JP3306403B2 - 超音波診断装置 - Google Patents
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- G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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- G10K11/26—Sound-focusing or directing, e.g. scanning
- G10K11/34—Sound-focusing or directing, e.g. scanning using electrical steering of transducer arrays, e.g. beam steering
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- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、超音波ドプラ技
術、特に偏向可能な連続波（Steerable ContinuousWav
e、以後、SCWと呼ぶ。）ドプラ機能を有する超音波診断
装置に関する。
術、特に偏向可能な連続波（Steerable ContinuousWav
e、以後、SCWと呼ぶ。）ドプラ機能を有する超音波診断
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、SCWドプラ機能を有する超音波診
断装置は、特表平10―506801号公報に記載されたものが
知られている。図４は従来の超音波診断装置の構成を示
しており、探触子21、送信ビームフォーマ22、第１受信
ビームフォーマ23、位相検波器24、25、位相シフタ26、
27、加算器A11、A12、A/D変換器A/D 11、A/D 12、位相
シフトデータ発生部29、周波数分析部30、表示部31等に
より構成されている。位相シフタ26、27、加算器A11、A
12により第２受信ビームフォーマ28を構成する。
断装置は、特表平10―506801号公報に記載されたものが
知られている。図４は従来の超音波診断装置の構成を示
しており、探触子21、送信ビームフォーマ22、第１受信
ビームフォーマ23、位相検波器24、25、位相シフタ26、
27、加算器A11、A12、A/D変換器A/D 11、A/D 12、位相
シフトデータ発生部29、周波数分析部30、表示部31等に
より構成されている。位相シフタ26、27、加算器A11、A
12により第２受信ビームフォーマ28を構成する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の超音波診断装置においては、RFチャンネル用の第１
受信ビームフォーマが有する演算機能を、SCWドプラモ
ードにおいて利用できず、第２受信ビームフォーマを必
要とし、回路規模が増大するという問題を有していた。
来の超音波診断装置においては、RFチャンネル用の第１
受信ビームフォーマが有する演算機能を、SCWドプラモ
ードにおいて利用できず、第２受信ビームフォーマを必
要とし、回路規模が増大するという問題を有していた。
【０００４】本発明は、上記従来の課題を解決するもの
で、ダイナミックレンジが狭く、大きな遅延量を必要と
するＢモードまたはカラーモードの受信ビーム生成手段
を使用し、SCWモードでも共通に使用できるようにする
ことで、第２受信ビームフォーマを必要とせず、回路規
模が小さく、高精度な優れた超音波診断装置を提供する
ものである。
で、ダイナミックレンジが狭く、大きな遅延量を必要と
するＢモードまたはカラーモードの受信ビーム生成手段
を使用し、SCWモードでも共通に使用できるようにする
ことで、第２受信ビームフォーマを必要とせず、回路規
模が小さく、高精度な優れた超音波診断装置を提供する
ものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するため
に、本発明の超音波診断装置は、探触子からのRF信号を
ベースバンド信号に変換するN個の位相検波手段と、前
記位相検波手段の各々の出力In、Qn（2≦n≦N）に対し
て、重み付けデータを乗じ、遅延させたものを加算する
ことにより時分割多重化された整相加算出力を得る受信
ビーム生成手段と、この受信ビーム生成手段の出力をベ
ースバンドに変換する位相検波手段とを備えたものであ
り、SCWドプラモード等において、第２受信ビームフォ
ーマを用いずに、RFチャンネル用の１つの受信ビーム生
成手段だけで位相検波手段の出力InとQnの整相加算がで
きることとなり、ベースバンドチャンネル用の特別な回
路を用意せずに、時分割多重化された出力の復調ができ
ることとなる。
に、本発明の超音波診断装置は、探触子からのRF信号を
ベースバンド信号に変換するN個の位相検波手段と、前
記位相検波手段の各々の出力In、Qn（2≦n≦N）に対し
て、重み付けデータを乗じ、遅延させたものを加算する
ことにより時分割多重化された整相加算出力を得る受信
ビーム生成手段と、この受信ビーム生成手段の出力をベ
ースバンドに変換する位相検波手段とを備えたものであ
り、SCWドプラモード等において、第２受信ビームフォ
ーマを用いずに、RFチャンネル用の１つの受信ビーム生
成手段だけで位相検波手段の出力InとQnの整相加算がで
きることとなり、ベースバンドチャンネル用の特別な回
路を用意せずに、時分割多重化された出力の復調ができ
ることとなる。
【０００６】
【０００７】
【０００８】
【０００９】
【００１０】
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて説明する。図１は本発明の実施の形態
における超音波診断装置の概略ブロック図を示す。図１
において、探触子１は、超音波の送受信を行うもので、
配列された振動子P1〜P4により構成されている。送信ビ
ームフォーマ２は、探触子１を駆動するための駆動パル
スまたは連続波を発生する。RFチャンネル３は、探触子
１からの受信信号をRF信号のままビームフォーマ４に伝
える。ベースバンドチャンネル11は、受信信号を位相検
波器12、13に伝える。位相検波器12は、乗算器M1、M2、
バンドパスのフィルタBPF1、BPF2より構成され、位相検
波器13は、乗算器M3、M4、フィルタBPF3、BPF4より構成
される。信号発生器14は、角周波数wの信号cos(w＊t)と
信号sin(w＊t)を発生する。但し、＊は積、tは時間を表
す。スイッチSW1〜SW4は、RFチャンネル3、または位相
検波器12、13のいずれかを選択する。受信ビームフォー
マ４は、スイッチSW1〜SW4を通過した受信信号の、重み
付け、遅延、加算などを行う。位相シフトデータ発生器
５は、位相シフトデータCn、Sn（2≦n≦N）を発生し、
受信ビームフォーマ４に供給する。ディジタルの位相検
波器６は、乗算器M9、M10等より構成される。制御信号
発生器７は、制御信号C、Sを発生する。位相検波器６
は、制御信号C、Sを用いて受信ビームフォーマ４の出力
IQｍを復調する。位相検波器６の出力は、Ｂモード処理
部８、周波数分析部９で処理され、表示部10に画像とし
て表示される。反射体15は、受信のフォーカス位置にあ
る反射体である。
て、図面を用いて説明する。図１は本発明の実施の形態
における超音波診断装置の概略ブロック図を示す。図１
において、探触子１は、超音波の送受信を行うもので、
配列された振動子P1〜P4により構成されている。送信ビ
ームフォーマ２は、探触子１を駆動するための駆動パル
スまたは連続波を発生する。RFチャンネル３は、探触子
１からの受信信号をRF信号のままビームフォーマ４に伝
える。ベースバンドチャンネル11は、受信信号を位相検
波器12、13に伝える。位相検波器12は、乗算器M1、M2、
バンドパスのフィルタBPF1、BPF2より構成され、位相検
波器13は、乗算器M3、M4、フィルタBPF3、BPF4より構成
される。信号発生器14は、角周波数wの信号cos(w＊t)と
信号sin(w＊t)を発生する。但し、＊は積、tは時間を表
す。スイッチSW1〜SW4は、RFチャンネル3、または位相
検波器12、13のいずれかを選択する。受信ビームフォー
マ４は、スイッチSW1〜SW4を通過した受信信号の、重み
付け、遅延、加算などを行う。位相シフトデータ発生器
５は、位相シフトデータCn、Sn（2≦n≦N）を発生し、
受信ビームフォーマ４に供給する。ディジタルの位相検
波器６は、乗算器M9、M10等より構成される。制御信号
発生器７は、制御信号C、Sを発生する。位相検波器６
は、制御信号C、Sを用いて受信ビームフォーマ４の出力
IQｍを復調する。位相検波器６の出力は、Ｂモード処理
部８、周波数分析部９で処理され、表示部10に画像とし
て表示される。反射体15は、受信のフォーカス位置にあ
る反射体である。
【００１２】図２は受信ビームフォーマ４のブロック図
である。図２において、受信ビームフォーマ４は、A/D
変換器A/D1〜A/D4、重み付けデータ発生器W1〜W4、乗算
器M５〜M８、遅延線DL1〜DL4、加算器A1〜A3より構成さ
れる。図３は受信ビームフォーマ４と、次段の位相検波
器６における演算の入出力データを示す。
である。図２において、受信ビームフォーマ４は、A/D
変換器A/D1〜A/D4、重み付けデータ発生器W1〜W4、乗算
器M５〜M８、遅延線DL1〜DL4、加算器A1〜A3より構成さ
れる。図３は受信ビームフォーマ４と、次段の位相検波
器６における演算の入出力データを示す。
【００１３】以上のように構成された超音波診断装置に
ついて、図１を用いてその動作を説明する。まず、Ｂモ
ードまたはカラードプラモードにおいて、送信ビームフ
ォーマ２は、駆動パルスを発生し、探触子１を駆動す
る。探触子１は、超音波パルスを発生し、発生した超音
波パルスは、被検体中の反射体15において反射し、探触
子１で受信される。探触子１で得られた受信信号は、RF
チャンネル３を通過し、スイッチSW1〜SW4により選択さ
れ、受信ビームフォーマ４において遅延合成される。
ついて、図１を用いてその動作を説明する。まず、Ｂモ
ードまたはカラードプラモードにおいて、送信ビームフ
ォーマ２は、駆動パルスを発生し、探触子１を駆動す
る。探触子１は、超音波パルスを発生し、発生した超音
波パルスは、被検体中の反射体15において反射し、探触
子１で受信される。探触子１で得られた受信信号は、RF
チャンネル３を通過し、スイッチSW1〜SW4により選択さ
れ、受信ビームフォーマ４において遅延合成される。
【００１４】図２に示すように、SW1からの受信信号
は、A/D変換器A/D1においてディジタルデータに変換さ
れ、乗算器M5において重み付けデータ発生器W1が発生す
る重み付けデータと乗ぜられる。各受信信号に、重み付
けデータを乗じることにより、受信の指向性が改善され
ることが知られている。乗算器M5の出力は、遅延回路DL
1で遅延され、加算器A1において他の遅延回路からの出
力と加算される。受信ビームフォーマ４の出力は、位相
検波器６において制御信号C、Sと乗ぜられてベースバン
ド信号に変換される。Ｂモード処理部８においてＢモー
ド処理が行われ、周波数分析部９においてカラードプラ
処理等が行われ、それぞれ表示部１０に画像として表示
される。
は、A/D変換器A/D1においてディジタルデータに変換さ
れ、乗算器M5において重み付けデータ発生器W1が発生す
る重み付けデータと乗ぜられる。各受信信号に、重み付
けデータを乗じることにより、受信の指向性が改善され
ることが知られている。乗算器M5の出力は、遅延回路DL
1で遅延され、加算器A1において他の遅延回路からの出
力と加算される。受信ビームフォーマ４の出力は、位相
検波器６において制御信号C、Sと乗ぜられてベースバン
ド信号に変換される。Ｂモード処理部８においてＢモー
ド処理が行われ、周波数分析部９においてカラードプラ
処理等が行われ、それぞれ表示部１０に画像として表示
される。
【００１５】次に、SCWドプラモードにおいて、送信ビ
ームフォーマ２は、連続波信号を発生し、探触子１の振
動子P1〜P2を角周波数wで駆動する。角周波数wの超音波
は、被検体中の移動する反射体15、例えば生体血管中の
血球等により反射され、ドプラシフトによる周波数変化
Wd を有する角周波数wd（＝w＋Wd）の反射信号となる。
反射信号は、振動子P3〜P4で受信される。受信された信
号は、ベースバンドチャンネル11を経由して、整相加算
される。
ームフォーマ２は、連続波信号を発生し、探触子１の振
動子P1〜P2を角周波数wで駆動する。角周波数wの超音波
は、被検体中の移動する反射体15、例えば生体血管中の
血球等により反射され、ドプラシフトによる周波数変化
Wd を有する角周波数wd（＝w＋Wd）の反射信号となる。
反射信号は、振動子P3〜P4で受信される。受信された信
号は、ベースバンドチャンネル11を経由して、整相加算
される。
【００１６】整相加算は、以下のように行われる。ま
ず、振動子P3の受信信号e3は、次のように表される。 e3＝Asin（wd＊t−k＊r3）＋Bsin（w＊t＋f）… (1) ここで、(1)式の右辺第1項は、反射体15からの信号であ
り、kは波数、r3は、振動子P3と反射体15の間の距離を
表す。辺第２項は動きの少ない生体組織からのクラッタ
信号を表し、従って、位相fの変化は小さいが、一般に
振幅Bは振幅Aよりも一桁以上大きい。従って、(1)式の
ままでは、ドプラ情報を検出するのが困難であり、受信
信号e3をベースバンド信号に変換し、クラッタ信号を除
去してから受信信号の整相加算をすることが従来から行
われてきた。ベースバンド信号に変換するには、受信信
号e3に、信号発生器14が発生するcos（w＊t）、およびs
in（w＊t）を乗算器M1，M2において乗じ、さらにバンド
パスフィルタBPF1、およびBPF2を用いて高周波成分およ
びクラッタ信号成分を除去し、信号I1とQ1、 I1＝sin（Wd＊t− k＊r3）… (2) Q1＝cos（Wd＊t− k＊r3）… (3) を得る。この場合、信号発生器14が発生する信号、cos
（w＊t）、およびsin（w＊t）は直交しているので、信
号I1、Q1は直交し、位相検波器12、13は実質的に直交検
波器とみなせる。信号I1と信号Q1を、他の位相検波器の
出力と整相加算するためには、受信信号が有する、反射
体15との距離r3の依存を除去する必要がある。このた
め、次式に示すように、複素数exp（jk＊r3）を乗じ
て、位相シフトが行われ、距離r3の依存が除去される。
ず、振動子P3の受信信号e3は、次のように表される。 e3＝Asin（wd＊t−k＊r3）＋Bsin（w＊t＋f）… (1) ここで、(1)式の右辺第1項は、反射体15からの信号であ
り、kは波数、r3は、振動子P3と反射体15の間の距離を
表す。辺第２項は動きの少ない生体組織からのクラッタ
信号を表し、従って、位相fの変化は小さいが、一般に
振幅Bは振幅Aよりも一桁以上大きい。従って、(1)式の
ままでは、ドプラ情報を検出するのが困難であり、受信
信号e3をベースバンド信号に変換し、クラッタ信号を除
去してから受信信号の整相加算をすることが従来から行
われてきた。ベースバンド信号に変換するには、受信信
号e3に、信号発生器14が発生するcos（w＊t）、およびs
in（w＊t）を乗算器M1，M2において乗じ、さらにバンド
パスフィルタBPF1、およびBPF2を用いて高周波成分およ
びクラッタ信号成分を除去し、信号I1とQ1、 I1＝sin（Wd＊t− k＊r3）… (2) Q1＝cos（Wd＊t− k＊r3）… (3) を得る。この場合、信号発生器14が発生する信号、cos
（w＊t）、およびsin（w＊t）は直交しているので、信
号I1、Q1は直交し、位相検波器12、13は実質的に直交検
波器とみなせる。信号I1と信号Q1を、他の位相検波器の
出力と整相加算するためには、受信信号が有する、反射
体15との距離r3の依存を除去する必要がある。このた
め、次式に示すように、複素数exp（jk＊r3）を乗じ
て、位相シフトが行われ、距離r3の依存が除去される。
【００１７】従来、上式の演算を実行するため位相シフ
タが用いられた。位相シフタの中では、(4)式に相当す
る次式の演算が行われる。 I＝I1＊cos（k＊r3）−Q1＊sin（k＊r3） …(6) Q＝Q1＊cos（k＊r3）＋I1＊sin（k＊r3） …(7) 本実施の形態においては、(6)、(7)式の演算は、RFチャ
ンネルの信号を処理するための受信ビームフォーマ４と
位相検波器６を用いて行われる。図３(a)に示すよう
に、cos（k＊r3）＝C1、sin（k＊r3）＝S1と表し、乗算
器M5、M6において、入力I1、Q1と乗数C1、S1の乗算を行
う。但し、乗数C1、S1は時間t＝iT（iは整数、TはA/D1
のサンプリング間隔）において以下のように変化する。 M5の乗数＝C1＊MOD（i，2）＋S1＊MOD（i＋1，2） …(8) M6の乗数＝−S1＊MOD（i，2）＋C1＊MOD（i＋1，2）…(9) また、iが２回変化する間に、入力I1、Q1は１回変化す
る。
タが用いられた。位相シフタの中では、(4)式に相当す
る次式の演算が行われる。 I＝I1＊cos（k＊r3）−Q1＊sin（k＊r3） …(6) Q＝Q1＊cos（k＊r3）＋I1＊sin（k＊r3） …(7) 本実施の形態においては、(6)、(7)式の演算は、RFチャ
ンネルの信号を処理するための受信ビームフォーマ４と
位相検波器６を用いて行われる。図３(a)に示すよう
に、cos（k＊r3）＝C1、sin（k＊r3）＝S1と表し、乗算
器M5、M6において、入力I1、Q1と乗数C1、S1の乗算を行
う。但し、乗数C1、S1は時間t＝iT（iは整数、TはA/D1
のサンプリング間隔）において以下のように変化する。 M5の乗数＝C1＊MOD（i，2）＋S1＊MOD（i＋1，2） …(8) M6の乗数＝−S1＊MOD（i，2）＋C1＊MOD（i＋1，2）…(9) また、iが２回変化する間に、入力I1、Q1は１回変化す
る。
【００１８】M5，M6の乗算結果は、遅延線DL1、DL2をそ
れぞれ経由して、加算器A1で結合され、一つのデータパ
ス上のデータとなる。なお、遅延線DL1、DL2の遅延時間
は同一である必要はない。信号Ｃ1、S1の周波数を、例
え50KHz程度以下とすれば、遅延時間の差は、信号の1周
期、20マイクロ秒の1／10程度以下であれば良い。図３
(a)に示すように、ビームフォーマ４の出力には、t＝1T
に相当する時間において、(6)式に相当する出力が得ら
れ、t＝2Tに相当する時間において、(7)式に相当する出
力が得られる。すなわち、ビームフォーマ４の出力には
iの値に応じて(6)式の結果と、(7)式の結果が時分割多
重化された値が得られる。他の位相検波器からの出力I
n、Qnについても同様に、CnとSnの乗算が行われ、加算
器Ａ1〜Ａ3による加算が行われる。さらに、ビームフォ
ーマ４が出力するIQmに対し、ディジタルの位相検波器
６の乗算器M9において乗数Cと、乗算器M10において乗数
Sを次式のように変化させると、 C＝MOD（i，2） …(10) S＝MOD（i＋1，2） …(11) 時分割多重化されたIQmが復調され、位相検波器６の出
力にはI信号とQ信号が得られる。この時の位相検波器６
の動作は、実質的にデマルチプレックスを行うとみなせ
る。
れぞれ経由して、加算器A1で結合され、一つのデータパ
ス上のデータとなる。なお、遅延線DL1、DL2の遅延時間
は同一である必要はない。信号Ｃ1、S1の周波数を、例
え50KHz程度以下とすれば、遅延時間の差は、信号の1周
期、20マイクロ秒の1／10程度以下であれば良い。図３
(a)に示すように、ビームフォーマ４の出力には、t＝1T
に相当する時間において、(6)式に相当する出力が得ら
れ、t＝2Tに相当する時間において、(7)式に相当する出
力が得られる。すなわち、ビームフォーマ４の出力には
iの値に応じて(6)式の結果と、(7)式の結果が時分割多
重化された値が得られる。他の位相検波器からの出力I
n、Qnについても同様に、CnとSnの乗算が行われ、加算
器Ａ1〜Ａ3による加算が行われる。さらに、ビームフォ
ーマ４が出力するIQmに対し、ディジタルの位相検波器
６の乗算器M9において乗数Cと、乗算器M10において乗数
Sを次式のように変化させると、 C＝MOD（i，2） …(10) S＝MOD（i＋1，2） …(11) 時分割多重化されたIQmが復調され、位相検波器６の出
力にはI信号とQ信号が得られる。この時の位相検波器６
の動作は、実質的にデマルチプレックスを行うとみなせ
る。
【００１９】なお、図３(b)においては、M5、M6の乗数
を次式のように変化させ、 M5の乗数＝（C1＊MOD（i，2）＋S1＊MOD（i＋1，2））＊SIGN …(12) M6の乗数＝（―S1＊MOD（i，2）＋C1＊MOD（i＋1，2））＊SIGN…(13) （但し、MOD（i−1、４）≦1の場合、SIGN＝１、MOD（i
−１、４）≧2の場合、SIGN＝−１）さらに、位相検波
器６の制御信号C、Sを次式のように、 C＝COS（p＊（i−1）／2） …(14) S＝SIN（p＊（i−1）／2） …(15) 変化させることにより、I信号とQ信号を得ることができ
る。
を次式のように変化させ、 M5の乗数＝（C1＊MOD（i，2）＋S1＊MOD（i＋1，2））＊SIGN …(12) M6の乗数＝（―S1＊MOD（i，2）＋C1＊MOD（i＋1，2））＊SIGN…(13) （但し、MOD（i−1、４）≦1の場合、SIGN＝１、MOD（i
−１、４）≧2の場合、SIGN＝−１）さらに、位相検波
器６の制御信号C、Sを次式のように、 C＝COS（p＊（i−1）／2） …(14) S＝SIN（p＊（i−1）／2） …(15) 変化させることにより、I信号とQ信号を得ることができ
る。
【００２０】以上のように、本実施の形態によれば、RF
チャンネル用の受信ビームフォーマ４を用いて、位相検
波器12、13の出力を時分割多重で整相加算することが可
能であり、さらに、受信ビームフォーマ４の次段の位相
検波器６を用いて、時分割多重化された整相加算出力
I、Q信号に復調することが可能であり、位相シフタや加
算器を特別に設ける必要が無く、SCWドプラモードが可
能な、小型で高性能な超音波診断装置が得られる。
チャンネル用の受信ビームフォーマ４を用いて、位相検
波器12、13の出力を時分割多重で整相加算することが可
能であり、さらに、受信ビームフォーマ４の次段の位相
検波器６を用いて、時分割多重化された整相加算出力
I、Q信号に復調することが可能であり、位相シフタや加
算器を特別に設ける必要が無く、SCWドプラモードが可
能な、小型で高性能な超音波診断装置が得られる。
【００２１】なお、乗算器M5〜M8と、加算器A1〜A3の間
にある遅延線DL1〜DL4の遅延時間量は、SCWドプラモー
ドにおいては全て零にしてかまわない。但し、遅延時間
を零とすると、位相検波器12、13等を経由した外来ノイ
ズ等が同相で加算され、大きな雑音出力を生じてしまう
ので、雑音低減の面から遅延線DL1〜DL4の遅延時間をそ
れぞれ異なる値に固定することは有効である。
にある遅延線DL1〜DL4の遅延時間量は、SCWドプラモー
ドにおいては全て零にしてかまわない。但し、遅延時間
を零とすると、位相検波器12、13等を経由した外来ノイ
ズ等が同相で加算され、大きな雑音出力を生じてしまう
ので、雑音低減の面から遅延線DL1〜DL4の遅延時間をそ
れぞれ異なる値に固定することは有効である。
【００２２】
【発明の効果】以上のように本発明は、探触子からのRF
信号をベースバンド信号に変換するN個の位相検波手段
と、前記位相検波手段の各々の出力In、Qn（2≦n≦N）
に対して、重み付けデータを乗じ、遅延させたものを加
算することにより時分割多重化された整相加算出力を得
る受信ビーム生成手段と、この受信ビーム生成手段の出
力をベースバンドに変換する位相検波手段とを備えたも
のであり、SCWドプラモード等において、第２受信ビー
ムフォーマを用いずに、RFチャンネル用の１つの受信ビ
ーム生成手段だけで位相検波手段の出力InとQnの整相加
算ができることとなり、ベースバンドチャンネル用の特
別な回路を用意せずに、時分割多重化された出力の復調
ができる。
信号をベースバンド信号に変換するN個の位相検波手段
と、前記位相検波手段の各々の出力In、Qn（2≦n≦N）
に対して、重み付けデータを乗じ、遅延させたものを加
算することにより時分割多重化された整相加算出力を得
る受信ビーム生成手段と、この受信ビーム生成手段の出
力をベースバンドに変換する位相検波手段とを備えたも
のであり、SCWドプラモード等において、第２受信ビー
ムフォーマを用いずに、RFチャンネル用の１つの受信ビ
ーム生成手段だけで位相検波手段の出力InとQnの整相加
算ができることとなり、ベースバンドチャンネル用の特
別な回路を用意せずに、時分割多重化された出力の復調
ができる。
【図１】本発明の実施の形態における超音波診断装置の
概略ブロック図
概略ブロック図
【図２】本発明の実施の形態における受信ビームフォー
マのブロック図
マのブロック図
【図３】(a)ビームフォーマ等における演算の入出力デ
ータを示す一覧図 (b)ビームフォーマ等における演算の入出力データを示
す他の一覧図
ータを示す一覧図 (b)ビームフォーマ等における演算の入出力データを示
す他の一覧図
【図４】従来の超音波診断装置の概略ブロック図
１ 探触子 ２ 送信ビームフォーマ ３ ＲＦチャンネル ４ 受信ビームフォーマ ５ 位相シフトデータ発生器 ６ 位相検波器 ７ 制御信号発生器 ８ Ｂモード処理部 ９ 周波数分析部 １０ 表示部 １１ ベースバンドチャンネル １２ 位相検波器 １３ 位相検波器 １４ 信号発生器 １５ 反射体
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−186630（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−197251（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−107897（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−184826（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−234732（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−299776（ＪＰ，Ａ) 特開2000−14675（ＪＰ，Ａ) 特開2000−107186（ＪＰ，Ａ) 特表 平10−506801（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】 探触子からのRF信号をベースバンド信号
に変換するN個の位相検波手段と、前記位相検波手段の
各々の出力In、Qn（2≦n≦N）に対して、重み付けデー
タを乗じ、遅延させたものを加算することにより時分割
多重化された整相加算出力を得る受信ビーム生成手段
と、この受信ビーム生成手段の出力をベースバンドに変
換する位相検波手段とを備えたことを特徴とする超音波
診断装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP2000014068A JP3306403B2 (ja) | 2000-01-19 | 2000-01-19 | 超音波診断装置 |
| US09/634,857 US6364836B1 (en) | 2000-01-19 | 2000-08-08 | Ultrasound diagnostic apparatus |
| EP00307780A EP1118875B1 (en) | 2000-01-19 | 2000-09-08 | Ultrasound diagnostic apparatus with baseband and RF beamformer |
| DE60018156T DE60018156T2 (de) | 2000-01-19 | 2000-09-08 | Ultraschall-Diagnostikgerät mit Strahlformer im Basisband und HF-Band |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000014068A JP3306403B2 (ja) | 2000-01-19 | 2000-01-19 | 超音波診断装置 |
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|---|---|
| JP2001198129A JP2001198129A (ja) | 2001-07-24 |
| JP3306403B2 true JP3306403B2 (ja) | 2002-07-24 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000014068A Expired - Fee Related JP3306403B2 (ja) | 2000-01-19 | 2000-01-19 | 超音波診断装置 |
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| EP (1) | EP1118875B1 (ja) |
| JP (1) | JP3306403B2 (ja) |
| DE (1) | DE60018156T2 (ja) |
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| DE602005017308D1 (de) * | 2004-08-31 | 2009-12-03 | Toshiba Kk | Untersuchungsapparat mit Ultraschallsonde, Ultraschalluntersuchungsgerät und Untersuchungsmethode mit einer Ultraschallsonde |
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| KR101880990B1 (ko) | 2011-11-16 | 2018-08-24 | 삼성전자주식회사 | 다중 안테나 통신 시스템에서 신호 송수신 방법 및 장치 |
| CL2013000947A1 (es) | 2013-04-08 | 2014-01-10 | Univ De Chile 35 | Un dispositivo de ecografia portatil y manual, con control y procesamiento centralizado en el hardware y con salidas de visualizacion y que opera en tiempo real con una alta tasa de refresco en sus imagenes |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4598589A (en) * | 1984-07-17 | 1986-07-08 | General Electric Company | Method of CW doppler imaging using variably focused ultrasonic transducer array |
| US5058594A (en) * | 1990-08-29 | 1991-10-22 | Quantum Medical Systems, Incorporated | Direct velocity estimator for ultrasound blood flow imaging |
| FR2680250B1 (fr) * | 1991-08-06 | 1994-04-29 | Univ Paris Curie | Procede et dispositif d'imagerie ultra-sonore d'objets en milieu liquide. |
| JP3094742B2 (ja) * | 1993-09-03 | 2000-10-03 | 松下電器産業株式会社 | 超音波診断装置 |
| US5685308A (en) * | 1994-08-05 | 1997-11-11 | Acuson Corporation | Method and apparatus for receive beamformer system |
| US5555534A (en) | 1994-08-05 | 1996-09-10 | Acuson Corporation | Method and apparatus for doppler receive beamformer system |
| US5520186A (en) * | 1994-11-23 | 1996-05-28 | General Electric Company | Method and apparatus for controlling transducer multiplexing in ultrasound imaging system |
| US6123671A (en) * | 1998-12-31 | 2000-09-26 | General Electric Company | Method and apparatus for distributed, agile calculation of beamforming time delays and apodization values |
| US6063033A (en) * | 1999-05-28 | 2000-05-16 | General Electric Company | Ultrasound imaging with higher-order nonlinearities |
| US6139501A (en) * | 1999-06-08 | 2000-10-31 | Atl Ultrasound, Inc. | Coincident tissue and motion ultrasonic diagnostic imaging |
-
2000
- 2000-01-19 JP JP2000014068A patent/JP3306403B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-08-08 US US09/634,857 patent/US6364836B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-09-08 EP EP00307780A patent/EP1118875B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-09-08 DE DE60018156T patent/DE60018156T2/de not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JP2001198129A (ja) | 2001-07-24 |
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| US6364836B1 (en) | 2002-04-02 |
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