JP3349550B2 - フィルタ回路 - Google Patents
フィルタ回路Info
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- JP3349550B2 JP3349550B2 JP12886893A JP12886893A JP3349550B2 JP 3349550 B2 JP3349550 B2 JP 3349550B2 JP 12886893 A JP12886893 A JP 12886893A JP 12886893 A JP12886893 A JP 12886893A JP 3349550 B2 JP3349550 B2 JP 3349550B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、電気回路、電子回
路、集積回路(IC)等で使用される特性可変可能なフ
ィルタ回路に関する。
路、集積回路(IC)等で使用される特性可変可能なフ
ィルタ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】例えば、アナログ方式のビデオテープレ
コーダ(以下VTRと記す)には、画質調整回路が設け
られている。図3はこの画質調整回路である。入力端子
11には、映像信号が入力される。映像信号は、第1の
コンダクタンス増幅器(以下第1のgm増幅器と言う)
12の正極性入力端子に供給されるとと共に、第1の可
変利得増幅器13に入力される。第1のgm増幅器12
の出力は、第2のgm増幅器14の正極性入力端子に供
給される。第2のgm増幅器14の出力は、出力端子1
5に導出されるとともに、第2の可変利得増幅器16、
第2の容量C2、及びバッファ増幅器17に供給され
る。第1の可変利得増幅器13の負極性出力と、第2の
可変利得増幅器16の出力とは、加算器18において加
算され、第1の容量C1を介して第2のgm増幅器14
の正極性入力端子に帰還されている。また先の第2の容
量C2の出力は、入力端子11に帰還されている。更に
また、先のバッファ増幅器17の出力は、第1及び第2
のgm増幅器12、14の負極性入力端子に帰還されて
いる。
コーダ(以下VTRと記す)には、画質調整回路が設け
られている。図3はこの画質調整回路である。入力端子
11には、映像信号が入力される。映像信号は、第1の
コンダクタンス増幅器(以下第1のgm増幅器と言う)
12の正極性入力端子に供給されるとと共に、第1の可
変利得増幅器13に入力される。第1のgm増幅器12
の出力は、第2のgm増幅器14の正極性入力端子に供
給される。第2のgm増幅器14の出力は、出力端子1
5に導出されるとともに、第2の可変利得増幅器16、
第2の容量C2、及びバッファ増幅器17に供給され
る。第1の可変利得増幅器13の負極性出力と、第2の
可変利得増幅器16の出力とは、加算器18において加
算され、第1の容量C1を介して第2のgm増幅器14
の正極性入力端子に帰還されている。また先の第2の容
量C2の出力は、入力端子11に帰還されている。更に
また、先のバッファ増幅器17の出力は、第1及び第2
のgm増幅器12、14の負極性入力端子に帰還されて
いる。
【0003】先の第1、第2のgm増幅器12、14の
増分伝達コンダクタンスをgm1、gm2とし、入力信
号をX、出力信号Y、第1のgm増幅器12での出力端
での信号をZとすると、次の(1)式が成立する。Mは
第1の可変利得増幅器13の利得、Nは第2の可変利得
増幅器16の利得、C1、C2はそれぞれ容量C1、C
2の値である。
増分伝達コンダクタンスをgm1、gm2とし、入力信
号をX、出力信号Y、第1のgm増幅器12での出力端
での信号をZとすると、次の(1)式が成立する。Mは
第1の可変利得増幅器13の利得、Nは第2の可変利得
増幅器16の利得、C1、C2はそれぞれ容量C1、C
2の値である。
【0004】
【数1】
【0005】
【数2】
【0006】上記の回路において、N=0、M=1とす
ると回路は、位相等化(EQ)特性となる。またM=1
で0<N<0.5に可変とすると、ピークゲインが0dB
〜6dBの強調回路(ピーク特性)となる。さらにN=0
で0.5<M<1に可変とすると、ピークゲインが0dB
〜−6dBの抑圧回路(ボトム特性)となる。一方では、
この回路には次のような問題がある。即ち、この回路の
低域の群遅延に注目し、式(3)でW=0とおくと、
ると回路は、位相等化(EQ)特性となる。またM=1
で0<N<0.5に可変とすると、ピークゲインが0dB
〜6dBの強調回路(ピーク特性)となる。さらにN=0
で0.5<M<1に可変とすると、ピークゲインが0dB
〜−6dBの抑圧回路(ボトム特性)となる。一方では、
この回路には次のような問題がある。即ち、この回路の
低域の群遅延に注目し、式(3)でW=0とおくと、
【0007】
【数3】 が得られ、位相EQ特性、ピーク特性、ボトム特性の時
の値を求めると、 N=0、M=1のときは、 T(0) =2*T0 M=1、0<N<0.5のときは、T(0) =(2−N)
*T0 N=0、0.5<M<1のときは、T(0) =(1+M)
*T0 となり、NあるいはMを可変すると、低域の群遅延特性
T(0) も変化していることがわかる。ただし、T0 =1
/W0 /QでC1、C2、gm1、gm2だけで決まる
定数である。
の値を求めると、 N=0、M=1のときは、 T(0) =2*T0 M=1、0<N<0.5のときは、T(0) =(2−N)
*T0 N=0、0.5<M<1のときは、T(0) =(1+M)
*T0 となり、NあるいはMを可変すると、低域の群遅延特性
T(0) も変化していることがわかる。ただし、T0 =1
/W0 /QでC1、C2、gm1、gm2だけで決まる
定数である。
【0008】一般に、回路の遅延時間を考えた場合、単
一周波数の正弦波信号(角周波数W)では信号の遅延時
間DTは、DT=P(W)/Wで表される。ここでP
(W)は、角周波数Wでの遅延位相であり、群遅延特性
T(W)を角周波数0HzからWまで積分した値として
表現できる。よって、角周波数0Hzでの群遅延の値T
(0) は、回路に信号を入力した時の遅延時間を定める主
要因となっており、T(0) が変化すると、回路の遅延時
間が変動するという不具合が生じる。
一周波数の正弦波信号(角周波数W)では信号の遅延時
間DTは、DT=P(W)/Wで表される。ここでP
(W)は、角周波数Wでの遅延位相であり、群遅延特性
T(W)を角周波数0HzからWまで積分した値として
表現できる。よって、角周波数0Hzでの群遅延の値T
(0) は、回路に信号を入力した時の遅延時間を定める主
要因となっており、T(0) が変化すると、回路の遅延時
間が変動するという不具合が生じる。
【0009】特に、VTRにおいては、画質調整回路の
出力信号は、さらに再生時のクロマ信号(C信号ともい
う)と混合して最終ビデオ信号となるものであり、クロ
マ信号との混合のタイミングがずれると、画面上の色ず
れが発生するという問題がある。
出力信号は、さらに再生時のクロマ信号(C信号ともい
う)と混合して最終ビデオ信号となるものであり、クロ
マ信号との混合のタイミングがずれると、画面上の色ず
れが発生するという問題がある。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来のフィルタ回路では、特性調整を行うと回路の群遅
延特性が変化し、回路の遅延時間に変化をきたしてしま
うという問題がある。特にVTRのような2信号を混合
するシステムにおいて片側にだけ信号調整を行うと2信
号混合の時間的ずれが発生し、画質を損なうことにな
る。そこでこの発明は、特性の調整をおこなっても遅延
時間がほとんど変化しないようにしたフィルタ回路を提
供することを目的とする。
従来のフィルタ回路では、特性調整を行うと回路の群遅
延特性が変化し、回路の遅延時間に変化をきたしてしま
うという問題がある。特にVTRのような2信号を混合
するシステムにおいて片側にだけ信号調整を行うと2信
号混合の時間的ずれが発生し、画質を損なうことにな
る。そこでこの発明は、特性の調整をおこなっても遅延
時間がほとんど変化しないようにしたフィルタ回路を提
供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】この発明は、第1の入力
端子が信号入力端子に接続された第1の3端子回路ユニ
ットと、前記第1の3端子回路ユニットの出力端子が第1
の入力端子に接続された第2の3端子回路ユニットと、
前記第1の3端子回路ユニットの出力端子に第1の信号
(sig1)を供給する第1の容量と、前記第2の3端子回
路ユニットの出力端子に入力端子が接続されて、出力端
子が前記第1の3端子回路ユニットの第2の入力端子に
機関接続されたバッファ増幅器と、前記入力端子が入力
端子に接続され、出力端子が第2の容量を介して前記第
2の3端子回路ユニットの出力端子に接続された可変利
得増幅器と、前記第2の3端子回路ユニットの第2の入
力端子に第2の信号(sig2)を供給する回路と、前記第1
の3端子回路ユニットの第1の入力端子に供給される信
号を入力信号(IN)、前記第2の3端子回路ユニット
の出力端子に導出される信号を出力信号(OUT)とし
て、前記第1、第2の信号sig1,sig2を sig1−sig2=
[(OUT−IN)に比例した信号]−[OUTに比例
した信号]となる関係に設定するために、前記第2の3
端子回路ユニットの第2の入力端子に前記(OUT)に
比例した信号を入力する係数手段と、前記第1の容量に
前記(OUT)と(IN)の差に比例した信号を供給す
る差動増幅器手段とからなる設定手段とを備えるもので
ある。また前記設定手段は、前記第2の3端子回路ユニ
ットの第2の入力端子に前記バッファ増幅器の出力を導
入する手段と、前記(OUT)と(IN)の差に比例し
た信号を得る差動増幅器手段と、前記(OUT)の反転
を得る反転増幅器手段と、前記反転増幅器手段の出力と
前記差動増幅器手段の出力を合成し、前記第1の容量に
供給する加算手段とからなるものでもよい。
端子が信号入力端子に接続された第1の3端子回路ユニ
ットと、前記第1の3端子回路ユニットの出力端子が第1
の入力端子に接続された第2の3端子回路ユニットと、
前記第1の3端子回路ユニットの出力端子に第1の信号
(sig1)を供給する第1の容量と、前記第2の3端子回
路ユニットの出力端子に入力端子が接続されて、出力端
子が前記第1の3端子回路ユニットの第2の入力端子に
機関接続されたバッファ増幅器と、前記入力端子が入力
端子に接続され、出力端子が第2の容量を介して前記第
2の3端子回路ユニットの出力端子に接続された可変利
得増幅器と、前記第2の3端子回路ユニットの第2の入
力端子に第2の信号(sig2)を供給する回路と、前記第1
の3端子回路ユニットの第1の入力端子に供給される信
号を入力信号(IN)、前記第2の3端子回路ユニット
の出力端子に導出される信号を出力信号(OUT)とし
て、前記第1、第2の信号sig1,sig2を sig1−sig2=
[(OUT−IN)に比例した信号]−[OUTに比例
した信号]となる関係に設定するために、前記第2の3
端子回路ユニットの第2の入力端子に前記(OUT)に
比例した信号を入力する係数手段と、前記第1の容量に
前記(OUT)と(IN)の差に比例した信号を供給す
る差動増幅器手段とからなる設定手段とを備えるもので
ある。また前記設定手段は、前記第2の3端子回路ユニ
ットの第2の入力端子に前記バッファ増幅器の出力を導
入する手段と、前記(OUT)と(IN)の差に比例し
た信号を得る差動増幅器手段と、前記(OUT)の反転
を得る反転増幅器手段と、前記反転増幅器手段の出力と
前記差動増幅器手段の出力を合成し、前記第1の容量に
供給する加算手段とからなるものでもよい。
【0012】
【作用】上記の手段により、信号の遅延時間を決める最
大の要因である0周波数での群遅延量(群遅延特性の周
波数0Hzでの遅延量)を理論的に一定になるように回
路が構成されされており、調整をおこなっても回路の遅
延時間を一定に保つことができる。
大の要因である0周波数での群遅延量(群遅延特性の周
波数0Hzでの遅延量)を理論的に一定になるように回
路が構成されされており、調整をおこなっても回路の遅
延時間を一定に保つことができる。
【0013】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。図1はこの発明の一実施例である。まずこの発
明の実施例を説明する前に、この発明の考え方を説明す
ることにする。
明する。図1はこの発明の一実施例である。まずこの発
明の実施例を説明する前に、この発明の考え方を説明す
ることにする。
【0014】従来回路の問題点を考えた場合、式(4)
におけるNとMの値を独立に可変していることが要因と
なっている。そこで、NとMの値をM−N=A=一定値
の関係を維持したまま連動して変化させれば、式(4)
はT(0) =(1+A)*T0となり、0周波数での群遅
延はN、Mによらず常に一定値となる。この関係を実現
するためには、フィルタ回路の伝達関数が、
におけるNとMの値を独立に可変していることが要因と
なっている。そこで、NとMの値をM−N=A=一定値
の関係を維持したまま連動して変化させれば、式(4)
はT(0) =(1+A)*T0となり、0周波数での群遅
延はN、Mによらず常に一定値となる。この関係を実現
するためには、フィルタ回路の伝達関数が、
【0015】
【数4】 となるように回路を構成すればよい。式(5)と式
(4)の伝達関数は若干異なるものの、ほぼ同等の信号
調整特性を得ることは可能であり、便宜上A=1として
説明すると、M=1で位相EQ特性を得、1<M<4/
3で0dB〜6dBのピーク特性を得、2/3<M<1で0
dB〜−6dBのボトム特性を得ることができる。
(4)の伝達関数は若干異なるものの、ほぼ同等の信号
調整特性を得ることは可能であり、便宜上A=1として
説明すると、M=1で位相EQ特性を得、1<M<4/
3で0dB〜6dBのピーク特性を得、2/3<M<1で0
dB〜−6dBのボトム特性を得ることができる。
【0016】次に、図1のこの発明の実施例について説
明する。入力端子21には入力信号が導入される。この
入力信号は、3端子回路ユニット、例えば第1のgm増
幅器22の正極入力端子及び第1の可変利得増幅器23
に供給される。第1のgm増幅器22の出力端子は、第
1の容量C1を介して第1の信号(sig1)の入力端
子24に接続されるとともに、第2のgm増幅器25の
正極入力端子に接続されている。この第2のgm増幅器
25の負極入力端子には、端子26から第2の信号(s
ig2)が供給される。第2のgm増幅器25の出力端
子は、信号出力端子27に接続されるとともに、バッフ
ァ増幅器28を介して第1のgm増幅器22の負極入力
端子に帰還路として接続されている。また第2のgm増
幅器25の出力端子には、先の可変増幅器23の出力端
子が第2の容量C2を介して接続されている。
明する。入力端子21には入力信号が導入される。この
入力信号は、3端子回路ユニット、例えば第1のgm増
幅器22の正極入力端子及び第1の可変利得増幅器23
に供給される。第1のgm増幅器22の出力端子は、第
1の容量C1を介して第1の信号(sig1)の入力端
子24に接続されるとともに、第2のgm増幅器25の
正極入力端子に接続されている。この第2のgm増幅器
25の負極入力端子には、端子26から第2の信号(s
ig2)が供給される。第2のgm増幅器25の出力端
子は、信号出力端子27に接続されるとともに、バッフ
ァ増幅器28を介して第1のgm増幅器22の負極入力
端子に帰還路として接続されている。また第2のgm増
幅器25の出力端子には、先の可変増幅器23の出力端
子が第2の容量C2を介して接続されている。
【0017】ここで第1、第2のgm増幅器22、25
の増分伝達コンダクタンスをgm1、gm2とし、入力
信号をX、出力信号をYとし、第2の容量C2に与える
信号をN*X、第1のgm増幅器22の出力端での信号
をZとすると次式が成立する。
の増分伝達コンダクタンスをgm1、gm2とし、入力
信号をX、出力信号をYとし、第2の容量C2に与える
信号をN*X、第1のgm増幅器22の出力端での信号
をZとすると次式が成立する。
【0018】
【数5】
【0019】
【数6】 となり、可変量N、Mの値によらず、常に一定値となり
目的の特性が得られている。ここで可変量Nは、フィル
タ回路の高域特性を決める項であり、特にN=1としA
をA+1と置き換えると、式(8)は式(5)に一致す
る。
目的の特性が得られている。ここで可変量Nは、フィル
タ回路の高域特性を決める項であり、特にN=1としA
をA+1と置き換えると、式(8)は式(5)に一致す
る。
【0020】さらに、sig1とsig2の作成手段と
しては様々な方法が可能である。図2(A)は1つの例
を示している。図1と同一部分には同一符号を付してい
る。図1と異なる部分を説明する。バッファ増幅器28
の出力が係数器31を介して第2のgm増幅器25の負
極入力端子に接続されている。第2のgm増幅器25の
出力が差動増幅器32の正極入力端子に接続され、この
差動増幅器32の負極入力端子には入力端子21が接続
され、差動増幅器32の出力端子が第1の容量C1を介
して第1のgm増幅器22の出力端子に接続されてい
る。係数器26の出力には、第2の信号(sig2)が
現れ、差動増幅器32の出力には第1の信号(sig
1)が現れるようになっている。即ち、sig1=M*
(Y−X)、 sig2=2*Y であり、sig1
−sig2=M*(Y−X)−2*Yとなる。この関係
は、先の式(7)を満足していることになり、0周波数
での群遅延が一定となるフィルタの伝達関数式(5)を
実現することになる。
しては様々な方法が可能である。図2(A)は1つの例
を示している。図1と同一部分には同一符号を付してい
る。図1と異なる部分を説明する。バッファ増幅器28
の出力が係数器31を介して第2のgm増幅器25の負
極入力端子に接続されている。第2のgm増幅器25の
出力が差動増幅器32の正極入力端子に接続され、この
差動増幅器32の負極入力端子には入力端子21が接続
され、差動増幅器32の出力端子が第1の容量C1を介
して第1のgm増幅器22の出力端子に接続されてい
る。係数器26の出力には、第2の信号(sig2)が
現れ、差動増幅器32の出力には第1の信号(sig
1)が現れるようになっている。即ち、sig1=M*
(Y−X)、 sig2=2*Y であり、sig1
−sig2=M*(Y−X)−2*Yとなる。この関係
は、先の式(7)を満足していることになり、0周波数
での群遅延が一定となるフィルタの伝達関数式(5)を
実現することになる。
【0021】図2(B)はさらに他の実施例である。図
2(A)と同一部分には同一符号を付して、図2(A)
と異なる部分を説明する。この実施例では、バッファ増
幅器28の出力が、直接sig2として使用される。次
にsig1は、加算器33から得られている。加算器3
3は、第2のgm増幅器25の出力を反転器34で反転
した信号と、差動増幅器32の出力を加算して作成して
いる。この回路によると、sig1=M*(Y−X)−
Y、 sig2=Y であり、よってsig1−si
g2=M*(Y−X)−2*Yとなり、式(7)を満足
し、0周波数での群遅延が一定となるフィルタの伝達関
数式(5)を実現することになる。sig1、sig2
の作成手段は、そのほか種々の実施例が可能であり、式
(7)を満足するものであればよい。
2(A)と同一部分には同一符号を付して、図2(A)
と異なる部分を説明する。この実施例では、バッファ増
幅器28の出力が、直接sig2として使用される。次
にsig1は、加算器33から得られている。加算器3
3は、第2のgm増幅器25の出力を反転器34で反転
した信号と、差動増幅器32の出力を加算して作成して
いる。この回路によると、sig1=M*(Y−X)−
Y、 sig2=Y であり、よってsig1−si
g2=M*(Y−X)−2*Yとなり、式(7)を満足
し、0周波数での群遅延が一定となるフィルタの伝達関
数式(5)を実現することになる。sig1、sig2
の作成手段は、そのほか種々の実施例が可能であり、式
(7)を満足するものであればよい。
【0022】
【発明の効果】上述したようにこの発明の回路によれ
ば、特性の調整をおこなっても回路の遅延時間がほとん
ど変化しない。特に、アナログVTRの画質調整回路と
して用いた場合、画質調整による輝度、色信号間の時間
的ずれが生じないようにする点では極めて有効である。
また、関連性をもつ2系統(複数系統)の信号にそれぞ
れ異なる信号処理を施し、最終的には合成して用いるよ
うな場合、それぞれの系統の信号間で時間的ずれが生じ
るのを抑える場合有効である。
ば、特性の調整をおこなっても回路の遅延時間がほとん
ど変化しない。特に、アナログVTRの画質調整回路と
して用いた場合、画質調整による輝度、色信号間の時間
的ずれが生じないようにする点では極めて有効である。
また、関連性をもつ2系統(複数系統)の信号にそれぞ
れ異なる信号処理を施し、最終的には合成して用いるよ
うな場合、それぞれの系統の信号間で時間的ずれが生じ
るのを抑える場合有効である。
【図1】この発明の一実施例を示す回路図。
【図2】この発明の他の実施例を示す回路図。
【図3】従来のフィルタ回路を示す図。
22、25…gm増幅器、23…可変利得増幅器、28
…バッファ増幅器、31…係数器、32…差動増幅器、
33…加算器、34…反転器。
…バッファ増幅器、31…係数器、32…差動増幅器、
33…加算器、34…反転器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H03H 11/12 H03F 1/34 H03H 11/04
Claims (2)
- 【請求項1】第1の入力端子が信号入力端子に接続され
た第1の3端子回路ユニットと、 前記第1の3端子回路ユニットの出力端子が第1の入力端
子に接続された第2の3端子回路ユニットと、 前記第1の3端子回路ユニットの出力端子に第1の信号
(sig1)を供給する第1の容量と、 前記第2の3端子回路ユニットの出力端子に入力端子が
接続されて、出力端子が前記第1の3端子回路ユニット
の第2の入力端子に機関接続されたバッファ増幅器と、 前記入力端子が入力端子に接続され、出力端子が第2の
容量を介して前記第2の3端子回路ユニットの出力端子
に接続された可変利得増幅器と、 前記第2の3端子回路ユニットの第2の入力端子に第2
の信号(sig2)を供給する回路と、 前記第1の3端子回路ユニットの第1の入力端子に供給
される信号を入力信号(IN)、前記第2の3端子回路
ユニットの出力端子に導出される信号を出力信号(OU
T)として、前記第1、第2の信号sig1,sig2を sig1−sig2=[(OUT−IN)に比例した信号]−
[OUTに比例した信号]となる関係に設定するため
に、 前記第2の3端子回路ユニットの第2の入力端子に前記
(OUT)に比例した信号を入力する係数手段と、前記
第1の容量に前記(OUT)と(IN)の差に比例した
信号を供給する差動増幅器手段とからなる設定手段と を
具備したことを特徴とするフィルタ回路。 - 【請求項2】第1の入力端子が信号入力端子に接続され
た第1の3端子回路ユニットと、 前記第1の3端子回路ユニットの出力端子が第1の入力端
子に接続された第2の3端子回路ユニットと、 前記第1の3端子回路ユニットの出力端子に第1の信号
(sig1)を供給する第1の容量と、 前記第2の3端子回路ユニットの出力端子に入力端子が
接続されて、出力端子が前記第1の3端子回路ユニット
の第2の入力端子に機関接続されたバッファ増幅器と、 前記入力端子が入力端子に接続され、出力端子が第2の
容量を介して前記第2の3端子回路ユニットの出力端子
に接続された可変利得増幅器と、 前記第2の3端子回路ユニットの第2の入力端子に第2
の信号(sig2)を供給する回路と、 前記第1の3端子回路ユニットの第1の入力端子に供給
される信号を入力信号(IN)、前記第2の3端子回路
ユニットの出力端子に導出される信号を出力信号(OU
T)として、前記第1、第2の信号sig1,sig2を sig1−sig2=[(OUT−IN)に比例した信号]−
[OUTに比例した信号]となる関係に設定するため
に、 前記第2の3端子回路ユニットの第2の入力端子に前記
バッファ増幅器の出力を導入する手段と、前記(OU
T)と(IN)の差に比例した信号を得る差動増幅器手
段と、前記(OUT)の反転を得る反転増幅器手段と、
前記反転増幅器手段の出力と前記差動増幅器手段の出力
を合成し、前記第1の容量に供給する加算手段とからな
る設定手段と を具備したことを特徴とするフィルタ回
路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12886893A JP3349550B2 (ja) | 1993-05-31 | 1993-05-31 | フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP12886893A JP3349550B2 (ja) | 1993-05-31 | 1993-05-31 | フィルタ回路 |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH06338759A JPH06338759A (ja) | 1994-12-06 |
JP3349550B2 true JP3349550B2 (ja) | 2002-11-25 |
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JP3151376B2 (ja) * | 1995-04-26 | 2001-04-03 | 株式会社東芝 | フィルタ回路 |
KR101466857B1 (ko) | 2008-09-02 | 2014-12-02 | 삼성전자주식회사 | 안정도 보상 회로 및 이를 포함하는 dc-dc 컨버터 |
-
1993
- 1993-05-31 JP JP12886893A patent/JP3349550B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
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JPH06338759A (ja) | 1994-12-06 |
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