JP3230567B2 - Automatic frequency control device - Google Patents
Automatic frequency control deviceInfo
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- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば衛星通信や
移動体通信、移動体衛星通信で用いられる受信機の自動
周波数制御(AFC:Automatic Frequ
ency Control)装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to automatic frequency control (AFC) of a receiver used in, for example, satellite communication, mobile communication, and mobile satellite communication.
related to the “Energy Control” device.
【0002】[0002]
【従来の技術】AFC装置は、例えば、M.K.Sim
onおよびD.Divsalar共著「Doppler
−Corrected Differential D
etection of MPSK」(IEEE Tr
ansactions onCommunicatio
ns、Vol.37、No.2、pp99〜109、1
989年2月)に開示される。2. Description of the Related Art AFC devices are described, for example, in M. K. Sim
on and D.C. Divsalar co-authored "Doppler
-Corrected Differential D
election of MPSK "(IEEE Tr
actions onCommunicatio
ns, Vol. 37, no. 2, pp99-109, 1
Feb. 989).
【0003】図9に示すように、従来のAFC装置は、
基準発振器からの出力信号を用いて、入力された受信I
F(中間周波数)信号を直交検波する直交検波回路10
1と、直交検波回路101の出力信号を波形整形すると
同時に帯域外雑音を除去する受信フィルタ102と、1
/2シンボル周期(=T/2)で遅延させた受信フィル
タ102からの出力信号を用いて、受信フィルタ102
からの出力信号の周波数偏差Δωを算出する1/2シン
ボル遅延検波型AFC部103とを備える。1/2シン
ボル遅延検波型AFC部103では、サンプル回路10
4によって受信フィルタ102からの信号がT/2周期
でサンプルされる。サンプルされた信号はT/2遅延検
波回路105でT/2遅延検波される。サンプル回路1
06は、遅延検波された信号をT周期でサンプルする。
平均回路107は、サンプル回路106からの出力信号
を平均化する。平均化された信号に基づいて、周波数演
算回路108は周波数偏差Δωを演算する。As shown in FIG. 9, a conventional AFC device is:
Using the output signal from the reference oscillator, the input reception I
Quadrature detection circuit 10 for quadrature detection of F (intermediate frequency) signal
1, a reception filter 102 for shaping the output signal of the quadrature detection circuit 101 and removing out-of-band noise at the same time;
Using the output signal from the receiving filter 102 delayed by a half symbol period (= T / 2), the receiving filter 102
And a 1/2 symbol differential detection type AFC unit 103 for calculating a frequency deviation Δω of the output signal from the AFC. In the 1/2 symbol differential detection type AFC section 103, the sample circuit 10
4, the signal from the reception filter 102 is sampled at a period of T / 2. The sampled signal is subjected to T / 2 delay detection by a T / 2 delay detection circuit 105. Sample circuit 1
Reference numeral 06 samples the delay-detected signal at T periods.
The averaging circuit 107 averages the output signal from the sample circuit 106. Based on the averaged signal, the frequency calculation circuit 108 calculates the frequency deviation Δω.
【0004】T/2遅延検波回路105では、図10に
示すように、サンプル回路104からの出力信号が2分
岐され、一方の分岐信号は複素乗算回路109に直接入
力される。他方の分岐信号では、T/2遅延回路110
でT/2遅延が施された後、複素共役回路11を通じて
その複素共役数が複素乗算回路109に入力される。複
素乗算回路109では、入力された分岐信号と複素共役
数とが乗算される。[0004] In the T / 2 delay detection circuit 105, as shown in FIG. 10, the output signal from the sample circuit 104 is branched into two, and one branch signal is directly input to the complex multiplication circuit 109. In the other branch signal, the T / 2 delay circuit 110
After the T / 2 delay, the complex conjugate number is input to the complex multiplication circuit 109 through the complex conjugate circuit 11. The complex multiplication circuit 109 multiplies the input branch signal by a complex conjugate number.
【0005】このAFC装置の動作原理を説明する。い
ま、受信IF信号r(t)が次式で表わされるとする。[0005] The operation principle of this AFC device will be described. Now, it is assumed that the reception IF signal r (t) is represented by the following equation.
【0006】[0006]
【数1】 ここで、A(t)は変調信号の包絡線成分、θm(t)
は変調位相成分、ωc は搬送波の角周波数、θ0 (t)
は初期位相、n(t)は雑音成分を示す。変調方式を位
相シフトキーイング(PSK:Phase Shift
Keying)と仮定した場合、上式においてθm
(t)が変調に応じて変化する。(Equation 1) Here, A (t) is the envelope component of the modulated signal, and θm (t)
Is the modulation phase component, ω c is the angular frequency of the carrier, θ 0 (t)
Denotes an initial phase, and n (t) denotes a noise component. Phase modulation keying (PSK: Phase Shift)
Keying), θm in the above equation
(T) changes according to the modulation.
【0007】直交検波回路101では、基準発振器の出
力信号LO(t)によって受信IF信号r(t)が直交
検波され、変調信号rb(t)が得られる。In the quadrature detection circuit 101, the received IF signal r (t) is subjected to quadrature detection by the output signal LO (t) of the reference oscillator, and a modulated signal rb (t) is obtained.
【0008】[0008]
【数2】 ここで、ωLOは基準発振器出力の角周波数、θLOは基準
発振器出力の初期位相、nb(t)は周波数変換された
雑音成分を示す。角周波数偏差Δωおよび位相差Δθは
次式で定義される。(Equation 2) Here, ω LO is the angular frequency of the reference oscillator output, θ LO is the initial phase of the reference oscillator output, and nb (t) is the frequency-converted noise component. The angular frequency deviation Δω and the phase difference Δθ are defined by the following equations.
【0009】[0009]
【数3】 得られた変調信号rb(t)は、受信フィルタ102で
波形整形されると同時に、雑音が存在する場合には、帯
域外雑音が除去されてS/N比の向上が図られる。変調
信号rf(t)が得られる。(Equation 3) The obtained modulated signal rb (t) is subjected to waveform shaping by the reception filter 102 and, if noise is present, out-of-band noise is removed to improve the S / N ratio. A modulated signal rf (t) is obtained.
【0010】[0010]
【数4】 ここで、B(t)は受信フィルタ102から出力された
変調信号の包絡線成分、θmf(t) は変調信号の位相成
分、nf(t)は雑音成分を示す。(Equation 4) Here, B (t) indicates an envelope component of the modulation signal output from the reception filter 102, θmf (t) indicates a phase component of the modulation signal, and nf (t) indicates a noise component.
【0011】得られた変調信号rf(t)は、サンプル
回路104でT/2間隔でサンプルされる。図11に示
すように、ナイキスト波形の場合、サンプル点S0はナ
イキスト点と呼ばれる判定点となる。したがって、サン
プル回路104では、連続するT/2周期S1〜S2、
S2〜S3の中で2回に1回はサンプル周期の中にナイ
キスト点が含まれるようにサンプルが実施される。サン
プルの結果、サンプル信号rs(n)が得られる。The obtained modulated signal rf (t) is sampled by a sampling circuit 104 at intervals of T / 2. As shown in FIG. 11, in the case of a Nyquist waveform, the sample point S0 is a determination point called a Nyquist point. Therefore, in the sample circuit 104, continuous T / 2 periods S1 to S2,
Sampling is performed once in S2 to S3 so that the Nyquist point is included in the sampling period. As a result of the sample, a sample signal rs (n) is obtained.
【0012】[0012]
【数5】 T/2遅延検波回路105では、T/2遅延回路110
によってT/2遅延されたサンプル信号rs(t)に基
づいて複素共役数が複素共役回路111から出力され
る。その出力は次式で表される。(Equation 5) In the T / 2 delay detection circuit 105, the T / 2 delay circuit 110
The complex conjugate number is output from the complex conjugate circuit 111 based on the sample signal rs (t) delayed by T / 2. The output is expressed by the following equation.
【0013】[0013]
【数6】 続いて、複素乗算回路109は、得られた複素共役数と
サンプル信号rs(t)とを複素乗算する。その結果、
サンプル信号rD (n)が得られる。なお、nD(Tn
/2)はT/2遅延検波出力における雑音成分である。(Equation 6) Subsequently, the complex multiplication circuit 109 performs a complex multiplication of the obtained complex conjugate number and the sample signal rs (t). as a result,
A sample signal r D (n) is obtained. Note that n D (Tn
/ 2) is a noise component in the T / 2 differential detection output.
【0014】[0014]
【数7】 簡単のため包絡線成分B(・)=1とすれば、上式は次
式に近似される。(Equation 7) Assuming that the envelope component B (•) = 1 for simplicity, the above equation is approximated by the following equation.
【0015】[0015]
【数8】 いま、サンプル信号rD (n)を偶数番サンプル信号r
e (m)=rD (2m)と奇数番サンプル信号r
o (m)=rD (2m+1)とに分けて考える。ナイキ
スト点は偶数番サンプル信号に含まれる。偶数番サンプ
ル信号は、奇数番サンプル信号と同じ情報シンボル内の
信号を遅延検波していることから次式が成立する。な
お、次式において符号間干渉成分は無視されている。(Equation 8) Now, the sample signal r D (n) is changed to an even-numbered sample signal r.
e (m) = r D (2m) and odd-numbered sample signal r
o (m) = r D (2m + 1). The Nyquist point is included in the even-numbered sample signal. The following equation holds for the even-numbered sample signal because the signal in the same information symbol as the odd-numbered sample signal is subjected to delay detection. In the following equation, the intersymbol interference component is ignored.
【0016】[0016]
【数9】 よって、re (m)、ro (m)は次式で示される。(Equation 9) Therefore, r e (m), r o (m) is expressed by the following equation.
【0017】[0017]
【数10】 サンプル回路106は、T周期でサンプルを行って、T
/2遅延検波回路105から出力されたサンプル信号r
e (m)およびro (m)のうちre (m)のみをサン
プルする。平均回路107は、サンプル回路106から
の出力に雑音成分が含まれる場合、その雑音成分を抑圧
してrAVE (m)を出力する。なお、nAVE (mT)
は、平均回路107で抑圧された雑音成分である。(Equation 10) The sample circuit 106 performs sampling at a T period,
/ 2 sample signal r output from delay detection circuit 105
to sample the only r e (m) of the e (m) and r o (m). When a noise component is included in the output from the sample circuit 106, the averaging circuit 107 suppresses the noise component and outputs r AVE (m). Note that n AVE (mT)
Is a noise component suppressed by the averaging circuit 107.
【0018】[0018]
【数11】 周波数演算回路108は次式に従って周波数偏差Δωを
計算する。[Equation 11] The frequency calculation circuit 108 calculates the frequency deviation Δω according to the following equation.
【0019】[0019]
【数12】 上述のように、この種のAFC装置では、−π<ΔωT
/2<πの範囲で観測可能なことから、原理上Δωは次
式のような広範囲で観測されることができる。(Equation 12) As described above, in this type of AFC device, -π <ΔωT
Since Δ / 2 can be observed in the range of <π, in principle, Δω can be observed in a wide range as in the following equation.
【0020】[0020]
【数13】 (Equation 13)
【0021】[0021]
【発明が解決しようとする課題】従来のAFC装置で
は、図12に示すように、中心周波数に対する入力バー
スト信号周波数のずれ(周波数偏差Δω)が大きくなる
と、周波数偏差Δωを十分に推定することができない。In the conventional AFC device, as shown in FIG. 12, when the deviation (frequency deviation Δω) of the input burst signal frequency from the center frequency becomes large, the frequency deviation Δω can be sufficiently estimated. Can not.
【0022】現実には、例えば周波数偏差Δωが信号帯
域に比べて無視することができないほど大きな場合(図
12(a)参照)、図12(b)に示す通過特性を有す
る受信フィルタ(例えば整合フィルタ)を用いると、信
号成分が受信フィルタで削られてしまい、図12(c)
に示すように、波形歪みが生じてしまう。かかる波形歪
みが生じた信号に対してAFC装置を用いても、周波数
偏差Δωの推定値は実際の値から大きくずれてしまい、
十分に周波数偏差Δωを補償することはできない。そこ
で、図12(d)に示すように、一層通過帯域の広い受
信フィルタを用いて波形歪みの影響を排除することが考
えられるが、その場合には、AFC装置動作時のS/N
比が劣化してしまい、推定誤差が大きくなってしまう。In reality, for example, when the frequency deviation Δω is so large that it cannot be ignored compared to the signal band (see FIG. 12A), a reception filter (for example, a matching filter) having a pass characteristic shown in FIG. If the filter is used, the signal component is removed by the reception filter, and FIG.
As shown in (1), waveform distortion occurs. Even if an AFC device is used for a signal having such a waveform distortion, the estimated value of the frequency deviation Δω greatly deviates from an actual value,
It is not possible to sufficiently compensate for the frequency deviation Δω. Therefore, as shown in FIG. 12D, it is conceivable to eliminate the influence of the waveform distortion by using a reception filter having a wider pass band. In this case, however, the S / N at the time of operating the AFC device is considered.
The ratio deteriorates, and the estimation error increases.
【0023】本発明は、上記のような問題を解決するた
めになされたもので、広い周波数範囲にわたって高精度
に周波数偏差を推定することができるAFC装置を提供
することを目的とする。The present invention has been made to solve the above-described problem, and has as its object to provide an AFC apparatus capable of estimating a frequency deviation with high accuracy over a wide frequency range.
【0024】[0024]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第1発明によれば、第1位相ずれ捕捉範囲および第
1推定精度を有し、第1位相ずれ捕捉範囲内で変調信号
の位相ずれを捕捉し、捕捉結果を用いて変調信号の周波
数偏差を推定する第1周波数推定手段と、第1位相ずれ
捕捉範囲よりも狭い第2位相ずれ捕捉範囲および第1推
定精度よりも正確な第2推定精度を有し、第2位相ずれ
捕捉範囲内で変調信号の位相ずれを捕捉し、捕捉結果を
用いて変調信号の周波数偏差を推定する第2周波数推定
手段と、前記第1周波数推定手段で推定された周波数偏
差を用いて変調信号の周波数偏差を補正する周波数偏差
補正手段とを備え、前記第2周波数推定手段は、周波数
偏差が補正された変調信号に基づいて位相ずれを捕捉す
ることを特徴とする自動周波数制御装置が提供される。According to a first aspect of the present invention, there is provided a first phase shift acquisition range and a first estimation accuracy. First frequency estimating means for capturing the phase shift and estimating the frequency deviation of the modulated signal using the capture result; and a second phase shift capturing range narrower than the first phase shift capturing range and more accurate than the first estimation accuracy. A second frequency estimating unit having a second estimation accuracy, capturing a phase shift of the modulated signal within a second phase shift capturing range, and estimating a frequency deviation of the modulated signal using a captured result; Frequency deviation correcting means for correcting the frequency deviation of the modulated signal using the frequency deviation estimated by the means, wherein the second frequency estimating means captures a phase shift based on the modulated signal whose frequency deviation has been corrected. Characterized by Automatic frequency control device is provided.
【0025】また、第2発明によれば、受信した変調信
号をシンボル周期未満の時間間隔で遅延検波し、検波結
果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する1/mシン
ボル遅延検波型周波数推定手段(m>1)と、前記変調
信号をシンボル周期以上の時間間隔で遅延検波し、検波
結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定するnシンボ
ル遅延検波型周波数推定手段(n≧1)と、前記1/m
シンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波数
偏差を用いて変調信号の周波数偏差を補正する周波数偏
差補正手段とを備え、前記nシンボル遅延検波型周波数
推定手段は、周波数偏差が補正された変調信号に基づい
て遅延検波を行うことを特徴とする自動周波数制御装置
が提供される。According to the second aspect of the present invention, a 1 / m symbol differential detection type frequency estimator for delay-detecting a received modulation signal at a time interval shorter than a symbol period and estimating a frequency deviation of the modulation signal using the detection result. Means (m>1); and n-symbol differential detection type frequency estimating means (n ≧ 1) for delay-detecting the modulated signal at a time interval equal to or longer than the symbol period and estimating a frequency deviation of the modulated signal using the detection result. , The 1 / m
Frequency deviation correcting means for correcting the frequency deviation of the modulated signal using the frequency deviation estimated by the symbol differential detection type frequency estimating means, wherein the n symbol differential detection type frequency estimating means There is provided an automatic frequency control device which performs delay detection based on a signal.
【0026】さらに、第3発明によれば、受信した変調
信号をシンボル周期未満の時間間隔で遅延検波し、検波
結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する1/mシ
ンボル遅延検波型周波数推定手段(m>1)と、推定さ
れた周波数偏差に基づいて変調信号の周波数偏差を補償
する周波数偏差補正手段と、前記周波数偏差が補償され
た前記変調信号をシンボル周期以上の時間間隔で遅延検
波し、検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定す
るnシンボル遅延検波型周波数推定手段(n≧1)と、
nシンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波
数偏差に、前記1/mシンボル遅延検波型周波数推定手
段で推定された周波数偏差を加算する周波数偏差演算手
段とを備えることを特徴とする自動周波数制御装置が提
供される。Further, according to the third invention, 1 / m symbol differential detection type frequency estimation for delay-detecting a received modulation signal at a time interval shorter than a symbol period and estimating a frequency deviation of the modulation signal using the detection result. Means (m> 1), frequency deviation correction means for compensating for the frequency deviation of the modulated signal based on the estimated frequency deviation, and delay detection of the modulated signal with the compensated frequency deviation at time intervals equal to or longer than the symbol period. An n-symbol differential detection type frequency estimating means (n ≧ 1) for estimating the frequency deviation of the modulated signal using the detection result;
frequency deviation calculating means for adding the frequency deviation estimated by the 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means to the frequency deviation estimated by the n-symbol differential detection type frequency estimating means. A control device is provided.
【0027】さらにまた、第4発明によれば、受信した
変調信号をシンボル周期未満の異なる時間間隔で遅延検
波し、検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定す
る複数種類の1/mシンボル遅延検波型周波数推定手段
(m>1)と、前記変調信号をシンボル周期以上の異な
る時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の
周波数偏差を推定する複数種類のnシンボル遅延検波型
周波数推定手段(n≧1)と、対応する1/mシンボル
遅延検波型周波数推定手段およびnシンボル遅延検波型
周波数推定手段で推定された周波数偏差に基づいて変調
信号の周波数偏差を補償する複数の周波数偏差補正手段
と、前記1/mシンボル遅延検波型周波数推定手段およ
びnシンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周
波数偏差を順次加算する周波数偏差演算手段とを備え、
対応する周波数偏差補正手段で周波数偏差が補償された
変調信号を各1/mシンボル遅延検波型周波数推定手段
および各nシンボル遅延検波型周波数推定手段は遅延検
波することを特徴とする自動周波数制御装置が提供され
る。Still further, according to the fourth invention, a plurality of types of 1 / m symbols for delay-detecting the received modulated signal at different time intervals shorter than the symbol period and estimating the frequency deviation of the modulated signal using the detection result. Delay detection type frequency estimating means (m> 1), and a plurality of types of n-symbol delay detection types for delay-detecting the modulated signal at different time intervals equal to or longer than the symbol period and estimating the frequency deviation of the modulated signal using the detection result A plurality of frequency estimating means (n ≧ 1) for compensating for the frequency deviation of the modulated signal based on the frequency deviation estimated by the corresponding 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means and n symbol differential detection type frequency estimating means The frequency deviation estimated by the frequency deviation correcting means, the 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means and the n symbol differential detection type frequency estimating means are sequentially added. And a frequency deviation calculation means for,
An automatic frequency control apparatus wherein each 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means and each n symbol differential detection type frequency estimating means delay-detects the modulated signal whose frequency deviation has been compensated by the corresponding frequency deviation correcting means. Is provided.
【0028】さらにまた、第5発明によれば、受信した
変調信号をシンボル周期未満の時間間隔で遅延検波し、
検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する1/
mシンボル遅延検波型周波数推定手段(m>1)と、前
記変調信号をシンボル周期以上の時間間隔で遅延検波
し、検波結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する
nシンボル遅延検波型周波数推定手段(n≧1)と、前
記1/mシンボル遅延検波型周波数推定手段およびnシ
ンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波数偏
差を互いに加算する周波数偏差演算手段とを備え、前記
1/mシンボル遅延検波型周波数推定手段は、推定され
た周波数偏差に基づいて、1/mシンボル遅延検波型周
波数推定手段に入力される変調信号の周波数偏差を補償
するフィードバック型周波数偏差補正手段を有すること
を特徴とする自動周波数制御装置が提供される。Still further, according to the fifth aspect, the received modulated signal is delay-detected at time intervals shorter than the symbol period,
Estimate frequency deviation of modulated signal using detection result 1 /
m-symbol differential detection frequency estimating means (m> 1), and n-symbol differential detection frequency estimation for delay-detecting the modulated signal at a time interval equal to or longer than the symbol period and estimating a frequency deviation of the modulated signal using the detection result Means (n ≧ 1); and frequency deviation calculating means for adding the frequency deviations estimated by the 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means and the n symbol differential detection type frequency estimating means to each other. The symbol differential detection type frequency estimating means includes feedback type frequency deviation correcting means for compensating for a frequency deviation of a modulation signal input to the 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means based on the estimated frequency deviation. An automatic frequency control device is provided.
【0029】[0029]
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しつつ本発
明の好適な実施形態を説明する。Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
【0030】図1は、本発明の第1実施形態に係るAF
C装置の全体構成を示す。このAFC装置は、広帯域フ
ィルタ10を前段に備える第1周波数推定手段としての
前述と同様の1/2シンボル遅延検波型AFC部11
と、狭帯域の受信フィルタ12を前段に備え、1/2シ
ンボル遅延検波型AFC部11で推定された周波数偏差
に基づいて周波数ずれが補償された受信信号から最終的
な残留周波数偏差を高精度に導き出す第2周波数推定手
段としての1シンボル遅延検波型AFC部13とを有す
る。直交検波回路14で直交検波された受信IF信号
は、広帯域フィルタ10で波形整形され、受信IF信号
から粗く雑音成分が取り除かれる。周波数偏差補正部1
5は、1/2シンボル遅延検波型AFC部11で得られ
た周波数偏差推定値に基づいて周波数偏差を補償する。
加算器16は、1/2シンボル遅延検波型AFC11の
出力と、1シンボル遅延検波型AFC部13の出力とを
足し合わせ、足し合わせた結果を最終的な周波数偏差情
報ΔωEST として出力する。FIG. 1 shows an AF according to a first embodiment of the present invention.
1 shows the overall configuration of a C apparatus. This AFC device includes a half-symbol differential detection type AFC unit 11 as a first frequency estimating unit having a wide-band filter 10 at a preceding stage as described above.
And a high-precision final residual frequency deviation from the received signal in which the frequency deviation is compensated based on the frequency deviation estimated by the half-symbol differential detection type AFC unit 11 provided with a narrow band reception filter 12 in the preceding stage. And a one-symbol differential detection type AFC unit 13 as second frequency estimating means for deriving the AFC. The received IF signal that has been orthogonally detected by the orthogonal detection circuit 14 is subjected to waveform shaping by the wideband filter 10, and a noise component is roughly removed from the received IF signal. Frequency deviation correction unit 1
Numeral 5 compensates for the frequency deviation based on the frequency deviation estimated value obtained by the 1/2 symbol differential detection type AFC unit 11.
The adder 16 adds the output of the half-symbol differential detection type AFC 11 and the output of the one-symbol differential detection type AFC unit 13 and outputs the sum as final frequency deviation information Δω EST .
【0031】図2に示すように、周波数偏差補正部15
は、1/2シンボル遅延検波型AFC部11からの周波
数偏差推定値を積分する積分器20を有する。cos/
sinROM21は、積分された周波数偏差推定値に基
づいてcos値やsin値を出力する。複素共役回路2
2は、出力されたcos値やsin値から複素共役値を
出力する。複素乗算回路23は、複素共役回路22から
出力された複素共役値を用いて、直交検波回路14から
の信号を位相回転させ、外部に出力させる。As shown in FIG. 2, the frequency deviation corrector 15
Has an integrator 20 for integrating the frequency deviation estimated value from the 1/2 symbol differential detection type AFC unit 11. cos /
The sinROM 21 outputs a cos value and a sin value based on the integrated frequency deviation estimated value. Complex conjugate circuit 2
2 outputs a complex conjugate value from the output cos value and sin value. The complex multiplying circuit 23 uses the complex conjugate value output from the complex conjugate circuit 22 to rotate the phase of the signal from the quadrature detection circuit 14 and output the signal to the outside.
【0032】図3に示すように、1シンボル遅延検波型
AFC部13は、受信フィルタ12からの出力をシンボ
ル周期(T)ごとにサンプルするサンプル回路30を備
える。サンプル回路30でサンプルされた信号は、T遅
延検波回路31を通じて1シンボル遅延検波される。逓
倍回路32は、T遅延検波回路31からの出力信号を逓
倍する。平均回路33は、逓倍された信号を平均化す
る。周波数演算回路34は、平均化された信号に基づい
て周波数偏差を演算する。演算された周波数偏差は分周
回路35によって分周される。As shown in FIG. 3, the one-symbol differential detection type AFC section 13 includes a sample circuit 30 for sampling the output from the reception filter 12 for each symbol period (T). The signal sampled by the sample circuit 30 is subjected to one-symbol delay detection through the T delay detection circuit 31. The multiplication circuit 32 multiplies the output signal from the T delay detection circuit 31. The averaging circuit 33 averages the multiplied signal. The frequency calculation circuit 34 calculates a frequency deviation based on the averaged signal. The calculated frequency deviation is divided by the frequency dividing circuit 35.
【0033】図4を併せて参照しつつAFC装置の動作
を説明する。まず、直交検波回路14の働きによって前
述の式(3)と同様な受信IF信号が受信されたとす
る。その受信IF信号の周波数スペクトルは、例えば、
図4(a)に示される。The operation of the AFC device will be described with reference to FIG. First, it is assumed that the reception IF signal similar to the above equation (3) is received by the operation of the quadrature detection circuit 14. The frequency spectrum of the received IF signal is, for example,
This is shown in FIG.
【0034】[0034]
【数14】 広帯域フィルタ10を通過した信号rb(t)では、通
過帯域BWFが広いことから(図4(b)参照)、波形歪
みは生じない。その結果、1/2シンボル遅延検波型A
FC部11からは、前述の式(13)に従って周波数偏
差の平均推定値が導かれる。ただし、フィルタを通過す
る雑音電力PWFは次式で表わされることから、[Equation 14] In the signal rb (t) that has passed through the wideband filter 10, since the passband BWF is wide (see FIG. 4B), no waveform distortion occurs. As a result, 1/2 symbol differential detection type A
From the FC unit 11, an average estimated value of the frequency deviation is derived according to the above-described equation (13). However, since the noise power P WF passing through the filter is expressed by the following equation,
【数15】 1/2シンボル遅延検波型AFC部11に入力される信
号でのS/N比は低い値になってしまい、その結果、周
波数推定値のバラツキは比較的大きくなる。ここで、1
/2シンボル遅延検波型AFC部11から出力される周
波数偏差推定値Δω1/2 は次式で表される。(Equation 15) The S / N ratio of the signal input to the 1/2 symbol differential detection type AFC unit 11 becomes a low value, and as a result, the dispersion of the frequency estimation value becomes relatively large. Where 1
The frequency deviation estimated value Δω 1/2 output from the / 2 symbol differential detection type AFC unit 11 is expressed by the following equation.
【0035】[0035]
【数16】 なお、上式で、N0 /2は両側雑音電力密度(W/H
z)、BWFは広帯域フィルタの等化雑音帯域幅(H
z)、Δωeは推定誤差を示す。一般に、Δωe 《Δ
ωが満足される。(Equation 16) In the above equation, N 0/2 is the noise power density on both sides (W / H
z), BWF is the equalization noise bandwidth (H
z) and Δωe indicate estimation errors. In general, Δωe << Δ
ω is satisfied.
【0036】続いて、得られた周波数偏差推定値Δω
1/2 は周波数偏差補正部15の積分器20に入力され
る。積分器20では、入力信号Δω1/2 が積分され、回
転すべき位相値θrot (t)が計算される。Subsequently, the obtained frequency deviation estimated value Δω
1/2 is input to the integrator 20 of the frequency deviation correction unit 15. In the integrator 20, the input signal Δω 1/2 is integrated, and a phase value θ rot (t) to be rotated is calculated.
【0037】[0037]
【数17】 位相値θrot (t)は、cos/sinROM21で入
力位相に応じた複素位相回転成分に変換された後、複素
共役回路22で複素共役値LO1/2 (t)が得られる。[Equation 17] After the phase value θ rot (t) is converted into a complex phase rotation component corresponding to the input phase by the cos / sin ROM 21, the complex conjugate circuit 22 obtains the complex conjugate value LO 1/2 (t).
【0038】[0038]
【数18】 複素乗算回路23では、直交検波回路14から出力され
た信号rb(t)と、複素共役回路22から出力された
周波数推定値Δω1/2 とが乗算され、周波数偏差が補償
される。複素乗算回路23の出力rc(t)を次式で示
す。なお、nc(t)は雑音成分である。(Equation 18) The complex multiplication circuit 23 multiplies the signal rb (t) output from the quadrature detection circuit 14 by the frequency estimation value Δω 1/2 output from the complex conjugate circuit 22, and compensates for the frequency deviation. The output rc (t) of the complex multiplication circuit 23 is shown by the following equation. Note that nc (t) is a noise component.
【0039】[0039]
【数19】 この式(19)から、周波数偏差補正部15では、大き
な周波数偏差Δωが小さな残留周波数偏差Δωe に抑え
られたことが明らかとなる。このとき周波数偏差補正部
15から出力される信号の周波数スペクトルは図4
(c)に示される。[Equation 19] From this equation (19), the frequency deviation correcting unit 15, that a large frequency deviation [Delta] [omega is suppressed to a small residual frequency deviation [Delta] [omega e become apparent. At this time, the frequency spectrum of the signal output from the frequency deviation correction unit 15 is shown in FIG.
It is shown in (c).
【0040】周波数偏差が補正された信号rc(t)
は、図4(d)に示すように、狭帯域の受信フィルタ1
2(例えば、整合フィルタ)で波形整形されると同時
に、帯域外雑音が除去される。雑音除去によってS/N
比が向上する。前述したように、残留周波数偏差Δωe
の値は比較的に小さく、受信フィルタ12を通過した信
号の波形歪みは僅かである。図4(e)には、受信フィ
ルタ12から出力された信号rnf(t)の周波数スペ
クトルが例示される。The signal rc (t) in which the frequency deviation has been corrected
Is a narrow-band reception filter 1 as shown in FIG.
2 (for example, a matched filter), and out-of-band noise is removed at the same time. S / N by noise removal
The ratio improves. As described above, the residual frequency deviation Δω e
Is relatively small, and the waveform distortion of the signal that has passed through the reception filter 12 is slight. FIG. 4E illustrates a frequency spectrum of the signal rnf (t) output from the reception filter 12.
【0041】[0041]
【数20】 ここで、ANF(t)はrnf(t)の振幅成分、θmNF
(t)は変調位相成分、nnf(t)は雑音成分を示
す。いま、波形歪みが小さいため無視することができる
と仮定し、変調方式としてQPSK(Quadratu
re PhaseShift Keying)が採用さ
れているとする。θmNF(t)は、図5に示すように、
変調に応じて±π/4および±3π/4のいずれかの値
をとる。(Equation 20) Here, A NF (t) is the amplitude component of rnf (t), and θm NF
(T) indicates a modulation phase component, and nnf (t) indicates a noise component. Now, assuming that the waveform distortion is small and therefore can be ignored, QPSK (Quadrattu) is used as the modulation method.
rePhaseShift Keying) is adopted. θm NF (t) is, as shown in FIG.
It takes one of ± π / 4 and ± 3π / 4 according to the modulation.
【0042】1シンボル遅延検波型AFC部13では、
サンプル回路30が信号rnf(t)からシンボル周期
(T周期)でナイキスト点をサンプルし、rx(n)を
出力する。In the 1-symbol differential detection type AFC section 13,
The sample circuit 30 samples the Nyquist point at a symbol period (T period) from the signal rnf (t) and outputs rx (n).
【0043】[0043]
【数21】 サンプル回路30からの信号rx(n)は、T遅延検波
回路31で1シンボル遅延検波すなわちT遅延検波され
る。T遅延検波回路31からrDD(n)が出力される。(Equation 21) The signal rx (n) from the sample circuit 30 is subjected to one-symbol delay detection, that is, T-delay detection by a T-delay detection circuit 31. R DD (n) is output from the T delay detection circuit 31.
【0044】[0044]
【数22】 ここで、ADD(nT)およびθDD(nT)は次式で定義
される。なお、QPSK変調方式の場合、θDD(nT)
は{0、 ±π/2、 π}のいずれかの値をとり、n
DD(nT)は雑音成分である。(Equation 22) Here, A DD (nT) and θ DD (nT) are defined by the following equations. In the case of the QPSK modulation method, θ DD (nT)
Takes any value of {0, ± π / 2, π}, and n
DD (nT) is a noise component.
【0045】[0045]
【数23】 信号rDD(n)は、逓倍回路32によって、変調による
位相成分θDD(nT)が除去される。例えば、QPSK
変調方式で4逓倍処理が行われる場合を想定する。この
とき、逓倍回路32から信号rSQ(nT)が出力され
る。なお、n4(nt)は雑音成分である。(Equation 23) From the signal r DD (n), the phase component θ DD (nT) due to the modulation is removed by the multiplier 32. For example, QPSK
It is assumed that quadruple processing is performed by a modulation method. At this time, the signal r SQ (nT) is output from the multiplying circuit 32. Note that n 4 (nt) is a noise component.
【0046】[0046]
【数24】 信号rSQ(nT)は、平均回路33で平均化され、雑音
成分がある場合には揺らぎが抑えられる。平均化された
信号rDAVE (n)に基づいて、周波数演算回路34で
残留周波数偏差成分値ΔωDDが演算される。ただし、こ
の残留周波数偏差成分値ΔωDDは現実の値の4倍の値と
なる。なお、次式で、nAi(nT)は雑音の直交成分を
示し、nAr(nT)は同相成分を示す。(Equation 24) The signal r SQ (nT) is averaged by the averaging circuit 33, and the fluctuation is suppressed when there is a noise component. Based on the averaged signal rD AVE (n), the frequency calculation circuit 34 calculates the residual frequency deviation component value Δω DD . However, the residual frequency deviation component value Δω DD is four times the actual value. In the following equation, n Ai (nT) indicates a quadrature component of noise, and n Ar (nT) indicates an in-phase component.
【0047】[0047]
【数25】 分周回路35によって、周波数演算回路34の残留周波
数偏差成分が1/4倍されて、最終的な残留周波数偏差
ΔωDDが得られる。なお、1シンボル遅延検波型AFC
部13では、逓倍処理が行われることから、処理するこ
とができる周波数偏差Δωe の範囲は次式の範囲に及ば
なければならない。なお、次式では、M相PSK変調信
号の場合の位相数がMで示されている。(Equation 25) The frequency dividing circuit 35 multiplies the residual frequency deviation component of the frequency calculation circuit 34 by 1/4 to obtain a final residual frequency deviation Δω DD . In addition, one symbol differential detection type AFC
In section 13, since the multiplication process is performed, the range of frequency deviation [Delta] [omega e which can be processed must span the range of the following equation. In the following equation, the number of phases in the case of an M-phase PSK modulation signal is indicated by M.
【0048】[0048]
【数26】 1/2シンボル遅延検波型AFC部11から出力された
周波数偏差推定値Δω1/2 と、1シンボル遅延検波型A
FC部13から出力された周波数偏差推定値ΔωDDとは
加算器16で加算され、最終的な周波数偏差情報Δω
EST が出力される。(Equation 26) The frequency deviation estimation value Δω 1/2 output from the 1/2 symbol differential detection type AFC unit 11 and the 1 symbol differential detection type AFC
The estimated frequency deviation value Δω DD output from the FC unit 13 is added by the adder 16 to obtain the final frequency deviation information Δω
EST is output.
【0049】[0049]
【数27】 その結果、式(26)の条件を満足した場合には、周波
数偏差情報ΔωEST は1シンボル遅延検波型AFC部1
3の精度を有する。[Equation 27] As a result, when the condition of the equation (26) is satisfied, the frequency deviation information Δω EST is stored in the 1-symbol differential detection AFC unit 1.
It has an accuracy of 3.
【0050】なお、この第1実施形態では、1/2シン
ボル遅延検波型AFCと1シンボル遅延検波型AFCと
を結合させているが、もっと一般的に、1/mシンボル
遅延検波型AFCとnシンボル遅延検波型AFCを結合
させてもよい。ただし、mおよびnは1以上の整数を表
わす。さらに、複数の1/mシンボル遅延検波型AFC
と、複数のnシンボル遅延検波型AFCを組み合わせて
もよく、その場合に、AFCごとにmやnの値を異なら
せることもできる。例えば、図6は、1/m1、1/m
2 、1/m3 シンボル遅延検波型AFC回路11a、1
1b、11cと、n1 、n2 、n3 シンボル遅延検波型
AFC回路11d、11e、11fとが結合されたAF
C装置を示す。この場合には、各AFC回路ごとに必ず
しも個別にフィルタを用意する必要はなく、一部あるい
は全てのAFC回路に対してフィルタを共通化してもよ
い。In the first embodiment, the half-symbol differential detection type AFC and the one-symbol differential detection type AFC are combined. Symbol differential detection type AFC may be combined. Here, m and n represent an integer of 1 or more. Further, a plurality of 1 / m symbol differential detection type AFC
And a plurality of n-symbol differential detection type AFCs, and in that case, the values of m and n can be different for each AFC. For example, FIG. 6 shows 1 / m 1 , 1 / m
2 , 1 / m 3 symbol differential detection type AFC circuit 11a, 1
AF in which the 1b, 11c and n 1 , n 2 , n 3 symbol differential detection type AFC circuits 11d, 11e, 11f are combined
C device is shown. In this case, it is not always necessary to prepare an individual filter for each AFC circuit, and a filter may be shared for some or all AFC circuits.
【0051】図7は、本発明の第2実施形態に係るAF
C装置の全体構成を示す。この第2実施形態では、1/
2シンボル遅延検波型AFC部41で信号処理を行う際
に、狭帯域フィルタを用いて、1シンボル遅延検波型A
FC部13への入力が式(26)を満足しない確率を減
少させている。1/2シンボル遅延検波型AFC部をフ
ィードバック系に変更することによって、狭帯域フィル
タの採用による信号波形歪みの影響が極力回避される。
なお、前述の第1実施形態と同様な構成に関しては同一
の参照符号を付してその詳細な説明を省略する。FIG. 7 shows an AF according to a second embodiment of the present invention.
1 shows the overall configuration of a C apparatus. In the second embodiment, 1 /
When performing signal processing in the two-symbol differential detection type AFC unit 41, a one-symbol differential detection type AFC
The probability that the input to the FC unit 13 does not satisfy Expression (26) is reduced. By changing the half-symbol differential detection type AFC unit to a feedback system, the influence of signal waveform distortion due to the use of the narrow band filter is avoided as much as possible.
Note that the same components as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
【0052】図7に示すように、1/2シンボル遅延検
波型AFC部41は、現信号に先立つ信号に基づいて得
られたフィードバック周波数偏差に従って直交検波回路
14からの出力信号rb(t)を位相回転させ周波数偏
差を補正する周波数偏差補正部42を備える。受信フィ
ルタ43は、周波数偏差がフィードバック補正された信
号を波形整形すると同時に帯域外雑音を除去する。こう
いった狭帯域の受信フィルタとして、例えば、整合フィ
ルタが採用される。As shown in FIG. 7, the 1/2 symbol differential detection type AFC section 41 outputs the output signal rb (t) from the quadrature detection circuit 14 in accordance with the feedback frequency deviation obtained based on the signal preceding the current signal. A frequency deviation corrector 42 for correcting the frequency deviation by rotating the phase is provided. The reception filter 43 shapes the waveform of the signal whose frequency deviation has been feedback-corrected, and removes out-of-band noise. As such a narrow band reception filter, for example, a matched filter is employed.
【0053】受信フィルタ43で帯域制限された信号は
2分岐される。一方の信号は、1/2遅延検波型AFC
部41内部で1/2シンボル遅延検波され、フィードバ
ック周波数偏差が得られる。他方の信号は、1シンボル
遅延検波型AFC部13で前述のように1シンボル遅延
検波される。1/2遅延検波型AFC部41で得られた
フィードバック周波数偏差と、1シンボル遅延検波型A
FC部13で得られた周波数偏差とは、加算器16で互
いに加算され、周波数偏差情報ΔωEST として出力され
る。The signal band-limited by the reception filter 43 is branched into two. One signal is a 1/2 differential detection type AFC
シ ン ボ ル symbol differential detection is performed inside the unit 41, and a feedback frequency deviation is obtained. The other signal is subjected to one-symbol differential detection in the one-symbol differential detection type AFC unit 13 as described above. The feedback frequency deviation obtained by the 1/2 delay detection type AFC unit 41 and the one symbol delay detection type A
The frequency deviation obtained by the FC unit 13 is added to each other by the adder 16 and output as frequency deviation information Δω EST .
【0054】1/2遅延検波型AFC部41では、サン
プル回路44を用いて、受信フィルタ43から出力され
た信号がT/2間隔でサンプルされる。T/2遅延検波
回路45は、複素乗算回路109やT/2遅延回路11
0、複素共益回路111(図13参照)を用いてT/2
遅延検波を実施する。サンプル回路46は、遅延検波さ
れた信号をT周期でサンプルする。ループフィルタ47
は、サンプル回路46でサンプルされた信号を平均化さ
せる。周波数演算回路48は、平均化された信号に基づ
いて周波数偏差を算出する。積分器49は、前回出力し
たフィードバック周波数偏差に、今回周波数演算回路4
8で得られた残留周波数偏差を加算し、加算された結果
を今回のフィードバック周波数偏差として出力する。出
力されたフィードバック周波数偏差は、周波数偏差補正
部42に送り込まれ、フィードバック制御に用いられ
る。In the 遅 延 delay detection type AFC section 41, the signal output from the reception filter 43 is sampled at a T / 2 interval by using a sampling circuit 44. The T / 2 delay detection circuit 45 includes the complex multiplication circuit 109 and the T / 2 delay circuit 11
0, T / 2 using complex common-use circuit 111 (see FIG. 13)
Perform delayed detection. The sample circuit 46 samples the differentially detected signal at T periods. Loop filter 47
Averages the signal sampled by the sample circuit 46. The frequency calculation circuit 48 calculates a frequency deviation based on the averaged signal. The integrator 49 adds the current frequency calculation circuit 4 to the feedback frequency deviation output last time.
The residual frequency deviation obtained in step 8 is added, and the added result is output as the present feedback frequency deviation. The output feedback frequency deviation is sent to the frequency deviation correction unit 42 and used for feedback control.
【0055】次にAFC装置の動作を説明する。まず、
直交検波回路14の働きによって前述の式(3)と同様
な受信IF信号が入力されたとする。Next, the operation of the AFC device will be described. First,
It is assumed that the received IF signal similar to the above equation (3) is input by the operation of the quadrature detection circuit 14.
【0056】[0056]
【数28】 前回の周波数演算の結果に基づいて積分器49からフィ
ードバック周波数偏差ΔωSE(t)が出力されていると
仮定する。周波数偏差補正部42では、第1実施形態の
ものと同様に、フィードバック周波数偏差ΔωSE(t)
に基づいて位相回転信号LL(t)を作成し、その複素
共役信号LC(t)を作成する。[Equation 28] It is assumed that the feedback frequency deviation Δω SE (t) is output from the integrator 49 based on the result of the previous frequency calculation. In the frequency deviation correction unit 42, similarly to the first embodiment, the feedback frequency deviation Δω SE (t)
, A phase rotation signal LL (t) is created, and its complex conjugate signal LC (t) is created.
【0057】[0057]
【数29】 続いて、周波数偏差補正部42は、得られた複素共役信
号LC(t)と直交検波回路14からの出力信号rb
(t)とを複素乗算する。乗算の結果は信号rcc
(t)として出力される。なお、ncc(t)は雑音成
分を示し、残留周波数偏差はΔωCC(t)=Δω−Δω
SE(t)で定義される。(Equation 29) Subsequently, the frequency deviation correction unit 42 outputs the obtained complex conjugate signal LC (t) and the output signal rb from the quadrature detection circuit 14.
(T) is multiplied by a complex number. The result of the multiplication is the signal rcc
(T). Note that ncc (t) indicates a noise component, and the residual frequency deviation is Δω CC (t) = Δω−Δω
It is defined by SE (t).
【0058】[0058]
【数30】 周波数偏差補正部42で周波数偏差が補正された出力信
号rcc(t)は、受信フィルタ43によって波形整形
されると同時に帯域外雑音が除去される。受信フィルタ
43から出力された信号は、前述と同様に、判定点(ナ
イキスト点)を挟むT/2周期間隔でT/2遅延検波さ
れ、その検波結果がループフィルタ47に入力される。
ループフィルタ47は、T/2遅延検波された信号を平
均化し、雑音成分を抑圧する。平均化された信号には、
周波数演算回路48で式(13)と同様の演算処理が施
され、その結果、フィードバック周波数偏差が演算され
る。[Equation 30] The output signal rcc (t) whose frequency deviation has been corrected by the frequency deviation corrector 42 is shaped by the reception filter 43 and at the same time the out-of-band noise is removed. The signal output from the reception filter 43 is subjected to T / 2 delay detection at T / 2 cycle intervals sandwiching the determination point (Nyquist point) in the same manner as described above, and the detection result is input to the loop filter 47.
The loop filter 47 averages the signal detected by the T / 2 delay detection and suppresses a noise component. The averaged signal contains
The frequency arithmetic circuit 48 performs the same arithmetic processing as the equation (13), and as a result, calculates the feedback frequency deviation.
【0059】この第2実施形態では、受信フィルタ43
の帯域幅が狭い場合、比較的大きめの周波数偏差が存在
すると、信号成分が削られて波形歪みが生じてしまう。
したがって、演算によって得られた実測周波数偏差の平
均値ΔωCA(t)は、実際に推定されるべき理想周波数
偏差ωCC(t)に対して誤差を生じる。しかしながら、
通常、図8に示すように、理想周波数偏差ΔωCC(t)
に対して実測周波数偏差ΔωCA(t)は原点を通過する
比例関係にあることから、周波数演算回路48から出力
される実測値Δωg(t) は次式で示されることができ
る。なお、次式では、Kは定数、ng(t)は雑音成分
を示す。In the second embodiment, the reception filter 43
In the case where the bandwidth is narrow, if a relatively large frequency deviation exists, the signal component is cut off and waveform distortion occurs.
Accordingly, the average value Δω CA (t) of the actually measured frequency deviation obtained by the calculation has an error with respect to the ideal frequency deviation ω CC (t) to be actually estimated. However,
Usually, as shown in FIG. 8, the ideal frequency deviation Δω CC (t)
On the other hand, the measured frequency deviation Δω CA (t) is in a proportional relationship passing through the origin, so that the measured value Δωg (t) output from the frequency calculation circuit 48 can be expressed by the following equation. In the following equation, K represents a constant, and ng (t) represents a noise component.
【0060】[0060]
【数31】 積分器49は、前回出力したフィードバック周波数偏差
ΔωSE(t)に、周波数演算回路48で得られた今回の
実測値Δωg(t) を加算し、得られた加算結果を新しい
出力値ΔωSE(t)として周波数偏差補正部42へ入力
する。したがって、積分器49から出力される信号Δω
SE(t)は徐々に入力角周波数偏差Δωに漸近し、周波
数偏差補正部42における残留角周波数偏差Δω
CC(t)は0に漸近する。なお、次式においてE[・]
は平均値を表わす記号である。(Equation 31) The integrator 49 adds the current measured value Δωg (t) obtained by the frequency calculation circuit 48 to the feedback frequency deviation Δω SE (t) previously output, and outputs the obtained addition result as a new output value Δω SE ( t) is input to the frequency deviation correction unit 42. Therefore, signal Δω output from integrator 49
SE (t) gradually approaches the input angular frequency deviation Δω, and the residual angular frequency deviation Δω in the frequency deviation correction unit 42.
CC (t) asymptotically approaches zero. In the following equation, E [•]
Is a symbol representing an average value.
【0061】[0061]
【数32】 このようなAFC装置を利用した場合、ある程度時間が
経過した場合に、受信フィルタ43に入力される残留周
波数偏差ΔωCC(t)は0近傍の値をとることとなる。
その結果、狭帯域の受信フィルタ43によって起因され
る波形歪みは十分に抑制される。(Equation 32) When such an AFC device is used, the residual frequency deviation Δω CC (t) input to the reception filter 43 takes a value near 0 after a certain amount of time has elapsed.
As a result, waveform distortion caused by the narrow band reception filter 43 is sufficiently suppressed.
【0062】一方で、受信フィルタ43によって波形整
形された信号は1シンボル遅延検波型AFC部13に入
力される。1シンボル遅延検波型AFC部13は、第1
実施形態と同様に、残留角周波数偏差ΔωDDを推定して
出力する。フィードバック型1/2シンボル遅延検波A
FC部41で推定されたフィードバック周波数偏差Δω
SEと、1シンボル遅延検波型AFC部13で推定された
残留角周波数偏差ΔωDDとは、加算器16で加算されて
周波数偏差情報ΔωEST となる。On the other hand, the signal shaped by the reception filter 43 is input to the one-symbol differential detection type AFC unit 13. The one-symbol differential detection type AFC unit 13
As in the embodiment, the residual angular frequency deviation Δω DD is estimated and output. Feedback type 1/2 symbol differential detection A
Feedback frequency deviation Δω estimated by FC unit 41
The SE and the residual angular frequency deviation Δω DD estimated by the one-symbol differential detection type AFC unit 13 are added by the adder 16 to become frequency deviation information Δω EST .
【0063】なお、上記実施形態では、周波数演算回路
48をループフィルタ47の後段に配置しているが、周
波数演算回路をループフィルタの前段に配置してもよ
い。また、フィードバック型1/2シンボル遅延検波A
FC部と1シンボル遅延検波型AFC部とで受信フィル
タを共通化しているが、個別にフィルタを設けてもよ
い。さらに、第1実施形態の場合と同様に、複数種類の
1/mシンボル遅延検波型AFC部と複数種類のnシン
ボル遅延検波型AFC部とを適宜に組み合わせてAFC
装置を構成することもできる。nシンボル遅延検波型A
FC部をフィードバック構成にしてもよい。In the above-described embodiment, the frequency calculation circuit 48 is arranged after the loop filter 47. However, the frequency calculation circuit may be arranged before the loop filter. Also, feedback type 1/2 symbol differential detection A
Although the reception filter is shared between the FC unit and the one-symbol differential detection AFC unit, filters may be provided separately. Further, as in the case of the first embodiment, a plurality of types of 1 / m symbol differential detection type AFC units and a plurality of types of n symbol differential detection type AFC units are appropriately combined to perform AFC.
The device can also be configured. n-symbol differential detection type A
The FC section may have a feedback configuration.
【0064】[0064]
【発明の効果】以上のように第1発明によれば、第1周
波数推定手段で得られた周波数偏差に基づき補正された
変調信号を第2周波数推定手段で処理するので、比較的
に広い第1位相ずれ捕捉範囲で、かつ、比較的に高精度
な第2推定精度で周波数偏差を推定することができる。As described above, according to the first invention, the modulated signal corrected based on the frequency deviation obtained by the first frequency estimating means is processed by the second frequency estimating means. The frequency deviation can be estimated within one phase shift capturing range and with the second estimation accuracy that is relatively high.
【0065】また、第2発明によれば、1/mシンボル
遅延検波型周波数推定手段で得られた周波数偏差に基づ
き補正された変調信号をnシンボル遅延検波型周波数推
定手段で処理するので、1/mシンボル遅延検波型周波
数推定手段の持つ比較的に広い捕捉範囲で、しかも、n
シンボル遅延検波型周波数推定手段の待つ比較的に高精
度で、周波数偏差の推定を実現することができる。According to the second invention, the modulated signal corrected based on the frequency deviation obtained by the 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means is processed by the n symbol differential detection type frequency estimating means. / M symbol differential detection type frequency estimating means has a relatively wide acquisition range and n
Estimation of the frequency deviation can be realized with relatively high accuracy that the symbol differential detection type frequency estimating means waits for.
【0066】さらに、第3発明によれば、1/mシンボ
ル遅延検波型周波数推定手段によって推定された周波数
偏差に基づいて一旦周波数偏差が補償された変調信号を
nシンボル遅延検波型周波数推定手段で遅延検波するの
で、変調信号の波形歪みを生じることなくフィルタを用
いてS/N比を向上させつつ、精度の高い周波数偏差の
推定を実現することが可能となる。Further, according to the third invention, the modulated signal whose frequency deviation has been once compensated based on the frequency deviation estimated by the 1 / m-symbol differential detection type frequency estimating means is converted by the n-symbol differential detection type frequency estimating means. Since the delay detection is performed, it is possible to accurately estimate the frequency deviation while improving the S / N ratio using a filter without causing waveform distortion of the modulated signal.
【0067】さらにまた、第4発明によれば、複数種類
の周波数推定手段を適宜に組み合わせることによって、
一層の精度の向上を図ることができる。Further, according to the fourth aspect, by appropriately combining a plurality of types of frequency estimating means,
The accuracy can be further improved.
【0068】さらにまた、第5発明によれば、フィード
バック型周波数偏差補正手段によって、1/mシンボル
遅延検波型周波数推定手段に入力される変調信号は、例
えば前段にフィルタを有する場合でも、信号処理回数を
追うごとにフィルタを通じた変調信号の波形歪みが解消
されていく。その結果、フィルタの通過帯域に関係な
く、S/N比を向上させつつ高精度の周波数偏差推定を
実現することが可能となる。Further, according to the fifth invention, the modulated signal input to the 1 / m-symbol differential detection type frequency estimating means by the feedback type frequency deviation correcting means can be subjected to signal processing even if, for example, a filter is provided in the preceding stage. As the number of times increases, the waveform distortion of the modulated signal passing through the filter is eliminated. As a result, it is possible to realize highly accurate frequency deviation estimation while improving the S / N ratio regardless of the pass band of the filter.
【図1】 本発明の第1実施形態に係るAFC装置の全
体構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating an overall configuration of an AFC device according to a first embodiment of the present invention.
【図2】 周波数偏差補正部の構成を示すブロック図で
ある。FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a frequency deviation correction unit.
【図3】 1シンボル遅延検波型AFC部の構成を示す
ブロック図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a one-symbol differential detection type AFC unit.
【図4】 信号の周波数スペクトルとフィルタの周波数
特性との関係を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between a frequency spectrum of a signal and a frequency characteristic of a filter.
【図5】 QPSK変調信号の位相空間図である。FIG. 5 is a phase space diagram of a QPSK modulation signal.
【図6】 第1実施形態の一変形例を示すブロック図で
ある。FIG. 6 is a block diagram showing a modification of the first embodiment.
【図7】 本発明の第2実施形態に係るAFC装置の全
体構成を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram illustrating an overall configuration of an AFC device according to a second embodiment of the present invention.
【図8】 T/2遅延検波型AFCの周波数推定特性を
示すグラフである。FIG. 8 is a graph showing frequency estimation characteristics of a T / 2 differential detection type AFC.
【図9】 従来のAFC装置の全体構成を示すブロック
図である。FIG. 9 is a block diagram showing the overall configuration of a conventional AFC device.
【図10】 T/2遅延検波回路の構成を示すブロック
図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a T / 2 differential detection circuit.
【図11】 受信変調信号のアイパターンとサンプルタ
イミングとの関係を示す図である。FIG. 11 is a diagram illustrating a relationship between an eye pattern of a reception modulation signal and sample timing.
【図12】 信号の周波数スペクトルとフィルタの周波
数特性との関係を示す図である。FIG. 12 is a diagram illustrating a relationship between a frequency spectrum of a signal and a frequency characteristic of a filter.
11 1/mシンボル遅延検波型周波数推定手段として
の1/2シンボル遅延検波型AFC部、13 nシンボ
ル遅延検波型周波数推定手段としての1シンボル遅延検
波型AFC部、15 周波数偏差補正手段としての周波
数偏差補正部、16 周波数偏差演算部としての加算
器、42 フィードバック型周波数偏差補正手段として
の周波数偏差補正部。11 1/2 symbol differential detection type AFC section as 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means, 1 symbol differential detection type AFC section as 13 n symbol differential detection type frequency estimating means, 15 frequency as frequency deviation correcting means Deviation corrector, 16 adder as frequency deviation calculator, 42 frequency deviation corrector as feedback type frequency deviation corrector.
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平6−125370(JP,A) 特開 平6−261089(JP,A) 特開 平6−3007(JP,A) 特開 平6−21773(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H03J 7/00 - 7/02 H04L 27/00 - 27/22 Continuation of the front page (56) References JP-A-6-125370 (JP, A) JP-A-6-261089 (JP, A) JP-A-6-3007 (JP, A) JP-A-6-21773 (JP) , A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H03J 7 /00-7/02 H04L 27/00-27/22
Claims (5)
度を有し、第1位相ずれ捕捉範囲内で変調信号の位相ず
れを捕捉し、捕捉結果を用いて変調信号の周波数偏差を
推定する第1周波数推定手段と、第1位相ずれ捕捉範囲
よりも狭い第2位相ずれ捕捉範囲および第1推定精度よ
りも正確な第2推定精度を有し、第2位相ずれ捕捉範囲
内で変調信号の位相ずれを捕捉し、捕捉結果を用いて変
調信号の周波数偏差を推定する第2周波数推定手段と、
前記第1周波数推定手段で推定された周波数偏差を用い
て変調信号の周波数偏差を補正する周波数偏差補正手段
とを備え、前記第2周波数推定手段は、周波数偏差が補
正された変調信号に基づいて位相ずれを捕捉することを
特徴とする自動周波数制御装置。1. A first phase shift capturing range and a first estimation accuracy, a phase shift of a modulated signal is captured within the first phase shift capturing range, and a frequency deviation of the modulated signal is estimated using a capturing result. A first frequency estimating means, a second phase shift capturing range narrower than the first phase shift capturing range, a second estimation accuracy more accurate than the first estimation accuracy, and a modulation signal of the modulation signal within the second phase shift capturing range. Second frequency estimating means for capturing the phase shift and estimating the frequency deviation of the modulated signal using the captured result;
Frequency deviation correcting means for correcting the frequency deviation of the modulated signal using the frequency deviation estimated by the first frequency estimating means, wherein the second frequency estimating means is based on the modulated signal having the frequency deviation corrected. An automatic frequency controller that captures a phase shift.
時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の周
波数偏差を推定する1/mシンボル遅延検波型周波数推
定手段(m>1)と、前記変調信号をシンボル周期以上
の時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の
周波数偏差を推定するnシンボル遅延検波型周波数推定
手段(n≧1)と、前記1/mシンボル遅延検波型周波
数推定手段で推定された周波数偏差を用いて変調信号の
周波数偏差を補正する周波数偏差補正手段とを備え、前
記nシンボル遅延検波型周波数推定手段は、周波数偏差
が補正された変調信号に基づいて遅延検波を行うことを
特徴とする自動周波数制御装置。2. A 1 / m symbol differential detection type frequency estimator (m> 1) for delay-detecting a received modulated signal at a time interval shorter than a symbol period, and estimating a frequency deviation of the modulated signal using a detection result. An n-symbol delay detection type frequency estimator (n ≧ 1) for delay-detecting the modulated signal at a time interval equal to or longer than a symbol period, and estimating a frequency deviation of the modulated signal using the detection result; Frequency deviation correcting means for correcting the frequency deviation of the modulated signal using the frequency deviation estimated by the detection type frequency estimating means, wherein the n-symbol delayed detection type frequency estimating means An automatic frequency control device that performs differential detection based on the detected frequency.
時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の周
波数偏差を推定する1/mシンボル遅延検波型周波数推
定手段(m>1)と、推定された周波数偏差に基づいて
変調信号の周波数偏差を補償する周波数偏差補正手段
と、前記周波数偏差が補償された前記変調信号をシンボ
ル周期以上の時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて
変調信号の周波数偏差を推定するnシンボル遅延検波型
周波数推定手段(n≧1)と、nシンボル遅延検波型周
波数推定手段で推定された周波数偏差に、前記1/mシ
ンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周波数偏
差を加算する周波数偏差演算手段とを備えることを特徴
とする自動周波数制御装置。3. A 1 / m symbol differential detection type frequency estimator (m> 1) for delay-detecting the received modulated signal at a time interval shorter than the symbol period, and estimating a frequency deviation of the modulated signal using the detection result. Frequency deviation correcting means for compensating for the frequency deviation of the modulated signal based on the estimated frequency deviation, and delay-detecting the modulated signal whose frequency deviation has been compensated at a time interval equal to or longer than a symbol period, and using the detection result. N-symbol differential detection type frequency estimating means (n ≧ 1) for estimating the frequency deviation of the modulated signal; and 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means for the frequency deviation estimated by the n-symbol differential detection type frequency estimating means. A frequency deviation calculating means for adding the frequency deviation estimated in the step (c).
異なる時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信
号の周波数偏差を推定する複数種類の1/mシンボル遅
延検波型周波数推定手段(m>1)と、前記変調信号を
シンボル周期以上の異なる時間間隔で遅延検波し、検波
結果を用いて変調信号の周波数偏差を推定する複数種類
のnシンボル遅延検波型周波数推定手段(n≧1)と、
対応する1/mシンボル遅延検波型周波数推定手段およ
びnシンボル遅延検波型周波数推定手段で推定された周
波数偏差に基づいて変調信号の周波数偏差を補償する複
数の周波数偏差補正手段と、前記1/mシンボル遅延検
波型周波数推定手段およびnシンボル遅延検波型周波数
推定手段で推定された周波数偏差を順次加算する周波数
偏差演算手段とを備え、対応する周波数偏差補正手段で
周波数偏差が補償された変調信号を各1/mシンボル遅
延検波型周波数推定手段および各nシンボル遅延検波型
周波数推定手段は遅延検波することを特徴とする自動周
波数制御装置。4. A plurality of 1 / m symbol differential detection frequency estimating means (m) for delay-detecting a received modulated signal at different time intervals shorter than a symbol period and estimating a frequency deviation of the modulated signal using the detection result. > 1), a plurality of types of n-symbol differential detection frequency estimating means (n ≧ 1) for delay-detecting the modulated signal at different time intervals equal to or longer than the symbol period and estimating the frequency deviation of the modulated signal using the detection result. When,
A plurality of frequency deviation correcting means for compensating for the frequency deviation of the modulated signal based on the frequency deviation estimated by the corresponding 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means and n symbol differential detection type frequency estimating means; Frequency deviation calculating means for sequentially adding the frequency deviations estimated by the symbol differential detection type frequency estimating means and the n symbol differential detection type frequency estimating means, and the modulated signal having the frequency deviation compensated by the corresponding frequency deviation correcting means. An automatic frequency control apparatus wherein each 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means and each n symbol differential detection type frequency estimating means performs delay detection.
時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の周
波数偏差を推定する1/mシンボル遅延検波型周波数推
定手段(m>1)と、前記変調信号をシンボル周期以上
の時間間隔で遅延検波し、検波結果を用いて変調信号の
周波数偏差を推定するnシンボル遅延検波型周波数推定
手段(n≧1)と、前記1/mシンボル遅延検波型周波
数推定手段およびnシンボル遅延検波型周波数推定手段
で推定された周波数偏差を互いに加算する周波数偏差演
算手段とを備え、前記1/mシンボル遅延検波型周波数
推定手段は、推定された周波数偏差に基づいて、1/m
シンボル遅延検波型周波数推定手段に入力される変調信
号の周波数偏差を補償するフィードバック型周波数偏差
補正手段を有することを特徴とする自動周波数制御装
置。5. A 1 / m symbol differential detection type frequency estimator (m> 1) for delay-detecting a received modulated signal at a time interval shorter than a symbol period, and estimating a frequency deviation of the modulated signal using a detection result. An n-symbol delay detection type frequency estimator (n ≧ 1) for delay-detecting the modulated signal at a time interval equal to or longer than a symbol period, and estimating a frequency deviation of the modulated signal using the detection result; Frequency deviation calculating means for adding together the frequency deviations estimated by the detection type frequency estimating means and the n-symbol differential detection type frequency estimating means, wherein the 1 / m symbol differential detection type frequency estimating means comprises: 1 / m based on
An automatic frequency control device comprising a feedback type frequency deviation correcting means for compensating for a frequency deviation of a modulation signal inputted to a symbol differential detection type frequency estimating means.
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1996
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