JP3274812B2 - Optical recording / reproducing apparatus and tracking control method for optical pickup - Google Patents

Optical recording / reproducing apparatus and tracking control method for optical pickup

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JP3274812B2
JP3274812B2 JP31577096A JP31577096A JP3274812B2 JP 3274812 B2 JP3274812 B2 JP 3274812B2 JP 31577096 A JP31577096 A JP 31577096A JP 31577096 A JP31577096 A JP 31577096A JP 3274812 B2 JP3274812 B2 JP 3274812B2
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    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
    • G11B7/00—Recording or reproducing by optical means, e.g. recording using a thermal beam of optical radiation by modifying optical properties or the physical structure, reproducing using an optical beam at lower power by sensing optical properties; Record carriers therefor
    • G11B7/08—Disposition or mounting of heads or light sources relatively to record carriers
    • G11B7/09—Disposition or mounting of heads or light sources relatively to record carriers with provision for moving the light beam or focus plane for the purpose of maintaining alignment of the light beam relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following
    • G11B7/0901—Disposition or mounting of heads or light sources relatively to record carriers with provision for moving the light beam or focus plane for the purpose of maintaining alignment of the light beam relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following for track following only
    • G11B7/0906—Differential phase difference systems

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  • Optical Recording Or Reproduction (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、記録担体から光学
的に情報を再生する光記録再生装置及び光ピックアップ
のトラッキング制御方法に関する。The present invention relates to an optical recording / reproducing apparatus for optically reproducing information from a record carrier and a tracking control method for an optical pickup.

【０００２】[0002]

【従来の技術】ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）やＤ
ＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＶｉｄｅｏＤｉｓｃ）の様に、
凹凸のピットで情報が記録されている光ディスクからト
ラッキング制御信号を得る方式として、近年位相差法あ
るいはＤＰＤ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ
Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）法と呼ばれる手法が注目されて
いる。2. Description of the Related Art CD (Compact Disc) and D
Like VD (Digital Video Disc),
In recent years, as a method of obtaining a tracking control signal from an optical disk on which information is recorded with uneven pits, a phase difference method or a DPD (Differential Phase) has been used.
Attention has been paid to a technique called a "Detection" method.

【０００３】この手法は、例えば特公平７−１０５０５
２号公報に述べられている様に、ディスクに照射された
光スポットがピット上を通過する際、光スポットのピッ
トの中心からのずれにより受光素子上のピットの写像
（回折パターン）が変化することを利用したものであっ
て、受光素子をピットの写像のトラック長さ方向で分割
してそれぞれの受光光量に応じた出力信号レベルを見る
と、その変化の仕方は光スポットのピット中心からのず
れの方向と量に応じて異なったものとなり、受光素子の
出力を所定のレベルで２値化した後にその２値化した信
号のどちらが先に変化したか、及びレベル変化の時間差
を見ることで、先の光スポットのずれの方向と量を示す
トラッキング誤差信号を得ることが出来る。[0003] This method is disclosed in, for example, Japanese Patent Publication No. 7-10505.
As described in Japanese Patent Laid-Open Publication No. 2 (1994), when a light spot irradiated on a disk passes over a pit, the mapping (diffraction pattern) of the pit on the light receiving element changes due to the deviation of the light spot from the center of the pit. When the light receiving element is divided in the track length direction of the mapping of the pit and the output signal level according to the amount of received light is observed, the manner of the change is determined from the center of the light spot from the pit center. It becomes different depending on the direction and amount of the shift, and by binarizing the output of the light receiving element at a predetermined level, it is possible to see which of the binarized signals has changed first and the time difference of the level change. Thus, a tracking error signal indicating the direction and amount of the deviation of the previous light spot can be obtained.

【０００４】図１６乃至図２４は、その時間差を検出し
てトラッキングエラー信号を生成するための光ピックア
ップ及び信号処理回路の一例を示す図である。以下、こ
れらの図に基づいて従来のトラッキング制御装置及び方
法について説明する。FIGS. 16 to 24 show an example of an optical pickup and a signal processing circuit for detecting the time difference to generate a tracking error signal. Hereinafter, a conventional tracking control device and method will be described with reference to these drawings.

【０００５】図１６（Ａ）は同公報中に開示されている
光ピックアップの略断面図であり、半導体レーザーの様
な光源１０１からの光束は光分割器１０２の第１の面１
０３で反射され、対物レンズ１０４によって記録担体１
０５の情報記録面に微小スポットとして集光される。記
録担体５からの反射光は再び対物レンズ１０４を通り光
分割器１０２の第１の面１０３を通過し、第２の面１０
６の一部に設けられた回折構造体１０７により回折され
てその方向を変え、第１の面１０３と第２の面１０６の
間で全反射しながら光検出器１０８に入射する。FIG. 16A is a schematic sectional view of an optical pickup disclosed in the publication, and a light beam from a light source 101 such as a semiconductor laser is applied to a first surface 1 of a light splitter 102.
03, and the record carrier 1 is reflected by the objective lens 104.
The light is condensed as a minute spot on the information recording surface 05. The reflected light from the record carrier 5 passes through the objective lens 104 again, passes through the first surface 103 of the light splitter 102, and
The light is diffracted by a diffractive structure 107 provided in a part of the light source 6, changes its direction, and enters the photodetector 108 while being totally reflected between the first surface 103 and the second surface 106.

【０００６】回折構造体１０７は図１６（Ｂ）の様に１
０８、１０９、１１０の３領域に分割されており、これ
らの領域で回折された光は光検出器１０８の分割された
受光部１１１と１１２、１１３、１１４に各々到達す
る。対物レンズ１０４と記録担体１０５の距離が変動す
ると回折構造体１０７の領域１０８で回折された光の、
受光部１１１と１１２への入射量も変動するので、これ
ら受光部１１１と１１２の検出信号の差を求めると記録
担体１０５と対物レンズ１０４の距離の変動量、換言す
れば記録担体上の情報記録面と光スポットの集光位置の
ずれを示す、フォーカスエラー信号を得ることが出来
る。[0006] As shown in FIG.
The light diffracted in these regions reaches the divided light receiving units 111, 112, 113, and 114 of the photodetector 108, respectively. When the distance between the objective lens 104 and the record carrier 105 changes, the light diffracted in the region 108 of the diffractive structure 107
Since the amount of light incident on the light receiving units 111 and 112 also fluctuates, the difference between the detection signals of the light receiving units 111 and 112 is calculated to obtain the fluctuation amount of the distance between the record carrier 105 and the objective lens 104, in other words, the information recording on the record carrier. It is possible to obtain a focus error signal indicating a shift between the light condensing position of the surface and the light spot.

【０００７】一方、記録担体上の情報が凹凸を有する情
報ピット列（情報トラック）の形態で記録されている場
合、光スポットがピット上を通過する差異に生じる光の
回折パターンを利用することにより光スポットとピット
列（トラック）との、情報記録面内でトラックに垂直方
向の位置ずれを表すトラッキングエラー信号を得ること
が出来る。On the other hand, when information on a record carrier is recorded in the form of an information pit row (information track) having irregularities, a light diffraction pattern generated by a difference in which a light spot passes over a pit is used. It is possible to obtain a tracking error signal indicating a positional deviation between the light spot and the pit row (track) in the direction perpendicular to the track on the information recording surface.

【０００８】図１７から図１９は光スポットがピット上
を通過するときの反射光量の強度分布パターン（ファー
フィールドパターン）の変化の例として開示されている
もので、これら各図の（Ａ）は光スポット１２３と情報
ピット１２４との位置関係、（Ｂ）は反射光量の強度分
布パターン（ファーフィールドパターン）を示す。FIGS. 17 to 19 disclose examples of changes in the intensity distribution pattern (far-field pattern) of the amount of reflected light when the light spot passes over the pit, and FIG. The positional relationship between the light spot 123 and the information pit 124, and (B) shows the intensity distribution pattern (far-field pattern) of the amount of reflected light.

【０００９】光スポット１２３が情報ピット１２４の中
央を通過する図１８の場合にはファーフィールドパター
ンは左右対称のまま変化するが、図１７あるいは図１９
の様に中央からずれて通過するとファーフィールドパタ
ーンの左右の対称性は崩れ、変化の仕方に時間差（位相
差）が生じる。これより左右の光量を受光部１１３、１
１４で電気信号に変え、この時間差を検出する信号処理
を行うことによってトラッキングエラー信号を得ること
が出来る。In the case of FIG. 18 in which the light spot 123 passes through the center of the information pit 124, the far field pattern changes while being left-right symmetric, but is changed as shown in FIG. 17 or FIG.
When the light passes through the center of the far field pattern, the left-right symmetry of the far field pattern is broken, and a time difference (phase difference) occurs in the manner of change. From this, the left and right light amounts are received by the light receiving units 113, 1
A tracking error signal can be obtained by converting the signal into an electric signal at 14 and performing signal processing for detecting the time difference.

【００１０】図２０は信号処理の回路構成として同公報
に開示されているものであり、図２１はその各部の信号
波形を示したものである。なお図２１は時間の経過に伴
い光スポットが情報トラック上を左から右に横断しなが
ら、即ち図１７の状態から図１９の状態に変化しながら
情報ピットの上を通過して行く状況を示している。FIG. 20 shows a signal processing circuit configuration disclosed in the publication, and FIG. 21 shows a signal waveform of each part. FIG. 21 shows a situation in which the light spot passes over the information pit while traversing the information track from left to right over time, that is, changing from the state of FIG. 17 to the state of FIG. ing.

【００１１】図２０に於いて受光部１１３、１１４で検
出した電気信号（光電流）は電流電圧変換器１１５、１
１６で電圧信号に変換され、（ア）（イ）の波形とな
る。これらを２値化回路１１７、１１８に通すと（ウ）
（エ）の信号となる。これらの信号の立ち上がりあるい
は立ち下がりの時間差（位相差）を検出すると先述のト
ラッキングエラーが検出できるが、この公報で開示され
た図２０の構成では立ち下がりの時間差をＤ型フリップ
フロップ（Ｄ−ＦＦ）１１９、１２０を用いて検出する
様にしている。その後検出された時間差パルス（オ）
（カ）は差分検出器１２１でパルス幅変調信号（キ）に
変換され、更にローパスフィルタ１２２を通す事で
（ク）のアナログのトラッキングエラー信号を得てい
る。In FIG. 20, electric signals (photocurrent) detected by the light receiving units 113 and 114 are converted into current-voltage converters 115 and 1.
The signal is converted into a voltage signal at 16 and becomes a waveform of (A) and (A). When these are passed through the binarization circuits 117 and 118 (C)
(D). The tracking error described above can be detected by detecting the time difference (phase difference) between the rise and fall of these signals. However, in the configuration shown in FIG. 20 disclosed in this publication, the time difference between the fall is determined by a D-type flip-flop (D-FF). ) 119 and 120 are used for detection. Later detected time difference pulse (e)
(F) is converted into a pulse width modulation signal (g) by a difference detector 121 and further passed through a low-pass filter 122 to obtain an analog tracking error signal (h).

【００１２】なお図２１の左右端近くで示されている様
に、光スポットがピット列の中央からずれて通過する場
合、受光部１１３、１１４からの信号（ア）（イ）は時
間差（位相差）のみならず周波数（変化の頻度）も異な
ることがある。このため時間差（位相差）の誤検出を防
ぐために同公報では時間差（位相差）の検出にＤ−ＦＦ
を用いる構成を開示している。[0012] As shown near the left and right ends of FIG. 21, when the light spot passes through the center of the pit row with a deviation, the signals (A) and (A) from the light receiving units 113 and 114 have a time difference (position). Not only the phase difference) but also the frequency (frequency of change) may be different. For this reason, in order to prevent erroneous detection of a time difference (phase difference), the publication discloses that a time difference (phase difference) is detected by a D-FF.
Is disclosed.

【００１３】因に同公報の記載より判断すると、このＤ
−ＦＦは丸印が付き「Ｔ」と示された端子がクロック入
力、下方から引き出された無記名の端子がリセット入力
であり、リセット端子が論理「Ｌ」レベルの時は無条件
に「Ｑ」出力は「Ｌ」レベル、リセット端子が論理
「Ｈ」レベルの時は「Ｄ」入力に与えられたものと等し
い論理レベルが「Ｔ」（クロック）端子の「Ｈ」→
「Ｌ」への立ち下がり時点で「Ｑ」端子に出力される。[0013] Judging from the description in the publication, this D
For -FF, a terminal marked with a circle and indicated by "T" is a clock input, an anonymous terminal drawn from below is a reset input, and when the reset terminal is at a logical "L" level, "Q" is unconditionally set. When the output is at the "L" level and the reset terminal is at the logical "H" level, the logical level equivalent to that given to the "D" input is "H" at the "T" (clock) terminal.
The signal is output to the “Q” terminal at the time of falling to “L”.

【００１４】この公報に開示された構成の光ピックアッ
プと信号処理回路を用いて得られるトラッキングエラー
信号ＴＥＳは図２１の（ク）に示されている様に、特定
のトラック１本の近傍に注目すると光スポットがトラッ
クの真上（中央）にあるときにゼロレベルとなり、それ
から左右にずれる（オフトラック）とその方向に応じた
極性を有するほぼ直線状の信号となるが、複数のトラッ
クにわたって観測すると、各々のトラック毎にこの直線
状の信号波形が現れ、また光スポットがトラックとトラ
ックとの間にある場合にもゼロレベルとなるので、全体
的には図２２の様にトラック毎に繰り返される鋸歯状の
波形となる。A tracking error signal TES obtained by using the optical pickup and the signal processing circuit having the structure disclosed in this publication pays attention to the vicinity of one specific track as shown in FIG. Then, when the light spot is right above the track (center), the level becomes zero. When the light spot shifts right and left (off-track), the signal becomes a substantially linear signal having a polarity corresponding to the direction. Then, this linear signal waveform appears for each track, and when the light spot is between the tracks, the signal level becomes zero. Therefore, as a whole, the signal is repeated for each track as shown in FIG. Sawtooth waveform.

【００１５】この図２２の様な極性でトラック毎に繰り
返し鋸歯状波形として現れるトラッキングエラー信号Ｔ
ＥＳを用いてトラッキングサーボ制御を行うには、トラ
ッキングエラー信号の正負に応じて光スポットの位置を
図２３のＡあるいはＢと示した方向に各々動かすべく、
対物レンズ１０４を図示しない手段（一般にトラッキン
グアクチュエータと呼ばれる）により駆動する様にトラ
ッキングサーボ制御系を構成すれば良い。A tracking error signal T having a polarity as shown in FIG.
In order to perform tracking servo control using ES, in order to move the position of the light spot in the direction indicated by A or B in FIG. 23 according to the sign of the tracking error signal,
A tracking servo control system may be configured to drive the objective lens 104 by means (not shown) (generally called a tracking actuator).

【００１６】また、光ピックアップの動作は光スポット
をトラック上に正しく追従させると言うトラッキングサ
ーボ制御（動作）だけは無く、情報記録担体上の任意の
情報を検索し再生を行う等の為にトラックを横断する方
向に光スポットの照射位置を動かし任意のトラックへ移
動させる、トラックジャンプあるいはトラックサーチ等
と呼称されるトラック横断動作も必要かつ重要である
が、その際にトラック横断動作の精度・正確さを高める
ためにこのトラッキングエラー信号を参照することも可
能である。The operation of the optical pickup is not limited to tracking servo control (operation) for causing an optical spot to correctly follow a track, and a track for searching and reproducing arbitrary information on an information recording carrier. A track traversing operation called a track jump or a track search, which moves the irradiation position of the light spot in a direction traversing the beam and moves to an arbitrary track, is also necessary and important. It is also possible to refer to this tracking error signal to increase the accuracy.

【００１７】具体的には図２４に示すようにトラッキン
グエラー信号（ア）が情報トラック上でゼロレベルを横
切る（ゼロクロス）することに注目して、これをコンパ
レータなどで２値化した信号（イ）の立ち上がりあるい
は立ち下がりのエッジ数をカウントすれば、それが光ス
ポットが横断したトラック数を示す。もっともトラッキ
ングエラー信号はトラックとトラックとの間（トラック
間）でもゼロクロスするため、実際にはＲＦ（再生情
報）信号も同時に参照する方が望ましい。これには例え
ば、トラック上でＲＦ信号（ウ）の振幅が大となること
を利用して、ＲＦ信号のエンベロープ（包絡線）振幅が
所定値（２値化レベル）より大の時に論理「Ｈ」レベル
となる信号（エ）を生成し、この信号が「Ｈ」レベルの
時にのみトラッキングエラー信号を２値化した信号
（イ）のエッジをカウントを行う様にすれば良い。Specifically, as shown in FIG. 24, attention is paid to the fact that the tracking error signal (a) crosses the zero level on the information track (zero cross), and the signal (a) is binarized by a comparator or the like. If the number of rising or falling edges is counted, it indicates the number of tracks traversed by the light spot. However, since the tracking error signal crosses zero between tracks (between tracks), it is actually preferable to refer to an RF (reproduction information) signal at the same time. For example, by utilizing the fact that the amplitude of the RF signal (c) increases on the track, the logic "H" is used when the envelope (envelope) amplitude of the RF signal is larger than a predetermined value (binary level). A signal (d) having a "" level is generated, and only when this signal is at the "H" level, the edges of the signal (a) obtained by binarizing the tracking error signal may be counted.

【００１８】また光スポット１２３のトラック（情報ピ
ット１２４の列）に対する横断方向もこれらの信号を用
いて判別することが出来、例えば（エ）の信号の立ち上
がりエッジで（イ）の信号が「Ｈ」「Ｌ」いずれのレベ
ルであるかをサンプリングすれば良い。仮にこの図２４
に於いて（エ）の信号の立ち上がりエッジで（イ）をサ
ンプリングし、それが「Ｌ」レベルであったとすれば、
光スポット１２３は図２４の紙面左から右方向にトラッ
クを横断していることが判る。The transverse direction of the light spot 123 with respect to the track (the row of the information pits 124) can also be determined by using these signals. For example, at the rising edge of the signal (D), the signal (A) becomes "H". It is sufficient to sample which level is "L". This figure 24
In (a), (a) is sampled at the rising edge of the signal, and if it is "L" level,
It can be seen that the light spot 123 crosses the track from left to right in FIG.

【００１９】あるいは（エ）の信号が「Ｈ」レベルの時
に（イ）の信号の変化（エッジ）を観測し、それが立ち
上がり・立ち下がり何れのエッジであったかを検出する
ことによっても横断方向を判別する事が出来る。この方
法では（エ）が「Ｈ」レベルの時に（イ）に立ち上がり
エッジが生じたとすれば、光スポット１２３は図２４の
紙面左から右へとトラックを横断していることが判る。Alternatively, by observing a change (edge) in the signal (a) when the signal (d) is at the "H" level and detecting which edge is the rising edge or the falling edge, the transverse direction can also be determined. Can be determined. According to this method, if a rising edge occurs in (a) when (d) is at the "H" level, it can be understood that the light spot 123 crosses the track from left to right in FIG.

【００２０】[0020]

【発明が解決しようとする課題】既に、位相差法（ＤＰ
Ｄ法）によるトラッキングエラー信号の波形は、光スポ
ットとトラックとの（情報記録面内でトラックに直交す
る方向に於ける）相対的な位置関係によって、およそ図
２２に示した様な鋸歯状となること、及び、これを用い
て光スポットがトラックの上を正確に追従するように制
御するトラッキングサーボ制御動作が可能であること、
更に、所望のトラックを検索するために光スポットにト
ラックを横断させる際、トラックの横断本数やその横断
方向を検出して、トラック横断動作の精度や正確さを高
めるためにも参照し得ることを説明した。The phase difference method (DP)
D), the waveform of the tracking error signal has a sawtooth shape as shown in FIG. 22 depending on the relative positional relationship between the light spot and the track (in the direction perpendicular to the track in the information recording surface). And that it is possible to perform a tracking servo control operation for controlling the light spot to accurately follow the track by using this,
Furthermore, when a light spot is traversed by a light spot to search for a desired track, the number of traversed tracks and the traversing direction of the tracks can be detected to refer to the accuracy and precision of the track traversing operation. explained.

【００２１】先に述べた様に、位相差（ＤＰＤ）法によ
るトラッキングエラー信号の生成に際しては、光スポッ
トとトラック中心との相対的なズレ量に応じて２つの信
号の間に現れる位相差（あるいは時間差）に相当するパ
ルス（以下、便宜上「位相差パルス」と呼称する）の低
周波成分を抽出する必要があるが、このため用いられる
積分あるいはローパスフィルタ（ＬＰＦ）等の特性（時
定数）は従来の装置・方法では固定されている。As described above, when a tracking error signal is generated by the phase difference (DPD) method, the phase difference (appearing between the two signals depends on the relative displacement between the light spot and the track center). It is necessary to extract a low frequency component of a pulse (hereinafter, referred to as a “phase difference pulse” for convenience) corresponding to the time difference). For this purpose, a characteristic (time constant) such as integration or a low-pass filter (LPF) used is used. Is fixed in the conventional device / method.

【００２２】そのため位相差（ＤＰＤ）法によりこのト
ラッキングエラー信号を得る場合、従来のトラッキング
制御装置あるいは方法ではトラッキングサーボ制御動作
とトラック横断動作、即ちトラックジャンプやトラック
サーチの各動作全てを満足させることが難しい。Therefore, when the tracking error signal is obtained by the phase difference (DPD) method, the conventional tracking control device or method satisfies the tracking servo control operation and the track traversing operation, ie, all the operations of track jump and track search. Is difficult.

【００２３】これを換言すれば、上記積分あるいはＬＰ
Ｆの時定数の設定の仕方によって個々の得失が生ずると
言うことであり、また時定数をある状態に設定した場合
の個々の得失を検討することが、従来の装置・方法にお
ける課題をより具体的に指摘することに繋がると言うこ
とでもある。この観点から一例として、上記時定数を比
較的小さく設定した場合を想定し、その場合の個々の得
失を以下順次列挙して課題点を指摘して行くことにす
る。In other words, the above integral or LP
This means that individual gains and losses occur depending on the manner of setting the time constant of F, and examining the individual advantages and disadvantages when the time constant is set to a certain state makes the problems of the conventional apparatus and method more specific. It also means that it leads to a pointed out. As an example from this viewpoint, assuming a case where the above time constant is set relatively small, individual advantages and disadvantages in that case will be sequentially listed below to point out the problems.

【００２４】（１）時定数を小さく設定することによる
利点の第１は、トラッキングサーボ制御系の位相余有が
増え、安定性が増大することである。(1) The first advantage of setting the time constant small is that the phase margin of the tracking servo control system increases and the stability increases.

【００２５】例えば、位相差パルスの平均化処理に用い
るのが１次のローパスフィルタの場合、その特性は図２
５に示す様に、折点周波数ｆLPF（通常数十［ｋＨｚ］
に設定される）に於いてゲインは直流でのゲインに比し
て−３［ｄＢ］、位相は−４５［°］であり、それより
低い周波数ではそれぞれ０［ｄＢ］及び０［°］に、逆
に高い周波数ではそれぞれ−∞［ｄＢ］（ゲインの絶対
値が０）及び−９０［°］に漸近する。For example, when the primary low-pass filter is used for the averaging process of the phase difference pulse, the characteristic is shown in FIG.
As shown in Fig. 5, the break point frequency f LPF (normally several tens [kHz]
), The gain is -3 [dB] and the phase is -45 [°] as compared with the DC gain, and at lower frequencies, it becomes 0 [dB] and 0 [°], respectively. On the other hand, at high frequencies, the values approach -∞ [dB] (the absolute value of the gain is 0) and -90 [°], respectively.

【００２６】ＣＤ等各種光ディスク装置のトラッキング
サーボ制御系のゲイン・位相カーブの例を図２６に示す
が、よく知られている通りサーボ制御系の安定化の為に
位相進み（または微分）補償により位相余有θｍ（ゲイ
ンが０［ｄＢ］になる周波数即ちカットオフ周波数ｆｃ
に於いて、位相が−１８０［°］に達するまでの余裕
量）がおよそ３０〜５０［°］程度得られる様に設計さ
れる。先のＬＰＦの位相遅れが大きいとこの位相余有が
大幅に減少してトラッキングサーボ制御系は不安定にな
りやすいが、折点周波数ｆL P F を高く（時定数を小さ
く）設定すると位相遅れは少なく、位相余有の減少も抑
えられるのでトラッキングサーボ制御系を安定なものと
しやすくなる。FIG. 26 shows an example of a gain / phase curve of a tracking servo control system of various optical disc devices such as a CD. As is well known, a phase advance (or differential) compensation is performed to stabilize the servo control system. Phase margin θm (frequency at which the gain becomes 0 [dB], that is, cutoff frequency fc
Is designed so as to obtain about 30 to 50 [°] of the phase until the phase reaches -180 [°]. Phase lag of the previous LPF is large when the phase margin is the tracking servo control system with greatly reduced tends to become unstable, but (small time constant) higher corner frequency f L P F set to the phase delay And the reduction of the phase margin can be suppressed, so that the tracking servo control system can be easily stabilized.

【００２７】（２）積分あるいはＬＰＦの時定数を小さ
く設定した場合の第２の利点は、トラック横断動作の
内、特に光スポットが多数のトラックを高速で横断する
トラックサーチに際して、横断方向の判別ミスをしにく
いと言う点である。(2) The second advantage in the case where the time constant of the integration or the LPF is set to a small value is that, in the track traversing operation, particularly in the track search in which the light spot traverses a large number of tracks at high speed, the traversing direction is determined. It is difficult to make mistakes.

【００２８】トラック横断動作に際しては光スポットの
トラックに対する相対速度の加減速などを制御するた
め、一般にトラックの横断本数と方向を検出する必要が
ある。既に図２４を用いてその原理は示しているが、時
定数が大きくトラッキングエラー信号に位相遅れ（時間
遅れが生じた場合の影響について以下図２７及び先の図
２４を参照しながら説明する。During the track traversing operation, it is generally necessary to detect the number and direction of the traversing tracks in order to control the acceleration and deceleration of the relative speed of the light spot with respect to the tracks. Although the principle has already been shown with reference to FIG. 24, the effect of a large time constant and a phase delay in the tracking error signal (time delay will be described below with reference to FIG. 27 and the previous FIG. 24).

【００２９】光スポットがトラックを横断する速度が低
く、従ってトラッキングエラー信号の鋸歯状波形の繰り
返し周波数も低い場合、あるいは上記時定数が小さい場
合には、トラック横断時に生じるトラッキングエラー信
号の位相遅れは特に問題とならない。先の図２４での説
明の原理通りにトラックの横断本数と方向を検出出来
る。If the speed at which the light spot traverses the track is low and therefore the repetition frequency of the sawtooth waveform of the tracking error signal is low, or if the above time constant is small, the phase lag of the tracking error signal generated when traversing the track will be large. There is no particular problem. The number and direction of crossing tracks can be detected in accordance with the principle described with reference to FIG.

【００３０】ところが光スポットがトラックを横断する
速度が高くなってトラッキングエラー信号の鋸歯状波形
の繰り返し周波数も当然乍ら高くなった場合、上記の時
定数が大きいとトラッキングエラー信号は積分あるいは
ＬＰＦによる位相の遅れ及び振幅の減少と言う作用を次
第に強く受けて行くことになる。この時のＲＦ（再生情
報）信号とトラッキングエラー信号、並びにこれらを２
値化した信号の関係は先の図２４とは異なった図２７の
様なものとなり、トラッキングエラー信号ＴＥＳ（ア）
は破線で示した本来有るべき波形よりも振幅が小さく位
相も遅れたものとなるため、これを２値化した信号
（イ）も破線で示した元来あるべき波形とはエッジの位
置がずれてしまう。更にトラッキングエラー信号（ア）
の振幅が小さいときには２値化が正常に行えず、エッジ
の位置がより大きくずれる、あるいは２値化した信号
（イ）自体が得られない等の現象が生じる。そのためＲ
Ｆ信号（ウ）のエンベロープ（包絡線）を所定のレベル
で２値化した信号（エ）の立ち上がりあるいは立ち下が
りに於いて、トラッキングエラー信号（ア）を２値化し
た信号（イ）をサンプリングしても、サンプリングされ
た（イ）のレベルは不確実なものとなって方向判別に失
敗する危険性がある。However, when the speed at which the light spot traverses the track is increased and the repetition frequency of the sawtooth waveform of the tracking error signal is naturally increased, if the time constant is large, the tracking error signal is integrated or obtained by LPF. The effects of phase lag and amplitude reduction will be progressively stronger. At this time, the RF (reproduction information) signal and the tracking error signal and these
The relationship between the binarized signals is as shown in FIG. 27 different from FIG. 24, and the tracking error signal TES (A)
Since the amplitude is smaller and the phase is later than the original waveform shown by the broken line, the binarized signal (a) also has the edge position shifted from the original waveform shown by the broken line. Would. Further tracking error signal (A)
When the amplitude is small, the binarization cannot be performed normally, and the phenomena such as the edge position being further deviated or the binarized signal (a) itself not being obtained. Therefore R
At the rise or fall of the signal (D) obtained by binarizing the envelope (envelope) of the F signal (C) at a predetermined level, the signal (A) obtained by binarizing the tracking error signal (A) is sampled. Even so, there is a risk that the sampled level (a) becomes uncertain and the direction determination fails.

【００３１】方向判別が必要なのは、トラックサーチ動
作の開始直後あるいは終了直前の様に、光スポットをト
ラックに対して意図的に駆動する速度がディスクの偏心
等により生じる相対的に逆方向の横断速度に対して必ず
しも大きくは無く、光スポットのトラックに対する相対
速度（相対的な移動方向）が逆転する可能性がある場合
である。光スポットをトラックに対して駆動する速度が
十分高い期間は上記相対速度の逆転は起こり得ないので
方向判別は不要となり、トラッキング誤差信号を参照し
なくてもトラック横断動作に支障は無い。しかしディス
クの偏心が大きい、あるいは高速データ転送のためにデ
ィスクの回転速度が高い、若しくは記録密度向上のため
トラックピッチが狭い等の場合には偏心等による上記相
対速度が大きく、光スポットをトラックに対して駆動す
る速度がこの相対速度を上回るまでは方向判別を行う必
要があるため、時定数を大きく設定するとトラッキング
エラー信号の位相遅れと振幅減少によって方向判別を失
敗する恐れがやはり生じる。It is necessary to determine the direction because the speed at which the light spot is intentionally driven with respect to the track, such as immediately after the start or the end of the track search operation, is a relatively opposite traverse speed caused by the eccentricity of the disk. Is not necessarily large, and the relative speed (relative moving direction) of the light spot with respect to the track may be reversed. During a period in which the speed at which the light spot is driven with respect to the track is sufficiently high, the reversal of the relative speed cannot occur, so that it is not necessary to determine the direction, and there is no hindrance to the track crossing operation without referring to the tracking error signal. However, when the eccentricity of the disk is large, or the rotation speed of the disk is high for high-speed data transfer, or the track pitch is narrow for improving the recording density, the above relative speed due to eccentricity is large, and the light spot is recorded on the track. Since it is necessary to determine the direction until the driving speed exceeds the relative speed, if the time constant is set to a large value, there is still a possibility that the direction may fail due to a phase delay and a decrease in amplitude of the tracking error signal.

【００３２】ところが、積分あるいはＬＰＦの時定数を
小さく設定した場合には、この様な状況に於いてもトラ
ッキングエラー信号に位相遅れや振幅の減少と言った影
響が少なく、方向判別を誤る危険性は低減出来る。これ
が時定数を小さく設定した場合の第２の利点である。However, when the time constant of the integration or the LPF is set to be small, even in such a situation, the tracking error signal is less affected by a phase lag or a decrease in the amplitude, and there is a risk of erroneous direction determination. Can be reduced. This is the second advantage when the time constant is set small.

【００３３】（３）一方積分あるいはＬＰＦの時定数を
小さく設定した場合の第１の失点（デメリット）は、デ
ィスクの傷などによりトラッキングエラー信号が乱され
やすく、トラッキングサーボ制御の制御精度が劣化しや
すいと言う点にある。(3) On the other hand, the first fault (demerit) when the time constant of the integration or the LPF is set small is that the tracking error signal is easily disturbed due to scratches on the disk, and the control accuracy of the tracking servo control is deteriorated. It is easy to do.

【００３４】ディスクに傷などの欠陥があった場合、ト
ラック上に照射した光スポットの回折・反射光が乱さ
れ、位相差パルスには異常あるいは不規則なものが混入
してくる。この異常あるいは不規則な位相差パルスの幅
や頻度は傷の程度などに依存するが、積分あるいはＬＰ
Ｆの時定数が小さい（ＬＰＦでは折点周波数ｆLPFが高
い）と、その異常あるいは不規則な位相差パルスは平均
化あるいは平滑化が十分に行われず、トラッキングエラ
ー信号上に乱れが発生し、トラッキングサーボ制御系の
制御精度が劣化しやすい。特に上記の傷などが大きなも
のであると、トラッキングサーボ外れを生じて影響は更
に重大なものとなる。If the disc has a defect such as a scratch, the diffracted / reflected light of the light spot irradiated on the track is disturbed, and abnormal or irregular phase difference pulses are mixed. The width or frequency of this abnormal or irregular phase difference pulse depends on the degree of flaw, etc.
If the time constant of F is small (the breakpoint frequency f LPF is high in the LPF ), the abnormal or irregular phase difference pulse is not sufficiently averaged or smoothed, and disturbance occurs on the tracking error signal. The control accuracy of the tracking servo control system tends to deteriorate. In particular, when the above-mentioned flaws are large, the tracking servo is deviated, and the influence becomes more serious.

【００３５】（４）失点の第２は、トラック横断動作の
内、数トラック単位のトラック横断を行うトラックジャ
ンプ動作に際して検出することが望ましい、トラック中
間点の検出が難しいと言う点が挙げられる。(4) The second point of a miss point is that it is desirable to detect a track jump operation in which a track is traversed by several tracks in a track traversing operation, and it is difficult to detect a track intermediate point.

【００３６】先にトラッキングサーボ動作、言い換えれ
ば光スポットがトラックを追従している時点に於いて、
ディスクの傷などの欠陥によりトラッキングエラー信号
が乱される問題について述べた。しかし光スポットがト
ラックの中心線を外れるにつれて、ディスクに欠陥がな
くとも、位相差（ＤＰＤ）法によるトラッキングエラー
信号には波形乱れが生じ易くなる傾向がある。First, when the tracking servo operation is performed, in other words, when the light spot is following the track,
The problem that the tracking error signal is disturbed by a defect such as a scratch on the disk has been described. However, as the light spot deviates from the center line of the track, the waveform of the tracking error signal by the phase difference (DPD) method tends to be easily disturbed even if the disk has no defect.

【００３７】先にも述べた様に、位相差（ＤＰＤ）法で
は情報ピット上を光スポットが通過する際、トラック延
長方向で分割した光スポットの左右光量の変化のタイミ
ングに応じた位相差パルスに基づいてトラッキングエラ
ー信号を生成するが、図２８（ア）〜（ウ）に示す様に
光スポット１２３がトラック（情報ピット１２４の列）
の中心線を大きく外れてトラックとトラックの間に近付
くにつれて光スポット１２３が情報ピット１２４に掛か
る領域が少なくなり、光スポット１２３が情報ピット１
２４上を通過した事を反射光から検出しにくくなる。こ
のため光スポット１２３とトラックとのずれ、即ちオフ
トラック量に応じた位相差パルスに異常あるいは不規則
なものが発生し、トラッキングエラー信号波形は次第に
乱れ易くなって行く。特に光スポット１２３がトラック
の中間点付近にあり、光スポットが左右のトラックの両
方にわずかずつ掛かり得る可能性が有る同図（ウ）の位
置では、左右のトラックの情報ピットで回折・反射され
た光の微弱な変化によって位相差パルスが最も異常かつ
不規則に発生しやすく、トラッキングエラー信号ＴＥＳ
の乱れは最も激しくなる。As described above, in the phase difference (DPD) method, when the light spot passes over the information pit, the phase difference pulse corresponding to the timing of the change in the left and right light amounts of the light spot divided in the track extension direction. 28, a tracking error signal is generated based on the light spot 123, as shown in FIGS. 28A to 28C.
The area where the light spot 123 overlaps the information pits 124 decreases as the distance from the track greatly deviates from the center line of the light spot 123, and the light spot 123 changes to the information pit 1
24, it is difficult to detect from the reflected light. For this reason, an abnormal or irregular phase difference pulse is generated according to the shift between the light spot 123 and the track, that is, the off-track amount, and the tracking error signal waveform gradually becomes easily disturbed. In particular, at the position shown in FIG. 4C where the light spot 123 is located near the middle point of the track and the light spot may slightly overlap both the left and right tracks, the light spot is diffracted and reflected by the information pits of the left and right tracks. The phase difference pulse is most likely to be generated abnormally and irregularly due to the weak change of the light, and the tracking error signal TES
Turbulence is the most severe.

【００３８】トラック間の検出はトラック数十本あるい
は数百本単位以上の横断動作を行う際には通常余り必要
とされないが、数本単位あるいはそれ以下のトラックジ
ャンプでは光スポットを加減速するタイミングを判断
し、その成功確率を高めるために検出を行うことが望ま
しい。極端な例としてスティルジャンプなどで多用され
る１トラックジャンプ動作では、わずか１トラックの間
で光スポットを加速及び減速させる必要があり、そのた
めには加速及び減速の切り替え点としてトラックとトラ
ックの中間点を多少の誤差があっても検出出来ることが
安定したジャンプ動作のためにほぼ必須と言っても良
い。The detection between tracks is usually not so necessary when a traversing operation of several tens or hundreds of tracks or more is performed, but the timing of accelerating or decelerating the light spot in a track jump of several or less tracks. It is desirable to judge and to perform detection in order to increase the success probability. As an extreme example, in a one-track jump operation that is frequently used in a still jump or the like, it is necessary to accelerate and decelerate the light spot within only one track. It can be said that it is almost indispensable for a stable jump operation to be able to detect even if there is some error.

【００３９】しかし、トラック間でトラッキングエラー
信号が乱れると、このトラックとトラックの中間点を正
しく検出出来なくなり、光スポットを加減速するタイミ
ングが崩れてトラックジャンプ（横断）動作の失敗を招
きやすくなる。However, if the tracking error signal is disturbed between the tracks, it becomes impossible to correctly detect the intermediate point between the tracks, and the timing of accelerating and decelerating the light spot is broken, which tends to cause a failure in the track jump (traverse) operation. .

【００４０】積分あるいはＬＰＦの時定数が大きければ
上記の異常かつ不規則なパルスも強力に平滑化・平均化
されるためトラック中間点付近でのトラッキングエラー
信号の乱れは小さく、トラック中間点もそのゼロクロス
点から容易に検出出来るが、時定数が小さいと先の図２
８に示した様にトラック中間点付近でのトラッキングエ
ラー信号は大きく乱れ、ゼロクロス点からの検出は困難
になる。If the time constant of the integration or LPF is large, the abnormal and irregular pulses described above are also strongly smoothed and averaged, so that the tracking error signal near the track middle point is less disturbed. Although it can be easily detected from the zero cross point, if the time constant is small,
As shown in FIG. 8, the tracking error signal near the track middle point is greatly disturbed, and it is difficult to detect from the zero cross point.

【００４１】以上のように、積分あるいはＬＰＦの時定
数が小さい場合には、上記（１），（２）の利点と上記
（３），（４）の欠点を有している。一方、積分あるい
はＬＰＦの時定数が大きい場合には、当然ながら逆の性
質を有している。個々の装置においてその設定をどのよ
うにするかは設計問題であるが、何れにせよ位相差（Ｄ
ＰＤ）法によりトラッキングエラー信号を生成する従来
のトラッキング制御装置あるいは方法では、低域通過手
段・処理（即ち積分あるいはＬＰＦ）の特性をトラッキ
ングサーボ制御動作及びトラック横断動作と言う全く異
なる制御動作に対して共通に設定しているために、上記
の利点の陰の失点を克服出来ない。即ち、 トラッキングサーボ制御系の安定性 トラックサーチの際の方向判別の正確さ ディスクの傷などの欠陥に対するトラッキングサーボ
の制御精度 トラックジャンプの際のトラック中間点の検出 以上４点の内、同時に２点しか満足出来ず、トラック横
断動作の精度・正確さとトラッキングサーボ制御の安定
性や制御精度の間で相互にトレードオフの関係を我慢せ
ざるを得ないという問題点を有していた。As described above, when the time constant of the integration or the LPF is small, there are the advantages (1) and (2) and the disadvantages (3) and (4). On the other hand, when the time constant of integration or LPF is large, it naturally has the opposite property. How to set the setting in each device is a design problem, but in any case, the phase difference (D
In a conventional tracking control device or method for generating a tracking error signal by the PD) method, the characteristics of low-pass means and processing (that is, integration or LPF) are controlled for completely different control operations such as tracking servo control operation and track crossing operation. Because of the common setting, the disadvantages of the above advantages cannot be overcome. That is, the stability of the tracking servo control system. Accuracy of direction discrimination at the time of track search. Accuracy of tracking servo control for defects such as disc scratches. Detection of track middle point at the time of track jump. However, there is a problem that the trade-off relationship between the accuracy and accuracy of the track traversing operation and the stability and control accuracy of the tracking servo control must be endured.

【００４２】本発明は、このような問題点を解決するも
のであって、上記４点のうち少なくとも３点を満足する
光記録再生装置及びピックアップのトラッキング制御方
法を提供することを目的とする。An object of the present invention is to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide an optical recording / reproducing apparatus and a pickup tracking control method satisfying at least three of the above four points.

【００４３】[0043]

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の光記録
再生装置は、情報記録担体のトラック上に光スポットを
照射するとともに、前記トラックからの反射光を、少な
くともトラック方向に２分割し（実質的にトラックに平
行な方向に分割すればよい、すなわち光学系にミラー等
があり光路が曲げられている場合にはトラック方向に対
応する方向に分割すればよい）、夫々の光量に応じた２
つの電気信号を出力する照射受光手段と、得られた２つ
の電気信号を２値化し、２値化した信号の時間差に応じ
たパルスを生成するパルス発生手段と、生成したパルス
に基づき低域通過手段を用いて前記トラックと光スポッ
トとの相対位置を示すトラッキングエラー信号を生成す
るエラー信号生成手段と、前記トラッキングエラー信号
に基づき、前記光スポットをトラッキング方向に駆動し
て、トラッキングサーボ動作とトラック横断動作を行わ
せしめる駆動手段と、を有する光記録再生装置におい
て、前記低域通過手段は、少なくとも２通りの時定数を
有するように設定されており、前記駆動手段による前記
照射受光手段の動作に応じて、前記時定数を切り替える
切替手段を有していることを特徴とする光記録再生装
置。According to a first aspect of the present invention, an optical recording / reproducing apparatus irradiates a light spot on a track of an information recording carrier, and divides a reflected light from the track into at least two parts in a track direction. (It is only necessary to divide the light beam in a direction substantially parallel to the track. That is, if the optical system has a mirror or the like and the optical path is bent, the light beam may be divided in a direction corresponding to the track direction.) 2
Irradiation and light receiving means for outputting two electric signals, pulse generating means for binarizing the two obtained electric signals and generating a pulse corresponding to the time difference between the binarized signals, and low-pass based on the generated pulse Error signal generating means for generating a tracking error signal indicating a relative position between the track and the light spot by using means for driving the light spot in a tracking direction based on the tracking error signal to perform tracking servo operation and track A driving means for performing a traversing operation, wherein the low-pass means is set to have at least two time constants, and An optical recording / reproducing apparatus, comprising switching means for switching the time constant according to the time.

【００４４】請求項２に記載の光記録再生装置は、請求
項１に記載の光記録再生装置において、前記切替手段
が、少なくともトラック横断動作時におけるトラック横
断数に応じて前記時定数を切替えるよう設定されている
ものである。According to a second aspect of the present invention, in the optical recording / reproducing apparatus according to the first aspect, the switching means switches the time constant according to at least the number of track traversals during the track traversing operation. It is set.

【００４５】請求項３に記載の光記録再生装置は、請求
項１または請求項２に記載の光記録再生装置において、
前記切替手段が、少なくとも前記情報記録担体から再生
される信号の周波数に応じて前記時定数を切替えるよう
設定されているものである。The optical recording / reproducing apparatus according to the third aspect is the optical recording / reproducing apparatus according to the first or second aspect,
The switching means is set to switch the time constant according to at least a frequency of a signal reproduced from the information record carrier.

【００４６】請求項４に記載の光記録再生装置は、請求
項２に記載の光記録再生装置において、前記低域通過手
段が、前記時定数を２通りに変えることができるよう形
成されており、前記切替手段が、トラッキングサーボ動
作時、及び、トラック横断数が所定値以下のトラック横
断動作時において、大きい方の時定数を選択し、トラッ
ク横断数が前記所定値を越えるトラック横断動作時にお
いて、小さいほうの時定数を選択するよう設定されてい
るものである。According to a fourth aspect of the present invention, in the optical recording and reproducing apparatus according to the second aspect, the low-pass means can change the time constant in two ways. The switching means selects the larger time constant during the tracking servo operation and during the track traversing operation in which the number of track traverses is equal to or less than a predetermined value, and in the case of the track traversing operation in which the number of track traverses exceeds the predetermined value. , Is set to select the smaller time constant.

【００４７】請求項５に記載の光記録再生装置は、請求
項２に記載の光記録再生装置において、前記低域通過手
段が、前記時定数を２通りに変えることができるよう形
成されており、前記切替手段が、トラック横断数が所定
値以下のトラック横断動作時において、大きいほうの時
定数を選択し、トラッキングサーボ動作時、及びトラッ
ク横断数が所定値を越えるトラック横断時において、小
さい方の時定数を選択するよう設定されているものであ
る。According to a fifth aspect of the present invention, in the optical recording / reproducing apparatus according to the second aspect, the low-pass means is formed so that the time constant can be changed in two ways. The switching means selects the larger time constant during a track traversing operation in which the number of track traverses is equal to or less than a predetermined value, and selects the smaller time constant in a tracking servo operation and when traversing the track in which the number of track traverses exceeds a predetermined value. It is set to select the time constant of.

【００４８】請求項６に記載の光記録再生装置は、請求
項２に記載の光記録再生装置において、前記低域通過手
段は、時定数を３通りに変えることができるよう形成さ
れており、前記切替手段は、トラック横断数が所定値以
下のトラック横断動作時において、最大の時定数を選択
し、トラッキングサーボ動作時において、２番目に大き
い時定数を選択し、トラック横断数が所定値を越えるト
ラック横断動作時において、最小の時定数を選択するよ
う設定されているものである。According to a sixth aspect of the present invention, in the optical recording / reproducing apparatus of the second aspect, the low-pass means is formed so that the time constant can be changed in three ways. The switching means selects a maximum time constant during a track traversing operation in which the number of track traverses is equal to or less than a predetermined value, selects a second largest time constant during a tracking servo operation, and sets the number of track traverses to a predetermined value. This is set so as to select the minimum time constant during a track traversing operation exceeding the limit.

【００４９】請求項７に記載の光記録再生装置は、請求
項１乃至請求項６のいずれかに記載の光記録再生装置に
おいて、前記低域通過手段は、前記時定数を定める抵抗
及びコンデンサを有しており、前記切替手段が、前記抵
抗の抵抗値を変化させることにより前記時定数を切り替
えるものである。According to a seventh aspect of the present invention, in the optical recording and reproducing apparatus according to any one of the first to sixth aspects, the low-pass means includes a resistor and a capacitor for determining the time constant. The switching means switches the time constant by changing a resistance value of the resistor.

【００５０】請求項８に記載の光ピックアップのトラッ
キング制御方法は、情報記録担体のトラック上に光スポ
ットを照射するとともに、前記トラックからの反射光
を、少なくともトラック方向に２分割して（実質的にト
ラックに平行な方向に分割すればよい、すなわち光学系
にミラー等があり光路が曲げられている場合にはトラッ
ク方向に対応する方向に分割すればよい）、夫々の光量
に応じて２つの電気信号を出力し、得られた２つの電気
信号を２値化し、２値化した信号の時間差に応じたパル
スを生成し、さらに生成したパルスに基づき、低域通過
手段を用いて、前記トラックと光スポットとの相対位置
を示すトラッキングエラー信号を生成し、該トラッキン
グエラー信号に基づき、前記光スポットをトラッキング
方向に駆動して、トラッキングサーボ動作とトラック横
断動作を行わせしめる光ピックアップのトラッキング制
御方法であって、前記駆動手段による前記照射受光手段
の動作に応じて、前記低域通過手段の時定数を切り替え
るものである。In the tracking control method for an optical pickup according to the present invention, a light spot is radiated onto a track of an information recording carrier, and the reflected light from the track is divided into at least two in the track direction (substantially). In the case where the optical system has a mirror or the like and the optical path is bent, the light may be divided in the direction corresponding to the track direction). Outputting an electric signal, binarizing the obtained two electric signals, generating a pulse corresponding to a time difference between the binarized signal, and further using the low-pass means on the basis of the generated pulse, and And generating a tracking error signal indicating a relative position between the light spot and the light spot, and driving the light spot in a tracking direction based on the tracking error signal, thereby A Tsu King servo operation and the optical pickup tracking control method which occupies to perform the track crossing operation, in accordance with the operation of the illumination light receiving means by said drive means, which switches the time constant of the low-pass means.

【００５１】[0051]

【発明の実施の形態】BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

〔第１の実施の形態〕第１の実施の形態の光記録再生装
置は、ＣＤ（コンパクトディスク）を再生する装置に本
発明のトラッキング制御方法を適用したものである。[First Embodiment] An optical recording / reproducing apparatus according to a first embodiment is one in which the tracking control method of the present invention is applied to an apparatus for reproducing a CD (compact disc).

【００５２】図１は本発明のトラッキング制御方法を用
いたＣＤ再生装置に好適な光記録再生装置の主要構成図
を示す。図１中の１は光源としての半導体レーザー、２
は必要な素子数に分割されたフォトディテクタ（受光素
子）、３はガラス面にホログラム（回折格子）３１が刻
まれたホログラムユニット、４はコリメータレンズ、５
は対物レンズ、６は記録担体である光ディスク、６１は
その情報記録面、７はフォトディテクタから出力される
光電流を電圧信号に変換する電流電圧変換回路である。FIG. 1 shows a main configuration diagram of an optical recording / reproducing apparatus suitable for a CD reproducing apparatus using the tracking control method of the present invention. 1 is a semiconductor laser as a light source, 2
Is a photodetector (light receiving element) divided into a required number of elements, 3 is a hologram unit having a hologram (diffraction grating) 31 engraved on a glass surface, 4 is a collimator lens, 5
Denotes an objective lens, 6 denotes an optical disk as a record carrier, 61 denotes an information recording surface thereof, and 7 denotes a current-voltage conversion circuit for converting a photocurrent output from a photodetector into a voltage signal.

【００５３】半導体レーザー１から出射した光束はホロ
グラムユニット３を通過した後、コリメータレンズ４に
より平行光束となり、対物レンズにより記録担体たる光
ディスク６の情報記録面６１に微小な光スポットとして
集光される。光ディスク６（正確には情報記録面６１）
で反射された光は上記と逆の経路を辿ってホログラムユ
ニット３に達するが、これを通過する際にその表面に刻
まれたホログラム（回折格子）３１によって回折され、
半導体レーザー１にでは無くフォトディテクタ２に入射
する。フォトディテクタ２の分割された各素子に入射し
た光はその強度に応じた光電流となって出力されるが、
電流の形態では通常信号処理に不便なため電流電圧変換
回路７により各素子毎に電圧信号に変換して出力され
る。After passing through the hologram unit 3, the light beam emitted from the semiconductor laser 1 is converted into a parallel light beam by the collimator lens 4, and is condensed as a minute light spot on the information recording surface 61 of the optical disk 6 as a record carrier by the objective lens. . Optical disk 6 (more precisely, information recording surface 61)
The light reflected by reaches the hologram unit 3 along the reverse path, but is diffracted by the hologram (diffraction grating) 31 engraved on the surface when passing through the hologram unit 3,
The light is incident not on the semiconductor laser 1 but on the photodetector 2. The light incident on each of the divided elements of the photodetector 2 is output as a photocurrent according to its intensity.
Since the current form is usually inconvenient for signal processing, the current-voltage conversion circuit 7 converts the current into a voltage signal for each element and outputs the voltage signal.

【００５４】図２にはホログラムユニット３に刻まれた
ホログラム（回折格子）３１とそれにより回折されフォ
トディテクタ２へ入射する光の位置関係を示す。ホログ
ラム３１は３１ａ、３１ｂ、３１ｃの３つの部分に分割
されており、それぞれに刻まれたホログラム（回折格
子）の向きが異なっている。これらにより回折された光
はそれぞれフォトディテクタ２の分割された素子２ａ、
２ｂ、及び２ｃと２ｄに入射する。なお図２中「Ｔ」で
示した矢印は光ディスク６からの反射光がホログラム３
１に入射する際の、情報トラック（情報ピット列）の長
さ方向を意味しており、ホログラム３１の３１ａと３１
ｂとの分割線はこの情報トラック長さ方向と一致してい
る。FIG. 2 shows a hologram (diffraction grating) 31 engraved in the hologram unit 3 and a positional relationship between light diffracted by the hologram and entering the photodetector 2. The hologram 31 is divided into three portions 31a, 31b, and 31c, and the directions of the holograms (diffraction gratings) carved in each portion are different. The light diffracted by these elements is divided into the elements 2a of the photodetector 2,
2b, and 2c and 2d. The arrow indicated by “T” in FIG.
1 indicates the length direction of the information track (information pit row) when the light is incident on the hologram 31, and 31a and 31a of the hologram 31.
The dividing line with b coincides with the information track length direction.

【００５５】ここで対物レンズ５と光ディスク６の距離
が変化すると光ディスク６で反射されてホログラムユニ
ット３上に戻って来る光束の径・位置などが変化する。
そのためホログラムユニット３の領域３１ｃで回折され
てフォトディテクタ２の素子２ｃ、２ｄの上に入射する
光（略半円状のパターンとして図示）の位置は、上記距
離の変化に応じて矢印Ａ方向に動くため、フォトディテ
クタ素子２ｃ、２ｄの出力差から対物レンズ５と光ディ
スク６との位置誤差信号即ちフォーカスエラー信号が得
られる。この様な方式によるフォーカスエラー信号の検
出方法はフーコー法として公知のものであるが、本発明
の目的等と直接関係しないので詳細は言及しない。この
フォーカスエラー信号に応じて対物レンズ５を図示しな
い駆動機構（レンズアクチュエータと通称される）によ
って光ディスク６と常に等しい距離となるように駆動さ
せ、光スポットスポットを情報記録面６１に収束させた
状態とする、所謂フォーカス制御を行うことが出来る。Here, when the distance between the objective lens 5 and the optical disk 6 changes, the diameter and position of the light beam reflected by the optical disk 6 and returning to the hologram unit 3 change.
Therefore, the position of the light (illustrated as a substantially semicircular pattern) diffracted in the area 31c of the hologram unit 3 and incident on the elements 2c and 2d of the photodetector 2 moves in the direction of arrow A according to the change in the distance. Therefore, a position error signal between the objective lens 5 and the optical disk 6, that is, a focus error signal is obtained from the output difference between the photodetector elements 2c and 2d. The method of detecting a focus error signal by such a method is known as the Foucault method, but will not be described in detail because it is not directly related to the object of the present invention. In response to the focus error signal, the objective lens 5 is driven by a driving mechanism (commonly called a lens actuator) (not shown) so as to be always at the same distance as the optical disk 6 so that the light spot spot is converged on the information recording surface 61. , So-called focus control can be performed.

【００５６】一方、ホログラムユニット３１の領域３１
ａ及び３１ｂで回折された光はフォトディテクタ２ａ及
び２ｂにそれぞれ入射し、電圧信号として出力される。
これらの信号は図３の回路によりトラッキングエラー信
号ＴＥＳとして出力される。そして、このトラッキング
エラー信号ＴＥＳに基づき、図示しない駆動手段（トラ
ッキングアクチュエータと称される）により対物レンズ
５をトラッキング方向に移動させ、トラッキングサーボ
動作及びトラック横断動作が行われる。On the other hand, the region 31 of the hologram unit 31
The lights diffracted by a and 31b enter photodetectors 2a and 2b, respectively, and are output as voltage signals.
These signals are output as the tracking error signal TES by the circuit of FIG. Then, based on the tracking error signal TES, the objective lens 5 is moved in the tracking direction by driving means (referred to as a tracking actuator) (not shown), and the tracking servo operation and the track traversing operation are performed.

【００５７】図３において２ａ、２ｂは図２に於いて示
したフォトディテクタの素子、７ａ、７ｂはフォトディ
テクタ素子２ａ、２ｂの光電流を電圧に変換する電流電
圧変換回路（電流電圧変換回路７の一部）であり、必要
に応じて適度な増幅度を有していても良い。８ａ、８ｂ
は電流電圧変換回路７ａ、７ｂからの信号を２値化され
た信号（ディジタル信号）に変換する２値化回路であ
る。In FIG. 3, reference numerals 2a and 2b denote the photodetector elements shown in FIG. 2, and reference numerals 7a and 7b denote current-to-voltage conversion circuits (one of the current-to-voltage conversion circuits 7) for converting the photocurrents of the photodetector elements 2a and 2b into voltages. Part), and may have an appropriate degree of amplification as necessary. 8a, 8b
Is a binarization circuit for converting signals from the current-voltage conversion circuits 7a and 7b into a binarized signal (digital signal).

【００５８】９は２値化回路８ａ、８ｂからの信号の時
間差（位相差）に応じてパルスを出力するパルス出力手
段であって、ＮＯＴゲート（論理反転回路）９１ａ、９
１ｂ、Ｄ型フリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）９２ａ、９２
ｂによって構成されている。なお、この図３に於けるＤ
−ＦＦ９２ａ、９２ｂは先の図１５のものとは異なり、
クロック入力（ＣＬＫ）の論理レベル「Ｌ」から「Ｈ」
への立ち上がり時点におけるＤ入力の論理レベルをＱ端
子に出力するものとしている。結果的にこの図３に於け
るパルス出力手段９は２値化回路８ａ、８ｂからの信号
（ウ）（エ）の論理レベル「Ｈ」から「Ｌ」への立ち下
がりの時間差（位相差）を検出してパルスを出力する構
成となっている。Reference numeral 9 denotes pulse output means for outputting a pulse in accordance with the time difference (phase difference) between the signals from the binarization circuits 8a and 8b, and NOT gates (logical inversion circuits) 91a and 9
1b, D-type flip-flops (D-FF) 92a, 92
b. Note that D in FIG.
-The FFs 92a and 92b are different from those in FIG.
Logic level of clock input (CLK) from "L" to "H"
The logic level of the D input at the time of the rise to is output to the Q terminal. As a result, the pulse output means 9 in FIG. 3 provides a time difference (phase difference) between the fall of the logic level "H" to "L" of the signals (c) and (d) from the binarization circuits 8a and 8b. Is detected and a pulse is output.

【００５９】１０はパルス出力手段９からの２組のパル
ス出力を差分して正負両極性を有する位相差パルス信号
を生成する差分検出器、１１はこの差分検出器１０から
の出力パルス（位相差パルス）を平滑化あるいは平均化
してアナログ信号に変換するローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）であり、このローパスフィルタ１１の出力がトラッ
キングエラー信号ＴＥＳとなる。なお、ローパスフィル
タ１１は１次の特性を有するものであって、接続された
信号線ＣＮＧに与えられる信号の論理レベル「Ｈ」
「Ｌ」に応じてその折点周波数ｆLPFがそれぞれ高低に
切り替わるものである。Reference numeral 10 denotes a difference detector for generating a phase difference pulse signal having positive and negative polarities by subtracting two sets of pulse outputs from the pulse output means 9, and 11 denotes an output pulse (phase difference) from the difference detector 10. Low-pass filter (LP) that smoothes or averages the pulse) and converts it to an analog signal
F), and the output of the low-pass filter 11 becomes the tracking error signal TES. Note that the low-pass filter 11 has a primary characteristic, and the logical level “H” of the signal given to the connected signal line CNG is used.
The break point frequency f LPF switches between high and low in accordance with “L”.

【００６０】図４にはこの構成に於いて光スポットがト
ラックを横断しており、その横断速度（あるいはトラッ
キングエラー信号の繰り返し周波数）が次第に高くなっ
ていった時のトラッキングエラー信号の波形を示す。図
４中（ア）はＣＮＧ信号によりローパスフィルタ１１の
折点周波数ｆLPFを高く、（イ）は低くしたときの波形
である。（ア）はトラック間で波形の乱れが大きいが横
断速度が高くなってもトラック上でのゼロクロス点のズ
レは少なく、ＲＦ信号と組み合わせた際の方向判別の誤
りは少ないため、トラック横断動作の中でも多数のトラ
ックを横断するトラックサーチに適する波形である。一
方（イ）の方は横断速度が高まるとゼロクロス点のズレ
は大きくまた振幅も小さくなるが、横断速度が余り高く
ない内はズレが小さくまた波形乱れも少ないので、トラ
ック間の検出がトラック上とは逆方向のゼロクロスで検
出可能であり、１本〜数本単位でトラックを横断するト
ラックジャンプに適した波形である。FIG. 4 shows the waveform of the tracking error signal when the light spot traverses the track and the traversing speed (or the repetition frequency of the tracking error signal) gradually increases in this configuration. . FIG. 4A shows a waveform when the corner frequency f LPF of the low-pass filter 11 is increased by the CNG signal, and FIG. (A) shows that the waveform is largely disturbed between tracks, but the deviation of the zero crossing point on the track is small even if the traversing speed is high, and there is little erroneous direction discrimination when combined with the RF signal. Above all, the waveform is suitable for a track search that crosses many tracks. On the other hand, in the case of (a), as the traversing speed increases, the deviation of the zero-cross point increases and the amplitude decreases. However, when the traversing speed is not too high, the deviation is small and the waveform disturbance is small. This waveform can be detected by zero crossing in the opposite direction, and is suitable for a track jump that crosses a track in units of one or several lines.

【００６１】従って、ローパスフィルタ１１の折点周波
数ｆLPFは、多数のトラックを横断するトラックサーチ
に際しては高く、数本のトラックを横断するトラックジ
ャンプに際しては低くなる様に切り替えるのが望まし
い。Therefore, it is desirable to switch the break point frequency f LPF of the low-pass filter 11 so that it is high when a track search traverses a large number of tracks, and low when a track jumps across several tracks.

【００６２】なお、この切り替えを行うトラック横断本
数は、トラック中間点における波形の乱れが比較的少な
く、かつ、ゼロクロス点のズレが比較的小さい所定値に
設定しておく。The number of track crossings at which the switching is performed is set to a predetermined value in which the waveform disturbance at the track middle point is relatively small and the deviation of the zero cross point is relatively small.

【００６３】更に、図５には光スポットが情報ピット列
の上を追従している、トラッキングサーボ制御動作を行
っている場合の動作タイミングを示す。ここでディスク
の傷などの欠陥によってフォトディテクタ素子（受光
部）２ａ、２ｂに入る光が乱され、その出力を電流電圧
変換した後に２値化回路８ａ、８ｂに加えて得られた出
力（ウ）（エ）にその乱れの影響がグリッチとして現れ
たとする。位相差パルスとしてはこのグリッチによって
過大な幅のパルスが（オ）（カ）の様に現れる。（ａ）
はローパスフィルタ１１の折点周波数ｆLPFを高く（時
定数を小さく）、（ｂ）は低く（時定数を大きく）設定
した場合のトラッキングエラー信号であるが、（ａ）で
は折点周波数が高くてこの様に過大な幅の位相差パルス
に対する平滑化・平均化が不十分なため、やや乱れが大
きいのに対し、（ｂ）では平滑化・平均化がより強力に
行われるため、乱れがより小さく抑えられる。従ってデ
ィスクの傷など欠陥に対するトラッキングサーボ制御動
作に際しては、位相余有の減少が許容出来る範囲でロー
パスフィルタの折点周波数ｆLPFが低くなる様に切り替
えるのが好ましい。FIG. 5 shows operation timings when a tracking servo control operation is performed in which a light spot follows an information pit row. Here, the light entering the photodetector elements (light receiving portions) 2a and 2b is disturbed by a defect such as a scratch on the disk, and the output is converted to current and voltage, and then applied to the binarization circuits 8a and 8b to obtain the output (c). (D) Assume that the influence of the disturbance appears as a glitch. As the phase difference pulse, a pulse having an excessive width appears as shown in FIG. (A)
Is a tracking error signal when the corner frequency f LPF of the low-pass filter 11 is set high (small time constant) and (b) is set low (large time constant). Since the smoothing and averaging for the phase difference pulse having an excessively large width are insufficient, the disturbance is slightly large. On the other hand, in FIG. It can be kept smaller. Therefore, when performing a tracking servo control operation for a defect such as a scratch on a disk, it is preferable to switch so that the corner frequency f LPF of the low-pass filter is reduced as long as the reduction of the phase margin is allowable.

【００６４】以上より明らかな様に、ローパスフィルタ
１１の折点周波数ｆLPFの切り替えは、位相余有が十分
確保出来るならばトラッキングサーボ動作時及び１〜数
本のトラックジャンプ時には低く、多数のトラックを横
断するトラックサーチ時には高くなる様に、図示しない
コントローラ（マイクロコンピュータ等）で信号線ＣＮ
Ｇを操作してやれば良い。これにより、トラッキングサ
ーボ動作時にはディスクの傷などの欠陥によってもトラ
ッキングエラー信号が乱されにくく、制御精度が劣化し
にくい。また多数のトラックを横断するトラックサーチ
に際してトラッキングエラー信号の位相遅れ（時間遅
れ）が小さく、トラック横断方向の判別を誤る危険性が
減少する。更に１〜数本のトラックジャンプではトラッ
ク中間点をトラッキングエラー信号から検出出来、トラ
ックジャンプが確実に行われやすくなるので、結果的に
トラッキングサーボ動作の制御精度とトラック横断動作
の精度・正確さを何れも満足させることが可能となる。
この時先に課題として示した以下の４項目 トラッキングサーボ制御系の安定性 トラックサーチの際の方向判別の正確さ ディスクの傷などの欠陥に対するトラッキングサーボ
の制御精度 トラックジャンプの際のトラック中間点の検出 全てが満足されており、理想的なシステムが構築される
ことになる。As is clear from the above, the switching of the corner frequency f LPF of the low-pass filter 11 is low at the time of tracking servo operation and at the time of one or several track jumps if a sufficient phase margin can be ensured. The signal line CN is controlled by a controller (microcomputer or the like) (not shown) so that the signal
You can operate G. As a result, during the tracking servo operation, the tracking error signal is not easily disturbed by a defect such as a scratch on the disk, and the control accuracy is not easily degraded. In addition, the phase delay (time delay) of the tracking error signal during a track search across a large number of tracks is small, and the risk of erroneous determination in the track crossing direction is reduced. Furthermore, in the case of one or several track jumps, the track midpoint can be detected from the tracking error signal, and the track jump can be easily performed. As a result, the control accuracy of the tracking servo operation and the accuracy and precision of the track traversing operation are improved. Both can be satisfied.
At this time, the following four items, which were previously presented as issues, the stability of the tracking servo control system The accuracy of direction discrimination during track search The control accuracy of tracking servo for defects such as disc scratches All the detections are satisfied, and an ideal system will be constructed.

【００６５】もし、位相余有があまり十分確保出来ない
場合には、トラッキングサーボ動作時と多数のトラック
を横断するトラックサーチ動作時にローパスフィルタ１
１の折点周波数ｆLPFを高く、１〜数本のトラックジャ
ンプ時には低くなる様に同様の操作を行えば良い。この
場合にはディスクの傷などによるトラッキングサーボ動
作時の制御精度の劣化を低減することだけは出来ないも
のの、多数のトラックを横断するトラックサーチと、数
本のトラックを横断するトラックジャンプ双方の精度・
正確さを両立させることが可能である。この場合に於い
ても先の４項目中、３項目が同時に満足出来るシステム
が構築出来る。If the phase margin cannot be sufficiently secured, the low-pass filter 1 is used during the tracking servo operation and during the track search operation across a large number of tracks.
The same operation may be performed so that the break point frequency f LPF of one is high, and is low when one or several tracks are jumped. In this case, although it is not only possible to reduce the deterioration of the control accuracy at the time of tracking servo operation due to a scratch on the disk, etc., the accuracy of both the track search across many tracks and the track jump across several tracks・
It is possible to balance accuracy. Also in this case, a system can be constructed in which three of the above four items can be satisfied simultaneously.

【００６６】あるいは、トラックジャンプ時のトラック
中間点を十分検出出来る程度まで折点周波数ｆLPFを低
下させると位相余有の減少が問題になるが、多少ならば
低下させる余裕があると言う場合にはローパスフィルタ
の折点周波数ｆLPFを高低２段階では無く、高中低３段
階として、トラックサーチ時には高、トラッキングサー
ボ制御動作時には中、トラックジャンプ時には低と切り
替えても良い。この場合は上記４項目の内のをさほど
劣化させずにも幾らか満足されることになり、なお好
適である。Alternatively, if the break point frequency f LPF is reduced to such an extent that the track midpoint at the time of the track jump can be sufficiently detected, the reduction of the phase margin becomes a problem. , The break point frequency f LPF of the low-pass filter may be changed to high during track search, medium during tracking servo control operation, and low during track jump, instead of two steps of high, low and high. In this case, some of the above-mentioned four items are somewhat satisfied without deteriorating so much, which is still more preferable.

【００６７】信号線により時定数である折点周波数ｆ
LPFを切り替え得るローパスフィルタ１１の具体的な回
路構成の例を図６に示す。Ｃはコンデンサ、Ｒ１及びＲ
２は抵抗、ＳＷはアナログスイッチ、ＡＭＰはバッファ
アンプであり、その増幅度は＋１としているが任意の増
幅度を有するものであっても構わない。アナログスイッ
チＳＷは端子Ａ、Ｂ何れかと共通端子ＣＯＭとを切り替
えて接続するものであって、端子Ａには抵抗Ｒ１、端子
Ｂには抵抗Ｒ２が接続されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の他
の一端は共に接続されて外部（先の図３中の差分検出器
１１）からの位相差パルスが与えられる入力端子となっ
ている。またアナログスイッチＳＷの共通端子ＣＯＭに
は、一端がアースされたコンデンサＣの他の一端、及び
バッファアンプＡＭＰの入力端子が接続されており、コ
ンデンサＣの端子電圧をバッファアンプによりバッファ
（緩衝増幅）してトラッキングエラー信号として出力す
る。なお、アナログスイッチＳＷの制御線Ｓは折点周波
数ｆLPFの切り替えを指示する信号線ＣＮＧとして引き
出されており、アナログスイッチＳＷはこれが論理
「Ｈ」レベルの時にＲ１側に、「Ｌ」レベルの時にＲ２
側に接続する。抵抗値はＲ１の方がＲ２より小さく設定
されている。The corner frequency f, which is a time constant, is determined by the signal line.
FIG. 6 shows an example of a specific circuit configuration of the low-pass filter 11 capable of switching the LPF . C is a capacitor, R1 and R
Reference numeral 2 denotes a resistor, SW denotes an analog switch, and AMP denotes a buffer amplifier. The amplification is +1. However, the amplification may be any. The analog switch SW switches and connects either of the terminals A and B to the common terminal COM. The terminal A is connected to a resistor R1, and the terminal B is connected to a resistor R2. The other ends of the resistors R1 and R2 are connected together and serve as an input terminal to which a phase difference pulse from the outside (the difference detector 11 in FIG. 3) is given. The other terminal of the capacitor C whose one end is grounded and the input terminal of the buffer amplifier AMP are connected to the common terminal COM of the analog switch SW, and the terminal voltage of the capacitor C is buffered by the buffer amplifier (buffer amplification). And outputs it as a tracking error signal. Note that the control line S of the analog switch SW is drawn out as a signal line CNG for instructing the switching of the break point frequency f LPF . Sometimes R2
To the side. The resistance value of R1 is set smaller than that of R2.

【００６８】信号線ＣＮＧが論理「Ｈ」レベルの時、入
力された位相差パルスは抵抗Ｒ１、アナログスイッチＳ
Ｗを通してコンデンサＣに与えられ、その端子電圧は位
相差パルスを時定数（Ｒ１・Ｃ）で充放電することによ
り平滑化・平均化されたアナログ電圧となる。また信号
線ＣＮＧが「Ｌ」レベルの時、入力された位相差パルス
は抵抗Ｒ２、アナログスイッチＳＷを通してコンデンサ
Ｃを時定数（Ｒ２・Ｃ）で充放電する。When the signal line CNG is at the logic “H” level, the input phase difference pulse is supplied to the resistor R 1 and the analog switch S.
The terminal voltage is supplied to the capacitor C through W, and the terminal voltage becomes a smoothed and averaged analog voltage by charging / discharging the phase difference pulse with a time constant (R1 · C). When the signal line CNG is at the “L” level, the input phase difference pulse charges and discharges the capacitor C with a time constant (R2 · C) through the resistor R2 and the analog switch SW.

【００６９】抵抗値はＲ１の方がＲ２より小さいので、
時定数は先の（Ｒ１・Ｃ）の方が（Ｒ２・Ｃ）より小さ
く、折点周波数は前者が高く ｆLPF(1)＝１／（２πＲ１・Ｃ） …（１） 後者が低く、 ｆLPF(2)＝１／（２πＲ２・Ｃ） …（２） となる。Since the resistance value of R1 is smaller than R2,
The time constant of (R1 · C) is smaller than (R2 · C), and the break frequency is higher in the former f LPF (1) = 1 / (2πR1 · C) (1) The latter is lower, f LPF (2) = 1 / (2πR2 · C) (2)

【００７０】この様にして信号線ＣＮＧの論理レベルに
より時定数あるいは折点周波数が切り替え可能なローパ
スフィルタ１１が実現出来る。なおアナログスイッチＳ
ＷのＯＮ抵抗が抵抗Ｒ１あるいはＲ２に直列に加わり時
定数を変動させるが、Ｒ１及びＲ２の抵抗値をアナログ
スイッチのＯＮ抵抗（通常数十［Ω］〜数百［Ω］）よ
り十分高く設定するか、あるいはＯＮ抵抗をＲ１及びＲ
２に含めて設計することは容易であり、この時ＯＮ抵抗
の影響は無視出来る。In this manner, the low-pass filter 11 whose time constant or break frequency can be switched according to the logic level of the signal line CNG can be realized. Note that the analog switch S
Although the ON resistance of W is added in series to the resistance R1 or R2 to change the time constant, the resistance values of R1 and R2 are set sufficiently higher than the ON resistance of the analog switch (usually several tens [Ω] to several hundred [Ω]). Or change the ON resistance to R1 and R
2 can be easily designed, and at this time, the influence of the ON resistance can be ignored.

【００７１】なお、折点周波数ｆLPFを高低２段階では
無く、高中低３段階に切り替えるには、図６中破線で示
した様に抵抗Ｒ３を更に設け、アナログスイッチＳＷを
共通端子ＣＯＭと端子Ａ、Ｂ、Ｃ何れかとを接続するも
のに変更すれば良い。抵抗値はＲ１＜Ｒ３＜Ｒ２の関係
が成立するように設定すればアナログスイッチＳＷがＲ
３を選択したときの折点周波数ｆLPFは ｆLPF(3)＝１／（２πＲ３・Ｃ） …（３） となり、ｆLPF(1)＞ｆLPF(3)＞ｆLPF(2)の関係が成立す
る。またアナログスイッチＳＷの切り替えが３段階とな
り、制御信号線はＣＮＧだけでは不足するので新たな信
号線ＣＮＧ’を導入することが必要になる。ＣＮＧとＣ
ＮＧ’の組み合わせ方は随意であるが、例えばＣＮＧ’
が論理「Ｌ」レベルの時は元来のＣＮＧのレベル「Ｈ」
「Ｌ」に応じてＲ１あるいはＲ２が選択され、ＣＮＧ’
が「Ｈ」レベルの時は無条件にＲ３が選択されると言う
組み合わせ方が考えられる。In order to switch the break point frequency f LPF not in two steps but in three steps, high, middle and low, a resistor R3 is further provided as shown by a broken line in FIG. 6 and the analog switch SW is connected to the common terminal COM and the terminal. What is necessary is just to change to what connects any of A, B, and C. If the resistance value is set so that the relationship of R1 <R3 <R2 is satisfied, the analog switch SW is set to R
The corner frequency f LPF when 3 is selected is f LPF (3) = 1 / (2πR3 · C) (3), and the relationship of f LPF (1) > f LPF (3) > f LPF (2) is obtained. Holds. In addition, switching of the analog switch SW is performed in three stages, and the control signal line is not sufficient with only CNG. Therefore, it is necessary to introduce a new signal line CNG ′. CNG and C
The combination of NG 'is optional, for example, CNG'
Is the logical "L" level, the original CNG level "H"
R1 or R2 is selected according to “L”, and CNG ′
Is "H" level, R3 is unconditionally selected.

【００７２】図７は時定数（折点周波数）を切り替え得
る、また別のローパスフィルタの回路構成例を示す。先
の図６との違いはアナログスイッチＳＷと抵抗Ｒ１、Ｒ
２の関係にある。先の図６ではアナログスイッチＳＷに
よってコンデンサＣに繋がる抵抗をＲ１とＲ２の何れか
に切り替えていたのに対し、この図７では抵抗Ｒ１は常
にコンデンサＣと接続されていて入力位相差パルスを平
滑化あるいは平均化する時定数を構成しており、抵抗Ｒ
２はアナログスイッチＳＷがＯＮすることによりＲ１と
並列に接続される。アナログスイッチＳＷは信号線ＣＮ
Ｇが論理「Ｈ」レベルの時ＯＮ、「Ｌ」レベルの時ＯＦ
Ｆするものであって、時定数はＣＮＧが「Ｈ」レベルの
時に（Ｒ１・Ｒ２・Ｃ／（Ｒ１＋Ｒ２））、「Ｌ」レベ
ルの時に（Ｒ１・Ｃ）となり、折点周波数は前者が高く ｆLPF(1)＝１／（２πＲ１・Ｒ２・Ｃ／（Ｒ１＋Ｒ２）） …（４） 後者が低く、 ｆLPF(2)＝１／（２πＲ１・Ｃ） …（５） となる。この回路構成ではアナログスイッチＳＷは切り
替え型のものでは無く、単純なＯＮ・ＯＦＦ型のもので
良い。なおアナログスイッチのＯＮ抵抗はＲ２に含めて
設計するか、あるいはＲ１及びＲ２を十分高く設計する
ことでその影響はやはり無視出来る。FIG. 7 shows another circuit configuration example of a low-pass filter which can switch the time constant (knee frequency). The difference from FIG. 6 is that the analog switch SW and the resistors R1 and R
There is a relationship of 2. In FIG. 6, the resistance connected to the capacitor C is switched to either R1 or R2 by the analog switch SW, whereas in FIG. 7, the resistance R1 is always connected to the capacitor C to smooth the input phase difference pulse. Averaging or averaging time constant.
2 is connected in parallel with R1 when the analog switch SW is turned on. The analog switch SW is connected to the signal line CN.
ON when G is logic “H” level, OF when “L” level
The time constant is (R1 · R2 · C / (R1 + R2)) when the CNG is at the “H” level, and (R1 · C) when the CNG is at the “L” level. f LPF (1) = 1 / (2πR1 · R2 · C / (R1 + R2)) (4) The latter is low, and f LPF (2) = 1 / (2πR1 · C) (5) In this circuit configuration, the analog switch SW is not a switching type, but may be a simple ON / OFF type. The effect can be ignored by designing the ON resistance of the analog switch to be included in R2 or by designing R1 and R2 to be sufficiently high.

【００７３】またこの図７の回路構成に於いて、ｆLPF
を高中低３段階に切り替え可能とするには図７中に破線
で示した様に抵抗Ｒ３、及び元のアナログスイッチＳＷ
と同様のアナログスイッチＳＷ’を追加し、アナログス
イッチの制御信号線としてＣＮＧ’を新たに設ける。制
御信号線ＣＮＧが論理「Ｈ」レベル、ＣＮＧ’が「Ｌ」
レベルの時、アナログスイッチＳＷはＯＮ、ＳＷ’はＯ
ＦＦとなるので、折点周波数ｆLPFは式（４）で求めら
れるｆLPF(1)と等しくなる。次にＣＮＧが「Ｌ」レベ
ル、ＣＮＧ’が「Ｈ」レベルであれば、アナログスイッ
チＳＷはＯＦＦ、ＳＷ’はＯＮするので、折点周波数ｆ
LPFは次の式（６）で求められるｆLPF(3)と等しくな
る。In the circuit configuration of FIG. 7, f LPF
Can be switched to three stages of high, medium and low, as shown by the broken line in FIG. 7, the resistor R3 and the original analog switch SW.
An analog switch SW 'similar to the above is added, and CNG' is newly provided as a control signal line of the analog switch. Control signal line CNG is at logic "H" level, CNG 'is at "L"
At the level, the analog switch SW is ON and SW 'is O
Since it is FF, the break point frequency f LPF is equal to f LPF (1) obtained by Expression (4). Next, if CNG is at “L” level and CNG ′ is at “H” level, the analog switch SW is turned off and SW ′ is turned on.
LPF is equal to f LPF (3) obtained by the following equation (6).

【００７４】 ｆLPF(3)＝１／（２πＲ１・Ｒ３・Ｃ／（Ｒ１＋Ｒ３）） …（６） 制御信号線ＣＮＧ、ＣＮＧ’が共に論理「Ｌ」レベルで
あれば、アナログスイッチＳＷ、ＳＷ’は共にＯＦＦす
るので、折点周波数ｆLPFは先の式（５）のｆLPF(2)と
して求めることが出来る。F LPF (3) = 1 / (2πR1 · R3 · C / (R1 + R3)) (6) If both of the control signal lines CNG and CNG ′ are at the logic “L” level, the analog switches SW and SW ′ Are both OFF, the break point frequency f LPF can be obtained as f LPF (2) in the above equation (5).

【００７５】従って抵抗Ｒ３の抵抗値をＲ３＞Ｒ２の関
係が成立する様に設定すれば、信号線ＣＮＧ、ＣＮＧ’
の論理レベルに応じて先の図６の場合と同様にｆLPF(1)
＞ｆLPF(3)＞ｆLPF(2)の関係が成立し、折点周波数（あ
るいは時定数）を３段階に切り替えることが可能とな
る。Therefore, if the resistance value of the resistor R3 is set so that the relationship of R3> R2 is satisfied, the signal lines CNG, CNG '
F LPF (1) as in the case of FIG.
> F LPF (3) > f LPF (2) is established, and it becomes possible to switch the corner frequency (or time constant) in three stages.

【００７６】時定数を切り替え可能で、また好適なロー
パスフィルタの別の回路構成の例を図８に示す。ＣＣ１
及びＣＣ２は絶対値が等しく極性が逆の電流を供給する
定電流源であり、それぞれアナログスイッチＳＷ１、Ｓ
Ｗ２を経て、一端がアースされたコンデンサＣに接続さ
れている。コンデンサＣの端子電圧はバッファアンプＡ
ＭＰによりバッファ（緩衝増幅）されてトラッキングエ
ラー信号として出力される。コンデンサＣにはまた抵抗
Ｒ１、Ｒ２の一端が接続されており、Ｒ１、Ｒ２の他の
一端はアナログスイッチＳＷ３により選択的にアースへ
接続される。FIG. 8 shows another example of a circuit configuration of a suitable low-pass filter capable of switching the time constant. CC1
And CC2 are constant current sources for supplying currents having the same absolute value and opposite polarities, and are analog switches SW1 and S2, respectively.
One end is connected to a grounded capacitor C via W2. The terminal voltage of capacitor C is buffer amplifier A
It is buffered (buffered) by the MP and output as a tracking error signal. One end of each of the resistors R1 and R2 is connected to the capacitor C, and the other end of each of the resistors R1 and R2 is selectively connected to the ground by an analog switch SW3.

【００７７】アナログスイッチＳＷ１とＳＷ２は入力の
正負の極性を有する位相差パルスによりＯＮ・ＯＦＦが
行われ、位相差パルスが正の時ＳＷ１がＯＮ、負の時Ｓ
Ｗ２がＯＮ、位相差パルスが中間のゼロレベルの時には
ＳＷ１、ＳＷ２共にＯＦＦする。The analog switches SW1 and SW2 are turned ON / OFF by a phase difference pulse having positive and negative polarities of the input. When the phase difference pulse is positive, SW1 is ON, and when the phase difference pulse is negative, S1 is ON.
When W2 is ON and the phase difference pulse is at the intermediate zero level, both SW1 and SW2 are OFF.

【００７８】またアナログスイッチＳＷ３には切り替え
制御のため信号線ＣＮＧが与えられており、コンデンサ
Ｃの電荷の放電はＣＮＧが論理「Ｈ」レベルの時は抵抗
Ｒ１を、「Ｌ」レベルの時はＲ２を通して行われること
になる。The analog switch SW3 is provided with a signal line CNG for switching control. Discharge of the capacitor C is performed by the resistor R1 when CNG is at the logic "H" level and by the resistor R1 when the CNG is at the "L" level. This will be done through R2.

【００７９】この構成に於いては位相差パルスの正負に
応じて定電流源ＣＣ１あるいはＣＣ２がコンデンサＣを
それぞれ正負方向に充電する一方、位相差パルスがゼロ
レベルの期間はコンデンサＣの電荷は抵抗Ｒ１あるいは
Ｒ２を通じて放電する。その充放電の時定数は信号線Ｃ
ＮＧのレベルにより切り替えが可能であり、抵抗値にＲ
１＜Ｒ２の関係が有ればＣＮＧが「Ｈ」レベルの時に時
定数は小、「Ｌ」レベルの時に時定数は大となる。なお
時定数に基づく折点周波数の計算は先の図６の回路構成
に於ける各式と同一である。また折点周波数を３段階に
切り替える場合にはやはり図６で説明した構成・手法と
同様、図８中に破線で示した様に抵抗Ｒ３を追加すると
共にアナログスイッチＳＷ３をＲ１、Ｒ２、Ｒ３の何れ
かを選択するものと交換し、新たに制御信号線ＣＮＧ’
を設けて信号線ＣＮＧと共に制御すれば良い。In this configuration, while the constant current source CC1 or CC2 charges the capacitor C in the positive or negative direction according to the positive or negative of the phase difference pulse, while the phase difference pulse is at zero level, the electric charge of the capacitor C is changed to the resistance. Discharge through R1 or R2. The charge / discharge time constant is the signal line C
Switching is possible according to the NG level.
If there is a relationship of 1 <R2, the time constant is small when CNG is at “H” level, and large when CNG is at “L” level. The calculation of the corner frequency based on the time constant is the same as each equation in the circuit configuration of FIG. Also, when the breakpoint frequency is switched in three stages, a resistor R3 is added as shown by a broken line in FIG. 8 and the analog switch SW3 is connected to R1, R2, and R3 in the same manner as the configuration and method described in FIG. Replace with one that selects one, and newly add a control signal line CNG '.
May be provided and controlled together with the signal line CNG.

【００８０】また定電流源を用いた別の構成として図９
のものが考えられる。ＣＣ１及びＣＣ２は絶対値が等し
く極性が逆の電流を供給する定電流源であり、それぞれ
アナログスイッチＳＷ１、ＳＷ２を経て、一端がアース
されたコンデンサＣに接続されている。コンデンサの端
子電圧はバッファアンプＡＭＰによりバッファ（緩衝増
幅）されてトラッキングエラー信号として出力される。
コンデンサＣにはまた抵抗Ｒ１、Ｒ２の一端が接続され
ており、Ｒ１の他の一端は常にアースされており、また
Ｒ２の他の一端はアナログスイッチＳＷ３を通してアー
スに接続されている。FIG. 9 shows another configuration using a constant current source.
Things are conceivable. CC1 and CC2 are constant current sources for supplying currents having the same absolute value and opposite polarities, and are connected to a grounded capacitor C via analog switches SW1 and SW2, respectively. The terminal voltage of the capacitor is buffered (buffered) by the buffer amplifier AMP and output as a tracking error signal.
One end of resistors R1 and R2 is also connected to the capacitor C, the other end of R1 is always grounded, and the other end of R2 is connected to ground through an analog switch SW3.

【００８１】アナログスイッチＳＷ１とＳＷ２は入力の
正負の極性を有する位相差パルスによりＯＮ・ＯＦＦが
行われ、位相差パルスが正の時ＳＷ１がＯＮ、負の時Ｓ
Ｗ２がＯＮ、位相差パルスが中間のゼロレベルの時には
ＳＷ１、ＳＷ２共にＯＦＦする。The analog switches SW1 and SW2 are turned ON / OFF by a phase difference pulse having positive and negative polarities of the input. When the phase difference pulse is positive, SW1 is turned on, and when the phase difference pulse is negative, S1 is turned on.
When W2 is ON and the phase difference pulse is at the intermediate zero level, both SW1 and SW2 are OFF.

【００８２】またアナログスイッチＳＷ３には切り替え
制御のため信号線ＣＮＧが与えられており、ＣＮＧが論
理「Ｈ」レベルの時はＳＷ３はＯＮ、「Ｌ」レベルの時
はＯＦＦする。The analog switch SW3 is provided with a signal line CNG for switching control. The switch SW3 is turned on when CNG is at a logic "H" level, and is turned off when CNG is at a "L" level.

【００８３】この構成に於いては位相差パルスの正負に
応じて定電流源ＣＣ１あるいはＣＣ２がコンデンサＣを
それぞれ正負方向に充電する一方、位相差パルスがゼロ
レベルの期間はコンデンサＣの電荷は抵抗Ｒ１あるいは
Ｒ１とＲ２の並列接続を通じて放電する。その充放電の
時定数は信号線ＣＮＧのレベルにより切り替えが可能で
あり、ＣＮＧが「Ｈ」レベルの時に時定数は小、「Ｌ」
レベルの時に時定数は大となる。なお時定数に基づく折
点周波数の計算は先の図７の回路構成に於ける各式と同
一である。In this configuration, the constant current source CC1 or CC2 charges the capacitor C in the positive or negative direction in accordance with the sign of the phase difference pulse. Discharge occurs through R1 or the parallel connection of R1 and R2. The time constant of the charge / discharge can be switched by the level of the signal line CNG. When the CNG is at the “H” level, the time constant is small, and the time constant is “L”.
The time constant becomes large at the level. The calculation of the corner frequency based on the time constant is the same as each equation in the circuit configuration of FIG.

【００８４】また折点周波数を３段階に切り替えるには
先の図７と同様、図９中破線で示した様に抵抗Ｒ３とア
ナログスイッチＳＷ４、及び制御信号線ＣＮＧ’を追加
し、信号線ＣＮＧとＣＮＧ’を操作すれば良い。In order to switch the breakpoint frequency in three stages, a resistor R3, an analog switch SW4, and a control signal line CNG 'are added as shown by a broken line in FIG. And CNG '.

【００８５】なお図６ないし図９の構成では時定数（折
点周波数）の切り替えは抵抗の切り替えで行ったが、当
然コンデンサの容量を切り替える構成のもの、例えば共
通の抵抗Ｒに対してコンデンサＣ１、Ｃ２を切り替えて
接続する図１０（ａ）の様な構成、またはコンデンサＣ
１にコンデンサＣ２を接続あるいは切断する同図（ｂ）
の様な構成のものも考えられる。どちらも時定数（折点
周波数）の切り替えが可能な点では抵抗値の切り替えを
行う構成のものと変わりは無いが、コンデンサの容量を
切り替える構成では幾つかの問題が生じる。In the configurations of FIGS. 6 to 9, the switching of the time constant (knee frequency) is performed by the switching of the resistor. However, the configuration in which the capacitance of the capacitor is switched, for example, the capacitor C1 is connected to the common resistor R. , C2 by switching and connecting, or a capacitor C2 as shown in FIG.
1 (b) connecting or disconnecting capacitor C2
A configuration like the above is also conceivable. In both cases, the point that the time constant (knee frequency) can be switched is the same as that of the configuration in which the resistance value is switched, but some problems occur in the configuration in which the capacitance of the capacitor is switched.

【００８６】その第１はコンデンサの端子電圧の違いに
よるトラッキングエラー信号への段差の発生であり、容
量の切り替えあるいは接続が行われる時のコンデンサＣ
１とＣ２の端子電圧の相違により生じるものである。同
図（ａ）の構成ではアナログスイッチＳＷが切り替えを
行った際、バッファアンプＡＭＰの入力電圧はＣ１、Ｃ
２の端子電圧の一方から他方へと急激に変化する。また
同図（ｂ）の構成ではコンデンサＣ１に対してＣ２を接
続する際、両者の端子電圧が異なるとこれが等しくなる
ようにＣ１、Ｃ２間で電荷の移動が発生し、バッファア
ンプＡＭＰに接続されたコンデンサＣ１の端子電圧は急
激に変化する。何れの構成でも２つのコンデンサの端子
電圧が等しい状態で切り替えや接続が行われる保証は無
く、結果的にトラッキングエラー信号にはコンデンサ端
子電圧の急変を反映した段差が現れることとなり、切り
替え・接続直後のトラッキングサーボ動作の制御精度、
トラック横断動作時の横断本数・方向判別あるいはトラ
ック中間点の検出などに対して一時的に悪影響を与え
る。The first is the occurrence of a step in the tracking error signal due to the difference in the terminal voltage of the capacitor.
This is caused by the difference between the terminal voltages of C1 and C2. In the configuration of FIG. 7A, when the analog switch SW switches, the input voltages of the buffer amplifier AMP are C1 and C2.
2 rapidly changes from one terminal voltage to the other. In addition, in the configuration shown in FIG. 3B, when C2 is connected to the capacitor C1, if the terminal voltages of the two are different, charge transfer occurs between C1 and C2 so that they become equal, and the capacitor is connected to the buffer amplifier AMP. The terminal voltage of the capacitor C1 changes rapidly. In either configuration, there is no guarantee that switching or connection is performed with the terminal voltage of the two capacitors being equal, and as a result, a step will appear in the tracking error signal that reflects a sudden change in the capacitor terminal voltage, and immediately after switching and connection. Control accuracy of tracking servo operation,
This temporarily has an adverse effect on the discrimination of the number of crossings and the direction during the track crossing operation or the detection of the track midpoint.

【００８７】コンデンサ切り替えによる問題点の第２は
コンデンサの接続・切断を行う図１０（ｂ）の構成で生
じる。アナログスイッチＳＷによりコンデンサＣ１にＣ
２の接続を行う際に両者の端子電圧が異なるとこれらが
等しくなるように電荷の移動が行われるが、その電荷の
移動に際しては当然ながらアナログスイッチＳＷに電流
が流れる。この電流の最大値はコンデンサ端子電圧の差
をアナログスイッチＳＷのＯＮ抵抗で割った値となる
が、そのＯＮ抵抗値、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量ある
いは端子電圧等の条件によっては電流値が過大なものと
なってアナログスイッチＳＷを破壊する危険性がある。The second problem caused by the switching of the capacitor occurs in the configuration shown in FIG. 10B for connecting / disconnecting the capacitor. C is connected to the capacitor C1 by the analog switch SW.
When the two are connected, if the terminal voltages of the two are different, the charge is moved so that they become equal. When the charge is moved, a current naturally flows through the analog switch SW. The maximum value of this current is a value obtained by dividing the difference between the capacitor terminal voltages by the ON resistance of the analog switch SW, but the current value is excessively large depending on the ON resistance value, the capacitance of the capacitors C1 and C2, the terminal voltage, and the like. There is a danger of breaking the analog switch SW.

【００８８】第３の問題点はＩＣ化に際しての引き出し
ピン数、あるいは外付け部品の増加である。一般にＩＣ
内部にコンデンサを内蔵させることは数〜数十［ｐＦ］
オーダーのかなりの小容量で無いと困難であるので、位
相差パルスを平滑化・平均化するローパスフィルタもコ
ンデンサだけはＩＣに外付けすることになる。抵抗値を
切り替える先の図６ないし図９の構成では、ローパスフ
ィルタ１つにつきコンデンサＣを外付けするためのピン
はバッファアンプＡＭＰにつながる配線を引き出すため
の１本があれば良い。（コンデンサＣの他の一端はアー
スされている。）また抵抗をＩＣに内蔵することは容易
であるので、ＩＣに外付けする部品はコンデンサ１つで
良い。これは時定数（折点周波数）を３段階あるいはそ
れ以上に切り替える場合でも同じである。The third problem is an increase in the number of lead-out pins or the number of external components when implementing the IC. Generally IC
It is several to several tens [pF] to incorporate a capacitor inside.
Since it is difficult if the capacity is not very small, the low-pass filter for smoothing and averaging the phase difference pulse requires only the capacitor to be externally provided to the IC. In the configurations shown in FIGS. 6 to 9 where the resistance value is switched, it is sufficient that one pin for externally connecting the capacitor C per one low-pass filter is provided for drawing out a wiring connected to the buffer amplifier AMP. (The other end of the capacitor C is grounded.) Further, since it is easy to incorporate a resistor in the IC, only one capacitor may be externally attached to the IC. This is the same even when the time constant (knee frequency) is switched to three or more steps.

【００８９】一方コンデンサを切り替える構成ではコン
デンサを接続するピンはローパスフィルタ１つにつきど
うしても２本、時定数（折点周波数）を３段階あるいは
それ以上に切り替えるものではその切り替えの段階数だ
けの引き出しピンが必要である。逆に引き出しピンを１
本とするためにはアナログスイッチＳＷを外付けとしな
ければならない。アナログスイッチＳＷも具体的にはＦ
ＥＴ（電界効果トランジスタ）の様な素子で構成される
ものであってＩＣに内蔵させることが容易であるにもか
かわらず、コンデンサを切り替える構成では外付けが必
要となってコスト・実装面積等が増大する。On the other hand, in the configuration in which the capacitors are switched, the number of pins for connecting the capacitors is inevitably two per one low-pass filter, and in the case of switching the time constant (knee frequency) to three or more stages, the number of extraction pins is equal to the number of switching stages. is necessary. Conversely, pull out pin 1
In order to make a book, the analog switch SW must be provided externally. The analog switch SW is also specifically F
Although it is composed of elements such as an ET (field effect transistor) and can be easily built in an IC, the configuration for switching the capacitors requires an external device, which reduces cost and mounting area. Increase.

【００９０】以上の問題点により、時定数（折点周波
数）の切り替えにはコンデンサの容量を切り替える構成
のものは不適当であり、時定数を変化させるには抵抗値
を変化させる構成のものの方が有利である。Due to the above problems, it is inappropriate to switch the time constant (knee frequency) by switching the capacitance of the capacitor, and to change the time constant by changing the resistance value. Is advantageous.

【００９１】なお本発明のトラッキング制御装置・方法
を適用するのに適した光ピックアップは先の図１で示し
た様な３分割されたホログラムユニット（回折格子）を
有し、トラッキングエラー信号検出用にフォトディテク
タの２素子を用いると共にフォーカスエラー信号検出に
フーコー法を使用する構成のものだけでは無い。図１１
には本発明のトラッキング制御装置・方法を適用するに
好適な、別の構成を有する光ピックアップの例を示す。An optical pickup suitable for applying the tracking control device / method of the present invention has a hologram unit (diffraction grating) divided into three as shown in FIG. In addition to the configuration using the Foucault method for detecting a focus error signal, two elements of a photodetector are used. FIG.
1 shows an example of an optical pickup having another configuration suitable for applying the tracking control device / method of the present invention.

【００９２】図１１はフォトディテクタとして田の字型
の４分割されたものを用い、フォーカスエラー信号の検
出に非点収差法を使用する光ピックアップの例である
が、半導体レーザなどの光源１から出射した光速はコリ
メータレンズ４にて平行光に変換された後、ハーフミラ
ー５０を経て対物レンズ５により収束され、情報記録担
体（光ディスク）６上の情報記録面６１上に微小な光ス
ポットとして照射される。その反射光は対物レンズを経
てハーフミラー５０により図面右側の方向に光路が曲げ
られ、非点収差法の特徴である２つの焦点を有する収束
光となるべく、凸レンズ５１及びシリンドリカルレンズ
５２を経てフォトディテクタ２に到達する。凸レンズ５
１からフォトディテクタ２に至る経路上、実線で示した
ものはシリンドリカルレンズ５２により収束されない軸
方向の光束、破線で示したのはシリンドリカルレンズ５
２で収束される軸方向の光束であるが、これらは非点収
差法にとって公知のものであるので詳細は略する。FIG. 11 shows an example of an optical pickup that uses a four-part photodetector in a cross-section as a photodetector and uses an astigmatism method for detecting a focus error signal. The speed of light is converted into parallel light by the collimator lens 4, then converged by the objective lens 5 through the half mirror 50, and irradiated as a minute light spot on the information recording surface 61 on the information recording carrier (optical disk) 6. You. The reflected light passes through an objective lens, and its optical path is bent by a half mirror 50 to the right side of the drawing. The reflected light passes through a convex lens 51 and a cylindrical lens 52 so as to become convergent light having two focal points, which is a feature of the astigmatism method. To reach. Convex lens 5
On the path from 1 to the photodetector 2, the solid line shows the axial luminous flux not converged by the cylindrical lens 52, and the broken line shows the cylindrical lens 5.
The light beams in the axial direction converged at 2 are omitted because they are known in the astigmatism method.

【００９３】続いて図１２には図１１の構成の光ピック
アップと、先に図６ないしは図９で示した回路とを接続
する際の、田の字型の４分割されたフォトディテクタ２
周りの接続を示す。図中「Ｔ」で示した矢印は光ディス
ク６からの反射光がフォトディテクタ２に入射する際
の、情報トラック（情報ピット列）の長さ方向を意味し
ている。Next, FIG. 12 shows a cross-shaped four-part photodetector 2 for connecting the optical pickup having the configuration shown in FIG. 11 to the circuit shown in FIG. 6 or FIG.
Show surrounding connections. The arrow indicated by “T” in the figure indicates the length direction of the information track (information pit row) when the reflected light from the optical disk 6 enters the photodetector 2.

【００９４】光スポットが情報ピット上を通過する際の
光の回折パターン（ファーフィールドパターン）は、光
スポットが情報ピット列（トラック）の中心から左右に
ずれると先に従来技術の図１７あるいは図１９に示され
る様に、トラックの長さ方向に対して斜めに出現しやす
い。従って４分割されたフォトディテクタを用いる場合
には、それぞれトラックに対して斜め、即ち対角方向の
素子出力を組み合わせる様にすれば良い。図１２に於い
てフォトディテクタ２は田の字型に４分割された素子２
ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄを有しており、それぞれへの入射
光量に応じた光電流出力は電流電圧変換回路７ａ、７
ｂ、７ｃ、７ｄに電圧信号の変換される。その後加算器
５３ａにより電流電圧変換回路７ａと７ｃの出力の和
を、加算器５３ｂにより電流電圧変換回路５３ｂと５３
ｄの出力の和を、と言う具合に対角方向の素子から得ら
れた信号同志の加算を行い、これらを先の図６ないしは
図９に於ける２値化回路８ａ、８ｂへの入力信号とすれ
ば、先の図１の光ピックアップと同様にトラッキングエ
ラー信号を得ることが出来る。なお図６ないし図９と同
様この図１２に於いても、電流電圧変換回路７ａ、７
ｂ、７ｃ、７ｄは必要に応じて適度な増幅度を有してい
ても良い。The diffraction pattern (far-field pattern) of the light when the light spot passes over the information pits is such that when the light spot shifts left and right from the center of the information pit row (track), the prior art FIG. 17 or FIG. As shown in FIG. 19, the track tends to appear obliquely with respect to the length direction of the track. Therefore, in the case of using a photodetector divided into four parts, element outputs in a diagonal direction with respect to each track, that is, diagonal directions may be combined. In FIG. 12, a photodetector 2 is an element 2 divided into four squares
a, 2b, 2c, and 2d, and a photocurrent output corresponding to the amount of light incident on each of the current-voltage conversion circuits 7a, 7
The voltage signals are converted into b, 7c and 7d. Thereafter, the sum of the outputs of the current-voltage conversion circuits 7a and 7c is added by the adder 53a, and the sum of the current-voltage conversion circuits 53b
The sum of the outputs of the signals d is added to the signals obtained from the elements in the diagonal directions, and these are added to the input signals to the binarization circuits 8a and 8b shown in FIGS. Then, a tracking error signal can be obtained in the same manner as in the optical pickup of FIG. 12 as well as FIGS. 6 to 9, the current-voltage conversion circuits 7a, 7
b, 7c and 7d may have an appropriate degree of amplification as needed.

【００９５】〔第２の実施の形態〕先の第１の実施の形
態では位相差パルスの平滑化あるいは平均化のための低
域通過処理（低域通過手段）であるローパスフィルタの
時定数の切り替えを、トラッキングサーボ動作時あるい
はトラック横断動作時に切り替える構成を示した。その
切り替えの基準としては （１）位相余有が十分確保出来るのならば、トラッキン
グサーボ動作時及び１〜数本のトラックジャンプ時には
時定数を大きく（折点周波数を低く）、多数のトラック
を横断するトラックサーチ時には時定数を小さく（折点
周波数を高く） （２）位相余有が十分には確保出来ないのならば、トラ
ッキングサーボ動作時及びトラックを横断するトラック
サーチ動作時には時定数を小さく（折点周波数を高
く）、１〜数本のトラックジャンプ時には時定数を大き
く（折点周波数を低く） （３）（２）に於いても可能ならば、ローパスフィルタ
の切り替えを３段階としてトラッキングサーボ動作時に
は時定数を中程度に（折点周波数は両者の間）と言うも
のであった。[Second Embodiment] In the first embodiment, the time constant of the low-pass filter which is low-pass processing (low-pass means) for smoothing or averaging the phase difference pulse is set. The configuration in which the switching is performed during the tracking servo operation or the track traversing operation is described. The switching criteria are as follows: (1) If sufficient phase margin can be ensured, the time constant is large (the breakpoint frequency is low) during tracking servo operation and one or several track jumps, and a large number of tracks are traversed. (2) If sufficient phase margin cannot be ensured, the time constant is reduced during the tracking servo operation and during the track search operation across the track. (The break point frequency is high), and the time constant is large when one or several tracks are jumped (the break point frequency is low). During operation, the time constant was moderate (the breakpoint frequency was between the two).

【００９６】しかし発明者がＣＤ等の光ディスク装置に
於いて行った実験の結果によると、信号の再生周波数が
高くなると時定数が小さく（折点周波数が高く）ても、
トラッキングエラー信号の乱れが少なくなることが見出
された。However, according to the results of experiments conducted by the inventor on an optical disk device such as a CD, the time constant becomes small (the break frequency is high) as the signal reproduction frequency increases.
It has been found that disturbance of the tracking error signal is reduced.

【００９７】具体的にはまずトラックジャンプ時に於い
てトラック間の検出が容易となることである。 トラッ
クジャンプに際してトラック中間点を検出することを困
難とする、トラッキングエラー信号波形のトラック間で
の乱れは、両隣のトラックのピットから得られる位相差
パルスの幅や発生頻度が異常また不規則となるために、
積分（またはＬＰＦ）の出力が急激また不規則に大きく
振られて生じている。Specifically, first, it is easy to detect between tracks at the time of a track jump. Disturbance between tracks of the tracking error signal waveform, which makes it difficult to detect the track midpoint at the time of a track jump, causes an abnormal or irregular frequency or frequency of phase difference pulses obtained from pits on both adjacent tracks. for,
The output of the integral (or LPF) is suddenly and irregularly largely shaken.

【００９８】しかし信号の再生周波数が高くなると個々
の情報ピット毎に得られる位相差パルスの時間幅が短く
かつ発生頻度（周波数）が高くなるため、位相差パルス
の不規則性も全体的に時間的な変動が速くなり、小さな
時定数によってもそれが平滑化あるいは平均化されてト
ラッキングエラー信号の乱れが少なく抑えられる。However, as the reproduction frequency of the signal becomes higher, the time width of the phase difference pulse obtained for each information pit becomes shorter and the frequency of occurrence (frequency) becomes higher. The fluctuation of the tracking error signal is smoothed or averaged even with a small time constant, and the disturbance of the tracking error signal is suppressed to a small level.

【００９９】また信号の再生周波数の上昇は必ずしも情
報ピットのトラック長さ方向のピット密度の向上だけで
は無く、例えばＣＤ−ＲＯＭ装置の「ｎ倍速再生」の様
にディスクの回転数を高めた場合でも有り得るが、後者
の場合においてはディスクに傷などの欠陥が有った場合
でも光スポットがその上を通過する時間自体が短くなる
こと、及び個々の情報ピットから得られる位相差パルス
個々の時間幅が短く発生頻度（周波数）が高くなること
からやはりトラッキングエラー信号の乱れは小さくな
る。これはディスクの回転数が高い場合にはトラッキン
グサーボ動作時に於いてディスクの傷など欠陥による制
御精度の劣化も同時に少なくなることを意味している。The increase in the reproduction frequency of the signal is not necessarily caused by the improvement of the pit density of the information pits in the track length direction. For example, when the rotational speed of the disk is increased as in the case of "n-times speed reproduction" of a CD-ROM device. However, in the latter case, even if the disc has a defect such as a scratch, the time itself for the light spot to pass over it becomes shorter, and the individual time of the phase difference pulse obtained from each information pit Since the width is short and the occurrence frequency (frequency) is high, the disturbance of the tracking error signal is also small. This means that when the rotation speed of the disk is high, deterioration of control accuracy due to defects such as scratches on the disk during the tracking servo operation is also reduced at the same time.

【０１００】従って再生信号の周波数が高い場合にはこ
れらの動作に際して時定数を大きく（折点周波数を低
く）切り替えることは必ずしも必要では無い。結果的に
トラックジャンプ時のトラック中間点の検出に際して
は、幾分なりとも積分あるいはＬＰＦによるトラッキン
グエラー信号の位相遅れ（時間遅れ）が少なくなるので
トラック中間点をより正確に検出してトラックジャンプ
の精度・正確さを更に高め得る他、トラッキングサーボ
動作時に於いてはディスクの傷などに対する制御精度の
劣化が少ないままで、位相余有の減少を防ぎより安定な
トラッキングサーボ制御が可能となる。Therefore, when the frequency of the reproduced signal is high, it is not always necessary to switch the time constant to a large value (low the break point frequency) in these operations. As a result, when detecting the track intermediate point at the time of the track jump, the phase delay (time delay) of the tracking error signal due to integration or LPF is reduced to some extent. In addition to being able to further increase the accuracy and precision, it is possible to prevent a decrease in the phase margin and to perform more stable tracking servo control while keeping the control accuracy for the disc scratch or the like low during the tracking servo operation.

【０１０１】本発明の第２の実施の形態を図１３から図
１５を用いて説明する。なおこの第２の実施の形態も、
ＣＤの様なピットで情報が記録された光ディスクを再生
する装置に於けるトラッキングエラー信号の生成を想定
したものである。図１５はこの第２の実施の形態に於け
るトラッキングエラー信号の生成回路であり、先の第１
の実施の形態に於ける図３とほぼ同等の構成であるが、
パルス出力手段９の出力、即ちＤ型フリップフロップ
（Ｄ−ＦＦ）９２ａ、９２ｂのＱ出力を差分検出器では
無く、それぞれローパスフィルタ１１ａ、１１ｂに与え
て平滑化・平均化した後に差動増幅器１２によって両者
の差を求め、トラッキングエラー信号ＴＥＳとして出力
している。また２値化回路８ａ、８ｂの論理レベルをＮ
ＯＴゲート（インバータ）９１ａ、９１ｂで反転した後
に接続されるのが先の図３の様にＤ−ＦＦ９２ａ、９２
ｂのＣＬＫ入力では無くＤ入力・ＣＬＲ入力となってお
り、従ってこの図１３の回路構成ではＤ−ＦＦ９２ａ、
９２ｂで検出するのは２値化回路８ａ、８ｂの出力の論
理「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルへの立ち上がりエッジ
の位相差（時間差）で有る点も先の図３の構成とは異な
る。A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. Note that this second embodiment also
It is assumed that a tracking error signal is generated in an apparatus for reproducing an optical disk on which information is recorded in pits such as a CD. FIG. 15 shows a tracking error signal generating circuit according to the second embodiment.
Although the configuration is almost the same as that of FIG. 3 in the embodiment,
The output of the pulse output means 9, that is, the Q output of the D-type flip-flops (D-FF) 92a, 92b is supplied not to the difference detector but to the low-pass filters 11a, 11b, respectively, for smoothing and averaging. Thus, the difference between the two is obtained and output as the tracking error signal TES. The logic level of the binarization circuits 8a and 8b is set to N
As shown in FIG. 3, the D-FFs 92a and 92b are connected after being inverted by OT gates (inverters) 91a and 91b.
13B, the input is not the CLK input but the D input / CLR input. Therefore, in the circuit configuration of FIG.
3 is different from the configuration of FIG. 3 in that the output of the binarization circuits 8a and 8b detects the phase difference (time difference) of the rising edge from the logical "L" level to the "H" level.

【０１０２】更に２０は第１の実施の形態では明示しな
かったマイクロコンピュータなどによるコントローラで
あり、トラッキングサーボ動作やトラック横断動作の制
御、情報記録担体であるディスクを回転させるスピンド
ルモータの制御、読み出した再生信号（ＲＦ信号）の復
調・エラー訂正など図示しない部位を含めた制御を行う
が、この図１３の回路に関する直接の動作は、ローパス
フィルタ１１ａ、１１ｂの信号線ＣＮＧの論理レベルを
通じてその時定数（折点周波数）を切り替えるものとす
る。Reference numeral 20 denotes a controller by a microcomputer or the like not explicitly described in the first embodiment, which controls a tracking servo operation and a track traversing operation, controls a spindle motor for rotating a disk as an information recording carrier, and reads data. The control including demodulation and error correction of the reproduced signal (RF signal) including the parts not shown is performed. The direct operation of the circuit in FIG. 13 is performed by the time constant through the logical level of the signal line CNG of the low-pass filters 11a and 11b. (Turn frequency).

【０１０３】回路の動作としては、２値化回路８ａ、８
ｂの出力の論理「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルへの立ち
上がりエッジの位相差（時間差）を検出する点を除き第
１の実施の形態における図３のものとほぼ同様である。
動作上で第１の実施の形態と大きく異なる点はコントロ
ーラ２０の働きにあり、ディスクから再生された信号
（ＲＦ信号）の周波数が所定値（トラッキングエラー信
号ＴＥＳの乱れが少なくなる周波数）よりも高いと判断
された場合にはトラックジャンプに際して、あるいは先
述したＣＤ−ＲＯＭの「ｎ倍速再生」の如く、高速デー
タ転送のためにディスクの回転数を高めた再生を行うべ
く図示しない部位（スピンドルモータや再生した信号の
復調を行うデコーダ等）に指示を発した場合には更にト
ラッキングサーボ動作時に於いても、コントローラ２０
はローパスフィルタ１１ａ、１１ｂの時定数を大きく
（折点周波数を低く）切り替える制御を行わず、ローパ
スフィルタ１１ａ、１１ｂへの制御信号線ＣＮＧを論理
「Ｈ」レベルに維持する。As the operation of the circuit, the binarization circuits 8a and 8a
This is almost the same as that in FIG. 3 in the first embodiment except that the phase difference (time difference) of the rising edge from the logical “L” level to the “H” level of the output b is detected.
The operation differs greatly from the first embodiment in the operation of the controller 20. The frequency of the signal (RF signal) reproduced from the disk is lower than a predetermined value (frequency at which the disturbance of the tracking error signal TES is reduced). If it is determined to be high, a portion not shown (spindle motor) for performing reproduction at a high rotation speed of the disk for high-speed data transfer at the time of a track jump or like the above-mentioned "n-times speed reproduction" of a CD-ROM. And a decoder that demodulates the reproduced signal, etc.) when the tracking servo operation is performed.
Does not perform control to switch the time constant of the low-pass filters 11a and 11b to a large value (lower the break frequency), and maintains the control signal line CNG to the low-pass filters 11a and 11b at the logical "H" level.

【０１０４】この図１３ではローパスフィルタ１１ａ、
１１ｂに入力される位相差パルスはＤ−ＦＦ９２ａ、９
２ｂのＱ出力に現れる「Ｈ」「Ｌ」２値からなる通常の
論理レベルを有するものであり、第１の実施の形態の図
３に於ける様な差分検出器１０の出力に現れるゼロ・正
・負の３値のものでは無い。しかしながら定電流源を用
いていない図６及び図７の構成のローパスフィルタ１１
はこの第２の実施の形態にかかる図１３中のローパスフ
ィルタ１１ａ、１１ｂにも同様に用いることが出来る。
一方定電流源を用いたもので、かつこの図１３中のロー
パスフィルタ１１ａ、１１ｂに適したローパスフィルタ
の回路構成の例を図１４及び図１５に示す。In FIG. 13, the low-pass filter 11a,
The phase difference pulses input to 11b are D-FFs 92a, 9
It has a normal logic level consisting of "H" and "L" binary values appearing at the Q output of 2b, and zero and zero appearing at the output of the difference detector 10 as shown in FIG. 3 of the first embodiment. It is not a positive or negative three value. However, the low-pass filter 11 having the configuration shown in FIGS.
Can be similarly used for the low-pass filters 11a and 11b in FIG. 13 according to the second embodiment.
On the other hand, FIGS. 14 and 15 show an example of a circuit configuration of a low-pass filter using a constant current source and suitable for the low-pass filters 11a and 11b in FIG.

【０１０５】図１４に於いてＣＣは定電流源であり、ア
ナログスイッチＳＷ１を経て、一端がアースされたコン
デンサＣに接続されている。コンデンサの端子電圧はバ
ッファアンプＡＭＰによりバッファ（緩衝増幅）されて
トラッキングエラー信号として出力される。コンデンサ
Ｃにはまた抵抗Ｒ１、Ｒ２の一端が接続されており、Ｒ
１、Ｒ２の他の一端はアナログスイッチＳＷ２により選
択的にアースへ接続される。In FIG. 14, CC is a constant current source, one end of which is connected to a grounded capacitor C via an analog switch SW1. The terminal voltage of the capacitor is buffered (buffered) by the buffer amplifier AMP and output as a tracking error signal. One end of each of the resistors R1 and R2 is connected to the capacitor C.
1, the other end of R2 is selectively connected to ground by an analog switch SW2.

【０１０６】アナログスイッチＳＷ１は入力の位相差パ
ルスによりＯＮ・ＯＦＦが行われ、位相差パルスが論理
「Ｈ」レベルのＯＮ、「Ｌ」レベルの時ＯＦＦする。The analog switch SW1 is turned ON / OFF by an input phase difference pulse, and is turned ON when the phase difference pulse is at a logic "H" level and OFF when the phase difference pulse is at an "L" level.

【０１０７】またアナログスイッチＳＷ２には切り替え
制御のため信号線ＣＮＧが与えられており、コンデンサ
Ｃの電荷の放電はＣＮＧが論理「Ｈ」レベルの時は抵抗
Ｒ１を、「Ｌ」レベルの時はＲ２を通して行われること
になる。The analog switch SW2 is provided with a signal line CNG for switching control. The charge of the capacitor C is discharged through the resistor R1 when CNG is at the logic "H" level, and is discharged when the CNG is at the "L" level. This will be done through R2.

【０１０８】この構成に於いては位相差パルスが論理
「Ｈ」レベルの期間は定電流源ＣＣがコンデンサＣを充
電する一方、位相差パルスが「Ｌ」レベルの期間はコン
デンサＣの電荷は抵抗Ｒ１あるいはＲ２を通じて放電す
る。その充放電の時定数は信号線ＣＮＧのレベルにより
切り替えが可能であり、抵抗値にＲ１＜Ｒ２の関係が有
ればＣＮＧが「Ｈ」レベルの時に時定数は小、「Ｌ」レ
ベルの時に時定数は大となる。なお時定数の計算は先の
図８の回路構成に於ける式（１）、（２）と同一であ
る。In this configuration, while the phase difference pulse is at the logic "H" level, the constant current source CC charges the capacitor C, while the phase difference pulse is at the "L" level, the charge of the capacitor C is a resistance. Discharge through R1 or R2. The charge / discharge time constant can be switched by the level of the signal line CNG. If the resistance value has a relationship of R1 <R2, the time constant is small when CNG is at “H” level, and is small when CNG is at “L” level. The time constant is large. The calculation of the time constant is the same as the equations (1) and (2) in the circuit configuration of FIG.

【０１０９】また図１５の構成に於いては定電流源ＣＣ
は、一端がアースされたコンデンサＣにアナログスイッ
チＳＷ１を経て接続されている。コンデンサＣの端子電
圧はバッファアンプＡＭＰによりバッファ（緩衝増幅）
されてトラッキングエラー信号として出力される。コン
デンサＣにはまた抵抗Ｒ１、Ｒ２の一端が接続されてお
り、Ｒ１の他の一端は常にアースされており、またＲ２
の他の一端はアナログスイッチＳＷ２を通してアースに
接続されている。In the configuration of FIG. 15, the constant current source CC
Is connected to a capacitor C having one end grounded via an analog switch SW1. The terminal voltage of capacitor C is buffered by buffer amplifier AMP (buffer amplification)
And output as a tracking error signal. One end of each of the resistors R1 and R2 is connected to the capacitor C, and the other end of R1 is always grounded.
The other end is connected to the ground through an analog switch SW2.

【０１１０】アナログスイッチＳＷ１は入力の位相差パ
ルスによりＯＮ・ＯＦＦが行われ、位相差パルスが論理
「Ｈ」レベルの時ＯＮ、「Ｌ」レベルの時ＯＦＦする。The analog switch SW1 is turned on / off by an input phase difference pulse. The analog switch SW1 is turned on when the phase difference pulse is at a logic "H" level, and turned off when the phase difference pulse is at an "L" level.

【０１１１】またアナログスイッチＳＷ２には切り替え
制御のため信号線ＣＮＧが与えられており、ＣＮＧが論
理「Ｈ」レベルの時はＳＷ２はＯＮ、「Ｌ」レベルの時
はＯＦＦする。The analog switch SW2 is provided with a signal line CNG for switching control. When the CNG is at a logic "H" level, the switch SW2 is turned on, and when the CNG is at a "L" level, it is turned off.

【０１１２】この構成に於いては位相差パルスが論理
「Ｈ」レベルの期間は定電流源ＣＣがコンデンサＣを充
電する一方、位相差パルスが「Ｌ」レベルの期間はコン
デンサＣの電荷は抵抗Ｒ１あるいはＲ１とＲ２の並列接
続を通じて放電する。その充放電の時定数は信号線ＣＮ
Ｇのレベルにより切り替えが可能であり、ＣＮＧが
「Ｈ」レベルの時に時定数は小、「Ｌ」レベルの時に時
定数は大となる。なお時定数の計算は先の図９の回路構
成に於ける式（３）、（４）と同一である。In this configuration, while the phase difference pulse is at the logic "H" level, the constant current source CC charges the capacitor C, while the phase difference pulse is at the "L" level, the charge of the capacitor C is a resistance. Discharge occurs through R1 or the parallel connection of R1 and R2. The time constant of the charge and discharge is the signal line CN
Switching is possible depending on the level of G. When CNG is at “H” level, the time constant is small, and when CNG is at “L” level, the time constant is large. The calculation of the time constant is the same as the equations (3) and (4) in the circuit configuration of FIG.

【０１１３】なお本実施の形態では、再生信号の周波数
をコントローラ２０から出力される信号線ＣＮＧのレベ
ルにより判断して時定数の切り替えを行っているが、実
際に再生される信号の周波数を計測してその計測値に応
じて時定数の切り替えを行ってもよいことは言うまでも
ない。In this embodiment, the time constant is switched by judging the frequency of the reproduced signal based on the level of the signal line CNG output from the controller 20, but the frequency of the signal actually reproduced is measured. It goes without saying that the time constant may be switched according to the measured value.

【０１１４】[0114]

【発明の効果】本発明の光記録再生装置では、位相差
（ＤＰＤ）法によりトラッキングエラー信号を生成する
に際して必要な低域通過手段の時定数を、少なくともト
ラッキングサーボ動作あるいはトラック横断動作の一方
に応じて切り替えることを特徴としている。According to the optical recording / reproducing apparatus of the present invention, the time constant of the low-pass means required for generating the tracking error signal by the phase difference (DPD) method is set to at least one of the tracking servo operation and the track crossing operation. It is characterized by switching according to.

【０１１５】従って、この低域通過手段の特性をトラッ
キングサーボ制御動作及びトラック横断動作と言う全く
異なる制御動作に対して最適なものに設定することが出
来、トラッキングサーボ制御系の安定性、トラックサー
チ時の方向判別の正確さ、ディスクの傷などの欠陥に対
するトラッキングサーボ制御の制御精度、並びにトラッ
クジャンプの正確さ等を好適に満足することが可能であ
る。Therefore, the characteristics of the low-pass means can be set to be optimal for completely different control operations such as a tracking servo control operation and a track traversing operation. It is possible to preferably satisfy the accuracy of the direction discrimination at the time, the control accuracy of the tracking servo control for a defect such as a scratch on the disk, and the accuracy of the track jump.

【０１１６】また、上記低域通過手段の特性の切り替え
を情報記録担体から再生される信号の周波数に応じて行
うことを特徴としている。Further, the characteristics of the low-pass means are switched in accordance with the frequency of the signal reproduced from the information recording carrier.

【０１１７】従って、情報の記録密度が高い、あるいは
情報記録担体であるディスクの回転数を高めた高速再生
を行う等の理由から再生信号の周波数が高い場合には、
低域通過手段の時定数が大きく（折点周波数を低く）な
るように切り替えずトラッキングエラー信号の位相遅れ
・時間遅れを増加させないと言う選択が可能となり、ト
ラックジャンプ時のトラック中間点をより正確に検出し
てトラックジャンプの精度・正確さを更に高め得る。ま
た、トラッキングサーボ動作時に於いてはディスクの傷
などに対する制御精度の劣化が少ないままで位相余有の
減少を防ぎ、より安定なトラッキングサーボ制御が可能
となる。Therefore, when the frequency of the reproduction signal is high because the information recording density is high or high-speed reproduction is performed by increasing the rotation speed of the disc as the information recording carrier,
It is possible to select not to increase the phase delay and time delay of the tracking error signal without switching so that the time constant of the low-pass means becomes large (the break point frequency becomes low), and the track intermediate point at the time of a track jump can be more accurately determined. And the accuracy and precision of the track jump can be further increased. Further, at the time of tracking servo operation, a reduction in phase margin is prevented with little deterioration in control accuracy against scratches on the disk, and more stable tracking servo control becomes possible.

【０１１８】また、低域通過手段が抵抗とコンデンサを
備えているものとし、その抵抗の抵抗値を変化させるこ
とにより上記時定数の切り替えを行うようにすれば、時
定数の切り替えに際して、トラッキングエラー信号に不
必要な急変動（段差）が生じないため、トラッキングサ
ーボ動作の制御精度あるいはトラック横断時のトラック
横断本数・方向判別やトラック中間点の検出に悪影響を
与える事が防げると共に、時定数切り替えに際して低域
通過手段を構成する回路要素（アナログスイッチ）の破
損を防止でき、さらに回路のＩＣ化に際して引出しピン
数や外付け部品が少なく、コストや実装面積が小さくな
るという効果を有する。Further, if the low-pass means is provided with a resistor and a capacitor, and the time constant is switched by changing the resistance value of the resistor, the tracking error can be reduced when the time constant is switched. Unnecessary sudden fluctuations (steps) do not occur in the signal, so that it does not adversely affect the control accuracy of the tracking servo operation, the discrimination of the number and direction of track traversal when traversing the track, and the detection of the track midpoint, and the time constant switching In this case, the circuit elements (analog switches) constituting the low-pass means can be prevented from being damaged, and further, when the circuit is formed into an IC, the number of lead-out pins and the number of external components are reduced, and the cost and the mounting area are reduced.

【０１１９】本発明の光ピックアップのトラッキング制
御方法によれば、低域通過処理の特性をトラッキングサ
ーボ制御動作及びトラック横断動作と言う全く異なる制
御動作に対して最適なものに設定することが出来、トラ
ッキングサーボ制御系の安定性、トラックサーチ時の方
向判別の正確さ、ディスクの傷などの欠陥に対するトラ
ッキングサーボ制御の制御精度、並びにトラックジャン
プの正確さ等を好適に満足することができる。According to the tracking control method of the optical pickup of the present invention, the characteristics of the low-pass processing can be set to be optimal for completely different control operations such as a tracking servo control operation and a track crossing operation. It is possible to preferably satisfy the stability of the tracking servo control system, the accuracy of discriminating the direction during the track search, the control accuracy of the tracking servo control for a defect such as a scratch on the disk, the accuracy of the track jump, and the like.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】第１の実施の形態の光記録再生装置の主要部の
構成例を示す概略図である。FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a configuration example of a main part of an optical recording / reproducing apparatus according to a first embodiment.

【図２】図１中のホログラム（回折格子）周辺の説明図
である。FIG. 2 is an explanatory diagram around a hologram (diffraction grating) in FIG. 1;

【図３】第１の実施の形態におけるトラッキングエラー
信号を生成するための回路構成例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration for generating a tracking error signal according to the first embodiment.

【図４】位相差パルスを平滑化・平均化するローパスフ
ィルタの時定数と、光スポットがトラックを横断する際
のトラッキングエラー信号の波形との関係を示す図であ
る。FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between a time constant of a low-pass filter that smoothes and averages a phase difference pulse and a waveform of a tracking error signal when a light spot crosses a track.

【図５】ローパスフィルタの時定数と、トラッキングサ
ーボ動作時にディスクの欠陥に起因する異常な位相差パ
ルスが生じた場合に於けるトラッキングエラー信号の乱
れとの関係を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a relationship between a time constant of a low-pass filter and disturbance of a tracking error signal when an abnormal phase difference pulse occurs due to a disk defect during a tracking servo operation.

【図６】ローパスフィルタの回路構成例を示す図であ
る。FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration example of a low-pass filter.

【図７】ローパスフィルタの別の回路構成例を示す図で
ある。FIG. 7 is a diagram illustrating another example of the circuit configuration of the low-pass filter.

【図８】ローパスフィルタのまた別の回路構成例を示す
図である。FIG. 8 is a diagram showing another example of the circuit configuration of the low-pass filter.

【図９】ローパスフィルタの更に別の回路構成例を示す
図である。FIG. 9 is a diagram showing still another example of the circuit configuration of the low-pass filter.

【図１０】ローパスフィルタのなお別の方式に基づく回
路構成例を示すと共に、その問題点を説明する図であ
る。FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration based on still another method of a low-pass filter and explaining a problem thereof.

【図１１】第１の実施の形態の光記録再生装置の別の構
成例を示す概略図である。FIG. 11 is a schematic diagram illustrating another configuration example of the optical recording / reproducing apparatus according to the first embodiment.

【図１２】図１１のフォトディテクタ（受光素子）周辺
の構成・接続を説明する図である。FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration and connections around a photodetector (light receiving element) in FIG. 11;

【図１３】第２の実施の形態の光記録再生装置の主要部
の回路構成例を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating a circuit configuration example of a main part of an optical recording / reproducing apparatus according to a second embodiment.

【図１４】図１３のトラッキングエラー信号を生成する
ための回路の構成例を示す図である。14 is a diagram illustrating a configuration example of a circuit for generating a tracking error signal in FIG.

【図１５】図１３のローパスフィルタの別の回路構成例
を示す図である。FIG. 15 is a diagram illustrating another example of the circuit configuration of the low-pass filter of FIG. 13;

【図１６】従来の光記録再生装置の主要部の構成を示す
概略図である。FIG. 16 is a schematic diagram showing a configuration of a main part of a conventional optical recording / reproducing apparatus.

【図１７】光スポットと情報ピットとの相対位置とファ
ーフィールドパターンとの関係の説明図である。FIG. 17 is an explanatory diagram of a relationship between a relative position between a light spot and an information pit and a far field pattern.

【図１８】光スポットと情報ピットとの相対位置とファ
ーフィールドパターンとの関係を説明するまた別の図で
ある。FIG. 18 is another diagram illustrating a relationship between a relative position between a light spot and an information pit and a far field pattern.

【図１９】光スポットと情報ピットとの相対位置とファ
ーフィールドパターンとの関係を説明する更に別の図で
ある。FIG. 19 is yet another diagram illustrating a relationship between a relative position between a light spot and an information pit and a far field pattern.

【図２０】従来のトラッキングエラー信号を生成するた
めの回路構成例を示す図である。FIG. 20 is a diagram showing an example of a circuit configuration for generating a conventional tracking error signal.

【図２１】図２０のトラッキングエラー信号を生成する
ための回路の動作タイミング・波形の説明図である。21 is an explanatory diagram of operation timings and waveforms of a circuit for generating a tracking error signal in FIG.

【図２２】光スポットとトラックとの位置と、位相差
（ＤＰＤ）法によるトラッキングエラー信号波形との関
係の説明図である。FIG. 22 is an explanatory diagram of a relationship between a position of a light spot and a track and a tracking error signal waveform by a phase difference (DPD) method.

【図２３】トラッキングエラー信号と、トラッキングサ
ーボ制御を行うための光スポットを駆動すべき方向との
関係の説明図である。FIG. 23 is an explanatory diagram of a relationship between a tracking error signal and a direction in which a light spot for performing tracking servo control should be driven.

【図２４】トラッキングエラー信号とＲＦ（再生情報）
信号とを用いてトラック横断本数・横断方向を検出する
ための原理を説明する図である。FIG. 24 shows a tracking error signal and RF (reproduction information).
FIG. 4 is a diagram for explaining the principle for detecting the number of traversing tracks and the traversing direction using signals.

【図２５】１次ローパスフィルタのゲイン・位相を示す
周波数特性図である。FIG. 25 is a frequency characteristic diagram showing a gain and a phase of a first-order low-pass filter.

【図２６】トラッキングサーボ制御系の周波数特性例を
示す図である。FIG. 26 is a diagram illustrating an example of frequency characteristics of a tracking servo control system.

【図２７】光スポットのトラック横断速度が上昇した際
に生じる、トラック横断本数・横断方向の誤検出の危険
性を説明する図である。FIG. 27 is a diagram illustrating the risk of erroneous detection of the number of tracks traversing and the traversing direction that occurs when the track traversing speed of the light spot increases.

【図２８】光スポットのオフトラックと、トラッキング
エラー信号の波形乱れとの関係の説明図である。FIG. 28 is an explanatory diagram of a relationship between off-track of a light spot and waveform disturbance of a tracking error signal.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２ａ，２ｂ フォトディテクタ ９ パルス出力手段、 １０ 差分検出器、 １１ ローパスフィルタ（低域通過手段）、 １２ 差動増幅器、 ２０ コントローラ １２３ 光スポット １２４ ピット（情報ピット） Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 ＳＷ アナログスイッチ 2a, 2b Photodetector 9 Pulse output means, 10 Difference detector, 11 Low-pass filter (low-pass means), 12 Differential amplifier, 20 Controller 123 Optical spot 124 Pit (information pit) R1, R2 Resistor SW Analog switch

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G11B 7/09 - 7/10 Continuation of the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) G11B 7/ 09-7/10

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 情報記録担体のトラック上に光スポット
を照射するとともに、前記トラックからの反射光を、少
なくともトラック方向に２分割し、夫々の光量に応じた
２つの電気信号を出力する照射受光手段と、得られた２
つの電気信号を２値化し、２値化した信号の時間差に応
じたパルスを生成するパルス発生手段と、生成したパル
スに基づき低域通過手段を用いて前記トラックと光スポ
ットとの相対位置を示すトラッキングエラー信号を生成
するエラー信号生成手段と、前記トラッキングエラー信
号に基づき、前記光スポットをトラッキング方向に駆動
して、トラッキングサーボ動作とトラック横断動作を行
わせしめる駆動手段と、を有する光記録再生装置におい
て、 前記低域通過手段は、少なくとも２通りの時定数を有す
るように設定されており、前記駆動手段による前記照射
受光手段の動作に応じて、前記時定数を切り替える切替
手段を有していることを特徴とする光記録再生装置。An irradiation light receiving device that irradiates a light spot on a track of an information recording carrier, divides a reflected light from the track into at least two in a track direction, and outputs two electric signals corresponding to respective light amounts. Means and 2 obtained
Two electric signals are binarized, a pulse generating means for generating a pulse corresponding to a time difference between the binarized signals, and a low-pass means based on the generated pulse to indicate a relative position between the track and the light spot. An optical recording / reproducing apparatus comprising: an error signal generating unit that generates a tracking error signal; and a driving unit that drives the light spot in a tracking direction based on the tracking error signal to perform a tracking servo operation and a track traversing operation. In the above, the low-pass means is set to have at least two time constants, and has switching means for switching the time constant in accordance with the operation of the irradiation light receiving means by the driving means. An optical recording / reproducing apparatus characterized by the above-mentioned. 【請求項２】 請求項１に記載の光記録再生装置におい
て、前記切替手段は、少なくともトラック横断動作時に
おけるトラック横断数に応じて前記時定数を切替えるよ
う設定されていることを特徴とする光記録再生装置。2. The optical recording / reproducing apparatus according to claim 1, wherein the switching means is set to switch the time constant according to at least the number of track crossings during a track crossing operation. Recording and playback device. 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載の光記録
再生装置において、前記切替手段は、少なくとも前記情
報記録担体から再生される信号の周波数に応じて前記時
定数を切替えるよう設定されていることを特徴とする光
記録再生装置。3. The optical recording / reproducing apparatus according to claim 1, wherein the switching means is set to switch the time constant in accordance with at least a frequency of a signal reproduced from the information recording carrier. An optical recording / reproducing apparatus characterized in that: 【請求項４】 請求項２に記載の光記録再生装置におい
て、 前記低域通過手段は、前記時定数を２通りに変えること
ができるよう形成されており、 前記切替手段は、 トラッキングサーボ動作時、及び、トラック横断数が所
定値以下のトラック横断動作時において、大きい方の時
定数を選択し、 トラック横断数が前記所定値を越えるトラック横断時に
おいて、小さいほうの時定数を選択するよう設定されて
いることを特徴とする光記録再生装置。4. The optical recording / reproducing apparatus according to claim 2, wherein the low-pass means is formed so as to be able to change the time constant in two ways, and wherein the switching means operates during a tracking servo operation. The setting is made such that the larger time constant is selected during a track traversing operation in which the number of track traverses is equal to or less than a predetermined value, and the smaller time constant is selected when the track traversing number exceeds the predetermined value. An optical recording / reproducing apparatus characterized by being performed. 【請求項５】 請求項２に記載の光記録再生装置におい
て、 前記低域通過手段は、時定数を２通りに変えることがで
きるよう形成されており、 前記切替手段は、 トラック横断数が所定値以下のトラック横断動作時にお
いて、大きいほうの時定数を選択し、 トラッキングサーボ動作時、及びトラック横断数が所定
値を越えるトラック横断動作時において、小さい方の時
定数を選択するよう設定されていることを特徴とする光
記録再生装置。5. The optical recording / reproducing apparatus according to claim 2, wherein the low-pass means is formed so as to be able to change a time constant in two ways, and the switching means is configured to control a predetermined number of track crossings. It is set so that the larger time constant is selected during the track traversing operation below the value, and the smaller time constant is selected during the tracking servo operation and the track traversing operation where the number of track traversals exceeds a predetermined value. An optical recording / reproducing apparatus characterized in that: 【請求項６】 請求項２に記載の光記録再生装置におい
て、 前記低域通過手段は、時定数を３通りに変えることがで
きるよう形成されており、 前記切替手段は、 トラック横断数が所定値以下のトラック横断動作時にお
いて、最大の時定数を選択し、 トラッキングサーボ動作時において、２番目に大きい時
定数を選択し、 トラック横断数が所定値を越えるトラック横断動作時に
おいて、最小の時定数を選択するよう設定されているこ
とを特徴とする光記録再生装置。6. The optical recording / reproducing apparatus according to claim 2, wherein the low-pass means is formed so as to be able to change a time constant into three kinds, and the switching means has a predetermined number of track crossings. When the track traversing operation is less than the value, the maximum time constant is selected. During the tracking servo operation, the second largest time constant is selected. An optical recording / reproducing apparatus set to select a constant. 【請求項７】 請求項１乃至請求項６のいずれかに記載
の光記録再生装置において、 前記低域通過手段は、前記時定数を定める抵抗及びコン
デンサを有しており、 前記切替手段は、前記抵抗の抵抗値を変化させることに
より前記時定数を切り替えることを特徴とする光記録再
生装置。7. The optical recording / reproducing apparatus according to claim 1, wherein the low-pass unit has a resistor and a capacitor that determine the time constant. An optical recording / reproducing apparatus, wherein the time constant is switched by changing a resistance value of the resistor. 【請求項８】 情報記録担体のトラック上に光スポット
を照射するとともに、前記トラックからの反射光を、少
なくともトラック方向に２分割して、夫々の光量に応じ
て２つの電気信号を出力し、得られた２つの電気信号を
２値化し、２値化した信号の時間差に応じたパルスを生
成し、さらに生成したパルスに基づき、低域通過手段を
用いて、前記トラックと光スポットとの相対位置を示す
トラッキングエラー信号を生成し、該トラッキングエラ
ー信号に基づき、前記光スポットをトラッキング方向に
駆動して、トラッキングサーボ動作とトラック横断動作
を行わせしめる光ピックアップのトラッキング制御方法
であって、 前記駆動手段による前記照射受光手段の動作に応じて、
前記低域通過手段の時定数を切り替えることを特徴とす
る光ピックアップのトラッキング制御方法。8. A method for irradiating a light spot on a track of an information recording carrier, dividing a reflected light from the track into at least two in a track direction, and outputting two electric signals according to the respective light amounts; The obtained two electric signals are binarized, a pulse corresponding to the time difference between the binarized signals is generated, and the relative position between the track and the light spot is determined using low-pass means based on the generated pulse. A tracking control method for an optical pickup that generates a tracking error signal indicating a position and drives the light spot in a tracking direction based on the tracking error signal to perform a tracking servo operation and a track traversing operation. According to the operation of the irradiation light receiving means by means,
A tracking control method for an optical pickup, wherein a time constant of the low-pass means is switched.
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