JP3253560B2 - 信号受信装置およびスペクトラム拡散通信システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信方式における信号受信装置およびスペクトラム拡散
通信システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、直接拡散（ＤＳ：Direct Sequenc
e）方式によるスペクトラム拡散通信方式が、移動無線
システムや無線ＬＡＮなどの無線通信システムにおいて
注目を集めている。一般に、無線通信システムにおいて
は、送信機から送信された信号が経路長の異なる複数の
伝搬経路を通って受信機に到達し、それらがコヒーレン
トに加算されないために、いわゆるマルチパスフェージ
ングが発生する。しかしながら、上述したスペクトラム
拡散通信方式においては、レーク（ＲＡＫＥ）受信方式
を採用することにより、このようなマルチパスを効果的
に利用することが可能となる。

【０００３】このようなスペクトラム拡散通信方式の一
つに、ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムが提案されている。
この提案されているＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおけ
る送信データのフレーム構成の一例を図１０の（ａ）に
示す。この図に示す例においては、各フレームは、それ
ぞれが１つのパイロットシンボルブロックと１つの情報
シンボルブロックとからなる複数のスロットから構成さ
れており、図示するようにパイロットシンボルブロック
Ｐ１、Ｐ２・・・Ｐｎと、情報シンボルブロックＩ１、
Ｉ２・・・Ｉｎとが交互に配列された構成とされてい
る。各パイロットシンボルブロックＰ１、Ｐ２、・・・
ＰｎはそれぞれＬシンボル（例えば４シンボル）の長さ
とされており、既知のシンボル列が送信される。また、
各情報ブロックＩ１、Ｉ２・・・Ｉｎには、それぞれ所
定数（例えば３６シンボル）の情報シンボルが配置され
ている。この各シンボルは、ＱＰＳＫ変調方式により情
報変調された後、所定の拡散符号で拡散変調されて受信
局に向けて送信される。

【０００４】受信局においては、周期的に挿入された前
記パイロットシンボルの受信信号からフェージング複素
包絡線を推定し、該推定したフェージング複素包絡線に
基づいて各パスの受信信号のフェージング補正を行い、
ＲＡＫＥ合成して、前記情報シンボルの受信信号の同期
検波を行う。また、受信した前記パイロットシンボルブ
ロックの情報が所定のパターンであることを検出してフ
レーム同期信号を出力するようになされている。

【０００５】図１０の（ｂ）は、上述したＲＡＫＥ受信
機の要部の構成を示すブロック図である。この図におい
て、受信アンテナ７１において受信されたスペクトラム
拡散信号は高周波受信部７２において中間周波信号に変
換され、分配器７３により２つの信号に分割されて、そ
れぞれ乗算器７６および７７に供給される。７４は中間
周波数の信号（ｃｏｓωｔ）を発生する発振器であり、
該発振器７４からの出力は、前記乗算器７６に直接印加
されるとともに、その位相をπ／２だけ移相する位相シ
フト回路７５を介して前記乗算器７７に入力される。前
記乗算器７６において前記分配器７３からの中間周波信
号と前記発振器７４からの発振出力が乗算され、ローパ
スフィルタ７８を介して同相成分（Ｉ成分）のベースバ
ンド信号が出力される。また、前記乗算器７７において
前記分配器７３からの中間周波信号と前記位相シフト回
路７５の出力（ｓｉｎωｔ）が乗算され、ローパスフィ
ルタ７９を介して直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信
号が出力される。

【０００６】Ｉ成分とＱ成分のベースバンド信号は、複
素型マッチドフィルタ８０に入力され、それぞれ、ＰＮ
符号生成回路８１により発生されるＰＮ符号系列と乗積
され、逆拡散が行なわれ、同相成分の逆拡散出力と直交
成分の逆拡散出力とが得られる。マルチパス環境におい
ては、各逆拡散出力は、それぞれのパスに対応した複数
の出力となっている。このマッチドフィルタ８０から出
力される逆拡散出力の同相成分と逆拡散出力の直交成分
は、遅延検波回路８２、信号レベル検出部８４および位
相補正部８６にそれぞれ入力される。

【０００７】前記遅延検波回路８２において、前記複数
のパスに対応する逆拡散出力のうちの第１番目のパスに
対応する受信信号が遅延検波され、該検波出力はフレー
ム同期回路８３に入力されて、各フレームのタイミング
が検出される。前述のように、各フレームに含まれてい
るパイロットシンボルは既知であり、フレーム同期回路
８３は、前記遅延検波回路８２からの遅延検波出力が、
上記複数のスロットにそれぞれ４シンボルずつ含まれて
いるパイロットシンボルの遅延検波パターンに一致する
か否かを判定することにより、フレーム同期を検出して
いる。このようにして検出されたフレーム同期信号は位
相補正部８６に出力される。

【０００８】また、信号レベル検出部８４では、Ｉ成分
の逆拡散出力とＱ成分の逆拡散出力とから各パスの受信
信号のレベルが算出され、マルチパス選択部８５におい
て、受信信号レベルの大きい複数のピークが複数のパス
として選択される。このマルチパス選択回路８５の出力
は位相補正部８６に入力される。

【０００９】前記位相補正部８６は、前記複数のパスに
それぞれ対応して設けられた複数の位相補正手段と、前
記複素型マッチドフィルタ８０からの同相成分および直
交成分の逆拡散された受信信号を、前記フレーム同期信
号および前記マルチパス選択回路８５の出力に基づい
て、前記複数個の位相補正手段に選択的に出力するセレ
クタとを有している。前記複素型マッチドフィルタ８０
からの逆拡散信号は、前記セレクタにより前記各位相補
正手段にそれぞれ対応するタイミングで入力され、各位
相補正手段において、それぞれ対応するパスの逆拡散信
号に対してフェージング補正処理が行なわれる。

【００１０】前記図１０の（ａ）に関して説明したよう
に、受信信号にはパイロットシンボルブロックと情報シ
ンボルブロックとが交互に配置されている。前述したよ
うに、パイロットシンボルブロックの送信信号は既知で
あり、この既知の信号を参照することにより、当該パイ
ロットシンボルブロックの受信信号中に含まれているパ
イロット信号の位相回転量（誤差ベクトル）を算出する
ことができる。前記各位相補正手段は、このようにして
算出した各パスの受信信号に含まれている誤差ベクトル
から補正信号（補正ベクトル）を算出して、当該情報シ
ンボルブロックの受信信号に含まれているフェージング
等による位相誤差を補正する。

【００１１】なお、この位相補正処理を行うときに、情
報シンボルブロックの前後に位置するパイロットシンボ
ルブロックの受信信号から補正ベクトルを算出する方法
（第１の方法）、および、情報ブロックの前に位置する
パイロットシンボルブロックから得られた補正ベクトル
を用いて位相補正を行なう方法（第２の方法）の２つの
方法が知られている。

【００１２】このようにして、前記位相補正部８６にお
いて位相補正された各パスの受信信号はＲＡＫＥ合成部
８７に供給され、該ＲＡＫＥ合成部８７においてタイミ
ングを合わせて合成されてデータ判定回路８８に出力さ
れる。そして、このデータ判定回路８８においてデータ
判定され、信号の復調および処理が行なわれることとな
る。このようにしてパスダイバーシティが行なわれてい
る。

【００１３】このように、このＤＳ−ＣＤＭＡ通信方式
においては、情報シンボルブロックの信号に対してＲＡ
ＫＥ合成を行い、信頼性の高い受信をおこなうようにな
されているが、前述したフレーム同期をおこなう遅延検
波回路８２においては、単一のパスの受信信号について
遅延検波を行っている。

【００１４】一方、無線ＬＡＮ等のスペクトラム拡散通
信システムにおいては、送信側は情報を差分符号化して
送信し、受信側では遅延検波により情報を復調すること
が一般的に行われている。この場合においても、遅延検
波においては、一番信号強度の大きいパスの受信信号の
みを利用して遅延検波を行っているのが通常である。し
たがって、マルチパス受信信号を十分に活用していると
はいえず、復調後のデータの信頼性は低いものとなって
いた。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、上記
ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおいては、一つのパスの
受信信号を遅延検波回路８２により遅延検波し、前記フ
レーム同期回路８３において、パイロットシンボルの遅
延検波出力が所定のパターンとなっているか否かを検出
することにより、フレーム同期を検出しているため、受
信状態によっては、フレーム同期検出の精度があまりよ
くない場合があった。このフレーム同期検出の精度を向
上させるには、ＲＡＫＥ合成結果を用いることができれ
ばよいのであるが、フレーム同期がとれていない段階に
おけるＲＡＫＥ合成出力は信頼性が低く、この合成出力
を使用することができない。したがって、フレーム同期
の検出精度を向上させることが望まれている。

【００１６】また、フレーム同期のため以外にも、上述
した無線ＬＡＮ等の場合のように遅延検波法を用いる場
合においては、単一のパスの受信信号のみを用いて遅延
検波を行っているのが通常であり、マルチパス受信信号
を利用した信頼性の高い遅延検波法が望まれている。

【００１７】さらに位相補正を行う場合に、上述した従
来の第１の位相補正方法によれば、精度が高い受信を行
なうことができるが、１情報ブロック分の受信データを
記憶しておくための遅延手段が必要となり、回路規模が
大きくなるという問題点がある。このことは携帯無線機
などに適用するときには、大きな問題となる。また、前
記第２の位相補正方法によれば、回路規模は小さくする
ことができるものの、補正の精度は前述した第１の位相
補正方法の場合よりも悪くなるという問題点がある。

【００１８】さらにまた、上述したＤＳ−ＣＤＭＡ通信
システムにおいては、フェージングによる位相誤差およ
び振幅の変動を推定するために、データスロット中にパ
イロットシンボルを周期的に挿入することが必要とな
り、その分だけ伝送効率が低下することとなっていた。

【００１９】そこで、本発明は、回路規模が小さく、か
つ精度の良い信号受信を行うことのできる信号受信装置
を提供することを目的としている。また、ＤＳ−ＣＤＭ
Ａ通信システムにおけるフレーム同期を精度よく検出す
ることを目的としている。さらに、マルチパス受信信号
を利用した精度の良い遅延検波方法を提供することを目
的としている。さらにまた、伝送効率のよいスペクトラ
ム拡散通信システムを提供することを目的としている。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の信号受信装置は、単一のパスに対応する受
信信号の位相に応じて、当該送信信号に対応する位相信
号を出力する仮判定部と、それぞれ対応するパスの受信
信号が入力され、前記仮判定部からの位相信号に基づい
て、当該パスの受信信号に対する位相補正を行う複数個
の位相補正手段と、前記複数個の位相補正手段から出力
される前記各パスに対応する位相補正された受信信号を
タイミングを合わせて合成するＲＡＫＥ合成部と、前記
ＲＡＫＥ合成回路からの出力信号を遅延検波する遅延検
波回路とを有するものである。

【００２１】また、前記各位相補正手段は、当該パスの
受信信号の逆拡散出力と前記仮判定部からの位相信号出
力の共役複素数とを乗算して補正ベクトルを算出する補
正ベクトル計算手段と、前記当該パスの受信信号を前記
補正ベクトルを算出するために必要とされる時間遅延す
るメモリ手段と、前記メモリ手段から出力される前記受
信信号の逆拡散出力と前記補正ベクトル計算手段から出
力される補正ベクトルの共役ベクトルとを乗算する位相
補正回路とを有するものである。さらにまた、前記ＲＡ
ＫＥ合成部からの出力信号を同期検波する同期検波回路
を有するものである。

【００２２】これにより、単一のパスの受信信号を仮判
定した結果に基づいて各パスの受信信号を位相補正し
て、ＲＡＫＥ合成を行うことができる。したがって、良
好な受信が可能となるとともに、補正ベクトルを算出す
る時間だけ受信信号を遅延させるためのメモリのサイズ
を小さくすることが可能となる。したがって、回路規模
を小さくすることができる。

【００２３】さらに、本発明のスペクトラム拡散通信シ
ステムは、送信側装置は、送信データを差動変調方式で
情報変調した後、拡散変調して送信するように構成され
ており、受信側装置は、受信信号を逆拡散した後、前述
した信号受信装置を用いて情報復調するように構成され
ているものである。これにより、フレーム中にパイロッ
トシンボルを挿入することが不要となり、伝送速度を向
上させることができる。また、マルチパス信号を利用し
た高精度の遅延検波を実現することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の信号受信装置の
第１の実施の形態における要部の構成を示すブロック図
である。ここでは、受信するパス数が４とされている場
合を例にとって説明する。なお、このパス数は、４に限
られることはなく、任意の数とすることができる。図１
において、１は信号入力端子であり、この端子から、例
えば前述した複素型マッチドフィルタにより逆拡散さ
れ、ベースバンドに復調された同相成分と直交成分の逆
拡散信号が入力される。

【００２５】前述したように、受信信号は複数の経路を
通って当該受信装置のアンテナに受信されるため、この
入力端子１から入力される逆拡散された受信信号には、
複数（例えば、４つ）のパスにそれぞれ対応する受信信
号が含まれている。ここでは、最初に出力される第１番
目のパス（パス＃１）に対応する受信信号をｒ₁、第２
番目のパス（パス＃２）に対応する受信信号をｒ₂、第
３番目のパス（パス＃３）に対応する受信信号をｒ₃、
第４番目のパス（パス＃４）に対応する受信信号をｒ₄
とする。

【００２６】１０はパス＃１の受信信号ｒ₁を対象とし
て当該送信シンボルの仮判定を行う仮判定手段である。
また、２１はパス＃１の受信信号ｒ₁に対する位相補正
が行われる第１の位相補正手段、２２はパス＃２の受信
信号ｒ₂に対する第２の位相補正手段、２３はパス＃３
の受信信号ｒ₃に対する第３の位相補正手段、２４はパ
ス＃４の受信信号ｒ₄に対する第４の位相補正手段であ
る。さらに、６０はＲＡＫＥ合成部であり、６１〜６４
はそれぞれ前記位相補正手段２１〜２４の出力に対して
それぞれ対応する量の時間遅延を与え、そのタイミング
を一致させるための第１〜第４の遅延手段、６５は前記
第１〜第４の遅延手段６１〜６４からの出力を合成し、
出力端子２に出力する加算器である。

【００２７】前記各位相補正手段２１〜２４は、いずれ
も同一の構成とされており、この図には、前記第１の位
相補正手段２１の内部構成を代表して示している。３１
は補正ベクトル計算部であり、前記仮判定部１０から出
力される位相信号φと当該パスの入力信号ｒ₁とから補
正ベクトルＭ₁を算出する。４１はメモリであり、当該
パスの受信信号ｒ₁を前記補正ベクトル計算部３１にお
ける計算に要する時間だけ遅延するためのものである。
したがって、このメモリの容量は、前述した従来技術
（第１の位相補正方法）の場合よりも小さくすることが
できる。

【００２８】また、５１は位相補正回路であり、前記補
正ベクトル計算部３１から出力される当該パスの受信信
号に対する補正ベクトルＭ₁を用いて、前記メモリ４１
から出力される当該パスの受信信号ｒ₁に対して位相補
正演算を実行する。この位相補正回路５１の出力は前記
第１の遅延手段６１に出力される。なお、図示していな
いが、第２〜第４の位相補正手段２２〜２４にも、それ
ぞれ、補正ベクトル計算部３２〜３４、メモリ４２〜４
４および位相補正回路５２〜５４が同様に設けられてい
る。

【００２９】前記入力端子１から入力される受信信号の
一例を図２に示す。前記複素型マッチドフィルタから
は、図２に示すように、例えば４つのパスを経由した異
なる伝搬遅延時間を有するベースバンドの受信信号
ｒ₁、ｒ₂、ｒ₃およびｒ₄が出力される。

【００３０】各パスの受信信号ｒ₁〜ｒ₄は、次の式
（１）〜（４）により表される。

【数１】 ここで、fd_ie^jθⁱは、第ｉ番目（ｉ＝１，２，３，４）
のパスにおける位相係数であり、fd_iはその振幅成分、
θ_iはその位相成分である。また、αは情報変調による
位相、βは搬送波の初期位相誤差である。

【００３１】前述のように、前記送信データに対し情報
変調としてＱＰＳＫ変調がなされている。前記仮判定部
１０は前記受信信号のうちのパス＃１に対応する受信信
号ｒ₁（Ｉ成分の受信信号ｒ_1IおよびＱ成分の受信信号
ｒ_1Q）に対して仮判定を行う。この仮判定は、次の式
（５）および式（６）に基づいて行われる。

【数２】

【００３２】図３は、前記仮判定部１０における仮判
定、すなわち被変調データ（ｓ_Iｓ_Q）と位相φとの関係
を示す図である。前記仮判定部１０は、前記パス＃１に
対する受信信号ｒ₁の同相成分ｒ_1Iおよび直交成分ｒ_1Q
の正、負に応じて、前記式（５）および式（６）に従
い、前記受信信号の同相成分ｒ_1Iが負のときは同相チャ
ネルの被変調信号ｓ_I＝”０”、ｒ_1Iがゼロまたは正の
ときはｓ_I＝”１”であると仮判定し、受信信号の直交
成分ｒ_1Qが負のときは直交チャネルの被変調信号ｓ
_Q＝”０”、ｒ_1Qがゼロまたは正のときはｓ_Q＝”１”で
あると仮判定する。

【００３３】すなわち、前記受信信号ｒ₁の位相が０〜
π／２であり、受信信号ｒ₁の位相が図３における第１
象限にあるときには、（ｓ_Iｓ_Q）＝（１１）であるとし
て、被変調信号の位相φ＝π／４であると仮判定する。
また、前記受信信号ｒ₁の位相が図３における第２象限
にあるときは、（ｓ_Iｓ_Q）＝（１０）であり、φ＝３π
／４であると仮判定する。さらに、受信信号ｒ₁の位相
が図３における第３象限にあるときは、（ｓ_Iｓ_Q）＝
（００）、φ＝−３π／４であると仮判定する。さらに
また、前記受信信号ｒ₁の位相が図３における第４象限
にあるときは、（ｓ_Iｓ_Q）＝（０１）、φ＝−π／４で
あると仮判定する。ここで、もし、雑音もフェージング
もなく、搬送波の初期位相誤差もない場合には、φ＝α
（αは情報変調による位相）となるが、実際には誤差が
あるため、第１番目のパス＃１の受信信号ｒ₁の位相φ
は、φ＝α＋Δαとなる。

【００３４】前記仮判定部１０からの仮判定結果出力φ
（＝α＋Δα）は、図示するように、各パスに対応する
位相補正手段２１〜２４に供給され、各位相補正手段２
１〜２４において、それぞれ対応するパス＃１〜＃４の
受信信号ｒ₁〜ｒ₄の位相補正が行われる。ここで行われ
る位相補正は、各パスの受信信号の位相を前記仮判定結
果の位相φと同じ位相となるように補正するもの（同相
化）である。なお、各位相補正手段２１〜２４において
同様の位相補正処理が行われるため、ここでは、前記位
相補正手段２１について代表して説明することとする。

【００３５】図示するように、位相補正手段２１は、当
該パス（パス＃１）の受信信号ｒ₁と前記仮判定出力φ
とから補正ベクトルＭ₁を算出する補正ベクトル計算部
３１、当該受信信号ｒ₁を前記補正ベクトル計算部１１
による補正ベクトルの算出のための時間だけ遅延させる
メモリ４１、および、前記補正ベクトル計算部３１から
の補正ベクトルＭ₁に基づいて、前記メモリ４１から出
力される当該パスの受信信号ｒ₁に対する位相補正を行
う位相補正回路５１から構成されている。

【００３６】前記補正ベクトル計算部３１においては、
次の式（７）に示すように、当該パスの受信信号ｒ₁に
前記仮判定部１０から出力される仮判定された位相φの
複素共役を乗算することにより、補正ベクトルＭ₁を算
出する。

【数３】 この式（７）に示されているように、この補正ベクトル
Ｍ_iの位相成分は、フェージング係数の位相成分θ_i、搬
送波の初期位相誤差βおよび誤差Δαのみによる成分と
なっており、情報変調による位相αは含まれていない。

【００３７】続いて、前記位相補正回路５１において、
前記当該パスの受信信号ｒ₁と前記補正ベクトルＭ_iの共
役ベクトルＭ_i ^*とが乗算され、補正された当該パスの受
信信号Ｍ₁ ^*ｒ₁が出力される。同様にして、パス２の位
相補正手段２２、パス３の位相補正手段２３およびパス
４の位相補正手段２４からもそれぞれ補正された受信信
号Ｍ₂ ^*ｒ₂、Ｍ₃ ^*ｒ₃およびＭ₄ ^*ｒ₄が出力される。

【００３８】各位相補正手段２１〜２４からの位相補正
された受信信号は、それぞれ対応する遅延回路６１〜６
４においてタイミングの一致をとられ、加算器６５にお
いて合成され、次の式（８）で示される、ＲＡＫＥ合成
出力RKoutが得られる。

【数４】

【００３９】この式（８）に示すように、ＲＡＫＥ合成
出力RKoutの位相は、情報変調による位相αと誤差Δα
の和となっている。ここで、ＳＮ比が比較的に高く、フ
ェージング係数の変化が緩やかなときには、ある期間の
すべてのシンボルに対してほぼ同一のΔαとなり、ま
た、ＳＮ比が低く、フェージング係数の変化が速いとき
には、Δαの変化も速くなる。なお、各シンボルの情報
位相αは、それぞれの情報に対応して変化する。

【００４０】さて、このようにして得られるＲＡＫＥ合
成出力RKoutを遅延検波回路に入力し、遅延検波を行う
と次の式（９）に示す出力が得られる。すなわち、（ｊ
−１）シンボル目のＲＡＫＥ合成出力（RKout(j-1)）と
ｊシンボル目のＲＡＫＥ合成出力（RKout(j)）とを遅延
検波した出力Ｄは、次の式（９）により表される。

【数５】

【００４１】この出力Ｄからは前記誤差分Δαが消えて
おり、第ｊシンボルの情報位相α(j)と第（ｊ−１）シ
ンボルの情報位相α(j-1)の差の位相を有する信号が出
力される。このように、本発明の信号受信装置によれ
ば、各パスの受信信号をＲＡＫＥ合成した信号を用い
て、位相誤差のない遅延検波出力を得ることができる。

【００４２】次に、本発明の信号受信装置を前述した図
１０のＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに適用した実施の形
態について説明する。この実施の形態は、前記フレーム
同期を検出する遅延検波回路８２（図１０（ｂ））の代
わりに、本発明の信号受信装置を採用し、ＲＡＫＥ合成
出力を遅延検波することによりフレーム同期検出の精度
を上げるようにしたものである。

【００４３】図４は、この実施の形態におけるＲＡＫＥ
受信機の構成例を示すブロック図である。この図におい
て、前記図１０および図１と同一の構成要素には同一の
番号を付して説明の重複を避けることとする。また、図
４において、２０は位相補正部であり、この位相補正部
２０内には、前記図１に示した各パスに対応する位相補
正手段２１〜２４が設けられている。さらに、図４中に
波線で囲まれた仮判定部１０、位相補正部２０およびＲ
ＡＫＥ合成回路６０は前記図１に示した本発明の信号受
信装置である。

【００４４】前述した図１０（ｂ）の場合と同様に、前
記複素型マッチドフィルタ８０からは複数のパスに対応
するベースバンドの受信信号が出力される。前記仮判定
部１０は、マルチパス選択部８５からの出力に基づいて
最も信号強度の大きいパス（通常は第１番目のパス）に
対応する受信信号について前述した仮判定を行い、位相
信号φを出力する。この仮判定部１０からの位相信号φ
は前記位相補正部２０に印加され、各パスの受信信号
は、それぞれ対応する位相補正手段２１〜２４におい
て、前記仮判定部１０からの仮判定された位相に当該パ
スの受信信号の位相を合わせる、いわゆる同相化が行わ
れる。このようにして同相化された各パスの受信信号は
前記ＲＡＫＥ合成部６０においてタイミングを合わせて
加算され、前述したようにＲＡＫＥ合成出力RKoutが出
力される。

【００４５】前記ＲＡＫＥ合成出力RKoutは、遅延検波
回路８２に入力され、フレーム同期回路８３において、
当該遅延検波出力の系列と予め知られているパイロット
シンボルの情報パターンとのマッチングを検出すること
により、フレーム同期が検出される。このフレーム同期
信号は同期検波回路１００に供給される。

【００４６】この同期検波回路１００には、前記複素型
マッチドフィルタ８０の出力が入力されており、前記フ
レーム同期信号に基づいて情報シンボルブロックの受信
信号の同期検波が行われる。なお、この同期検波回路１
００は、前述した図１０（ｂ）における位相補正部８
６、ＲＡＫＥ合成部８７およびデータ判定回路８８によ
り構成されている。すなわち、前記図１０の（ｂ）に関
して説明したように、各パスのパイロットシンボルの受
信信号からそれに含まれている位相誤差を検出して、当
該パスの受信信号の位相を補正しＲＡＫＥ合成してデー
タ判定を行っている。

【００４７】この実施の形態によれば、前述した従来技
術のように１パスの受信信号を遅延検波してフレーム同
期を検出する場合に比べ、ＲＡＫＥ合成出力を使用して
遅延検波しているため、より高精度のフレーム同期検出
が可能となる。

【００４８】次に、本発明の信号受信装置を前述した図
１０のＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに適用した他の実施
の形態について図５を参照して説明する。なお、この図
において、前記図１、図１０および図４と同一の構成要
素には、同一の番号を付して説明の重複を避けることと
する。この図５に示した実施の形態においては、前記Ｒ
ＡＫＥ合成部６０の出力が同期検波回路１１０および遅
延検波回路８２の両者に供給されている。すなわち、こ
の場合には、前記パイロットシンボルブロックおよび情
報シンボルブロックの両方の受信信号が前記位相補正部
２０およびＲＡＫＥ合成部に入力されるようになされて
いる。

【００４９】そして、前記ＲＡＫＥ合成部６０の出力信
号は前記遅延検波回路８２に入力され、前述のようにフ
レーム同期回路８３においてフレーム同期が検出され、
その出力が前記同期検波回路１１０に印加される。ま
た、前記ＲＡＫＥ合成部６０の出力は前記同期検波回路
１１０に入力され同期検波が行われる。なお、この同期
検波回路１１０に入力されるＲＡＫＥ合成出力は、すで
にマルチパス信号の合成が行われている信号であるた
め、この同期検波回路１１０は、前述した図１０（ｂ）
における位相補正部８６およびデータ判定回路８８を含
む回路とされている。前述したように、前記位相補正部
２０において実行される位相補正は、仮判定結果の位相
信号φへの同相化であるため、フェージングの影響はま
だ含まれている。従って、前記位相補正部８６により、
前記ＲＡＫＥ合成部６０から出力される情報シンボルに
含まれている位相誤差を補正してからデータ判定部８８
で判定することが必要となる。

【００５０】このように、この図５に示す実施の形態に
よれば、前記図４に示した実施の形態よりもより少ない
回路構成で高精度のフレーム同期および情報受信が可能
となる。

【００５１】次に、本発明のさらに他の実施の形態につ
いて説明する。前述した式（９）に示されているよう
に、遅延検波を行うことにより位相誤差成分Δαを相殺
する事ができる。この実施の形態は、送信側において、
情報変調に差動変調（ＤＢＰＳＫ（Differential BPS
K）あるいはＤＱＰＳＫ（Differential QPSK）を行うよ
うにし、受信側においては、前記本発明の信号受信装置
を使用するようにしたものである。これにより、情報ス
ロットにパイロット信号を挿入することなく、フェージ
ング補正を行うことができ、伝送効率を向上させること
が可能となる。

【００５２】図６は、この実施の形態における送信側装
置の概略構成を示すブロック図である。この図におい
て、９０は送信すべき情報信号を差動符号化する差動符
号化部である。この差動符号化部９０において実行され
る差動符号化方式としては、例えば、ＤＢＰＳＫ方式あ
るいは４／πシフトＤＱＰＳＫ方式等を採用することが
できる。また、９１は前記差動符号化部９０から出力さ
れる情報変調信号のＩチャネルを拡散する拡散部、９２
は前記差動符号化部９０から出力される差動符号化され
た情報変調信号のＱチャネルを拡散する拡散部、９３は
前記両拡散部９１、９２に拡散符号を供給するＰＮ符号
生成回路である。

【００５３】９４は搬送波発振器、９５はπ／２移相
器、９６および９７は乗算器、９８は前記乗算器９６お
よび９７の出力を加算する加算器であり、これらによ
り、前記拡散部９１、９２の出力を直交変調する。な
お、前記情報変調として、ＤＢＰＳＫ変調方式を採用し
た場合には、前記差動符号化部９０からＩチャネルのみ
が出力されることとなる。

【００５４】図７は、この実施の形態におけるＲＡＫＥ
受信機の構成を示すブロック図である。この図におい
て、前記図１０、図１および図４と同一の構成要素には
同一の番号を付し、説明の重複を避けることとする。こ
の実施の形態においては、図７に示すように、前記複素
型マッチドフィルタ８０の出力は、信号レベル検出部８
４、仮判定部１０および位相補正部２０に出力される。
前述したように、前記信号レベル検出部８４は、受信信
号の相関出力のレベルを算出し、前記マルチパス選択部
８５に出力する。マルチパス選択部８５は、前記信号レ
ベル検出部８４の出力のうち、レベルの高い順に例えば
４つの受信信号を選択する。

【００５５】前記仮判定部１０は、前述したように、前
記複素型マッチドフィルタ８０の出力のうち、第１のパ
ス（パス＃１）の受信信号ｒ₁の仮判定を行う。なお、
ここでは説明を簡単にするために、第１のパスを例にし
て説明しているが、原理的には選択されたマルチパスの
中の任意のパスでもかまわない。図８は、前述した情報
変調として、ＤＢＰＳＫ方式が採用されている場合の仮
判定の様子を示した図である。この場合には、直交成分
（Ｑ相）の信号は変調信号中に含まれていないため、パ
ス＃１の受信信号のＩ成分ｒ_1Iが正またはゼロのとき
は、被変調信号ｓ_I＝”１”と仮判定し、ｒ_1Iが負のと
きはｓ_I＝”０”と仮判定する。すなわち、前記式
（５）により仮判定する。

【００５６】前記仮判定部１０からは、このようにして
パス＃１の受信信号ｒ_1Iを仮判定した位相信号φが出力
され、前記位相補正部２０に入力される。この位相補正
部２０は前記図１に示したように、各パスの受信信号に
対応する複数の位相補正手段２１〜２４から構成されて
おり、前述の場合と同様にして、それぞれの位相補正手
段２１〜２４において、対応するパスの受信信号の位相
補正が行われる。

【００５７】位相補正部２０から出力される位相補正さ
れた出力は、前記ＲＡＫＥ合成部６０においてタイミン
グを合わせて合成され、前記式（８）で示すＲＡＫＥ合
成出力RKoutが出力される。このＲＡＫＥ合成出力RKout
は遅延検波回路８９に入力され、該遅延検波回路８９か
ら、前記式（９）に示す遅延検波出力Ｄが出力される。
図示しない後段の回路において、この遅延検波出力Ｄの
実数部Ｄ_Iが０より大きいか小さいかに応じて、送信情
報ビットが”０”か”１”かが判定され、復調が行われ
る。

【００５８】次に、前記情報変調として、π／４シフト
ＤＱＰＳＫ方式が採用されている場合について説明す
る。図９は、π／４シフトＤＱＰＳＫ変調方式が採用さ
れているときにおける、前記仮判定部１０の仮判定領域
を説明するための図である。

【００５９】この図に示すように、この場合には、０、
±π／４、±π／２、±３π／４、πの８つの位相状態
があるため、パス＃１の受信信号ｒ₁の位相が、前記各
位相状態に対して±π／８の範囲内にあるときに、それ
ぞれ対応する位相φであると判定する。このようにして
得られたφを用いて、前述の場合と同様に補正ベクトル
Ｍ_iを算出し、この補正ベクトルＭ_iを用いて前述の場合
と同様に、各パスの受信信号の位相補正を行う。この位
相補正された各パスの受信信号を前記ＲＡＫＥ合成部６
０においてタイミングを合わせて合成し、前記遅延検波
回路８９において該合成出力RKoutを遅延検波すること
により、フェージングの影響をなくした遅延検波出力Ｄ
_I、Ｄ_Qを得ることができる。そして、この遅延検波出力
Ｄ_I、Ｄ_Qの正負を判定することにより、もとの送信情報
を復調することができる。

【００６０】このように、この実施の形態のスペクトラ
ム拡散通信システムによれば、パイロット信号を情報信
号中に挿入することなくフェージング補正を行うことが
可能となり、伝送効率のよいスペクトラム拡散通信シス
テムを提供することができる。

【００６１】なお、以上においては、情報変調として、
ＤＢＰＳＫ方式およびπ／４シフトＤＱＰＳＫ方式を採
用した場合を例にとって説明したが、これに限られるこ
とはなく、遅延検波復調ができる変調方式であれば、同
様に適用することができる。

【００６２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の信号受信
装置によれば、単一のパスの受信信号を仮判定した結果
を用いて、各パスの受信信号のフェージング補正を行
い、それらをＲＡＫＥ合成した出力を遅延検波している
ので、信号を良好に受信することができるとともに、受
信信号を記憶しておくためのメモリを小さくすることが
でき、回路規模を小さくすることができる。

【００６３】また、パイロットシンボルの遅延検波出力
を検出することによりフレーム同期を検出する場合に、
高精度のフレーム同期検出が可能となる。さらに、送信
側において、情報変調に差動変調を採用する場合には、
情報スロット中にパイロット信号を挿入することが不要
となるため、伝送効率を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の信号受信装置の一実施の形態におけ
る要部の構成を示すブロック図である。

【図２】 マルチパス環境下における受信信号を説明す
るための図である。

【図３】 ＱＰＳＫ変調されている場合の仮判定の様子
を説明するための図である。

【図４】 本発明の信号受信装置をＤＳ−ＣＤＭＡ通信
方式に適用した他の実施の形態におけるＲＡＫＥ受信機
の構成を示すブロック図である。

【図５】 本発明の信号受信装置をＤＳ−ＣＤＭＡ通信
方式に適用したさらに他の実施の形態におけるＲＡＫＥ
受信機の構成を示すブロック図である。

【図６】 本発明のスペクトラム拡散通信システムのさ
らに他の実施の形態における送信側装置の概略構成を示
すブロック図である。

【図７】 本発明のスペクトラム拡散通信システムのさ
らに他の実施の形態におけるＲＡＫＥ受信機の構成を示
すブロック図である。

【図８】 ＤＢＳＰＫ変調方式が採用されている場合に
おける仮判定の様子を説明するための図である。

【図９】 π／４シフトＱＰＳＫ変調方式が採用されて
いる場合における仮判定の様子を説明するための図であ
る。

【図１０】 従来のＤＳ−ＣＤＭＡ通信方式を説明する
ための図であり、（ａ）はその送信信号の構成を示す図
であり、（ｂ）は従来のＲＡＫＥ受信機の構成を示すブ
ロック図である。

【符号の説明】

１、２ 端子 １０ 仮判定部 ２０ 位相補正部 ２１〜２４ 位相補正手段 ３１ 補正ベクトル計算部 ４１ メモリ ５１ 位相補正回路 ６０ ＲＡＫＥ合成部 ６１〜６４ 遅延回路 ６５、９８ 加算器 ７１ アンテナ ７２ 高周波受信部 ７３ 分配器 ７４、９４ 発振器 ７５、９５ π／２移相器 ７６、７７、９６、９７ 乗算器 ７８、７９ ローパスフィルタ ８０ 複素型マッチドフィルタ ８１、９３ ＰＮ生成回路 ８２、８９ 遅延検波回路 ８３ フレーム同期回路 ８４ 信号レベル検出部 ８５ マルチパス選択部 ８６ 位相補正部 ８７ ＲＡＫＥ合成部 ８８ データ判定回路 ９０ 差動符号化部 ９１、９２ 拡散部 １００、１１０ 同期検波回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−233713（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−200448（ＪＰ，Ａ) 国際公開95／10891（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 単一のパスに対応する受信信号の位相
   に応じて、当該送信信号に対応する位相信号を出力する
   仮判定部と、 それぞれ対応するパスの受信信号が入力され、前記仮判
   定部からの位相信号に基づいて、当該パスの受信信号に
   対する位相補正を行う複数個の位相補正手段と、 前記複数個の位相補正手段から出力される前記各パスに
   対応する位相補正された受信信号を、タイミングを合わ
   せて合成するＲＡＫＥ合成部と、 前記ＲＡＫＥ合成回路からの出力信号を遅延検波する遅
   延検波回路とを有することを特徴とする信号受信装置。
2. 【請求項２】 前記各位相補正手段は、当該パスの受
   信信号の逆拡散出力と前記仮判定部からの位相信号出力
   の共役複素数とを乗算して補正ベクトルを算出する補正
   ベクトル計算手段と、前記当該パスの受信信号を前記補
   正ベクトルを算出する間に必要とされる時間遅延するメ
   モリ手段と、前記メモリ手段から出力される前記受信信
   号の逆拡散出力と前記補正ベクトル計算手段から出力さ
   れる補正ベクトルの共役ベクトルとを乗算する位相補正
   回路とを有することを特徴とする前記請求項１記載の信
   号受信装置。
3. 【請求項３】 前記ＲＡＫＥ合成部からの出力信号を
   同期検波する同期検波回路を有することを特徴とする前
   記請求項１記載の信号受信装置。
4. 【請求項４】 送信側装置は、送信データを差動変調
   方式で情報変調した後、拡散変調して送信するように構
   成されており、 受信側装置は、受信信号を逆拡散した後、前記請求項１
   記載の信号受信装置を用いて情報復調するように構成さ
   れていることを特徴とするスペクトラム拡散通信システ
   ム。