JP3305641B2 - Brushless motor drive circuit - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】 本発明は、永久磁石界磁形
のブラシレスモータ駆動回路に関し、特に、界磁の磁極
位置センサを用いることなく、センサレスで可変速運転
することが可能なブラシレスモータ駆動回路に関するも
のである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a permanent magnet field type brushless motor drive circuit, and more particularly, to a brushless motor drive circuit capable of performing sensorless variable speed operation without using a magnetic pole position sensor of a field. It is about.

【０００２】[0002]

【従来の技術】 従来、この種のブラシレスＤＣモータ
のセンサレス駆動回路は、回転駆動中のモータの電機子
巻線に生じる速度起電力と界磁の位置の相関に着目し
て、該速度起電力によりモータの転流タイミングを決定
していた。また、モータの始動時においては、同期モー
タあるいはステッピングモータとして、予め設定された
周波数と電圧とで強制転流し、界磁位置検出に充分な速
度起電力が発生する回転域まで負荷とのバランスを保ち
ながら徐々に加速するようにしていた。2. Description of the Related Art Conventionally, a sensorless drive circuit for a brushless DC motor of this type focuses on a correlation between a speed electromotive force generated in an armature winding of a rotating motor and a position of a magnetic field, and focuses on the speed electromotive force. Determines the commutation timing of the motor. When the motor is started, it is forcedly commutated at a preset frequency and voltage as a synchronous motor or a stepping motor, and balances the load with the load up to a rotation range where sufficient speed electromotive force is generated for field position detection. I kept trying to accelerate slowly.

【０００３】しかしながら、かかるモータ駆動回路にお
いては、モータ始動後の加速時間が必然的に長くなり、
しかも、低回転高トルクでの始動や運転が困難であっ
た。即ち、速度トルク特性の不安定さ故に急速な加速制
御が困難であるので、強制転流モード（いわゆる他制運
転）と、推定した位置情報のフィードバックによる同期
インバータ運転モード（いわゆる自制運転）との２モー
ドを有し、モータを含む動力系イナーシャや負荷トルク
とのバランスを維持しながら緩やかに加速せざるを得な
かった。また、転流タイミングは速度起電力によって決
定されるが、この速度起電力はモータの電機子巻線電圧
を利用して検出せざるを得ず、高負荷トルク時には、通
電切替に伴う電機子電流の還流作用による転流スパイク
電圧が増大するので、検出できる速度起電力情報に大き
な誤差が生じてしまう。その結果、界磁磁極位置の推定
結果に大きなエラーが生じて、適切な転流タイミングを
決定することができなかった。However, in such a motor drive circuit, the acceleration time after starting the motor is inevitably increased,
In addition, it has been difficult to start and operate with low rotation and high torque. That is, since rapid acceleration control is difficult due to the instability of the speed torque characteristic, the forced commutation mode (so-called self-control operation) and the synchronous inverter operation mode by feedback of the estimated position information (so-called self-control operation) are used. It had two modes and had to accelerate gently while maintaining balance with the inertia of the power system including the motor and the load torque. The commutation timing is determined by the speed electromotive force. However, this speed electromotive force must be detected by using the armature winding voltage of the motor. As a result, the commutation spike voltage due to the recirculation effect increases, causing a large error in the detectable speed electromotive force information. As a result, a large error occurs in the estimation result of the field pole position, and an appropriate commutation timing cannot be determined.

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】 そこで、本願出願人
は、特願平７−２０７６６５号（未公知）に記載するブ
ラシレスモータのセンサレス駆動回路を発明した。かか
るモータ駆動回路は、図１（ａ）に示すようなモータ各
相の電機子電流波形を構成する４つの波形ブロックの各
ブロックに共通する波形的特徴に着目して、各相の通電
領域の各ブロックにあらわれる２つの顕著な電流増加領
域４１，４２のうち（図１（ｂ））、第２の電流増加領
域４２を検出して、これを転流時期の到来（転流タイミ
ング）と決定し、転流制御を行うものである。この第２
の電流増加領域４２の検出は、モータの電機子電流が、
その電機子電流の平均値の所定倍（例えば１．２倍）と
なったことを目安として検出するようにしている。Accordingly, the present applicant has invented a sensorless drive circuit for a brushless motor described in Japanese Patent Application No. 7-207665 (unknown). Such a motor drive circuit focuses on the waveform characteristics common to each of the four waveform blocks constituting the armature current waveform of each phase of the motor as shown in FIG. Of the two remarkable current increase areas 41 and 42 appearing in each block (FIG. 1B), the second current increase area 42 is detected and determined as the arrival of the commutation timing (commutation timing). And performs commutation control. This second
The detection of the current increase region 42 of
The detection is made as a guide when the average value of the armature current becomes a predetermined multiple (for example, 1.2 times).

【０００５】ところで、ブラシレスモータの可変速運転
は、ＰＷＭ（パルス幅変調）チョッパ制御により、イン
バータ回路のオンオフデューティ比を変更することによ
って行われる。チョッパ制御により、ブラシレスモータ
にはチョッパ状の電圧が印加されるが、かかるチョッパ
状の電圧は、電機子巻線のＬＲ直列インピーダンスによ
って積分されるので、電機子電流はほぼ連続的に流され
る。しかし、キャリア成分の完全な除去までは行われな
いので、電機子電流は高調波成分を多く含む電流波形と
なってしまう。よって、この電流波形に基づいて転流タ
イミングを決定すると、高調波成分の影響により、転流
時期を誤ってしまうという問題点があった。[0005] The variable speed operation of the brushless motor is performed by changing the on / off duty ratio of the inverter circuit by PWM (pulse width modulation) chopper control. A chopper-like voltage is applied to the brushless motor by the chopper control. Since the chopper-like voltage is integrated by the LR series impedance of the armature winding, the armature current flows almost continuously. However, since the removal of the carrier component is not performed completely, the armature current has a current waveform containing a large amount of harmonic components. Therefore, when the commutation timing is determined based on this current waveform, there is a problem that the commutation timing is erroneously due to the influence of the harmonic component.

【０００６】そこで、本願出願人は、上記の特願平７−
２０７６６５号の図２に図示されるように、コンデンサ
とリアクタンスで形成されたローパスフィルタ回路５ｆ
により電機子電流の高調波成分を除去し、その高調波成
分の除去された電機子電流と、電機子電流の平均値とに
基づいて、転流タイミングを決定するブラシレスモータ
駆動回路を発明した。Accordingly, the applicant of the present application has filed a Japanese Patent Application No.
As shown in FIG. 2 of No. 207665, a low-pass filter circuit 5f formed by a capacitor and a reactance
Thus, a brushless motor drive circuit that determines a commutation timing based on an armature current from which the higher harmonic components have been removed and an average value of the armature current is removed.

【０００７】しかしながら、かかるローパスフィルタを
使用した駆動回路では、高調波成分の除去とともに、電
機子電流の値がローパスフィルタにより平均化されてし
まうので、チョッパ制御のデューティ比が小さい場合に
は、検出される電機子電流の値も小さな値となってしま
う。よって、かかる場合には、電機子電流のわずかな変
化により第２の電流増加領域４２を検出しなければなら
ないので、その検出誤差が大きくなってしまうという問
題点があった。即ち、チョッパ制御のデューティ比が小
さい場合には、わずかなノイズによっても、転流時期を
誤ってしまうという問題点があった。However, in the drive circuit using such a low-pass filter, the value of the armature current is averaged by the low-pass filter together with the removal of the harmonic component. The value of the armature current is also small. Therefore, in such a case, since the second current increase region 42 must be detected by a slight change in the armature current, there has been a problem that the detection error increases. That is, when the duty ratio of the chopper control is small, there is a problem that the commutation timing is erroneously caused even by a slight noise.

【０００８】本発明は上述した問題点を解決するために
なされたものであり、チョッパ制御の影響を受けること
なく、センサレスでブラシレスモータを可変速運転する
ことができるブラシレスモータ駆動回路を提供すること
を目的としている。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a brushless motor drive circuit capable of operating a brushless motor at a variable speed without a sensor without being affected by chopper control. It is an object.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】 この目的を達成するた
めに請求項１記載のブラシレスモータ駆動回路は、ブラ
シレスモータの複数相の電機子巻線に直流電圧を順次通
電するための複数のスイッチング素子を有するインバー
タ回路と、そのインバータ回路の複数のスイッチング素
子をオンオフさせて転流を行う通電制御回路と、その通
電制御回路によりオンされている前記インバータ回路の
スイッチング素子をチョッパ制御によってオンオフさせ
るチョッパ制御回路とを備え、前記チョッパ制御回路に
よるオンオフのデューティ比を変化させることにより前
記ブラシレスモータをセンサレスで可変速運転すること
が可能なものであり、更に、前記ブラシレスモータの電
機子巻線に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検
出回路と、その電流検出回路の検出電圧を前記チョッパ
制御回路による前記インバータ回路のスイッチング素子
のオン動作に同期して記憶する第１サンプル回路と、そ
の第１サンプル回路の出力電圧の瞬時値を、１の転流動
作における電機子電流の第１の増加領域後であって第２
の増加領域前に記憶する第２サンプル回路と、前記第１
サンプル回路の出力電圧が前記第２サンプル回路の記憶
電圧の所定倍となった場合に、前記通電制御回路へ転流
指令を出力する転流指令回路とを備えている。To achieve this object, a brushless motor drive circuit according to claim 1 comprises a plurality of switching elements for sequentially applying a DC voltage to a plurality of armature windings of a brushless motor. , An energization control circuit that turns on and off a plurality of switching elements of the inverter circuit to perform commutation, and chopper control that turns on and off the switching elements of the inverter circuit that are turned on by the energization control circuit by chopper control The brushless motor can be operated at a variable speed without a sensor by changing an on / off duty ratio by the chopper control circuit, and a current flowing through an armature winding of the brushless motor is further provided. Current detection circuit that converts and converts A first sample circuit for synchronizing and storing the detected voltage of the detection circuit to the ON operation of the switching elements of the inverter circuit by the chopper control circuit, the instantaneous value of the output voltage of the first sampling circuit, the first rolling flow
After the first increasing region of the armature current in the
A second sample circuit for storing before an increase area of
A commutation command circuit that outputs a commutation command to the current supply control circuit when the output voltage of the sample circuit becomes a predetermined multiple of the storage voltage of the second sample circuit.

【００１０】ブラシレスモータが回転すると、モータの
界磁と通電中の電機子巻線との位置関係が変化する。こ
の変化にともなって、該電機子巻線に流れる電流値も変
化する。請求項１記載のブラシレスモータ駆動回路は、
かかる電機子電流の変化に着目して転流タイミングを決
定することにより、ブラシレスモータのセンサレス駆動
を可能にしている。具体的には、図１に示すように、ブ
ラシレスモータの駆動中に電機子巻線に通電を行うと、
その電機子巻線に流れる電流値は、２度にわたって顕著
な増加を見せる（４１，４２）。よって、この２度目の
顕著な電流増加領域４２を検出して転流タイミングを決
定するのである。When the brushless motor rotates, the positional relationship between the motor field and the energized armature winding changes. With this change, the value of the current flowing through the armature winding also changes. The brushless motor drive circuit according to claim 1,
By determining the commutation timing by paying attention to such a change in the armature current, sensorless driving of the brushless motor is enabled. Specifically, as shown in FIG. 1, when energizing the armature winding during driving of the brushless motor,
The value of the current flowing through the armature winding shows a remarkable increase twice (41, 42). Therefore, the commutation timing is determined by detecting the second remarkable current increase region 42.

【００１１】即ち、この請求項１記載のブラシレスモー
タ駆動回路によれば、通電制御回路によりオンされてい
るインバータ回路のスイッチング素子は、チョッパ制御
回路によってチョッパ制御され、そのチョッパ制御によ
るオンの間、ブラシレスモータの電機子巻線に電流が流
される。この電機子電流は、電流検出回路により、電圧
変換されて検出され、第１サンプル回路へ出力される。
第１サンプル回路では、チョッパ制御回路によるインバ
ータ回路のスイッチング素子のオン動作に同期して電流
検出回路の出力電圧が記憶され、その記憶電圧あるいは
記憶電圧の所定倍の電圧が、第１サンプル回路から第２
サンプル回路及び転流指令回路へ出力される。この第１
サンプル回路の出力電圧の瞬時値は、１の転流動作にお
ける電機子電流の第１の増加領域後であって第２の増加
領域前に第２サンプル回路に記憶され、その記憶電圧が
転流指令回路へ出力される。転流指令回路では、第１サ
ンプル回路の出力電圧と第２サンプル回路の記憶電圧と
が比較される。比較の結果、第１サンプル回路の出力電
圧が第２サンプル回路の記憶電圧の所定倍となった場合
には、ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電流の２
度目の顕著な電流増加領域４２の到来と判断して、転流
指令回路から通電制御回路へ転流指令が出力される。こ
の転流指令に基づいて、通電制御回路により、インバー
タ回路のスイッチング素子がオン又はオフされ、ブラシ
レスモータへの転流が行われる。以上の動作が繰り返さ
れることにより、いわゆるセンサレスでブラシレスモー
タが駆動される。That is, according to the brushless motor drive circuit of the present invention, the switching element of the inverter circuit, which is turned on by the energization control circuit, is chopper-controlled by the chopper control circuit. A current flows through the armature winding of the brushless motor. This armature current is converted into a voltage by the current detection circuit, detected, and output to the first sample circuit.
In the first sample circuit, the output voltage of the current detection circuit is stored in synchronization with the ON operation of the switching element of the inverter circuit by the chopper control circuit, and the storage voltage or a predetermined multiple of the storage voltage is output from the first sample circuit. Second
Output to the sample circuit and commutation command circuit. This first
The instantaneous value of the output voltage of the sample circuit is
The first increase region of the armature current after the second increase
The voltage is stored in the second sample circuit before the area , and the stored voltage is output to the commutation command circuit. In the commutation command circuit, the output voltage of the first sample circuit is compared with the storage voltage of the second sample circuit. As a result of the comparison, when the output voltage of the first sample circuit becomes a predetermined multiple of the storage voltage of the second sample circuit, two times the current flowing through the armature winding of the brushless motor.
When it is determined that the current remarkable current increase region 42 has arrived, a commutation command is output from the commutation command circuit to the conduction control circuit. Based on this commutation command, the switching element of the inverter circuit is turned on or off by the conduction control circuit, and commutation to the brushless motor is performed. By repeating the above operation, the so-called sensorless brushless motor is driven.

【００１２】請求項２記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項１記載のブラシレスモータ駆動回路におい
て、前記第１サンプル回路による前記電流検出回路の検
出電圧の記憶は、前記チョッパ制御回路により前記イン
バータ回路のスイッチング素子がオフされる直前のタイ
ミングで行われるものである。According to a second aspect of the present invention, in the brushless motor driving circuit according to the first aspect, the detected voltage of the current detection circuit by the first sample circuit is stored in the inverter circuit by the chopper control circuit. At the timing immediately before the switching element is turned off.

【００１３】請求項３記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項１または２に記載のブラシレスモータ駆動回
路において、前記第２サンプル回路による前記第１サン
プル回路の瞬時値の記憶は、前記通電制御回路による転
流動作毎に行われるものである。According to a third aspect of the present invention, in the brushless motor driving circuit according to the first or second aspect, the second sample circuit stores the instantaneous value of the first sample circuit by the energization control circuit. Is performed for each commutation operation.

【００１４】[0014]

【００１５】請求項４記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項１から３のいずれかに記載のブラシレスモー
タ駆動回路において、前記チョッパ制御回路による前記
インバータ回路のスイッチング素子のオンのデューティ
比が大きくなるに従って前記転流指令回路から出力され
る転流指令のパルス幅を短くし、一方、前記オンのデュ
ーティ比が小さくなるに従って前記転流指令回路から出
力される転流指令のパルス幅を長くするパルス幅変更回
路を備え、前記第２サンプル回路による前記第１サンプ
ル回路の瞬時値の記憶は、前記転流指令回路から出力さ
れる転流指令のパルス終了時に行われる。According to a fourth aspect of the present invention, in the brushless motor driving circuit according to any one of the first to third aspects, the duty ratio of turning on the switching element of the inverter circuit by the chopper control circuit is increased. The pulse which shortens the pulse width of the commutation command output from the commutation command circuit according to the following formula, while increasing the pulse width of the commutation command output from the commutation command circuit as the duty ratio of ON decreases. A commutation command output from the commutation command circuit is stored by the second sample circuit at the end of the pulse of the commutation command.

【００１６】チョッパ制御回路によるインバータ回路の
スイッチング素子のオンのデューティ比が大きくなる
と、ブラシレスモータへ印加される実効電圧が大きくな
って、モータの回転速度が速くなる。すると、電機子電
流の第２の増加領域４２の到来も速くなるので、第２サ
ンプル回路による第１サンプル回路の瞬時値の記憶タイ
ミングも、同様に速くする必要がある。一方、チョッパ
制御回路によるオンのデューティ比が小さくなると、ブ
ラシレスモータへ印加される実効電圧が小さくなって、
モータの回転速度が遅くなる。すると、電機子電流の第
２の増加領域４２の到来も遅くなるので、第２サンプル
回路による第１サンプル回路の瞬時値の記憶タイミング
も、同様に遅くする必要がある。When the duty ratio of the ON of the switching element of the inverter circuit by the chopper control circuit increases, the effective voltage applied to the brushless motor increases, and the rotation speed of the motor increases. Then, the arrival of the armature current in the second increase region 42 also becomes faster, so that the storage timing of the instantaneous value of the first sample circuit by the second sample circuit also needs to be made faster. On the other hand, when the ON duty ratio by the chopper control circuit decreases, the effective voltage applied to the brushless motor decreases,
The rotation speed of the motor becomes slow. Then, the arrival of the armature current in the second increase region 42 is also delayed, so that the storage timing of the instantaneous value of the first sample circuit by the second sample circuit also needs to be similarly delayed.

【００１７】請求項４記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項１から３のいずれかに記載のブラシレ
スモータ駆動回路と同様に作用する上、転流指令のパル
ス幅は、パルス幅変更回路によって、チョッパ制御回路
によるオンのデューティ比が大きくなるに従って短くさ
れ、逆に、チョッパ制御回路によるオンのデューティ比
が小さくなるに従って長くされる。このパルス幅変更回
路によりパルス幅が変更された転流指令のパルス終了時
に、第２サンプル回路によって、第１サンプル回路の瞬
時値が記憶される。よって、チョッパ制御回路によるオ
ンのデューティ比の変化に応じて、第２サンプル回路に
よる第１サンプル回路の瞬時値の記憶タイミングが適切
なタイミングに変更される。According to the brushless motor driving circuit of the fourth aspect , the operation is the same as that of the brushless motor driving circuit of any one of the first to third aspects, and the pulse width of the commutation command is changed by the pulse width changing circuit. Accordingly, the on-duty ratio of the chopper control circuit is reduced as the duty ratio increases, and conversely, the on-duty ratio of the chopper control circuit increases as the duty ratio decreases. At the end of the commutation command pulse whose pulse width has been changed by the pulse width changing circuit, the second sample circuit stores the instantaneous value of the first sample circuit. Therefore, according to the change of the ON duty ratio by the chopper control circuit, the storage timing of the instantaneous value of the first sample circuit by the second sample circuit is changed to an appropriate timing.

【００１８】請求項５記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項１から４のいずれかに記載のブラシレスモー
タ駆動回路において、前記ブラシレスモータの始動時
に、そのブラシレスモータの始動トルクを発生させるた
めに充分な値から時間の経過とともに逓減する電圧を前
記転流指令回路へ出力する始動補償回路を備え、前記転
流指令回路は、前記第１サンプル回路の出力電圧が前記
始動補償回路の出力電圧の所定倍となった場合に、前記
通電制御回路へ転流指令を出力するものである。A brushless motor drive circuit according to a fifth aspect of the present invention is the brushless motor drive circuit according to any one of the first to fourth aspects, wherein at the time of starting the brushless motor, the brushless motor is sufficient to generate a starting torque of the brushless motor. A commutation compensation circuit that outputs a voltage that gradually decreases from the optimum value over time to the commutation command circuit, wherein the commutation command circuit determines that the output voltage of the first sample circuit is a predetermined value of the output voltage of the start compensation circuit. When the number is doubled, a commutation command is output to the energization control circuit.

【００１９】請求項６記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項５記載のブラシレスモータ駆動回路におい
て、前記始動補償回路は、前記チョッパ制御回路による
前記インバータ回路のスイッチング素子のオンのデュー
ティ比が所定値未満から所定値以上になる毎に、前記転
流指令回路へ始動トルクを発生させるために充分な電圧
を出力するものである。According to a sixth aspect of the present invention, in the brushless motor driving circuit according to the fifth aspect , the starting compensation circuit is configured such that an ON duty ratio of a switching element of the inverter circuit by the chopper control circuit is a predetermined value. Every time the value becomes less than or equal to a predetermined value, a voltage sufficient to generate a starting torque is output to the commutation command circuit.

【００２０】この請求項６記載のブラシレスモータ駆動
回路によれば、請求項５記載のブラシレスモータ駆動回
路と同様に作用する上、チョッパ制御回路によるオンの
デューティ比が所定値未満に下げられて、ブラシレスモ
ータが停止または低速回転となった場合にも、その後、
かかるオンのデューティ比が所定値以上に上げられる
と、始動補償回路から転流指令回路へ始動トルクを発生
させるために充分な電圧が転流目標電圧として出力され
る。よって、一旦、停止または低速回転にされたブラシ
レスモータの再始動が的確に行われる。According to the brushless motor driving circuit of the sixth aspect , the operation is the same as the brushless motor driving circuit of the fifth aspect, and the ON duty ratio of the chopper control circuit is reduced to less than a predetermined value. If the brushless motor stops or rotates at low speed,
When the ON duty ratio is increased to a predetermined value or more, a voltage sufficient to generate a starting torque from the start compensation circuit to the commutation command circuit is output as a commutation target voltage. Therefore, the brushless motor once stopped or rotated at a low speed is properly restarted.

【００２１】請求項７記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項５または６に記載のブラシレスモータ駆動回
路において、前記第２サンプル回路から前記転流指令回
路へ出力される出力電圧と、前記始動補償回路から前記
転流指令回路へ出力される出力電圧とのうち、大きい方
の出力電圧を前記転流指令回路へ優先して出力する優先
回路を備えている。According to a seventh aspect of the present invention, in the brushless motor driving circuit according to the fifth or sixth aspect , an output voltage output from the second sample circuit to the commutation command circuit and the start compensation. A priority circuit is provided which outputs a larger one of the output voltages output from the circuit to the commutation command circuit to the commutation command circuit by priority.

【００２２】この請求項７記載のブラシレスモータ駆動
回路によれば、請求項５または６に記載のブラシレスモ
ータ駆動回路と同様に作用する上、優先回路によって、
第２サンプル回路からの出力電圧と始動補償回路からの
出力電圧とのうち、大きい方の出力電圧が転流目標電圧
として転流指令回路へ出力される。即ち、ブラシレスモ
ータの始動時には始動補償回路からの出力電圧が、定常
運転時には第２サンプル回路からの出力電圧が、転流目
標電圧として転流指令回路へ出力される。従って、転流
目標電圧はブラシレスモータの始動時と定常運転時とで
自動的に切り替えられるので、始動から定常運転へブラ
シレスモータを円滑に駆動させることができる。According to the brushless motor driving circuit according to the seventh aspect, it operates in the same manner as the brushless motor driving circuit according to the fifth or sixth aspect , and also has a priority circuit.
The larger of the output voltage from the second sample circuit and the output voltage from the start compensation circuit is output to the commutation command circuit as the commutation target voltage. That is, the output voltage from the start compensation circuit is output to the commutation command circuit as the commutation target voltage when the brushless motor is started, and the output voltage from the second sample circuit is used during steady operation. Accordingly, the commutation target voltage is automatically switched between the start of the brushless motor and the steady operation, so that the brushless motor can be smoothly driven from the start to the steady operation.

【００２３】請求項８記載のブラシレスモータ駆動回路
は、請求項１から７のいずれかに記載のブラシレスモー
タ駆動回路において、前記転流指令回路による転流指令
毎に、その転流指令回路へ出力される前記第１サンプル
回路の出力電圧をゼロリセットするゼロリセット回路を
備えている。According to an eighth aspect of the present invention, in the brushless motor driving circuit according to any one of the first to seventh aspects, each time a commutation instruction is issued by the commutation instruction circuit, an output is provided to the commutation instruction circuit. A zero reset circuit for resetting the output voltage of the first sample circuit to zero.

【００２４】この請求項８記載のブラシレスモータ駆動
回路によれば、請求項１から７のいずれかに記載のブラ
シレスモータ駆動回路と同様に作用する上、第１サンプ
ル回路の出力電圧が第２サンプル回路（又は、始動補償
回路、優先回路）の出力電圧より大となると、転流指令
回路から転流指令が出力される。かかる転流指令がゼロ
リセット回路に入力されると、そのゼロリセット回路に
よって、第１サンプル回路の出力が擬制ゼロリセットさ
れる。よって、転流指令毎に、第１サンプル回路の出力
電圧が第２サンプル回路（又は、始動補償回路、優先回
路）の出力電圧より確実に小とされるので、転流指令が
確実にリセットされる。According to the brushless motor drive circuit of the eighth aspect , the operation is the same as that of the brushless motor drive circuit of any one of the first to seventh aspects, and the output voltage of the first sample circuit is the second sample. When the voltage becomes higher than the output voltage of the circuit (or the starting compensation circuit or the priority circuit), a commutation command is output from the commutation command circuit. When such a commutation command is input to the zero reset circuit, the output of the first sample circuit is virtually reset to zero by the zero reset circuit. Therefore, for each commutation command, the output voltage of the first sample circuit is surely made smaller than the output voltage of the second sample circuit (or the starting compensation circuit, the priority circuit), so that the commutation command is securely reset. You.

【００２５】[0025]

【発明の実施の形態】 以下、本発明の好ましい実施例
について、添付図面を参照して説明する。なお、本実施
例におけるブラシレスモータ駆動回路の動作原理につい
ては、特願平７−２０７６６５号に記載されているの
で、その説明は省略する。Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. The principle of operation of the brushless motor drive circuit in this embodiment is described in Japanese Patent Application No. 7-207665, and a description thereof will be omitted.

【００２６】図２は、本実施例のセンサレスＤＣブラシ
レスモータ駆動回路１の回路図である。このモータ駆動
回路１は、室内ファン用の小型ＰＭブラシレスモータの
他、負荷トルクの急変し得る搬送装置や、突風などによ
る外乱を受けるエアコンの室外ファン等のブラシレスモ
ータの可変速運転可能なセンサレス駆動回路として使用
される。駆動対象のブラシレスモータ５１は、永久磁石
の界磁を回転子とし、３相の電機子巻線を固定子とし
た、表面磁石形のブラシレスモータである。なお、界磁
を固定子に電機子巻線を回転子にしたスリップリング付
きモータや、埋め込み磁石形のブラシレスモータに、こ
のモータ駆動回路１を用いることも可能である。FIG. 2 is a circuit diagram of the sensorless DC brushless motor driving circuit 1 of the present embodiment. This motor drive circuit 1 is a sensorless drive capable of variable speed operation of a brushless motor such as a small PM brushless motor for an indoor fan, a transport device capable of suddenly changing load torque, and an outdoor fan of an air conditioner subjected to disturbance due to a gust or the like. Used as a circuit. The brushless motor 51 to be driven is a surface magnet type brushless motor using a permanent magnet field as a rotor and a three-phase armature winding as a stator. The motor drive circuit 1 can be used for a motor with a slip ring using a field as a stator and an armature winding as a rotor, or a brushless motor of an embedded magnet type.

【００２７】モータ駆動回路１は、補助電源回路２と、
インバータ回路３と、電流検出回路４と、サンプリング
回路５と、増幅回路６と、始動補償回路７と、優先回路
８と、転流指令回路９と、ゼロリセット回路１０と、計
数回路１１と、分配回路１２と、高調波除去回路１３
と、ＰＷＭ（パルス幅変調）チョッパ制御回路１４とを
備えている。The motor drive circuit 1 includes an auxiliary power supply circuit 2 and
An inverter circuit 3, a current detection circuit 4, a sampling circuit 5, an amplification circuit 6, a start compensation circuit 7, a priority circuit 8, a commutation command circuit 9, a zero reset circuit 10, a counting circuit 11, Distribution circuit 12 and harmonic removal circuit 13
And a PWM (pulse width modulation) chopper control circuit 14.

【００２８】補助電源回路２は、３０ボルトの直流電源
５０から安定した１０ボルトの電圧を生成し出力する回
路である。補助電源回路２で生成された１０ボルトの電
圧は、始動補償回路７や転流指令回路９、ＰＷＭチョッ
パ制御回路１４などの各回路へ、駆動電圧として供給さ
れる。The auxiliary power supply circuit 2 is a circuit for generating and outputting a stable 10 volt voltage from a 30 volt DC power supply 50. The 10-volt voltage generated by the auxiliary power supply circuit 2 is supplied as a drive voltage to each circuit such as the start-up compensation circuit 7, the commutation command circuit 9, and the PWM chopper control circuit 14.

【００２９】インバータ回路３は、ブラシレスモータ５
１の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電機子巻線に、３０ボ
ルトの直流電圧を順次通電切替するための回路である。
インバータ回路３の直流電源５０のプラス側入力端Ｐに
は、上アームトランジスタとしての３つのＰ−ＭＯＳ電
界効果トランジスタＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗのソース端子が接
続され、直流電源５０のグランド側入力端Ｎには、下ア
ームトランジスタとしての３つのＮ−ＭＯＳ電界効果ト
ランジスタＱｘ，Ｑｙ，Ｑｚのソース端子が接続され
て、これらにより３相の電機子巻線に対応した３つのア
ームが形成されている。The inverter circuit 3 includes a brushless motor 5
This is a circuit for sequentially switching energization of a 30 volt DC voltage to the three armature windings of three phases (U phase, V phase, W phase).
The source terminals of three P-MOS field-effect transistors Qu, Qv, and Qw as upper arm transistors are connected to the plus-side input terminal P of the DC power supply 50 of the inverter circuit 3, and the ground-side input terminal N of the DC power supply 50 is connected. Are connected to the source terminals of three N-MOS field effect transistors Qx, Qy, and Qz as lower arm transistors, thereby forming three arms corresponding to three-phase armature windings.

【００３０】上アームトランジスタＱｕ〜Ｑｗは、ゲー
ト端子が１０ｋΩの抵抗Ｒｕ１〜Ｒｗ１を介して分配回
路１２の各出力ｕ〜ｗとそれぞれ接続されており、分配
回路１２の出力ｕ〜ｗに応じてオンオフされるように構
成されている（図３（ｂ）参照）。また、上アームトラ
ンジスタＱｕ〜Ｑｗのゲート・ソース間には、保護及び
ゲート電圧のフローティング防止用の４７ｋΩの抵抗Ｒ
ｕ２〜Ｒｗ２と、下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚのチ
ョッパ制御によるオン時に、その下アームトランジスタ
Ｑｕ〜Ｑｗに対応する上アームトランジスタＱｕ〜Ｑｗ
が、下アームトランジスタＱｕ〜Ｑｗと同時にオンする
ことを防止するための短絡防止用のコンデンサ（１００
０ｐＦ）Ｃｕ〜Ｃｗとが、それぞれ接続されている。The upper arm transistors Qu-Qw have their gate terminals connected to the respective outputs u-w of the distribution circuit 12 via the resistances Ru1-Rw1 of 10 kΩ. It is configured to be turned on and off (see FIG. 3B). A 47 kΩ resistor R for protecting and preventing floating of the gate voltage is provided between the gates and sources of the upper arm transistors Qu to Qw.
u2 to Rw2 and upper arm transistors Qu to Qw corresponding to the lower arm transistors Qu to Qw when the lower arm transistors Qx to Qz are turned on by chopper control.
Are short-circuit-preventing capacitors (100) for preventing the lower arm transistors Qu to Qw from turning on simultaneously.
0pF) Cu to Cw are respectively connected.

【００３１】一方、下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚの
ゲート端子は、１ｋΩの抵抗Ｒｘ１〜Ｒｚ１を介して分
配回路１２の各出力ｘ〜ｚとそれぞれ接続されるととも
に、チョッパドライバとしてのインバータＩｘ〜Ｉｚを
介してＰＷＭチョッパ制御回路１４の出力端に接続され
ている。インバータＩｘ〜Ｉｚは、エミッタ端子を直流
電源５０のグランド側入力端Ｎに接続した（即ち、回路
接地した）オープンコレクタ形のＮＰＮ形デジタルトラ
ンジスタで構成されている。このため各下アームトラン
ジスタＱｘ〜Ｑｚは、分配回路１２の出力ｘ〜ｚと、Ｐ
ＷＭチョッパ制御回路１４の出力とに応じて、オンオフ
される。具体的には、分配回路１２の出力ｘ〜ｚからハ
イ信号が出力され、かつ、ＰＷＭチョッパ制御回路１４
からロウ信号が出力されることによりインバータＩｘ〜
Ｉｚからハイ信号が出力された場合に、下アームトラン
ジスタＱｘ〜Ｑｚはオンされる。即ち、図３（ｂ）に図
示するように、下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚが、Ｐ
ＷＭチョッパ制御回路１４の出力に応じて、チョッパ制
御されるのである。On the other hand, the gate terminals of the lower arm transistors Qx to Qz are respectively connected to the respective outputs x to z of the distribution circuit 12 via the resistors Rx1 to Rz1 of 1 kΩ and connected to the inverters Ix to Iz as chopper drivers. It is connected to the output terminal of the PWM chopper control circuit 14 through the output terminal. Each of the inverters Ix to Iz is constituted by an open collector NPN digital transistor whose emitter terminal is connected to the ground-side input terminal N of the DC power supply 50 (that is, the circuit is grounded). Therefore, the lower arm transistors Qx to Qz are connected to the outputs x to z of the distribution circuit 12 and P
It is turned on and off according to the output of the WM chopper control circuit 14. Specifically, high signals are output from the outputs x to z of the distribution circuit 12 and the PWM chopper control circuit 14
Output a row signal from inverters Ix to
When a high signal is output from Iz, the lower arm transistors Qx to Qz are turned on. That is, as shown in FIG. 3B, the lower arm transistors Qx to Qz
The chopper control is performed according to the output of the WM chopper control circuit 14.

【００３２】なお、下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚの
ゲート・ソース間には、保護及びゲート電圧のフローテ
ィング防止用の５．６ｋΩの抵抗Ｒｘ２〜Ｒｚ２がそれ
ぞれ接続されている。また、各アームトランジスタＱｕ
〜Ｑｚのソース・ドレイン間には、各アームトランジス
タＱｕ〜Ｑｚのオンオフ時に、ブラシレスモータ５１の
電機子巻線に生じる逆起電力作用に起因する電流を還流
させるためのフリーホイールダイオードＤｕ〜Ｄｚが、
それぞれ逆並列に接続されている。Note that 5.6 kΩ resistors Rx2 to Rz2 for protection and prevention of gate voltage floating are connected between the gates and sources of the lower arm transistors Qx to Qz, respectively. In addition, each arm transistor Qu
Between the source and the drain of each of the arm transistors Qu to Qz, free wheel diodes Du to Dz for circulating a current caused by a back electromotive force generated in the armature winding of the brushless motor 51 when the arm transistors Qu to Qz are turned on and off. ,
Each is connected in anti-parallel.

【００３３】電流検出回路４は、ブラシレスモータ５１
の電機子巻線に流れる電流を電圧に変換して、高調波除
去回路１３へ出力するための回路である。この電流検出
回路４は、直流電源５０のグランド側入力端Ｎとインバ
ータ回路２との間に挿入された０．１Ω（２Ｗ）のシャ
ント抵抗Ｒｓから構成されている。ブラシレスモータ５
１の３相の電機子電流は、フリーホイールダイオードＤ
ｕ〜Ｄｚへの還流電流を除いて、全てこのシャント抵抗
Ｒｓにより電圧変換される。なお、図３（ｃ）には、ブ
ラシレスモータ５１の通常運転時における電流検出回路
４の出力電圧波形が図示されている。The current detection circuit 4 includes a brushless motor 51
This is a circuit for converting the current flowing through the armature winding into a voltage and outputting the voltage to the harmonic elimination circuit 13. The current detection circuit 4 includes a 0.1Ω (2 W) shunt resistor Rs inserted between the ground-side input terminal N of the DC power supply 50 and the inverter circuit 2. Brushless motor 5
The three-phase armature current of 1 is a freewheel diode D
Except for the return current to u to Dz, all the voltages are converted by the shunt resistor Rs. FIG. 3C shows the output voltage waveform of the current detection circuit 4 during the normal operation of the brushless motor 51.

【００３４】高調波除去回路１３は、ＰＷＭチョッパ制
御回路１４によるチョッパ制御に同期して、インバータ
回路３の下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚがオンされて
いる間の電流検出回路４の出力電圧を記憶し、サンプリ
ング回路５及び転流指令回路９へ出力するための回路で
ある。即ち、チョッパ制御による高調波成分を除去し
て、電流検出回路４の出力電圧をサンプリング回路５及
び転流指令回路９へ出力するのである。高調波除去回路
１３は、アナログスイッチＡＳ１と、コンデンサＣ１
と、そのコンデンサＣ１と共にＲＣローパスフィルタと
して機能する抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４，Ｒ５及びオペアン
プＯＰ１で構成された非反転増幅器とを備えている。The harmonic elimination circuit 13 stores the output voltage of the current detection circuit 4 while the lower arm transistors Qx to Qz of the inverter circuit 3 are on, in synchronization with the chopper control by the PWM chopper control circuit 14. , And a circuit for outputting to the sampling circuit 5 and the commutation instruction circuit 9. That is, the output voltage of the current detection circuit 4 is output to the sampling circuit 5 and the commutation command circuit 9 after removing the harmonic component by the chopper control. The harmonic elimination circuit 13 includes an analog switch AS1 and a capacitor C1.
And a resistor R3 functioning as an RC low-pass filter together with the capacitor C1, and a non-inverting amplifier including resistors R4, R5 and an operational amplifier OP1.

【００３５】アナログスイッチＡＳ１の一方のチャネル
端子は、５６０Ωの抵抗Ｒ３を介して、電流検出回路４
の出力端に接続され、他方のチャネル端子は、一端が回
路接地された０．１μＦのコンデンサＣ１に接続されて
いる。また、アナログスイッチＡＳ１のゲートは、イン
バータＩａを介してＰＷＭチョッパ制御回路１４の出力
端に接続されており、ＰＷＭチョッパ制御回路１４から
ロウ信号が出力されている間（チョッパ制御によりイン
バータ回路３の下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚがオン
されている間）、アナログスイッチＡＳ１がオンされる
ように構成されている。よって、電流検出回路４の出力
電圧は、ＰＷＭチョッパ制御回路１４による下アームト
ランジスタＱｘ〜Ｑｚのオン動作に同期して、コンデン
サＣ１に記憶される。従って、抵抗Ｒ３及びコンデンサ
Ｃ１により構成されるＲＣローパスフィルタと相まっ
て、チョッパ制御による高調波成分の除去された電流検
出回路４の出力電圧が、コンデンサＣ１に記憶されるの
である。One channel terminal of the analog switch AS1 is connected to a current detection circuit 4 via a 560Ω resistor R3.
The other channel terminal is connected to a 0.1 μF capacitor C1 whose one end is grounded. The gate of the analog switch AS1 is connected to the output terminal of the PWM chopper control circuit 14 via the inverter Ia, and while the row signal is being output from the PWM chopper control circuit 14 (by the chopper control, the gate of the inverter circuit 3 is controlled). The analog switch AS1 is turned on while the lower arm transistors Qx to Qz are on). Therefore, the output voltage of the current detection circuit 4 is stored in the capacitor C1 in synchronization with the ON operation of the lower arm transistors Qx to Qz by the PWM chopper control circuit 14. Therefore, the output voltage of the current detection circuit 4 from which the harmonic component has been removed by the chopper control is stored in the capacitor C1, in combination with the RC low-pass filter formed by the resistor R3 and the capacitor C1.

【００３６】なお、インバータＩａは、エミッタ接地さ
れたオープンコレクタ形のＮＰＮ形デジタルトランジス
タで構成されており、１ｋΩのプルアップ抵抗Ｒ６を介
して、補助電源回路２の１０ボルト出力に接続されてい
る。The inverter Ia is composed of an open collector NPN type digital transistor whose emitter is grounded, and is connected to a 10 volt output of the auxiliary power supply circuit 2 via a 1 kΩ pull-up resistor R6. .

【００３７】コンデンサＣ１の非接地端は、オペアンプ
ＯＰ１の非反転入力端に接続されている。このオペアン
プＯＰ１は、抵抗Ｒ４，Ｒ５と共に、非反転増幅器を構
成している。抵抗Ｒ４の抵抗値は４７ｋΩであり、抵抗
Ｒ５の抵抗値は１０ｋΩであるので、コンデンサＣ１の
出力は、非反転増幅器ＯＰ１，Ｒ４，Ｒ５により、略
５．７倍に増幅されて、その出力端に接続されたサンプ
リング回路５及び転流指令回路９へ出力される。即ち、
電流検出回路４の出力電圧は、高調波除去回路１３によ
り、高調波成分を除去された後、略５．７倍に増幅され
て、サンプリング回路５及び転流指令回路９へ出力され
る。図３（ｄ）に、この高調波除去回路１３の出力電圧
が図示されている。The non-ground terminal of the capacitor C1 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1. This operational amplifier OP1 forms a non-inverting amplifier together with the resistors R4 and R5. Since the resistance value of the resistor R4 is 47 kΩ and the resistance value of the resistor R5 is 10 kΩ, the output of the capacitor C1 is amplified by about 5.7 times by the non-inverting amplifiers OP1, R4 and R5, and its output terminal Is output to the sampling circuit 5 and the commutation command circuit 9 connected to That is,
The output voltage of the current detection circuit 4 is amplified by a factor of about 5.7 after the harmonic components are removed by the harmonic removal circuit 13 and output to the sampling circuit 5 and the commutation command circuit 9. FIG. 3D illustrates the output voltage of the harmonic elimination circuit 13.

【００３８】なお、非反転増幅器ＯＰ１，Ｒ４，Ｒ５
は、電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓの抵抗値を大き
くすることにより、削除することができる。例えば、シ
ャント抵抗Ｒｓの抵抗値を、現状の０．１Ωから１Ωに
１０倍にすると、電流検出回路４の出力電圧も１０倍に
される。よって、かかる場合には、非反転増幅器ＯＰ
１，Ｒ４，Ｒ５を介すことなく、コンデンサＣ１の出力
をサンプリング回路５及び転流指令回路９へ出力しても
良い。本実施例では、シャント抵抗Ｒｓの温度上昇を抑
えるために、抵抗値の小さい抵抗Ｒｓを使用している。The non-inverting amplifiers OP1, R4, R5
Can be eliminated by increasing the resistance value of the shunt resistor Rs of the current detection circuit 4. For example, when the resistance value of the shunt resistor Rs is increased by 10 times from the current value of 0.1Ω to 1Ω, the output voltage of the current detection circuit 4 is also increased by 10 times. Therefore, in such a case, the non-inverting amplifier OP
The output of the capacitor C1 may be output to the sampling circuit 5 and the commutation command circuit 9 without passing through R1, R4, and R5. In this embodiment, a resistor Rs having a small resistance value is used to suppress a temperature rise of the shunt resistor Rs.

【００３９】サンプリング回路５は、高調波除去回路１
３の出力電圧の瞬時値を記憶して、その瞬時値を増幅回
路６へ出力するための回路である。サンプリング回路５
は、アナログスイッチＡＳ２と、コンデンサＣ２と、抵
抗Ｒ７，Ｒ８とを備えている。アナログスイッチＡＳ２
の一方のチャネル端子は、高調波除去回路１３の出力端
に接続され、他方のチャネル端子は、１ｋΩの抵抗Ｒ７
を介して、共に一端が回路接地された０．１μＦのコン
デンサＣ２及び２ＭΩの抵抗Ｒ８に接続されている。ア
ナログスイッチＡＳ２のゲートは、転流指令回路９の出
力端に接続されており、転流指令回路９からハイの転流
指令５６が出力されている間、アナログスイッチＡＳ２
がオンされる。The sampling circuit 5 includes the harmonic elimination circuit 1
3 is a circuit for storing the instantaneous value of the output voltage and outputting the instantaneous value to the amplifier circuit 6. Sampling circuit 5
Has an analog switch AS2, a capacitor C2, and resistors R7 and R8. Analog switch AS2
Is connected to the output terminal of the harmonic elimination circuit 13, and the other channel terminal is connected to a 1 kΩ resistor R7.
Are connected to a 0.1 μF capacitor C2 and a 2MΩ resistor R8, both ends of which are both circuit grounded. The gate of the analog switch AS2 is connected to the output terminal of the commutation command circuit 9, and while the high commutation command 56 is output from the commutation command circuit 9, the analog switch AS2
Is turned on.

【００４０】コンデンサＣ２は、アナログスイッチＡＳ
２のオン中に、抵抗Ｒ７を介して高調波除去回路１３の
出力端と接続される。このコンデンサＣ２は、抵抗Ｒ７
とともにＲＣローパスフィルタを構成して、高調波除去
回路１３で除去しきれない高調波成分を除去すると共
に、高調波除去回路１３の出力電圧を記憶する。このコ
ンデンサＣ２の非接地端子には、抵抗Ｒ７を介したアナ
ログスイッチＡＳ２、抵抗Ｒ８、及び、増幅回路６のオ
ペアンプＯＰ２の非反転入力端が接続されるだけであ
り、しかも、抵抗Ｒ８の抵抗値は２ＭΩと非常に大きい
ので、コンデンサＣ２の電圧値はアナログスイッチＡＳ
２のオフ後も所定時間保持される。よって、コンデンサ
Ｃ２には、アナログスイッチＡＳ２のオフ直前における
高調波除去回路１３の電圧値（瞬時出力）が記憶される
のである。The capacitor C2 is connected to the analog switch AS
2 is connected to the output terminal of the harmonic elimination circuit 13 via the resistor R7 while the switch 2 is on. This capacitor C2 is connected to a resistor R7
Together with an RC low-pass filter to remove harmonic components that cannot be completely removed by the harmonic removal circuit 13 and store the output voltage of the harmonic removal circuit 13. The non-ground terminal of the capacitor C2 is connected only to the analog switch AS2 via the resistor R7, the resistor R8, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2 of the amplifier circuit 6, and furthermore, the resistance value of the resistor R8. Is as large as 2 MΩ, the voltage value of the capacitor C2 is
2 is maintained for a predetermined time even after turning off. Therefore, the voltage value (instantaneous output) of the harmonic elimination circuit 13 immediately before the analog switch AS2 is turned off is stored in the capacitor C2.

【００４１】なお、転流指令５６は、後述するように、
高調波除去回路１３の出力電圧が、増幅回路６により増
幅されたサンプリング回路５の出力電圧よりも大きくな
った場合に、転流指令回路９から出力される。このため
何らかの原因によって、サンプリング回路５のコンデン
サＣ２に大きな電圧値が保持されると、高調波除去回路
１３の出力電圧が、増幅されたサンプリング回路５の出
力電圧より大きくなり得ず、転流指令５６が発生不能と
なって、ブラシレスモータ５１が停止してしまう。The commutation command 56 is, as described later,
When the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 becomes higher than the output voltage of the sampling circuit 5 amplified by the amplification circuit 6, the output is output from the commutation command circuit 9. Therefore, if for some reason a large voltage value is held in the capacitor C2 of the sampling circuit 5, the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 cannot be higher than the amplified output voltage of the sampling circuit 5, and the commutation command 56 cannot be generated, and the brushless motor 51 stops.

【００４２】しかし、サンプリング回路５のコンデンサ
Ｃ２には、抵抗Ｒ８が並列接続されているので、コンデ
ンサＣ２に蓄積された電荷は、わずかずつではあるが抵
抗Ｒ８によって徐々に放電され、その結果、コンデンサ
Ｃ２の電圧値も徐々に低下していく。よって、抵抗Ｒ８
をコンデンサＣ２に並列接続することにより、コンデン
サＣ２に大きな電圧値が保持されてしまった場合にも、
必ず、転流指令５６を再発生させることができ、ブラシ
レスモータ５１を停止させてしまうことがない。However, since the resistor R8 is connected in parallel to the capacitor C2 of the sampling circuit 5, the electric charge accumulated in the capacitor C2 is gradually but slightly discharged by the resistor R8. The voltage value of C2 also gradually decreases. Therefore, the resistance R8
Is connected in parallel to the capacitor C2, even if a large voltage value is held in the capacitor C2,
The commutation command 56 can always be regenerated, and the brushless motor 51 does not stop.

【００４３】この抵抗Ｒ８の抵抗値は、コンデンサＣ２
の容量と、始動時におけるインバータ回路３の転流周波
数の下限値との関係で決定される。即ち、始動時におけ
る転流周波数の下限値を１Ｈｚ前後とする場合は、その
６倍の６Ｈｚの周期より若干大きめの時定数を設定し、
略０．２秒前後の範囲となるように、抵抗Ｒ８の抵抗値
とコンデンサＣ２の容量とが決定される。本実施例で
は、コンデンサＣ２の容量は０．１μＦであるので、抵
抗Ｒ８の抵抗値は２ＭΩとされている。The resistance value of the resistor R8 is determined by the value of the capacitor C2.
And the lower limit of the commutation frequency of the inverter circuit 3 at the time of startup. That is, when the lower limit value of the commutation frequency at the time of starting is about 1 Hz, a time constant slightly larger than the cycle of 6 Hz, which is six times as large, is set.
The resistance value of the resistor R8 and the capacitance of the capacitor C2 are determined so as to be in a range of about 0.2 seconds. In this embodiment, since the capacitance of the capacitor C2 is 0.1 μF, the resistance value of the resistor R8 is 2 MΩ.

【００４４】なお、増幅回路６のオペアンプＯＰ２の品
種によっては、非反転入力端からグランドへ漏れ電流
（入力バイアス電流）が流れることがある。かかる場合
には、その漏れ電流により、コンデンサＣ２の電圧値が
上昇してしまうので、即ち、記憶された高調波除去回路
１３の電圧値である転流目標電圧が上昇方向に変化して
しまうので、正常な転流動作を行わせることができなく
なってしまう。しかし、抵抗Ｒ８をコンデンサＣ２に並
列接続することにより、かかる漏れ電流を抵抗Ｒ８に流
すことができるので、コンデンサＣ２の電圧値の上昇を
防ぐことができ、かつ、コンデンサＣ２の電圧値は必ず
低下する方向に作用するので、コンデンサＣ２に高調波
除去回路１３の出力電圧を維持させることができる。Note that, depending on the type of the operational amplifier OP2 of the amplifier circuit 6, a leakage current (input bias current) may flow from the non-inverting input terminal to the ground. In such a case, the voltage value of the capacitor C2 rises due to the leakage current, that is, the stored commutation target voltage which is the voltage value of the harmonic elimination circuit 13 changes in the rising direction. This makes it impossible to perform a normal commutation operation. However, by connecting the resistor R8 in parallel with the capacitor C2, such a leakage current can flow through the resistor R8, so that an increase in the voltage value of the capacitor C2 can be prevented, and the voltage value of the capacitor C2 always drops. Therefore, the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 can be maintained by the capacitor C2.

【００４５】増幅回路６は、サンプリング回路５によっ
て記憶された電圧値を増幅して、優先回路８へ出力する
回路である。増幅回路６は、オペアンプＯＰ２と２つの
抵抗Ｒ９，Ｒ１０とにより構成された非反転増幅器と、
その非反転増幅器の出力を１倍以下に低減する１００ｋ
Ωの可変抵抗ＶＲ１とを備えており、この可変抵抗ＶＲ
１の摺動子端から定常運転時の転流目標電圧が出力され
る。The amplifier circuit 6 amplifies the voltage value stored by the sampling circuit 5 and outputs the amplified voltage value to the priority circuit 8. The amplifier circuit 6 includes a non-inverting amplifier including an operational amplifier OP2 and two resistors R9 and R10,
100k to reduce the output of the non-inverting amplifier to 1 or less
And a variable resistor VR1 of Ω.
A commutation target voltage during steady operation is output from the end of the first slider.

【００４６】非反転増幅器のオペアンプＯＰ２は、その
非反転入力端にサンプリング回路５の出力端であるコン
デンサＣ２が接続され、オペアンプＯＰ２の出力端に
は、抵抗Ｒ９及び一端が回路接地された可変抵抗ＶＲ１
が接続されている。抵抗Ｒ９の他端は、オペアンプＯＰ
２の反転入力端と抵抗Ｒ１０の一端とに接続され、抵抗
Ｒ１０の他端は回路接地されている。The operational amplifier OP2 of the non-inverting amplifier has a non-inverting input terminal connected to a capacitor C2 which is an output terminal of the sampling circuit 5, and an output terminal of the operational amplifier OP2 having a resistor R9 and a variable resistor having one end grounded. VR1
Is connected. The other end of the resistor R9 is connected to an operational amplifier OP
2 and one end of a resistor R10, and the other end of the resistor R10 is grounded.

【００４７】非反転増幅器の２つの抵抗Ｒ９，Ｒ１０の
抵抗値は、いずれも同一の１０ｋΩである。よって、サ
ンプリング回路５の出力は、この非反転増幅器ＯＰ２，
Ｒ９，Ｒ１０により略２倍に増幅される。２倍に増幅さ
れたサンプリング回路５の出力は、可変抵抗ＶＲ１へ出
力され、可変抵抗ＶＲ１により１倍以下に低減されて、
優先回路８へ出力される。本実施例では、非反転増幅器
ＯＰ２，Ｒ９，Ｒ１０により２倍に増幅されたサンプリ
ング回路５の出力は、可変抵抗ＶＲ１によって０．７倍
に低減される。よって、増幅回路６全体としてサンプリ
ング回路５の出力は、１．４倍に増幅されるのである。
図３（ｅ）には、増幅回路６の出力電圧波形が図示され
ている。The resistance values of the two resistors R9 and R10 of the non-inverting amplifier are both the same 10 kΩ. Therefore, the output of the sampling circuit 5 is supplied to the non-inverting amplifiers OP2 and OP2.
It is amplified approximately twice by R9 and R10. The output of the sampling circuit 5 that has been amplified by a factor of two is output to the variable resistor VR1, and is reduced to one or less by the variable resistor VR1.
Output to the priority circuit 8. In this embodiment, the output of the sampling circuit 5 that has been amplified twice by the non-inverting amplifiers OP2, R9, and R10 is reduced to 0.7 times by the variable resistor VR1. Therefore, the output of the sampling circuit 5 as a whole is amplified by a factor of 1.4.
FIG. 3E shows an output voltage waveform of the amplifier circuit 6.

【００４８】なお、当然のことながら、可変抵抗ＶＲ１
の摺動子位置を調整することにより、増幅回路６全体の
増幅率も変更できるので、使用状況に合わせて、その増
幅率を変化させることができる。即ち、ブラシレスモー
タ５１の常用運転領域で最もモータ効率が向上するよう
にチューニングすることができるのである。Note that, of course, the variable resistor VR1
By adjusting the position of the slider, the amplification factor of the entire amplification circuit 6 can be changed, so that the amplification factor can be changed in accordance with the use situation. That is, tuning can be performed so that the motor efficiency is most improved in the normal operation region of the brushless motor 51.

【００４９】始動補償回路７は、ブラシレスモータ５１
の始動時に、ブラシレスモータ５１が充分な始動トルク
を発生できるようにするため、増幅されたサンプリング
回路５の出力に代わって、転流目標電圧を転流指令回路
９へ出力するための回路である。この始動補償回路７
は、ＰＷＭチョッパ制御回路１４と連動して動作する。
即ち、ＰＷＭチョッパ制御回路１４によるチョッパ制御
のデューティ比が、所定値未満の小さい値から所定値以
上に上げられた場合に、例えば、デューティ比が３％未
満から３％以上にされた場合に、転流目標電圧を優先回
路８を介して転流指令回路９へ出力するのである。The starting compensation circuit 7 includes a brushless motor 51
Is a circuit for outputting a commutation target voltage to the commutation command circuit 9 in place of the amplified output of the sampling circuit 5 so that the brushless motor 51 can generate a sufficient starting torque at the time of starting. . This starting compensation circuit 7
Operate in conjunction with the PWM chopper control circuit 14.
That is, when the duty ratio of the chopper control by the PWM chopper control circuit 14 is increased from a small value less than a predetermined value to a predetermined value or more, for example, when the duty ratio is changed from less than 3% to 3% or more, The commutation target voltage is output to the commutation command circuit 9 via the priority circuit 8.

【００５０】始動補償回路７は、ＰＷＭチョッパ制御回
路１４の出力端にカソード接続されたダイオードＤ１を
備えており、そのダイオードＤ１のアノードは、９ボル
トのツェナーダイオードＺＤのアノードに接続されてい
る。ツェナーダイオードＺＤのカソードは、０．１μＦ
のコンデンサＣ３、及び、５６ｋΩの抵抗Ｒ１１の一端
と、トランジスタＱ１のベース端子とに接続されてい
る。トランジスタＱ１のエミッタ端子は、コンデンサＣ
３及び抵抗Ｒ１１の他端と、補助電源回路２の１０ボル
ト出力とに接続されている。また、トランジスタＱ１の
コレクタ端子は、回路接地された１ｋΩの抵抗Ｒ１２
と、１０μＦの電解コンデンサＣ４のプラス側端子に接
続されており、その電解コンデンサＣ４のマイナス側端
子は、回路接地された１００ｋΩの抵抗Ｒ１３と、アノ
ード接地されたダイオードＤ２のカソード、及び、５０
０ｋΩの可変抵抗ＶＲ２の一端に接続されている。可変
抵抗ＶＲ２の他端は１５０ｋΩの抵抗Ｒ１４の一端に接
続され、その抵抗Ｒ１４の他端は、始動補償回路７の出
力端として、優先回路８の入力端であるダイオードＤ３
のアノードに接続されている。The start-up compensation circuit 7 has a diode D1 connected to the cathode of the output terminal of the PWM chopper control circuit 14, and the anode of the diode D1 is connected to the anode of a 9-volt Zener diode ZD. The cathode of the Zener diode ZD is 0.1 μF
, And one end of a 56 kΩ resistor R11 and the base terminal of the transistor Q1. The emitter terminal of the transistor Q1 is connected to a capacitor C
3 and the other end of the resistor R11 and the 10 volt output of the auxiliary power supply circuit 2. The collector terminal of the transistor Q1 is connected to a circuit grounded 1 kΩ resistor R12.
Is connected to the positive terminal of an electrolytic capacitor C4 of 10 μF. The negative terminal of the electrolytic capacitor C4 has a resistor R13 of 100 kΩ grounded to the circuit, a cathode of a diode D2 grounded to the anode, and 50Ω.
It is connected to one end of a variable resistor VR2 of 0 kΩ. The other end of the variable resistor VR2 is connected to one end of a 150 kΩ resistor R14, and the other end of the resistor R14 serves as an output terminal of the starting compensation circuit 7 and a diode D3 which is an input terminal of the priority circuit 8
Connected to the anode.

【００５１】ここで、図４及び図５を参照して、始動補
償回路７の動作を説明する。ＰＷＭチョッパ制御回路１
４の可変抵抗ＶＲ４の分圧比が、例えば、３％未満にさ
れている場合には（図４（ａ）Ａ）、そのＰＷＭチョッ
パ制御回路１４のロウ出力のデューティ比も３％未満に
なっている（図４（ｂ）Ａ）。デューティ比が３％未満
のチョッパパルスは、始動補償回路７に入力されても、
ローパスフィルタを構成するコンデンサＣ３により吸収
され、トランジスタＱ１のベース電圧を９．４ボルト以
下に下げることができない（図４（ｃ）Ａ）。よって、
トランジスタＱ１をオンさせることができないので（図
４（ｄ）Ａ）、ＰＷＭチョッパ制御回路１４のロウ出力
のデューティ比が３％未満の状態では、始動補償回路７
からの出力電圧は０ボルトとなっている（図４（ｅ）
Ａ）。Here, the operation of the starting compensation circuit 7 will be described with reference to FIGS. PWM chopper control circuit 1
For example, when the voltage dividing ratio of the variable resistor VR4 of FIG. 4 is less than 3% (FIG. 4A), the duty ratio of the row output of the PWM chopper control circuit 14 also becomes less than 3%. (FIG. 4B). Even if a chopper pulse having a duty ratio of less than 3% is input to the starting compensation circuit 7,
Absorbed by the capacitor C3 constituting the low-pass filter, the base voltage of the transistor Q1 cannot be reduced to 9.4 volts or less (FIG. 4 (c) A). Therefore,
Since the transistor Q1 cannot be turned on (FIG. 4D), when the duty ratio of the row output of the PWM chopper control circuit 14 is less than 3%, the starting compensation circuit 7
Is 0 volt (FIG. 4 (e)).
A).

【００５２】かかる状態からＰＷＭチョッパ制御回路１
４の可変抵抗ＶＲ４の分圧比が、例えば、３％以上に上
げられると（図４（ａ）Ｂ）、ＰＷＭチョッパ制御回路
１４のロウ出力のデューティ比も３％以上に上昇する
（図４（ｂ）Ｂ）。すると、始動補償回路７のコンデン
サＣ３の放電が充電に追従できなくなって、トランジス
タＱ１のベース電圧が９．４ボルト以下に下げられ（図
４（ｃ）Ｂ）、トランジスタＱ１がオンされる（図４
（ｄ）Ｂ）。From this state, the PWM chopper control circuit 1
When the voltage division ratio of the variable resistor VR4 of FIG. 4 is increased to, for example, 3% or more (B in FIG. 4A), the duty ratio of the row output of the PWM chopper control circuit 14 also increases to 3% or more (FIG. b) B). Then, the discharge of the capacitor C3 of the starting compensation circuit 7 cannot follow the charge, the base voltage of the transistor Q1 is reduced to 9.4 volts or less (B in FIG. 4C), and the transistor Q1 is turned on (FIG. 4C). 4
(D) B).

【００５３】トランジスタＱ１がオンされると、コンデ
ンサＣ４及び抵抗Ｒ１３で構成される微分回路に１０ボ
ルトの電圧が印加されるので、始動補償回路７からは、
可変抵抗ＶＲ２及び抵抗Ｒ１４を介して、その電圧降下
分を差し引いた１０ボルト弱の電圧値から時間の経過と
ともに徐々に逓減する微分パルス状の電圧波が優先回路
８へ出力される（図４（ｅ）Ｂ）。なお、この電圧波の
出力時間は、コンデンサＣ４の容量が１０μＦ、抵抗Ｒ
１３の抵抗値が１００ｋΩであるので、１秒後（１０μ
Ｆ×１００ｋΩ＝１ｓ）には、尖頭値の約３７％にまで
低減する。When the transistor Q1 is turned on, a voltage of 10 volts is applied to the differentiating circuit constituted by the capacitor C4 and the resistor R13.
Through the variable resistor VR2 and the resistor R14, a differentiated pulse-like voltage wave that gradually decreases from the voltage value of less than 10 volts obtained by subtracting the voltage drop is output to the priority circuit 8 (FIG. 4 ( e) B). Note that the output time of this voltage wave is such that the capacitance of the capacitor C4 is
13 has a resistance of 100 kΩ, so after one second (10 μm)
F × 100 kΩ = 1s), it is reduced to about 37% of the peak value.

【００５４】優先回路８へ出力された始動補償回路７の
出力電圧は、転流目標電圧として転流指令回路９へ出力
される。よって、ブラシレスモータ５１始動時の転流目
標電圧が高く設定されるので、ブラシレスモータ５１の
始動時に、始動トルクを発生させるために充分な電機子
電流が流され（図４（ｆ）Ｂ）、ブラシレスモータ５１
が的確に始動される。The output voltage of starting compensation circuit 7 output to priority circuit 8 is output to commutation command circuit 9 as a commutation target voltage. Therefore, the commutation target voltage at the time of starting the brushless motor 51 is set high, so that when the brushless motor 51 starts, a sufficient armature current flows to generate a starting torque (FIG. 4 (f) B). Brushless motor 51
Is started properly.

【００５５】一方、ＰＷＭチョッパ制御回路１４の可変
抵抗ＶＲ４の分圧比が下げられると、ＰＷＭチョッパ制
御回路１４のロウ出力のデューティ比の下降とともに、
ブラシレスモータ５１へ印加される電圧の実効値も下降
し、ブラシレスモータ５１の回転速度が減速されてい
く。そして、可変抵抗ＶＲ４の分圧比が３％未満に下げ
られると（図５（ａ））、ＰＷＭチョッパ制御回路１４
のロウ出力のデューティ比も３％未満に下降し（図５
（ｂ））、始動補償回路７のコンデンサＣ３の充電が放
電に追従できなくなって、トランジスタＱ１のベース電
圧が９．４ボルト以上に上昇して（図５（ｃ））、トラ
ンジスタＱ１がオフされる（図５（ｄ））。トランジス
タＱ１がオフされると、コンデンサＣ４に充電された電
荷は、ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ１２（１ｋΩ）を介し
て急速に放電され、初期状態に復帰する。On the other hand, when the voltage division ratio of the variable resistor VR4 of the PWM chopper control circuit 14 is reduced, the duty ratio of the row output of the PWM chopper control circuit 14 is decreased, and
The effective value of the voltage applied to the brushless motor 51 also decreases, and the rotation speed of the brushless motor 51 is reduced. When the voltage dividing ratio of the variable resistor VR4 is reduced to less than 3% (FIG. 5A), the PWM chopper control circuit 14
The duty ratio of the row output also drops to less than 3% (FIG. 5).
(B)) Since the charging of the capacitor C3 of the starting compensation circuit 7 cannot follow the discharging, the base voltage of the transistor Q1 rises to 9.4 volts or more (FIG. 5C), and the transistor Q1 is turned off. (FIG. 5D). When the transistor Q1 is turned off, the charge stored in the capacitor C4 is rapidly discharged via the diode D2 and the resistor R12 (1 kΩ), and returns to the initial state.

【００５６】この状態から、再度、ＰＷＭチョッパ制御
回路１４の可変抵抗ＶＲ４の分圧比が３％以上に上げら
れると（図５（ａ））、ＰＷＭチョッパ制御回路１４の
ロウ出力のデューティ比も３％以上に上昇し（図５
（ｂ））、トランジスタＱ１のベース電圧が９．４ボル
ト以下に下げられ（図５（ｃ））、トランジスタＱ１が
オンされる（図５（ｄ））。このトランジスタＱ１のオ
ンにより、放電されたコンデンサＣ４が再度充電される
までの略３秒間、始動補償回路７から微分パルス状の電
圧波が再び出力される（図５（ｅ））。From this state, when the voltage dividing ratio of the variable resistor VR4 of the PWM chopper control circuit 14 is increased to 3% or more again (FIG. 5A), the duty ratio of the row output of the PWM chopper control circuit 14 also becomes 3 % Or more (Fig. 5
(B)), the base voltage of the transistor Q1 is lowered to 9.4 volts or less (FIG. 5C), and the transistor Q1 is turned on (FIG. 5D). When the transistor Q1 is turned on, a differentiated pulse-like voltage wave is output again from the starting compensation circuit 7 for approximately three seconds until the discharged capacitor C4 is charged again (FIG. 5E).

【００５７】このように本始動補償回路７では、ＰＷＭ
チョッパ制御回路１４の可変抵抗ＶＲ４の分圧比が所定
値未満（例えば、３％未満）に下げられて、駆動されて
いたブラシレスモータ５１が、一旦停止したり、若しく
は、低速回転になったとしても、その後、再度、可変抵
抗ＶＲ４の分圧比が所定値以上（例えば、３％以上）に
上げられると、始動補償回路７からブラシレスモーら５
１の始動に充分な転流目標電圧が出力されるので、ブラ
シレスモータ５１が的確に始動されるのである。このよ
うに、本始動補償回路７は、ＰＷＭチョッパ制御回路１
４に連動して動作するのである。As described above, in the starting compensation circuit 7, the PWM
Even if the voltage division ratio of the variable resistor VR4 of the chopper control circuit 14 is reduced to a value less than a predetermined value (for example, less than 3%), the driven brushless motor 51 temporarily stops or rotates at a low speed. Thereafter, when the voltage division ratio of the variable resistor VR4 is again increased to a predetermined value or more (for example, 3% or more), the brushless motor 5 starts from the starting compensation circuit 7.
Since the commutation target voltage sufficient for starting the first motor is output, the brushless motor 51 is started accurately. As described above, the starting compensation circuit 7 includes the PWM chopper control circuit 1
It works in conjunction with 4.

【００５８】優先回路８は、増幅回路６によって増幅さ
れたサンプリング回路５の出力、即ち、定常運転時にお
ける転流目標電圧と、始動補償回路７の出力、即ち、始
動時における転流目標電圧とのうち、大きい方の出力電
圧を転流指令回路９へ出力するための回路であり、ダイ
オードＤ３により構成されている。このダイオードＤ３
は、そのアノードが始動補償回路７の出力端と接続さ
れ、カソードが増幅回路６の出力端、及び、転流指令回
路９の１つの入力端であるコンパレータＣＰ１の反転入
力端に接続されている。よって、優先回路８により、増
幅回路６と始動補償回路７とのうち大きい方の出力電圧
が、転流目標電圧として転流指令回路９へ出力される。The priority circuit 8 outputs the output of the sampling circuit 5 amplified by the amplifier circuit 6, that is, the commutation target voltage at the time of steady operation, and the output of the starting compensation circuit 7, that is, the commutation target voltage at the time of starting. Is a circuit for outputting the larger output voltage to the commutation command circuit 9, and is constituted by a diode D3. This diode D3
Has its anode connected to the output terminal of the starting compensation circuit 7, its cathode connected to the output terminal of the amplifier circuit 6, and the inverting input terminal of the comparator CP 1 which is one input terminal of the commutation command circuit 9. . Therefore, the higher output voltage of the amplifier circuit 6 and the starting compensation circuit 7 is output to the commutation command circuit 9 as the commutation target voltage by the priority circuit 8.

【００５９】転流指令回路９は、ブラシレスモータ５１
の転流指令を計数回路１１、サンプリング回路５、及
び、ゼロリセット回路１０へ出力するための回路であ
り、主に、コンパレータＣＰ１と、単安定マルチバイブ
レータＭＭとから構成されている。コンパレータＣＰ１
の反転入力端は優先回路８の出力端と接続され、一方、
非反転入力端は抵抗Ｒ１６を介して高調波除去回路１３
の出力端と接続されている。また、コンパレータＣＰ１
の出力端は、単安定マルチバイブレータＭＭの入力端Ａ
に接続され、転流指令を発する単安定マルチバイブレー
タＭＭの出力端Ｑは、計数回路１１の入力端ＣＫ、サン
プリング回路５及びゼロリセット回路１０の両アナログ
スイッチＡＳ２，ＡＳ３のゲートに接続されている。The commutation command circuit 9 includes a brushless motor 51
Is a circuit for outputting the commutation command to the counting circuit 11, the sampling circuit 5, and the zero reset circuit 10, and mainly includes a comparator CP1 and a monostable multivibrator MM. Comparator CP1
Is connected to the output terminal of the priority circuit 8, while
The non-inverting input terminal is connected to a harmonic elimination circuit 13 via a resistor R16.
Connected to the output end of the Further, the comparator CP1
Is the input terminal A of the monostable multivibrator MM.
And the output terminal Q of the monostable multivibrator MM that issues a commutation command is connected to the input terminal CK of the counting circuit 11 and the gates of both the analog switches AS2 and AS3 of the sampling circuit 5 and the zero reset circuit 10. .

【００６０】また、転流指令回路９はダイオードＤ４を
備えており、そのダイオードＤ４のアノードはインバー
タＩａの出力端に接続され、そのカソードは１００ｋΩ
の可変抵抗ＶＲ３の一端に接続されている。可変抵抗Ｖ
Ｒ３の他端は、１０ｋΩの抵抗Ｒ１５の一端に接続さ
れ、抵抗Ｒ１５の他端は、０．１μＦのコンデンサＣ５
の一端と単安定マルチバイブレータＭＭとに接続されて
いる。また、コンデンサＣ５の他端も、単安定マルチバ
イブレータＭＭに接続されている。The commutation command circuit 9 has a diode D4, the anode of which is connected to the output terminal of the inverter Ia, and the cathode of which is 100 kΩ.
Is connected to one end of the variable resistor VR3. Variable resistance V
The other end of R3 is connected to one end of a 10 kΩ resistor R15, and the other end of the resistor R15 is connected to a 0.1 μF capacitor C5.
Is connected to one end of the monostable multivibrator MM. The other end of the capacitor C5 is also connected to the monostable multivibrator MM.

【００６１】転流指令回路９では、コンパレータＣＰ１
によって、高調波除去回路１３の出力電圧と優先回路８
の出力電圧との大小が比較される。比較の結果、高調波
除去回路１３の出力電圧が優先回路８の出力電圧より大
きくなると、図３（ｆ）に図示するように、コンパレー
タＣＰ１の出力端からハイ信号５５が単安定マルチバイ
ブレータＭＭの入力端Ａへ出力される。この結果、図３
（ｇ）に図示するように、単安定マルチバイブレータＭ
Ｍの出力端Ｑから計数回路１１へ、ワンショットのハイ
信号（転流指令５６）が出力される。なお、この転流指
令５６は、サンプリング回路５及びゼロリセット回路１
０のアナログスイッチＡＳ２，ＡＳ３のゲートへも同時
に出力され、ハイの間、両スイッチＡＳ２，ＡＳ３をオ
ン状態にする。In the commutation command circuit 9, the comparator CP1
The output voltage of the harmonic elimination circuit 13 and the priority circuit 8
The magnitude of the output voltage is compared with the magnitude of the output voltage. As a result of the comparison, when the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 becomes higher than the output voltage of the priority circuit 8, as shown in FIG. 3F, the high signal 55 is output from the output terminal of the comparator CP1 to the monostable multivibrator MM. Output to input terminal A. As a result, FIG.
As shown in (g), the monostable multivibrator M
A one-shot high signal (commutation command 56) is output from the output terminal Q of M to the counting circuit 11. The commutation command 56 is transmitted to the sampling circuit 5 and the zero reset circuit 1.
0 is also output to the gates of the analog switches AS2 and AS3 at the same time, and while high, both switches AS2 and AS3 are turned on.

【００６２】サンプリング回路５には、アナログスイッ
チＡＳ２のオフ直前における高調波除去回路１３の瞬時
出力が保持される。このアナログスイッチＡＳ２は、ハ
イの転流指令５６が出力されている間オンされるので、
サンプリング回路５には、転流指令５６の立ち下がり時
のタイミングで高調波除去回路１３の瞬時出力が保持さ
れることになる。よって、サンプリング回路５による瞬
時出力の抽出タイミングは、転流指令５６のパルス幅に
よって決定されるのである。The sampling circuit 5 holds the instantaneous output of the harmonic elimination circuit 13 immediately before the analog switch AS2 is turned off. Since the analog switch AS2 is turned on while the high commutation command 56 is output,
The sampling circuit 5 holds the instantaneous output of the harmonic removal circuit 13 at the timing when the commutation command 56 falls. Therefore, the timing of extracting the instantaneous output by the sampling circuit 5 is determined by the pulse width of the commutation command 56.

【００６３】このため転流指令５６のパルス幅は、その
パルスの終了位置が、図１（ｂ）に図示される第１の電
流増加領域４１と第２の電流増加領域４２との中間に位
置するように設定される。即ち、第１及び第２の電流増
加領域４１，４２以外の領域で、サンプリング回路５に
よる抽出が行われるように転流指令５６のパルス幅が設
定されるのである。Therefore, the pulse width of the commutation command 56 is such that the end position of the pulse is located at an intermediate position between the first current increasing region 41 and the second current increasing region 42 shown in FIG. Is set to That is, the pulse width of the commutation command 56 is set so that sampling by the sampling circuit 5 is performed in regions other than the first and second current increasing regions 41 and 42.

【００６４】この理由は、第１の電流増加領域４１の電
流値は、ブラシレスモータ５１の電機子巻線への印加電
圧とモータの回転による速度起電力との差、及び、電機
子インピーダンスとにより定まり、特に、電流上昇率は
電機子インピーダンスの時定数により一義的に定まるも
のであって、モータの発生トルクにより定まる電流値及
び上昇率ではないからである。また、第２の電流増加領
域４２の電流値は、ブラシレスモータ５１の電機子巻線
への印加電圧とモータの回転による速度起電力との差、
及び、電機子インピーダンス中の抵抗成分とによりおお
むね定まり、モータの発生トルクに殆ど寄与しない電流
値だからである。The reason for this is that the current value in the first current increasing region 41 is determined by the difference between the voltage applied to the armature winding of the brushless motor 51 and the speed electromotive force due to the rotation of the motor, and the armature impedance. This is because, in particular, the current increase rate is uniquely determined by the time constant of the armature impedance, and is not the current value and the increase rate determined by the generated torque of the motor. Further, the current value of the second current increasing region 42 is a difference between the voltage applied to the armature winding of the brushless motor 51 and the speed electromotive force due to the rotation of the motor,
This is because the current value is substantially determined by the resistance component in the armature impedance and hardly contributes to the generated torque of the motor.

【００６５】よって、第１及び第２の電流増加領域４
１，４２の電流値を基準にしては、負荷に応じた発生ト
ルクを維持するための適切な転流タイミングを決定する
ことはできない。言い換えれば、第１及び第２の電流増
加領域４１，４２以外の領域における電流値を基準にす
れば、適切な転流タイミングを決定することができるの
である。従って、かかる第１及び第２の電流増加領域４
１，４２以外の領域で、サンプリング回路５による抽出
が行われるように転流指令５６のパルス幅が設定され
る。Therefore, the first and second current increasing regions 4
It is not possible to determine an appropriate commutation timing for maintaining the generated torque according to the load based on the current values of 1, 42. In other words, an appropriate commutation timing can be determined based on current values in regions other than the first and second current increasing regions 41 and 42. Therefore, the first and second current increasing regions 4
The pulse width of the commutation command 56 is set so that the sampling circuit 5 performs extraction in an area other than the areas 1 and 42.

【００６６】具体的には、転流指令５６のパルスが第１
及び第２の電流増加領域４１，４２以外の領域で終了す
るように、転流指令５６の最短パルス幅は、ブラシレス
モータ５１の電機子インピーダンスにより定まるＬＲ時
定数（τ）の３乃至１０倍以上の時間（３τ〜１０τ
秒）とされる。サンプリング回路５のサンプル保持動作
時において、高調波除去回路１３の瞬時出力が大略飽和
傾向を示し、終値の９５％以上となる時間的余裕を考慮
したものである。また、転流指令５６の最長パルス幅
は、ブラシレスモータ５１の最速回転時における転流周
期（Ｔ）の２／３倍の時間（２／３×Ｔ秒）とされる。
これは、実験により、最速回転時における第２の電流増
加領域４２の幅を１／３×Ｔと設定したからである
（（１−１／３）×Ｔ＝２／３×Ｔ）。Specifically, the pulse of the commutation command 56 is the first
And the shortest pulse width of the commutation command 56 is 3 to 10 times or more the LR time constant (τ) determined by the armature impedance of the brushless motor 51 so as to end in an area other than the second current increasing areas 41 and 42. Time (3τ to 10τ)
Seconds). At the time of the sample holding operation of the sampling circuit 5, the instantaneous output of the harmonic elimination circuit 13 shows a tendency to be substantially saturated, and a time margin of 95% or more of the final value is considered. Further, the longest pulse width of the commutation command 56 is set to a time (２ / 3 × T seconds) which is ／ times the commutation period (T) when the brushless motor 51 rotates at the highest speed.
This is because the width of the second current increasing region 42 at the time of the highest rotation was set to 1/3 × T by an experiment ((1-1 / 3) × T = 2/3 × T).

【００６７】ところで、前記したように、可変抵抗ＶＲ
３及び抵抗Ｒ１５には、ダイオードＤ４を介して、ＰＷ
Ｍチョッパ制御回路１４の出力電圧がインバータＩａに
より反転されて印加される。よって、チョッパ制御のデ
ューティ比の変化に応じて、その印加電圧の実効値も変
化する。単安定マルチバイブレータＭＭから出力される
転流指令５６のパルス幅は、可変抵抗ＶＲ３及び抵抗Ｒ
１５に印加される電圧値が大きくなると短くなり、逆
に、印加される電圧値が小さくなると長くなる。このた
め、ＰＷＭチョッパ制御回路１４から出力されるパルス
のデューティ比が大きくなって、ブラシレスモータ５１
及び可変抵抗ＶＲ３に印加される電圧の実効値が大きく
なると、ブラシレスモータ５１の回転速度が速くなると
ともに、転流指令５６のパルス幅も短くなる。逆に、Ｐ
ＷＭチョッパ制御回路１４から出力されるパルスのデュ
ーティ比が小さくなって、ブラシレスモータ５１及び可
変抵抗ＶＲ３に印加される電圧の実効値が小さくなる
と、ブラシレスモータ５１の回転速度が遅くなるととも
に、転流指令５６のパルス幅も長くなる。即ち、本転流
指令回路９では、チョッパ制御による可変速運転に追従
して、転流指令５６のパルス幅が（サンプリング回路５
による瞬時出力の抽出タイミングが）、適切な位置に自
動修正されるのである。Incidentally, as described above, the variable resistor VR
3 and a resistor R15 through a diode D4.
The output voltage of the M chopper control circuit 14 is inverted and applied by the inverter Ia. Therefore, the effective value of the applied voltage changes according to the change of the duty ratio of the chopper control. The pulse width of the commutation command 56 output from the monostable multivibrator MM is the variable resistance VR3 and the resistance R
15 becomes shorter as the voltage value applied becomes larger, and conversely becomes longer as the applied voltage value becomes smaller. For this reason, the duty ratio of the pulse output from the PWM chopper control circuit 14 increases, and the brushless motor 51
When the effective value of the voltage applied to the variable resistor VR3 increases, the rotation speed of the brushless motor 51 increases, and the pulse width of the commutation command 56 also decreases. Conversely, P
When the duty ratio of the pulse output from the WM chopper control circuit 14 decreases and the effective value of the voltage applied to the brushless motor 51 and the variable resistor VR3 decreases, the rotation speed of the brushless motor 51 decreases and the commutation occurs. The pulse width of the command 56 also increases. That is, in the commutation command circuit 9, the pulse width of the commutation command 56 is changed according to the variable speed operation by the chopper control (the sampling circuit 5).
Is automatically corrected to an appropriate position.

【００６８】このように、チョッパ制御による可変速運
転に追従して転流指令５６のパルス幅が変化する転流指
令回路９においては、転流指令５６のパルス幅の設定範
囲の自由度が増すので、その設定を容易に行うことがで
きる。なお、転流指令５６のパルス幅は、ブラシレスモ
ータ５１の最速回転時において、その転流周期（Ｔ）の
１／２倍（１／２Ｔ）となるように設定することが最も
好ましい。As described above, in the commutation command circuit 9 in which the pulse width of the commutation command 56 changes following the variable speed operation by the chopper control, the degree of freedom of the setting range of the pulse width of the commutation command 56 increases. Therefore, the setting can be easily performed. It is most preferable that the pulse width of the commutation command 56 be set to be 倍 times (１ ／ T) of the commutation period (T) when the brushless motor 51 rotates at the highest speed.

【００６９】ゼロリセット回路１０は、転流指令回路９
から出力される転流指令５６毎に、高調波除去回路１３
の出力電圧を０ボルトに擬制リセットするための回路で
あり、１０ｋΩの抵抗Ｒ１６と、１８０ｐＦのコンデン
サＣ６と、アナログスイッチＡＳ３とから構成されてい
る。抵抗Ｒ１６の一端は高調波除去回路１３の出力端に
接続され、その抵抗Ｒ１６の他端は、回路接地されたコ
ンデンサＣ６の一端に接続されており、ＲＣローパスフ
ィルタを構成している。このＲＣローパスフィルタによ
り、チョッパ制御に伴って発生する静電移行（誘導）ノ
イズや電磁ノイズの他、高調波除去回路１３で除去しき
れなかった高調波成分が除去される。The zero reset circuit 10 includes a commutation command circuit 9
For each commutation command 56 output from the
Is a circuit for artificially resetting the output voltage to 0 volts, and includes a resistor R16 of 10 kΩ, a capacitor C6 of 180 pF, and an analog switch AS3. One end of the resistor R16 is connected to the output terminal of the harmonic elimination circuit 13, and the other end of the resistor R16 is connected to one end of a capacitor C6 that is grounded to form an RC low-pass filter. This RC low-pass filter removes electrostatic transfer (induction) noise and electromagnetic noise generated by chopper control, as well as harmonic components that cannot be completely removed by the harmonic removal circuit 13.

【００７０】また、抵抗Ｒ１６の他端、即ち、前記した
ＲＣローパスフィルタの出力端は、アナログスイッチＡ
Ｓ３の一方のチャネル端子と、転流指令回路９の１つの
入力端であるコンパレータＣＰ１の非反転入力端とに接
続されている。アナログスイッチＡＳ３の他方のチャネ
ル端子は回路接地されており、また、アナログスイッチ
ＡＳ３のゲートは転流指令回路９の出力端と接続されて
いる。このため転流指令回路９からハイの転流指令５６
が出力されると、その転流指令５６によって、アナログ
スイッチＡＳ３がオンされて、転流指令回路９のコンパ
レータＣＰ１の非反転入力端が回路接地される。即ち、
０ボルトに擬制リセットされるのである。The other end of the resistor R16, that is, the output end of the RC low-pass filter is connected to the analog switch A.
It is connected to one channel terminal of S3 and one input terminal of the commutation command circuit 9 which is a non-inverting input terminal of the comparator CP1. The other channel terminal of the analog switch AS3 is grounded, and the gate of the analog switch AS3 is connected to the output terminal of the commutation command circuit 9. For this reason, the high commutation command 56 from the commutation command circuit 9
Is output, the analog switch AS3 is turned on by the commutation command 56, and the non-inverting input terminal of the comparator CP1 of the commutation command circuit 9 is grounded. That is,
It is reset to 0 volts.

【００７１】計数回路１１は、転流指令回路９から出力
される転流指令５６の立ち上がり毎にカウントされる６
進カウンタＣＴ（ＴＣ４０１７とクリア回路）により構
成されている。カウンタＣＴの入力端ＣＫには、転流指
令回路９の出力端が接続されており、カウンタＣＴの出
力端０〜５は、分配回路１２の各オアゲートＯＲｕ〜Ｏ
Ｒｚに、カウンタＣＴの出力端６〜９は、ダイオードＤ
５〜Ｄ８を介してクリア端子ＣＬＲに、それぞれ接続さ
れている。なお、クリア端子ＣＬＲには、他端が回路接
地されたノイズ防止用のコンデンサＣ７およびプルダウ
ン抵抗Ｒ１７が接続されている。転流指令回路９からカ
ウンタＣＴの入力端ＣＫへ立ち上がり信号が入力される
と、かかる信号の入力毎に、出力端０、出力端１、・・
・、出力端５、出力端０の順に、カウンタＣＴからハイ
信号が出力される。The counting circuit 11 counts each time the commutation command 56 output from the commutation command circuit 9 rises.
It comprises a binary counter CT (TC4017 and clear circuit). The output terminal of the commutation command circuit 9 is connected to the input terminal CK of the counter CT, and the output terminals 0 to 5 of the counter CT are connected to the respective OR gates ORu to Ou of the distribution circuit 12.
The output terminals 6 to 9 of the counter CT are connected to a diode D
The terminals are connected to the clear terminal CLR through 5 to D8, respectively. The clear terminal CLR is connected to a capacitor C7 for noise prevention and a pull-down resistor R17 whose other end is grounded to the circuit. When a rising signal is input from the commutation command circuit 9 to the input terminal CK of the counter CT, the output terminal 0, the output terminal 1,...
A high signal is output from the counter CT in the order of the output terminal 5 and the output terminal 0.

【００７２】分配回路１２は、計数回路１１からの出力
をインバータ回路３へ分配して出力するための回路であ
り、６個のオアゲートＯＲｕ〜ＯＲｚと、３個のインバ
ータＩｕ〜Ｉｗとを備えている。各インバータＩｕ〜Ｉ
ｗは、エミッタ端子を回路接地したオープンコレクタ形
のＮＰＮ形デジタルトランジスタで構成され、高耐圧と
されている。なお、各インバータＩｕ〜Ｉｗを、デジタ
ルトランジスタに代えて、ソース端子を回路接地したＮ
−ＭＯＳ電界効果トランジスタで構成するようにしても
良い。また、必要に応じてフォトカプラなどを用いて構
成しても良い。The distribution circuit 12 is a circuit for distributing and outputting the output from the counting circuit 11 to the inverter circuit 3 and includes six OR gates ORu to ORz and three inverters Iu to Iw. I have. Inverters Iu to I
w is an open collector type NPN type digital transistor whose emitter terminal is grounded to a circuit, and has a high withstand voltage. It should be noted that each of the inverters Iu to Iw is replaced with a digital transistor, and the source terminal is connected to a circuit grounded N.
-It may be constituted by a MOS field effect transistor. Moreover, you may comprise using a photocoupler etc. as needed.

【００７３】分配回路１２のオアゲートＯＲｕの入力端
は、カウンタＣＴの出力端０，１と接続され、その出力
端はインバータＩｕの入力端に接続されている。オアゲ
ートＯＲｖの入力端は、カウンタＣＴの出力端２，３と
接続され、その出力端はインバータＩｖの入力端に接続
されている。オアゲートＯＲｗの入力端は、カウンタＣ
Ｔの出力端４，５と接続され、その出力端はインバータ
Ｉｗの入力端に接続されている。オアゲートＯＲｘの入
力端はカウンタＣＴの出力端３，４と接続され、オアゲ
ートＯＲｙの入力端はカウンタＣＴの出力端５，０と接
続され、更に、オアゲートＯＲｚの入力端はカウンタＣ
Ｔの出力端１，２と接続されている。インバータＩｕ〜
ＩｗおよびオアゲートＯＲｘ〜ＯＲｚの出力端は、イン
バータ回路３の各電界効果トランジスタＱｕ〜Ｑｚのゲ
ート端子に接続された抵抗Ｒ１ｕ〜Ｒ１ｚに接続されて
いる。図６は、かかる分配回路１２の入出力の関係と、
その関係に対応したブラシレスモータ５１の３相（Ｕ
相、Ｖ相、Ｚ相）の電機子巻線に流れる電流方向を示し
ている。The input terminal of the OR gate ORu of the distribution circuit 12 is connected to the output terminals 0 and 1 of the counter CT, and the output terminal is connected to the input terminal of the inverter Iu. The input terminal of the OR gate ORv is connected to the output terminals 2 and 3 of the counter CT, and the output terminal is connected to the input terminal of the inverter Iv. The input terminal of the OR gate ORw is a counter C
It is connected to the output terminals 4 and 5 of T, and its output terminal is connected to the input terminal of the inverter Iw. The input terminal of the OR gate ORx is connected to the output terminals 3 and 4 of the counter CT, the input terminal of the OR gate ORy is connected to the output terminals 5 and 0 of the counter CT, and the input terminal of the OR gate ORz is connected to the counter C
It is connected to the output terminals 1 and 2 of T. Inverter Iu ~
The output terminals of Iw and the OR gates ORx to ORz are connected to resistors R1u to R1z connected to the gate terminals of the field effect transistors Qu to Qz of the inverter circuit 3. FIG. 6 shows the relationship between the input and output of the distribution circuit 12, and
The three phases (U
(Phase, V-phase, Z-phase).

【００７４】ＰＷＭチョッパ制御回路１４は、チョッパ
状の矩形波をインバータ回路３の下アームトランジスタ
Ｑｘ〜Ｑｚへ出力して、ブラシレスモータ５１をチョッ
パ制御するための回路である。ＰＷＭチョッパ制御回路
１４から出力される矩形波のデューティ比を制御するこ
とにより、ブラシレスモータ５１に印加される実効電圧
が制御され、ブラシレスモータ５１の可変速運転が行わ
れるのである。The PWM chopper control circuit 14 is a circuit for outputting a chopper-shaped rectangular wave to the lower arm transistors Qx to Qz of the inverter circuit 3 to control the brushless motor 51 chopper. By controlling the duty ratio of the rectangular wave output from the PWM chopper control circuit 14, the effective voltage applied to the brushless motor 51 is controlled, and the variable speed operation of the brushless motor 51 is performed.

【００７５】このＰＷＭチョッパ制御回路１４は、コン
パレータＣＰ２を備えており、そのコンパレータＣＰ２
の非反転入力端には、１００ｋΩの抵抗Ｒ１９と、２２
０ｋΩの抵抗Ｒ２０と、ダイオードＤ９のアノードとが
接続されている。抵抗Ｒ２０の他端は回路接地され、抵
抗Ｒ１９の他端は、補助電源回路２の１０ボルト出力に
接続されている。また、ダイオードＤ９のカソードは、
他端が補助電源回路２の１０ボルト出力に接続された１
ｋΩの抵抗Ｒ１８と、コンパレータＣＰ２の出力端と、
８２ｋΩの抵抗Ｒ２１と、ダイオードＤ１０のカソード
とに接続されている。抵抗Ｒ２１の他端及びダイオード
Ｄ１０のアノードは、回路接地された１８０ｐＦのコン
デンサＣ８、及び、コンパレータＣＰ２の反転入力端に
接続されている。The PWM chopper control circuit 14 has a comparator CP2, and the comparator CP2
Are connected to a non-inverting input terminal of a resistor R19 of 100 kΩ and 22
The resistor R20 of 0 kΩ and the anode of the diode D9 are connected. The other end of the resistor R20 is grounded, and the other end of the resistor R19 is connected to the 10 volt output of the auxiliary power supply circuit 2. The cathode of the diode D9 is
1 whose other end is connected to the 10 volt output of the auxiliary power supply circuit 2
a resistor R18 of kΩ, an output terminal of the comparator CP2,
It is connected to a resistor R21 of 82 kΩ and a cathode of a diode D10. The other end of the resistor R21 and the anode of the diode D10 are connected to a capacitor C8 of 180 pF grounded to the circuit and an inverting input terminal of the comparator CP2.

【００７６】コンパレータＣＰ２の反転入力端は、この
他に、コンパレータＣＰ３の非反転入力端に接続されて
いる。一方、コンパレータＣＰ３の反転入力端は、マイ
ナス側端子が回路接地された１０μＦの電解コンデンサ
Ｃ９のプラス側端子と、１０ｋΩの抵抗Ｒ２２に接続さ
れている。抵抗Ｒ２２の他端は、５ｋΩの可変抵抗ＶＲ
４の摺動子に接続され、可変抵抗ＶＲ４の一端は、他端
が補助電源回路２の１０ボルト出力に接続された２．２
ｋΩの抵抗Ｒ２３に接続され、その他端は、回路接地さ
れた５６０Ωの抵抗Ｒ２４に接続されている。The inverting input terminal of the comparator CP2 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator CP3. On the other hand, the inverting input terminal of the comparator CP3 is connected to the plus terminal of a 10 μF electrolytic capacitor C9 whose minus terminal is grounded and a resistor R22 of 10 kΩ. The other end of the resistor R22 is a variable resistor VR of 5 kΩ.
2.2, one end of the variable resistor VR4 is connected to the 10 volt output of the auxiliary power supply circuit 2 at one end of the variable resistor VR4.
The other end is connected to a kΩ resistor R23 and the other end is connected to a circuit grounded 560Ω resistor R24.

【００７７】更に、コンパレータＣＰ３の出力端は、１
ｋΩのプルアップ抵抗Ｒ２５を介して補助電源回路２の
１０ボルト出力に接続されるとともに、ＰＷＭチョッパ
制御回路１４の出力端として、インバータＩａ，Ｉｘ〜
Ｉｚの入力端と、始動補償回路７の入力端とに接続され
ている。Further, the output terminal of the comparator CP3 is 1
It is connected to a 10-volt output of the auxiliary power supply circuit 2 via a pull-up resistor R25 of kΩ, and serves as an output terminal of the PWM chopper control circuit 14 as an inverter Ia, Ix to
The input terminal of Iz and the input terminal of the starting compensation circuit 7 are connected.

【００７８】このＰＷＭチョッパ制御回路１４からは、
約２０ｋＨｚの矩形波が出力される。その矩形波のデュ
ーティ比は、可変抵抗ＶＲ４の摺動子位置を変更するこ
とにより、変更される。なお、可変抵抗ＶＲ４の摺動子
位置が急変された場合、コンデンサＣ９の作用によっ
て、ＰＷＭチョッパ制御回路１４から出力される矩形波
のデューティ比は、急変することなく、徐々に変更され
ていく。従って、かかる摺動子位置の急変時において
も、ブラシレスモータ５１の回転速度は徐々に変更さ
れ、円滑に駆動される。From the PWM chopper control circuit 14,
A rectangular wave of about 20 kHz is output. The duty ratio of the rectangular wave is changed by changing the position of the slider of the variable resistor VR4. When the position of the slider of the variable resistor VR4 is suddenly changed, the duty ratio of the rectangular wave output from the PWM chopper control circuit 14 is gradually changed by the operation of the capacitor C9 without sudden change. Therefore, even at the time of such a sudden change in the slider position, the rotation speed of the brushless motor 51 is gradually changed, and the brushless motor 51 is driven smoothly.

【００７９】次に、上記のように構成されたブラシレス
モータ駆動回路１の動作を説明する。直流電源５０から
３０ボルトの直流電圧が印加されると、補助電源回路２
から各回路へ１０ボルトの安定化した電圧が供給され
る。補助電源回路２から１０ボルトの駆動電圧をうけた
計数回路１１は、出力端０〜５から例えば「１００００
０」の信号を、分配回路１２に対して出力する。これを
うけた分配回路１２は、「ｕｖｗｘｙｚ」の出力として
「０１１０１０」をインバータ回路３へ出力する（図６
参照）。インバータ回路３では、かかる信号により、上
アームトランジスタＱｕがオンされるとともに、下アー
ムトランジスタＱｙがＰＷＭチョッパ制御回路１４から
出力されるチョッパ状の矩形波に基づいてオンオフされ
る。この結果、ブラシレスモータ５１の電機子巻線のＵ
相からＶ相へ電機子電流が流れ、ブラシレスモータ５１
の駆動が開始される。なお、この電機子電流は、下アー
ムトランジスタＱｙがオンの時に増加し、オフの時に減
少する略三角波状の脈動（高調波成分）を伴ったものと
なる。Next, the operation of the brushless motor drive circuit 1 configured as described above will be described. When a DC voltage of 30 volts is applied from the DC power supply 50, the auxiliary power supply circuit 2
Supplies a stabilized voltage of 10 volts to each circuit. The counting circuit 11 receiving the driving voltage of 10 volts from the auxiliary power supply circuit 2 outputs, for example, “10000” from the output terminals 0 to 5.
A signal “0” is output to the distribution circuit 12. Upon receiving this, the distribution circuit 12 outputs “011010” to the inverter circuit 3 as the output of “uvwxyz” (FIG. 6).
reference). In the inverter circuit 3, the upper arm transistor Qu is turned on by such a signal, and the lower arm transistor Qy is turned on and off based on the chopper-shaped rectangular wave output from the PWM chopper control circuit 14. As a result, U of the armature winding of the brushless motor 51
The armature current flows from the phase to the V phase, and the brushless motor 51
Is started. The armature current is accompanied by a substantially triangular pulsation (harmonic component) that increases when the lower arm transistor Qy is on and decreases when the lower arm transistor Qy is off.

【００８０】ブラシレスモータ５１に流された電機子電
流は、電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓによって検出
され、電圧変換されて、高調波除去回路１３へ出力され
る。この電流検出回路４の出力電圧は、高調波除去回路
１３によって、ＰＷＭチョッパ制御回路１４の出力に同
期して、インバータ回路３の下アームトランジスタＱｙ
がオンされている間に、コンデンサＣ１に記憶される。
このようにチョッパ制御に同期して電流検出回路４の出
力電圧を記憶することにより、チョッパ制御による高調
波成分が除去される。コンデンサＣ１に記憶された電流
検出回路４の出力電圧は、略５．７倍に増幅されて、抵
抗Ｒ１６及びコンデンサＣ６で構成されるＲＣローパス
フィルタを介して、転流指令回路９のコンパレータＣＰ
１の非反転入力端へ出力される。The armature current flowing through the brushless motor 51 is detected by the shunt resistor Rs of the current detection circuit 4, converted into a voltage, and output to the harmonic elimination circuit 13. The output voltage of the current detection circuit 4 is synchronized with the output of the PWM chopper control circuit 14 by the harmonic elimination circuit 13 and the lower arm transistor Qy of the inverter circuit 3.
Is stored in the capacitor C1 while is turned on.
By storing the output voltage of the current detection circuit 4 in synchronization with the chopper control in this way, harmonic components due to the chopper control are removed. The output voltage of the current detection circuit 4 stored in the capacitor C1 is amplified by a factor of about 5.7, and passed through an RC low-pass filter including a resistor R16 and a capacitor C6.
1 is output to the non-inverting input terminal.

【００８１】一方、始動補償回路７では、ＰＷＭチョッ
パ制御回路１４から出力される矩形波のロウのデューテ
ィ比が所定値以上（例えば、３％以上）に達すると（図
４（ｂ）Ｂ）、トランジスタＱ１がオンされる（図４
（ｄ）Ｂ）。このトランジスタＱ１のオンにより、コン
デンサＣ４及び抵抗Ｒ１３より構成される微分回路が作
動し、１０ボルト弱の電圧値から徐々に下降する微分パ
ルス状の電圧が優先回路８へ出力される（図４（ｅ）
Ｂ）。On the other hand, in the starting compensation circuit 7, when the duty ratio of the row of the rectangular wave output from the PWM chopper control circuit 14 reaches a predetermined value or more (for example, 3% or more) (FIG. 4B), The transistor Q1 is turned on (FIG. 4
(D) B). When the transistor Q1 is turned on, a differentiating circuit constituted by the capacitor C4 and the resistor R13 operates, and a differential pulse-like voltage gradually falling from a voltage value of slightly less than 10 volts is output to the priority circuit 8 (FIG. e)
B).

【００８２】優先回路８へは、始動補償回路７の出力の
他に、増幅回路６により増幅されたサンプリング回路５
の電圧も出力される。しかし、転流指令が未だ１度も発
せられていない状態では、サンプリング回路５のサンプ
ル動作は行われておらず、出力電圧は０ボルトであるの
で、優先回路８によって、始動補償回路７の出力が、サ
ンプリング回路５の出力より優先され、転流指令回路９
のコンパレータＣＰ１の反転入力端へ出力される。To the priority circuit 8, in addition to the output of the starting compensation circuit 7, the sampling circuit 5 amplified by the amplification circuit 6
Is also output. However, in the state where the commutation command has not yet been issued, the sampling operation of the sampling circuit 5 is not performed, and the output voltage is 0 volt. Is given priority over the output of the sampling circuit 5, and the commutation command circuit 9
To the inverting input terminal of the comparator CP1.

【００８３】転流指令回路９では、コンパレータＣＰ１
により、高調波除去回路１３の出力電圧と、優先回路８
を介して出力された始動補償回路７の出力電圧とが比較
される。比較の結果、高調波除去回路１３の出力電圧が
始動補償回路７の出力電圧より大きくなるまで、転流指
令５６の出力が待機される。この転流指令５６の出力が
待機される間、電機子巻線の同じ相（例えば、Ｕ相から
Ｖ相）への通電が継続されるので、ブラシレスモータ５
１へ始動トルクを発生させるために充分な電機子電流が
供給され、ブラシレスモータ５１の界磁回転子が徐々に
回転を開始する。In the commutation command circuit 9, the comparator CP1
Thus, the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 and the priority circuit 8
Is compared with the output voltage of the starting compensation circuit 7 output through As a result of the comparison, the output of the commutation command 56 is on standby until the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 becomes higher than the output voltage of the starting compensation circuit 7. While the commutation command 56 is on standby, energization to the same phase (for example, U-phase to V-phase) of the armature winding is continued.
1 is supplied with a sufficient armature current to generate a starting torque, and the field rotor of the brushless motor 51 gradually starts rotating.

【００８４】界磁の回転にともなって、ブラシレスモー
タ５１の電機子電流の値は変化する。電機子電流値の変
化は、電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓによって検出
され、ＰＷＭチョッパ制御回路１４の出力に同期して、
高調波除去回路１３に記憶される。記憶された電流検出
回路４の出力電圧は、高調波除去回路１３内にて略５．
７倍に増幅され、ゼロリセット回路１０を介して転流指
令回路９のコンパレータＣＰ１の非反転入力端へ出力さ
れる。この結果、高調波除去回路１３の出力電圧が始動
補償回路７の出力電圧より大となると、転流指令回路９
のコンパレータＣＰ１からハイ信号５５が出力され、単
安定マルチバイブレータＭＭからワンショットの転流指
令５６が計数回路１１へ出力される。The value of the armature current of the brushless motor 51 changes with the rotation of the field. The change in the armature current value is detected by the shunt resistor Rs of the current detection circuit 4, and synchronized with the output of the PWM chopper control circuit 14,
It is stored in the harmonic elimination circuit 13. The stored output voltage of the current detection circuit 4 is approximately 5.
It is amplified by a factor of seven and output to the non-inverting input terminal of the comparator CP1 of the commutation command circuit 9 via the zero reset circuit 10. As a result, when the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 becomes higher than the output voltage of the starting compensation circuit 7, the commutation command circuit 9
A high signal 55 is output from the comparator CP1 of the above, and a one-shot commutation command 56 is output to the counting circuit 11 from the monostable multivibrator MM.

【００８５】転流指令５６を入力した計数回路１１のカ
ウンタＣＴは、転流指令５６のパルスの立ち上がりに応
動して出力端０〜５の出力状態を更新し、分配回路１２
へ出力する。例えば、転流指令前の出力端０〜５の出力
状態が「１０００００」であれば、転流指令５６によっ
て、「０１００００」に更新される（図６参照）。この
結果、分配回路１２の「ｕｖｗｘｙｚ」の各出力は「０
１１００１」となり、インバータ回路３のオンされてい
た電界効果トランジスタＱｕ，Ｑｙに代わって、電界効
果トランジスタＱｕ，Ｑｚがオンされ、Ｕ相からＶ相へ
流されていたブラシレスモータ５１の電機子電流がＵ相
からＷ相へ転流される。The counter CT of the counting circuit 11 to which the commutation command 56 has been input updates the output state of the output terminals 0 to 5 in response to the rise of the pulse of the commutation command 56, and
Output to For example, if the output state of the output terminals 0 to 5 before the commutation command is “100000”, it is updated to “010000” by the commutation command 56 (see FIG. 6). As a result, each output of “uvwxyz” of the distribution circuit 12 becomes “0”.
11001 ", and the field effect transistors Qu and Qz are turned on in place of the field effect transistors Qu and Qy that were turned on in the inverter circuit 3, and the armature current of the brushless motor 51 flowing from the U phase to the V phase is reduced. It is commutated from the U phase to the W phase.

【００８６】一方、転流指令回路９から出力される転流
指令５６は、計数回路１１のみならず、サンプリング回
路５及びゼロリセット回路１０へも出力され、両回路
５，１０のアナログスイッチＡＳ２，ＡＳ３をオンさせ
る。On the other hand, the commutation command 56 output from the commutation command circuit 9 is output not only to the counting circuit 11 but also to the sampling circuit 5 and the zero reset circuit 10, and the analog switches AS2 and Turn on AS3.

【００８７】ゼロリセット回路１０のアナログスイッチ
ＡＳ３がオンされると、高調波除去回路１３の出力電圧
が０ボルトに擬制リセットされる。これによりコンパレ
ータＣＰ１の非反転入力端への出力電圧が、その反転入
力端への出力電圧より確実に低くされるので、転流指令
回路９のコンパレータＣＰ１の出力がハイからロウに切
り替えられ、単一パルス５５を生じる（図３（ｆ））。
よって、前記単一パルス５５に応動した転流指令回路９
の単安定マルチバイブレータＭＭは、ＰＷＭチョッパ制
御回路１４のロウ出力のデューティ比と、可変抵抗ＶＲ
３、抵抗Ｒ１５及びコンデンサＣ５で定まる所定時間が
経過すると、その出力をハイからロウへ切り替えて、次
の転流指令５６の発生待機状態へ移行する。When the analog switch AS3 of the zero reset circuit 10 is turned on, the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 is reset to 0 volt. This ensures that the output voltage of the comparator CP1 to the non-inverting input terminal is lower than the output voltage to the inverting input terminal, so that the output of the comparator CP1 of the commutation command circuit 9 is switched from high to low, A pulse 55 is generated (FIG. 3 (f)).
Therefore, the commutation command circuit 9 responding to the single pulse 55
The monostable multivibrator MM includes a duty ratio of a low output of the PWM chopper control circuit 14 and a variable resistor VR.
3. When a predetermined time determined by the resistor R15 and the capacitor C5 elapses, the output is switched from high to low, and the state shifts to a state in which the next commutation command 56 is generated.

【００８８】一方、サンプリング回路５は、転流指令５
６によりアナログスイッチＡＳ２がオンされると、高調
波除去回路１３の出力端と接続され、その高調波除去回
路１３の出力電圧が、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ２で構
成されるＲＣローパスフィルタを介して、コンデンサＣ
２に入力される。この状態から転流指令５６がハイから
ロウへ切り替わると、アナログスイッチＡＳ２がオフさ
れるが、このオフ直前における高調波除去回路１３の電
圧値（瞬時出力）が、コンデンサＣ２に記憶される。記
憶された電圧値（瞬時出力）は、増幅回路６により略
１．４倍に増幅され、優先回路８へ出力される。なお、
前記したように、転流指令５６は、第１及び第２の電流
増加領域４１，４２の中間領域でハイからロウへ切り替
わるので、その中間領域における電流検出回路４の瞬時
出力が、高調波除去回路１３を介して、サンプリング回
路５により抽出されるのである。On the other hand, the sampling circuit 5
6, when the analog switch AS2 is turned on, the analog switch AS2 is connected to the output terminal of the harmonic elimination circuit 13, and the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 is passed through an RC low-pass filter including a resistor R7 and a capacitor C2. Capacitor C
2 is input. When the commutation command 56 switches from high to low from this state, the analog switch AS2 is turned off. The voltage value (instantaneous output) of the harmonic elimination circuit 13 immediately before the turning off is stored in the capacitor C2. The stored voltage value (instantaneous output) is amplified by about 1.4 times by the amplifier circuit 6 and output to the priority circuit 8. In addition,
As described above, the commutation command 56 is switched from high to low in the intermediate region between the first and second current increasing regions 41 and 42, so that the instantaneous output of the current detection circuit 4 in the intermediate region becomes higher than harmonic removal. It is extracted by the sampling circuit 5 via the circuit 13.

【００８９】ところで、図４（ｅ）Ｂに図示するよう
に、始動補償回路７の出力電圧は、１０ボルト弱の電圧
値から時間の経過とともに負の勾配を有して徐々に逓減
する。一方、サンプリング回路５の出力電圧は、電流検
出回路４によって検出された電機子電流の瞬時値である
ので、ブラシレスモータ５１の始動後徐々に（段階的
に）上昇していく。このため増幅されたサンプリング回
路５の出力電圧は、電機子電流の通電開始後、時間の経
過とともに徐々に離散的に上昇する。By the way, as shown in FIG. 4E, the output voltage of the start-up compensation circuit 7 gradually decreases with a lapse of time from a voltage value of slightly less than 10 volts with a negative gradient. On the other hand, since the output voltage of the sampling circuit 5 is the instantaneous value of the armature current detected by the current detection circuit 4, the output voltage gradually (stepwise) increases after the start of the brushless motor 51. For this reason, the amplified output voltage of the sampling circuit 5 gradually increases discretely with the lapse of time after the start of the passage of the armature current.

【００９０】優先回路８は、この増幅されたサンプリン
グ回路５の出力電圧と、始動補償回路７の出力電圧との
うち、大きい方の出力電圧を転流指令回路９へ出力する
ので、優先回路８の出力は、ある時点を境にして、始動
補償回路７の出力電圧から、増幅されたサンプリング回
路５の出力電圧へと切り替わる。そして、この切替以降
は、増幅されたサンプリング回路５の出力電圧が、優先
回路８の出力電圧（即ち、転流目標電圧）として、継続
して転流指令回路９へ出力されるのである。The priority circuit 8 outputs the greater of the amplified output voltage of the sampling circuit 5 and the output voltage of the starting compensation circuit 7 to the commutation command circuit 9, so that the priority circuit 8 Is switched from the output voltage of the starting compensation circuit 7 to the amplified output voltage of the sampling circuit 5 at a certain point in time. After this switching, the amplified output voltage of the sampling circuit 5 is continuously output to the commutation command circuit 9 as the output voltage of the priority circuit 8 (that is, the commutation target voltage).

【００９１】転流指令回路９のコンパレータＣＰ１は、
高調波除去回路１３の出力電圧がサンプリング回路５の
出力電圧の１．４倍以上となると、単安定マルチバイブ
レータＭＭへハイ信号５５を出力する（図３（ｆ））。
その結果、転流指令回路９からワンショットの転流指令
５６が計数回路１１（及び、サンプリング回路５、ゼロ
リセット回路１０）へ出力され（図３（ｇ））、計数回
路１１、分配回路１２及びインバータ回路３によって、
ブラシレスモータ５１の転流が行われる。The comparator CP1 of the commutation command circuit 9
When the output voltage of the harmonic elimination circuit 13 becomes 1.4 times or more the output voltage of the sampling circuit 5, a high signal 55 is output to the monostable multivibrator MM (FIG. 3 (f)).
As a result, the one-shot commutation command 56 is output from the commutation command circuit 9 to the counting circuit 11 (and the sampling circuit 5 and the zero reset circuit 10) (FIG. 3 (g)), and the counting circuit 11, the distribution circuit 12 And the inverter circuit 3
The commutation of the brushless motor 51 is performed.

【００９２】以上説明したように、ブラシレスモータ５
１の電機子電流が、サンプリング回路５により保持され
た瞬時値の１．４倍以上となると、転流指令５６が出力
される。サンプリング回路５による抽出は、第１及び第
２の電流増加領域４１，４２の中間の領域で行われるの
で、転流指令５６は第２の電流増加領域４２において出
力され、この領域４２でブラシレスモータ５１の転流が
行われる。よって、このブラシレスモータ駆動回路１に
より、ホール素子やシャフトエンコーダなどの回転子磁
極位置センサを用いることなく、ブラシレスモータ５１
を円滑に駆動することができる。As described above, the brushless motor 5
When the armature current 1 becomes 1.4 times or more the instantaneous value held by the sampling circuit 5, a commutation command 56 is output. Since the extraction by the sampling circuit 5 is performed in the area between the first and second current increasing areas 41 and 42, the commutation command 56 is output in the second current increasing area 42, and the brushless motor 51 commutation is performed. Therefore, the brushless motor drive circuit 1 allows the brushless motor 51 to be used without using a rotor magnetic pole position sensor such as a Hall element or a shaft encoder.
Can be driven smoothly.

【００９３】特に、本実施例のモータ駆動回路１では、
チョッパ制御に伴う高調波成分は、ローパスフィルタに
より平均化して除去するのではなく、高調波除去回路１
３をチョッパ制御に同期して動作させることにより除去
している。よって、チョッパ制御のデューティ比が小さ
い場合にも、電機子電流を通常の大きさに保ったまま検
出することができる。従って、デューティ比の小さい低
速運転時においても、適切なタイミングで転流動作を行
わせることができるので、デューティ比が３％〜１００
％の全域において、ブラシレスモータ５１を可変速運転
させることができる。In particular, in the motor drive circuit 1 of this embodiment,
Harmonic components associated with chopper control are not averaged and removed by a low-pass filter, but are removed by a harmonic removing circuit 1.
3 is removed by operating in synchronization with the chopper control. Therefore, even when the duty ratio of the chopper control is small, it is possible to detect the armature current while keeping it at a normal level. Therefore, even during low-speed operation with a small duty ratio, the commutation operation can be performed at an appropriate timing, so that the duty ratio is 3% to 100%.
%, The brushless motor 51 can be operated at a variable speed.

【００９４】また、電流検出回路４の瞬時出力をサンプ
リング回路５により抽出し、その瞬時値に基づいて転流
動作を行うようにしているので、負荷トルクの急変時に
も、転流タイミングが迅速に調節され、適切な転流動作
を行うことができる。Further, since the instantaneous output of the current detection circuit 4 is extracted by the sampling circuit 5 and the commutation operation is performed based on the instantaneous value, the commutation timing can be quickly increased even when the load torque changes suddenly. Adjusted and appropriate commutation can be performed.

【００９５】更に、本モータ駆動回路１では、負荷トル
クの変動によるブラシレスモータ５１の加減速現象に対
しても、転流タイミングの自己修復作用を備えているの
で、モータ５１の回転とインバータ回路３による出力周
波数の同期状態が、自己修復されるのである。Further, the motor drive circuit 1 has a self-restoring effect on the commutation timing even with respect to the acceleration / deceleration phenomenon of the brushless motor 51 due to the fluctuation of the load torque. The self-healing of the synchronization of the output frequency due to.

【００９６】例えば、負荷トルクが大きくなると、ブラ
シレスモータ５１の回転速度は遅くなるが、この回転速
度の遅れに伴って、サンプリング回路５の抽出時期が、
電機子電流波形に対して通常よりも速くなる。すると、
サンプリング回路５は、第１の電流増加領域４１に近い
領域の電機子電流値を抽出する。図１（ｂ）に示すよう
に、電機子電流の波形は中央部で最小となり、その前後
では増加傾向を示すため、通常の抽出値より大きな値が
抽出される。このため転流指令が発生されるべき電機子
電流値が上昇し、転流指令の発生タイミングが通常より
も遅くなる。転流指令５６の発生タイミングが、第２の
電流増加領域４２の終端側へ移行するからである。ま
た、モータの回転速度の低下に伴う速度起電力の低下に
より電機子巻線に印加される実効の電圧が増加するた
め、電機子電流も増加して、この現象が電流検出回路４
（高調波除去回路１３）及びサンプリング回路５を介し
てフィードバックされるため、転流指令５６の発生タイ
ミングはモータの回転速度に追従して、常に適正な位置
に修復される。よって、１ブロックの通電時間が長くな
り、ブラシレスモータ５１へ供給される電流が増加し、
トルクが増加するので、ブラシレスモータ５１の減速傾
向が抑制され、モータの回転とインバータ回路３による
出力周波数の同期関係が適正に自己修復されるのであ
る。For example, when the load torque increases, the rotation speed of the brushless motor 51 decreases. However, with the delay of the rotation speed, the sampling timing of the sampling circuit 5 becomes
It becomes faster than usual for the armature current waveform. Then
The sampling circuit 5 extracts an armature current value in a region near the first current increasing region 41. As shown in FIG. 1B, the waveform of the armature current becomes minimum at the center and shows an increasing tendency before and after that, so that a value larger than a normal extracted value is extracted. For this reason, the armature current value at which the commutation command is to be generated increases, and the generation timing of the commutation command is later than usual. This is because the generation timing of the commutation command 56 shifts to the end side of the second current increase region 42. In addition, since the effective voltage applied to the armature winding increases due to a decrease in the speed electromotive force accompanying a decrease in the rotation speed of the motor, the armature current also increases, and this phenomenon occurs.
Since the feedback is made via the (harmonics removing circuit 13) and the sampling circuit 5, the generation timing of the commutation command 56 follows the rotational speed of the motor and is always restored to an appropriate position. Therefore, the energization time of one block becomes longer, and the current supplied to the brushless motor 51 increases,
Since the torque increases, the tendency of the brushless motor 51 to decelerate is suppressed, and the synchronous relationship between the rotation of the motor and the output frequency by the inverter circuit 3 is properly self-repaired.

【００９７】一方、負荷トルクが小さくなると、ブラシ
レスモータ５１の回転速度が速くなるので、サンプリン
グ回路５の抽出時期が、電機子電流波形に対して通常よ
りも遅くなる。すると、サンプリング回路５は、第２の
電流増加領域４２に近い領域の電機子電流値を抽出する
ので、通常の抽出値より大きな値が抽出される。このた
め転流指令５６が発生される電機子電流値が上昇し、転
流指令５６の発生タイミングが通常よりも遅くなる。す
ると、負荷トルクの減少により速く回転しようとするブ
ラシレスモータ５１に対して、転流動作が遅れ気味に推
移し、結果的に、ブラシレスモータ５１の回転にブレー
キがかけられることになり、モータ５１の回転上昇が抑
制されて、モータの回転とインバータ回路３による出力
周波数の同期関係が適正に自己修復されるのである。そ
の後、回転速度の増加に伴う速度起電力の増加により、
電機子巻線に印加される実効の電圧が減少するため、電
機子電流も減少傾向をたどり、この現象が電流検出回路
４（高調波除去回路１３）及びサンプリング回路５を介
してフィードバックされ、転流タイミングは適正な位置
に修復される。On the other hand, when the load torque decreases, the rotation speed of the brushless motor 51 increases, so that the sampling timing of the sampling circuit 5 becomes later than usual with respect to the armature current waveform. Then, the sampling circuit 5 extracts an armature current value in a region close to the second current increasing region 42, so that a value larger than a normal extracted value is extracted. Therefore, the armature current value at which the commutation command 56 is generated increases, and the generation timing of the commutation command 56 becomes later than usual. Then, the commutation operation is slightly delayed with respect to the brushless motor 51 that is going to rotate faster due to the decrease in the load torque, and as a result, the rotation of the brushless motor 51 is braked, and The increase in rotation is suppressed, and the synchronous relationship between the rotation of the motor and the output frequency by the inverter circuit 3 is properly and self-repaired. After that, due to the increase of the speed electromotive force with the increase of the rotation speed,
Since the effective voltage applied to the armature winding decreases, the armature current also follows a decreasing trend, and this phenomenon is fed back via the current detection circuit 4 (harmonic elimination circuit 13) and the sampling circuit 5, and The flow timing is restored to the proper position.

【００９８】次に、図面を参照して、前記した実施例の
変形例を説明する。なお、前記した実施例と同一の部分
には同一の番号を付し、その説明は省略する。Next, a modification of the above embodiment will be described with reference to the drawings. The same parts as those in the above-described embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【００９９】まず、図７を参照して、インバータＩｘ〜
Ｉｚで構成されるチョッパドライバの変形例を説明す
る。図７に図示するチョッパドライバは、３つのインバ
ータＩｘ〜Ｉｚに代えて、１つのインバータ（ＮＰＮ形
デジタルトランジスタ）Ｉｂと、３つのダイオードＤ１
５，Ｄ１６，Ｄ１７とで構成されており、回路の低コス
ト化が図られている。インバータＩｂの出力端は、３つ
のダイオードＤ１５〜Ｄ１７のカソードに接続されてお
り、各ダイオードＤ１５〜Ｄ１７のアノードは、それぞ
れ下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚのゲート端子に接続
されている。インバータＩｂの入力端は、ＰＷＭチョッ
パ制御回路１４の出力端に接続されているので、ＰＷＭ
チョッパ制御回路１４からチョッパパルスが出力される
と、その出力に同期して、分配回路１２によりオンされ
ている下アームトランジスタＱｘ〜Ｑｚがチョッパ制御
されるのである。First, referring to FIG.
A modified example of the chopper driver composed of Iz will be described. The chopper driver shown in FIG. 7 includes one inverter (NPN digital transistor) Ib and three diodes D1 instead of the three inverters Ix to Iz.
5, D16, and D17 to reduce the cost of the circuit. The output terminal of the inverter Ib is connected to the cathodes of the three diodes D15 to D17, and the anodes of the diodes D15 to D17 are connected to the gate terminals of the lower arm transistors Qx to Qz, respectively. Since the input terminal of the inverter Ib is connected to the output terminal of the PWM chopper control circuit 14, PWM
When a chopper pulse is output from the chopper control circuit 14, the lower arm transistors Qx to Qz turned on by the distribution circuit 12 are chopper-controlled in synchronization with the output.

【０１００】図８及び図９に、分配回路の変形例を図示
する。従来は、従来技術の欄で説明したように、回転中
のモータの電機子巻線に生じる速度起電力と界磁の位置
の相関に着目して、該速度起電力によりモータの転流タ
イミングを決定していたので、ブラシレスモータ５１の
３相の電機子巻線を１８０度通電することはできなかっ
た。しかし、本実施例のブラシレスモータ駆動回路１
は、電機子電流の変化に着目して、ブラシレスモータ５
１をセンサレス駆動しているので、１８０度通電するこ
とが可能である。前記した実施例の１２０度通電に代え
て、１８０度通電を行うことにより、モータの回転速度
及び出力を向上することができる。FIGS. 8 and 9 show modifications of the distribution circuit. Conventionally, as described in the section of the prior art, focusing on the correlation between the speed electromotive force generated in the armature winding of the rotating motor and the position of the field, the commutation timing of the motor is determined by the speed electromotive force. Since it was determined, the three-phase armature winding of the brushless motor 51 could not be energized by 180 degrees. However, the brushless motor drive circuit 1 of the present embodiment
Focuses on the change in the armature current, and
Since the sensor 1 is driven sensorlessly, it is possible to energize 180 degrees. By performing the 180-degree energization instead of the 120-degree energization of the above-described embodiment, the rotation speed and output of the motor can be improved.

【０１０１】そこで、図８に、１８０度通電を行う場合
の分配回路３０の回路図を示すとともに、図９に、その
分配回路３０の各出力時におけるブラシレスモータ５１
の電機子巻線に流れる電流方向の関係を示す。なお、図
８の分配回路３０における各抵抗の抵抗値は、いずれも
１０ｋΩであり、各コンデンサの容量は、いずれも１０
００ｐＦである。また、分配回路は、１２０度通電、若
しくは、１８０度通電に固定されるのではなく、ブラシ
レスモータ５１の駆動状況に合わせて、分配回路の出力
を１２０度通電と１８０度通電とで切り替えられるよう
にしても良い。FIG. 8 shows a circuit diagram of the distribution circuit 30 in the case where 180-degree current is supplied, and FIG. 9 shows the brushless motor 51 at each output of the distribution circuit 30.
3 shows the relationship of the direction of the current flowing through the armature winding of FIG. The resistance value of each resistor in the distribution circuit 30 of FIG. 8 is 10 kΩ, and the capacitance of each capacitor is 10 kΩ.
00 pF. In addition, the distribution circuit is not fixed to 120-degree conduction or 180-degree conduction, but the output of the distribution circuit can be switched between 120-degree conduction and 180-degree conduction in accordance with the driving state of the brushless motor 51. You may do it.

【０１０２】更に、図１０から図１３に、ブラシレスモ
ータ駆動回路の変形例を図示する。なお、各図中、図２
のブラシレスモータ駆動回路１と異なる部分のみについ
て抵抗値及びコンデンサ容量等を記載している。Further, FIGS. 10 to 13 show modified examples of the brushless motor drive circuit. In each figure, FIG.
Only the portions different from the brushless motor drive circuit 1 are described with respect to the resistance value and the capacitance of the capacitor.

【０１０３】以上、実施例に基づき本発明を説明した
が、本発明は上記実施例に何ら限定されるものではな
く、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良変形
が可能であることは容易に推察できるものである。Although the present invention has been described based on the embodiments, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various improvements and modifications can be made without departing from the spirit of the present invention. Can easily be inferred.

【０１０４】例えば、本実施例のブラシレスモータ駆動
回路１では、電流検出回路４を構成するシャント抵抗Ｒ
ｓは、ＤＣリンクのグランド側ラインに挿入され、１個
のシャント抵抗Ｒｓにより３相全ての電機子電流を検出
するようにしている。しかし、電機子電流を検出できる
電流検出回路であれば、ＤＣリンクのグランド側ライン
以外の他の位置に設けるようにしても良い。また、３相
の電機子電流を個別に検出するように、３個の電流検出
回路をそれぞれ別個に設けるようにしても良い。For example, in the brushless motor drive circuit 1 of this embodiment, the shunt resistor R
s is inserted into the ground line of the DC link so that one shunt resistor Rs detects all three-phase armature currents. However, as long as the current detection circuit can detect the armature current, it may be provided at a position other than the ground line of the DC link. Further, three current detection circuits may be separately provided so as to individually detect three-phase armature currents.

【０１０５】また、サンプリング回路５による高調波除
去回路１３の瞬時出力の検出は、負荷トルクの急変に迅
速に対応するため、各転流指令毎に行われた。しかし、
必ずしもこれに限られるものではなく、複数回の転流指
令毎に１回ずつ、高調波除去回路１３の瞬時出力の検出
を行うようにしても良い。本実施例のように、３相の電
機子巻線を備えたブラシレスモータ５１では、３回また
は６回の転流指令毎に１回ずつ、かかる検出を行うよう
にしても良い。The detection of the instantaneous output of the harmonic elimination circuit 13 by the sampling circuit 5 was performed for each commutation command in order to quickly respond to a sudden change in load torque. But,
The present invention is not limited to this, and the instantaneous output of the harmonic elimination circuit 13 may be detected once for each of a plurality of commutation commands. In the brushless motor 51 provided with the three-phase armature winding as in the present embodiment, such detection may be performed once every three or six commutation instructions.

【０１０６】更に、サンプリング回路５の出力は、増幅
回路６によって略１．４倍に増幅されたが、この増幅倍
率は、電機子電流のサンプル位置に応じて、当然に変更
されるものである。よって、増幅回路６の増幅率は、必
ずしも１．４倍に限られるものではなく、１倍以上でも
１倍以下であっても良い。また、始動補償回路７の出力
は、何ら増幅されずに、そのまま優先回路８から転流指
令回路９へ出力されたが、この始動補償回路７の出力に
ついても、１倍以上（あるいは１倍以下）に、増幅（あ
るいは低減）して、転流指令回路９へ出力するようにし
ても良い。Further, the output of the sampling circuit 5 is amplified by about 1.4 times by the amplifier circuit 6, but this amplification factor is naturally changed according to the armature current sampling position. . Therefore, the amplification factor of the amplifier circuit 6 is not necessarily limited to 1.4 times, and may be 1 time or more or 1 time or less. Further, the output of the starting compensation circuit 7 is output from the priority circuit 8 to the commutation command circuit 9 without being amplified at all, and the output of the starting compensation circuit 7 is also at least one time (or at most one time). ) May be amplified (or reduced) and output to the commutation command circuit 9.

【０１０７】本実施例では、消費電力の低減のために、
チョッパ制御の行われる下アームトランジスタＱｘ〜Ｑ
ｚのみならず、上アームトランジスタＱｕ〜Ｑｗについ
ても、電界効果トランジスタが使用された。しかし、チ
ョッパ制御の行われない上アームトランジスタについて
は、高速動作が要求されないので、回路１のコストダウ
ンと部品の入手容易性を向上させるために、電界効果ト
ランジスタに代えて、接合形ＰＮＰトランジスタを使用
するようにしても良い。In this embodiment, in order to reduce power consumption,
Lower arm transistors Qx to Q for which chopper control is performed
A field-effect transistor was used not only for z but also for the upper arm transistors Qu to Qw. However, since the high-speed operation is not required for the upper arm transistor in which the chopper control is not performed, a junction type PNP transistor is used instead of the field effect transistor in order to reduce the cost of the circuit 1 and improve the availability of parts. You may use it.

【０１０８】[0108]

【発明の効果】 請求項１記載のブラシレスモータ駆動
回路によれば、第１サンプル回路は、チョッパ制御回路
によるインバータ回路のスイッチング素子のオン動作に
同期して電流検出回路の出力電圧を記憶するので、チョ
ッパ制御による高調波成分を除去して、電圧に変換され
た電機子電流を検出することができる。転流指令は、こ
の高調波成分の除去された第１サンプル回路の検出電圧
に基づいて出力されるので、チョッパ制御の影響を受け
ることなく、適切なタイミングで転流動作を行うことが
できる。従って、センサレスでブラシレスモータを可変
速駆動することができるという効果がある。According to the brushless motor drive circuit of the first aspect, the first sample circuit stores the output voltage of the current detection circuit in synchronization with the ON operation of the switching element of the inverter circuit by the chopper control circuit. In addition, it is possible to detect the armature current converted into the voltage by removing the harmonic component by the chopper control. Since the commutation command is output based on the detected voltage of the first sample circuit from which the higher harmonic component has been removed, the commutation operation can be performed at an appropriate timing without being affected by the chopper control. Therefore, there is an effect that the brushless motor can be driven at a variable speed without a sensor.

【０１０９】また、第２サンプル回路は、第１サンプル
回路の出力電圧の瞬時値を記憶し、転流指令は、第１サ
ンプル回路の出力電圧が第２サンプル回路の記憶電圧の
所定倍となった場合に出力される。即ち、転流指令は、
第２サンプル回路で記憶された第１サンプル回路の出力
電圧の瞬時値に基づいて出力される。よって、ブラシレ
スモータの負荷トルクが急変する場合にも、その急変は
第２サンプル回路により瞬時に記憶されるので、転流指
令の発生タイミングが迅速に調節される。従って、負荷
トルクが急変する場合にも、適切な転流動作を行うこと
ができ、センサレスでブラシレスモータを安定して駆動
することができるという効果がある。更に、第２サンプ
ル回路による第１サンプル回路の瞬時値の記憶は、１の
転流動作における電機子電流の第１の増加領域後であっ
て第２の増加領域前に行われるので、第２サンプル回路
によって、ブラシレスモータの発生トルクに直接寄与す
る電機子電流の瞬時値を記憶することができる。よっ
て、この瞬時値に基づいて転流指令を発生することによ
り、適切なタイミングで転流動作を行うことができ、ブ
ラシレスモータを安定して駆動することができるという
効果がある。 Further, the second sample circuit stores the instantaneous value of the output voltage of the first sample circuit, and the commutation command indicates that the output voltage of the first sample circuit is a predetermined multiple of the storage voltage of the second sample circuit. Is output if That is, the commutation command is
The output is based on the instantaneous value of the output voltage of the first sample circuit stored in the second sample circuit. Therefore, even when the load torque of the brushless motor suddenly changes, the sudden change is instantaneously stored by the second sample circuit, so that the generation timing of the commutation command is quickly adjusted. Therefore, even when the load torque changes suddenly, an appropriate commutation operation can be performed, and the brushless motor can be driven stably without a sensor. Furthermore, the second sump
The storage of the instantaneous value of the first sample circuit by the
After the first increase region of the armature current in the commutation operation,
Is performed before the second increase area, so that the second sample circuit
Directly contributes to the torque generated by the brushless motor.
Instantaneous value of the armature current can be stored. Yo
By generating a commutation command based on this instantaneous value,
Commutation operation can be performed at appropriate timing,
It is possible to drive a brushless motor stably
effective.

【０１１０】請求項２記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項１記載のブラシレスモータ駆動回路の
奏する効果に加え、第１サンプル回路による電流検出回
路の検出電圧の記憶は、常に、チョッパ制御回路により
インバータ回路のスイッチング素子がオフされる直前の
タイミングで行われる。即ち、チョッパ制御時における
電機子電流値の最も上昇したタイミングで、電流検出回
路の出力電圧が第１サンプル回路に記憶される。よっ
て、第１サンプル回路の検出タイミングが一定にされる
ので、その第１サンプル回路の出力電圧に基づいて出力
される転流指令の発生タイミングを、より安定させるこ
とができるという効果がある。According to the brushless motor driving circuit of the second aspect, in addition to the effect of the brushless motor driving circuit of the first aspect, the storage of the detection voltage of the current detection circuit by the first sample circuit is always performed by the chopper control. This is performed at a timing immediately before the switching element of the inverter circuit is turned off by the circuit. That is, the output voltage of the current detection circuit is stored in the first sample circuit at the timing when the armature current value at the time of the chopper control rises most. Accordingly, since the detection timing of the first sample circuit is made constant, there is an effect that the generation timing of the commutation command output based on the output voltage of the first sample circuit can be further stabilized.

【０１１１】請求項３記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項１または２に記載のブラシレスモータ
駆動回路の奏する効果に加え、第２サンプル回路による
第１サンプル回路の瞬時値の記憶は、転流動作毎に行わ
れるので、負荷トルクの急変時に、一層迅速に転流指令
の発生タイミングを調節することができるという効果が
ある。According to the brushless motor drive circuit of the third aspect, in addition to the effect of the brushless motor drive circuit of the first or second aspect, the storage of the instantaneous value of the first sample circuit by the second sample circuit is Since it is performed for each commutation operation, it is possible to more quickly adjust the generation timing of the commutation command when the load torque changes suddenly.

【０１１２】[0112]

【０１１３】請求項４記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項１から３のいずれかに記載のブラシレ
スモータ駆動回路の奏する効果に加え、第２サンプル回
路による第１サンプル回路の瞬時値の記憶は転流指令の
パルス終了時に行われるが、その転流指令のパルス幅
は、チョッパ制御回路によるオンのデューティ比が大き
くなると短くされ、逆に、該デューティ比が小さくなる
と長くされる。よって、第２サンプル回路による瞬時値
の記憶タイミングは、チョッパ制御回路によるオンのデ
ューティ比の変化に応じて、適切なタイミングに変更さ
れる。従って、第２サンプル回路によって、ブラシレス
モータの発生トルクに直接寄与する電機子電流の瞬時値
を記憶することができるので、この瞬時値に基づいて転
流指令を発生することにより、適切なタイミングで転流
動作を行うことができ、ブラシレスモータを安定して駆
動することができるという効果がある。[0113] According to the brushless motor driving circuit of claim 4, in addition to the effects of the brushless motor driving circuit according to any one of claims 1 to 3, the instantaneous value of the first sample circuit according to the second sample circuit The storing is performed at the end of the pulse of the commutation command. The pulse width of the commutation command is shortened when the duty ratio of ON by the chopper control circuit is increased, and conversely, is increased when the duty ratio is decreased. Therefore, the storage timing of the instantaneous value by the second sample circuit is changed to an appropriate timing according to the change of the ON duty ratio by the chopper control circuit. Accordingly, the instantaneous value of the armature current that directly contributes to the torque generated by the brushless motor can be stored by the second sample circuit. By generating a commutation command based on this instantaneous value, the appropriate timing can be obtained. There is an effect that a commutation operation can be performed and the brushless motor can be driven stably.

【０１１４】請求項５記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項１から４のいずれかに記載のブラシレ
スモータ駆動回路の奏する効果に加え、ブラシレスモー
タの始動時には、ブラシレスモータの始動トルクを発生
させるために充分な電圧が、転流目標電圧として、始動
補償回路から転流指令回路へ出力される。よって、ブラ
シレスモータの始動時においても、始動トルクを発生さ
せるために充分な電機子電流を流すことができるので、
ブラシレスモータを的確に始動することができるという
効果がある。According to the brushless motor driving circuit according to the fifth aspect , in addition to the effects of the brushless motor driving circuit according to any one of the first to fourth aspects, when the brushless motor is started, the starting torque of the brushless motor is generated. A voltage sufficient to cause the commutation is output from the starting compensation circuit to the commutation command circuit as a commutation target voltage. Therefore, even at the time of starting the brushless motor, a sufficient armature current can be supplied to generate the starting torque.
There is an effect that the brushless motor can be started accurately.

【０１１５】請求項６記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項５記載のブラシレスモータ駆動回路の
奏する効果に加え、チョッパ制御回路によるオンのデュ
ーティ比が所定値未満に下げられて、ブラシレスモータ
が停止または低速回転となった場合にも、その後、かか
るオンのデューティ比が所定値以上に上げられると、始
動補償回路から転流指令回路へ始動トルクを発生させる
ために充分な電圧が転流目標電圧として出力される。よ
って、チョッパ制御のオンのデューティ比が所定値未満
に下げられた後のブラシレスモータの再始動時において
も、始動トルクを発生させるために充分な電機子電流を
流すことができるので、ブラシレスモータを的確に再始
動することができるという効果がある。According to the brushless motor drive circuit of the sixth aspect , in addition to the effect of the brushless motor drive circuit of the fifth aspect, the ON duty ratio of the chopper control circuit is reduced to less than a predetermined value, and the brushless motor is driven. Even if the motor stops or rotates at a low speed, if the ON duty ratio is increased to a predetermined value or more thereafter, a sufficient voltage is generated to generate starting torque from the starting compensation circuit to the commutation command circuit. Output as target voltage. Therefore, even when the brushless motor is restarted after the ON duty ratio of the chopper control has been reduced to less than the predetermined value, a sufficient armature current can be supplied to generate the starting torque. There is an effect that the vehicle can be restarted accurately.

【０１１６】請求項７記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項５または６に記載のブラシレスモータ
駆動回路の奏する効果に加え、優先回路により、転流目
標電圧がブラシレスモータの始動時と定常運転時とで切
り替えられるので、始動から定常運転へブラシレスモー
タを円滑に駆動させることができるという効果がある。According to the brushless motor driving circuit of the seventh aspect , in addition to the effect of the brushless motor driving circuit of the fifth or sixth aspect , the priority circuit allows the commutation target voltage to be kept constant between when the brushless motor starts and when the brushless motor starts. Since the switching can be performed during the operation, there is an effect that the brushless motor can be smoothly driven from the start to the steady operation.

【０１１７】請求項８記載のブラシレスモータ駆動回路
によれば、請求項１から７のいずれかに記載のブラシレ
スモータ駆動回路の奏する効果に加え、転流指令は第１
サンプル回路の出力電圧が第２サンプル回路（又は、始
動補償回路、優先回路）の出力電圧より大となることに
より出力されるが、ゼロリセット回路によって、その転
流指令毎に第１サンプル回路の出力電圧が第２サンプル
回路（又は、始動補償回路、優先回路）の出力電圧より
小とされるので、電機子電流の微小な無負荷時等におい
ても、ゼロ点が明確となり転流指令を確実にリセットす
ることができる。よって、転流指令の多重発生や異常な
ほどの長時間の出力が防止され、常に安定したセンサレ
ス運転を実現することができるという効果がある。According to the brushless motor driving circuit according to the eighth aspect , in addition to the effect of the brushless motor driving circuit according to any one of the first to seventh aspects, the commutation command is the first commutation command.
The signal is output when the output voltage of the sample circuit is higher than the output voltage of the second sample circuit (or the starting compensation circuit or the priority circuit). Since the output voltage is smaller than the output voltage of the second sample circuit (or the starting compensation circuit or the priority circuit), the zero point becomes clear even when the armature current is in a small no-load state, and the commutation command is reliably issued. Can be reset. Therefore, the occurrence of multiple commutation commands and abnormally long output times are prevented, and an effect of always achieving stable sensorless operation can be achieved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 （ａ）は、ブラシレスモータの電機子巻線の
１相に流れる電流波形を示した図であり、（ｂ）は、
（ａ）の電流波形の１ブロックを拡大して示した図であ
る。1A is a diagram showing a current waveform flowing in one phase of an armature winding of a brushless motor, and FIG.
FIG. 3 is an enlarged view of one block of the current waveform of FIG.

【図２】 本発明の実施例であるブラシレスモータ駆動
回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a brushless motor drive circuit according to an embodiment of the present invention.

【図３】 ブラシレスモータの定常運転時における各回
路の出力電圧波形の関係を示した図である。（ａ）は、
ＰＷＭチョッパ制御回路の出力電圧波形を示した図であ
り、（ｂ）は、インバータ回路のトランジスタのオン動
作を示した図であり、（ｃ）は、電流検出回路の出力電
圧波形を示した図であり、（ｄ）は、高調波除去回路の
出力電圧波形を示した図であり、（ｅ）は、増幅回路の
出力電圧波形を示した図であり、（ｆ）は、転流指令回
路のコンパレータの出力電圧波形を示した図であり、
（ｇ）は、転流指令回路の出力電圧波形を示した図であ
る。FIG. 3 is a diagram showing a relationship between output voltage waveforms of each circuit during a steady operation of the brushless motor. (A)
It is a figure showing an output voltage waveform of a PWM chopper control circuit, (b) is a figure showing ON operation of a transistor of an inverter circuit, and (c) is a figure showing an output voltage waveform of a current detection circuit (D) is a diagram illustrating an output voltage waveform of the harmonic elimination circuit, (e) is a diagram illustrating an output voltage waveform of the amplifier circuit, and (f) is a commutation command circuit. FIG. 3 is a diagram showing an output voltage waveform of the comparator of FIG.
(G) is a diagram showing an output voltage waveform of the commutation command circuit.

【図４】 ブラシレスモータの始動時におけるＰＷＭチ
ョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比と、各回路の出力電
圧波形との関係を示した図である。（ａ）は、ＰＷＭチ
ョッパ制御回路の可変抵抗の分圧比の変化の様子を示し
た図であり、（ｂ）は、ＰＷＭチョッパ制御回路の出力
電圧波形を部分的に拡大して示した図であり、（ｃ）
は、始動補償回路のトランジスタのベース端子に印加さ
れる電圧波形を示した図であり、（ｄ）は、始動補償回
路のトランジスタのコレクタ端子の電圧波形を示した図
であり、（ｅ）は、始動補償回路の出力電圧波形を示し
た図であり、（ｆ）は、電流検出回路の出力電圧波形を
示した図である。FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a voltage dividing ratio of a variable resistor of a PWM chopper control circuit and an output voltage waveform of each circuit when a brushless motor is started. (A) is a figure which shows the mode of change of the voltage division ratio of the variable resistor of a PWM chopper control circuit, (b) is the figure which expanded and showed the output voltage waveform of the PWM chopper control circuit partially. Yes, (c)
FIG. 3 is a diagram illustrating a voltage waveform applied to a base terminal of a transistor of a start compensation circuit, FIG. 3D is a diagram illustrating a voltage waveform of a collector terminal of a transistor of the start compensation circuit, and FIG. FIG. 4 is a diagram illustrating an output voltage waveform of a start compensation circuit, and FIG. 4F is a diagram illustrating an output voltage waveform of a current detection circuit.

【図５】 ブラシレスモータの駆動時から停止時、及
び、停止時から始動時におけるＰＷＭチョッパ制御回路
の可変抵抗の分圧比と、各回路の出力電圧波形との関係
を示した図である。（ａ）は、ＰＷＭチョッパ制御回路
の可変抵抗の分圧比の変化の様子を示した図であり、
（ｂ）は、ＰＷＭチョッパ制御回路の出力電圧波形を部
分的に拡大して示した図であり、（ｃ）は、始動補償回
路のトランジスタのベース端子に印加される電圧波形を
示した図であり、（ｄ）は、始動補償回路のトランジス
タのコレクタ端子の電圧波形を示した図であり、（ｅ）
は、始動補償回路の出力電圧波形を示した図であり、
（ｆ）は、電流検出回路の出力電圧波形を示した図であ
る。FIG. 5 is a diagram illustrating a relationship between a voltage dividing ratio of a variable resistor of a PWM chopper control circuit and an output voltage waveform of each circuit when the brushless motor is driven from a stop to a stop and from a stop to a start. (A) is a figure which shows the mode of change of the voltage division ratio of the variable resistance of a PWM chopper control circuit,
(B) is a diagram showing a partially enlarged output voltage waveform of the PWM chopper control circuit, and (c) is a diagram showing a voltage waveform applied to the base terminal of the transistor of the starting compensation circuit. FIG. 4D is a diagram showing a voltage waveform at the collector terminal of the transistor of the starting compensation circuit, and FIG.
Is a diagram showing an output voltage waveform of the start compensation circuit,
(F) is a diagram showing an output voltage waveform of the current detection circuit.

【図６】 計数回路の出力と分配回路の出力との関係、
及び、そのときのブラシレスモータの電機子巻線に流れ
る電流方向の関係を表した図である。FIG. 6 shows the relationship between the output of the counting circuit and the output of the distribution circuit,
FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between directions of current flowing through an armature winding of the brushless motor at that time.

【図７】 チョッパドライバの変形例を示した回路図で
ある。FIG. 7 is a circuit diagram showing a modification of the chopper driver.

【図８】 分配回路の変形例を示した１８０度通電を行
う分配回路の回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram of a distribution circuit that performs 180-degree conduction, showing a modification of the distribution circuit.

【図９】 計数回路の出力と１８０度通電を行う分配回
路の出力との関係、及び、そのときのブラシレスモータ
の電機子巻線に流れる電流方向の関係を表した図であ
る。FIG. 9 is a diagram illustrating a relationship between an output of a counting circuit and an output of a distribution circuit that performs 180-degree conduction, and a relationship of a direction of a current flowing through an armature winding of the brushless motor at that time.

【図１０】 ブラシレスモータ駆動回路の変形例を図示
した回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a modified example of the brushless motor drive circuit.

【図１１】 ブラシレスモータ駆動回路の変形例を図示
した回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a modified example of the brushless motor drive circuit.

【図１２】 ブラシレスモータ駆動回路の変形例を図示
した回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram illustrating a modified example of the brushless motor drive circuit.

【図１３】 ブラシレスモータ駆動回路の変形例を図示
した回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a modification of the brushless motor drive circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ ブラシレスモータ駆動回路 ２ 補助電源回路 ３ インバータ回路 ４ 電流検出回路 ５ サンプリング回路（第２サンプル回
路） ６ 増幅回路 ７ 始動補償回路 ８ 優先回路 ９ 転流指令回路（パルス幅変更回路の一
部） １０ ゼロリセット回路 １１ 計数回路（通電制御回路の一部） １２ 分配回路（通電制御回路の一部） １３ 高調波除去回路（第１サンプル回路） １４ ＰＷＭ（パルス幅変調）チョッパ制御
回路（チョッパ制御回路 ）４１ 電機子電流の第１の増加領域 ４２ 電機子電流の第２の増加領域 ５０ 直流電源 ５１ ブラシレスモータ ５６ 転流指令 Ｉａ インバータ（パルス幅変更回路の一
部） Ｉｘ〜Ｉｚ インバータ（チョッパドライバ）DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Brushless motor drive circuit 2 Auxiliary power supply circuit 3 Inverter circuit 4 Current detection circuit 5 Sampling circuit (2nd sample circuit) 6 Amplification circuit 7 Start compensation circuit 8 Priority circuit 9 Commutation command circuit (part of pulse width change circuit) 10 Zero reset circuit 11 Counting circuit (part of conduction control circuit) 12 Distribution circuit (part of conduction control circuit) 13 Harmonic elimination circuit (first sample circuit) 14 PWM (pulse width modulation) chopper control circuit (chopper control circuit) ) 41 First increase area of armature current 42 Second increase area of armature current 50 DC power supply 51 Brushless motor 56 Commutation command Ia Inverter (part of pulse width changing circuit) Ix to Iz Inverter (chopper driver)

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 ブラシレスモータの複数相の電機子巻線
に直流電圧を順次通電するための複数のスイッチング素
子を有するインバータ回路と、そのインバータ回路の複
数のスイッチング素子をオンオフさせて転流を行う通電
制御回路と、その通電制御回路によりオンされている前
記インバータ回路のスイッチング素子をチョッパ制御に
よってオンオフさせるチョッパ制御回路とを備え、前記
チョッパ制御回路によるオンオフのデューティ比を変化
させることにより前記ブラシレスモータをセンサレスで
可変速運転可能なブラシレスモータ駆動回路において、
前記ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電流を電圧
に変換して検出する電流検出回路と、 その電流検出回路の検出電圧を前記チョッパ制御回路に
よる前記インバータ回路のスイッチング素子のオン動作
に同期して記憶する第１サンプル回路と、 その第１サンプル回路の出力電圧の瞬時値を、１の転流
動作における電機子電流の第１の増加領域後であって第
２の増加領域前に記憶する第２サンプル回路と、 前記第１サンプル回路の出力電圧が前記第２サンプル回
路の記憶電圧の所定倍となった場合に、前記通電制御回
路へ転流指令を出力する転流指令回路とを備えたことを
特徴とするブラシレスモータ駆動回路。An inverter circuit having a plurality of switching elements for sequentially supplying a DC voltage to a plurality of armature windings of a brushless motor, and commutation is performed by turning on and off the plurality of switching elements of the inverter circuit. An energization control circuit, and a chopper control circuit for turning on and off a switching element of the inverter circuit that is turned on by the energization control circuit by chopper control, wherein the brushless motor is changed by changing an on / off duty ratio of the chopper control circuit. In a brushless motor drive circuit that can perform variable speed operation without sensor,
A current detection circuit that converts a current flowing through an armature winding of the brushless motor into a voltage and detects the voltage; and detects a voltage detected by the current detection circuit in synchronization with an ON operation of a switching element of the inverter circuit by the chopper control circuit. a first sample circuit for storing the instantaneous value of the output voltage of the first sampling circuit, the first commutation
After the first increasing region of the armature current in operation and
A second sampling circuit for storing before an increase area of 2, a commutation command is output to the energization control circuit when an output voltage of the first sample circuit becomes a predetermined multiple of a storage voltage of the second sample circuit. A brushless motor drive circuit, comprising: 【請求項２】 前記第１サンプル回路による前記電流検
出回路の検出電圧の記憶は、前記チョッパ制御回路によ
り前記インバータ回路のスイッチング素子がオフされる
直前のタイミングで行われることを特徴とする請求項１
記載のブラシレスモータ駆動回路。2. The method according to claim 1, wherein the storage of the detection voltage of the current detection circuit by the first sample circuit is performed at a timing immediately before a switching element of the inverter circuit is turned off by the chopper control circuit. 1
The brushless motor drive circuit according to the above. 【請求項３】 前記第２サンプル回路による前記第１サ
ンプル回路の瞬時値の記憶は、前記通電制御回路による
転流動作毎に行われることを特徴とする請求項１または
２に記載のブラシレスモータ駆動回路。3. The brushless motor according to claim 1, wherein the storage of the instantaneous value of the first sample circuit by the second sample circuit is performed for each commutation operation by the current supply control circuit. Drive circuit. 【請求項４】 前記チョッパ制御回路による前記インバ
ータ回路のスイッチング素子のオンのデューティ比が大
きくなるに従って前記転流指令回路から出力される転流
指令のパルス幅を短くし、一方、前記オンのデューティ
比が小さくなるに従って前記転流指令回路から出力され
る転流指令のパルス幅を長くするパルス幅変更回路を備
え、 前記第２サンプル回路による前記第１サンプル回路の瞬
時値の記憶は、前記転流指令回路から出力される転流指
令のパルス終了時に行われることを特徴とする請求項１
から３のいずれかに記載のブラシレスモータ駆動回路。 4. A shortening the chopper control circuit according to the pulse width of the commutation command output from the commutation command circuit according the duty ratio of the ON of the switching element increases the inverter circuit, whereas, the duty of the on A pulse width changing circuit for increasing a pulse width of a commutation command output from the commutation command circuit as the ratio decreases; and storing the instantaneous value of the first sample circuit by the second sample circuit, 2. The method according to claim 1, wherein the step is performed at the end of a pulse of a commutation command output from the commutation command circuit.
4. The brushless motor drive circuit according to any one of claims 1 to 3 . 【請求項５】 前記ブラシレスモータの始動時に、その
ブラシレスモータの始動トルクを発生させるために充分
な値から時間の経過とともに逓減する電圧を前記転流指
令回路へ出力する始動補償回路を備え、 前記転流指令回路は、前記第１サンプル回路の出力電圧
が前記始動補償回路の出力電圧の所定倍となった場合
に、前記通電制御回路へ転流指令を出力することを特徴
とする請求項１から４のいずれかに記載のブラシレスモ
ータ駆動回路。 5. A time of starting of the brushless motor, comprising a starting compensation circuit for outputting a voltage decreasing with the passage from the value sufficient time to generate a starting torque of the brushless motor to the commutation command circuit, said The commutation command circuit outputs a commutation command to the energization control circuit when the output voltage of the first sample circuit becomes a predetermined multiple of the output voltage of the start compensation circuit. 5. The brushless motor drive circuit according to any one of items 1 to 4 . 【請求項６】 前記始動補償回路は、前記チョッパ制御
回路による前記インバータ回路のスイッチング素子のオ
ンのデューティ比が所定値未満から所定値以上になる毎
に、前記転流指令回路へ始動トルクを発生させるために
充分な電圧を出力することを特徴とする請求項５記載の
ブラシレスモータ駆動回路。 Wherein the starting compensation circuit, every time the duty ratio of the ON of the switching element of the inverter circuit by the chopper control circuit reaches or exceeds a predetermined value from less than a predetermined value, generates a starting torque to the commutation command circuit 6. The brushless motor driving circuit according to claim 5, wherein a voltage sufficient to output the voltage is output. 【請求項７】 前記第２サンプル回路から前記転流指令
回路へ出力される出力電圧と、前記始動補償回路から前
記転流指令回路へ出力される出力電圧とのうち、大きい
方の出力電圧を前記転流指令回路へ優先して出力する優
先回路を備えたことを特徴とする請求項５または６に記
載のブラシレスモータ駆動回路。 7. A larger output voltage of the output voltage output from the second sample circuit to the commutation command circuit and the output voltage output from the start compensation circuit to the commutation command circuit. 7. The brushless motor drive circuit according to claim 5, further comprising a priority circuit that outputs the commutation command circuit with priority. 【請求項８】 前記転流指令回路による転流指令毎に、
その転流指令回路へ出力される前記第１サンプル回路の
出力電圧をゼロリセットするゼロリセット回路を備えた
ことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のブ
ラシレスモータ駆動回路。Commutation each command according to claim 8, wherein said commutation command circuit,
Brushless motor driving circuit according to any one of claims 1 to 7, characterized in that it comprises a zero reset circuit for zero resetting the output voltage of the first sample circuit output to its commutation command circuit.