JP3252694B2 - 位相差測定装置 - Google Patents
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Description
により発生する配管の上流側と下流側での流体の質量と
速度による配管の振動の位相差を検出するための位相差
測定装置、一般的には同一周波数の2つの信号の特定周
波数における位相差を測定する位相差測定装置に関す
る。
ける位相差を測定する位相差測定方式の従来例を示す。
ここでは、信号源としての2つの信号を下記(1)式の
ように定義する。 入力信号1:A*sin(ωt−α) 入力信号2:B*sin(ωt+α) …(1) 上記信号1,2を加算抵抗1a(Ra),1b(Rb)
(ただし、Ra=Rbとする)を介して、増幅率Cの加
減算器(差動増幅器)2に入力し、2つの信号の差を増
幅すると、その差動増幅器2の出力は次の(2)式で示
される。 差動増幅器の出力:{A*sin(ωt−α) −B*sin(ωt+α)}*C =(A−B)*C*cosα*sin(ωt) −(A+B)*C*sinα*cos(ωt)…(2) このように、差動増幅器2の出力はcos(ωt)成分
とsin(ωt)成分とのベクトルから形成される。図
11に3つの信号のベクトル図を示す。
器5にて入力信号から作成したサンプリング信号を用
い、A/D変換器4a,4b,4cでディジタル化す
る。その出力は演算処理部としてのDSP(ディジタル
シグナルプロセッサ)またはマイクロコンピュータ(マ
イコン)6に入力され、ここで複素DFT(ディジタル
フーリエ変換)による位相検波処理が行なわれ、cos
(ωt)成分とsin(ωt)成分に分離して抽出され
る。因みに、cos(ωt)成分は先の(2)式からも
明らかなように、 差動増幅器の出力信号のcos(ωt)成分:(A+B)*C*sinα …(2−1) となるので、差動増幅器2の出力よりsinα、ひいて
は2つの信号の位相差:2αが求まることになる。
は、複素ディジタルフーリエ変換器7a,7b,7cを
用いて離散信号に対する複素ディジタルフーリエ変換を
次式のような演算を実行することにより、cos(ω
t)成分とsin(ωt)成分に展開する。 (P:1波長内のサンプリング数 Q:総サンプリング
数 f:周波数)
算出は、複素DFTの結果であるcos(ωt)成分と
sin(ωt)成分からなる直交座標系ベクトルを、極
座標系での量に変換する座標変換処理部8a,8b,8
cにより行なわれる。したがって、入力信号1,2の位
相差は、差動増幅器2の出力ベクトルの絶対値をD、そ
の位相をγとすると、図11の関係から、 (A+B)*C*sinα/D=sinγ と表わされるので、αは次の数1に(4)式として示す
ようになる。
正確に測定できないと誤差を生じるということであり、
3系統の素子の温度特性,周波数特性が問題となり、こ
れらによる影響を補償する必要がある。また、各低域通
過フィルタ(LPF)およびA/D変換器についてはゲ
イン,位相のバラツキおよびそれらの温度特性,周波数
特性が必ず存在する。これらのことを考慮すると、上記
(1),(2)式は次の(5)式のようになる。 入力信号1 :E*A*sin(ωt−α−β) 入力信号2 :F*B*sin(ωt+α−δ) 差動増幅器の出力 :G*(A−B)*C*cosα*sin(ωt−ζ) −G*(A+B)*C*sinα*cos(ωt−ζ) …(5) 入力信号1系のフィルタ,A/D変換器のゲイン:E,
位相遅延:β 入力信号2系のフィルタ,A/D変換器のゲイン:F,
位相遅延:γ 差動増幅器の出力系のフィルタ,A/D変換器のゲイ
ン:G,位相遅延:ζ
変換器の特性を補償しなければ、高精度の測定は不可能
である。そこで、従来は人的に周波数,温度を既知と
し、位相差が既知の2つの信号を予め測定して真値との
誤差を求めておき、これをマップ化しておくことで、補
正する手法を採るようにしているのが一般的である。
な周波数範囲,温度範囲にわたって高精度が要求される
位相差(時間差)測定では、3系統の低域通過フィル
タ,A/D変換器の特性(ゲイン,位相)が周波数,温
度に依存し、これを従来方式で補償するのはかなりの労
力を要するという問題がある。また、このようなバラツ
キを低減するため、複数系統の低域通過フィルタ,A/
D変換器の特性が同一となるように、多数回にわたる反
復調整を必要とするだけでなく、一度合致させても経時
的な変動により一定の精度が維持されないという問題も
ある。したがって、この発明の課題は3系統の低域通過
フィルタ,A/D変換器の特性にバラツキが存在しても
何ら調整することなく、高精度を確保し得るようにする
ことにある。
るため、請求項1の発明では、同一周波数の2つの信号
を加算または減算する少なくとも1つの加減算手段と、
この加減算手段の出力と前記2つの信号の計3つの信号
を離散値に変換する少なくとも1つのA/D変換手段
と、その離散値に変換された前記3つの信号の各振幅
(A,B,D)と前記加減算手段の出力の位相(γ)お
よび加減算手段の定数(C)とから下記式の演算をして
前記2つの信号の位相差(α)を求める演算手段と、前
記2つの信号のいずれか一方を基準信号として前記加減
算手段およびA/D変換手段の伝達関数とA/D変換手
段の伝達関数とを測定する伝達特性測定手段と、その測
定された伝達特性にもとづき前記演算された位相差を補
償する補償手段とから構成する。α=sin -1 〔Dsinγ/[(A+B)C]〕
信号を加算または減算する少なくとも1つの加減算手段
と、この加減算手段の出力と前記2つの信号の計3つの
信号を順次選択する選択手段と、この選択手段の出力信
号の低域周波数成分のみを通過させる低域フィルタと、
この低域フィルタの出力信号を離散値に変換するA/D
変換手段と、その離散値に変換された前記3つの信号の
各振幅(A,B,D)と前記加減算手段の出力の位相
(γ)および加減算手段の定数(C)とから下記式の演
算をして前記2つの信号の位相差(α)を求める演算手
段と、前記2つの信号のいずれか一方を基準信号として
前記加減算手段,低域フィルタおよびA/D変換手段の
伝達関数と前記低域フィルタおよびA/D変換手段の伝
達関数とを測定する伝達特性測定手段と、その測定され
た伝達特性にもとづき前記演算された位相差を補償する
補償手段とから構成する。α=sin -1 〔Dsinγ/[(A+B)C]〕
信号を加算または減算する少なくとも1つの加減算手段
と、この加減算手段の出力と前記2つの信号の計3つの
信号の低域周波数成分のみを通過させる少なくとも1つ
の低域フィルタと、その出力を順次選択する選択手段
と、その出力信号を離散値に変換するA/D変換手段
と、その離散値に変換された前記3つの信号の各振幅
(A,B,D)と前記加減算手段の出力の位相(γ)お
よび加減算手段の定数(C)とから下記式の演算をして
前記2つの信号の位相差(α)を求める演算手段と、前
記加減算手段,低域フィルタ,選択手段およびA/D変
換手段の伝達関数と前記低域フィルタ,選択手段および
A/D変換手段の伝達関数とを測定する伝達特性測定手
段と、その測定された伝達特性にもとづき前記演算され
た位相差を補償する補償手段とから構成する。α=sin -1 〔Dsinγ/[(A+B)C]〕
同一振幅,周波数の基準信号を用いて3系統(LPF,
A/D変換器)の伝達特性(ゲイン,位相)を測定し、
位相差または時間差の演算の際に系統の伝達特性を補償
することにより3系統の伝達特性が同一でなくても、周
波数,温度特性による影響を低減させるようにする。
差測定装置の概要を説明するための図で、第1の参考例
を示すブロック図である。同図からも明らかなように、
図10の従来例と異なる点は、アナログ量をディジタル
量に量子化するA/D変換器4を共通とし、その前段に
は信号源からの2つの信号および加減算器(差動増幅
器)2の出力信号を順次選択する選択器または切替器
(マルチプレクサ)11を設けた点にある。上記(2)
式のA,B,C,α等は正確に測定しなければならない
が、各信号の量子化を行なうA/D変換器4は、1例と
してスケール誤差:0.5%、アパーチャ遅延時間:4
0nS、のような素子によるバラツキがどうしても生じ
てしまう。また、アパーチャ遅延時間よりもスケール誤
差の方が精度に大きく左右することから、上記の例では
高々0.5%の精度しか得られないことになるが、図1
の如くA/D変換器4を共通にすれば、素子によるスケ
ール誤差の影響を低減することができる。また、切替器
または選択器(マルチプレクサ)11として、所定の構
成,所定の仕様を持つものを選ぶことにより、例えば信
号間のスケール誤差:0.01%、位相誤差:0.01
°とすることができる。
定装置の概要を説明するための図で、第2の参考例を示
すブロック図である。これは、図10に示す従来例に対
し、アナログ量をディジタル量に量子化するA/D変換
器4を共通として、その前段には信号源からの2つの信
号および加減算器(差動増幅器)2の出力信号のいずれ
かを選択する選択器(マルチプレクサ)11を設けると
ともに、これとA/D変換器4との間に、量子化による
エイリアシング(折り返し現象)を防ぐための、一種の
ローパスフィルタであるアンチエイリアシングフィルタ
(LPF)3を設けた点にある。つまり、フィルタ間に
は通過帯域のバラツキと位相遅れのバラツキがあるが、
特に位相遅れのバラツキがA/D変換器4のバラツキに
よる影響よりも大きいことから、フィルタ3を共通に設
けることでその影響を少なくしようとするものである。
定装置の概要を説明するための図で、第3の参考例を示
すブロック図である。これは、図2の変形例を示すもの
で、フィルタを周波数トラッキング型のLPF12と
し、これをスイッチドキャパシタ方式のフィルタとした
ときに、その動作用クロックを入力信号から作成するた
めの周波数逓倍回路13を付加した点にある。すなわ
ち、従来もLPFは使用するが周波数固定式のものであ
るため、測定対象信号の周波数の変化に追従できない。
つまり、測定周波数が変化するとゲイン,位相遅延量が
変化し、先の(5)式に示すE,F,G,β,δ,ζ等
が次の(6)式のように周波数fの関数となる。 入力信号1 :E〔f〕*A*sin(ωt−α−β〔f〕) 入力信号2 :F〔f〕*B*sin(ωt+α−δ〔f〕) 差動増幅器の出力 :G〔f〕*(A−B)*C*cosα*sin(ωt− ζ〔f〕)−G〔f〕*(A+B)*C*sinα* cos(ωt−ζ〔f〕) …(6)
は、演算処理のビット数の関係などから計算誤差はつき
ものであり、E,F,G,β,δ,ζの値が周波数によ
って変化すると計算誤差も変わり、数1の(4)式は次
の数2の(7)式のようになる。
は一定であることが望ましく、図3ではこれに対応すべ
く、信号周波数に対応してカットオフ周波数が変化する
フィルタである周波数トラッキングフィルタを用いた点
が特徴である。この種のフィルタとしては良く知られて
いるスイッチドキャパシタフィルタを用いることができ
るが、かかるフィルタを用いることにより、入力信号の
周波数が変化してもゲイン,位相の変化を著しく低減す
ることができる。
構成図である。ところで、3つの信号を1周期の間に読
み込む必要がある場合、例えば数波長毎に変化する信号
を測定するには、3つの信号の同時測定が基本となり、
図1〜図3の方式をそのまま単純には採用できない。図
4はこのような場合に対処するもので、3つの信号に対
してそれぞれA/D変換器(4a,4b,4c)を設
け、それぞれのゲイン,位相遅延のバラツキを基準信号
により測定し、位相演算時にバラツキを補償し得るよう
にしたものである。
a,14b)をM側にすることで、A/D変換後の各信
号のベクトル(振幅,角度)を計算する。その後、切替
器(12a,12c,14a,14b)をR側にして、
A*sin(ωt−α)を基準信号として、各切替器に
入力する。加減算器2へは、その増幅度を考慮して精密
抵抗器で構成された減衰器15で予め減衰させ、他の系
統と同等なレベルの信号がA/D変換器4bに入力され
るようにしている。このように、基準信号に対するそれ
ぞれのA/D変換器の出力信号のベクトル(振幅,位
相)を測定することにより、各系統間のゲイン,位相の
バラツキが判明する。このバラツキを、上記測定信号に
対して補償することにより、高精度の測定が可能とな
る。以上のことを数式で示すと以下のようになる。
のベクトル 入力信号1 :E〔f〕*A*sin(ωt−α−β〔f〕) 入力信号2 :F〔f〕*B*sin(ωt+α−δ〔f〕) 差動増幅器の出力 :G〔f〕*(A−B)*C*cosα*sin(ωt− ζ〔f〕)−G〔f〕*(A+B)*C*sinα* cos(ωt−ζ〔f〕) …(6) 入力信号1系のA/D変換器のゲイン:E,位相遅延:
β 入力信号2系のA/D変換器のゲイン:F,位相遅延:
δ 差動増幅器の出力系のA/D特性 ゲイン:G,位相遅
延:ζ
のベクトル 入力信号1系 :E〔f〕*A*sin(ωt−α−β〔f〕) 入力信号2系 :F〔f〕*A*sin(ωt−α−δ〔f〕) 差動増幅器の出力系:G〔f〕*A*C/C*sin(ωt−α−ζ〔f〕) …(8) (8)式からそれぞれの系統のゲイン,位相のバラツキ
を算出すると、 入力信号1系 :ゲイン:1,位相遅れ:0 入力信号2系 :ゲイン:F〔f〕/E〔f〕 位相遅れ:β〔f〕−δ〔f〕) 差動増幅器の出力系:ゲイン:G〔f〕/E〔f〕 位相遅れ:β〔f〕−ζ〔f〕 となる。
一定のゲインと位相が加わった式となり、(1),
(2)式と同様の基本式となる。このことから、3系統
間に特性のバラツキが生じても、上記のような補正によ
り測定精度への影響をなくすことが可能となる。なお、
数波長ごとに変化する信号の測定には、3つの信号の同
時測定が基本となるが、この方式によれば測定と補償の
条件(周波数,温度)が大きく変化しない限りは、3つ
の信号の同時測定が可能となり高精度を確保できるので
ある。なお、以上のような補償動作は2つの信号の位相
差を測定する都度行なわれる。
る。これは、3つの信号を1周期の間に読み込む必要の
ない場合、具体的には長期にわたり信号が安定している
ときに使用される。ここで、第1の実施の形態と同じく
補償機能を持たせるようにしたのは、切替器11を切り
替えながら測定している間に温度が急変し、共通に設け
られたLPF3,A/D変換器4の特性が変化しても、
その補償を可能にしたものである。その補償動作は図4
の場合と同様なので説明は省略する。
る。図5は1個のLPF3を切り替えながら使用する方
式であるため、LPF3に入力される信号を切り替えた
場合、図7に示すように出力が安定するまでに1周期以
上必要とし、余裕として5周期程度を安定時間とする
と、これが無駄時間となる。特に、3つの信号を1周期
の間に読み込む必要がある場合、例えば数波長ごとに変
化する信号の測定には3つの信号の同時測定が基本とな
り、図4の方式を採用せざるを得ない。しかし、この方
式には、 (イ)A/D変換器が3個必要となり、コスト高とな
る。 (ロ)アンチエイリアシングフィルタがないため、折り
返し現象が発生する。などの問題がある。図は6このよ
うな点を改良するものである。
LPF3a,3b,3cを設け、その出力を切替器11
により切り替え、フィルタ3a,3b,3cの切り替え
による過渡現象を無くし、A/D変換器4を共通にする
構成である。そして、補償にについては、各LPF3
a,3b,3cと、切替器11と、A/D変換器4につ
いて行なう。図8はその動作を説明するための波形図で
ある。以下、図8も参照してその動作につき説明する。
2a,12c,14a,14b)を測定値M側とする。
サンプリング信号発生器5からは、図 (ニ)のように
1波長の間に例えば8個のサンプリング信号が発生して
いるので、各サンプリング信号毎に切替器11を制御
し、A/D変換器4に接続する信号を図8(ホ)のよう
に切り替え、信号を量子化する。このようにして、順次
入力信号を切り替えてサンプリングを行ない、所定のサ
ンプリング数に達すれば演算処理部6で複素FFT(7
a〜7c),座標変換(8a〜8c)を行ない、測定信
号に対するベクトルを求める。その後は補償モードに移
り、切替器(12a,12c,14a,14b)を補償
側Rとし、基準信号についても上記と同様の処理をして
そのベクトルを求め、この基準信号のベクトルを用いて
先の測定信号のベクトルを補正するようにする。
力信号1,入力信号2,加減算器2の出力信号をそれぞ
れ示す。また、同(ニ)はサンプリング信号、(ホ)は
A/D変換器4用制御信号、(ヘ)は補償用選択回路の
制御信号、(ト)はA/D変換器4の入力信号である。
図9に第3の実施の形態のようにした補償有りの場合
と、図10の従来方式による位相差測定精度の周波数特
性を示す。図(イ)が従来方式の補償無しの場合を示
し、図(ロ)が補償有りの場合を示している。後者の場
合の方が約10倍の精度が得られていることが分かる。
によれば、測定周波数と同一振幅,周波数の基準信号を
用いて3系統(LPF,A/D変換器)の伝達特性(ゲ
イン,位相)を測定し、位相差または時間差の演算の際
に系統の伝達特性を補償するようにしているので、3系
統の伝達特性が同一でなくても、周波数,温度特性によ
る影響を低減させることが可能となる利点が得られる。
説明するためのブロック図である。
要を説明するためのブロック図である。
置の概要を説明するためのブロック図である。
である。
である。
である。
る。
る。
性図である。
る。
トルを示すベクトル図である。
3,3a,3b,3c,12…ローパスフィルタ(LP
F)、4,4a 4b 4c…A/D変換器、5…サン
プリング信号発生器、6…DSP(ディジタル・シグナ
ル・プロセッサ)またはマイコン(演算処理部)、7
a,7b,7c…複素フーリエ変換器(複素DFT)、
8a,8b,8c…座標変換処理部、10…四則演算
部、11,11a,11c,14a,14b…切替器
(マルチプレクサ)、13…周波数逓倍回路、15…減
衰器。
Claims (3)
- 【請求項1】 同一周波数の2つの信号を加算または減
算する少なくとも1つの加減算手段と、この加減算手段
の出力と前記2つの信号の計3つの信号を離散値に変換
する少なくとも1つのA/D変換手段と、その離散値に
変換された前記3つの信号の各振幅(A,B,D)と前
記加減算手段の出力の位相(γ)および加減算手段の定
数(C)とから下記式の演算をして前記2つの信号の位
相差(α)を求める演算手段と、前記2つの信号のいず
れか一方を基準信号として前記加減算手段およびA/D
変換手段の伝達関数とA/D変換手段の伝達関数とを測
定する伝達特性測定手段と、その測定された伝達特性に
もとづき前記演算された位相差を補償する補償手段とか
らなる位相差測定装置。α=sin -1 〔Dsinγ/[(A+B)C]〕 - 【請求項2】 同一周波数の2つの信号を加算または減
算する少なくとも1つの加減算手段と、この加減算手段
の出力と前記2つの信号の計3つの信号を順次選択する
選択手段と、この選択手段の出力信号の低域周波数成分
のみを通過させる低域フィルタと、この低域フィルタの
出力信号を離散値に変換するA/D変換手段と、その離
散値に変換された前記3つの信号の各振幅(A,B,
D)と前記加減算手段の出力の位相(γ)および加減算
手段の定数(C)とから下記式の演算をして前記2つの
信号の位相差(α)を求める演算手段と、前記2つの信
号のいずれか一方を基準信号として前記加減算手段,低
域フィルタおよびA/D変換手段の伝達関数と前記低域
フィルタおよびA/D変換手段の伝達関数とを測定する
伝達特性測定手段と、その測定された伝達特性にもとづ
き前記演算された位相差を補償する補償手段とからなる
位相差測定装置。α=sin -1 〔Dsinγ/[(A+B)C]〕 - 【請求項3】 同一周波数の2つの信号を加算または減
算する少なくとも1つの加減算手段と、この加減算手段
の出力と前記2つの信号の計3つの信号の低域周波数成
分のみを通過させる少なくとも1つの低域フィルタと、
その出力を順次選択する選択手段と、その出力信号を離
散値に変換するA/D変換手段と、その離散値に変換さ
れた前記3つの信号の各振幅(A,B,D)と前記加減
算手段の出力の位相(γ)および加減算手段の定数
(C)とから下記式の演算をして前 記2つの信号の位相
差(α)を求める演算手段と、前記加減算手段,低域フ
ィルタ,選択手段およびA/D変換手段の伝達関数と前
記低域フィルタ,選択手段およびA/D変換手段の伝達
関数とを測定する伝達特性測定手段と、その測定された
伝達特性にもとづき前記演算された位相差を補償する補
償手段とからなる位相差測定装置。α=sin -1 〔Dsinγ/[(A+B)C]〕
Priority Applications (3)
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JP03776696A JP3252694B2 (ja) | 1996-02-26 | 1996-02-26 | 位相差測定装置 |
EP97103010A EP0791807A3 (en) | 1996-02-26 | 1997-02-25 | Phase difference measuring apparatus for measuring phase difference between input signals |
US08/806,161 US5844408A (en) | 1996-02-26 | 1997-02-25 | Phase difference measuring apparatus for measuring phase difference between input signals |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH09229975A JPH09229975A (ja) | 1997-09-05 |
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US (1) | US5844408A (ja) |
EP (1) | EP0791807A3 (ja) |
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