JP3309894B2 - Control method of self-excited var compensator - Google Patents
Control method of self-excited var compensatorInfo
- Publication number
- JP3309894B2 JP3309894B2 JP00951696A JP951696A JP3309894B2 JP 3309894 B2 JP3309894 B2 JP 3309894B2 JP 00951696 A JP00951696 A JP 00951696A JP 951696 A JP951696 A JP 951696A JP 3309894 B2 JP3309894 B2 JP 3309894B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- inverter
- output voltage
- signal
- capacity
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は自励式無効電力補償
装置の制御方法に関し、詳しくは、アーク炉や圧延機の
フリッカ対策等に使用され、電力系統の負荷変動に伴う
電圧変動を抑制する自励式無効電力補償装置の制御方法
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control method for a self-excited reactive power compensator, and more particularly, to a method for controlling flicker in an arc furnace or a rolling mill, which suppresses voltage fluctuations caused by load fluctuations in a power system. The present invention relates to a method of controlling an excited reactive power compensator.
【０００２】[0002]
【従来の技術】電力系統では、無効電力変動により系統
電圧変動を引き起こす大容量のアーク炉、電鉄負荷、鉄
鋼圧延負荷などの変動負荷に対しては、系統電源と変動
負荷との間に、その変動負荷の無効電力を補償するた
め、系統電源とインバータとを連系させる自励式無効電
力補償装置（以下、自励式ＳＶＣと称す）を設けるのが
一般的である。2. Description of the Related Art In a power system, a fluctuating load such as a large-capacity arc furnace, a railway load, and a steel rolling load, which causes a system voltage fluctuation due to a reactive power fluctuation, is provided between the system power supply and the fluctuating load. In general, a self-excited reactive power compensator (hereinafter, referred to as a self-excited SVC) for interconnecting a system power supply and an inverter is provided to compensate for the reactive power of a variable load.
【０００３】この種のＳＶＣは、例えば、図２に示すよ
うに大容量矩形波インバータ１（以下、単に矩形波イン
バータと称す）と小容量ＰＷＭインバータ２（以下、単
にＰＷＭインバータと称す）とを、系統電源３と変動負
荷（図示せず）とを接続する系統母線４に連系トランス
５，６を介して直列接続した構造のものである。矩形波
インバータ１は、コンバータ回路７によりコンデンサ８
に直流電圧ＶDCをスイッチ９の操作でもって起動時のみ
充電する直流回路部１０を有し、また、ＰＷＭインバー
タ２は、コンバータ回路１１によりコンデンサ１２に直
流電圧を充電する直流回路部１３を有する。This type of SVC includes, for example, a large-capacity rectangular wave inverter 1 (hereinafter simply referred to as a rectangular wave inverter) and a small-capacity PWM inverter 2 (hereinafter simply referred to as a PWM inverter) as shown in FIG. , A structure in which a system power supply 3 and a variable load (not shown) are connected in series to a system bus 4 via interconnecting transformers 5 and 6. The square wave inverter 1 includes a capacitor 8
The DC voltage V DC has a DC circuit part 10 for charging only when starting with the operation of the switch 9, the addition, PWM inverter 2 includes a DC circuit part 13 to charge the DC voltage to the capacitor 12 by the converter circuit 11 .
【０００４】前述した矩形波インバータ１では、系統電
圧ＶS と等しい出力電圧ＶB を発生させ、一方、ＰＷＭ
インバータ２では、負荷変動に応じた無効電流指令値に
基づき無効電流を生成するための出力電圧ＶF を独立に
発生させる。つまり、主にＰＷＭインバータ２の出力電
圧ＶF の振幅を負荷変動に追従させて増減することで、
負荷変動により発生した無効電流と逆位相の補償電流が
系統に生成され、負荷変動に伴う系統電圧ＶS の変動を
抑制している。In the above-described rectangular wave inverter 1, the system voltage V S Output voltage V B equal to , While PWM
In the inverter 2, an output voltage V F for generating a reactive current based on a reactive current command value corresponding to a load change Are generated independently. That is, mainly the output voltage V F of the PWM inverter 2 By increasing and decreasing the amplitude of
A compensation current having a phase opposite to that of the reactive current generated by the load change is generated in the system, and the system voltage V S accompanying the load change is generated. Fluctuations are suppressed.
【０００５】このように矩形波インバータ１が系統電圧
ＶS と等しい出力電圧ＶB を発生し、ＰＷＭインバータ
２が負荷変動に伴う変動分を補償する出力電圧ＶF を発
生させる。この時、系統に生成される補償電流Ｉ
SYS は、ＩSYS ＝｛ＶS −（ＶB ＋ＶF ）｝／Ｚとな
る。尚、Ｚは連系インピーダンスである。従って、過渡
変動時など、系統電圧ＶS と矩形波インバータ１の出力
電圧ＶB とが等しくならない時には、ＰＷＭインバータ
２は、補償電流指令値どおりの出力電流を得るため、系
統電圧ＶS と矩形波インバータ１の出力電圧ＶB との差
分（ＶS −ＶB ）を補正電圧信号ＶH として出力する。As described above, the rectangular wave inverter 1 is connected to the system voltage V S Output voltage V B equal to , And the PWM inverter 2 compensates for the variation due to the load variation by using the output voltage V F Generate. At this time, the compensation current I generated in the system
SYS Is I SYS = ｛V S − (V B + V F )｝ / Z. Here, Z is the interconnection impedance. Therefore, the system voltage V S during transient fluctuations, etc. And the output voltage V B of the square wave inverter 1 Is not equal, the PWM inverter 2 obtains the output current according to the compensation current command value, so that the system voltage V S And the output voltage V B of the square wave inverter 1 (V S −V B ) To the correction voltage signal V H Output as
【０００６】この補正電圧信号ＶH に基づくＰＷＭイン
バータ２の制御アルゴリズムを、図３に示す制御ブロッ
クに基づいて説明する。This correction voltage signal V H A control algorithm of the PWM inverter 2 based on the above will be described based on a control block shown in FIG.
【０００７】まず、矩形波インバータ１の出力電圧ＶB
を直接的に検出することが困難であるため、その出力電
圧ＶB の振幅を決定する直流電圧ＶDCをフィルタ１４を
介して検出し、その直流電圧ＶDCと系統電圧ＶS に同期
した基準正弦波信号ｖとを乗算器１５によりかけ合わ
せ、矩形波インバータ１の出力電圧ＶB に相当する電圧
ＶB'（以下、出力電圧と称す）を生成する。尚、この矩
形波インバータ１の出力電圧ＶB'に所定のゲインｋ1 を
付与する。First, the output voltage V B of the square wave inverter 1
Is difficult to directly detect, the output voltage V B A DC voltage V DC that determines the amplitude of the DC voltage V S is detected via the filter 14, and the DC voltage V DC and the system voltage V S are detected. Is multiplied by the multiplier 15 with the reference sine wave signal v synchronized with the output voltage V B of the square wave inverter 1. Corresponding voltage V B '(hereinafter, the output voltage hereinafter) to generate. A predetermined gain k 1 is applied to the output voltage V B ′ of the square wave inverter 1. Is given.
【０００８】一方、系統電圧ＶS をフィルタ１６を介し
て検出し、その系統電圧ＶS と前述した矩形波インバー
タ１の出力電圧ＶB'との差分（ＶS −ＶB'）を減算器１
７により算出して補正電圧信号ＶH とする。この補正電
圧信号ＶH に所定のゲインＫ 1 を付与した上で、その補
正電圧信号ＶH を制御電圧信号ｖref1に加算器１８によ
り付加することにより、ＰＷＭインバータ２に付与する
制御電圧信号ｖref としている。On the other hand, the system voltage VS Through the filter 16
The system voltage VS And the square wave invar described above
Output voltage VB'And the difference (VS -VB') Subtractor 1
7 and the corrected voltage signal VH And This correction
Pressure signal VH Given gain K 1 And the supplement
Positive voltage signal VH The control voltage signal vref1By the adder 18
To the PWM inverter 2
This is the control voltage signal vref.
【０００９】尚、以上で説明した直流電圧ＶDC、連系イ
ンピーダンスＺ、基準正弦波信号ｖ、補正電圧信号
ＶH 、制御電圧信号ｖref1，ｖref 以外はすべてベクト
ル量である。The above-described DC voltage V DC , interconnection impedance Z, reference sine wave signal v, and correction voltage signal V H , Except for the control voltage signals vref 1 and vref, are all vector quantities.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】ところで、系統電圧Ｖ
S には高調波成分が含まれるため、前述した従来の制御
方法では、系統電圧ＶS をフィルタ１６を介して検出す
ることにより、そのフィルタ１６により高調波成分によ
る歪みを除去するようにしている。しかしながら、この
フィルタ１６により系統電圧ＶS の検出に遅れが生じる
ため、系統電圧Ｖ S と基準正弦波信号ｖとの位相差が零
でなくなる。The system voltage V
S Contains the harmonic components, so the conventional control
In the method, the system voltage VS Is detected via the filter 16.
In this way, the filter 16 reduces harmonic components.
To eliminate distortion. However, this
System voltage V by filter 16S Detection delay
Therefore, the system voltage V S The phase difference between the signal and the reference sine wave signal v is zero
No longer.
【００１１】この場合、図４に示すように系統電圧ＶS
と矩形波インバータ１の出力電圧Ｖ B'とに位相差が生
じ、系統電圧ＶS と矩形波インバータ１の出力電圧ＶB'
との振幅が同じであったとしても、ＰＷＭインバータ２
は、系統電圧ＶS と直交するベクトル方向の補正電圧信
号ＶH を出力する。In this case, as shown in FIG.S
And the output voltage V of the square wave inverter 1 B'There is a phase difference between
And system voltage VS And the output voltage V of the square wave inverter 1B'
Are the same, the PWM inverter 2
Is the system voltage VS Correction voltage signal in vector direction orthogonal to
Issue VH Is output.
【００１２】このＰＷＭインバータ２が負荷変動に伴う
変動分を補償する出力電圧ＶF を発生させる時、系統電
圧ＶS と矩形波インバータ１の出力電圧ＶB'との差分で
ある補正電圧信号ＶH と補償電流ＩSYS とが同相成分と
なるため、ＰＷＭインバータ２で有効電力が入出力され
てその直流電圧が変動する。[0012] The output voltage V F The PWM inverter 2 to compensate for variation due to load fluctuation Is generated, the system voltage V S Voltage signal V H which is the difference between the output voltage V B ′ And compensation current I SYS Are in-phase components, so that active power is input and output by the PWM inverter 2 and its DC voltage fluctuates.
【００１３】図４のコンデンサモードの場合、前述した
系統電圧ＶS に対して矩形波インバータ１の出力電圧Ｖ
B'が遅れ位相の場合、ＰＷＭインバータ２に有効電力が
入力されることになり、ＰＷＭインバータ２の直流電圧
が過電圧となる。逆に、系統電圧ＶS に対して矩形波イ
ンバータ１の出力電圧ＶB'が進み位相の場合、ＰＷＭイ
ンバータ２から有効電力が出力されることになり、ＰＷ
Ｍインバータ２の直流電圧が過負荷となる。[0013] When the capacitor mode of FIG. 4, the system voltage V S as described above The output voltage V of the square wave inverter 1
When B ′ is a lag phase, active power is input to the PWM inverter 2, and the DC voltage of the PWM inverter 2 becomes an overvoltage. Conversely, the system voltage V S In the case where the output voltage V B ′ of the square wave inverter 1 is in the advanced phase, active power is output from the PWM inverter 2 and
The DC voltage of the M inverter 2 becomes overloaded.
【００１４】そこで、本発明は上記問題点に鑑みて提案
されたもので、その目的とするところは、簡便な手段に
より、ＰＷＭインバータの直流電圧の安定化を容易に実
現し得る自励式ＳＶＣの制御方法を提供することにあ
る。In view of the above, the present invention has been proposed in view of the above-mentioned problems. It is an object of the present invention to provide a self-excited SVC which can easily stabilize the DC voltage of a PWM inverter by simple means. It is to provide a control method.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の技術的手段として、本発明方法は、コンバータ回路に
よりコンデンサに直流電圧を起動時のみ充電する直流回
路部を有する大容量矩形波インバータと、コンバータ回
路によりコンデンサに直流電圧を充電する直流回路部を
有する小容量ＰＷＭインバータとを直列接続して系統電
源と連系させた自励式無効電力補償装置において、系統
電圧と大容量矩形波インバータの出力電圧との差分を補
正電圧信号として小容量ＰＷＭインバータを制御するに
際して、系統電圧の振幅と大容量矩形波インバータの出
力電圧の振幅との差分に、系統電圧に同期した基準正弦
波信号をかけ合わせて補正電圧信号としたことを特徴と
する。As a technical means for achieving the above object, a method of the present invention is to provide a large-capacity rectangular wave inverter having a DC circuit portion for charging a capacitor with a DC voltage only at start-up by a converter circuit. In a self-excited reactive power compensator in which a small-capacity PWM inverter having a DC circuit unit for charging a capacitor with a DC voltage by a converter circuit is connected in series and connected to a system power supply, the system voltage and the large-capacity square wave inverter When controlling a small-capacity PWM inverter using a difference between the output voltage and a correction voltage signal, a difference between the amplitude of the system voltage and the amplitude of the output voltage of the large-capacity rectangular wave inverter is multiplied by a reference sine wave signal synchronized with the system voltage. It is characterized in that it is also used as a correction voltage signal.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】本発明に係る自励式ＳＶＣの制御
方法の実施形態を図１に示して説明する。尚、図２及び
図３と同一部分には同一参照符号を付して重複説明は省
略する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of a self-excited SVC control method according to the present invention will be described with reference to FIG. The same parts as those in FIGS. 2 and 3 are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted.
【００１７】本発明の特徴は、ＰＷＭインバータ２の制
御方法にある。通常、ＰＷＭインバータ２は、負荷変動
に応じた無効電流指令値に基づき無効電流を生成するた
めの出力電圧ＶF を独立に発生させる。つまり、主にＰ
ＷＭインバータ２の出力電圧ＶF の振幅を負荷変動に追
従させて増減することで、変動負荷に発生した無効電流
と逆位相の補償電流ＩSYS が系統に生成され、負荷変動
に伴う系統電圧ＶS の変動を抑制している。このように
ＰＷＭインバータ２は負荷変動に伴う変動分を補償する
出力電圧ＶF を発生させ、その時の補償電流ＩSYS は、
ＩSYS ＝｛ＶS −（ＶB ＋ＶF ）｝／Ｚとなる（図２参
照）。A feature of the present invention is that the PWM inverter 2 is controlled.
In your way. Normally, the PWM inverter 2 has a load fluctuation
Generates a reactive current based on the reactive current command value
Output voltage VF Are generated independently. That is, P
Output voltage V of WM inverter 2F The amplitude of the
The reactive current generated by the fluctuating load
Current I of opposite phaseSYS Is generated in the grid and load fluctuation
System voltage VS Fluctuations are suppressed. in this way
The PWM inverter 2 compensates for the fluctuation due to the load fluctuation.
Output voltage VF And the compensation current I at that timeSYS Is
ISYS = ｛VS − (VB + VF )｝ / Z (see FIG. 2)
See).
【００１８】過渡的な負荷変動時、系統電圧ＶS と矩形
波インバータ１の出力電圧ＶB とが等しくならない時に
は、ＰＷＭインバータ２は、補償電流指令値どおりの出
力電流を得るため、系統電圧ＶS と矩形波インバータ１
の出力電圧ＶB との差分を補正電圧信号として出力す
る。本発明方法では、系統電圧ＶS と矩形波インバータ
１の出力電圧ＶB との差分を補正電圧信号としてＰＷＭ
インバータ２を制御するに際して、系統電圧ＶS の振幅
と矩形波インバータ１の出力電圧ＶB の振幅との差分
に、系統電圧ＶS に同期した基準正弦波信号をかけ合わ
せて補正電圧信号とする。During a transient load change, the system voltage V S And the output voltage V B of the square wave inverter 1 Is not equal, the PWM inverter 2 obtains the output current according to the compensation current command value, so that the system voltage V S And square wave inverter 1
Output voltage V B Is output as a correction voltage signal. In the method of the present invention, the system voltage V S And the output voltage V B of the square wave inverter 1 PWM as a correction voltage signal
When controlling the inverter 2, the system voltage V S To the difference between the amplitudes of the output voltage V B of the rectangular wave inverter 1, the system voltage V S And a reference sine wave signal synchronized with the reference signal to obtain a correction voltage signal.
【００１９】具体的に、本発明の補正電圧信号に基づく
ＰＷＭインバータ２の制御アルゴリズムを、図１に示す
制御ブロックに基づいて説明する。Specifically, a control algorithm of the PWM inverter 2 based on the correction voltage signal according to the present invention will be described based on a control block shown in FIG.
【００２０】まず、矩形波インバータ１の出力電圧ＶB
を直接的に検出することが困難であるため、矩形波イン
バータ１の直流電圧ＶDCに基づきフィルタ２１を介して
矩形波インバータ１の出力電圧ＶB'の振幅｜ＶB'｜を検
出する。一方、系統電圧ＶS を全波整流回路２２により
直流信号化することにより、フィルタ２３を介して系統
電圧ＶS の振幅｜ＶS ｜を検出する。First, the output voltage V of the square wave inverter 1B
It is difficult to directly detect
DC voltage V of barter 1DCThrough the filter 21 based on
Output voltage V of square wave inverter 1B'Amplitude | VB'|
Put out. On the other hand, the system voltage VS By the full-wave rectifier circuit 22
By converting the signal into a DC signal, the system
Voltage VS Amplitude | VS | Is detected.
【００２１】そして、矩形波インバータ１の出力電圧Ｖ
B'の振幅信号｜ＶB'｜に所定のゲインｋ2 を付与した上
で、前述のようにして得られた系統電圧ＶS の振幅｜Ｖ
S ｜と矩形波インバータ１の出力電圧ＶB'の振幅｜ＶB'
｜との差分（｜ＶS ｜−｜Ｖ B'｜）を減算器２４により
算出し、その上で、系統電圧ＶS に同期した基準正弦波
信号ｖを乗算器２５によりかけ合わせて補正電圧信号Ｖ
H'とする。この補正電圧信号ＶH'に所定のゲインＫ2 を
付与した上で、その補正電圧信号ＶH'を制御電圧信号ｖ
ref1に加算器２６により付加することにより、ＰＷＭイ
ンバータ２に付与する制御電圧信号ｖref'とする。The output voltage V of the square wave inverter 1
B'Amplitude signal | VB'|Two On
And the system voltage V obtained as described above.S Amplitude | V
S And the output voltage V of the square wave inverter 1B'Amplitude | VB'
| And the difference (| VS |-| V B'|) By the subtractor 24
Is calculated, and then the system voltage VS Reference sine wave synchronized to
The signal v is multiplied by a multiplier 25 to obtain a correction voltage signal V
H'. This correction voltage signal VH'To the predetermined gain KTwo To
After the correction voltage signal VH'The control voltage signal v
ref1Is added by the adder 26 to the PWM
The control voltage signal vref 'is applied to the inverter 2.
【００２２】本発明方法では、系統電圧ＶS の振幅｜Ｖ
S ｜と矩形波インバータ１の出力電圧ＶB'の振幅｜ＶB'
｜との差分（｜ＶS ｜−｜ＶB'｜）に、系統電圧ＶS に
同期した基準正弦波信号ｖをかけ合わせて補正電圧信号
ＶH'としたことにより、系統電圧ＶS と矩形波インバー
タ１の出力電圧ＶB'との振幅誤差（｜ＶS ｜−｜ＶB'
｜）のみを監視し、両者の位相誤差を監視していないよ
うにした。その結果、系統電圧ＶS と矩形波インバータ
１の出力電圧ＶB'との差分（ＶS −ＶB'）である補正電
圧信号ＶH'の成分中で、補償電流ＩSYS と同相成分であ
る系統電圧ＶS の直交成分の発生を抑制するようにして
いる。In the method of the present invention, the system voltage V S Amplitude | V
S | And the amplitude of the output voltage V B 'of the square wave inverter 1 | V B '
| And the difference (| V S | − | V B ′ |) and the system voltage V S And a reference sine wave signal v synchronized with the reference voltage V H ′ to obtain a system voltage V S And the amplitude error between the output voltage V B ′ of the square wave inverter 1 (| V S | − | V B '
) Was monitored, and the phase error between the two was not monitored. As a result, the system voltage V S (V S) between the output voltage V B ′ of the square wave inverter 1 and the output voltage V B ′ In the components of -V B ') a is the correction voltage signal V H', the compensation current I SYS And the system voltage V S which is the in-phase component Are suppressed.
【００２３】尚、以上で説明した直流電圧ＶDC、連系イ
ンピーダンスＺ、基準正弦波信号ｖ、補正電圧信号
ＶH'、制御電圧信号ｖref1，ｖref'以外はすべてベクト
ル量である。The DC voltage V DC , interconnection impedance Z, reference sine wave signal v, correction voltage signal V H ′, and control voltage signals vref 1 , vref ′ are all vector quantities.
【００２４】[0024]
【発明の効果】本発明の制御方法によれば、系統電圧と
大容量矩形波インバータの出力電圧との差分を補正電圧
信号として小容量ＰＷＭインバータを制御するに際し
て、系統電圧の振幅と大容量矩形波インバータの出力電
圧の振幅との差分に、系統電圧に同期した基準正弦波信
号をかけ合わせて補正電圧信号としたことにより、ＰＷ
Ｍインバータでの有効電力の入出力が低減できて、その
ＰＷＭインバータの直流電圧の安定化を図ることが実現
容易となる。According to the control method of the present invention, when controlling the small-capacity PWM inverter using the difference between the system voltage and the output voltage of the large-capacity rectangular wave inverter as the correction voltage signal, the amplitude of the system voltage and the large-capacity rectangular wave are controlled. By multiplying the difference between the amplitude of the output voltage of the wave inverter and the reference sine wave signal synchronized with the system voltage to obtain a corrected voltage signal,
The input and output of the active power in the M inverter can be reduced, and it is easy to realize stabilization of the DC voltage of the PWM inverter.
【図１】本発明方法に基づくＰＷＭインバータの制御ア
ルゴリズムを示す制御ブロック図FIG. 1 is a control block diagram showing a control algorithm of a PWM inverter based on the method of the present invention.
【図２】系統電源と矩形波インバータ及びＰＷＭインバ
ータとを連系させた自励式ＳＶＣを示す概略構成図FIG. 2 is a schematic configuration diagram showing a self-excited SVC in which a system power supply, a rectangular wave inverter, and a PWM inverter are interconnected.
【図３】従来方法によるＰＷＭインバータの制御アルゴ
リズムを示す制御ブロック図FIG. 3 is a control block diagram showing a control algorithm of a PWM inverter according to a conventional method.
【図４】系統電圧、矩形波インバータの出力電圧、ＰＷ
Ｍインバータの出力電圧及び補償電流の関係を示すベク
トル図FIG. 4 shows system voltage, output voltage of square wave inverter, PW
Vector diagram showing relationship between output voltage and compensation current of M inverter
１ 大容量矩形波インバータ ２ 小容量ＰＷＭインバータ ＶS 系統電圧 ＶB' 大容量矩形波インバータの出力電圧 ｜ＶS ｜ 系統電圧の振幅 ｜ＶB'｜ 大容量矩形波インバータの出力電圧の振幅 ＶH' 補正電圧信号1 large square wave inverter 2 small-capacity PWM inverter V S System voltage V B 'Output voltage of large-capacity square wave inverter | V S | Amplitude of system voltage | V B '| Amplitude of output voltage of large-capacity rectangular wave inverter V H ' Correction voltage signal
Claims (1)
電圧を起動時のみ充電する直流回路部を有する大容量矩
形波インバータと、コンバータ回路によりコンデンサに
直流電圧を充電する直流回路部を有する小容量ＰＷＭイ
ンバータとを直列接続して系統電源と連系させた自励式
無効電力補償装置において、系統電圧と大容量矩形波イ
ンバータの出力電圧との差分を補正電圧信号として小容
量ＰＷＭインバータを制御するに際して、系統電圧の振
幅と大容量矩形波インバータの出力電圧の振幅との差分
に、系統電圧に同期した基準正弦波信号をかけ合わせて
補正電圧信号としたことを特徴とする自励式無効電力補
償装置の制御方法。1. A large-capacity rectangular-wave inverter having a DC circuit for charging a capacitor with a DC voltage only at the time of starting by a converter circuit, and a small-capacity PWM inverter having a DC circuit for charging a capacitor with a DC voltage by a converter circuit. Are connected in series with the system power supply to control the small-capacity PWM inverter using the difference between the system voltage and the output voltage of the large-capacity rectangular wave inverter as a correction voltage signal. Control method for a self-excited reactive power compensator, wherein a difference between the amplitude of the output voltage of the large-capacity square-wave inverter and the amplitude of the output voltage of the large-capacity rectangular wave inverter is multiplied by a reference sine wave signal synchronized with the system voltage to obtain a corrected voltage signal. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00951696A JP3309894B2 (en) | 1996-01-23 | 1996-01-23 | Control method of self-excited var compensator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00951696A JP3309894B2 (en) | 1996-01-23 | 1996-01-23 | Control method of self-excited var compensator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09201071A JPH09201071A (en) | 1997-07-31 |
| JP3309894B2 true JP3309894B2 (en) | 2002-07-29 |
Family
ID=11722430
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00951696A Expired - Fee Related JP3309894B2 (en) | 1996-01-23 | 1996-01-23 | Control method of self-excited var compensator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3309894B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103311932A (en) * | 2013-05-29 | 2013-09-18 | 国电南京自动化股份有限公司 | Double-DSP (digital signal processor) control system based on chained SVG (scalable vector graphics) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103138263A (en) * | 2011-11-28 | 2013-06-05 | 广西星宇智能电气有限公司 | Control method of power quality comprehensive treatment device |
-
1996
- 1996-01-23 JP JP00951696A patent/JP3309894B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103311932A (en) * | 2013-05-29 | 2013-09-18 | 国电南京自动化股份有限公司 | Double-DSP (digital signal processor) control system based on chained SVG (scalable vector graphics) |
| CN103311932B (en) * | 2013-05-29 | 2015-05-13 | 国电南京自动化股份有限公司 | Double-DSP (digital signal processor) control system based on chained SVG (scalable vector graphics) |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09201071A (en) | 1997-07-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5003819B2 (en) | System stabilization device | |
| JPH08163782A (en) | Power system stabilizer | |
| JP3192058B2 (en) | Control device for PWM converter | |
| JP2002044867A (en) | Power conversion device | |
| JP3309894B2 (en) | Control method of self-excited var compensator | |
| JP2708648B2 (en) | Parallel operation control device | |
| JP3112386B2 (en) | Reactive power generator | |
| JPH09154280A (en) | Pwm converter controller | |
| JP2861313B2 (en) | Inverter control circuit for independent and interconnected operation | |
| JP3793788B2 (en) | Constant voltage control method for induction generator | |
| JP4247835B2 (en) | Power converter | |
| JP4400442B2 (en) | Parallel operation control method for uninterruptible power supply | |
| JP7063020B2 (en) | Power supply system and control method of power supply system | |
| JPH11308871A (en) | Power converting device | |
| JPH10201099A (en) | Active filter | |
| JP3110898B2 (en) | Inverter device | |
| JPH07312828A (en) | Voltage control device | |
| JPH11313449A (en) | Single conversion type ups | |
| JP2771948B2 (en) | Power converter control device | |
| JP3125354B2 (en) | Active filter control device | |
| JPH0951634A (en) | Voltage detection method for self-excited reactive power comprensator | |
| JP3154336B2 (en) | Inverter control circuit for photovoltaic power generation | |
| JP3319206B2 (en) | Control method of self-excited var compensator | |
| JPH07210264A (en) | Self-oscillation type reactive power compensating device | |
| JPH11275761A (en) | Active filter device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020424 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |