JP3252694B2 - 位相差測定装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えばコリオリの力
により発生する配管の上流側と下流側での流体の質量と
速度による配管の振動の位相差を検出するための位相差
測定装置、一般的には同一周波数の２つの信号の特定周
波数における位相差を測定する位相差測定装置に関す
る。
により発生する配管の上流側と下流側での流体の質量と
速度による配管の振動の位相差を検出するための位相差
測定装置、一般的には同一周波数の２つの信号の特定周
波数における位相差を測定する位相差測定装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図１０に、２つの信号の特定周波数にお
ける位相差を測定する位相差測定方式の従来例を示す。
ここでは、信号源としての２つの信号を下記（１）式の
ように定義する。 入力信号１：Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α） 入力信号２：Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α） …（１） 上記信号１，２を加算抵抗１ａ（Ｒａ），１ｂ（Ｒｂ）
（ただし、Ｒａ＝Ｒｂとする）を介して、増幅率Ｃの加
減算器（差動増幅器）２に入力し、２つの信号の差を増
幅すると、その差動増幅器２の出力は次の（２）式で示
される。 差動増幅器の出力：｛Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α） −Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α）｝＊Ｃ ＝（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ｃｏｓα＊ｓｉｎ（ωｔ） −（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ｃｏｓ（ωｔ）…（２） このように、差動増幅器２の出力はｃｏｓ（ωｔ）成分
とｓｉｎ（ωｔ）成分とのベクトルから形成される。図
１１に３つの信号のベクトル図を示す。
ける位相差を測定する位相差測定方式の従来例を示す。
ここでは、信号源としての２つの信号を下記（１）式の
ように定義する。 入力信号１：Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α） 入力信号２：Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α） …（１） 上記信号１，２を加算抵抗１ａ（Ｒａ），１ｂ（Ｒｂ）
（ただし、Ｒａ＝Ｒｂとする）を介して、増幅率Ｃの加
減算器（差動増幅器）２に入力し、２つの信号の差を増
幅すると、その差動増幅器２の出力は次の（２）式で示
される。 差動増幅器の出力：｛Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α） −Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α）｝＊Ｃ ＝（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ｃｏｓα＊ｓｉｎ（ωｔ） −（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ｃｏｓ（ωｔ）…（２） このように、差動増幅器２の出力はｃｏｓ（ωｔ）成分
とｓｉｎ（ωｔ）成分とのベクトルから形成される。図
１１に３つの信号のベクトル図を示す。
【０００３】このような信号を、サンプリング信号発生
器５にて入力信号から作成したサンプリング信号を用
い、Ａ／Ｄ変換器４ａ，４ｂ，４ｃでディジタル化す
る。その出力は演算処理部としてのＤＳＰ（ディジタル
シグナルプロセッサ）またはマイクロコンピュータ（マ
イコン）６に入力され、ここで複素ＤＦＴ（ディジタル
フーリエ変換）による位相検波処理が行なわれ、ｃｏｓ
（ωｔ）成分とｓｉｎ（ωｔ）成分に分離して抽出され
る。因みに、ｃｏｓ（ωｔ）成分は先の（２）式からも
明らかなように、 差動増幅器の出力信号のｃｏｓ（ωｔ）成分：（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα …（２−１） となるので、差動増幅器２の出力よりｓｉｎα、ひいて
は２つの信号の位相差：２αが求まることになる。
器５にて入力信号から作成したサンプリング信号を用
い、Ａ／Ｄ変換器４ａ，４ｂ，４ｃでディジタル化す
る。その出力は演算処理部としてのＤＳＰ（ディジタル
シグナルプロセッサ）またはマイクロコンピュータ（マ
イコン）６に入力され、ここで複素ＤＦＴ（ディジタル
フーリエ変換）による位相検波処理が行なわれ、ｃｏｓ
（ωｔ）成分とｓｉｎ（ωｔ）成分に分離して抽出され
る。因みに、ｃｏｓ（ωｔ）成分は先の（２）式からも
明らかなように、 差動増幅器の出力信号のｃｏｓ（ωｔ）成分：（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα …（２−１） となるので、差動増幅器２の出力よりｓｉｎα、ひいて
は２つの信号の位相差：２αが求まることになる。
【０００４】具体的には、ＤＳＰまたはマイコン６で
は、複素ディジタルフーリエ変換器７ａ，７ｂ，７ｃを
用いて離散信号に対する複素ディジタルフーリエ変換を
次式のような演算を実行することにより、ｃｏｓ（ω
ｔ）成分とｓｉｎ（ωｔ）成分に展開する。 （Ｐ：１波長内のサンプリング数 Ｑ：総サンプリング
数 ｆ：周波数）
は、複素ディジタルフーリエ変換器７ａ，７ｂ，７ｃを
用いて離散信号に対する複素ディジタルフーリエ変換を
次式のような演算を実行することにより、ｃｏｓ（ω
ｔ）成分とｓｉｎ（ωｔ）成分に展開する。 （Ｐ：１波長内のサンプリング数 Ｑ：総サンプリング
数 ｆ：周波数）
【０００５】また、入力信号１，２の振幅（Ａ，Ｂ）の
算出は、複素ＤＦＴの結果であるｃｏｓ（ωｔ）成分と
ｓｉｎ（ωｔ）成分からなる直交座標系ベクトルを、極
座標系での量に変換する座標変換処理部８ａ，８ｂ，８
ｃにより行なわれる。したがって、入力信号１，２の位
相差は、差動増幅器２の出力ベクトルの絶対値をＤ、そ
の位相をγとすると、図１１の関係から、 （Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα／Ｄ＝ｓｉｎγ と表わされるので、αは次の数１に（４）式として示す
ようになる。
算出は、複素ＤＦＴの結果であるｃｏｓ（ωｔ）成分と
ｓｉｎ（ωｔ）成分からなる直交座標系ベクトルを、極
座標系での量に変換する座標変換処理部８ａ，８ｂ，８
ｃにより行なわれる。したがって、入力信号１，２の位
相差は、差動増幅器２の出力ベクトルの絶対値をＤ、そ
の位相をγとすると、図１１の関係から、 （Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα／Ｄ＝ｓｉｎγ と表わされるので、αは次の数１に（４）式として示す
ようになる。
【数１】
【０００６】ここで、必要なのは各振幅，位相がかなり
正確に測定できないと誤差を生じるということであり、
３系統の素子の温度特性，周波数特性が問題となり、こ
れらによる影響を補償する必要がある。また、各低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）およびＡ／Ｄ変換器についてはゲ
イン，位相のバラツキおよびそれらの温度特性，周波数
特性が必ず存在する。これらのことを考慮すると、上記
（１），（２）式は次の（５）式のようになる。 入力信号１ ：Ｅ＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β） 入力信号２ ：Ｆ＊Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α−δ） 差動増幅器の出力 ：Ｇ＊（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ｃｏｓα＊ｓｉｎ（ωｔ−ζ） −Ｇ＊（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ｃｏｓ（ωｔ−ζ） …（５） 入力信号１系のフィルタ，Ａ／Ｄ変換器のゲイン：Ｅ，
位相遅延：β 入力信号２系のフィルタ，Ａ／Ｄ変換器のゲイン：Ｆ，
位相遅延：γ 差動増幅器の出力系のフィルタ，Ａ／Ｄ変換器のゲイ
ン：Ｇ，位相遅延：ζ
正確に測定できないと誤差を生じるということであり、
３系統の素子の温度特性，周波数特性が問題となり、こ
れらによる影響を補償する必要がある。また、各低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）およびＡ／Ｄ変換器についてはゲ
イン，位相のバラツキおよびそれらの温度特性，周波数
特性が必ず存在する。これらのことを考慮すると、上記
（１），（２）式は次の（５）式のようになる。 入力信号１ ：Ｅ＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β） 入力信号２ ：Ｆ＊Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α−δ） 差動増幅器の出力 ：Ｇ＊（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ｃｏｓα＊ｓｉｎ（ωｔ−ζ） −Ｇ＊（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ｃｏｓ（ωｔ−ζ） …（５） 入力信号１系のフィルタ，Ａ／Ｄ変換器のゲイン：Ｅ，
位相遅延：β 入力信号２系のフィルタ，Ａ／Ｄ変換器のゲイン：Ｆ，
位相遅延：γ 差動増幅器の出力系のフィルタ，Ａ／Ｄ変換器のゲイ
ン：Ｇ，位相遅延：ζ
【０００７】このように、実際には各フィルタ，Ａ／Ｄ
変換器の特性を補償しなければ、高精度の測定は不可能
である。そこで、従来は人的に周波数，温度を既知と
し、位相差が既知の２つの信号を予め測定して真値との
誤差を求めておき、これをマップ化しておくことで、補
正する手法を採るようにしているのが一般的である。
変換器の特性を補償しなければ、高精度の測定は不可能
である。そこで、従来は人的に周波数，温度を既知と
し、位相差が既知の２つの信号を予め測定して真値との
誤差を求めておき、これをマップ化しておくことで、補
正する手法を採るようにしているのが一般的である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、広範囲
な周波数範囲，温度範囲にわたって高精度が要求される
位相差（時間差）測定では、３系統の低域通過フィル
タ，Ａ／Ｄ変換器の特性（ゲイン，位相）が周波数，温
度に依存し、これを従来方式で補償するのはかなりの労
力を要するという問題がある。また、このようなバラツ
キを低減するため、複数系統の低域通過フィルタ，Ａ／
Ｄ変換器の特性が同一となるように、多数回にわたる反
復調整を必要とするだけでなく、一度合致させても経時
的な変動により一定の精度が維持されないという問題も
ある。したがって、この発明の課題は３系統の低域通過
フィルタ，Ａ／Ｄ変換器の特性にバラツキが存在しても
何ら調整することなく、高精度を確保し得るようにする
ことにある。
な周波数範囲，温度範囲にわたって高精度が要求される
位相差（時間差）測定では、３系統の低域通過フィル
タ，Ａ／Ｄ変換器の特性（ゲイン，位相）が周波数，温
度に依存し、これを従来方式で補償するのはかなりの労
力を要するという問題がある。また、このようなバラツ
キを低減するため、複数系統の低域通過フィルタ，Ａ／
Ｄ変換器の特性が同一となるように、多数回にわたる反
復調整を必要とするだけでなく、一度合致させても経時
的な変動により一定の精度が維持されないという問題も
ある。したがって、この発明の課題は３系統の低域通過
フィルタ，Ａ／Ｄ変換器の特性にバラツキが存在しても
何ら調整することなく、高精度を確保し得るようにする
ことにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、同一周波数の２つの信号
を加算または減算する少なくとも１つの加減算手段と、
この加減算手段の出力と前記２つの信号の計３つの信号
を離散値に変換する少なくとも１つのＡ／Ｄ変換手段
と、その離散値に変換された前記３つの信号の各振幅
（Ａ，Ｂ，Ｄ）と前記加減算手段の出力の位相（γ）お
よび加減算手段の定数（Ｃ）とから下記式の演算をして
前記２つの信号の位相差（α）を求める演算手段と、前
記２つの信号のいずれか一方を基準信号として前記加減
算手段およびＡ／Ｄ変換手段の伝達関数とＡ／Ｄ変換手
段の伝達関数とを測定する伝達特性測定手段と、その測
定された伝達特性にもとづき前記演算された位相差を補
償する補償手段とから構成する。α＝ｓｉｎ -1 〔Ｄｓｉｎγ／［（Ａ＋Ｂ）Ｃ］〕
るため、請求項１の発明では、同一周波数の２つの信号
を加算または減算する少なくとも１つの加減算手段と、
この加減算手段の出力と前記２つの信号の計３つの信号
を離散値に変換する少なくとも１つのＡ／Ｄ変換手段
と、その離散値に変換された前記３つの信号の各振幅
（Ａ，Ｂ，Ｄ）と前記加減算手段の出力の位相（γ）お
よび加減算手段の定数（Ｃ）とから下記式の演算をして
前記２つの信号の位相差（α）を求める演算手段と、前
記２つの信号のいずれか一方を基準信号として前記加減
算手段およびＡ／Ｄ変換手段の伝達関数とＡ／Ｄ変換手
段の伝達関数とを測定する伝達特性測定手段と、その測
定された伝達特性にもとづき前記演算された位相差を補
償する補償手段とから構成する。α＝ｓｉｎ -1 〔Ｄｓｉｎγ／［（Ａ＋Ｂ）Ｃ］〕
【００１０】請求項２の発明では、同一周波数の２つの
信号を加算または減算する少なくとも１つの加減算手段
と、この加減算手段の出力と前記２つの信号の計３つの
信号を順次選択する選択手段と、この選択手段の出力信
号の低域周波数成分のみを通過させる低域フィルタと、
この低域フィルタの出力信号を離散値に変換するＡ／Ｄ
変換手段と、その離散値に変換された前記３つの信号の
各振幅（Ａ，Ｂ，Ｄ）と前記加減算手段の出力の位相
（γ）および加減算手段の定数（Ｃ）とから下記式の演
算をして前記２つの信号の位相差（α）を求める演算手
段と、前記２つの信号のいずれか一方を基準信号として
前記加減算手段，低域フィルタおよびＡ／Ｄ変換手段の
伝達関数と前記低域フィルタおよびＡ／Ｄ変換手段の伝
達関数とを測定する伝達特性測定手段と、その測定され
た伝達特性にもとづき前記演算された位相差を補償する
補償手段とから構成する。α＝ｓｉｎ -1 〔Ｄｓｉｎγ／［（Ａ＋Ｂ）Ｃ］〕
信号を加算または減算する少なくとも１つの加減算手段
と、この加減算手段の出力と前記２つの信号の計３つの
信号を順次選択する選択手段と、この選択手段の出力信
号の低域周波数成分のみを通過させる低域フィルタと、
この低域フィルタの出力信号を離散値に変換するＡ／Ｄ
変換手段と、その離散値に変換された前記３つの信号の
各振幅（Ａ，Ｂ，Ｄ）と前記加減算手段の出力の位相
（γ）および加減算手段の定数（Ｃ）とから下記式の演
算をして前記２つの信号の位相差（α）を求める演算手
段と、前記２つの信号のいずれか一方を基準信号として
前記加減算手段，低域フィルタおよびＡ／Ｄ変換手段の
伝達関数と前記低域フィルタおよびＡ／Ｄ変換手段の伝
達関数とを測定する伝達特性測定手段と、その測定され
た伝達特性にもとづき前記演算された位相差を補償する
補償手段とから構成する。α＝ｓｉｎ -1 〔Ｄｓｉｎγ／［（Ａ＋Ｂ）Ｃ］〕
【００１１】請求項３の発明では、同一周波数の２つの
信号を加算または減算する少なくとも１つの加減算手段
と、この加減算手段の出力と前記２つの信号の計３つの
信号の低域周波数成分のみを通過させる少なくとも１つ
の低域フィルタと、その出力を順次選択する選択手段
と、その出力信号を離散値に変換するＡ／Ｄ変換手段
と、その離散値に変換された前記３つの信号の各振幅
（Ａ，Ｂ，Ｄ）と前記加減算手段の出力の位相（γ）お
よび加減算手段の定数（Ｃ）とから下記式の演算をして
前記２つの信号の位相差（α）を求める演算手段と、前
記加減算手段，低域フィルタ，選択手段およびＡ／Ｄ変
換手段の伝達関数と前記低域フィルタ，選択手段および
Ａ／Ｄ変換手段の伝達関数とを測定する伝達特性測定手
段と、その測定された伝達特性にもとづき前記演算され
た位相差を補償する補償手段とから構成する。α＝ｓｉｎ -1 〔Ｄｓｉｎγ／［（Ａ＋Ｂ）Ｃ］〕
信号を加算または減算する少なくとも１つの加減算手段
と、この加減算手段の出力と前記２つの信号の計３つの
信号の低域周波数成分のみを通過させる少なくとも１つ
の低域フィルタと、その出力を順次選択する選択手段
と、その出力信号を離散値に変換するＡ／Ｄ変換手段
と、その離散値に変換された前記３つの信号の各振幅
（Ａ，Ｂ，Ｄ）と前記加減算手段の出力の位相（γ）お
よび加減算手段の定数（Ｃ）とから下記式の演算をして
前記２つの信号の位相差（α）を求める演算手段と、前
記加減算手段，低域フィルタ，選択手段およびＡ／Ｄ変
換手段の伝達関数と前記低域フィルタ，選択手段および
Ａ／Ｄ変換手段の伝達関数とを測定する伝達特性測定手
段と、その測定された伝達特性にもとづき前記演算され
た位相差を補償する補償手段とから構成する。α＝ｓｉｎ -1 〔Ｄｓｉｎγ／［（Ａ＋Ｂ）Ｃ］〕
【００１２】
【００１３】請求項１ないし３のように、測定周波数と
同一振幅，周波数の基準信号を用いて３系統（ＬＰＦ，
Ａ／Ｄ変換器）の伝達特性（ゲイン，位相）を測定し、
位相差または時間差の演算の際に系統の伝達特性を補償
することにより３系統の伝達特性が同一でなくても、周
波数，温度特性による影響を低減させるようにする。
同一振幅，周波数の基準信号を用いて３系統（ＬＰＦ，
Ａ／Ｄ変換器）の伝達特性（ゲイン，位相）を測定し、
位相差または時間差の演算の際に系統の伝達特性を補償
することにより３系統の伝達特性が同一でなくても、周
波数，温度特性による影響を低減させるようにする。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１はこの発明が適用される位相
差測定装置の概要を説明するための図で、第１の参考例
を示すブロック図である。同図からも明らかなように、
図１０の従来例と異なる点は、アナログ量をディジタル
量に量子化するＡ／Ｄ変換器４を共通とし、その前段に
は信号源からの２つの信号および加減算器（差動増幅
器）２の出力信号を順次選択する選択器または切替器
（マルチプレクサ）１１を設けた点にある。上記（２）
式のＡ，Ｂ，Ｃ，α等は正確に測定しなければならない
が、各信号の量子化を行なうＡ／Ｄ変換器４は、１例と
してスケール誤差：０．５％、アパーチャ遅延時間：４
０ｎＳ、のような素子によるバラツキがどうしても生じ
てしまう。また、アパーチャ遅延時間よりもスケール誤
差の方が精度に大きく左右することから、上記の例では
高々０．５％の精度しか得られないことになるが、図１
の如くＡ／Ｄ変換器４を共通にすれば、素子によるスケ
ール誤差の影響を低減することができる。また、切替器
または選択器（マルチプレクサ）１１として、所定の構
成，所定の仕様を持つものを選ぶことにより、例えば信
号間のスケール誤差：０．０１％、位相誤差：０．０１
°とすることができる。
差測定装置の概要を説明するための図で、第１の参考例
を示すブロック図である。同図からも明らかなように、
図１０の従来例と異なる点は、アナログ量をディジタル
量に量子化するＡ／Ｄ変換器４を共通とし、その前段に
は信号源からの２つの信号および加減算器（差動増幅
器）２の出力信号を順次選択する選択器または切替器
（マルチプレクサ）１１を設けた点にある。上記（２）
式のＡ，Ｂ，Ｃ，α等は正確に測定しなければならない
が、各信号の量子化を行なうＡ／Ｄ変換器４は、１例と
してスケール誤差：０．５％、アパーチャ遅延時間：４
０ｎＳ、のような素子によるバラツキがどうしても生じ
てしまう。また、アパーチャ遅延時間よりもスケール誤
差の方が精度に大きく左右することから、上記の例では
高々０．５％の精度しか得られないことになるが、図１
の如くＡ／Ｄ変換器４を共通にすれば、素子によるスケ
ール誤差の影響を低減することができる。また、切替器
または選択器（マルチプレクサ）１１として、所定の構
成，所定の仕様を持つものを選ぶことにより、例えば信
号間のスケール誤差：０．０１％、位相誤差：０．０１
°とすることができる。
【００１５】図２はこの発明が適用される他の位相差測
定装置の概要を説明するための図で、第２の参考例を示
すブロック図である。これは、図１０に示す従来例に対
し、アナログ量をディジタル量に量子化するＡ／Ｄ変換
器４を共通として、その前段には信号源からの２つの信
号および加減算器（差動増幅器）２の出力信号のいずれ
かを選択する選択器（マルチプレクサ）１１を設けると
ともに、これとＡ／Ｄ変換器４との間に、量子化による
エイリアシング（折り返し現象）を防ぐための、一種の
ローパスフィルタであるアンチエイリアシングフィルタ
（ＬＰＦ）３を設けた点にある。つまり、フィルタ間に
は通過帯域のバラツキと位相遅れのバラツキがあるが、
特に位相遅れのバラツキがＡ／Ｄ変換器４のバラツキに
よる影響よりも大きいことから、フィルタ３を共通に設
けることでその影響を少なくしようとするものである。
定装置の概要を説明するための図で、第２の参考例を示
すブロック図である。これは、図１０に示す従来例に対
し、アナログ量をディジタル量に量子化するＡ／Ｄ変換
器４を共通として、その前段には信号源からの２つの信
号および加減算器（差動増幅器）２の出力信号のいずれ
かを選択する選択器（マルチプレクサ）１１を設けると
ともに、これとＡ／Ｄ変換器４との間に、量子化による
エイリアシング（折り返し現象）を防ぐための、一種の
ローパスフィルタであるアンチエイリアシングフィルタ
（ＬＰＦ）３を設けた点にある。つまり、フィルタ間に
は通過帯域のバラツキと位相遅れのバラツキがあるが、
特に位相遅れのバラツキがＡ／Ｄ変換器４のバラツキに
よる影響よりも大きいことから、フィルタ３を共通に設
けることでその影響を少なくしようとするものである。
【００１６】図３はこの発明が適用される他の位相差測
定装置の概要を説明するための図で、第３の参考例を示
すブロック図である。これは、図２の変形例を示すもの
で、フィルタを周波数トラッキング型のＬＰＦ１２と
し、これをスイッチドキャパシタ方式のフィルタとした
ときに、その動作用クロックを入力信号から作成するた
めの周波数逓倍回路１３を付加した点にある。すなわ
ち、従来もＬＰＦは使用するが周波数固定式のものであ
るため、測定対象信号の周波数の変化に追従できない。
つまり、測定周波数が変化するとゲイン，位相遅延量が
変化し、先の（５）式に示すＥ，Ｆ，Ｇ，β，δ，ζ等
が次の（６）式のように周波数ｆの関数となる。 入力信号１ ：Ｅ〔ｆ〕＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β〔ｆ〕） 入力信号２ ：Ｆ〔ｆ〕＊Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α−δ〔ｆ〕） 差動増幅器の出力 ：Ｇ〔ｆ〕＊（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ｃｏｓα＊ｓｉｎ（ωｔ− ζ〔ｆ〕）−Ｇ〔ｆ〕＊（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ ｃｏｓ（ωｔ−ζ〔ｆ〕） …（６）
定装置の概要を説明するための図で、第３の参考例を示
すブロック図である。これは、図２の変形例を示すもの
で、フィルタを周波数トラッキング型のＬＰＦ１２と
し、これをスイッチドキャパシタ方式のフィルタとした
ときに、その動作用クロックを入力信号から作成するた
めの周波数逓倍回路１３を付加した点にある。すなわ
ち、従来もＬＰＦは使用するが周波数固定式のものであ
るため、測定対象信号の周波数の変化に追従できない。
つまり、測定周波数が変化するとゲイン，位相遅延量が
変化し、先の（５）式に示すＥ，Ｆ，Ｇ，β，δ，ζ等
が次の（６）式のように周波数ｆの関数となる。 入力信号１ ：Ｅ〔ｆ〕＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β〔ｆ〕） 入力信号２ ：Ｆ〔ｆ〕＊Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α−δ〔ｆ〕） 差動増幅器の出力 ：Ｇ〔ｆ〕＊（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ｃｏｓα＊ｓｉｎ（ωｔ− ζ〔ｆ〕）−Ｇ〔ｆ〕＊（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ ｃｏｓ（ωｔ−ζ〔ｆ〕） …（６）
【００１７】演算処理を行なうＤＳＰまたはマイコン６
は、演算処理のビット数の関係などから計算誤差はつき
ものであり、Ｅ，Ｆ，Ｇ，β，δ，ζの値が周波数によ
って変化すると計算誤差も変わり、数１の（４）式は次
の数２の（７）式のようになる。
は、演算処理のビット数の関係などから計算誤差はつき
ものであり、Ｅ，Ｆ，Ｇ，β，δ，ζの値が周波数によ
って変化すると計算誤差も変わり、数１の（４）式は次
の数２の（７）式のようになる。
【数２】
【００１８】したがって、Ｅ，Ｆ，Ｇ，β，δ，ζの値
は一定であることが望ましく、図３ではこれに対応すべ
く、信号周波数に対応してカットオフ周波数が変化する
フィルタである周波数トラッキングフィルタを用いた点
が特徴である。この種のフィルタとしては良く知られて
いるスイッチドキャパシタフィルタを用いることができ
るが、かかるフィルタを用いることにより、入力信号の
周波数が変化してもゲイン，位相の変化を著しく低減す
ることができる。
は一定であることが望ましく、図３ではこれに対応すべ
く、信号周波数に対応してカットオフ周波数が変化する
フィルタである周波数トラッキングフィルタを用いた点
が特徴である。この種のフィルタとしては良く知られて
いるスイッチドキャパシタフィルタを用いることができ
るが、かかるフィルタを用いることにより、入力信号の
周波数が変化してもゲイン，位相の変化を著しく低減す
ることができる。
【００１９】図４はこの発明の第１の実施の形態を示す
構成図である。ところで、３つの信号を１周期の間に読
み込む必要がある場合、例えば数波長毎に変化する信号
を測定するには、３つの信号の同時測定が基本となり、
図１〜図３の方式をそのまま単純には採用できない。図
４はこのような場合に対処するもので、３つの信号に対
してそれぞれＡ／Ｄ変換器（４ａ，４ｂ，４ｃ）を設
け、それぞれのゲイン，位相遅延のバラツキを基準信号
により測定し、位相演算時にバラツキを補償し得るよう
にしたものである。
構成図である。ところで、３つの信号を１周期の間に読
み込む必要がある場合、例えば数波長毎に変化する信号
を測定するには、３つの信号の同時測定が基本となり、
図１〜図３の方式をそのまま単純には採用できない。図
４はこのような場合に対処するもので、３つの信号に対
してそれぞれＡ／Ｄ変換器（４ａ，４ｂ，４ｃ）を設
け、それぞれのゲイン，位相遅延のバラツキを基準信号
により測定し、位相演算時にバラツキを補償し得るよう
にしたものである。
【００２０】そこで、切替器（１２ａ，１２ｃ，１４
ａ，１４ｂ）をＭ側にすることで、Ａ／Ｄ変換後の各信
号のベクトル（振幅，角度）を計算する。その後、切替
器（１２ａ，１２ｃ，１４ａ，１４ｂ）をＲ側にして、
Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α）を基準信号として、各切替器に
入力する。加減算器２へは、その増幅度を考慮して精密
抵抗器で構成された減衰器１５で予め減衰させ、他の系
統と同等なレベルの信号がＡ／Ｄ変換器４ｂに入力され
るようにしている。このように、基準信号に対するそれ
ぞれのＡ／Ｄ変換器の出力信号のベクトル（振幅，位
相）を測定することにより、各系統間のゲイン，位相の
バラツキが判明する。このバラツキを、上記測定信号に
対して補償することにより、高精度の測定が可能とな
る。以上のことを数式で示すと以下のようになる。
ａ，１４ｂ）をＭ側にすることで、Ａ／Ｄ変換後の各信
号のベクトル（振幅，角度）を計算する。その後、切替
器（１２ａ，１２ｃ，１４ａ，１４ｂ）をＲ側にして、
Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α）を基準信号として、各切替器に
入力する。加減算器２へは、その増幅度を考慮して精密
抵抗器で構成された減衰器１５で予め減衰させ、他の系
統と同等なレベルの信号がＡ／Ｄ変換器４ｂに入力され
るようにしている。このように、基準信号に対するそれ
ぞれのＡ／Ｄ変換器の出力信号のベクトル（振幅，位
相）を測定することにより、各系統間のゲイン，位相の
バラツキが判明する。このバラツキを、上記測定信号に
対して補償することにより、高精度の測定が可能とな
る。以上のことを数式で示すと以下のようになる。
【００２１】（１）切替器がＭ側の場合のＡ／Ｄ変換後
のベクトル 入力信号１ ：Ｅ〔ｆ〕＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β〔ｆ〕） 入力信号２ ：Ｆ〔ｆ〕＊Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α−δ〔ｆ〕） 差動増幅器の出力 ：Ｇ〔ｆ〕＊（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ｃｏｓα＊ｓｉｎ（ωｔ− ζ〔ｆ〕）−Ｇ〔ｆ〕＊（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ ｃｏｓ（ωｔ−ζ〔ｆ〕） …（６） 入力信号１系のＡ／Ｄ変換器のゲイン：Ｅ，位相遅延：
β 入力信号２系のＡ／Ｄ変換器のゲイン：Ｆ，位相遅延：
δ 差動増幅器の出力系のＡ／Ｄ特性 ゲイン：Ｇ，位相遅
延：ζ
のベクトル 入力信号１ ：Ｅ〔ｆ〕＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β〔ｆ〕） 入力信号２ ：Ｆ〔ｆ〕＊Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α−δ〔ｆ〕） 差動増幅器の出力 ：Ｇ〔ｆ〕＊（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ｃｏｓα＊ｓｉｎ（ωｔ− ζ〔ｆ〕）−Ｇ〔ｆ〕＊（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ ｃｏｓ（ωｔ−ζ〔ｆ〕） …（６） 入力信号１系のＡ／Ｄ変換器のゲイン：Ｅ，位相遅延：
β 入力信号２系のＡ／Ｄ変換器のゲイン：Ｆ，位相遅延：
δ 差動増幅器の出力系のＡ／Ｄ特性 ゲイン：Ｇ，位相遅
延：ζ
【００２２】（２）切替器がＲ側の場合のＡ／Ｄ変換後
のベクトル 入力信号１系 ：Ｅ〔ｆ〕＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β〔ｆ〕） 入力信号２系 ：Ｆ〔ｆ〕＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−δ〔ｆ〕） 差動増幅器の出力系：Ｇ〔ｆ〕＊Ａ＊Ｃ／Ｃ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−ζ〔ｆ〕） …（８） （８）式からそれぞれの系統のゲイン，位相のバラツキ
を算出すると、 入力信号１系 ：ゲイン：１，位相遅れ：０ 入力信号２系 ：ゲイン：Ｆ〔ｆ〕／Ｅ〔ｆ〕 位相遅れ：β〔ｆ〕−δ〔ｆ〕） 差動増幅器の出力系：ゲイン：Ｇ〔ｆ〕／Ｅ〔ｆ〕 位相遅れ：β〔ｆ〕−ζ〔ｆ〕 となる。
のベクトル 入力信号１系 ：Ｅ〔ｆ〕＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β〔ｆ〕） 入力信号２系 ：Ｆ〔ｆ〕＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−δ〔ｆ〕） 差動増幅器の出力系：Ｇ〔ｆ〕＊Ａ＊Ｃ／Ｃ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−ζ〔ｆ〕） …（８） （８）式からそれぞれの系統のゲイン，位相のバラツキ
を算出すると、 入力信号１系 ：ゲイン：１，位相遅れ：０ 入力信号２系 ：ゲイン：Ｆ〔ｆ〕／Ｅ〔ｆ〕 位相遅れ：β〔ｆ〕−δ〔ｆ〕） 差動増幅器の出力系：ゲイン：Ｇ〔ｆ〕／Ｅ〔ｆ〕 位相遅れ：β〔ｆ〕−ζ〔ｆ〕 となる。
【００２３】（３）系統間の補償手続き 入力信号１系 ：Ｄ〔ｆ〕／１＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β〔ｆ〕） 入力信号２系 ：Ｅ〔ｆ〕／（Ｅ〔ｆ〕／Ｄ〔ｆ〕）＊Ｂ＊ｓｉｎ｛ωｔ ＋α−δ〔ｆ〕−（β〔ｆ〕−δ〔ｆ〕）｝ 差動増幅器の出力系：Ｇ〔ｆ〕／（Ｇ〔ｆ〕／Ｄ〔ｆ〕）＊（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ ｃｏｓα＊ｓｉｎ｛ωｔ−ζ〔ｆ〕−（β〔ｆ〕−ζ〔 ｆ〕）｝−Ｇ〔ｆ〕／（Ｇ〔ｆ〕／Ｄ〔ｆ〕）＊（Ａ＋ Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ｃｏｓ（ωｔ−ζ〔ｆ〕−（β〔 ｆ〕−ζ〔ｆ〕）｝ 上記を整理すると、以下のようになる。 入力信号１系 ：Ｄ〔ｆ〕＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ−α−β〔ｆ〕） 入力信号２系 ：Ｄ〔ｆ〕＊Ｂ＊ｓｉｎ（ωｔ＋α−β〔ｆ〕） 差動増幅器の出力系：Ｄ〔ｆ〕）＊（Ａ−Ｂ）＊Ｃ＊ｃｏｓα＊ｓｉｎ（ωｔ −β〔ｆ〕）−Ｄ〔ｆ〕＊（Ａ＋Ｂ）＊Ｃ＊ｓｉｎα＊ ｃｏｓ（ωｔ−β〔ｆ〕） …（９）
【００２４】（９）式からも明らかなように、補償量は
一定のゲインと位相が加わった式となり、（１），
（２）式と同様の基本式となる。このことから、３系統
間に特性のバラツキが生じても、上記のような補正によ
り測定精度への影響をなくすことが可能となる。なお、
数波長ごとに変化する信号の測定には、３つの信号の同
時測定が基本となるが、この方式によれば測定と補償の
条件（周波数，温度）が大きく変化しない限りは、３つ
の信号の同時測定が可能となり高精度を確保できるので
ある。なお、以上のような補償動作は２つの信号の位相
差を測定する都度行なわれる。
一定のゲインと位相が加わった式となり、（１），
（２）式と同様の基本式となる。このことから、３系統
間に特性のバラツキが生じても、上記のような補正によ
り測定精度への影響をなくすことが可能となる。なお、
数波長ごとに変化する信号の測定には、３つの信号の同
時測定が基本となるが、この方式によれば測定と補償の
条件（周波数，温度）が大きく変化しない限りは、３つ
の信号の同時測定が可能となり高精度を確保できるので
ある。なお、以上のような補償動作は２つの信号の位相
差を測定する都度行なわれる。
【００２５】図５は第２の実施の形態を示す構成図であ
る。これは、３つの信号を１周期の間に読み込む必要の
ない場合、具体的には長期にわたり信号が安定している
ときに使用される。ここで、第１の実施の形態と同じく
補償機能を持たせるようにしたのは、切替器１１を切り
替えながら測定している間に温度が急変し、共通に設け
られたＬＰＦ３，Ａ／Ｄ変換器４の特性が変化しても、
その補償を可能にしたものである。その補償動作は図４
の場合と同様なので説明は省略する。
る。これは、３つの信号を１周期の間に読み込む必要の
ない場合、具体的には長期にわたり信号が安定している
ときに使用される。ここで、第１の実施の形態と同じく
補償機能を持たせるようにしたのは、切替器１１を切り
替えながら測定している間に温度が急変し、共通に設け
られたＬＰＦ３，Ａ／Ｄ変換器４の特性が変化しても、
その補償を可能にしたものである。その補償動作は図４
の場合と同様なので説明は省略する。
【００２６】図６は第３の実施の形態を示す構成図であ
る。図５は１個のＬＰＦ３を切り替えながら使用する方
式であるため、ＬＰＦ３に入力される信号を切り替えた
場合、図７に示すように出力が安定するまでに１周期以
上必要とし、余裕として５周期程度を安定時間とする
と、これが無駄時間となる。特に、３つの信号を１周期
の間に読み込む必要がある場合、例えば数波長ごとに変
化する信号の測定には３つの信号の同時測定が基本とな
り、図４の方式を採用せざるを得ない。しかし、この方
式には、 （イ）Ａ／Ｄ変換器が３個必要となり、コスト高とな
る。 （ロ）アンチエイリアシングフィルタがないため、折り
返し現象が発生する。などの問題がある。図は６このよ
うな点を改良するものである。
る。図５は１個のＬＰＦ３を切り替えながら使用する方
式であるため、ＬＰＦ３に入力される信号を切り替えた
場合、図７に示すように出力が安定するまでに１周期以
上必要とし、余裕として５周期程度を安定時間とする
と、これが無駄時間となる。特に、３つの信号を１周期
の間に読み込む必要がある場合、例えば数波長ごとに変
化する信号の測定には３つの信号の同時測定が基本とな
り、図４の方式を採用せざるを得ない。しかし、この方
式には、 （イ）Ａ／Ｄ変換器が３個必要となり、コスト高とな
る。 （ロ）アンチエイリアシングフィルタがないため、折り
返し現象が発生する。などの問題がある。図は６このよ
うな点を改良するものである。
【００２７】すなわち、３つの信号の各々に対し個別に
ＬＰＦ３ａ，３ｂ，３ｃを設け、その出力を切替器１１
により切り替え、フィルタ３ａ，３ｂ，３ｃの切り替え
による過渡現象を無くし、Ａ／Ｄ変換器４を共通にする
構成である。そして、補償にについては、各ＬＰＦ３
ａ，３ｂ，３ｃと、切替器１１と、Ａ／Ｄ変換器４につ
いて行なう。図８はその動作を説明するための波形図で
ある。以下、図８も参照してその動作につき説明する。
ＬＰＦ３ａ，３ｂ，３ｃを設け、その出力を切替器１１
により切り替え、フィルタ３ａ，３ｂ，３ｃの切り替え
による過渡現象を無くし、Ａ／Ｄ変換器４を共通にする
構成である。そして、補償にについては、各ＬＰＦ３
ａ，３ｂ，３ｃと、切替器１１と、Ａ／Ｄ変換器４につ
いて行なう。図８はその動作を説明するための波形図で
ある。以下、図８も参照してその動作につき説明する。
【００２８】まず、測定モードにおいては、切替器（１
２ａ，１２ｃ，１４ａ，１４ｂ）を測定値Ｍ側とする。
サンプリング信号発生器５からは、図 （ニ）のように
１波長の間に例えば８個のサンプリング信号が発生して
いるので、各サンプリング信号毎に切替器１１を制御
し、Ａ／Ｄ変換器４に接続する信号を図８（ホ）のよう
に切り替え、信号を量子化する。このようにして、順次
入力信号を切り替えてサンプリングを行ない、所定のサ
ンプリング数に達すれば演算処理部６で複素ＦＦＴ（７
ａ〜７ｃ），座標変換（８ａ〜８ｃ）を行ない、測定信
号に対するベクトルを求める。その後は補償モードに移
り、切替器（１２ａ，１２ｃ，１４ａ，１４ｂ）を補償
側Ｒとし、基準信号についても上記と同様の処理をして
そのベクトルを求め、この基準信号のベクトルを用いて
先の測定信号のベクトルを補正するようにする。
２ａ，１２ｃ，１４ａ，１４ｂ）を測定値Ｍ側とする。
サンプリング信号発生器５からは、図 （ニ）のように
１波長の間に例えば８個のサンプリング信号が発生して
いるので、各サンプリング信号毎に切替器１１を制御
し、Ａ／Ｄ変換器４に接続する信号を図８（ホ）のよう
に切り替え、信号を量子化する。このようにして、順次
入力信号を切り替えてサンプリングを行ない、所定のサ
ンプリング数に達すれば演算処理部６で複素ＦＦＴ（７
ａ〜７ｃ），座標変換（８ａ〜８ｃ）を行ない、測定信
号に対するベクトルを求める。その後は補償モードに移
り、切替器（１２ａ，１２ｃ，１４ａ，１４ｂ）を補償
側Ｒとし、基準信号についても上記と同様の処理をして
そのベクトルを求め、この基準信号のベクトルを用いて
先の測定信号のベクトルを補正するようにする。
【００２９】なお、図８の（イ），（ロ），（ハ）は入
力信号１，入力信号２，加減算器２の出力信号をそれぞ
れ示す。また、同（ニ）はサンプリング信号、（ホ）は
Ａ／Ｄ変換器４用制御信号、（ヘ）は補償用選択回路の
制御信号、（ト）はＡ／Ｄ変換器４の入力信号である。
図９に第３の実施の形態のようにした補償有りの場合
と、図１０の従来方式による位相差測定精度の周波数特
性を示す。図（イ）が従来方式の補償無しの場合を示
し、図（ロ）が補償有りの場合を示している。後者の場
合の方が約１０倍の精度が得られていることが分かる。
力信号１，入力信号２，加減算器２の出力信号をそれぞ
れ示す。また、同（ニ）はサンプリング信号、（ホ）は
Ａ／Ｄ変換器４用制御信号、（ヘ）は補償用選択回路の
制御信号、（ト）はＡ／Ｄ変換器４の入力信号である。
図９に第３の実施の形態のようにした補償有りの場合
と、図１０の従来方式による位相差測定精度の周波数特
性を示す。図（イ）が従来方式の補償無しの場合を示
し、図（ロ）が補償有りの場合を示している。後者の場
合の方が約１０倍の精度が得られていることが分かる。
【００３０】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、測定周波数と同一振幅，周波数の基準信号を
用いて３系統（ＬＰＦ，Ａ／Ｄ変換器）の伝達特性（ゲ
イン，位相）を測定し、位相差または時間差の演算の際
に系統の伝達特性を補償するようにしているので、３系
統の伝達特性が同一でなくても、周波数，温度特性によ
る影響を低減させることが可能となる利点が得られる。
によれば、測定周波数と同一振幅，周波数の基準信号を
用いて３系統（ＬＰＦ，Ａ／Ｄ変換器）の伝達特性（ゲ
イン，位相）を測定し、位相差または時間差の演算の際
に系統の伝達特性を補償するようにしているので、３系
統の伝達特性が同一でなくても、周波数，温度特性によ
る影響を低減させることが可能となる利点が得られる。
【図１】この発明が適用される位相差測定装置の概要を
説明するためのブロック図である。
説明するためのブロック図である。
【図２】この発明が適用される他の位相差測定装置の概
要を説明するためのブロック図である。
要を説明するためのブロック図である。
【図３】この発明が適用されるさらに他の位相差測定装
置の概要を説明するためのブロック図である。
置の概要を説明するためのブロック図である。
【図４】この発明の第１の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図５】この発明の第２の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図６】この発明の第３の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図７】図６に示すＬＰＦの過渡応答特性説明図であ
る。
る。
【図８】図６の動作を説明するための各部波形図であ
る。
る。
【図９】この発明による効果を説明するための周波数特
性図である。
性図である。
【図１０】位相差測定回路の従来例を示す構成図であ
る。
る。
【図１１】図１０におけるＡ／Ｄ変換器の入力信号ベク
トルを示すベクトル図である。
トルを示すベクトル図である。
１Ａ，１Ｂ…抵抗器、２…加減算器（差動増幅器）、
３，３ａ，３ｂ，３ｃ，１２…ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）、４，４ａ ４ｂ ４ｃ…Ａ／Ｄ変換器、５…サン
プリング信号発生器、６…ＤＳＰ（ディジタル・シグナ
ル・プロセッサ）またはマイコン（演算処理部）、７
ａ，７ｂ，７ｃ…複素フーリエ変換器（複素ＤＦＴ）、
８ａ，８ｂ，８ｃ…座標変換処理部、１０…四則演算
部、１１，１１ａ，１１ｃ，１４ａ，１４ｂ…切替器
（マルチプレクサ）、１３…周波数逓倍回路、１５…減
衰器。
３，３ａ，３ｂ，３ｃ，１２…ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）、４，４ａ ４ｂ ４ｃ…Ａ／Ｄ変換器、５…サン
プリング信号発生器、６…ＤＳＰ（ディジタル・シグナ
ル・プロセッサ）またはマイコン（演算処理部）、７
ａ，７ｂ，７ｃ…複素フーリエ変換器（複素ＤＦＴ）、
８ａ，８ｂ，８ｃ…座標変換処理部、１０…四則演算
部、１１，１１ａ，１１ｃ，１４ａ，１４ｂ…切替器
（マルチプレクサ）、１３…周波数逓倍回路、１５…減
衰器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 25/00 G01F 1/84
Claims (3)
- 【請求項１】 同一周波数の２つの信号を加算または減
算する少なくとも１つの加減算手段と、この加減算手段
の出力と前記２つの信号の計３つの信号を離散値に変換
する少なくとも１つのＡ／Ｄ変換手段と、その離散値に
変換された前記３つの信号の各振幅（Ａ，Ｂ，Ｄ）と前
記加減算手段の出力の位相（γ）および加減算手段の定
数（Ｃ）とから下記式の演算をして前記２つの信号の位
相差（α）を求める演算手段と、前記２つの信号のいず
れか一方を基準信号として前記加減算手段およびＡ／Ｄ
変換手段の伝達関数とＡ／Ｄ変換手段の伝達関数とを測
定する伝達特性測定手段と、その測定された伝達特性に
もとづき前記演算された位相差を補償する補償手段とか
らなる位相差測定装置。α＝ｓｉｎ -1 〔Ｄｓｉｎγ／［（Ａ＋Ｂ）Ｃ］〕 - 【請求項２】 同一周波数の２つの信号を加算または減
算する少なくとも１つの加減算手段と、この加減算手段
の出力と前記２つの信号の計３つの信号を順次選択する
選択手段と、この選択手段の出力信号の低域周波数成分
のみを通過させる低域フィルタと、この低域フィルタの
出力信号を離散値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、その離
散値に変換された前記３つの信号の各振幅（Ａ，Ｂ，
Ｄ）と前記加減算手段の出力の位相（γ）および加減算
手段の定数（Ｃ）とから下記式の演算をして前記２つの
信号の位相差（α）を求める演算手段と、前記２つの信
号のいずれか一方を基準信号として前記加減算手段，低
域フィルタおよびＡ／Ｄ変換手段の伝達関数と前記低域
フィルタおよびＡ／Ｄ変換手段の伝達関数とを測定する
伝達特性測定手段と、その測定された伝達特性にもとづ
き前記演算された位相差を補償する補償手段とからなる
位相差測定装置。α＝ｓｉｎ -1 〔Ｄｓｉｎγ／［（Ａ＋Ｂ）Ｃ］〕 - 【請求項３】 同一周波数の２つの信号を加算または減
算する少なくとも１つの加減算手段と、この加減算手段
の出力と前記２つの信号の計３つの信号の低域周波数成
分のみを通過させる少なくとも１つの低域フィルタと、
その出力を順次選択する選択手段と、その出力信号を離
散値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、その離散値に変換さ
れた前記３つの信号の各振幅（Ａ，Ｂ，Ｄ）と前記加減
算手段の出力の位相（γ）および加減算手段の定数
（Ｃ）とから下記式の演算をして前 記２つの信号の位相
差（α）を求める演算手段と、前記加減算手段，低域フ
ィルタ，選択手段およびＡ／Ｄ変換手段の伝達関数と前
記低域フィルタ，選択手段およびＡ／Ｄ変換手段の伝達
関数とを測定する伝達特性測定手段と、その測定された
伝達特性にもとづき前記演算された位相差を補償する補
償手段とからなる位相差測定装置。α＝ｓｉｎ -1 〔Ｄｓｉｎγ／［（Ａ＋Ｂ）Ｃ］〕
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03776696A JP3252694B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | 位相差測定装置 |
| EP97103010A EP0791807A3 (en) | 1996-02-26 | 1997-02-25 | Phase difference measuring apparatus for measuring phase difference between input signals |
| US08/806,161 US5844408A (en) | 1996-02-26 | 1997-02-25 | Phase difference measuring apparatus for measuring phase difference between input signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03776696A JP3252694B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | 位相差測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09229975A JPH09229975A (ja) | 1997-09-05 |
| JP3252694B2 true JP3252694B2 (ja) | 2002-02-04 |
Family
ID=12506600
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03776696A Expired - Fee Related JP3252694B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | 位相差測定装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5844408A (ja) |
| EP (1) | EP0791807A3 (ja) |
| JP (1) | JP3252694B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102405178B1 (ko) | 2021-11-30 | 2022-06-07 | 주식회사 비전 | 마을방송 송수신 시스템 |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AUPO072096A0 (en) * | 1996-06-28 | 1996-07-25 | Curtin University Of Technology | Precise digital frequency detection |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0791807A3 (en) | 1998-07-08 |
| JPH09229975A (ja) | 1997-09-05 |
| US5844408A (en) | 1998-12-01 |
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