JP3298625B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、コンバ−タ、イン
バ−タ、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器等のスイッチング方式
の電力変換装置に関係する。

【０００２】

【従来の技術】電力用スイッチをＰＷＭ制御して直流電
力を交流電力に変換する電力変換装置は、モ−タ用イン
バ−タ、無停電電源装置などに用いられている。図１は
従来のＰＷＭ制御電力変換装置の１相分を示す。この電
力変換装置は、直流電源１と、変換回路２と、制御回路
３とを有する。変換回路２は第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の直列回路から成る。この直列回路は直流電源
１の一端と他端との間に接続されている。第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点に出力交流端子４が
接続されている。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 は絶縁ゲ−トバイポ−ラトランジスタ即ちＩＧＢＴ
で示されており、トランジスタスイッチＳ1 、Ｓ2 と内
蔵ダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 とから成る。

【０００３】制御回路３は第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 を交互にオン・オフするための制御信号を形成
し、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御端子（ゲ
−ト）に供給するものであり、電圧基準発生器５と、鋸
波発生器６と、比較器７と、制御信号形成回路８とから
成る。電圧基準値発生器５は例えば図２（Ａ）に示す正
弦波から成る電圧基準値Ｖr を発生する。鋸波発生器６
は変換回路２の出力周波数よりも十分高い周波数の搬送
波としての三角波電圧即ち鋸波電圧Ｖt を図２（Ａ）に
示すように発生する。比較器７は図２（Ａ）に示す電圧
基準値発生器５から発生した電圧基準値Ｖr と鋸波電圧
Ｖt とを比較して図２（Ｂ）に示すＰＷＭ信号を形成す
る。制御信号形成回路は、電圧基準値Ｖr が鋸波電圧Ｖ
t よりも高いことを示す比較器７の出力によって第１の
スイッチＱ1 をオン制御する信号を図２（Ｂ）に示すよ
うに形成し、また、第２のスイッチＱ2 を第１のスイッ
チＱ1 と逆に動作させる制御信号即ち図２（Ｂ）の信号
の逆相信号を形成する。図２の例では出力電流Ｉｏ を
図２（Ｃ）に示すように正弦波に制御しているので、第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電流Ｉq1、Ｉq2は図
２（Ｄ）（Ｅ）に示すように流れる。なお、図１の回路
をコンバータとして使用し、交流端子４に交流電圧を入
力させて、直流電源１側に直流電力を得ることもでき
る。

【０００４】図１に示すＰＷＭ制御電力変換回路は、任
意の出力電圧又は電流を供給することができるという特
長を有している。しかし、第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 のタ−ンオン時及びタ−ンオフ時にスイッチン
グ損失が生じる。

【０００５】図１の典型的な電力変換装置のスイッチン
グ損失を低減させるために、図３に示すようなＤＣリン
ク回路から成るソフトスイッチング回路９即ち転流回路
を図１の回路に付加することが知られている。このソフ
トスイッチング回路９は、第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 をゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）させるた
めにスイッチＱ1 、Ｑ2 のタ−ンオン時点の直前に第１
及び第２のスイッチＱ1、Ｑ2 の電圧を零にするための
回路である。即ち、このソフトスイッチング回路９は変
換回路２の一対の直流端子としてのライン１１、１２間
の電圧（直流リンク電圧）を第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 のタ−ンオン時点の直前に零にするものであ
り、第１及び第２のソフトスイッチング用スイッチＱ1
1、Ｑ12と第１及び第２のソフトスイッチング用ダイオ
−ドＤ11、Ｄ12と共振用インダクタ（リアクトル）Ｌr
と補助電源１０ とから成る。図３の回路ではインダク
タＬr に基づく共振によって直流ライン１１、１２間の
電圧を零にし、しかる後、第１のスイッチＱ1 又は第２
のスイッチＱ2 をオン状態に制御する。この制御を実行
するために、主制御回路３の他に、補助制御回路１３、
第１及び第２の電流検出器１５、１６、及び直流リンク
電圧検出回路１７が設けられている。この回路によれ
ば、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のタ−ンオン時
及びターンオフ時のスイッチング損失を低減することが
できる。図４は図３の回路において交流端子４に誘導性
負荷が接続され、且つ交流端子に負方向電流が流れてい
る時における各部の状態を示す。即ち、図４の（Ａ）は
第１のスイッチＱ１のゲート制御信号、（Ｂ）は第２の
スイッチＱ２のゲート制御信号、（Ｃ）は第１のソフト
スイッチング用スイッチＱ１１のゲート制御信号、
（Ｄ）は第２のソフトスイッチングスイッチＱ１２のゲ
ート信号、（Ｅ）は交流端子４を流れる負荷電流Ｉｏと
インダクタＬｒを流れる共振電流Ｉｒ、（Ｆ）は一対の
直流ライン１１、１２間の直流リンク電圧Ｖｄｃ１を示
す。図４の方法では、ｔ１〜ｔ１’期間、ｔ１’〜ｔ２
期間において第１及び第２のソフトスイッチング用スイ
ッチＱ１１，Ｑ１２を同時にオン状態とし、出力電流Ｉ
ｏよりも大きな電流ＩｒをインダクタＬｒに流し、これ
を利用してｔ２〜ｔ２’期間で直流リンク電圧Ｖdc1を
零にし、ｔ２’時点で第２のスイッチＱ２をターンオン
させる。

【０００６】

【発明が解決しょうとする課題】ところで、図３の回路
では、インダクタＬｒ及びソフトスイッチング用(転流
用)スイッチＱ１２に大きな電流が流れ,転流回路の損失
が大きくなった。また、電流検出器１５、１６及び電圧
検出回路１７によって電流及び電圧を検出し、瞬時値に
基づいて第１及び第２のソフトスイッチング用スイッチ
Ｑ１１，Ｑ１２の動作タイミングを決定するために高速
な検出器と高速な制御装置が必要になり、コスト高にな
った。

【０００７】そこで、本発明の目的は、比較的簡単にス
イッチング損失を低減することができると共に、ソフト
スイッチングのための転流回路の電流を抑制することが
できる電力変換装置を提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、対の直流端子と、少な
くとも１つの交流端子と、少なくとも第１及び第２のス
イッチと、第１及び第２のダイオードと、第１及び第２
のコンデンサ又は寄生容量と、スイッチ制御回路とを有
し、前記第１及び第２のスイッチの直列回路が前記対の
直流端子間に接続され、前記交流端子が前記第１及び第
２のスイッチの相互接続点に接続され、前記第１及び第
２のダイオード及び前記第１及び第２のコンデンサ又は
寄生容量は前記第１及び第２のスイッチに並列に接続さ
れ、前記スイッチ制御回路は前記第１及び第２のスイッ
チを交互にオン・オフ制御するように構成されている電
力変換装置において、 前記対の直流端子の一方と他方
との間に第１のソフトスイッチング用スイッチを介して
直流電源又はコンデンサが接続され、前記第１のソフト
スイッチング用スイッチに並列に第１のソフトスイッチ
ング用ダイオードが逆方向並列に接続され、 前記対の
直流端子の一方と他方との間に共振用インダクタと第２
のソフトスイッチング用スイッチとソフトスイッチング
用直流電源又はコンデンサとの直流回路が接続され、前
記第２のソフトスイッチング用スイッチに逆方向並列に
第２のソフトスイッチング用ダイオ−ドが接続され、前
記第１のスイッチ又は前記第２のスイッチのターンオン
時点（ｔ３）よりも少し前の第１の時点（ｔ１）から前
記ターンオン時点（ｔ３）よりも少し後の第２の時点
（ｔ６）まで前記第１のソフトスイッチング用スイッチ
をオフ状態に制御し、同時に前記第２のソフトスイッチ
ング用スイッチを前記第１のソフトスイッチング用スイ
ッチとは逆にオン状態に制御し、且つ前記第１のソフト
スイッチング用スイッチをオン状態に制御している時に
は前記第２のソフトスイッチング用スイッチをオフ状態
に制御するための制御信号を形成する補助制御回路が設
けられ,前記第１の時点（ｔ１）から前記ターンオン時
点（ｔ３）までの第１の時間長（Ｔ１）が前記共振用イ
ンダクタの働きによって前記ターンオン時点までに前記
対の直流端子間の電圧を零又はほぼ零にすることができ
る時間長とされ、前記ターンオン時点（ｔ３）から前記
第２の時点（ｔ６）までの第２の時間長（Ｔ２）が前記
共振用インダクタの働きによって前記第２の時点（ｔ
６）までに前記第１のソフトスイッチング用スイッチの
電圧を零又はほぼ零にすることができる時間長とされて
いることを特徴とする電力変換装置に係わるものであ
る。

【０００９】なお、請求項２に示すように第１及び第２
の電圧レベルＶｔａ，Ｖｔｂと鋸波電圧Ｖｔとによって
第１及び第２のソフトスイッチング用スイッチの制御信
号を形成することが望ましい。また、請求項３に示すよ
うに対の直流端子間の電圧即ち直流リンク電圧が実質的
に零になったことに基づいて第１又は第２のスイッチの
ターンオン時点を決定し、第１のソフトスイッチング用
スイッチの電圧が実質的に零になったことに基づいて第
１のソフトスイッチング用スイッチのターンオン時点を
決定することができる。また、請求項４に示すように、
第２のソフトスイッチング用スイッチに並列にクランプ
用ダイオードとクランプ用コンデンサとの直列回路を接
続することが望ましい。

【００１０】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、スイッチング
損失及びノイズの低減を良好に達成することができる。
また、インダクタに流れる電流の最大振幅を抑制し、効
率を向上させることができる。また、請求項２の発明に
よれば各スイッチの制御信号を演算による予測に基づい
て形成するので、高速な検出器や高速な制御装置が不要
となる。また、請求項３の発明によれば比較的簡単な回
路で各スイッチの制御信号を形成することができる。ま
た、請求項４の発明によれば共振用インダクタに基づく
サージ電圧を抑制することができる。

【００１１】

【実施形態及び実施例】次に、図5〜図１6を参照して本
発明の実施形態及び実施例を説明する。

【００１２】

【第１の実施例】まず、図5に示す第１の実施例の電力
変換装置を説明する。但し、図5において図１及び図3と
実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図5の電力変換装置は、インバ−タであっ
て、直流電源１とソフトスイッチング回路９ａと、第１
及び第２の変換回路２ａ、２ｂと、誘導性負荷２０と、
主制御回路２１と、補助制御回路２２と、第1及び第２
の電流検出器２３、２４とから成る。

【００１３】直流電源１は電池又は整流平滑回路又はコ
ンデンサ等で構成できる。第１の変換回路２ａは図１の
変換回路２と同一であって、ＩＧＢＴから成る主スイッ
チ又は変換用スイッチとしての第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 と第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 とか
ら成る。第２の変換回路２ｂは第１の変換回路２ａと実
質的に同一に構成されており、第３及び第４のスイッチ
Ｑ3 、Ｑ4 と第３及び第４のコンデンサＣ3 、Ｃ4 とか
ら成る。第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路
は変換回路２ａ、２ｂの対の直流端子としての一対の直
流ライン１１、１２間に接続されている。なお、第３及
び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 は本来のトランジスタスイ
ッチＳ3 、Ｓ4 と内蔵ダイオ−ドＤ3 、Ｄ4 との並列回
路から成る。第３及び第４のコンデンサＣ3 、Ｃ4 は第
３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4に並列に接続されてい
る。ブリッジ回路を構成するために第１及び第２の変換
回路２ａ、２ｂの交流端子４ａ、４ｂ間に出力回路とし
て負荷２０が接続されている。負荷２０はフイルタと出
力トランスとこの２次巻線に接続された負荷とから成る
誘導性負荷である。

【００１４】ソフトスイッチング回路９ａは、共振用イ
ンダクタ（リアクトル）Ｌr と第１及び第2のソフトス
イッチング用スイッチＱ11、Ｑ12と第１及び第２のソフ
トスイッチング用ダイオ−ドＤ11、Ｄ12と補助電源１０
とから成る。第１のソフトスイッチング用スイッチＱ11
はここに並列に接続された内蔵ダイオ−ドＤ11を伴って
直流電源１と第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂとの間
の一方の直流ライン１１に直列に接続されている。共振
用インダクタＬｒと第2のソフトスイッチング用スイッ
チＱ12と補助電源10との直列回路が第１及び第２の直流
ライン１１、１２間に接続されている。第２のソフトス
イッチング用スイッチＱ12は転流スイッチとも呼ぶこと
ができるものである。第2のソフトスイッチング用ダイ
オ−ドＤ12は第２のソフトスイッチング用スイッチＱ12
に逆方向並列に接続されている。なお、第1及び第2のソ
フトスイッチング用スイッチＱ11、Ｑ12は主電源１によ
って正方向電流が流れる極性を有し、第１及び第２のソ
フトスイッチング用ダイオ−ドＤ11、Ｄ12は主電源１で
逆バイアスされる極性を有する。補助電源１０は主電源
１の電圧Ｖｄcの約１/2の電圧を有し、コンデンサで構
成することもできる。ソフトスイッチング回路９ａは、
第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂの第１〜第４のスイ
ッチＱ1 〜Ｑ4 のタ−ンオンの時に一対の直流ライン１
１、１２間の電圧を零にして第１〜第４のスイッチＱ1
〜Ｑ4 を零電圧スイッチング（ＺＶＳ）させる機能を有
する。

【００１５】主スイッチ制御回路としての主制御回路２
１は第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂの第１〜第４の
スイッチＱ1 〜Ｑ4 をオン・オフする制御信号を形成す
るものであって、図１の制御回路３と実質的に同一の電
圧基準値発生器５と鋸波発生器６と比較器７と制御信号
形成回路８とを有し,更に補正回路６ａを有する。電圧
基準値発生器５は負荷２０に供給する交流電圧に相当す
る図7（Ｂ）に示す電圧基準値Ｖr を発生する。鋸波発
生器６は電圧基準値Ｖｒの周波数（例えば５０Ｈｚ）よ
りも十分に高い周波数（例えば２０kHz ）で図7（Ａ）
に示す鋸波電圧（三角波電圧）Ｖt を発生する。この実
施例の鋸波電圧Ｖt は傾斜して立上った後に垂直に立下
っている。勿論、図7（Ａ）の鋸波電圧Ｖt と傾きが逆
の鋸波電圧とすることもできる。補正回路６ａは鋸波発
生器６と比較器７との間に接続され,負荷電流検出器２
３の出力ライン２５の信号に応答して鋸波電圧Ｖt の位
相を制御する。即ち補正回路６ａは、図7（Ｄ）に示す
負荷電流Ｉｏが正の半波の期間には図7（Ａ）の鋸波電
圧Ｖtと同一の正相鋸波電圧Ｖt１を出力し、負荷電流Ｉ
ｏが負の半波の期間には図7（Ａ）の鋸波電圧Ｖtと逆相
の鋸波電圧Ｖt２を出力する。正相鋸波電圧Ｖt１と逆相
鋸波電圧Ｖt２との合成から成る補正鋸波電圧Ｖt’は比
較器７の入力となる。なお, 負荷電流検出器２３は出力
端子４ａを流れる電流Ｉｏを検出する。比較器７即ちコ
ンパレ−タは、図7（Ｂ）に示すように電圧基準値Ｖr
と鋸波電圧Ｖt’ とを比較し、図7（Ｃ）に示すような
ＰＷＭ制御信号を形成する。図7（Ｂ）から明らかなよ
うに正弦波電圧基準値Ｖrの正ピークと負ピークとの中
間位置と鋸波電圧Ｖt’の正ピークと負ピークとの中間
位置とが互いに一致するようにそれぞれのレベルが設定
されている。制御信号形成回路８は図7（Ｃ）に示す制
御信号を第１及び第４のスイッチＱ1、Ｑ4 に供給し、
また、図7（Ｃ）の制御信号の逆相信号を形成し、この
逆相の制御信号を第２及び第３のスイッチＱ2 、Ｑ3 に
供給する。

【００１６】図5の補助制御回路２２は第１〜第４のス
イッチＱ1 〜Ｑ4 をソフトスイッチングすることができ
るようにソフトスイッチング回路９ａのスイッチＱ11、
Ｑ12をオン・オフ制御するものであり、ライン２６によ
って主制御回路２１の鋸波発生器６に接続され、また、
ライン２7によって電流検出器24に接続されている。

【００１７】補助制御回路２２は図6に概略的に示すよ
うに、Ｖｔａ設定回路３1、Ｖｔｂ設定回路３2、第１及
び第2の比較器３3、３4ＡＮＤゲート３5及びＮＯＴ回路
３６から成る。なお、鋸波発生器６を補助制御回路２２
に含めることができる。

【００１８】Ｖｔａ設定回路３1は、図8（Ａ）の上側電
圧レベルＶｔａを設定し、これを第1の比較器３3に供給
するものである。Ｖｔｂ設定回路３2は、図8（Ａ）の下
側電圧レベルＶｔｂを設定し、これを第２の比較器３４
に供給するものである。なお、Ｖｔａ設定回路３1及び
Ｖｔｂ設定回路３2は演算手段を含み、ライン２6の負荷
電流Ｉｏと図5の各部の定数とに基づいて図8及び図9の
ｔ1〜ｔ３期間Ｔ１及びｔ３〜ｔ６期間Ｔ２が最適時間
長になるように電圧レベルＶｔａ，Ｖｔｂを決定する。
なおこの際、鋸波電圧Ｖｔを考慮してＶｔａ、Ｖｔｂを
決定する。この実施例では鋸波電圧Ｖｔの振幅は０〜Ｖ
ｄｃである。

【００１９】上側電圧レベルＶｔａと下側電圧レベルＶ
ｔｂとを演算する式は次の通りである。 Ｖｔａ＝Ｖｄｃ[1-{（2ＬｒＩｏ）／Ｖｄｃ＋π√（Ｌ
ｒＣ）}／Ｔ] Ｖｔｂ＝Ｖｄｃ{2（2ＬｒＩｏ）／Ｖｄｃ＋π√（Ｌｒ
Ｃ）}／Ｔ ここで、Ｖｄｃは主電源1の電圧又は鋸波電圧の最大振
幅、Ｃは直流ライン１１，１２間の容量即ちＣ１＋Ｃ４
又はＣ２＋Ｃ４、Ｔは鋸波電圧Ｖｔの周期、√（Ｌｒ
Ｃ）は（ＬｒＣ）^1/2である。なお、Ｖｔａ及びＶｔｂ
設定回路３１、３２に第2の電流検出器24の出力を与え
る代わりに、第1の電流検出器23の出力を与えることも
できる。

【００２０】第1の比較器３3はライン２5の鋸波電圧Ｖ
ｔと上側電圧レベルＶｔａとを比較し、鋸波電圧Ｖｔが
上側電圧レベルＶｔａよりも高い時に低レベルとなる図
8（Ｂ）の信号を出力する。なお、Ｖｔａは鋸波電圧Ｖ
ｔの最大値よりも少し低い値に設定される。

【００２１】第２の比較器３4はライン２5の鋸波電圧Ｖ
ｔと下側電圧レベルＶｔｂとを比較し、下側電圧レベル
Ｖｔｂが鋸波電圧Ｖｔよりも高い時に低レベルとなる図
８（Ｃ）の信号を出力する。

【００２２】ＡＮＤゲート３５は第１及び第２の比較器
３３、３４に接続されており、第１及び第２の比較器３
３、３４の低レベル出力に対応して低レベルとなる図８
(E)の信号を出力する。このＡＮＤゲート３５の出力は
第１のソフトスイッチング用スイッチＱ１１の制御信号
となる。ＮＯＴ回路３６はＡＮＤゲ−ト３５の出力を位
相反転し、図８（Ｄ）の信号を第２のソフトスイッチン
グ用スイッチＱ１２の制御信号を形成する。

【００２３】次に、図5の回路の動作を図9の波形図を参
照して説明する。図9は図7の負荷電流Ｉｏが負の半波の
期間におけるｔ３時点及びこの近傍における図5の各部
の状態を示す。更に詳細には図9（Ａ）（Ｂ）は第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2の制御信号を示し、図9
（Ｃ）（Ｄ）は第１及び第2のソフトスイッチング用ス
イッチＱ11、Ｑ12の制御信号を示し、図9（Ｅ）はイン
ダクタＬｒの電流Ｉｒを示し、図9（Ｆ）は第１及び第
２の直流ライン11、12間の直流リンク電圧Ｖｄｃ1を示
し、図9（Ｇ）（Ｈ）は第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 の端子間電圧Ｖq1、Ｖq2を示す。なお、第４のスイ
ッチＱ4 は第１のスイッチＱ1 と実質的に同一に動作
し、第３のスイッチＱ3 は第２のスイッチＱ2 と実質的
に同一に動作する。

【００２４】次に、図９の各区間の動作を説明する。以
下の説明において電流経路は各部の参照符号のみで示
す。図9のｔ1 時点の前では、第２及び第３のスイッチ
Ｑ2 、Ｑ3 がオフ、第１及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4
がオン、第１のソフトスイッチング用スイッチＱ11がオ
ン、第２のソフトスイッチング用スイッチＱ12がオフで
ある。負荷２０が誘導性であるので、２０―Ｄ１―Ｄ１
１―１―Ｄ4 の閉回路が形成される。この時、第２及び
第３のコンデンサＣ２ 、Ｃ３ は主電源１の電圧に充電
されている。

【００２５】ｔ１時点で第１のソフトスイッチング用ス
イッチＱ11がオフ、第２のソフトスイッチング用スイツ
チＱ12がオンになると、誘導性負荷２０の蓄積エネルギ
の放出によって、２０−Ｄ１−Ｄ11−１-Ｄ4の回路に回
生電流が流れると共に、２０−Ｄ１−Ｌｒ−Ｑ12−１０
−Ｄ4の回路に電流Ｉｒが流れる。これにより、インダ
クタＬｒにエネルギが蓄積される。この時インダクタＬ
ｒの電流Ｉｒは図９（Ｅ）に示すように傾斜を有して徐
々に立上るために第2のソフトスイッチング用スイッチ
Ｑ１２はゼロ電流スイツチングとなり、スイツチング損
失がほとんど生じない。また、第１のソフトスイッチン
グ用スイッチＱ１１の電圧は回生電流のためにｔ1時点
で零に保たれ,ＺＶＳが達成される。

【００２６】ｔ2〜ｔ3期間には、Ｌr −Ｑ12−１０−Ｃ
２ −Ｄ１の閉回路及びＬr −Ｑ12−１０−Ｄ４ −Ｃ3
の閉回路及び２０―Ｄ１―Ｌｒ―Ｑ１２―１０―Ｄ4の
閉回路が形成され、第２及び第３のコンデンサＣ２ 、
Ｃ３ の放電が生じ、この電圧即ち第２及び第３のスイ
ッチＱ２ 、Ｑ３ の電圧Ｖq２、Ｖq３が図９（Ｈ）に示
すように徐々に低下し、また、第１のソフトスイッチン
グ用スイッチＱ１1の電圧Ｖq11 がＶｑ2とは逆に徐々に
上昇する。ｔ1 〜ｔ3 期間はｔ3 時点で第２及び第３の
スイッチＱ２ 、Ｑ３ の電圧がほぼ零になるように決定
されている。従って、ｔ3 時点で第２及び第３のスイッ
チＱ２ 、Ｑ３ をタ−ンオンすると、ＺＶＳが達成され
る。図9（Ｅ）ではｔ2〜ｔ3期間で共振電流Ｉｒがオ−
バ−シュ−トによって負荷電流Ｉｏよりも大きくなって
いるが、共振電流Ｉｒの最大値は負荷電流Ｉｏとほぼ同
一である。

【００２７】ｔ3 時点で第２及び第３のＱ２ 、Ｑ３ を
タ−ンオン制御し、第１及び第４のスイッチＱ１ 、Ｑ
４ をタ−ンオフ制御する。ｔ3〜ｔ4期間には、２０―
Ｄ１―Ｌｒ−Ｑ12−１０−Ｄ4の回路で電流Ｉｒが流れ
ると共に、２０−Ｓ2−Ｄ4の閉回路に電流が流れる。

【００２８】ｔ4時点でインダクタＬｒの蓄積エネルギ
の放出が終了した後のｔ4〜ｔ5期間では、補助電源１０
に基づいて、１０−Ｄ12−Ｌｒ−Ｑ３−２０−Ｑ2の閉
回路で逆方向の共振電流Ｉｒが図９（Ｅ）に示すように
流れる。また、２０−Ｓ2−Ｄ４の回路にも電流が流れ
る。

【００２9】ｔ5時点で共振電流Ｉｒの負方向の振幅が負
荷電流Ｉｏの振幅に等しくなると、ｔ5〜ｔ6期間におい
て、10−Ｄ12−Ｌｒ−Ｃ1-Ｑ2の回路及び10−Ｄ12-Ｌｒ
-Ｑ3−Ｃ4の回路でコンデンサＣ1、Ｃ4の充電が始ま
り、対の直流ライン11、12間の直流リンク電圧Ｖdc1と
第1のスイツチＱ1の電圧Ｖｑ1と第4のスイツチＱ4の電
圧が図9（Ｆ）（Ｇ）に示すように徐々に上昇する。な
お、ｔ5〜ｔ6期間には20−Ｓ2−Ｄ4の回路にも電流が流
れる。

【００３０】ｔ6時点で直流リンク電圧Ｖdc1が電源1の
電圧に等しくなると、第1のソフトスイッチング用スイ
ッチＱ11の電圧は実質的に零になるので、この時点でタ
−ンオンし、ＺＶＳを達成する。ｔ6時点で第2のソフト
スイッチング用スイッチＱ12をタ−ンオフ制御するが、
この時ダイオ−ドＤ12が導通しているので、ＺＶＳが達
成される。

【００３１】ｔ6時点で第２のソフトスイッチング用ス
イッチＱ12がオフになってもｔ6〜ｔ7期間には10−Ｄ12
−Ｌｒ−Ｑ3−20−Ｑ2の回路に電流が流れ、また、２０
−Ｓ２―Ｄ4の回路にも電流が流れる。ｔ７時点でイン
ダクタＬｒに基づく電流Ｉｒが流れなくなると、１―Ｑ
11―Ｑ３―２０―Ｑ2の回路で負荷電流が流れる。

【００３２】図9のｔ0においては、第1のスイッチＱ1が
タ−ンオン動作し、第２のスイッチＱ２がターンオフ動
作する。本実施例では、このｔ０時点において、第１及
び第2のソフトスイッチング用スイッチＱ１１、Ｑ12を
特別に制御しない。この様にｔ０でソフトスイッチング
制御しなくても、第１及び第４のスイッチＱ1、Ｑ4のソ
フトスイッチングが可能である。即ち、負荷２０は誘導
性負荷であり、且つ図9のｔ０時点は負荷２０に負方向
電流が流れている図7のｔ２〜ｔ４期間内にあるので、
図9のｔ０時点で第１及び第４のスイッチＱ1、Ｑ4がオ
ン制御されても、トランジスタスイッチＳ１，Ｓ４に電
流が流れ込まず,２０−Ｃ１−Ｃ３の回路及び２０−Ｃ
２−Ｃ４の回路によって第１及び第４のコンデンサＣ
１、Ｃ４が放電し、第２及び第３のコンデンサＣ２、Ｃ
３が充電される。このため、コンデンサＣ１、Ｃ４の蓄
積エネルギの放出に基づく損失が発生しない。図9のｔ
０時点で第２及び第３のがターンオフ制御されると、第
２及び第３のコンデンサＣ２，Ｃ３が徐々に充電され、
この電圧が図9（Ｈ）に示すように徐々に高くなり、第
２及び第３のスイッチＱ２，Ｑ３のＺＶＳが達成され
る。ｔ０でソフトスイッイング回路９ａを動作させない
と、スイッチＱ１１，Ｑ１２のスイッイング回数が少な
くなり、効率が向上する。

【００３３】図7のｔ１〜ｔ２期間には正方向の負荷電
流Ｉｏが流れる。正の半波期間ｔ１〜ｔ２と負の半波期
間ｔ０〜ｔ１及びｔ２〜ｔ４とでは図５の補正回路６ａ
の働きで、比較器７に互いに反対位相の鋸波電圧Ｖｔ
１，Ｖｔ２が供給される。この結果、図７のｔ１〜ｔ２
期間では第１及び第４のスイッチＱ１，Ｑ４のターンオ
ン時点及び第２及び第３のスイッチＱ２，Ｑ３のターン
オフ時点で鋸波電圧Ｖｔ１が垂直に立上っている。ソフ
トスイッチング用スイッチＱ11〜Ｑ12の制御信号は図７
（Ａ）に示す全期間で同一位相の鋸波電圧Ｖｔに基づい
て作成されているが、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４
の制御信号は図７（Ｂ）の補正鋸波電圧Ｖｔ’に基づい
て作成されているので、負の半波期間の第１及び第４の
スイッチＱ１，Ｑ４のターンオン時のＺＶＳと、正の半
波期間の第２及び第３のスイッチＱ２，Ｑ３のターンオ
ン時のＺＶＳとの両方が可能になる。

【００３４】図１０は図７のｔ１〜ｔ２の負荷電流Ｉｏ
の正の半波期間における第１及び第２のスイッチＱ１，
Ｑ２のターンオン時及びターンオフ時の動作を示す。図
１０の正の半波期間ｔ１〜ｔ２では、第１のスイッチＱ
１のターンオン時においてソフトスイッチング用スイッ
チＱ1１、Ｑ１２によるソフトスイッチング制御が図９
のｔ１〜ｔ7と同様に実行され、第２のスイッチＱ２の
ターンオン時点t0ではソフトスイッチング用スイッチＱ
11〜Ｑ12の制御は実行されない。第２のスイッチＱ２の
ターンオン時にソフトスイッチング制御を行わなくて
も、負荷２０が誘導性負荷であり、図９のｔ０時点と同
様な動作となり,コンデンサＣ２，Ｃ３の蓄積エネルギ
放出に基づく損失が発生しない。また、第１及び第４の
スイッチＱ１，Ｑ４のターンオフはコンデンサＣ１，Ｃ
４の働きでＺＶＳになり、電力損失及びノイズが低減さ
れる。

【００３５】本実施例においては、電流検出器２４の出
力に基づいて図８のｔ1〜ｔ３期間Ｔ１及びｔ3〜ｔ６期
間Ｔ2を演算で決定する。これにより、インダクタＬｒ
の電流を抑制してＺＶＳを達成することができ、転流回
路の損失が小さくなる。又、本実施例では鋸波電圧Ｖｔ
の周期で変化する高周波の電流及び電圧を検出すること
が不要であり、高速な検出器及び高速な制御装置が不要
に成り、コストの上昇を抑えることがでできる。

【００３６】

【第２の実施例】次に、図１１及び図１２を参照して、
本発明の第２の実施例に係わるモータ駆動等に適したＡ
Ｃ−ＤＣ−ＡＣ電力変換装置を説明する。但し、図１１
及び後述する図１３〜図１６において、図５と実施的に
同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。

【００３７】図１1は第２の実施例の３相電力変換装置
を示す。この実施例では一対の直流ライン１１、１２間
の直流電圧を３相交流電圧に変換して誘導性負荷２０ａ
に供給するために、図5に示した第１及び第２の変換回
路２ａ、２ｂと同様なものに加えて第３の変換回路２ｃ
が設けられている。第３の変換回路２ｃは第１の変換回
路２ａの第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 及び第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 と同様なものを含み、一
対の直流ライン１１、１２間に接続されている。要する
に、図１１では第１、第２及び第３の変換回路２ａ、２
ｂ、２ｃによって３相ブリッジ型インバ−タ回路が構成
されている。

【００３８】３相交流電源４０と一対の直流ライン１
１、１２との間には３相ブリッジ型コンバ−タ回路が接
続されている。３相ブリッジ型コンバ−タ回路は３相交
流電源４０と一対の直流ライン１１、１２との間に接続
された第１、第２及び第３のコンバ−タ変換回路４１、
４２、４３を有する。第１、第２、第３のコンバ−タ回
路４１、４２、４３は互いに同一に形成されているの
で、図１1では第１のコンバ−タ変換回路４１のみが詳
しく示されている。この第１のコンバ−タ変換回路４１
はＩＧＢＴから成る２つのスイッチＱ41、Ｑ42から成
り、インバ−タ変換回路２ａと同一に構成されている。
なお、スイッチＱ41、Ｑ42はトランジスタスイッチＳ4
1、Ｓ42の他に内蔵タイオ−ドＤ41、Ｄ42を有し、コン
デンサＣ41、Ｃ42はスイッチＱ41、Ｑ42に並列に接続さ
れている。また、第１、第２及び第３のコンバ−タ変換
回路４１、４２、４３に含まれている対のスイッチの相
互接続点は３相交流電源４０に接続され、それぞれの対
のスイッチの直列回路は直流ライン１１、１２間に接続
されている。要するに、３相インバ−タ変換回路２ａ、
２ｂ、２ｃ及び３相コンバ−タ変換回路４１、４２、４
３を構成している各対のスイッチ直列回路即ちア−ムは
互いに並列に接続されている。また、電源４０の各相の
交流ラインにインダクタを含む高調波成分除去回路（図
示せず）が接続されている。

【００３９】３つの変換回路２ａ、２ｂ、２ｃから成る
３相ブリッジ型インバ−タ回路、及び３つの変換回路４
１、４２、４３から成る３相ブリッジ型コンバ−タ回路
は、周知の制御方法で制御される。

【００４０】図１２には図１１の３相変換回路の各部の
状態が示されている。図１２（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は図６
の比較器７に相当する第１、第２及び第３の相のＰＷＭ
信号形成用比較器の入力、即ち補正鋸波電圧Ｖｔ´と電
圧基準値Ｖｒとを示す。図１２（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）は図
６の比較器７に相当する第１、第２及び第３の相の比較
器出力を示す。図12（Ｇ）は第１、第２及び第３相の負
荷電流を示す。図12（Ｈ）（Ｉ）（Ｇ）は図１２（Ｇ）
の３相の負荷電流の方向（極性）を示す。図１２（Ｋ）
は直流ライン11、１２間の直流リンク電圧Ｖdc1を示
す。この電圧Ｖdc1は鋸波電圧Ｖｔ´の周期で断続的に
零になる。図１２（Ｌ）は第1相の上側スイツチＱ1の電
流を示す。図12（Ｍ）は第1相の下側スイッチの電流を
示す。図12（Ｍ）は第1相の下側スイツチＱ2の電流を示
す。図12（Ｎ）は第2相の上側スイッチの電流を示す。
図12（Ｏ）は第2相の下側スイッチの電流を示す。図12
（Ｐ）は第3相の上側スイッチの電流を示す。図12
（Ｑ）は第3相の下側スイッチの電流を示す。

【００４１】図12（Ａ）(Ｂ)（Ｃ）から明らかなように
第1相の補正鋸波電圧の位相はｔ0、ｔ4で反転し、第2相
の補正鋸波電圧の位相はｔ3、ｔ6で反転し、第3相の補
正鋸波電圧の位相はｔ1、ｔ5で反転している。

【００４２】図11の実施例によれば、ＡＣ−ＤＣ変換コ
ンバ−タ回路のスイッチＱ41、Ｑ42等のソフトスイッチ
ングを第１の実施例のスイッチＱ1 、Ｑ2 等と同様に行
うことができる。また、１つのソフトスイッチング回路
９ａによって３相インバ−タ回路と３相コンバ−タ回路
との両方の主スイッチのソフトスイッチングを行うこと
が可能になる。

【００４３】

【第３の実施例】図１3に示す第３の実施例の電力変換
装置は、図5の回路における電流検出器２4の代りに第１
及び第２の電圧検出器５１、５２を設け、また変形され
た制御回路21ａ、22ａを設けた他は、図5と実質的に同
一に構成したものである。第１の電圧検出器５１は、第
１のソフトスイッチング用スイツチＱ11の両端に接続さ
れており、このスイッチＱ11の電圧が高レベルから低レ
ベルに変化して実質的に零になった時に図１５（Ｄ）の
ｔ2 時点及びｔ6 時点に示す零電圧検出パルスを発生す
るものであって、コンパレ−タによって構成されてい
る。なお、この第１の電圧検出器５１はライン５３によ
って補助制御回路２２ａに接続されている。第２の電圧
検出器５２は対の直流ライン１１、１２間に接続されて
おり、直流リンク電圧Ｖdc1 が実質的に零になったこと
を検出し、図１５（Ｃ）のｔ1 及びｔ5 に示す検出パル
スを発生するものであり、コンパレ−タで構成されてい
る。なお、第２の電圧検出器５２はライン５４によって
主制御回路２１ａに接続されている。

【００４４】図１４は図１３の主制御回路１２ａ及び補
助制御回路２２ａを詳しく示し、図１５は図１３及び図
１４の各部の状態を示す。なお、図１５において（Ａ）
はライン１１、１２間の直流リンク電圧を示し、（Ｂ）
は搬送波としての鋸波電圧Ｖt を示し、（Ｃ）は第２の
電圧検出器５２の零電圧検出パルスを示し、（Ｄ）は第
１の電圧検出器５１の零電圧検出パルスを示し、（Ｅ）
は第２のフリップフロップ６３の出力を示し、（Ｆ）は
ＮＯＴ回路６４の出力パルスを示し、（Ｇ）は比較器７
の出力パルスを示し、（Ｈ）は第１のフリップフロップ
６１の出力パルスを示し、（Ｉ）は第１のＮＯＴ回路６
２の出力パルスを示す。

【００４5】図１４の主制御回路２１ａは、図６と同一
構成の電圧基準発生器５、鋸波発生器６、補正回路６
ａ、比較器７を含む他に、第１のフリップフロップ６１
及び第１のＮＯＴ回路６２を含む。なお、図１４の比較
器７は出力段にトリガ回路を含み、補正鋸波電圧Ｖt´
が電圧基準値Ｖr を下から上に向かって横切った時に図
１５（Ｇ）のトリガパルスを発生するように形成されて
いる。第１のフリップフロップ６１のセット端子Ｓは直
流リンク電圧が零になったことを示すパルスを伝送する
ためのライン５４に接続され、このリセット端子Ｒは比
較器７に接続され、この出力端子は第２及び第３のスイ
ッチＱ2 、Ｑ3 の制御端子に接続されていると共に第１
のＮＯＴ回路６２に接続されている。第１のＮＯＴ回路
６２は第１及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 の制御端子に
接続されている。

【００４６】補助制御回路２２ａは、第２のフリップフ
ロップ６３と第２のＮＯＴ回路６４とからなる。第２の
フリップフロップ６３のセット端子Ｓは第１のソフトス
イッチング用スイッチＱ11の零電圧検出パルスの伝送ラ
イン５３に接続され、このリセット端子Ｒは鋸波発生器
６に接続され、この出力端子Ｑは第１のソフトスイッチ
ング用スイッチＱ11の制御端子と第２のＮＯＴ回路６４
に接続されている。第２のＮＯＴ回路６４の出力は第２
のソフトスイッチング用スイツチＱ12の制御端子に接続
されている。

【００４７】図１３の電力変換装置の各スイッチＱ1 〜
Ｑ4 、Ｑ11、Ｑ12の制御タイミング及び動作は第１の実
施例の電力変換装置と実質的に同一であり、各スイッチ
Ｑ1〜Ｑ4 、Ｑ11、Ｑ12の制御信号の形成方法において
第３の実施例は第１の実施例と相違している。第３の実
施例では、図１５（Ｂ）に示す鋸波電圧Ｖt の立上り時
点ｔ0及びｔ4 に同期して第２のフリップフロップ６３
がリセットされ、この出力が図１５（Ｅ）に示すように
低レベルになり、第１のソフトスイッチング用スイッチ
Ｑ11がタ−ンオフ制御され、逆に第２のソフトスイッチ
ング用スイッチＱ12が図１５（Ｆ）の信号でタ−ンオン
制御される。これにより、第１の実施例と同様にインダ
クタＬr に電流が流れ、図１５のｔ1 〜ｔ2 期間におい
て、図９のｔ1 〜ｔ6 期間と同様な共振動作が電力変換
回路において生じる。この共振動作によって図１５
（Ａ）の直流リンク電圧が図９のｔ3 時点と同様に図１
５（Ａ）のｔ1 時点で実質的に零になり、第１の電圧検
出器５２から図１５（Ｃ）のパルスが発生し、第１のフ
リップフロップ６１がセットされ、図１５（Ｈ）の出力
パルスが得られ、、第２及び第３のスイッチＱ2 、Ｑ3
がＺＶＳでタ−ンオンする。図１５のｔ1時点で第１及
び第４のスイッチＱ2 、Ｑ4 がタ−ンオフ制御される
が、これ等の電圧は直ちに立上らない。即ち、図１５は
図９と同様に図７のｔ3 時点及びこの近傍を示し、且つ
負荷２０は誘導性であるために、第１及び第４のスイッ
チＱ１、Ｑ4 のタ−ンオフ時に第１及び第４のダイオ−
ドＤ1 、Ｄ4 を通って電流が流れ、図１５のｔ1 時点で
第１及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 の電圧は直ちに高レ
ベル（電源電圧）に立上らない。図１３の回路において
共振動作が継続して図９のｔ6 時点に相当するｔ2 時点
になると、図１５（Ａ）の直流リンク電圧がほぼ電源電
圧になり、第１のソフトスイッチング用スイツチＱ１１
の電圧が実質的に零に成る。この結果、第１の電圧検出
器５１から図１５（Ｄ）のパルスが発生し、第２のフリ
ップフロップ６３がセットされ、図１５（Ｅ）の出力パ
ルスが第１のソフトスイッチング用スイッチＱ11に供給
され、このスイッチＱ11がＺＶＳでタ−ンオンする。ｔ
2 時点で第２のソフトスイッチング用スイツチＱ12がタ
−ンオフ制御されるが、ダイオ−ドＤ12に共振電流が流
れているので、スイッチＱ2 は零電圧でタ−ンオフ制御
される。図１５のｔ3 時点で電圧基準値Ｖr が補助鋸波
電圧Ｖt ′を横切ると、図１５（Ｇ）のトリガパルスが
比較器７から発生し、第１のフリップフロップ６１がリ
セットされ、第２及び第３のスイッチＱ2 、Ｑ3 がタ−
ンオフし、第１及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 がタ−ン
オンする。この第３の実施例においても、第１の実施例
と同様に図１５のｔ3 で特別にソフトスイッチング制御
を実行する必要はない。

【００４８】図１３〜図１５の第３の実施例によれば、
第１の実施例と同様に損失低減、ノイス低減、共振電流
の抑制の効果を得ることができ、更に演算回路を使用し
ないで上記効果を得ることができる。

【００４９】

【第４の実施例】図１６は第４の実施例の電力変換装置
を示す。図１６の電力変換装置はサ−ジ電圧を抑制する
ために図５の回路にクランプ用ダイオ−ド７１、クラン
プ用コンデンサ７２、クランプ用抵抗７３付加したもの
であり、これ以外は図５と同一に構成したものである。

【００５０】クランプ用ダイオ−ド７１のアノ−ドはイ
ンダクタＬr とスイッチＱ12の接続点に接続されてい
る。クランプ用ダイオ−ド７１のカソ−ドはクランプ用
コンデンサ７２を介してスイッチＱ12と補助電源１０と
の接続点に接続されている。クランプ用抵抗７３はダイ
オ−ド７１のカソ−ドと主電源１との間に接続されてい
る。

【００５１】クランプ用コンデンサ７２は、スイッチＱ
12がオンになる前に、主電源１の電圧Ｖdcとこれよりも
低い補助電源１０の電圧（Ｖdc／２）との差であるＶdc
／２に充電されている。クランプ用ダイオ−ド７１はク
ランプ用コンデンサ７２の放電防止用として機能し、第
２のソフトスイッチング用スイッチＱ12がオンになって
もコンデンサ７２のエネルギ蓄積状態が保たれる。ソフ
トスイッチング動作の後の区間でダイオ−ドＤ12を通っ
て逆方向に流れた電流によってインダクタＬrに蓄積さ
れた残留磁気エネルギに基づいてサ−ジ電圧が発生する
と、このサ−ジがクランプ用ダイオ−ド７１を通ってク
ランプ用コンデンサ７２で吸収される。クランプ用コン
デンサ７２に蓄積されたエネルギは抵抗７３を介して主
電源１に回生される。従って、図１６の実施例によれ
ば、第１の実施例と同様な作用効果が得られる他に、ダ
イオ−ドＤ12の逆回復電流によって発生するサ−ジ電圧
を抑制し、スイッチＱ12の低耐圧化する効果も得られ
る。

【００５２】

【変形例】本発明は上記の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） コンデンサＣ1 〜Ｃ4 をスイッチＱ1 〜Ｑ4 の
対の主端子間即ちコレクタ・エミッタ間の寄生容量とす
ること、又は寄生容量と個別のコンデンサとの合計容量
とすることができる。 （２） 第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 、第１及び第
２のソフトスイッチング用スイッチＱ11、Ｑ12を絶縁ゲ
−ト型電界効果トランジスタ、バイポ−ラトランジスタ
等の他の半導体スイッチとすることができる。 （３） 各実施例で負荷２０、２０ａが回生電力を発生
する場合には変換回路２ａ、２ｂ、２ｃを介して直流側
に電力を回生することができる。 （４） 図１１のようにＡＣ−ＤＣ変換器とＤＣ−ＡＣ
変換器との組み合せ回路におけるいずれか一方を省いて
ＡＣ−ＤＣ変換器のみ、又はＤＣ―ＡＣ変換器のみとす
ることができる。 （５） 図１１の実施例のようにコンバ−タ変換回路４
１、４２、４３を設ける場合には交流入力の力率及び波
形を改善するようにスイッチＱ41、Ｑ42等を制御するこ
とが望ましい。 （６） 図５から第２の変換回路２b を省き、第２のス
イッチＱ2 に並列に変換用コンデンサを介して出力トラ
ンスの１次巻線または負荷回路を接続してハ−フブリッ
ジ型インバ−タを構成することができる。 （７） 各実施例の電力変換回路を、負荷電流Ｉo の方
向に無関係に、第１のスイッチＱ1 のタ−ンオン時の全
てと第２のスイッチＱ2 のタ−ンオン時の全てにおいて
第１及び第２のソフトスイッチング用スイッチＱ11〜Ｑ
12を使用したソフトスイッチング制御を行う用に変形す
るこができる。 （８） 主制御回路２１及び補助制御回路２２の一部又
は全部をディジタル回路で形成することができる。 （９） 負荷電流を電源１に流れる電流を検出して決定
すること、又は第１及び第2のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電
流を検出して決定することができる。また、Ｖta、Ｖtb
を演算で求める式として実施例以外の式を使用すること
もできる。 （１０） ＡＮＤゲ−ト３５の代わりに排他的ＯＲゲ−
トを使用することができる。 （１１） 主電源１及び補助電源１０をコンデンサとす
ることができる。また、補助電源１０の電圧を主電源１
の電圧よりも低い任意の値に設定することができる。 （１２） 図１１のインバータ変換回路２ａ、２ｂ、２
ｃの内の任意の相の変換回路のＰＷＭ制御を停止するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の電力変換装置の１相分を示す回路図であ
る。

【図２】図１の各部の状態を示す波形図である。

【図３】別の従来の電力変換装置の１相分を示す回路図
である。

【図４】図３の各部の状態を示す波形図である。

【図５】本発明の第１の実施例の電力変換装置を示す回
路図である。

【図６】図５の主制御回路及び補助制御回路を概略的に
示すプロック図である。

【図７】図５の主制御回路の各部の状態を示す波形図で
ある。

【図８】負荷電流の負の半波期間における図６の各部の
状態を示す波形図である。

【図９】負荷電流の負の半波期間における図５の各部の
状態を示す波形図である。

【図１０】負荷電流の正の半波期間における図５の各部
の状態を示す波形図である。

【図１１】第２の実施例の電力変換装置を示す回路図で
ある。

【図１２】図１１の各部の状態を示す波形図である。

【図１３】第３の実施例の電力変換装置を示す回路図で
ある。

【図１４】図１３の主制御回路及び補助制御回路を示す
ブロック図である。

【図１５】図１３及び図１４の状態を示す波形図であ
る。

【図１６】第４の実施例の電力変換装置を示す回路図で
ある。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ａ、２ｂ、２ｃ 変換回路 ９ａ ソフトスイッチング回路 １１、１２ 直流ライン ２１ 主制御回路 ２２ 補助制御回路 Ｑ1 〜Ｑ4 第１〜第４のスイッチ Ｑ11〜Ｑ12 ソフトスイッチング用スイッチ Ｃ1 〜Ｃ4 コンデンサ Ｌr 共振用インダクタ Ｄ11、Ｄ12 ソフトスイッチング用ダイオ−ド

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−178785（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−174452（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項1】 対の直流端子と、少なくとも１つの交流端
   子と、少なくとも第１及び第２のスイッチと、第１及び
   第２のダイオードと、第１及び第２のコンデンサ又は寄
   生容量と、スイッチ制御回路とを有し、前記第１及び第
   ２のスイッチの直列回路が前記対の直流端子間に接続さ
   れ、前記交流端子が前記第１及び第２のスイッチの相互
   接続点に接続され、前記第１及び第２のダイオード及び
   前記第１及び第２のコンデンサ又は寄生容量は前記第１
   及び第２のスイッチに並列に接続され、前記スイッチ制
   御回路は前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オ
   フ制御するように構成されている電力変換装置におい
   て、 前記対の直流端子の一方と他方との間に第１のソフトス
   イッチング用スイッチを介して直流電源又はコンデンサ
   が接続され、 前記第１のソフトスイッチング用スイッチに並列に第１
   のソフトスイッチング用ダイオードが逆方向並列に接続
   され、 前記対の直流端子の一方と他方との間に共振用インダク
   タと第２のソフトスイッチング用スイッチとソフトスイ
   ッチング用直流電源又はコンデンサとの直流回路が接続
   され、 前記第２のソフトスイッチング用スイッチに逆方向並列
   に第２のソフトスイッチング用ダイオ−ドが接続され、 前記第１のスイッチ又は前記第２のスイッチのターンオ
   ン時点（ｔ３）よりも少し前の第１の時点（ｔ１）から
   前記ターンオン時点（ｔ３）よりも少し後の第２の時点
   （ｔ６）まで前記第１のソフトスイッチング用スイッチ
   をオフ状態に制御し、同時に前記第２のソフトスイッチ
   ング用スイッチを前記第１のソフトスイッチング用スイ
   ッチとは逆にオン状態に制御し、且つ前記第１のソフト
   スイッチング用スイッチをオン状態に制御している時に
   は前記第２のソフトスイッチング用スイッチをオフ状態
   に制御するための制御信号を形成する補助制御回路が設
   けられ, 前記第１の時点（ｔ１）から前記ターンオン時点（ｔ
   ３）までの第１の時間長（Ｔ１）が前記共振用インダク
   タの働きによって前記ターンオン時点までに前記対の直
   流端子間の電圧を零又はほぼ零にすることができる時間
   長とされ、前記ターンオン時点（ｔ３）から前記第２の
   時点（ｔ６）までの第２の時間長（Ｔ２）が前記共振用
   インダクタの働きによって前記第２の時点（ｔ６）まで
   に前記第１のソフトスイッチング用スイッチの電圧を零
   又はほぼ零にすることができる時間長とされていること
   を特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 前記補助制御回路は、前記第１又は第２
   のスイッチのオン・オフ繰返し周期と同一の周期を有し
   て鋸波電圧を発生する鋸波発生手段と、 前記交流端子を通って流れる電流の大きさ示す信号を検
   出又は演算で求める電流検知手段と、 前記電流検知手段の出力（Ｉｏ）と前記インダクタのイ
   ンダクタンス（Ｌｒ）と前記直流電源の電圧（Ｖｄｃ）
   と前記第１又は第２のコンデンサ又は寄生容量の容量値
   （Ｃ）とに基づいて、前記鋸波電圧を横切る第１及び第
   ２の電圧レベル（Ｖｔａ、Ｖｔｂ）が、 Ｖｔａ＝Ｖｄｃ[1-{（2ＬｒＩｏ）／Ｖｄｃ＋π√（ＬｒＣ）}／Ｔ] Ｖｔｂ＝Ｖｄｃ{2（2ＬｒＩｏ）／Ｖｄｃ＋π√（ＬｒＣ）}／Ｔ ここで、Ｖｄｃは主電源1の電圧又は鋸波電圧の最大振
   幅、 Ｃは直流ライン１１，１２間の容量即ちＣ１＋Ｃ４又は
   Ｃ２＋Ｃ４、 Ｔは鋸波電圧Ｖｔの周期、 √（ＬｒＣ）は（ＬｒＣ） ^1/2 に従う演算で決定され、 前記第１の電圧レベル（Ｖｔ
   ａ）を前記鋸波電圧が横切る時点（ｔ１）から前記鋸波
   電圧の１周期の終りの時点（ｔ３）までの時間長が前記
   第１の時間長（Ｔ１）になり、前記鋸波電圧の１周期の
   始まりの時点（ｔ３）から前記第２の電圧レベル（Ｖｔ
   ｂ）を前記鋸波電圧が横切る時点（ｔ６）までの時間長
   が前記第２の時間長（Ｔ２）になるるように前記第１及
   び第２の電圧レベル（Ｖｔａ、Ｖｔｂ）と前記鋸波電圧
   の振幅との関係が決定されていることを特徴とする請求
   項１記載の電力変換装置。
3. 【請求項３】 前記スイッチ制御回路は、 前記交流端子における所望交流電圧を示す電圧基準値
   （Ｖr ）を発生する電圧基準値発生器と、 前記交流電圧の周期よりも十分に短い周期で鋸波電圧
   （Ｖt ）を発生する鋸波発生器と、 前記交流端子における電流の方向を検知する電流方向検
   出手段と、 前記電流の方向が第１の方向の時には前記鋸波電圧（Ｖ
   t）を出力し、前記電流の方向が第１の方向と逆方向の
   第２の方向の時には前記鋸波電圧（Ｖt）に対して逆相
   の鋸波電圧を出力する補正回路と、 前記電圧基準値（Ｖr ）と前記補正回路から得られた補
   正鋸波電圧（Ｖｔ’）とを比較し、前記電圧基準値（Ｖ
   r ）と前記補正鋸波電圧（Ｖｔ’）の傾斜電圧部分との
   交差時点を示すパルスを発生する比較手段と、 前記対の直流端子間の電圧が高レベルから零又はほぼ零
   になったことを検出する零電圧検出手段と、 前記零電圧検出手段から零又はほぼ零を示す検出信号が
   得られた時点から前記比較手段からパルスが発生した時
   点までがオン時間幅となる第１の制御パルスを形成して
   前記第１のスイッチに供給し、前記第１の制御パルスと
   逆位相の第２の制御パルスを形成して前記第２のスイッ
   チに供給するスイッチ制御信号形成手段とを備えてお
   り, 前記補助制御回路手段は、 前記第１のソフトスイッチング用スイッチの両端子間電
   圧が零又はほぼ零になる時点を検出するスイッチ電圧検
   出手段と、 前記鋸波電圧の垂直の部分又はこれに同期た信号に応答
   して前記第１のソフトスイッチング用スイッチをオフに
   制御し、しかる後前記スイッチ電圧検出手段の零又はほ
   ぼ零を示す出力に応答して前記第１のソフトスイッチン
   グ用スイッチをオンに制御する第１のソフトスイッチン
   グ制御信号を形成し、前記第１のソフトスイッチング制
   御信号と逆相の第２のソフトスイッチング制御信号を形
   成するソフトスイッチング制御信号形成回路と、を備え
   ていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 【請求項４】 更に、クランプ用ダイオードとクランプ
   用コンデンサと、クランプ用抵抗とを有し,前記クラン
   プ用ダイオードと前記クランプ用コンデンサとの直列回
   路が前記第２のソフトスイッチング用スイッチに並列に
   接続され、前記クランプ用抵抗の一端が前記クランプ用
   ダイオードと前記クランプ用コンデンサとの接続点に接
   続され、前記クランプ用抵抗の他端が前記直流電源に接
   続されていることを特徴とする請求項１又は２又は３記
   載の電力変換装置。