JP3259262B2 - 電圧レギュレータ - Google Patents

電圧レギュレータ

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JP3259262B2 JP27245898A JP27245898A JP3259262B2 JP 3259262 B2 JP3259262 B2 JP 3259262B2 JP 27245898 A JP27245898 A JP 27245898A JP 27245898 A JP27245898 A JP 27245898A JP 3259262 B2 JP3259262 B2 JP 3259262B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、負荷の間の電圧を
所定値に維持することによって、負荷に供給するd.c./
d.c.電圧コンバータの分野に関する。本発明は、より詳
細には、バッテリを用いて移動体装置に供給するステッ
プダウン型コンバータに適する。特に、本発明は、充電
可能バッテリを移動体電話に供給するのに適する。
【０００２】
【従来の技術】d.c./d.c.コンバータは、２つのカテゴ
リに本質的に分けられる。第１のカテゴリはスイッチモ
ード電力供給器を含み、第２のカテゴリはリニアレギュ
レータを含む。
【０００３】図１は、スイッチモード電力供給タイプ
（ＳＭＰＳ）の従来のコンバータの一例を表している。
このようなコンバータは、例えば充電可能バッテリ２に
よって提供されたd.c.入力電圧Ｖｂａｔを与えるために
用いられた２つの端子Ａ及びＢの間に直列に接続され
た、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ及びＮチャネル
ＭＯＳトランジスタＭＮを含む。端子Ｂは回路のグラン
ドを表している。トランジスタＭＰ及びＭＮの直列接続
の中間点は、インダクタンスＬの第１の端子に接続され
る。インダクタンスＬの第２の端子は、所定電圧Ｖｏｕ
ｔを負荷Ｑに供給する出力端子Ｓに直接接続される。蓄
電キャパシタＣ、一般に高値のケミカルキャパシタは、
端子Ｓとグランドとの間に接続される。デカップリング
キャパシタＣ’は、更に、通常、インダクタンスＬの第
２の端子とグランドとの間に接続される。それは、通
常、低値のセラミックキャパシタである。インダクタン
スＬは、その第１の端子とグランドとの間に接続された
リカバリダイオードＤに係合される。パルス幅変調（Ｐ
ＷＮ）制御ブロック１は、所望の所定値で出力電圧Ｖｏ
ｕｔを提供するためにトランジスタＭＰ及びＭＮを制御
する。ブロック１は、端子Ｓとグランドとの間に接続さ
れた抵抗Ｒ１及びＲ２の直列接続の中間点で得られた信
号ＦＢを受信する。ブロック１は、更に、クロック信号
（図示なし）を受信し、キャパシタＣｉｎは、通常、端
子Ａ及びＢの間でバッテリと並列に接続される。このよ
うなコンバータの作用は周知であり、更に説明すること
はしない。
【０００４】図２は、正電圧リニアレギュレータの従来
のダイアグラムの一例を表している。このようなレギュ
レータは、本質的に、所定の電圧Ｖｏｕｔを負荷Ｑに供
給する電力素子ＭＰを制御する増幅器４を含む。充電可
能バッテリ２は、レギュレータの入力端子Ａ及びＢの間
に接続されており、端子Ｂは組立体のグランドを形成す
る。負荷Ｑは、レギュレータの出力端子Ｓとグランドと
の間に接続される。バイポーラトランジスタの使用に対
して、いわゆる無駄電圧、即ちレギュレータの端子Ａ及
びＳの間の電圧降下を最小にし、バイポーラトランジス
タのベースに「入る」電流をセーブするために、電力素
子は、通常、例えばＰチャネルのＭＯＳトランジスタか
ら形成される。トランジスタＭＰのソースは、端子Ａに
接続されており、一方、そのドレインは端子Ｓを形成す
る。デカップリングキャパシタＣ’は、通常、端子Ｓ及
びグランドの間に接続されており、キャパシタＣｉｎ
は、通常、充電可能バッテリ２と並列に端子Ａ及びＢの
間に接続されている。増幅器４は、リファレンス電圧Ｖ
ｒｅｆが与えられる端子Ｒに接続された第１の反転入力
を含む。増幅器４の第２の非反転入力は、反転入力と非
反転入力との間のエラー電圧に従って、トランジスタＭ
Ｐのゲート−ソース電圧を変更するためにトランジスタ
ＭＰのゲートに接続されており、従って維持電圧Ｖｏｕ
ｔはリファレンス電圧Ｖｒｅｆとなる。
【０００５】スイッチモード電力供給器とリニアレギュ
レータとの間での選択は、用途に依存し、特に用いられ
た充電可能バッテリのタイプに依存する。
【０００６】実際に、充電可能バッテリの放電の発生
は、それらのタイプによって異なる。例えば、カドミウ
ム−ニッケル（Ｎｉ−Ｃｄ）タイプのバッテリは、急激
に放電する特徴を有しており、即ちそれらが提供する電
圧は、急激に降下する前に実質的に一定に持続する。逆
に、リチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）タイプのバッテリ
は、なめらかに放電する特徴を有しており、即ちそれら
が提供する電圧は、それらの使用に従って徐々に減少す
る。
【０００７】これは、特に移動電話に対する特定の用途
において妨害する。実際に、このような用途において、
いくつかの電話（例えば８個）が同一通信チャネルを共
有する。結果として、所与の電話の電流の必要性は一定
ではない。１０μｓ以下で完全充電モードからほどんど
電流のないモードへ切り換えることが、通常、要求され
る。バッテリ電圧が出力電圧に対して十分に高いなら
ば、この問題は起こらない。逆に入力電圧が低いなら
ば、電流スロープがインダクタンスＬ（図１）にリンク
されるために、この制約を満足することができない。こ
の制約の点で、スイッチモード電力供給器は、２００ｋ
Ｈｚのオーダの通常の使用周波数よりも十分に高い周波
数で動作すべきである。
【０００８】ステップダウン型スイッチモード電力供給
器の別の不都合な点は、リニアレギュレータよりも無駄
電圧が高いことである。実際に、スイッチモード電力供
給器は、２．７ボルトの出力電圧に対して少なくとも３
ボルトの供給電圧を必要とする。
【０００９】更に、移動体電話において、スイッチモー
ド電力供給器は、２つの動作モードを有する。第１の動
作モードは、負荷によって高い電流消費の周期を意味す
る。このモードにおいて、制御パルス列は、固定周波数
を有する。このような動作モードにおいて、スイッチモ
ード電力供給器の内部消費は、１ｍＡのオーダである。
第２の動作モード（通常「スキップモードのＰＦＭ」と
して参照される）は、第１のモードの固定周波数の同期
が続く間は、クロックサイクルがスキップされるという
動作モードである。従って、第２の動作モードにおいて
は、パルス幅が変化するだけでなく、周波数も変化す
る。この動作モードは、負荷による低電流サージの周期
を意味し、結果として、１００μＡのオーダで低い内部
電力消費となる。しかしながら、通常、周波数が電話で
用いられる音響帯域内にあるために、パルス列の周波数
減少がノイズ問題を生じる。従って、妨害を避けるため
に追加フィルタを用いることが必要となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従って、これは、リニ
アレギュレータ、特にリチウムイオンバッテリの選択に
つながる。しかしながら、リニアレギュレータは別の不
都合な点を有する。
【００１１】不都合な点は、このようなレギュレータの
効率が入力電圧に反比例することである。従って、リチ
ウムイオンバッテリについて、バッテリが完全に充電さ
れたときに、非常に不十分な効率しか得られない。更
に、リニアレギュレータの電力消費が負荷によって消費
されるどのような電流に対しても実質的に一定であるの
で、この消費は、レギュレータに提供される最大電流に
つながり、低電流サージ周期で特に高くなる。
【００１２】レギュレータ出力電圧より高く且つ離れ過
ぎない通常の電圧を有するニッケル−カドミウムバッテ
リの場合には、急激に降下する時間までバッテリの電圧
の減少が零に近い傾斜を有するので、リニアレギュレー
タが通常用いられる。
【００１３】本発明は、それに供給する充電可能バッテ
リのどのようなタイプにも適切に動作する新しい電圧レ
ギュレータを提供することによって、従来の電圧レギュ
レータの不都合な点を克服することを目的とする。
【００１４】本発明はまた、スイッチモード電力供給シ
ステムに対して、制御がもはや保証されない入力電圧ス
レッショルド（効率的に低くすることによって）を改善
するレギュレータを提供することを目的とする。
【００１５】本発明はまた、どのような動作モード及び
／又はバッテリ電圧レベルにも、負荷への電圧供給の効
率を最適化することを目的とする。
【００１６】本発明は、更に、完全充電周期から低充電
周期へ急速に切り換えるレギュレータを有することを目
的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、同一電
圧調整回路の中で、スイッチモード電力供給器システム
とリニアレギュレーションシステムとの組合せを可能に
することである。本発明の別の特徴は、少なくとも充電
可能バッテリの間で利用できる電圧に従って、及び好ま
しくは負荷によって消費された電流に従って、スイッチ
モード電力供給動作及びリニアレギュレータ動作の間で
選択を可能にすることである。
【００１８】より詳細には、本発明は、バッテリから負
荷に供給する電圧レギュレータにおいて、第１のスイッ
チモード電力供給型の電圧調整素子と、第２のリニアレ
ギュレータ型の電圧調整素子と、バッテリ電圧及び出力
電圧の間の電圧差に従って、２つの調整素子の一方を選
択する制御手段とを含んでおり、電圧差が第１のスレッ
ショルド値よりも高く、且つ負荷によって消費された電
流が第２のスレッショルド値よりも高いとき、第１のス
イッチモード電力供給型の電圧調整素子が選択され、電
圧差が第１の所定のスレッショルド値よりも低く、又は
負荷によって消費された電流が第２のスレッショルド値
よりも低いとき、第２のリニアレギュレータ型の電圧調
整素子が選択される電圧レギュレータを提供する。
【００１９】本発明の一実施形態によれば、制御手段
は、負荷によって消費された電流に従って調整素子の一
方を選択する。
【００２０】本発明によれば、電圧レギュレータは、バ
ッテリ電圧を受信する２つの端子間に直列に設けられた
２つのＭＯＳトランジスタと、パルス幅変調により２つ
のトランジスタの一方をオン他方をオフとする制御回路
と、第１のトランジスタのリニア制御回路と、バッテリ
電圧及び出力電圧の間の電圧差と負荷によって消費され
た電流とに従って、２つの制御回路の一方を選択する選
択回路とを含む。
【００２１】本発明の一実施形態によれば、第１のＭＯ
Ｓトランジスタのゲートに送られる、制御回路のそれぞ
れの出力信号が３状態増幅器（出力状態を高インピーダ
ンス状態に制御できる増幅器）から出力される。
【００２２】本発明の一実施形態によれば、第１のトラ
ンジスタが飽和される調整動作モードを含んでいる。
【００２３】本発明の一実施形態によれば、移動体電話
に供給しており、該移動体電話のスタンバイ状態の信号
指示の受信の端子を含む。
【００２４】
【発明の実施の形態】本発明の前述した目的、特徴及び
効果が、添付図面を参照する特別の実施形態の限定しな
い記載の中で、詳細に説明される。
【００２５】同一素子は、異なる図面においても同一参
照番号で参照されている。明確には、本発明での理解に
必要な素子のみが、図面に表されており且つ以下に説明
されている。
【００２６】図３は、本発明による電圧調整回路１０の
一実施形態を表している。この回路は、充電可能バッテ
リ２の正端子に接続される端子Ｖｄｄとグランド端子Ｇ
ＮＤとの間で直列に接続された、ＰチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＭＰとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮとを
含む。トランジスタＭＰ及びＭＮの直列接続の中間点
は、回路の出力端子ＯＵＴを形成する。調整回路１０
（ＭＡＣ）は、出力トランジスタを制御する２つのブロ
ック１１及び１２を含む。第１のブロック１１は、スイ
ッチモード電力供給（ＳＭＰＳ）モードのトランジスタ
ＭＰ及びＭＮを制御する手段である。第２のブロック１
２は、低無駄電圧（ＬＤＯ）でリニアレギュレータモー
ドのトランジスタＭＰを制御する手段である。ブロック
１１及び１２は、回路１０の動作モードを選択する回路
１３（ＣＯＮＴＲＯＬ）によって制御される。回路１０
の出力端子ＯＵＴは、負荷供給電圧Ｖｏｕｔを提供する
端子Ｓに、インダクタンスＬを介して接続される。前述
したように、キャパシタＣｉｎは、充電可能バッテリ２
と並列に配置されており、蓄電キャパシタＣ及びデカッ
プリングキャパシタＣ’は、端子Ｓとグランドとの間に
並列に接続される。
【００２７】本発明の特徴は、トランジスタＭＰの高ゲ
ートキャパシタンスにもかかわらず、応答時間を最小に
して回路１０の動作モードの選択を可能にするために、
高インピーダンスで出力状態を制御可能な回路１４及び
１５が、ブロック１１及び１２の出力にぞれぞれ提供さ
れていることである。
【００２８】回路１１は、従来と同様にトランジスタＭ
Ｐ及びＭＮのゲートを制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御ブロック１’を含む。ブロック１’の第１の出力１
６は、トランジスタＭＰのゲートに、回路１４の３状態
増幅器（図示なし）を介して接続される。ブロック１’
の第２の出力１７は、トランジスタＭＮのゲートに、回
路１４のスイッチ（好ましくは、３状態増幅器、図示な
し）を介して接続される。回路１４は、回路１３によっ
て提供された信号１８により制御される。ブロック１’
は、従来、出力電圧を測定する端子Ｓに接続された、回
路１０の入力端子ＦＢＴから得られた信号ＦＢによって
制御される。望むなら、出力電圧のこの測定は、抵抗分
割ブリッジを介して、図１に表されているようにするこ
とができる。ブロック１’もまた、クロック信号（図示
なし）を受信する。
【００２９】本発明によれば、ブロック１’は、しかし
ながら、信号動作モード、即ち固定周波数でのパルス幅
変調を有する。実際に、本発明によれば、可変周波数動
作モードは必要でない。
【００３０】リニア調整回路１２は、従来、リファレン
ス電圧Ｖｒｅｆに対してトランジスタＭＰのドレインの
電圧を増幅するエラー増幅器４を含む。エラー増幅器４
の反転入力は電圧Ｖｒｅｆを受信しており、非反転入力
は端子ＯＵＴから得られた信号ＦＢ１を受信する。エラ
ー増幅器の出力は、トランジスタＭＰのゲートに、回路
１５（例えば３状態増幅器）を介して接続される。回路
１５は、通常の制御ブロック１３によって提供された信
号１９によって制御される。
【００３１】本発明によれば、レギュレータがスイッチ
モード電力供給器として動作しなければならないとき、
回路１４のスイッチ即ち３状態増幅器は導通しており、
増幅器１５の出力Ｐ’は高インピーダンス状態に置かれ
る。従って、機能的な視点から、全ては回路１２が存在
しないかのように動作する。スイッチモード電力供給器
において、本発明によるレギュレータの動作は、機能的
な視点から完全に従来のものである。
【００３２】調整回路１０がリニアレギュレータとして
動作しなければならないとき、回路１４の第１の出力Ｐ
は高インピーダンス状態に置かれ、その第２の出力Ｎは
低状態、即ちグランドにされる。３状態増幅器１５は、
信号１９によって導通状態におかれる。従って、機能的
な視点から、全てが回路１１及びトランジスタＭＮが存
在しないかのように生じる。ここでインダクタンスＬに
係合したリカバリダイオードは、例えばトランジスタＭ
Ｎの固有ダイオードＤ’によって形成される。このダイ
オードは、しかしながら、スイッチモード電力供給動作
に互換性がある。
【００３３】しかしながら、従来のリニアレギュレータ
の安定性は、通常、キャパシタＣ’（図２）の使用を必
要とする。このキャパシタは、スイッチモードのレギュ
レータの動作に互換性がない。従って、本発明によれ
ば、内部補償キャパシタＣｃが、リニアレギュレータと
しての動作の安定性を保証するために使用される。この
種の補償は、前述された機能に基づいて、当業者に容易
である。
【００３４】リニアレギュレーションにおいて、インダ
クタンスＬの存在は等価直列抵抗が低ければ妨害しない
ことに注目すべきである。
【００３５】回路１４及び１５によってなされるスイッ
チングに対して３状態増幅器を使用することの利点は、
電力消費が単一スイッチの使用に比べて最小にされてい
ることである。実際に、単一スイッチの場合に、グラン
ドに接続されるか、又はスイッチが接続されるＭＯＳト
ランジスタのゲートの制御のための正電圧に接続され
る、低抵抗がもたらされる。ＭＯＳトランジスタのゲー
トへのこのような接続は、ＭＯＳトランジスタのゲート
とグランドとの間の等価浮遊容量の高い充電及び放電電
流を生じる。更に、単一スイッチによってもたらされる
低直列抵抗は、数百ｋＨｚのオーダのスイッチモード電
力供給器の動作周波数にとって許容できない制御信号の
遅延を生じる。
【００３６】本発明による回路１０の動作モードの選択
制御は、図４から図６に関連して以下に説明される。
【００３７】図４は、負荷によって消費された電流Ｉｌ
ｏａｄと電圧差Ｖｂａｔ−Ｖｏｕｔとによって選択され
た動作モードを説明する。
【００３８】負荷によって消費された電流が所定のスレ
ッショルド値Ｉ０よりも低いとき、レギュレータはリニ
アレギュレータ（ＬＤＯ）として動作する。電流Ｉｌｏ
ａｄが値Ｉ０よりも高く、且つ差Ｖｂａｔ−Ｖｏｕｔが
所定のスレッショルド値Ｖ０よりも高いとき、レギュレ
ータはスイッチモード電力供給器（ＳＭＰＳ）として動
作する。レギュレータの入力Ｖｄｄと出力Ｖｏｕｔとの
間の電圧差が電圧Ｖ０よりも低いとき、レギュレータ１
０は、例えば負荷（ＬＤＯ）によって消費される電流の
全範囲（０−Ｉｍａｘ）に渡ってリニアレギュレータと
して動作する。
【００３９】スレッショルド値に対する電流及び電圧の
測定器は、調整回路１０に内在するか又は外在すること
ができる。これら測定器が回路に内在する一実施形態に
おいて、この回路は、負荷によって消費された電流の測
定の手段を提供する。直列抵抗は、例えばこの測定に対
して用いられ得る。しかしながら、このトンランジスタ
を通過する電流のイメージを抽出するためにトランジス
タＭＰと並列に接続されたＭＯＳトランジスタを用いる
ことが好ましい。従って、レギュレータの無駄電圧の増
加が避けられる。負荷によって消費された電流の測定に
基づいて、測定値は、レギュレータの動作モードを選択
する回路に内在するスレッショルド値と比較される。
【００４０】同様に、端子Ｖｄｄ及びＶｏｕｔの間の電
圧差の測定の手段は、値Ｖ０をこの電圧差と比較して、
回路を切り替えることを提供することができる。
【００４１】本発明の一実施形態、特に移動体電話につ
いて、しかしながら、本発明によるレギュレータを制御
する負荷の中で利用可能な信号を用いるのが好ましい。
特に、従来の移動体電話において、バッテリの充電状態
は、充電を必要とすることをユーザに注意を与えるため
に公知である。
【００４２】この実施形態によれば、本発明の電圧レギ
ュレータは、スイッチモード電圧供給動作に加えて、３
つの可能な動作モードを有する。
【００４３】第１の動作モード（ＴＨＲＵ）は、出力端
子Ｓが電圧Ｖｏｕｔのステップダウン後段レギュレータ
の入力に、即ちこのタイプの後段レギュレータ（図示な
し）の入力にだけ接続されているときに用いられる。ト
ランジスタＭＰは、永続的にオンにされ、オン状態（Ｒ
ｄｓｏｎ）の低直列抵抗を単に表している。トランジス
タＭＰが飽和されたこのような動作モード（ＴＨＲＵ）
は、例えば、スレッショルド値Ｖ０に対するバッテリの
充電状態を示す信号ＴＵを用いて有効にされる。例えば
２．７ボルトの出力電圧に対して、バッテリの間の電圧
が３ボルトよりも低いとき、信号ＴＵがロー状態にな
る。この「強制」動作モードがオプションであることに
注意すべきである。
【００４４】第２の動作モード（ＳＬＥＥＰ）は、負荷
によって消費された電流がスレッショルド値Ｉ０よりも
高い、リニアレギュレータ動作モードに対応する。しか
しながら、図３によって説明された好ましい実施形態に
おいて、低電流動作モードは、通信していない移動体電
話のスタンバイモードに対応する。従って、このモード
は、電話制御回路として公知である。従って、回路１０
は、移動体電話のスタンバイへの設定を指示する２状態
信号を受信する端子ＳＭを含む。
【００４５】第３の動作モード（ＬＤＯ）は、入力電圧
が（スレッショルドＶ０よりも）低い場合に対応する。
この場合、リニアレギュレータは、どのような出力電流
Ｉｌｏａｄでも、非常に効率が良くなる。電圧Ｖｂａｔ
が移動体電話の制御回路の公知のスレッショルド値より
も低いとき、この動作モードは、例えば、端子ＳＭに提
供された信号の状態切換によって前述のモード（ＳＬＥ
ＥＰ）として有効となる。
【００４６】これら異なる動作モードＳＬＥＥＰ（ＬＤ
Ｏ）及びＬＤＯ／ＴＨＲＵは、同時に、Ｖｂａｔ−Ｖｏ
ｕｔ＜Ｖ０及びＩｌｏａｄ＜Ｉ０のとき、ユーザの意思
で組み合わすことができることに注目すべきである。例
えば、モードＴＨＲＵは、この特別の動作領域ではモー
ドＳＬＥＥＰより好ましい。選択は、用途に従って適応
する回路１３によって行われる。
【００４７】電圧Ｖｂａｔ−Ｖｏｕｔ及び／又は電流Ｉ
ｌｏａｄがそれぞれ値Ｖ０とＩ０よりも低いとき、少な
くとも最後の２つの動作モードを組み合わせ、即ちリニ
アレギュレータとして動作する、本発明による電圧レギ
ュレータは、従来のレギュレータに対していくつかの利
点を有する。
【００４８】本発明の利点は、電圧レギュレータの全て
の動作が、用いられたバッテリのタイプに独立している
ことである。
【００４９】本発明の他の利点は、レギュレータ電力補
償を最小化するか又は少なくとも減少し、同時にそれら
のスタンバイ周期中の低無駄電圧を保証することであ
る。
【００５０】本発明の他の利点は、第１の動作モードが
省略される場合に、スタンバイ周期中のレギュレータ電
圧消費を最小化するか又は少なくとも減少する、低電流
に対して設計されたリニアレギュレータの使用を可能に
することである。
【００５１】本発明の他の利点は、第３の動作モードが
提供される場合に、２つの充電周期の間でのバッテリの
使用持続時間をできるだけ増加することである。
【００５２】図５は、負荷によって消費された電流Ｉｌ
ｏａｄに従って、本発明のレギュレータによって消費さ
れた電流Ｉｄの特性を表している。負荷によって消費さ
れた電流が値Ｉ０よりも低いとき、レギュレータによっ
て消費された電流は、リニアレギュレータによって設定
された低値になる。電流Ｉｌｏａｄが値Ｉ０よりも高い
とき、レギュレータによって消費された電流は、スイッ
チモード電力供給器によって設定された一定の最大値を
有する。
【００５３】図６は、２つの充電周期の間で使用中（Ｂ
ＴＬ）に関して、本発明によるレギュレータを用いてリ
チウムイオンタイプのバッテリの動作を説明する。電圧
Ｖｏｕｔが２．７ボルトに設定され、回路１１が正確に
動作するために３ボルトの電圧Ｖｄｄを必要とすると仮
定する。従って、値Ｖ０は３ボルトに設定される。図６
は、負荷のスタンバイ周期を考慮しない。
【００５４】電圧Ｖｂａｔが３ボルトよりも高く且つ電
流ＩｌｏａｄがＩ０よりも高いならば、レギュレータＩ
０がスイッチモード電力供給器（ＳＭＰＳ）として動作
する。電圧Ｖｂａｔが３ボルトよりも低いとき、リニア
レギュレータ動作が引継ぎ、電圧がＭＯＳトランジスタ
ＭＰの直列電圧降下に対応する限界値（例えば２．８ボ
ルト）に達するまで、負荷に適切な供給を可能にする。
従って、リチウムイオンバッテリが３ボルト電圧を提供
することが可能なその継続時間に対して、本発明は、１
０％のオーダで、レギュレータが負荷に適切に供給する
その持続時間を増加する。一度、電圧Ｖｂａｔがリニア
モード調整スレッショルド（例えば２．８ボルト）に近
い値に達すれば、本発明では、負荷が引き続き供給され
る一方で、従来のスイッチモード電力供給回路（図１）
では、トランジスタＭＰがもはやバイアスできないため
にその供給を停止する。電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｂａｔ
の状態に続いて、トランジスタＭＰの直列電圧降下をマ
イナスにする。
【００５５】図６に表された例において、レギュレータ
がスイッチモード電力供給器として動作するときに９０
％よりも高い効率が得られ、レギュレータがリニアモー
ドで動作するときに９０％から９６％の間の効率が得ら
れる。
【００５６】本発明の利点は、バッテリのどのようなタ
イプも可能にする、スイッチモード電力供給器及びリニ
アレギュレータのそれぞれの動作を最適にし又は少なく
とも改善することである。
【００５７】好ましくは、スレッショルド値Ｉ０は負荷
に従って設定される。ここで、負荷によって消費された
電流の外部測定の新しい効果が表され、それは、ユーザ
が所望するこのパラメータを変更することができるとい
うことである。従って、本発明の好ましい実施形態によ
る電圧レギュレータは、負荷に従って完全に変更可能と
なる。
【００５８】本発明の他の利点は、移動体電話のための
従来のスイッチモード電力供給器の可変周波数の動作に
関連するどのようなフィルタリングの必要性も減少し又
は除去することである。
【００５９】負荷によって消費された電流がリニアに変
化する場合に、スレッショルド値Ｉ０は、２つの動作モ
ードの間でレギュレータの効率を最適にするように選択
される。
【００６０】移動体電話のための電圧レギュレータに適
用される、実施形態の特別の例として、異なる素子に対
して以下の値が選択できる。 ・Ｃｉｎは１００ｎＦのセラミックキャパシタである。 ・Ｃは低等価直列抵抗を有する２２μＦのセラミックキ
ャパシタである。 ・Ｃ’は１００ｎＦのセラミックキャパシタである。 ・０．３オームの等価直列抵抗を有するＬ＝１０μＨ
【００６１】もちろん、本発明は、当業者に容易にでき
るであろう種々の変更、修正及び改善ができる。特に、
本発明による電圧レギュレータの実際の実現は、前述の
機能的指示に基づいて当業者に容易である。更に、本発
明は、正電圧レギュレータに関連して説明されている
が、負電圧レギュレータに適合可能であり、説明された
実施形態にもたらされる修正は当業者に容易である。
【００６２】このような変更、修正及び改善は、この開
示の一部分であり、本発明の技術的思想及び見地の中で
しようとするものである。従って、前述の説明は、単に
例としてのみであり、限定するものではない。本発明
は、特許請求の範囲及びそれらの等価物に規定されたも
のにのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】スイッチモード電力供給タイプ（ＳＭＰＳ）の
従来のコンバータの回路図である。
【図２】従来の正電圧リニアレギュレータの回路図であ
る。
【図３】本発明による電圧レギュレータの一実施形態を
表す回路図である。
【図４】図３のレギュレータによる、負荷によって消費
された電流と電圧差との関係を表すグラフである。
【図５】図３のレギュレータによる、負荷によって消費
された電流に対する電流消費特性を表すグラフである。
【図６】図３のレギュレータによる、リチウムイオン型
バッテリの動作を説明するグラフである。
【符号の説明】
１ パルス幅変調（ＰＷＭ）制御ブロック ２ 充電可能バッテリ ３ 中間点 ４ 増幅器 １０ レギュレータ １１ 第１のスイッチモード電力供給タイプの電圧調整
素子 １２ 第２のリニアレギュレータタイプの電圧調整素子 １３ 制御手段 １４、１５ ３状態増幅器 １６、１７ ブロック１’の出力 １８、１９ 制御ブロック１３によって提供される信号
フロントページの続き (72)発明者 カルロ セラ フランス国， 38420 ル ヴェルスー, リュ デュ 14 ジュイイェ 1789, ラ ブワズレ（番地なし) (56)参考文献 特開 平９−120316（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−260727（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−242131（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/155 G05F 1/56 H02J 7/00

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 バッテリ（２）から負荷（Ｑ）に供給す
    る電圧（Ｖｏｕｔ）レギュレータ（１０）において、 第１のスイッチモード電力供給型の電圧調整素子（１
    １）と、 第２のリニアレギュレータ型の電圧調整素子（１２）
    と、 バッテリ電圧及び出力電圧（Ｖｏｕｔ）の間の電圧差に
    従って、前記２つの調整素子（１１、１２）の一方を選
    択する制御手段（１３）とを含んでおり、 前記電圧差が第１のスレッショルド値（Ｖ０）よりも高
    く、且つ負荷によって消費された電流が第２のスレッシ
    ョルド値（Ｉ０）よりも高いとき、前記第１のスイッチ
    モード電力供給型の電圧調整素子（１１）が選択され、 前記電圧差が前記第１の所定のスレッショルド値（Ｖ
    ０）よりも低く、又は前記負荷によって消費された電流
    が前記第２のスレッショルド値（Ｉ０）よりも低いと
    き、前記第２のリニアレギュレータ型の電圧調整素子
    （１２）が選択されることを特徴とする電圧レギュレー
    タ。
  2. 【請求項２】 前記制御手段（１３）は、前記負荷によ
    って消費された電流に従って前記２つの調整素子（１
    １、１２）の一方を選択することを特徴とする請求項１
    に記載の電圧レギュレータ。
  3. 【請求項３】 バッテリ（２）から負荷（Ｑ）に供給す
    る電圧（Ｖｏｕｔ）レギュレータ（１０）において、 バッテリ電圧（Ｖｂａｔ）を受信する２つの端子（Ｖｄ
    ｄ、ＧＮＤ）間に直列に設けられた２つのＭＯＳトラン
    ジスタ（ＭＰ、ＭＮ）と、 パルス幅変調により前記２つのトランジスタ（ＭＰ、Ｍ
    Ｎ）の一方をオン他方をオフとする制御回路（１１）
    と、 前記第１のトランジスタ（ＭＰ）のリニア制御回路（１
    ２）と、 前記バッテリ電圧及び出力電圧（Ｖｏｕｔ）の間の電圧
    差と負荷によって消費された電流とに従って、前記２つ
    の制御回路（１１、１２）の一方を選択する選択回路
    （１３）とを含むことを特徴とする電圧レギュレータ。
  4. 【請求項４】 前記第１のＭＯＳトランジスタ（ＭＰ）
    のゲートに送られる、前記２つの制御回路（１１、１
    ２）のそれぞれの出力信号（Ｐ、Ｐ´）は、出力状態を
    高インピーダンス状態に制御できる増幅器（１４、１
    ５）から出力されることを特徴とする請求項３に記載の
    電圧レギュレータ。
  5. 【請求項５】 前記第１のトランジスタ（ＭＰ）が飽和
    される動作モード（ＴＨＲＵ）を含んでいることを特徴
    とする請求項３又は４に記載の電圧レギュレータ。
  6. 【請求項６】 移動体電話に供給しており、該移動体電
    話のスタンバイ状態の信号指示を受信する端子（ＳＭ）
    を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項
    に記載の電圧レギュレータ。
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