JP3244106B2 - Light reflection measurement method - Google Patents
Light reflection measurement methodInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は光部品や光伝送路の光反
射特性の測定をする光反射測定方法に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a light reflection measuring method for measuring light reflection characteristics of an optical component or an optical transmission line.
【０００２】[0002]
【従来の技術】光部品、光伝送路などの伝送損失の測定
や故障箇所の診断に用いられる光反射測定方法の一つと
して光周波数領域反射測定法が知られている。その基本
構成を図８に示す。周波数掃引コヒーレント光源０１か
らの出力光０２は光方向性結合器Ａにより分岐され、一
方は参照光０３として用いられ、一方は光方向性結合器
Ｂを介して被測定光部品０４に入射される。2. Description of the Related Art An optical frequency domain reflection measurement method is known as one of the light reflection measurement methods used for measuring the transmission loss of an optical component, an optical transmission line, or the like and diagnosing a failure location. FIG. 8 shows the basic configuration. Output light 02 from the frequency-swept coherent light source 01 is split by the optical directional coupler A, one of which is used as the reference light 03, and the other is incident on the optical component to be measured 04 via the optical directional coupler B. .
【０００３】ここで、上記被測定光部品０４内で後方散
乱された信号光０５は、光方向性結合器Ｂにより取り出
され、参照光０３を局発光としてヘテロダイン受信器０
６によってヘテロダイン検波される。このとき、２光波
の干渉によって発生する干渉ビート信号を周波数解析装
置０７によって解析することによって、被測定光部品０
４内の各位置からの後方散乱光強度分布が得られる。Here, the signal light 05 backscattered in the optical component under test 04 is extracted by the optical directional coupler B, and the heterodyne receiver 0 is used as the reference light 03 as the local light.
6 is heterodyne detected. At this time, the interference beat signal generated by the interference of the two light waves is analyzed by the frequency analysis device 07, so that the measured optical component 0
The backscattered light intensity distribution from each position in 4 is obtained.
【０００４】ここで、周波数掃引コヒーレント光源０１
からの出力光０２の周波数を時間Ｔ、最大光周波数掃引
幅ΔＦで時間に対して直線的に掃引するとき、被測定光
部品０４内のある点Ｘで後方散乱された信号光によって
発生するビート信号の周波数Ｆb は、あらかじめ分岐し
ておいた参照光と点Ｘで後方散乱された信号光との光路
長差ΔＬ、光周波数掃引速度γ、光の群速度ｖを用い
て、Here, a frequency-swept coherent light source 01
When the frequency of the output light 02 from the light source is swept linearly with respect to time by the time T and the maximum optical frequency sweep width ΔF, a beat generated by the signal light backscattered at a certain point X in the optical component to be measured 04 The signal frequency Fb is calculated using the optical path length difference ΔL between the reference light that has been branched in advance and the signal light backscattered at the point X, the optical frequency sweep speed γ, and the group velocity v of the light,
【数１】 Ｆb ＝γ・ΔＬ／ｖ …（１） で与えられる。ただし、γ＝ΔＦ／Ｔである。また、距
離分解能Δｚは受信ビート信号のスペクトル幅ΔＡを用
いて、[Number 1] is given by F b = γ · ΔL / v ... (1). Here, γ = ΔF / T. Further, the distance resolution Δz is calculated using the spectrum width ΔA of the received beat signal.
【数２】 Δｚ＝ｖ・ΔＡ／２γ …（２） で与えられる。Δz = v · ΔA / 2γ (2)
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の光周波
数領域反射測定法は、上記のように２光波の干渉信号を
利用するため、その測定距離が光源の可干渉距離よりも
短い長さに制限されていた。However, since the conventional optical frequency domain reflection measurement method uses an interference signal of two light waves as described above, the measurement distance is shorter than the coherent distance of the light source. Was restricted.
【０００６】このため従来技術においては、主に測定範
囲が数十ｃｍから数十ｍとなる小型光部品に対する測定
にのみその適用範囲が限られており、通信ケーブルに用
いられる光ファイバなど測定距離が数十ｋｍ以上に及ぶ
ものに対しては、測定が非常に困難であった。例えば、
長距離に亙る測定を行うために光源線幅が数十ｋＨｚと
なるような干渉性の良い光源を用いた場合でも、干渉距
離はせいぜい数ｋｍ程度である。したがって、この程度
の干渉性しかない光源では通信ケーブルの試験などを行
うことはできないと考えられていた。For this reason, in the prior art, the application range is limited only to the measurement of small optical components whose measurement range is several tens of cm to several tens of meters, and the measurement range is limited to an optical fiber used for a communication cable. Is very difficult to measure for those of several tens km or more. For example,
Even when a light source having good coherence, such as a light source line width of several tens of kHz, is used to perform measurement over a long distance, the interference distance is at most about several km. Therefore, it has been considered that a light source having only this level of coherence cannot perform a test of a communication cable or the like.
【０００７】本発明はこのような従来の常識を覆し、比
較的干渉性が低い光源を用いた場合でも、測定距離が光
源の可干渉距離に制限されず、通信ケーブルの試験のよ
うな長距離に亙る測定をも可能とする光周波数領域反射
測定方法を提供することを目的とする。The present invention overturns such conventional wisdom, and even when a light source having relatively low coherence is used, the measurement distance is not limited to the coherent distance of the light source, and long distance such as a test of a communication cable is used. It is an object of the present invention to provide an optical frequency domain reflection measurement method capable of measuring over a wide range.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】上記課題を解決するた
め［請求項１］では、必要とされる距離分解能をΔｚ、
受信ビート信号のスペクトル幅をΔＡ、被測定光部品内
での光の群速度をｖとするとき、光源の光周波数掃引速
度をγ＝ｖ・ΔＡ／２Δｚに設定する。In order to solve the above-mentioned problems, in claim 1, the required distance resolution is Δz,
Assuming that the spectrum width of the received beat signal is ΔA and the group velocity of light in the measured optical component is v, the optical frequency sweep speed of the light source is set to γ = v · ΔA / 2Δz.
【０００９】［請求項２］では、［請求項１］において
受信系の帯域幅を受信ビート信号のスペクトル幅ΔＡよ
りも小さくなるよう設定する。In claim 2, the bandwidth of the receiving system in claim 1 is set to be smaller than the spectrum width ΔA of the received beat signal.
【００１０】［請求項３］では、［請求項１］において
受信系の帯域幅を受信ビート信号のスペクトル幅ΔＡと
ほぼ同一となるよう設定する。In claim 3, the bandwidth of the receiving system in claim 1 is set to be substantially the same as the spectrum width ΔA of the received beat signal.
【００１１】[0011]
【作用】測定範囲が可干渉領域を越えるような条件下に
おいても上記式（２）で与えられる距離分解能で光周波
数領域反射測定が行えることは本発明者らの理論的、実
験的検討により初めて明らかにされたものである。すな
わち、波長１．５５μｍの高コヒーレント光源と外部光
位相変調器から構成される光周波数掃引光源系を用い
て、長さ１６．４ｋｍの光ファイバに対するコヒーレン
ト光周波数領域反射測定（Ｃ−ＯＦＤＲ）を行った。外
部変調器によって位相変調された光波の１次の変調側帯
波成分による干渉信号を利用することにより、被測定光
ファイバからのレイリー後方散乱光及びフレネル反射光
が観測された。このとき、遅延光ファイバを試験光路に
挿入することによって、高次の変調側帯波成分に起因す
る干渉信号を周波数軸上で分離した。その結果、被測定
光ファイバ終端に設けた近接する２つのフレネル反射点
に対して１００ｍ以上の距離分解能が達成されることが
確認された。It is the first theoretical and experimental study by the present inventors that the optical frequency domain reflection measurement can be performed with the distance resolution given by the above equation (2) even under conditions where the measurement range exceeds the coherent area. It was revealed. That is, a coherent optical frequency domain reflection measurement (C-OFDR) for an optical fiber having a length of 16.4 km is performed using an optical frequency sweep light source system including a high coherent light source having a wavelength of 1.55 μm and an external optical phase modulator. went. Rayleigh backscattered light and Fresnel reflected light from the measured optical fiber were observed by using an interference signal due to the primary modulation sideband component of the lightwave phase-modulated by the external modulator. At this time, by inserting a delay optical fiber into the test optical path, an interference signal caused by a higher-order modulation sideband component was separated on the frequency axis. As a result, it was confirmed that a distance resolution of 100 m or more was achieved for two adjacent Fresnel reflection points provided at the end of the measured optical fiber.
【００１２】以下にその測定原理を示す。The principle of the measurement will be described below.
【００１３】従来の光周波数領域反射測定法において
は、参照光と被測定光部品内で反射された信号光との干
渉によって発生するビート信号を利用するため、光源の
可干渉距離Ｌc よりも参照光と信号光との光路長差ΔＬ
が長いときは、２光波が干渉しないため測定を行うこと
ができなかった。一方、光路長差ΔＬが長い場合でも、
式（１）で与えられるビート周波数Ｆb の付近には、光
源位相雑音に起因したスペクトルが存在する。[0013] In the conventional optical frequency domain reflectometry, for utilizing a beat signal generated reference light and the interference between the signal light reflected by the measured light components than the coherence length L c of the light source Optical path length difference ΔL between reference light and signal light
When was long, the measurement could not be performed because the two light waves did not interfere. On the other hand, even when the optical path length difference ΔL is long,
In the vicinity of the beat frequency F b given by Equation (1), the spectrum due to the light source phase noise is present.
【００１４】本発明ではこの光源位相雑音に起因したビ
ートスペクトルを用いて測定を行うので、光路長差ΔＬ
が光周波数掃引光源の可干渉距離Ｌc よりも長い領域に
おいても測定が可能となる。ただし、光源位相雑音に起
因したビートスペクトルを用いているため、受信ビート
信号のスペクトル幅ΔＡは光源線幅Δνの２倍以上に広
がっている。In the present invention, since the measurement is performed using the beat spectrum caused by the light source phase noise, the optical path length difference ΔL
There also can be measured in the region longer than the coherence length L c of the optical frequency sweep light source. However, since the beat spectrum caused by the light source phase noise is used, the spectrum width ΔA of the received beat signal is more than twice the light source line width Δν.
【００１５】ここで、光源線幅Δνは、Here, the light source line width Δν is
【数３】 Δν＝ｖ／２πＬc …（３） である。Δν = v / 2πL c (3)
【００１６】その結果、本発明における受信ビート信号
のスペクトル幅ΔＡは従来の可干渉領域での測定におけ
る受信ビート信号のスペクトル幅に比べ通常かなり広く
なるため、所望の距離分解能で測定を行うために本発明
では従来の測定よりもさらに高速に光周波数の掃引を行
うこととなる。As a result, the spectrum width ΔA of the received beat signal in the present invention is usually considerably wider than the spectrum width of the received beat signal in the conventional measurement in the coherent region, so that the measurement can be performed with a desired distance resolution. In the present invention, the optical frequency is swept even faster than in the conventional measurement.
【００１７】以上の原理により、比較的可干渉性が低い
光源を用いた場合でも測定距離が光源の可干渉距離に制
限されることなく光周波数領域反射測定を行うことが可
能であり、通信ケーブルに対する試験のような数十ｋｍ
と長距離に亙る測定が実現される。According to the above principle, even when a light source having relatively low coherence is used, it is possible to perform reflection measurement in the optical frequency domain without limiting the measurement distance to the coherence distance of the light source. Dozens of kilometers like a test for
And measurements over long distances.
【００１８】次に、上記測定において最良の距離分解能
を達成するように受信系の帯域幅ΔＢを設定する方法に
ついて説明する。Next, a method of setting the bandwidth ΔB of the receiving system so as to achieve the best distance resolution in the above measurement will be described.
【００１９】請求項１において距離分解能Δｚは、測定
系で用いられる光受信器や周波数解析装置などの総合特
性として決まる受信系の帯域幅ΔＢに応じて図６のよう
に変化する。ここで、In the first aspect, the distance resolution Δz changes as shown in FIG. 6 according to the bandwidth ΔB of the receiving system determined as the overall characteristics of the optical receiver and the frequency analyzer used in the measuring system. here,
【数４】 ΔＢ≦ΔＡのとき Δｚ＝ｖ・ΔＡ／２γ（＝Δｚo ） …（４）When ΔB ≦ ΔA, Δz = v · ΔA / 2γ (= Δz o ) (4)
【数５】 ΔＢ≧ΔＡのとき Δｚ＝ｖ・ΔＢ／２γ …（５） である。When ΔB ≧ ΔA, Δz = v · ΔB / 2γ (5)
【００２０】したがって、請求項２では、受信系の帯域
幅ΔＢを受信ビート信号のスペクトル幅ΔＡよりも小さ
くなるよう設定することにより、［請求項１］の測定に
おいて最も高い距離分解能が達成される。Therefore, in claim 2, by setting the bandwidth ΔB of the receiving system to be smaller than the spectrum width ΔA of the received beat signal, the highest distance resolution is achieved in the measurement of [claim 1]. .
【００２１】次に、［請求項１］の測定時に平均化処理
を行う場合に、信号対雑音電力比を最大にするように受
信系の帯域幅ΔＢを設定する方法について説明する。信
号対雑音電力比が大きいほどより小さな反射信号を観測
することができる。［請求項１］においてある定められ
た時間内で平均化処理を行う場合、信号対雑音電力比Ｒ
は受信系の帯域幅ΔＢに応じて図７のように変化する。Next, a description will be given of a method of setting the bandwidth ΔB of the receiving system so as to maximize the signal-to-noise power ratio when the averaging process is performed during the measurement of [Claim 1]. The larger the signal-to-noise power ratio, the smaller the reflected signal can be observed. When the averaging process is performed within a predetermined time according to claim 1, the signal-to-noise power ratio R
Changes as shown in FIG. 7 according to the bandwidth ΔB of the receiving system.
【００２２】ここで信号対雑音電力比Ｒは、Where the signal-to-noise power ratio R is
【数６】 ΔＢ≦ΔＡのとき Ｒ＝Ｒ0 ・√（ΔＢ・ＴM ） …（６）When ΔB ≦ ΔA, R = R 0 · √ (ΔB · T M ) (6)
【数７】 ΔＢ≧ΔＡのとき Ｒ＝Ｒ0 ・ΔＡ・√（ＴM ／ΔＢ） …（７） で与えられる。ただし、ＴM は測定時間である。よっ
て、ΔＢ＝ΔＡのとき信号対雑音電力比が最大となる。When ΔB ≧ ΔA, R = R 0 · ΔA · √ (T M / ΔB) (7) Here, T M is the measurement time. Therefore, when ΔB = ΔA, the signal-to-noise power ratio becomes maximum.
【００２３】以下に式（６），（７）について説明を加
える。まず、平均化処理なしでスペクトル幅ΔＡの信号
を測定する場合の信号対雑音電力比Ｒ1 を考える。この
とき、受信ビート信号電力はΔＢ≦ΔＡのときΔＢにほ
ぼ比例し、ΔＢ≧ΔＡのとき一定値をとる。The expressions (6) and (7) will be described below. First, consider the signal-to-noise power ratio R 1 when measuring a signal having a spectrum width ΔA without averaging. At this time, the received beat signal power is substantially proportional to ΔB when ΔB ≦ ΔA, and takes a constant value when ΔB ≧ ΔA.
【００２４】一方、雑音電力はΔＢにほぼ比例している
ことから、信号対雑音電力比Ｒ1 は、On the other hand, since the noise power is almost proportional to ΔB, the signal-to-noise power ratio R 1 becomes
【数８】 ΔＢ≦ΔＡのとき Ｒ1 ＝Ｒ0 …（８）When ΔB ≦ ΔA, R 1 = R 0 (8)
【数９】 ΔＢ≧ΔＡのとき Ｒ1 ＝Ｒ0 ・（ΔＡ／ΔＢ） …（９） となる。ただし、Ｒ0 は受信系の帯域幅をΔＡとしたと
き達成される信号対雑音電力比である。したがって、受
信系の帯域幅ΔＢが狭いほど信号対雑音電力比は大きく
なる。When ΔB ≧ ΔA, R 1 = R 0 · (ΔA / ΔB) (9) Here, R 0 is the signal-to-noise power ratio achieved when the bandwidth of the receiving system is ΔA. Therefore, the signal-to-noise power ratio increases as the bandwidth ΔB of the receiving system decreases.
【００２５】一方、受信系の帯域幅ΔＢを狭くすると測
定に要する時間はそれに反比例して長くなるため、ある
測定時間内で平均化処理を行う場合、それだけ平均化回
数が少なくなる。ここで、平均化処理をＮ倍だけ多く行
うとき信号対雑音電力比は√Ｎ倍だけ向上することか
ら、受信系の帯域幅ΔＢが狭いほど平均化処理による信
号対雑音電力比の改善量が√ΔＢに比例して小さくな
る。これらの定量的な関係から上記式（６），（７）が
導かれる。On the other hand, when the bandwidth ΔB of the receiving system is narrowed, the time required for the measurement increases in inverse proportion thereto. Therefore, when the averaging process is performed within a certain measurement time, the number of times of averaging decreases accordingly. Here, when the averaging process is performed by N times, the signal-to-noise power ratio is improved by √N times. Therefore, the narrower the bandwidth ΔB of the receiving system, the smaller the improvement of the signal-to-noise power ratio by the averaging process. It becomes smaller in proportion to √ΔB. The equations (6) and (7) are derived from these quantitative relationships.
【００２６】以上のように［請求項３］では、平均化処
理を行うとき受信系の帯域幅ΔＢを受信ビート信号のス
ペクトル幅ΔＡと同一となるよう設定することにより、
［請求項１］で示した測定系において最も高い距離分割
能が達成され、かつ最も大きい信号対雑音電力比が得ら
れる。As described above, in claim 3, when the averaging process is performed, the bandwidth ΔB of the receiving system is set to be the same as the spectrum width ΔA of the received beat signal.
In the measuring system described in [Claim 1], the highest distance resolution is achieved, and the largest signal-to-noise power ratio is obtained.
【００２７】[0027]
【実施例】図１は本発明の実施例１、２を説明する図で
ある。FIG. 1 is a view for explaining Embodiments 1 and 2 of the present invention.
【００２８】はじめに「第１の実施例」について説明す
る。First, the "first embodiment" will be described.
【００２９】図１において、符号１１は光源線幅がΔν
＝５００ｋＨｚの半導体レーザ光源を図示する。ここで
上記式（３）より半導体レーザ光源１１の可干渉距離Ｌ
c は約６４ｍである。符号１２は半導体レーザを駆動す
る注入電流掃引電源を図示する。半導体レーザ光源１１
の出力光周波数は、注入電流掃引電源１２からの出力を
制御することにより、時間に対して直線的に掃引され
る。符号１３は第１の光方向性結合器を図示し、入力ポ
ートａ，ｂ、出力ポートｃ，ｄを有する。ポートａはレ
ーザ光源１１に接続され、ポートｃは試験光として用い
られ、ポートｄからの出力光は参照光として用いられ
る。符号１４はおおよその長さがＬt ＝１００ｋｍの被
測定光ファイバを図示し、第１の光方向性結合器１１の
ポートｃに接続される。被測定光ファイバ１４からの後
方散乱光はポートｂから出力される。符号１５は参照光
および被測定光ファイバ１４からの後方散乱光をそれぞ
れポートｅ、ポートｆの入力とする入力ポートｅ，ｆ、
出力ポートｇ，ｈを有する第２の光方向性結合器を図示
する。符号１６は第２の光方向性結合器１５の出力光を
受信する光受信器を図示し、符号１７は受信ビート信号
の周波数解析を行うための周波数解析装置である。上記
光受信器１６と周波数解析装置１７から構成される受信
系の帯域幅はΔＢ＝１０ＭＨｚである。In FIG. 1, reference numeral 11 denotes a light source line width of Δν.
= 500 kHz semiconductor laser light source is illustrated. Here, the coherence length L of the semiconductor laser light source 11 is obtained from the above equation (3).
c is about 64 m. Reference numeral 12 indicates an injection current sweep power supply for driving a semiconductor laser. Semiconductor laser light source 11
The output light frequency is swept linearly with time by controlling the output from the injection current sweep power supply 12. Reference numeral 13 denotes a first optical directional coupler, which has input ports a and b and output ports c and d. Port a is connected to laser light source 11, port c is used as test light, and output light from port d is used as reference light. Reference numeral 14 denotes an optical fiber to be measured having an approximate length of L t = 100 km, which is connected to the port c of the first optical directional coupler 11. Backscattered light from the measured optical fiber 14 is output from the port b. Reference numeral 15 denotes input ports e and f for inputting the reference light and the backscattered light from the measured optical fiber 14 to the ports e and f, respectively.
Fig. 3 illustrates a second optical directional coupler having output ports g, h. Reference numeral 16 denotes an optical receiver for receiving the output light of the second optical directional coupler 15, and reference numeral 17 denotes a frequency analyzer for performing frequency analysis of a received beat signal. The bandwidth of the receiving system including the optical receiver 16 and the frequency analyzer 17 is ΔB = 10 MHz.
【００３０】ここで、被測定光ファイバ１４の最遠方の
出力端Ｑ′でのフレネル反射点の位置を距離分解能１０
０ｍで測定する場合について考える。このフレネル反射
点の位置の測定により被測定光ファイバ１４の長さを測
定することができる。いま、受信系の帯域幅はΔＢ＝１
０ＭＨｚなので、光ファイバ内での光の群速度ｖが約２
×１０8 ｍ／ｓであることを考慮すると、所望の距離分
解能で測定を行うためには式（５）により光周波数掃引
速度をγ＝１０ＴＨｚ／ｓに設定する。これは、半導体
レーザ光源１１の掃引を最大周波数掃引幅ΔＦ＝１００
ＧＨｚ、掃引時間Ｔ＝１０ｍｓとすることにより実現さ
れる。以上の設定により所望の距離分解能で被測定光フ
ァイバ１４の最遠方の出力端Ｑ′でのフレネル反射点の
位置が測定される。Here, the position of the Fresnel reflection point at the farthest output end Q 'of the measured optical fiber 14 is determined by the distance resolution 10
Consider the case of measuring at 0 m. By measuring the position of the Fresnel reflection point, the length of the measured optical fiber 14 can be measured. Now, the bandwidth of the receiving system is ΔB = 1.
0 MHz, the group velocity v of light in the optical fiber is about 2
Considering that it is × 10 8 m / s, the optical frequency sweep speed is set to γ = 10 THz / s according to equation (5) in order to perform measurement with a desired distance resolution. This means that the sweep of the semiconductor laser light source 11 is performed at the maximum frequency sweep width ΔF = 100.
GHz and a sweep time T = 10 ms. With the above settings, the position of the Fresnel reflection point at the farthest output end Q 'of the measured optical fiber 14 is measured with a desired distance resolution.
【００３１】一方、出力端Ｑ′での反射信号光と参照光
との光路長差は、被測定光ファイバ１４の長さＬt の２
倍の約２００ｋｍである。これは、従来の光周波数領域
反射測定で測定限界となる半導体レーザ光源１１の可干
渉距離Ｌc の３０００倍以上である。以上のように［請
求項１］の発明では、従来技術では到底不可能と考えら
れていた測定範囲において光周波数領域反射測定が実現
される。On the other hand, the optical path length difference between the reflected signal light and the reference light at the output terminal Q 'is equal to the length Lt of the optical fiber 14 to be measured, which is 2 times .
It is about 200 km twice. This is more than 3000 times the conventional coherence length L c of the semiconductor laser light source 11 as a measurement limit in the optical frequency domain reflectometry. As described above, according to the invention of claim 1, the optical frequency domain reflection measurement is realized in the measurement range considered to be impossible in the related art.
【００３２】次に「第２の実施例」について説明する。Next, a second embodiment will be described.
【００３３】図１において、光受信器１６と周波数解析
装置１７から構成される受信系の帯域幅を狭くして、Δ
Ｂ＝１００ｋＨｚとなるように設定する。これは周波数
解析装置１７の周波数分解能を上げることにより実現さ
れる。被測定光ファイバ１４の最遠方の出力端Ｑ′での
フレネル反射に起因するビート信号のスペクトル幅ΔＡ
は約１ＭＨｚであるから、受信帯域幅ΔＢはビート信号
のスペクトル幅ΔＡより狭く設定されていることにな
る。したがって式（４）より、被測定光ファイバ１４の
最遠方の出力端Ｑ′に対する距離分解能はΔｚ＝１０ｍ
であり、これは上記構成において達成可能な最良の距離
分解能である。以上の構成により受信系の帯域幅ΔＢを
受信ビート信号のスペクトル幅ΔＡよりも小さくなるよ
うに設定することによって、参照光との光路長差ΔＬが
レーザ光源１１の可干渉距離Ｌc よりも十分に長くなる
被測定光ファイバ１４の最遠方の出力端Ｑ′での反射信
号の測定において、本構成において達成可能な最良の距
離分解能が実現される。In FIG. 1, the bandwidth of the receiving system composed of the optical receiver 16 and the frequency analyzer 17 is narrowed, and Δ
B is set to be 100 kHz. This is realized by increasing the frequency resolution of the frequency analysis device 17. The spectral width ΔA of the beat signal caused by Fresnel reflection at the farthest output end Q ′ of the optical fiber under test 14
Is about 1 MHz, so that the reception bandwidth ΔB is set narrower than the spectrum width ΔA of the beat signal. Therefore, from equation (4), the distance resolution for the farthest output end Q ′ of the optical fiber under test 14 is Δz = 10 m
Which is the best range resolution achievable with the above arrangement. By setting to be smaller than the spectral width ΔA of the received beat signal bandwidth ΔB of the reception system by the above configuration, well than the coherence length L c of the optical path length difference ΔL is a laser light source 11 and reference light In the measurement of the reflected signal at the farthest output end Q 'of the optical fiber 14 to be measured, the best distance resolution achievable with this configuration is realized.
【００３４】図２は本発明の「実施例３」を説明する図
である。FIG. 2 is a view for explaining "Embodiment 3" of the present invention.
【００３５】図２において、符号１１から１７までは実
施例１、２と同じ構成である。符号１８は受信ビート信
号電力に対する平均化処理を行うことが可能な平均化処
理機能付き周波数解析装置を図示する。ここで、被測定
光ファイバ１４の最遠方の出力端Ｑ′の位置を測定する
場合について考える。このとき、出力端Ｑ′でのフレネ
ル反射に起因するビート信号のスペクトル幅ΔＡは約１
ＭＨｚであるので、後述するように、光受信器１６と平
均化処理機能付き周波数解析装置１８から構成される受
信系の帯域幅をΔＢ＝１ＭＨｚに設定することにより、
上記構成における最良の信号対雑音比が達成される。In FIG. 2, reference numerals 11 to 17 are the same as those of the first and second embodiments. Reference numeral 18 indicates a frequency analyzer with an averaging function capable of performing an averaging process on the received beat signal power. Here, consider the case where the position of the farthest output end Q 'of the optical fiber 14 to be measured is measured. At this time, the spectral width ΔA of the beat signal caused by Fresnel reflection at the output terminal Q ′ is about 1
Therefore, as described later, by setting the bandwidth of the receiving system including the optical receiver 16 and the frequency analyzer 18 with an averaging function to ΔB = 1 MHz,
The best signal to noise ratio in the above arrangement is achieved.
【００３６】以下に上記構成における信号対雑音比の計
算を示す。The calculation of the signal-to-noise ratio in the above configuration will be described below.
【００３７】ここで、半導体レーザ１１の出力光強度を
０ｄＢｍとし、第１および第２の光方向性結合器を通過
するときの損失を５ｄＢとし、被測定光ファイバ１４の
伝送損失が−０．２ｄＢ／ｋｍとする。出力端Ｑ′にお
けるフレネル反射係数が−２０ｄＢのとき、光受信器１
６に到達する信号光強度は−７５ｄＢｍである。また、
受信系の帯域幅ΔＢ＝１ＭＨｚのときの受信系の雑音強
度を−９０ｄＢｍとする。測定時間ＴM ＝１ｓとする
と、平均化処理を行うことによって達成される信号対雑
音電力比Ｒは、式（６），（７）から、受信系の帯域幅
ΔＢ＝１ＭＨｚのときＲ＝４５ｄＢである。Here, the output light intensity of the semiconductor laser 11 is set to 0 dBm, the loss when passing through the first and second optical directional couplers is set to 5 dB, and the transmission loss of the measured optical fiber 14 is set to -0.0. It is assumed to be 2 dB / km. When the Fresnel reflection coefficient at the output terminal Q 'is -20 dB, the optical receiver 1
The signal light intensity that reaches No. 6 is -75 dBm. Also,
The noise intensity of the receiving system when the bandwidth ΔB of the receiving system is 1 MHz is −90 dBm. Assuming that the measurement time T M = 1 s, the signal-to-noise power ratio R achieved by performing the averaging process can be obtained from the equations (6) and (7) as follows: R = 45 dB when the receiving system bandwidth ΔB = 1 MHz. It is.
【００３８】一方、同じ測定時間で受信系の帯域幅ΔＢ
を１００ｋＨｚに設定した場合、および１０ＭＨｚに設
定した場合の信号対雑音電力比ＲはどちらもＲ＝４０ｄ
Ｂとなり、いずれの場合もΔＢ＝１ＭＨｚに設定する場
合に比べて達成される信号対雑音電力比は劣化する。On the other hand, the bandwidth ΔB
Are set to 100 kHz and 10 MHz, the signal-to-noise power ratio R is both R = 40d
B, and in each case, the achieved signal-to-noise power ratio is deteriorated as compared with the case where ΔB = 1 MHz is set.
【００３９】以上のように、受信系の帯域幅ΔＢを受信
ビート信号のスペクトル幅ΔＡとほぼ同一にするとき、
上記構成における最良の信号対雑音比が達成され、より
強度の小さい反射信号の測定を行うことができる。As described above, when the bandwidth ΔB of the receiving system is made substantially the same as the spectrum width ΔA of the received beat signal,
The best signal-to-noise ratio in the above configuration is achieved, and the measurement of the reflected signal with lower intensity can be performed.
【００４０】また同時に、このとき達成される距離分解
能Δｚは１０ｍであり、これは上記構成において達成可
能な最良の距離分解能である。At the same time, the distance resolution Δz achieved at this time is 10 m, which is the best distance resolution achievable with the above configuration.
【００４１】したがって以上の構成により受信系の帯域
幅ΔＢを受信ビート信号のスペクトル幅ΔＡとほぼ同一
に設定して光周波数領域反射測定を行うことによって、
参照光との光路長差がレーザ光源１１の可干渉距離より
も十分に長い、被測定光ファイバ１４の最遠方の出力端
Ｑ′での反射信号光が、本構成において達成される最良
の距離分解能と最良の信号対雑音電力比で測定可能とな
る。Accordingly, by performing the optical frequency domain reflection measurement by setting the bandwidth ΔB of the receiving system to be substantially the same as the spectrum width ΔA of the received beat signal by the above configuration,
The optical path length difference from the reference light is sufficiently longer than the coherent distance of the laser light source 11, and the reflected signal light at the farthest output end Q 'of the optical fiber under test 14 is the best distance achieved by this configuration. It is possible to measure with the resolution and the best signal to noise power ratio.
【００４２】図３は本発明の実施例４を説明する図であ
る。FIG. 3 is a view for explaining Embodiment 4 of the present invention.
【００４３】図３において、１９は半導体レーザであ
る。符号２０，２１は長さ１ｋｍの光ファイバおよび光
アイソレータを各々図示し、これらを図のように半導体
レーザ１９に接続することにより出力光の線幅が狭窄化
される。ここで、光源線幅Δνを約１５ｋＨｚまで狭窄
化させる。式（３）から半導体レーザ光源１１の可干渉
距離Ｌc は約２．１ｋｍである。符号２２は光変調器で
あり、符号２３は光変調器２２を作動させるための駆動
回路である。ここで、光変調器２２に与える変調周波数
を４ＧＨｚから８ＧＨｚまでの時間４０ｍｓの間に時間
に対して直線的に掃引させることにより、光変調器２２
からの出力光の周波数を掃引速度γ＝１００ＧＨｚ／ｓ
で掃引させる。符号２４は参照光を取り出すための第３
の光方向性結合器及び、符号２５は長さ４０ｋｍの遅延
光ファイバを各々図示する。In FIG. 3, reference numeral 19 denotes a semiconductor laser. Reference numerals 20 and 21 denote an optical fiber and an optical isolator having a length of 1 km, respectively. By connecting these to the semiconductor laser 19 as shown in the figure, the line width of the output light is narrowed. Here, the light source line width Δν is narrowed to about 15 kHz. Coherence length L c of the semiconductor laser light source 11 from the equation (3) is approximately 2.1km. Reference numeral 22 denotes an optical modulator, and reference numeral 23 denotes a drive circuit for operating the optical modulator 22. Here, the modulation frequency given to the optical modulator 22 is swept linearly with respect to time during a time period of 40 ms from 4 GHz to 8 GHz, so that the optical modulator 22
Sweep frequency γ = 100 GHz / s
To sweep. Reference numeral 24 denotes a third light for extracting the reference light.
Reference numeral 25 denotes a delay optical fiber having a length of 40 km.
【００４４】本実施例では光変調器を用いるために変調
周波数の掃引速度γの整数倍の掃引速度を有する高次成
分が光波中に含まれるが、遅延光ファイバ２５を挿入す
るとき高次成分に起因する信号は除去される。その他に
も光周波数掃引のための手段は有り、本実施例のような
高次成分が含まれないときは遅延光ファイバは必要な
い。符号２６は第４の光方向性結合器、符号２７は長さ
約１６．３ｋｍの被測定光ファイバ及び、符号２８は光
受信器を各々図示する。第４の光方向性結合器２６は周
波数が掃引された光波を被測定光ファイバ２７に導くと
ともに、被測定光ファイバ内で反射された信号光を光受
信器２８に導く。In this embodiment, since the optical modulator is used, a high-order component having a sweep speed that is an integral multiple of the sweep speed γ of the modulation frequency is included in the light wave. Are removed. There are other means for sweeping the optical frequency, and when high-order components are not included as in this embodiment, a delay optical fiber is not necessary. Reference numeral 26 denotes a fourth optical directional coupler, reference numeral 27 denotes an optical fiber to be measured having a length of about 16.3 km, and reference numeral 28 denotes an optical receiver. The fourth optical directional coupler 26 guides the lightwave whose frequency has been swept to the measured optical fiber 27 and guides the signal light reflected in the measured optical fiber to the optical receiver 28.
【００４５】ここで、被測定光ファイバ２７は長さがそ
れぞれ１１．３ｋｍ、５．０ｋｍ、９６ｍの３つの光フ
ァイバから構成され、その全長は半導体レーザ光源１１
の可干渉距離Ｌc に比べ十分に長い。光受信器２８では
第３の光方向性結合器２４により取り出された参照光を
用いて信号光に対してヘテロダイン検波を行う。符号２
９は光受信器２８から出力される受信ビート信号の周波
数解析を行うための周波数解析装置である。ここで、周
波数解析装置２９の受信帯域幅を光源線幅Δνの２倍の
３０ｋＨｚに設定する。ただし、実際に測定されるビー
ト信号のスペクトル幅ΔＡは３０ｋＨｚ以上となる。こ
れは掃引の非直線性などによるものである。符号３０は
駆動回路２３と周波数解析装置２９にトリガ信号を与え
る測定時間制御装置であり、受信ビート信号の発生時間
に合わせて周波数解析装置２９を機能させるようにトリ
ガ信号を与える。The optical fiber under test 27 is composed of three optical fibers 11.3 km, 5.0 km and 96 m in length, and the total length thereof is equal to the length of the semiconductor laser light source 11.
A sufficiently long compared to the coherence length L c. The optical receiver 28 performs heterodyne detection on the signal light using the reference light extracted by the third optical directional coupler 24. Sign 2
Reference numeral 9 denotes a frequency analyzer for analyzing the frequency of the received beat signal output from the optical receiver 28. Here, the reception bandwidth of the frequency analysis device 29 is set to 30 kHz which is twice the light source line width Δν. However, the actually measured beat signal has a spectral width ΔA of 30 kHz or more. This is due to the non-linearity of the sweep. Reference numeral 30 denotes a measurement time control device that supplies a trigger signal to the drive circuit 23 and the frequency analysis device 29, and supplies a trigger signal so that the frequency analysis device 29 functions according to the generation time of the received beat signal.
【００４６】以上の構成を用いて測定を行った結果を図
４および図５に示す。FIGS. 4 and 5 show the results of measurement using the above configuration.
【００４７】図４は被測定光ファイバ２７全体からの反
射光による信号スペクトルであり、被測定光ファイバ２
７内の後方散乱光強度分布に対応している。図４の横軸
は周波数であり縦軸は信号強度である。横軸の周波数と
被測定光ファイバ内の反射位置の関係は式（１）により
与えられ、本実施例において周波数掃引速度γ＝１００
ＧＨｚ／ｓであることから、ビート周波数Ｆb と光路長
差ΔＬの比は約１ＭＨｚ／ｋｍである。図４の３つの鋭
いピークは被測定光ファイバ２７を構成する３つの光フ
ァイバ両端Ｐ1 からＰ4 でのフレネル反射に対応する。
また、３つのピークのすそに広がるスペクトルは各光フ
ァイバ内でのレイリー後方散乱光である。本構成ではＰ
4 より先に光ファイバがつながれていないためＰ4 より
先のレイリー後方散乱光は観測されない。また、ある位
置で破断があった場合も同様にそこから先のレイリー後
方散乱光は観測されない。本実施例では以上のように、
図４に示すスペクトルを調べることによって、光源可干
渉距離Ｌc よりも十分に離れた位置において、被測定光
ファイバの接続点の位置、光ファイバの損失測定、破断
点位置の探索などを行うことができる。FIG. 4 shows the signal spectrum due to the reflected light from the entire optical fiber under test 27.
7 corresponds to the backscattered light intensity distribution. The horizontal axis in FIG. 4 is frequency and the vertical axis is signal strength. The relationship between the frequency on the horizontal axis and the reflection position in the optical fiber to be measured is given by Expression (1). In the present embodiment, the frequency sweep speed γ = 100
Since it is GHz / s, the ratio of the beat frequency F b and the optical path length difference ΔL is approximately 1 MHz / miles. The three sharp peaks in FIG. 4 correspond to Fresnel reflections at both ends P 1 to P 4 of the three optical fibers constituting the measured optical fiber 27.
The spectrum that spreads at the base of the three peaks is Rayleigh backscattered light in each optical fiber. In this configuration, P
No Rayleigh backscattered light before P4 is observed because the optical fiber is not connected before 4 . Similarly, when a break occurs at a certain position, no Rayleigh backscattered light is observed from there. In the present embodiment, as described above,
By examining the spectrum shown in FIG. 4, in a position sufficiently away than the light source coherence length L c, the position of the connection point of the measured optical fiber, loss measurements of optical fiber, by performing such a search at break position Can be.
【００４８】一方、図５は被測定光ファイバ２７の最遠
端からの信号スペクトルである。図５の横軸は周波数で
あり縦軸は信号強度である。図５中の２つのピークは、
被測定光ファイバ終端に設けられた長さ９６ｍの光ファ
イバの両端Ｐ3 およびＰ 4 でのフレネル反射に対応して
いる。図５において、Ｐ3 あるいはＰ4 に対応する信号
スペクトルの半値全幅ΔＡは約５０ｋＨｚである。した
がって、周波数掃引速度γ＝１００ＧＨｚ／ｓであるこ
とから、式（７）で計算される距離分解能Δｚは約５０
ｍである。実際に図５では約１００ｍ離れた２つのフレ
ネル反射点が明確に分離して観測されている。以上のよ
うに本実施例では、光源可干渉距離Ｌc よりも十分に張
れた位置において、接続点や破断点の分離を行うことが
できる。FIG. 5 shows the farthest optical fiber 27 to be measured.
It is a signal spectrum from an end. The horizontal axis in FIG.
The vertical axis indicates the signal intensity. The two peaks in FIG.
A 96 m long optical fiber provided at the end of the measured optical fiber
Both ends of Iva PThreeAnd P FourIn response to Fresnel reflection
I have. In FIG.ThreeOr PFourSignal corresponding to
The full width at half maximum ΔA of the spectrum is about 50 kHz. did
Therefore, the frequency sweep speed γ = 100 GHz / s
Therefore, the distance resolution Δz calculated by the equation (7) is about 50
m. In fact, in Figure 5 two frames
The flannel reflection points are clearly separated and observed. That's all
In this embodiment, the light source coherent distance LcMore than enough
Can be used to separate connection points and break points
it can.
【００４９】上述のように、本実施例では参照光と信号
光の光路長差ΔＬは光源可干渉距離Ｌc に比べ十分長
く、被測定光ファイバ２７の最も近い点Ｐ1 でも光路長
差ΔＬは４０ｋｍ、光源可干渉距離Ｌc の約２０倍であ
り、点Ｐ3 ，Ｐ4 に至っては光路長差ΔＬが７０ｋｍ以
上、光源可干渉距離Ｌc の約３５倍にまでも及んでい
る。したがって、従来の干渉ビート信号を用いる測定方
法ではこれらの領域は到底測定できないが、本発明のよ
うに光源位置雑音に起因したビートスペクトルを用いる
ことにより、光源の可干渉距離に制限されることなく光
周波数領域反射測定を行うことが可能となる。[0049] As described above, the optical path length difference ΔL of the reference light and the signal light in the present embodiment is sufficiently long compared with the light source coherence length L c, the closest any point P 1 the optical path length difference ΔL of the optical fiber under test 27 is 40 km, about 20 times the light source coherence length L c, the point P 3, P 4 to reach the light path length difference ΔL is 70km above also extends to about 35 times the light source coherence length L c. Therefore, these areas cannot be measured at all by the conventional measurement method using the interference beat signal, but by using the beat spectrum caused by the light source position noise as in the present invention, it is not limited to the coherence distance of the light source. Optical frequency domain reflection measurement can be performed.
【００５０】[0050]
【発明の効果】以上説明したように、本発明に示す光周
波数領域反射測定法によれば、可干渉距離の短い光源を
用いた場合でも、光周波数掃引速度を適切に設定するこ
とにより、光源の可干渉距離に制限を受けることなく従
来不可能であった数十ｋｍにおよぶ長さの光部品、たと
えば通信光ファイバケーブルに対して所望の距離分解能
で損失試験などを行うことができる。As described above, according to the optical frequency domain reflection measurement method of the present invention, even when a light source having a short coherence distance is used, the light frequency It is possible to perform a loss test or the like with a desired distance resolution on an optical component having a length of several tens km, for example, a communication optical fiber cable, which has been impossible in the past, without being limited by the coherent distance.
【００５１】また、受信系の帯域幅を受信信号のスペク
トル幅以下に設定することにより、最良の距離分解能が
達成される。By setting the bandwidth of the receiving system to be equal to or smaller than the spectrum width of the received signal, the best distance resolution is achieved.
【００５２】さらに、受信系の帯域幅を受信信号のスペ
クトル幅とほぼ同一に設定することにより、最良の距離
分解能を達成すると同時に、高い信号対雑音電力比が最
も効率良く実現される。Further, by setting the bandwidth of the receiving system to be substantially the same as the spectrum width of the received signal, the best distance resolution can be achieved, and a high signal-to-noise power ratio can be realized most efficiently.
【図１】本発明の実施例１，２の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of Embodiments 1 and 2 of the present invention.
【図２】本発明の実施例３の構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram of a third embodiment of the present invention.
【図３】本発明の実施例４の構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram of a fourth embodiment of the present invention.
【図４】本発明の実施例４の測定結果図である。FIG. 4 is a measurement result diagram of Example 4 of the present invention.
【図５】本発明の実施例４の測定結果図である。FIG. 5 is a measurement result diagram of Example 4 of the present invention.
【図６】受信系の帯域幅と距離分解能の関係図である。FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between a bandwidth of a receiving system and a distance resolution.
【図７】受信系の帯域幅と信号対雑音電力比の関係図で
ある。FIG. 7 is a diagram illustrating the relationship between the bandwidth of the receiving system and the signal-to-noise power ratio.
【図８】光周波数領域反射測定装置の基本構成図であ
る。FIG. 8 is a basic configuration diagram of an optical frequency domain reflection measuring device.
１１ 半導体レーザ光源 １２ 注入電流掃引電源 １３，１５ 光方向性結合器 １４ 被測定光ファイバ １６ 光受信器 １７ 周波数解析装置 １８ 平均化処理機能付き周波数解析装置 １９ 半導体レーザ ２０ 光ファイバ ２１ 光アイソレータ ２２ 光変調器 ２３ 駆動回路 ２４，２６ 光方向性結合器 ２５ 遅延光ファイバ ２７ 被測定光ファイバ ２８ 光受信器 ２９ 周波数解析装置 ３０ 測定時間制御装置 Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 ，Ｐ4 被測定光ファイバ２７を構成
する各光ファイバの継ぎ目あるいは終端 Ｑ′ 被測定光ファイバ１４の最遠方の出力端Reference Signs List 11 semiconductor laser light source 12 injection current sweep power supply 13, 15 optical directional coupler 14 measured optical fiber 16 optical receiver 17 frequency analyzer 18 frequency analyzer with averaging function 19 semiconductor laser 20 optical fiber 21 optical isolator 22 light modulator 23 driving circuits 24 and 26 optical directional coupler 25 delay optical fiber 27 measured optical fiber 28 the optical receiver 29 frequency analyzer 30 measures time control device P 1, P 2, P 3 , P 4 measured optical fiber Joint or end of each optical fiber constituting Q 27 Q 'the farthest output end of the measured optical fiber 14
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−152376（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−118954（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−175333（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01M 11/00 - 11/08 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-8-152376 (JP, A) JP-A-5-118954 (JP, A) JP-A-3-175333 (JP, A) (58) Field (Int.Cl. 7 , DB name) G01M 11/00-11/08
Claims (3)
岐し、一方を参照光として用い、一方を被測定光部品に
入射し、前記参照光と被測定光部品内からの反射光との
ビート信号を解析することによって被測定光部品の反射
特性を測定する光反射測定方法において、 測定距離が光源の可干渉長よりも大きい場合に、 必要とされる距離分解能、受信ビート信号のスペクトル
幅、被測定光部品内での光の群速度を、それぞれΔｚ，
ΔＡ，ｖとするとき、 光周波数掃引速度γを、 γ＝ｖ・ΔＡ／２Δｚに設定して、測定することを特徴
とする光反射測定方法。1. A light wave whose frequency changes at a constant speed is split into two, one of which is used as reference light, and one of which is incident on an optical component to be measured. In the light reflection measurement method that measures the reflection characteristics of the measured optical component by analyzing the beat signal, if the measurement distance is greater than the coherence length of the light source, the required distance resolution and spectrum width of the received beat signal , The group velocities of light in the optical component to be measured are Δz,
A light reflection measuring method characterized in that, when ΔA, v, the optical frequency sweep speed γ is set to γ = v · ΔA / 2Δz and measurement is performed.
クトル幅よりも小さく設定したことを特徴とする請求項
１の光反射測定方法。2. The method according to claim 1, wherein the bandwidth of the receiving system is set smaller than the spectrum width of the received beat signal.
クトル幅とほぼ同一に設定したことを特徴とする請求項
１の光反射測定方法。3. The light reflection measuring method according to claim 1, wherein the bandwidth of the receiving system is set substantially equal to the spectrum width of the received beat signal.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP14440895A JP3244106B2 (en) | 1995-06-12 | 1995-06-12 | Light reflection measurement method |
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