JP3233534B2 - Inverter device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、共振コイル及び共振コ
ンデンサより成る共振回路への通断電をスイッチング素
子のオンオフ制御により行って当該共振コイルに高周波
出力を発生させるインバータ回路を備えたインバータ装
置に関わり、特には上記インバータ回路からの回生電流
を検出する機能を備えたインバータ装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter device having an inverter circuit for generating a high-frequency output in a resonance coil by performing on / off control of a switching element for turning on / off a resonance circuit including a resonance coil and a resonance capacitor. In particular, the present invention relates to an inverter device having a function of detecting a regenerative current from the inverter circuit.

【０００２】[0002]

【従来の技術】例えば誘導加熱調理器においては、その
駆動源として、共振コイル及び共振コンデンサを備えた
インバータ装置が利用される。この種のインバータ装置
は、一般的には、パワートランジスタ或いはＩＧＢＴの
ようなスイッチング素子と、このスイッチング素子のオ
ン状態で直流電源回路から通電される共振コイルとして
の加熱コイルと、上記スイッチング素子と逆並列状態で
接続されたフライホイール用の整流素子と、上記加熱コ
イルと共に共振回路を構成する共振コンデンサとを備え
た構成の所謂シングルエンド形式のものとなっている。2. Description of the Related Art For example, in an induction heating cooker, an inverter device having a resonance coil and a resonance capacitor is used as a driving source thereof. This type of inverter device generally includes a switching element such as a power transistor or an IGBT, a heating coil serving as a resonance coil that is energized from a DC power supply circuit when the switching element is on, and a switching element opposite to the switching element. This is a so-called single-ended type having a configuration including a flywheel rectifying element connected in parallel and a resonance capacitor forming a resonance circuit together with the heating coil.

【０００３】この場合、負荷である鍋の材質がアルミニ
ウムや非磁性ステンレスなどであった場合には、スイッ
チング素子及び整流素子を通じて流れる共振電流が異常
に大きくなる。従って、このような異常共振電流に起因
した上記スイッチング素子及び整流素子の破損という事
態を回避するためには、それらの素子を大容量化する必
要がある。しかも、上述のように異常に大きな共振電流
が流れると、共振電圧も大きくなるため、スイッチング
素子として耐圧の大きなものが必要になると共に、共振
コンデンサとしても高耐圧のものが必要となる。しか
し、このような対策ではスイッチング素子、整流素子及
び共振コンデンサがきわめて高価になり、しかも、加熱
コイル及び共振コンデンサの大容量化も必要になる上
に、放熱対策も十分に行う必要があるため実用的ではな
い。[0003] In this case, when the material of the pot as the load is aluminum, non-magnetic stainless steel, or the like, the resonance current flowing through the switching element and the rectifying element becomes abnormally large. Therefore, in order to avoid a situation in which the switching element and the rectifying element are damaged due to such an abnormal resonance current, it is necessary to increase the capacity of those elements. In addition, when an abnormally large resonance current flows as described above, the resonance voltage also increases. Therefore, a switching element having a high withstand voltage is required, and a resonance capacitor having a high withstand voltage is required. However, such measures make switching elements, rectifiers, and resonant capacitors extremely expensive, and require large-capacity heating coils and resonant capacitors, as well as sufficient heat dissipation measures to be practical. Not a target.

【０００４】そこで、従来では、鍋の材質がアルミニウ
ムや非磁性ステンレスなどであった場合には、整流素子
を通じて大きな回生電流が流れるという現象を利用して
素子の保護を図ることが行われている。具体的には、整
流素子を流れる電流を検出できる位置に電流トランスを
設けると共に、この電流トランスの出力を整流・平滑し
て回生電流を検出する信号処理回路を設け、入力電力を
上げる過程で上記信号処理回路の検出回生電流のレベル
が所定値を越えたときに、インバータ回路を動作停止さ
せたり或いは入力電力を下げるという保護動作を行う構
成とすることが行われている。Therefore, conventionally, when the material of the pot is aluminum, non-magnetic stainless steel, or the like, the element is protected by utilizing a phenomenon that a large regenerative current flows through the rectifying element. . Specifically, a current transformer is provided at a position where a current flowing through the rectifying element can be detected, and a signal processing circuit for rectifying and smoothing the output of the current transformer to detect a regenerative current is provided. When the level of the regenerative current detected by the signal processing circuit exceeds a predetermined value, a protection operation of stopping the operation of the inverter circuit or reducing the input power is performed.

【０００５】この場合、スイッチング素子及び整流素子
は、同一のモールドケース内に収納したパワーモジュー
ルとして構成されることが一般的であるため、実際に
は、整流素子に流れる回生電流を直接的に検出すること
が不可能である。そこで、従来では、前記電流トランス
を、インバータ回路の共振電流が流れる位置に設けるこ
とが行われている。In this case, since the switching element and the rectifying element are generally configured as power modules housed in the same mold case, actually, the regenerative current flowing through the rectifying element is directly detected. It is impossible to do. Therefore, conventionally, the current transformer is provided at a position where a resonance current of the inverter circuit flows.

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来構成では、インバータ回路の共振電流が比較的大きく
なる関係上、大容量で高価な電流トランスが必要になる
という事情があり、このため製造コストの高騰を招くと
いう問題点があった。また、電流トランスによる検出電
流にスイッチング素子を流れる負荷電流と整流素子を流
れる回生電流との双方が含まれるため、回生電流の検出
精度が低下して保護動作の信頼性が低下するという問題
点もある。また、電流トランス自体は元々高価な上、出
力特性にばらつきが多いものであって、その特性ばらつ
きを補正するための調整回路が別途に必要となるから、
必要となる部品数及び調整のための工数が増えるという
事情があり、総じて製造コストの高騰が避けられないと
いう問題点があった。However, in the above-described conventional configuration, a large-capacity and expensive current transformer is required because the resonance current of the inverter circuit is relatively large, and thus the manufacturing cost is reduced. There was a problem that it caused soaring. In addition, since the current detected by the current transformer includes both the load current flowing through the switching element and the regenerative current flowing through the rectifying element, the accuracy of detecting the regenerative current is reduced and the reliability of the protection operation is reduced. is there. In addition, the current transformer itself is originally expensive and has a large variation in output characteristics, and an adjusting circuit for correcting the variation in the characteristics is separately required.
There is a problem that the number of necessary parts and the number of man-hours for adjustment increase, and there has been a problem that a rise in manufacturing cost is generally unavoidable.

【０００７】また、電流トランスに代えてシャント抵抗
を利用することも考えられている。つまり、この場合に
は、上記シャント抵抗をインバータ回路の電源ラインに
介在させ、そのシャント抵抗での電圧降下量に応じて電
流検出を行うことになる。しかしながら、この構成で
は、シャント抵抗に大電流が流れるため発熱が大きくな
るという重大な欠点があり、かといって、発熱を押さえ
るためにシャント抵抗の抵抗値を小さくした場合には、
そのシャント抵抗での電圧降下量が小さくなってＳ／Ｎ
比が大幅に低下することになり、検出精度の低下を招く
ことになる。It has also been considered to use a shunt resistor instead of a current transformer. That is, in this case, the shunt resistor is interposed in the power supply line of the inverter circuit, and current detection is performed according to the voltage drop amount at the shunt resistor. However, this configuration has a serious drawback that a large current flows through the shunt resistor, thereby increasing heat generation. However, if the resistance value of the shunt resistor is reduced to suppress heat generation,
The amount of voltage drop at the shunt resistor is reduced and S / N
The ratio will be greatly reduced, and the detection accuracy will be reduced.

【０００８】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、第１の目的は、インバータ回路に流れる回生電流
を検出するための手段のコスト低減を実現できると共
に、その回生電流検出精度の向上を図り得るようになる
インバータ装置を提供することにある。また、第２の目
的は、上記のような効果の他に、インバータ回路の共振
コイルを高周波誘導加熱用の加熱コイルとして機能させ
る場合に、その共振コイルを通じた負荷の加熱状態を、
当該負荷の材質に応じて自動的に変えるという制御が可
能となるインバータ装置を提供することにある。 [0008] The present invention has been made in view of the above circumstances, the first object, it is possible to realize a cost reduction means for detecting a regenerative current flowing through the inverter circuit, improvement of the regenerative current detection accuracy It is an object of the present invention to provide an inverter device capable of achieving the following. Also the second eye
In addition to the effects described above, the resonance of the inverter circuit
Make the coil function as a heating coil for high-frequency induction heating
The heating state of the load through the resonance coil,
Control that automatically changes according to the material of the load is possible
It is an object of the present invention to provide an effective inverter device.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】本発明は上記第１の目的
を達成するために、出力部に平滑コンデンサを備えた直
流電源回路と、共振回路を形成するための共振コイル及
び共振コンデンサを備えると共に、前記直流電源回路の
出力端子間に前記共振コイルを直列に介して接続された
スイッチング素子及びこのスイッチング素子と逆並列状
態で接続された整流素子を備えて成るインバータ回路
と、このインバータ回路の動作制御を行う制御手段と、
前記平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手
段と、この電流検出手段による検出電流から前記整流素
子を通じて流れる回生電流と同じ極性の電流を検出する
弁別手段及びこの弁別手段による弁別電流のピーク値を
検出するピーク値検出手段より成る回生電流抽出手段を
備えた上で、前記制御手段を、前記ピーク値検出手段に
よる検出ピーク値に基づいて回生電流のレベル判定を行
うように構成したことに特徴を有する（請求項１）。In order to achieve the first object, the present invention comprises a DC power supply circuit having a smoothing capacitor at an output portion, and a resonance coil and a resonance capacitor for forming a resonance circuit. An inverter circuit including a switching element connected in series with the resonance coil between output terminals of the DC power supply circuit, and a rectifying element connected in anti-parallel to the switching element; and Control means for performing operation control;
Current detecting means for detecting a current flowing through the smoothing capacitor; and detecting a current having the same polarity as a regenerative current flowing through the rectifying element from the current detected by the current detecting means.
The discriminating means and the peak value of the discriminating current by the discriminating means.
A regenerative current extracting means comprising a peak value detecting means for detecting
In addition, the control means is provided as the peak value detection means.
The regenerative current level based on the detected peak value
It is characterized in that it is configured as follows.

【００１０】また、上記第１の目的を達成するために、
出力部に平滑コンデンサを備えた直流電源回路と、共振
回路を形成するための共振コイル及び共振コンデンサを
備えると共に、前記直流電源回路の出力端子間に前記共
振コイルを直列に介して接続されたスイッチング素子及
びこのスイッチング素子と逆並列状態で接続された整流
素子を備えて成るインバータ回路と、このインバータ回
路の動作制御を行う制御手段と、前記平滑コンデンサに
流れる電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ
回路内のスイッチング素子がオフされた期間において前
記電流検出手段が検出した電流に基づいて前記整流素子
を通じて流れる回生電流分を抽出する回生電流抽出手段
とを具備した構成とすることもできる（請求項２）。In order to achieve the first object,
DC power supply circuit with a smoothing capacitor in the output section and resonance
Resonant coil and resonant capacitor to form a circuit
And the common terminal between output terminals of the DC power supply circuit.
A switching element connected in series with a vibration coil
Rectifier connected in anti-parallel with the switching element
An inverter circuit comprising elements and the inverter circuit
Control means for controlling the operation of the road;
Current detecting means for detecting a flowing current, and the inverter
Before the switching element in the circuit is turned off
The rectifying element based on the current detected by the current detecting means.
Current extraction means for extracting the regenerative current flowing through
It may be configured provided with the bets (claim 2).

【００１１】さらに、上記第１の目的を達成するため
に、交流電源の出力を整流する整流回路及びその整流出
力を平滑する平滑コンデンサを備えた直流電源回路と、
共振回路を形成するための共振コイル及び共振コンデン
サを備えると共に、前記直流電源回路の出力端子間に前
記共振コイルを直列に介して接続されたスイッチング素
子及びこのスイッチング素子と逆並列状態で接続された
整流素子を備えて成るインバータ回路と、このインバー
タ回路の動作制御を行う制御手段と、前記平滑コンデン
サに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記平滑コ
ンデンサに流れ込む全体の電流と当該平滑コンデンサに
前記整流回路側から流れ込む充電電流との差を前記整流
素子を通じて流れる回生電流分として抽出する回生電流
抽出手段とを具備した構成とすることもできる（請求項
３）。 Further, in order to achieve the first object,
Rectifier circuit for rectifying the output of the AC power supply and its rectifier output
A DC power supply circuit with a smoothing capacitor for smoothing the power,
Resonant coil and resonant capacitor for forming a resonant circuit
And a power supply between the output terminals of the DC power supply circuit.
A switching element connected in series with a resonance coil
Connected in anti-parallel with the
Inverter circuit including a rectifier, and an inverter
Control means for controlling the operation of the smoothing capacitor;
Current detecting means for detecting a current flowing through the
The entire current flowing into the capacitor and the smoothing capacitor
The difference between the charging current flowing from the rectifier circuit side and the rectification
Regenerative current extracted as the regenerative current flowing through the element
An extraction means may be provided (claim 3).

【００１２】前記第２の目的を達成するために、出力部
に平滑コンデンサを備えた直流電源回路と、導電性の負
荷を高周波誘導加熱するための加熱コイルより成る共振
コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを備
え、前記直流電源回路の出力端子間に前記共振コイルを
直列に介して接続されたスイッチング素子及びこのスイ
ッチング素子と逆並列状態で接続された整流素子を備え
て成るインバータ回路と、このインバータ回路の動作制
御を行う制御手段と、前記平滑コンデンサに流れる電流
を検出する電流検出手段と、この電流検出手段による検
出電流から前記整 流素子を通じて流れる回生電流分を抽
出する回生電流抽出手段とを具備した上で、前記制御手
段を、前記回生電流抽出手段により抽出される回生電流
の大小に基づいて前記負荷の材質を判断するように構成
することができる（請求項４）。In order to achieve the second object, an output unit is provided.
DC power supply circuit with a smoothing capacitor
Resonance consisting of heating coil for high frequency induction heating of load
Equipped with a resonance capacitor that forms a resonance circuit with the coil
The resonance coil is connected between output terminals of the DC power supply circuit.
Switching elements connected in series and this switch
Equipped with a rectifier connected in anti-parallel with the switching element
Inverter circuit and operation control of this inverter circuit
Control means for controlling the current flowing through the smoothing capacitor.
Current detecting means for detecting the
Extract the regenerative current component flowing through the rectifying element from the current output
And a regenerative current extracting means for outputting the regenerative current.
The stage is provided with a regenerative current extracted by the regenerative current extracting means.
Configured to determine the material of the load based on the magnitude of
It can be (claim 4).

【００１３】以上のような各構成とする場合において、
前記制御手段を、前記回生電流抽出手段により抽出され
る回生電流のレベルが所定値を越えたときに前記インバ
ータ回路の入力電力を低減させる制御を行う構成とする
ことができる（請求項５）。また、前記平滑コンデンサ
に対して検出用コンデンサを含んで成る分流回路を並列
に接続した上で、前記電流検出手段を、前記検出用コン
デンサに流れる電流に基づいて前記平滑コンデンサに流
れる電流を検出する構成とすることができる（請求項
６）。In each of the above configurations,
The control means is extracted by the regenerative current extraction means.
When the regenerative current level exceeds a predetermined value,
Control to reduce the input power of the data circuit
Can (claim 5). In addition, the smoothing capacitor
A shunt circuit including a detection capacitor in parallel
And the current detection means is connected to the detection
The current flows through the smoothing capacitor based on the current flowing through the capacitor.
Current can be configured to detect that (claim 6).

【００１４】前記分流回路を、前記平滑コンデンサに対
して検出用コンデンサ及び検出用抵抗の直列回路を並列
に接続することにより構成し、その検出用抵抗の端子電
圧に基づいて平滑コンデンサに流れる電流を検出する構
成とすることもできる（請求項７）。The shunt circuit is connected to the smoothing capacitor.
To connect the series circuit of the detection capacitor and detection resistor in parallel.
To the terminal of the detection resistor.
The current flowing through the smoothing capacitor may be detected based on the pressure (claim 7).

【００１５】この場合において、上記分流回路が有する
検出用抵抗として、抵抗値を調節可能なものを利用する
こともできる（請求項８）。In this case, the shunt circuit has
Use a resistor whose resistance can be adjusted as a detection resistor
It is also possible (claim 8).

【００１６】[0016]

【作用】請求項１記載のインバータ装置では、インバー
タ回路内のスイッチング素子がオンされると、直流電源
回路から共振コイルに通電されるようになり、この後に
スイッチング素子がオフされると、共振コイル及び共振
コンデンサによる共振回路が形成されて共振電流が流れ
るようになる。このとき、共振コンデンサから共振コイ
ルに流れる電流によりスイッチング素子の端子電圧が零
になると、整流素子及び共振コイルを通じて回生電流が
流れるようになり、この回生電流は直流電源側の平滑コ
ンデンサに流れ込むようになる。このように回生電流が
流れる期間中にスイッチング素子が再オンされると、直
流電源回路から共振コイルに通電されるようになり、以
後、スイッチング素子のオフ及びオンが繰り返されるの
に応じて、高周波電流が共振コイルを通じて流れるよう
になる。In the inverter device according to the first aspect, when the switching element in the inverter circuit is turned on, current flows from the DC power supply circuit to the resonance coil, and when the switching element is turned off thereafter, the resonance coil is turned off. In addition, a resonance circuit is formed by the resonance capacitor and a resonance current flows. At this time, when the terminal voltage of the switching element becomes zero due to the current flowing from the resonance capacitor to the resonance coil, a regenerative current flows through the rectifying element and the resonance coil, and the regenerative current flows into the smoothing capacitor on the DC power supply side. Become. When the switching element is turned on again during the period in which the regenerative current flows, the DC power supply circuit supplies current to the resonance coil, and thereafter, as the switching element is repeatedly turned off and on, the high frequency is applied. Current flows through the resonant coil.

【００１７】電流検出手段は、前記平滑コンデンサに流
れる電流を検出するようになるが、その検出電流中に
は、上述のような回生電流の他に当該平滑コンデンサ本
来の作用に応じた充電電流及び放電電流が含まれる。回
生電流抽出手段においては、弁別手段が、電流検出手段
による検出電流から回生電流と同じ極性の電流を弁別す
ると共に、ピーク値検出手段が、斯かる弁別電流のピー
ク値を回生電流を示す信号として検出するようになり、
制御手段においては、上記検出ピーク値に基づいて回生
電流のレベル判定を行うようになる。この場合、電流検
出手段による検出電流のうち、回生電流と同じ極性の電
流成分には、平滑コンデンサに対する充電電流も含まれ
ることになるが、上記同極性の電流成分のピーク値は回
生電流に対応したものになると共に、そのピーク値と回
生電流の大きさとの間には相関関係があるから、結果的
に回生電流の抽出を正確に行い得ることになる。また、
インバータ回路に流れる回生電流を検出するに際して
は、比較的小さな電流を検出すれば済むものであり、当
該インバータ回路の共振電流を検出する場合に比べて、
その検出を簡単且つ安価な構成にて正確に行い得るよう
になる。The current detecting means detects the current flowing through the smoothing capacitor. The detected current includes, in addition to the regenerative current as described above, a charging current and a charging current corresponding to the original operation of the smoothing capacitor. Discharge current is included. In the regenerative current extracting means , the discriminating means is a current detecting means.
The current of the same polarity as the regenerative current from the current detected by the
And the peak value detecting means detects the peak of the discrimination current.
Current value is detected as a signal indicating the regenerative current,
The control means performs regeneration based on the detected peak value.
The current level is determined. In this case, the current detection
Of the current detected by the output means has the same polarity as the regenerative current.
The flow component includes the charging current for the smoothing capacitor.
However, the peak value of the current component of the same polarity
It will correspond to the raw current, and its peak value and
Because there is a correlation between the magnitude of the raw current,
Therefore, the regenerative current can be accurately extracted. Also,
In detecting the regenerative current flowing in the inverter circuit, it is sufficient to detect a relatively small current, and compared to detecting the resonance current of the inverter circuit,
The detection can be accurately performed with a simple and inexpensive configuration.

【００１８】請求項２記載のインバータ装置において
も、インバータ回路内のスイッチング素子のオフ及びオ
ンが繰り返されるのに応じて、高周波電流が共振コイル
を通じて流れるようになる。また、電流検出手段が、平
滑コンデンサに流れる電流、つまり回生電流の他に当該
平滑コンデンサ本来の作用に応じた充電電流及び放電電
流を含んだ電流を検出するようになる。回生電流抽出手
段においては、インバータ回路内のスイッチング素子が
オフされた期間において電流検出手段が検出した電流に
基づいて回生電流分の抽出を行うようになるが、上記オ
フ期間は共振コイル及び共振コンデンサによる共振回路
が形成されて回生電流が流れる期間に相当するから、そ
の抽出を確実に行い得るようになる。また、インバータ
回路に流れる回生電流を検出するに際しては、比較的小
さな電流を検出すれば済むものであり、当該インバータ
回路の共振電流を検出する場合に比べて、その検出を簡
単且 つ安価な構成にて正確に行い得るようになる。[0018] Oite the inverter apparatus according to claim 2, wherein
Also turns off and on the switching elements in the inverter circuit.
The high-frequency current is applied to the resonant coil as the
To flow through. Further, the current detecting means is
In addition to the current flowing through the smoothing capacitor,
Charging current and discharging current according to the function of the smoothing capacitor
The current including the current is detected. Regenerative current extraction
In the stage, the switching elements in the inverter circuit are
The current detected by the current detection means during the off period
The regenerative current is extracted based on the
During the resonance period, a resonance circuit with a resonance coil and a resonance capacitor
This corresponds to the period during which regenerative current flows when
Can be reliably extracted. In addition, the inverter
When detecting the regenerative current flowing in the circuit, a relatively small
It is only necessary to detect a small current, and the inverter
The detection is simpler than when detecting the resonance current of a circuit.
So as to be carried out accurately by a single-且 one low-cost structure.

【００１９】請求項３記載のインバータ装置において
も、インバータ回路内のスイッチング素子のオフ及びオ
ンが繰り返されるのに応じて、高周波電流が共振コイル
を通じて流れるようになる。また、電流検出手段が、平
滑コンデンサに流れる電流、つまり回生電流の他に当該
平滑コンデンサ本来の作用に応じた充電電流及び放電電
流を含んだ電流を検出するようになる。回生電流抽出手
段においては、平滑コンデンサに流れ込む全体の電流
（つまり平滑コンデンサに対して、交流電源の出力を整
流する整流回路側から流れ込む充電電流及び整流素子を
通じて流れ込む回生電流の合計電流）と、当該平滑コン
デンサに整流回路側から流れ込む充電電流との差を、整
流素子を通じて流れる回生電流分として抽出するように
なるから、回生電流の抽出を正確に行い得るようにな
る。また、インバータ回路に流れる回生電流を検出する
に際しては、比較的小さな電流を検出すれば済むもので
あり、当該インバータ回路の共振電流を検出する場合に
比べて、その検出を簡単且つ安価な構成にて正確に行い
得るようになる。[0019] Oite the inverter apparatus according to claim 3, wherein
Also turns off and on the switching elements in the inverter circuit.
The high-frequency current is applied to the resonant coil as the
To flow through. Further, the current detecting means is
In addition to the current flowing through the smoothing capacitor,
Charging current and discharging current according to the function of the smoothing capacitor
The current including the current is detected. Regenerative current extraction
In the stage, the total current flowing into the smoothing capacitor
(That is, the output of the AC power supply is
The charging current flowing from the rectifying circuit side and the rectifying element
(The total regenerative current flowing through the
The difference between the charge current flowing into the capacitor from the rectifier circuit side
Extracted as the regenerative current flowing through the flow element
Therefore, the regenerative current can be accurately extracted.
You. Also detects regenerative current flowing in the inverter circuit
In this case, it is only necessary to detect a relatively small current.
Yes, when detecting the resonance current of the inverter circuit
In comparison, the detection is performed accurately with a simple and inexpensive configuration.
You will get .

【００２０】請求項４記載のインバータ装置において
も、インバータ回路内のスイッチング素子のオフ及びオ
ンが繰り返されるのに応じて、高周波電流が共振コイル
を通じて流れるようになり、電流検出手段が、平滑コン
デンサに流れる電流、つまり回生電流の他に当該平滑コ
ンデンサ本来の作用に応じた充電電流及び放電電流を含
んだ電流を検出するようになる。このインバータ装置で
は、上記共振コイルは導電性ある負荷を高周波誘導加熱
する加熱コイルとして機能するようになるが、この場合
において、制御手段は、回生電流抽出手段により抽出さ
れる回生電流の大小に基づいて上記負荷の材質を判断す
るようになる。従って、例えば、加熱コイルを通じた負
荷の加熱状態を、当該負荷の材質に応じて自動的に変え
るといった制御が可能となる。In the inverter device according to the fourth aspect ,
Also turns off and on the switching elements in the inverter circuit.
The high-frequency current is applied to the resonant coil as the
And the current detection means
In addition to the current flowing through the capacitor,
Including charge current and discharge current according to the
Current will be detected. With this inverter device
The above-mentioned resonance coil heats a conductive load with high frequency induction
Will function as a heating coil.
In the control means, the regenerative current extraction means extracts
The load material is determined based on the magnitude of the regenerative current
Become so. Thus, for example, a negative
Automatically changes the heating state of the load according to the material of the load
Control .

【００２１】請求項５記載のインバータ装置では、前記
インバータ回路の動作制御を行う制御手段は、上記のよ
うに回生電流抽出手段により抽出される回生電流のレベ
ルが 所定値を越えたときに当該インバータ回路の入力電
力を低減させる制御（入力電力を零にする制御も含む概
念である）を行うようになる。従って、回生電流が異常
に増大したときには、これを検知してインバータ回路を
過電流及び過電圧による破損から確実に保護できるよう
になる。[0021] In the inverter apparatus according to claim 5, the
The control means for controlling the operation of the inverter circuit is as described above.
The level of the regenerative current extracted by the regenerative current
Input voltage of the inverter circuit when the Le exceeds a predetermined value
Control to reduce force (including control to reduce input power to zero)
Just in case). Therefore, the regenerative current is abnormal
When it increases, this is detected and the inverter circuit is activated.
Ensures protection from damage due to overcurrent and overvoltage
Become

【００２２】請求項６記載のインバータ装置では、平滑
コンデンサに流れる電流が、検出コンデンサを含んで成
る分流回路に分流するようになり、電流検出手段は、上
記コンデンサに流れる電流に基づいて平滑コンデンサに
流れる電流を検出するようになる。従って、この場合に
は、分流回路に流れる比較的小さい電流を検出すること
によって、回生電流を検出できるようになるから、電流
検出手段の大幅な小容量化及びこれに伴う製造コストの
低減を実現できるようになる。In the inverter device according to the sixth aspect, the smoothing is performed.
The current flowing through the capacitor
And the current detecting means is
The smoothing capacitor based on the current flowing through the capacitor.
The flowing current is detected. So in this case
Is to detect a relatively small current flowing in the shunt circuit
The regenerative current can be detected by
Significant reduction in detection means capacity and associated manufacturing cost
The reduction can be realized .

【００２３】請求項７記載のインバータ装置では、分流
回路を構成する検出用コンデンサ及び検出用抵抗の直列
回路に対して、平滑コンデンサに流れる電流に比例した
レベルの電流が流れるようになるから、その検出用抵抗
の端子電圧に基づいて平滑コンデンサに流れる電流を検
出できるようになる。この場合、高価な電流トランスが
不要であると共に、分流回路が有する検出用コンデンサ
及び検出用抵抗自体は、特性ばらつきが小さいものであ
るから、回生電流の検出特性が大きくばらつく虞がなく
なる。しかも、この場合には、上記分流回路の存在が平
滑コンデンサによる電流平滑機能の障害になる虞がない
と共に、その検出用抵抗の抵抗値を小さく設定する必要
がなくなって、その端子電圧に基づいた電流検出精度の
向上を実現できるようになり、また、上記検出用コンデ
ンサにも電流平滑機能を期待できるようになるから、平
滑コンデンサの容量を増やしたと同等の効果が得られる
利点もある。[0023] In the inverter device according to the seventh aspect, the shunt current
Series of detection capacitor and detection resistor that constitute the circuit
Proportional to the current flowing through the smoothing capacitor
Since the current of the level flows, the detection resistor
Current flowing through the smoothing capacitor based on the terminal voltage of
You can get out. In this case, an expensive current transformer
Unnecessary detection capacitor in the shunt circuit
And the detection resistor itself has a small characteristic variation.
Therefore, there is no possibility that the detection characteristics of the regenerative current vary greatly.
Become. In addition, in this case, the existence of the shunt circuit is flat.
There is no risk of obstruction of the current smoothing function by the smoothing capacitor
In addition, it is necessary to set the resistance value of the detection resistor small.
Is lost, and the current detection accuracy based on the terminal voltage
Improvement, and the detection condition
Sensor can also be expected to have a current smoothing function.
The same effect can be obtained by increasing the capacity of the smoothing capacitor
There are advantages too .

【００２４】請求項８記載のインバータ装置では、検出
用抵抗の抵抗値を調節することが可能な構成となってい
るが、当該検出用抵抗及びこれと共に分流回路を構成す
る検出用コンデンサの特性ばらつきが小さいという事情
があるから、特性ばらつきの補正を、検出用抵抗の抵抗
値を微調整するだけで簡単に行い得るようになる。 In the inverter device according to the present invention, the detection is performed.
It is configured so that the resistance value of the
However, the detection resistor and the shunt circuit are configured together with the detection resistor.
Of small variation in characteristics of detection capacitors
Correction of the characteristic variation, the resistance of the detection resistor
It can be easily done by just fine-tuning the value.

【００２５】[0025]

【実施例】以下、本発明を誘導加熱調理器用のインバー
タ装置に適用した第１実施例について図１〜図５を参照
しながら説明する。全体の電気的構成を概略的に示す図
１において、インバータ回路１の電源を構成する直流電
源回路２は、交流電源回路３の出力を整流回路としての
全波整流器４によって整流すると共に、その整流出力を
平滑用チョークコイル５を介して直流電源ライン２ａ・
２ｂ間に与えるようになっており、その電源ライン２ａ
・２ｂ間に平滑コンデンサ６を接続した構成となってい
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment in which the present invention is applied to an inverter device for an induction heating cooker will be described below with reference to FIGS. In FIG. 1 schematically showing the entire electric configuration, a DC power supply circuit 2 constituting a power supply of an inverter circuit 1 rectifies an output of an AC power supply circuit 3 by a full-wave rectifier 4 as a rectifier circuit, and rectifies the output. The output is supplied to the DC power supply line 2a via the choke coil 5 for smoothing.
2b, and the power supply line 2a
The configuration is such that the smoothing capacitor 6 is connected between 2b.

【００２６】上記交流電源回路３は、商用交流電源の出
力を電源プラグ７、電源スイッチ８及びヒューズ９を介
して受ける交流電源ライン３ａ・３ｂを備えており、そ
の電源ライン３ａ・３ｂ間にバリスタ１０及び雑音防止
コンデンサ１１を接続した構成となっている。この場
合、上記交流電源ライン３ａ・３ｂ間には、前記インバ
ータ回路１のための冷却装置用ファンモータ１２が接続
されており、これにより、電源スイッチ８のオン状態で
は常時においてインバータ回路１の冷却が行われる構成
となっている。The AC power supply circuit 3 includes AC power supply lines 3a and 3b for receiving the output of a commercial AC power supply through a power supply plug 7, a power switch 8 and a fuse 9, and a varistor between the power supply lines 3a and 3b. 10 and a noise prevention capacitor 11 are connected. In this case, a cooling device fan motor 12 for the inverter circuit 1 is connected between the AC power supply lines 3a and 3b, whereby the cooling of the inverter circuit 1 is always performed when the power switch 8 is turned on. Is performed.

【００２７】インバータ回路１は、シングルエンド形式
のもので、前記直流電源ライン２ａ・２ｂ間に、鍋Ａ
（本発明でいう負荷に相当）に対し高周波磁界を鎖交さ
せるための共振コイルとしての加熱コイル１３及びスイ
ッチング素子としての例えばＩＧＢＴ１４のコレクタ・
エミッタ間を直列に接続すると共に、整流素子としての
フライホイールダイオード１５をＩＧＢＴ１４と逆並列
状態に接続し、さらに、加熱コイル１３と並列に共振コ
ンデンサ１６を接続することにより構成されている。
尚、上記ＩＧＢＴ１４及びフライホイールダイオード１
５は、同一のモールドケース内に収納したパワーモジュ
ールとして構成されるもので、前記冷却装置用ファンモ
ータ１２によって冷却される放熱板（図示せず）に取り
付けられている。The inverter circuit 1 is of a single-end type and has a pot A between the DC power supply lines 2a and 2b.
A heating coil 13 serving as a resonance coil for linking a high-frequency magnetic field to a load (corresponding to the load in the present invention) and a collector / switch of an IGBT 14 serving as a switching element.
The emitters are connected in series, a flywheel diode 15 as a rectifying element is connected in an anti-parallel state with the IGBT 14, and a resonance capacitor 16 is connected in parallel with the heating coil 13.
The IGBT 14 and the flywheel diode 1
Reference numeral 5 denotes a power module housed in the same mold case, which is attached to a radiator plate (not shown) cooled by the cooling device fan motor 12.

【００２８】さて、以下においては、上記インバータ回
路１の動作制御を行うための制御手段として設けられた
制御回路装置１７について説明する。即ち、発振制御部
１８は、インバータ回路１内のＩＧＢＴ１４をＰＷＭ信
号に基づいてオンオフさせるためのもので、タイミング
回路１９、発振回路２０、出力制御回路２１及びベース
ドライブ回路２２によって構成されている。A control circuit device 17 provided as control means for controlling the operation of the inverter circuit 1 will be described below. That is, the oscillation control unit 18 turns on and off the IGBT 14 in the inverter circuit 1 based on the PWM signal, and includes a timing circuit 19, an oscillation circuit 20, an output control circuit 21, and a base drive circuit 22.

【００２９】上記タイミング回路１９は、ＩＧＢＴ１４
のスイッチングロスを最小にするためのタイミング信号
を、当該ＩＧＢＴ１４のコレクタ電圧に基づいて発生す
るようになっており、そのタイミング信号により発振回
路２０の発振タイミングが決定される。この発振回路２
０は、前記ＰＷＭ信号のキャリー信号となる鋸波信号Ｓ
ｃを発生する構成となっており、出力制御回路２１は、
上記鋸波信号Ｓｃと後述する演算処理回路２３からの出
力基準レベル信号Ｓref との比較に基づいて方形波状の
ＰＷＭ信号を発生する。ベースドライブ回路２２は、上
記ＰＷＭ信号を増幅してＩＧＢＴ１４に与えることによ
り、そのＩＧＢＴ１４をパルス幅変調方式でスイッチン
グさせる。The timing circuit 19 includes an IGBT 14
A timing signal for minimizing the switching loss of the IGBT 14 is generated based on the collector voltage of the IGBT 14, and the timing signal determines the oscillation timing of the oscillation circuit 20. This oscillation circuit 2
0 is a sawtooth signal S serving as a carry signal of the PWM signal.
c, and the output control circuit 21
A square-wave PWM signal is generated based on a comparison between the sawtooth signal Sc and an output reference level signal Sref from an arithmetic processing circuit 23 described later. The base drive circuit 22 amplifies the PWM signal and supplies it to the IGBT 14, thereby switching the IGBT 14 by a pulse width modulation method.

【００３０】尚、発振回路２０は、演算処理回路２３か
ら後述のように出力される発振停止指令信号Ｓａを受け
たときに発振を停止して一定電圧レベルの動作停止信号
を発生するようになっており、出力制御回路２１は、こ
の動作停止信号が前記鋸波信号Ｓｃに代わって与えられ
る状態では、連続的な零レベル信号を発生してＩＧＢＴ
１４をオフ状態に保持し、以てインバータ回路１を動作
停止状態に保持する構成となっている。When the oscillation circuit 20 receives an oscillation stop command signal Sa output from the arithmetic processing circuit 23 as described later, the oscillation circuit 20 stops oscillation and generates an operation stop signal at a constant voltage level. The output control circuit 21 generates a continuous zero-level signal when the operation stop signal is applied instead of the sawtooth signal Sc to output the IGBT.
14 is kept off, and the inverter circuit 1 is kept off.

【００３１】入力電流検出回路２４は、交流電源回路３
内の電源ライン３ｂに介在された電流トランス２４ａを
備えており、その電流トランス２４ａの二次側出力に基
づいて装置全体の入力電流を検出すると共に、その検出
電流値に応じた電圧レベルの入力検出信号Ｓinを前記演
算処理回路２３内の入力比較部２３ａに与える構成とな
っている。また、操作部２５は、インバータ回路１の動
作開始指令並びに出力設定を行う機能を備えたもので、
その出力設定値に応じた電圧レベルの出力設定信号Ｓps
を上記入力比較部２３ａに与える構成となっている。The input current detection circuit 24 includes the AC power supply circuit 3
And a current transformer 24a interposed in the power supply line 3b in the inside, detects an input current of the entire device based on a secondary output of the current transformer 24a, and inputs a voltage level corresponding to the detected current value. The configuration is such that the detection signal Sin is provided to an input comparison unit 23a in the arithmetic processing circuit 23. The operation unit 25 has a function of performing an operation start command and an output setting of the inverter circuit 1.
An output setting signal Sps of a voltage level corresponding to the output setting value
Is given to the input comparing section 23a.

【００３２】尚、上記演算処理回路２３は、マイクロコ
ンピュータにより構成されるものであるが、ここでは説
明の便宜上、その主要機能部分である前記入力比較部２
３ａ及び後述する回生電流比較部２３ｂについてのみ機
能ブロックによって示している。The arithmetic processing circuit 23 is constituted by a microcomputer. Here, for convenience of explanation, the input comparing section 2 which is a main functional part thereof is described here.
Only 3a and a regenerative current comparison unit 23b described later are shown by functional blocks.

【００３３】上記入力比較部２３ａは、入力電流検出回
路２４からの入力検出信号Ｓinと操作部２５からの出力
設定信号Ｓpsとの比較結果に基づいて前記出力レベル基
準信号Ｓref を作成するものであり、その出力レベル基
準信号Ｓref を前記出力制御回路２１に与える。The input comparing section 23a generates the output level reference signal Sref based on a comparison result between the input detection signal Sin from the input current detection circuit 24 and the output setting signal Sps from the operation section 25. And its output level reference signal Sref to the output control circuit 21.

【００３４】本発明でいう分流回路に相当した電流サン
プリング回路２６は、検出用コンデンサ２６ａ及び本発
明でいう電流検出手段に相当した検出用抵抗２６ｂの直
列回路を、直流電源回路２内の平滑コンデンサ６と並列
に接続することにより、本来は当該平滑コンデンサ６に
流れる電流の一部を分流させる構成となっており、その
検出用コンデンサ２６ａ及び検出用抵抗２６ｂの共通接
続点から当該検出用抵抗２６ｂの端子電圧を示す電流検
出信号Ｖｘを出力するようになっている。A current sampling circuit 26 corresponding to a shunt circuit according to the present invention includes a series circuit of a detecting capacitor 26a and a detecting resistor 26b corresponding to a current detecting means according to the present invention, and a smoothing capacitor in the DC power supply circuit 2. 6 in parallel with each other, a part of the current flowing through the smoothing capacitor 6 is originally shunted, and the detection resistor 26b is connected from the common connection point of the detection capacitor 26a and the detection resistor 26b. And outputs a current detection signal Vx indicating the terminal voltage.

【００３５】本発明でいう回生電流抽出手段に相当した
回生電流検出回路２７は、上記電流検出信号Ｖｘから前
記フライホイールダイオード１５を通じて流れる回生電
流に対応した成分を抽出するためのもので、具体的に
は、図２のような構成となっている。The regenerative current detecting circuit 27 corresponding to the regenerative current extracting means in the present invention is for extracting a component corresponding to the regenerative current flowing through the flywheel diode 15 from the current detection signal Vx. Has a configuration as shown in FIG.

【００３６】即ち、図２において、回生電流検出回路２
７は、電流サンプリング回路２６内の検出用抵抗２６ｂ
の両端に、図示極性のダイオード２８（本発明でいう弁
別手段に相当）を接続すると共に、そのダイオード２８
の両端と一対の出力端子２７ａ及び２７ｂとの間に、ピ
ーク値検出手段としてのピークホールド回路２９を抵抗
３０を介して接続することにより構成されている。That is, in FIG.
7 is a detection resistor 26b in the current sampling circuit 26
, A diode 28 (corresponding to a discriminating means in the present invention) having a polarity shown in FIG.
And a pair of output terminals 27a and 27b, a peak hold circuit 29 as a peak value detecting means is connected via a resistor 30.

【００３７】この場合、上記ダイオード２８は、電流サ
ンプリング回路２６内の検出用コンデンサ２６ａを流れ
る電流のうち、平滑コンデンサ６の放電電流と同じ極性
の電流をバイパスさせ、以て平滑コンデンサ６に流れる
充電電流及び回生電流と同じ極性の電流（図２中矢印Ａ
方向の電流）のみを当該電流サンプリング回路２６内の
検出用抵抗２６ｂに流すという弁別動作を行うようにな
っている。このような弁別動作が行われる結果、電流サ
ンプリング回路２６から出力される電流検出信号Ｖｘ
は、当該電流サンプリング回路２６に対して、前記回生
電流と異なる極性の電流が流れているときにダイオード
２８でバイパスしたレベル（実質的にはダイオード２８
の順方向電圧降下に対応したレベル）となるが、その回
生電流と同じ極性の電流が流れているときに、その電流
のレベルに対応した値を示すようになる。In this case, the diode 28 bypasses the current having the same polarity as the discharge current of the smoothing capacitor 6 out of the current flowing through the detecting capacitor 26 a in the current sampling circuit 26, so that the charge flowing through the smoothing capacitor 6 is performed. A current having the same polarity as the current and the regenerative current (arrow A in FIG. 2)
(Current in the current direction) to the detection resistor 26b in the current sampling circuit 26. As a result of performing such a discrimination operation, the current detection signal Vx output from the current sampling circuit 26
Is the level bypassed by the diode 28 when the current having the polarity different from the regenerative current flows to the current sampling circuit 26 (essentially, the diode 28
(A level corresponding to the forward voltage drop), but when a current having the same polarity as that of the regenerative current flows, a value corresponding to the level of the current is shown.

【００３８】前記抵抗３０は、ダイオード２８のカソー
ドとピークホールド回路２９との間に介在されており、
ピークホールド回路２９は、その抵抗３０と一方の出力
端子２７ａとの間に図示極性のダイオード３１を接続す
ると共に、前記ダイオード２８のアノードを他方の出力
端子２７ｂに直接的に接続し、さらに、上記出力端子２
７ａ及び２７ｂ間にピークホールド用のコンデンサ３２
及び放電抵抗３３を並列に接続することにより構成され
ている。この場合、上記コンデンサ３２及び放電抵抗３
３により形成される放電回路の時定数は比較的大きな値
に設定されている。これにより、ピークホールド回路２
９のコンデンサ３２は、電流検出信号Ｖｘのピーク値を
所定時間以上保持するようになり、その端子電圧がピー
ク値信号Ｖxpとして出力されることになる。The resistor 30 is interposed between the cathode of the diode 28 and the peak hold circuit 29.
The peak hold circuit 29 connects a diode 31 having the illustrated polarity between the resistor 30 and one output terminal 27a, and directly connects the anode of the diode 28 to the other output terminal 27b. Output terminal 2
Capacitor 32 for peak hold between 7a and 27b
And the discharge resistor 33 are connected in parallel. In this case, the capacitor 32 and the discharge resistor 3
The time constant of the discharge circuit formed by 3 is set to a relatively large value. Thereby, the peak hold circuit 2
The capacitor 32 of No. 9 holds the peak value of the current detection signal Vx for a predetermined time or more, and the terminal voltage is output as the peak value signal Vxp.

【００３９】図１に翻って、前記演算処理回路２３内の
回生電流比較部２３ｂは、上記回生電流検出回路２７か
らのピーク値信号Ｖxpを受けるようになっており、その
ピーク値信号Ｖxpにより示される回生電流のレベルが予
め設定された上限レベル以上あるときに、前述した発振
停止指令信号Ｓａを出力して発振制御部１８内の発振回
路２０に与えるようになっている。Returning to FIG. 1, the regenerative current comparator 23b in the arithmetic processing circuit 23 receives the peak value signal Vxp from the regenerative current detection circuit 27, and is indicated by the peak value signal Vxp. When the level of the regenerative current is equal to or higher than a preset upper limit level, the above-described oscillation stop command signal Sa is output and given to the oscillation circuit 20 in the oscillation control unit 18.

【００４０】温度センサ３４は、前記ＩＧＢＴ１４及び
フライホイールダイオード１５により構成されたパワー
モジュールの温度を検知するように設けられており、そ
の温度検知信号を演算処理回路２３に与えるようになっ
ている。この場合、演算処理回路２３は、温度センサ３
４による検知温度が所定の上限温度以上となったとき
に、例えば、入力比較部２３ａからの出力レベル基準信
号Ｓref のレベルを下げることによって、発振制御部１
８内の出力制御回路２１から出力されるＰＷＭ信号のオ
ンパルス幅を小さくする制御、つまりインバータ回路１
の出力が下がるような制御を行う構成となっている。ま
た、演算処理回路２３は、操作部２５による出力設定状
態や載置された鍋Ａが使用不可能なものである旨などの
表示を表示器３５を通じて行い得るようになっている。The temperature sensor 34 is provided so as to detect the temperature of the power module constituted by the IGBT 14 and the flywheel diode 15, and supplies a temperature detection signal to the arithmetic processing circuit 23. In this case, the arithmetic processing circuit 23 includes the temperature sensor 3
When the temperature detected by the control unit 4 becomes equal to or higher than the predetermined upper limit temperature, for example, the level of the output level reference signal Sref from the input comparing unit 23a is reduced to thereby control the oscillation control unit 1.
8, the control to reduce the ON pulse width of the PWM signal output from the output control circuit 21, ie, the inverter circuit 1
Is controlled so as to reduce the output of. In addition, the arithmetic processing circuit 23 can display through the display unit 35 the output setting state of the operation unit 25 and the indication that the placed pot A is unusable.

【００４１】次に、上記構成の作用について、演算処理
回路２３による具体的な制御内容及びこれに関連した部
分の作用と共に図３〜図５も参照しながら説明する。即
ち、加熱コイル１３上に鍋Ａを載置した状態で、電源ス
イッチ８をオンすると共に、操作部２５を通じてインバ
ータ回路１の動作開始を指令すると、演算処理回路２３
は、鍋Ａの材質を判定するための材質判定制御動作を実
行する。具体的には、この材質判定制御動作時には、発
振制御部１８内の出力制御回路２１に対して、インバー
タ回路１が一定出力（例えば加熱コイル１３上に載置さ
れた鍋Ａの材質が磁性ステンレスのような適正なもので
あった状態での入力電力換算値で６００Ｗ）で動作する
のに必要なレベルの出力レベル基準信号Ｓref を、入力
比較部２３ａから短時間（例えば２００ｍ秒）だけ出力
する。Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIGS. 3 to 5 together with the specific control contents of the arithmetic processing circuit 23 and the operation of the parts related thereto. That is, when the power switch 8 is turned on while the pot A is placed on the heating coil 13 and the operation start of the inverter circuit 1 is commanded through the operation unit 25, the arithmetic processing circuit 23
Executes a material determination control operation for determining the material of the pot A. Specifically, during the material determination control operation, the inverter circuit 1 outputs a constant output (for example, the material of the pot A placed on the heating coil 13 is a magnetic stainless steel) to the output control circuit 21 in the oscillation control unit 18. An output level reference signal Sref of a level necessary to operate at an input power conversion value of 600 W in an appropriate state as described above is output from the input comparing section 23a for a short time (for example, 200 ms). .

【００４２】上記出力レベル基準信号Ｓref が出力され
た期間には、これを受ける出力制御回路２１からのＰＷ
Ｍ信号によって、ＩＧＢＴ１４が例えば図３（ａ）に示
すようにオンオフされ、以てインバータ回路１が発振動
作を行うようになる。このとき、インバータ回路１内の
ＩＧＢＴ１４のオン期間には、直流電源回路２から加熱
コイル１３を通じて電流が流れると共に、そのＩＧＢＴ
１４のオフ期間において、加熱コイル１３及び共振コン
デンサ１６による共振回路が形成されるが、この状態で
は、共振コンデンサ１６の充放電が加熱コイル１３を通
じて行われるようになり、特に放電時においてＩＧＢＴ
１４のコレクタ・エミッタ間電圧がほぼ零となって共振
コンデンサ１６からの放電が停止したときには、フライ
ホイールダイオード１５及び加熱コイル１３を通じて直
流電源２側の平滑コンデンサ６に回生電流が流れる。During the period when the output level reference signal Sref is output, the PW from the output control circuit 21 receiving the output level reference signal Sref is received.
The IGBT 14 is turned on and off by the M signal, for example, as shown in FIG. 3A, so that the inverter circuit 1 performs an oscillating operation. At this time, during the ON period of the IGBT 14 in the inverter circuit 1, current flows from the DC power supply circuit 2 through the heating coil 13 and the IGBT 14
In the off period of 14, a resonance circuit is formed by the heating coil 13 and the resonance capacitor 16. In this state, the charging and discharging of the resonance capacitor 16 is performed through the heating coil 13.
When the voltage between the collector and the emitter of the capacitor 14 becomes almost zero and the discharge from the resonance capacitor 16 stops, a regenerative current flows to the smoothing capacitor 6 on the DC power supply 2 side through the flywheel diode 15 and the heating coil 13.

【００４３】この場合、平滑コンデンサ６には、上記の
ような回生電流以外の電流（高周波電流）も流れるもの
であり、図３（ｂ）には、鍋Ａの材質が磁性ステンレス
のような適正なものであった場合において平滑コンデン
サ６に流れる電流波形例が示されている。In this case, a current (high-frequency current) other than the regenerative current as described above also flows through the smoothing capacitor 6. FIG. 3B shows that the material of the pot A is an appropriate material such as magnetic stainless steel. In this case, an example of the waveform of the current flowing through the smoothing capacitor 6 is shown.

【００４４】この図３（ｂ）において、プラス極性側の
電流が平滑コンデンサ６の充電方向の電流に対応し、マ
イナス極性側の電流が平滑コンデンサ６の放電方向の電
流に対応するものであり、上記充電方向の電流のうち、
Ｉａで示した部分が、交流電源回路３から全波整流器４
及びチョークコイル５を介して流れ込む充電電流に対応
し、Ｉｂで示した部分がインバータ回路１からの回生電
流、Ｉｃで示した部分が放電電流に対応する。尚、イン
バータ回路１内のＩＧＢＴ１４がオフした期間中には、
全波整流器４側からチョークコイル５を介して平滑コン
デンサ６に流れ込む上記充電電流Ｉａのレベルは、平滑
用チョークコイル５の働きにより略一定となる。In FIG. 3B, the current on the positive polarity side corresponds to the current in the charging direction of the smoothing capacitor 6, and the current on the negative polarity side corresponds to the current in the discharging direction of the smoothing capacitor 6. Of the currents in the charging direction,
The portion indicated by Ia is a signal from the AC power supply circuit 3 to the full-wave rectifier 4.
The portion indicated by Ib corresponds to the regenerative current from the inverter circuit 1, and the portion indicated by Ic corresponds to the discharge current. Incidentally, during the period when the IGBT 14 in the inverter circuit 1 is turned off,
The level of the charging current Ia flowing into the smoothing capacitor 6 from the full-wave rectifier 4 via the choke coil 5 becomes substantially constant by the action of the smoothing choke coil 5.

【００４５】要するに、電流サンプリング回路２６に分
流する電流中には、上記のような回生電流、充電電流及
び放電電流の成分が含まれることになる。この場合、上
記電流サンプリング回路２６内の検出用抵抗２６ｂの端
子電圧を電流検出信号Ｖｘとして受ける回生電流検出回
路２７は、回生電流と異なる極性の電流（図３（ｂ）に
Ｉｃで示す放電電流）が流れている期間においては、そ
の電流検出信号Ｖｘのレベルをダイオード２８での順方
向電圧降下分ＶF に相当したレベルに変化させるように
なるから、実際の電流検出信号Ｖｘの波形は図３（ｃ）
に示す状態となる。In short, the current shunted to the current sampling circuit 26 includes the components of the regenerative current, the charging current, and the discharging current as described above. In this case, the regenerative current detection circuit 27 that receives the terminal voltage of the detection resistor 26b in the current sampling circuit 26 as the current detection signal Vx outputs a current having a polarity different from the regenerative current (discharge current indicated by Ic in FIG. 3B). 3), the level of the current detection signal Vx is changed to a level corresponding to the forward voltage drop VF in the diode 28. Therefore, the actual waveform of the current detection signal Vx is shown in FIG. (C)
The state shown in FIG.

【００４６】また、回生電流検出回路２７内のピークホ
ールド回路２９においては、上記図３（ｃ）に示す電流
検出信号Ｖｘによりコンデンサ３２が充電されるように
なって、そのコンデンサ３２の端子電圧が図３（ｄ）の
ようなピーク値信号Ｖxpとして出力されるものである。
従って、このピーク値信号Ｖxpは、回生電流のピーク値
にほぼ比例した値を示すようになる。Further, in the peak hold circuit 29 in the regenerative current detection circuit 27, the capacitor 32 is charged by the current detection signal Vx shown in FIG. 3C, and the terminal voltage of the capacitor 32 is reduced. It is output as a peak value signal Vxp as shown in FIG.
Therefore, the peak value signal Vxp shows a value substantially proportional to the peak value of the regenerative current.

【００４７】ここで、上記ピーク値信号Ｖxpを受ける演
算処理回路２３内の回生電流比較部２３ｂは、そのピー
ク値信号Ｖxpのレベルが予め設定された所定値Ｖmax
（例えば図３（ｄ）に示すように６Ｖ）を越えた状態と
なったときに、発振停止指令信号Ｓａを出力して発振制
御部１８内の発振回路２０に与えるようになっている
が、鍋Ａの材質が適正であった場合には、図３（ｄ）の
例のようにＶxp≦Ｖmax の関係にあるため、回生電流比
較部２３ｂが発振停止指令信号Ｓａを出力することはな
い。Here, the regenerative current comparison unit 23b in the arithmetic processing circuit 23 receiving the peak value signal Vxp determines that the level of the peak value signal Vxp is a predetermined value Vmax.
(For example, when the voltage exceeds 6 V as shown in FIG. 3D), an oscillation stop command signal Sa is output and given to the oscillation circuit 20 in the oscillation controller 18. If the material of the pot A is proper, the relationship of Vxp ≦ Vmax is satisfied as in the example of FIG. 3D, so that the regenerative current comparison unit 23b does not output the oscillation stop command signal Sa.

【００４８】このように材質判定制御動作を実行したと
きに発振停止指令信号Ｓａが出力されなかった場合に
は、演算処理回路２３は、入力比較部２３ａからの出力
レベル基準信号Ｓref を発振制御部１８に対し継続的に
与えるようになる。これにより、インバータ回路１が、
操作部２５で設定された出力にて動作されるようになっ
て、鍋Ａの誘導加熱が行われるようになる。When the oscillation stop command signal Sa is not output when the material determination control operation is performed, the arithmetic processing circuit 23 outputs the output level reference signal Sref from the input comparing section 23a to the oscillation control section. 18 will be given continuously. Thereby, the inverter circuit 1
The operation is performed with the output set by the operation unit 25, and the induction heating of the pot A is performed.

【００４９】これに対して、鍋Ａの材質が不適正であっ
た場合には、平滑コンデンサ６に流れる回生電流成分が
大きくなる。具体的には、鍋Ａの材質が非磁性ステンレ
スであった場合には、平滑コンデンサ６に図４（ａ）に
示すような電流が流れ、鍋Ａの材質がアルミニウムであ
った場合には、平滑コンデンサ６に図５（ａ）に示すよ
うな電流が流れる。これに伴い、電流サンプリング回路
２６内の検出用抵抗２６ｂの両端に現れる電流検出信号
Ｖｘの波形は、それぞれ図４（ｂ）及び図５（ｂ）に示
すような状態となり、回生電流検出回路２７内のピーク
ホールド回路２９からのピーク値信号Ｖxpの波形は、そ
れぞれ図４（ｃ）及び図５（ｃ）に示すような状態とな
る。On the other hand, when the material of the pot A is inappropriate, the regenerative current component flowing through the smoothing capacitor 6 increases. Specifically, when the material of the pot A is non-magnetic stainless steel, a current as shown in FIG. 4A flows through the smoothing capacitor 6, and when the material of the pot A is aluminum, A current as shown in FIG. 5A flows through the smoothing capacitor 6. Accordingly, the waveforms of the current detection signal Vx appearing at both ends of the detection resistor 26b in the current sampling circuit 26 are in the states shown in FIGS. 4B and 5B, respectively, and the regenerative current detection circuit 27 The waveforms of the peak value signal Vxp from the peak hold circuit 29 are in the states shown in FIGS. 4C and 5C, respectively.

【００５０】このように鍋Ａの材質が不適正であった各
場合には、Ｖxp＞Ｖmax の関係になるため、回生電流比
較部２３ｂが発振停止指令信号Ｓａを出力するようにな
り、これに応じて発振制御部１８がインバータ回路１を
動作停止状態に保持するようになる。尚、この場合に
は、演算処理回路２３は、載置された鍋Ａが不適正なも
のである旨の表示を表示器３５を通じて行うと共に、入
力比較部２３ａからの出力レベル基準信号Ｓref を出力
停止し、以てインバータ回路１の動作を禁止した状態を
保持する。In each case where the material of the pot A is inappropriate as described above, the relationship of Vxp> Vmax is satisfied, so that the regenerative current comparison unit 23b outputs the oscillation stop command signal Sa. Accordingly, the oscillation control unit 18 holds the inverter circuit 1 in the operation stop state. In this case, the arithmetic processing circuit 23 displays through the display 35 that the placed pot A is incorrect, and outputs the output level reference signal Sref from the input comparing section 23a. The operation is stopped, and the operation of the inverter circuit 1 is prohibited.

【００５１】従って、上記した本実施例の構成によれ
ば、加熱コイル１３に載置された鍋Ａが、当該加熱コイ
ル１３による誘導加熱には不適な材質であった場合、或
いはその他の原因で回生電流が異常に増大した場合に
は、その増大状態を検知してインバータ回路１を過電流
及び過電圧による破損から確実に保護できるようにな
る。この場合、回生電流を検出するための電流検出手段
として、検出用コンデンサ２６ａ及び検出用抵抗２６ｂ
の直列回路より成る電流サンプリング回路２６を設ける
構成としたから、回生電流を検出するときには、比較的
小さな電流を検出すれば済むようになる。この結果、共
振電流を検出するための高価な電流トランスが必要な従
来構成に比べて、回生電流の検出を簡単且つ安価な構成
にて正確に行い得るようになる。Therefore, according to the configuration of the present embodiment, the pot A placed on the heating coil 13 is made of a material unsuitable for induction heating by the heating coil 13 or due to other reasons. When the regenerative current increases abnormally, the increase state is detected, and the inverter circuit 1 can be reliably protected from damage due to overcurrent and overvoltage. In this case, as the current detecting means for detecting the regenerative current, the detecting capacitor 26a and the detecting resistor 26b
Since the current sampling circuit 26 composed of the series circuit is provided, when detecting the regenerative current, a relatively small current can be detected. As a result, the regenerative current can be accurately detected with a simple and inexpensive configuration as compared with the conventional configuration that requires an expensive current transformer for detecting the resonance current.

【００５２】しかも、電流サンプリング回路２６を構成
する検出用コンデンサ２６ａ及び検出用抵抗２６ｂ自体
は、特性ばらつきが小さいものであるから、特性ばらつ
き補正用の調整回路を不要にできるようになり、総じて
製造コストの引き下げを実現できるようになる。Moreover, since the detection capacitor 26a and the detection resistor 26b constituting the current sampling circuit 26 have a small characteristic variation, an adjustment circuit for correcting the characteristic variation can be dispensed with. The cost can be reduced.

【００５３】また、電流検出手段として電流トランスを
用いる場合でも、その電流トランスにより平滑コンデン
サ６に流れる比較的小さな電流を検出する配置、例えば
検出用抵抗２６ｂを除去（短絡）して、検出用コンデン
サ２６ａに流れる電流を検出できるように電流検出手段
としての電流トランスを設ける配置とすれば、インバー
タ回路の共振電流を検出する従来構成と比べた場合に
は、その電流トランスとして容量が小さいものを用いれ
ば済むようになって、製造コストの引き下げを実現し得
るものである。Even when a current transformer is used as the current detecting means, an arrangement for detecting a relatively small current flowing through the smoothing capacitor 6 by the current transformer, for example, by removing (short-circuiting) the detection resistor 26b and setting the detection capacitor If a current transformer as current detection means is provided so as to detect the current flowing through 26a, a current transformer having a smaller capacity is used as compared with the conventional configuration for detecting the resonance current of the inverter circuit. As a result, manufacturing costs can be reduced.

【００５４】ここで、平滑コンデンサ６に流れる電流を
検出する手段としては、その平滑コンデンサ６と直列に
接続したシャント抵抗での電圧降下量を利用する手段も
考えられるが、このような手段では、平滑コンデンサ６
本来の機能である電流平滑機能を阻害するという不具合
を招くことになる。かといって、シャント抵抗の抵抗値
を小さくした場合には、そのシャント抵抗での電圧降下
量が小さくなってＳ／Ｎ比の大幅な低下及びこれに伴う
検出精度の低下を招くことになる。Here, as means for detecting the current flowing through the smoothing capacitor 6, means for utilizing a voltage drop at a shunt resistor connected in series with the smoothing capacitor 6 can be considered. Smoothing capacitor 6
This causes a problem that the current smoothing function, which is the original function, is impaired. On the other hand, when the resistance value of the shunt resistor is reduced, the amount of voltage drop at the shunt resistor is reduced, resulting in a significant decrease in the S / N ratio and a corresponding decrease in detection accuracy.

【００５５】これに対して、上記した本実施例では、平
滑コンデンサ６に流れる電流の一部を電流サンプリング
回路２６に分流させると共に、その電流サンプリング回
路２６内の検出用抵抗２６ｂの端子電圧（つまり当該検
出用抵抗２６ｂでの電圧降下量を示す電圧）により電流
検出信号Ｖｘを得る構成としているから、平滑コンデン
サ６による電流平滑機能を阻害することがないと共に、
検出用抵抗２６ｂの抵抗値を小さく設定する必要がなく
なって、電流検出精度の向上を実現できるようになる。
しかも、電流サンプリング回路２６内の検出用コンデン
サ２６ａにも電流平滑機能を期待できるようになるか
ら、平滑コンデンサ６の容量を増やしたと同等の効果が
得られる利点もある。On the other hand, in this embodiment described above, a part of the current flowing through the smoothing capacitor 6 is diverted to the current sampling circuit 26, and the terminal voltage of the detection resistor 26b in the current sampling circuit 26 (that is, the terminal voltage) Since the current detection signal Vx is obtained by the voltage indicating the amount of voltage drop at the detection resistor 26b, the current smoothing function of the smoothing capacitor 6 is not hindered.
There is no need to set the resistance value of the detection resistor 26b to a small value, so that the current detection accuracy can be improved.
In addition, since the current smoothing function can be expected from the detecting capacitor 26a in the current sampling circuit 26, there is an advantage that the same effect can be obtained as the capacity of the smoothing capacitor 6 is increased.

【００５６】尚、上記実施例では、平滑コンデンサ６の
充電方向の電流、例えば図３（ｄ）に示すプラス極性側
の電流のうち、充電電流Ｉａと回生電流Ｉｂとを分別す
るために、検出用抵抗２６ｂの端子電圧を利用して回生
電流のレベルを示すピーク値信号Ｖxpを得る回生電流検
出回路２７を回生電流抽出手段として設ける構成とした
が、このような構成に限らないことは勿論である。具体
的には、例えば、平滑コンデンサ６に流れ込む全体の充
電電流と、当該平滑コンデンサ６に全波整流器４側から
流れ込む充電電流Ｉａとの差を、フライホイールダイオ
ード１５を通じて流れる回生電流分として抽出する構成
の回生電流抽出手段を設けても、回生電流Ｉｂの分別を
容易且つ正確に行い得るものである。このような回生電
流抽出手段は、Ａ／Ｄ変換回路とマイクロコンピュータ
を組み合わせた構成により実現できる。In the above-described embodiment, detection is performed in order to discriminate the charging current Ia and the regenerative current Ib from the current in the charging direction of the smoothing capacitor 6, for example, the current on the positive polarity side shown in FIG. The regenerative current detection circuit 27 for obtaining the peak value signal Vxp indicating the level of the regenerative current using the terminal voltage of the resistor 26b is provided as the regenerative current extracting means. However, the configuration is not limited to such a configuration. is there. Specifically, for example, a difference between the entire charging current flowing into the smoothing capacitor 6 and the charging current Ia flowing into the smoothing capacitor 6 from the full-wave rectifier 4 side is extracted as a regenerative current flowing through the flywheel diode 15. Even if the regenerative current extracting means having the configuration is provided, the regenerative current Ib can be easily and accurately separated. Such regenerative current extracting means can be realized by a configuration in which an A / D conversion circuit and a microcomputer are combined.

【００５７】このような構成を採用する場合、直流電源
回路２は、平滑コンデンサ６及び平滑用チョークコイル
５を備えた構成なっていて、ＩＧＢＴ１４がオフした期
間中において、全波整流器４側から平滑コンデンサ５に
供給される入力電流のレベルが上記チョークコイル５の
働きにより略一定化されることになるから、上記全波整
流器４側からの入力電流と、過渡的に変化する回生電流
との分別が容易となって、上述のような回生電流抽出手
段による回生電流の抽出動作を正確化できるようにな
る。When such a configuration is adopted, the DC power supply circuit 2 has a configuration including the smoothing capacitor 6 and the smoothing choke coil 5, and during the period in which the IGBT 14 is turned off, the DC power supply circuit 2 performs smoothing from the full-wave rectifier 4 side. Since the level of the input current supplied to the capacitor 5 is made substantially constant by the action of the choke coil 5, the input current from the full-wave rectifier 4 is separated from the transiently changing regenerative current. This facilitates the operation of extracting the regenerative current by the regenerative current extracting means as described above.

【００５８】また、上述した第１実施例では、マイクロ
コンピュータにより構成された演算処理回路２３を設け
る構成としたが、その演算処理回路２３内の入力比較部
２３ａ及び回生電流比較部２３ｂの機能をディスクリー
ト回路などの組み合わせにより実現することによって、
マイクロコンピュータを不要な構成とすることもでき
る。In the first embodiment described above, the arithmetic processing circuit 23 constituted by a microcomputer is provided. However, the functions of the input comparing section 23a and the regenerative current comparing section 23b in the arithmetic processing circuit 23 are provided. By realizing with a combination of discrete circuits, etc.,
A microcomputer may be unnecessary.

【００５９】具体的には、本発明の第２実施例を示す図
６のように、入力電流検出回路２４からの入力検出信号
Ｓinと操作部２５からの出力設定信号Ｓpsとの比較結果
に基づいて出力レベル基準信号Ｓref を作成する機能、
温度センサ３４による検知温度が所定の上限温度以上と
なったときに発振停止指令信号Ｓａを出力して発振回路
２０に与える機能を備えた入力比較回路３６を設けると
共に、回生電流検出回路２７からのピーク値信号Ｖxpの
レベルが予め設定された所定値を越えたときに発振停止
指令信号Ｓａを出力する回生電流比較回路３７を設ける
構成とすれば、マイクロコンピュータを不要にできるこ
とになる。More specifically, as shown in FIG. 6 showing the second embodiment of the present invention, based on the comparison result between the input detection signal Sin from the input current detection circuit 24 and the output setting signal Sps from the operation unit 25. A function of generating an output level reference signal Sref by
An input comparison circuit 36 having a function of outputting an oscillation stop command signal Sa to give to the oscillation circuit 20 when the temperature detected by the temperature sensor 34 becomes equal to or higher than a predetermined upper limit temperature is provided. If the regenerative current comparison circuit 37 that outputs the oscillation stop command signal Sa when the level of the peak value signal Vxp exceeds a predetermined value is provided, a microcomputer can be eliminated.

【００６０】また、回生電流抽出手段としては、前記第
１実施例のような回生電流検出回路２７に限らず、以下
のような構成とすることもできる。即ち、図７、図８に
は本発明の第３実施例が示されている。図７において、
回生電流抽出手段としての回生電流検出回路３８は、信
号入力回路３９と回生電流選別回路４０とを備えた構成
となっている。上記信号入力回路３９は、電流サンプリ
ング回路２６内の検出用抵抗２６ｂと並列に図示極性の
ダイオード３９ａを接続すると共に、その検出用抵抗２
６ｂと検出用コンデンサ２６ａとの共通接続点を抵抗３
９ｂ、３９ｃを介して出力端子３９ｄに接続して成る。The regenerative current extracting means is not limited to the regenerative current detection circuit 27 as in the first embodiment, but may have the following configuration. That is, FIGS. 7 and 8 show a third embodiment of the present invention. In FIG.
The regenerative current detection circuit 38 as regenerative current extracting means has a configuration including a signal input circuit 39 and a regenerative current selection circuit 40. The signal input circuit 39 is connected to a diode 39a having the illustrated polarity in parallel with the detection resistor 26b in the current sampling circuit 26, and is connected to the detection resistor 2b.
6b and the detection capacitor 26a are connected by a resistor 3
It is connected to an output terminal 39d via 9b and 39c.

【００６１】回生電流選別回路４０において、コンパレ
ータ４０ａは、インバータ回路１内のＩＧＢＴ１４のコ
レクタ・エミッタ間に接続された分圧用抵抗４０ｂ、４
０ｃの直列回路による分圧電圧Ｖdiv と、グランドレベ
ル電圧とを比較する構成となっており、上記分圧電圧Ｖ
div がグランドレベル電圧より大きい状態時にハイレベ
ル信号を出力する。また、ｎｐｎ形のトランジスタ４０
ｄは、そのコレクタ・エミッタ間が前記信号入力回路３
９の抵抗３９ｂ、３９ｃの共通接続点とグランド端子と
の間に接続されており、上記コンパレータ４０ａからハ
イレベル信号が出力された状態時に抵抗４０ｅ、４０ｆ
によるベースバイアス電圧を受けてオンされるようにな
っている。In the regenerative current selection circuit 40, the comparator 40a includes a voltage dividing resistor 40b, 4 connected between the collector and the emitter of the IGBT 14 in the inverter circuit 1.
0c and the ground level voltage are compared with each other.
Outputs high level signal when div is larger than ground level voltage. Also, an npn transistor 40
d is the signal input circuit 3 between the collector and the emitter.
9 are connected between the common connection point of the resistors 39b and 39c and the ground terminal, and when the comparator 40a outputs a high-level signal, the resistors 40e and 40f
Is turned on in response to the base bias voltage of

【００６２】上述のように構成された回生電流検出回路
３８は次に述べるように機能する。加熱コイル１３に図
８（ａ）のような負荷電流が流れる状態では、分圧用抵
抗４０ｂ、４０ｃの直列回路の両端に図８（ｂ）のよう
な電圧Ｖｚが現れる。つまり、この電圧Ｖｚは、ＩＧＢ
Ｔ１４のオン期間には、その飽和電圧Ｖsat に応じたレ
ベルとなり、ＩＧＢＴ１４のオフ期間には、ダイオード
１５を通じて回生電流（図８（ａ）に斜線帯で示す）が
流れていない状態時にＩＧＢＴ１４のコレクタ電圧ＶCE
に応じたレベルになると共に、回生電流が流れている状
態時にダイオード１５の順方向電圧降下分ＶF に応じた
レベルとなる。The regenerative current detection circuit 38 configured as described above functions as described below. When a load current flows through the heating coil 13 as shown in FIG. 8A, a voltage Vz as shown in FIG. 8B appears at both ends of the series circuit of the voltage dividing resistors 40b and 40c. That is, this voltage Vz is
During the on-period of T14, the level is in accordance with the saturation voltage Vsat. During the off-period of the IGBT 14, the collector of the IGBT 14 is in a state where no regenerative current (indicated by the hatched area in FIG. Voltage VCE
And a level corresponding to the forward voltage drop VF of the diode 15 when the regenerative current is flowing.

【００６３】分圧用抵抗４０ｂ、４０ｃによる分圧電圧
Ｖdiv は、上記電圧Ｖｚに比例するものであり、従って
コンパレータ４０ａの出力は図８（ｃ）のように変化す
ることになる。つまり、コンパレータ４０ａは、回生電
流が流れていない期間には、ハイレベル信号を出力して
トランジスタ４０ｄをオンさせ、回生電流が流れている
期間にはローレベル信号を出力してトランジスタ４０ｄ
をオフ状態に保持するようになる。The voltage divided by the voltage dividing resistors 40b and 40c is proportional to the voltage Vz, so that the output of the comparator 40a changes as shown in FIG. That is, the comparator 40a outputs a high-level signal to turn on the transistor 40d during a period in which no regenerative current flows, and outputs a low-level signal to output a transistor 40d during a period in which regenerative current flows.
Is kept in the off state.

【００６４】この場合、電流サンプリング回路２６内の
検出用抵抗２６ｂの端子電圧は、図８（ｄ）のような状
態となるが、トランジスタ４０ｄのオン期間には、その
端子電圧が当該トランジスタ４０ｄを通じてキャンセル
されることになるため、図８（ｅ）に示すように、トラ
ンジスタ４０ｄのオフ期間における端子電圧のみが出力
端子３９ｄを通じて出力される。この結果、電流サンプ
リング回路２６に分流する電流のうち、ダイオード１５
を流れる回生電流に対応した成分のみが抽出されること
になる。In this case, the terminal voltage of the detection resistor 26b in the current sampling circuit 26 is in a state as shown in FIG. 8D, but during the ON period of the transistor 40d, the terminal voltage is passed through the transistor 40d. Since this is canceled, as shown in FIG. 8E, only the terminal voltage during the off period of the transistor 40d is output through the output terminal 39d. As a result, of the current shunted to the current sampling circuit 26, the diode 15
Only the components corresponding to the regenerative current flowing through are extracted.

【００６５】また、本発明の第４実施例を示す図９のよ
うに、第１実施例の回生電流検出回路２７におけるピー
クホールド回路２９に代えて、Ａ／Ｄ変換回路４１を備
えて成る回生電流検出回路４２を、回生電流抽出手段と
して設ける構成としても良い。この場合、Ａ／Ｄ変換回
路４１は、電流サンプリング回路２６からダイオード２
８を通じて出力される電流検出信号Ｖｘをデジタル信号
に変換し、演算処理回路２３は、そのデジタル信号のピ
ーク値を記憶するというピークホールド動作を行うと共
に、そのピーク値を回生電流比較部２３ｂに与える制御
を行う。As shown in FIG. 9 showing a fourth embodiment of the present invention, a regenerative circuit comprising an A / D conversion circuit 41 instead of the peak hold circuit 29 in the regenerative current detection circuit 27 of the first embodiment. The current detection circuit 42 may be provided as regenerative current extraction means. In this case, the A / D conversion circuit 41 outputs a signal from the current sampling circuit 26 to the diode 2
8, the current detection signal Vx is converted into a digital signal, and the arithmetic processing circuit 23 performs a peak hold operation of storing the peak value of the digital signal, and provides the peak value to the regenerative current comparison unit 23b. Perform control.

【００６６】尚、上記回生電流検出回路４２におけるダ
イオード２８は、図１０に示すように、電流サンプリン
グ回路２６における検出用コンデンサ２６ａ及び検出用
抵抗２６の共通接続点と、抵抗３０との間に順方向に接
続しても良い。The diode 28 in the regenerative current detection circuit 42 is connected between the resistor 30 and the common connection point of the detection capacitor 26a and the detection resistor 26 in the current sampling circuit 26, as shown in FIG. It may be connected in the direction.

【００６７】また、Ａ／Ｄ変換回路４１が、一方の極性
の電圧（この場合、電流サンプリング回路２６に回生電
流と同じ極性の電流が流れたときに検出用抵抗２６ｂの
両端に現れる正極性の電圧）のみをＡ／Ｄ変換する構成
のものであった場合には、回生電流検出回路４２内のダ
イオード２８及び抵抗３０を不要にできる。Further, the A / D conversion circuit 41 outputs a voltage of one polarity (in this case, a positive polarity voltage appearing at both ends of the detection resistor 26b when a current having the same polarity as the regenerative current flows through the current sampling circuit 26). In the case where only the voltage) is A / D converted, the diode 28 and the resistor 30 in the regenerative current detection circuit 42 can be omitted.

【００６８】さらに、演算処理回路２３を構成するマイ
クロコンピュータがＡ／Ｄ変換回路を内蔵した構成のも
のであった場合には、本発明の第５実施例を示す図１１
のように、そのＡ／Ｄ変換回路２３ｃとダイオード２８
とにより、回生電流抽出手段としての回生電流検出回路
４３を構成するようにしても良く、この場合には部品点
数の大幅な削減を実現できる。Further, when the microcomputer constituting the arithmetic processing circuit 23 has a configuration incorporating an A / D conversion circuit, FIG. 11 showing a fifth embodiment of the present invention.
, The A / D conversion circuit 23c and the diode 28
Thus, the regenerative current detection circuit 43 as the regenerative current extracting means may be configured. In this case, the number of components can be significantly reduced.

【００６９】尚、この第５実施例においても、上記回生
電流検出回路４３におけるダイオード２８は、図１２に
示すように、電流サンプリング回路２６における検出用
コンデンサ２６ａ及び検出用抵抗２６ｂの共通接続点
と、演算処理回路２３との間に順方向に接続する構成で
あっても良く、また、Ａ／Ｄ変換回路２３ｃが、一方の
極性の電圧のみをＡ／Ｄ変換する構成のものであった場
合には、回生電流検出回路４３内のダイオード２８を不
要にできる。Also in the fifth embodiment, the diode 28 in the regenerative current detecting circuit 43 is connected to the common connection point of the detecting capacitor 26a and the detecting resistor 26b in the current sampling circuit 26, as shown in FIG. And the arithmetic processing circuit 23 may be connected in the forward direction, and the A / D conversion circuit 23c may be configured to A / D convert only one polarity voltage. In this case, the diode 28 in the regenerative current detection circuit 43 can be omitted.

【００７０】さらに、回生電流抽出手段としては、イン
バータ回路１内のＩＧＢＴ１４がオフされた期間におい
て、電流サンプリング回路２６による検出電圧（検出用
抵抗２６ｂの端子電圧）を読み込むと共に、その読み込
み電圧に基づいて回生電流分の検出を行う構成の手段を
利用することもできる。このような構成とした場合、上
記ＩＧＢＴ１４のオフ期間は、加熱コイル１３及び共振
コンデンサ１６による共振回路が形成されて回生電流が
流れる期間に相当するから、その回生電流の抽出を確実
に行い得るようになる。Further, as the regenerative current extracting means, while the IGBT 14 in the inverter circuit 1 is turned off, the detection voltage (terminal voltage of the detection resistor 26b) detected by the current sampling circuit 26 is read and based on the read voltage. It is also possible to use means having a configuration for detecting the amount of the regenerative current. In such a configuration, the off period of the IGBT 14 corresponds to a period during which a regenerative current flows when a resonance circuit is formed by the heating coil 13 and the resonance capacitor 16, so that the regenerative current can be reliably extracted. become.

【００７１】また、前記第１実施例では、共振コンデン
サ１６を加熱コイル１３と並列に接続する構成とした
が、本発明の第６実施例を示す図１３のように共振コン
デンサ１６をＩＧＢＴ１４のコレクタ・エミッタ間に接
続する構成としても良いものである。In the first embodiment, the resonance capacitor 16 is connected in parallel with the heating coil 13. However, as shown in FIG. 13 showing the sixth embodiment of the present invention, the resonance capacitor 16 is connected to the collector of the IGBT 14. -It is good also as a structure connected between emitters.

【００７２】図１４、図１５には本発明の第７実施例が
示されており、以下これについて前記第１実施例と異な
る部分のみ説明する。即ち、この第７実施例では、第１
実施例における演算処理回路２３に代えて演算処理回路
４４を設けた点に特徴を有するものである。この演算処
理回路４４は、マイクロコンピュータにより構成された
ものであるが、説明の便宜上、その主要機能部分である
入力比較部４４ａ及び回生電流比較部４４ｂについての
み機能ブロックによって示している。FIG. 14 and FIG. 15 show a seventh embodiment of the present invention. Only the portions different from the first embodiment will be described below. That is, in the seventh embodiment, the first
This embodiment is characterized in that an arithmetic processing circuit 44 is provided in place of the arithmetic processing circuit 23 in the embodiment. The arithmetic processing circuit 44 is constituted by a microcomputer, but for convenience of explanation, only the input comparing unit 44a and the regenerative current comparing unit 44b, which are main functional parts, are shown by functional blocks.

【００７３】上記回生電流比較部４４ｂは、回生電流検
出回路２７からのピーク値信号Ｖxpのレベルが予め設定
された所定値Ｖmax （６Ｖ）を越えたときに、入力比較
部４４ａに対し入力電力低減指令信号Ｓｂを出力する構
成となっている。When the level of the peak value signal Vxp from the regenerative current detection circuit 27 exceeds a predetermined value Vmax (6 V), the regenerative current comparator 44b reduces the input power to the input comparator 44a. It is configured to output a command signal Sb.

【００７４】上記入力比較部４４ａは、入力電流検出回
路２４からの入力検出信号Ｓinと操作部２５からの出力
設定信号Ｓpsとの比較結果に基づいて出力レベル基準信
号Ｓref を作成して出力制御回路２１に与えるようにな
っているが、回生電流比較部４４ｂから上記入力電力低
減指令信号Ｓｂを受けたときには、当該出力レベル基準
信号Ｓref のレベルを引き下げることによって、発振制
御部１８内の出力制御回路２１から出力されるＰＷＭ信
号のオンパルス幅を小さくする制御、つまりインバータ
回路１の出力が下がるような制御を行う構成となってい
る。The input comparing section 44a generates an output level reference signal Sref based on a comparison result between the input detection signal Sin from the input current detecting circuit 24 and the output setting signal Sps from the operation section 25, and outputs the output control signal Sref. 21, when the input power reduction command signal Sb is received from the regenerative current comparison unit 44b, the output control circuit in the oscillation control unit 18 is lowered by lowering the level of the output level reference signal Sref. The control for reducing the on-pulse width of the PWM signal output from the inverter 21, that is, the control for decreasing the output of the inverter circuit 1 is performed.

【００７５】さらに、入力比較部４４ａは、上記のよう
に出力レベル基準信号Ｓref のレベルを引き下げたとき
に、インバータ回路１の出力が最小動作入力範囲を下回
ったときには、上記出力レベル基準信号Ｓref を出力停
止すると共に、発振停止指令信号Ｓａを出力して発振回
路２０に与えるようになっている。尚、入力比較部４４
ａは、温度センサ３４による検知温度が所定の上限温度
以上となったときにおいても、発振停止指令信号Ｓａを
出力して発振回路２０に与えるようになっている。Further, when the level of the output level reference signal Sref is lowered as described above, and when the output of the inverter circuit 1 falls below the minimum operation input range, the input comparison section 44a outputs the output level reference signal Sref. The output is stopped, and the oscillation stop command signal Sa is output and given to the oscillation circuit 20. Note that the input comparing unit 44
“a” is such that the oscillation stop command signal Sa is output and given to the oscillation circuit 20 even when the temperature detected by the temperature sensor 34 is equal to or higher than a predetermined upper limit temperature.

【００７６】この場合、演算処理回路４４は、インバー
タ回路１の動作開始時には、第１実施例の演算処理回路
２３と同様の材質判定制御動作を行うものである。つま
り、この材質判定制御動作時には、発振制御部１８内の
出力制御回路２１に対して、インバータ回路１が一定出
力で動作するのに必要なレベルの出力レベル基準信号Ｓ
ref を、入力比較部２３ａから短時間だけ出力する。In this case, the arithmetic processing circuit 44 performs the same material judgment control operation as the arithmetic processing circuit 23 of the first embodiment when the operation of the inverter circuit 1 starts. That is, during the material determination control operation, the output control circuit 21 in the oscillation control unit 18 supplies the output level reference signal S of a level necessary for the inverter circuit 1 to operate at a constant output.
ref is output from the input comparison unit 23a for a short time.

【００７７】すると、上記出力レベル基準信号Ｓref が
出力された期間には、第１実施例で述べたように、イン
バータ回路１が発振動作を行うようになって、ＩＧＢＴ
１４のオン期間には直流電源回路２から加熱コイル１３
を通じて電流が流れると共に、ＩＧＢＴ１４のオフ期間
には加熱コイル１３及び共振コンデンサ１６による共振
回路が形成されるようになり、ＩＧＢＴ１４のコレクタ
電圧がほぼ零となって共振コンデンサ１６からの放電が
停止したときには、フライホイールダイオード１５及び
加熱コイル１３を通じて直流電源２側の平滑コンデンサ
６に回生電流が流れる。Then, during the period when the output level reference signal Sref is output, as described in the first embodiment, the inverter circuit 1 performs the oscillating operation, and the IGBT
During the ON period of 14, the DC power supply circuit 2
When the IGBT 14 is turned off, a resonance circuit including the heating coil 13 and the resonance capacitor 16 is formed, and when the collector voltage of the IGBT 14 becomes substantially zero and the discharge from the resonance capacitor 16 is stopped. A regenerative current flows through the flywheel diode 15 and the heating coil 13 to the smoothing capacitor 6 on the DC power supply 2 side.

【００７８】この場合、電流サンプリング回路２６に分
流する電流中には、上記のような回生電流以外の電流が
流れるようになるが、回生電流検出回路２７内のピーク
ホールド回路２９（図２参照）からは、上記回生電流の
ピーク値にほぼ比例した値を示すピーク値信号Ｖxpが出
力されるようになる。In this case, a current other than the regenerative current flows in the current shunted to the current sampling circuit 26, but the peak hold circuit 29 in the regenerative current detection circuit 27 (see FIG. 2). After that, a peak value signal Vxp indicating a value substantially proportional to the peak value of the regenerative current is output.

【００７９】ここで、上記ピーク値信号Ｖxpを受ける演
算処理回路４４内の回生電流比較部４４ｂは、そのピー
ク値信号Ｖxpのレベルが予め設定された所定値Ｖmax を
越えた状態となったときに、入力電力低減指令信号Ｓｂ
を出力して入力比較部４４ａに与えるようになっている
が、鍋Ａの材質が適正な場合には、Ｖxp≦Ｖmax の関係
となるため、回生電流比較部４４ｂが発振停止指令信号
Ｓａを出力することはない。Here, the regenerative current comparator 44b in the arithmetic processing circuit 44 receiving the peak value signal Vxp operates when the level of the peak value signal Vxp exceeds a predetermined value Vmax. , Input power reduction command signal Sb
Is output to the input comparing section 44a, but when the material of the pot A is appropriate, the relation of Vxp ≦ Vmax is satisfied, so that the regenerative current comparing section 44b outputs the oscillation stop command signal Sa. I will not do it.

【００８０】このように材質判定制御動作を実行したと
きに入力電力低減指令信号Ｓｂが出力されなかった場合
には、演算処理回路４４は、入力比較部４４ａからの出
力レベル基準信号Ｓref を発振制御部１８に対し継続的
に与えるものであるが、このときには、その出力レベル
基準信号Ｓref のレベルを、インバータ回路１が操作部
２５で設定された出力にて動作されるようになるまで次
第に上昇させる制御を行う。これにより、インバータ回
路１が、操作部２５で設定された出力にて動作されるよ
うになって、鍋Ａの誘導加熱が行われるようになる。When the input power reduction command signal Sb is not output when the material determination control operation is performed as described above, the arithmetic processing circuit 44 controls the oscillation of the output level reference signal Sref from the input comparison section 44a. In this case, the level of the output level reference signal Sref is gradually increased until the inverter circuit 1 is operated with the output set by the operation unit 25. Perform control. As a result, the inverter circuit 1 is operated with the output set by the operation unit 25, and the induction heating of the pot A is performed.

【００８１】これに対して、鍋Ａの材質が不適正であっ
た場合、例えば鍋Ａの材質が非磁性ステンレスやアルミ
ニウムなどであった場合には、平滑コンデンサ６に流れ
る回生電流成分が大きくなる。On the other hand, when the material of the pot A is inappropriate, for example, when the material of the pot A is non-magnetic stainless steel or aluminum, the regenerative current component flowing through the smoothing capacitor 6 increases. .

【００８２】このように鍋Ａの材質が不適正であった場
合には、Ｖxp＞Ｖmax の関係になるため、回生電流比較
部４４ｂが入力電力低減指令信号Ｓｂを出力するように
なり、この指令信号Ｓｂを受けた入力比較部４４ａは、
出力レベル基準信号Ｓref のレベルをＶxp≦Ｖmax の状
態となるように引き下げて、インバータ回路１の出力を
低減させる。When the material of the pot A is improper, the relationship of Vxp> Vmax is satisfied, so that the regenerative current comparator 44b outputs the input power reduction command signal Sb. Upon receiving the signal Sb, the input comparing unit 44a
The output level of the inverter circuit 1 is reduced by lowering the level of the output level reference signal Sref so that Vxp ≦ Vmax.

【００８３】そして、このような出力低減制御が行われ
るのに応じて、インバータ回路１の出力が最小動作入力
範囲を下回ったときには、演算処理回路４４は、載置さ
れた鍋Ａが不適正なものである旨の表示を表示器３５を
通じて行う一方で、入力比較部４４ａからの出力レベル
基準信号Ｓref を出力停止すると共に、発振停止指令信
号Ｓａを出力して発振回路２０に与えるものであり、こ
れによりインバータ回路１の動作を禁止した状態を保持
する。When the output of the inverter circuit 1 falls below the minimum operation input range in response to such output reduction control, the arithmetic processing circuit 44 determines that the placed pot A is inappropriate. While the output of the output level reference signal Sref from the input comparing unit 44a is stopped while the display indicating that the signal is the output signal is stopped, the oscillation stop command signal Sa is output and given to the oscillation circuit 20. As a result, the state in which the operation of the inverter circuit 1 is prohibited is maintained.

【００８４】また、上記出力低減制御が行われたときに
おいてインバータ回路１の出力が前記最小動作入力範囲
以上ある場合には、演算処理回路４４は、入力比較部４
４ａから、レベルを引き下げた状態（インバータ回路１
の入力電流を制限した状態）の出力レベル基準信号Ｓre
f を継続的に出力するようになる。これによって、鍋Ａ
の誘導加熱が、その加熱出力を制限した状態で行われる
ものであり、演算処理回路４４は、このような出力制限
状態での加熱が行われている旨を表示装置３５を通じて
表示するようになる。If the output of the inverter circuit 1 is equal to or larger than the minimum operation input range when the output reduction control is performed, the arithmetic processing circuit 44
4a, the level is lowered (inverter circuit 1
Output level reference signal Sre
Output f continuously. By this, pot A
Is performed in a state in which the heating output is limited, and the arithmetic processing circuit 44 displays through the display device 35 that the heating is being performed in such an output limited state. .

【００８５】従って、このような構成とした本実施例に
おいても、加熱コイル１３に載置された鍋Ａが、当該加
熱コイル１３による誘導加熱には不適な材質であった場
合、或いはその他の原因で回生電流が異常に増大した場
合には、その増大状態を検知してインバータ回路１の入
力電力を低減させる制御が行われるから、当該インバー
タ回路１を過電流及び過電圧による破損から確実に保護
できるようになる。Therefore, also in the present embodiment having such a configuration, when the pot A placed on the heating coil 13 is made of a material unsuitable for induction heating by the heating coil 13 or other causes. When the regenerative current increases abnormally, control for reducing the input power of the inverter circuit 1 is performed by detecting the increase state, so that the inverter circuit 1 can be reliably protected from damage due to overcurrent and overvoltage. Become like

【００８６】ところで、図１５には、回生電流のレベル
を示すピーク値信号ＶxpとＩＧＢＴ１４のコレクタ・エ
ミッタ間電圧ＶCEとの関係の一例を、鍋Ａが磁性ステン
レス製の場合（実線）と鍋Ａが非磁性ステンレス製の場
合（破線）について示している。この場合、上記した第
７実施例のように、ピーク値信号Ｖxpが所定値Ｍmax
（６Ｖ）を越えたときにインバータ回路１の出力（イン
バータ回路１の入力電力）を抑制する制御を行う構成と
すれば、その制御に応じて回生電流のレベルが低下して
ＩＧＢＴ１４のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEも低下す
ることになる。このため、インバータ回路１の動作時に
おいては、ＩＧＢＴ１４を、そのコレクタ・エミッタ間
電圧ＶCEを図１５に示すように７００Ｖ強程度以下に抑
制した状態で使用できることになる。従って、ＩＧＢＴ
１４として、耐圧が高い高価なものを使用する必要がな
くなるから、製造コストの抑制を図り得るようになる。FIG. 15 shows an example of the relationship between the peak value signal Vxp indicating the level of the regenerative current and the collector-emitter voltage VCE of the IGBT 14 when the pot A is made of magnetic stainless steel (solid line) and the pot A. Are made of non-magnetic stainless steel (broken line). In this case, as in the seventh embodiment, the peak value signal Vxp is set to the predetermined value Mmax.
If the control for suppressing the output of the inverter circuit 1 (input power of the inverter circuit 1) is performed when the voltage exceeds (6 V), the level of the regenerative current is reduced in accordance with the control, and the collector / emitter of the IGBT 14 is reduced. The intermediate voltage VCE will also decrease. Therefore, when the inverter circuit 1 operates, the IGBT 14 can be used in a state where the collector-emitter voltage VCE is suppressed to about 700 V or less as shown in FIG. Therefore, IGBT
As 14, it is not necessary to use an expensive device having a high withstand voltage, so that the manufacturing cost can be suppressed.

【００８７】尚、上述した第７実施例では、マイクロコ
ンピュータにより構成された演算処理回路４４を設ける
構成としたが、その演算処理回路４４内の入力比較部４
４ａ及び回生電流比較部４４ｂの機能をディスクリート
回路などの組み合わせにより実現することによって、マ
イクロコンピュータを不要な構成とすることもできるも
のであり、図１６には、このような構成を採用した本発
明の第８実施例が示されている。In the seventh embodiment, the arithmetic processing circuit 44 constituted by a microcomputer is provided. However, the input comparing section 4 in the arithmetic processing circuit 44 is provided.
By realizing the functions of the 4a and the regenerative current comparison unit 44b by a combination of discrete circuits and the like, a microcomputer can be made unnecessary, and FIG. 16 shows the present invention adopting such a configuration. An eighth embodiment of the present invention is shown.

【００８８】即ち、図１６において、回生電流比較回路
４５は、回生電流検出回路２７からのピーク値信号Ｖxp
のレベルが予め設定された所定値Ｖmax を越えたとき
に、入力比較回路４６に対し入力電力低減指令信号Ｓｂ
を出力する構成となっている。上記入力比較回路４６
は、入力電流検出回路２４からの入力検出信号Ｓinと操
作部２５からの出力設定信号Ｓpsとの比較結果に基づい
て出力レベル基準信号Ｓref を作成する機能、入力電力
低減指令信号Ｓｂを受けたときに上記出力レベル基準信
号Ｓref のレベルを引き下げる機能、出力レベル基準信
号Ｓref のレベルを引き下げたときにインバータ回路１
の出力が最小動作入力範囲を下回ったときには、上記出
力レベル基準信号Ｓref を出力停止すると共に、発振停
止指令信号Ｓａを出力して発振回路２０に与える機能、
温度センサ３４による検知温度が所定の上限温度以上と
なったときに同じく発振停止指令信号Ｓａを出力して発
振回路２０に与える機能を備えた構成となっている。That is, in FIG. 16, the regenerative current comparison circuit 45 outputs the peak value signal Vxp from the regenerative current detection circuit 27.
Of the input power reduction command signal Sb to the input comparing circuit 46 when the level of
Is output. The input comparison circuit 46
Has a function of generating an output level reference signal Sref based on a result of comparison between an input detection signal Sin from the input current detection circuit 24 and an output setting signal Sps from the operation unit 25, when an input power reduction command signal Sb is received The function of lowering the level of the output level reference signal Sref, and the function of the inverter circuit 1 when the level of the output level reference signal Sref is lowered.
When the output falls below the minimum operation input range, a function of stopping the output of the output level reference signal Sref and outputting the oscillation stop command signal Sa to give to the oscillation circuit 20;
When the temperature detected by the temperature sensor 34 becomes equal to or higher than a predetermined upper limit temperature, a function of outputting the oscillation stop command signal Sa and giving the signal to the oscillation circuit 20 is provided.

【００８９】図１７〜図１９には本発明の第９実施例が
示されており、以下これについて前記第１及び第７実施
例と異なる部分のみ説明する。即ち、この第９実施例
は、回生電流検出回路２７が出力するピーク値信号Ｖxp
により示される回生電流の大小に基づいて鍋Ａの材質を
判定し、その材質判定結果に基づいて加熱コイル１３に
よる加熱出力（インバータ回路１の入力電力）を調節す
るという制御を行う構成に特徴を有する。FIGS. 17 to 19 show a ninth embodiment of the present invention. Only the portions different from the first and seventh embodiments will be described below. That is, in the ninth embodiment, the peak value signal Vxp
Is determined based on the magnitude of the regenerative current indicated by, and control is performed to adjust the heating output (input power of the inverter circuit 1) by the heating coil 13 based on the material determination result. Have.

【００９０】図１７において、第７実施例における演算
処理回路４４に代わる演算処理回路４７は、マイクロコ
ンピュータにより構成されたものであるが、説明の便宜
上、その主要機能部分である入力比較部４７ａ及び材質
判定部４７ｂについてのみ機能ブロックによって示され
ている。In FIG. 17, an arithmetic processing circuit 47 which replaces the arithmetic processing circuit 44 in the seventh embodiment is constituted by a microcomputer. For convenience of explanation, the input comparing section 47a and the input comparing section 47a, which are main functional parts, are provided. Only the material determination unit 47b is shown by a functional block.

【００９１】この場合、上記入力比較部４７ａは、基本
的には第７実施例における入力比較部４４ａと同様の制
御を行う。また、上記材質判定部４７ｂは、回生電流検
出回路２７からのピーク値信号Ｖxpのレベルに基づいて
鍋Ａの材質を判定する。具体的には、上記ピーク値信号
Ｖxpと実際に流れる回生電流のピーク値レベルとの間に
は図１８のような関係があり、インバータ回路１の発振
周波数が同一であれば、ピーク値信号Ｖxpのレベルは鍋
Ａの材質に応じて変化する。つまり、図１８中に示した
ように、ピーク値信号Ｖxpのレベルは、鍋Ａが磁性ステ
ンレス製の場合に比較的小さくなると共に、鍋Ａがアル
ミニウムの場合に比較的大きくなるものであり、鍋Ａが
非磁性ステンレスの場合には上記の中間となる。従っ
て、ピーク値信号Ｖxpのレベルに基づいて鍋Ａの材質を
３段階に判定できるようになる。In this case, the input comparing section 47a basically performs the same control as the input comparing section 44a in the seventh embodiment. Further, the material determination unit 47b determines the material of the pot A based on the level of the peak value signal Vxp from the regenerative current detection circuit 27. Specifically, there is a relationship as shown in FIG. 18 between the peak value signal Vxp and the peak value level of the regenerative current actually flowing, and if the oscillation frequency of the inverter circuit 1 is the same, the peak value signal Vxp Varies depending on the material of the pot A. That is, as shown in FIG. 18, the level of the peak value signal Vxp is relatively small when the pot A is made of magnetic stainless steel, and relatively large when the pot A is made of aluminum. When A is a non-magnetic stainless steel, it is in the middle of the above. Therefore, the material of the pot A can be determined in three stages based on the level of the peak value signal Vxp.

【００９２】材質判定部４７ｂは、このように判定した
鍋Ａの材質がアルミニウム（若しくはこれに類似した材
質）であった場合には、入力比較部４７ａに対し停止指
令信号Ｓｃを出力するものであり、これを受けた入力比
較部４７ａは、出力レベル基準信号Ｓref を出力停止す
ると共に、発振停止指令信号Ｓａを出力して発振回路２
０に与えるようになっている。従って、この場合には、
インバータ回路１の動作が禁止される。If the material of the pot A thus determined is aluminum (or a material similar thereto), the material determining unit 47b outputs a stop command signal Sc to the input comparing unit 47a. The input comparing section 47a receiving this signal stops outputting the output level reference signal Sref and outputs an oscillation stop command signal Sa to output the oscillation circuit 2
0. Therefore, in this case,
The operation of the inverter circuit 1 is prohibited.

【００９３】また、材質判定部４７ｂは、上記のように
判定した鍋Ａの材質が磁性ステンレス（若しくはこれに
類似した材質）であった場合には、入力比較部４７ａに
対する停止指令信号Ｓｃの出力を行わないものであり、
これにより入力比較部４７ａは、入力電流検出回路２４
からの入力検出信号Ｓinと操作部２５からの出力設定信
号Ｓpsとの比較結果に基づいた出力レベル基準信号Ｓre
f を作成して出力制御回路２１に与えるようになり、以
てインバータ回路１が上記出力レベル基準信号Ｓref に
応じた出力で動作されるようになる。When the material of the pot A determined as described above is magnetic stainless steel (or a material similar thereto), the material determining unit 47b outputs the stop command signal Sc to the input comparing unit 47a. Is not performed,
As a result, the input comparing section 47a
The output level reference signal Sre based on the comparison result between the input detection signal Sin from the controller and the output setting signal Sps from the operation unit 25
f is generated and supplied to the output control circuit 21, so that the inverter circuit 1 is operated with an output corresponding to the output level reference signal Sref.

【００９４】さらに、材質判定部４７ｂは、上記のよう
に判定した鍋Ａの材質が非磁性ステンレス（若しくはこ
れに類似した材質）であった場合には、以下のような制
御を行う。つまり、ピーク値信号Ｖxpのレベルが予め設
定された所定値Ｖmax （６Ｖ）を越えたときに、入力比
較部４７ａに対し入力電力低減指令信号Ｓｂを出力し、
この後にピーク値信号Ｖxpのレベルが上記所定値Ｖmax
以下に低下したときには、上記入力電力低減指令信号Ｓ
ｂを出力停止するという制御を繰り返す。Further, when the material of the pot A determined as described above is non-magnetic stainless steel (or a material similar thereto), the material determination section 47b performs the following control. That is, when the level of the peak value signal Vxp exceeds a predetermined value Vmax (6 V) set in advance, an input power reduction command signal Sb is output to the input comparing section 47a.
Thereafter, the level of the peak value signal Vxp is changed to the predetermined value Vmax.
If the input power reduction command signal S
The control of stopping the output of b is repeated.

【００９５】この場合、入力比較部４７ａは、入力電力
低減指令信号Ｓｂの入力期間中において、出力レベル基
準信号Ｓref のレベルを引き下げてインバータ回路１の
出力を低減させ、入力電力低減指令信号Ｓｂの入力が停
止された期間中において、出力レベル基準信号Ｓref を
元のレベルに戻してインバータ回路１の出力を増大させ
るという制御を行うものである。この結果、鍋Ａの材質
が非磁性ステンレス（若しくはこれに類似した材質）で
あった場合には、ピーク値信号Ｖxp及びインバータ回路
１の入力電力が図１９のように変化されるものであり、
これによりインバータ回路１の出力が抑制された状態で
加熱動作が継続されることになる。In this case, during the input period of the input power reduction command signal Sb, the input comparing section 47a lowers the level of the output level reference signal Sref to reduce the output of the inverter circuit 1 and the input power reduction command signal Sb. During the period in which the input is stopped, control is performed such that the output level reference signal Sref is returned to the original level and the output of the inverter circuit 1 is increased. As a result, when the material of the pot A is non-magnetic stainless steel (or a material similar thereto), the peak value signal Vxp and the input power of the inverter circuit 1 are changed as shown in FIG.
As a result, the heating operation is continued with the output of the inverter circuit 1 suppressed.

【００９６】尚、上記材質判定部４７ｂは、鍋Ａの材質
が磁性ステンレス（若しくはこれに類似した材質）と判
定した場合でも、ピーク値信号Ｖxpが予め設定された所
定値Ｖmax を越えたときには、入力電力低減指令信号Ｓ
ｂを入力比較部４７ａに与える構成となっている。[0096] Even when the material of the pot A is determined to be magnetic stainless steel (or a material similar thereto), the material determination section 47b determines whether the peak value signal Vxp exceeds a predetermined value Vmax. Input power reduction command signal S
b is provided to the input comparing section 47a.

【００９７】従って、本実施例によれば、鍋Ａの材質が
非磁性ステンレス（若しくはこれに類似した材質）であ
った場合でも、その鍋Ａの加熱動作を出力を落とした状
態で継続できるようになる。ここで、鍋Ａの径が大きい
場合には、充電電流Ｉａが増大すると共に回生電流Ｉｂ
が小さくなる現象が発生し、鍋Ａの径が小さい場合には
逆の現象が発生する傾向が出るものであるが、上記実施
例では、ピーク値信号Ｖxp、つまり平滑コンデンサ６の
充電方向の電流のピーク値に基づいて回生電流のレベル
を判定する構成としているから、鍋Ａの材質が同じなら
ば、上記ピーク値信号Ｖxpのレベルは、その鍋Ａの径が
大小異なる場合でもほぼ一定になるものであり、結果的
に、ピーク値信号Ｖxpのレベルに基づいた鍋Ａの材質判
定を正確に行い得るようになる。Therefore, according to the present embodiment, even when the material of the pot A is a non-magnetic stainless steel (or a material similar thereto), the heating operation of the pot A can be continued with the output reduced. become. Here, when the diameter of the pot A is large, the charging current Ia increases and the regenerative current Ib
Is small, and when the diameter of the pot A is small, the reverse phenomenon tends to occur. In the above embodiment, however, the peak value signal Vxp, that is, the current in the charging direction of the smoothing capacitor 6 is increased. , The level of the regenerative current is determined based on the peak value of the pan A. If the material of the pan A is the same, the level of the peak value signal Vxp will be substantially constant even when the diameter of the pan A differs. As a result, it is possible to accurately determine the material of the pot A based on the level of the peak value signal Vxp.

【００９８】また、上記第９実施例において、材質判定
部４７ｂによる制御を以下のように行う構成としても良
いものである。つまり、ピーク値信号Ｖxpのレベルが予
め設定された所定値Ｖmax （６Ｖ）を越えたときに、入
力比較部４７ａに対し入力電力低減指令信号Ｓｂを出力
し、この後にピーク値信号Ｖxpのレベルが上記所定値Ｖ
max 以下に低下したときには、上記入力電力低減指令信
号Ｓｂによる入力電力の低減度合を次第に緩和するとい
う制御を行う。このような制御が行われた場合には、ピ
ーク値信号Ｖxp及びインバータ回路１の入力電力が図２
０のように変化されるものであり、この場合にもインバ
ータ回路１の出力が抑制された状態で加熱動作が継続さ
れることになる。In the ninth embodiment, the control by the material determining section 47b may be performed as follows. That is, when the level of the peak value signal Vxp exceeds a predetermined value Vmax (6 V) set in advance, the input power reduction command signal Sb is output to the input comparing unit 47a. The predetermined value V
When the input power decreases below max, control is performed to gradually reduce the degree of reduction of the input power by the input power reduction command signal Sb. When such control is performed, the peak value signal Vxp and the input power of the inverter circuit 1 are changed as shown in FIG.
In this case, the heating operation is continued with the output of the inverter circuit 1 suppressed.

【００９９】尚、上記した各実施例においては、前にも
述べたように、電流サンプリング回路２６を構成する検
出コンデンサ２６ａ及び検出用抵抗２６ｂの特性ばらつ
きが小さいものであるから、特性ばらつき補正用の調整
回路を不要にできるという利点があるが、その特性ばら
つきを厳密に補正する必要がある場合でも、その補正を
簡単に行い得るようになる利点がある。即ち、例えば本
発明の第１０実施例を示す図２１のように、電流サンプ
リング回路２６の検出用抵抗２６ｂの抵抗値を、最適な
値より若干大き目に設定しておき、この検出用抵抗２６
ｂと並列に、特性ばらつき量に応じた抵抗値の検出用抵
抗２６ｃを選択的に接続できる構成としておけば、特性
ばらつきの補正を簡単に行い得るようになる。In each of the above-described embodiments, as described above, since the characteristic variation of the detection capacitor 26a and the detection resistor 26b constituting the current sampling circuit 26 is small, the characteristic variation correction The above-mentioned adjustment circuit can be eliminated, but there is an advantage that even when the characteristic variation needs to be strictly corrected, the correction can be easily performed. That is, for example, as shown in FIG. 21 showing the tenth embodiment of the present invention, the resistance value of the detection resistor 26b of the current sampling circuit 26 is set slightly larger than the optimum value, and
If the configuration is such that the resistance 26c for detecting the resistance value according to the characteristic variation amount can be selectively connected in parallel with b, the characteristic variation can be easily corrected.

【０１００】また、例えば本発明の第１１実施例を示す
図２２のように、検出用抵抗２６ｂと並列に、任意個数
例えば２個の検出用抵抗２６ｄ、２６ｅを接続してお
き、特性ばらつき量に応じて上記検出用抵抗２６ｄ、２
６ｅを選択的に切断する構成としておけば、特性ばらつ
きの補正をさらに簡単に行い得るようになる。Further, as shown in FIG. 22 showing the eleventh embodiment of the present invention, an arbitrary number of, for example, two detection resistors 26d and 26e are connected in parallel with the detection resistor 26b to obtain the characteristic variation amount. The detection resistors 26d, 2d
If the configuration is such that 6e is selectively cut, it is possible to more easily correct the characteristic variation.

【０１０１】その他、本発明は上記した各実施例に限定
されるものではなく、次のような変形或いは拡張が可能
である。抽出された回生電流のレベルが所定値を越えた
ときにインバータ回路１の入力電力を低減させる制御を
行う構成としたが、その低減制御を連続的或いは段階的
に行う構成としても良く、また、入力電力の増加制御に
ついても同様に行う構成とすることができる。インバー
タ回路１を構成するスイッチング素子としては、パワー
トランジスタ、ＧＴＯ、ＦＥＴなどのような自己消弧能
力を備えたスイッチング素子を広く利用することができ
る。誘導加熱調理器に限らず、直流電源回路部分に平滑
コンデンサを備えた誘導加熱装置一般に広く適用でき
る。In addition, the present invention is not limited to the embodiments described above, and the following modifications or extensions are possible. Although the control for reducing the input power of the inverter circuit 1 is performed when the level of the extracted regenerative current exceeds a predetermined value, the reduction control may be performed continuously or stepwise. The control for increasing the input power can be similarly performed. As a switching element constituting the inverter circuit 1, a switching element having a self-extinguishing ability, such as a power transistor, a GTO, or an FET, can be widely used. The present invention can be widely applied not only to the induction heating cooker but also to an induction heating apparatus having a smoothing condenser in a DC power supply circuit portion.

【０１０２】回生電流の大きさをピーク値により検出す
る構成としたが、実効値や平均値により検出する構成と
しても良い。具体的には、例えば、電流サンプリング回
路２６からの電流検出信号ＶｘをＡ／Ｄ変換回路により
デジタル化し、そのデジタルデータに基づいて上記実効
値或いは平均値を演算により求める構成としても良く、
要は回生電流の大きさを検出できる構成であれば良いも
のである。また、インバータ回路１の動作停止制御（或
いは出力の低減制御）を行う場合における回生電流の上
限レベルは、装置全体の入力電流或いは誘導加熱出力な
どの大きさに応じて一義的に決まる値であれば良いもの
である。Although the configuration is such that the magnitude of the regenerative current is detected by the peak value, the configuration may be such that it is detected by the effective value or the average value. Specifically, for example, the current detection signal Vx from the current sampling circuit 26 may be digitized by an A / D conversion circuit, and the effective value or the average value may be calculated based on the digital data.
The point is that any configuration that can detect the magnitude of the regenerative current is sufficient. In addition, the upper limit level of the regenerative current in the case of performing the operation stop control (or the output reduction control) of the inverter circuit 1 is a value uniquely determined according to the magnitude of the input current or the induction heating output of the entire apparatus. It is good.

【０１０３】[0103]

【発明の効果】以上の説明によって明らかなように、請
求項１記載の発明によれば、インバータ回路のための直
流電源回路に設けられた平滑コンデンサに流れる電流を
検出する電流検出手段を設けると共に、この電流検出手
段による検出電流から回生電流と同じ極性の電流を検出
する弁別手段及びこの弁別手段による弁別電流のピーク
値を検出するピーク値検出手段より成る回生電流抽出手
段を設けた上で、制御手段において、前記ピーク値検出
手段による検出ピーク値に基づいて回生電流のレベル判
定を行う構成としたから、回生電流の抽出を正確に行い
得るようになり、また、インバータ回路に流れる回生電
流を検出するための手段として容量が小さいものを利用
できて、そのコスト低減を実現できるようになるという
有益な効果を奏するものである。As is apparent from the above description, according to the first aspect of the present invention, current detecting means for detecting a current flowing through a smoothing capacitor provided in a DC power supply circuit for an inverter circuit is provided. , A current with the same polarity as the regenerative current is detected from the current detected by the current detecting means.
Discriminating means and the peak of the discriminating current by this discriminating means
Regenerative current extraction means consisting of peak value detection means for detecting the value
After the step is provided, the control means detects the peak value.
Means to determine the level of the regenerative current based on the peak value detected by the
The regenerative current is accurately extracted
In addition, there is an advantageous effect that a device having a small capacity can be used as a means for detecting a regenerative current flowing through the inverter circuit, and the cost can be reduced.

【０１０４】請求項２記載の発明によれば、インバータ
回路のための直流電源回路に設けられた平滑コンデンサ
に流れる電流を検出する電流検出手段を設けると共に、
インバータ回路内のスイッチング素子がオフされた期間
において電流検出手段が検出した電流に基づいて回生電
流分の抽出を行う回生電流抽出手段を設ける構成とした
から、回生電流の抽出を確実に行い得るようになり、ま
た、インバータ回路に流れる回生電流を検出するための
手段として容量が小さいものを利用できて、そのコスト
低減を実現できるようになるという有益な効果を奏する
ものである。According to the second aspect of the present invention, the inverter
Smoothing capacitor provided in DC power supply circuit for circuit
Current detection means for detecting the current flowing through
The period during which the switching element in the inverter circuit is turned off
Regenerative power based on the current detected by the current detection
It is configured to provide a regenerative current extraction unit that extracts the flow component.
The regenerative current can be reliably extracted.
To detect the regenerative current flowing through the inverter circuit.
A small capacity can be used as a means, and its cost
Has the beneficial effect of being able to achieve a reduction
Things .

【０１０５】請求項３記載の発明によれば、直流電源回
路を、交流電源の出力を整流する整流回路を備えた構成
とした上で、インバータ回路のための直流電源回路に設
けられた平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検
出手段を設けると共に、平滑 コンデンサに流れ込む全体
の電流と当該平滑コンデンサに前記整流回路側から流れ
込む充電電流との差を整流素子を通じて流れる回生電流
分として抽出する回生電流抽出手段を設ける構成とした
から、回生電流の抽出を正確に行い得るようになり、ま
た、インバータ回路に流れる回生電流を検出するための
手段として容量が小さいものを利用できて、そのコスト
低減を実現できるようになるという有益な効果を奏する
ものである。According to the third aspect of the present invention, the DC power supply
With a rectifier circuit that rectifies the output of the AC power supply
The DC power supply circuit for the inverter circuit.
Current detection to detect the current flowing through the smoothing capacitor
With the discharge means and the whole flowing into the smoothing capacitor
And the current flowing from the rectifier circuit side to the smoothing capacitor.
Regenerative current flowing through the rectifier with the difference from the charging current
It is configured to provide a regenerative current extraction means to extract as minutes
From this, it becomes possible to accurately extract the regenerative current,
To detect the regenerative current flowing through the inverter circuit.
A small capacity can be used as a means, and its cost
Has the beneficial effect of being able to achieve a reduction
Things .

【０１０６】請求項４記載の発明によれば、共振コイル
を導電性の負荷を高周波誘導加熱する加熱コイルとして
構成すると共に、制御手段を、回生電流抽出手段により
抽出される回生電流の大小に基づいて前記負荷の材質を
判断する構成としたから、例えば、加熱コイルを通じた
負荷の加熱状態を当該負荷の材質に応じて自動的に変え
るといった制御が可能となるなど、負荷の高周波誘導加
熱を多様に行い得るようになる。According to the fourth aspect of the invention, a resonance coil is provided.
As a heating coil for high-frequency induction heating of conductive loads
And the control means is controlled by the regenerative current extracting means.
The material of the load is determined based on the magnitude of the regenerative current to be extracted.
Because it was configured to judge, for example, through the heating coil
Automatically changes the heating state of the load according to the material of the load
High-frequency induction heating of the load.
Heat can be varied .

【０１０７】請求項５記載の発明によれば、前記インバ
ータ回路の動作制御を行う制御手段が、上記回生電流抽
出手段により抽出される回生電流のレベルが上限レベル
以上あるときにインバータ回路の入力電流を低減させる
制御を行う構成となっているから、回生電流が異常に増
大したときには、これを検知してインバータ回路を過電
流及び過電圧による破損から確実に保護できるという効
果が得られる。According to the fifth aspect of the present invention, the invar
The control means for controlling the operation of the regenerative circuit
The level of the regenerative current extracted by the output means is the upper limit level
Reduce input current of inverter circuit
The regenerative current increases abnormally due to the control
When it is large, this is detected and the inverter circuit is overpowered.
Current and overvoltage damage.
Fruit is obtained .

【０１０８】請求項６記載の発明によれば、平滑コンデ
ンサに流れる電流が、検出コンデンサを含んで成る分流
回路に分流するように構成した上で、電流検出手段を、
前記検出用コンデンサに流れる電流に基づいて前記平滑
コンデンサに流れる電流を検出する構成としたから、電
流検出手段の大幅な小容量化及びこれに伴う製造コスト
の低減を実現できるようになる。According to the sixth aspect of the present invention, a smooth condenser
Current flowing through the sensor
After shunting the circuit, the current detection means
The smoothing is performed based on a current flowing through the detecting capacitor.
Since the configuration detects the current flowing through the capacitor,
Significantly reduced flow detection means and associated manufacturing costs
Can be reduced .

【０１０９】請求項７記載の発明によれば、前記分流回
路を、平滑コンデンサに対して検出用コンデンサ及び検
出用抵抗の直列回路を並列に接続することにより構成
し、その検出用抵抗の端子電圧に基づいて平滑コンデン
サに流れる電流を検出するよう にしたから、高価且つ特
性が安定しない電流トランスを不要にできて、コストの
一層の低減及び回生電流検出精度の向上を実現できるよ
うになるなどの効果が得られる。According to the seventh aspect of the present invention, the diverting circuit
Path to the smoothing capacitor
Constructed by connecting a series circuit of output resistors in parallel
Smoothing capacitor based on the terminal voltage of the detection resistor.
Because the current flowing through the sensor is detected ,
Current transformer with unstable characteristics can be eliminated,
It is possible to further reduce and improve the accuracy of regenerative current detection.
An effect such as swelling can be obtained .

【０１１０】請求項８記載の発明によれば、分流回路が
有する検出用抵抗の抵抗値を調節できる構成としたか
ら、回生電流検出特性のばらつきの補正を、検出用抵抗
の抵抗値を微調整するだけで簡単に行い得るようにな
る。 According to the invention of claim 8, the shunt circuit is
Whether the resistance value of the detection resistor is adjustable
Correction of variations in regenerative current detection characteristics
It can be easily done simply by fine-tuning the resistance value of
You.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の第１実施例を示す概略的な電気的構成
図FIG. 1 is a schematic electrical configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.

【図２】回生電流検出回路の回路構成図FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a regenerative current detection circuit.

【図３】加熱対象が磁性ステンレス製の鍋であった場合
の各部波形例を示す図FIG. 3 is a diagram showing a waveform example of each part when a heating target is a magnetic stainless steel pot;

【図４】加熱対象が非磁性ステンレス製の鍋であった場
合の各部波形例を示す図FIG. 4 is a diagram showing an example of waveforms of respective parts when a heating target is a nonmagnetic stainless steel pot;

【図５】加熱対象がアルミニウム製の鍋であった場合の
各部波形例を示す図FIG. 5 is a diagram showing a waveform example of each part when an object to be heated is an aluminum pot.

【図６】本発明の第２実施例を示す図１相当図FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 1, showing a second embodiment of the present invention.

【図７】本発明の第３実施例を示す要部の電気的構成図FIG. 7 is an electrical configuration diagram of a main part showing a third embodiment of the present invention.

【図８】各部波形例を示す図FIG. 8 is a diagram showing a waveform example of each part.

【図９】本発明の第４実施例を示す要部の電気的構成図FIG. 9 is an electrical configuration diagram of main parts showing a fourth embodiment of the present invention.

【図１０】同実施例の変形例を示す図９相当図FIG. 10 is a diagram corresponding to FIG. 9 showing a modification of the embodiment.

【図１１】本発明の第５実施例を示す要部の電気的構成
図FIG. 11 is an electrical configuration diagram of a main part showing a fifth embodiment of the present invention.

【図１２】同実施例の変形例を示す図１１相当図FIG. 12 is a diagram corresponding to FIG. 11, showing a modification of the embodiment.

【図１３】本発明の第６実施例を示す図１相当図FIG. 13 is a view corresponding to FIG. 1, showing a sixth embodiment of the present invention.

【図１４】本発明の第７実施例を示す図１相当図FIG. 14 is a view corresponding to FIG. 1, showing a seventh embodiment of the present invention.

【図１５】回生電流のレベルとＩＧＢＴのコレクタ・エ
ミッタ間電圧ＶCEとの関係の一例を示す特性図FIG. 15 is a characteristic diagram showing an example of a relationship between a level of a regenerative current and a collector-emitter voltage VCE of the IGBT.

【図１６】本発明の第８実施例を示す図１相当図FIG. 16 is a view corresponding to FIG. 1, showing an eighth embodiment of the present invention;

【図１７】本発明の第９実施例を示す図１相当図FIG. 17 is a view corresponding to FIG. 1, showing a ninth embodiment of the present invention;

【図１８】ピーク値信号と実際に流れる回生電流のレベ
ルとの関係を示す特性図FIG. 18 is a characteristic diagram showing a relationship between a peak value signal and a level of a regenerative current actually flowing.

【図１９】ピーク値信号及びインバータ回路の入力電力
の変化例を示すタイミングチャートFIG. 19 is a timing chart showing an example of changes in the peak value signal and the input power of the inverter circuit.

【図２０】同第９実施例による制御内容を変形した例を
説明するための図１９相当図FIG. 20 is a diagram corresponding to FIG. 19 for explaining an example in which the control content according to the ninth embodiment is modified;

【図２１】本発明の第１０実施例を示す要部の電気的構
成図FIG. 21 is an electrical configuration diagram of main parts showing a tenth embodiment of the present invention.

【図２２】本発明の第１１実施例を示す要部の電気的構
成図FIG. 22 is an electrical configuration diagram of main parts showing an eleventh embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

図面中、１はインバータ回路、２は直流電源回路、３は
交流電源回路、４は全波整流器（整流回路）、６は平滑
コンデンサ、１３は加熱コイル（共振コイル）、１４は
ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１５はフライホイール
ダイオード（整流素子）、１６は共振コンデンサ、１７
は制御回路装置（制御手段）、１８は発振制御部、２３
は演算処理回路、２３ａは入力比較部、２３ｂは回生電
流比較部、２６は電流サンプリング回路（分流回路）、
２６ａは検出用コンデンサ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄ、
２６ｅは検出用抵抗（電流検出手段）、２７は回生電流
検出回路（回生電流抽出手段）、２８はダイオード（弁
別手段）、２９はピークホールド回路（ピーク値検出手
段）、３６は入力比較部、３７は回生電流比較部、３
８、４２、４３は回生電流検出回路（回生電流抽出手
段）、４４は演算処理回路、４４ａは入力比較部、４４
ｂは回生電流比較部、４５は回生電流比較回路、４６は
入力比較回路、４７は演算処理回路、４７ａは入力比較
部、４７ｂは材質判定部を示す。In the drawings, 1 is an inverter circuit, 2 is a DC power circuit, 3 is an AC power circuit, 4 is a full-wave rectifier (rectifier circuit), 6 is a smoothing capacitor, 13 is a heating coil (resonant coil), and 14 is an IGBT (switching element). ), 15 is a flywheel diode (rectifying element), 16 is a resonance capacitor, 17
Is a control circuit device (control means), 18 is an oscillation control unit, 23
Is an arithmetic processing circuit, 23a is an input comparing section, 23b is a regenerative current comparing section, 26 is a current sampling circuit (shunt circuit),
26a is a detection capacitor, 26b, 26c, 26d,
26e is a detecting resistor (current detecting means), 27 is a regenerative current detecting circuit (regenerating current extracting means), 28 is a diode (discriminating means), 29 is a peak hold circuit (peak value detecting means), 36 is an input comparing section, 37 is a regenerative current comparator, 3
8, 42, and 43 are regenerative current detection circuits (regenerative current extracting means), 44 is an arithmetic processing circuit, 44a is an input comparing unit, 44
b denotes a regenerative current comparison unit, 45 denotes a regenerative current comparison circuit, 46 denotes an input comparison circuit, 47 denotes an arithmetic processing circuit, 47a denotes an input comparison unit, and 47b denotes a material determination unit.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−73883（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−56173（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/537 H05B 6/06 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-56-73883 (JP, A) JP-A-63-56173 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁷ , DB name) H02M 7/48 H02M 7/537 H05B 6/06

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 出力部に平滑コンデンサを備えた直流電
源回路と、 共振回路を形成するための共振コイル及び共振コンデン
サを備えると共に、前記直流電源回路の出力端子間に前
記共振コイルを直列に介して接続されたスイッチング素
子及びこのスイッチング素子と逆並列状態で接続された
整流素子を備えて成るインバータ回路と、 このインバータ回路の動作制御を行う制御手段と、 前記平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手
段と、 この電流検出手段による検出電流から前記整流素子を通
じて流れる回生電流と同じ極性の電流を検出する弁別手
段及びこの弁別手段による弁別電流のピーク値を検出す
るピーク値検出手段より成る回生電流抽出手段を備え、 前記制御手段は、前記ピーク値検出手段による検出ピー
ク値に基づいて回生電流のレベル判定を行うように構成
されている ことを特徴とするインバータ装置。1. A DC power supply circuit having a smoothing capacitor in an output unit, a resonance coil and a resonance capacitor for forming a resonance circuit, and the resonance coil is connected in series between output terminals of the DC power supply circuit. Circuit, comprising: a switching element connected to the switching element and a rectifying element connected in an anti-parallel state to the switching element; control means for controlling the operation of the inverter circuit; and a current for detecting a current flowing through the smoothing capacitor. Detecting means for detecting a current having the same polarity as the regenerative current flowing through the rectifying element from the current detected by the current detecting means.
Step and the peak value of the discrimination current by the discrimination means.
Regenerative current extraction means comprising peak value detection means , wherein the control means detects a peak value detected by the peak value detection means.
Configured to judge the level of regenerative current based on the
An inverter device characterized by being performed . 【請求項２】 出力部に平滑コンデンサを備えた直流電
源回路と、 共振回路を形成するための共振コイル及び共振コンデン
サを備えると共に、前記直流電源回路の出力端子間に前
記共振コイルを直列に介して接続されたスイッチング素
子及びこのスイッチング素子と逆並列状態で接続された
整流素子を備えて成るインバータ回路と、 このインバータ回路の動作制御を行う制御手段と、 前記平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手
段と、 前記インバータ回路内のスイッチング素子がオフされた
期間において前記電流検出手段が検出した電流に基づい
て前記整流素子を通じて流れる回生電流分を抽出する回
生電流抽出手段とを具備したことを特徴とする インバー
タ装置。2. A DC power supply having a smoothing capacitor at an output part.
Source circuit, and a resonance coil and a resonance capacitor for forming a resonance circuit.
And a power supply between the output terminals of the DC power supply circuit.
A switching element connected in series with a resonance coil
Connected in anti-parallel with the
An inverter circuit including a rectifying element; control means for controlling the operation of the inverter circuit; and a current detecting means for detecting a current flowing through the smoothing capacitor.
And the switching element in the inverter circuit is turned off
Based on the current detected by the current detecting means during the period.
To extract the regenerative current flowing through the rectifier
An inverter device comprising: a raw current extracting means . 【請求項３】 交流電源の出力を整流する整流回路及び
その整流出力を平滑する平滑コンデンサを備えた直流電
源回路と、 共振回路を形成するための共振コイル及び共振コンデン
サを備えると共に、前記直流電源回路の出力端子間に前
記共振コイルを直列に介して接続されたスイッ チング素
子及びこのスイッチング素子と逆並列状態で接続された
整流素子を備えて成るインバータ回路と、 このインバータ回路の動作制御を行う制御手段と、 前記平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手
段と、 前記平滑コンデンサに流れ込む全体の電流と当該平滑コ
ンデンサに前記整流回路側から流れ込む充電電流との差
を前記整流素子を通じて流れる回生電流分として抽出す
る回生電流抽出手段とを具備したことを特徴とする イン
バータ装置。3. A rectifier circuit for rectifying an output of an AC power supply.
DC power supply with a smoothing capacitor to smooth the rectified output
Source circuit, and a resonance coil and a resonance capacitor for forming a resonance circuit.
And a power supply between the output terminals of the DC power supply circuit.
Switching element which is connected to the serial resonance coil via the series
Connected in anti-parallel with the
An inverter circuit including a rectifying element; control means for controlling the operation of the inverter circuit; and a current detecting means for detecting a current flowing through the smoothing capacitor.
Stage and the total current flowing into the smoothing capacitor and the smoothing capacitor.
Difference from the charging current flowing into the capacitor from the rectifier circuit side
As the regenerative current flowing through the rectifying element.
And a regenerative current extracting means . 【請求項４】 出力部に平滑コンデンサを備えた直流電
源回路と、 導電性の負荷を高周波誘導加熱するための加熱コイルよ
り成る共振コイルと共に共振回路を構成する共振コンデ
ンサを備え、前記直流電源回路の出力端子間に前記共振
コイルを直列に介して接続されたスイッチング素子及び
このスイッチング素子と逆並列状態で接続された整流素
子を備えて成るインバータ回路と、 このインバータ回路の動作制御を行う制御手段と、 前記平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手
段と、 この電流検出手段による検出電流から前記整流素子を通
じて流れる回生電流分を抽出する回生電流抽出手段とを
具備し、 前記制御手段は、前記回生電流抽出手段により抽出され
る回生電流の大小に基づいて前記負荷の材質を判断する
ように構成されていることを特徴とする インバータ装
置。4. A DC power supply having a smoothing capacitor at an output portion.
Source circuit and a heating coil for high-frequency induction heating of conductive loads.
Resonance capacitor that constitutes a resonance circuit with the resonance coil
A resonance circuit between the output terminals of the DC power supply circuit.
A switching element connected in series with a coil; and
Rectifier connected in anti-parallel with this switching element
Circuit, a control means for controlling the operation of the inverter circuit, and a current detecting means for detecting a current flowing through the smoothing capacitor.
And a rectifying element from the current detected by the current detecting means.
Regenerative current extraction means for extracting the regenerative current flowing
The control means is extracted by the regenerative current extraction means.
Judge the material of the load based on the magnitude of the regenerative current
An inverter device characterized by being configured as described above . 【請求項５】 前記制御手段は、前記回生電流抽出手段
により抽出される回生電流のレベルが所定値を越えたと
きに前記インバータ回路の入力電力を低減させる制御を
行うように構成されていることを特徴とする請求項１な
いし４の何れかに記載のインバータ装置。 5. The regenerative current extracting means according to claim 5 , wherein:
The level of the regenerative current extracted by
Control to reduce the input power of the inverter circuit
2. The apparatus according to claim 1, wherein
The inverter device according to any one of the chairs 4 . 【請求項６】 前記平滑コンデンサに対して検出用コン
デンサを含んで成る分流回路を並列に接続した上で、 前記電流検出手段を、前記検出用コンデンサに流れる電
流に基づいて前記平滑コンデンサに流れる電流を検出す
るように構成したことを特徴とする請求項１ないし５の
何れかに 記載のインバータ装置。 6. A detecting capacitor for the smoothing capacitor.
After a shunt circuit including a capacitor is connected in parallel, the current detecting means is connected to a current flowing through the detecting capacitor.
The current flowing through the smoothing capacitor based on the current
6. The method according to claim 1, wherein
The inverter device according to any one of the above. 【請求項７】 前記分流回路は、前記平滑コンデンサに
対して検出用コンデ ンサ及び検出用抵抗の直列回路を並
列に接続することにより構成され、その検出用抵抗の端
子電圧に基づいて平滑コンデンサに流れる電流を検出す
ることを特徴とする請求項６記載のインバータ装置。7. The shunt circuit according to claim 1 , wherein
Parallel the detection capacitor and a series circuit of a sensing resistor for
The end of the detection resistor
Current flowing through the smoothing capacitor based on the
7. The inverter device according to claim 6, wherein: 【請求項８】 前記分流回路が有する検出用抵抗は、そ
の抵抗値を調節可能に構成されていることを特徴とする
請求項７記載のインバータ装置。 8. The detecting resistor included in the shunt circuit,
Characterized in that the resistance value is adjustable.
The inverter device according to claim 7 .