JP3272495B2 - Power converter - Google Patents
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
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Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、交流電源と直流負荷
の間で電力を変換する電力変換装置に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power converter for converting power between an AC power supply and a DC load.
【0002】[0002]
【従来の技術】図19は例えば特開昭61−66569
号公報に示された従来の電力変換装置を示す構成図であ
り、図において、1は交流電源、2,3は変圧器、4は
電流の変化率を制限する交流リアクトル、5は交流電源
1から供給された交流電力を直流電力に変換して直流負
荷9に供給するとともに、該直流負荷9から回生された
直流電力を交流電力に変換して交流電源1に回生するP
WM変換器、6は直流出力側の一端に接続された直流リ
アクトル7を介してPWM変換器5と並列に接続され、
交流電源1から供給された交流電力を直流電力に変換し
て直流負荷9に供給する整流器、7は直流リアクトル、
8はPWM変換器5の直流出力端子間に接続された平滑
コンデンサ、9は例えばインバータなどの直流負荷であ
る。2. Description of the Related Art FIG.
FIG. 1 is a configuration diagram showing a conventional power conversion device disclosed in Japanese Patent Application Publication No. H10-207, in which reference numeral 1 denotes an AC power supply; Is converted to DC power and supplied to the DC load 9, and the DC power regenerated from the DC load 9 is converted to AC power and regenerated to the AC power supply 1.
The WM converter 6 is connected in parallel with the PWM converter 5 via a DC reactor 7 connected to one end on the DC output side,
A rectifier that converts AC power supplied from the AC power supply 1 into DC power and supplies the DC power to a DC load 9, 7 is a DC reactor,
Reference numeral 8 denotes a smoothing capacitor connected between the DC output terminals of the PWM converter 5, and reference numeral 9 denotes a DC load such as an inverter.
【0003】次に動作について説明する。当該電力変換
装置は、交流電源1から供給された交流電力を直流電力
に変換して直流負荷9に供給する力行運転と、直流負荷
9から回生された直流電力を交流電力に変換して交流電
源1に回生する回生運転を行うが、まず、力行運転を行
う場合について説明する。Next, the operation will be described. The power converter includes a power running operation in which the AC power supplied from the AC power supply 1 is converted into DC power and supplied to the DC load 9, and a DC power recovered from the DC load 9 is converted into AC power and the AC power The regenerative operation of regenerating to 1 is performed. First, the case of performing the power running operation will be described.
【0004】まず、力行運転時は、図示せぬ制御部にP
WM変換器5が制御されることにより、直流負荷9に対
して交流電源1から供給された交流電力を直流電力に変
換して供給することになるが、供給する直流電力量とし
ては直流負荷9の容量に応じて供給する。つまり、直流
負荷9の容量が増加した場合には、電力供給量の不足を
回避すべく供給する直流電力量を増加し、直流負荷9の
容量が減少した場合には、供給した直流電力が余剰状態
になるのを回避すべく供給する直流電力量を減少する。First, during a power running operation, a control unit (not shown) sends P
By controlling the WM converter 5, the AC power supplied from the AC power supply 1 is converted into DC power and supplied to the DC load 9. Supply according to capacity. That is, when the capacity of the DC load 9 increases, the amount of DC power to be supplied is increased in order to avoid a shortage of power supply, and when the capacity of the DC load 9 decreases, the supplied DC power becomes excessive. The amount of DC power to be supplied is reduced in order to avoid the situation.
【0005】また、力行運転時においては、直流負荷9
の安定した動作を保証する必要があるので、PWM変換
器5は、直流負荷9に印加する直流電圧Vdc(平滑コ
ンデンサ8に印加される直流電圧と同等)が変動するこ
とのないよう直流電力を供給すべく、直流負荷9に印加
する直流電圧の値Vdcが、直流負荷9の定格電圧であ
る所定電圧値Vdc*に一致するように動作する。従っ
て、直流負荷9の容量が変動することによって、平滑コ
ンデンサ8に印加される直流電圧の値Vdcが変動(直
流負荷9の容量が増加すると、直流負荷9は電力供給量
の不足を補うべく平滑コンデンサ8から不足分を受ける
ので、平滑コンデンサ8に印加される直流電圧Vdcが
低下する)すると、制御部(図示せず)が当該直流電圧
の値Vdcと所定電圧値Vdc*の偏差に応じてPWM
変換器5を制御するので、当該直流電圧Vdcの値が所
定電圧値Vdc*に一致するようになる。During power running operation, the DC load 9
Therefore, the PWM converter 5 controls the DC power so that the DC voltage Vdc applied to the DC load 9 (equivalent to the DC voltage applied to the smoothing capacitor 8) does not fluctuate. In order to supply the DC load 9, the DC voltage applied to the DC load 9 operates so that the value Vdc of the DC voltage matches the predetermined voltage value Vdc * that is the rated voltage of the DC load 9. Therefore, the value of the DC voltage Vdc applied to the smoothing capacitor 8 fluctuates when the capacity of the DC load 9 fluctuates (when the capacity of the DC load 9 increases, the DC load 9 is smoothed to compensate for the shortage of power supply). When the shortage is received from the capacitor 8, the DC voltage Vdc applied to the smoothing capacitor 8 decreases). When the control unit (not shown) adjusts the difference between the DC voltage value Vdc and the predetermined voltage value Vdc *. PWM
Since the converter 5 is controlled, the value of the DC voltage Vdc matches the predetermined voltage value Vdc *.
【0006】しかし当然のことながら、PWM変換器5
にも直流電力を供給できる容量に限界があるので、直流
負荷9の容量が必要以上に増加した場合には、その限界
を越えた分の直流電力は供給されず、PWM変換器5が
過負荷となり、平滑コンデンサ8に印加される直流電圧
の値Vdcが下降を始める。However, it goes without saying that the PWM converter 5
In the case where the capacity of the DC load 9 is increased more than necessary, the DC power exceeding the limit is not supplied and the PWM converter 5 becomes overloaded. And the value Vdc of the DC voltage applied to the smoothing capacitor 8 starts to decrease.
【0007】この従来例における整流器6は、かかる過
負荷を回避するために設けられたものであり、PWM変
換器5が過負荷になった場合のみ動作する。即ち、整流
器6における直流出力電圧の値Vddは、所定電圧値V
dc*より低く設定(交流電源1の電圧変動によって、
許容範囲内で電圧が低下したときの値より低く設定)さ
れているので、PWM変換器5に過負荷が生じていない
通常時では、整流器6におけるダイオード素子が逆バイ
アス状態となり力行運転を行うことはないが、平滑コン
デンサ8に印加される直流電圧の値Vdcが低下して整
流器6における直流出力電圧の値Vddより低くなると
上記逆バイアス状態が解除されて順バイアス状態となり
力行運転を行うことになる。これにより、過負荷が回避
され、平滑コンデンサ8に印加される直流電圧の値Vd
cが上昇して所定電圧値Vdc*に一致するようにな
る。The rectifier 6 in this conventional example is provided to avoid such an overload, and operates only when the PWM converter 5 is overloaded. That is, the value Vdd of the DC output voltage at the rectifier 6 is equal to the predetermined voltage value Vdd.
dc * (set by AC power supply 1 voltage fluctuation
Since the voltage is set lower than the value when the voltage drops within the allowable range), the diode element in the rectifier 6 is in a reverse bias state and the power running operation is performed in a normal state where the overload does not occur in the PWM converter 5. However, when the value Vdc of the DC voltage applied to the smoothing capacitor 8 decreases and becomes lower than the value Vdc of the DC output voltage in the rectifier 6, the reverse bias state is released, and the power supply operation is performed. Become. As a result, overload is avoided, and the value Vd of the DC voltage applied to the smoothing capacitor 8 is reduced.
c rises and becomes equal to the predetermined voltage value Vdc *.
【0008】一方、回生運転時は、直流負荷9が直流電
力を回生することにより、平滑コンデンサ8に印加され
る直流電圧の値Vdcが上昇するので、図示せぬ制御部
が、力行運転時と同様に、直流電圧の値Vdcが所定電
圧値Vdc*に一致するようにPWM変換器5を制御
し、PWM変換器5が直流負荷9が回生する直流電力を
交流電力に変換して交流電源1に回生する。On the other hand, in the regenerative operation, the DC load 9 regenerates the DC power, so that the value Vdc of the DC voltage applied to the smoothing capacitor 8 increases. Similarly, the PWM converter 5 is controlled so that the DC voltage value Vdc matches the predetermined voltage value Vdc *, and the PWM converter 5 converts the DC power regenerated by the DC load 9 into AC power, and To regenerate.
【0009】なお、交流電源と直流負荷の間で電力を変
換する電力変換装置として、上記従来例の他に、特開昭
59−70185号公報(図20、図21)に開示され
たものがある。図において、10は高速ヒューズ、11
は開閉器、12は初期充電用限流抵抗である。As a power conversion device for converting power between an AC power supply and a DC load, one disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 59-70185 (FIGS. 20 and 21) besides the above-mentioned conventional example. is there. In the figure, 10 is a high-speed fuse, 11
Is a switch, and 12 is a current limiting resistor for initial charging.
【0010】[0010]
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成されているので、PWM変換器5に過
負荷が発生すると整流器6が力行運転を開始するため、
PWM変換器5の容量以上の電力を直流負荷9に供給す
ることができるが、過負荷発生時に一旦直流電圧の値V
dcが急激に低下するため直流負荷9の動作に支障を与
える問題点があった。また、過負荷発生時には、PWM
変換器5は定格最大量の電流をすでに流しているので、
無効電力の調整のために電流を増加することができず、
実質的に無効電力の調整ができなくなる問題点があっ
た。また、整流器6は、PWM変換器5に過負荷が発生
した場合に限り力行運転を行い、過負荷の発生していな
い通常時においては力行運転を行わないので、通常時で
はPWM変換器5がすべての電力を変換して供給しなけ
ればならず、PWM変換器5の容量が大きくなる問題点
があった。さらに、過負荷の継続時間が比較的長い場合
には、整流器6に高調波電流が流れるので、この高調波
電流が交流電源1に流出し、電力系統に種々の支障を与
えるなどの問題点があった。Since the conventional power converter is configured as described above, when an overload occurs in the PWM converter 5, the rectifier 6 starts power running operation.
Although the power equal to or larger than the capacity of the PWM converter 5 can be supplied to the DC load 9, the value of the DC voltage V
There is a problem that the operation of the DC load 9 is hindered because the dc drops sharply. When an overload occurs, the PWM
Since the converter 5 is already carrying the maximum rated current,
The current cannot be increased due to the adjustment of the reactive power,
There was a problem that the reactive power could not be adjusted substantially. In addition, the rectifier 6 performs the power running operation only when the overload occurs in the PWM converter 5 and does not perform the power running operation in the normal time when the overload does not occur. All the power must be converted and supplied, and there is a problem that the capacity of the PWM converter 5 increases. Further, when the duration of the overload is relatively long, a harmonic current flows through the rectifier 6, so that the harmonic current flows to the AC power supply 1 and causes various problems in the power system. there were.
【0011】請求項1の発明は上記のような問題点を解
消するためになされたもので、過負荷が発生しても直流
電圧の値Vdcが急激に低下するのを防ぐことができる
とともに、無効電力の調整を行うことができ、また、P
WM変換器5の容量を低減できる電力変換装置を得るこ
とを目的とする。The invention of claim 1 has been made in order to solve the above-mentioned problems, and it is possible to prevent the DC voltage value Vdc from sharply lowering even if an overload occurs. The reactive power can be adjusted, and P
It is an object to obtain a power converter that can reduce the capacity of the WM converter 5.
【0012】請求項2及び請求項3の発明は、負荷の変
動等によって直流電圧の値Vdcが大きく変動する場合
でも、できる限りPWM変換器5の力行運転による電力
変換の容量を小さくし、PWM変換器5の容量を低減で
きる電力変換装置を得ることを目的とする。According to the second and third aspects of the present invention, even when the DC voltage value Vdc fluctuates greatly due to load fluctuations or the like, the capacity of power conversion by the power running operation of the PWM converter 5 is reduced as much as possible. It is an object to obtain a power converter that can reduce the capacity of the converter 5.
【0013】請求項4の発明は、整流器6の一次側の交
流電圧に変動が生じても、安定した電力変換を行うこと
ができる電力変換装置を得ることを目的とする。A fourth object of the present invention is to provide a power converter capable of performing a stable power conversion even if the AC voltage on the primary side of the rectifier 6 fluctuates.
【0014】請求項5の発明は、整流器6に流れる電流
値に反比例して所定電圧Vdc*を変化させることによ
り、安定した電力変換を行うことができる電力変換装置
を得ることを目的とする。A fifth object of the present invention is to provide a power converter capable of performing stable power conversion by changing a predetermined voltage Vdc * in inverse proportion to a value of a current flowing through the rectifier 6.
【0015】請求項6の発明は、整流器6から発生した
高調波電流が交流電源1に流出するのを防ぐことができ
る電力変換装置を得ることを目的とする。A further object of the present invention is to provide a power converter capable of preventing a harmonic current generated from a rectifier 6 from flowing out to an AC power supply 1.
【0016】請求項7の発明は、PWM変換器5を制御
する際、電流の変化率を制限することができるととも
に、高調波電流を低減することができる電力変換装置を
得ることを目的とする。A seventh object of the present invention is to provide a power converter capable of limiting the rate of change of current when controlling the PWM converter 5 and reducing the harmonic current. .
【0017】請求項8及び請求項13の発明は、循環電
流に含まれる高調波電流を低減することができる電力変
換装置を得ることを目的とする。It is an object of the present invention to provide a power converter capable of reducing a harmonic current contained in a circulating current.
【0018】請求項9、請求項10及び請求項12の発
明は、上記請求項1の発明と同様の目的を有する電力変
換装置を得ることを目的とする。The object of the ninth, tenth and twelfth aspects of the present invention is to provide a power converter having the same object as the first aspect of the present invention.
【0019】請求項11の発明は、整流器でも無効電力
の制御を行うことができる電力変換装置を得ることを目
的とする。Another object of the present invention is to provide a power converter capable of controlling reactive power even with a rectifier.
【0020】[0020]
【課題を解決するための手段】請求項1の発明に係る電
力変換装置は、整流器における直流出力電圧の値を平滑
コンデンサに印加されるべき直流電圧値と一致する所定
電圧値に設定して、交流電源から供給された交流電力を
変換した直流電力を直流負荷に供給させると共に、直流
負荷が変動して平滑コンデンサに印加されるべき直流電
圧の値が所定電圧値と不一致となると、該直流電圧の値
と所定電圧値の偏差に応じてPWM変換器を制御して、
交流電源から供給された交流電力を変換した直流電力を
直流負荷に供給させる制御部を備えたものである。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a power converter for smoothing a value of a DC output voltage in a rectifier.
A predetermined value that matches the DC voltage value to be applied to the capacitor
Set the voltage to the value of AC power supplied from the AC power supply.
While supplying the converted DC power to the DC load,
DC power to be applied to the smoothing capacitor due to load fluctuation
If the voltage value does not match the predetermined voltage value, the value of the DC voltage
And the PWM converter according to the deviation between the predetermined voltage value and
DC power converted from AC power supplied from AC power supply
It is provided with a control unit for supplying a DC load.
【0021】請求項2の発明に係る電力変換装置は、平
滑コンデンサに印加される直流電圧の値と所定電圧値を
一致させるうる指令値を該直流電圧の値と所定電圧値の
偏差から求めるとともに、その指令値と整流器に流れる
電流値の偏差に応じてPWM変換器を制御するようにし
たものである。According to a second aspect of the present invention, there is provided a power conversion apparatus which obtains a command value for matching a DC voltage value applied to a smoothing capacitor with a predetermined voltage value from a deviation between the DC voltage value and the predetermined voltage value. The PWM converter is controlled according to the deviation between the command value and the current value flowing through the rectifier.
【0022】請求項3の発明に係る電力変換装置は、整
流器に流れる電流値に基づいて、指令値と上記整流器に
流れる電流値の偏差における上下限値を設定したもので
ある。According to a third aspect of the present invention, there is provided a power converter wherein upper and lower limits of a deviation between a command value and a current value flowing through the rectifier are set based on a current value flowing through the rectifier.
【0023】請求項4の発明に係る電力変換装置は、整
流器の一次側の交流電圧の変動に比例して所定電圧値を
変化させるようにしたものである。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a power converter, wherein a predetermined voltage value is changed in proportion to a change in an AC voltage on the primary side of a rectifier.
【0024】請求項5の発明に係る電力変換装置は、整
流器に流れる電流値に比例した量を減算するように所定
電圧値を変化させるようにしたものである。According to a fifth aspect of the present invention, in the power converter , a predetermined voltage value is changed so as to subtract an amount proportional to a current value flowing through the rectifier.
【0025】請求項6の発明に係る電力変換装置は、P
WM変換器及び整流器の一次側に変圧器を設けたもので
ある。[0025] The power converter according to the invention of claim 6 is characterized in that P
A transformer is provided on the primary side of the WM converter and the rectifier.
【0026】請求項7の発明に係る電力変換装置は、P
WM変換器の一次側に、少なくも交流リアクトルまたは
変圧器の何れかを設けたものである。According to a seventh aspect of the present invention, the power converter
At least one of an AC reactor and a transformer is provided on the primary side of the WM converter.
【0027】請求項8の発明に係る電力変換装置は、循
環電流に含まれる高調波電流を低減する高調波電流低減
手段を設けたものである。[0027] The power converter according to the invention of claim 8 reduces the harmonic current contained in the circulating current.
Means are provided .
【0028】請求項9の発明に係る電力変換装置は、整
流器をダイオード素子で構成したものである。According to a ninth aspect of the present invention, in the power converter, the rectifier includes a diode element.
【0029】請求項10の発明に係る電力変換装置は、
整流器をサイリスタ素子で構成したものである。The power converter according to the invention of claim 10 is
The rectifier is constituted by a thyristor element.
【0030】請求項11の発明に係る電力変換装置は、
整流器をゲートターンオフサイリスタ素子で構成したも
のである。The power converter according to the invention of claim 11 is:
The rectifier comprises a gate turn-off thyristor element.
【0031】請求項12の発明に係る電力変換装置は、
直流リアクトルを超伝導コイルで構成したものである。A power converter according to a twelfth aspect of the present invention
The DC reactor is composed of a superconducting coil.
【0032】請求項13の発明に係る電力変換装置は、
PWM変換器及び整流器を多相化したものである。A power converter according to a thirteenth aspect of the present invention is
This is a multi-phase PWM converter and rectifier.
【0033】[0033]
【作用】請求項1の発明における電力変換装置は、整流
器における直流出力電圧の値を所定電圧値に設定したこ
とにより、PWM変換器が過負荷でない通常時において
整流器が力行運転を行うようになる。In the power converter according to the first aspect of the present invention, by setting the value of the DC output voltage of the rectifier to a predetermined voltage value, the rectifier performs power running operation in a normal state where the PWM converter is not overloaded. .
【0034】請求項2の発明における電力変換装置は、
平滑コンデンサに印加される直流電圧の値と所定電圧値
を一致させるうる指令値を該直流電圧の値と所定電圧値
の偏差から求めるとともに、その指令値と整流器に流れ
る電流値の偏差に応じてPWM変換器を制御するように
したことにより、負荷の変動等によって直流電圧の値が
大きく変動する場合にPWM変換器が行う電力変換の容
量が制限される。The power converter according to the second aspect of the present invention
A command value for matching the value of the DC voltage applied to the smoothing capacitor with the predetermined voltage value is obtained from the deviation between the DC voltage value and the predetermined voltage value, and the command value is determined according to the deviation between the command value and the current value flowing through the rectifier. By controlling the PWM converter, the capacity of the power conversion performed by the PWM converter when the value of the DC voltage greatly fluctuates due to load fluctuation or the like is limited.
【0035】請求項3の発明における電力変換装置は、
整流器に流れる電流値に基づいて、指令値と上記整流器
に流れる電流値の偏差における上下限値を設定したこと
により、負荷の変動等によって直流電圧の値が大きく変
動する場合にPWM変換器が行う電力変換の容量が制限
される。According to the third aspect of the present invention,
By setting the upper and lower limits of the difference between the command value and the current value flowing through the rectifier based on the current value flowing through the rectifier, the PWM converter performs the operation when the DC voltage value greatly fluctuates due to load fluctuation or the like. Power conversion capacity is limited.
【0036】請求項4の発明における電力変換装置は、
整流器の一次側の交流電圧の変動に比例して所定電圧値
を変化させるようにしたことにより、PWM変換器の一
次側の交流電圧に変動が生じても、安定した電力変換を
行うことができるようになる。The power converter according to the invention of claim 4 is:
By changing the predetermined voltage value in proportion to the change in the AC voltage on the primary side of the rectifier, stable power conversion can be performed even if the AC voltage on the primary side of the PWM converter fluctuates. Become like
【0037】請求項5の発明における電力変換装置は、
整流器に流れる電流値に比例した量を減算するように所
定電圧値を変化させるようにしたことにより、整流器に
流れる電流の値が変化しても、安定した電力変換を行う
ことができるようになる。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a power converter,
By changing the predetermined voltage value so as to subtract an amount proportional to the current value flowing through the rectifier, stable power conversion can be performed even if the value of the current flowing through the rectifier changes. Will be able to
【0038】請求項6の発明における電力変換装置は、
PWM変換器及び整流器の一次側に変圧器を設けたこと
により、整流器から発生した高調波電流が交流電源に流
出しないようになる。The power converter according to the invention of claim 6 is:
The provision of the transformer on the primary side of the PWM converter and the rectifier prevents the harmonic current generated from the rectifier from flowing out to the AC power supply.
【0039】請求項7の発明における電力変換装置は、
PWM変換器の一次側に、少なくも交流リアクトルまた
は変圧器の何れかを設けたことにより、PWM変換器を
制御する際の電流の変化率が制限され、かつ、高調波電
流が低減される。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a power converter,
By providing at least either the AC reactor or the transformer on the primary side of the PWM converter, the rate of change of the current when controlling the PWM converter is limited, and the harmonic current is reduced.
【0040】請求項8の発明における電力変換装置は、
循環電流に含まれる高調波電流を低減する高調波電流低
減手段を設けたことにより、循環電流に含まれる高調波
電流が低減される。The power converter according to the invention of claim 8 is:
Low harmonic current reduces harmonic current contained in circulating current
By providing the reducing means, the harmonic current contained in the circulating current is reduced.
【0041】請求項9の発明における電力変換装置は、
整流器をダイオード素子で構成したことにより、請求項
1の発明と同様に、PWM変換器が過負荷でない通常時
において整流器が力行運転を行うようになる。According to a ninth aspect of the present invention, a power converter
Since the rectifier is constituted by the diode element, the rectifier performs the power running operation at the normal time when the PWM converter is not overloaded, similarly to the first aspect of the present invention.
【0042】請求項10の発明における電力変換装置
は、整流器をサイリスタ素子で構成したことにより、請
求項1の発明と同様に、PWM変換器が過負荷でない通
常時において整流器が力行運転を行うようになる。In the power converter according to the tenth aspect of the present invention, the rectifier is constituted by a thyristor element, so that the rectifier performs the power running operation in a normal time when the PWM converter is not overloaded, similarly to the first aspect of the present invention. become.
【0043】請求項11の発明における電力変換装置
は、整流器をゲートターンオフサイリスタ素子で構成し
たことにより、整流器でも無効電力の制御を行えるよう
になる。According to the eleventh aspect of the present invention, since the rectifier is constituted by a gate turn-off thyristor element, the rectifier can control the reactive power.
【0044】請求項12の発明における電力変換装置
は、直流リアクトルを超伝導コイルで構成したことによ
り、請求項1の発明と同様に、PWM変換器が過負荷で
ない通常時において整流器が力行運転を行うようにな
る。According to the twelfth aspect of the present invention, in the power converter, the DC reactor is constituted by a superconducting coil, so that the rectifier performs the power running operation at the normal time when the PWM converter is not overloaded, similarly to the first aspect of the invention. Will do it.
【0045】請求項13の発明における電力変換装置
は、PWM変換器及び整流器を多相化したことにより、
循環電流に含まれる高調波電流が低減される。According to a thirteenth aspect of the present invention, the power converter has a multi-phase PWM converter and a rectifier.
The harmonic current contained in the circulating current is reduced.
【0046】[0046]
【実施例】実施例1.以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。図1はこの発明の一実施例による電力
変換装置を示す構成図であり、図において、従来のもの
と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略
する。21は変圧器2及び整流器6の一次側に接続され
た変圧器、22はPWM変換器5あるいは整流器6が交
流電力を直流電力に変換して直流負荷9に供給する際、
平滑コンデンサ8に印加される直流電圧の値Vdcを所
定電圧値Vdc*に一致させるべく、その直流電圧の値
Vdcと所定電圧値Vdc*の偏差に応じてPWM変換
器5を制御する制御部である。[Embodiment 1] An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram showing a power conversion device according to an embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in the related art denote the same or corresponding parts, and a description thereof will be omitted. Reference numeral 21 denotes a transformer connected to the primary side of the transformer 2 and the rectifier 6. Reference numeral 22 denotes a case where the PWM converter 5 or the rectifier 6 converts AC power into DC power and supplies the DC power to the DC load 9.
In order to make the value Vdc of the DC voltage applied to the smoothing capacitor 8 equal to the predetermined voltage value Vdc *, a control unit that controls the PWM converter 5 according to the deviation between the value Vdc of the DC voltage and the predetermined voltage value Vdc *. is there.
【0047】23は変圧器2の二次側の交流電圧VS1
を検出する電圧検出器、24は交流電圧VS1との同期
をとるため、交流電圧VS1の位相θを検出するフェー
ズロックループ回路(以下、PLL回路という)、25
はPWM変換器5に入力される交流電流IC(Iu,I
v,Iw)を検出する電流検出回路、26は電流検出回
路25により検出された交流電流IC(Iu,Iv,I
w)を、PLL回路24で検出された位相θと同相成分
を有する電流Iqと、90°の位相差成分を有する電流
Idに変換する3相/2相変換器である。Reference numeral 23 denotes an AC voltage VS1 on the secondary side of the transformer 2.
, A phase lock loop circuit (hereinafter, referred to as a PLL circuit) 25 for detecting the phase θ of the AC voltage VS1 in order to synchronize with the AC voltage VS1.
Are alternating current ICs (Iu, Iu) input to the PWM converter 5.
v, Iw), and 26 is an alternating current IC (Iu, Iv, Iw) detected by the current detection circuit 25.
w) is a three-phase / two-phase converter for converting a current Iq having the same phase component as the phase θ detected by the PLL circuit 24 and a current Id having a phase difference component of 90 °.
【0048】27は所定電圧値Vdc*を設定する基準
電圧設定器、28は基準電圧設定器27により設定され
た所定電圧値Vdc*から平滑コンデンサ8に印加され
た直流電圧の値Vdcを減算する減算器、29は減算器
28の減算結果が零になるような電流指令値Iq*を出
力する電圧制御器、30は電圧制御器29に出力された
電流指令値Iq*から3相/2相変換器26に変換され
た電流Iqを減算する減算器、31は減算器30の減算
結果が零になるような電圧指令値Vq*(変圧器2の二
次側相電圧の位相と同相成分を有する電圧)を出力する
電流制御器である。Reference numeral 27 denotes a reference voltage setting device for setting a predetermined voltage value Vdc *, and reference numeral 28 denotes a value for subtracting the value Vdc of the DC voltage applied to the smoothing capacitor 8 from the predetermined voltage value Vdc * set by the reference voltage setting device 27. A subtractor 29 is a voltage controller that outputs a current command value Iq * such that the subtraction result of the subtracter 28 becomes zero, and 30 is a 3-phase / 2-phase current command value Iq * output to the voltage controller 29. A subtractor 31 subtracts the current Iq converted by the converter 26. A voltage command value Vq * (a component in phase with the phase of the secondary side phase voltage of the transformer 2) is set so that the subtraction result of the subtractor 30 becomes zero. A current controller that outputs a voltage having the same.
【0049】32は変圧器2の二次側相電圧の位相と9
0°の位相差成分を有する電流指令値Id*を設定する
基準電流設定器、33は基準電流設定器32に出力され
た電流指令値Id*から3相/2相変換器26に変換さ
れた電流Idを減算する減算器、34は減算器33の減
算結果が零になるような電圧指令値Vd*(変圧2の二
次側相電圧の位相と90°の位相差成分を有する電圧)
を出力する電流制御器、35はPLL回路24により検
出された位相θと電流制御器31・34に出力された電
圧指令値Vq*,Vd*に基づいてPWM変換器5に与
えるPWMパルスSGを発生するPWM制御器、36は
PWM制御器35から発生されるPWMパルスSGを増
幅してPWM変換器5を構成する自己消弧素子をオン、
オフするゲートアンプである。なお、直流リアクトル7
は超電導コイルにより構成されている。Reference numeral 32 denotes the phase of the secondary side phase voltage of the transformer 2 and 9
A reference current setting device 33 for setting a current command value Id * having a phase difference component of 0 ° is converted from the current command value Id * output to the reference current setting device 32 to a three-phase / two-phase converter 26. A subtractor 34 for subtracting the current Id is a voltage command value Vd * (a voltage having a phase difference component of 90 ° with the phase of the secondary side phase voltage of the transformer 2) so that the subtraction result of the subtractor 33 becomes zero.
The current controller 35 outputs a PWM pulse SG to be given to the PWM converter 5 based on the phase θ detected by the PLL circuit 24 and the voltage command values Vq * and Vd * output to the current controllers 31 and 34. The generated PWM controller 36 amplifies the PWM pulse SG generated from the PWM controller 35 to turn on the self-extinguishing element constituting the PWM converter 5;
This is a gate amplifier that is turned off. Note that the DC reactor 7
Is constituted by a superconducting coil.
【0050】次に動作について説明する。まず、本願発
明と従来技術を比較すると、一番の相違点は、従来例の
場合、整流器6における直流出力電圧の値Vddを所定
電圧値Vdc*より低く設定していたのに対し、本願発
明の場合、整流器6における直流出力電圧の値Vddを
所定電圧値Vdc*に設定したことである。Next, the operation will be described. First, when the present invention is compared with the prior art, the most significant difference is that in the conventional example, the value Vdd of the DC output voltage in the rectifier 6 is set lower than the predetermined voltage value Vdc *, whereas In this case, the DC output voltage value Vdd in the rectifier 6 is set to the predetermined voltage value Vdc *.
【0051】従って、従来例の場合、上述したように整
流器6は、PWM変換器5の過負荷等によって直流電圧
の値Vdcが低下して整流器6における直流出力電圧の
値Vddより低くならなければ力行運転を開始しなかっ
たが、つまりPWM変換器5に過負荷が発生しなければ
力行運転を開始しなかったが、本願発明の場合、整流器
6における直流出力電圧の値Vddを所定電圧値Vdc
*に設定したので、PWM変換器5が過負荷でない通常
時において従来例のように整流器6が逆バイアスになら
なくなり、PWM変換器5が過負荷でない通常時におい
ても整流器6が力行運転を行うようになる。換言する
と、本願発明における整流器6は、電力回生時以外は常
に順バイアスとなるので、電力回生時以外は常時力行運
転を行う。Therefore, in the case of the conventional example, as described above, the rectifier 6 is required to reduce the DC voltage value Vdc due to the overload of the PWM converter 5 and the like, and become lower than the DC output voltage value Vdd in the rectifier 6. Although the power running operation was not started, that is, the power running operation was not started unless an overload occurred in the PWM converter 5, in the case of the present invention, the value of the DC output voltage Vdd in the rectifier 6 was changed to a predetermined voltage value Vdc.
Since it is set to *, the rectifier 6 does not become reverse-biased as in the conventional example in the normal state where the PWM converter 5 is not overloaded, and the rectifier 6 performs the power running operation even in the normal state where the PWM converter 5 is not overloaded. Become like In other words, since the rectifier 6 in the present invention is always forward biased except during power regeneration, the rectifier 6 always performs power running except during power regeneration.
【0052】一方、PWM変換器5は、詳細は後述する
が、過負荷等によって平滑コンデンサ8に印加される直
流電圧の値Vdcが変動せずに所定電圧値Vdc*に一
致している通常時においては、力行運転を行わず、所定
電圧値Vdc*から変動した場合のみ力行運転を行う。
但し、無効電力の制御は負荷の変動にかかわらず行われ
る。On the other hand, as will be described in detail later, the PWM converter 5 operates normally when the DC voltage value Vdc applied to the smoothing capacitor 8 does not fluctuate with the predetermined voltage value Vdc * due to overload or the like. In, the power running operation is not performed, and the power running operation is performed only when the voltage fluctuates from the predetermined voltage value Vdc *.
However, the control of the reactive power is performed irrespective of the fluctuation of the load.
【0053】以下、制御部22の動作を説明することに
よりPWM変換器5の動作を説明する。まず、PLL回
路24が交流電圧VS1の位相θを検出し、3相/2相
変換器26が電流検出回路25により検出された交流電
流IC(Iu,Iv,Iw)を、PLL回路24で検出
された位相θと同相成分を有する電流Iqと、90°の
位相差成分を有する電流Idに変換する。なお、変換式
は下記に示す通りであるが、図2からわかるように電流
Iqは有効電力を発生する電流成分、電流Idは無効電
力を発生する電流成分である。Hereinafter, the operation of the PWM converter 5 will be described by describing the operation of the control unit 22. First, the PLL circuit 24 detects the phase θ of the AC voltage VS1, and the three-phase / two-phase converter 26 detects the AC current IC (Iu, Iv, Iw) detected by the current detection circuit 25 by the PLL circuit 24. And a current Id having a phase difference component of 90 °. The conversion formula is as shown below. As can be seen from FIG. 2, the current Iq is a current component that generates active power, and the current Id is a current component that generates reactive power.
【0054】[0054]
【数1】 (Equation 1)
【0055】そして、平滑コンデンサ8に印加された直
流電圧の値Vdcが変動した場合に、かかる変動を解消
するため基準電圧設定器27に設定された所定電圧値V
dc*からの変動分に見合った直流電力をPWM変換器
5に供給させるべく、減算器28が所定電圧値Vdc*
と直流電圧の値Vdcとの偏差をとる(直流電圧の値V
dcが電圧設定値Vdc*に一致している場合は当該偏
差が零になるので、PWM変換器5は力行運転を行なわ
ない)。そして、電圧制御器29が減算器28の減算結
果が零になるような電流指令値Iq*を出力し、減算器
30がその電流指令値Iq*から3相/2相変換器26
に変換された電流Iqを減算し、電流制御器31が減算
器30の減算結果が零になるような電圧指令値Vq*
(変圧器2の二次側相電圧の位相と同相成分を有する電
圧)を出力する。When the value Vdc of the DC voltage applied to the smoothing capacitor 8 fluctuates, the predetermined voltage value Vd set in the reference voltage setting unit 27 to eliminate the fluctuation.
In order to supply the DC converter 5 with the DC power corresponding to the variation from dc * to the PWM converter 5, the subtracter 28 sets the predetermined voltage value Vdc *.
And the difference between the DC voltage value Vdc and the DC voltage value Vdc (the DC voltage value V
When dc matches voltage set value Vdc *, the deviation becomes zero, so that PWM converter 5 does not perform the power running operation.) Then, the voltage controller 29 outputs a current command value Iq * such that the subtraction result of the subtractor 28 becomes zero, and the subtractor 30 converts the current command value Iq * from the three-phase / two-phase converter 26.
Is subtracted from the current Iq, and the current controller 31 sets the voltage command value Vq * such that the subtraction result of the subtractor 30 becomes zero.
(A voltage having the same phase component as the phase of the secondary side phase voltage of the transformer 2).
【0056】また、予め、基準電流設定器27に設定さ
れた電流設定値Id*に見合った無効電力をPWM変換
器5に供給させるべく、減算器33がその電流指令値I
d*から3相/2相変換器26に変換された電流Idを
減算し、電流制御器34が減算器33の減算結果が零に
なるような電圧指令値Vd*(変圧2の二次側相電圧の
位相と90°の位相差成分を有する電圧)を出力する。Further, in order to supply the PWM converter 5 with reactive power corresponding to the current set value Id * previously set in the reference current setter 27, the subtracter 33 sets the current command value Id *.
The current controller 34 subtracts the current Id converted by the three-phase / two-phase converter 26 from d *, and the current controller 34 sets the voltage command value Vd * (the secondary side of the transformer 2) so that the subtraction result of the subtractor 33 becomes zero. (A voltage having a phase difference component of 90 ° with the phase of the phase voltage).
【0057】そして、PWM制御器35がPLL回路2
4により検出された位相θと電流制御器31・34に出
力された電圧指令値Vq*,Vd*に基づいてPWM変
換器5に与えるPWMパルスSGを発生する。具体的に
は、電圧指令値Vq*,Vd*を、式(1)の逆変換を
施すことにより3相の相電圧指令値V*(Vu*,Vv
*,Vw*)を求め、その相電圧指令値V*と三角波キ
ャリアを図3に示すように比較してPWMパルスSGを
発生する。そして、最後に、ゲートアンプ36がそのP
WMパルスSGを増幅してPWM変換器5を構成する自
己消弧素子をオン、オフすることにより、PWM変換器
5を制御する。Then, the PWM controller 35 operates the PLL circuit 2
A PWM pulse SG to be applied to the PWM converter 5 is generated based on the phase θ detected by the controller 4 and the voltage command values Vq * and Vd * output to the current controllers 31 and 34. Specifically, the voltage command values Vq *, Vd * are subjected to the inverse transformation of the equation (1) to obtain three-phase phase voltage command values V * (Vu *, Vv *).
*, Vw *), and compares the phase voltage command value V * with the triangular wave carrier as shown in FIG. 3 to generate a PWM pulse SG. And, finally, the gate amplifier 36
The PWM converter 5 is controlled by amplifying the WM pulse SG and turning on and off the self-extinguishing element constituting the PWM converter 5.
【0058】ここで、ここまでの説明をまとめると、整
流器6は常時力行運転を行うが、PWM変換器5は、負
荷の変動によって整流器6が過負荷等になり、平滑コン
デンサ8に印加される直流電圧の値Vdcが変動した場
合のみ力行運転を行うことになる。つまり、当該電力変
換装置における過負荷は、整流器6の過負荷に相当(従
来例の場合、PWM変換器5の過負荷に相当)し、PW
M変換器5は過負荷等を解消するために過渡的に電力を
供給するに過ぎないので、当該電力変換装置の過負荷時
においてもPWM変換器5は余分に電力を供給する余力
があり(従来例の場合、PWM変換器5自体が過負荷で
あるので、余分に電力を供給する余力がない)、従っ
て、当該電力変換装置が過負荷となっても、PWM変換
器5は余分に電流を出力することができるので、かかる
場合においても無効電力を制御することができる。Here, to summarize the description so far, the rectifier 6 always performs a power running operation, but the PWM converter 5 is applied to the smoothing capacitor 8 because the rectifier 6 becomes overloaded due to a change in load. The power running operation is performed only when the DC voltage value Vdc fluctuates. That is, the overload in the power converter is equivalent to the overload of the rectifier 6 (corresponding to the overload of the PWM converter 5 in the conventional example),
Since the M converter 5 only supplies power transiently to eliminate overload or the like, even when the power converter is overloaded, the PWM converter 5 has a margin for supplying extra power ( In the case of the conventional example, since the PWM converter 5 itself is overloaded, there is no extra power to supply power.) Therefore, even if the power converter is overloaded, the PWM converter 5 has an extra current. Can be output, so that the reactive power can be controlled even in such a case.
【0059】また、従来例の場合、上述したようにPW
M変換器5が過負荷となった場合、平滑コンデンサ8に
印加される直流電圧の値Vdcが低下して整流器6にお
ける直流出力電圧の値Vddより低くなったときに初め
て整流器6が力行運転を開始するが、本願発明の場合、
整流器6が過負荷となって、平滑コンデンサ8に印加さ
れる直流電圧の値Vdcが変動すると、直ちにPWM変
換器5が力行運転を開始するので、従来例のように、過
負荷発生時に一旦直流電圧の値Vdcが急激に低下する
という現象は生じない。In the case of the conventional example, as described above, PW
When the M converter 5 is overloaded, the rectifier 6 performs the powering operation only when the value of the DC voltage Vdc applied to the smoothing capacitor 8 decreases and becomes lower than the value of the DC output voltage Vdd in the rectifier 6. Start, but in the case of the present invention,
When the rectifier 6 becomes overloaded and the value of the DC voltage Vdc applied to the smoothing capacitor 8 fluctuates, the PWM converter 5 immediately starts the power running operation. The phenomenon that the voltage value Vdc sharply decreases does not occur.
【0060】また、本願発明の場合、容量を容易に増加
することができる整流器6が常時力行運転を行うので、
PWM変換器5は、整流器6の過負荷に対処できればよ
く、従来のPWM変換器5より容量を低減することがで
きる。Further, in the case of the present invention, the rectifier 6 capable of easily increasing the capacity always performs the power running operation.
The PWM converter 5 only needs to be able to cope with the overload of the rectifier 6 and can have a smaller capacity than the conventional PWM converter 5.
【0061】さらに、本願発明の場合、整流器6が常時
力行運転を行うので、図1に示すように、PWM変換器
5、整流器6及び直流リアクトル7間に常時循環電流I
ddが流れることになるが、循環電流Iddに高調波電
流が含まれる場合においても、PWM変換器5及び整流
器6の一次側に変圧器21が接続されているので、交流
電源1に高調波電流が流出するのが妨げられる。Further, in the case of the present invention, since the rectifier 6 always performs the power running operation, as shown in FIG. 1, the circulating current I between the PWM converter 5, the rectifier 6 and the DC reactor 7 always flows.
dd flows, but even when the circulating current Idd contains a harmonic current, since the transformer 21 is connected to the primary side of the PWM converter 5 and the rectifier 6, the harmonic current is supplied to the AC power supply 1. Is prevented from flowing out.
【0062】実施例2.図4はこの発明の他の実施例に
よる電力変換装置を示す構成図であり、図において、4
1はPWM変換器5を制御する際、平滑コンデンサ8に
印加される直流電圧の値Vdcと所定電圧値Vdc*を
一致させるうる電流指令値Iq*を該直流電圧の値Vd
cと所定電圧値Vdc*の偏差から求めるとともに、そ
の電流指令値Iq*と整流器6に流れる循環電流Idd
の偏差に応じてPWM変換器5を制御する制御部、42
は整流器6に流れる循環電流Iddを検出する電流検出
器、43は交流電流である循環電流Iddを直流電流に
変換するダイオード整流器、44は電圧制御器29に出
力された電流指令値Iq*からダイオード整流器43に
変換された循環電流Iddを減算する減算器、45は上
下限リミッタである。Embodiment 2 FIG. FIG. 4 is a block diagram showing a power converter according to another embodiment of the present invention.
When controlling the PWM converter 5, a current command value Iq * that can make the DC voltage value Vdc applied to the smoothing capacitor 8 coincide with the predetermined voltage value Vdc * is set to 1.
c and a deviation between the predetermined voltage value Vdc * and the current command value Iq * and the circulating current Idd flowing through the rectifier 6.
A control unit for controlling the PWM converter 5 in accordance with the deviation of
Is a current detector that detects a circulating current Idd flowing through the rectifier 6, 43 is a diode rectifier that converts the circulating current Idd, which is an AC current, into a DC current, and 44 is a diode based on the current command value Iq * output to the voltage controller 29. A subtractor 45 subtracts the circulating current Idd converted by the rectifier 43, and 45 is an upper / lower limiter.
【0063】次に動作について説明する。上記実施例1
では、負荷の変動等によって直流電圧の値Vdcが変動
した場合には、直ちにPWM変換器5が力行運転を開始
し、かかる変動をPWM変換器5が抑制するものについ
て説明したが、この実施例2では、負荷の変動等によっ
て直流電圧の値Vdcが大きく変動する場合でも、PW
M変換器5の力行運転による電力変換容量を最小限に抑
え、できる限り整流器6によってかかる変動を抑えるも
のである。Next, the operation will be described. Example 1 above
In the above description, the PWM converter 5 immediately starts the power running operation when the DC voltage value Vdc fluctuates due to a load fluctuation or the like, and the PWM converter 5 suppresses such fluctuation. In P.2, even when the DC voltage value Vdc fluctuates greatly due to a load fluctuation or the like, PW
The purpose is to minimize the power conversion capacity due to the power running operation of the M converter 5 and to suppress such fluctuations by the rectifier 6 as much as possible.
【0064】即ち、実施例1の場合は、電圧制御器29
から出力された電流指令値Iq*を直接減算器30に出
力させていたが、この実施例2では、減算器44にて、
ダイオード整流器43によって直流電流に変換された循
環電流Iddを、その電流指令値Iq*から差し引き、
その減算結果を減算器30に出力させている。但し、上
下限リミッタ45にて、上限値及び下限値を設定してい
るので、その減算結果が上限値または下限値を越えてい
る場合には、その上限値または下限値を減算器30に出
力させている。That is, in the case of the first embodiment, the voltage controller 29
Was output directly to the subtractor 30 in the second embodiment, but in the second embodiment, the subtractor 44
The circulating current Idd converted into a DC current by the diode rectifier 43 is subtracted from the current command value Iq *,
The result of the subtraction is output to the subtractor 30. However, since the upper and lower limiters 45 set the upper and lower limits, if the subtraction result exceeds the upper or lower limit, the upper or lower limit is output to the subtractor 30. Let me.
【0065】このように、電流指令値Iq*から循環電
流Iddを差し引いているので、整流器6だけでは賄い
切れない分のみ、PWM変換器5が電力を供給するのと
等価になる。As described above, since the circulating current Idd is subtracted from the current command value Iq *, it is equivalent to the power supply of the PWM converter 5 to the extent that the rectifier 6 alone cannot cover.
【0066】実施例3.図5はこの発明の他の実施例に
よる電力変換装置を示す構成図であり、図において、4
6は整流器6に流れる循環電流Iddの値に基づいて、
電流指令値Iq*と循環電流Iddの偏差における上下
限値を設定可能な制御部であり、47は外部から上下限
値を設定できる可変上下限リミッタ、48は循環電流I
ddが所定値以下の場合には、循環電流Iddが所定値
以上になるまで可変上下限リミッタ47の出力が概略零
(但し、正値)になるように可変上下限リミッタ47の
上限値を設定する上限リミット値発生回路、49は直流
電圧Vdcが上昇して回生運転が始まる際、循環電流I
ddが減少して所定値以下になったとき可変上下限リミ
ッタ47のリミッタ値を負側に開く下限リミット値発生
回路である。Embodiment 3 FIG. FIG. 5 is a block diagram showing a power converter according to another embodiment of the present invention.
6 is based on the value of the circulating current Idd flowing through the rectifier 6,
A control unit 47 is capable of setting upper and lower limits for the deviation between the current command value Iq * and the circulating current Idd.
When dd is equal to or less than a predetermined value, the upper limit of the variable upper and lower limiter 47 is set so that the output of the variable upper and lower limiter 47 becomes substantially zero (but a positive value) until the circulating current Idd becomes equal to or more than the predetermined value. When the DC voltage Vdc rises and the regenerative operation starts, the upper limit value generating circuit 49
This is a lower limit value generating circuit that opens the limiter value of the variable upper / lower limiter 47 to the negative side when dd decreases to a predetermined value or less.
【0067】次に動作について説明する。上記実施例2
では、循環電流Iddがほとんど流れていない場合に
は、実施例1と同様に、ほぼ電流指令値Idd*に等し
い値が電流制御器31に出力されるので、直流電圧Vd
cの変動を解消するための電力供給をほとんどPWM変
換器5が行うことになるが、この実施例3では、循環電
流Iddがほとんど流れていない場合、可変上下限リミ
ッタ47の出力が概略零(但し、正値)になるように可
変上下限リミッタ47の上限値を設定するので、PWM
変換器5はほとんど電力供給を行わず、整流器6が電力
供給を行うようになる(現在、循環電流Iddがほとん
ど流れていなくとも、直流負荷9があれば循環電流Id
dが連続して流れるようになるからである)。従って、
実施例3によれば、実施例2の場合より更にPWM変換
器5の運転比率が小さいので、更にPWM変換器5の容
量を小さくできる。Next, the operation will be described. Example 2 above
In the case where the circulating current Idd is hardly flowing, a value substantially equal to the current command value Idd * is output to the current controller 31 as in the first embodiment, so that the DC voltage Vd
Most of the power supply for eliminating the fluctuation of c is performed by the PWM converter 5. In the third embodiment, when the circulating current Idd hardly flows, the output of the variable upper and lower limiter 47 is substantially zero ( However, since the upper limit value of the variable upper / lower limiter 47 is set so as to be a positive value, the PWM
The converter 5 hardly supplies power, and the rectifier 6 supplies power. (Currently, even if the circulating current Idd hardly flows, if the DC load 9 is present, the circulating current Id
d flows continuously). Therefore,
According to the third embodiment, since the operation ratio of the PWM converter 5 is smaller than that of the second embodiment, the capacity of the PWM converter 5 can be further reduced.
【0068】実施例4.上記実施例では、図6に示すよ
うに、基準電圧設定器27は固定式の設定器50から構
成されていたので、所定電圧値Vdc*は整流器6の一
次側の交流電圧VSに変動が生じても常に一定であった
が、図7に示すように、整流器6の一次側の交流電圧V
Sの変動に比例して所定電圧値Vdc*を変化させるよ
うにしてもよい。Embodiment 4 FIG. In the above embodiment, as shown in FIG. 6, since the reference voltage setter 27 is constituted by a fixed setter 50, the predetermined voltage value Vdc * fluctuates in the AC voltage VS on the primary side of the rectifier 6. However, as shown in FIG. 7, the primary side AC voltage V
The predetermined voltage value Vdc * may be changed in proportion to the change of S.
【0069】図7において、51は交流電圧VSを検出
する電圧検出器、52は整流器6の一次側の交流電圧V
Sの変動に比例して所定電圧値Vdc*を変化させる基
準電圧設定器、53はゲイン、54は交流電圧VSから
ゲイン53の出力を差し引く減算器、55は所定電圧値
Vdc*と減算器54の出力を加算する加算器である。In FIG. 7, reference numeral 51 denotes a voltage detector for detecting the AC voltage VS, and 52 denotes an AC voltage V on the primary side of the rectifier 6.
A reference voltage setting unit that changes the predetermined voltage value Vdc * in proportion to the variation of S, 53 is a gain, 54 is a subtractor for subtracting the output of the gain 53 from the AC voltage VS, 55 is a predetermined voltage value Vdc * and a subtractor 54 Are added.
【0070】次に動作について説明する。まず、図7の
説明をする前に、交流電圧VS(VSの値は線間電圧実
効値)と整流器6の直流出力電圧Vdd間には下記の関
係が成立する。 Vdd = 1.35×VS ・・・(2) また、負荷変動等の生じていない通常時においては、直
流出力電圧Vddと平滑コンデンサ8に印加される直流
電圧Vdcと所定電圧値Vdc*間に下記の関係が成立
する。 Vdc* = Vdc = Vdd ・・・(3)Next, the operation will be described. First, before explaining FIG. 7, the following relationship is established between the AC voltage VS (the value of VS is the effective value of the line voltage) and the DC output voltage Vdd of the rectifier 6. Vdd = 1.35 × VS (2) In a normal state where no load fluctuation or the like occurs, the DC output voltage Vdd is between the DC voltage Vdc applied to the smoothing capacitor 8 and the predetermined voltage value Vdc *. The following relationship is established. Vdc * = Vdc = Vdd (3)
【0071】従って、交流電圧VSに変動が生じなけれ
ば、式(2)より整流器6の直流出力電圧Vddは常に
一定であるので、上記実施例でも安定した制御系となる
が、交流電圧VSが変動すると、式(2)より直流出力
電圧Vddが変動するので、式(3)が成立しなくなる
結果(所定電圧値Vdc*は一定であるため、所定電圧
値Vdc*と直流出力電圧Vddが一致しなくなる)、
所定電圧値Vdc*が当該制御系において妥当な値でな
くなり、制御系が不安定になる。Accordingly, if the AC voltage VS does not fluctuate, the DC output voltage Vdd of the rectifier 6 is always constant according to the equation (2). If it fluctuates, the DC output voltage Vdd fluctuates according to the equation (2), so that the equation (3) is not satisfied (because the predetermined voltage value Vdc * is constant, the predetermined voltage value Vdc * and the DC output voltage Vdd are equal to one another). No longer)
The predetermined voltage value Vdc * is not an appropriate value in the control system, and the control system becomes unstable.
【0072】そこで、この実施例4では、交流電圧VS
の変動に比例して所定電圧値Vdc*を変化させるもの
であり、具体的には、まず、交流電圧VSの変動分を検
出するために、減算器54にて、交流電圧VSから所定
電圧値Vdc*を入力したゲイン53の出力を減算す
る。但し、ゲイン53は、交流電圧VSの変動がない通
常時においては減算器54の出力が零になるように初期
調整されている。そして、加算器55にて、減算器54
の出力を設定器50に設定された所定電圧値Vdc*に
加算する。これにより交流電圧VSの変動に比例した所
定電圧値Vdc*が得られ、制御系を安定させることが
できる。Therefore, in the fourth embodiment, the AC voltage VS
The specific voltage value Vdc * is changed in proportion to the variation of the AC voltage VS. Specifically, first, in order to detect the variation of the AC voltage VS, the subtractor 54 calculates the predetermined voltage value Vdc * from the AC voltage VS. The output of the gain 53 to which Vdc * has been input is subtracted. However, the gain 53 is initially adjusted so that the output of the subtractor 54 becomes zero in normal times when there is no change in the AC voltage VS. Then, in the adder 55, the subtractor 54
Is added to the predetermined voltage value Vdc * set in the setting device 50. As a result, a predetermined voltage value Vdc * proportional to the variation of the AC voltage VS is obtained, and the control system can be stabilized.
【0073】実施例5.図8はこの発明の他の実施例に
よる電力変換装置を示す構成図であり、図において、5
6は循環電流Iddに定数Kを乗算するゲイン、57は
基準電圧設定器52の出力からゲイン56の出力を減算
する減算器である。Embodiment 5 FIG. FIG. 8 is a block diagram showing a power converter according to another embodiment of the present invention.
6 is a gain for multiplying the circulating current Idd by a constant K, and 57 is a subtractor for subtracting the output of the gain 56 from the output of the reference voltage setting device 52.
【0074】次に動作について説明する。まず、負荷の
変動等によって平滑コンデンサ8に印加される直流電圧
Vdcが変化すると、その直流電圧Vdcと整流器6の
直流出力電圧Vdd間に偏差電圧が生じ、その結果循環
電流Iddが変化するが、その循環電流Iddの変化率
は下記のように表せる。 di/dt = (Vdd−Vdc)/L2 ・・・(4) また、整流器6の直流出力電圧Vddの平均値と循環電
流Iddの関係をグラフで示すと図9のようになる。図
9では、循環電流Iddの増加に反比例して直流出力電
圧Vddが減少する様子が示されているが、このように
なるのは整流器6における転流重なりの影響によるもの
である。Next, the operation will be described. First, when the DC voltage Vdc applied to the smoothing capacitor 8 changes due to a load change or the like, a deviation voltage occurs between the DC voltage Vdc and the DC output voltage Vdd of the rectifier 6, and as a result, the circulating current Idd changes. The rate of change of the circulating current Idd can be expressed as follows. di / dt = (Vdd-Vdc) / L2 (4) Further, a graph showing a relationship between the average value of the DC output voltage Vdd of the rectifier 6 and the circulating current Idd is as shown in FIG. FIG. 9 shows how the DC output voltage Vdd decreases in inverse proportion to the increase in the circulating current Idd. This is due to the effect of commutation overlap in the rectifier 6.
【0075】従って、直流出力電圧Vddと循環電流I
ddの関係を考慮して所定電圧Vdc*を変化させない
と、実際は式(2)(3)が成立しなくなり、安定した
制御系が得られなくなる。そこで、この実施例5では、
減算器57にて、基準電圧設定器52の出力から、循環
電流Iddを入力して定数Kを乗算するゲイン56の出
力を減算するようにしている。これにより、上記実施例
のものより更に安定した制御系が得られる。Therefore, the DC output voltage Vdd and the circulating current I
Unless the predetermined voltage Vdc * is changed in consideration of the relationship of dd, equations (2) and (3) are not actually satisfied, and a stable control system cannot be obtained. Therefore, in the fifth embodiment,
The subtractor 57 subtracts the output of the gain 56 for multiplying the constant K by inputting the circulating current Idd from the output of the reference voltage setter 52. As a result, a more stable control system than that of the above embodiment can be obtained.
【0076】実施例6.上記実施例では、PWM変換器
5の一次側に変圧器2及び交流リアクトル4の双方を接
続したものについて説明したが、例えば、変圧器2だけ
を接続するようにしてもよい。即ち、交流リアクトル4
は電流の変化率を制限するものであるが、変圧器2の洩
れインダクタンスによっても電流の変化率を制限するこ
とができるからである。Embodiment 6 FIG. In the above embodiment, the case where both the transformer 2 and the AC reactor 4 are connected to the primary side of the PWM converter 5 has been described. For example, only the transformer 2 may be connected. That is, AC reactor 4
Is for limiting the rate of change of the current, but the rate of change of the current can also be limited by the leakage inductance of the transformer 2.
【0077】実施例7. 図10はこの発明の他の実施例による電力変換装置を示
す構成図であり、図において、58はPWM変換器5と
並列に接続され、循環電流Iddに含まれる高調波電流
を低減するアクティブフィルタ(高調波電流低減手段)
である。すでに上述したように、過負荷の継続時間が比
較的長い場合には、整流器6から高調波電流が発生する
が、アクティブフィルタ58を図10のように接続する
と、高調波電流と逆位相の電流を流すことができるの
で、高調波電流を相殺することができる。Embodiment 7 FIG. FIG. 10 is a block diagram showing a power converter according to another embodiment of the present invention. In the figure, reference numeral 58 denotes an active filter which is connected in parallel with the PWM converter 5 and reduces the harmonic current included in the circulating current Idd. (Harmonic current reduction means)
It is. As described above, when the duration of the overload is relatively long, a harmonic current is generated from the rectifier 6. However, when the active filter 58 is connected as shown in FIG. , The harmonic current can be canceled.
【0078】実施例8.図11は上記実施例における整
流器6をダイオード素子6aを用いて構成したものであ
り、この構成によって上記実施例の動作が得られる。ま
た、図12に示すように、整流器6を多相化してもよ
く、この場合、循環電流Iddに含まれる高調波電流を
低減することができる。Embodiment 8 FIG. FIG. 11 shows a configuration in which the rectifier 6 in the above embodiment is configured using the diode element 6a, and the operation of the above embodiment can be obtained by this configuration. In addition, as shown in FIG. 12, the rectifier 6 may be multi-phase, and in this case, the harmonic current included in the circulating current Idd can be reduced.
【0079】実施例9.図13は上記実施例における整
流器6をサイリスタ素子60を用いて構成したサイリス
タ整流器59で代用してもよく、これにより上記実施例
と同様の効果が得られる。また、図14に示すように、
サイリスタ整流器59を多相化してもよく、この場合、
循環電流Iddに含まれる高調波電流を低減することが
できる。Embodiment 9 FIG. In FIG. 13, the rectifier 6 in the above embodiment may be replaced by a thyristor rectifier 59 using a thyristor element 60, and the same effect as in the above embodiment can be obtained. Also, as shown in FIG.
The thyristor rectifier 59 may be multi-phased. In this case,
The harmonic current included in the circulating current Idd can be reduced.
【0080】また、図15は電力変換装置をサイリスタ
整流器59を用いて構成した場合の制御構成を示し、図
において、61は交流電圧VSの位相をπ/2だけ進ま
せる移相器、62はサイリスタ整流器59の直流出力電
圧Vddの基準値Vdd*を設定する設定器、63は基
準値Vdd*と移相器61の出力を比較し、位相制御角
αを得るコンパレータ、64はコンパレータ63の出力
である位相制御角αに基づいて120°幅のゲート点弧
信号を出力するゲートロジック、65はゲートロジック
64の出力を増幅してサイリスタ整流器59のサイリス
タ素子60を点弧するゲートアンプである。FIG. 15 shows a control configuration in the case where the power converter is configured using a thyristor rectifier 59. In the figure, reference numeral 61 denotes a phase shifter for advancing the phase of the AC voltage VS by π / 2, and 62 denotes a phase shifter. A setting device for setting a reference value Vdd * of the DC output voltage Vdd of the thyristor rectifier 59; 63, a comparator for comparing the reference value Vdd * with the output of the phase shifter 61 to obtain a phase control angle α; A gate logic 65 outputs a gate firing signal having a width of 120 ° based on the phase control angle α, and a gate amplifier 65 amplifies the output of the gate logic 64 and fires the thyristor element 60 of the thyristor rectifier 59.
【0081】次に動作について説明する。まず、移相器
61が交流電圧VSの位相をπ/2だけ進ませた後、コ
ンパレータ63が基準値Vdd*と移相器61の出力を
比較することにより位相制御角αを求めて出力する。そ
して、ゲートロジック64が、サイリスタ整流器59に
おけるサイリスタ素子60のゲートタイミングを制御す
べく、その位相制御角αに基づいて120°幅のゲート
点弧信号を出力し、ゲートアンプ65がゲートロジック
64の出力を増幅してサイリスタ整流器59のサイリス
タ素子60を点弧する。ここで、交流電圧VS(VSの
値は線間電圧実効値)とサイリスタ整流器59の直流出
力電圧Vddと位相制御角αの間には下記の関係が成立
する。 Vdd = 1.35×VS×cosα ・・・(5) Vdd = 1.35×VS×Vdd*/Vdd0 ・・・(6) 但し、Vdd0は図16(b)の正弦波のピーク値Next, the operation will be described. First, after the phase shifter 61 advances the phase of the AC voltage VS by π / 2, the comparator 63 compares the reference value Vdd * with the output of the phase shifter 61 to obtain and output the phase control angle α. . Then, the gate logic 64 outputs a gate firing signal having a width of 120 ° based on the phase control angle α to control the gate timing of the thyristor element 60 in the thyristor rectifier 59. The output is amplified to fire the thyristor element 60 of the thyristor rectifier 59. Here, the following relationship is established between the AC voltage VS (the value of VS is the effective value of the line voltage), the DC output voltage Vdd of the thyristor rectifier 59, and the phase control angle α. Vdd = 1.35 × VS × cosα (5) Vdd = 1.35 × VS × Vdd * / Vdd0 (6) where Vdd0 is the peak value of the sine wave in FIG.
【0082】実施例10.図17は上記実施例における
整流器6をゲートターンオフサイリスタ素子68を用い
て構成したゲートターンオフサイリスタ整流器66で代
用してもよく、これにより上記実施例と同様の効果が得
られるとともに、ゲートターンオフサイリスタ整流器6
6自体で無効電力の制御も行えるようになる。Embodiment 10 FIG. FIG. 17 shows that the rectifier 6 in the above embodiment may be replaced by a gate turn-off thyristor rectifier 66 constituted by using a gate turn-off thyristor element 68, whereby the same effect as in the above-described embodiment can be obtained and the gate turn-off thyristor rectifier can be obtained. 6
6 itself can control the reactive power.
【0083】上記実施例9の場合、サイリスタ素子60
の転流のため、位相制御角αは正(α>0)、即ち、遅
れ位相制御であったが、この実施例10のように、ゲー
トターンオフサイリスタ素子68を用いた場合、自己消
弧できるため位相制御角αは負(α<0)、即ち、進み
位相制御ができ、従って、ゲートターンオフサイリスタ
整流器66自体で無効電力の制御もできるようになる。In the case of the ninth embodiment, the thyristor element 60
, The phase control angle α is positive (α> 0), that is, the phase control is delayed. However, when the gate turn-off thyristor element 68 is used as in the tenth embodiment, the self-extinguishing can be performed. Therefore, the phase control angle α is negative (α <0), that is, leading phase control can be performed, and therefore, the reactive power can be controlled by the gate turn-off thyristor rectifier 66 itself.
【0084】[0084]
【発明の効果】以上のように、請求項1の発明によれ
ば、整流器における直流出力電圧の値を平滑コンデンサ
に印加されるべき直流電圧値と一致する所定電圧値に設
定して、交流電源から供給された交流電力を変換した直
流電力を直流負荷に供給させると共に、直流負荷が変動
して平滑コンデンサに印加されるべき直流電圧の値が所
定電圧値と不一致となると、該直流電圧の値と所定電圧
値の偏差に応じてPWM変換器を制御して、交流電源か
ら供給された交流電力を変換した直流電力を直流負荷に
供給させる制御部を備えたので、PWM変換器が過負荷
でない通常時において整流器が力行運転を行うようにな
る一方、平滑コンデンサに印加される直流電圧の値が変
動すると直ちにPWM変換器が力行運転を開始するた
め、整流器に過負荷が発生しても直流電圧が急激に低下
するのを防ぐことができる効果がある。また、PWM変
換器は直流電圧が変動したとき過渡的に力行運転を行う
に過ぎないので、整流器に過負荷が発生しても無効電力
の制御を行うことができるとともに、PWM変換器の容
量を低減することができるなどの効果がある。As described above, according to the first aspect of the present invention, the value of the DC output voltage in the rectifier is reduced by the smoothing capacitor.
Set to a predetermined voltage value that matches the DC voltage value to be applied to the
The AC power supplied from the AC power supply
Supply DC power to DC load and change DC load
The value of the DC voltage to be applied to the smoothing capacitor
If the voltage does not match the constant voltage value, the DC voltage value and the predetermined voltage
By controlling the PWM converter according to the deviation of the value,
DC power obtained by converting AC power supplied from
Since the control unit for supplying the power supply is provided , the rectifier performs the power running operation in the normal time when the PWM converter is not overloaded, while the PWM converter operates immediately when the value of the DC voltage applied to the smoothing capacitor fluctuates. Is started, there is an effect that the DC voltage can be prevented from sharply dropping even if an overload occurs in the rectifier. Further, since the PWM converter only performs transiently power running when the DC voltage varies, with overload can control the reactive power be generated in the rectifier, a capacity of PWM converter There are effects such as reduction.
【0085】請求項2の発明によれば、平滑コンデンサ
に印加される直流電圧の値と所定電圧値を一致させるう
る指令値を該直流電圧の値と所定電圧値の偏差から求め
るとともに、その指令値と整流器に流れる電流値の偏差
に応じてPWM変換器を制御するように構成したので、
整流器だけでは賄い切れない分のみ、PWM変換器が電
力を供給することになり、従って、PWM変換器の容量
を低減できるなどの効果がある。According to the second aspect of the present invention, a command value for matching the value of the DC voltage applied to the smoothing capacitor with the predetermined voltage value is obtained from the deviation between the DC voltage value and the predetermined voltage value. Since the PWM converter is configured to be controlled according to the difference between the current value and the current value flowing through the rectifier,
The PWM converter supplies power only to the extent that the rectifier cannot provide enough power. Therefore, there is an effect that the capacity of the PWM converter can be reduced.
【0086】請求項3の発明によれば、整流器に流れる
電流値に基づいて、指令値と上記整流器に流れる電流値
の偏差における上下限値を設定するように構成したの
で、請求項2の発明より更にPWM変換器の運転比率が
小さくなり、その結果、更にPWM変換器の容量を小さ
くできるなどの効果がある。According to the third aspect of the present invention, the upper and lower limits of the deviation between the command value and the current flowing through the rectifier are set based on the value of the current flowing through the rectifier. Further, the operation ratio of the PWM converter is reduced, and as a result, there is an effect that the capacity of the PWM converter can be further reduced.
【0087】請求項4の発明によれば、PWM変換器の
一次側の交流電圧の変動に比例して所定電圧値を変化さ
せるように構成したので、交流電圧に変動が生じても、
安定した電力変換を行うことができるなどの効果があ
る。According to the fourth aspect of the present invention, since the predetermined voltage value is changed in proportion to the fluctuation of the AC voltage on the primary side of the PWM converter, even if the AC voltage fluctuates,
There are effects such as stable power conversion.
【0088】請求項5の発明によれば、整流器に流れる
電流値に比例した量を減算するように所定電圧値を変化
させるように構成したので、整流器に流れる電流の値が
変化しても、安定した電力変換を行うことができるなど
の効果がある。According to the fifth aspect of the present invention, since the predetermined voltage value is changed so as to subtract an amount proportional to the current value flowing through the rectifier, even if the value of the current flowing through the rectifier changes, There are effects such as stable power conversion.
【0089】請求項6の発明によれば、PWM変換器及
び整流器の一次側に変圧器を設けた構成にしたので、整
流器から発生した高調波電流が交流電源に流出するのを
防ぐことができるなどの効果がある。According to the sixth aspect of the present invention, since the transformer is provided on the primary side of the PWM converter and the rectifier, it is possible to prevent the harmonic current generated from the rectifier from flowing out to the AC power supply. And so on.
【0090】請求項7の発明によれば、PWM変換器の
一次側に、少なくも交流リアクトルまたは変圧器の何れ
かを設けた構成にしたので、PWM変換器を制御する
際、電流の変化率を制限することができるとともに、高
調波電流を低減することができるなどの効果がある。According to the seventh aspect of the present invention, at least one of the AC reactor and the transformer is provided on the primary side of the PWM converter, so that when controlling the PWM converter, the rate of change of the current is reduced. And it is possible to reduce the harmonic current.
【0091】請求項8の発明によれば、循環電流に含ま
れる高調波電流を低減する高調波電流低減手段を設ける
ように構成にしたので、循環電流に含まれる高調波電流
を相殺することができ、その結果、高調波電流を低減す
ることができるなどの効果がある。According to the invention of claim 8, there is provided a harmonic current reducing means for reducing a harmonic current included in the circulating current.
With such a configuration, harmonic currents included in the circulating current can be offset, and as a result, there is an effect that the harmonic current can be reduced.
【0092】請求項9の発明によれば、整流器をダイオ
ード素子で構成したので、請求項1の発明と同様に、P
WM変換器が過負荷でない通常時において整流器が力行
運転を行うようになり、請求項1の発明と同様の効果が
得られる。According to the ninth aspect of the present invention, since the rectifier is formed of a diode element, the rectifier is formed by a P element as in the first aspect of the present invention.
The rectifier performs the power running operation at the normal time when the WM converter is not overloaded, and the same effect as the first aspect of the invention can be obtained.
【0093】請求項10の発明によれば、整流器をサイ
リスタ素子で構成したので、請求項1の発明と同様に、
PWM変換器が過負荷でない通常時において整流器が力
行運転を行うようになり、請求項1の発明と同様の効果
が得られる。According to the tenth aspect of the present invention, the rectifier is constituted by a thyristor element.
The rectifier performs the power running operation at the normal time when the PWM converter is not overloaded, and the same effect as the first aspect of the invention can be obtained.
【0094】請求項11の発明によれば、整流器をゲー
トターンオフサイリスタ素子で構成したので、整流器で
も無効電力の制御を行えるようになるなどの効果があ
る。According to the eleventh aspect of the present invention, since the rectifier is constituted by the gate turn-off thyristor element, there is an effect that the rectifier can control the reactive power.
【0095】請求項12の発明によれば、直流リアクト
ルを超伝導コイルで構成したので、請求項1の発明と同
様に、PWM変換器が過負荷でない通常時において整流
器が力行運転を行うようになり、請求項1の発明と同様
の効果が得られる。According to the twelfth aspect of the present invention, since the DC reactor is constituted by a superconducting coil, the rectifier performs the power running operation in the normal state when the PWM converter is not overloaded, similarly to the first aspect of the invention. Thus, the same effect as the first aspect of the invention can be obtained.
【0096】請求項13の発明によれば、PWM変換器
及び整流器を多相化するように構成したので、循環電流
に含まれる高調波電流を低減することができるなどの効
果がある。According to the thirteenth aspect of the present invention, since the PWM converter and the rectifier are configured to have multiple phases, there is an effect that the harmonic current included in the circulating current can be reduced.
【図1】この発明の一実施例による電力変換装置を示す
構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
【図2】PWM変換器の動作を示すベクトル図である。FIG. 2 is a vector diagram showing an operation of the PWM converter.
【図3】PWM制御器35の動作を説明する波形図であ
る。FIG. 3 is a waveform chart for explaining the operation of the PWM controller 35;
【図4】この発明の他の実施例による電力変換装置を示
す構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram showing a power converter according to another embodiment of the present invention.
【図5】この発明の他の実施例による電力変換装置を示
す構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram showing a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
【図6】基準電圧設定器27を示す構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram showing a reference voltage setting device 27.
【図7】この発明の他の実施例による電力変換装置を示
す構成図である。FIG. 7 is a configuration diagram showing a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
【図8】この発明の他の実施例による電力変換装置を示
す構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram showing a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
【図9】整流器の直流出力電圧Vddと循環電流Idd
の関係を示すグラフ図である。FIG. 9 shows the DC output voltage Vdd of the rectifier and the circulating current Idd.
It is a graph which shows the relationship of.
【図10】この発明の他の実施例による電力変換装置を
示す構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram showing a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
【図11】この発明の他の実施例による電力変換装置を
示す構成図である。FIG. 11 is a configuration diagram showing a power converter according to another embodiment of the present invention.
【図12】この発明の他の実施例による電力変換装置を
示す構成図である。FIG. 12 is a configuration diagram showing a power converter according to another embodiment of the present invention.
【図13】この発明の他の実施例による電力変換装置を
示す構成図である。FIG. 13 is a configuration diagram showing a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
【図14】この発明の他の実施例による電力変換装置を
示す構成図である。FIG. 14 is a configuration diagram showing a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
【図15】電力変換装置をサイリスタ整流器59を用い
て構成した場合の制御構成を示す構成図である。FIG. 15 is a configuration diagram showing a control configuration when the power conversion device is configured using a thyristor rectifier 59.
【図16】図15の説明図である。FIG. 16 is an explanatory diagram of FIG.
【図17】この発明の他の実施例による電力変換装置を
示す構成図である。FIG. 17 is a configuration diagram showing a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
【図18】この発明の他の実施例による電力変換装置を
示す構成図である。FIG. 18 is a configuration diagram showing a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
【図19】従来の電力変換装置を示す構成図である。FIG. 19 is a configuration diagram showing a conventional power converter.
【図20】従来の電力変換装置を示す構成図である。FIG. 20 is a configuration diagram showing a conventional power converter.
【図21】従来の電力変換装置を示す構成図である。FIG. 21 is a configuration diagram showing a conventional power converter.
1 交流電源 4 交流リアクトル 5 PWM変換器 6 整流器 6a ダイオード素子 7 直流リアクトル 8 平滑コンデンサ 2、21 変圧器 22、41、46 制御部58 アクティブフィルタ(高調波電流低減手段) 60 サイリスタ素子 67 ゲートターンオフサイリスタ素子 Vdc 直流電圧値 Vdc* 所定電圧値 Vdd 直流出力電圧の値DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 4 AC reactor 5 PWM converter 6 Rectifier 6a Diode element 7 DC reactor 8 Smoothing capacitor 2, 21 Transformers 22, 41, 46 Control part 58 Active filter (harmonic current reduction means) 60 Thyristor element 67 Gate turn-off thyristor Element Vdc DC voltage value Vdc * Predetermined voltage value Vdd DC output voltage value
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H02M 7/17 H02M 7/155 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) H02M 7/17 H02M 7/155
Claims (13)
供給された交流電力を直流電力に変換して直流負荷に供
給するとともに、該直流負荷から回生された直流電力を
交流電力に変換して該交流電源に回生するPWM変換器
と、直流出力側に接続された直流リアクトルを介して上
記PWM変換器と並列に接続され、上記交流電源から供
給された交流電力を直流電力に変換して上記直流負荷に
供給する整流器と、上記PWM変換器の直流出力端子間
に接続されて上記直流負荷に供給される直流電力に対応
する直流電圧が印加される平滑コンデンサとを備えた電
力変換装置において、上記整流器における直流出力電圧の値を上記平滑コンデ
ンサに印加されるべき直流電圧値と一致する所定電圧値
に設定して、上記交流電源から供給された交流電力を変
換した直流電力を上記直流負荷に供給させると共に、 上記直流負荷が変動して上記平滑コンデンサに印加され
るべき直流電圧の値が上記所定電圧値と不一致となる
と、該直流電圧の値と上記所定電圧値の偏差に応じて上
記PWM変換器を制御して、上記交流電源から供給され
た交流電力を変換した直流電力を上記直流負荷に供給さ
せる制御部を備えた ことを特徴とする電力変換装置。1. An AC power supply connected to an AC power supply.
The supplied AC power is converted to DC power and supplied to the DC load.
And the DC power regenerated from the DC load
PWM converter that converts AC power and regenerates the AC power
And via a DC reactor connected to the DC output side
Connected in parallel with the PWM converter and supplied from the AC power supply.
The supplied AC power is converted to DC power and supplied to the DC load.
Between the rectifier to be supplied and the DC output terminal of the PWM converter
Connected toCorresponding to the DC power supplied to the DC load
DC voltage is appliedAn electrode with a smoothing capacitor
In the force converter,The value of the DC output voltage at the rectifier is
A predetermined voltage value that matches the DC voltage value to be applied to the sensor
To change the AC power supplied from the AC power supply.
While supplying the converted DC power to the DC load, The DC load fluctuates and is applied to the smoothing capacitor.
DC voltage value to be inconsistent with the predetermined voltage value
And a difference between the DC voltage value and the predetermined voltage value.
The PWM converter is controlled to be supplied from the AC power source.
DC power obtained by converting AC power is supplied to the DC load.
Equipped with a control unit A power converter characterized by the above-mentioned.
する際、上記平滑コンデンサに印加される直流電圧の値
と上記所定電圧値を一致させるうる指令値を該直流電圧
の値と所定電圧値の偏差から求めるとともに、その指令
値と上記整流器に流れる電流値の偏差に応じて上記PW
M変換器を制御するようにしたことを特徴とする請求項
1記載の電力変換装置。2. The control unit, when controlling the PWM converter, sends a command value that allows the value of the DC voltage applied to the smoothing capacitor to match the predetermined voltage value with the DC voltage value and the predetermined voltage value. From the difference between the command value and the current value flowing through the rectifier.
The power converter according to claim 1, wherein the M converter is controlled.
値に基づいて、上記指令値と上記整流器に流れる電流値
の偏差における上下限値を設定したことを特徴とする請
求項2記載の電力変換装置。3. The electric power according to claim 2, wherein the control unit sets upper and lower limits of a deviation between the command value and a current value flowing through the rectifier based on a current value flowing through the rectifier. Conversion device.
流電圧の変動に比例して上記所定電圧値を変化させるこ
とを特徴とする請求項1から請求項3のうちいずれか1
項記載の電力変換装置。4. The rectifier according to claim 1, wherein the control unit changes the predetermined voltage value in proportion to a change in an AC voltage on a primary side of the rectifier.
Item 3. The power converter according to item 1.
値に比例した量を減算するように上記所定電圧値を変化
させることを特徴とする請求項1から請求項4のうちい
ずれか1項記載の電力変換装置。5. The control unit according to claim 1, wherein the control unit changes the predetermined voltage value so as to subtract an amount proportional to a current value flowing through the rectifier. The power converter according to any one of the preceding claims.
直流リアクトル間を流れる循環電流が上記交流電源に流
出するのを防止すべく上記PWM変換器及び整流器の一
次側に変圧器を設けたことを特徴とする請求項1から請
求項5のうちいずれか1項記載の電力変換装置。6. A transformer is provided on a primary side of the PWM converter and the rectifier to prevent a circulating current flowing between the PWM converter, the rectifier and the DC reactor from flowing out to the AC power supply. The power converter according to any one of claims 1 to 5, characterized in that:
交流リアクトルまたは変圧器の何れかを設けたことを特
徴とする請求項1から請求項6のうちいずれか1項記載
の電力変換装置。7. The power converter according to claim 1, wherein at least one of an AC reactor and a transformer is provided on a primary side of the PWM converter. .
直流リアクトル間を流れる循環電流に含まれる高調波電
流を低減する高調波電流低減手段を設けたことを特徴と
する請求項1から請求項7のうちいずれか1項記載の電
力変換装置。8. The apparatus according to claim 1, further comprising a harmonic current reducing unit configured to reduce a harmonic current included in a circulating current flowing between the PWM converter, the rectifier, and the DC reactor. A power converter according to any one of the preceding claims.
たことを特徴とする請求項1から請求項8のうちいずれ
か1項記載の電力変換装置。9. The power converter according to claim 1, wherein the rectifier comprises a diode element.
したことを特徴とする請求項1から請求項8のうちいず
れか1項記載の電力変換装置。10. The power converter according to claim 1, wherein the rectifier comprises a thyristor element.
リスタ素子で構成したことを特徴とする請求項1から請
求項8のうちいずれか1項記載の電力変換装置。11. The power converter according to claim 1, wherein the rectifier comprises a gate turn-off thyristor element.
で構成したことを特徴とする請求項1記載の電力変換装
置。12. The power converter according to claim 1, wherein said DC reactor is constituted by a superconducting coil.
したことを特徴とする請求項1から請求項11のうちい
ずれか1項記載の電力変換装置。13. The power converter according to claim 1, wherein the PWM converter and the rectifier are multi-phased.
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