JP3222411B2 - Magnetic bearing device - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は磁気軸受装置に係わ
り、特に、バイアス磁束を永久磁石で発生させ、制御磁
束をバイアス磁束とは極数が±２極異なるように半径方
向位置制御巻線で発生させることで低消費電力、低コス
ト、設備の簡素化及び小型化を図った磁気軸受装置に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a magnetic bearing device, and more particularly to a magnetic bearing device, in which a bias magnetic flux is generated by a permanent magnet, and a control magnetic flux is formed by a radial position control winding such that the number of poles differs from the bias magnetic flux by ± 2 poles. The present invention relates to a magnetic bearing device which has low power consumption, low cost, simplification and downsizing of facilities by being generated.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、図１１に示すような磁気軸受が知
られている。図１１において、磁気軸受１０は、ロータ
ー１を４個の２極半径方向位置制御用電磁石３で空中に
磁気浮上させつつ半径方向の位置調整を行う。また、図
１２に磁気軸受の制御システムを示す。磁気軸受１０は
縦断面図を示し、動作の説明のためｘ軸の制御部分のみ
を記載している。図１２において、ローター１の半径方
向位置は、位置センサ２１で検出し、位置検出回路２３
で変位に比例した電圧信号に変換される。位置検出回路
２３の出力と位置指令値２５が比較器２７に入力され、
その差が誤差信号として補償回路２９に出力される。補
償回路２９では比較器２７の出力に基づきＰＩＤ等の補
償を行う。補償回路２９の出力Δｉは、加算器３１でバ
イアス電流設定値Ｉb と加算される。バイアス電流設定
値Ｉb を加算するのは、ローター１の半径方向位置制御
が線形的に行えるようにするためである。加算器３１の
出力はパワーアンプ３３に送られる。パワーアンプ３３
の詳細は図１３に示す。パワーアンプ３３は４個の２極
半径方向位置制御用電磁石３に対応し、各々独立して４
つ配設されている。加算器３１の出力はパワーアンプ３
３内に配設された図示しない制御部３５に入力される。
制御部３５では加算器３１の出力の大きさに応じた離散
信号を送出し、ゲート３７により直流電圧をＰＷＭ制御
する。パワーアンプ３３の出力は、電流として半径方向
位置制御巻線５を駆動する。このように、半径方向位置
制御巻線５には、一定の直流バイアス電流とローター１
を一定位置に保持するための制御電流が重畳して流され
る。2. Description of the Related Art Conventionally, a magnetic bearing as shown in FIG. 11 has been known. In FIG. 11, the magnetic bearing 10 adjusts the radial position of the rotor 1 while magnetically levitating the rotor 1 in the air with four two-pole radial position control electromagnets 3. FIG. 12 shows a control system of the magnetic bearing. The magnetic bearing 10 is shown in a longitudinal sectional view, and only the control part of the x-axis is described for explanation of the operation. In FIG. 12, the position of the rotor 1 in the radial direction is detected by a position sensor 21 and a position detection circuit 23 is provided.
Is converted into a voltage signal proportional to the displacement. The output of the position detection circuit 23 and the position command value 25 are input to the comparator 27,
The difference is output to the compensation circuit 29 as an error signal. The compensation circuit 29 compensates for the PID or the like based on the output of the comparator 27. The output Δi of compensation circuit 29 is summed with the bias current setting value I b in the adder 31. The reason why the bias current set value Ib is added is that the radial position control of the rotor 1 can be performed linearly. The output of the adder 31 is sent to the power amplifier 33. Power amplifier 33
Are shown in FIG. The power amplifiers 33 correspond to the four two-pole radial position control electromagnets 3,
Are arranged. The output of the adder 31 is the power amplifier 3
3 is input to a control unit 35 (not shown) disposed in the control unit 3.
The controller 35 sends out a discrete signal corresponding to the magnitude of the output of the adder 31, and the gate 37 controls the DC voltage by PWM. The output of the power amplifier 33 drives the radial position control winding 5 as a current. As described above, the constant DC bias current and the rotor 1 are applied to the radial position control winding 5.
Is maintained at a fixed position, and a control current is superimposed and passed.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、各電磁
石ごとにパワーアンプ３３が必要なため、磁気軸受の制
御装置が大型かつ高価となっていた。また、パワーアン
プ３３ではバイアス電流を含めた大きな電流をＰＷＭ制
御することになるため、周辺へのノイズ発生等のおそれ
もあった。更に、通常半径方向位置制御巻線５とパワー
アンプ３３の間は数ｍ〜数１０ｍのケーブルで接続され
るが、半径方向位置制御巻線５用のケーブル線数が多数
となり、接続ケーブルやコネクタが高価になっていた。
本発明はこのような従来の課題に鑑みてなされたもの
で、バイアス磁束を永久磁石で発生させ、制御磁束をバ
イアス磁束とは極数が±２極異なるように半径方向位置
制御巻線で発生させることで低消費電力、低コスト、設
備の簡素化及び小型化を図った磁気軸受装置を提供する
ことを目的とする。However, since a power amplifier 33 is required for each electromagnet, the control device of the magnetic bearing is large and expensive. In the power amplifier 33, a large current including a bias current is subjected to PWM control, and there is a possibility that noise is generated in the periphery. Further, the cable between the radial position control winding 5 and the power amplifier 33 is usually connected by a cable of several meters to several tens of meters. Was expensive.
The present invention has been made in view of such a conventional problem, and generates a bias magnetic flux by a permanent magnet, and generates a control magnetic flux by a radial position control winding such that the number of poles differs from the bias magnetic flux by ± 2 poles. It is an object of the present invention to provide a magnetic bearing device that achieves low power consumption, low cost, simplification and downsizing of facilities.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】このため本発明は、回転
体を空中に磁気浮上させる磁気軸受装置において、前記
回転体の半径方向の位置制御を線形化するためのバイア
ス磁束を発生させる２ｎ（ｎは正の整数）極の固定子側
に配設された永久磁石と、該永久磁石で発生したバイア
ス磁束を積極的に不平衡にして前記回転体の半径方向の
位置を調整する前記固定子に巻回した２ｎ±２極で２相
又は３相の半径方向位置制御巻線と、前記回転体の半径
方向の位置を検出する半径方向位置検出手段と、該半径
方向位置検出手段で検出した半径方向の位置を予め設定
した設定値と比較する比較手段と、該比較手段の比較結
果に基づき前記半径方向位置制御巻線に制御電流を供給
する制御電流供給手段を備え、前記永久磁石及び前記半
径方向位置制御巻線は前記固定子の周方向に均等に配設
して構成した。永久磁石は固定子側に配設する。永久磁
石は、回転体の半径方向の位置制御を線形化するための
バイアス磁束を発生させる。また、固定子には半径方向
位置制御巻線が巻回されている。永久磁石及び半径方向
位置制御巻線は固定子の周方向に均等に配設されてい
る。回転体の半径方向の位置は、半径方向位置検出手段
で検出される。そして、この半径方向位置検出手段で検
出した半径方向の位置は、予め設定した設定値と比較手
段で比較される。制御電流供給手段は、この比較手段の
比較結果に基づき半径方向位置制御巻線に制御電流を供
給する。半径方向位置制御巻線で発生した制御磁束はバ
イアス磁束を積極的に不平衡にする。バイアス磁束を不
平衡にするため、永久磁石が２ｎ極に対し、半径方向位
置制御巻線は２ｎ±２極で構成する。その結果、回転体
の磁気浮上にエネルギーの供給は必要無くなり、また回
転体の半径方向の位置は半径方向位置制御巻線に流れる
僅かの電流で調整される。SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly the present invention provides a magnetic bearing device for magnetically floating the rotating body in the air, generating a bias magnetic flux to linearize the radial position control of the rotating body 2n ( n is a positive integer) a permanent magnet disposed on the stator side of the pole, and the stator for adjusting the radial position of the rotating body by positively unbalancing the bias magnetic flux generated by the permanent magnet. , 2n ± 2 poles, two-phase or three-phase radial position control winding, radial position detecting means for detecting the radial position of the rotating body, and radial position detecting means for detecting the position in the radial direction. Comparing means for comparing the position in the radial direction with a preset value, and control current supplying means for supplying a control current to the radial position control winding based on the comparison result of the comparing means, wherein the permanent magnet and the Radial position control winding It was constructed by arranging uniformly in a circumferential direction of the stator. The permanent magnet is provided on the stator side. The permanent magnet generates a bias magnetic flux for linearizing the radial position control of the rotating body. A radial position control winding is wound on the stator. The permanent magnet and the radial position control winding are evenly arranged in the circumferential direction of the stator. The position of the rotating body in the radial direction is detected by the radial position detecting means. The position in the radial direction detected by the radial position detecting means is compared with a preset value by a comparing means. The control current supply means supplies a control current to the radial position control winding based on the comparison result of the comparison means. The control magnetic flux generated in the radial position control winding positively unbalances the bias magnetic flux. In order to make the bias magnetic flux unbalanced, the permanent magnet has 2n poles and the radial position control winding has 2n ± 2 poles. As a result, there is no need to supply energy for magnetic levitation of the rotating body, and the radial position of the rotating body is adjusted by a small current flowing through the radial position control winding.
【０００５】このように、永久磁石及び半径方向位置制
御巻線は相互に任意の角度を隔てても構成可能である
が、本発明は、前記永久磁石により発生させたバイアス
磁束及び前記半径方向位置制御巻線の内の少なくとも一
つの巻線により発生させた制御磁束は、位置センサの方
向によって定まるｘｙ座標軸方向の少なくとも一方向に
対称とすることも出来る。バイアス磁束の方向と各半径
方向位置制御巻線で発生する制御磁束の方向が異なって
いる場合、各半径方向位置制御巻線で発生する制御磁束
を合成した磁束のバイアス磁束方向成分を制御しなけれ
ばならない。そのためには、バイアス磁束の方向と半径
方向位置制御巻線で発生する制御磁束の方向の角度差で
定まる変換行列に基づいて座標変換を施してから制御電
流指令値を出力する必要がある。しかしながら、永久磁
石と半径方向位置制御巻線は、次のようにｘｙ座標軸と
関連付けて配設することも可能である。即ち、永久磁石
により発生させたバイアス磁束及び半径方向位置制御巻
線の内の少なくとも一つの巻線により発生させた制御磁
束が、位置センサの方向によって定まるｘｙ座標軸方向
の少なくとも一方向に対称となるように永久磁石と半径
方向位置制御巻線を配設する。この結果、半径方向位置
制御巻線の制御を単純化することが出来る。As described above, although the permanent magnet and the radial position control winding can be formed at an arbitrary angle from each other, the present invention provides a bias magnetic flux generated by the permanent magnet and the radial position control winding. The control magnetic flux generated by at least one of the control windings may be symmetric in at least one direction of the xy coordinate axis direction determined by the direction of the position sensor. If the direction of the bias magnetic flux is different from the direction of the control magnetic flux generated in each radial position control winding, the bias magnetic flux direction component of the magnetic flux synthesized from the control magnetic flux generated in each radial position control winding must be controlled. Must. For that purpose, it is necessary to output a control current command value after performing coordinate conversion based on a conversion matrix determined by an angle difference between the direction of the bias magnetic flux and the direction of the control magnetic flux generated in the radial position control winding. However, the permanent magnet and the radial position control winding can be arranged in association with the xy coordinate axes as follows. That is, the bias magnetic flux generated by the permanent magnet and the control magnetic flux generated by at least one of the radial position control windings are symmetric in at least one direction of the xy coordinate axis direction determined by the direction of the position sensor. So that the permanent magnet and the radial position control winding are arranged. As a result, control of the radial position control winding can be simplified.
【０００６】更に、本発明は、前記永久磁石は、前記固
定子に配設したスロットの間隔以上の周長を有し、前記
スロット間に突設した歯部の少なくとも一つ以上に渡り
固着又は埋設して構成した。永久磁石は、固定子に配設
したスロットの間隔以上の周長を有する。一つの永久磁
石は、一つの磁極を構成している。また、各スロット間
には歯部が突設している。永久磁石は、この歯部に固着
又は埋設する。永久磁石は、その周長により一つの歯部
に固着等しても良いし、また複数の歯部に渡り固着等し
ても良い。このことにより、永久磁石は安定して、かつ
効率良く回転体の磁気浮上に寄与する。Further, according to the present invention, the permanent magnet has a circumferential length equal to or greater than the interval between the slots provided in the stator, and is fixed to at least one of the teeth protruding between the slots. It was buried and configured. The permanent magnet has a circumferential length equal to or longer than the interval between slots provided in the stator. One permanent magnet constitutes one magnetic pole. Further, tooth portions protrude between the slots. The permanent magnet is fixed or embedded in the teeth. The permanent magnet may be fixed to one tooth portion, or may be fixed to a plurality of tooth portions, depending on the peripheral length. Thereby, the permanent magnet contributes to the magnetic levitation of the rotating body stably and efficiently.
【０００７】更に、本発明は、前記永久磁石は、前記固
定子に配設したスロットの間隔未満の周長を有し、前記
スロット間に突設した歯部に固着又は埋設し、前記永久
磁石の少なくとも一つ以上で一磁極を構成することを特
徴とする。永久磁石は、固定子に配設したスロットの間
隔未満の周長を有する。一つの永久磁石で一つの磁極を
構成することも可能であるが、離散的に配設した複数個
の永久磁石で一つの磁極を構成するようにしてもよい。
永久磁石は、スロット間に突設した歯部に固着又は埋設
する。一つの歯部には、一つの永久磁石のみを配設して
もよいが、複数個の永久磁石を配設してもよい。このこ
とにより、永久磁石は安定して、かつ効率良く回転体の
磁気浮上に寄与する。Further, according to the present invention, the permanent magnet has a circumferential length less than the interval between the slots provided in the stator, and is fixed or embedded in the teeth projecting between the slots. Is characterized in that at least one or more of them constitutes one magnetic pole. The permanent magnet has a perimeter less than the spacing of the slots provided in the stator. Although one magnetic pole can be constituted by one permanent magnet, one magnetic pole may be constituted by a plurality of discrete permanent magnets.
The permanent magnet is fixed or embedded in the teeth projecting between the slots. One tooth may be provided with only one permanent magnet, or a plurality of permanent magnets may be provided. Thereby, the permanent magnet contributes to the magnetic levitation of the rotating body stably and efficiently.
【０００８】更に、本発明は、前記永久磁石の各極毎の
起磁力は、中央部又は中央の永久磁石が強磁界で両端部
又は両端の永久磁石が弱磁界の正弦波状になるように連
続的に又は離散的に着磁したことを特徴とする。永久磁
石の各極毎の起磁力は、一つの永久磁石で一つの磁極を
構成する場合には、中央部が強磁界で両端部が弱磁界の
正弦波状となるよう連続的に着磁する。また、複数個の
永久磁石で一つの磁極を構成する場合には、中央の永久
磁石が強磁界で両端の永久磁石が弱磁界の正弦波状にな
るように離散的に着磁する。このことにより、バイアス
磁束が正弦波状になり、高調波による回転体の半径方向
位置制御への影響は無くなる。Further, according to the present invention, the magnetomotive force of each pole of the permanent magnet is continuous such that the central portion or the central permanent magnet has a strong magnetic field and both end portions or the permanent magnets at both ends have a sine wave shape of a weak magnetic field. Or discretely magnetized. In the case where one permanent magnet forms one magnetic pole, the magnetomotive force of each pole of the permanent magnet is continuously magnetized so that the central portion has a strong magnetic field and both ends have a weak magnetic field sinusoidal shape. When one magnetic pole is constituted by a plurality of permanent magnets, the magnets are discretely magnetized such that the central permanent magnet has a strong magnetic field and the permanent magnets at both ends have a sine wave shape with a weak magnetic field. As a result, the bias magnetic flux becomes sinusoidal, and the harmonic does not affect the radial position control of the rotating body.
【０００９】[0009]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１に、本発明の第１実施形態であ
る磁気軸受２０の構成図を示す。図１において、永久磁
石４１は円弧状であり半径方向の厚みは一定である。永
久磁石４１は固定子４７に配設されたスロット４５の間
隔Ｌ以上の周長を有し、スロット４５間に突設した歯部
４３の３箇所に渡り固着されている。半径方向位置制御
巻線１５は２相対称に巻回されている。そして、α相巻
線（以下、Ｎα巻線という）によってＸ軸方向の磁束を
制御し、β相巻線（以下、Ｎβ巻線という）によってＹ
軸方向の磁束を制御するようになっている。Ｘ軸方向、
Ｙ軸方向の磁束は独立に制御可能なようになっている。
なお、永久磁石４１はローター１と接触しないように、
図示しない保護ベアリング等で保護されている。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a configuration diagram of a magnetic bearing 20 according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the permanent magnet 41 has an arc shape and a constant radial thickness. The permanent magnet 41 has a circumferential length equal to or greater than the interval L between the slots 45 provided on the stator 47 and is fixed to three teeth 43 projecting between the slots 45. The radial position control winding 15 is wound symmetrically in two phases. Then, the magnetic flux in the X-axis direction is controlled by the α-phase winding (hereinafter, referred to as Nα winding), and the magnetic flux is controlled by the β-phase winding (hereinafter, referred to as Nβ winding).
The magnetic flux in the axial direction is controlled. X-axis direction,
The magnetic flux in the Y-axis direction can be controlled independently.
Note that the permanent magnet 41 does not contact the rotor 1,
It is protected by a protection bearing or the like (not shown).
【００１０】次に、本発明の第１実施形態の動作原理に
ついて説明する。図２に、４極の永久磁石と２相２極の
半径方向位置制御巻線を用いる場合に、半径方向に作用
する力の発生原理を示す。永久磁石４１により４極の対
称磁束Ψ４が発生している。また、半径方向位置制御巻
線１５に電流を流すと対称な２極の磁束Ψ２が発生す
る。図２はＸ軸の負方向にローター１を吸引する場合の
巻線電流と磁束の関係を示している。Ｎα巻線に図示の
ような向きの電流を流すと、ギャップｇ１ではΨ２とΨ
４が互いに打ち消し会うため磁束密度が減少し、逆にギ
ャップｇ３では磁束密度が増加する。この結果、ロータ
ー１にＸ軸の負方向へ作用する半径方向力−Ｆｘが生じ
る。また、Ｎα巻線の電流を逆方向に流せば半径方向力
の向きも逆になる。このとき、Ｎβ巻線に電流を流さな
ければ、Ｙ軸方向の磁束は変化しないのでＹ軸方向への
吸引力は発生しない。Next, the operation principle of the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 2 shows the principle of generation of a force acting in the radial direction when a four-pole permanent magnet and a two-phase two-pole radial position control winding are used. A four-pole symmetric magnetic flux Ψ4 is generated by the permanent magnet 41. When a current flows through the radial position control winding 15, a symmetric two-pole magnetic flux Ψ2 is generated. FIG. 2 shows the relationship between the winding current and the magnetic flux when the rotor 1 is attracted in the negative direction of the X axis. When a current having a direction as shown in the drawing flows through the Nα winding, {2} and Ψ
4 cancel each other, the magnetic flux density decreases, and conversely, the magnetic flux density increases in the gap g3. As a result, a radial force −Fx acting on the rotor 1 in the negative direction of the X axis is generated. If the current of the Nα winding flows in the reverse direction, the direction of the radial force is also reversed. At this time, unless a current is passed through the Nβ winding, the magnetic flux in the Y-axis direction does not change, so that no attractive force is generated in the Y-axis direction.
【００１１】また、図３に２極の永久磁石と２相４極の
半径方向位置制御巻線を用いる場合に、半径方向に作用
する力の発生原理を示す。図３は、４極の半径方向位置
制御巻線Ｎα、ＮβのうちＮα巻線にのみ制御電流が流
れて−Ｘ方向に吸引力が発生している場合である。水久
磁石４１によって対称な２極の磁束Ψ２が発生し、Ｎα
巻線の電流によって対称な４極の磁束Ψ４が発生してい
る。ギャップｇｌ、ｇ２では磁束Ψ２と磁束Ψ４が互い
に打ち消し合うため磁束密度が減少し、逆にギャップｇ
３、ｇ４では磁束密度が増加する。この結果ローター１
にはＸ軸の負方向へ作用する半径方向力−Ｆｘが生じ
る。Ｙ軸方向の磁束の増減はＸ軸に関し対象となるため
ローター１に加わる力は打ち消し合う。その結果、ロー
ター１にはＹ軸方向の力は作用しない。FIG. 3 shows the principle of generation of forces acting in the radial direction when a two-pole permanent magnet and a two-phase four-pole radial position control winding are used. FIG. 3 shows a case where a control current flows only through the Nα winding of the four-pole radial position control windings Nα and Nβ, and an attractive force is generated in the −X direction. A symmetric two-pole magnetic flux Ψ2 is generated by the Mizuhisa magnet 41, and Nα
A symmetric 4-pole magnetic flux Ψ4 is generated by the current of the winding. In the gaps gl and g2, the magnetic flux Ψ2 and the magnetic flux Ψ4 cancel each other, so that the magnetic flux density decreases.
At 3, g4, the magnetic flux density increases. This results in rotor 1
Generates a radial force -Fx acting in the negative direction of the X axis. Since the increase and decrease of the magnetic flux in the Y-axis direction are subject to the X-axis, the forces applied to the rotor 1 cancel each other out. As a result, no force acts on the rotor 1 in the Y-axis direction.
【００１２】吸引力を解析的に表すと以下のようにな
る。解析を行うために、永久磁石４１による磁束はＮα
巻線、Ｎβ巻線とは別に固定子４７に巻かれた等価的な
Ｎｐ巻線に流れる一定な直流電流ＩP によって発生する
と仮定する。さらに解析を簡単にするために、円周方向
の起磁力分布は正弦波と仮定し、磁気飽和やスロット４
５などの空間高調波を無視する。さらにローター１の偏
心はギャップの長さに比較して十分小さいと仮定する。
Ｎｐ、Ｎα、Ｎβ各巻線の磁束鎖交数をλｐ、λα、λ
βとし、各巻線の瞬時電流をｉｐ、ｉα、ｉβとすれ
ば、インダクタンスを数１の様に定義できる。The suction force is analytically expressed as follows. In order to perform the analysis, the magnetic flux by the permanent magnet 41 is Nα
It is assumed that the constant current I P flows through an equivalent Np winding wound on the stator 47 separately from the winding and the Nβ winding. In order to further simplify the analysis, it is assumed that the magnetomotive force distribution in the circumferential direction is a sine wave,
Ignore spatial harmonics such as 5. Further assume that the eccentricity of the rotor 1 is sufficiently small compared to the length of the gap.
Λp, λα, λ
Let β be the instantaneous current of each winding, and let ip, iα, iβ be the inductance defined as Equation 1.
【００１３】[0013]
【数１】 これらのインダクタンスは磁束分布を巻線分布に乗じて
積分することにより導出でき、数２のようになる。(Equation 1) These inductances can be derived by multiplying the distribution of the magnetic flux by the distribution of the windings and integrating them.
【００１４】[0014]
【数２】 但し、μ０は空気中の透磁率、ｌはローター１の軸方向
長さ、Ｒはローター１の半径、Ｎ２はＮα、Ｎβ巻線の
単位電流に対する起磁力の基本波振幅、Ｎ４はＮｐ巻線
の単位電流に対する起磁力の基本波振幅、ｇ０はロータ
ー１が偏心していないときのギャップの長さ、△ＸはＸ
軸方向のローター１の偏心距離、△ｙはＹ軸方向のロー
ター１の偏心距離、Ｌ2 、Ｌ4 は自己インダクタンスで
ある。数２を用いて数１を表すと数３となる。(Equation 2) Where μ0 is the magnetic permeability in the air, l is the axial length of the rotor 1, R is the radius of the rotor 1, N2 is the fundamental wave amplitude of the magnetomotive force per unit current of the Nα and Nβ windings, and N4 is the Np winding. , The fundamental wave amplitude of the magnetomotive force with respect to the unit current, g0 is the gap length when the rotor 1 is not eccentric, and ΔX is X
The eccentric distance of the rotor 1 in the axial direction, Δy is the eccentric distance of the rotor 1 in the Y-axis direction, and L 2 and L 4 are self-inductances. Expression 1 is expressed by Expression 3 using Expression 2.
【００１５】[0015]
【数３】 磁気回路が線形である場合、磁気蓄積エネルギーＷｍは
数４になる。(Equation 3) When the magnetic circuit is linear, the magnetic stored energy Wm becomes Equation 4.
【００１６】[0016]
【数４】 ここで、半径方向に発生する力のＸ軸方向成分をＦｘ、
Ｙ軸方向成分をＦｙとすると、これらは数５で導出でき
る。(Equation 4) Here, the X-axis direction component of the force generated in the radial direction is Fx,
Assuming that the components in the Y-axis direction are Fy, these can be derived by Expression 5.
【００１７】[0017]
【数５】 数４を数５に代入するとＦｘ、Ｆｙは数６となる。(Equation 5) By substituting Equation 4 into Equation 5, Fx and Fy become Equation 6.
【００１８】[0018]
【数６】 数６において、ｉp は永久磁石４１によるバイアス磁束
と等価な磁束を発生させるのに必要な瞬時電流である。
永久磁石４１によるバイアス磁束は常に一定であるから
ｉp ＝Ｉｐ（＝一定）となる。Ｍｉp ＝ＭＩｐ＝Ｋ と
おくと数６は数７となる。(Equation 6) In Equation 6, ip is an instantaneous current required to generate a magnetic flux equivalent to the bias magnetic flux generated by the permanent magnet 41.
Bias magnetic flux generated by the permanent magnet 41 is always is constant i p = Ip (= constant). Mi p = MIp = K To distant number 6 is the number 7.
【００１９】[0019]
【数７】 数７よりＸ軸方向の吸引力はＮα巻線の瞬時電流ｉαに
比例し、Ｙ軸方向の吸引力はＮβ巻線の瞬時電流ｉβに
比例することがわかる。また、比例係数Ｋは永久磁石４
１によって発生する磁界の強さやローター１の形状など
によって定まる。図２及び図３は２相巻線の場合である
が、制御巻線が３相の場合も３相電流を等価的な２相電
流ｉα、ｉβに変換できるので同様に扱うことができ
る。以上の解析では円周方向の起磁力分布は正弦波と仮
定している。しかし、Ｎα、Ｎβ巻線が集中巻きの場合
には高調波による吸引力が発生し、これが外乱となって
磁気軸受制御特性が悪化する。このとき、Ｎα、Ｎβ巻
線を分布巻きとすれば制御巻線による起磁力分布を正弦
波に近づけることができる。(Equation 7) From Equation 7, it can be seen that the attractive force in the X-axis direction is proportional to the instantaneous current iα of the Nα winding, and the attractive force in the Y-axis direction is proportional to the instantaneous current iβ of the Nβ winding. Further, the proportional coefficient K is equal to
1 and the shape of the rotor 1 and the like. FIGS. 2 and 3 show the case of two-phase winding. However, when the control winding has three phases, the three-phase current can be converted into equivalent two-phase currents iα and iβ, so that the same can be applied. In the above analysis, the circumferential magnetomotive force distribution is assumed to be a sine wave. However, when the Nα and Nβ windings are concentrated windings, an attractive force is generated by harmonics, which becomes a disturbance and deteriorates the magnetic bearing control characteristics. At this time, if the Nα and Nβ windings are distributed winding, the magnetomotive force distribution by the control winding can be approximated to a sine wave.
【００２０】次に、磁気軸受の制御システムについて説
明する。図４は、磁気軸受２０を用いたときの半径方向
位置の制御システムである。尚、図１２と同一要素のも
のについては同一符号を付して説明は省略する。図４に
おいて、２相インバータ５３ａ，５３ｂはそれぞれＸ軸
用、Ｙ軸用に配設されている。２相インバータ５３ａ，
５３ｂのブロック図を図５に示す。Next, a control system of the magnetic bearing will be described. FIG. 4 shows a control system of the radial position when the magnetic bearing 20 is used. Note that the same components as those in FIG. 12 are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted. In FIG. 4, two-phase inverters 53a and 53b are provided for the X axis and the Y axis, respectively. Two-phase inverter 53a,
A block diagram of 53b is shown in FIG.
【００２１】次に、動作を説明する。半径方向位置制御
電流指令値５１に基づきローター１の偏心量に応じて演
算された半径方向位置制御電流指令値５１が２相インバ
ータ５３に入力される。２相インバータ５３では、直流
電源５５の電圧をＰＷＭ制御して半径方向位置制御巻線
１５に必要電流を供給する。この電流により、図２に示
した磁束Ψ２が発生し、ローター１に吸引力を生ずる。
このように、ローター１の偏心量に応じて半径方向位置
制御巻線１５に流す電流を調節し、ローター１を常に中
心位置に保持することが可能となる。以上により、半径
方向位置制御巻線１５を駆動するための回路が２相イン
バータ５３となり、従来の半径方向位置制御巻線５を駆
動するのに必要であったパワーアンプ３３よりも大幅に
簡略化され、部品点数も減少する。また、電磁石用の接
続ケーブル本数が従来のパワーアンプ３３と半径方向位
置制御巻線５間には合計８本必要であったが、２相イン
バータ５３と半径方向位置制御巻線間１５間には合計４
本となる。以上から、従来よりもコストを低く抑え、か
つ制御システムを簡略化することが可能となる。また、
バイアス磁束は永久磁石４１で発生させており、外乱が
ない場合は制御電流≒０の状態でローター１が浮上可能
となるため消費電力を大幅に削減できる。Next, the operation will be described. The radial position control current command value 51 calculated according to the eccentric amount of the rotor 1 based on the radial position control current command value 51 is input to the two-phase inverter 53. The two-phase inverter 53 supplies the required current to the radial position control winding 15 by PWM controlling the voltage of the DC power supply 55. Due to this current, the magnetic flux Ψ2 shown in FIG. 2 is generated, and the rotor 1 generates an attractive force.
As described above, the current flowing through the radial position control winding 15 is adjusted according to the amount of eccentricity of the rotor 1, and the rotor 1 can be always maintained at the center position. As described above, the circuit for driving the radial position control winding 15 becomes the two-phase inverter 53, which is greatly simplified compared to the power amplifier 33 required for driving the conventional radial position control winding 5. Thus, the number of parts also decreases. Although a total of eight electromagnet connection cables were required between the conventional power amplifier 33 and the radial position control winding 5, the number of connecting cables between the two-phase inverter 53 and the radial position control winding 15 was required. 4 in total
It becomes a book. As described above, it is possible to keep costs lower than before and to simplify the control system. Also,
The bias magnetic flux is generated by the permanent magnet 41, and when there is no disturbance, the rotor 1 can float in the state of the control current ≒ 0, so that the power consumption can be greatly reduced.
【００２２】次に、本発明の第２実施形態について説明
する。図６に、本発明の第２実施形態である磁気軸受３
０の構成図を示す。磁気軸受３０は、半径方向位置制御
巻線５が３相対称巻である点で本発明の第１実施形態と
異なる。３相巻線電流の制御によってＸ軸方向、Ｙ軸方
向の磁束を独立に制御可能である。従って、動作原理は
図２と同一である。Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 6 shows a magnetic bearing 3 according to a second embodiment of the present invention.
FIG. The magnetic bearing 30 differs from the first embodiment of the present invention in that the radial position control winding 5 has a three-phase symmetric winding. By controlling the three-phase winding current, the magnetic flux in the X-axis direction and the Y-axis direction can be independently controlled. Therefore, the operation principle is the same as that of FIG.
【００２３】次に、図７に、磁気軸受３０を用いたとき
の半径方向位置の制御システムを示す。尚、図１２と同
一要素のものについては同一符号を付して説明は省略す
る。図７において、２相３相変換器５７はＸ軸補償回路
２９ａ、Ｙ軸補償回路２９ｂの出力を３相電流指令値６
１に変換するようになっている。３相インバータ５９
は、３相電流指令値６１に基づき直流電源５５の電圧を
ＰＷＭ制御するようになっている。３相インバータ５９
のブロック図を図８に示す。Next, FIG. 7 shows a control system of the radial position when the magnetic bearing 30 is used. Note that the same components as those in FIG. 12 are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted. 7, the two-phase / three-phase converter 57 outputs the outputs of the X-axis compensation circuit 29a and the Y-axis compensation circuit 29b to the three-phase current command value 6
Is converted to 1. Three-phase inverter 59
Is adapted to perform PWM control on the voltage of the DC power supply 55 based on the three-phase current command value 61. Three-phase inverter 59
8 is shown in FIG.
【００２４】次に、動作を説明する。半径方向位置制御
電流指令値５１はＸ軸方向、Ｙ軸方向に独立した指令値
である。２相３相変換器５７では、この半径方向位置制
御電流指令値５１に基づき２相３相変換を行う。そし
て、２相３相変換器５７で変換された３相電流指令値６
１に基づき３相インバータ５９をＰＷＭ制御し、半径方
向位置制御巻線５に必要電流を供給する。以上により、
半径方向位置制御巻線５を駆動するための回路が３相イ
ンバータ５９となり、従来のパワーアンプ３３よりも大
幅に簡略化され、部品点数も減少する。また電磁石用の
接続ケーブル本数が３相インバータ５９と半径方向位置
制御巻線５間は合計３本となる。以上から、従来よりも
コストを低く抑え、かつ制御システムを簡略化し、消費
電力を大幅に削減することが可能となる。Next, the operation will be described. The radial position control current command value 51 is a command value independent in the X-axis direction and the Y-axis direction. The two-phase / three-phase converter 57 performs two-phase / three-phase conversion based on the radial position control current command value 51. Then, the three-phase current command value 6 converted by the two-phase three-phase converter 57
The PWM control of the three-phase inverter 59 is performed based on 1 to supply a necessary current to the radial position control winding 5. From the above,
The circuit for driving the radial position control winding 5 is the three-phase inverter 59, which is greatly simplified and reduces the number of components compared to the conventional power amplifier 33. Further, the number of connection cables for the electromagnet between the three-phase inverter 59 and the radial position control winding 5 is three in total. As described above, it is possible to reduce the cost, simplify the control system, and significantly reduce the power consumption as compared with the related art.
【００２５】次に、本発明の第３実施形態について説明
する。図９に、本発明の第３実施形態である磁気軸受４
０の構成図を示す。磁気軸受４０は、永久磁石７１が固
定子４７に配設されたスロット４５の間隔Ｌ未満の周長
を有する。そして、永久磁石７１はスロット４５間に突
設した歯部４３の頭部に固着されている。永久磁石７１
は歯部４３の頭部に合計１２個配設されているが、隣接
した３個（永久磁石７１ａ，７１ｂ，７１ｃ）で一磁極
が構成されている。Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 9 shows a magnetic bearing 4 according to a third embodiment of the present invention.
FIG. The magnetic bearing 40 has a circumferential length less than the interval L between the slots 45 in which the permanent magnets 71 are provided on the stator 47. The permanent magnet 71 is fixed to the head of the tooth portion 43 protruding between the slots 45. Permanent magnet 71
Are arranged at the head of the tooth portion 43 in total, but three magnetic poles (permanent magnets 71a, 71b, 71c) constitute one magnetic pole.
【００２６】次に、動作を説明する。図９において、永
久磁石７１の周長はスロット４５の間隔Ｌ未満であり、
隣接した３個の永久磁石７１ａ，７１ｂ，７１ｃで本発
明の第２実施形態の永久磁石４１と等価な起磁力分布と
なるようにする。永久磁石７１は永久磁石４１のように
円弧状ではなく長方形にできるため、磁石材料の加工が
容易になる。また、既に述べたように、円周方向の起磁
力分布は正弦波と仮定して動作原理の解析を行った。永
久磁石４１が半径方向に一定の厚みを有し、均一に着磁
されている第１実施形態や第２実施形態のような場合に
は、起磁力分布が方形波となる。このため、高調波によ
る吸引力が発生し、これが外乱となって磁気軸受制御特
性が多少悪化する恐れがある。永久磁石７１は第１実施
形態等と同様、半径方向に一定の厚みを有し均一に着磁
してもよいが、一磁極を構成する３個の永久磁石７１
ａ，７１ｂ，７１ｃに対し中央の永久磁石７１ｂを強磁
界に、また両端の永久磁石７１ａ、７１ｃを弱磁界とす
ることも出来る。即ち、個々の永久磁石の起磁力を変化
させることによって、永久磁石による起磁力分布を正弦
波に近づける。この結果、磁気軸受制御特性の悪化を防
ぐことが可能となる。Next, the operation will be described. In FIG. 9, the circumference of the permanent magnet 71 is less than the interval L between the slots 45,
The three adjacent permanent magnets 71a, 71b, 71c have a magnetomotive force distribution equivalent to the permanent magnet 41 of the second embodiment of the present invention. Since the permanent magnet 71 can be formed in a rectangular shape instead of an arc shape like the permanent magnet 41, the processing of the magnet material becomes easy. Further, as described above, the operation principle was analyzed on the assumption that the magnetomotive force distribution in the circumferential direction was a sine wave. When the permanent magnet 41 has a certain thickness in the radial direction and is uniformly magnetized as in the first and second embodiments, the magnetomotive force distribution becomes a square wave. For this reason, there is a possibility that an attractive force is generated by the harmonics, which becomes a disturbance, and the magnetic bearing control characteristics are slightly deteriorated. The permanent magnet 71 may have a certain thickness in the radial direction and be uniformly magnetized, as in the first embodiment, but three permanent magnets 71 constituting one magnetic pole may be used.
The permanent magnets 71b and 71c at the center can be set to a strong magnetic field, and the permanent magnets 71a and 71c at both ends can be set to a weak magnetic field. That is, by changing the magnetomotive force of each permanent magnet, the magnetomotive force distribution by the permanent magnet is approximated to a sine wave. As a result, it is possible to prevent the deterioration of the magnetic bearing control characteristics.
【００２７】更に、図９は３個の永久磁石７１ａ，７１
ｂ，７１ｃで離散的に一磁極を構成したが、円周方向に
薄い多数個の永久磁石７１をそれぞれの起磁力が正弦波
状に段階的に変化するように着磁し、重ね合わせて１個
の永久磁石を構成することも出来る（図示略）。また、
スロット４５の間隔Ｌ以上の永久磁石８１（図示略）に
対し、中央部の半径方向の厚みを大きく、両端部の半径
方向の厚みを薄くすることで起磁力を正弦波状にしても
よい。このとき、厚みの薄くなった部分は樹脂等で補充
等して全体の永久磁石８１が均一の厚みとなるようにす
ると永久磁石８１の取り付けが容易である。このことに
より、円周方向の起磁力分布を正弦波状とすることが出
来、高調波によって生じる吸引力の非線形成分を除去で
きる。FIG. 9 shows three permanent magnets 71a, 71
Although one magnetic pole is discretely formed by b and 71c, a large number of thin permanent magnets 71 are circumferentially magnetized so that the magnetomotive force changes stepwise in a sine wave shape, and one magnet is superposed. (Not shown). Also,
With respect to the permanent magnets 81 (not shown) having the interval L of the slots 45 or more, the magnetomotive force may be sinusoidal by increasing the radial thickness at the center and decreasing the radial thickness at both ends. At this time, the permanent magnet 81 can be easily attached if the thinned portion is supplemented with resin or the like so that the entire permanent magnet 81 has a uniform thickness. As a result, the distribution of the magnetomotive force in the circumferential direction can be made sinusoidal, and the nonlinear component of the attractive force generated by the harmonic can be removed.
【００２８】次に、本発明の第４実施形態について説明
する。図１０に、本発明の第４実施形態である磁気軸受
５０の構成図を示す。磁気軸受５０は、永久磁石９１を
歯部４３の頭部に予め設けた凹部に埋設する点で本発明
の第３実施形態と異なる。このとき、位置ずれを起こす
ことなく永久磁石９１を固定子４７に固定できる。Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 10 shows a configuration diagram of a magnetic bearing 50 according to a fourth embodiment of the present invention. The magnetic bearing 50 differs from the third embodiment of the present invention in that the permanent magnet 91 is embedded in a concave portion provided in advance in the head of the tooth portion 43. At this time, the permanent magnet 91 can be fixed to the stator 47 without causing displacement.
【００２９】[0029]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
磁気軸受のバイアス磁束を永久磁石で発生させ、回転体
の半径方向の位置は半径方向位置制御巻線に流れる僅か
の電流で調整することで、低消費電力、低コスト、設備
の簡素化及び小型化を図ることが出来る。As described above, according to the present invention,
The bias magnetic flux of the magnetic bearing is generated by a permanent magnet, and the radial position of the rotating body is adjusted with a small amount of current flowing through the radial position control winding, resulting in low power consumption, low cost, simplified equipment, and small size. Can be achieved.
【００３０】[0030]
【図１】 本発明の第１実施形態である磁気軸受の構成
図FIG. 1 is a configuration diagram of a magnetic bearing according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 半径方向力発生原理を示す図（４極の永久磁
石と２相２極の半径方向位置制御巻線を用いる場合）FIG. 2 is a diagram showing a principle of generating a radial force (in the case of using a four-pole permanent magnet and a two-phase two-pole radial position control winding).
【図３】 半径方向力発生原理を示す図（２極の永久磁
石と２相４極の半径方向位置制御巻線を用いる場合）FIG. 3 is a diagram showing a principle of generating a radial force (in the case of using a two-pole permanent magnet and a two-phase four-pole radial position control winding).
【図４】 本発明の第１実施形態である磁気軸受を用い
た制御システムFIG. 4 is a control system using a magnetic bearing according to the first embodiment of the present invention.
【図５】 ２相インバータのブロック図FIG. 5 is a block diagram of a two-phase inverter.
【図６】 本発明の第２実施形態である磁気軸受の構成
図FIG. 6 is a configuration diagram of a magnetic bearing according to a second embodiment of the present invention.
【図７】 本発明の第２実施形態である磁気軸受を用い
た制御システムFIG. 7 is a control system using a magnetic bearing according to a second embodiment of the present invention.
【図８】 ３相インバータのブロック図FIG. 8 is a block diagram of a three-phase inverter.
【図９】 本発明の第３実施形態である磁気軸受の構成
図FIG. 9 is a configuration diagram of a magnetic bearing according to a third embodiment of the present invention.
【図１０】 本発明の第４実施形態である磁気軸受の構
成図FIG. 10 is a configuration diagram of a magnetic bearing according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１１】 従来の磁気軸受の構成図FIG. 11 is a configuration diagram of a conventional magnetic bearing.
【図１２】 従来の磁気軸受を用いた制御システムFIG. 12 is a control system using a conventional magnetic bearing.
【図１３】 パワーアンプのブロック図FIG. 13 is a block diagram of a power amplifier.
１ ローター ３ 半径方向位置制御用電磁石 ５、１５ 半径方向位置制御巻線 １０、２０、３０、４０、５０ 磁気軸受 ２１ 位置センサ ２３ 位置検出回路 ２５ 位置指令値 ２７ 比較器 ２９ 補償回路 ４１、７１、９１ 永久磁石 ４３ 歯部 ４５ スロット ４７ 固定子 ５１ 半径方向位置制御電流指令値 ５３ ２相インバータ ５５ 直流電源 ５７ ２相３相変換器 ５９ ３相インバータ ６１ ３相電流指令値 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Rotor 3 Electromagnet for radial position control 5, 15 Radial position control winding 10, 20, 30, 40, 50 Magnetic bearing 21 Position sensor 23 Position detection circuit 25 Position command value 27 Comparator 29 Compensation circuit 41, 71, 91 Permanent magnet 43 Tooth portion 45 Slot 47 Stator 51 Radial position control current command value 53 2-phase inverter 55 DC power supply 57 2-phase 3-phase converter 59 3-phase inverter 61 3-phase current command value
Claims (5)
装置において、前記回転体の半径方向の位置制御を線形
化するためのバイアス磁束を発生させる２ｎ極の固定子
側に配設された永久磁石と、該永久磁石で発生したバイ
アス磁束を積極的に不平衡にして前記回転体の半径方向
の位置を調整する前記固定子に巻回した２ｎ（ｎは正の
整数）±２極で２相又は３相の半径方向位置制御巻線
と、前記回転体の半径方向の位置を検出する半径方向位
置検出手段と、該半径方向位置検出手段で検出した半径
方向の位置を予め設定した設定値と比較する比較手段
と、該比較手段の比較結果に基づき前記半径方向位置制
御巻線に制御電流を供給する制御電流供給手段を備え、
前記永久磁石及び前記半径方向位置制御巻線は前記固定
子の周方向に均等に配設したことを特徴とする磁気軸受
装置。In a magnetic bearing device for magnetically levitating a rotating body in the air, a permanent magnet disposed on a 2n-pole stator side for generating a bias magnetic flux for linearizing the radial position control of the rotating body. 2n (n is a positive number) wound around the magnet and the stator for adjusting the radial position of the rotating body by positively unbalancing the bias magnetic flux generated by the permanent magnet .
Integer) ± 2 poles, two-phase or three-phase radial position control winding, radial position detecting means for detecting the radial position of the rotating body, and radial position detection means for detecting the radial position of the rotating body. Comparing means for comparing a position with a preset set value, and control current supplying means for supplying a control current to the radial position control winding based on a comparison result of the comparing means,
The magnetic bearing device, wherein the permanent magnet and the radial position control winding are evenly arranged in a circumferential direction of the stator.
磁束及び前記半径方向位置制御巻線の内の少なくとも一
つの巻線により発生させた制御磁束は、位置センサの方
向によって定まるｘｙ座標軸方向の少なくとも一方向に
対称であることを特徴とする請求項１記載の磁気軸受装
置。2. A bias magnetic flux generated by the permanent magnet and a control magnetic flux generated by at least one of the radial position control windings are at least one in an xy coordinate axis direction determined by a direction of a position sensor. The magnetic bearing device according to claim 1, wherein the magnetic bearing device is symmetrical in a direction.
スロットの間隔以上の周長を有し、前記スロット間に突
設した歯部の少なくとも一つ以上に渡り固着又は埋設し
たことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の磁気軸
受装置。3. The permanent magnet according to claim 1, wherein the permanent magnet has a circumferential length equal to or greater than the interval between the slots provided in the stator, and is fixed or embedded over at least one of the teeth protruding between the slots. The magnetic bearing device according to claim 1 or 2, wherein
スロットの間隔未満の周長を有し、前記スロット間に突
設した歯部に固着又は埋設し、前記永久磁石の少なくと
も一つ以上で一磁極を構成することを特徴とする請求項
１又は請求項２記載の磁気軸受装置。4. The permanent magnet has a circumferential length less than the interval between slots provided in the stator, and is fixed or embedded in teeth protruding between the slots, and at least one of the permanent magnets is provided. 3. The magnetic bearing device according to claim 1, wherein one magnetic pole is constituted as described above.
部又は中央の永久磁石が強磁界で両端部又は両端の永久
磁石が弱磁界の正弦波状になるように連続的に又は離散
的に着磁したことを特徴とする請求項１、２、３又は４
記載の磁気軸受装置。5. The magnetomotive force of each pole of the permanent magnet is continuously or discretely set such that the central portion or the central permanent magnet has a strong magnetic field and both ends or the permanent magnets at both ends have a weak magnetic field sinusoidal shape. 5. The magnetic recording medium according to claim 1, 2, 3, or 4,
The magnetic bearing device according to claim 1.
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