JP3252641B2 - 位相差測定装置 - Google Patents
位相差測定装置Info
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- JP3252641B2 JP3252641B2 JP06267595A JP6267595A JP3252641B2 JP 3252641 B2 JP3252641 B2 JP 3252641B2 JP 06267595 A JP06267595 A JP 06267595A JP 6267595 A JP6267595 A JP 6267595A JP 3252641 B2 JP3252641 B2 JP 3252641B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、同一周波数の２つの
信号の位相差を測定する位相差測定装置に関する。この
種の位相差測定装置は種々の分野に適用可能であるが、
その代表的なものとして、例えばコリオリの力により発
生する配管の上流側と下流側での流体の質量と速度によ
る配管の振動の位相差を検出し、流量を求めるコリオリ
式質量流量計などの工業計器がある。以下、コリオリ式
質量流量計の例について説明する。
信号の位相差を測定する位相差測定装置に関する。この
種の位相差測定装置は種々の分野に適用可能であるが、
その代表的なものとして、例えばコリオリの力により発
生する配管の上流側と下流側での流体の質量と速度によ
る配管の振動の位相差を検出し、流量を求めるコリオリ
式質量流量計などの工業計器がある。以下、コリオリ式
質量流量計の例について説明する。
【０００２】
【従来の技術】図５にコリオリ式質量流量計の原理構成
図を示す。すなわち、２１は測定流体が流れるＵ字配管
で、その先端部には永久磁石２２が固定され、Ｕ字配管
２１の両端は基台２３に固定されている。２４はＵ字配
管２１を挟むようにして設けられた電磁駆動用コイル、
２５は電磁駆動コイル２４を保持する支持枠で、この枠
２５は基台２３にがっちりと固定されている。Ｕ字配管
２１は音叉のように基台２３の部分が振動の節点とな
り、振動エネルギーを失うことが少ない構成となってい
る。１Ａ，１Ｂは、Ｕ字配管の両脚の変位を検出するた
めの電磁ピックアップである。駆動コイル２４とこれに
対向するＵ字配管２１に固定された永久磁石２２の間に
働く電磁力で、Ｕ字配管２１をその固有振動数で振動
（ｓｉｎωｔ）させると、Ｕ字配管内を流れる流体にコ
リオリの力が発生する。
図を示す。すなわち、２１は測定流体が流れるＵ字配管
で、その先端部には永久磁石２２が固定され、Ｕ字配管
２１の両端は基台２３に固定されている。２４はＵ字配
管２１を挟むようにして設けられた電磁駆動用コイル、
２５は電磁駆動コイル２４を保持する支持枠で、この枠
２５は基台２３にがっちりと固定されている。Ｕ字配管
２１は音叉のように基台２３の部分が振動の節点とな
り、振動エネルギーを失うことが少ない構成となってい
る。１Ａ，１Ｂは、Ｕ字配管の両脚の変位を検出するた
めの電磁ピックアップである。駆動コイル２４とこれに
対向するＵ字配管２１に固定された永久磁石２２の間に
働く電磁力で、Ｕ字配管２１をその固有振動数で振動
（ｓｉｎωｔ）させると、Ｕ字配管内を流れる流体にコ
リオリの力が発生する。
【０００３】図６にＵ字配管の振動の様子を示す。この
コリオリの力の大きさは、Ｕ字配管内を流れる流体の質
量とその速度に比例し、力の方向は流体の運動方向と、
Ｕ字配管２１を励振する角速度のベクトル積の方向に一
致する。また、Ｕ字配管２１の流量の入力側と出力側と
では流体の方向が正反対となるので、両脚側のコリオリ
力によって、Ｕ字配管２１に捩じりのトルクが発生す
る。このトルクは励振周波数と同一の周波数で変化し、
その振幅値は流体の質量流量に比例する。図７にこの捩
じりトルクにより発生する振動モードを示す。
コリオリの力の大きさは、Ｕ字配管内を流れる流体の質
量とその速度に比例し、力の方向は流体の運動方向と、
Ｕ字配管２１を励振する角速度のベクトル積の方向に一
致する。また、Ｕ字配管２１の流量の入力側と出力側と
では流体の方向が正反対となるので、両脚側のコリオリ
力によって、Ｕ字配管２１に捩じりのトルクが発生す
る。このトルクは励振周波数と同一の周波数で変化し、
その振幅値は流体の質量流量に比例する。図７にこの捩
じりトルクにより発生する振動モードを示す。
【０００４】この捩じり振動のトルクの振幅をピックア
ップ１Ａ，１Ｂで検出すれば質量流量を知ることができ
ることになるが、実際のＵ字配管の振動は電磁駆動用コ
イル２４による励振振動にコリオリ力による捩じれ振動
が重畳された形となり、上流側はｓｉｎ（ωｔ−α），
下流側はｓｉｎ（ωｔ＋α）の形で表現される。したが
って、ピックアップ１Ａ，１Ｂで検出される信号ｅ１，
ｅ２は図８に示すように位相差（Δｔ）の生じた波形と
なる。この位相差は配管，励振周波数によって異なる
が、例えばＵ字配管２１の場合、Ｕ字配管の共振周波数
を８０Ｈｚとすると、最大流量で約１２０μＳの位相差
が生じ、この最大位相差の０．０１％の分解能を補償し
なければならない。したがって、１２ｎＳの時間計測分
解能が必要となる。
ップ１Ａ，１Ｂで検出すれば質量流量を知ることができ
ることになるが、実際のＵ字配管の振動は電磁駆動用コ
イル２４による励振振動にコリオリ力による捩じれ振動
が重畳された形となり、上流側はｓｉｎ（ωｔ−α），
下流側はｓｉｎ（ωｔ＋α）の形で表現される。したが
って、ピックアップ１Ａ，１Ｂで検出される信号ｅ１，
ｅ２は図８に示すように位相差（Δｔ）の生じた波形と
なる。この位相差は配管，励振周波数によって異なる
が、例えばＵ字配管２１の場合、Ｕ字配管の共振周波数
を８０Ｈｚとすると、最大流量で約１２０μＳの位相差
が生じ、この最大位相差の０．０１％の分解能を補償し
なければならない。したがって、１２ｎＳの時間計測分
解能が必要となる。
【０００５】この位相測定には様々な方法があるが、最
も簡単な手法としては基準クロックによる時間差ゲート
のカウント方法がある。その例を図９に示す。すなわ
ち、上流側ピックアップ信号Ｐｕ，下流側ピックアップ
信号Ｐｄを増幅器３１で増幅（増幅率：Ｂ）した後コン
パレータ３２により２値化し、排他論理和回路３３でこ
の２値化信号の排他的論理和演算を行ない、上流側，下
流側ピックアップ信号の時間差に相当するパルス幅のゲ
ートパルスＰｇを得、これをカウンタ３４で基準クロッ
ク３５により計測するものである。なお、この場合の基
準クロックの周波数は８５ＭＨｚ程度以上が必要であ
る。
も簡単な手法としては基準クロックによる時間差ゲート
のカウント方法がある。その例を図９に示す。すなわ
ち、上流側ピックアップ信号Ｐｕ，下流側ピックアップ
信号Ｐｄを増幅器３１で増幅（増幅率：Ｂ）した後コン
パレータ３２により２値化し、排他論理和回路３３でこ
の２値化信号の排他的論理和演算を行ない、上流側，下
流側ピックアップ信号の時間差に相当するパルス幅のゲ
ートパルスＰｇを得、これをカウンタ３４で基準クロッ
ク３５により計測するものである。なお、この場合の基
準クロックの周波数は８５ＭＨｚ程度以上が必要であ
る。
【０００６】ところで、Ｕ字配管を実プラントに用いる
場合、屈曲しているため圧損が大きく、配管の清掃が困
難であるなどの問題がある。このため、直管の配管を用
いる直管式のコリオリ流量計も提案されている。図１０
に直管式コリオリ流量計の１例を示す。図１０におい
て、４１は測定流体が流れる直管で、その中央部には永
久磁石４３が固定され、直管４１の両端は基台４０に固
定されている。４２は直管４１を挟み込むようにして設
けられた電磁駆動用コイル、４４はこの電磁駆動コイル
４２を保持する支持枠で、この枠は基台４０にがっちり
と固定されている。直管方式では流体の通過する配管の
剛性が高く、Ｕ字配管よりもたわみ難いため、前記の時
間差が微小になるという難点がある。
場合、屈曲しているため圧損が大きく、配管の清掃が困
難であるなどの問題がある。このため、直管の配管を用
いる直管式のコリオリ流量計も提案されている。図１０
に直管式コリオリ流量計の１例を示す。図１０におい
て、４１は測定流体が流れる直管で、その中央部には永
久磁石４３が固定され、直管４１の両端は基台４０に固
定されている。４２は直管４１を挟み込むようにして設
けられた電磁駆動用コイル、４４はこの電磁駆動コイル
４２を保持する支持枠で、この枠は基台４０にがっちり
と固定されている。直管方式では流体の通過する配管の
剛性が高く、Ｕ字配管よりもたわみ難いため、前記の時
間差が微小になるという難点がある。
【０００７】例えば、直管の共振周波数は１ＫＨｚ程度
であり、最大流量で約２μＳの位相差が生じ、この最大
位相差の０．０１％の分解能で測定する必要がある。し
たがって、０．２ｎＳの時間計測分解能が必要となる。
また、カウンタによる測定では５ＧＨｚの基準クロック
が必要となって実際には製作不可能であり、また可能と
してもピックアップ信号から時間差信号を得るためにコ
ンパレータを用いると、これには入力信号の不感帯の問
題によるジッターが発生し（コンパレータの出力が
“１”，“０”ではない中途半端なレベルを不感帯と称
し、入力信号がこの不感帯をどれだけ早くよぎるかが大
きく影響する）、０．２ｎＳの精度が得られるかは疑問
である。
であり、最大流量で約２μＳの位相差が生じ、この最大
位相差の０．０１％の分解能で測定する必要がある。し
たがって、０．２ｎＳの時間計測分解能が必要となる。
また、カウンタによる測定では５ＧＨｚの基準クロック
が必要となって実際には製作不可能であり、また可能と
してもピックアップ信号から時間差信号を得るためにコ
ンパレータを用いると、これには入力信号の不感帯の問
題によるジッターが発生し（コンパレータの出力が
“１”，“０”ではない中途半端なレベルを不感帯と称
し、入力信号がこの不感帯をどれだけ早くよぎるかが大
きく影響する）、０．２ｎＳの精度が得られるかは疑問
である。
【０００８】このため、従来は図１１の如く構成して測
定を行ない、上流側ピックアップ信号Ｐｕと下流側ピッ
クアップ信号Ｐｄとの減算、すなわち、 ｓｉｎ（ωｔ＋α）−ｓｉｎ（ωｔ−α）＝２ｃｏｓω
ｔ＊ｓｉｎα の計算を差分器（減算器）５１により行ない、ｓｉｎα
を振幅とする微弱（周期が１ｍＳに対して、位相αが
０．１ｎＳ）な位相信号を得、これを増幅器５２により
高増幅（増幅率：Ｂ）するとともに、狭帯域フィルタ５
３により所望の周波数成分のみを抽出し、全波整流・検
波器５４でＢｓｉｎαなる直流レベルを得た後、Ａ／Ｄ
変換器５５によりｓｉｎαのディジタル値を求め、これ
より位相差αを算出するようにしていた。しかし、この
方法では増幅器のオフセット電流および電圧の温度ドリ
フトを受け、特に温度環境の悪いプラントでは指示値の
誤差が大きくなり、最大流量に対して０．０１％の精度
が得られなくなる。
定を行ない、上流側ピックアップ信号Ｐｕと下流側ピッ
クアップ信号Ｐｄとの減算、すなわち、 ｓｉｎ（ωｔ＋α）−ｓｉｎ（ωｔ−α）＝２ｃｏｓω
ｔ＊ｓｉｎα の計算を差分器（減算器）５１により行ない、ｓｉｎα
を振幅とする微弱（周期が１ｍＳに対して、位相αが
０．１ｎＳ）な位相信号を得、これを増幅器５２により
高増幅（増幅率：Ｂ）するとともに、狭帯域フィルタ５
３により所望の周波数成分のみを抽出し、全波整流・検
波器５４でＢｓｉｎαなる直流レベルを得た後、Ａ／Ｄ
変換器５５によりｓｉｎαのディジタル値を求め、これ
より位相差αを算出するようにしていた。しかし、この
方法では増幅器のオフセット電流および電圧の温度ドリ
フトを受け、特に温度環境の悪いプラントでは指示値の
誤差が大きくなり、最大流量に対して０．０１％の精度
が得られなくなる。
【０００９】そこで、増幅器等の温度ドリフトの影響を
受け難くすべく、ディジタル信号処理の複素フーリエ変
換により位相差を求める手法も提案されている。図１２
はこの種の方式を示すブロック図である。すなわち、上
流側，下流側ピックアップ信号Ｐｕ，Ｐｄを増幅器６１
で増幅し、これをサンプルホールド回路６２でサンプリ
ングし、そのサンプリングレベルをＡ／Ｄ変換器６３に
てディジタル化し、データメモリ６４に格納する。ディ
ジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）１１は、デー
タメモリ６４に記憶されている離散化ディジタル値のデ
ータ列に対し、ノイズ成分を除去するディジタルフィル
タリングおよび周波数解析を行ない、各周波数での実部
および虚部の成分を求める複素フーリエ変換を行ない、
電磁コイルにおける励振周波数での実部および虚部によ
る位相を求めることができる。
受け難くすべく、ディジタル信号処理の複素フーリエ変
換により位相差を求める手法も提案されている。図１２
はこの種の方式を示すブロック図である。すなわち、上
流側，下流側ピックアップ信号Ｐｕ，Ｐｄを増幅器６１
で増幅し、これをサンプルホールド回路６２でサンプリ
ングし、そのサンプリングレベルをＡ／Ｄ変換器６３に
てディジタル化し、データメモリ６４に格納する。ディ
ジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）１１は、デー
タメモリ６４に記憶されている離散化ディジタル値のデ
ータ列に対し、ノイズ成分を除去するディジタルフィル
タリングおよび周波数解析を行ない、各周波数での実部
および虚部の成分を求める複素フーリエ変換を行ない、
電磁コイルにおける励振周波数での実部および虚部によ
る位相を求めることができる。
【００１０】かかる複素フーリエ変換による位相測定の
原理につき、以下に説明する。まず、時間関数ｆ（ｔ）
のフーリエ変換をＦ（Ｕ）とすると、Ｆ（Ｕ）は次の数
１の如く示される。
原理につき、以下に説明する。まず、時間関数ｆ（ｔ）
のフーリエ変換をＦ（Ｕ）とすると、Ｆ（Ｕ）は次の数
１の如く示される。
【数１】
【００１１】次に、上記数１の時間ｔをａだけずらした
時間関数ｆ（ｔ＋ａ）のフーリエ変換をＦ（Ｕ’）とす
れば、これは次の数２の如く示される。
時間関数ｆ（ｔ＋ａ）のフーリエ変換をＦ（Ｕ’）とす
れば、これは次の数２の如く示される。
【数２】
【００１２】Ｆ（Ｕ）とＦ（Ｕ’）の関係を図１３に示
す。以上のことから、時間軸上での位相の進みは、周波
数域での位相の進みとなることが分かる。従って、 Ｆ（Ｕ）＝Ａ＋ｊＢ とすると、 Ｆ（Ｕ‘）＝Ｆ（Ｕ）ｅjUa ＝（Ａ＋ｊＢ）（ｃｏｓＵ
ａ＋ｊｓｉｎＵａ） となり、両者のベクトル成分から位相を求めることが可
能となる。
す。以上のことから、時間軸上での位相の進みは、周波
数域での位相の進みとなることが分かる。従って、 Ｆ（Ｕ）＝Ａ＋ｊＢ とすると、 Ｆ（Ｕ‘）＝Ｆ（Ｕ）ｅjUa ＝（Ａ＋ｊＢ）（ｃｏｓＵ
ａ＋ｊｓｉｎＵａ） となり、両者のベクトル成分から位相を求めることが可
能となる。
【００１３】ところで、以上の如き位相演算において
は、ベクトル成分の分解能は位相の分解能に影響するの
で、ピックアップ信号のＡ／Ｄ変換器には高ビットのも
のが必要となる。また、検出位相感度はＡ／Ｄ変換器の
ビット数に依存する。例えば、直管の場合での励振周波
数を１ＫＨｚ、最小位相検出を０．１ｎＳとすると、Ａ
／Ｄ変換器の必要ビット数は２４となることが指摘され
ている。
は、ベクトル成分の分解能は位相の分解能に影響するの
で、ピックアップ信号のＡ／Ｄ変換器には高ビットのも
のが必要となる。また、検出位相感度はＡ／Ｄ変換器の
ビット数に依存する。例えば、直管の場合での励振周波
数を１ＫＨｚ、最小位相検出を０．１ｎＳとすると、Ａ
／Ｄ変換器の必要ビット数は２４となることが指摘され
ている。
【００１４】最近は２４ビットのＡ／Ｄ変換器も市販さ
れているが、その変換速度は１６ｍＳであり、１ＫＨｚ
のピックアップ信号をサンプリングするには余りにも遅
く、またＡ／Ｄ変換器のフルスケールを１０Ｖとしたと
きの最小ビットでのレベルは０．６μＶで、特にノイズ
環境の良くないプラントでは到底そのレベルを低減する
ことができず、実際には０．１ｎＳの分解能で位相差を
測定することは不可能である。
れているが、その変換速度は１６ｍＳであり、１ＫＨｚ
のピックアップ信号をサンプリングするには余りにも遅
く、またＡ／Ｄ変換器のフルスケールを１０Ｖとしたと
きの最小ビットでのレベルは０．６μＶで、特にノイズ
環境の良くないプラントでは到底そのレベルを低減する
ことができず、実際には０．１ｎＳの分解能で位相差を
測定することは不可能である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】以上、詳述したように
圧損が少なく清掃が容易な直管式コリオリ流量計におい
て、温度ドリフトの影響を少なくするため、ディジタル
信号処理の複素フーリエ変換により位相差を求める手法
では、その実用上の検出分解能が低く（約５ｎＳ）、１
％の精度を保証することができないという問題を持つこ
とになる。したがって、この発明の課題は検出分解能を
向上させることにある。
圧損が少なく清掃が容易な直管式コリオリ流量計におい
て、温度ドリフトの影響を少なくするため、ディジタル
信号処理の複素フーリエ変換により位相差を求める手法
では、その実用上の検出分解能が低く（約５ｎＳ）、１
％の精度を保証することができないという問題を持つこ
とになる。したがって、この発明の課題は検出分解能を
向上させることにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、同一周波数の２つの信号
の差を求める演算手段と、この演算手段からの出力信号
および前記２つの信号をそれぞれ量子化する量子化手段
と、これら量子化された３つの信号から前記２つの信号
と同じ周波数の成分のみをそれぞれ抽出する帯域フィル
タ手段と、その各出力信号をフーリエ変換演算し、前記
２つの信号の位相差を下記演算式にもとづいて演算する
位相差演算手段とを設けたことを特徴としている。 （記） α＝sin -1 ［Ｃsin[θc−（θa＋θb−π）／２]／（Ａ＋Ｂ）］ 但し、Ａ，θa：同一周波数の２つの信号のうち一方の
信号についての振幅， 位相 Ｂ，θb：同一周波数の２つの信号のうち他方の信号に
ついての振幅， 位相 Ｃ，θc：前記２つの信号の差として求められる信号に
ついての振幅， 位相 である。
るため、請求項１の発明では、同一周波数の２つの信号
の差を求める演算手段と、この演算手段からの出力信号
および前記２つの信号をそれぞれ量子化する量子化手段
と、これら量子化された３つの信号から前記２つの信号
と同じ周波数の成分のみをそれぞれ抽出する帯域フィル
タ手段と、その各出力信号をフーリエ変換演算し、前記
２つの信号の位相差を下記演算式にもとづいて演算する
位相差演算手段とを設けたことを特徴としている。 （記） α＝sin -1 ［Ｃsin[θc−（θa＋θb−π）／２]／（Ａ＋Ｂ）］ 但し、Ａ，θa：同一周波数の２つの信号のうち一方の
信号についての振幅， 位相 Ｂ，θb：同一周波数の２つの信号のうち他方の信号に
ついての振幅， 位相 Ｃ，θc：前記２つの信号の差として求められる信号に
ついての振幅， 位相 である。
【００１７】前記量子化手段を、前記２つの信号の一方
の振幅を２値化するコンパレータと、このコンパレータ
出力の整数倍の周波数信号を生成するＰＬＬ回路と、こ
のＰＬＬ回路の出力をタイミングとして前記演算手段か
らの出力および前記２つの信号を量子化するＡ／Ｄ変換
手段とから構成することを特徴としている（請求項２の
発明）。また、上記請求項１の発明では、前記２つの信
号の和または差を求める演算手段にゲイン切換機能を持
たせ、検出すべき位相差に応じてその検出レンジと分解
能を切り換え可能とすることができる（請求項３の発
明）。
の振幅を２値化するコンパレータと、このコンパレータ
出力の整数倍の周波数信号を生成するＰＬＬ回路と、こ
のＰＬＬ回路の出力をタイミングとして前記演算手段か
らの出力および前記２つの信号を量子化するＡ／Ｄ変換
手段とから構成することを特徴としている（請求項２の
発明）。また、上記請求項１の発明では、前記２つの信
号の和または差を求める演算手段にゲイン切換機能を持
たせ、検出すべき位相差に応じてその検出レンジと分解
能を切り換え可能とすることができる（請求項３の発
明）。
【００１８】また、上記請求項１または２の発明では、
前記量子化手段は、前記２つの信号および前記演算手段
からの出力をそれぞれサンプルホールドするサンプルホ
ールド手段を含むことができ（請求項４の発明）、また
は、前記２つの信号の少なくとも一方の信号の振幅を変
化させる振幅可変手段と、その２つの信号の振幅が変化
した場合の補正データを求め、そのデータにもとづき前
記位相差を補正する補正手段とを付加することができ
（請求項５の発明）、もしくは、前記２つの信号の振幅
差を検出する信号振幅差検出手段と、その検出された振
幅差にもとづき前記２つの信号の一方の信号の振幅を他
方の信号の振幅に一致させるゲインコントロールアンプ
とを付加することができる（請求項６の発明）。
前記量子化手段は、前記２つの信号および前記演算手段
からの出力をそれぞれサンプルホールドするサンプルホ
ールド手段を含むことができ（請求項４の発明）、また
は、前記２つの信号の少なくとも一方の信号の振幅を変
化させる振幅可変手段と、その２つの信号の振幅が変化
した場合の補正データを求め、そのデータにもとづき前
記位相差を補正する補正手段とを付加することができ
（請求項５の発明）、もしくは、前記２つの信号の振幅
差を検出する信号振幅差検出手段と、その検出された振
幅差にもとづき前記２つの信号の一方の信号の振幅を他
方の信号の振幅に一致させるゲインコントロールアンプ
とを付加することができる（請求項６の発明）。
【００１９】
【作用】同一周波数の２つの信号の他に、これらを加算
または減算した信号を加えた３種類の信号の振幅と位相
を利用することにより、上記２つの信号だけを利用する
従来方法よりも、Ａ／Ｄ変換器の必要ビット数を少なく
し、高精度に２つの信号の位相差を検出し得るようにす
る（０．０１％の精度＝０．２ｎＳの分解能を得るの
に、Ａ／Ｄ変換器の必要ビット数は１４〜１６ビットで
十分である。）。また、特に同一周波数の２つの信号の
信号振幅を２値化するコンパレータと、その出力の整数
倍の周波数信号を生成するＰＬＬ回路とを利用すること
により、ディジタルフィルタ演算で使用するプログラム
中の定数を変化させることなく、信号周波数の変化に応
じて、ディジタルフィルタのカットオフ周波数を変えら
れるようにし、高精度化を図る。
または減算した信号を加えた３種類の信号の振幅と位相
を利用することにより、上記２つの信号だけを利用する
従来方法よりも、Ａ／Ｄ変換器の必要ビット数を少なく
し、高精度に２つの信号の位相差を検出し得るようにす
る（０．０１％の精度＝０．２ｎＳの分解能を得るの
に、Ａ／Ｄ変換器の必要ビット数は１４〜１６ビットで
十分である。）。また、特に同一周波数の２つの信号の
信号振幅を２値化するコンパレータと、その出力の整数
倍の周波数信号を生成するＰＬＬ回路とを利用すること
により、ディジタルフィルタ演算で使用するプログラム
中の定数を変化させることなく、信号周波数の変化に応
じて、ディジタルフィルタのカットオフ周波数を変えら
れるようにし、高精度化を図る。
【００２０】さらに、前記２つの信号の和または差を求
める演算手段にゲイン切換機能を持たせ、検出すべき位
相差に応じてその検出レンジと分解能を切り換えられる
ようにし、かつ、前記量子化手段に、前記２つの信号お
よび前記演算手段からの出力をそれぞれサンプルホール
ドするサンプルホールド手段を含め、原信号を忠実に再
現できるようにする。加えて、前記２つの信号の振幅を
変化させる振幅可変手段と、その１対の信号振幅が変化
した場合の補正データを求め、このデータにもとづき前
記位相差を補正する補正手段とを付加するか、または２
つの信号の振幅差を検出する信号振幅差検出手段と、そ
の検出された振幅差にもとづき前記１対の信号の信号振
幅を一致させるゲインコントロールアンプとを付加する
ことにより、２つの信号に振幅差が生じても対処し得る
ようにする。
める演算手段にゲイン切換機能を持たせ、検出すべき位
相差に応じてその検出レンジと分解能を切り換えられる
ようにし、かつ、前記量子化手段に、前記２つの信号お
よび前記演算手段からの出力をそれぞれサンプルホール
ドするサンプルホールド手段を含め、原信号を忠実に再
現できるようにする。加えて、前記２つの信号の振幅を
変化させる振幅可変手段と、その１対の信号振幅が変化
した場合の補正データを求め、このデータにもとづき前
記位相差を補正する補正手段とを付加するか、または２
つの信号の振幅差を検出する信号振幅差検出手段と、そ
の検出された振幅差にもとづき前記１対の信号の信号振
幅を一致させるゲインコントロールアンプとを付加する
ことにより、２つの信号に振幅差が生じても対処し得る
ようにする。
【００２１】
【実施例】図１はこの発明の実施例を示すブロック図で
ある。同図において、１Ａ，１Ｂは上流側，下流側の電
磁ピックアップ、２は加算回路、３はコンパレータ、４
は位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ：
ＰＬＬ）、５Ａ，５Ｂ，５Ｃはアンチェリアスフィル
タ、６Ａ，６Ｂ，６Ｃはサンプルホールド回路、７Ａ，
７Ｂ，７ＣはＡ／Ｄ変換器、８Ａ，８Ｂ，８Ｃはバンド
パスフィルタ、９Ａ，９Ｂ，９Ｃはディスクリート・フ
ーリエ・トランスファー（ＤＦＴ）、１０は位相計算部
である。なお、バンドパスフィルタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃ、
ＤＦＴ９Ａ，９Ｂ，９Ｃおよび位相計算部１０などによ
り、ＤＳＰ１１が構成されている。
ある。同図において、１Ａ，１Ｂは上流側，下流側の電
磁ピックアップ、２は加算回路、３はコンパレータ、４
は位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ：
ＰＬＬ）、５Ａ，５Ｂ，５Ｃはアンチェリアスフィル
タ、６Ａ，６Ｂ，６Ｃはサンプルホールド回路、７Ａ，
７Ｂ，７ＣはＡ／Ｄ変換器、８Ａ，８Ｂ，８Ｃはバンド
パスフィルタ、９Ａ，９Ｂ，９Ｃはディスクリート・フ
ーリエ・トランスファー（ＤＦＴ）、１０は位相計算部
である。なお、バンドパスフィルタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃ、
ＤＦＴ９Ａ，９Ｂ，９Ｃおよび位相計算部１０などによ
り、ＤＳＰ１１が構成されている。
【００２２】上流側の電磁ピックアップ１Ａからは、Ａ
ｓｉｎ（ωｔ−α）なる信号が、また、下流側の電磁ピ
ックアップ１Ｂからは、−Ｂｓｉｎ（ωｔ＋α）なる信
号がそれぞれ得られる。したがって、図示の如き加算回
路２を用いる場合は下流側ピックアップ信号は、流量０
のα＝０のときに上流側ピックアップ信号と１８０度位
相差となるように、上流側，下流側の各電磁ピックアッ
プの配線を逆にしてある。減算回路を使用する場合は、
上流側，下流側の電磁ピックアップ配線を逆にする必要
はない。
ｓｉｎ（ωｔ−α）なる信号が、また、下流側の電磁ピ
ックアップ１Ｂからは、−Ｂｓｉｎ（ωｔ＋α）なる信
号がそれぞれ得られる。したがって、図示の如き加算回
路２を用いる場合は下流側ピックアップ信号は、流量０
のα＝０のときに上流側ピックアップ信号と１８０度位
相差となるように、上流側，下流側の各電磁ピックアッ
プの配線を逆にしてある。減算回路を使用する場合は、
上流側，下流側の電磁ピックアップ配線を逆にする必要
はない。
【００２３】加算回路２の出力は、 Ａｓｉｎ（ωｔ−α）−Ｂｓｉｎ（ωｔ＋α） ＝−２Ａｓｉｎαｃｏｓωｔ＋（Ａ−Ｂ）ｓｉｎ（ωｔ＋α） …（１） となる。このとき、ゲイン切換機能を有する加算回路２
の出力は、 ｋ｛−２Ａｓｉｎαｃｏｓωｔ＋（Ａ−Ｂ）ｓｉｎ（ω
ｔ＋α）｝ と表わされるが、この定数ｋを調整可能とすることで、
Ａ／Ｄ変換器７Ｂにおける検出分解能を変え、位相差検
出分解能も変えることができる。
の出力は、 ｋ｛−２Ａｓｉｎαｃｏｓωｔ＋（Ａ−Ｂ）ｓｉｎ（ω
ｔ＋α）｝ と表わされるが、この定数ｋを調整可能とすることで、
Ａ／Ｄ変換器７Ｂにおける検出分解能を変え、位相差検
出分解能も変えることができる。
【００２４】いま、上流側ピックアップ信号をＡベクト
ル、下流側ピックアップ信号をＢベクトル、加算回路出
力をＣベクトルとすると、これら各ベクトルは図２のよ
うになる。流量０（α＝０）のとき、回路系の遅れや、
複素フーリエ変換に使用する波形の開始位置などによ
り、Ａベクトルは図２のｘ軸（ｓｉｎωｔ）方向とは一
致しない。
ル、下流側ピックアップ信号をＢベクトル、加算回路出
力をＣベクトルとすると、これら各ベクトルは図２のよ
うになる。流量０（α＝０）のとき、回路系の遅れや、
複素フーリエ変換に使用する波形の開始位置などによ
り、Ａベクトルは図２のｘ軸（ｓｉｎωｔ）方向とは一
致しない。
【００２５】そのずれ角度をθｄとすると、角度θｄは
Ａベクトル，Ｂベクトルの回路基準の遅れ軸からの角度
θａ，θｂより、次式のように表現できる。 （θａ−θｄ）＋（θｂ−θｄ）＝π θｄ＝（θａ＋θｂ−π）／２ …（２） 従って、Ｃベクトルのｘ軸となす角度θｅは、角度θ
ａ，θｂ，θｃより次式のように求められる。 θｅ＝θｃ−θｄ＝θｃ−（θａ＋θｂ−π）／２ …（３）
Ａベクトル，Ｂベクトルの回路基準の遅れ軸からの角度
θａ，θｂより、次式のように表現できる。 （θａ−θｄ）＋（θｂ−θｄ）＝π θｄ＝（θａ＋θｂ−π）／２ …（２） 従って、Ｃベクトルのｘ軸となす角度θｅは、角度θ
ａ，θｂ，θｃより次式のように求められる。 θｅ＝θｃ−θｄ＝θｃ−（θａ＋θｂ−π）／２ …（３）
【００２６】一方、図２において、Ｃベクトルのｙ軸成
分についての等式を立てると、次式のようになる。 Ｃｓｉｎθｅ＝２Ａｓｉｎα−（Ａ−Ｂ）ｓｉｎα …（４） よって、上流側と下流側の位相差αは、 α＝ｓｉｎ-1［Ｃｓｉｎ｛θｃ−（θａ＋θｂ−π）／２｝／（Ａ＋Ｂ）］ …（５） となる。
分についての等式を立てると、次式のようになる。 Ｃｓｉｎθｅ＝２Ａｓｉｎα−（Ａ−Ｂ）ｓｉｎα …（４） よって、上流側と下流側の位相差αは、 α＝ｓｉｎ-1［Ｃｓｉｎ｛θｃ−（θａ＋θｂ−π）／２｝／（Ａ＋Ｂ）］ …（５） となる。
【００２７】 （５）式は、Ａベクトル，Ｂベクトルお
よびＣベクトルの振幅と位相から、質量流量に比例する
αを求められることを示している。すなわち、（５）式
の右辺に示す正弦関数が「１」となる場合を通常状態
（これが成り立つ十分条件はＡ＝Ｂであり、これは上流
と下流の２つのセンサの信号振幅が同じ状態であること
を示す）と呼び、その場合は単に各ベクトルの大きさ
（振幅）からαを求めることができ、このことから、Ａ
ベクトル，Ｂベクトルのみを利用して位相差を求める従
来方式よりも比較的容易に求めることができ、Ａ／Ｄ変
換器のビット数を少なくできるというわけである。
よびＣベクトルの振幅と位相から、質量流量に比例する
αを求められることを示している。すなわち、（５）式
の右辺に示す正弦関数が「１」となる場合を通常状態
（これが成り立つ十分条件はＡ＝Ｂであり、これは上流
と下流の２つのセンサの信号振幅が同じ状態であること
を示す）と呼び、その場合は単に各ベクトルの大きさ
（振幅）からαを求めることができ、このことから、Ａ
ベクトル，Ｂベクトルのみを利用して位相差を求める従
来方式よりも比較的容易に求めることができ、Ａ／Ｄ変
換器のビット数を少なくできるというわけである。
【００２８】上記３つの信号の振幅と位相を求めるに当
たり、この実施例では各信号をアンチェリアスフィルタ
と呼ばれる一種の低域フィルタ（ＬＰＦ）５Ａ，５Ｂ，
５Ｃに与えてノイズ成分を除去し、その出力をサンプル
ホールド回路６Ａ，６Ｂ，６Ｃによりサンプルホールド
する。このときのタイミングを作るのがコンパレータ３
およびＰＬＬ４で、ここでは基本周波数の例えば８倍の
タイミングでサンプリングするようにしている。
たり、この実施例では各信号をアンチェリアスフィルタ
と呼ばれる一種の低域フィルタ（ＬＰＦ）５Ａ，５Ｂ，
５Ｃに与えてノイズ成分を除去し、その出力をサンプル
ホールド回路６Ａ，６Ｂ，６Ｃによりサンプルホールド
する。このときのタイミングを作るのがコンパレータ３
およびＰＬＬ４で、ここでは基本周波数の例えば８倍の
タイミングでサンプリングするようにしている。
【００２９】これは、サンプリングによって原信号を再
生するには、原信号の２倍以上の周波数でサンプリング
すれば良いという原理にもとづいている。従って、この
場合のＰＬＬ４は周波数逓倍回路として機能しているこ
とになる。また、この場合のサンプリングは、検出すべ
き位相差の精度を上げるために、高ビット（１６ビッ
ト）で行なうこととする。なお、この例ではコンパレー
タ３およびＰＬＬ４を電磁ピックアップ１Ｂ側に設けた
が、電磁ピックアップ１Ａ側に設けても良いことはいう
までもない。
生するには、原信号の２倍以上の周波数でサンプリング
すれば良いという原理にもとづいている。従って、この
場合のＰＬＬ４は周波数逓倍回路として機能しているこ
とになる。また、この場合のサンプリングは、検出すべ
き位相差の精度を上げるために、高ビット（１６ビッ
ト）で行なうこととする。なお、この例ではコンパレー
タ３およびＰＬＬ４を電磁ピックアップ１Ｂ側に設けた
が、電磁ピックアップ１Ａ側に設けても良いことはいう
までもない。
【００３０】サンプルホールド回路６Ａ，６Ｂ，６Ｃの
出力は、Ａ／Ｄ変換器７Ａ，７Ｂ，７Ｃでディジタル化
された後ＤＳＰ１１に入力され、バンドパスフィルタ８
Ａ，８Ｂ，８Ｃで基本周波数成分のみが抽出され、ＤＦ
Ｔ９Ａ，９Ｂ，９Ｃで基本周波数成分の振幅と位相を求
める。ＤＦＴは所望の周波数成分の振幅と位相を高速に
求めるために設けられるもので、全周波数成分を求める
のならばＦＦＴ（高速フーリエ変換器）を用いるように
しても良い。位相計算部１０は、ＤＦＴ９Ａ，９Ｂ，９
Ｃの出力から、上記（５）式の演算をしてαを求める。
出力は、Ａ／Ｄ変換器７Ａ，７Ｂ，７Ｃでディジタル化
された後ＤＳＰ１１に入力され、バンドパスフィルタ８
Ａ，８Ｂ，８Ｃで基本周波数成分のみが抽出され、ＤＦ
Ｔ９Ａ，９Ｂ，９Ｃで基本周波数成分の振幅と位相を求
める。ＤＦＴは所望の周波数成分の振幅と位相を高速に
求めるために設けられるもので、全周波数成分を求める
のならばＦＦＴ（高速フーリエ変換器）を用いるように
しても良い。位相計算部１０は、ＤＦＴ９Ａ，９Ｂ，９
Ｃの出力から、上記（５）式の演算をしてαを求める。
【００３１】 なお、ここで用いるバンドパスフィルタ
８Ａ，８Ｂ，８Ｃは、基本周波数の８倍でサンプリング
されたデータに対して作用するようになっているが、流
体の密度等によって基本周波数が変化しても、それに応
じてサンプリング周波数が変わり、バンドパスフィルタ
の通過帯域に追従するようになっているので、プログラ
ム中のフィルタ定数などを変化させる必要はないもので
ある。
８Ａ，８Ｂ，８Ｃは、基本周波数の８倍でサンプリング
されたデータに対して作用するようになっているが、流
体の密度等によって基本周波数が変化しても、それに応
じてサンプリング周波数が変わり、バンドパスフィルタ
の通過帯域に追従するようになっているので、プログラ
ム中のフィルタ定数などを変化させる必要はないもので
ある。
【００３２】以上の如くすることにより、αを高精度に
求められるはずであるが、実際には３つの信号をディジ
タル化する回路の遅れ時間の違いや、加算回路の遅れな
どによりその影響を受けてしまう。その影響とは、例え
ば上流側と下流側の振幅差の変化が生じたときに、先の
（５）式で計算されるαが変化するという現象である
（振幅差が一定の場合はαの一定オフセットとして処理
されるので、簡単な補正によって対処できる）。このよ
うな影響を受けないようにするため、具体的には以下に
示す２つの方法が考えられる。
求められるはずであるが、実際には３つの信号をディジ
タル化する回路の遅れ時間の違いや、加算回路の遅れな
どによりその影響を受けてしまう。その影響とは、例え
ば上流側と下流側の振幅差の変化が生じたときに、先の
（５）式で計算されるαが変化するという現象である
（振幅差が一定の場合はαの一定オフセットとして処理
されるので、簡単な補正によって対処できる）。このよ
うな影響を受けないようにするため、具体的には以下に
示す２つの方法が考えられる。
【００３３】１）上流側と下流側の振幅差を故意に変更
し、そのときのデータより補正係数を求める方法（図３
参照）。上流側と下流側の振幅差の変化が生じたときに
（５）式のαが変化するのは、同式のｓｉｎの角度に一
定誤差を含んでいるからであり、その原因は主に加算回
路２の遅れに起因している。そこで、可変ゲインアンプ
（ゲインコントロールアンプ）１２Ａ，１２Ｂによっ
て、上流側と下流側に振幅差を生じさせたときＤＦＴ９
Ｂを介して得られる加算回路２の出力θｃに対して、位
相補正部１３で位相差の補正（進ませる）を行なうこと
で、回路上生じてしまう加算回路２の遅れをなくすよう
にしている。
し、そのときのデータより補正係数を求める方法（図３
参照）。上流側と下流側の振幅差の変化が生じたときに
（５）式のαが変化するのは、同式のｓｉｎの角度に一
定誤差を含んでいるからであり、その原因は主に加算回
路２の遅れに起因している。そこで、可変ゲインアンプ
（ゲインコントロールアンプ）１２Ａ，１２Ｂによっ
て、上流側と下流側に振幅差を生じさせたときＤＦＴ９
Ｂを介して得られる加算回路２の出力θｃに対して、位
相補正部１３で位相差の補正（進ませる）を行なうこと
で、回路上生じてしまう加算回路２の遅れをなくすよう
にしている。
【００３４】このような補正で使用する係数（プログラ
ム上どの程度進ませるか）を求めるために、上流側と下
流側の位相差が一定の時、位相補正データ検索アルゴリ
ズム１４から可変ゲインアンプ１２Ａ，１２Ｂのゲイン
を変えることにより、上流側または下流側の振幅を故意
に変化させて振幅差を生じさせ、そのときのαの変化を
記録する。位相θｃを補正するための定数を変え、その
変化が小さくなるよう補正する定数を求める操作を繰り
返して、補正するための定数を求める。このとき、上流
側と下流側の振幅変化が１％以内で、最大流量に対し
０．０１％の精度で測定するためには、位相θｃに与え
る補正定数は０．００５度〜０．００８度の精度で合わ
せ込む必要がある。また、可変ゲインアンプはその振幅
差を変化させても位相差が発生しないようにすることが
肝要である。
ム上どの程度進ませるか）を求めるために、上流側と下
流側の位相差が一定の時、位相補正データ検索アルゴリ
ズム１４から可変ゲインアンプ１２Ａ，１２Ｂのゲイン
を変えることにより、上流側または下流側の振幅を故意
に変化させて振幅差を生じさせ、そのときのαの変化を
記録する。位相θｃを補正するための定数を変え、その
変化が小さくなるよう補正する定数を求める操作を繰り
返して、補正するための定数を求める。このとき、上流
側と下流側の振幅変化が１％以内で、最大流量に対し
０．０１％の精度で測定するためには、位相θｃに与え
る補正定数は０．００５度〜０．００８度の精度で合わ
せ込む必要がある。また、可変ゲインアンプはその振幅
差を変化させても位相差が発生しないようにすることが
肝要である。
【００３５】２）上流側と下流側の振幅差を常に一定に
するためのゲインコントロールアンプを利用する方法
（図４参照）。これは、電磁ピックアップ１Ａ，１Ｂの
後段に可変ゲインアンプ１２Ａ，１２Ｂと、その出力の
ピーク値を保持するピークホールド部１５Ａ，１５Ｂ
と、両ピーク電圧値の差をとる減算回路１６と、その差
からノイズ成分を除去するための低域フィルタ（ＬＰ
Ｆ）１７とを設けて構成される。
するためのゲインコントロールアンプを利用する方法
（図４参照）。これは、電磁ピックアップ１Ａ，１Ｂの
後段に可変ゲインアンプ１２Ａ，１２Ｂと、その出力の
ピーク値を保持するピークホールド部１５Ａ，１５Ｂ
と、両ピーク電圧値の差をとる減算回路１６と、その差
からノイズ成分を除去するための低域フィルタ（ＬＰ
Ｆ）１７とを設けて構成される。
【００３６】すなわち、減算回路１６の出力である、上
流側と下流側の両ピーク電圧値の差に応じて可変ゲイン
アンプ１２Ａ，１２Ｂのゲイン調整を行なうことによ
り、上流側と下流側の振幅差の影響を無くすものであ
る。なお、可変ゲインアンプ１２Ａ，１２Ｂはそのゲイ
ンを変更しても、その入出力間で位相差が生じないよう
にすることが必要となる。また、ここでは可変ゲインア
ンプ１２Ａのゲインを可変とし、可変ゲインアンプ１２
Ｂのゲインを固定とするようにしているが、この関係を
逆にしても良いことは勿論である。以上では、主として
コリオリ式質量流量計の例について説明したが、この発
明はこれに限らず、同一周波数の２つの信号の位相差を
測定する装置一般に適用することが可能である。
流側と下流側の両ピーク電圧値の差に応じて可変ゲイン
アンプ１２Ａ，１２Ｂのゲイン調整を行なうことによ
り、上流側と下流側の振幅差の影響を無くすものであ
る。なお、可変ゲインアンプ１２Ａ，１２Ｂはそのゲイ
ンを変更しても、その入出力間で位相差が生じないよう
にすることが必要となる。また、ここでは可変ゲインア
ンプ１２Ａのゲインを可変とし、可変ゲインアンプ１２
Ｂのゲインを固定とするようにしているが、この関係を
逆にしても良いことは勿論である。以上では、主として
コリオリ式質量流量計の例について説明したが、この発
明はこれに限らず、同一周波数の２つの信号の位相差を
測定する装置一般に適用することが可能である。
【００３７】
【発明の効果】この発明によれば、上流側ピックアップ
信号、下流側ピックアップ信号および減算回路（演算回
路）の出力信号の各振幅と位相とから上述の演算式にも
とづいて上流側、下流側信号の位相差を求めるようにし
たので、上流側、下流側ピックアップ信号の位相だけを
利用する手法よりもＡ／Ｄ変換器のビット数を少なくし
つつ高い精度で上流側、下流側信号の位相差を求めるこ
とが可能となる利点が得られる。因に、この発明によれ
ば、最大流量に対し０．０１％の精度＝０．２nＳの分
解能を得るのに、Ａ／Ｄ変換器の必要ビット数は１４〜
１６で十分である。
信号、下流側ピックアップ信号および減算回路（演算回
路）の出力信号の各振幅と位相とから上述の演算式にも
とづいて上流側、下流側信号の位相差を求めるようにし
たので、上流側、下流側ピックアップ信号の位相だけを
利用する手法よりもＡ／Ｄ変換器のビット数を少なくし
つつ高い精度で上流側、下流側信号の位相差を求めるこ
とが可能となる利点が得られる。因に、この発明によれ
ば、最大流量に対し０．０１％の精度＝０．２nＳの分
解能を得るのに、Ａ／Ｄ変換器の必要ビット数は１４〜
１６で十分である。
【００３８】また、１対の検出器からの信号振幅を２値
化するコンパレータと、その出力の整数倍の周波数信号
を生成するＰＬＬ回路とを利用することにより、ディジ
タルフィルタ演算で使用するプログラム中の定数を変化
させることなく、流体密度変化による配管振動周波数の
変化に応じて、ディジタルフィルタのカットオフ周波数
を変えることができ、高精度化を図ることが可能とな
る。その上、上記演算手段にゲイン切換機能を持たせれ
ば、検出すべき位相差に応じてその検出レンジと分解能
を切り換えることができ、加えて、上記量子化手段に、
上記２つの信号および上記演算手段からの出力をそれぞ
れサンプルホールドするサンプルホールド手段を含めれ
ば、原信号を忠実に再現できる。
化するコンパレータと、その出力の整数倍の周波数信号
を生成するＰＬＬ回路とを利用することにより、ディジ
タルフィルタ演算で使用するプログラム中の定数を変化
させることなく、流体密度変化による配管振動周波数の
変化に応じて、ディジタルフィルタのカットオフ周波数
を変えることができ、高精度化を図ることが可能とな
る。その上、上記演算手段にゲイン切換機能を持たせれ
ば、検出すべき位相差に応じてその検出レンジと分解能
を切り換えることができ、加えて、上記量子化手段に、
上記２つの信号および上記演算手段からの出力をそれぞ
れサンプルホールドするサンプルホールド手段を含めれ
ば、原信号を忠実に再現できる。
【００３９】さらに、前記上流側，下流側のピックアッ
プ信号の振幅を変化させる振幅可変手段と、その１対の
検出器の出力信号の振幅が変化した場合の補正データを
求めそのデータにもとづき前記位相差を補正する補正手
段とを付加するか、または、前記上流側，下流側のピッ
クアップ信号の振幅差を検出する信号振幅差検出手段
と、その検出された振幅差にもとづき前記１対の検出器
の信号振幅を一致させるゲインコントロールアンプとを
付加するなどにより、上流側，下流側の各ピックアップ
信号に振幅差が生じても、安定かつ高精度に上流側，下
流側信号の位相差を求めることができる。
プ信号の振幅を変化させる振幅可変手段と、その１対の
検出器の出力信号の振幅が変化した場合の補正データを
求めそのデータにもとづき前記位相差を補正する補正手
段とを付加するか、または、前記上流側，下流側のピッ
クアップ信号の振幅差を検出する信号振幅差検出手段
と、その検出された振幅差にもとづき前記１対の検出器
の信号振幅を一致させるゲインコントロールアンプとを
付加するなどにより、上流側，下流側の各ピックアップ
信号に振幅差が生じても、安定かつ高精度に上流側，下
流側信号の位相差を求めることができる。
【図１】この発明の実施例を示す構成図である。
【図２】図１の動作を説明するためのベクトル図であ
る。
る。
【図３】この発明の他の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】この発明のさらに他の実施例を示すブロック図
である。
である。
【図５】Ｕ字配管式コリオリ質量流量計の原理構成図で
ある。
ある。
【図６】Ｕ字配管の振動の様子を説明するための説明図
である。
である。
【図７】Ｕ字配管のコリオリ力の捩じりトルクにより発
生する振動モードの説明図である。
生する振動モードの説明図である。
【図８】Ｕ字配管にコリオリ力が発生した場合のピック
アップ信号例を示す波形図である。
アップ信号例を示す波形図である。
【図９】カウンタ方式による位相差検出回路を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１０】直管式コリオリ質量流量計の１例を示す構成
図である。
図である。
【図１１】差動増幅方式の位相差検出回路を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１２】高速フーリエ変換方式の位相差検出回路を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１３】複素フーリエ変換による位相差検出原理を説
明するための説明図である。
明するための説明図である。
１Ａ，１Ｂ…電磁ピックアップ、２…加算回路、３，３
２…コンパレータ、４…ＰＬＬ（位相同期ループ）、５
Ａ，５Ｂ，５Ｃ…アンチェリアスフィルタ、６Ａ，６
Ｂ，６Ｃ，６２…サンプルホールド回路、７Ａ，７Ｂ，
７Ｃ，５５，６３…Ａ／Ｄ変換器、８Ａ，８Ｂ，８Ｃ…
バンドパススフィルタ、９Ａ，９Ｂ，９Ｃ…ＤＦＴ（デ
ィスクリート・フーリエ・トランスファー）、１０…位
相計算部、１１…ＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロ
セッサ）、１２Ａ，１２Ｂ…可変ゲインアンプ、１３…
位相補正部、１４…位相補正データ検索アルゴリズム、
１５Ａ，１５Ｂ…ピークホールド回路、１６…減算回
路、１７…低域フィルタ、２１…Ｕ字配管、２２，４３
…永久磁石、２３，４０…基台、２４，４２…電磁駆動
用コイル、２５，４４…支持枠、３１，５２，６１…増
幅器、３３…排他論理和回路、３４…カウンタ、３５…
基準クロック、４１…直管、５１…差分器、５３…狭帯
域フィルタ、５４…全波整流・検波器、６４…データメ
モリ。
２…コンパレータ、４…ＰＬＬ（位相同期ループ）、５
Ａ，５Ｂ，５Ｃ…アンチェリアスフィルタ、６Ａ，６
Ｂ，６Ｃ，６２…サンプルホールド回路、７Ａ，７Ｂ，
７Ｃ，５５，６３…Ａ／Ｄ変換器、８Ａ，８Ｂ，８Ｃ…
バンドパススフィルタ、９Ａ，９Ｂ，９Ｃ…ＤＦＴ（デ
ィスクリート・フーリエ・トランスファー）、１０…位
相計算部、１１…ＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロ
セッサ）、１２Ａ，１２Ｂ…可変ゲインアンプ、１３…
位相補正部、１４…位相補正データ検索アルゴリズム、
１５Ａ，１５Ｂ…ピークホールド回路、１６…減算回
路、１７…低域フィルタ、２１…Ｕ字配管、２２，４３
…永久磁石、２３，４０…基台、２４，４２…電磁駆動
用コイル、２５，４４…支持枠、３１，５２，６１…増
幅器、３３…排他論理和回路、３４…カウンタ、３５…
基準クロック、４１…直管、５１…差分器、５３…狭帯
域フィルタ、５４…全波整流・検波器、６４…データメ
モリ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 25/00 G01F 1/84
Claims (6)
- 【請求項１】 同一周波数の２つの信号の差を求める演
算手段と、この演算手段からの出力信号および前記２つ
の信号をそれぞれ量子化する量子化手段と、これら量子
化された３つの信号から前記２つの信号と同じ周波数の
成分のみをそれぞれ抽出する帯域フィルタ手段と、その
各出力信号をフーリエ変換演算し、前記２つの信号の位
相差（α）を下記演算式にもとづいて演算する位相差演
算手段とを設けたことを特徴とする位相差演算装置。 （記） α＝sin -1 ［Ｃsin[θc−（θa＋θb−π）／２]／（Ａ＋Ｂ）］ 但し、Ａ，θa：同一周波数の２つの信号のうち一方の
信号についての振幅， 位相 Ｂ，θb：同一周波数の２つの信号のうち他方の信号に
ついての振幅， 位相 Ｃ，θc：前記２つの信号の差として求められる信号に
ついての振幅， 位相 である。 - 【請求項２】 前記量子化手段を、前記２つの信号の一
方の振幅を２値化するコンパレータと、このコンパレー
タ出力の整数倍の周波数信号を生成するＰＬＬ回路と、
このＰＬＬ回路の出力をタイミングとして前記演算手段
からの出力および前記２つの信号を量子化するＡ／Ｄ変
換手段とから構成することを特徴とする請求項１に記載
の位相差測定装置。 - 【請求項３】 前記２つの信号の差を求める演算手段に
ゲイン切換機能を持たせ、検出すべき位相差に応じてそ
の検出レンジと分解能を切り換え可能とすることを特徴
とする請求項１に記載の位相差測定装置。 - 【請求項４】 前記量子化手段は、前記２つの信号およ
び前記演算手段からの出力信号をそれぞれサンプルホー
ルドするサンプルホールド手段を含むことを特徴とする
請求項１または２に記載の位相差測定装置。 - 【請求項５】 前記２つの信号の少なくとも一方の信号
の振幅を変化させる振幅可変手段と、その２つの信号の
振幅が変化した場合の補正データを求め、そのデータに
もとづき前記位相差を補正する補正手段とを付加したこ
とを特徴とする請求項１または２に記載の位相差測定装
置。 - 【請求項６】 前記２つの信号の振幅差を検出する信号
振幅差検出手段と、その検出された振幅差にもとづき前
記２つの信号の一方の信号の振幅を他方の信号の振幅に
一致させるゲインコントロールアンプとを付加したこと
を特徴とする請求項１または２に記載の位相差測定装
置。
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| EP95114290A EP0702212A3 (en) | 1994-09-13 | 1995-09-12 | Phase shift measurement device and associated mass flow meter |
| EP02002090A EP1249689A3 (en) | 1994-09-13 | 1995-09-12 | Phase difference measuring apparatus and mass flowmeter thereof |
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ID=26403722
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-
1995
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