JP3358183B2 - 時分割多重送受信装置 - Google Patents
時分割多重送受信装置Info
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Description
ジタルセルラーシステムであるGSM(Group S
pecial Mobile)における端末装置、特
に、その高周波部(RF部)に用いて好適な時分割多重
送受信装置に関する。
サービスエリアが複数の領域Ra乃至Reに区分され
る。そして、各領域Ra乃至Reにおいては、それぞれ
専用の周波数fa乃至feが、送受信信号の周波数とし
て割り当てられる。隣接する領域の周波数は、できるだ
け離れた周波数となるように、各領域の周波数が決定さ
れている。
受信用の周波数からなり、図10に示すように、送信
(TX)用の周波数は、890MHz乃至915MHz
の範囲の周波数帯域が用いられる。この帯域は、200
kHzの幅で125チャンネル(CH)に区分されてい
る。また、受信(RX)用の周波数は、935MHz乃
至960MHzの帯域に設定されている。この周波数帯
域も、200kHzの幅で125チャンネルに区分され
ている。
(4.616ms)ごとにフレームに区分される。1台
の移動局に着目してみると、その使用するチャンネル
(周波数)は、フレームごとに変更される。但し、送信
用と受信用のチャンネルの周波数の差は、常に45MH
zとなるように、送受信のチャンネル(周波数)が選択
されるようになされている。
のタイムスロット(0.577ms)に区分されてい
る。そして、この8個のタイムスロットのうち、所定の
1つ(図11の例においては、先頭のスロット)が、受
信(RX)のためのタイムスロットとされ、そのタイム
スロットより3個だけ後のタイムスロットが、送信(T
X)のタイムスロットとされる。そして、送信用のタイ
ムスロットより2個または3個後のタイムスロットが、
モニタ(MON)のためのタイムスロットとされ、他の
チャンネルのモニタが行われるようになされている。但
し、受信と送信のタイムスロットは同期しているが、モ
ニタのタイムスロットは、受信および送信のタイムスロ
ットと必ずしも同期していない。このモニタすべきチャ
ンネルも、フレーム毎に変更される。モニタした結果に
対応して、良好な受信状態となっている空きチャンネル
が適宜選択され、時間的に後のタイムスロットにおける
送受信に用いられるようになされている。
られる従来の端末装置、即ち、自動車等に搭載された
り、あるいは携帯される送受信装置の一例の構成を示し
ている。同図に示すように、この装置は、アンテナ11
に接続されたRF部1と、ベースバンド処理部2とを有
しており、両者の間は、A/D変換器3a,3bと、D
/A変換器4a,4bにより結合されている。
は、デュプレクサ12により送信系(図において、30
番台の符号を付して示すブロックにより構成される系)
から分離され、受信系(図において、10番台乃至20
番台の符号を付して示すブロックにより構成される系)
に出力される。受信系の先頭には、高周波低雑音増幅器
13が配置され、受信信号が増幅される。この高周波低
雑音増幅器13の出力は、受信チャンネル帯域フィルタ
14に入力される。上述したように、受信信号の周波数
帯域は935MHz乃至960MHzの幅を有してい
る。受信チャンネル帯域フィルタ14は、この周波数帯
域の信号の中から、現在選択している所定の受信チャン
ネルの周波数成分を分離し、第1段受信ミキサ15に出
力する。
1MHzの範囲のうち、受信チャンネル(送信チャンネ
ル)に対応する周波数の信号(キャリア)を出力する。
この発振器41の出力する信号の周波数は、受信チャン
ネルの信号の周波数より71MHzだけ高い周波数とな
るように、その周波数が調整される。第1段受信ミキサ
15は、受信チャンネル帯域フィルタ14より供給され
る受信信号と、発振器41が出力する信号とをミックス
(乗算)するため、その出力は、両入力信号の周波数差
である71MHzの周波数成分を含むことになる。換言
すれば、受信信号が71MHzの周波数の第1の中間周
波信号に変換される。
ミキサ15の出力から、この71MHzの第1の中間周
波信号を分離する。第1段中間波増幅器17は、この信
号を増幅し、第2段受信ミキサ18に供給する。発振器
42は、65MHzの周波数の信号を第2段受信ミキサ
18に供給する。第2段受信ミキサ18は、第1段中間
波増幅器17より供給される71MHzの第1の中間周
波信号と、発振器42が出力する65MHzの周波数の
信号とをミックス(乗算)するため、71MHzの周波
数の第1の中間周波信号は、6MHzの第2の中間周波
信号に変換される。
zの周波数の第2の中間周波信号を分離し、第2段中間
波AGC増幅器20に供給する。第2段中間波AGC増
幅器20は、ベースバンド処理部2より供給される制御
信号に対応して、この第2の中間周波信号のゲインを所
定の値に制御し、直交復調器21に供給する。直交復調
器21は、発振器44が出力する6MHzの周波数の基
準信号を用いて、第2段中間波AGC増幅器20より供
給される第2の中間周波信号を直交復調し、I成分とQ
成分とを出力する。このI成分の信号とQ成分の信号
は、それぞれA/D変換器3aと3bによりA/D変換
され、ベースバンド処理部2に供給される。ベースバン
ド処理部2は、このI成分の信号とQ成分の信号を処理
して元の信号を復元し、図示せぬスピーカなどに出力す
る。
ぬマイクロホンなどから入力された信号がベースバンド
処理部2により処理されて生成された被送信信号のうち
のI成分とQ成分の信号が、D/A変換器4aと4bに
よりD/A変換され、直交変調器31に入力される。直
交変調器31は、発振器43が出力する116MHzの
周波数の信号を用いて、このI成分とQ成分の信号を直
交変調する。直交変調器31より出力された信号は、送
信中間波フィルタ32により116MHzの周波数成分
以外の成分が除去され、送信中間波増幅器33により増
幅された後、送信ミキサ34に入力される。
り、受信系の第1段受信ミキサ15に供給されている信
号と同一の信号が供給されている。上述したように、こ
の信号の周波数は、受信信号の周波数より71MHzだ
け高い周波数となされている。直交変調器31より送信
ミキサ34に入力される信号の周波数116MHzは、
第1段受信ミキサ15が出力する第1の中間周波信号の
周波数71MHzより45MHzだけ大きい値となって
いる。このため、送信ミキサ34が、送信中間波増幅器
33より入力される116MHzの信号と、発振器41
より入力される信号をミックス(乗算)して出力する送
信信号の周波数は、第1段受信ミキサ15に入力される
受信信号の周波数より45MHzだけ低い周波数成分を
含むことになる。
ミキサ34より出力される信号から、送信チャンネル帯
域に対応する成分(受信チャンネルの信号より45MH
zだけ低い周波数成分)のみを分離し、電力増幅器36
に出力する。電力増幅器36は、入力された信号を電力
増幅し、アイソレータ37を介してデュプレクサ12に
供給する。デュプレクサ12は、入力された信号をアン
テナ11を介して電波にして放出する。
ブロックに入出力される信号の周波数関係を示してい
る。同図に示すように、発振器41は、1006MHz
乃至1031MHzの帯域の200kHzのステップで
変化する所定の周波数の信号を出力する可変発振器とさ
れ、発振器42乃至44は、65MHz、116MH
z、または6MHzの一定の周波数の信号を出力する固
定発振器とされている。
器41乃至44は、電圧制御発振器(VCO)、ローパ
スフィルタ、位相比較器、および分周器よりなる、いわ
ゆるPLLシンセサイザにより構成されている。
波数の変化を示している。同図に示すように、フレーム
内の受信用のスロットにおいて、発振器41の発振周波
数は、受信チャンネル(送信チャンネル)に対応する周
波数f1に設定される。この周波数は、3つ後の送信用
のタイムスロットにおいても用いられるため、そのとき
まで発振器41の周波数は固定されている。そして、送
信用のタイムスロットが終了した後、モニタすべきタイ
ムスロットにおいて、モニタすべき受信チャンネルに対
応する周波数f2に設定される。
後、発振器41はスキャン動作を開始し、周波数f1か
ら周波数f2に発振周波数を変更する。そして、モニタ
が終了した後、再びスキャンを開始し、次のフレームの
受信用タイムスロットにおける受信チャンネルに対応す
る周波数f3に周波数を変更する。このように、発振器
41は、約0.5ms乃至1msの期間で、高速に周波
数をスキャンニングすることになる。
ネル妨害特性(C/I比)が、図14に示すように規定
されている。即ち、希望波に対して200kHz(1チ
ャンネル)だけ離れた隣のチャンネルに対して、−9d
B、400kHz(2チャンネル)だけ離れた、さら
に、その隣のチャンネルにおいて、−41dB、600
kHz(3チャンネル)だけ離れた、さらに、その隣の
チャンネルにおいて、−49dBが要求されている。こ
のように、希望波よりも妨害波のレベルの方が大きい状
態にあっても、希望波を受信することができなくてはな
らない。
成するようにすると、希望波と妨害波とが同じレベルで
受信できる状態であったとしても、中間周波の段階で希
望波に対して、200kHzだけ離間した周波数に対し
て−9dB、400kHzだけ離間した周波数に対して
−41dB、600kHzだけ離間した周波数に対して
−49dBの帯域制限が必要となる。このため、図12
の装置においては、71MHzの第1の中間周波信号を
分離する第1段中間波フィルタ16として、SAWフィ
ルタが用いられ、6MHzの周波数を分離する第2段中
間波フィルタ19として、セラミックフィルタが用いら
れている。
図るため、できるだけ小型化、軽量化を図り、低消費電
力化を図る必要がある。最近のデジタル信号処理技術、
大規模デジタルIC化技術の向上により、ベースバンド
処理部2については、小型化、低消費電力化が進んでい
る。RF部1についても、IC化を図り、小型化、低消
費電力化を図ることが望まれるが、RF部1には発振
器、フィルタなど、IC化が比較的困難であり、また、
調整を要する部品が用いられているため、小型化、低消
費電力化が進まないのが現状である。従って、RF部1
においては、例えば構成される中間周波信号の段数、ロ
ーカル発振器やフィルタの数を減らすことで、小型化、
低消費電力化を図ることが望ましい。
(図12)に示す装置を、例えば図16に示すように構
成することが考えられる。この図16の装置において
は、第1段受信ミキサ15に供給する信号を、直交変調
器31に直接供給することにより、被送信信号を直接変
調するようにしている。この場合、発振器41が出力す
る信号の周波数を、受信用タイムスロットにおいては8
64MHz乃至889MHzとし、送信用タイムスロッ
トにおいては890MHz乃至915MHzとする。こ
の例の場合、送信系において、116MHzの中間周波
信号が不要となるため、発振器43が不要となる。その
結果、その分だけ構成を簡略化することが可能である。
41が出力する発信周波数と、直交変調器31が出力す
る送信信号の周波数とが同一となるため、送信信号のキ
ャリアにより、発振器41が揺すられることになり、そ
の発振動作が不安定となる。
ることが考えられる。この例においては、送信系は図1
3における場合と同様に構成されているが、受信系が図
13における場合とは異なる構成とされている。即ち、
第1段受信ミキサ15により生成した71MHzの周波
数の中間周波信号が、6MHzの第2の中間周波信号に
変換されず、直交復調器21に直接供給されている。こ
のため、直交復調器21に、発振器44より供給される
信号の周波数も71MHzとされている。また、直交復
調器21より出力されたI信号成分とQ信号成分は、そ
れぞれシグマデルタ変調器61aと61bにより変調さ
れた後、デジタルフィルタ62aと62bにより所定の
周波数帯域の信号成分のみが分離され、ベースバンド処
理部2に供給されるようになされている。
波信号6MHzが不要となるため、発振器44が不要と
なる。
振器が3個必要とされている。
ものであり、構成をより簡略化し、小型化、低消費電力
化を図ることができるようにするものである。
信装置は、所定のタイムスロットで、被送信信号を所定
の周波数の信号に変調して送信するとともに、そのタイ
ムスロットとは異なる他のタイムスロットで、送信信号
とは異なる周波数の送信されてきた信号を受信し、その
受信信号を復調する時分割多重送受信装置において、一
定の周波数(例えば1136MHz)の第1の信号を出
力する固定発振手段としての発振器71と、所定の範囲
(例えば221MHz乃至272MHz)の帯域の所定
の周波数の第2の信号を出力する可変発振手段としての
発振器72と、第1の信号を第2の信号にミックスする
ミックス手段としてのミキサ73と、ミキサ73により
ミックスされた信号を用いて被送信信号を直接変調する
変調手段としての直交変調器31と、ミキサ73により
ミックスされた信号を用いて受信信号を中間周波信号
(例えば71MHz)に変換する変換手段としての第1
段受信ミキサ15と、第1の信号を分周する分周手段と
しての分周回路75と、中間周波信号を分周回路75の
出力を用いて復調する復調手段としての直交復調器21
とを備えることを特徴とする。
イムスロット毎に変更するようにすることができる。ま
た、直交復調器21の出力を変調するシグマデルタ変調
器61a,61bと、シグマデルタ変調器61a,61
bの出力を帯域制限するデジタルフィルタ62a,62
bとをさらに設けることができる。
直交変調器31により被送信信号が直接変調される。し
かしながら、発振器72が出力する信号には、発振器7
1が出力する信号がミックスされるようになされている
ため、直交変調器31より出力される送信信号の周波数
と、発振器72および発振器71の出力信号の周波数が
異なるものとなり、発振器72や71の動作が不安定に
なるようなことが抑制される。これにより、発振器の数
をより少なくすることが可能となる。
用したGSMの端末装置の一実施例の構成を表してお
り、図12および図17に示した従来の装置における場
合と対応する部分には同一の符号を付してある。この実
施例においては、図17における場合と同様に、ベース
バンド処理部2より出力されたI信号成分とQ信号成分
が、D/A変換器4a,4bを介してRF部1に入力さ
れるようになされている。また、RF部1より出力され
たI信号成分とQ信号成分が、シグマデルタ変調器61
a,61bとデジタルフィルタ62a,62bを介して
ベーンバンド処理部2に供給されるようになされてい
る。
ンネル帯域フィルタ35、電力増幅器36、アイソレー
タ37を介してデュプレクサ12に供給されるようにな
されている。さらに、デュプレクサ12の出力が、高周
波低雑音増幅器13、受信チャンネル帯域フィルタ14
を介して、第1段受信ミキサ15に供給されるようにな
されている。また、第1段受信ミキサ15の出力が、第
1段中間波フィルタ16、第1段中間波AGC増幅器7
6を介して直交復調器21に供給されるようになされて
いる。
zの周波数の信号(キャリア)が、ミキサ73に供給さ
れ、発振器72が出力する221MHz乃至272MH
zの周波数の信号とミックス(乗算)され、送受信局部
発振帯域フィルタ74を介して、直交変調器31と第1
段受信ミキサ15とに供給されるようになされている。
また、発振器71の出力は、分周回路75により1/1
6の周波数に分周された後、直交復調器21に供給され
るようになされている。
数を示している。
タイムスロットにおいては、デュプレクサ12は、アン
テナ11により受信した受信信号を、高周波低雑音増幅
器13を介して受信チャンネル帯域フィルタ14に出力
する。受信チャンネル帯域フィルタ14は、入力された
信号のうち、受信チャンネルに対応する帯域の信号のみ
を抽出し、第1段受信ミキサ15に出力する。
Hzの周波数のうち、受信チャンネルの信号の周波数に
対応する周波数の信号を出力する。この信号は、ミキサ
73において、発振器71が出力する1136MHzの
周波数の信号とミックスされる。これにより、ミキサ7
3の出力する信号は、864MHz乃至889MHzの
帯域の成分を含むことになる。送受信局部発振帯域フィ
ルタ74は、この帯域の信号のうち、受信チャンネル信
号の周波数に対応する成分(受信信号の周波数より71
MHzだけ低い周波数成分)のみを抽出し、第1段受信
ミキサ15に出力する。
帯域フィルタ14より供給される受信チャンネルに対応
する信号(図10を参照して説明したように、この信号
は、935MHz乃至960MHzの帯域の所定の周波
数を有している)と、送受信局部発振帯域フィルタ74
が出力する信号とをミックス(乗算)し、71MHzの
周波数の中間周波信号に変換する。この中間周波信号
は、第1段中間波フィルタ16により不要な帯域成分が
除去された後、第1段中間波AGC増幅器76に入力さ
れ、所定のゲインに調整される。ゲインを調整する制御
信号は、ベースバンド処理部2より第1段中間波AGC
増幅器76に供給されている。第1段中間波AGC増幅
器76より出力された信号は、直交復調器21に供給さ
れる。
力する1136MHzの周波数を分周回路75により1
/16に分周して生成した71MHzの周波数の信号
(キャリア)が入力されている。直交復調器21は、こ
のキャリアを利用して、第1段中間波AGC増幅器76
より供給される信号を直交復調する。直交復調器21が
出力するI信号成分とQ信号成分は、それぞれシグマデ
ルタ変調器61a,61bにより変調された後、デジタ
ルフィルタ62a,62bにより不要な帯域成分が除去
され、ベースバンド処理部2に供給される。
ーバーサンプリングA/D変換器として機能する。この
シグマデルタ変調器61a,61bにより入力信号をA
/D変換すると、量子化雑音のスペクトルが、より広い
周波数帯域に拡散される。即ち、いわゆるノイズシェー
ピングを行うことができる。そして、このように、量子
化雑音成分がより広い周波数帯域に拡散された信号か
ら、デシメーションフィルタとして機能するデジタルフ
ィルタ62a,62bにより量子化雑音成分を除去し、
所望の周波数帯域成分のみを抽出する。
a,61bとデジタルフィルタ62a,62bの組み合
わせにより、希望波よりも強いレベルの妨害波を充分抑
圧し、希望波のみを抽出することが可能となる。
ベースバンド処理部2より出力された被送信信号として
のI信号成分とQ信号成分が、それぞれD/A変換器4
aと4bによりD/A変換され、直交変調器31に入力
される。発振器72は、送信タイムスロットにおいて
は、221MHz乃至246MHzの帯域のうち、送信
チャンネルに対応する周波数の信号を出力する。ミキサ
73において、この信号が発振器71が出力する113
6MHzの周波数とミックスされるため、ミキサ73が
出力する信号の周波数は890MHz乃至915MHz
の帯域のうち、送信チャンネルに対応する周波数を含む
ことになる。送受信局部発振帯域フィルタ74は、送信
チャンネルに対応する周波数成分のみを抽出し、直交変
調器31に出力する。
ィルタ74より供給される信号を用いて、D/A変換器
4a,4bより入力されるI信号成分とQ信号成分を直
交変調し、出力する。送信チャンネル帯域フィルタ35
は、直交変調器31が出力する信号から、送信チャンネ
ルに対応する信号成分のみを抽出し、電力増幅器36に
供給する。電力増幅器36で電力増幅された信号は、ア
イソレータ37を介してデュプレクサ12に供給され、
さらにアンテナ11を介して電波として放出される。
示している。同図に示すように、所定のフレーム内の受
信(RX)用タイムスロットにおいて、発振器72が出
力する信号の周波数は、受信用のチャンネルに対応する
周波数f11に設定される。この実施例においては、発振
器72は、受信時と発信時において異なる周波数の信号
を発生する。このため、受信用タイムスロットが終了す
ると、その後の送信(TX)用タイムスロットが到来す
るまでの間に、周波数をスキャンし、送信用タイムスロ
ットにおいては、送信チャンネルに対応する周波数f12
の信号を発生する。次に、再びスキャンを開始し、モニ
タ(MON)用タイムスロットにおいては、他のチャン
ネルをモニタするための周波数f13の信号を発生する。
モニタが終了すると、次のフレームの受信用タイムスロ
ットに対応する周波数f14の信号を発生する。このよう
な動作が順次繰り返される。
PLLシンセサイザにより構成される。この発振器72
の発振周波数221MHz乃至272MHzは、図13
における発振器41の発振周波数1006MHz乃至1
031MHz、あるいは図16の発振器41における発
振周波数864MHz乃至915MHzの値の1/4乃
至1/3となっている。
ができる。 K=KV×KP/N
発振器(VCO)のゲインを表し、KPは、PLLを構
成する位相比較器のゲインを表し、Nは、PLLに含ま
れる分周器の周波数分周比を表している。
例するため、発振周波数を従来の場合の1/4乃至1/
3にすることができるということは、PLLのループゲ
インKを従来の場合の3乃至4倍にすることができるこ
とを意味する。
0kHz)を位相比較周波数とした場合、発振器41の
発振周波数が1031MHzであるとき(図16に示す
従来のとき)、分周比Nは、N=1031/0.2=5
155となり、発振器72の発振周波数が221MHz
のとき(図2に示す本実施例のとき)、分周比Nは、N
=221/0.2=1105となる。従って、本実施例
の方が、分周比Nを小さくし、PLLのループゲインを
大きくすることができる。
と、PLLの時定数を小さくすることができ、高速のス
キャンニングが可能となる。実験の結果、PLLのロッ
ク時のキャリア純度が良好で(GSM規格を充分満足す
る純度で)、高速スキャンニングが可能な周波数可変P
LLシンセサイザを実現することができることが確認さ
れた。このときのPLLロックアップタイムは、約0.
6ms乃至0.7msである。
変調器31において直接変調されているが、発振器72
より出力された信号に、発振器71より出力された信号
をミックスした後、直交変調器31に供給するようにし
ているため、直交変調器31より出力される信号の周波
数(890MHz乃至915MHz)と、発振器72ま
たは71が出力する信号の周波数(221MHz乃至2
72MHz、または1136MHz)とは異なる周波数
となり、直交変調器31が出力する信号に起因して、発
振器72や71の発振動作が悪影響を受けるようなこと
が防止される。
施例においては、発振器71の発振周波数が568MH
zとされ、発振器72の発振周波数が296MHz乃至
347MHzとされている。この場合においても、発振
器72の出力する信号と発振器71が出力する信号と
を、ミキサ73によりミックスすることにより、864
MHz乃至889MHzの受信用タイムスロットにおけ
る信号と890MHz乃至915MHzの送信用タイム
スロットにおける信号を生成することができる。また、
この場合、発振器71の発振周波数が、図2の実施例に
おける場合の1/2になされているため、分周回路75
の分周比が1/8とされている。
調器21をアナログ回路により構成する場合、例えば図
5に示すように、ミキサ81,82と、90度シフタ8
3により構成することができる。この場合、分周回路7
5より供給された71MHzの周波数の信号が、ミキサ
81に供給され、第1段中間波AGC増幅器76より供
給される変調波入力とミックスされ、I信号成分が生成
される。
Hzの周波数の信号は、90度シフタ83により、その
位相が90度シフトされた後、ミキサ82に供給され、
変調波入力とミックスされ、Q信号成分が生成される。
り構成する場合、図6に示すように、ミキサ91,92
と、分周回路93とにより構成することができる。この
場合、分周回路75の分周比は、1/4とされる。即
ち、分周回路93には、284MHzの周波数の信号
(4F)が入力される。
る。同図に示すように、この分周回路93は、D型フリ
ップフロップ101乃至103により構成される。分周
回路75より供給された284MHz(4F)の信号
(図8(a))は、D型フリップフロップ101のクロ
ック端子に供給される。このD型フリップフロップ10
1のQ出力と反対の論理を出力するIQ出力が、D端子
に入力されているため、D型フリップフロップ101の
Q出力は、クロック端子CKに入力される周波数4Fの
1/2の周波数2F(142MHz)の信号(図8
(b))を出力する。
102のクロック端子CKに入力されている。このD型
フリップフロップ102においても、Q出力と反対の論
理を出力するIQ出力がD端子に入力されているため、
そのQ出力は、クロック端子CKに入力される信号の1
/2の周波数F(71MHz)の信号となる(図8
(d))。
ック端子CKには、D型フリップフロップ101のIQ
出力が供給されている。このD型フリップフロップ10
1のIQ出力(図8(c))は、D型フリップフロップ
101のQ出力(図8(b))と反対の論理となってい
る。その結果、D型フリップフロップ103のIQ出力
をD端子に帰還させておくことで、D型フリップフロッ
プ103のQ出力よりD型フリップフロップ102のQ
出力F(図8(d))と位相が90度ずれた信号F’
(図8(e))を得ることができる。
波入力と乗算され、I信号成分が復調される。また、信
号F’がミキサ92に入力され、変調波入力と乗算さ
れ、Q信号成分が復調される。
フトを行っているだけの構成であるため、1/4電気長
でアナログ的に90度位相シフトを実現する場合に比べ
て、周波数の変化に対して位相誤差の発生が少なく、調
整が不要でバラツキが少ない利点を有する。
のPLLシンセサイザとしての発振器71の出力は、直
交復調器21から見て、必要とするローカル信号(71
MHz)の4N倍の周波数であるため、この4N倍のロ
ーカル信号(284MHz)を用いてロジック的に位相
シフトを容易に実現することができる。
うに構成する場合、発振器71の発振周波数が568M
Hzであるため、分周回路75の分周比は1/2とされ
る。
して説明したが、本発明はこれに限らず、その他の時分
割多重方式(TDMA方式)における送受信装置に応用
することが可能である。
送受信装置によれば、第1の信号と第2の信号をミック
スした後、ミックス手段に供給して、被送信信号を直接
変調するようにしたので、変調手段の出力により、可変
発振手段の動作が不安定になるようなことが抑制され
る。また、発振手段の構成を簡単にすることができ、小
型化、低消費電力化を図ることが可能となる。
よれば、第2の信号の周波数をタイムスロット毎に変更
するようにしたので、常に良好な状態で送受信を行うこ
とが可能となる。
よれば、さらにシグマデルタ変調器とデジタルフィルタ
とを設けるようにしたので、C/Iを大きくすることが
でき、妨害波を充分抑圧することができる。
成を示すブロック図である。
明するブロック図である。
ートである。
ある。
1の構成例を示すブロック図である。
1の他の構成例を示すブロック図である。
である。
ートである。
数の関係を説明する図である。
ンネルと受信チャンネルの関係を説明する図である。
の関係を説明する図である。
末装置の一例の構成を示すブロック図である。
明する図である。
である。
る。
図である。
ロック図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 所定のタイムスロットで、被送信信号を
所定の周波数の信号に変調して送信するとともに、前記
タイムスロットとは異なる他のタイムスロットで、前記
送信信号とは異なる周波数の送信されてきた信号を受信
し、その受信信号を復調する時分割多重送受信装置にお
いて、 一定の周波数の第1の信号を出力する固定発振手段と、 所定の範囲の帯域の所定の周波数の第2の信号を出力す
る可変発振手段と、 前記第1の信号を前記第2の信号にミックスするミック
ス手段と、 前記ミックス手段によりミックスされた信号を用いて前
記被送信信号を直接変調する変調手段と、 前記ミックス手段によりミックスされた信号を用いて前
記受信信号を中間周波信号に変換する変換手段と、 前記第1の信号を分周する分周手段と、 前記中間周波信号を前記分周手段の出力を用いて復調す
る復調手段とを備えることを特徴とする時分割多重送受
信装置。 - 【請求項2】 前記可変発振手段は、前記第2の信号の
周波数を、タイムスロット毎に変更することを特徴とす
る請求項1に記載の時分割多重送受信装置。 - 【請求項3】 前記復調手段の出力を変調するシグマデ
ルタ変調器と、 前記シグマデルタ変調器の出力を帯域制限するデジタル
フィルタとをさらに備えることを特徴とする請求項1ま
たは2に記載の時分割多重送受信装置。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP08227693A JP3358183B2 (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 時分割多重送受信装置 |
US08/223,573 US5432779A (en) | 1993-04-09 | 1994-04-06 | Time division multiplex transmitting/receiving system |
DE69422325T DE69422325T2 (de) | 1993-04-09 | 1994-04-07 | Sende-/Empfangsanordnung mit Zeitmultiplex |
EP94105400A EP0619656B1 (en) | 1993-04-09 | 1994-04-07 | Time division multiplex transmitting/receiving system |
JP2000105853A JP3384455B2 (ja) | 1993-04-09 | 2000-04-07 | 時分割多重受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP08227693A JP3358183B2 (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 時分割多重送受信装置 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000105853A Division JP3384455B2 (ja) | 1993-04-09 | 2000-04-07 | 時分割多重受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06296152A JPH06296152A (ja) | 1994-10-21 |
JP3358183B2 true JP3358183B2 (ja) | 2002-12-16 |
Family
ID=13769979
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP08227693A Expired - Lifetime JP3358183B2 (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 時分割多重送受信装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5432779A (ja) |
EP (1) | EP0619656B1 (ja) |
JP (1) | JP3358183B2 (ja) |
DE (1) | DE69422325T2 (ja) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020909 |
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