JP3246012B2 - Tone signal generator - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は楽音信号の発生装置に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a tone signal generator.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年になって、実際の楽器等から発生さ
れた楽音信号をデジタル信号化して得たデータを記憶さ
せたメモリ（音色メモリ）を楽音を発生させるための音
源中に備えているような構成形態の電子楽器（例えば、
サンプラ）が実用されるようになった。そして、この種
の電子楽器における近年の傾向は、１台の電子楽器に多
種類の音色を備えているとともに、所謂、マルチティン
バー、すなわち１台の電子楽器で全ての演奏パートの演
奏を可能とする機能を有するものとして構成されること
が多いが、前記した電子楽器によって実際の楽器による
音楽演奏に近い音楽演奏が行なわれるようにするために
は、前記のデータとして多数の音色と対応するものが必
要とされるが、すべての音程の楽音と対応するデジタル
信号（例えばＰＣＭ信号）によるデータを有する電子楽
器を構成する際には、極めて大容量の音色メモリが必要
とされるから、装置の形態が大掛かりなものになったり
コスト高になったりする。2. Description of the Related Art In recent years, a memory (sound color memory) for storing data obtained by converting a tone signal generated from an actual musical instrument into a digital signal is provided in a tone generator for generating a tone. An electronic musical instrument having such a configuration (for example,
Sampler) came into practical use. In recent years, this type of electronic musical instrument has a tendency that one electronic musical instrument has various types of timbres, and that so-called multi-timbral, that is, one electronic musical instrument can play all performance parts. In many cases, the above-mentioned electronic musical instrument performs a music performance similar to that of an actual musical instrument. However, when an electronic musical instrument having data based on digital signals (for example, PCM signals) corresponding to musical tones of all pitches is required, an extremely large-capacity timbre memory is required. The form becomes large-scale and the cost increases.
【０００３】それで、前記の問題を解決する手段とし
て、実際の楽器等から発生された楽音の内で、選択され
た特定な１つの音程の楽音、または選択された特定な少
ない複数個の音程の楽音と対応する楽音信号だけをデジ
タル信号化して、それをデータとして記憶しておき、前
記のデータ化して記憶させておいた音程の楽音以外の楽
音を発生させるようにしており、例えばサンプラでは、
実際の各種の楽器における鍵盤の位置と対応して発音さ
れたアナログ信号の楽音信号をデジタル信号化して得た
データを音色メモリに記憶し、電子楽器の演奏時には演
奏された鍵盤の音程の楽音となるように、例えば読出し
用のクロック信号の繰返し周波数を変化させる等の手段
によってピッチ変換を行なって、前記した音色メモリか
ら読出された楽音信号のデータから演奏された鍵盤の音
程の楽音信号を発生させるようにするというように、従
来は前記のように例えばデータを音色メモリから読出す
際に用いられるクロック信号の繰返し周波数を変化させ
ることにより、ピッチ変換を行なって他の音程の楽音信
号が得られるようにしたり、あるいは例えば音色メモリ
から読出されたデータを用いて復原された楽音に対して
各種の信号補間手段を適用して他の音程の楽音信号が得
られるようにしたり、あるいは楽音信号のデジタル信号
化におけるサンプリング周波数を下げたり、シンバル系
の楽器音の楽音信号はノイズジェネレータで発生させた
信号で代用する等の手段を用いる等の各種の手段の適用
によって音色メモリの小容量化が実現できるようにして
いた。[0003] As means for solving the above-mentioned problems, among musical tones generated from an actual musical instrument or the like, a specific one musical tone selected or a small number of selected specific musical tones are selected. Only the musical tone signal corresponding to the musical tone is converted into a digital signal, and the digital signal is stored as data, so that a musical tone other than the musical tone of the pitch stored as the data is generated.For example, in a sampler,
The tone signal of the analog signal generated in correspondence with the keyboard position of the actual various musical instruments is converted into a digital signal, and the data obtained is stored in a tone memory. Thus, pitch conversion is performed by, for example, changing the repetition frequency of a read clock signal, and a tone signal of a musical interval of a keyboard played is generated from the tone signal data read from the tone memory. Conventionally, as described above, for example, by changing the repetition frequency of a clock signal used when reading data from a tone memory, pitch conversion is performed to obtain a tone signal of another pitch. Or a variety of signal interpolation techniques for a tone restored using, for example, data read from a tone memory. To obtain a tone signal of another pitch, or to lower the sampling frequency in digitizing the tone signal, or substitute the tone signal of the cymbal-type instrument sound with the signal generated by the noise generator. The capacity of the tone memory can be reduced by applying various means such as means.
【０００４】しかし、前記した従来の解決手段では楽音
信号のデータを高品質の状態で再現できるように高い圧
縮率で圧縮することができなかった。そこで、本出願人
会社では、音響信号を振幅成分と位相成分という形で周
波数軸上で表現されるパラメータを用いたデータの高能
率符号化によりデータ量を圧縮することを考え、先に特
願平４ー３００７６号「音響信号の位相予測方法」によ
って「予め定められた一定の時間長を有するように音響
信号から切出された順次の各フーリエ変換フレームにお
ける第１，第２の各フーリエ変換フレームに同じ窓関数
を用いて離散的にフーリエ変換して、前記した第１，第
２の各フーリエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果と
して求められた同一な所定数の離散周波数毎のデータに
より、前記した第１，第２の各フーリエ変換フレーム毎
に、それぞれの離散周波数毎の位相情報を得て、前記し
た第１，第２の各フーリエ変換フレームにおいて互に対
応している同一な離散周波数毎の位相情報の変化の態様
を求め、前記した個々の離散周波数毎の位相情報の変化
の態様が時間軸上で一定であるとして、前記した第１の
時間位置と第２の時間位置との時間差の整数倍の時間位
置に存在している第３の時間位置のフーリエ変換フレー
ム内の所定数の離散周波数の個々の位相情報を決定し
て、第３の時間位置のフーリエ変換フレームの位相情報
を予測する方法」の応用として音響信号の高能率符号化
を行なうことにより、楽器の音源の構成等を容易にし
た。However, the above-mentioned conventional solution cannot compress the tone signal data at a high compression ratio so that the data can be reproduced in a high quality state. Therefore, the applicant company has considered compressing the amount of data by high-efficiency encoding of data using parameters expressed on the frequency axis in the form of an amplitude component and a phase component of an acoustic signal. No. 4-30076, "Phase prediction method of audio signal", "First and second Fourier transforms in each sequential Fourier transform frame cut out from an audio signal so as to have a predetermined fixed time length" The same window function is used to discretely perform a Fourier transform on the frame, and the data of the same predetermined number of discrete frequencies obtained as a result of the Fourier transform for each of the first and second Fourier transform frames is used. Phase information for each discrete frequency is obtained for each of the first and second Fourier transform frames, and the phase information is obtained for each of the first and second Fourier transform frames. The aspect of the change of the phase information for each of the same discrete frequencies is determined, and the aspect of the change of the phase information for each of the individual discrete frequencies is constant on the time axis, and the first time position and the Determining the individual phase information of a predetermined number of discrete frequencies in the Fourier transform frame at the third time position existing at a time position that is an integer multiple of the time difference from the second time position; As an application of "a method for predicting phase information of a Fourier transform frame", the configuration of a sound source of a musical instrument is simplified by performing high-efficiency encoding of an acoustic signal.
【０００５】図９は前記した本出願人会社による既提案
の位相情報の予測方法の応用例の一つである楽音の音源
用のデータの圧縮手段としても使用されうるエンコーダ
のブロック図であり、また図１０はデコーダのブロック
図である。さらに図１１は前記した既提案の位相情報の
予測方法の構成原理、及び動作原理の説明にも使用され
る図であり、この図１１において最上方の部分に記載の
ＡＵＤＩＯという表示の波形は高能率符号化の対象にさ
れている音響信号である。図１１中の前記の音響信号は
Ｆｒａｍｅ Ｗｉｎｄｏｗの表示のある部分に示されて
いる０，１，２…のように、それぞれ一定の時間長を有
するように切出されて、順次のフーリエ変換フレームと
される。前記した各フーリエ変換フレームは、音響信号
からそれぞれ例えば１０２４点の標本点を有する期間と
なるように、窓関数を掛けて順次の各フレームの繋ぎ目
を互に重複させて緩やかに繋がるような状態の順次の１
フレーム期間として切出されたものであり、前記した各
１フレーム毎のフーリエ変換フレームは、例えば離散的
有限系列のフーリエ変換（ＤＦＴ）または高速フーリエ
変換（ＦＦＴ）により直交変換が行なわれる。以下の説
明では前記の直交変換が高速フーリエ変換(ＦＦＴ)によ
って行なわれるものとして記述されている。FIG. 9 is a block diagram of an encoder which can be used also as a means for compressing data for a musical sound source, which is one of the applications of the phase information prediction method proposed by the present applicant. FIG. 10 is a block diagram of the decoder. FIG. 11 is also used to explain the configuration principle and the operation principle of the previously proposed phase information prediction method. In FIG. 11, the waveform indicated by AUDIO in the uppermost part is high. This is an audio signal to be subjected to efficiency coding. The audio signals in FIG. 11 are cut out so as to have a fixed time length, such as 0, 1, 2,... Shown in a certain portion of the Frame Window display, and are sequentially subjected to Fourier transform frames. It is said. A state in which each of the above-mentioned Fourier transform frames is multiplied by a window function so that each frame is successively overlapped with each other and gradually connected so that each of the frames has, for example, 1024 sample points from the acoustic signal. Sequential one of
The Fourier transform frame extracted for each frame is subjected to an orthogonal transform by, for example, a Fourier transform (DFT) or a fast Fourier transform (FFT) of a discrete finite series. In the following description, it is described that the orthogonal transform is performed by a fast Fourier transform (FFT).
【０００６】さて、各１フレーム毎のフーリエ変換フレ
ームについてＦＦＴ演算を行なった場合に、前記した各
１フレーム毎のフーリエ変換フレームにおけるデータ数
（標本数）をＮとし、標本化周波数をｆｓとすると、ｆ
＝ｆｓ／Ｎ で示されるｆの周波数間隔毎の離散的な各
周波数（合計Ｎ個の周波数）についてのＦＦＴ演算結果
が得られるが、前記したＦＦＴ演算結果は、離散的な各
周波数毎に実数部（Ｒｅａｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａ
ｇ）振幅とからなるものである。前記した離散的な各周
波数毎の実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部(Ｉｍａｇ)振
幅とを用いて、次の数１及び数２により、前記した離散
的な各周波数毎に、極座標変換により合成振幅項(Ａｍ
ｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求める。ところで、ＦＦ
Ｔ演算結果として離散的な各周波数毎に得られたＮ個の
実数部(Ｒｅａｌ)振幅とＮ個の虚数部（Ｉｍａｇ）振幅
とにおいて、Ｎ個の実数部(Ｒｅａｌ)振幅には同じ値の
ものが２個ずつ現われており、また、Ｎ個の虚数部（Ｉ
ｍａｇ）振幅には絶対値で同じ値のものが２個ずつ現わ
れているから、有効な合成振幅項(Ａｍｐ)の項数が総数
の１／２となり、また有効な位相項（Ｐｈａｓｅ)の項
数も総数の１／２となるから、ＦＦＴ出力データ数をＦ
ＦＴの実数入力データ数と等しくできる。When the FFT operation is performed on the Fourier transform frame for each frame, the number of data (the number of samples) in the Fourier transform frame for each frame is N, and the sampling frequency is fs. , F
= Fs / N The FFT operation result for each discrete frequency (total N frequencies) for each frequency interval of f indicated by fs / N is obtained, but the FFT operation result is a real number for each discrete frequency. Part (Real) amplitude and the imaginary part (Ima
g) amplitude. Using the real part (Real) amplitude and the imaginary part (Imag) amplitude of each discrete frequency described above, by the following equations 1 and 2, for each discrete frequency described above, The synthetic amplitude term (Am
p) and a phase term (Phase) are obtained. By the way, FF
In N real part (Real) amplitudes and N imaginary part (Imag) amplitudes obtained for each discrete frequency as a result of the T operation, the N real part (Real) amplitudes have the same value. Two appear, and N imaginary parts (I
mag) Since two amplitudes having the same value appear in absolute value, the number of effective combined amplitude terms (Amp) becomes の of the total number, and the effective phase term (Phase) term Since the number is also half of the total number, the number of FFT output data is
It can be equal to the number of real input data of FT.
【０００７】[0007]
【数１】 (Equation 1)
【数２】 (Equation 2)
【０００８】今、時間軸上で連続する順次のフーリエ変
換フレーム（フレーム）について、それぞれの離散的な
各周波数毎の実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部（Ｉｍａ
ｇ）振幅とを用いて、数１及び数２により、前記した離
散的な各周波数毎に極座標変換により合成振幅項(Ａｍ
ｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求めた場合に、最も常識
的な考え方をとれば、時間軸上で隣り合う２つのフレー
ムでは、同じ振幅になるであろう、と予測するのが自然
でもあり、また、実際に例えば標本化周波数が４４.１
ＫＨｚで、フレーム長(フレーム長は約１／４０秒)とし
て１０２４点の標本数を有するものとして、ピアノの音
の信号をＦＦＴ演算した場合に得られるＦＦＴ演算結果
によるスペクトルをみても、ある１つのフレームにおけ
る５１２個の振幅と、そのフレームの次のフレームにお
ける５１２個の振幅とを比べても、あるいは、前記の次
のフレームの次のフレームにおける５１２個の振幅と比
べても、異なるフレームにおけるスペクトル間の変化量
が極めて少ないことが確められてもいる。[0008] Now, for a continuous Fourier transform frame (frame) that is continuous on the time axis, the real part (Real) amplitude and the imaginary part (Ima) for each discrete frequency.
g) By using the amplitude and the equations (1) and (2), the composite amplitude term (Am
When p) and the phase term (Phase) are obtained, it is natural to predict that two adjacent frames on the time axis will have the same amplitude if the most common sense is taken. In fact, for example, if the sampling frequency is 44.1
Assuming that the number of samples is 1024 points at KHz and the frame length (the frame length is about 1/40 second), the spectrum obtained by performing the FFT operation on the signal of the sound of the piano also has a certain 1 Comparing the 512 amplitudes in one frame with the 512 amplitudes in the next frame of that frame or the 512 amplitudes in the next frame of the next frame, It has been confirmed that the amount of change between spectra is extremely small.
【０００９】一方、時間軸上で連続している順次のフレ
ームにおける位相の予測は困難であろうことは、順次の
フレームの繰返し時間と、信号の周波数との間は無関係
であり、信号の位相と無関係にフレームが始まり、終了
することから考えても明らかであり、このことから従来
は直交変換による信号予測が困難であるとされて来てい
る。そして、標本化周波数を４４.１ＫＨｚとし、フレ
ーム長として１０２４点の標本数を有するものとして、
実際にピアノの音の信号をＦＦＴ演算して得たＦＦＴ演
算結果によるある１つのフレームにおける５１２個の位
相の分布をみても、その位相の分布はランダムであるた
めに、その位相の分布によって次のフレームにおける５
１２個の位相の分布を予測することはできないことが判
った。On the other hand, it is difficult to predict the phase in successive frames continuous on the time axis. The reason is that there is no relation between the repetition time of the successive frames and the frequency of the signal. It is clear from the start and end of the frame regardless of the frame, and it has been conventionally considered that signal prediction by orthogonal transform is difficult. Then, assuming that the sampling frequency is 44.1 KHz and the frame length has 1024 samples,
Even if the distribution of 512 phases in one frame based on the FFT operation result obtained by actually performing the FFT operation on the signal of the piano sound is seen, the distribution of the phases is random. 5 in the frame of
It turns out that the distribution of the 12 phases cannot be predicted.
【００１０】本出願人会社による前記した既提案の「音
響信号の位相予測方法」の発明者の高橋氏は、時間軸上
の順次のフレームにおける１つのフレームについての位
相情報を用いても、他のフレームの位相情報の予測を行
なうことはできないが、２つのフレームについて、それ
ぞれのフーリエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果と
して求められた同一な所定数の離散周波数毎の位相情報
間の位相情報の変化態様が時間軸上で一定であるとすれ
ばその関係を用いることにより他のフレームの位相情報
の予測も可能となる、ということに着目して、前記した
「２つのフレームについて、それぞれのフーリエ変換フ
レーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一な
所定数の離散周波数毎の位相情報間の位相情報の変化態
様は時間軸上で一定である」という仮説(以下、高橋の
仮説と記載する)を立て、実際に、単一の周波数の正弦
波信号、複数の周波数の正弦波信号の合成信号、楽器
（ピアノ）の音の信号、等の各種の信号を用いて実験を
行なってみたところ、前記の仮説に従って予測したフレ
ームの位相と実際のフレームの位相とが、実用的に一致
していると認められる程度に正しい予測結果が得られて
おり、高橋の仮説が実用上で成立つとすることは各種の
実験結果によって裏付けられている。The inventor of the above-mentioned "method for predicting the phase of an acoustic signal" proposed by the present applicant is based on the fact that Mr. Takahashi uses the phase information for one frame in a sequential frame on the time axis, and uses the other information. Cannot predict the phase information of the two frames, but for the two frames, the phase information between the same predetermined number of discrete frequency phase information obtained as a result of Fourier transform for each Fourier transform frame Focusing on the fact that if the change mode is constant on the time axis, it is possible to predict the phase information of another frame by using the relationship, and as described above, “for each of the two frames, The manner of change of the phase information between the phase information for each of the same predetermined number of discrete frequencies obtained as a result of the Fourier transform for each transform frame is one on the time axis. , A hypothesis (hereinafter referred to as Takahashi's hypothesis), and a sine wave signal of a single frequency, a composite signal of sine wave signals of multiple frequencies, a signal of a musical instrument (piano), When experiments were performed using various signals such as the above, a correct prediction result was obtained to such an extent that the phase of the frame predicted according to the above hypothesis and the phase of the actual frame were practically coincident. Various experimental results confirm that Takahashi's hypothesis holds in practical use.
【００１１】高橋の仮説によれば、図１１中に示されて
いる例えばフレーム１における離散的な各周波数毎に求
めたＮ／２個の位相項のデータθｉ(1)と、例えばフレ
ーム２における離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の
位相項のデータθｉ(2)と、例えば、フレーム３におけ
る離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の位相項のデー
タθｉ(3)と、例えばフレーム４における離散的な各周
波数毎に求めたＮ／２個の位相項のデータθｉ(4)とに
おける、互に同一の周波数値における位相項のデータに
ついて、フレーム１における位相項のデータが例えばθ
1であり、また、フレーム２における位相項のデータが
例えばθ2であり、さらにフレーム３における位相項の
データが例えばθ3であり、さらにまたフレーム４にお
ける位相項のデータが例えばθ4であったとした場合
に、θ2−θ1≒θ3−θ2≒θ4−θ3≒Δθａのように各
フレーム間における位相の変化量が略々同一となる、と
いうものであるから、この仮説が成立つとするならば、
２つのフレームについてそれぞれの離散的な各周波数毎
に求めたＮ／２個の位相項における互に対応しているす
べての周波数値の位相項のデータ間の位相の差を知れ
ば、前記した２つのフレームとは異なる他のフレームの
位相の予測を行なうことができるのであり、具体的にい
うと、前記した例のように、フレーム１におけるある特
定な周波数値ｆａの位相項のデータがθ1で、フレーム
２におけるある特定な周波数値ｆａの位相項のデータが
θ2である場合には、前記したフレーム２の次のフレー
ムにおけるある特定な周波数値ｆaの位相項のデータθ3
を、 θ3≒θ2＋(θ2−θ1)＝２θ2−θ1 …（ａ）の
ように予測する、というようにして、前記のような位相
の予測をフレーム１,２中の離散的な各周波数のすべて
について個々に行なうことにより、フレーム３の信号の
位相の予測が可能である、としているのである。According to Takahashi's hypothesis, for example, the data θi (1) of N / 2 phase terms obtained for each discrete frequency in frame 1 shown in FIG. The data θi (2) of N / 2 phase terms obtained for each discrete frequency and the data θi (3) of N / 2 phase terms obtained for each discrete frequency in frame 3, for example. ) And, for example, N / 2 phase term data θi (4) obtained for each discrete frequency in frame 4, the phase term data in frame 1 Data is, for example, θ
1, the phase term data in frame 2 is, for example, θ2, the phase term data in frame 3 is, for example, θ3, and the phase term data in frame 4 is, for example, θ4. In addition, since the amount of phase change between frames is substantially the same as θ2−θ1 ≒ θ3−θ2 ≒ θ4−θ3 ≒ Δθa, if this hypothesis holds,
If the phase difference between the data of the phase terms of all the frequency values corresponding to each other in the N / 2 phase terms obtained for each of the discrete frequencies for the two frames is known, the aforementioned 2 It is possible to predict the phase of another frame different from one frame. Specifically, as in the above-described example, the data of the phase term of a specific frequency value fa in frame 1 is θ1. When the data of the phase term of the specific frequency value fa in the frame 2 is θ2, the data θ3 of the phase term of the specific frequency value fa in the next frame of the frame 2 is used.
Is predicted as θ3 ≒ θ2 + (θ2−θ1) = 2θ2−θ1 (a), and the above phase prediction is performed for all discrete frequencies in frames 1 and 2. , The phase of the signal of frame 3 can be predicted.
【００１２】前記した高橋の仮説に従うと、１つのフレ
ームの位相情報、例えばフレーム１だけの位相情報が判
っても、その位相情報を用いて他のフレームの位相情報
を予測することは不可能であるが、２つのフレームの位
相情報が判れば、他のフレームの位相情報を予測するこ
とが可能となるのであり、隣接している２つのフレー
ム、例えばフレーム１の位相情報とフレーム２の位相情
報とが判かれば、前記した２つのフレーム以外の他のフ
レームの位相情報の予測が可能であることを示してお
り、また、１フレームの時間長のＫ倍だけ離れている２
つのフレーム、例えばフレーム１の位相情報とフレーム
４の位相情報とが判かれば、フレーム４から１フレーム
の時間長のＫ倍だけ離れている他のフレーム、例えばフ
レーム７の位相情報を予測することも可能なのであっ
て、前記した高橋の仮説を一般的に表現すると、「予め
定められた一定の時間長を有するように音響信号から切
出された順次の各フーリエ変換フレームにおける第１，
第２の各フーリエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離
散的にフーリエ変換して、前記した第１，第２の各フー
リエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求めら
れた同一な所定数の離散周波数毎のデータにより、前記
した第１，第２の各フーリエ変換フレーム毎に、それぞ
れの離散周波数毎の位相情報を得て、前記した第１，第
２の各フーリエ変換フレームにおいて互に対応している
同一な離散周波数毎の位相情報の変化の態様を求め、前
記した個々の離散周波数毎の位相情報の変化の態様が時
間軸上で一定であるとして、前記した第１の時間位置と
第２の時間位置との時間差の整数倍の時間位置に存在し
ている第３の時間位置のフーリエ変換フレーム内の所定
数の離散周波数の個々の位相情報を決定して、第３の時
間位置のフーリエ変換フレームの位相情報を予測でき
る」とすることができる。According to the Takahashi hypothesis described above, even if the phase information of one frame, for example, the phase information of only frame 1 is known, it is impossible to predict the phase information of another frame using the phase information. However, if the phase information of two frames is known, it is possible to predict the phase information of another frame, and it is possible to predict the phase information of two adjacent frames, for example, the phase information of frame 1 and the phase information of frame 2. This indicates that it is possible to predict the phase information of frames other than the two frames described above, and it is 2 K times apart from the time length of one frame.
If the phase information of one frame, for example, frame 1 and the phase information of frame 4 are known, the phase information of another frame, for example, frame 7, which is separated from frame 4 by K times the time length of one frame, is predicted. It is also possible to express the above-mentioned Takahashi's hypothesis in general, as follows: “First, first, second, and third in each sequential Fourier transform frame cut out from the audio signal so as to have a predetermined time length.
The same predetermined number of discrete numbers obtained as a result of the Fourier transform for each of the first and second Fourier transform frames by discretely Fourier transforming the second Fourier transform frames using the same window function. From the data for each frequency, phase information for each discrete frequency is obtained for each of the first and second Fourier transform frames, and the phase information is obtained for each of the first and second Fourier transform frames. The manner of change of the phase information for each identical discrete frequency is determined, and the manner of change of the phase information for each discrete frequency is assumed to be constant on the time axis, and the first time position and the The individual phase information of a predetermined number of discrete frequencies in the Fourier transform frame at the third time position existing at a time position that is an integer multiple of the time difference from the second time position is determined. Fourier It can be to be able to predict the phase information of the conversion frame ".
【００１３】図９に示すブロック図は前記したような高
橋の仮説による音響信号の位相予測技術を応用して、記
録，伝送の対象にされる信号の情報量の圧縮を行なって
記録，伝送を行なう場合に、各フレーム毎に振幅の残差
信号Ａｉ(ｍ)−Ａｉ(ｍ-1)と、位相の残差信号Δθｉ
(ｍ）＝θｉ(ｍ)−{２θｉ(ｍ-1)−θｉ(ｍ-2）}とを記
録，伝送できるように構成した送信側（符号化側）のエ
ンコーダの構成例を示したものであり、また、図１０は
受信側（復号化側）デコーダの構成例を示している図で
ある。前記の各残差信号は、予測が当っていれば零にな
るが、通常は予測値との僅かなずれが発生するから、前
記の残差信号が零になることは少ないが元の信号の情報
量に比べで残差信号の情報量は遥かに少ないものになっ
ている。The block diagram shown in FIG. 9 applies the above-described acoustic signal phase prediction technology based on the Takahashi hypothesis, compresses the information amount of a signal to be recorded and transmitted, and performs recording and transmission. In this case, the amplitude residual signal Ai (m) -Ai (m-1) and the phase residual signal Δθi
(m) = θi (m) − {2θi (m−1) −θi (m−2)}, showing a configuration example of an encoder on the transmission side (encoding side) configured to be able to record and transmit. FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a receiving side (decoding side) decoder. Each of the residual signals becomes zero when the prediction is performed.However, since a slight deviation from the predicted value occurs usually, the residual signal rarely becomes zero, but the original signal is less likely to become zero. The information amount of the residual signal is much smaller than the information amount.
【００１４】図９において、１は記録，伝送の対象にさ
れているデジタル音響信号の入力端子であり、前記した
デジタル音響信号の入力端子１に供給されたデジタル音
響信号から、オーバーラップ部２によってオーバーラッ
プされた状態で予め定められた一定の時間長を有するよ
うに切出された順次のフーリエ変換フレームは、それぞ
れが例えばＮ点の標本点を有する期間毎に窓関数を掛け
て、順次の各フレームの繋ぎ目を互に重複させて緩やか
に繋がるような状態の順次の１フレーム期間となるよう
に、窓関数処理部３において窓関数が乗算された後に、
ブロック４において高速フーリエ変換演算(ＦＦＴ演算)
が行なわれる（なお、ＤＦＴ演算でもよい）。ＦＦＴ演
算の結果としてそれぞれのフーリエ変換フレーム毎に、
同一の一定な周波数間隔ｆ｛ただし、各１フレーム毎の
フーリエ変換フレームにおけるデータ数標本数をＮと
し、標本化周波数をｆｓとして、ｆ＝ｆｓ／Ｎ}を有す
るＮ個の離散的な周波数毎に実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、
虚数部(Ｉｍａｇ)振幅とからなるＦＦＴ演算結果のデー
タが得られる。In FIG. 9, reference numeral 1 denotes an input terminal of a digital audio signal to be recorded and transmitted. The digital audio signal supplied to the input terminal 1 of the digital audio signal is converted by the overlap unit 2 into an input terminal. Successive Fourier transform frames cut out to have a predetermined fixed time length in an overlapped state are sequentially multiplied by a window function for each period having, for example, N sample points, and are sequentially processed. After the window function is multiplied by the window function processing unit 3 so as to form one successive frame period in which the seams of the frames overlap each other and are gently connected,
Fast Fourier transform operation (FFT operation) in block 4
(A DFT operation may be performed). As a result of the FFT operation, for each Fourier transform frame,
The same fixed frequency interval f where the number of data in the Fourier transform frame for each frame is N, the sampling frequency is fs, and N discrete frequencies having f = fs / N} And the real part (Real) amplitude,
Data of the result of the FFT operation including the imaginary part (Imag) amplitude is obtained.
【００１５】前記のようにＦＦＴ演算の結果として得ら
れたＮ個の離散的な周波数毎のデータは、それぞれの離
散的な周波数のデータ毎に、それぞれ異なる信号処理装
置によって信号処理が行なわれるのであるが、図９には
Ｎ個の信号処理装置の内の１個の信号処理装置の構成だ
けが例示されている。図９において前記の信号処理装置
は直交座標→極座標変換部とマルチプレクサ１８との間
の構成部分である。ＦＦＴ演算の結果として得られたＮ
個の離散的な周波数毎の実数部と虚数部とからなる特定
な離散的な周波数のデータは、直交座標→極座標変換部
６において極座標変換されて振幅項と位相項とに分離さ
れた後に、既述の数１に従った振幅の計算と、既述の数
２に従った位相の計算とが行なわれることにより、順次
のフレームについて前記した離散的な各周波数毎に、合
成振幅項Ａｉ（ｍ）と位相項θｉ（ｍ）とが求められ
る。As described above, the data for each of the N discrete frequencies obtained as a result of the FFT operation is subjected to signal processing by a different signal processor for each data of each discrete frequency. However, FIG. 9 illustrates only the configuration of one of the N signal processing devices. In FIG. 9, the signal processing device is a component between the orthogonal coordinate → polar coordinate converter and the multiplexer 18. N obtained as a result of the FFT operation
The data of a specific discrete frequency consisting of a real part and an imaginary part for each discrete frequency are subjected to polar coordinate conversion by a rectangular coordinate → polar coordinate converter 6 and separated into an amplitude term and a phase term. By performing the calculation of the amplitude according to the above-described Equation 1 and the calculation of the phase according to the above-described Equation 2, the composite amplitude term Ai ( m) and the phase term θi (m).
【００１６】前記した直交座標→極座標変換部６の計算
結果として得られる特定な離散的な周波数の合成振幅項
Ａｉ（ｍ）はラッチ回路７と減算器８とデータセレクタ
９とに供給される。前記したデータセレクタ９は、端子
３４に供給される切換信号によって、前記した合成振幅
項Ａｉ（ｍ）による設定データと、前記した減算器８か
ら出力された残差データとの何れか一方を選択してマル
チプレクサ１８に出力させる。前記したデータセレクタ
９の切換動作は、後述のデータセレクタ１６の切換動作
と連動して行なわれる。また、前記した直交座標→極座
標変換部６の計算結果として得られる特定な離散的な周
波数の位相項θｉ（ｍ）はラッチ回路１０と減算器１４
とデータセレクタ１６とに供給される。ｍ番目のフレー
ムにおける特定な離散的な周波数（今、仮にｆａとす
る）の位相の計算結果として直交座標→極座標変換部６
から出力された位相θｉ（ｍ）のデータがラッチ回路１
０に保持される以前にラッチ回路１０に保持されていた
位相のデータ、すなわちｍ-1番目のフレームにおける特
定な離散的な周波数ｆａの位相の計算結果として直交座
標→極座標変換部６から出力されていた位相θｉ(ｍ-1)
のデータは、位相予測部ＰＦＣにおけるラッチ回路１２
に保持される。前記した位相予測部ＰＦＣは、図示の構
成例ではラッチ回路１２と利得が２の増幅器１１と、減
算器１３とによって構成されている。The composite amplitude term Ai (m) of a specific discrete frequency obtained as a result of the calculation performed by the rectangular coordinate → polar coordinate converter 6 is supplied to the latch circuit 7, the subtractor 8, and the data selector 9. The data selector 9 selects one of the setting data based on the composite amplitude term Ai (m) and the residual data output from the subtractor 8 according to the switching signal supplied to the terminal 34. And output it to the multiplexer 18. The switching operation of the data selector 9 is performed in conjunction with the switching operation of the data selector 16 described later. The phase term θi (m) of a specific discrete frequency obtained as a result of the calculation performed by the rectangular coordinate → polar coordinate converter 6 is calculated by the latch circuit 10 and the subtractor 14.
And the data selector 16. As a result of calculating the phase of a specific discrete frequency (here, supposed to be fa) in the m-th frame, a rectangular coordinate → polar coordinate converter 6
Data of the phase θi (m) output from the latch circuit 1
The data of the phase held in the latch circuit 10 before being held at 0, that is, the calculation result of the phase of the specific discrete frequency fa in the (m-1) -th frame is output from the rectangular coordinate → polar coordinate converter 6. Phase θi (m-1)
Is stored in the latch circuit 12 in the phase prediction unit PFC.
Is held. The phase predicting unit PFC includes a latch circuit 12, an amplifier 11 having a gain of 2, and a subtractor 13 in the illustrated configuration example.
【００１７】前記した位相θｉ(ｍ-1)のデータがラッチ
回路１２に保持される以前にラッチ回路１２に保持され
ていた位相のデータ、すなわち、ｍ-2番目のフレームに
おける特定な離散的な周波数ｆａの位相の計算結果とし
て直交座標→極座標変換部６から出力されていた位相θ
i(ｍ-2)のデータは、減算器１３に対して減数信号とし
て供給されており、前記の減算器１３に対して被減数信
号として供給されているのは、前記した利得が２の増幅
器１１からの出力であるから、前記の減算器１３から出
力される予測位相のデータ、すなわち、位相予測部ＰＦ
Ｃから出力される予測位相のデータは２θｉ(ｍ-1) −
θi(ｍ-2)である。なお端子１５はシフトクロック信号
の供給端子である。The data of the phase held in the latch circuit 12 before the data of the phase θi (m-1) is held in the latch circuit 12, that is, a specific discrete data in the (m-2) th frame. The phase θ output from the rectangular coordinate → polar coordinate converter 6 as the calculation result of the phase of the frequency fa
The data of i (m−2) is supplied to the subtractor 13 as a subtraction signal, and the data of the i (m−2) is supplied to the subtractor 13 as a subtrahend signal. , The data of the predicted phase output from the subtractor 13, that is, the phase prediction unit PF
The predicted phase data output from C is 2θi (m-1) −
θi (m−2). The terminal 15 is a supply terminal for the shift clock signal.
【００１８】前記した位相予測部ＰＦＣから出力された
予測位相のデータ２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ-2)が、減算
器１４において実際の位相データθｉ(ｍ)から減算され
ることによって、前記の減算器１４からは位相残差信号
Δθｉ(ｍ)＝θｉ(ｍ)-{２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ-
2）}が出力されて、それがデータセレクタ１６を介して
量子化スケーリング１７に供給され、そこで、周波数に
従って量子化サイズが設定された後に、マルチプレクサ
１８に供給される。The subtraction unit 14 subtracts the predicted phase data 2θi (m−1) −θi (m−2) output from the phase prediction unit PFC from the actual phase data θi (m). , The phase residual signal Δθi (m) = θi (m) − {2θi (m−1) −θi (m−).
2)} is output and supplied to the quantization scaling 17 via the data selector 16, where the quantization size is set according to the frequency and then supplied to the multiplexer 18.
【００１９】前記したマルチプレクサ１８では、特定な
離散的な周波数（今、仮にｆａとする)の振幅残差信号
ΔＡｉ(ｍ）と、特定な離散的な周波数ｆａの位相残差
信号Δθｉ(ｍ)とを合わせて出力端子１９に供給する。
なお、前記した出力端子１９には、少なくとも１度はオ
リジナルの振幅成分Ａｉ(ｍ）や、位相成分θｉ(ｍ)、
供給されていることはいうまでもない。前記したマルチ
プレクサ１８には、フーリエ変換フレーム内の所定数の
離散周波数毎の振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）と、位相残差
信号Δθｉ(ｍ)とを発生させている他のすべての信号処
理回路からの出力データも供給されているから、マルチ
プレクサ１８からは、情報量が圧縮された状態の音響信
号のデータが出力されて、出力端子１９を介して伝送路
に送出されることになる。In the multiplexer 18, the amplitude residual signal ΔAi (m) having a specific discrete frequency (hereinafter, supposed to be fa) and the phase residual signal Δθi (m) having a specific discrete frequency fa are used. Is supplied to the output terminal 19.
Note that the output terminal 19 has at least once an original amplitude component Ai (m), a phase component θi (m),
Needless to say, it is supplied. All other signal processing circuits that generate the amplitude residual signal ΔAi (m) and the phase residual signal Δθi (m) for each of a predetermined number of discrete frequencies in the Fourier transform frame are provided in the multiplexer 18. Since the output data is also supplied from the multiplexer 18, the audio signal data in a state where the amount of information is compressed is output from the multiplexer 18 and transmitted to the transmission line via the output terminal 19.
【００２０】次に、図１０を参照して伝送系の受信側
（復号化側）の一例構成について説明する。図１０にお
いて、２０は受信側に設けられたデコーダの入力端子で
あり、この入力端子２０には、図９を参照して既述した
送信側から伝送路(図示していない)を介して受信側に伝
送されて来た情報量が圧縮された状態の音響信号のデー
タ、すなわち、フーリエ変換フレーム内の所定数の離散
周波数毎の振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）と、位相残差信号
とを含んで構成されている音響信号のデータから、特定
な離散周波数毎の振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）と、位相残
差信号Δθｉ(ｍ)とを含んでいる信号が供給されてい
る。前記した入力端子２０に供給された特定な離散周波
数毎の振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）と位相残差信号Δθｉ
(ｍ)とを含んでいる信号は、ある特定な離散的な周波数
のデータについての信号処理を行なう信号処理装置によ
って所定の信号処理を受ける。図１０にはある特定な離
散的な周波数のデータについての信号処理を行なう１個
の信号処理装置が代表的に示されている。Next, an example configuration of the receiving side (decoding side) of the transmission system will be described with reference to FIG. In FIG. 10, reference numeral 20 denotes an input terminal of a decoder provided on the reception side. The input terminal 20 receives a signal from the transmission side described above with reference to FIG. 9 via a transmission path (not shown). The data of the acoustic signal in a state where the amount of information transmitted to the side is compressed, that is, the amplitude residual signal ΔAi (m) for each of a predetermined number of discrete frequencies in the Fourier transform frame and the phase residual signal A signal including an amplitude residual signal ΔAi (m) and a phase residual signal Δθi (m) for each specific discrete frequency is supplied from the data of the acoustic signal configured to include the signal. The amplitude residual signal ΔAi (m) and the phase residual signal Δθi for each specific discrete frequency supplied to the input terminal 20 described above.
The signal including (m) is subjected to predetermined signal processing by a signal processing device that performs signal processing on data of a specific discrete frequency. FIG. 10 representatively shows one signal processing device that performs signal processing on data of a specific discrete frequency.
【００２１】入力端子２０に特定な離散周波数のオリジ
ナルの振幅成分Ａｉ(ｍ）や、位相成分θｉ(ｍ)、及び
振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）や位相残差信号Δθｉ(ｍ)な
どを含んで構成されている信号が供給された信号処理回
路では、デマルチプレクサ２１によって特定な離散周波
数（今、仮にｆａとする）のオリジナルの振幅成分Ａｉ
(ｍ）や、位相成分θｉ(ｍ)、あるいは振幅残差信号Δ
Ａｉ(ｍ）や位相残差信号Δθｉ(ｍ)を分離して、振幅
成分の信号処理回路と、位相成分の処理回路とに供給す
る。図１０においてラッチ回路２４から加算器２５に与
えられているデータは、前記したデマルチプレクサ２１
から加算器２５に与えられている振幅信号が、ｍ番目の
フレームにおける振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ)である場合に
は、ｍ-1番目のフレームの合成振幅項のデータはＡｉ
(ｍ-1)であるから、加算器２５においてｍ-1番目のフレ
ームの合成振幅項のデータＡｉ(ｍ-1)と、ｍ番目のフレ
ームにおける振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）とが加算され
て、加算器２５からはｍ番目のフレームの合成振幅項の
データＡｉ(ｍ)が出力され、それがデータセレクタ２６
を介してラッチ回路２４によって保持されるとともに、
極座標→直交座標変換部２７に供給される。The input terminal 20 includes an original amplitude component Ai (m) and phase component θi (m) of a specific discrete frequency, an amplitude residual signal ΔAi (m), a phase residual signal Δθi (m), and the like. In the signal processing circuit supplied with the signal composed of the following components, the original amplitude component Ai of a specific discrete frequency (hereinafter, supposed to be fa) is specified by the demultiplexer 21.
(m), the phase component θi (m), or the amplitude residual signal Δ
Ai (m) and the phase residual signal Δθi (m) are separated and supplied to an amplitude component signal processing circuit and a phase component processing circuit. In FIG. 10, the data provided from the latch circuit 24 to the adder 25 is
Is the amplitude residual signal ΔAi (m) in the m-th frame, the data of the composite amplitude term in the (m−1) -th frame is Ai
(m−1), the adder 25 adds the data Ai (m−1) of the composite amplitude term of the m−1th frame and the amplitude residual signal ΔAi (m) of the mth frame. Then, the adder 25 outputs the data Ai (m) of the synthesized amplitude term of the m-th frame.
And held by the latch circuit 24 via
It is supplied to a polar coordinate → rectangular coordinate conversion unit 27.
【００２２】また、前記のようにデマルチプレクサ２１
によって分離された特定な離散周波数（今、仮にｆａと
する）のオリジナルの振幅成分Ａｉ(ｍ）や、位相成分
θｉ(ｍ)、または振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）や位相残差
信号Δθｉ(ｍ)は、再量子化器２２によって再量子化さ
れた後に、加算器２９とデータセレクタ３０とに供給さ
れている。前記した加算器２９から出力されるデータ
が、ｍ番目のフレームにおける特定な離散的な周波数の
位相項のデータθｉ(ｍ)となることは、前記した加算器
２９で加算される２つのデータが、デマルチプレクサ２
１から加算器２９に与えられている位相予測残差信号Δ
θｉ(ｍ)と、位相予測部ＰＦＣから出力された位相予測
信号２θｉ(ｍ-1）−θｉ(ｍ-2）との和となることより
明らかである。前記した加算器２９から出力されたｍ番
目のフレームにおける特定な離散的な周波数の位相項の
データθｉ(ｍ)は、データセレクタ３０を介して極座標
→直交座標変換部２７に供給されるとともに、ラッチ回
路２８に供給されている。なお、端子２３にはシフトク
ロック信号が供給されている。As described above, the demultiplexer 21
Amplitude component Ai (m), phase component θi (m), or amplitude residual signal ΔAi (m) or phase residual signal Δθi ( m) is supplied to the adder 29 and the data selector 30 after being requantized by the requantizer 22. The fact that the data output from the adder 29 becomes the data θi (m) of the phase term of the specific discrete frequency in the m-th frame means that the two data added by the adder 29 are , Demultiplexer 2
The phase prediction residual signal Δ provided to the adder 29 from 1
This is apparent from the sum of θi (m) and the phase prediction signal 2θi (m−1) −θi (m−2) output from the phase prediction unit PFC. The data θi (m) of the phase term of the specific discrete frequency in the m-th frame output from the adder 29 is supplied to the polar coordinate to rectangular coordinate conversion unit 27 via the data selector 30. It is supplied to a latch circuit 28. The terminal 23 is supplied with a shift clock signal.
【００２３】前記した加算器２９から出力された位相θ
ｉ(ｍ)のデータがラッチ回路２８に保持される以前に、
ラッチ回路２８に保持されていた位相のデータ、すなわ
ちｍ-1番目のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆ
ａの位相θｉ(ｍ-1)のデータは、ラッチ回路１２と利得
が２の増幅器１１と、減算器１３とによって構成されて
いる位相予測部ＰＦＣにおけるラッチ回路１２に保持さ
れる。前記した位相θｉ(ｍ-1)のデータがラッチ回路１
２に保持される以前にラッチ回路１２に保持されていた
位相のデータ、すなわち、ｍ-2番目のフレームにおける
特定な離散的な周波数ｆａの位相θｉ(ｍ-2)のデータ
は、減算器１３に対して減数信号として供給されてお
り、前記の減算器１３に対して被減数信号として供給さ
れているのは、前記した利得が２の増幅器１１からの出
力であるから、前記の減算器１３から出力される予測位
相のデータ、すなわち、位相予測部ＰＦＣから出力され
る予測位相のデータθｉ(ｍ)は２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ
-2)である。それで、前記した位相予測部ＰＦＣから出
力された予測位相のデータθｉ(ｍ)＝２θｉ(ｍ-1) −
θｉ(ｍ-2)と、ｍ番目のフレームの位相残差信号Δθｉ
(ｍ）＝θｉ(ｍ)−｛２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ-2）｝と
が加算器２９で加算されると、加算器２９からはｍ番目
のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相項
のデータθｉ(ｍ)が出力されることになる。The phase θ output from the adder 29
Before the data of i (m) is held in the latch circuit 28,
The phase data held in the latch circuit 28, that is, a specific discrete frequency f in the (m-1) -th frame
The data of the phase θi (m−1) of “a” is held in the latch circuit 12 in the phase prediction unit PFC composed of the latch circuit 12, the amplifier 11 having a gain of 2 and the subtractor 13. The data of the phase θi (m−1) is stored in the latch circuit 1
2, the data of the phase held in the latch circuit 12 before being held in the latch circuit 12, that is, the data of the phase θi (m−2) of the specific discrete frequency fa in the (m−2) -th frame is subtracted from the subtractor 13 Is supplied to the subtracter 13 as a subtraction signal because the output from the amplifier 11 having the gain of 2 is provided from the subtractor 13. The data of the predicted phase output, that is, the data θi (m) of the predicted phase output from the phase prediction unit PFC is 2θi (m−1) −θi (m
-2). Therefore, the prediction phase data θi (m) = 2θi (m−1) − output from the phase prediction unit PFC.
θi (m−2) and the phase residual signal Δθi of the m-th frame
When (m) = θi (m) − {2θi (m−1) −θi (m−2)} is added by the adder 29, the adder 29 outputs a specific discrete signal in the m-th frame. The data θi (m) of the phase term of the frequency fa is output.
【００２４】そして、前記のように加算器２５から出力
されたｍ番目のフレームの合成振幅項のデータＡｉ(ｍ)
と、加算器２９から出力されたｍ番目のフレームにおけ
る特定な離散的な周波数の位相項のデータθｉ(ｍ)と
が、それぞれ所定のデータセレクタ２６，３０を介して
供給された極座標→直交座標変換部２７では、前記した
ｍ番目のフレームの合成振幅項のデータＡｉ(ｍ)と、加
算器２９から出力されたｍ番目のフレームにおける特定
な離散的な周波数の位相項のデータθｉ(ｍ)とによっ
て、前記した特定な離散的な周波数ｆａにおける実数部
(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部(Ｉｍａｇ)振幅とを計算によ
り求めて出力し、それを逆ＦＦＴ演算部３１に供給す
る。前記の逆ＦＦＴ演算部３１には、フーリエ変換フレ
ーム内の所定数の離散周波数毎に設けられているすべて
の信号処理回路からの出力データが供給されているか
ら、逆ＦＦＴ演算部３１からはもとの楽音信号のデータ
が復原され、それに窓関数処理部３２で行なわれる窓関
数掛けと、オーバーラップ加算部３３においてオーバー
ラップ加算が施されることにより、もとのデジタル楽音
信号に復原されて出力端子３５に送出されることにな
る。The data Ai (m) of the m-th frame output from the adder 25 as described above.
And the data θi (m) of the phase term having a specific discrete frequency in the m-th frame output from the adder 29 are polar coordinates supplied via predetermined data selectors 26 and 30, respectively. In the conversion unit 27, the data Ai (m) of the composite amplitude term of the m-th frame and the data θi (m) of the phase term of a specific discrete frequency in the m-th frame output from the adder 29 And the real part at the specific discrete frequency fa
The (Real) amplitude and the imaginary part (Imag) amplitude are calculated and output, and supplied to the inverse FFT operation unit 31. Since the output data from all the signal processing circuits provided for each of a predetermined number of discrete frequencies in the Fourier transform frame is supplied to the inverse FFT operation unit 31, the inverse FFT operation unit 31 also receives the output data. The original tone signal is restored by performing the window function multiplication performed by the window function processing unit 32 and the overlap addition performed by the overlap addition unit 33. It is sent to the output terminal 35.
【００２５】[0025]
【発明が解決しようとする課題】既述したように実際の
楽器等から発生された楽音信号をデジタル化して得たデ
ータをメモリに記憶させておき、前記のデータを記憶さ
せたメモリを楽音を発生させるための音源中に備えてい
るような構成形態の電子楽器、その他の諸装置におい
て、メモリに記憶させておくべき楽音信号が、フーリエ
変換後の振幅成分の略々一様なものであれば、メモリに
記憶させておくべき楽音信号における振幅成分のデータ
量は極めて小さくでき、また、前記した楽音信号におけ
る位相成分については、前記した本出願人会社の既提案
の「音響信号の位相予測方法」のように、「予め定めら
れた一定の時間長を有するように音響信号から切出され
た順次の各フーリエ変換フレームにおける第１，第２の
各フーリエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離散的に
フーリエ変換して、前記した第１，第２の各フーリエ変
換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同
一な所定数の離散周波数毎のデータにより、前記した第
１，第２の各フーリエ変換フレーム毎に、それぞれの離
散周波数毎の位相情報を得て、前記した第１，第２の各
フーリエ変換フレームにおいて互に対応している同一な
離散周波数毎の位相情報の変化の態様を求め、前記した
個々の離散周波数毎の位相情報の変化の態様が時間軸上
で一定である、すなわち等差項の形となるとして、前記
した第１の時間位置と第２の時間位置との時間差の整数
倍の時間位置に存在している第３の時間位置のフーリエ
変換フレーム内の所定数の離散周波数の個々の位相情報
を決定して、第３の時間位置のフーリエ変換フレームの
位相情報を予測する手段」を楽音信号における位相成分
のデータ量の圧縮に応用することによりデータ量を極め
て小さくできるから、前記のデータを記憶させたメモリ
を楽音を発生させるための音源の構成を容易にすること
ができる。As described above, data obtained by digitizing a musical tone signal generated from an actual musical instrument or the like is stored in a memory, and the memory storing the data is used to store a musical tone. In an electronic musical instrument having a configuration such as that provided in a sound source for generation, and other devices, a tone signal to be stored in a memory is substantially uniform in amplitude components after Fourier transform. For example, the data amount of the amplitude component in the tone signal to be stored in the memory can be extremely small, and the phase component in the tone signal described above is the same as that previously described by the applicant of the present invention. Method ", the first and second Fourier transform frames in each successive Fourier transform frame extracted from the audio signal so as to have a predetermined constant time length. Fourier transform is performed discretely using the same window function for the same system, and the same predetermined number of discrete frequency data obtained as a result of the Fourier transform for each of the first and second Fourier transform frames is used as follows: The phase information for each discrete frequency is obtained for each of the first and second Fourier transform frames, and the same discrete frequency corresponding to each other in the first and second Fourier transform frames is obtained. The aspect of the change of the phase information for each discrete frequency is obtained, and the aspect of the change of the phase information for each of the discrete frequencies is constant on the time axis, that is, the first time Determining individual phase information of a predetermined number of discrete frequencies in a Fourier transform frame at a third time position existing at a time position that is an integer multiple of the time difference between the position and the second time position; Fouries in time position Since the amount of data can be extremely reduced by applying the "means for predicting the phase information of the converted frame" to the compression of the amount of data of the phase component in the musical tone signal, the memory storing the data is used as a sound source for generating a musical tone. Can be easily configured.
【００２６】ところで、実際の電子楽器の演奏は、ＭＩ
ＤＩの規格によるデータのノート・オン，ノート・オフ
の情報によって演奏動作が表現されている。すなわち、
押鍵情報を表わす前記したノート・オン情報のメッセー
ジによって、実際に押鍵された楽器の種類の情報(楽器
のチャンネルの情報)、音程の情報、強さ(押鍵速度)の
情報等の諸情報が伝送され、また離鍵情報を表わす前記
したノート・オフ情報のメッセージによって、離鍵され
た楽器の種類の情報(楽器のチャンネルの情報)、音程の
情報、離鍵速度の情報等の諸情報が伝送される。ところ
が、既述したサンプラの場合には、サンプリング時のノ
ート・オンからノート・オフまでの時間々隔と、実際に
演奏されたときのノート・オンからノート・オフまでの時
間々隔とが必らずしも同一ではなく、離鍵する以前に発
音が終了してしまったり、離鍵した後にも押鍵し続けて
いる状態のように発音が続行したり、というような不具
合が起こる。By the way, the actual performance of an electronic musical instrument is based on MI
The performance operation is expressed by the note-on and note-off information of the data according to the DI standard. That is,
The message of the note-on information indicating the key press information described above allows various types of information such as information on the type of instrument actually pressed (information on channel of the instrument), information on pitch, information on strength (key press speed), and the like. The information is transmitted, and the note-off information message representing the key release information is used to send various information such as information on the type of the released key (instrument channel information), pitch information, and key release speed. Information is transmitted. However, in the case of the sampler described above, the time interval from note-on to note-off at the time of sampling and the time interval from note-on to note-off when actually played are necessary. It is not the same, and the sound generation ends before the key is released, or the sound generation continues as if the key is kept pressed after the key is released.
【００２７】それで、前記のような不具合いが生じるこ
とを防ぐために、ルーピング処理という手法が採用され
る。前記したルーピング処理という手法は、通常の楽器
から発音される楽音の時間軸上における変化の態様をみ
ると、アタックの部分を過ぎた後は比較的に定常的な波
形を示しながら持続しているか、あるいは減衰している
ことに着目して、後半の定常的な部分については、ノー
ト・オンの期間中に、波形の途中部分を時間軸上で繰返
し再生することにより時間軸上で連続している楽音を得
るようにしたものである。すなわち、前記のルーピング
処理という手法は、換言すると、標本抽出して得た短時
間の楽音信号の波形を、時間軸上で持続させることによ
り長い楽音信号の波形にしたいときに、楽音信号におけ
る繰返し部分の開始点と、繰返し部分の終了点との間の
部分の楽音信号の波形を繰返して読出して時間軸上で連
続させるという手法である。Therefore, in order to prevent the above inconvenience from occurring, a technique called looping processing is adopted. According to the above-mentioned method of looping processing, when looking at the manner of change on the time axis of a musical tone generated from a normal musical instrument, after passing through the attack portion, it is shown that the waveform continues while showing a relatively steady waveform. Focusing on the fact that it is attenuated, the steady part of the latter half is continuously played back on the time axis by repeatedly playing back the middle part of the waveform on the time axis during the note-on period. This is to get a musical tone that is there. In other words, the above-mentioned method of looping processing is, in other words, when it is desired to make the waveform of a short-time tone signal obtained by sampling to a waveform of a long tone signal by maintaining the waveform on the time axis, the repetition of the tone signal is repeated. This is a technique in which the waveform of the tone signal of the portion between the start point of the portion and the end point of the repeated portion is repeatedly read out and made continuous on the time axis.
【００２８】ところが周知のように、自然界から得られ
る音響は非常に複雑な波形を有していることが多いか
ら、そのような音響信号に対してルーピング処理の手法
を施す際には、ルーピング処理の手法の適用によって短
時間の音響信号を反復繰返えしても、長時間の自然な音
響として感じられるようにさせることができる反復繰返
し部分の開始点と終了点とを見付け出すことが困難であ
ったり、また、違和感のない持続音を得ることが困難で
あったりするために、クロスフェードによって波形の繋
ぎを円滑にすることも行なわれている。However, as is well known, sound obtained from the natural world often has a very complicated waveform. Therefore, when a looping method is applied to such an acoustic signal, a looping process is performed. It is difficult to find the starting and ending points of the repetition part that can make a long-time natural sound perceived even if the audio signal is repeated for a short time by applying the method In addition, it is also difficult to obtain a continuous sound without a sense of incongruity, so that the connection of waveforms is smoothly performed by crossfading.
【００２９】さて、図９及び図１０を参照して既述した
既提案のように、予め定められた一定の時間長を有する
ように楽音信号から切出された順次の各フーリエ変換フ
レームの信号に同じ窓関数を用いて離散的にフーリエ変
換し、前記した各フーリエ変換フレーム毎のフーリエ変
換の結果として求められた同一な所定数の離散周波数毎
のデータを用い、前記した各フーリエ変換フレーム毎に
得た各離散周波数毎の振幅成分と位相成分とのデータ量
を圧縮して伝送（記録）するという手法が、楽音信号の
音源装置に設けられる音色メモリに対する楽音信号のデ
ータの記憶に際して適用された場合に、音色メモリから
読出される楽音信号のデータは、前記したように予め定
められた一定の時間長を有するように楽音信号から切出
された順次の各フーリエ変換フレームの信号に同じ窓関
数を用いて離散的にフーリエ変換されたものに基づいて
得られたものであるが、一方、電子楽器において行なわ
れる既述のルーピング処理における反復繰返し部分の開
始点と終了点との時間軸上の位置は、前記のように予め
定められた一定の時間長を有するように楽音信号から切
出された順次の各フーリエ変換フレームの区切り目の位
置とは無関係な任意である。As described above with reference to FIGS. 9 and 10, the signals of the respective Fourier transform frames sequentially cut out from the tone signal so as to have a predetermined fixed time length. The Fourier transform is performed discretely using the same window function. The method of compressing and transmitting (recording) the data amount of the amplitude component and the phase component for each discrete frequency obtained in the above is applied when storing the data of the tone signal in the tone memory provided in the tone generator of the tone signal. In this case, the data of the tone signal read out from the tone memory is sequentially read out from the tone signal so as to have a predetermined fixed time length as described above. It is obtained based on the signal of the Rie-transformed frame that has been discretely Fourier-transformed using the same window function. The position on the time axis between the end point and the end point is irrelevant to the position of the break of each successive Fourier transform frame cut out from the tone signal so as to have a predetermined constant time length as described above. Optional.
【００３０】ところで、前記のように楽音信号のデータ
に対してルーピング処理が行なわれる場合には、ルーピ
ング処理における反復繰返し部分の開始点のデータが存
在するフーリエ変換フレームに対する復号処理と、終了
点のデータが存在するフーリエ変換フレームに対する復
号処理とを同時に行なわなければならないために、楽音
信号の音源装置に対して大きなデータ処理能力が必要と
されることになる。それで、楽音信号の音源装置のデー
タ処理能力が一定の場合には、当然のことながら同時に
発音できる楽音信号の個数が減少することになる。した
がって、楽音信号の音源装置におけるデータ処理をリア
ルタイムに行なわせるためには、楽音信号のデータに対
してルーピング処理が行なわれるようにしたときには、
ルーピング処理を行なわせるだけで、それが行なわれな
い場合に比べて２倍の処理速度の信号処理回路を用いる
ことが必要とされて、装置が大型で高価なものになると
いうことが問題になり、それの改善策が求められた。When the looping process is performed on the tone signal data as described above, the decoding process on the Fourier transform frame in which the data of the start point of the repetition and repetition part in the looping process is performed, and the looping process of the end point is performed. Since the decoding process for the Fourier transform frame in which the data exists must be performed at the same time, a large data processing capability is required for the tone signal generator. Therefore, when the data processing capability of the tone generator for the tone signal is constant, the number of tone signals that can be simultaneously generated naturally decreases. Therefore, in order to perform the data processing of the tone signal in the sound source device in real time, when the looping process is performed on the tone signal data,
It is necessary to use a signal processing circuit having a processing speed twice as fast as the case where looping processing is only performed, and the device becomes large and expensive. There was a need to improve it.
【００３１】[0031]
【課題を解決するための手段】本発明は予め定められた
一定の時間長を有するように楽音信号から切出された順
次の各フーリエ変換フレームの信号に同じ窓関数を用い
て離散的にフーリエ変換し、前記した各フーリエ変換フ
レーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一な
所定数の離散周波数毎のデータを用いて、前記した各フ
ーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎の振幅成分
と位相成分とについて、それぞれ高能率符号化を行なっ
てデータ量の圧縮が行なれた状態の楽音信号のデータを
音色メモリに記憶させておいて楽音信号を発生させるよ
うにした楽音信号の音源装置において、演奏時に前記し
た音色メモリから読出されたデータを復号して得た時間
領域の状態の楽音信号のデータについて、ルーピング処
理時における少なくともルーピング区間の始端位置を含
むフーリエ変換フレームのデータ、及び前記のフーリエ
変換フレームの近傍のデータを含むフーリエ変換フレー
ムのデータを記憶させるメモリを備えているとともに、
前記したメモリに記憶されたデータを用いて得られる信
号部分に続く信号部分を発生させるフーリエ変換フレー
ムの周波数領域のデータを記憶させるメモリを備えてな
る楽音信号の音源装置を提供する。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention provides a discrete Fourier transform using the same window function for each successive Fourier transform frame signal cut out from a tone signal so as to have a predetermined fixed time length. The amplitude component of each discrete frequency obtained for each Fourier transform frame is converted using the same predetermined number of data for each discrete frequency obtained as a result of the Fourier transform for each Fourier transform frame. A tone signal sound source device in which tone signal data in a state where the amount of data has been compressed by performing high-efficiency encoding of the tone signal and the phase component is stored in a tone color memory to generate a tone signal. The data of the tone signal in the time domain obtained by decoding the data read from the tone color memory during the performance Both with and a memory for storing data of the Fourier transform frames including Fourier transform frame of data including a start position of the looping section, and the data of the neighborhood of the Fourier transform frame,
There is provided a tone signal tone generator including a memory for storing data in a frequency domain of a Fourier transform frame for generating a signal portion subsequent to a signal portion obtained by using the data stored in the memory.
【００３２】[0032]
【作用】予め定められた一定の時間長を有するように楽
音信号から切出された順次の各フーリエ変換フレームの
信号に同じ窓関数を用いて離散的にフーリエ変換する。
前記した各フーリエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結
果として求められた同一な所定数の離散周波数毎のデー
タを用いて、前記した各フーリエ変換フレーム毎各離散
周波数毎の振幅成分と位相成分とを得る。前記の振幅成
分と位相成分とにそれぞれ高能率符号化を施してデータ
量を圧縮し、前記のようにデータ量が圧縮されたデータ
を音色メモリに記憶させておく。音色メモリに記憶され
ている楽音信号の振幅成分及び位相成分のデータを、電
子楽器の演奏時に音色メモリから読出して復号し、時間
領域の状態の楽音信号のデータとする。楽音信号のデー
タに対するルーピング処理時には、別に設けたメモリに
予め記憶しておいたデータ、すなわち、ルーピング区間
の始端部を含むフーリエ変換フレームにおける時間領域
のデータと、前記のフーリエ変換フレームの近傍の時間
領域のデータ、及び前記した時間領域のデータによって
得られる信号部分に続く信号部分を発生できる周波数領
域のデータを予め記憶しておいたメモリから読出した前
記の周波数領域のデータを時間領域のデータに変換した
時間領域のデータとを用いて、ルーピング処理が行なわ
れるようにする。The Fourier transform is performed discretely by using the same window function on the signals of each successive Fourier transform frame cut out from the tone signal so as to have a predetermined time length.
Using the same predetermined number of data for each discrete frequency obtained as a result of the Fourier transform for each Fourier transform frame, the amplitude component and the phase component for each discrete frequency for each Fourier transform frame are obtained. . The amplitude component and the phase component are each subjected to high-efficiency coding to compress the data amount, and the data whose data amount has been compressed as described above is stored in a tone color memory. The data of the amplitude and phase components of the tone signal stored in the tone memory is read out from the tone memory at the time of playing the electronic musical instrument and decoded to be the tone signal data in the time domain. At the time of the looping process for the data of the musical tone signal, data stored in a memory separately provided in advance, that is, data in the time domain of the Fourier transform frame including the beginning of the looping section, and the time near the Fourier transform frame The domain data, and the frequency domain data read from a memory that previously stores frequency domain data capable of generating a signal portion following the signal portion obtained by the time domain data are converted to time domain data. The looping process is performed using the converted time domain data.
【００３３】[0033]
【実施例】以下、本発明の楽音信号の発生装置の具体的
な内容を添付図面を参照して詳細に説明する。図１は本
発明の楽音信号の発生装置の構成例を示すブロック図、
図２はエンコーダの構成例を示すブロック図、図３乃至
図７は構成や動作の説明のために用いられる図、図８は
本発明の楽音信号の発生装置の説明のための図、図９は
既提案の音響信号の伝送方法のエンコーダのブロック
図、図１０は既提案の音響信号の伝送方法のデコーダの
ブロック図、図１１は既提案の音響信号の伝送方法の構
成原理及び動作原理を説明するための図である。本発明
の楽音信号の発生装置の構成例を示す図１において、３
７は音色メモリであり、この音色メモリ３７には多数の
楽音信号のデータが記憶されていて、電子楽器の楽器の
演奏時に所定のデータが読出されて、バス３８を介して
再量子化部４０〜４３に供給される。本発明の楽音信号
の発生装置の構成例を示す図１において、図１０を参照
して既述した既提案の音響信号の伝送方法で使用される
デコーダにおける構成部分と対応する構成部分には、図
１０に示されているデコーダで使用した図面符号と同一
の図面符号を使用している。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram of a tone signal generator according to the present invention. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a tone signal generating device according to the present invention;
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the encoder, FIGS. 3 to 7 are diagrams used for explaining the configuration and operation, FIG. 8 is a diagram for explaining a tone signal generating device of the present invention, and FIG. Is a block diagram of an encoder of the proposed sound signal transmission method, FIG. 10 is a block diagram of a decoder of the proposed sound signal transmission method, and FIG. 11 shows a configuration principle and an operation principle of the proposed sound signal transmission method. It is a figure for explaining. FIG. 1 shows an example of the configuration of a tone signal generating apparatus according to the present invention.
Reference numeral 7 denotes a tone color memory, in which a large number of tone signal data are stored. Predetermined data is read out at the time of playing of the electronic musical instrument, and the requantization unit 40 To 43. In FIG. 1 showing a configuration example of a tone signal generating device of the present invention, components corresponding to the components in the decoder used in the already proposed method of transmitting an audio signal described with reference to FIG. The same reference numerals as those used in the decoder shown in FIG. 10 are used.
【００３４】まず、本発明の楽音信号の発生装置に設け
られている音色メモリ３７に記憶させるべき楽音データ
を生成させうるエンコーダの構成例について、図２を参
照して説明する。図２に例示してあるエンコーダの構成
例において図９を参照して既述した既提案の音響信号の
伝送方法で使用されるエンコーダの構成部分と対応する
構成部分には、図９に示すエンコーダで使用した図面符
号と同一の図面符号を使用している。図２において、１
は記録，伝送の対象にされているデジタル音響信号の入
力端子であり、前記のデジタル音響信号の入力端子１に
供給されたデジタル音響信号から、オーバーラップ部２
においてオーバーラップされた状態で予め定められた一
定の時間長を有するように切出された順次のフーリエ変
換フレームは、それぞれが例えばＮ点の標本点を有する
期間毎に窓関数を掛けて、順次の各フレームの繋ぎ目を
互に重複させて緩やかに繋がるような状態の順次の１フ
レーム期間となるように、窓関数処理部３において窓関
数が乗算された後に、高速フーリエ変換演算部４におい
て、高速フーリエ変換演算(ＦＦＴ演算)が行なわれる。
なお、実施例の説明及び図中の表示では、ブロック４を
ＦＦＴ演算部としているが、本発明の実施に当り前記の
ブロック４がＤＦＴ演算部であってもよいことは勿論で
ある。First, a configuration example of an encoder capable of generating musical tone data to be stored in the tone color memory 37 provided in the musical tone signal generating device of the present invention will be described with reference to FIG. In the example of the configuration of the encoder illustrated in FIG. 2, the components corresponding to the components of the encoder used in the proposed transmission method of the acoustic signal described above with reference to FIG. 9 include the encoder illustrated in FIG. 9. The same reference numerals are used as those used in FIG. In FIG. 2, 1
Is an input terminal of a digital audio signal to be recorded and transmitted. The digital audio signal supplied to the input terminal 1 of the digital audio signal is converted into an overlap portion 2 by the digital audio signal.
Sequential Fourier transform frames cut out to have a predetermined fixed time length in an overlapped state in the above, for example, by multiplying a window function for each period having, for example, N sample points, sequentially, Are multiplied by the window function in the window function processing unit 3 so as to form one successive frame period in which the seams of the frames overlap each other and are gently connected, and then the fast Fourier transform operation unit 4 , Fast Fourier transform operation (FFT operation) is performed.
In the description of the embodiment and the display in the figure, the block 4 is an FFT operation unit. However, in implementing the present invention, the block 4 may be a DFT operation unit.
【００３５】そして前記したブロック４におけるＦＦＴ
演算の結果としてそれぞれのフーリエ変換フレーム毎
に、同一の一定な周波数間隔ｆ｛ただし、各１フレーム
毎のフーリエ変換フレームにおけるデータ数標本数をＮ
とし、標本化周波数をｆｓとして、ｆ＝ｆｓ／Ｎ｝を有
するＮ個の離散的な周波数毎に実数部（Ｒｅａｌ）振幅
と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅とからなるＦＦＴ演算結果
のデータが得られる。前記のようにＦＦＴ演算の結果と
して得られたＮ個の離散的な周波数毎のデータは、それ
ぞれの離散的な周波数のデータ毎に、それぞれ信号処理
が行なわれるのであるが、図２中には１つの周波数のデ
ータに対する信号処理装置の構成だけが、図中で直交座
標→極座標変換部６のように表示されている一点鎖線図
示のブロック６とマルチプレクサ１８との間に示されて
いる。ＦＦＴ演算の結果として得られたＮ個の離散的な
周波数毎の実数部と虚数部とからなる特定な離散的な周
波数のデータは、直交座標→極座標変換部６において極
座標変換されて振幅項と位相項とに分離された後に、既
述の数１による振幅の計算が振幅計算部６Ａで行なわ
れ、また既述の数２による位相の計算が位相計算部６Ｐ
で行なわれることにより、順次のフレームについて前記
した離散的な各周波数毎に、合成振幅項Ａｉ（ｍ）と位
相項θｉ（ｍ）とが求められる。The FFT in block 4 described above
As a result of the operation, the same constant frequency interval f 、 for each Fourier transform frame, where the number of data samples in the Fourier transform frame for each frame is N
Assuming that the sampling frequency is fs, data of the FFT operation result including the real part (Real) amplitude and the imaginary part (Imag) amplitude for each of N discrete frequencies having f = fs / N｝ is obtained. Can be As described above, the data for each of the N discrete frequencies obtained as a result of the FFT operation is subjected to signal processing for each of the discrete frequency data. Only the configuration of the signal processing device for one frequency data is shown between the multiplexer 18 and the block 6 shown by a dashed line shown as a rectangular coordinate → polar coordinate converter 6 in the figure. Data of a specific discrete frequency consisting of a real part and an imaginary part for each of N discrete frequencies obtained as a result of the FFT operation is subjected to polar coordinate conversion in a rectangular coordinate → polar coordinate conversion unit 6 to obtain an amplitude term and After being separated into the phase term, the amplitude calculation according to the aforementioned equation 1 is performed in the amplitude calculator 6A, and the phase calculation according to the aforementioned equation 2 is calculated in the phase calculator 6P.
, The composite amplitude term Ai (m) and the phase term θi (m) are obtained for each of the discrete frequencies described above for the successive frames.
【００３６】そして前記した直交座標→極座標変換部６
における振幅計算部６Ａでの計算結果として得られる特
定な離散的な周波数の合成振幅項Ａｉ(ｍ)はマスキング
処理部５とルック・アップ・テーブル（ＬＵＴ）３９と
に供給され、また、前記した直交座標→極座標変換部６
における位相計算部６Ｐの計算結果として得られる特定
な離散的な周波数の位相項θｉ(ｍ）はラッチ回路１０
と減算器１４と切換スイッチ１６Ｓの固定接点ａとに供
給される。Then, the above-mentioned rectangular coordinate → polar coordinate conversion unit 6
Is supplied to the masking processing unit 5 and the look-up table (LUT) 39, as described above. Cartesian to polar coordinate converter 6
The phase term θi (m) of a specific discrete frequency obtained as a calculation result of the phase calculation unit 6P in
And the fixed contact a of the changeover switch 16S.
【００３７】直交座標→極座標変換部６の振幅計算部６
Ａにおける計算結果として得られる特定な離散的な周波
数の合成振幅項Ａｉ(ｍ)が供給されたマスキング処理部
５では、供給された順次のフーリエ変換フレームにおけ
る振幅成分に対して図３に例示されているような手順で
マスキング処理を行なう。すなわち前記した特定な離散
的な周波数の合成振幅項Ａｉ(ｍ)を用いてマスキングカ
ーブｍａｓｋ（ｍ）を算出するのであるが、前記したマ
スキングカーブｍａｓｋ（ｍ）の算出は例えば次のよう
にして行なう。特定な離散的な周波数の合成振幅項Ａｉ
(ｍ)に対するマスキングカーブの値を、単一正弦波のマ
スキングカーブｍｓ(k)を用いて、範囲−ｌ1〜ｌ2につ
いて数３に示されている式によって計算する。なお、前
記の単一正弦波のマスキングカーブｍｓ(ｋ）は、マス
キングカーブｍask(ｍ）をより一層精度良く求めるため
に、ｍs(ｋ)の値を周波数値に応じで変更されることも
ある。The amplitude calculator 6 of the rectangular coordinate → polar coordinate converter 6
In the masking processing unit 5 to which the synthesized amplitude term Ai (m) of the specific discrete frequency obtained as the calculation result in A is supplied, the amplitude component in the supplied sequential Fourier transform frame is illustrated in FIG. The masking process is performed according to the procedure described above. That is, the masking curve mask (m) is calculated by using the synthetic amplitude term Ai (m) of the specific discrete frequency described above. Do. A composite amplitude term Ai of a specific discrete frequency
The value of the masking curve for (m) is calculated using the masking curve ms (k) of a single sine wave by the equation shown in Equation 3 for the range -l1 to l2. The masking curve ms (k) of the single sine wave may be changed according to the frequency value in order to obtain the masking curve mask (m) with higher accuracy. .
【００３８】[0038]
【数３】 (Equation 3)
【００３９】次に、人間の聴感は低域及び高域において
感度が低いという人間の聴感特性と対応する所謂ラウド
ネス曲線を用いて、前記の数３に従って得た計算結果を
修正して最終的なマスキングカーブｍａｓｋ（ｍ）を決
定する。そして、マスキング処理部５では、前記のよう
にして決定したマスキングカーブｍａｓｋ（ｍ）によっ
て、振幅成分Ａｉ(ｍ)に対して図３中に示されているよ
うなマスキング処理、すなわち、Ａｉ（ｍ）＞ｍａｓｋ
（ｍ）の場合のＡｉ（ｍ）は、それをそのままを出力
し、またＡｉ（ｍ）＜ｍａｓｋ（ｍ）の場合のＡｉ
（ｍ）はゼロとするような信号処理を行なって振幅成分
のデータ量を圧縮する。前記のようにしてマスキング処
理部５においてデータ量が圧縮された振幅成分Ａｉ
（ｍ）は、ラッチ回路７と減算器８と切換スイッチ９Ｓ
の固定接点ａとに供給される。前記した切換スイッチ９
Ｓの可動接点ｖは、端子４４に供給される切換信号によ
って、前記した直交座標→極座標変換部６の振幅計算部
６Ａにおける計算結果として得られる特定な離散的な周
波数の合成振幅項Ａｉ(ｍ)による初期設定データと、前
記した減算器８から出力された残差データとの何れか一
方を選択して適応量子化部２３に出力させる。前記した
切換スイッチ９Ｓの切換動作は、後述の切換スイッチ１
６Ｓの切換動作と連動して行なわれる。Next, using a so-called loudness curve corresponding to the human audibility characteristic that the human audibility is low in the low frequency range and the high frequency range, the calculation result obtained in accordance with the above equation (3) is corrected and the final result is obtained. A masking curve mask (m) is determined. Then, the masking processing unit 5 performs a masking process as shown in FIG. 3, that is, Ai (m) on the amplitude component Ai (m) by using the masking curve mask (m) determined as described above. )> Mask
Ai (m) in the case of (m) outputs it as it is, and Ai (m) <Ai in the case of mask (m).
(M) compresses the data amount of the amplitude component by performing signal processing to make it zero. The amplitude component Ai whose data amount has been compressed in the masking processing unit 5 as described above.
(M) shows a latch circuit 7, a subtractor 8, and a changeover switch 9S.
And the fixed contact a. The changeover switch 9 described above.
The movable contact v of S is controlled by the switching signal supplied to the terminal 44 to generate a synthetic amplitude term Ai (m of a specific discrete frequency, which is obtained as a calculation result in the amplitude calculator 6A of the above-described orthogonal coordinate → polar coordinate converter 6. ) And the residual data output from the subtracter 8 described above, and the selected data is output to the adaptive quantization unit 23. The changeover operation of the changeover switch 9S is performed by a changeover switch 1 described later.
This is performed in conjunction with the 6S switching operation.
【００４０】前記した切換スイッチ９Ｓは、最初に伝送
すべきフーリエ変換フレームにおける振幅成分のデータ
の伝送時には、端子４４に供給された切換制御信号によ
って可動接点ｖが固定接点ａ側に切換えられた状態にさ
れていて、この状態においてはマスキング処理部５から
出力された振幅成分が、前記した切換スイッチ９Ｓの固
定接点ａと可動接点ｖとを介して適応量子化部２３に供
給される。また前記した最初に伝送すべきフーリエ変換
フレームにおける振幅成分のデータの伝送時以外のフー
リエ変換フレームにおける振幅成分のデータの伝送時に
は、前記した切換スイッチ９Ｓの可動接点ｖを切換スイ
ッチ９Ｓの固定接点ｂ側に切換えられて、減算器８から
出力された残差データ、すなわち、マスキング処理部５
において順次のフーリエ変換フレームにおける振幅成分
についてデータ量が圧縮された状態の振幅成分Ａｉ
（ｍ）間の残差が、切換スイッチ９Ｓの可動接点ｖから
適応量子化部２３に供給される。When the data of the amplitude component in the Fourier transform frame to be transmitted first is transmitted, the changeover switch 9S is in a state where the movable contact v is switched to the fixed contact a by the switching control signal supplied to the terminal 44. In this state, the amplitude component output from the masking processing unit 5 is supplied to the adaptive quantization unit 23 via the fixed contact a and the movable contact v of the changeover switch 9S. Also, when transmitting the amplitude component data in the Fourier transform frame other than when transmitting the amplitude component data in the Fourier transform frame to be transmitted first, the movable contact v of the changeover switch 9S is changed to the fixed contact b of the changeover switch 9S. Side, and the residual data output from the subtractor 8, ie, the masking processing unit 5
, The amplitude component Ai in a state where the data amount of the amplitude component in the sequential Fourier transform frame is compressed
The residual between (m) is supplied to the adaptive quantization unit 23 from the movable contact v of the changeover switch 9S.
【００４１】前記した切換スイッチ９Ｓの可動接点ｖの
切換えの態様としては、例えば所定数のフーリエ変換フ
レーム周期毎に可動接点ｖが固定接点ａ側に切換えられ
るようにしたり、あるいはその他の切換態様で切換えら
れるようにしてもよい。前記のようにして切換スイッチ
９Ｓを介して出力された振幅成分は、適応量子化部２３
において、図４に示されているような手順で適応化量子
化処理が行なわれる。すなわち適応量子化部２３では、
まずそれに供給された振幅の残差成分ΔＡｉ(ｍ）の絶
対値の最大値ｍａｘ(ｋ）を帯域毎に検出し、次に前記
のように帯域毎に検出した振幅の残差成分ΔＡｉ(ｍ）
の絶対値の最大値ｍａｘ(ｋ）毎に、必要なビット数ｂ
ｉｔ(ｋ)を決定する。そして、前記したｍａｘ(ｋ),ｂ
ｉｔ(ｋ）をもとに、ゼロの状態でない振幅の残差ΔＡ
ｉ(ｍ)を適応量子化するとともに、データ存在フラグを
たてる。前記の適応量子化された振幅のデータΔＡｉ'
(ｍ）すなわち、ΔＡｉ'(ｍ）＝｛ΔＡｉ(ｍ）／ｍａｘ
(ｋ）｝はマルチプレクサ１８に供給される。As a mode of switching the movable contact v of the changeover switch 9S, for example, the movable contact v can be switched to the fixed contact a every predetermined number of Fourier transform frame periods, or other switching modes can be used. You may make it switchable. The amplitude component output via the changeover switch 9S as described above is
, The adaptive quantization processing is performed in a procedure as shown in FIG. That is, in the adaptive quantization unit 23,
First, the maximum value max (k) of the absolute value of the amplitude residual component ΔAi (m) supplied thereto is detected for each band, and then the residual error component ΔAi (m) detected for each band as described above. )
The required number of bits b for each maximum value max (k) of the absolute value of
It (k) is determined. Then, the above-mentioned max (k), b
Based on it (k), a residual ΔA of amplitude that is not zero
i (m) is adaptively quantized and a data existence flag is set. The adaptively quantized amplitude data ΔAi ′
(m) That is, ΔAi ′ (m) = ｛ΔAi (m) / max
(k) is supplied to the multiplexer 18.
【００４２】前記した適応量子化部２３で行なわれる適
応量子化について付言すれば、マスキングカーブｍａｓ
ｋ(ｍ)によってマスクされる振幅成分Ａｉ(ｍ）、すな
わち振幅成分Ａｉ(ｍ）＜マスキングカーブｍａｓｋ
(ｍ)の関係にある振幅成分Ａｉ(ｍ）は聴取することが
できないものであるから、そのような振幅成分のデータ
を伝送する必要はなく、データが存在しないことを表わ
すフラグｆｌａg(ｍ)＝０を送るようにする。また、マ
スキングカーブｍａｓｋ（ｍ）によってマスクされない
振幅成分Ａｉ(ｍ）、すなわち振幅成分Ａｉ(ｍ）＞マス
キングカーブｍａｓｋ(ｍ）の関係にある振幅成分Ａｉ
(ｍ）についても全データを送る必要はなく、周波数帯
域毎に最大値ｍａｘ(ｋ）（ｋは例えば０から３〜６程
度）を検出し、前記した周波数帯域毎に検出された最大
値ｍａｘ(ｋ）に基づいて周波数帯域毎に必要なビット
数ｂｉｔ(ｋ）｛ｂｉｔ(ｋ）としては、例えば最大で１
４ビット程度｝を配分すればよい。そして、データが存
在することを表わすフラグｆｌａｇ（ｍ）＝１を送る。
前記した適応量子化部２３では、前記した周波数帯域毎
に検出された最大値ｍａｘ(ｋ）、前記した周波数帯域
毎に検出された最大値ｍａｘ(ｋ）に基づいて周波数帯
域毎に必要なビット数ｂｉｔ(ｋ）を用いて、フラグの
状態によってデータの存在する振幅成分を量子化して、
適応量子化した振幅成分のデータＡｉ'(ｍ）すなわち、
Ａｉ'(ｍ）＝｛Ａｉ(ｍ）／ｍａｘ(ｋ）｝またはΔＡ
ｉ'(ｍ）＝｛ΔＡｉ(ｍ）／ｍａｘ(ｋ）｝を算出して、
それをマルチプレクサ１８に供給される。The adaptive quantization performed by the above-described adaptive quantization section 23 will be described in more detail.
amplitude component Ai (m) masked by k (m), that is, amplitude component Ai (m) <masking curve mask
Since the amplitude component Ai (m) having the relationship of (m) cannot be heard, it is not necessary to transmit such amplitude component data, and the flag flag (m) indicating that no data exists. = 0. Further, an amplitude component Ai (m) not masked by the masking curve mask (m), that is, an amplitude component Ai having a relationship of amplitude component Ai (m)> masking curve mask (m).
It is not necessary to send all data for (m), and the maximum value max (k) (k is, for example, about 0 to 3 to 6) is detected for each frequency band, and the maximum value max detected for each frequency band is detected. The number of bits required for each frequency band based on (k) bit (k) ｛bit (k) is, for example, 1 at the maximum.
It is sufficient to allocate about 4 bits｝. Then, a flag flag (m) = 1 indicating that data exists is sent.
In the adaptive quantization unit 23, the bits necessary for each frequency band are determined based on the maximum value max (k) detected for each frequency band and the maximum value max (k) detected for each frequency band. Using several bits (k), the amplitude component where data exists is quantized according to the state of the flag,
Adaptively quantized amplitude component data Ai '(m),
Ai ′ (m) = {Ai (m) / max (k)} or ΔA
i ′ (m) = {ΔAi (m) / max (k)}
It is supplied to the multiplexer 18.
【００４３】前記のようにしてマルチプレクサ１８に供
給されて、マルチプレクサ１８から出力端子１９に送出
される振幅成分のデータは、周波数軸の方向と時間軸の
方向との双方について高能率符号化されている状態にな
っているから、既述した従来の高能率符号化方式によっ
て高能率符号化した場合に比べて、格段とデータの圧縮
が行なわれた状態になっているが、このように従来法に
比べて大巾な高能率符号化が可能になったのは、予め定
められた一定の時間長を有するように音響信号から切出
された順次の各フーリエ変換フレームの信号に同じ窓関
数を用いて離散的にフーリエ変換し、前記した各フーリ
エ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められ
た同一な所定数の離散周波数毎のデータを用いて、前記
した各フーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎の
振幅成分と位相成分とを、それぞれ個別に高能率符号化
した後に伝送するようにしているからである。As described above, the amplitude component data supplied to the multiplexer 18 and transmitted from the multiplexer 18 to the output terminal 19 is subjected to highly efficient encoding in both the frequency axis direction and the time axis direction. In this state, the data is significantly compressed as compared with the case where the high efficiency coding is performed by the conventional high efficiency coding method described above. The reason why large-scale high-efficiency encoding is possible compared to that is that the same window function is applied to the signal of each successive Fourier transform frame cut out from the audio signal so as to have a predetermined fixed time length. Fourier transform is performed discretely by using the same predetermined number of discrete frequency data obtained as a result of the Fourier transform for each Fourier transform frame. The amplitude and phase components of each discrete frequency obtained for each frame, because each of them so as to transmit after high efficiency coding individually.
【００４４】直交座標→極座標変換部６の位相計算部６
Ｐの計算結果として得られるｍ番目のフーリエ変換フレ
ームにおけるｉ番目の特定な離散的な周波数の位相θｉ
(ｍ)は、ラッチ回路１０と減算器１４と切換スイッチ１
６Ｓの固定接点ａとに供給される。前記したｍ番目のフ
ーリエ変換フレームにおけるｉ番目の特定な離散的な周
波数（今、仮にｆａとする）の位相の計算結果として直
交座標→極座標変換部６の位相計算部６Ｐから出力され
た位相θi(ｍ）のデータが、ラッチ回路１０に保持され
る以前にラッチ回路１０に保持されていた位相のデー
タ、すなわち、ｍ−1番目のフーリエ変換フレームにお
ける特定な離散的な周波数ｆａの位相の計算結果として
直交座標→極座標変換部６の位相計算部６Ｐから出力さ
れていた位相θi(m-1)のデータは、ラッチ回路１２と利
得が２の増幅器１１と、減算器１３とによって構成され
ている位相予測部ＰＦＣにおけるラッチ回路１２に保持
される。Phase calculation unit 6 of rectangular coordinate → polar coordinate conversion unit 6
The phase θi of the i-th specific discrete frequency in the m-th Fourier transform frame obtained as a result of calculating P
(m) shows the latch circuit 10, the subtractor 14, and the changeover switch 1
And 6S fixed contact a. The phase θi output from the phase calculation unit 6P of the rectangular coordinate → polar coordinate conversion unit 6 as a calculation result of the phase of the i-th specific discrete frequency (supposed to be fa) in the m-th Fourier transform frame. Calculation of the phase data held in the latch circuit 10 before the data (m) is held in the latch circuit 10, that is, the calculation of the phase of the specific discrete frequency fa in the (m-1) th Fourier transform frame As a result, the data of the phase θi (m-1) output from the phase calculator 6P of the orthogonal coordinate → polar coordinate converter 6 is constituted by the latch circuit 12, the amplifier 11 having a gain of 2, and the subtractor 13. Is held in the latch circuit 12 in the phase prediction unit PFC.
【００４５】前記した位相θi(m-1)のデータがラッチ回
路１２に保持される以前にラッチ回路１２に保持されて
いた位相のデータ、すなわち、ｍ−２番目のフーリエ変
換フレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相の
計算結果として直交座標→極座標変換部６の位相計算部
６Ｐから出力されていた位相θi(m-2)のデータは、減算
器１３に対して減数信号として供給されており、また、
前記の減算器１３に対して被減数信号として供給されて
いるのは、前記した利得が２の増幅器１１からの出力で
あるから、前記の減算器１３から出力される予測位相の
データ、すなわち、位相予測部ＰＦＣから出力される予
測位相のデータは２θi(m-1)−θi(m-2)である。そし
て、前記した位相予測部ＰＦＣから出力された予測位相
のデータ２θi(m-1) −θi(m-2)が、減算器１４におい
て実際の位相データθｉ(ｍ)から減算されることによっ
て、前記の減算器１４からは位相残差(信号）θｉ(ｍ)
−｛２θi(m-1) −θi(m-2)｝が出力されて、切換スイ
ッチ１６Ｓの固定接点ｂに供給されている。The data of the phase held in the latch circuit 12 before the data of the phase θi (m-1) is held in the latch circuit 12, that is, the specific discrete data in the (m-2) th Fourier transform frame. The data of the phase θi (m−2) output from the phase calculator 6P of the orthogonal coordinate → polar coordinate converter 6 as a calculation result of the phase of the typical frequency fa is supplied to the subtractor 13 as a subtraction signal. And also
Since what is supplied to the subtractor 13 as the minuend signal is the output from the amplifier 11 having the above-mentioned gain of 2, the data of the predicted phase output from the subtractor 13, that is, the phase The prediction phase data output from the prediction unit PFC is 2θi (m−1) −θi (m−2). Then, the subtraction unit 14 subtracts the predicted phase data 2θi (m-1) −θi (m−2) output from the phase prediction unit PFC from the actual phase data θi (m). The phase difference (signal) θi (m) is output from the subtractor 14.
− {2θi (m−1) −θi (m−2)} is output and supplied to the fixed contact “b” of the changeover switch 16S.
【００４６】前記した切換スイッチ１６Ｓは、既述のよ
うに切換スイッチ９Ｓと同期して切換動作を行なうよう
に、制御信号の供給端子３６に対して切換制御信号が供
給されている。そして、前記した切換スイッチ１６Ｓの
可動接点ｖは、最初に伝送すべきフーリエ変換フレーム
における位相成分のデータの伝送時には、前記した端子
３６に供給された切換制御信号によって固定接点ａ側に
切換えられた状態にされていてこのような切換状態の場
合には位相計算部６Ｐから出力された位相成分の初期設
定値のデータ、例えば位相成分のデータθi(0)が、切換
スイッチ１６Ｓの固定接点ａと可動接点ｖとを介して適
応量子化部１７Ａに供給され、また前記した最初に伝送
すべきフーリエ変換フレームにおける位相成分のデータ
の伝送時以外のフーリエ変換フレームにおける位相成分
のデータの伝送時には、前記した切換スイッチ１６Ｓの
可動接点ｖが固定接点ｂ側に切換えられて、減算器１４
から出力された残差データΔθ(ｍ)、すなわち、Δθ
(ｍ）＝θi(ｍ）−{２θ1(ｍ-1)−θi(ｍ-2)}が、切換
スイッチ１６Ｓの固定接点ｂと可動接点ｖとを介して適
応量子化部１７Ａに供給されるのである。The changeover switch 16S is supplied with a changeover control signal to a control signal supply terminal 36 so as to perform a changeover operation in synchronization with the changeover switch 9S as described above. The movable contact v of the changeover switch 16S is switched to the fixed contact a by the switching control signal supplied to the terminal 36 at the time of transmitting phase component data in the Fourier transform frame to be transmitted first. In such a switching state, the data of the initial value of the phase component output from the phase calculation unit 6P, for example, the data θi (0) of the phase component is connected to the fixed contact a of the changeover switch 16S. At the time of transmitting the data of the phase component in the Fourier transform frame other than the time of transmitting the data of the phase component in the Fourier transform frame to be transmitted first through the movable quantization contact v and supplied to the adaptive quantization unit 17A. The movable contact v of the changeover switch 16S is switched to the fixed contact b, and the subtractor 14
The residual data Δθ (m) output from
(m) = θi (m) − {2θ1 (m−1) −θi (m−2)} is supplied to the adaptive quantization unit 17A via the fixed contact b and the movable contact v of the changeover switch 16S. It is.
【００４７】前記した適応量子化部１７Ａではルック・
アップ・テーブル３９を参照して、前記した切換スイッ
チ１６Ｓの可動接点ｖを介して供給された位相成分のデ
ータに適応量子化を施してマルチプレクサ１８に供給す
る。前記したルック・アップ・テーブル３９には、信号
レベル(振幅)値と周波数値とをパラメータとして、必要
なビット数が決定されたビット数のデータが記憶されて
おり、信号レベル(振幅)値と周波数値とがアドレス信号
として与えられることにより、そのアドレスに対応する
ビット数のデータが適応量子化部１７Ａに与えられるよ
うにされていて、切換スイッチ１６Ｓの固定接点ａ（ま
たはｂ）と可動接点ｖとを介して適応量子化部１７Ａに
供給された位相成分が、前記したルック・アップ・テー
ブル３９から読出されたビット数と対応したビット数の
データとされて適応量子化部１７Ａから出力される。前
記したルック・アップ・テーブル３９には、振幅計算部
６Ａからアドレス信号が供給されている。図６は適応量
子化部１７Ａにおける適応量子化の手順を示したもので
ある。In the adaptive quantization unit 17A, the look
With reference to the up table 39, the data of the phase component supplied via the movable contact v of the changeover switch 16S is subjected to adaptive quantization and supplied to the multiplexer 18. In the above-described look-up table 39, the data of the number of bits for which the required number of bits is determined is stored using the signal level (amplitude) value and the frequency value as parameters, and the signal level (amplitude) value and When the frequency value is supplied as an address signal, data of the number of bits corresponding to the address is supplied to the adaptive quantization unit 17A. The fixed contact a (or b) and the movable contact of the changeover switch 16S are provided. The phase component supplied to the adaptive quantization unit 17A via the v is converted into data having a bit number corresponding to the bit number read from the look-up table 39 and output from the adaptive quantization unit 17A. You. The look-up table 39 is supplied with an address signal from the amplitude calculator 6A. FIG. 6 shows a procedure of adaptive quantization in the adaptive quantization unit 17A.
【００４８】前記のように信号レベル(振幅)値と周波数
値とに応じて、所定のビット数のデータを出力させうる
ようなルック・アップ・テーブルを構成させるために必要
とされるビット数の決定の仕方の一例について説明する
と次のとおりである。まず振幅の大きさと周波数とを
異にする多数種類の正弦波信号を用意し、前記の多数
種類の正弦波信号の内から選択した一種類ずつの正弦波
信号を用いて、予め定められた一定の時間長を有する信
号毎（フーリエ変換フレーム毎）に切出して離散的(例
えば１０２４点)にフーリエ変換を行ない、前記した各
フーリエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求
められた同一な所定数の離散周波数毎のデータを用いて
振幅成分と位相成分とを求める。As described above, according to the signal level (amplitude) value and the frequency value, the number of bits required to construct a look-up table capable of outputting a predetermined number of bits of data is obtained. An example of how to determine is as follows. First, a large number of types of sine wave signals having different amplitudes and frequencies are prepared, and a predetermined constant value is determined by using one type of sine wave signal selected from among the various types of sine wave signals. Is cut out for each signal having a time length (for each Fourier transform frame), and Fourier transform is performed discretely (for example, at 1024 points). An amplitude component and a phase component are obtained using data for each discrete frequency.
【００４９】前記のようにして求めた各フーリエ変換
フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一
な所定数の離散周波数毎のデータを用いて得た位相成分
について、時間軸で隣り合うフーリエ変換フレームにお
ける位相成分の差を求める。 前記した位相成分の差の値について、色々なビット数
で２πを基準にして丸めたデータを作る。 前記したデータについて逆フーリエ変換を行なって信
号を復原する。 前記の復原信号によって発生させた音場による聴取者
の音感と、もとの正弦波信号によって発生させた音場に
よる聴取者の音感との差異が許容できる範囲での最小の
ビット数を求める。 なお、用いる信号としては、前記のように正弦波信号で
はなくても、振幅と繰返し周波数とが定義できるような
信号であれば何でもよいが、正弦波信号を用いた場合に
は、最も厳しい条件でビット数の決定ができる。The phase components obtained using the same predetermined number of discrete frequency data obtained as a result of the Fourier transform for each Fourier transform frame obtained as described above are Fourier transforms adjacent on the time axis. Find the difference between the phase components in the frame. With respect to the value of the difference between the phase components, data rounded based on 2π with various bit numbers is created. The signal is restored by performing an inverse Fourier transform on the above data. The minimum number of bits is determined within a range where the difference between the listener's pitch due to the sound field generated by the restoration signal and the listener's pitch due to the sound field generated by the original sine wave signal is acceptable. The signal to be used is not limited to the sine wave signal as described above, but may be any signal as long as the signal can define the amplitude and the repetition frequency. Can be used to determine the number of bits.
【００５０】適応量子化部１７Ａにおいて図６に示され
るような手段で適応量子化が行なれて、周波数と振幅と
に従って量子化サイズが設定された後に、マルチプレク
サ１８に供給される。前記したマルチプレクサ１８で
は、特定な離散的な周波数（今、仮にｆａとする）の振
幅残差信号と、特定な離散的な周波数ｆａの位相残差信
号とを合わせて信号処理回路からの出力データとして出
力端子１９に出力される。 それで、図２に示されてい
るエンコーダの入力端子１に対して、楽器から発音され
た楽音と対応する楽音信号を入力させたときに、図２中
に示されている信号処理回路から出力されたデータと、
図２中に示されている信号処理回路と同様な構成態様の
他の信号処理回路｛特定な離散的な周波数がｆａ以外の
周波数の信号の処理を行なう信号処理回路｝からの出力
データとが、情報量が圧縮された状態の楽音信号のデー
タとして図１中に示されている音色メモリ３７に記憶さ
れるべきデータとして用いられるのである。なお、図２
に示されている回路配置を時分割式に動作させて、他の
離散周波数のデータに対する信号処理に用いてもよいこ
とは当然である。The adaptive quantization section 17A performs adaptive quantization by means shown in FIG. 6, sets the quantization size according to the frequency and the amplitude, and supplies the result to the multiplexer 18. The multiplexer 18 combines the amplitude residual signal of a specific discrete frequency (hereinafter, supposed to be fa) with the phase residual signal of a specific discrete frequency fa to output data from the signal processing circuit. Is output to the output terminal 19. Thus, when a tone signal corresponding to a tone generated by a musical instrument is input to the input terminal 1 of the encoder shown in FIG. 2, the signal output from the signal processing circuit shown in FIG. Data
Output data from another signal processing circuit having a configuration similar to that of the signal processing circuit shown in FIG. 2 {a signal processing circuit that processes a signal having a specific discrete frequency other than fa} is This is used as data to be stored in the tone color memory 37 shown in FIG. 1 as data of the tone signal in a state where the information amount is compressed. Note that FIG.
May be operated in a time-division manner and used for signal processing on data of other discrete frequencies.
【００５１】図１中に示されている音色メモリ３７に記
憶させるべき楽音信号のデータは、第０番目のフーリエ
変換フレームにおける振幅成分の初期値Ａｉ(0)と位相
成分の初期値，θｉ(0)と、前記した第０番目のフレー
ムにおける振幅成分と位相成分との初期値Ａｉ(0)，θ
ｉ(0)と第１番目のフレームにおける振幅成分と位相成
分との残差値ΔＡｉ(1)，Δθｉ(1)と、前記した第１番
目のフレームにおける振幅成分と位相成分Ａｉ(1)，θ
ｉ(1)と第２番目のフレームにおける振幅成分と位相成
分との残差値ΔＡｉ(2)，Δθｉ(2)…のように、次のオ
リジナルフレームが現われるまでは、ΔＡｉ(ｍ){すな
わちＡｉ(ｍ)とＡｉ(ｍ-1)との残差}として示される振
幅成分と、Δθｉ(ｍ)[すなわち、θｉ(ｍ)と{２θｉ
(ｍ-1)−θｉ(ｍ-2)}との残差]等が適応量子化されたデ
ータとについて、図２を参照して既述したように、振幅
成分のデータは、周波数帯域毎に検出された最大値ｍａ
ｘ(ｋ）、前記した周波数帯域毎に検出された最大値ｍ
ａｘ(ｋ）に基づいて周波数帯域毎に必要なビット数ｂ
ｉｔ(ｋ）を用いて、フラグの状態によってデータの存
在する振幅成分を量子化して、適応量子化した振幅成分
のデータＡｉ'(ｍ）すなわちＡｉ'(ｍ)＝{Ａｉ(ｍ)／ｍ
ａｘ(ｋ)｝またはΔＡｉ'(ｍ)＝{ΔＡｉ(ｍ)／ｍａｘ
(ｋ）｝として、前記したフラグの情報とともに音色メ
モリ３７に記憶させ、また、位相成分は前記した位相成
分の初期値と残差値とである。The tone signal data to be stored in the tone memory 37 shown in FIG. 1 includes an initial value Ai (0) of the amplitude component and an initial value of the phase component, θi (0) in the 0th Fourier transform frame. 0) and initial values Ai (0), θ of the amplitude component and the phase component in the 0th frame.
i (0) and the residual values ΔAi (1) and Δθi (1) between the amplitude component and the phase component in the first frame, and the amplitude component and the phase component Ai (1) in the first frame. θ
Until the next original frame appears, ΔAi (m) {, i.e., the residual value ΔAi (2), Δθi (2)... of i (1) and the amplitude component and the phase component in the second frame. Ai (m) and an amplitude component represented as Ai (m−1)}, Δθi (m) [ie, θi (m) and {2θi
(m−1) −θi (m−2)} and the data adaptively quantized as described above with reference to FIG. The maximum value ma detected in
x (k), the maximum value m detected for each frequency band described above
the number of bits b required for each frequency band based on ax (k)
Using it (k), the amplitude component in which the data exists is quantized according to the state of the flag, and the adaptively quantized amplitude component data Ai ′ (m), that is, Ai ′ (m) = {Ai (m) / m
ax (k)｝ or ΔAi ′ (m) = {ΔAi (m) / max
(k) is stored in the timbre memory 37 together with the flag information as described above, and the phase components are the initial value and the residual value of the phase component.
【００５２】さて、電子楽器の演奏態様に対応して図１
の音色メモリ３７から読出されて、バス３８に送出され
た楽音信号のデータは、バス３８と出力端子３５との間
に構成されている復号部によって信号処理が施される。
まず、前記した復号部における信号処理中にルーピング
処理を伴なわない場合の復号部の動作について説明す
る。なお、図１中には復号部に設けられるべき多数の信
号処理回路の内で特定な離散的な周波数(今、仮にｆａ
とする)の信号に対する信号処理回路だけが示されてお
り、図１中に示されている信号処理回路と同様な構成態
様の他の信号処理回路｛特定な離散的な周波数がｆａ以
外の周波数の信号の処理を行なう信号処理回路}の図示
を省略している。図１に示してある回路配置を時分割方
式で動作させる場合には図１に示す回路配置だけで足り
ることはいうまでもない。Now, FIG. 1 corresponds to the performance mode of the electronic musical instrument.
The data of the tone signal read out from the tone color memory 37 and sent to the bus 38 is subjected to signal processing by a decoding unit provided between the bus 38 and the output terminal 35.
First, the operation of the decoding unit when the signal processing in the decoding unit does not involve looping processing will be described. Note that, in FIG. 1, a specific discrete frequency (for example, fa
1), and other signal processing circuits having a configuration similar to that of the signal processing circuit shown in FIG. 1 {a specific discrete frequency is a frequency other than fa. Signal processing circuit for performing the signal processing} is omitted. When the circuit arrangement shown in FIG. 1 is operated in a time-division manner, it goes without saying that only the circuit arrangement shown in FIG. 1 is sufficient.
【００５３】音色メモリ３７から読出された楽音信号の
データにおける特定な離散周波数（今、仮にｆａとす
る）の振幅成分のデータと位相成分のデータとは、それ
ぞれ所定の再量子化部(逆量子化部)４０〜４３に供給さ
れる。音色メモリ３７から最初に読出される振幅成分の
データＡi(0)は、再量子化部４１で再量子化された後に
データセレクタ２６のＡ側に供給される。このときのデ
ータセレクタ２６は、切換制御信号の供給端子３４に供
給される切換制御信号によって、前記したＡ側に供給さ
れたデータを選択して出力させるようにされていて、デ
ータセレクタ２６からの出力データは、極座標→直交座
標変換部２７に供給されるとともに、バス５０を介して
振幅成分の計算用のワーキングメモリ４８に供給されて
記憶される。前記のデータの送出後に、切換制御信号の
供給端子３４に供給される切換制御信号によって、前記
のデータセレクタ２６はＢ側に供給されたデータを選択
して出力するようにされる。前記のデータセレクタ２６
と後述されているデータセレクタ３０とは、同一の切換
制御信号の供給端子３４から供給される同一の切換制御
信号によって同期した切換動作を行なう。The data of the amplitude component and the data of the phase component of a specific discrete frequency (hereinafter, supposed to be fa) in the data of the tone signal read out from the tone color memory 37 are respectively supplied to a predetermined requantization unit (inverse quantization). ) 40-43. The amplitude component data Ai (0) read first from the timbre memory 37 is supplied to the A side of the data selector 26 after being requantized by the requantization unit 41. At this time, the data selector 26 is configured to select and output the data supplied to the A side according to the switching control signal supplied to the switching control signal supply terminal 34. The output data is supplied to the polar coordinate → rectangular coordinate conversion unit 27 and is also supplied to the working memory 48 for calculating the amplitude component via the bus 50 and stored. After the transmission of the data, the data selector 26 selects and outputs the data supplied to the B side by the switching control signal supplied to the switching control signal supply terminal 34. The above data selector 26
And a data selector 30 described later perform a switching operation in synchronization with the same switching control signal supplied from the same switching control signal supply terminal 34.
【００５４】また、前記した再量子化部４０では、音色
メモリ３７から読出された振幅成分と関連する諸データ
ｆlag(ｍ），ｍax(ｋ)，ｂiｔ(ｋ)，ΔＡｉ'(ｍ）にお
けるΔＡｉ'(ｍ)を、図５に示されているΔＡi(ｍ)＝Δ
Ａｉ'(ｍ)・ｍax(ｋ)のような演算により再量子化（逆量
子化）して、出力データΔＡi(ｍ)を加算器２５に供給
する。前記の再量子化部４０から加算器２５に与えられ
ている振幅成分のデータが、ｍ番目のフーリエ変換フレ
ームにおける振幅成分の残差データである場合にはワー
キングメモリ４８から読出されたｍ−１番目のフーリエ
変換フレームの振幅成分のデータＡi(m-1)が加算器２５
に供給されているから、加算器２５ではｍ−1番目のフ
ーリエ変換フレームの振幅成分のデータＡi(m-1)と、ｍ
番目のフーリエ変換フレームの振幅成分の残差データΔ
Ａｉ(ｍ）とを加算して、加算器２５からはｍ番目のフ
ーリエ変換フレームの振幅成分のデータＡi(ｍ)を出力
し、それがデータセレクタ２６のＢ側に供給される。こ
のときデータセレクタ２６は、切換制御信号の供給端子
３４に供給される切換制御信号によって、前記したＢ側
に供給されたデータを選択して出力させるようにされて
いて、データセレクタ２６からの出力データは、極座標
→直交座標変換部２７に供給されるとともにバス５０を
介して振幅成分の計算用のワーキングメモリ４８とに供
給される。In the requantization unit 40, ΔAi in the data flag (m), max (k), bit (k), ΔAi ′ (m) related to the amplitude component read from the timbre memory 37. '(m) to ΔAi (m) = Δ shown in FIG.
The output data ΔAi (m) is supplied to the adder 25 after requantization (inverse quantization) by an operation such as Ai ′ (m) · max (k). When the data of the amplitude component provided from the requantization unit 40 to the adder 25 is the residual data of the amplitude component in the m-th Fourier transform frame, m−1 read from the working memory 48 The data Ai (m-1) of the amplitude component of the Fourier transform frame is added to the adder 25.
Is supplied to the adder 25, the data Ai (m-1) of the amplitude component of the (m-1) th Fourier transform frame and m
The residual data Δ of the amplitude component of the fourth Fourier transform frame
Ai (m) is added, and the adder 25 outputs data Ai (m) of the amplitude component of the m-th Fourier transform frame, which is supplied to the B side of the data selector 26. At this time, the data selector 26 selects and outputs the data supplied to the B side by the switching control signal supplied to the supply terminal 34 of the switching control signal. The data is supplied to the polar coordinate-to-rectangular coordinate conversion unit 27 and to the working memory 48 for calculating the amplitude component via the bus 50.
【００５５】また音色メモリ３７から読出された特定な
離散周波数(今、仮にｆａとする)の振幅成分と位相成分
とにおける位相成分のデータは再量子化部４２，４３に
供給される。前記の再量子化部４２，４３では図７に示
されているような手順によって再量子化される。すなわ
ち、前記の再量子化部４２，４３では、図７に示されて
いるように、分離された特定な離散周波数（今、仮にｆ
ａとする）の振幅成分の大きさの情報Ａi(ｍ）とフーリ
エ変換フレームの何番目かのフレームかの情報ｍとが、
振幅成分の処理部からルック・アップ・テーブル５１に
供給されることにより、ルック・アップ・テーブル５１
から必要なビット数の情報が再量子化部４２，４３に与
えられ、それにより再量子化部４２，４３ではフラグｆ
lag(ｍ）に基づいて、ｂit(ｍ）ビットでΔθi'(ｍ）を
０〜２πの範囲で再量子化する。ルック・アップ・テー
ブル５１は、図２中に設けられているルック・アップ・
テーブル３９と同じく信号レベル(振幅)値と周波数値と
をパラメータとして、必要なビット数が２次元的な配列
態様で記憶されているものである。The phase component data of the amplitude component and the phase component of the specific discrete frequency (here, supposed to be fa) read out from the tone color memory 37 is supplied to the requantizers 42 and 43. The requantization units 42 and 43 perform requantization according to a procedure as shown in FIG. That is, in the re-quantization units 42 and 43, as shown in FIG.
a) and the information m of the number of the Fourier transform frame, which is the magnitude Ai (m) of the amplitude component of
The amplitude component is supplied to the look-up table 51 from the processing unit, so that the look-up table 51 is obtained.
Are supplied to the requantizers 42 and 43, whereby the requantizers 42 and 43 provide the flag f
Based on lag (m), Δθi ′ (m) is requantized in the range of 0 to 2π with bit (m) bits. The look-up table 51 is provided in the look-up table provided in FIG.
As in the table 39, the required number of bits is stored in a two-dimensional array using the signal level (amplitude) value and the frequency value as parameters.
【００５６】前記した再量子化部４２から出力されたｍ
番目のフーリエ変換フレームにおける特定な離散的な周
波数の位相成分のデータθｉ（ｍ）は、データセレクタ
３０のＡ側に供給されていて、データセレクタ３０がＡ
側のデータを選択したときに極座標→直交座標変換部２
７に供給されるとともに、バス４７を介してワーキング
メモリ４５に供給されて記憶される。また、前記した再
量子化部４３から出力された位相成分のデータΔθｉ
(ｍ)は加算器２９に供給されている。そして、前記した
加算器２９は、ワーキングメモリ４５から読出されてバ
ス４７を介して利得が２の増幅器１１に供給されたθｉ
(m-1)のデータが、前記した利得が２の増幅器１１によ
って２θｉ(m-1)のデータとされた被減数信号と、ワー
キングメモリ４５から読出されてバス４７を介して減算
器１３に減数信号として供給されたθｉ(m-2)のデータ
との差のデータ２θｉ(m-1)−θｉ(m-2)と、前記した再
量子化部４３から出力された位相成分のデータΔθｉ
(ｍ)とを加算して得たｍ番目のフーリエ変換フレームに
おける特定な離散的な周波数ｆａの位相成分のデータθ
ｉ(ｍ)＝Δθｉ(ｍ)＋｛２θｉ(m-1)−θｉ(m-2)｝をデ
ータセレクタ３０のＢ側に供給する。前記した加算器２
９から出力されたｍ番目のフーリエ変換フレームにおけ
る特定な離散的な周波数の位相成分のデータθｉ（ｍ）
は、Ｂ側のデータを選択しているデータセレクタ３０を
介して極座標→直交座標変換部２７に供給されるととも
に、前記のデータセレクタ３０とバス４７とを介してワ
ーキングメモリ４５に供給されてそれに記憶される。The m output from the requantization unit 42
The data θi (m) of the specific discrete frequency phase component in the fourth Fourier transform frame is supplied to the A side of the data selector 30, and the data selector 30
When the data on the side is selected, the polar coordinate → Cartesian coordinate converter 2
7 and supplied to a working memory 45 via a bus 47 for storage. Also, the phase component data Δθi output from the requantization unit 43 described above.
(m) is supplied to the adder 29. The adder 29 described above outputs θi read from the working memory 45 and supplied to the amplifier 11 having a gain of 2 via the bus 47.
The data of (m-1) is a minuend signal converted into data of 2θi (m-1) by the amplifier 11 having a gain of 2 as described above, and a subtraction signal is read from the working memory 45 to the subtractor 13 via the bus 47. The difference data 2θi (m−1) −θi (m−2) from the data of θi (m−2) supplied as a signal and the data Δθi of the phase component output from the requantization unit 43 described above.
(m) and the data θ of the phase component of the specific discrete frequency fa in the m-th Fourier transform frame obtained by adding
i (m) = Δθi (m) + {2θi (m−1) −θi (m−2)} is supplied to the B side of the data selector 30. Adder 2 described above
9, data θi (m) of the phase component of the specific discrete frequency in the m-th Fourier transform frame output from
Is supplied to the polar-to-rectangular coordinate conversion unit 27 via the data selector 30 selecting the data on the B side, and is also supplied to the working memory 45 via the data selector 30 and the bus 47 to It is memorized.
【００５７】前記のように加算器２５から出力されたｍ
番目のフーリエ変換フレームの振幅成分のデータＡi
(ｍ）と、加算器２９から出力されたｍ番目のフーリエ
変換フレームにおける特定な離散的な周波数成分のデー
タθｉ（ｍ）とが極座標→直交座標変換部２７に供給さ
れことにより、極座標→直交座標変換部２７では、前記
したｍ番目のフーリエ変換フレームの振幅成分のデータ
Ａi(ｍ）と、加算器２９から出力されたｍ番目のフーリ
エ変換フレームにおける特定な離散的な周波数の位相成
分のデータθｉ（ｍ）とによって、前記した特定な離散
的な周波数ｆａにおける実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数
部(Ｉｍａｇ)振幅とを計算により求めて出力し、それを
メモリ５２に供給して記憶させる。なお、前記のメモリ
５２にはフーリエ変換フレーム内の所定数の離散周波数
毎に設けられているすべての信号処理回路（既述のよう
に１フーリエ変換フレーム当りの標本点数が１０２４の
場合には５１２個）からの出力データが供給されて記憶
される。前記したメモリ５２から読出された１フーリエ
変換フレーム内の全データが逆ＦＦＴ演算部（ＩＦＦ
Ｔ）３１に供給されると、この逆ＦＦＴ演算部３１では
逆ＦＦＴ演算を行なって時間領域に変換されたもとの楽
音信号のデータとする。なお、前記のＩＦＦＴはＩＤＦ
Ｔでもよい。また図１中に示されている各メモリ、各ワ
ーキングメモリは、リードオンリーメモリ（ＲＡＭ）で
も、ラッチでも、レジスタでも、データを記憶、保存、
再生できるものであれば、何でも使用できる。As described above, m output from the adder 25
The data Ai of the amplitude component of the fourth Fourier transform frame
(m) and the data θi (m) of the specific discrete frequency component in the m-th Fourier transform frame output from the adder 29 are supplied to the polar coordinate → rectangular coordinate conversion unit 27, so that the polar coordinate → rectangular coordinate In the coordinate conversion unit 27, the data Ai (m) of the amplitude component of the m-th Fourier transform frame and the data of the phase component of a specific discrete frequency in the m-th Fourier transform frame output from the adder 29 Based on θi (m), the real part (Real) amplitude and the imaginary part (Imag) amplitude at the above-described specific discrete frequency fa are calculated and output, and the calculated results are supplied to the memory 52 and stored therein. . In the memory 52, all signal processing circuits provided for each of a predetermined number of discrete frequencies in the Fourier transform frame (512 as described above when the number of sample points per Fourier transform frame is 1024). ) Are supplied and stored. All the data in one Fourier transform frame read from the memory 52 are stored in an inverse FFT operation unit (IFFF).
T) 31, the inverse FFT operation unit 31 performs an inverse FFT operation to obtain original tone signal data converted into a time domain. The above IFFT is IDF
It may be T. Also, each memory and each working memory shown in FIG. 1 store, store, and store data in read-only memory (RAM), latch,
Anything that can be played can be used.
【００５８】これまでに図１を参照して行なわれた本発
明の楽音信号の音源装置に関する説明は、高能率符号化
された楽音信号のデータが記憶されている音色メモリ３
７から読出された楽音信号のデータを復号して、もとの
楽音信号を得るまでについての全体的な概略的な説明で
あったが、次に、図１に示されている楽音信号の音源装
置中における位相予測復号部分のタイミングチャートを
示す図８をも参照して具体的な説明を行なうことにす
る。図８において横軸は時間であり、図８の(ａ）中の
０，１,２…等は、フーリエ変換フレームの番号であ
り、また図８の（ｂ）中の０，１,２…等は、メモリ５
２に記憶されているデータの内容をフーリエ変換フレー
ムの番号０，１，２…を示しており、さらに、図８の
（ｃ）中の０，１，２…等は、逆ＦＦＴ演算部３１で逆
ＦＦＴ演算が行なわれるフーリエ変換フレームの番号を
示しており、この図８の（ｃ）は各フーリエ変換フレー
ム０，１，２…について逆ＦＦＴ演算部３１で行なわれ
る逆ＦＦＴ演算で必要とされる時間長を表わしている。The description of the tone signal generator of the present invention, which has been made with reference to FIG. 1, has been described with reference to the tone color memory 3 in which the data of the highly efficient encoded tone signal is stored.
7 has been described until decoding the data of the tone signal read out from the tone signal 7 and obtaining the original tone signal. Next, the tone signal source of the tone signal shown in FIG. A specific description will be given with reference to FIG. 8 showing a timing chart of a phase prediction decoding part in the apparatus. In FIG. 8, the horizontal axis is time, 0, 1, 2,... In FIG. 8A are the numbers of the Fourier transform frames, and 0, 1, 2,. Etc. are in memory 5
.. Indicates the number of the Fourier transform frame 0, 1, 2,..., And 0, 1, 2,. 8 shows the number of the Fourier transform frame on which the inverse FFT operation is performed. FIG. 8C shows the number required for the inverse FFT operation performed by the inverse FFT operation unit 31 for each of the Fourier transform frames 0, 1, 2,. Represents the length of time performed.
【００５９】また、図８の（ｄ）中の０，１，２…等
は、メモリ５４に記憶されているデータの内容をフーリ
エ変換フレームの番号０，１，２…を示しており、さら
に図８の（ｅ）中の０，１，２…等は再生されるフーリ
エ変換フレームの番号０，１，２…を示し、図中のａは
各フーリエ変換フレームの前半部を、図中のｂは各フー
リエ変換フレームの後半部を示している。図８の（ｆ）
中の０，１，２…等はルーピング処理が行なわれた場合
における再生フーリエ変換フレームの番号０，１，２…
を示し、図中のａは各フーリエ変換フレームの前半部
を、図中のｂは各フーリエ変換フレームの後半部を示し
ており、さらに、図８の（ｇ）はメモリ５３に記憶され
ているデータの内容をフーリエ変換フレームの番号１，
２…と、フーリエ変換フレームの前半部ａ，後半部ｂと
によって示しており、さらにまた、図８の（ｈ）は楽音
信号を示している。なお、この図８では時間軸上で隣り
合う順次のフーリエ変換フレームに５０％ずつのオーバ
ーラップを施してある場合が例示されている。また、図
８の（ｃ）に例示されている各フーリエ変換フレーム
０，１，２…について逆ＦＦＴ演算部３１で行なわれる
逆ＦＦＴ演算で必要とされる時間長は、逆ＦＦＴ演算の
ために使用されるデジタルシグナルプロセッサの処理速
度によって変化することはいうまでもない。.., Etc. in (d) of FIG. 8 indicate the contents of the data stored in the memory 54 as the numbers 0, 1, 2,. , Etc. in (e) of FIG. 8 indicate the numbers 0, 1, 2,... Of the Fourier-transformed frames to be reproduced, and “a” in FIG. b indicates the latter half of each Fourier transform frame. (F) of FIG.
.., Etc., are the numbers of the reproduced Fourier transform frames 0, 1, 2,.
A in the figure shows the first half of each Fourier transform frame, b in the figure shows the second half of each Fourier transform frame, and FIG. 8 (g) is stored in the memory 53. The contents of the data are converted to the Fourier transform frame numbers 1,
2 and the first half a and the second half b of the Fourier transform frame, and FIG. 8 (h) shows a tone signal. Note that FIG. 8 illustrates an example in which successive Fourier transform frames adjacent on the time axis are overlapped by 50%. The time length required for the inverse FFT operation performed by the inverse FFT operation unit 31 for each of the Fourier transform frames 0, 1, 2,... Illustrated in FIG. Needless to say, it varies depending on the processing speed of the digital signal processor used.
【００６０】まず、図１に示す楽音信号の音源装置にお
ける信号処理がルーピング処理を行なっていない状態に
おけるデータの再生動作、すなわち、データセレクタ５
５，５６が、常に、それらのＡ側に供給されているデー
タを選択して出力できるようにされている場合について
説明すると次のとおりである。逆ＦＦＴ演算部３１で行
なわれる各フーリエ変換フレーム０，１，２…について
の逆ＦＦＴ演算で必要とされる時間長が、図８（ｃ）に
示されるような例の場合においては、最初のフーリエ変
換フレーム(図中のフーリエ変換フレームにおける番号
０のフーリエ変換フレーム)の後半部は、フーリエ変換
フレーム１についての逆ＦＦＴ演算の終了の時点{図８
の(ｃ)中でフーリエ変換フレーム１についての逆ＦＦＴ
演算の終了の時点を示している波形の立下がりの時点｝
後に図８の（ｅ）に示されているように再生される。そ
れで、図１中のメモリ５４に記憶されている図８の
（ｅ）に示されているフーリエ変換フレーム番号が０の
フーリエ変換フレームにおける前半部０ａの部分のデー
タは、メモリ５４のａ側からこの時点においてＡ側を選
択しているデータセレクタ５５を介して窓関数処理部５
９に出力される。そして、前記の窓関数処理部５９では
それに供給されたデータに対して１フーリエ変換フレー
ムにおける前半の窓関数を乗じた後にオーバーラップ加
算部３３に供給する。First, the data reproducing operation in the state where the signal processing in the tone generator shown in FIG.
5 and 56 will be described as follows when the data supplied to the A side can always be selected and output. The time length required for the inverse FFT operation for each of the Fourier transform frames 0, 1, 2,... Performed by the inverse FFT operation unit 31 is equal to the first time length in the case shown in FIG. The second half of the Fourier transform frame (the Fourier transform frame with the number 0 in the Fourier transform frame in the figure) is at the end of the inverse FFT operation on the Fourier transform frame 1 {FIG.
In (c), the inverse FFT for the Fourier transform frame 1
Time point of the falling edge of the waveform indicating the end time of the operation.
Thereafter, reproduction is performed as shown in FIG. Therefore, the data of the first half 0a in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 0 shown in FIG. 8E and stored in the memory 54 in FIG. At this time, the window function processing unit 5 is connected via the data selector 55 selecting the side A.
9 is output. The window function processing section 59 multiplies the data supplied thereto by a first half window function in one Fourier transform frame and supplies the data to the overlap addition section 33.
【００６１】前記のオーバーラップ加算部３３では前記
した窓関数処理部５９から供給されたデータと窓関数処
理部６０から供給されたデータとのオーバーラップ加算
を行なって出力端子３５に送出するのであるが、今、説
明を行なっている状態、すなわち、フーリエ変換フレー
ム番号が０のフーリエ変換フレームにおける前半部０ａ
の部分のデータが窓関数処理部５９からデータオーバー
ラップ加算部３３に供給されている場合には、窓関数処
理部６０から供給されているデータは存在していないか
ら、この状態ではオーバーラップ加算部３３での加算は
行なわれることなく、前記した窓関数処理部５９から供
給されたデータが、そのまま出力端子３５に出力され
る。なお、前記した窓関数処理部６０は、フーリエ変換
フレームにおける後半部の部分のデータに対して、１フ
ーリエ変換フレームにおける後半の窓関数を乗じる動作
を行なうものである。The overlap addition section 33 performs overlap addition of the data supplied from the window function processing section 59 and the data supplied from the window function processing section 60 and sends the data to the output terminal 35. However, the first half 0a of the Fourier-transformed frame whose Fourier-transformed frame number is 0 is being described.
Is supplied from the window function processing section 59 to the data overlap addition section 33, there is no data supplied from the window function processing section 60. The data supplied from the window function processing unit 59 is output to the output terminal 35 as it is without performing the addition in the unit 33. The window function processing unit 60 performs an operation of multiplying the data of the latter half in the Fourier transform frame by the latter half window function in one Fourier transform frame.
【００６２】前記したフーリエ変換フレーム番号が０の
フーリエ変換フレームにおける後半部０ｂの部分のデー
タの再生においては、フーリエ変換フレーム番号が１の
フーリエ変換フレームにおける前半部１ａの部分のデー
タとのオーバーラップ加算が行なわれるのであるが、前
記したフーリエ変換フレーム番号が０のフーリエ変換フ
レームにおける後半部０ｂの部分のデータの再生時に
は、図８の（ｄ）に示されているように、メモリ５４に
は前記したフーリエ変換フレーム番号が０のフーリエ変
換フレームにおける後半部０ｂの部分のデータと、フー
リエ変換フレーム番号が１のフーリエ変換フレームにお
ける前半部１ａの部分のデータとの双方のデータが記憶
されており、前記したメモリ５４から読出されるデータ
の内で、前記したフーリエ変換フレーム番号が０のフー
リエ変換フレームにおける後半部０ｂの部分のデータは
メモリ５４のｂ側からデータセレクタ５６のＡ側に与え
られ、また、フーリエ変換フレーム番号が１のフーリエ
変換フレームにおける前半部１ａの部分のデータはメモ
リ５４のａ側からデータセレクタ５５のＡ側に与えられ
る。In the reproduction of the data of the latter half 0b of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 0, the overlap with the data of the former half 1a of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 1 is provided. The addition is performed. When the data of the latter half 0b of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 0 is reproduced, as shown in FIG. Both the data of the latter half 0b of the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 0 and the data of the former half 1a of the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 1 are stored. Of the data read from the memory 54, The data of the second half part 0b of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 0 is given from the b side of the memory 54 to the A side of the data selector 56, and the first half of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 1 The data of the portion 1a is supplied from the memory 54 to the A side of the data selector 55.
【００６３】そして、フーリエ変換フレーム番号が０の
フーリエ変換フレームにおける後半部０ｂの部分のデー
タは、データセレクタ５６を介して窓関数処理部６０に
出力される。そして、前記の窓関数処理部６０ではそれ
に供給されたフーリエ変換フレーム番号が０のフーリエ
変換フレームにおける後半部０ｂの部分のデータに対し
て１フーリエ変換フレームにおける後半の窓関数を乗じ
た後にオーバーラップ加算部３３に供給する。また、前
記のフーリエ変換フレーム番号が１のフーリエ変換フレ
ームにおける前半部１ａの部分のデータは、データセレ
クタ５５を介して窓関数処理部５９に出力される。そし
て、前記の窓関数処理部５９ではそれに供給されたフー
リエ変換フレーム番号が１のフーリエ変換フレームにお
ける前半部１ａの部分のデータに対して１フーリエ変換
フレームにおける前半の窓関数を乗じた後にオーバーラ
ップ加算部３３に供給する。前記のオーバーラップ加算
部３３では前記した窓関数処理部５９から供給されたフ
ーリエ変換フレーム番号が１のフーリエ変換フレームに
おける前半部１ａの部分のデータと、窓関数処理部６０
から供給されたフーリエ変換フレーム番号が０のフーリ
エ変換フレームにおける後半部０ｂの部分のデータとの
オーバーラップ加算を行なって出力端子３５に送出す
る。The data of the latter half 0b of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 0 is output to the window function processing unit 60 via the data selector 56. Then, the window function processing unit 60 multiplies the data of the latter half 0b of the Fourier transform frame with the supplied Fourier transform frame number of 0 by the latter half window function in one Fourier transform frame and then overlaps the overlapped data. It is supplied to the adder 33. The data of the first half 1 a in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 1 is output to the window function processing unit 59 via the data selector 55. The window function processing section 59 multiplies the data of the first half 1a in the Fourier transform frame supplied with the Fourier transform frame number by 1 by the window function of the first half in one Fourier transform frame and then overlaps. It is supplied to the adder 33. In the overlap adding unit 33, the data of the first half 1a in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 1 supplied from the window function processing unit 59 and the window function processing unit 60
Of the latter half 0b of the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number of 0 supplied from, and sends it to the output terminal 35.
【００６４】次に、図１に示す楽音信号の音源装置にお
ける信号処理がルーピング処理を行なっている状態にお
けるデータの再生動作について、一例として図８の
（ｅ）中にＬＯＯＰＩＮＧとして示している部分が、時
間軸上で繰返し再生される区間であるとして、図１及び
図８の（ｅ）〜（ｇ）を参照して説明する。図８の
（ｅ）中にＬＯＯＰＩＮＧとして示している区間におい
て、図中にＳｐとして示してある部分がルーピング処理
の始点位置であり、また図中にＥｐとして示してある部
分がルーピング処理の終端位置である。逆ＦＦＴ演算部
３１で行なわれる各フーリエ変換フレーム０，１，２…
についての逆ＦＦＴ演算で必要とされる時間長が、図８
（ｃ）に示されるような例の場合において、再生動作が
最初のフーリエ変換フレーム(図中のフーリエ変換フレ
ームにおける番号０のフーリエ変換フレーム）から開始
されていたとしたときに、図８の（ｅ）中にＬＯＯＰＩ
ＮＧとして示されている区間のルーピング処理の終端位
置Ｅｐに至るまでの各フーリエ変換フレームに対する再
生動作は、ルーピング処理が行なわれていない状態にお
ける再生動作について既述したと同様にして行なわれて
いるが、ルーピング処理が開始された後は、その後にノ
ートオフ信号が検出されるまでの間には、ルーピング期
間の始端部Ｓｐとルーピング期間の終端部Ｅｐとの期間
の波形を繰返し再生することになる。Next, with respect to the data reproducing operation in a state where the signal processing in the tone generator of the musical tone signal shown in FIG. 1 is performing a looping process, for example, a portion shown as LOOPING in FIG. This will be described with reference to FIGS. 1 and 8 (e) to 8 (g) as a section that is repeatedly reproduced on the time axis. In the section shown as LOOPING in FIG. 8E, the part shown as Sp in the figure is the starting point position of the looping processing, and the part shown as Ep in the figure is the end position of the looping processing. It is. Each of the Fourier transform frames 0, 1, 2,.
The time length required in the inverse FFT operation for
In the example shown in FIG. 8C, when it is assumed that the reproduction operation has been started from the first Fourier transform frame (the Fourier transform frame of number 0 in the Fourier transform frame in the figure), (e) in FIG. ) Inside LOOPI
The reproduction operation for each Fourier transform frame up to the end position Ep of the looping process in the section shown as NG is performed in the same manner as described above with respect to the reproduction operation in a state where the looping process is not performed. However, after the looping process is started, the waveform of the period between the start end Sp of the looping period and the end portion Ep of the looping period is repeatedly reproduced until a note-off signal is detected thereafter. Become.
【００６５】図８の（ｅ）中にＬＯＯＰＩＮＧとして示
している区間のルーピング処理の終端位置Ｅｐは、フー
リエ変換フレーム番号がｍ＋１のフーリエ変換フレーム
における後半部ｂの部分と、フーリエ変換フレーム番号
がｍ＋２のフーリエ変換フレームにおける前半部ａの部
分とがオーバーラップしている部分に存在しており、前
記したルーピング処理の終端位置Ｅｐの時点において
は、フーリエ変換フレーム番号がｍ＋３のフーリエ変換
フレームにおける前半部ａの部分の諸データ（再量子
化、位相予測、残差付加について極座標→直交座標変換
されたデータ）が、メモリ５２に対して書込まれている
状態にあり、また、メモリ５４には逆ＦＦＴ演算部３１
において逆ＦＦＴ演算されたフーリエ変換フレーム番号
がｍ＋１のフーリエ変換フレームのデータと、逆ＦＦＴ
演算部３１において逆ＦＦＴ演算されたフーリエ変換フ
レーム番号がｍ＋２のフーリエ変換フレームのデータと
が格納されている状態にある。The end position Ep of the looping process of the section indicated as LOOPING in FIG. 8E is the latter part b of the Fourier transform frame whose Fourier transform frame number is m + 1, and the Fourier transform frame number is m + 2. Is present in a portion where the first half a in the Fourier transform frame overlaps with the first half a in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number m + 3 at the end position Ep of the looping process. The data of part a (data obtained by performing polar-to-rectangular coordinate conversion for requantization, phase prediction, and residual addition) is being written to the memory 52, and FFT operation unit 31
And the data of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number m + 1, which has been subjected to the inverse FFT operation, and the inverse FFT
The state where the Fourier transform frame number of which the inverse FFT operation is performed by the operation unit 31 and the Fourier transform frame number of m + 2 is stored.
【００６６】そして、ルーピング処理が行なわれるため
には、図８の（ｅ）中にＬＯＯＰＩＮＧとして示してい
る区間のルーピング処理の終端位置Ｅｐに対する再生動
作の直後に、図８の(ｅ)中にＬＯＯＰＩＮＧとして示し
ている区間のルーピング処理の始端位置Ｓｐに対する再
生動作が良好に行なわれることが必要とされるが、前記
のようにルーピング処理の終端位置Ｅｐが、フーリエ変
換フレーム番号がｍ＋１のフーリエ変換フレームにおけ
る後半部ｂの部分と、フーリエ変換フレーム番号がｍ＋
２のフーリエ変換フレームにおける前半部ａの部分とが
オーバーラップしている部分に存在していて、その時点
におけるメモリ５２にはフーリエ変換フレーム番号がｍ
＋３のフーリエ変換フレームにおける前半部ａの部分の
諸データ（再量子化、位相予測、残差付加について極座
標→直交座標変換されたデータ）が書込まれている状態
にあり、また、メモリ５４には逆ＦＦＴ演算部３１にお
いて逆ＦＦＴ演算されたフーリエ変換フレーム番号がｍ
＋１のフーリエ変換フレームのデータと、逆ＦＦＴ演算
部３１において逆ＦＦＴ演算されたフーリエ変換フレー
ム番号がｍ＋２のフーリエ変換フレームのデータとが格
納されている状態においては、ルーピング処理の終端位
置Ｅｐに対する再生動作の直後に、フーリエ変換フレー
ム番号が１のフーリエ変換フレームにおける後半部ｂの
部分と、フーリエ変換フレーム番号が２のフーリエ変換
フレームにおける前半部ａの部分とがオーバーラップし
ている部分に存在しているルーピング処理の始端位置Ｓ
ｐに対する再生動作を行なうことは、フーリエ変換フレ
ーム番号が１のフーリエ変換フレームにおける後半部ｂ
の部分のデータと、フーリエ変換フレーム番号が２のフ
ーリエ変換フレームにおける前半部ａの部分のデータと
がメモリ５４に記憶されていないために不可能である。In order for the looping process to be performed, immediately after the reproduction operation for the end position Ep of the looping process in the section shown as LOOPING in FIG. It is necessary that the reproduction operation for the start end position Sp of the looping process in the section indicated as LOOPING be performed well, but as described above, the end position Ep of the looping process is determined by the Fourier transform of the Fourier transform frame number m + 1. The latter part b of the frame and the Fourier transform frame number are m +
2 exists in a portion where the first half a in the Fourier transform frame overlaps, and the memory 52 at that time has the Fourier transform frame number m
The data in the first half a in the +4 Fourier transform frame (data obtained by performing polar-to-rectangular coordinate conversion for requantization, phase prediction, and residual addition) is being written. Is the Fourier transform frame number subjected to the inverse FFT operation in the inverse FFT operation unit 31 is m
In a state where the data of the Fourier transform frame of +1 and the data of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number m + 2 subjected to the inverse FFT operation in the inverse FFT operation unit 31 are stored, the reproduction at the end position Ep of the looping process is performed. Immediately after the operation, the second half b in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number of 1 and the first half a in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number of 2 are present in an overlapping portion. Start position S of looping processing
Performing the reproducing operation on p is performed in the second half b of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 1.
This is impossible because the data of the first part a and the data of the first half part a in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 2 are not stored in the memory 54.
【００６７】ところで、ルーピング処理の始端位置Ｓｐ
が存在しているフーリエ変換フレーム番号が１のフーリ
エ変換フレームにおける後半部ｂの部分のデータと、フ
ーリエ変換フレーム番号が２のフーリエ変換フレームに
おける前半部ａの部分のデータとは、ルーピング処理の
終端位置Ｅｐが存在しているフーリエ変換フレーム番号
がｍ＋１のフーリエ変換フレームにおける後半部ｂの部
分のデータと、フーリエ変換フレーム番号がｍ＋２のフ
ーリエ変換フレームにおける前半部ａの部分のデータと
に対する信号処理が行なわれる以前に、既に信号処理が
行なわれているデータであるから、前記したフーリエ変
換フレーム番号が１のフーリエ変換フレームにおける後
半部ｂの部分のデータと、フーリエ変換フレーム番号が
２のフーリエ変換フレームにおける前半部ａの部分のデ
ータとをメモりに記憶させておけば、ルーピング処理の
終端位置Ｅｐからルーピング処理の始端位置Ｓｐに戻っ
て直ちに波形再生を行なうことができる。しかしなが
ら、前記したルーピング処理の始端位置と終端位置と
が、必らずしもフーリエ変換フレーム内の特定な位置に
あるとは限らないために、フーリエ変換フレーム長の整
数倍の時間長でルーピングが行なわれることはない。そ
れで、信号処理のシーケンスのフレーム同期が、ルーピ
ング処理の始端位置に戻ったときに外れてしまうことが
起こる。すなわち、位相予測処理動作や、逆ＦＦＴ演算
動作には、それぞれ所定の時間が必要とされるが、ルー
ピング期間の如何によっては信号処理の時間が足りなく
なるために、ルーピング処理の処理速度を向上させなけ
ればならない等の不具合いが生じる。そして、ルーピン
グ処理の処理速度を向上させるのには、例えばマスタク
ロックの繰返し周波数を高くしたり、あるいは高速動作
を行なえる素子を用いることが必要とされるが、それで
はコスト高になってしまう。また、ルーピング処理の処
理速度を一高くしない場合には、同時発音数を減少させ
なければならないことになる。前記の問題を解決するの
には、フーリエ変換フレーム番号が１のフーリエ変換フ
レームにおける後半部ｂの部分のデータと、フーリエ変
換フレーム番号が２のフーリエ変換フレームにおける前
半部ａの部分のデータとをメモりに記憶させておくだけ
でなく、その後通常のデコードシーケンスに復帰させる
ための対策が必要となる。なお、前記の問題の解決策と
しては、ルーピング期間の全体のデータを記憶させるよ
うにすることも考えられるが、場合によってはルーピン
グ期間が何秒間にも及ぶこともあり、そのような場合に
はメモリとして記憶容量が膨大なものが必要となるか
ら、必要最低限の記憶容量を考慮しなければならないこ
とは勿論である。By the way, the start position Sp of the looping process
The data of the second half b in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number of 1 and the data of the first half a in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number of 2 are the end of the looping process. The signal processing is performed on the data of the second half b in the Fourier transform frame with the position Ep where the Fourier transform frame number is m + 1 and the data of the first half a in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number m + 2. Since the data has already been subjected to signal processing before being performed, the data of the latter half b in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 1 and the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 2 have been described. The data of the first half a in If by 憶 it can be performed immediately waveform reproduction back from the end position Ep looping process starting position Sp of looping process. However, since the start and end positions of the above-described looping process are not necessarily at specific positions in the Fourier transform frame, looping is performed at a time length that is an integral multiple of the Fourier transform frame length. Nothing will be done. Therefore, the frame synchronization of the signal processing sequence may be lost when returning to the start position of the looping processing. That is, the phase prediction processing operation and the inverse FFT operation each require a predetermined time. However, depending on the looping period, the signal processing time is not sufficient, so that the processing speed of the looping processing is improved. Inconvenience such as having to be performed occurs. In order to improve the processing speed of the looping process, it is necessary to increase the repetition frequency of the master clock or to use an element capable of performing a high-speed operation, but this increases the cost. If the processing speed of the looping process is not increased by one, the number of simultaneous sounds must be reduced. In order to solve the above problem, the data of the second half b in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 1 and the data of the first half a in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 2 are combined. It is necessary to take measures not only to store the information in the memory but also to return to a normal decoding sequence thereafter. As a solution to the above problem, it is conceivable to store the entire data of the looping period.However, in some cases, the looping period may extend for many seconds, and in such a case, Since a memory having a huge storage capacity is required, it is a matter of course that the minimum storage capacity must be considered.
【００６８】これまでの記述は、単一の音の再生に関す
るものであったが、実際の楽器では和音が出ることが必
要であるから、図１中に示されている信号処理回路とし
ては複数系統を備えることが必要である。特に、マルチ
ティンバー音源については、少なくとも同時発音数とし
て２４音程度は必要である。なお、発音数と対応する回
路を用意するのではなく、例えば逆ＦＦＴ演算部などは
１つのチップで複数音の信号処理を行なわせるようにす
ることは通常の手段である。逆ＦＦＴ演算部に複数音の
信号処理を時分割式に行なわせる場合には、信号処理が
円滑に行なわれ得るように処理速度が設定されるべきこ
とは当然である。なお、その際においてもルーピング処
理が行なわれても同時発音数が減少しないようにされな
ければならない。また、図８の（ｃ）に示されている逆
ＦＦＴ演算部３１で逆ＦＦＴ演算が行なわれていない時
間長は、ルーピング処理が可能なように確保しておくこ
とが必要である。The description so far relates to the reproduction of a single sound. However, since it is necessary for an actual musical instrument to produce a chord, the signal processing circuit shown in FIG. It is necessary to have a system. In particular, for a multi-timbral sound source, at least about 24 sounds are required as the number of simultaneous sounds. It is a usual means that a circuit corresponding to the number of tones is not prepared, but, for example, an inverse FFT operation unit or the like performs signal processing of a plurality of sounds with one chip. When the inverse FFT operation section performs the signal processing of a plurality of sounds in a time-division manner, it is natural that the processing speed should be set so that the signal processing can be performed smoothly. At this time, it is necessary to prevent the number of simultaneous sounds from decreasing even if the looping process is performed. In addition, the time length during which the inverse FFT operation is not performed by the inverse FFT operation unit 31 shown in FIG. 8C needs to be secured so that looping processing can be performed.
【００６９】以上のことから、ルーピング処理を円滑に
実施するためには、図８の（ｇ）に例示されているよう
に、フーリエ変換フレーム番号が１のフーリエ変換フレ
ームにおける後半部ｂの部分のデータと、フーリエ変換
フレーム番号が２のフーリエ変換フレームにおける前半
部ａの部分のデータと、フーリエ変換フレーム番号が２
のフーリエ変換フレームにおける後半部ｂの部分のデー
タと、フーリエ変換フレーム番号が３のフーリエ変換フ
レームにおける前半部ａの部分のデータと、フーリエ変
換フレーム番号が３のフーリエ変換フレームにおける後
半部ｂの部分のデータとを時間領域のデータとしてメモ
リ５３にメモリに記憶させておき、またメモリ４９には
フーリエ変換フレーム番号が３のフーリエ変換フレーム
における周波数領域のデータを記憶させておくととも
に、メモリ４６にはフーリエ変換フレーム番号が２のフ
ーリエ変換フレームにおける周波数領域のデータと、フ
レーム番号が３のフーリエ変換フレームにおける周波数
領域のデータを記憶させておくことにより、フレーム番
号が４のフーリエ変換フレームのデータの処理からはリ
アルタイムでの復号処理を行なわせることが可能とな
る。From the above, in order to smoothly perform the looping process, as illustrated in FIG. 8G, the second half b of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 1 is used. The data, the data of the first half a in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number of 2, and the Fourier transform frame number of 2
, The data of the first half part a of the Fourier transform frame whose Fourier transform frame number is 3, and the data of the second half b of the Fourier transform frame whose Fourier transform frame number is 3. Are stored in the memory 53 in the memory 53 as data in the time domain, the data in the frequency domain in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 3 is stored in the memory 49, and the data in the memory 46 is stored in the memory 46. By storing the data in the frequency domain in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 2 and the data in the frequency domain in the Fourier transform frame with the frame number 3, processing the data in the Fourier transform frame with the frame number 4 Real-time decryption from It is possible to perform the management.
【００７０】ルーピング処理を行なう際に最も厳しいタ
イミング関係は、フーリエ変換フレームの頭の部分に、
ルーピング処理の終点位置Ｅｐが存在しているととも
に、フーリエ変換フレームの終りの部分にルーピング処
理の始点位置Ｓｐが存在している状態の場合であるが、
このような場合でも図８の（ｇ）に例示されているよう
に、フーリエ変換フレーム番号が１のフーリエ変換フレ
ームにおける後半部ｂの部分のデータから、２.５フー
リエ変換フレーム期間のデータをメモリに記憶させてお
けば、図８の（ｃ）に示されている逆ＦＦＴ演算部３１
で逆ＦＦＴ演算が行なわれていない時間長が１フーリエ
変換フレーム期間以下になることはないのである。The most strict timing relationship when performing the looping process is as follows:
This is a case where the end point position Ep of the looping process exists and the start point position Sp of the looping process exists at the end of the Fourier transform frame.
In such a case, as illustrated in FIG. 8 (g), the data of the latter half b in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 1 is used to store the data of the 2.5 Fourier transform frame period in the memory. In this case, the inverse FFT operation unit 31 shown in FIG.
Therefore, the time length during which the inverse FFT operation is not performed is not shorter than one Fourier transform frame period.
【００７１】本発明の楽音信号の音源装置では、図８の
（ｅ）中にＬＯＯＰＩＮＧとして示している区間のルー
ピング処理の終端位置Ｅｐに対する再生動作の直後に、
図８の(ｅ)中にＬＯＯＰＩＮＧとして示している区間の
ルーピング処理の始端位置Ｓｐに対する再生動作が良好
に行なわれるようにするために、少なくともルーピング
処理の始端位置Ｓｐが存在しているフーリエ変換フレー
ム番号が１のフーリエ変換フレームにおける後半部ｂの
部分のデータと、フーリエ変換フレーム番号が２のフー
リエ変換フレームにおける前半部ａの部分のデータと
を、メモリ５３に図８の(ｇ）に示されているように予
め記憶させておき｛図８の(ｇ）に示されている例で
は、既述の理由によりフーリエ変換フレーム番号が１の
フーリエ変換フレームにおける後半部ｂの部分のデータ
からフーリエ変換フレーム番号が３のフーリエ変換フレ
ームにおける後半部ｂの部分のデータまでの２.５フー
リエ変換フレーム期間のデータが記憶されているものと
して示されている}、図８の(ｅ)中にＬＯＯＰＩＮＧと
して示されている区間のルーピング処理の終端位置Ｅｐ
に至るまでの各フーリエ変換フレームに対する再生動作
が、ルーピング処理が行なわれていない状態における再
生動作について既述したと同様にして行なわれた後に、
ルーピング処理が開始された後に、その後にノートオフ
信号が検出されるまでの間で、ルーピング期間の始端部
Ｓｐとルーピング期間の終端部Ｅｐとの期間の波形が繰
返し再生される動作におけるルーピング期間の始端部Ｓ
ｐの再生時には、メモリ５３から読出されたデータがＢ
側の入力として供給されているデータセレクタ５５，５
６がＢ側のデータを選択して、それを窓関数処理部５
９，６０に供給するようにすることにより、ルーピング
処理動作が円滑に実現できるようにしているのである。In the tone signal generator of the present invention, immediately after the reproduction operation for the end position Ep of the looping process in the section indicated as LOOPING in FIG.
In order that the reproduction operation for the start position Sp of the looping process in the section indicated as LOOPING in FIG. 8E be performed well, at least the Fourier transform frame including the start position Sp of the looping process exists. The data of the second half b in the Fourier transform frame having the number 1 and the data of the first half a in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 2 are shown in FIG. In the example shown in FIG. 8 (g), the data of the latter half b in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number of 1 is used for the reason described above. The data of the 2.5-Fourier-transform frame period up to the data of the second half b in the Fourier-transform frame with the frame number 3 Data are shown as being stored}, end position of the looping process of the section shown as LOOPING in (e) of FIG. 8 Ep
After the reproduction operation for each Fourier transform frame up to is performed in the same manner as described above for the reproduction operation in a state where the looping process is not performed,
After the start of the looping process, until the note-off signal is detected thereafter, the waveform of the period between the start end Sp of the looping period and the end portion Ep of the looping period is repeatedly reproduced in the looping operation. Start end S
During reproduction of p, the data read from the memory 53 is B
Selectors 55 and 5 supplied as inputs on the side
6 selects the data on the B side and sends it to the window function processing unit 5
By supplying the signals to the loops 9 and 60, the looping processing operation can be smoothly performed.
【００７２】前記したデータセレクタ５５，５６による
データの選択切換えの態様は、前記のように図８の
（ｅ）中にＬＯＯＰＩＮＧとして示している区間のルー
ピング処理の終端位置Ｅｐに対する再生動作の直後にＡ
側からＢ側に選択切換えられて、ルーピング処理の始端
位置Ｓｐが存在しているフーリエ変換フレームのデータ
がメモリ５３から読出されてデータセレクタ５５,５６
を介して窓関数処理部２６,２７に供給されるように
し、また、前記したルーピング処理の始端位置Ｓｐが存
在しているフーリエ変換フレームのデータがメモリ５３
から読出されて窓関数処理部２６，２７に供給された後
には、データセレクタ５５，５６がＢ側からＡ側に選択
切換えられて、メモリ５４から順次に読出されたフーリ
エ変換フレーム番号が４以降のフーリエ変換フレームに
おける時間領域のデータを、窓関数処理部２６，２７に
供給できるようにされているのである。As described above, the mode of data selection switching by the data selectors 55 and 56 is performed immediately after the reproducing operation for the end position Ep of the looping process in the section indicated as LOOPING in FIG. 8E. A
Side is switched to the side B, and the data of the Fourier transform frame in which the start position Sp of the looping process exists is read from the memory 53 and the data selectors 55 and 56
Is supplied to the window function processing units 26 and 27 via the memory 53. The data of the Fourier transform frame in which the start position Sp of the looping process exists is stored in the memory 53.
, And supplied to the window function processing units 26 and 27, the data selectors 55 and 56 are selectively switched from the B side to the A side, and the Fourier transform frame numbers sequentially read from the memory 54 become 4 or more. Can be supplied to the window function processing units 26 and 27 in the time domain in the Fourier transform frame.
【００７３】さて、前記のようにルーピング処理の始端
位置Ｓｐが存在しているフーリエ変換フレームのデータ
がメモリ５３から読出されて窓関数処理部２６，２７に
供給された後に、データセレクタ５５，５６がＢ側から
Ａ側に選択切換えられたときには、メモリ５４から読出
されたフーリエ変換フレーム番号が４以降のフーリエ変
換フレームにおける時間領域のデータが、順次に窓関数
処理部２６，２７に供給されなければならないが、その
ためには前記したフーリエ変換フレーム番号が４以降の
所定のフーリエ変換フレームにおける時間領域のデータ
は、ルーピング処理の始端位置Ｓｐが存在しているフー
リエ変換フレームのデータがメモリ５３から読出されて
窓関数処理部２６，２７に供給され終るまでの期間中
に、メモリ５４に記憶され終っていることが必要とされ
る。After the data of the Fourier transform frame in which the start position Sp of the looping process exists as described above is read from the memory 53 and supplied to the window function processing units 26 and 27, the data selectors 55 and 56 Is switched from the B side to the A side, the time domain data in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 4 or later read from the memory 54 must be sequentially supplied to the window function processing units 26 and 27. For this purpose, the data of the time domain in the predetermined Fourier transform frame whose Fourier transform frame number is 4 or later is read from the memory 53 by reading the data of the Fourier transform frame in which the start position Sp of the looping process exists. During the period until the data is supplied to the window function processing units 26 and 27, the data is stored in the memory 54. It is necessary that that end is.
【００７４】それで、図１に示す楽音信号の音源装置で
は、ルーピング処理の始端位置Ｓｐが存在しているフー
リエ変換フレームが、例えばフーリエ変換フレーム番号
が１のフーリエ変換フレームにおける後半部ｂの部分の
データと、フーリエ変換フレーム番号が２のフーリエ変
換フレームにおける前半部ａの部分であったときに、前
記したメモリ５３にフーリエ変換フレーム番号が１のフ
ーリエ変換フレームにおける後半部ｂの部分の時間領域
のデータと、フーリエ変換フレーム番号が２のフーリエ
変換フレームの全体の時間領域のデータと、フーリエ変
換フレーム番号が３のフーリエ変換フレームの全体の時
間領域のデータとを記憶させておいたとした場合には、
メモり４９にはフーリエ変換フレーム番号が３のフーリ
エ変換フレームにおける振幅成分の周波数領域のデータ
を記憶させておくとともに、メモリ４６にはフーリエ変
換フレーム番号が２のフーリエ変換フレームにおける位
相成分の周波数領域のデータと、フレーム番号が３のフ
ーリエ変換フレームにおける位相成分の周波数領域のデ
ータを記憶させておくようにすれば、ルーピング処理の
始端位置Ｓｐが存在している付近のフーリエ変換フレー
ム番号が１乃至３のフーリエ変換フレームの時間領域の
データが、メモリ５３から読出されて窓関数処理部２
６，２７に供給されて、データセレクタ５５，５６がＢ
側からＡ側に選択切換えられるまでの期間中に、メモリ
５４にはフーリエ変換フレーム番号が４のフーリエ変換
フレームにおける時間領域のデータが記憶され終ってい
る状態にできるから、ルーピング処理動作は円滑に行な
われ得るのである。Thus, in the tone signal generator shown in FIG. 1, the Fourier transform frame in which the starting position Sp of the looping process exists is, for example, the latter half b of the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 1. When the data and the Fourier transform frame number are the first half part a of the Fourier transform frame of 2, the memory 53 stores the time domain of the latter half b part of the Fourier transform frame number 1 of the Fourier transform frame. Assume that data, data in the entire time domain of a Fourier transform frame with a Fourier transform frame number of 2, and data in the entire time domain of a Fourier transform frame with a Fourier transform frame number of 3 are stored. Is
The memory 49 stores frequency domain data of the amplitude component in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 3 and the memory 46 stores the frequency domain data of the phase component in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 2. And the data in the frequency domain of the phase component in the Fourier transform frame having the frame number 3 are stored, so that the Fourier transform frame numbers 1 to 4 near the start position Sp of the looping process exist. 3 in the time domain of the Fourier transform frame is read out from the memory 53 and the window function processing unit 2
6, 27, and the data selectors 55, 56
During the period until the side is switched to the side A, the data in the time domain in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 4 can be stored in the memory 54, so that the looping processing operation can be smoothly performed. It can be done.
【００７５】すなわち前記の例の場合に、メモリ４９に
記憶されていたフーリエ変換フレーム番号が３のフーリ
エ変換フレームにおける振幅成分の周波数領域のデータ
は、ルーピング処理の終端位置Ｅｐが位置しているフー
リエ変換フレーム番号がｍ＋２のフーリエ変換フレーム
の前半部に対する信号処理が終了すると、メモリ４９か
ら読出されて、バス５０を介してワーキングメモリ４８
に記憶され、また、メモリ４６に記憶されていたフーリ
エ変換フレーム番号が２のフーリエ変換フレームにおけ
る位相成分の周波数領域のデータとフーリエ変換フレー
ム番号が３のフーリエ変換フレームにおける位相成分の
周波数領域のデータとは、ルーピング処理の終端位置Ｅ
ｐが位置しているフーリエ変換フレーム番号がｍ＋２の
フーリエ変換フレームの前半部に対する信号処理が終了
すると、メモリ４６から読出されて、バス４７を介して
ワーキングメモリ４５に記憶される。That is, in the case of the above example, the data in the frequency domain of the amplitude component in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 3 stored in the memory 49 is the Fourier transform in which the end position Ep of the looping processing is located. When the signal processing for the first half of the Fourier transform frame whose transform frame number is m + 2 is completed, the signal is read from the memory 49 and is transmitted via the bus 50 to the working memory 48.
And the frequency domain data of the phase component in the Fourier transform frame whose Fourier transform frame number is 3 and the frequency domain data of the phase component in the Fourier transform frame whose Fourier transform frame number is 3 stored in the memory 46 Is the end position E of the looping process
When the signal processing for the first half of the Fourier transform frame in which p is located and the Fourier transform frame number is m + 2 is completed, the signal is read from the memory 46 and stored in the working memory 45 via the bus 47.
【００７６】前記のようにワーキングメモリ４８に記憶
されていたフーリエ変換フレーム番号が３のフーリエ変
換フレームにおける振幅成分の周波数領域のデータＡｉ
(３)は、ワーキングメモリ４８から読出されて、音色メ
モリ３７から読出された振幅成分に関する諸データを再
量子化部４０で復号したデータΔＡｉ（４）と加算器２
５で加算されて、フーリエ変換フレーム番号が４のフー
リエ変換フレームにおける振幅成分の周波数領域のデー
タＡｉ（４）とされて、データセレクタ２６を介して極
座標ー直交座標変換部２７に供給される。他方、前記の
ようにワーキングメモリ４５に記憶されていたフーリエ
変換フレーム番号が２のフーリエ変換フレームにおける
位相成分の周波数領域のデータθｉ（２）とフーリエ変
換フレーム番号が３のフーリエ変換フレームにおける位
相成分の周波数領域のデータθｉ（３）とは、ワーキン
グメモリ４５から読出されて、フーリエ変換フレーム番
号が２のフーリエ変換フレームにおける位相成分の周波
数領域のデータθｉ（２）は、減算器１３に減数信号と
して与えられ、またフーリエ変換フレーム番号が３のフ
ーリエ変換フレームにおける位相成分の周波数領域のデ
ータθｉ（３）は利得が２の増幅器１１を介して減算器
１３に被減数信号として与えられる。The frequency domain data Ai of the amplitude component in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 3 stored in the working memory 48 as described above.
(3) is data ΔAi (4) obtained by decoding various data relating to the amplitude component read from the working memory 48 and read from the timbre memory 37 by the requantization unit 40 and the adder 2
The result is added at 5, and the result is taken as data Ai (4) in the frequency domain of the amplitude component in the Fourier transform frame whose Fourier transform frame number is 4, and is supplied to the polar coordinate to rectangular coordinate converter 27 via the data selector 26. On the other hand, the frequency domain data θi (2) of the phase component in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 2 and the phase component in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 3 stored in the working memory 45 as described above. Is read out from the working memory 45, and the frequency domain data θi (2) of the phase component in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number of 2 is sent to the subtractor 13 by the subtraction signal. The frequency domain data θi (3) of the phase component in the Fourier transform frame having the Fourier transform frame number 3 is provided to the subtractor 13 via the amplifier 11 having the gain 2 as the subtrahend signal.
【００７７】前記の減算器１３から出力される｛２θｉ
（３）−θｉ（２）｝のデータと、音色メモリ３７から
読出された位相成分に関する諸データを再量子化部４３
で復号したデータΔθｉ（４）とが加算器２９で加算さ
れると、前記した加算器２９からは、フーリエ変換フレ
ーム番号が４のフーリエ変換フレームにおける位相成分
の周波数領域のデータθｉ（４）が出力され、それがデ
ータセレクタ３０を介して極座標ー直交座標変換部２７
に供給される。極座標ー直交座標変換部２７では、前記
したフーリエ変換フレーム番号が４のフーリエ変換フレ
ームにおける振幅成分の周波数領域のデータＡｉ（４）
と、フーリエ変換フレーム番号が４のフーリエ変換フレ
ームにおける位相成分の周波数領域のデータθｉ（４）
とによって、特定な離散的な周波数における実数部（Ｒ
ｅａｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅とを計算で求
めて出力し、それをメモリ５２に記憶させる。前記のメ
モリ５２に記憶されたデータは読出されて逆ＦＦＴ演算
部３１に供給され、逆ＦＦＴ演算部３１で時間領域のデ
ータとされてメモリ５４に記憶される。｛2θi output from the subtractor 13
(3) -θi (2)} data and various data relating to the phase component read from the tone color memory 37 are requantized by the requantization unit 43.
When the adder 29 adds the data Δθi (4) decoded in step (1), the adder 29 outputs the frequency domain data θi (4) of the phase component in the Fourier transform frame whose Fourier transform frame number is 4. Output from the polarizer to the orthogonal coordinate converter 27 via the data selector 30.
Supplied to In the polar coordinate-rectangular coordinate conversion unit 27, the frequency domain data Ai (4) of the amplitude component in the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 4 described above.
And the frequency domain data θi (4) of the phase component in the Fourier transform frame whose Fourier transform frame number is 4.
And the real part (R
eal) and the imaginary part (Imag) amplitude are calculated and output, and are stored in the memory 52. The data stored in the memory 52 is read and supplied to the inverse FFT operation unit 31, where the data is stored in the memory 54 as time domain data.
【００７８】そして前記の信号処理は、ルーピング処理
の始端位置Ｓｐが存在している付近のフーリエ変換フレ
ーム番号が１乃至３のフーリエ変換フレームの時間領域
のデータが、メモリ５３から読出されて窓関数処理部２
６，２７に供給されて、データセレクタ５５，５６がＢ
側からＡ側に選択切換えられるまでの期間中に、余裕を
もって行なわれ得る。なお、前記したフーリエ変換フレ
ーム番号が４のフーリエ変換フレームに後続する順次の
フーリエ変換フレームのデータも、既述したような信号
処理により、順次にメモリ５４に記憶されることはいう
までもなく、ルーピング処理動作は円滑に実行されるの
である。In the above signal processing, the time domain data of the Fourier transform frames having the Fourier transform frame numbers 1 to 3 near the start position Sp of the looping process is read from the memory 53, and the window function Processing unit 2
6, 27, and the data selectors 55, 56
It can be performed with a margin during the period from the side to the side A. Needless to say, the data of the sequential Fourier transform frame subsequent to the Fourier transform frame with the Fourier transform frame number 4 is sequentially stored in the memory 54 by the signal processing as described above. The looping processing operation is performed smoothly.
【００７９】なお、ルーピング処理の手法を適用して、
短時間の音響信号を反復繰返えす際に、長時間の自然な
音響として感じられるようにさせることができる反復繰
返えし部分の開始点と終了点とを見付け出すことが困難
であったり、違和感のない持続音を得ることが困難であ
るときに、波形の繋ぎを円滑にするためにクロスフェー
ドを行なう場合には、クロスフェードの長さに応じてメ
モリに記憶させるべきフーリエ変換フレーム数を増加さ
せることは当然に考えられる。By applying the looping method,
It is difficult to find the start and end points of the repetitive part that can be felt as natural sound for a long time when repeating a short sound signal repeatedly. When it is difficult to obtain a continuous sound without a sense of incongruity, when performing a crossfade to smoothly connect the waveforms, the number of Fourier transform frames to be stored in the memory according to the length of the crossfade It is of course conceivable to increase.
【００８０】[0080]
【発明の効果】以上、詳細に説明したところから明らか
なように本発明の楽音信号の音源装置は、予め定められ
た一定の時間長を有するように楽音信号から切出された
順次の各フーリエ変換フレームの信号に同じ窓関数を用
いて離散的にフーリエ変換し、前記した各フーリエ変換
フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一
な所定数の離散周波数毎のデータを用いて、前記した各
フーリエ変換フレーム毎各離散周波数毎の振幅成分と位
相成分とを得て、前記の振幅成分と位相成分とにそれぞ
れ高能率符号化を施してデータ量を圧縮し、前記のよう
にデータ量が圧縮されたデータを音色メモリに記憶させ
ておき、前記の音色メモリに記憶されている楽音信号の
振幅成分及び位相成分のデータを、電子楽器の演奏時に
音色メモリから読出して復号し、時間領域の状態の楽音
信号のデータとする。楽音信号のデータに対するルーピ
ング処理時には、別に設けたメモリに予め記憶しておい
たデータ、すなわち、ルーピング区間の始端部を含むフ
ーリエ変換フレームにおける時間領域のデータと、前記
のフーリエ変換フレームの近傍の時間領域のデータ、及
び前記した時間領域のデータによって得られる信号部分
に続く信号部分を発生できる周波数領域のデータを予め
記憶しておいたメモリから読出した前記の周波数領域の
データを時間領域のデータに変換した時間領域のデータ
とを用いて、ルーピング処理が行なわれるようにしたか
ら、少ない記憶容量のメモリにより円滑なルーピング処
理を行なうことができ、本発明によれば既述した問題点
は良好に解決できる。As is apparent from the above description, the tone signal generator according to the present invention can be applied to each of the sequential Fourier sliced from the tone signal so as to have a predetermined time length. Using the same window function to discretely Fourier-transform the signal of the transformed frame, and using the same predetermined number of discrete frequency data obtained as a result of the Fourier transform for each Fourier transformed frame described above, Obtain the amplitude component and the phase component of each discrete frequency for each Fourier transform frame, apply high efficiency coding to the amplitude component and the phase component, respectively, and compress the data amount. The compressed data is stored in the timbre memory, and the data of the amplitude and phase components of the tone signal stored in the timbre memory is read from the timbre memory during performance of the electronic musical instrument. To decode, the data of the tone signal in the state in the time domain. At the time of the looping processing on the data of the musical tone signal, data previously stored in a separately provided memory, that is, data in the time domain of the Fourier transform frame including the beginning of the looping section and the time near the Fourier transform frame The domain data, and the frequency domain data read from a memory that previously stores frequency domain data capable of generating a signal portion following the signal portion obtained by the time domain data are converted to time domain data. Since the looping process is performed using the converted time domain data, a smooth looping process can be performed with a memory having a small storage capacity. Solvable.
【図１】本発明の楽音信号の発生装置の構成例を示すブ
ロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a tone signal generating device according to the present invention.
【図２】エンコーダの構成例を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of an encoder.
【図３】構成や動作の説明のために用いられる図であ
る。FIG. 3 is a diagram used for describing a configuration and an operation.
【図４】構成や動作の説明のために用いられる図であ
る。FIG. 4 is a diagram used for describing a configuration and an operation.
【図５】構成や動作の説明のために用いられる図であ
る。FIG. 5 is a diagram used for describing a configuration and an operation.
【図６】構成や動作の説明のために用いられる図であ
る。FIG. 6 is a diagram used for describing a configuration and an operation.
【図７】構成や動作の説明のために用いられる図であ
る。FIG. 7 is a diagram used for describing a configuration and an operation.
【図８】本発明の楽音信号の発生装置の説明のための図
である。FIG. 8 is a diagram for explaining a tone signal generating device according to the present invention.
【図９】既提案の音響信号の伝送方法のエンコーダのブ
ロック図である。FIG. 9 is a block diagram of an encoder of a proposed transmission method of an audio signal.
【図１０】既提案の音響信号の伝送方法のデコーダのブ
ロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a decoder of a proposed method of transmitting an audio signal.
【図１１】既提案の音響信号の伝送方法の構成原理と動
作原理を説明するための図である。FIG. 11 is a diagram for explaining a configuration principle and an operation principle of a previously proposed sound signal transmission method.
１…記録，伝送の対象にされているデジタル音響信号の
入力端子、２…オーバーラップ部、３，３２５９，６０
…窓関数処理部、４…高速フーリエ変換演算(ＦＦＴ演
算)部、６…直交座標→極座標変換部、６Ａ…振幅計算
部、６Ｐ…位相計算部、７，１２…ラッチ回路、８，１
３，１４…減算器、９，１６，２６，３０，５５，５６
…データセレクタ、１１…利得が２の増幅器、１５，３
４，３６，４３，４４，５７，５８…切換制御信号の供
給端子、１７…量子化スケーリング部、１８…マルチプ
レクサ、２０…受信側に設けられたデコーダの入力端
子、２１…デマルチプレクサ、２２，４０〜４３…再量
子化器、２５，２９…加算器、２７…極座標→直角座標
変換部、３１…逆ＦＦＴ演算部、３３…オーバーラップ
加算部、３７…音色メモリ、３８，４７，５０…バス
（データバス）、３９，５１…ルック・アップ・テーブ
ル、４５，４８…ワーキングメモリ、４６，４９，５２
〜５４…メモリ、1 ... input terminal of digital sound signal to be recorded and transmitted, 2 ... overlap part, 3,3259,60
... window function processing unit, 4 ... fast Fourier transform operation (FFT operation) unit, 6 ... orthogonal coordinate to polar coordinate conversion unit, 6A ... amplitude calculation unit, 6P ... phase calculation unit, 7, 12 ... latch circuit, 8, 1
3, 14, ... subtractor, 9, 16, 26, 30, 55, 56
... Data selector, 11 ... Amplifier with gain of 2, 15,3
4, 36, 43, 44, 57, 58 ... supply control signal supply terminal, 17 ... quantization scaling unit, 18 ... multiplexer, 20 ... input terminal of a decoder provided on the receiving side, 21 ... demultiplexer, 22, ... 40 to 43: requantizer, 25, 29: adder, 27: polar → rectangular coordinate converter, 31: inverse FFT calculator, 33: overlap adder, 37: tone memory, 38, 47, 50 ... Bus (data bus), 39, 51 ... look-up table, 45, 48 ... working memory, 46, 49, 52
~ 54 ... Memory,
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−216482（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−138997（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−137894（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−144700（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G10H 7/02 G10H 7/08 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-5-216482 (JP, A) JP-A-61-138997 (JP, A) JP-A-2-137894 (JP, A) JP-A-3- 144700 (JP, A) (58) Field surveyed (Int. Cl. 7 , DB name) G10H 7/02 G10H 7/08
Claims (4)
メモリを備えている楽音信号の音源装置において、予め
定められた一定の時間長を有するように楽音信号から切
出された順次の各フーリエ変換フレームの信号に同じ窓
関数を用いて離散的にフーリエ変換し、前記した各フー
リエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求めら
れた同一な所定数の離散周波数毎のデータを用いて、前
記した各フーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎
の振幅成分と位相成分とについてそれぞれ高能率符号化
を行なってデータ量の圧縮が行なれた状態の楽音信号の
データを音色メモリに記憶させておき、演奏時に前記し
た音色メモリから読出されたデータを復号して得た時間
領域の状態の楽音信号のデータについて、ルーピング処
理時における少なくともルーピング区間の始端位置を含
むフーリエ変換フレームのデータ、及び前記のフーリエ
変換フレームの近傍のデータを含むフーリエ変換フレー
ムのデータを記憶させるメモリを備えているとともに、
前記したメモリに記憶されたデータを用いて得られる信
号部分に続く信号部分を発生させるフーリエ変換フレー
ムの周波数領域のデータを記憶させるメモリを備えてな
る楽音信号の音源装置。1. A tone generator for a tone signal having a tone color memory for storing data of the tone signal, wherein each of the sequential Fouriers cut out from the tone signal so as to have a predetermined constant time length. Using the same window function to discretely Fourier-transform the signal of the transformed frame, and using the same predetermined number of discrete frequency data obtained as a result of the Fourier transform for each Fourier transformed frame described above, High-efficiency encoding is performed on the amplitude component and the phase component for each discrete frequency obtained for each Fourier transform frame, and the data of the tone signal in a state where the data amount is compressed is stored in the tone color memory. The data of the tone signal in the time domain obtained by decoding the data read from the tone memory at the time of the performance A memory for storing data of a Fourier transform frame including data of the Fourier transform frame including the start position of the looping section, and data near the Fourier transform frame, and
A tone signal tone generator comprising a memory for storing data in a frequency domain of a Fourier transform frame for generating a signal portion subsequent to a signal portion obtained using the data stored in the memory.
メモリを備えている楽音信号の音源装置において、予め
定められた一定の時間長を有するように楽音信号から切
出された順次の各フーリエ変換フレームの信号に同じ窓
関数を用いて離散的にフーリエ変換し、前記した各フー
リエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求めら
れた同一な所定数の離散周波数毎のデータを用いて、前
記した各フーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎
の振幅成分と位相成分とにおける振幅成分には高能率符
号化を施して、それぞれ、対応するフーリエ変換フレー
ムの振幅成分のデータ量を圧縮して、それに適応量子化
を施し、また、前記した各フーリエ変換フレーム毎に得
た各離散周波数毎の振幅成分と位相成分とにおける位相
成分については、前記した順次のフーリエ変換フレーム
毎にフーリエ変換の結果として求めた同一な所定数の離
散周波数毎のデータから得た位相成分の内で、最初に伝
送すべきフーリエ変換フレームにおける位相成分を初期
設定データとして、それに適応量子化を施すとともに、
フーリエ変換フレーム間の差分を公差とする等差数列と
して行なった位相予測に基づいて得られる予測残差に適
応量子化を施すことによりデータ量の圧縮が行なれた状
態の楽音信号のデータを音色メモリに記憶させておき、
演奏時に前記した音色メモリから読出されたデータを復
号して得た時間領域の状態の楽音信号のデータについ
て、ルーピング処理時における少なくともルーピング区
間の始端位置を含むフーリエ変換フレームのデータ、及
び前記のフーリエ変換フレームの近傍のデータを含むフ
ーリエ変換フレームのデータを記憶させるメモリを備え
ているとともに、前記したメモリに記憶されたデータを
用いて得られる信号部分に続く信号部分を発生させるフ
ーリエ変換フレームの周波数領域のデータを記憶させる
メモリを備えてなる楽音信号の音源装置。2. A tone generator according to claim 1, wherein said tone generator is provided with a tone color memory for storing tone signal data. Each of the sequential Fourier sliced from the tone signal so as to have a predetermined time length. Using the same window function to discretely Fourier-transform the signal of the transformed frame, and using the same predetermined number of discrete frequency data obtained as a result of the Fourier transform for each Fourier transformed frame described above, High-efficiency coding is performed on the amplitude component and the phase component of each discrete frequency obtained for each Fourier transform frame, and the data amount of the amplitude component of the corresponding Fourier transform frame is compressed, respectively. It is subjected to adaptive quantization, and the phase components of the amplitude component and the phase component for each discrete frequency obtained for each Fourier transform frame described above are calculated as described above. Of the phase components obtained from the same predetermined number of discrete frequency data obtained as a result of the Fourier transform for each of the sequential Fourier transform frames described above, the phase component in the Fourier transform frame to be transmitted first is initialized data. As well as applying adaptive quantization to it,
Applying adaptive quantization to the prediction residual obtained based on the phase prediction performed as an arithmetic progression with the difference between Fourier transform frames as the tolerance, converts the tone signal data in a state where the data amount is compressed to the timbre. Store it in memory,
The data of the tone signal in the time domain obtained by decoding the data read out from the tone memory at the time of the performance, the data of the Fourier transform frame including at least the start position of the looping section during the looping process, and the Fourier transform A memory for storing data of the Fourier transform frame including data in the vicinity of the transform frame, and a frequency of the Fourier transform frame for generating a signal portion subsequent to a signal portion obtained using the data stored in the memory. A tone signal generator for a tone signal comprising a memory for storing data of a region.
メモリを備えている楽音信号の音源装置において、予め
定められた一定の時間長を有するように楽音信号から切
出された順次の各フーリエ変換フレームの信号に同じ窓
関数を用いて離散的にフーリエ変換し、前記した各フー
リエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求めら
れた同一な所定数の離散周波数毎のデータを用いて、前
記した各フーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎
の振幅成分と位相成分とにおける振幅成分については、
前記した順次の各フーリエ変換フレーム毎に得た各離散
周波数毎の振幅成分から各フーリエ変換フレーム毎のマ
スキングカーブを算出し、前記した各フーリエ変換フレ
ーム毎のマスキングカーブを用いて、それぞれ対応する
フーリエ変換フレームの振幅成分のデータ量を圧縮し、
前記のようにデータ量が圧縮された順次のフーリエ変換
フレーム毎の振幅成分の差のデータを得て、それに適応
量子化を施し、また前記した各フーリエ変換フレーム毎
に得た各離散周波数毎の振幅成分と位相成分とにおける
位相成分については、前記した順次のフーリエ変換フレ
ーム毎にフーリエ変換の結果として求めた同一な所定数
の離散周波数毎のデータから得た位相成分の内で、最初
に伝送すべきフーリエ変換フレームにおける位相成分を
初期設定データとして、それに適応量子化を施すととも
に、フーリエ変換フレーム間の差分を公差とする等差数
列として行なった位相予測に基づいて得られる予測残差
に適応量子化を施すことによりデータ量の圧縮が行なれ
た状態の楽音信号のデータを音色メモリに記憶させてお
き、演奏時に前記した音色メモリから読出されたデータ
を復号して得た時間領域の状態の楽音信号のデータにつ
いて、ルーピング処理時における少なくともルーピング
区間の始端位置を含むフーリエ変換フレームのデータ、
及び前記のフーリエ変換フレームの近傍のデータを含む
フーリエ変換フレームのデータを記憶させるメモリを備
えているとともに、前記したメモリに記憶されたデータ
を用いて得られる信号部分に続く信号部分を発生させる
フーリエ変換フレームの周波数領域のデータを記憶させ
るメモリを備えてなる楽音信号の音源装置。3. A tone generator for a tone signal having a tone color memory for storing data of the tone signal, wherein each successive Fourier cut out from the tone signal so as to have a predetermined constant time length. Using the same window function to discretely Fourier-transform the signal of the transformed frame, and using the same predetermined number of discrete frequency-based data obtained as a result of the Fourier transform for each Fourier transformed frame described above, Regarding the amplitude component in the phase component and the amplitude component for each discrete frequency obtained for each Fourier transform frame,
A masking curve for each Fourier transform frame is calculated from the amplitude component for each discrete frequency obtained for each sequential Fourier transform frame, and the corresponding Fourier transform is calculated using the masking curve for each Fourier transform frame. Compress the data amount of the amplitude component of the transformed frame,
The data of the amplitude component difference for each sequential Fourier transform frame in which the data amount is compressed as described above is obtained, subjected to adaptive quantization, and for each discrete frequency obtained for each of the aforementioned Fourier transform frames. The phase component of the amplitude component and the phase component is transmitted first among the phase components obtained from the same predetermined number of discrete frequency data obtained as a result of the Fourier transform for each of the aforementioned sequential Fourier transform frames. The phase component in the Fourier transform frame to be applied is set as initial setting data, adaptive quantization is performed on the phase component, and a prediction residual obtained based on a phase prediction performed as an arithmetic progression having a difference between the Fourier transform frames as a tolerance is applied. The tone signal data in a state where the data amount is compressed by performing quantization is stored in a tone color memory, And the data of the tone signal tone memory from the data read time domain obtained by decoding the state of Fourier transform frame including a start location of at least looping section during looping process data,
And a memory for storing data of a Fourier transform frame including data in the vicinity of the Fourier transform frame, and generating a signal portion following a signal portion obtained using the data stored in the memory. A tone signal generator for a tone signal, comprising a memory for storing frequency domain data of a converted frame.
データとして、復号後の時間領域のデータの状態におい
て、ルーピング処理時における少なくともルーピング区
間の始端位置を含むフーリエ変換フレームの直前のフー
リエ変換フレームの後半の部分のデータ、及び前記した
ルーピング区間の始端位置を含むフーリエ変換フレーム
のデータ、ならびに前記したルーピング区間の始端位置
を含むフーリエ変換フレームの直後のフーリエ変換フレ
ームのデータを用いるようにした請求項１乃至３の何れ
かの楽音信号の音源装置。4. A Fourier transform frame immediately before a Fourier transform frame including at least the start position of the looping section in the looping process in the state of the time domain data after decoding as the tone signal data to be stored in the memory. The data of the latter half of the above, the data of the Fourier transform frame including the start position of the looping section, and the data of the Fourier transform frame immediately after the Fourier transform frame including the start position of the looping section are used. Item 7. A tone generator for a tone signal according to any one of Items 1 to 3.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP33006092A JP3246012B2 (en) | 1992-11-16 | 1992-11-16 | Tone signal generator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33006092A JP3246012B2 (en) | 1992-11-16 | 1992-11-16 | Tone signal generator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06161460A JPH06161460A (en) | 1994-06-07 |
| JP3246012B2 true JP3246012B2 (en) | 2002-01-15 |
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ID=18228335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33006092A Expired - Fee Related JP3246012B2 (en) | 1992-11-16 | 1992-11-16 | Tone signal generator |
Country Status (1)
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|---|---|---|---|---|
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| JP2009086661A (en) * | 2007-09-12 | 2009-04-23 | Kawai Musical Instr Mfg Co Ltd | Information compression method of musical sound waveform, information decompression method, computer program for information compression, information compression device, information decompression device, and data structure |
| CN115508335A (en) * | 2022-10-21 | 2022-12-23 | 哈尔滨工业大学（威海） | Raman spectrum curve data enhancement method based on Fourier transform |
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1992
- 1992-11-16 JP JP33006092A patent/JP3246012B2/en not_active Expired - Fee Related
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