CP The value is within the range. The measured value SS is the remainder when the latest period of the reference signal x is divided by the clock pulse C _P interval in which the period T _CP of.

【００３８】つまり、計測値ＳＳは、一周期前の伝達関
数フィルタＣ＾_lmのインパルス応答と、現在の伝達関数
フィルタＣ＾_lmのインパルス応答との位相差を表すこと
になるから、上記（１）式の右辺第１項及び第２項のよ
うに計測値ＳＳに応じた比率で二つのフィルタ係数ΣＣ
＾_lm(N+j-1) 及びΣＣ＾_lm(N+j) を加算し、その結果か
ら基準処理信号ｒ_lmを求めれば、精度の高い基準処理信
号ｒ_lmが求められるのである。例えば、従来の技術で
は、基準信号ｘの周期が僅かに変動しても、それは基準
処理信号ｒ_lmの変化に現れなかったが、本実施例であれ
ば、基準信号ｘの周期が僅かでも変動すれば、計測値Ｓ
Ｓが変化して上記（１）式における比率が変化するた
め、基準処理信号ｒ_lmも変化するのである。[0038] That is, the measurement value SS, since would represent the impulse response of one cycle before the transfer function filter C ^ _lm, a phase difference between the impulse response of the current transfer function filter C ^ _lm, the (1 ) Two filter coefficients ΣC at a ratio according to the measured value SS as in the first and second terms on the right side of
If ^ _{lm (N + j-1)} and ΣC ^ _{lm (N + j)} are added and the reference processing signal r _lm is obtained from the result, a highly accurate reference processing signal r _lm can be obtained. For example, in the conventional technique, even if the period of the reference signal x slightly fluctuates, it does not appear in the change of the reference processing signal r _lm , but in the present embodiment, even if the period of the reference signal x fluctuates even slightly. Then, the measured value S
Since S changes and the ratio in the above equation (1) changes, the reference processed signal r _lm also changes.

【００３９】このため、車両のエンジン４のようにその
回転数が変化する結果、発生する騒音の周期も変化する
ものであっても、その騒音周期の微変動を追従するよう
に基準処理信号ｒ_lmの形が変化するため良好な騒音低減
効果が得られるのである。特に、エンジン４の高回転域
においては、基準信号ｘの周期が短くなる結果、基準処
理信号ｒ_lmを求めるのに比較的遠い過去の伝達関数フィ
ルタＣ＾_lmのインパルス応答をも考慮しなければならな
くなるため、フィルタ係数の加算個数が多くなるが、本
実施例の構成であれば、各時点における伝達関数フィル
タＣ＾_lmのインパルス応答間の位相差を考慮して基準処
理信号ｒ_lmが演算されるから、十分な騒音低減制御が発
揮される。For this reason, even if the rotation frequency of the engine 4 of the vehicle changes and the cycle of the generated noise also changes, the reference processing signal r is set so as to follow the minute fluctuation of the noise cycle. _Since the shape of _lm changes, a good noise reduction effect can be obtained. In particular, in the high rotation region of the engine 4, the cycle of the reference signal x becomes short, and as a result, the impulse response of the transfer function filter C ^ _{lm in} the past, which is relatively far from the reference processing signal r _lm , must be taken into consideration. However, with the configuration of the present embodiment, the reference processing signal r _lm is calculated in consideration of the phase difference between the impulse responses of the transfer function filter C ^ _lm at each time point. Therefore, sufficient noise reduction control is exerted.

【００４０】ただし、一周期前よりもさらに前の時点に
おける伝達関数フィルタＣ＾_lmのインパルス応答を考慮
しなければならない場合には、計測値ＳＳを個別に累積
し、その各累積値に基づいて各時点における伝達関数フ
ィルタＣ＾_lmのインパルス応答と現時点における伝達関
数フィルタＣ＾_lmのインパルス応答との位相差を補正す
るような畳み込み演算をする必要がある。However, when it is necessary to consider the impulse response of the transfer function filter C ^ _lm at a time point earlier than one cycle before, the measured values SS are individually accumulated and based on the respective accumulated values. It is necessary to perform a convolution operation to correct the phase difference between the impulse response of the transfer function filter C ^ _lm at each time point and the impulse response of the transfer function filter C ^ _{lm at} the current time point.

【００４１】ここで、本実施例にあっては、クランク角
センサ５及び基準信号生成部１１によって基準信号生成
手段が構成され、基準処理信号生成部１４及びステップ
１０７における処理によって基準処理信号生成手段が構
成され、駆動信号生成部１３及びステップ１０８，１０
９の処理によって駆動信号生成手段が構成され、適応処
理１７及びステップ１１０〜１１４の処理によって適応
処理手段が構成され、伝達関数フィルタ補正部１５，サ
ンプリングタイマ１６及びステップ１０６における処理
によって演算補正手段が構成される。Here, in the present embodiment, the crank angle sensor 5 and the reference signal generation unit 11 constitute a reference signal generation means, and the reference processing signal generation unit 14 and the processing in step 107 constitute the reference processing signal generation means. Are configured, and the drive signal generation unit 13 and steps 108 and 10
The drive signal generating means is configured by the processing of 9, and the adaptive processing means is configured by the processing of adaptive processing 17 and steps 110 to 114. The operation correcting means is configured by the transfer function filter correction unit 15, the sampling timer 16 and the processing of step 106. Composed.

【００４２】なお、上記実施例では、本発明に係る車両
用能動型騒音制御装置を、エンジン４から車室６内に伝
達されるこもり音の低減を図る車両用能動型騒音制御装
置１に適用した場合について説明したが、本発明の適用
対象はこれに限定されるものではなく、周期的な騒音で
あればこもり音以外の騒音を低減する装置であってもよ
い。また、低減の対象は騒音に限定されるものではな
く、例えば、エンジン４及びメンバ間に能動的な制御力
を発生するエンジンマウント（制御アクチュエータ）を
介在させるとともに、そのメンバ側に残留振動を検出す
る加速度センサ（残留振動検出手段）を配設し、そし
て、かかるエンジンマウントを上記実施例と同様の基準
信号ｘ及び加速度センサの出力信号（残留振動信号）に
基づいて制御すれば、エンジン４からメンバ側に伝達さ
れる周期的な振動を低減し得る車両用能動型振動制御装
置となる。In the above embodiment, the vehicle active noise control device according to the present invention is applied to the vehicle active noise control device 1 for reducing the muffled noise transmitted from the engine 4 into the vehicle interior 6. Although the case has been described, the application target of the present invention is not limited to this, and may be a device that reduces noise other than muffled noise as long as it is periodic noise. Further, the target of reduction is not limited to noise. For example, an engine mount (control actuator) that generates an active control force is interposed between the engine 4 and a member, and residual vibration is detected on the member side. If an acceleration sensor (residual vibration detection means) is installed and the engine mount is controlled based on the reference signal x and the output signal (residual vibration signal) of the acceleration sensor similar to those in the above-described embodiment, the engine 4 is controlled. The active vibration control device for a vehicle can reduce the periodic vibration transmitted to the member side.

【００４３】また、上記実施例の構成では、１サンプリ
ング処理内の経過時間をサンプリングタイマ１６で計測
し、最新の基準信号ｘのインパルスが入力された時点に
おけるサンプリングタイマ１６の計測値Ｓを、基準信号
ｘの周期を周期Ｔ_CPで割った場合の余りとして用いてい
るが、余りの求め方はこれに限定されるものではなく、
基準信号ｘの間隔を計測しておき、その計測値を周期Ｔ
_CPで割って直接余りを演算してもよい。Further, in the configuration of the above embodiment, the elapsed time within one sampling process is measured by the sampling timer 16, and the measured value S of the sampling timer 16 at the time when the latest impulse of the reference signal x is input is used as a reference. Although it is used as the remainder when the period of the signal x is divided by the period T _CP , the method for obtaining the remainder is not limited to this.
The interval of the reference signal x is measured, and the measured value is used as the period T.
_The remainder may be calculated directly by dividing by _CP .

【００４４】[0044]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
基準信号と伝達関数フィルタの各フィルタ係数との畳み
込み演算を、基準信号の周期を駆動信号の生成周期であ
る所定サンプリング・クロックの間隔で割った余りに基
づいて補正する構成としたため、基準信号の周期の微変
動を追従するように基準処理信号の形も変化するから、
精度の高い更新演算が行われ、良好な騒音低減効果又は
振動低減効果が得られるという効果がある。As described above, according to the present invention,
Since the convolution operation of the reference signal and each filter coefficient of the transfer function filter is configured to be corrected based on the remainder obtained by dividing the cycle of the reference signal by the interval of the predetermined sampling clock that is the generation cycle of the drive signal, the cycle of the reference signal Since the shape of the reference processing signal also changes so as to follow the slight fluctuation of
There is an effect that a highly accurate update calculation is performed and a favorable noise reduction effect or vibration reduction effect is obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例の全体構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of an embodiment of the present invention.

【図２】コントローラの機能構成を示すブロック図であ
る。FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of a controller.

【図３】コントローラ内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである。FIG. 3 is a flowchart showing an outline of processing executed in a controller.

【図４】基準信号の周期が所定サンプリング・クロック
の間隔の倍数の場合の波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram when the cycle of the reference signal is a multiple of the interval of a predetermined sampling clock.

【図５】基準信号の周期が所定サンプリング・クロック
の間隔の倍数でない場合の波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram when the cycle of the reference signal is not a multiple of the interval of a predetermined sampling clock.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 車両用能動型騒音制御装置 ４ エンジン（騒音源） ５ クランク角センサ ６ 車室 ７ａ〜７ｄ ラウドスピーカ（制御アクチュエータ） ８ａ〜８ｈ マイクロフォン（残留騒音検出手段） １０ コントローラ １１ 基準信号生成部 １３ 駆動信号生成部 １４ 基準処理信号生成部 １５ 伝達関数フィルタ補正部 １６ サンプリングタイマ １７ 適応処理部 １９ クロックパルス生成部 1 Active noise control system for vehicles 4 engine (noise source) 5 Crank angle sensor 6 passenger compartment 7a to 7d loudspeaker (control actuator) 8a-8h microphone (residual noise detection means) 10 controller 11 Reference signal generator 13 Drive signal generator 14 Reference processed signal generator 15 Transfer function filter correction unit 16 sampling timer 17 Adaptive processing unit 19 Clock pulse generator

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10K 11/178 B60R 11/02 F16F 15/02 G05D 19/02 Front page continued (58) Fields surveyed (Int.Cl. ⁷ , DB name) G10K 11/178 B60R 11/02 F16F 15/02 G05D 19/02

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 騒音源から発せられて車室内に伝達され
る周期的な騒音と干渉する制御音を発生可能な制御アク
チュエータと、前記周期的な騒音と同じ周期のインパル
ス列でなる基準信号を生成する基準信号生成手段と、前
記干渉後の騒音を検出して残留騒音信号として出力する
残留騒音検出手段と、前記制御アクチュエータ及び前記
残留騒音検出手段間の伝達関数をモデル化した伝達関数
フィルタと、前記基準信号と前記伝達関数フィルタのフ
ィルタ係数とを畳み込んで基準処理信号を生成する基準
処理信号生成手段と、フィルタ係数可変の適応ディジタ
ルフィルタと、前記基準信号の最新のインパルスが生成
された時点から所定サンプリング・クロックの間隔で前
記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に駆動
信号として前記制御アクチュエータに出力する駆動信号
生成手段と、前記基準処理信号及び前記残留騒音信号に
基づいて前記干渉後の騒音が低減するように前記適応デ
ィジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手
段と、前記基準信号の周期を前記所定サンプリング・ク
ロックの間隔で割った余りに基づいて前記基準処理信号
生成手段における畳み込み演算を補正する演算補正手段
と、を備えたことを特徴とする車両用能動型騒音制御装
置。1. A control actuator capable of generating a control sound that interferes with periodic noise emitted from a noise source and transmitted to a vehicle interior, and a reference signal composed of an impulse train having the same period as the periodic noise. A reference signal generating means for generating, a residual noise detecting means for detecting the noise after the interference and outputting it as a residual noise signal, and a transfer function filter modeling a transfer function between the control actuator and the residual noise detecting means. A reference processing signal generating means for generating a reference processing signal by convolving the reference signal and a filter coefficient of the transfer function filter, an adaptive digital filter having a variable filter coefficient, and the latest impulse of the reference signal. The filter coefficient of the adaptive digital filter is sequentially controlled as a drive signal at a predetermined sampling clock interval from the time point. Drive signal generating means for outputting to the actuator; adaptive processing means for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter based on the reference processed signal and the residual noise signal to reduce the noise after the interference; and the reference signal. And a calculation correction unit that corrects a convolution calculation in the reference processing signal generation unit based on a remainder obtained by dividing the period of the above by the interval of the predetermined sampling clock, the active noise control device for a vehicle. 【請求項２】 振動源から発せられて車体を伝搬する周
期的な振動と干渉する制御振動を発生可能な制御アクチ
ュエータと、前記周期的な振動と同じ周期のインパルス
列でなる基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記
干渉後の振動を検出して残留振動信号として出力する残
留振動検出手段と、前記制御アクチュエータ及び前記残
留振動検出手段間の伝達関数をモデル化した伝達関数フ
ィルタと、前記基準信号と前記伝達関数フィルタのフィ
ルタ係数とを畳み込んで基準処理信号を生成する基準処
理信号生成手段と、フィルタ係数可変の適応ディジタル
フィルタと、前記基準信号の最新のインパルスが生成さ
れた時点から所定サンプリング・クロックの間隔で前記
適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に駆動信
号として前記制御アクチュエータに出力する駆動信号生
成手段と、前記基準処理信号及び前記残留振動信号に基
づいて前記干渉後の振動が低減するように前記適応ディ
ジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段
と、前記基準信号の周期を前記所定サンプリング・クロ
ックの間隔で割った余りに基づいて前記基準処理信号生
成手段における畳み込み演算を補正する演算補正手段
と、を備えたことを特徴とする車両用能動型振動制御装
置。2. A control actuator capable of generating a control vibration that interferes with a periodic vibration emitted from a vibration source and propagating through a vehicle body, and a reference signal composed of an impulse train having the same period as the periodic vibration. A reference signal generating means, a residual vibration detecting means for detecting the vibration after interference and outputting it as a residual vibration signal, a transfer function filter modeling a transfer function between the control actuator and the residual vibration detecting means, Reference processing signal generation means for generating a reference processing signal by convolving the reference signal and the filter coefficient of the transfer function filter, an adaptive digital filter having a variable filter coefficient, and from the time when the latest impulse of the reference signal is generated. The filter coefficient of the adaptive digital filter is sequentially used as a drive signal at a predetermined sampling clock interval to generate the control signal. Drive signal generating means for outputting to the actuator, adaptive processing means for updating the filter coefficient of the adaptive digital filter so as to reduce the vibration after the interference based on the reference processed signal and the residual vibration signal, and the reference signal And a calculation correction unit that corrects the convolution calculation in the reference processing signal generation unit based on a remainder obtained by dividing the cycle of the above by the interval of the predetermined sampling clock, the active vibration control device for a vehicle.