JP3268575B2 - Frequency converter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は無線周波数帯におけ
る周波数変換器に関する。The present invention relates to a frequency converter in a radio frequency band.

【０００２】[0002]

【従来の技術】トランジスタやダイオードなどの非線型
素子に、周波数ｆｌの局部発振信号（以下局発信号と称
す）、および周波数ｆｉの入力信号とを加えると、非線
形素子からは、ｍｆｌ±ｎｆｉ（ｍ、ｎは整数）の無限
の周波数成分をもつ乗算出力信号が得られる。周波数変
換器はこの特性を利用している。2. Description of the Related Art When a local oscillation signal having a frequency fl (hereinafter referred to as a local oscillation signal) and an input signal having a frequency fi are added to a non-linear element such as a transistor or a diode, the nonlinear element outputs mfl ± nfi ( A multiplied output signal having infinite frequency components (m and n are integers) is obtained. The frequency converter utilizes this characteristic.

【０００３】一般的な周波数変換器において、必要とさ
れる局発信号は大電力信号であり、入力信号は小電力信
号であるため、利用しうる電力を有する非線型素子から
の乗算出力信号は、ｍｆｌ±ｆｉとしても差し支えな
い。通常、上記乗算出力の中でもｍ＝１となる周波数成
分が通常もっとも強く出力されるため、所望する乗算後
の信号がｍ＝１を満たすよう、すなわちｆｌ±ｆｉとな
るようにｆｌ、ｆｉを選んでいる。In a general frequency converter, a required local oscillation signal is a high power signal and an input signal is a low power signal. Therefore, a multiplied output signal from a non-linear element having usable power is obtained. , Mfl ± fi. Usually, among the above multiplied outputs, the frequency component with m = 1 is usually the strongest output, so that fl and fi are selected so that the desired multiplied signal satisfies m = 1, that is, fl ± fi. In.

【０００４】しかし、前述の周波数変換器では、所望信
号の他、局発信号、入力信号の漏洩および非線型素子で
生じる他の周波数成分を含む信号など多くの不要信号も
同時に出力されるという欠点があった。特に局発信号
は、ある信号強度までは周波数変換器へ入力する信号強
度が大きければ大きいほど変換出力信号強度も大となる
ため、入力信号などに対して大電力で入力されており、
その漏洩に対する抑圧度は他の不要信号のものと同程度
であったとしても、局発漏洩電力の絶対値は大きい。従
って局発信号の漏洩に対する抑圧度は他の不要信号のも
のよりも大であることが要求される。そのため、局発信
号の抑圧は従来、周波数変換器の出力に周波数ｆｌ成分
除去用のフィルタなどを実装することなどにより行って
いた。However, the frequency converter described above has a drawback that in addition to a desired signal, many unnecessary signals such as a local signal, a signal containing leakage of an input signal and a signal containing other frequency components generated by a non-linear element are simultaneously output. was there. In particular, the local oscillation signal is input with a large power to the input signal and the like, because up to a certain signal strength, the larger the signal strength input to the frequency converter, the larger the converted output signal strength.
Even if the degree of suppression against the leakage is almost the same as that of other unnecessary signals, the absolute value of the local leakage power is large. Therefore, it is required that the degree of suppression against the leakage of the local oscillation signal is greater than that of other unnecessary signals. Therefore, the suppression of the local oscillation signal has conventionally been performed by mounting a filter for removing the frequency fl component or the like on the output of the frequency converter.

【０００５】しかし、ｆｌに対してｆｉが著しく小さい
場合、所望信号の周波数（ｆｌ＋ｆｉ）または（ｆｌ−
ｆｉ）とｆｌが近接しているため、ｆｌ成分のみの抑圧
は非常に困難であった。However, if fi is extremely small with respect to fl, the frequency of the desired signal (fl + fi) or (fl-
Since fi) and fl are close to each other, it is very difficult to suppress only the fl component.

【０００６】また、必要とされる局発信号の周波数が高
くなるに従って、局部発振器を構成する、発振器、逓倍
器、および電力増幅器などが高価かつ困難となり、また
局発信号が該周波数発振器に入力されるまでに要する、
同軸線路やコネクタなどの接続部の損失が大きくなると
いう欠点も持つ。Further, as the frequency of the required local oscillation signal increases, the oscillator, multiplier, power amplifier, etc. constituting the local oscillator become expensive and difficult, and the local oscillation signal is input to the frequency oscillator. It takes to be done,
It also has the disadvantage that the loss of the connection part such as a coaxial line and a connector increases.

【０００７】図３はこのような周波数変換器の問題点を
解決するために、非線型素子としてアンチ・パラレル・
ダイオードを用いた従来の周波数変換器を示す図であ
る。同図において、１０１は非線型素子としてのアンチ
・パラレル・ダイオード、１０２は局発信号周波数帯の
バンドパスフィルタ、１０３は高周波信号（以下ＲＦ信
号と称す）周波数帯のバンドパスフィルタ、１０４は中
間周波数信号（以下ＩＦ信号と称す）周波数帯のバンド
パスフィルタ、３は局発信号入力端、４はＲＦ信号入出
力端、１０５はＩＦ信号入出力端であり、それぞれ図３
に示されるように接続されている。FIG. 3 shows an anti-parallel device as a non-linear element in order to solve such a problem of the frequency converter.
FIG. 2 is a diagram illustrating a conventional frequency converter using a diode. In the figure, 101 is an anti-parallel diode as a non-linear element, 102 is a band-pass filter in a local signal frequency band, 103 is a band-pass filter in a high-frequency signal (hereinafter referred to as RF signal) frequency band, and 104 is an intermediate signal. A band pass filter of a frequency signal (hereinafter referred to as an IF signal) frequency band, 3 is a local oscillation signal input terminal, 4 is an RF signal input / output terminal, and 105 is an IF signal input / output terminal.
Are connected as shown in FIG.

【０００８】周波数ｆｌの局発信号が端子３に入力さ
れ、周波数ｆｉのＩＦ信号が端子１０５に入力された場
合、局発信号、ＩＦ信号はそれぞれ１０２、１０４を経
て非線型素子としてのアンチ・パラレル・ダイオード１
０１に入力される。それらは１０１において乗算すなわ
ち周波数変換され、周波数（２ｆｌ＋ｆｉ）および（２
ｆｌ−ｆｉ）の所望ＲＦ信号は端子４に出力される。こ
のような周波数変換を通常アップコンバートと呼ぶ。こ
こでアンチ・パラレル・ダイオードの乗算特性により局
発信号の二倍波である周波数２ｆｌの信号は打消しあっ
て出力されない。また局発信号はＲＦ信号周波数のほぼ
二分の一の周波数であり、またＩＦ信号周波数と大きく
離れているため、端子４および端子１０５への漏洩は、
それぞれバンドパスフィルタ１０３およびバンドパスフ
ィルタ１０４により比較的容易に抑圧できる。When a local oscillation signal having a frequency fl is input to a terminal 3 and an IF signal having a frequency fi is input to a terminal 105, the local oscillation signal and the IF signal pass through 102 and 104, respectively. Parallel diode 1
01 is input. They are multiplied or frequency transformed at 101 and the frequencies (2fl + fi) and (2
The desired RF signal of fl-fi) is output to the terminal 4. Such frequency conversion is usually called up-conversion. Here, due to the multiplication characteristic of the anti-parallel diode, the signal of frequency 2fl, which is the second harmonic of the local oscillation signal, is canceled out and is not output. In addition, since the local oscillation signal has a frequency almost half of the RF signal frequency and is far apart from the IF signal frequency, leakage to the terminal 4 and the terminal 105 is as follows.
Each of them can be relatively easily suppressed by the band-pass filter 103 and the band-pass filter 104, respectively.

【０００９】一方、図３の周波数変換器の端子３に周波
数ｆｌの局発信号を入力し、出力端子４にたとえば周波
数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）あるいはｆｒｆ２（＝２
ｆｌ−ｆｉ）のＲＦ信号を入力した場合、局発信号、Ｒ
Ｆ信号はそれぞれ１０２、１０３を経て非線型素子とし
てのアンチ・パラレル・ダイオード１０１に入力され
る。それらは１０１において乗算すなわち周波数変換さ
れ、端子１０５に周波数ｆｉのＩＦ信号が出力される。
このような周波数変換を通常ダウンコンバートと呼ぶ。
ここでアンチ・パラレル・ダイオードの乗算特性により
局発信号の二倍波である周波数２ｆｌの信号は打消しあ
って出力されない。On the other hand, a local signal having a frequency fl is input to a terminal 3 of the frequency converter shown in FIG. 3, and a frequency frf1 (= 2fl + fi) or frf2 (= 2) is output to an output terminal 4.
fl-fi), a local oscillator signal, R
The F signal is input to the anti-parallel diode 101 as a non-linear element via 102 and 103, respectively. They are multiplied or frequency-converted at 101, and an IF signal having a frequency fi is output to a terminal 105.
Such frequency conversion is usually called down-conversion.
Here, due to the multiplication characteristic of the anti-parallel diode, the signal of frequency 2fl, which is the second harmonic of the local oscillation signal, is canceled out and is not output.

【００１０】また局発信号はＲＦ信号周波数のほぼ二分
の一の周波数であり、またＩＦ信号周波数と大きく離れ
ているため、端子４および端子１０５への漏洩は、それ
ぞれバンドパスフィルタ１０３およびバンドパスフィル
タ１０４により比較的容易に抑圧できる。Also, since the local oscillation signal has a frequency that is approximately one half of the RF signal frequency and is far apart from the IF signal frequency, leakage to the terminal 4 and the terminal 105 is caused by the band-pass filter 103 and the band-pass filter, respectively. The filter 104 can be suppressed relatively easily.

【００１１】しかしながら、無線通信においては一般的
に必要とされるのは単側波、すなわち周波数（２ｆｌ＋
ｆｉ）および（２ｆｌ−ｆｉ）の信号のいずれか一方で
あり、他方（イメージ）は不要波となるが、図３の構成
では、アップコンバート時には、周波数（２ｆｌ＋ｆ
ｉ）および（２ｆｌ−ｆｉ）の信号強度がほぼ同程度に
出力されるという欠点があった。また、ダウンコンバー
ト時には図３の周波数変換器の端子３に周波数ｆｌの局
発信号を入力し、ＲＦ入出力端４にたとえば周波数ｆｒ
ｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）を入力した場合、端子１０５に
周波数ｆｉの中間信号は出力されるが、この場合ＲＦ入
出力端４に周波数ｆｒｆ１のＲＦ信号と同時に不要波で
ある周波数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）の信号が入力さ
れた場合も同様に端子１０５に不要波の変換信号が同じ
周波数ｆｉに出力されるという欠点があった。However, in radio communication, what is generally required is a single side wave, that is, a frequency (2fl +
fi) and one of the signals (2fl-fi), and the other (image) is an unnecessary wave. However, in the configuration of FIG. 3, at the time of up-conversion, the frequency (2fl + f)
There is a drawback that the signal intensities of i) and (2fl-fi) are output at almost the same level. At the time of down-conversion, a local oscillation signal having a frequency fl is input to a terminal 3 of the frequency converter shown in FIG.
When f1 (= 2fl + fi) is input, the intermediate signal of the frequency fi is output to the terminal 105. In this case, the frequency frf2 (= 2fl-fi) which is an unnecessary wave is output to the RF input / output terminal 4 simultaneously with the RF signal of the frequency frf1. Similarly, when the signal of (1) is input, the converted signal of the unnecessary wave is output to the terminal 105 at the same frequency fi.

【００１２】図４は図３の周波数変換器の問題点を解決
するための、別の従来の周波数変換器を示す図である。
同図において、１および２は非線型素子およびその周辺
回路などからなる図３の周波数変換器と同等な周波数変
換特性をもつ単位周波数変換器、１１はＩＦ信号周波数
帯での９０度ハイブリッド、１２は局発信号周波数帯で
の同相分配器、１３はＲＦ信号周波数帯での９０度ハイ
ブリッド、３は局発信号入力端、４はＲＦ信号入出力
端、５、６、１４、１５は上記９０度ハイブリッド１１
の入出力端であり、ここでは１５を終端し、１４をＩＦ
信号入出力端として、それぞれ図４に示されるように接
続されている。FIG. 4 is a diagram showing another conventional frequency converter for solving the problem of the frequency converter of FIG.
3, reference numerals 1 and 2 denote unit frequency converters having frequency conversion characteristics equivalent to those of the frequency converter shown in FIG. 3 comprising a non-linear element and its peripheral circuit, 11 denotes a 90-degree hybrid in the IF signal frequency band, Is an in-phase distributor in the local signal frequency band, 13 is a 90-degree hybrid in the RF signal frequency band, 3 is a local signal input terminal, 4 is an RF signal input / output terminal, 5, 6, 14, and 15 are the 90 Degree hybrid 11
Here, 15 is terminated and 14 is connected to IF
The signal input / output terminals are connected as shown in FIG.

【００１３】アップコンバート時には局発信号は端子３
に入力され、同相分配器１２を経て単位周波数変換器１
および２に同位相、同信号強度で出力される。ＩＦ信号
は端子１４に入力され、９０度ハイブリッド１１によっ
て端子５、６に位相差π／２をもって出力される。単位
周波数変換器１および２によってそれらは周波数変換さ
れ、ＲＦ信号が出力される。単位周波数変換器２により
生じたＲＦ信号の位相は、単位周波数変換器１により生
じたＲＦ信号の位相に対し、At the time of up-conversion, the local oscillation signal is supplied to terminal 3
To the unit frequency converter 1 via the in-phase distributor 12.
And 2 are output with the same phase and the same signal strength. The IF signal is input to a terminal 14 and output from the 90-degree hybrid 11 to terminals 5 and 6 with a phase difference of π / 2. They are frequency-converted by the unit frequency converters 1 and 2, and an RF signal is output. The phase of the RF signal generated by the unit frequency converter 2 is different from the phase of the RF signal generated by the unit frequency converter 1

【００１４】周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）の場合
は、（局発信号の位相差：０）＋（入力信号の位相差：
π／２）＝（π／２）となる。In the case of the frequency frf1 (= 2fl + fi), (phase difference of local signal: 0) + (phase difference of input signal:
(π / 2) = (π / 2).

【００１５】周波数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）の場合
は、（局発信号の位相差：０）−（入力信号の位相差：
π／２）＝（−π／２）となる。In the case of the frequency frf2 (= 2fl-fi), (phase difference of local signal: 0)-(phase difference of input signal:
(π / 2) = (− π / 2).

【００１６】上記９０度ハイブリッド１３では、単位周
波数変換器２より入力されたＲＦ信号は位相を（π／
２）進められて、単位周波数変換器１より入力された信
号と合成するよう配置されており、ＲＦ周波数ｆｒｆ１
（＝２ｆｌ＋ｆｉ）の場合、周波数変換器２より入力さ
れたＲＦ信号の位相は（（入力：π／２）＋（９０度ハ
イブリッド１３での進相分：π／２））＝πとなり、単
位周波数変換器１より入力されたＲＦ信号とは逆相とな
り、周波数（２ｆｌ＋ｆｉ）のＲＦ信号は上記９０度ハ
イブリッド１３で互いに打消され、出力されない。In the 90-degree hybrid 13, the RF signal input from the unit frequency converter 2 has a phase of (π /
2) It is arranged so as to be advanced and combined with the signal input from the unit frequency converter 1, and the RF frequency frf1
In the case of (= 2fl + fi), the phase of the RF signal input from the frequency converter 2 is ((input: π / 2) + (leading phase in the 90-degree hybrid 13: π / 2)) = π, and the unit is The RF signal input from the frequency converter 1 has a phase opposite to that of the RF signal, and the RF signals of the frequency (2fl + fi) are mutually canceled by the 90-degree hybrid 13 and are not output.

【００１７】一方、ＲＦ周波数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆ
ｉ）の場合、周波数変換器２より入力されたＲＦ信号の
位相は（（入力：−π／２）＋（９０度ハイブリッド１
３での進相分：π／２））＝０となり、単位周波数変換
器１より入力されたＲＦ信号と同相となり、周波数（２
ｆｌ−ｆｉ）のＲＦ信号は上記９０度ハイブリッド１３
で互いに強めあって出力される。On the other hand, the RF frequency frf2 (= 2fl-f
In the case of i), the phase of the RF signal input from the frequency converter 2 is ((input: -π / 2) + (90-degree hybrid 1)
3, leading phase: π / 2)) = 0, becomes in-phase with the RF signal input from the unit frequency converter 1, and has a frequency (2
The RF signal of fl-fi) is the 90-degree hybrid 13
Output each other.

【００１８】また、ダウンコンバート時には、局発信号
は端子３に入力され、同相分配器１２を経て単位周波数
変換器１および２に同位相、同信号強度で出力される。
ＲＦ信号は端子４に入力され、９０度ハイブリッド１３
によって単位周波数変換器１および２に出力され、単位
周波数変換器への出力信号は、単位周波数変換器１への
出力信号に対し位相がπ／２進んでいる。単位周波数変
換器１および２によってそれらは周波数変換され、ＩＦ
信号が出力される。単位周波数変換器２により生じたＩ
Ｆ信号の位相は、単位周波数変換器１により生じたＩＦ
信号の位相に対し、At the time of down-conversion, the local signal is input to the terminal 3 and is output to the unit frequency converters 1 and 2 via the in-phase distributor 12 with the same phase and the same signal strength.
The RF signal is input to the terminal 4 and the 90-degree hybrid 13
As a result, the output signal to the unit frequency converters 1 and 2 is advanced by π / 2 with respect to the output signal to the unit frequency converter 1. They are frequency-converted by unit frequency converters 1 and 2 and IF
A signal is output. I generated by the unit frequency converter 2
The phase of the F signal is determined by the IF generated by the unit frequency converter 1.
For the phase of the signal,

【００１９】ＲＦ周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）の
場合は、ｆｉ＝ｆｒｆ１−２ｆｌ＝（ＲＦ信号の位相
差：π／２）−（局発信号の位相差：０）＝（π／２）
となる。In the case of the RF frequency frf1 (= 2fl + fi), fi = frf1-2fl = (phase difference of RF signal: π / 2) − (phase difference of local signal: 0) = (π / 2)
Becomes

【００２０】周波数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）の場合
は、ｆｉ＝２ｆｌ−ｆｒｆ２＝（局発信号の位相差：
０）−（入力信号の位相差：π／２）＝（−π／２）と
なる。In the case of the frequency frf2 (= 2fl-fi), fi = 2fl-frf2 = (phase difference of local oscillation signal:
0) − (phase difference of input signal: π / 2) = (− π / 2).

【００２１】上記９０度ハイブリッド１１では、単位周
波数変換器２より入力されたＩＦ信号は位相を（π／
２）進められて、単位周波数変換器１より入力された信
号と合成するよう配置されており、単位周波数変換器２
によりＲＦ周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）から変換
されたＩＦ信号の位相は（（入力：π／２）＋（９０度
ハイブリッド１１での進相分：π／２））＝πとなり、
単位周波数変換器１よりによりＲＦ周波数ｆｒｆ１（＝
２ｆｌ＋ｆｉ）から変換されたＩＦ信号と逆相となり、
上記９０度ハイブリッド１１で互いに打消され、ＲＦ周
波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）から変換されたＩＦ信
号は出力されない。In the 90-degree hybrid 11, the IF signal input from the unit frequency converter 2 has a phase of (π /
2) It is arranged so as to be advanced and synthesized with the signal input from the unit frequency converter 1 and the unit frequency converter 2
The phase of the IF signal converted from the RF frequency frf1 (= 2fl + fi) is ((input: π / 2) + (leading phase in the 90-degree hybrid 11: π / 2)) = π,
From the unit frequency converter 1, the RF frequency frf1 (=
2fl + fi) has an opposite phase to the IF signal converted from
The IF signals canceled by each other in the 90-degree hybrid 11 and converted from the RF frequency frf1 (= 2fl + fi) are not output.

【００２２】一方、単位周波数変換器２によりＲＦ周波
数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）から変換されたＩＦ信号
の位相は（（入力：−π／２）＋（９０度ハイブリッド
１１での進相分：π／２））＝０となり、単位周波数変
換器１よりによりＲＦ周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆ
ｉ）から変換されたＩＦ信号と同相となり、ＲＦ周波数
ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）から変換されたＩＦ信号は
上記９０度ハイブリッド１１で互いに強めあって出力さ
れる。On the other hand, the phase of the IF signal converted from the RF frequency frf2 (= 2fl-fi) by the unit frequency converter 2 is ((input: -π / 2) + (leading phase in the 90-degree hybrid 11: π / 2)) = 0, and the unit frequency converter 1 outputs the RF frequency frf1 (= 2fl + f).
The IF signal converted from i) has the same phase as that of the IF signal converted, and the IF signal converted from the RF frequency frf2 (= 2fl-fi) is output by the 90-degree hybrid 11 while strengthening each other.

【００２３】以上の従来の周波数変換器の説明では、Ｒ
Ｆ周波数ｆｒｆ１が不要でＲＦ周波数ｆｒｆ２を所望波
とする場合について説明したが、ＲＦ周波数ｆｒｆ２が
不要でＲＦ周波数ｆｒｆ１を所望波とする場合には、た
とえば端子１５をＩＦ入出力端とし、端子１４を終端す
るなど、上記９０度ハイブリッド１１あるいは上記９０
度ハイブリッド１３の端子接続を一部変更することで対
応することができる。In the above description of the conventional frequency converter, R
Although the case where the F frequency frf1 is unnecessary and the RF frequency frf2 is a desired wave has been described, when the RF frequency frf2 is unnecessary and the RF frequency frf1 is a desired wave, for example, the terminal 15 is used as the IF input / output terminal, and the terminal 14 is used as the terminal. 90 degree hybrid 11 or 90 degree
This can be dealt with by partially changing the terminal connection of the hybrid 13.

【００２４】しかしながら、図４の構成の周波数変換器
ではＲＦ周波数帯での９０度ハイブリッドが必要である
が、ＲＦ周波数帯での９０度ハイブリッドを端子間のア
イソレーションおよび位相差を保ちつつ、通過損失のば
らつきを抑え、かつ低挿入損失で実現することは困難で
あり、そのため、上記した不要波抑圧特性（イメージ抑
圧特性）が劣化し、また周波数変換損失が大きくなると
いう欠点があった。またアップコンバート、ダウンコン
バードを兼用する際、端子１４からの接続を変調器ある
いは復調器へ切り替えるスイッチなどが必要であった。However, the frequency converter having the configuration shown in FIG. 4 requires a 90-degree hybrid in the RF frequency band. The 90-degree hybrid in the RF frequency band passes while maintaining isolation and phase difference between terminals. It is difficult to suppress loss variation and achieve low insertion loss. Therefore, there has been a defect that the above-described unnecessary wave suppression characteristics (image suppression characteristics) deteriorate and frequency conversion loss increases. Further, when both up-conversion and down-conversion are used, a switch for switching the connection from the terminal 14 to a modulator or a demodulator is required.

【００２５】本発明はこれらの問題点を解決するための
もので、ＲＦ信号用の９０度ハイブリッドを用いず、イ
メージ抑圧特性が優れ、またアップコンバート、ダウン
コンバートを兼用する際、端子７からの接続を変調器あ
るいは復調器へ切り替えるスイッチを不要とする周波数
変換回路を提供することを目的とする。The present invention has been made to solve these problems, and does not use a 90-degree hybrid for an RF signal, has an excellent image suppression characteristic, and uses a terminal 7 from the terminal 7 when performing both up-conversion and down-conversion. An object of the present invention is to provide a frequency conversion circuit which does not require a switch for switching connection to a modulator or a demodulator.

【００２６】[0026]

【課題を解決するための手段】本発明の周波数変換器
は、周波数ｆｉの中間周波数信号を位相が互いに異なる
二つの信号に分配合成する第１の信号分配合成手段と、
周波数ｆｌの局部発振信号を位相が互いに４５度異なる
二つの信号に分配する信号分配手段と、第１の信号分配
合成手段により分配合成された二つの信号の一方と信号
分配手段により分配された二つの信号の一方とを非線形
素子を用いて乗算する第１の周波数変換手段と、第１の
信号分配合成手段により分配合成された二つの信号の他
方と信号分配手段により分配された二つの信号の他方と
を第１の周波数変換手段と実質的に等しい乗算特性で乗
算する第２の周波数変換手段と、第１の周波数変換手段
の出力と第２の周波数変換手段の出力とを受信信号とし
各手段の出力に含まれる周波数２ｆｌ±ｆｉを合成分配
する第２の信号分配合成手段とを備えた周波数変換器に
おいて、第２の信号分配合成手段は前記入力信号を９０
度の位相差で分配する９０度ハイブリッドを含み、第２
の信号分配合成手段は第１の周波数変換手段および第２
の周波数変換手段の各出力に含まれる周波数２ｆｌ±ｆ
ｉの少なくとも一方の成分が同位相で合成する手段を含
み、前記第１の信号分配合成手段における中間周波数信
号入出力端子の一方に変調器を、他方に復調器を接続し
ていることに特徴がある。The frequency converter of the present invention comprises: first signal distribution / combination means for distributing / combining an intermediate frequency signal having a frequency fi into two signals having different phases;
Signal distributing means for distributing a local oscillation signal having a frequency fl into two signals having phases different from each other by 45 degrees, and one of the two signals distributed and combined by the first signal distributing and combining means and two signals distributed by the signal distributing means. First frequency conversion means for multiplying one of the two signals by using a non-linear element, and the other of the two signals distributed and combined by the first signal distribution and combination means and the two signals distributed by the signal distribution means. A second frequency converter for multiplying the other by a multiplication characteristic substantially equal to that of the first frequency converter, and an output of the first frequency converter and an output of the second frequency converter as received signals. Means for synthesizing and distributing the frequencies 2fl ± fi included in the output of the means.
90 degree hybrid that distributes with a phase difference of degree,
The signal distributing / synthesizing means comprises a first frequency converting means and a second frequency converting means.
2fl ± f included in each output of the frequency conversion means
i means for synthesizing at least one component in phase with the intermediate frequency signal in the first signal distribution / combination means.
Connect the modulator to one of the input and output terminals and the demodulator to the other.
It is characterized by having.

【００２７】以上のように構成することにより、本発明
の周波数変換器では、上記周波数変換手段に入力された
局部発振信号は上記周波数変換手段を構成する上記非線
型素子において歪まされ、局部発振信号の整数倍の周波
数成分を持つ信号となり、第一および第二の上記周波数
変換手段における局部発振信号のｎ倍（ｎ：整数）の周
波数成分の位相差は、局部発振信号が４５度すなわちπ
／４の位相差で入力されているため、ｎ×（π／４）と
なる。また、上記９０度ハイブリッドの上記周波数変換
手段と接続されない信号入出力端のいずれか一方に変調
器、他方に復調器を接続することにより、接続を変調器
あるいは復調器へ切り替えるスイッチが省略でき、２ｆ
ｌ±ｆｉといった高周波帯での９０度ハイブリッドを用
いず、同位相電力分配合成器を用いるため、イメージ抑
圧特性に優れ、低変換損失の単側波ミキサを実現でき
る。 With the above arrangement, in the frequency converter of the present invention, the local oscillation signal input to the frequency conversion means is distorted by the nonlinear element constituting the frequency conversion means, and the local oscillation signal And the phase difference of the frequency component n times (n: an integer) of the local oscillation signal in the first and second frequency conversion means is 45 degrees, that is, π.
Since it is input with a phase difference of / 4, it becomes n × (π / 4). Also, the frequency conversion of the 90-degree hybrid
Modulation on one of the signal input / output terminals not connected to the means
Connection by connecting a demodulator to the other
Alternatively, the switch for switching to the demodulator can be omitted, and 2f
Use 90 degree hybrid in high frequency band such as l ± fi
No need to use an in-phase power divider / synthesizer.
A single-side mixer with excellent pressure characteristics and low conversion loss can be realized.
You.

【００２８】アップコンバート時には、ＩＦ入力信号は
９０度すなわちπ／２の位相差で入力される。従って、
上記２つの周波数変換手段における乗算の結果、出力さ
れる周波数（２ｆｌ±ｆｉ）である乗算信号の位相差
は、２×（π／４）±（±π／２）となる。（±π／
２）における符号の正負は上記９０度ハイブリッドの信
号入出力端子を選ぶことにより定まる。ここで、所望乗
算出力信号は（２ｆｌ＋ｆｉ）あるいは（２ｆｌ−ｆ
ｉ）であるので、その位相差は、２×（π／４）±（±
π／２）＝（πまたは０）となり、すなわち２つの上記
単位周波数変換器から出力された乗算信号は一方は互い
に同相であり上記同相合成電力合成器において強めあっ
て出力され、他方は逆相であるので上記同相合成電力合
成器において互いに打消しあって出力されない。At the time of up-conversion, the IF input signal is input with a phase difference of 90 degrees, that is, π / 2. Therefore,
As a result of the multiplication by the two frequency conversion means, the phase difference of the multiplied signal having the output frequency (2fl ± fi) is 2 × (π / 4) ± (± π / 2). (± π /
The sign of the sign in 2) is determined by selecting the signal input / output terminal of the 90-degree hybrid. Here, the desired multiplication output signal is (2fl + fi) or (2fl-f).
i), the phase difference is 2 × (π / 4) ± (±
π / 2) = (π or 0), that is, one of the multiplied signals output from the two unit frequency converters is in-phase with each other and is output intensified by the in-phase combined power combiner, and the other is out of phase. Therefore, the above-mentioned in-phase combined power combiners cancel each other out and are not output.

【００２９】ダウンコンバート時には、周波数が（２ｆ
ｌ＋ｆｉ）である同位相で上記周波数変換手段に入力さ
れる。従って、上記２つの周波数変換手段における乗算
の結果、周波数ｆｉで出力される乗算信号の位相差は、
−（２×（π／４））＝（−π／２）となる。一方、周
波数が（２ｆｌ−ｆｉ）である信号も同位相で上記周波
数変換手段に入力される。従って、上記２つの周波数変
換手段における乗算の結果、周波数ｆｉで出力される乗
算信号の位相差は、（２×（π／４））＝（π／２）と
なる。２つの周波数変換手段から出力された乗算信号を
上記９０度ハイブリッドにより合成することにより、ア
ップコンバート時において上記９０度ハイブリッドの上
記周波数変換手段と接続されない信号出力端の一方に周
波数ｆｉの信号を入力したとき、得られる乗算出力信号
は周波数（２ｆｌ−ｆｉ）である、この一方には周波数
が（２ｆｌ＋ｆｉ）である信号から変換された周波数ｆ
ｉの信号は互いに強めあって出力され、周波数が（２ｆ
ｌ−ｆｉ）である信号から変換された周波数ｆｉの信号
は互いに打消しあって出力されない。At the time of down-conversion, the frequency is (2f
1 + fi) and is input to the frequency conversion means in the same phase. Therefore, as a result of the multiplication in the two frequency conversion means, the phase difference between the multiplied signals output at the frequency fi is:
− (2 × (π / 4)) = (− π / 2). On the other hand, a signal whose frequency is (2fl-fi) is also input to the frequency conversion means in the same phase. Therefore, as a result of the multiplication in the two frequency conversion means, the phase difference between the multiplied signals output at the frequency fi is (2 × (π / 4)) = (π / 2). By combining the multiplied signals output from the two frequency converters with the 90-degree hybrid, a signal of frequency fi is input to one of the signal output terminals of the 90-degree hybrid that is not connected to the frequency converter at the time of up-conversion. Then, the obtained multiplied output signal has a frequency (2fl-fi), and one of the output signals has a frequency f converted from a signal having a frequency (2fl + fi).
The signals of i are mutually enhanced and output, and the frequency is (2f
The signals of the frequency fi converted from the signal of l-fi) cancel each other out and are not output.

【００３０】またアップコンバート時において上記９０
度ハイブリッドの上記周波数変換手段と接続されない信
号出力端の他方に周波数ｆｉの信号を入力したとき、得
られる乗算出力信号は周波数（２ｆｌ＋ｆｉ）である、
この他方には周波数が（２ｆｌ−ｆｉ）である信号から
変換された周波数ｆｉの信号は互いに強めあって出力さ
れ、周波数が（２ｆｌ＋ｆｉ）である信号から変換され
た周波数ｆｉの信号は互いに打消しあって出力されな
い。At the time of up-conversion, the above 90
When a signal of frequency fi is input to the other of the signal output terminals of the hybrid which is not connected to the frequency conversion means, the resulting multiplied output signal has a frequency (2fl + fi).
On the other hand, the signal of the frequency fi converted from the signal of the frequency (2fl-fi) is output while strengthening each other, and the signal of the frequency fi converted from the signal of the frequency of (2fl + fi) cancels each other. There is no output.

【００３１】[0031]

【００３２】[0032]

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明によ
る実施の形態について説明する。図１は本発明に係る周
波数変換器の構成を示す図である。同図において、１お
よび２は非線型素子およびその周辺回路などからなる図
３の周波数変換器と同等な周波数変換特性をもつ単位周
波数変換器、１１はＩＦ信号周波数帯での９０度ハイブ
リッド、９は局発信号周波数帯で位相が互いに４５度異
なる二つの信号に分配する４５度位相差分配器、１０は
ＲＦ信号周波数帯での同位相電力分配合成回路、３は局
発信号入力端、４はＲＦ信号入出力端、５、６、７、８
は上記９０度ハイブリッド１１の入出力端であり、ここ
では７がＩＦ信号入力端、８をＩＦ信号出力端としてそ
れぞれ図１に示されるように接続されている。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a frequency converter according to the present invention. In the figure, reference numerals 1 and 2 denote unit frequency converters having frequency conversion characteristics equivalent to those of the frequency converter of FIG. 3 comprising a non-linear element and its peripheral circuit, 11 denotes a 90-degree hybrid in an IF signal frequency band, 9 Is a 45-degree phase difference distributor for distributing two signals whose phases are different from each other by 45 degrees in the local oscillation signal frequency band, 10 is an in-phase power distribution and synthesis circuit in the RF signal frequency band, 3 is a local oscillation signal input terminal, and 4 is RF signal input / output end, 5, 6, 7, 8
Are input / output terminals of the 90-degree hybrid 11, where 7 is an IF signal input terminal and 8 is an IF signal output terminal, which are connected as shown in FIG.

【００３３】アップコンバート時には周波数ｆｌの局発
信号は端子３に入力され、４５度位相差分配器９を経て
単位周波数変換器１および２に位相差π／４をもって出
力される。周波数ｆｉのＩＦ信号は端子７に入力され、
９０度ハイブリッド１１によって端子５、６に位相差π
／２をもって出力される。単位周波数変換器１および２
によってそれらは周波数変換され、ＲＦ信号が出力され
る。単位周波数変換器２により生じたＲＦ信号の位相
は、単位周波数変換器１により生じたＲＦ信号の位相に
対し、At the time of up-conversion, the local oscillation signal having the frequency fl is input to the terminal 3 and output to the unit frequency converters 1 and 2 with a phase difference of π / 4 through the 45-degree phase difference distributor 9. The IF signal of the frequency fi is input to the terminal 7,
Phase difference π between terminals 5 and 6 by 90-degree hybrid 11
/ 2 is output. Unit frequency converters 1 and 2
They are frequency-converted and an RF signal is output. The phase of the RF signal generated by the unit frequency converter 2 is different from the phase of the RF signal generated by the unit frequency converter 1

【００３４】周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）の場合
は、２×（局発信号の位相差：π／４）＋（入力信号の
位相差：π／２）＝πとなる。In the case of the frequency frf1 (= 2fl + fi), 2 × (phase difference of local signal: π / 4) + (phase difference of input signal: π / 2) = π.

【００３５】一方、周波数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）
の場合は、２×（局発信号の位相差：π／４）−（入力
信号の位相差：π／２）＝０となる。On the other hand, the frequency frf2 (= 2fl-fi)
In this case, 2 × (phase difference of local signal: π / 4) − (phase difference of input signal: π / 2) = 0.

【００３６】よって、同位相電力分配合成回路１０にお
いて、周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）の場合は周波
数変換器２より入力されたＲＦ信号は、単位周波数変換
器１より入力されたＲＦ信号とは逆相であるので、互い
に打消され、出力されない。一方、ＲＦ周波数ｆｒｆ２
（＝２ｆｌ−ｆｉ）の場合、周波数変換器２より入力さ
れたＲＦ信号は単位周波数変換器１より入力されたＲＦ
信号と同相となり、周波数（２ｆｌ−ｆｉ）のＲＦ信号
は互いに強めあって出力される。Therefore, in the in-phase power distribution / synthesis circuit 10, when the frequency is frf1 (= 2fl + fi), the RF signal input from the frequency converter 2 has a phase opposite to that of the RF signal input from the unit frequency converter 1. Therefore, they are mutually canceled and are not output. On the other hand, the RF frequency frf2
In the case of (= 2fl-fi), the RF signal input from the frequency converter 2 is the RF signal input from the unit frequency converter 1.
The signals are in phase with each other, and the RF signals of the frequency (2fl-fi) are output while strengthening each other.

【００３７】また、ダウンコンバート時には、周波数ｆ
ｌの局発信号は端子３に入力され、４５度位相差分配器
９を経て単位周波数変換器１および２に位相差π／４を
もって出力される。ＲＦ信号は端子４に入力され、同位
相電力分配合成回路１０によって単位周波数変換器１お
よび２に同位相、同信号強度で出力される。単位周波数
変換器１および２によってそれらは周波数変換され、Ｉ
Ｆ信号が出力される。単位周波数変換器２により生じた
ＩＦ信号の位相は、単位周波数変換器１により生じたＩ
Ｆ信号の位相に対し、At the time of down-conversion, the frequency f
The local oscillation signal 1 is input to the terminal 3 and is output to the unit frequency converters 1 and 2 via the 45-degree phase difference distributor 9 with a phase difference of π / 4. The RF signal is input to the terminal 4 and output to the unit frequency converters 1 and 2 by the in-phase power distribution / synthesis circuit 10 with the same phase and the same signal strength. They are frequency converted by unit frequency converters 1 and 2 and I
An F signal is output. The phase of the IF signal generated by the unit frequency converter 2
For the phase of the F signal,

【００３８】ＲＦ周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）の
場合、ｆｉ＝ｆｒｆ１−２ｆｌ＝（ＲＦ信号の位相差：
０）−２×（局発信号の位相差：π／４）＝（−π／
２）となる。In the case of the RF frequency frf1 (= 2fl + fi), fi = frf1-2fl = (Phase difference of RF signal:
0) −2 × (phase difference of local oscillation signal: π / 4) = (− π /
2).

【００３９】周波数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）の場合
は、ｆｉ＝２ｆｌ−ｆｒｆ２＝２×（局発信号の位相
差：π／４）−（入力信号の位相差：０）＝（π／２）
となる。In the case of the frequency frf2 (= 2fl-fi), fi = 2fl-frf2 = 2 × (phase difference of local signal: π / 4) − (phase difference of input signal: 0) = (π / 2) )
Becomes

【００４０】上記９０度ハイブリッド１１では、端子７
へは単位周波数変換器２より入力されたＩＦ信号は位相
を（π／２）進められて、単位周波数変換器１より入力
された信号と合成するよう配置されているため、端子７
においては、単位周波数変換器２によりＲＦ周波数ｆｒ
ｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）から変換されたＩＦ信号の位相
は（（入力：−π／２）＋（９０度ハイブリッド１１で
の進相分：π／２））＝０となり、単位周波数変換器１
よりによりＲＦ周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）から
変換されたＩＦ信号と同相となり、ＲＦ周波数ｆｒｆ１
（＝２ｆｌ＋ｆｉ）から変換されたＩＦ信号は上記９０
度ハイブリッド１１で互いに強めあって出力されるが、
単位周波数変換器２によりＲＦ周波数ｆｒｆ２（＝２ｆ
ｌ−ｆｉ）から変換されたＩＦ信号の位相は（（入力：
π／２）＋（９０度ハイブリッド１６での進相分：π／
２））＝πとなり、単位周波数変換器１よりによりＲＦ
周波数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）から変換されたＩＦ
信号とは逆相となり、上記９０度ハイブリッド１１で互
いに打消され、ＲＦ周波数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）
から変換されたＩＦ信号は出力されない。In the 90-degree hybrid 11, the terminal 7
Since the IF signal input from the unit frequency converter 2 is arranged to be advanced in phase by (π / 2) and combined with the signal input from the unit frequency converter 1, the terminal 7
, The unit frequency converter 2 uses the RF frequency fr
The phase of the IF signal converted from f1 (= 2fl + fi) is ((input: −π / 2) + (leading phase in the 90-degree hybrid 11: π / 2)) = 0, and the unit frequency converter 1
As a result, the RF signal becomes in phase with the IF signal converted from the RF frequency frf1 (= 2fl + fi), and the RF frequency frf1
(= 2fl + fi), the IF signal
The hybrids 11 are mutually strengthened and output.
The unit frequency converter 2 uses the RF frequency frf2 (= 2f
The phase of the IF signal converted from l-fi) is ((input:
π / 2) + (leading phase in the 90-degree hybrid 16: π /
2)) = π, and the unit frequency converter 1
IF converted from frequency frf2 (= 2fl-fi)
The signal has a phase opposite to that of the signal and is mutually canceled out by the 90-degree hybrid 11, and the RF frequency frf2 (= 2fl-fi)
Is not output.

【００４１】このとき、上記９０度ハイブリッド１１に
おいて端子８へは単位周波数変換器２より入力されたＩ
Ｆ信号は位相を（π／２）遅らされて、単位周波数変換
器１より入力された信号と合成するよう配置されるた
め、端子８においては、単位周波数変換器２によりＲＦ
周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）から変換されたＩＦ
信号の位相は（（入力：−π／２）＋（９０度ハイブリ
ッド１１での進相分：−π／２））＝πとなり、単位周
波数変換器１よりによりＲＦ周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ
＋ｆｉ）から変換されたＩＦ信号とは逆相となり、上記
９０度ハイブリッド１１で互いに打消され、ＲＦ周波数
ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆｉ）から変換されたＩＦ信号は
出力されない。At this time, in the 90-degree hybrid 11, the I input from the unit frequency converter 2 is input to the terminal 8.
Since the F signal is arranged so as to be delayed in phase by (π / 2) and combined with the signal input from the unit frequency converter 1, at the terminal 8, the RF is output by the unit frequency converter 2.
IF converted from frequency frf1 (= 2fl + fi)
The phase of the signal is ((input: -π / 2) + (leading phase in the 90-degree hybrid 11: -π / 2)) = π, and the unit frequency converter 1 outputs the RF frequency frf1 (= 2fl).
+ Fi) is out of phase with the IF signal converted from the RF signal, and is canceled out by the 90-degree hybrid 11, and the IF signal converted from the RF frequency frf1 (= 2fl + fi) is not output.

【００４２】一方、単位周波数変換器２によりＲＦ周波
数ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）から変換されたＩＦ信号
の位相は（（入力：π／２）＋（９０度ハイブリッド１
１での進相分：−π／２））＝０となり、単位周波数変
換器１よりによりＲＦ周波数ｆｒｆ１（＝２ｆｌ＋ｆ
ｉ）から変換されたＩＦ信号と同相となり、ＲＦ周波数
ｆｒｆ２（＝２ｆｌ−ｆｉ）から変換されたＩＦ信号は
上記９０度ハイブリッド１１で互いに強めあって出力さ
れる。On the other hand, the phase of the IF signal converted from the RF frequency frf2 (= 2fl-fi) by the unit frequency converter 2 is ((input: π / 2) + (90 degree hybrid 1
Phase advance at 1: -π / 2)) = 0, and the unit frequency converter 1 outputs the RF frequency frf1 (= 2fl + f).
The IF signal converted from i) has the same phase as that of the IF signal converted, and the IF signal converted from the RF frequency frf2 (= 2fl-fi) is output by the 90-degree hybrid 11 while strengthening each other.

【００４３】上記説明では、ＲＦ周波数ｆｒｆ１が不要
でＲＦ周波数ｆｒｆ２を所望波とする場合について説明
したが、ＲＦ周波数ｆｒｆ２が不要でＲＦ周波数ｆｒｆ
１を所望波とする場合には、たとえば端子８をＩＦ入力
端とし、端子７をＩＦ出力端とするなど、上記９０度ハ
イブリッド１１の端子接続を一部変更することで対応す
ることができる。In the above description, the case where the RF frequency frf1 is unnecessary and the RF frequency frf2 is a desired wave has been described, but the RF frequency frf2 is unnecessary and the RF frequency frf is unnecessary.
In the case where 1 is a desired wave, the terminal connection of the 90-degree hybrid 11 can be partially changed, for example, such that the terminal 8 is an IF input terminal and the terminal 7 is an IF output terminal.

【００４４】図２（Ａ）は図１に示した本発明の周波数
変換器の動作特性をハーモニックバランス法によってシ
ミュレートした特性図である。このシミュレーションに
おいて、局発信号として周波数１０ＧＨｚ、入力電力＋
１０ｄＢｍ、入力信号として周波数１ＧＨｚ、入力電力
−１０ｄＢｍを選んでいる。ここで、９０度ハイブリッ
ド１１の２つの出力端子５、６間のアイソレーションは
４０ｄＢであり、図２の結果より、変換損失は１４．３
ｄＢ程度であり、また近接する不要信号であるイメージ
信号は所望出力信号より２６ｄＢ以上抑圧されているこ
とが分かる。図２（Ｂ）は図４に示した従来の周波数変
換器の動作特性を同条件でシミュレートした特性図であ
る。この結果より本発明の周波数変換器は図４に示した
従来の周波数変換器に対し、変換損失(IFpwr dBm) で
０．６ｄＢ程度、イメージ抑圧比(Image) で７ｄＢ程度
改善されている。FIG. 2A is a characteristic diagram in which the operating characteristics of the frequency converter of the present invention shown in FIG. 1 are simulated by the harmonic balance method. In this simulation, a frequency of 10 GHz and input power +
10 dBm, a frequency of 1 GHz and an input power of -10 dBm are selected as input signals. Here, the isolation between the two output terminals 5 and 6 of the 90-degree hybrid 11 is 40 dB, and the conversion loss is 14.3 from the result of FIG.
It can be seen that the image signal which is about dB and which is an unnecessary unnecessary signal is suppressed by 26 dB or more from the desired output signal. FIG. 2B is a characteristic diagram simulating the operating characteristics of the conventional frequency converter shown in FIG. 4 under the same conditions. From these results, the frequency converter according to the present invention is improved by about 0.6 dB in conversion loss (IFpwr dBm) and about 7 dB in image suppression ratio (Image) compared to the conventional frequency converter shown in FIG.

【００４５】[0045]

【発明の効果】以上詳述したように、本発明の周波数変
換器によれば、ＲＦ周波数帯において９０度ハイブリッ
ドを用いず、位相および通過損失のばらつきが少なく、
また損失も少ない同位相電力分配合成回路を用いるた
め、図４に示した従来の周波数変換器に対し、イメージ
抑圧特性に優れ、低変換損失の端側波帯ミキサを実現で
きる。本発明の周波数変換器では局発信号帯での４５度
位相差分配器を使用するため、その各出力端子への通過
損失にばらつきが発生するが、周波数変換器において局
発信号は通常、非線型素子の飽和レベルまで入力して用
いるため、このばらつきは無視できる。As described above in detail, according to the frequency converter of the present invention, a 90-degree hybrid is not used in the RF frequency band, the phase and the passage loss are less varied, and
Further, since the in-phase power distribution / synthesis circuit having a small loss is used, an end-sideband mixer having excellent image suppression characteristics and low conversion loss can be realized as compared with the conventional frequency converter shown in FIG. In the frequency converter of the present invention, a 45-degree phase difference divider in the local signal band is used, so that the transmission loss to each output terminal varies, but in the frequency converter, the local signal is usually non-linear. This variation is negligible since the element is used up to the saturation level.

【００４６】また、本発明の周波数変換器では、ＩＦ帯
９０度ハイブリッドの単位周波数変換器と接続されない
信号出力端のいずれか一方に変調器、他方に復調器を接
続することにより、接続を変調器あるいは復調器へ切り
替えるスイッチが省略できる。In the frequency converter of the present invention, the modulator is connected to one of the signal output terminals not connected to the unit frequency converter of the IF band 90-degree hybrid, and the demodulator is connected to the other, so that the connection is modulated. The switch for switching to the demodulator or demodulator can be omitted.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の周波数変換器の実施形態を示す構成図
である。FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of a frequency converter of the present invention.

【図２】図１の本発明と従来の周波数変換器のシミュレ
ーション結果を示す特性図である。FIG. 2 is a characteristic diagram showing simulation results of the present invention and the conventional frequency converter of FIG. 1;

【図３】従来例の周波数変換器の構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a conventional frequency converter.

【図４】別の従来の周波数変換器の構成を示す図であ
る。FIG. 4 is a diagram showing a configuration of another conventional frequency converter.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１，２ 単位周波数変換器 ３ 局発信号入力端 ４ ＲＦ信号出力端 ５，６ ＩＦ入出力端子 ７ ＩＦ信号入力端 ８ ＩＦ信号出力端 ９ 局発信号周波数帯４５度位相差分配回路 １０ ＲＦ信号周波数帯同位相電力分配合成回路 １１ ＩＦ信号周波数帯９０度ハイブリッド １２ 局発信号周波数帯同位相電力合成器 １３ ＲＦ信号周波数帯９０度ハイブリッド １４ ＩＦ信号入出力端 １５ 終端 １０１ アンチ・パラレル・ダイオード １０２ 局発信号周波数帯のバンドパスフィルタ １０３ ＲＦ信号周波数帯のバンドパスフィルタ １０４ ＩＦ信号周波数帯のバンドパスフィルタ １０５ ＩＦ信号入出力端 1, 2 unit frequency converter 3 local signal input terminal 4 RF signal output terminal 5, 6 IF input / output terminal 7 IF signal input terminal 8 IF signal output terminal 9 local signal frequency band 45 degree phase difference distribution circuit 10 RF signal Frequency band in-phase power distribution / combination circuit 11 IF signal frequency band 90-degree hybrid 12 Local signal frequency band in-phase power combiner 13 RF signal frequency band 90-degree hybrid 14 IF signal input / output terminal 15 Termination 101 Anti-parallel diode 102 Station transmission No. band pass filter 103 RF signal band pass filter 104 IF signal band pass filter 105 IF signal input / output terminal

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 周波数ｆｉの中間周波数信号を分配合成
する第１の信号分配合成手段と、 周波数ｆｌの局部発振信号を位相が互いに４５度異なる
二つの信号に分配する信号分配手段と、 周波数２ｆｌ±ｆｉの高周波信号を分配合成する第２の
信号分配合成手段と、 前記第１の信号分配合成手段又は前記第２の信号分配合
成手段により分配された二つの信号の一方と前記信号分
配手段により分配された二つの信号の一方とを非線形素
子を用いて乗算する第１の周波数変換手段と、 前記第１の信号分配合成手段又は前記第２の信号分配手
段により分配された二つの信号の他方と前記信号分配手
段により分配された二つの信号の他方とを前記第１の周
波数変換手段と実質的に等しい乗算特性で乗算する第２
の周波数変換手段とを備えた周波数変換器において、 前記第１の信号分配合成手段は前記中間周波数信号を９
０度の位相差で分配合成する９０度ハイブリッドを含
み、 前記第２の信号分配合成手段は周波数２ｆｌ±ｆｉの高
周波信号の少なくとも一方の成分を同位相で分配合成す
る手段を含み、 前記第１の信号分配合成手段における中間周波数信号入
出力端子の一方に変調器を、他方に復調器を接続してい
る ことを特徴とする周波数変換器。1. An intermediate frequency signal having a frequency fi is distributed and synthesized.
A first signal distribution / combining means for performing a local oscillation signal having a frequency fl different in phase from each other by 45 degrees
Signal distributing means for distributing the signal into two signals; and
Signal distribution / combination means, and the first signal distribution / combination means or the second signal component combination
One of the two signals distributed by the
One of the two signals distributed by the distribution means
First frequency conversion means for performing multiplication using a signal, and the first signal distribution / synthesis means or the second signal distribution means.
The other of the two signals distributed by the stage and the signal distributor
The other of the two signals distributed by the first stage to the first
Second multiplication by multiplication characteristics substantially equal to the wave number conversion means
Wherein the first signal distribution / synthesis unit converts the intermediate frequency signal into 9
Includes 90-degree hybrids that distribute and combine with 0-degree phase difference
The second signal distribution / synthesis means has a high frequency 2fl ± fi.
At least one component of the frequency signal is distributed and combined in phase.
Means, An intermediate frequency signal input in the first signal distribution / combination means.
Connect a modulator to one of the output terminals and a demodulator to the other.
To A frequency converter characterized by the above-mentioned. 【請求項２】 前記第１及び第２の周波数変換手段は、
局発信号周波数帯の第１のバンドパスフィルタと、非線
型素子と、中間周波数帯の第２のバンドパスフィルタ
と、高周波信号周波数帯の第３のバンドパスフィルタと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の周波数変換
器。2. The first and second frequency conversion means,
To a first band-pass filter of the local oscillator signal frequency band, and a non-linear elements, and a second band-pass filter in the intermediate frequency band, comprising a third band-pass filter of the high-frequency signal frequency band The frequency converter according to claim 1. 【請求項３】 前記第１の信号分配合成手段における中
間周波数信号入出力端子の入力又は出力を切り替えて周
波数２ｆｌ±ｆｉの使用成分を切り替えることを特徴と
する請求項１又は２に記載の周波数変換器。 And characterized by switching the use component of the frequency 2FL ± fi switch the input or output of the intermediate frequency signal input and output terminals in claim 3 wherein said first signal distributing and combining means
Frequency converter according to claim 1 or 2. 【請求項４】 前記非線型素子はアンチ・パラレル・ダ
イオードであることを特徴とする請求項１から３のいず
れか１項に記載の周波数変換器。 4. The device according to claim 1, wherein said non-linear element is an anti-parallel device.
4. The method according to claim 1, wherein the electrode is an iodine.
2. The frequency converter according to claim 1.