JP3234291B2 - Drive control circuit for brushless motor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明はブラシレスモータの駆動
制御回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a drive control circuit for a brushless motor.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来、例えば三相形ブラシレスモータを
磁気センサを使用しないで駆動させるには、該モータの
三相コイルにおける各相の端子電圧を積分器に出力す
る。そして、前記積分器から出力される移相を遅らせた
信号と、モータの中性点電圧とを比較した比較検出信号
をロータの位置検出信号とし、この位置検出信号に基づ
いて三相形ブラシレスモータを駆動していた。2. Description of the Related Art Conventionally, for example, to drive a three-phase brushless motor without using a magnetic sensor, a terminal voltage of each phase in a three-phase coil of the motor is output to an integrator. Then, a comparison detection signal, which is obtained by comparing the signal output from the integrator with delayed phase shift and the neutral point voltage of the motor, is used as a rotor position detection signal, and based on the position detection signal, a three-phase brushless motor is used. I was driving.

【０００３】つまり、図７に示すように、位置検出回路
５１の接続端子５２ａ，５２ｂ，５２ｃは図示しない三
相ブラシレスモータの固定巻線に接続されており、この
接続端子５２ａ，５２ｂ，５２ｃにはフィルター回路５
３ａ，５３ｂ，５３ｃが接続されている。前記フィルタ
ー回路５３ａ，５３ｂ，５３ｃは抵抗５４，５５及びコ
ンデンサ５６，５７による積分フィルター５８と微分フ
ィルター５９とから構成されている。That is, as shown in FIG. 7 , connection terminals 52a, 52b, and 52c of a position detection circuit 51 are connected to fixed windings of a three-phase brushless motor (not shown), and are connected to the connection terminals 52a, 52b, and 52c. Is the filter circuit 5
3a, 53b and 53c are connected. Each of the filter circuits 53a, 53b and 53c is composed of an integral filter 58 and a differential filter 59 formed by resistors 54 and 55 and capacitors 56 and 57.

【０００４】又、前記フィルター回路５３ａ，５３ｂ，
５３ｃには抵抗６０ａ，６０ｂ，６０ｃ及びコンデンサ
６１とから構成される中性点電圧合成回路６２が接続さ
れている。前記フィルター回路５３ａ，５３ｂ，５３ｃ
及び中性点電圧合成回路６２の中性点は比較器６３ａ，
６３ｂ，６３ｃにそれぞれ接続されている。この比較器
６３ａ，６３ｂ，６３ｃは中性点電圧合成回路６２の合
成電圧ｎと各フィルター回路５３ａ，５３ｂ，５３ｃの
中性点電圧とを比較する。そして、比較器６３ａ，６３
ｂ，６３ｃからの比較電圧ＰU ，ＰV ，ＰW を論理処理
回路６４は処理をし、図示しないブリッジ形に結線され
た複数個のスイッチング素子を適時導通遮断するための
通電信号ＳUH〜ＳWLを出力する。このため、各相の固定
巻線に順次電流が流れ、ブラシレスモータが駆動する。Further, the filter circuits 53a, 53b,
A neutral point voltage synthesizing circuit 62 composed of resistors 60a, 60b, 60c and a capacitor 61 is connected to 53c. The filter circuits 53a, 53b, 53c
And the neutral point of the neutral point voltage synthesis circuit 62 is a comparator 63a,
63b and 63c, respectively. The comparators 63a, 63b, 63c compare the combined voltage n of the neutral point voltage combining circuit 62 with the neutral point voltage of each of the filter circuits 53a, 53b, 53c. Then, the comparators 63a, 63
The logic processing circuit 64 processes the comparison voltages PU, PV, and PW from the b and 63c, and outputs conduction signals SUH to SWL for appropriately cutting off the conduction of a plurality of switching elements connected in a bridge shape (not shown). . Therefore, current flows sequentially through the fixed windings of each phase, and the brushless motor is driven.

【０００５】図８に前記位置検出回路の各部の電圧の状
態を示す。ブラシレスモータの各相の端子電圧ＶU，Ｖ
V，ＶWを積分フィルターにてπ／２〔ｒａｄ〕位相を遅
らせて三角波になったものが∫ＶUｄｔ，∫ＶVｄｔ，∫
ＶWｄｔである。この位相を遅らせた∫ＶUｄｔ，∫ＶV
ｄｔ，∫ＶWｄｔを中性点電圧合成回路６２によって合
成電圧ｎを生成している。そして、比較器６３ａ，６３
ｂ，６３ｃは∫ＶUｄｔ，∫ＶVｄｔ，∫ＶWｄｔと合成
電圧ｎとをそれぞれ比較し、比較電圧ＰU，ＰV，ＰWを
出力する。この比較電圧ＰU，ＰV，ＰWが論理処理回路
６４に入力され、該論理処理回路６４は前記比較電圧Ｐ
U，ＰV，ＰWの立上がり及び立下がりに基づいて通電信
号ＳUH〜ＳWLを図示しないブリッジ形に結線された複数
個のスイッチング素子に出力するようになっている。FIG. 8 shows the state of the voltage at each part of the position detection circuit. Terminal voltage VU, V of each phase of brushless motor
V and VW are delayed by π / 2 [rad] by an integration filter to form a triangular wave, which is represented by {VUdt, {VVdt,}
VWdt. ∫VUdt, ∫VV with this phase delayed
A neutral point voltage synthesizing circuit 62 generates a synthesized voltage n of dt and ∫VWdt. Then, the comparators 63a, 63
b and 63c compare .SIGMA.VUdt, .SIGMA.VVdt, .SIGMA.VWdt and the composite voltage n, respectively, and output comparison voltages PU, PV and PW. The comparison voltages PU, PV, PW are input to the logic processing circuit 64, and the logic processing circuit 64
Based on the rise and fall of U, PV and PW, energization signals SUH to SWL are output to a plurality of switching elements connected in a bridge shape (not shown).

【０００６】この場合、比較電圧ＰV の立上がり及び立
下がりに基づいて通電信号ＳUH，ＳULが出力されるが、
このときの通電信号ＳUH，ＳULの立上がりとＵ相の固定
巻線に通電する通電タイミング（○印にて示す位置）と
一致する。In this case, the energization signals SUH and SUL are output based on the rise and fall of the comparison voltage PV.
At this time, the rise of the energization signals SUH and SUL coincides with the energization timing (the position indicated by a circle) for energizing the U-phase fixed winding.

【０００７】[0007]

【発明が解決しようとする課題】ところで、前述した積
分フィルター５８及び微分フィルター５９は図９，図１
０に示すように、入力される信号の周波数によって出力
される信号の位相が変化する特性を有している。そのた
め、ブラシレスモータの回転数が上昇し、積分フィルタ
ー５８及び微分フィルター５９に入力される信号の周波
数が高くなると、図１１，１２に示す特性となる。By the way, the integration filter 58 and the differentiation filter 59 described above are shown in FIGS.
As indicated by 0, the phase of the output signal changes according to the frequency of the input signal. Therefore, to increase the rotation speed of the brushless motor, when the frequency of the signal input to the integration filter 58 and the differential filter 59 becomes high, the characteristics shown in FIGS. 11 and 12.

【０００８】この場合も上記と同様に、比較電圧ＰV の
立上がり及び立下がりに基づいて通電信号ＳUH，ＳULが
出力されるが、Ｕ相の固定巻線に通電する通電タイミン
グ（○印にて示す位置）に対して通電信号ＳUH，ＳULの
立上がり（×印にて示す位置）を一致させることができ
なくなってしまう。この結果、ブラシレスモータを効率
よく回転させることができなくなってしまう問題があ
る。In this case as well, the energization signals SUH and SUL are output based on the rise and fall of the comparison voltage PV, but the energization timing for energizing the U-phase fixed winding (shown by a circle). Position), the rise of the energization signals SUH and SUL (the position indicated by the mark x) cannot be matched. As a result, there is a problem that the brushless motor cannot be rotated efficiently.

【０００９】同様に、ブラシレスモータの回転数が低下
し、積分フィルター５８及び微分フィルター５９に入力
される信号の周波数が低くくなると、図１１，１２に示
す特性となる。この場合、比較電圧ＰVの立上がり及び
立下がりに基づいて通電信号ＳUH，ＳULが出力される
が、Ｕ相の固定巻線に通電する通電タイミング（○印に
て示す位置）に対して通電信号ＳUH，ＳULの立上がり
（×印にて示す位置）を一致させることができなくなっ
てしまう。この結果、ブラシレスモータを効率よく回転
させることができなくなってしまう問題がある。[0009] Similarly, decreases the rotational speed of the brushless motor, when the frequency of the signal input to the integration filter 58 and the differential filter 59 becomes Ku lower, the characteristics shown in FIGS. 11 and 12. In this case, the energization signals SUH and SUL are output based on the rise and fall of the comparison voltage PV. However, the energization signals SUH and SUL are supplied with respect to the energization timing (the position indicated by a circle) for energizing the U-phase fixed winding. , SUL (positions indicated by X) cannot be matched. As a result, there is a problem that the brushless motor cannot be rotated efficiently.

【００１０】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたものであって、その目的は回転数の変化に係わらず
モータを効率よく駆動させることができるブラシレスモ
ータの駆動制御回路を提供することにある。The present invention was made to solve the above problems, and its object is to provide a drive control circuit of the brush Resumota which can be driven efficiently motor regardless of a change in the rotational speed It is in.

【００１１】[0011]

【課題を解決するための手段】本発明は上記問題点を解
決するため、本願第１の発明は、多相結線された固定巻
線にブリッジ形に結線された複数個のスイッチング素子
を接続し、前記スイッチング素子を適時導通遮断して各
固定巻線に順次電流を流すブラシレスモータの駆動制御
回路において、前記多相結線の固定巻線に対し並列接続
され、該固定巻線の端子電圧を検出する多相結線となる
抵抗より構成される合成電圧検出手段と、前記固定巻線
の中性点電圧と合成電圧検出手段の抵抗中性点電圧とに
基づいて各相の固定巻線に対して電流を流す通電タイミ
ングを検出すべく方形波の通電タイミング波形を生成す
る通電タイミング方形波信号生成手段と、前記通電タイ
ミング方形波信号生成手段からの方形波に対して所定の
位相差を持たせた基準方形波信号を出力する基準方形波
信号生成手段と、前記基準方形波信号生成手段から出力
される基準方形波信号の立上がり及び立下がりに基づい
て前記複数個のスイッチング素子を適時導通遮断させる
通電信号を出力する通電信号出力手段とを備え、前記基
準方形波信号生成手段は、位相比較器と、ループフィル
ターと、電圧制御発振器とから構成され、前記位相比較
器は前記通電タイミング方形波信号生成手段からの方形
波と前記電圧制御発振器から出力される基準方形波信号
との位相差を比較して位相差によってデューティが変化
する補正方形波信号を前記ループフィルターに出力し、
当該ループフィルターは前記補正方形波信号に基づきア
ナログ電圧信号を前記電圧制御発振器に出力し、当該電
圧制御発振器は前記アナログ電圧信号のレベルに基づい
て前記通電タイミング方形波信号生成手段からの方形波
に対して所定の位相差を持たせた基準方形波信号を出力
するようにしたことをその要旨とする。SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-mentioned problems, the first invention of the present application is to connect a plurality of switching elements connected in a bridge form to a polyphase-connected fixed winding. In a drive control circuit for a brushless motor, in which the switching element is turned on and off as needed to allow current to flow sequentially through each fixed winding, a terminal voltage of the fixed winding is detected in parallel with the fixed winding of the multi-phase connection. A composite voltage detecting means composed of a resistor serving as a multi-phase connection, and a neutral point voltage of the fixed winding and a resistance neutral point voltage of the composite voltage detecting means with respect to the fixed winding of each phase. Energizing timing square wave signal generating means for generating a square wave energizing timing waveform to detect the energizing timing at which a current flows, and a predetermined phase difference with respect to the square wave from the energizing timing square wave signal generating means. Reference square wave signal generating means for outputting a quasi-square wave signal; and energizing for timely conducting and interrupting the plurality of switching elements based on rising and falling of the reference square wave signal output from the reference square wave signal generating means. and an energization signal output means for outputting a signal, the group
The quasi-square wave signal generating means includes a phase comparator and a loop filter.
And a voltage-controlled oscillator.
Is a square from the energization timing square wave signal generating means.
Wave and reference square wave signal output from the voltage controlled oscillator
Duty changes according to the phase difference
Complementary square wave signal is output to the loop filter,
The loop filter is based on the complementary square wave signal.
Outputting a analog voltage signal to the voltage-controlled oscillator,
The voltage controlled oscillator is based on the level of the analog voltage signal.
Square wave from the energization timing square wave signal generating means.
Output a reference square wave signal with a predetermined phase difference
The main point is to do so .

【００１２】第２の発明は、多相結線された固定巻線に
ブリッジ形に結線された複数個のスイッチング素子を接
続し、前記スイッチング素子を適時導通遮断して各固定
巻線に順次電流を流すブラシレスモータの駆動制御回路
において、前記多相結線の固定巻線に対し並列接続さ
れ、該固定巻線の端子電圧を検出する多相結線となる抵
抗より構成される合成電圧検出手段と、前記固定巻線の
中性点電圧と合成電圧検出手段の抵抗中性点電圧とに基
づいて各相の固定巻線に対して電流を流す通電タイミン
グを検出すべく通電タイミング波形を生成する通電タイ
ミング波形生成手段と、前記通電タイミング波形生成手
段からの通電タイミング波形を方形波信号に変換する信
号変換手段と、前記信号変換手段からの方形波信号に対
して所定の位相差を持たせた基準方形波信号を出力する
基準方形波信号生成手段と、前記基準方形波信号生成手
段から出力される基準方形波信号の立上がり及び立下が
りに基づいて前記複数個のスイッチング素子を適時導通
遮断させる通電信号を出力する通電信号出力手段とを備
え、前記基準方形波信号生成手段は、位相比較器と、ル
ープフィルターと、電圧制御発振器とから構成され、前
記位相比較器は前記信号変換手段からの方形波信号と前
記電圧制御発振器から出力される基準方形波信号との位
相差を比較して位相差によってデューティが変化する補
正方形波信号を前記ループフィルターに出力し、当該ル
ープフィルターは前記補正方形波信号に基づきアナログ
電圧信号を前記電圧制御発振器に出力し、当該電圧制御
発振器は前記アナログ電圧信号のレベルに基づいて前記
信号変換手段からの方形波信号に対して所定の位相差を
持たせた基準方形波信号を出力するようにしたことをそ
の要旨とする。According to a second aspect of the present invention, a plurality of switching elements connected in a bridge form are connected to a fixed winding having a multi-phase connection, and the switching elements are turned on and off at appropriate times to sequentially supply a current to each fixed winding. In the drive control circuit of the flowing brushless motor, the combined voltage detection means is connected in parallel to the fixed winding of the multi-phase connection, and includes a resistor serving as a multi-phase connection for detecting a terminal voltage of the fixed winding; An energization timing waveform that generates an energization timing waveform to detect an energization timing at which a current flows through the fixed winding of each phase based on the neutral point voltage of the fixed winding and the resistance neutral point voltage of the composite voltage detection means. Generating means, signal converting means for converting the energizing timing waveform from the energizing timing waveform generating means into a square wave signal, and a predetermined phase difference with respect to the square wave signal from the signal converting means. Reference square wave signal generating means for outputting the added reference square wave signal, and timely conducting interruption of the plurality of switching elements based on rising and falling of the reference square wave signal output from the reference square wave signal generating means Energizing signal output means for outputting an energizing signal to be applied , wherein the reference square wave signal generating means includes a phase comparator,
Loop filter and a voltage-controlled oscillator.
The phase comparator compares the square wave signal from the signal converting means with the square wave signal.
Of the reference square wave signal output from the voltage controlled oscillator.
Comparing the phase difference and compensating for the duty change due to the phase difference
A square wave signal is output to the loop filter, and the
Loop filter is analog based on the complementary square wave signal.
Outputting a voltage signal to the voltage controlled oscillator,
An oscillator configured to generate the voltage based on the level of the analog voltage signal;
A predetermined phase difference with respect to the square wave signal from the signal conversion means
The gist is to output the reference square wave signal provided.

【００１３】[0013]

【作用】第１の発明の作用は、合成電圧検出手段により
各固定巻線の端子電圧が検出される。そして、通電タイ
ミング方形波信号生成手段は多相結線となる固定巻線の
中性点電圧と前記合成電圧検出手段の抵抗中性点電圧と
に基づいて各相の固定巻線に対する通電タイミングの情
報を持つ方形波の通電タイミング波形を生成する。基準
方形波信号生成手段は前記通電タイミング方形波信号生
成手段からの方形波信号に対して所定の位相差を持たせ
た基準方形波信号を出力する。通電信号出力手段は前記
基準方形波信号生成手段から出力される基準方形波信号
の立上がり及び立下がりに基づいて複数個のスイッチン
グ素子を適時通電遮断させる通電信号を出力する。The operation of the first invention is that the terminal voltage of each fixed winding is detected by the composite voltage detecting means. Then, the energization timing square wave signal generation means obtains information on energization timing for the fixed windings of each phase based on the neutral point voltage of the fixed winding which becomes the polyphase connection and the resistance neutral point voltage of the combined voltage detection means. And generates a square wave energization timing waveform having. The reference square wave signal generation means outputs a reference square wave signal having a predetermined phase difference with respect to the square wave signal from the energization timing square wave signal generation means. The energization signal output means outputs an energization signal for timely energizing and de-energizing the plurality of switching elements based on the rise and fall of the reference square wave signal output from the reference square wave signal generation means.

【００１４】このため、モータの回転数が変化して通電
タイミング波形の周波数が変化しても、変化した通電タ
イミング波形に対して所定の位相差を持たせた基準方形
波信号を生成することができる。又、この基準方形波信
号の立上がり及び立下がりに基づいて通電信号が出力さ
れる。従って、モータの回転数が変化しても基準方形波
信号に基づいて最適なタイミング時に通電信号を出力す
ることができる。Therefore, even if the frequency of the energization timing waveform changes due to a change in the number of revolutions of the motor, it is possible to generate a reference square wave signal having a predetermined phase difference with respect to the changed energization timing waveform. it can. An energization signal is output based on the rise and fall of the reference square wave signal. Therefore, even when the rotation speed of the motor changes, it is possible to output the energization signal at the optimal timing based on the reference square wave signal.

【００１５】第２の発明の作用は、合成電圧検出手段に
より各固定巻線の端子電圧が検出される。そして、通電
タイミング波形生成手段は多相結線となる固定巻線の中
性点電圧と前記合成電圧検出手段の抵抗中性点電圧とに
基づいて各相の固定巻線に対する通電タイミングの情報
を持つ通電タイミング波形を生成する。信号変換手段は
前記通電タイミング波形生成手段からの通電タイミング
波形を方形波信号に変換する。基準方形波信号生成手段
は前記信号変換手段からの方形波信号に対して所定の位
相差を持たせた基準方形波信号を出力する。通電信号出
力手段は前記基準方形波信号生成手段から出力される基
準方形波信号の立上がり及び立下がりに基づいて複数個
のスイッチング素子を適時通電遮断させる通電信号を出
力する。The operation of the second invention is that the terminal voltage of each fixed winding is detected by the composite voltage detecting means. The energization timing waveform generation means has energization timing information for the fixed windings of each phase based on the neutral point voltage of the fixed winding that becomes the polyphase connection and the resistance neutral point voltage of the combined voltage detection means. An energization timing waveform is generated. The signal conversion means converts the energization timing waveform from the energization timing waveform generation means into a square wave signal. The reference square wave signal generation means outputs a reference square wave signal having a predetermined phase difference with respect to the square wave signal from the signal conversion means. The energization signal output means outputs an energization signal for timely energizing and de-energizing the plurality of switching elements based on the rise and fall of the reference square wave signal output from the reference square wave signal generation means.

【００１６】このため、モータの回転数が変化して通電
タイミング波形の周波数が変化しても、変化した通電タ
イミング波形に対して所定の位相差を持たせた基準方形
波信号を生成することができる。又、この基準方形波信
号の立上がり及び立下がりに基づいて通電信号が出力さ
れる。従って、モータの回転数が変化しても基準方形波
信号に基づいて最適なタイミング時に通電信号を出力す
ることができる。Therefore, even if the frequency of the energization timing waveform changes due to a change in the number of revolutions of the motor, it is possible to generate a reference square wave signal having a predetermined phase difference with respect to the changed energization timing waveform. it can. An energization signal is output based on the rise and fall of the reference square wave signal. Therefore, even when the rotation speed of the motor changes, it is possible to output the energization signal at the optimal timing based on the reference square wave signal.

【００１７】[0017]

【実施例】［第１実施例］以下、本発明を三相誘導形ブ
ラシレスモータに具体化した第１実施例を図１〜図４に
基づいて説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First Embodiment A first embodiment in which the present invention is embodied in a three-phase induction type brushless motor will be described below with reference to FIGS.

【００１８】図１に示すように、三相誘導形ブラシレス
モータ（以下、単にモータという）１の固定巻線ＬU ，
ＬV ，ＬW はスター結線されている。前記モータ１には
前記固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW に順次電流を流す三相ブ
リッジ回路２が接続されている。前記三相ブリッジ回路
２は直列接続されたスイッチング素子としての一対のト
ランジスタＴUH，ＴUL、ＴVH，ＴVL、ＴWH，ＴWLが並列
接続されて構成されている。そして、前記モータ１の固
定巻線ＬU がトランジスタＴUH，ＴUL間に接続され、固
定巻線ＬV がトランジスタＴVH，ＴVL間に接続され、更
に固定巻線ＬWがトランジスタＴWH，ＴWL間に接続され
ている。As shown in FIG. 1, fixed windings LU, 3 of a three-phase induction type brushless motor (hereinafter simply referred to as a motor) 1 are provided.
LV and LW are star-connected. The motor 1 is connected to a three-phase bridge circuit 2 for sequentially supplying current to the fixed windings LU, LV, LW. The three-phase bridge circuit 2 is configured by connecting a pair of transistors TUH, TUL, TVH, TVL, TWH, and TWL as switching elements connected in series. The fixed winding LU of the motor 1 is connected between the transistors TUH and TUL, the fixed winding LV is connected between the transistors TVH and TVL, and the fixed winding LW is connected between the transistors TwH and TWL. .

【００１９】又、前記モータ１に対して抵抗ＲU ，ＲV
，ＲW がスター結線されて構成された合成電圧検出手
段としての電圧合成回路３が並列接続されている。つま
り、前記電圧合成回路３の抵抗ＲU は固定巻線ＬU に接
続され、抵抗ＲV は固定巻線ＬV され、更に抵抗ＲW は
固定巻線ＬW に接続されている。そして、前記電圧合成
回路３によってモータ１の各固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW
の端子電圧を検出して合成するようになっている。Further, resistors RU and RV are provided for the motor 1.
, RW are connected in parallel with each other as a voltage synthesizing circuit 3 constituted by star connection. That is, the resistance RU of the voltage synthesizing circuit 3 is connected to the fixed winding LU, the resistance RV is connected to the fixed winding LV, and the resistance RW is connected to the fixed winding LW. The voltage synthesizing circuit 3 controls the fixed windings LU, LV, LW of the motor 1.
Are detected and combined.

【００２０】前記三相ブリッジ回路２には通電信号出力
手段としての三相リングカウンタ４が接続されている。
つまり、前記三相リングカウンタ４は前記三相ブリッジ
回路２における各トランジスタＴUH〜ＴWLのベースに接
続され、この各トランジスタＴUH〜ＴWLのベースに通電
信号ＳUH〜ＳWLを出力するようになっている。従って、
各トランジスタＴUH〜ＴWLが適時通電遮断され、前記モ
ータ１の固定巻線ＬU，ＬV ，ＬW に順次電流を流すこ
とができるようになっている。The three-phase bridge circuit 2 is connected to a three-phase ring counter 4 as an energization signal output means.
That is, the three-phase ring counter 4 is connected to the base of each of the transistors TUH to TWL in the three-phase bridge circuit 2, and outputs energization signals SUH to SWL to the base of each of the transistors TUH to TWL. Therefore,
Each of the transistors TUH to TWL is cut off at the appropriate time so that current can be sequentially passed through the fixed windings LU, LV, LW of the motor 1.

【００２１】前記モータ１における固定巻線ＬU ，ＬV
，ＬW の中性点と、前記電圧合成回路３における抵抗
ＲU ，ＲV ，ＲW の抵抗中性点は通電タイミング波形生
成手段としての差動増幅器５に接続されている。つま
り、前記固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW の中性点は差動増幅
器５における反転入力端子に接続され、抵抗ＲU ，ＲV
，ＲW の抵抗中性点は差動増幅器５における非反転入
力端子に接続されている。The fixed windings LU and LV in the motor 1
, LW and the neutral points of the resistors RU, RV, RW in the voltage synthesizing circuit 3 are connected to a differential amplifier 5 as a current-carrying timing waveform generating means. That is, the neutral points of the fixed windings LU, LV, LW are connected to the inverting input terminal of the differential amplifier 5, and the resistors RU, RV
, RW are connected to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 5.

【００２２】そして、前記差動増幅器５は固定巻線ＬU
，ＬV ，ＬW の中性点電圧と抵抗ＲU ，ＲV ，ＲW の
抵抗中性点電圧とに基づいて差動増幅を行う。差動増幅
された出力電圧は図３に示すように、三角波となる通電
タイミング波形ＶP となって出力されるようになってい
る。又、前記通電タイミング波形ＶP の各変曲点は各固
定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW へ通電切換を行う通電タイミン
グと一致するようになっている。The differential amplifier 5 has a fixed winding LU
, LV, LW and differential neutral voltages based on the resistance neutral points of the resistors RU, RW, RW. As shown in FIG. 3, the differentially amplified output voltage is output as an energization timing waveform VP which becomes a triangular wave. Further, each inflection point of the conduction timing waveform VP coincides with the conduction timing for switching the conduction to each of the fixed windings LU, LV, LW.

【００２３】前記差動増幅器５の出力端子は信号変換手
段としての信号変換回路６に接続されている。前記信号
変換回路６はコンパレータ７とインバータ８とから構成
され、前記コンパレータ７の反転入力端子に前記差動増
幅器５の出力端子が接続されている。又、一対の抵抗Ｒ
１，Ｒ２間には前記コンパレータ７の非反転入力端子が
接続されている。そして、前記抵抗Ｒ１は接地され、抵
抗Ｒ２は電源ＶCCに接続されている。従って、コンパレ
ータ７の非反転入力端子には抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比に
よって決められた比較電圧が入力されるようになってい
る。又、前記コンパレータ７の出力端子は前記抵抗Ｒ２
を介して非反転入力端子に接続されている。従って、こ
のコンパレータ７は正帰還動作を行うようになってい
る。The output terminal of the differential amplifier 5 is connected to a signal conversion circuit 6 as signal conversion means. The signal conversion circuit 6 includes a comparator 7 and an inverter 8, and an output terminal of the differential amplifier 5 is connected to an inverting input terminal of the comparator 7. Also, a pair of resistors R
The non-inverting input terminal of the comparator 7 is connected between 1 and R2. The resistor R1 is grounded, and the resistor R2 is connected to a power supply VCC. Therefore, a comparison voltage determined by the voltage dividing ratio of the resistors R1 and R2 is input to the non-inverting input terminal of the comparator 7. The output terminal of the comparator 7 is connected to the resistor R2.
Is connected to the non-inverting input terminal. Therefore, the comparator 7 performs a positive feedback operation.

【００２４】前記信号変換回路６は差動増幅器５からの
通電タイミング波形ＶP と比較電圧とを比較し、前記通
電タイミング波形ＶP が０レベル以下となったとき、Ｈ
レベルの信号を出力するようになっている。従って、信
号変換回路６のコンパレータ７は通電タイミング波形Ｖ
P に基づいてタイミング波形信号ＶPS1 を出力するよう
になっている。The signal conversion circuit 6 compares the energization timing waveform VP from the differential amplifier 5 with a comparison voltage.
It outputs a level signal. Therefore, the comparator 7 of the signal conversion circuit 6 outputs the energization timing waveform V
A timing waveform signal VPS1 is output based on P.

【００２５】又、前記コンパレータ７の出力端子はイン
バータ８に接続されている。そのため、前記タイミング
波形信号ＶPS1 は前記インバータ８によって１８０°反
転され、該インバータ８からは反転タイミング波形信号
ＶPS2 が出力されるようになっている。The output terminal of the comparator 7 is connected to an inverter 8. Therefore, the timing waveform signal VPS1 is inverted by 180 ° by the inverter 8, and the inverter 8 outputs an inverted timing waveform signal VPS2.

【００２６】前記インバータ８の出力端子は基準信号回
路９に接続されている。前記基準信号回路９は位相比較
器１０と、ループフィルター１１と、電圧制御発振器１
２とから構成されている。前記位相比較器１０は排他的
論理和（Ｅｘ−ＯＲ）回路から構成され、この位相比較
器１０には前記信号変換回路６のインバータ８から出力
される反転タイミング波形信号ＶPS2 と電圧制御発振器
１２から出力される基準方形波信号ＰT とが入力される
ようになっている。The output terminal of the inverter 8 is connected to a reference signal circuit 9. The reference signal circuit 9 includes a phase comparator 10, a loop filter 11, and a voltage controlled oscillator 1.
And 2. The phase comparator 10 comprises an exclusive OR (Ex-OR) circuit. The phase comparator 10 receives the inverted timing waveform signal VPS2 output from the inverter 8 of the signal conversion circuit 6 and the voltage controlled oscillator 12 The output reference square wave signal PT is input.

【００２７】そして、図２に示すように、前記位相比較
器１０は反転タイミング波形信号ＶPS2 と基準方形波信
号ＰT との位相差を比較し、位相差によってデューティ
が変化する補正方形波信号ＶPS3 を出力するようになっ
ている。Then, as shown in FIG. 2, the phase comparator 10 compares the phase difference between the inverted timing waveform signal VPS2 and the reference square wave signal PT, and generates a complementary square wave signal VPS3 whose duty changes according to the phase difference. Output.

【００２８】前記ループフィルター１１は前記位相比較
器１０から出力される補正方形波信号ＶPS3 を積分し、
直流のアナログ電圧信号ＶPS4 を出力するようになって
いる。そして、前記補正方形波信号ＶPS3 のデューティ
が５０％以下の場合、ループフィルター１１はアナログ
電圧信号ＶPS4 のレベルを増加させ、補正方形波信号Ｖ
PS3 のデューティが５０％以上の場合、ループフィルタ
ー１１はアナログ電圧信号ＶPS4 のレベルを減少させる
ようになっている。又、補正方形波信号ＶPS3のデュー
ティが５０％となる場合、ループフィルター１１はアナ
ログ電圧信号ＶPS4 のレベルを一定とするようになって
いる。The loop filter 11 integrates the complementary square wave signal VPS3 output from the phase comparator 10,
A DC analog voltage signal VPS4 is output. When the duty of the complementary square wave signal VPS3 is 50% or less, the loop filter 11 increases the level of the analog voltage signal VPS4, and
When the duty of PS3 is 50% or more, the loop filter 11 reduces the level of the analog voltage signal VPS4. When the duty of the complementary square wave signal VPS3 becomes 50%, the loop filter 11 keeps the level of the analog voltage signal VPS4 constant.

【００２９】前記電圧制御発振器１２は図４に示すよう
に、ループフィルター１１から出力されるアナログ電圧
信号ＶPS4 のレベルに基づいて周波数を変化させ、反転
タイミング波形信号ＶPS2 に対して９０°の位相遅れと
なる基準方形波信号ＰT を前記位相比較器１０及び三相
リングカウンタ４に出力するようになっている。As shown in FIG. 4, the voltage controlled oscillator 12 changes the frequency based on the level of the analog voltage signal VPS4 output from the loop filter 11, and has a 90 ° phase delay with respect to the inverted timing waveform signal VPS2. The reference square wave signal PT is output to the phase comparator 10 and the three-phase ring counter 4.

【００３０】従って、前記位相比較器３に入力される基
準方形波信号ＰT が反転タイミング波形信号ＶPS2 に対
して９０°以下の位相遅れとなる場合、位相比較器１０
から出力される補正方形波信号ＶPS3 はデューティが５
０％以下となる。そのため、ループフィルター１１はア
ナログ電圧信号ＶPS4 のレベルを増加させる。すると、
電圧制御発振器１２から出力される基準方形波信号ＰT
の周波数は上昇する。Therefore, when the reference square wave signal PT input to the phase comparator 3 has a phase delay of 90 ° or less with respect to the inverted timing waveform signal VPS2, the phase comparator 10
Of the complementary square wave signal VPS3 output from
0% or less. Therefore, the loop filter 11 increases the level of the analog voltage signal VPS4. Then
Reference square wave signal PT output from voltage controlled oscillator 12
Frequency rises.

【００３１】又、前記位相比較器３に入力される基準方
形波信号ＰT が反転タイミング波形信号ＶPS2 に対して
９０°以上の位相遅れとなる場合、位相比較器１０から
出力される補正方形波信号ＰPS3 はデューティが５０％
以上となる。そのため、ループフィルター１１はアナロ
グ電圧信号ＶPS4 のレベルを減少させる。すると、電圧
制御発振器１２から出力される基準方形波信号ＰT の周
波数は下降する。When the reference square wave signal PT input to the phase comparator 3 has a phase delay of 90 ° or more with respect to the inverted timing waveform signal VPS2, the complementary square wave signal output from the phase comparator 10 PPS3 has 50% duty
That is all. Therefore, the loop filter 11 reduces the level of the analog voltage signal VPS4. Then, the frequency of the reference square wave signal PT output from the voltage controlled oscillator 12 decreases.

【００３２】更に、前記位相比較器１０に入力される基
準方形波信号ＰT が反転タイミング波形信号ＶPS2 に対
して９０°の位相遅れとなる場合、位相比較器３から出
力される補正方形波信号ＶPS3 はデューティが５０％と
なる。そのため、ループフィルター１１はアナログ電圧
信号ＶPS4 のレベルを変化させない。従って、電圧制御
発振器１２から出力される基準方形波信号ＰT の周波数
も変化しない。Further, when the reference square wave signal PT input to the phase comparator 10 has a 90 ° phase delay with respect to the inverted timing waveform signal VPS2, the complementary square wave signal VPS3 output from the phase comparator 3 Has a duty of 50%. Therefore, the loop filter 11 does not change the level of the analog voltage signal VPS4. Therefore, the frequency of the reference square wave signal PT output from the voltage controlled oscillator 12 does not change.

【００３３】これらの一連の動作により、反転タイミン
グ波形信号ＶPS2 の周波数が変化しても、基準方形波信
号ＰT は反転タイミング波形信号ＶPS2 と同一の周波数
となり、更に反転タイミング波形信号ＶPS2 に対して基
準方形波信号ＰT は常に９０°位相が遅れるように調整
される。By these series of operations, even if the frequency of the inverted timing waveform signal VPS2 changes, the reference square wave signal PT has the same frequency as the inverted timing waveform signal VPS2, The square wave signal PT is adjusted so that the phase is always delayed by 90 °.

【００３４】図３に示すように、前記基準方形波信号Ｐ
T の立上がり及び立下がりは前記通電タイミング波形Ｖ
P の変曲点（○印の部分）と一致する。つまり、各固定
巻線ＬU ，ＬV ，ＬW の通電切換を行う通電タイミング
と一致するようになっている。従って、前記三相リング
カウンタ４は基準方形波信号ＰT の立上がり及び立下が
りに基づいて前記三相ブリッジ回路２におけるトランジ
スタＴUH〜ＴWLを適時通電遮断する通電信号ＳUH〜ＳWL
の信号を出力するようになっている。従って、この通電
信号ＳUH〜ＳWLに基づいて三相ブリッジ回路２の各トラ
ンジスタＴUH〜ＴWLが適時通電遮断し、固定巻線ＬU ，
ＬV ，ＬW に順次電流が流れるようになっている。As shown in FIG. 3, the reference square wave signal P
T rise and fall are determined by the energization timing waveform V
It matches the inflection point of P (the part marked with a circle). In other words, the currents coincide with the energization timing for switching the energization of the fixed windings LU, LV and LW. Accordingly, the three-phase ring counter 4 supplies the energizing signals SUH to SWL for appropriately turning off the transistors TUH to TWL in the three-phase bridge circuit 2 based on the rise and fall of the reference square wave signal PT.
Is output. Accordingly, based on the energization signals SUH to SWL, the transistors TUH to TWL of the three-phase bridge circuit 2 are appropriately energized and cut off, and the fixed windings LU,
A current flows sequentially through LV and LW.

【００３５】次に、上記のように構成された駆動制御回
路の作用を説明する。三相リングカウンタ４が通電信号
ＳUH〜ＳWLを適時出力して三相ブリッジ回路２のトラン
ジスタＴUH〜ＴWLを適時導通遮断させる。すると、モー
タ１の各相の固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW に順次電流が流
れ、電流が流れた固定巻線ＬU ，ＬV，ＬW には端子電
圧ＶU ，ＶV ，ＶW が誘起される。このため、モータ１
の図示しないロータが回転する。Next, the operation of the drive control circuit configured as described above will be described. The three-phase ring counter 4 outputs the energization signals SUH to SWL as appropriate, and disconnects the transistors TUH to TWL of the three-phase bridge circuit 2 as needed. Then, a current sequentially flows through the fixed windings LU, LV, LW of each phase of the motor 1, and terminal voltages VU, VV, VW are induced in the fixed windings LU, LV, LW through which the current has flowed. Therefore, the motor 1
(Not shown) rotates.

【００３６】図３に示すように、差動増幅器５には電圧
合成回路３の抵抗中性点電圧が入力されるとともに、固
定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW の端子電圧ＶU ，ＶV ，ＶW の
合成電圧が入力される。そのため、差動増幅器５からは
各固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬWの通電切換を行う通電タイ
ミングの情報を持つ通電タイミング波形ＶP が出力され
る。As shown in FIG. 3, the differential neutral point 5 receives the resistance neutral point voltage of the voltage synthesizing circuit 3 and synthesizes the terminal voltages VU, VV, VW of the fixed windings LU, LV, LW. Voltage is input. Therefore, the differential amplifier 5 outputs an energization timing waveform VP having information of energization timing for performing energization switching of each of the fixed windings LU, LV, LW.

【００３７】信号変換回路６のコンパレータ７は前記通
電タイミング波形ＶP を比較し、該通電タイミング波形
ＶP が０レベル以下となったとき、Ｈレベルの信号を出
力する。従って、信号変換回路６のコンパレータ７は通
電タイミング波形ＶP に基づいてタイミング波形信号Ｖ
PS1 を出力する。前記タイミング波形信号ＶPS1 はイン
バータ８によって１８０°反転され、この反転タイミン
グ波形信号ＶPS2 が基準信号回路９の位相比較器１０に
出力される。The comparator 7 of the signal conversion circuit 6 compares the energization timing waveform VP, and outputs an H level signal when the energization timing waveform VP falls below the 0 level. Therefore, the comparator 7 of the signal conversion circuit 6 determines the timing waveform signal V based on the conduction timing waveform VP.
Output PS1. The timing waveform signal VPS1 is inverted by 180 ° by the inverter 8, and the inverted timing waveform signal VPS2 is output to the phase comparator 10 of the reference signal circuit 9.

【００３８】基準信号回路９における位相比較器１０は
反転タイミング波形信号ＶPS2 と電圧制御発振器１２か
ら出力される基準方形波信号ＰT との位相差を比較す
る。そして、その位相差が９０°となるようにするため
の補正方形波信号ＶPS3 を出力する。つまり、図２に示
すように、反転タイミング波形信号ＶPS2 と基準方形波
信号ＰT とのデューティが５０％となるようにするため
の補正方形波信号ＶPS3を出力する。The phase comparator 10 in the reference signal circuit 9 compares the phase difference between the inverted timing waveform signal VPS2 and the reference square wave signal PT output from the voltage controlled oscillator 12. Then, a complementary square wave signal VPS3 for outputting a phase difference of 90 ° is output. That is, as shown in FIG. 2, a complementary square wave signal VPS3 for outputting a duty of 50% between the inverted timing waveform signal VPS2 and the reference square wave signal PT is output.

【００３９】ループフィルター１１は前記位相比較器１
０から出力される補正方形波信号ＶPS3 を積分し、直流
のアナログ電圧信号ＶPS4 を出力する。そして、前記補
正方形波信号ＶPS3 のデューティが５０％以下の場合、
ループフィルター１１はアナログ電圧信号ＶPS4 のレベ
ルを増加させ、補正方形波信号ＰPS3 のデューティが５
０％以上の場合、ループフィルター１１はアナログ電圧
信号ＶPS4 のレベルを減少させる。又、補正方形波信号
ＰPS3 のデューティが５０％となる場合、ループフィル
ター１１はアナログ電圧信号ＶPS4 のレベルを一定とす
る。The loop filter 11 is connected to the phase comparator 1
It integrates the complementary square wave signal VPS3 output from 0 and outputs a DC analog voltage signal VPS4. When the duty of the complementary square wave signal VPS3 is 50% or less,
The loop filter 11 increases the level of the analog voltage signal VPS4, and the duty of the complementary square wave signal PPS3 is 5
If it is 0% or more, the loop filter 11 reduces the level of the analog voltage signal VPS4. When the duty of the complementary square wave signal PPS3 is 50%, the loop filter 11 keeps the level of the analog voltage signal VPS4 constant.

【００４０】前記ループフィルター１１から出力される
アナログ電圧信号ＶPS4 のレベルに基づいて電圧制御発
振器１２は周波数を変化させ、反転タイミング波形信号
ＶPS2 に対して９０°の位相遅れとなる基準方形波信号
ＰT を前記位相比較器１０及び三相リングカウンタ４に
出力する。The voltage controlled oscillator 12 changes the frequency based on the level of the analog voltage signal VPS4 output from the loop filter 11, and the reference square wave signal PT having a 90 ° phase delay with respect to the inverted timing waveform signal VPS2. Is output to the phase comparator 10 and the three-phase ring counter 4.

【００４１】これらの動作を基準信号回路９が一瞬の間
に行い、反転タイミング波形信号ＶPS2 に対して９０°
の位相遅れとなる基準方形波信号ＰT を前記位相比較器
１０及び三相リングカウンタ４に出力する。又、反転タ
イミング波形信号ＶPS2 の周波数が変化しても、基準方
形波信号ＰT は反転タイミング波形信号ＶPS2 と同一の
周波数となり、更に反転タイミング波形信号ＶPS2 に対
して基準方形波信号ＰT は常に９０°位相が遅れるよう
に調整することができる。These operations are instantaneously performed by the reference signal circuit 9, and the reference signal circuit 9 generates 90 ° with respect to the inverted timing waveform signal VPS2.
Is output to the phase comparator 10 and the three-phase ring counter 4. Also, even if the frequency of the inverted timing waveform signal VPS2 changes, the reference square wave signal PT has the same frequency as the inverted timing waveform signal VPS2, and the reference square wave signal PT is always 90 ° with respect to the inverted timing waveform signal VPS2. It can be adjusted so that the phase is delayed.

【００４２】図３に示すように、三相リングカウンタ４
は基準方形波信号ＰT の立上がり及び立下がりに基づい
て三相ブリッジ回路２におけるトランジスタＴUH〜ＴWL
を適時通電遮断するための通電信号ＳUH〜ＳWLを出力す
る。この結果、１２０°位相を持たせた最適な通電タイ
ミングでトランジスタＴUH〜ＴWLを適時通電遮断してモ
ータ１の固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW に順次電流を流すこ
とができる。As shown in FIG. 3, the three-phase ring counter 4
Are the transistors TUH to TWL in the three-phase bridge circuit 2 based on the rise and fall of the reference square wave signal PT.
Output power supply signals SUH to SWL for timely power supply cutoff. As a result, the transistors TUH to TWL can be appropriately turned off at the optimum energizing timing having a phase of 120 °, and current can be sequentially passed through the fixed windings LU, LV, LW of the motor 1.

【００４３】従って、モータ１の回転数が変化するとタ
イミング波形信号ＶPS1 及び反転タイミング波形信号Ｖ
PS2 の周波数が変化するが、基準信号回路９は基準方形
波信号ＰT を反転タイミング波形信号ＶPS2 と同一の周
波数とし、更に反転タイミング波形信号ＶPS2 に対して
常に９０°位相が遅れるように調整することができる。
そのため、基準方形波信号ＰT の立上がり及び立下がり
は通電タイミング波形ＶP の変曲点（○印にて示す）と
一致させることができる。Therefore, when the rotation speed of the motor 1 changes, the timing waveform signal VPS1 and the inverted timing waveform signal VPS1
Although the frequency of PS2 changes, the reference signal circuit 9 adjusts the reference square wave signal PT to have the same frequency as the inverted timing waveform signal VPS2, and further to always delay the phase by 90 ° with respect to the inverted timing waveform signal VPS2. Can be.
Therefore, the rise and fall of the reference square wave signal PT can be made to coincide with the inflection point (shown by a circle) of the energization timing waveform VP.

【００４４】この結果、モータ１の回転数が変化しても
１２０°位相を持たせた最適な通電タイミングで固定巻
線ＬU ，ＬV ，ＬW に順次電流を流すことができる。 ［第２実施例］以下、本発明を三相誘導形ブラシレスモ
ータに具体化した第２実施例を図２、図４〜図６に基づ
いて説明する。As a result, even if the rotation speed of the motor 1 changes, current can be sequentially passed through the fixed windings LU, LV and LW at an optimal energization timing having a phase of 120 °. [Second Embodiment] A second embodiment in which the present invention is embodied in a three-phase induction type brushless motor will be described below with reference to FIGS.

【００４５】図５に示すように、三相誘導形ブラシレス
モータ（以下、単にモータという）１の固定巻線ＬU ，
ＬV ，ＬW はスター結線されている。前記モータ１には
前記固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW に順次電流を流す三相ブ
リッジ回路２が接続されている。前記三相ブリッジ回路
２は直列接続されたスイッチング素子としての一対のト
ランジスタＴUH，ＴUL、ＴVH，ＴVL、ＴWH，ＴWLが並列
接続されて構成されている。そして、前記モータ１の固
定巻線ＬU がトランジスタＴUH，ＴUL間に接続され、固
定巻線ＬV がトランジスタＴVH，ＴVL間に接続され、更
に固定巻線ＬWがトランジスタＴWH，ＴWL間に接続され
ている。As shown in FIG. 5, a fixed winding LU of a three-phase induction type brushless motor (hereinafter simply referred to as a motor) 1 is provided.
LV and LW are star-connected. The motor 1 is connected to a three-phase bridge circuit 2 for sequentially supplying current to the fixed windings LU, LV, LW. The three-phase bridge circuit 2 is configured by connecting a pair of transistors TUH, TUL, TVH, TVL, TWH, and TWL as switching elements connected in series. The fixed winding LU of the motor 1 is connected between the transistors TUH and TUL, the fixed winding LV is connected between the transistors TVH and TVL, and the fixed winding LW is connected between the transistors TwH and TWL. .

【００４６】又、前記モータ１に対して抵抗ＲU ，ＲV
，ＲW がスター結線されて構成された合成電圧検出手
段としての電圧合成回路３が並列接続されている。つま
り、前記電圧合成回路３の抵抗ＲU は固定巻線ＬU に接
続され、抵抗ＲV は固定巻線ＬV され、更に抵抗ＲW は
固定巻線ＬW に接続されている。そして、前記電圧合成
回路３によってモータ１の各固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW
の端子電圧を検出して合成するようになっている。Further, resistances RU and RV are provided for the motor 1.
, RW are connected in parallel with each other as a voltage synthesizing circuit 3 constituted by star connection. That is, the resistance RU of the voltage synthesizing circuit 3 is connected to the fixed winding LU, the resistance RV is connected to the fixed winding LV, and the resistance RW is connected to the fixed winding LW. The voltage synthesizing circuit 3 controls the fixed windings LU, LV, LW of the motor 1.
Are detected and combined.

【００４７】前記三相ブリッジ回路２には通電信号出力
手段としての三相リングカウンタ４が接続されている。
つまり、前記三相リングカウンタ４は前記三相ブリッジ
回路２における各トランジスタＴUH〜ＴWLのベースに接
続され、この各トランジスタＴUH〜ＴWLのベースに通電
信号ＳUH〜ＳWLを出力するようになっている。従って、
各トランジスタＴUH〜ＴWLが適時通電遮断され、前記モ
ータ１の固定巻線ＬU，ＬV ，ＬW に順次電流を流すこ
とができるようになっている。The three-phase bridge circuit 2 is connected to a three-phase ring counter 4 as an energization signal output means.
That is, the three-phase ring counter 4 is connected to the base of each of the transistors TUH to TWL in the three-phase bridge circuit 2, and outputs energization signals SUH to SWL to the base of each of the transistors TUH to TWL. Therefore,
Each of the transistors TUH to TWL is cut off at the appropriate time so that current can be sequentially passed through the fixed windings LU, LV, LW of the motor 1.

【００４８】前記モータ１における固定巻線ＬU ，ＬV
，ＬW の中性点と、前記電圧合成回路３における抵抗
ＲU ，ＲV ，ＲW の抵抗中性点は通電タイミング方形波
信号生成手段としてのコンパレータ１５に接続されてい
る。つまり、前記固定巻線ＬU，ＬV ，ＬW の中性点は
コンパレータ１５における非反転入力端子に接続され、
抵抗ＲU ，ＲV ，ＲW の抵抗中性点はコンパレータ１５
における反転入力端子に接続されている。The fixed windings LU and LV in the motor 1
, LW and the resistance neutral points of the resistors RU, RV, RW in the voltage synthesizing circuit 3 are connected to a comparator 15 as a conduction timing square wave signal generating means. That is, the neutral points of the fixed windings LU, LV, LW are connected to the non-inverting input terminal of the comparator 15,
The resistance neutral points of the resistors RU, RV and RW are determined by the comparator 15.
Is connected to the inverting input terminal.

【００４９】そして、前記コンパレータ１５は固定巻線
ＬU ，ＬV ，ＬW の中性点電圧と抵抗ＲU ，ＲV ，ＲW
の抵抗中性点電圧との比較を行うようになっている。
又、前記コンパレータ１５の出力端子は抵抗Ｒ１を介し
て電源ＶCCに接続されている。前記コンパレータ１５の
出力は図６に示す通電タイミング波形信号ＶPSのように
なり、通電タイミング波形信号ＶPSの立上がりと立下が
りの中央の位置が各固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW の通電タ
イミングと一致するようになっている。The comparator 15 determines the neutral point voltages of the fixed windings LU, LV, LW and the resistances RU, RV, RW.
Is compared with the resistance neutral point voltage.
The output terminal of the comparator 15 is connected to a power supply VCC via a resistor R1. The output of the comparator 15 becomes like the energization timing waveform signal VPS shown in FIG. 6, and the center position of the rise and fall of the energization timing waveform signal VPS coincides with the energization timing of each fixed winding LU, LV, LW. It has become.

【００５０】前記コンパレータ１５の出力端子は基準信
号回路９に接続されている。前記基準信号回路９は位相
比較器１０と、ループフィルター１１と、電圧制御発振
器１２とから構成されている。前記位相比較器１０は排
他的論理和（Ｅｘ−ＯＲ）回路から構成され、この位相
比較器１０には前記コンパレータ１５から出力される通
電タイミング波形信号ＶPSと電圧制御発振器１２から出
力される基準方形波信号ＰT とが入力されるようになっ
ている。The output terminal of the comparator 15 is connected to the reference signal circuit 9. The reference signal circuit 9 includes a phase comparator 10, a loop filter 11, and a voltage controlled oscillator 12. The phase comparator 10 is constituted by an exclusive OR (Ex-OR) circuit. The phase comparator 10 includes an energization timing waveform signal VPS output from the comparator 15 and a reference square output from the voltage controlled oscillator 12. The wave signal PT is input.

【００５１】そして、図２に示すように、前記位相比較
器１０は通電タイミング波形信号ＶPSと基準方形波信号
ＰT との位相差を比較し、位相差によってデューティが
変化する補正方形波信号ＶPS3 を出力するようになって
いる。Then, as shown in FIG. 2, the phase comparator 10 compares the phase difference between the energization timing waveform signal VPS and the reference square wave signal PT, and generates a complementary square wave signal VPS3 whose duty changes according to the phase difference. Output.

【００５２】前記ループフィルター１１は前記位相比較
器１０から出力される補正方形波信号ＶPS3 を積分し、
直流のアナログ電圧信号ＶPS4 を出力するようになって
いる。そして、前記補正方形波信号ＶPS3 のデューティ
が５０％以下の場合、ループフィルター１１はアナログ
電圧信号ＶPS4 のレベルを増加させ、補正方形波信号Ｖ
PS3 のデューティが５０％以上の場合、ループフィルタ
ー１１はアナログ電圧信号ＶPS4 のレベルを減少させる
ようになっている。又、補正方形波信号ＶPS3のデュー
ティが５０％となる場合、ループフィルター１１はアナ
ログ電圧信号ＶPS4 のレベルを一定とするようになって
いる。The loop filter 11 integrates the complementary square wave signal VPS3 output from the phase comparator 10,
A DC analog voltage signal VPS4 is output. When the duty of the complementary square wave signal VPS3 is 50% or less, the loop filter 11 increases the level of the analog voltage signal VPS4, and
When the duty of PS3 is 50% or more, the loop filter 11 reduces the level of the analog voltage signal VPS4. When the duty of the complementary square wave signal VPS3 becomes 50%, the loop filter 11 keeps the level of the analog voltage signal VPS4 constant.

【００５３】前記電圧制御発振器１２は図４に示すよう
に、ループフィルター１１から出力されるアナログ電圧
信号ＶPS4 のレベルに基づいて周波数を変化させ、通電
タイミング波形信号ＶPSに対して９０°の位相遅れとな
る基準方形波信号ＰT を前記位相比較器１０及び三相リ
ングカウンタ４に出力するようになっている。The voltage-controlled oscillator 12 changes the frequency based on the level of the analog voltage signal VPS4 output from the loop filter 11, as shown in FIG. The reference square wave signal PT is output to the phase comparator 10 and the three-phase ring counter 4.

【００５４】従って、前記位相比較器３に入力される基
準方形波信号ＰT が通電タイミング波形信号ＶP に対し
て９０°以下の位相遅れとなる場合、位相比較器３から
出力される補正方形波信号ＶPS3 はデューティが５０％
以下となる。そのため、ループフィルター１１はアナロ
グ電圧信号ＶPS4 のレベルを増加させる。すると、電圧
制御発振器１２から出力される基準方形波信号ＰT の周
波数は上昇する。Therefore, if the reference square wave signal PT input to the phase comparator 3 has a phase delay of 90 ° or less with respect to the energization timing waveform signal VP, the complementary square wave signal output from the phase comparator 3 VPS3 has a duty of 50%
It is as follows. Therefore, the loop filter 11 increases the level of the analog voltage signal VPS4. Then, the frequency of the reference square wave signal PT output from the voltage controlled oscillator 12 increases.

【００５５】又、前記位相比較器１０に入力される基準
方形波信号ＰT が通電タイミング波形信号ＶPSに対して
９０°以上の位相遅れとなる場合、位相比較器１０から
出力される補正方形波信号ＰPS3 はデューティが５０％
以上となる。そのため、ループフィルター１１はアナロ
グ電圧信号ＶPS4 のレベルを減少させる。すると、電圧
制御発振器１２から出力される基準方形波信号ＰT の周
波数は下降する。When the reference square wave signal PT input to the phase comparator 10 has a phase delay of 90 ° or more with respect to the energization timing waveform signal VPS, the complementary square wave signal output from the phase comparator 10 PPS3 has 50% duty
That is all. Therefore, the loop filter 11 reduces the level of the analog voltage signal VPS4. Then, the frequency of the reference square wave signal PT output from the voltage controlled oscillator 12 decreases.

【００５６】更に、前記位相比較器１０に入力される基
準方形波信号ＰT が通電タイミング波形信号ＶPSに対し
て９０°の位相遅れとなる場合、位相比較器１０から出
力される補正方形波信号ＶPS3 はデューティが５０％と
なる。そのため、ループフィルター１１はアナログ電圧
信号ＶPS4 のレベルを変化させない。従って、電圧制御
発振器１２から出力される基準方形波信号ＰT の周波数
も変化しない。Further, when the reference square wave signal PT input to the phase comparator 10 has a phase delay of 90 ° with respect to the energization timing waveform signal VPS, the complementary square wave signal VPS3 output from the phase comparator 10 Has a duty of 50%. Therefore, the loop filter 11 does not change the level of the analog voltage signal VPS4. Therefore, the frequency of the reference square wave signal PT output from the voltage controlled oscillator 12 does not change.

【００５７】これらの一連の動作により、通電タイミン
グ波形信号ＶPSの周波数が変化しても、基準方形波信号
ＰT は通電タイミング波形信号ＶPSと同一の周波数とな
り、更に通電タイミング波形信号ＶPSに対して基準方形
波信号ＰT は常に９０°位相が遅れるように調整され
る。By a series of these operations, even if the frequency of the energization timing waveform signal VPS changes, the reference square wave signal PT has the same frequency as the energization timing waveform signal VPS, and furthermore, the reference to the energization timing waveform signal VPS The square wave signal PT is adjusted so that the phase is always delayed by 90 °.

【００５８】図６に示すように、前記基準方形波信号Ｐ
T の立上がり及び立下がりは前記コンパレータ１５の出
力信号の立上がりと立下がりの中央位置と一致する。つ
まり、各固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW の通電切換を行う通
電タイミングと一致するようになっている。従って、前
記三相リングカウンタ４は基準方形波信号ＰT の立上が
り及び立下がりに基づいて前記三相ブリッジ回路２にお
けるトランジスタＴUH〜ＴWLを適時通電遮断する通電信
号ＳUH〜ＳWLの信号を出力するようになっている。従っ
て、この通電信号ＳUH〜ＳWLに基づいて三相ブリッジ回
路２の各トランジスタＴUH〜ＴWLが適時通電遮断し、固
定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW に順次電流が流れるようになっ
ている。As shown in FIG. 6, the reference square wave signal P
The rise and fall of T coincide with the center position between the rise and fall of the output signal of the comparator 15. In other words, the timing is the same as the energization timing for switching the energization of the fixed windings LU, LV, LW. Therefore, the three-phase ring counter 4 outputs energization signals SUH to SWL for appropriately energizing and deactivating the transistors TUH to TWL in the three-phase bridge circuit 2 based on the rise and fall of the reference square wave signal PT. Has become. Therefore, based on the energization signals SUH to SWL, the transistors TUH to TWL of the three-phase bridge circuit 2 are cut off at appropriate times, and current flows sequentially through the fixed windings LU, LV, LW.

【００５９】次に、上記のように構成された駆動制御回
路の作用を説明する。三相リングカウンタ４が通電信号
ＳUH〜ＳWLを適時出力して三相ブリッジ回路２のトラン
ジスタＴUH〜ＴWLを適時導通遮断させる。すると、モー
タ１の各相の固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW に順次電流が流
れ、電流が流れた固定巻線ＬU ，ＬV，ＬW には端子電
圧ＶU ，ＶV ，ＶW が誘起される。このため、モータ１
の図示しないロータが回転する。Next, the operation of the drive control circuit configured as described above will be described. The three-phase ring counter 4 outputs the energization signals SUH to SWL as appropriate, and disconnects the transistors TUH to TWL of the three-phase bridge circuit 2 as needed. Then, a current sequentially flows through the fixed windings LU, LV, LW of each phase of the motor 1, and terminal voltages VU, VV, VW are induced in the fixed windings LU, LV, LW through which the current has flowed. Therefore, the motor 1
(Not shown) rotates.

【００６０】図６に示すように、コンパレータ１５には
電圧合成回路３の抵抗中性点電圧が入力されるととも
に、固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW の端子電圧ＶU ，ＶV ，
ＶW の合成電圧が入力される。そのため、コンパレータ
１５からは各固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW の通電切換を行
う通電タイミングの情報を持つ通電タイミング波形信号
ＶPSが出力される。コンパレータ１５の通電タイミング
波形信号ＶPSは基準信号回路９の位相比較器１０に出力
される。As shown in FIG. 6, the neutral voltage of the resistor of the voltage synthesizing circuit 3 is input to the comparator 15, and the terminal voltages VU, VV, and VU of the fixed windings LU, LV, and LW.
A composite voltage of VW is input. Therefore, the comparator 15 outputs an energization timing waveform signal VPS having information on energization timing for performing energization switching of each of the fixed windings LU, LV, LW. The energization timing waveform signal VPS of the comparator 15 is output to the phase comparator 10 of the reference signal circuit 9.

【００６１】基準信号回路９における位相比較器１０は
通電タイミング波形信号ＶPSと電圧制御発振器１２から
出力される基準方形波信号ＰT との位相差を比較する。
そして、その位相差によってデューティが変化する補正
方形波信号ＶPS3 を出力する。The phase comparator 10 in the reference signal circuit 9 compares the phase difference between the conduction timing waveform signal VPS and the reference square wave signal PT output from the voltage controlled oscillator 12.
Then, it outputs a complementary square wave signal VPS3 whose duty changes according to the phase difference.

【００６２】ループフィルター１１は前記位相比較器１
０から出力される補正方形波信号ＶPS3 を積分し、直流
のアナログ電圧信号ＶPS4 を出力する。そして、前記補
正方形波信号ＶPS3 のデューティが５０％以下の場合、
ループフィルター１１はアナログ電圧信号ＶPS4 のレベ
ルを増加させ、補正方形波信号ＶPS3 のデューティが５
０％以上の場合、ループフィルター１１はアナログ電圧
信号ＶPS4 のレベルを減少させる。又、補正方形波信号
ＶPS3 のデューティが５０％となる場合、ループフィル
ター１１はアナログ電圧信号ＶPS4 のレベルを一定とす
る。The loop filter 11 is connected to the phase comparator 1
It integrates the complementary square wave signal VPS3 output from 0 and outputs a DC analog voltage signal VPS4. When the duty of the complementary square wave signal VPS3 is 50% or less,
The loop filter 11 increases the level of the analog voltage signal VPS4, and the duty of the complementary square wave signal VPS3 is 5
If it is 0% or more, the loop filter 11 reduces the level of the analog voltage signal VPS4. When the duty of the complementary square wave signal VPS3 is 50%, the loop filter 11 keeps the level of the analog voltage signal VPS4 constant.

【００６３】前記ループフィルター１１から出力される
アナログ電圧信号ＶPS4 のレベルに基づいて電圧制御発
振器１２は周波数を変化させ、通電タイミング波形信号
ＶPに対して９０°の位相遅れとなる基準方形波信号ＰT
を前記位相比較器１０及び三相リングカウンタ４に出
力する。The voltage-controlled oscillator 12 changes the frequency based on the level of the analog voltage signal VPS4 output from the loop filter 11, and the reference square wave signal PT having a 90 ° phase delay with respect to the conduction timing waveform signal VP.
Is output to the phase comparator 10 and the three-phase ring counter 4.

【００６４】これらの動作を基準信号回路９が一瞬の間
に行い、通電タイミング波形信号ＶPSに対して９０°の
位相遅れとなる基準方形波信号ＰT を前記位相比較器１
０及び三相リングカウンタ４に出力する。又、通電タイ
ミング波形信号ＶPSの周波数が変化しても、基準方形波
信号ＰT は通電タイミング波形信号ＶPSと同一の周波数
となり、更に通電タイミング波形信号ＶPSに対して基準
方形波信号ＰT は常に９０°位相が遅れるように調整す
ることができる。These operations are performed instantaneously by the reference signal circuit 9, and the reference square wave signal PT having a phase delay of 90 ° with respect to the energization timing waveform signal VPS is converted to the phase comparator 1 signal.
0 and output to the three-phase ring counter 4. Also, even if the frequency of the energization timing waveform signal VPS changes, the reference square wave signal PT has the same frequency as the energization timing waveform signal VPS, and the reference square wave signal PT is always 90 ° with respect to the energization timing waveform signal VPS. It can be adjusted so that the phase is delayed.

【００６５】図６に示すように、三相リングカウンタ４
は基準方形波信号ＰT の立上がり及び立下がりに基づい
て三相ブリッジ回路２におけるトランジスタＴUH〜ＴWL
を適時通電遮断するための通電信号ＳUH〜ＳWLを出力す
る。この結果、１２０°位相を持たせた最適な通電タイ
ミングでトランジスタＴUH〜ＴWLを適時通電遮断してモ
ータ１の固定巻線ＬU ，ＬV ，ＬW に順次電流を流すこ
とができる。As shown in FIG. 6, the three-phase ring counter 4
Are the transistors TUH to TWL in the three-phase bridge circuit 2 based on the rise and fall of the reference square wave signal PT.
Output power supply signals SUH to SWL for timely power supply cutoff. As a result, the transistors TUH to TWL can be appropriately turned off at the optimum energizing timing having a phase of 120 °, and current can be sequentially passed through the fixed windings LU, LV, LW of the motor 1.

【００６６】従って、モータ１の回転数が変化すると通
電タイミング波形信号ＶPSの周波数が変化するが、基準
信号回路９は基準方形波信号ＰT を通電タイミング波形
信号ＶPSと同一の周波数とし、更に通電タイミング波形
信号ＶPSに対して常に９０°位相が遅れるように調整す
ることができる。そのため、基準方形波信号ＰT の立上
がり及び立下がりが最適な通電タイミングと一致する。Therefore, when the rotation speed of the motor 1 changes, the frequency of the power-on timing waveform signal VPS changes. However, the reference signal circuit 9 sets the reference square wave signal PT to the same frequency as the power-on timing waveform signal VPS, It is possible to adjust the waveform signal VPS so that the phase is always delayed by 90 °. Therefore, the rise and fall of the reference square wave signal PT coincide with the optimal energization timing.

【００６７】この結果、モータ１の回転数が変化しても
１２０°位相を持たせた最適な通電タイミングで固定巻
線ＬU ，ＬV ，ＬW に順次電流を流すことができる。
又、第２実施例においては、差動増幅器５の代わりにコ
ンパレータ１５を使用することにより、信号変換回路６
を省略することができるため、更に駆動制御回路の構成
を簡略化することができる。As a result, even if the rotational speed of the motor 1 changes, current can be sequentially passed through the fixed windings LU, LV and LW at an optimal energizing timing having a phase of 120 °.
In the second embodiment, the comparator 15 is used in place of the differential amplifier 5, so that the signal conversion circuit 6
Can be omitted, so that the configuration of the drive control circuit can be further simplified.

【００６８】本発明の第１，２実施例において、通電タ
イミング波形信号ＶPS、反転タイミング波形信号ＶPS4
に対して基準方形波信号ＰT の位相差が９０°となるよ
うに構成したが、この位相差の値は必要に応じて変更す
ることができる。In the first and second embodiments of the present invention, the conduction timing waveform signal VPS and the inverted timing waveform signal VPS4
, The phase difference of the reference square wave signal PT is 90 °, but the value of this phase difference can be changed as required.

【００６９】更に、本実施例においては三相誘導形ブラ
シレスモータに具体化したが、この他に二相形又は四相
以上のブラシレスモータに適用することも可能である。Further, in this embodiment, the present invention is applied to a three-phase induction type brushless motor. However, the present invention can be applied to a two-phase type or a four-phase or more brushless motor.

【００７０】[0070]

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、回
転数の変化に係わらずモータを効率よく駆動させること
ができる優れた効果がある。As described in detail above, according to the present invention, there is an excellent effect that the motor can be efficiently driven regardless of the change in the number of revolutions.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の第１実施例に係るブラシレスモータの
駆動制御回路を示す電気回路図である。FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a drive control circuit of a brushless motor according to a first embodiment of the present invention.

【図２】基準信号回路の各箇所から出力される信号特性
を示す説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram showing characteristics of signals output from respective portions of a reference signal circuit.

【図３】駆動制御回路の動作を説明するタイミングチャ
ート図である。FIG. 3 is a timing chart illustrating the operation of a drive control circuit.

【図４】電圧制御発振器の電圧信号に対する周波数の変
化を示す特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram showing a change in frequency with respect to a voltage signal of a voltage controlled oscillator.

【図５】本発明の第２実施例に係るブラシレスモータの
駆動制御回路を示す電気回路図である。FIG. 5 is an electric circuit diagram showing a drive control circuit of a brushless motor according to a second embodiment of the present invention.

【図６】駆動制御回路の動作を説明するタイミングチャ
ート図である。FIG. 6 is a timing chart illustrating the operation of the drive control circuit.

【図７】ブラシレスモータを駆動制御するための従来の
駆動制御回路を示す電気回路図である。FIG. 7 is an electric circuit diagram showing a conventional drive control circuit for driving and controlling a brushless motor.

【図８】従来の駆動制御回路の動作を説明するタイミン
グチャート図である。FIG. 8 is a timing chart illustrating the operation of a conventional drive control circuit.

【図９】従来の駆動制御回路の動作を説明するタイミン
グチャート図である。FIG. 9 is a timing chart illustrating the operation of a conventional drive control circuit.

【図１０】従来の駆動制御回路の動作を説明するタイミ
ングチャート図である。FIG. 10 is a timing chart illustrating an operation of a conventional drive control circuit.

【図１１】微分フィルターの位相特性図である。FIG. 11 is a phase characteristic diagram of a differential filter.

【図１２】積分フィルターの位相特性図である。FIG. 12 is a phase characteristic diagram of the integration filter.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

３…合成電圧検出手段としての合成電圧検出回路、４…
通電信号出力手段としての三相リングカウンタ、５…通
電タイミング波形生成手段としての通電タイミング波形
生成回路、９…基準方形波信号生成手段としての基準信
号回路、ＳUH〜ＳWL…通電信号、１５…通電タイミング
方形波信号生成手段としてのコンパレータ、ＬU ，ＬV
，ＬW …固定巻線、ＴUH〜ＴWL…スイッチング素子と
してのトランジスタ、ＶU 〜ＶW …端子電圧、ＲU 〜Ｒ
W …抵抗、ＶP …通電タイミング波形、ＶPS2 …方形波
信号（反転タイミング波形信号）、ＰT …基準方形波信
号、ＶPS…通電タイミング波形信号3 ... combined voltage detection circuit as combined voltage detection means, 4 ...
Three-phase ring counter as energization signal output means, 5 ... energization timing waveform generation circuit as energization timing waveform generation means, 9 ... reference signal circuit as reference square wave signal generation means, SUH to SWL ... energization signal, 15 ... energization Comparator, LU, LV as timing square wave signal generating means
, LW ... fixed winding, TUH to TWL ... transistors as switching elements, VU to VW ... terminal voltages, RU to R
W: resistance, VP: energizing timing waveform, VPS2: square wave signal (inverted timing waveform signal), PT: reference square wave signal, VPS: energizing timing waveform signal

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 多相結線された固定巻線にブリッジ形に
結線された複数個のスイッチング素子を接続し、前記ス
イッチング素子を適時導通遮断して各固定巻線に順次電
流を流すブラシレスモータの駆動制御回路において、 前記多相結線の固定巻線に対し並列接続され、該固定巻
線の端子電圧を検出する多相結線となる抵抗より構成さ
れる合成電圧検出手段と、 前記固定巻線の中性点電圧と合成電圧検出手段の抵抗中
性点電圧とに基づいて各相の固定巻線に対して電流を流
す通電タイミングを検出すべく方形波の通電タイミング
波形を生成する通電タイミング方形波信号生成手段と、 前記通電タイミング方形波信号生成手段からの方形波に
対して所定の位相差を持たせた基準方形波信号を出力す
る基準方形波信号生成手段と、 前記基準方形波信号生成手段から出力される基準方形波
信号の立上がり及び立下がりに基づいて前記複数個のス
イッチング素子を適時導通遮断させる通電信号を出力す
る通電信号出力手段とを備え、 前記基準方形波信号生成手段は、位相比較器と、ループ
フィルターと、電圧制御発振器とから構成され、前記位
相比較器は前記通電タイミング方形波信号生成手段から
の方形波と前記電圧制御発振器から出力される基準方形
波信号との位相差を比較して位相差によってデューティ
が変化する補正方形波信号を前記ループフィルターに出
力し、当該ループフィルターは前記補正方形波信号に基
づきアナログ電圧信号を前記電圧制御発振器に出力し、
当該電圧制御発振器は前記アナログ電圧信号のレベルに
基づいて前記通電タイミング方形波信号生成手段からの
方形波に対して所定の位相差を持たせた基準方形波信号
を出力するようにした ブラシレスモータの駆動制御回
路。1. A brushless motor in which a plurality of switching elements connected in a bridge form are connected to a fixed winding connected in a multi-phase manner, and the switching elements are turned on and off at appropriate times to flow current sequentially to each fixed winding. In the drive control circuit, a composite voltage detecting means connected in parallel to the fixed winding of the multi-phase connection and configured as a multi-phase connection resistor for detecting a terminal voltage of the fixed winding; An energizing timing square wave that generates an energizing timing waveform of a square wave to detect an energizing timing at which a current flows through the fixed winding of each phase based on the neutral point voltage and the resistance neutral point voltage of the combined voltage detecting means. Signal generation means, reference square wave signal generation means for outputting a reference square wave signal having a predetermined phase difference with respect to the square wave from the energization timing square wave signal generation means, and the reference square wave And an energization signal output means for outputting an energization signal to timely conduct cut off the plurality of switching elements on the basis of the rise and fall of the reference square wave signal output from the No. generation means, the reference square wave signal generating means Is a phase comparator and a loop
A filter and a voltage-controlled oscillator.
The phase comparator is supplied from the energization timing square wave signal generating means.
Square wave and the reference square output from the voltage controlled oscillator
Compare the phase difference with the
Is output to the loop filter.
And the loop filter is based on the complementary square wave signal.
Output an analog voltage signal to the voltage controlled oscillator,
The voltage controlled oscillator adjusts the level of the analog voltage signal.
From the energization timing square wave signal generating means based on
A reference square wave signal with a predetermined phase difference from the square wave
A drive control circuit for a brushless motor that outputs a signal. 【請求項２】 多相結線された固定巻線にブリッジ形に
結線された複数個のスイッチング素子を接続し、前記ス
イッチング素子を適時導通遮断して各固定巻線に順次電
流を流すブラシレスモータの駆動制御回路において、 前記多相結線の固定巻線に対し並列接続され、該固定巻
線の端子電圧を検出する多相結線となる抵抗より構成さ
れる合成電圧検出手段と、 前記固定巻線の中性点電圧と合成電圧検出手段の抵抗中
性点電圧とに基づいて各相の固定巻線に対して電流を流
す通電タイミングを検出すべく通電タイミング波形を生
成する通電タイミング波形生成手段と、 前記通電タイミング波形生成手段からの通電タイミング
波形を方形波信号に変換する信号変換手段と、 前記信号変換手段からの方形波信号に対して所定の位相
差を持たせた基準方形波信号を出力する基準方形波信号
生成手段と、 前記基準方形波信号生成手段から出力される基準方形波
信号の立上がり及び立下がりに基づいて前記複数個のス
イッチング素子を適時導通遮断させる通電信号を出力す
る通電信号出力手段とを備え、 前記基準方形波信号生成手段は、位相比較器と、ループ
フィルターと、電圧制御発振器とから構成され、前記位
相比較器は前記信号変換手段からの方形波信号と前記電
圧制御発振器から出力される基準方形波信号との位相差
を比較して位相差によってデューティが変化する補正方
形波信号を前記ループフィルターに出力し、当該ループ
フィルターは前記補正方形波信号に基づきアナログ電圧
信号を前記電圧制御発振器に出力し、当該電圧制御発振
器は前記アナログ電圧信号のレベルに基づいて前記信号
変換手段からの方形波信号に対して所定の位相差を持た
せた基準方形波信号を出力するようにした ブラシレスモ
ータの駆動制御回路。2. A brushless motor according to claim 1, wherein a plurality of switching elements connected in a bridge form are connected to the polyphase-connected fixed windings, and the switching elements are turned on and off at appropriate times to flow current sequentially to each fixed winding. In the drive control circuit, a composite voltage detecting means connected in parallel to the fixed winding of the multi-phase connection and configured as a multi-phase connection resistor for detecting a terminal voltage of the fixed winding; Energization timing waveform generation means for generating an energization timing waveform to detect an energization timing for flowing a current to the fixed winding of each phase based on the neutral point voltage and the resistance neutral point voltage of the combined voltage detection means, A signal converting means for converting the energizing timing waveform from the energizing timing waveform generating means into a square wave signal; and a base having a predetermined phase difference with respect to the square wave signal from the signal converting means. A reference square wave signal generating unit that outputs a square wave signal; and an energizing signal that timely turns on and off the plurality of switching elements based on rising and falling of the reference square wave signal output from the reference square wave signal generating unit. and an energization signal output means for outputting the reference square wave signal generating means comprises a phase comparator, a loop
A filter and a voltage-controlled oscillator.
The phase comparator is connected to the square wave signal from the signal conversion means and the electric signal.
Phase difference from reference square wave signal output from pressure controlled oscillator
Compensation method in which duty changes due to phase difference
Outputting a waveform signal to the loop filter;
The filter is an analog voltage based on the complementary square wave signal.
Output the signal to the voltage controlled oscillator, and
The signal based on the level of the analog voltage signal
Has a predetermined phase difference with respect to the square wave signal from the conversion means
A drive control circuit for a brushless motor that outputs a reference square wave signal .