JP3207277B2 - Active filter circuit - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は能動素子を用いて構成さ
れるアクティブフィルタ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an active filter circuit using active elements.

【０００２】[0002]

【従来の技術】能動素子を用いて構成される集積回路の
分野においては、ＩＣ内部にインダクタ（Ｌ）を構成す
ることが困難であることから、単位回路（ジャイレー
タ）と容量（Ｃ）を組み合わせることによりインダクタ
（誘導性）動作を行う回路を構成し、そのインダクタ回
路と容量（Ｃ）とでフィルタを構成してきた。2. Description of the Related Art In the field of integrated circuits using active elements, it is difficult to form an inductor (L) inside an IC. Therefore, a unit circuit (gyrator) and a capacitor (C) are combined. Thus, a circuit that performs an inductor (inductive) operation has been configured, and a filter has been configured by the inductor circuit and the capacitance (C).

【０００３】例えば、抵抗（Ｒ）、インダクタ（Ｌ）、
容量（Ｃ）で構成される両端終端ラダー型の５次の楕円
型ローパスフィルタの構成を図１５に示す。ここでＬ1
、Ｌ2 はそれぞれインダクタであり、それぞれＬを単
位回路（ジャイレータ）と容量とを用いて置き換える際
の構成を図１６に示す。この図１６はインダクタ動作を
行う回路を２つの単位回路（ジャイレータ）と一つの容
量で構成できることを示している。図１７はその単位回
路（ジャイレータ）を構成する電圧制御電流源（ＶＣＣ
Ｓ）の具体的な構成例を示したものである。For example, a resistor (R), an inductor (L),
FIG. 15 shows the configuration of a ladder-type 5th-order elliptic low-pass filter of a terminal ladder type composed of a capacitor (C). Where L1
, L2 are inductors, and FIG. 16 shows a configuration in which L is replaced using a unit circuit (gyrator) and a capacitor. FIG. 16 shows that a circuit for performing an inductor operation can be constituted by two unit circuits (gyrators) and one capacitor. FIG. 17 shows a voltage controlled current source (VCC) constituting the unit circuit (gyrator).
5 shows a specific configuration example of S).

【０００４】ここで抵抗（Ｒ）も前記電圧制御電流源
（ＶＣＣＳ）を用いて置き換えることが可能であり、こ
の結果電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）と容量（Ｃ）とで構
成した５次の楕円型のアクティブフィルタの構成を図１
８に示す。（詳細は文献:D.W.H. Calder 「Audio Freq
uency Gyrator Filters for an Integrated Radio Pagi
ng Receiver 」 IEE Conference, York, England, 10-1
3th September 1984. を参照。）さらに各素子の節点で
重複する信号経路を省略することにより、電圧制御電流
源（ＶＣＣＳ）の数を低減したアクティブフィルタの構
成を図１９に示す。Here, the resistor (R) can also be replaced by using the voltage-controlled current source (VCCS). As a result, a fifth-order ellipse composed of the voltage-controlled current source (VCCS) and the capacitor (C) is obtained. Fig. 1 shows the structure of the active filter
FIG. (For details, refer to DWH Calder "Audio Freq
uency Gyrator Filters for an Integrated Radio Pagi
ng Receiver '' IEE Conference, York, England, 10-1
See 3th September 1984. FIG. 19 shows a configuration of an active filter in which the number of voltage controlled current sources (VCCS) is reduced by further omitting redundant signal paths at nodes of each element.

【０００５】このようなアクティブフィルタは抵抗
（Ｒ）、インダクタ（Ｌ）が同一の電圧制御電流源（Ｖ
ＣＣＳ）を用いて構成され、各ＶＣＣＳの絶対精度が変
動した場合にもそれぞれが同様の特性変動となるため、
Ｒ、Ｌ、Ｃを独立の部品で構成した場合と比較して、各
素子のパラメータ変動に強く相対精度の高い等の特徴を
有する。In such an active filter, a voltage-controlled current source (V) having the same resistance (R) and inductor (L) is used.
CCS), and even when the absolute accuracy of each VCCS fluctuates, each of them has the same characteristic fluctuation.
Compared to the case where R, L, and C are configured by independent components, the R, L, and C have characteristics such as high resistance to parameter fluctuation of each element and high relative accuracy.

【０００６】ここで一般にフィルタの出力特性を考える
と、ノイズレベルが一定で有ればフィルタの入力信号の
振幅を大きくするほど出力信号のＳ／Ｎ比が改善される
ので、フィルタに入力される信号の振幅は大きい方がよ
い。Here, considering the output characteristics of a filter, if the noise level is constant, the S / N ratio of the output signal is improved as the amplitude of the input signal of the filter is increased, so that the signal is input to the filter. The larger the signal amplitude, the better.

【０００７】しかし回路の動作電圧や能動素子の特性限
界により、信号を歪みなく増幅することができる入力範
囲は有限であるため、フィルタの入力信号の振幅を無制
限に大きくすることはできない。However, the input range in which the signal can be amplified without distortion is finite due to the operating voltage of the circuit and the characteristic limit of the active element, so that the amplitude of the input signal of the filter cannot be increased without limit.

【０００８】例えば、図１９に示すアクティブフィルタ
では、フィルタを構成する電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）
１００１〜１００７に線形入力電圧範囲よりも過大な振
幅の信号を入力すると歪みが生ずるため、全てのＶＣＣ
Ｓの入力信号の振幅が一定レベル（線形入力電圧範囲）
以下となるように、フィルタ回路に入力される信号の振
幅を制限しなければならない。For example, in the active filter shown in FIG. 19, a voltage controlled current source (VCCS) constituting the filter
When a signal having an amplitude larger than the linear input voltage range is input to 1001 to 1007, distortion occurs.
S input signal amplitude is constant level (linear input voltage range)
The amplitude of the signal input to the filter circuit must be limited as follows.

【０００９】ところが一般に各ＶＣＣＳの入力信号の最
大振幅は各入力端子毎にまちまちである。例えば、遮断
周波数９ｋＨｚ、回路のインピーダンスを４００ｋΩと
した場合の、図１９に示すアクティブフィルタにおける
各ＶＣＣＳ１００１〜１００７の入力端子ａ〜ｆの信号
の振幅を図２０、図２１に示す。ここで図２０は各ノー
ドａ〜ｆの２０ｋＨｚまでの周波数特性を相対振幅（ｄ
Ｂ）で表示しており、図２１は各ノードａ〜ｆの信号振
幅を１０ｋＨｚの範囲で拡大表示するとともに、入力振
幅１．０Ｖに対してノードの振幅をリニアで表示したも
のである。However, in general, the maximum amplitude of the input signal of each VCCS varies for each input terminal. For example, FIGS. 20 and 21 show the amplitudes of the signals at the input terminals a to f of the VCCSs 1001 to 1007 in the active filter shown in FIG. 19 when the cutoff frequency is 9 kHz and the impedance of the circuit is 400 kΩ. Here, FIG. 20 shows the frequency characteristics of each node a to f up to 20 kHz as relative amplitudes (d
B), and FIG. 21 shows the signal amplitude of each of the nodes a to f enlarged in the range of 10 kHz, and the node amplitude is linearly displayed with respect to the input amplitude of 1.0 V.

【００１０】図２０によれば、各ＶＣＣＳの入力電圧振
幅は入力信号に対して、最大−６ｄＢ〜＋３ｄＢの振幅
値のばらつきがあるので、全ての電圧制御電流源で歪み
を生ずることなく信号を伝達させるには、最も振幅値が
大きい入力端子の信号振幅をＶＣＣＳの線形入力電圧範
囲内に制限する必要がある。According to FIG. 20, the input voltage amplitude of each VCCS has a variation of a maximum value of −6 dB to +3 dB with respect to the input signal, so that the signal can be output without distortion in all voltage controlled current sources. In order to transmit the signal, it is necessary to limit the signal amplitude at the input terminal having the largest amplitude value to within the linear input voltage range of VCCS.

【００１１】しかし、この場合にはその他のノードでは
ＶＣＣＳの線形入力電圧の最大値よりも小さな信号が、
常に入力されることとなる。これはＶＣＣＳ本来のダイ
ナミックレンジをの一部のみを活用するに過ぎず、フィ
ルタのＳ／Ｎ比を劣化させることとなる。However, in this case, a signal smaller than the maximum value of the linear input voltage of VCCS at other nodes is
It will always be entered. This only utilizes a part of the original dynamic range of the VCCS, and degrades the S / N ratio of the filter.

【００１２】図２１によれば、フィルタの入力振幅が
１．０Ｖである場合にも、各ＶＣＣＳの入力振幅は０．
５Ｖから最大１．４Ｖまでばらつきが生ずる。特にＶＣ
ＣＳ１００４の入力端子（端子Ｃ）において、信号振幅
は約１．４Ｖとなり、このＶＣＣＳで歪みが生じないよ
うに、フィルタ全体の入力信号振幅が制限されるため、
その他のＶＣＣＳ１００１〜１００３、１００５〜１０
０７では常に線形入力電圧範囲よりも小さな振幅の信号
しか入力せず、フィルタ全体としてＳ／Ｎ比が改善され
ないという欠点があった。[0012] According to FIG. 21, even when the input amplitude of the filter is 1.0 V, the input amplitude of each VCCS is 0.1.
Variations occur from 5V to a maximum of 1.4V. Especially VC
At the input terminal (terminal C) of CS 1004, the signal amplitude is about 1.4 V, and the input signal amplitude of the entire filter is limited so that distortion does not occur in this VCCS.
Other VCCSs 1001 to 1003, 1005 to 10
In 07, a signal having an amplitude smaller than the linear input voltage range is always input, and the S / N ratio is not improved as a whole filter.

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】従来用いられてきたア
クティブフィルタ回路では、使用される全てのＶＣＣＳ
で歪みを発生させないようにするため、各ＶＣＣＳの入
力信号振幅の中で最も振幅の大きい端子に合わせてフィ
ルタの入力を制限しなければならず、ＶＣＣＳの線形入
力範囲を十分に活用することができないという欠点があ
った。In the active filter circuit conventionally used, all the VCCSs used are
In order to prevent distortion from occurring, the input of the filter must be limited to the terminal having the largest amplitude of the input signal amplitude of each VCCS, and it is necessary to fully utilize the linear input range of the VCCS. There was a disadvantage that it could not be done.

【００１４】本発明においては各ＶＣＣＳの最大入力振
幅に合わせて入力信号の振幅を調整し、ＶＣＣＳでのＳ
／Ｎ比を改善することが可能なアクティブフィルタをを
提供する。In the present invention, the amplitude of the input signal is adjusted in accordance with the maximum input amplitude of each VCCS, and S in the VCCS is adjusted.
Provided is an active filter capable of improving the / N ratio.

【００１５】[0015]

【課題を解決するための手段】第１の発明は、複数の電
圧制御電流源と複数の容量とを組み合わせて構成される
アクティブフィルタ回路において、第１の電圧制御電流
源と第２の電圧制御電流源とは互いに利得が異なり、前
記第１の電圧制御電流源の入力端子と前記第２の電圧制
御電流源の入力端子とを接続する容量と直列にバッファ
回路を接続したことを特徴とするアクティブフィルタ回
路である。According to a first aspect of the present invention, there is provided an active filter circuit comprising a combination of a plurality of voltage controlled current sources and a plurality of capacitors, wherein the first voltage controlled current source and the second voltage controlled A gain is different from that of the current source, and a buffer circuit is connected in series with a capacitor connecting an input terminal of the first voltage controlled current source and an input terminal of the second voltage controlled current source. It is an active filter circuit.

【００１６】第２の発明は、前記第１の電圧制御電流源
の入力端子と前記第２の電圧制御電流源の入力端子とを
接続する容量とその容量に直列に接続されるバッファ回
路とで一方向性信号伝達回路を構成し、前記第１の電圧
制御電流源の入力端子と前記第２の電圧制御電流源の入
力端子との間に、前記一方向性信号伝達回路を互いに逆
方向に信号を伝達するように並列に配置したことを特徴
とする第１の発明記載のアクティブフィルタ回路であ
る。According to a second aspect of the present invention, there is provided a capacitor for connecting an input terminal of the first voltage controlled current source and an input terminal of the second voltage controlled current source, and a buffer circuit connected in series to the capacitor. Forming a one-way signal transmission circuit, and connecting the one-way signal transmission circuits in opposite directions between an input terminal of the first voltage-controlled current source and an input terminal of the second voltage-controlled current source; An active filter circuit according to the first invention, wherein the active filter circuit is arranged in parallel so as to transmit a signal.

【００１７】第３の発明は、複数の電圧制御電流源と複
数の容量とを組み合わせて構成されるアクティブフィル
タ回路において、第１の電圧制御電流源の入力端子にお
ける最大信号振幅と、第２の電圧制御電流源の入力端子
における最大信号振幅とをほぼ等しくするよう、各電圧
制御電流源の利得と各容量の容量値を決定したことを特
徴とするアクティブフィルタ回路である。According to a third aspect of the present invention, in an active filter circuit configured by combining a plurality of voltage controlled current sources and a plurality of capacitors, the maximum signal amplitude at the input terminal of the first voltage controlled current source and the second An active filter circuit characterized in that the gain of each voltage controlled current source and the capacitance value of each capacitor are determined so that the maximum signal amplitude at the input terminal of the voltage controlled current source is substantially equal.

【００１８】第４の発明は、複数の電圧制御電流源と複
数の容量とを組み合わせて構成されるアクティブフィル
タ回路において、第１の電圧制御電流源の入力端子にお
ける信号振幅の平均値と、第２の電圧制御電流源の入力
端子における信号振幅の平均値とをほぼ等しくするよ
う、各電圧制御電流源の利得と各容量の容量値を決定し
たことを特徴とするアクティブフィルタ回路である。According to a fourth aspect of the present invention, in an active filter circuit configured by combining a plurality of voltage controlled current sources and a plurality of capacitors, an average value of a signal amplitude at an input terminal of the first voltage controlled current source, and An active filter circuit characterized in that the gain of each voltage control current source and the capacitance value of each capacitor are determined so that the average value of the signal amplitude at the input terminal of the second voltage control current source is substantially equal.

【００１９】[0019]

【００２０】[0020]

【００２１】[0021]

【作用】本発明においては、各ＶＣＣＳで線形増幅可能
で、できる限り大きな振幅の信号をＶＣＣＳに入力する
ため、フィルタを構成する電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）
の利得と容量の値を変更して決定することを特徴とす
る。According to the present invention, a voltage-controlled current source (VCCS) constituting a filter can be used to input a signal having the largest possible amplitude to each VCCS and capable of linear amplification.
Is determined by changing the values of the gain and the capacitance of.

【００２２】ＶＣＣＳの入力端子において最大信号振幅
が大きい場合には、そこで最大信号振幅を抑制するよう
に、また逆にＶＣＣＳの入力端子において、最大信号振
幅が線形増幅可能な入力信号振幅よりも小さい場合に
は、その端子で最大信号振幅を拡大するように、ＶＣＣ
Ｓの利得、容量値を調整する。When the maximum signal amplitude is large at the input terminal of the VCCS, the maximum signal amplitude is suppressed there. Conversely, at the input terminal of the VCCS, the maximum signal amplitude is smaller than the input signal amplitude that can be linearly amplified. In such a case, VCC should be increased so that the maximum signal amplitude is expanded at that terminal.
Adjust the gain and capacitance of S.

【００２３】このようにすれば、各ＶＣＣＳの線形入力
電圧範囲を十分に活用することができるので、ＶＣＣＳ
でのＳ／Ｎ比を改善することが可能となる。In this way, the linear input voltage range of each VCCS can be fully utilized, so that VCCS
It is possible to improve the S / N ratio at.

【００２４】[0024]

【実施例】以下、発明の実施例を図面の参照しながら説
明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００２５】図１は本発明を説明するための図である。
図１において１０１、１０２はフィルタの入力段の終端
抵抗部を構成するための電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）で
あり、１０３と１０４、１０５と１０６はそれぞれイン
ダクタ回路を構成するためのＶＣＣＳであり、１０７は
フィルタの出力段の終端抵抗部を構成するためのＶＣＣ
Ｓである。１１１〜１１５、１２１〜１２４は容量であ
り、１３１〜１３４は電圧バッファである。またａ〜ｆ
は各節点のノードを示している。FIG. 1 is a diagram for explaining the present invention.
In FIG. 1, reference numerals 101 and 102 denote voltage-controlled current sources (VCCS) for constituting a terminating resistor section at the input stage of the filter, 103 and 104, and 105 and 106 represent VCCSs for constituting an inductor circuit, respectively. 107 is a VCC for configuring a terminating resistor of the output stage of the filter.
S. Reference numerals 111 to 115 and 121 to 124 denote capacitances, and 131 to 134 denote voltage buffers. Also a to f
Indicates a node at each node.

【００２６】従来例の図１９では、各ノードａ〜ｆにお
いて容量に電流が流れ込む積分回路になっている。従っ
て、フィルタに要求される特性を変化させることなく、
各ノードに接続された容量の容量値を小さくすれば、同
じ周波数におけるノードの信号振幅が大きくすることが
できる。逆に、容量の容量値を大きくすれば振幅は小さ
くすることができる。このように、フィルタ全体の特性
を保持したまま、容量の容量値を変更することにより、
各ＶＣＣＳの入力信号振幅を調整することができる。In FIG. 19 of the conventional example, an integrating circuit in which a current flows into a capacitor at each of the nodes a to f. Therefore, without changing the characteristics required for the filter,
If the capacitance value of the capacitance connected to each node is reduced, the signal amplitude of the node at the same frequency can be increased. Conversely, the amplitude can be reduced by increasing the capacitance value of the capacitance. In this way, by changing the capacitance value of the capacitance while maintaining the characteristics of the entire filter,
The input signal amplitude of each VCCS can be adjusted.

【００２７】ここで、フィルタ全体の伝達特性を変化さ
せないためには、入力端子の信号振幅を大きくしたＶＣ
ＣＳの出力回路には減衰手段を付加し、逆に入力端子の
信号振幅を小さくしたＶＣＣＳの出力回路には増幅手段
を接続する必要がある。このような方法により、５次の
楕円型フィルタの改善例を以下説明する。Here, in order not to change the transfer characteristic of the whole filter, VC with a large signal amplitude at the input terminal is used.
It is necessary to add an attenuating means to the CS output circuit and to connect an amplifying means to the VCCS output circuit in which the signal amplitude at the input terminal is reduced. An improvement example of the fifth-order elliptic filter by such a method will be described below.

【００２８】まず、従来例の図１９での周波数特性でノ
ッチを形成する容量１１０１、１１０２は、素子の両端
で入力、出力の双方向に信号を伝達しているので、一方
の端子の振幅を変動させると他方の端子の振幅も影響を
受けてしまう等、両端子の利得を独立に変える事ができ
ない。First, since the capacitors 1101 and 1102 which form a notch with the frequency characteristics in FIG. 19 of the conventional example transmit signals in both directions of input and output at both ends of the element, the amplitude of one terminal is reduced. If it fluctuates, the gain of both terminals cannot be changed independently, for example, the amplitude of the other terminal will be affected.

【００２９】そこで、図１に示すように、容量１２１、
１２３と並列に容量１２２、１２４のパスを設けて、そ
れぞれの容量の両端のパスに対し利得１の電圧バッファ
１３１〜１３４を挿入する。すると容量の両端で信号の
伝達が一方向性とすることができる。ここで並列に挿入
する容量１２２、１２４の値は、元の容量１２１、１２
３の値と僅かに異なった値になるが、１２１、１２３と
同じ値を用いてもほぼ同様の特性を得ることができる。
このように電圧バッファを挿入することによって、各節
点の信号振幅の調整の自由度を大きくすることができ
る。Therefore, as shown in FIG.
Paths of capacitors 122 and 124 are provided in parallel with 123, and voltage buffers 131 to 134 having a gain of 1 are inserted into the paths at both ends of each capacitor. Then, signal transmission can be made unidirectional at both ends of the capacitor. Here, the values of the capacitors 122 and 124 inserted in parallel are the original values of the capacitors 121 and 12.
Although the value is slightly different from the value of 3, almost the same characteristics can be obtained by using the same value as 121 and 123.
By inserting a voltage buffer in this manner, the degree of freedom in adjusting the signal amplitude at each node can be increased.

【００３０】また従来用いられていた回路（図１９参
照）では、フィルタに入力された信号が容量１１０１、
１１０２を介して端子ｆに抜けてしまうため、フィルタ
の特性に悪影響を及ぼす恐れがあった。今回、図１のよ
うに電圧バッファ１３１〜１３４を挿入することにより
信号のフィードスルーが遮断されるので、フィルタの阻
止域での減衰量を改善することができる利点もある。よ
って１３１、１３２は共通のバッファ回路とすることに
より、回路を改善することも可能であるが（図２参
照）、バッファ回路を共用とせずに分離して複数個用い
るほうが改善効果がある。In the circuit used conventionally (see FIG. 19), the signal input to the filter is a capacitor 1101,
Since the filter f escapes to the terminal f via 1102, there is a possibility that the characteristics of the filter may be adversely affected. This time, by inserting the voltage buffers 131 to 134 as shown in FIG. 1, the signal feedthrough is cut off, so that there is an advantage that the attenuation in the stop band of the filter can be improved. Therefore, it is possible to improve the circuit by using a common buffer circuit for 131 and 132 (see FIG. 2), but it is more effective to use a plurality of buffer circuits separated and not shared.

【００３１】次に各ノードでの信号振幅の調整について
説明する。Next, adjustment of the signal amplitude at each node will be described.

【００３２】図１９の従来用いられてきたアクティブフ
ィルタでは、フィルタを構成する電圧制御電流源の入力
信号の振幅に変動があり、具体的には図２１から分かる
ように、各ノードの振幅レベルは、入力信号に対して
０．５倍から１．４倍まで変動があった。これらを等し
く揃えるために、例えばノードｂ、ｄ、ｆの信号振幅を
大きくし、ノードｃ、ｅの信号振幅を小さくすればよ
い。ノードｂ、ｄ、ｆの信号振幅を大きくするために
は、ノードｂ、ｄ、ｆに接続されている容量の値を小さ
くすればよい。これらの容量による積分時定数は小さく
なるので、各ノードｂ、ｄ、ｆの信号振幅を大きくする
ことが可能となる。In the conventional active filter of FIG. 19, the amplitude of the input signal of the voltage controlled current source constituting the filter fluctuates. Specifically, as can be seen from FIG. And the input signal varied from 0.5 to 1.4 times. In order to make these equal, for example, the signal amplitudes at the nodes b, d, and f may be increased and the signal amplitudes at the nodes c and e may be reduced. In order to increase the signal amplitude of the nodes b, d, and f, the value of the capacitance connected to the nodes b, d, and f may be reduced. Since the integration time constant due to these capacitances decreases, the signal amplitude at each of the nodes b, d, and f can be increased.

【００３３】例えば容量１０１１、１０１３、１０１５
の容量値をそれぞれ１／ｘ、１／ｚ、１／ｑ倍（容量２
１１、２１３、２１５）とし、容量１１０１、１１０２
をそれぞれ１／ｘ、１／ｚ倍（容量２２１、２２２）、
及び１／ｑ、１／ｚ倍（容量２２３、２２４）として並
列に配置する（図２参照）。For example, capacitors 1011, 1013, 1015
1 / x, 1 / z, 1 / q times (capacity 2
11, 213, 215) and the capacities 1101, 1102
Are 1 / x and 1 / z times (capacities 221 and 222), respectively.
And 1 / q, 1 / z times (capacity 223, 224) and are arranged in parallel (see FIG. 2).

【００３４】ここで容量２２１を介してノードｄからノ
ードｂに加算される信号振幅もｘ倍にする必要があるの
で、容量２２１を含むパスに利得ｘの増幅回路２４１を
挿入する。同様に容量２２２、２２３、２２４のパスに
も、それぞれ利得ｚの増幅回路２４２、利得ｑの増幅回
路２４３、利得ｚの増幅回路２４４を挿入する。逆にノ
ードｃ、ｅでは信号振幅を小さくするために、容量値２
１２、２１４を大きくする。すなわち容量２１２、２１
４の容量値をそれぞれｙ倍、ｐ倍とする。Here, since the signal amplitude added from the node d to the node b via the capacitor 221 also needs to be multiplied by x, the amplifier circuit 241 having a gain x is inserted into the path including the capacitor 221. Similarly, an amplifier 242 having a gain z, an amplifier 243 having a gain q, and an amplifier 244 having a gain z are inserted into the paths of the capacitors 222, 223, and 224, respectively. Conversely, at nodes c and e, a capacitance value of 2
12, 214 are increased. That is, the capacitances 212 and 21
The capacitance value of No. 4 is y times and p times, respectively.

【００３５】ここで、フィルタ全体の伝達関数を変化さ
せてはならないので、信号振幅を大きくしたノードの出
力には減衰回路、振幅を小さくしたノードの出力には増
幅回路を入れて利得の調節を行う。すなわちノードｂに
は利得１／ｘの減衰回路２５０、２５１、２５２を挿入
し、ノードｃには利得ｙの増幅回路２５３、ノードｄに
は利得１／ｚの減衰回路２５４、ノードｅには利得ｐの
増幅回路２５５、ノードｆには利得１／ｑの減衰回路２
５６、２５７、ノードｇには利得１／ｚの減衰回路２５
８、２５９をそれぞれ挿入する。Here, since the transfer function of the entire filter must not be changed, an attenuation circuit is inserted in the output of the node whose signal amplitude is increased, and an amplification circuit is inserted in the output of the node whose amplitude is decreased, to adjust the gain. Do. That is, attenuating circuits 250, 251, and 252 with a gain of 1 / x are inserted into the node b, an amplifying circuit 253 with a gain y at the node c, a 1 / z attenuating circuit 254 at the node d, and a gain at the node e. amplifying circuit 255 of p and attenuating circuit 2 of gain 1 / q
56, 257, an attenuating circuit 25 with a gain of 1 / z at the node g
8, 259 are respectively inserted.

【００３６】このように各容量値を調整し、増幅回路、
減衰回路を挿入することにより、フィルタの伝達関数を
変化させることなく、各ノードの信号振幅を調整するこ
とが可能となる。この結果、各ＶＣＣＳで歪みを生ずる
ことなく、フィルタ全体のＳ／Ｎ比を改善することがで
きる。逆に各ＶＣＣＳで線形入力電圧範囲を有効に活用
することが可能となる。As described above, each capacitance value is adjusted, and an amplifier circuit,
By inserting the attenuation circuit, the signal amplitude at each node can be adjusted without changing the transfer function of the filter. As a result, the S / N ratio of the entire filter can be improved without causing distortion in each VCCS. Conversely, it is possible to effectively utilize the linear input voltage range in each VCCS.

【００３７】ここで図２を整理して書き直すと、図３の
ような構成とすることも可能である。すなわち、増幅回
路２４１と減衰回路２５８、増幅回路２４２と減衰回路
２５２、増幅回路２４３と減衰回路２５９、増幅回路２
４４と減衰回路２５７をそれぞれまとめて、増幅回路
（または減衰回路）３０１、３０２、３０３、３０４に
置き換えた構成とすることもできる。Here, if FIG. 2 is rearranged and rewritten, a configuration as shown in FIG. 3 is possible. That is, the amplification circuit 241 and the attenuation circuit 258, the amplification circuit 242 and the attenuation circuit 252, the amplification circuit 243 and the attenuation circuit 259, and the amplification circuit 2
44 and the attenuating circuit 257 may be collectively replaced with amplifier circuits (or attenuating circuits) 301, 302, 303, and 304, respectively.

【００３８】ここで、さらに容量の容量値を変化させる
ことにより、増幅回路（または減衰回路）３０１〜３０
４を省略することが可能なフィルタの構成を説明する。Here, by further changing the capacitance value of the capacitance, the amplification circuits (or attenuation circuits) 301 to 30
The configuration of a filter that can omit Step 4 will be described.

【００３９】例えば増幅回路（または減衰回路）３０１
を省略するために、容量３１１、３２１の比を変更す
る。ここでノードｂにおける容量３１１と３２１との合
成容量を変化させてはならないので、容量３１１、３２
１の容量値をＣ1 ／ｘ、Ｃ6A（＝Ｃ6 ／ｘ）として、変
更後の容量値をそれぞれＣ1'、Ｃ6A' とすると Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6A＝Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 ／ｘ＝Ｃ1'＋Ｃ6A' …（１） ここでノードｇからノードｂへの利得をｘ／ｚ倍にする
ためには、次式を満たす必要がある。For example, an amplification circuit (or an attenuation circuit) 301
Is changed, the ratio of the capacitors 311 and 321 is changed. Here, since the combined capacitance of the capacitances 311 and 321 at the node b must not be changed, the capacitances 311, 32
Assuming that the capacitance values of 1 are C1 / x and C6A (= C6 / x) and the changed capacitance values are C1 'and C6A', respectively, C1 / x + C6A = C1 / x + C6 / x = C1 '+ C6A' (1) Here, in order to make the gain from the node g to the node b x / z times, the following equation must be satisfied.

【００４０】 （ｘ／ｚ）（Ｃ6 ／ｘ）（Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 ／ｘ） ＝Ｃ6A' ／（Ｃ1'＋Ｃ6A' ） …（２） （１）式を（２）式に代入してＣ6A' を求めると、 Ｃ6A' ＝Ｃ6 ／ｚ …（３） （３）式を（１）式に代入して Ｃ1'を求める。(X / z) (C6 / x) (C1 / x + C6 / x) = C6A ′ / (C1 ′ + C6A ′) (2) Substituting equation (1) into equation (2) and substituting C6A ′ C6A '= C6 / z (3) Substituting equation (3) into equation (1), C1' is obtained.

【００４１】 Ｃ1'＝Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 ／ｘ−Ｃ6A' ＝Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 ／ｘ−Ｃ6 ／ｚ ＝Ｃ1 ／ｘ＋Ｃ6 （１／ｘ−１／ｚ） …（４） このように容量値を変更すると、増幅回路（または減衰
回路）３０１の利得を１とすることができるので、これ
を不要とすることが可能となる。C1 ′ = C1 / x + C6 / x−C6A ′ = C1 / x + C6 / x−C6 / z = C1 / x + C6 (1 / x−1 / z) (4) When the capacitance value is changed as described above, Since the gain of the amplifying circuit (or the attenuating circuit) 301 can be set to 1, it becomes unnecessary.

【００４２】同様の方法で容量３１３、３２２、３２４
の容量値を変更する。容量３１３、３２２、３２４の容
量値をそれぞれＣ3 ／ｚ、Ｃ6B、Ｃ7B、変更後の容量値
をそれぞれＣ3'、Ｃ6B' 、Ｃ7B' とすると、ノードｄに
おける合成容量の総和を等しくするためには、次式を満
たす必要がある。In the same manner, the capacitors 313, 322, 324
Change the capacitance value of. Assuming that the capacitance values of the capacitors 313, 322, and 324 are C3 / z and C6B and C7B, respectively, and the changed capacitance values are C3 ', C6B' and C7B ', respectively, in order to make the sum of the combined capacitances at the node d equal. , The following equation must be satisfied.

【００４３】 Ｃ3'＋Ｃ6B' ＋Ｃ7B'=Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 ／ｚ＋Ｃ7 ／ｚ …（５） ノードｂからノードｇへの利得をｘ／ｚ倍にするための
条件を次式に示す。C3 ′ + C6B ′ + C7B ′ = C3 / z + C6 / z + C7 / z (5) The condition for increasing the gain from node b to node g by x / z is shown in the following equation.

【００４４】 Ｃ6B' ／( Ｃ3' ＋Ｃ6B' ＋Ｃ7B' ） ＝( ｚ／ｘ）（Ｃ6 ／ｚ）／（Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 ／ｚ＋Ｃ7 ／ｚ） …（６） またノードｆからノードｇへの利得をｘ／ｚ倍にするた
めのには、条件を次式に示す。C6B '/ (C3' + C6B '+ C7B') = (z / x) (C6 / z) / (C3 / z + C6 / z + C7 / z) (6) Also, the gain from node f to node g is x The condition is shown in the following equation in order to increase the ratio to / z.

【００４５】 Ｃ7B' ／（Ｃ3' ＋Ｃ6B' ＋Ｃ7B' ） ＝（ｚ／ｑ）（Ｃ7 ／ｚ）／（Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 ／ｚ＋Ｃ7 ／ｚ） …（７） 以上（５）（６）（７）式から連立方程式を解くと、 Ｃ6B' ＝（ｚ／ｘ）／（Ｃ6 ／ｚ）＝（Ｃ6 ／ｘ） …（８） Ｃ7B' ＝（ｚ／ｑ）／（Ｃ6 ／ｚ）＝（Ｃ7 ／ｑ） …（９） Ｃ3'＝Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 ／ｚ＋Ｃ7 ／ｚ−Ｃ6 ／ｘ−Ｃ7 ／ｑ ＝Ｃ3 ／ｚ＋Ｃ6 （１／ｚ−１／ｘ）＋Ｃ7 （１／ｚ−１／ｑ）…（10） 同様に Ｃ7A' ＝（ｑ／ｚ）／（Ｃ7 ／ｑ）＝（Ｃ7 ／ｚ） …（１１） Ｃ5' ＝Ｃ6 ／ｑ＋Ｃ7 （１／ｑ−１／ｚ） …（１２） 以上のように、容量値を変更することにより、増幅回路
（または減衰回路）３０１〜３０４を不要として、より
簡略化した構成とすることが可能となる。この結果を図
１にまとめる。C7B ′ / (C3 ′ + C6B ′ + C7B ′) = (z / q) (C7 / z) / (C3 / z + C6 / z + C7 / z) (7) Expressions (5), (6) and (7) above Solving the simultaneous equations as follows: C6B '= (z / x) / (C6 / z) = (C6 / x) (8) C7B' = (z / q) / (C6 / z) = (C7 / q ) (9) C3 '= C3 / z + C6 / z + C7 / z-C6 / x-C7 / q = C3 / z + C6 (1 / z-1 / x) + C7 (1 / z-1 / q) (10) Similarly, C7A '= (q / z) / (C7 / q) = (C7 / z) (11) C5' = C6 / q + C7 (1 / q-1 / z) (12) By changing the capacitance value, the amplifier circuits (or attenuating circuits) 301 to 304 become unnecessary, and a more simplified configuration can be achieved. The results are summarized in FIG.

【００４６】ここでアクティブフィルタを構成する複数
の電圧制御電流源（ＶＣＣＳ）の入力信号振幅の最大値
を等しくするためには、図１９の従来例のフィルタ構成
における各ノードの信号振幅（入力信号との相対値）か
ら、振幅をどれだけ拡大、縮小するかを決定し、各容量
の容量値を決定すればよい。Here, in order to make the maximum values of the input signal amplitudes of a plurality of voltage controlled current sources (VCCS) constituting the active filter equal, the signal amplitudes (input signal levels) of the respective nodes in the conventional filter configuration of FIG. It is sufficient to determine how much the amplitude should be enlarged or reduced from the relative values of the respective capacitances, and determine the capacitance value of each capacitor.

【００４７】具体的には、図２１に従来例のフィルタの
各ノードの信号振幅が示されている。これによると、リ
ニアスケールでの各ノードの信号振幅はそれぞれ、ノー
ドａで１．０Ｖ（入力信号振幅）、ノードｂで０．７５
Ｖ、ノードＣで１．３８Ｖ、ノードｄで０．８Ｖ、ノー
ドｅで１．２７Ｖ、ノードｆで０．５Ｖである。Specifically, FIG. 21 shows the signal amplitude of each node of the conventional filter. According to this, the signal amplitude at each node on the linear scale is 1.0 V (input signal amplitude) at node a and 0.75 at node b, respectively.
V, 1.38 V at node C, 0.8 V at node d, 1.27 V at node e, and 0.5 V at node f.

【００４８】したがってこれらのノードにおける信号振
幅値の最大値を等しくするためには、例えば ｘ＝１／０．７５＝１．３３ ｙ＝１．３８ ｚ＝１／０．８＝１．２３ ｐ＝１．２７ ｑ＝１／０．５＝２．０ とすればよい。Therefore, in order to equalize the maximum values of the signal amplitudes at these nodes, for example, x = 1 / 0.75 = 1.33 y = 1.38 z = 1 / 0.8 = 1.23 p = 1.27 q = 1 / 0.5 = 2.0

【００４９】ここで、従来例の図１９に示す５次のロー
パスフィルタの場合、例えば遮断周波数９ｋＨｚのと
き、以下のような素子構成となる。Here, in the case of the conventional low-pass filter of the fifth order shown in FIG. 19, for example, when the cutoff frequency is 9 kHz, the following element configuration is obtained.

【００５０】 容量１０１１ …９１．９ｐＦ 容量１０１２ …４６．４３ｐＦ 容量１０１３ …１２４．２５ｐＦ 容量１０１４ …４３．３ｐＦ 容量１０１５ …８７．５５ｐＦ 容量１１０１ …２．８５ｐＦ 容量１１０２ …７．５７ｐＦ ＶＣＣＳ１００１〜１００７のＧｍ …２．５×１０
^−９Ｓ したがって、本実施例において、各容量の容量値と各電
圧制御電流源（ＶＣＣＳ）のトランスコンダクタンスの
値：Ｇｍの例を以下に示す。Capacitance 1011 ... 91.9 pF Capacity 1012 ... 46.43 pF Capacity 1013 ... 124.25 pF Capacity 1014 ... 43.3 pF Capacity 1015 ... 87.55 pF Capacity 1101 ... 2.85 pF Capacity 1102 ... 7.57 pF GCS of VCCS 1001 to 1007 … 2.5 × 10
^-9 S Therefore, in the present embodiment, examples of the capacitance value of each capacitor and the transconductance value of each voltage-controlled current source (VCCS): Gm are shown below.

【００５１】 容量１１１… ６８．７ｐＦ（＝９１．９／１．３３） 容量１１２… ６４．７ｐＦ（＝４６．４３×１．３
８） 容量１１３…１０３．２ｐＦ（＝１２４．２５／１．２
３） 容量１１４… ５５．０ｐＦ（＝４３．４×１．２７） 容量１１５… ４１．４ｐＦ（＝８７．５５／２．０） 容量１２１… ２．３ｐＦ（＝２．８５／１．２３） 容量１２２… ２．１ｐＦ（＝２．８５／１．３３） 容量１２３… ６．１ｐＦ（＝７．５７／１．２３） 容量１２４… ３．８ｐＦ（＝７．５７／２．０） ＶＣＣＳ１０１…１．０Ｓ（＝１） ＶＣＣＳ１０２…０．７５Ｓ（＝１／ｘ） ＶＣＣＳ１０３…０．７５Ｓ（＝１／ｘ） ＶＣＣＳ１０４…１．３８Ｓ（＝ｙ） ＶＣＣＳ１０５…０．８１Ｓ（＝１／ｚ） ＶＣＣＳ１０６…１．２７Ｓ（＝ｐ） ＶＣＣＳ１０７…０．５Ｓ（＝１／ｑ） これを図１９のように構成されるアクティブフィルタと
比較すると、容量値の大きい値ものが小さくなるよう修
正され、逆に容量値の小さい値のものが大きくなるよう
修正され、各容量の容量値の広がりの幅は縮小してい
る。Capacity 111 ... 68.7 pF (= 91.9 / 1.33) Capacity 112 ... 64.7 pF (= 46.43 × 1.3)
8) Capacity 113 ... 103.2 pF (= 124.25 / 1.2)
3) Capacity 114: 55.0 pF (= 43.4 × 1.27) Capacity 115: 41.4 pF (= 87.55 / 2.0) Capacity 121: 2.3 pF (= 2.85 / 1.23) Capacity 122 ... 2.1 pF (= 2.85 / 1.33) Capacity 123 ... 6.1 pF (= 7.57 / 1.23) Capacity 124 ... 3.8 pF (= 7.57 / 2.0) VCCS101 ... 1.0S (= 1) VCCS102 ... 0.75S (= 1 / x) VCCS103 ... 0.75S (= 1 / x) VCCS104 ... 1.38S (= y) VCCS105 ... 0.81S (= 1 / z) VCCS106 .. 1.27S (= p) VCCS107... 0.5S (= 1 / q) Comparing this with an active filter configured as shown in FIG. Small capacitance value The threshold value has been modified to be larger, and the width of the spread of the capacitance value of each capacitor has been reduced.

【００５２】容量、ＶＣＣＳのトランスコンダクタンス
を調整した場合の、各ＶＣＣＳの入力端子の信号振幅特
性を図４に示す。各端子ａ（入力端子）〜ｆまでの信号
振幅の最大値は９ｋＨｚを中心にほぼ大きさが等しくな
っている。この図４では１０ｋＨｚまでの信号振幅特性
のみ示しているが、この構成例は遮断周波数が９ｋＨｚ
なので、これよりも高い周波数領域では振幅は小さくな
ると考えられる。従って、全てのＶＣＣＳの入力端子に
おいて信号振幅を等しくすることが可能となり、全ての
ＶＣＣＳの線形入力範囲を十分に活用することが可能と
なり、フィルタ全体のＳ／Ｎを改善することができる。FIG. 4 shows the signal amplitude characteristics of the input terminals of each VCCS when the capacitance and transconductance of the VCCS are adjusted. The maximum values of the signal amplitudes of the terminals a (input terminals) to f are substantially equal in magnitude around 9 kHz. Although FIG. 4 shows only the signal amplitude characteristics up to 10 kHz, this configuration example has a cutoff frequency of 9 kHz.
Therefore, it is considered that the amplitude becomes smaller in a higher frequency region. Therefore, it is possible to make the signal amplitudes equal at the input terminals of all the VCCSs, to fully utilize the linear input range of all the VCCSs, and to improve the S / N of the entire filter.

【００５３】さらにフィルタ全体のインピーダンスを等
しくした場合に、従来例のフィルタにおける容量値の合
計は４０３ｐＦであるのに対して、本実施例の構成では
３４８ｐＦと１６％小さくなる。容量値が大きいもの
は、占有面積が大きくなるので集積化に適さない。した
がって本発明はより集積度の高い、小型化が可能なアク
ティブフィルタとなる。Further, when the impedance of the entire filter is made equal, the total capacitance value of the conventional filter is 403 pF, whereas in the configuration of this embodiment, it is 348 pF, which is 16% smaller. A capacitor having a large capacitance value is not suitable for integration because it occupies a large area. Therefore, the present invention provides an active filter with higher integration and smaller size.

【００５４】ここで電圧制御電流源を２つ組み合わせた
単位回路（ジャイレータ）について考えると、図１６の
インダクタ動作を行う回路は２つのジャイレータと１つ
の容量で構成されており、ジャイレータを４端子網で考
えた場合に入力電圧ｖ1 、入力電流ｉ1 、出力電圧ｖ2
、出力電流ｉ2 とすると、従来用いられているジャイ
レータは入出力において以下の関係を有する。Considering a unit circuit (gyrator) in which two voltage-controlled current sources are combined, the circuit for performing the inductor operation shown in FIG. 16 is composed of two gyrators and one capacitor. In consideration of the above, the input voltage v1, the input current i1, and the output voltage v2
, The output current i2, the conventionally used gyrator has the following relationship in input and output.

【００５５】 ｖ1 ＝ｋ・ｉ2 、ｖ2 ＝−ｋ・ｉ1 （但しｋ：定数） 本発明の実施例では、ＶＣＣＳの入力端子の信号振幅を
調整するために各容量と各ＶＣＣＳの利得を積極的に変
化させているため、入出力電流、電圧が上式の関係を必
ずしも成立しなくなる。この意味から本発明は非対象な
ジャイレータを用いてアクティブフィルタを構成するこ
とを特徴としているということもできる。V 1 = k · i 2, v 2 = −k · i 1 (where k is a constant) In the embodiment of the present invention, in order to adjust the signal amplitude of the input terminal of the VCCS, each capacitor and the gain of each VCCS are positively adjusted. , The input / output current and the voltage do not always satisfy the relationship of the above equation. In this sense, it can be said that the present invention is characterized by forming an active filter using an asymmetric gyrator.

【００５６】ここで本実施例のアクティブフィルタに電
圧制御電流源（ＶＣＣＳ）として図５の差動増幅回路を
用い、電圧バッファ回路にコレクタ電流５００ｎＡのエ
ミッタフォロワ回路を用いた場合の雑音電圧を従来例と
比較する。Here, the noise voltage when the differential amplifier circuit of FIG. 5 is used as the voltage controlled current source (VCCS) for the active filter of this embodiment and the emitter follower circuit with the collector current of 500 nA is used for the voltage buffer circuit is shown in FIG. Compare with the example.

【００５７】図５の差動増幅回路は、図１７に示される
線形化手法を拡張したもので、面積比の異なる４個のエ
ミッタカップルドペアの出力を合成することで線形化す
る。例えば図５においてａ＝２．０３、ｂ＝１３．４、
ｃ＝１．８３とすることにより、差動入力の線形範囲を
拡大することができる。その詳細については、文献「Re
alization of a 1V Active Filter Using a Linializat
ion Technique Employing Plurality of Emitter−Coup
led Paiers」 IEEE JSSCC VOL.26 NO.7 JULY1991 pp.9
37 −945 に述べられている。The differential amplifier circuit of FIG. 5 is an extension of the linearization method shown in FIG. 17, and performs linearization by combining outputs of four emitter-coupled pairs having different area ratios. For example, in FIG. 5, a = 2.03, b = 13.4,
By setting c = 1.83, the linear range of the differential input can be expanded. For details, refer to the document “Re
alization of a 1V Active Filter Using a Linializat
ion Technique Employing Plurality of Emitter-Coup
led Paiers '' IEEE JSSCC VOL.26 NO.7 JULY1991 pp.9
37-945.

【００５８】図３の構成のフィルタの出力雑音電圧は６
３．４μＶｒｍｓであり、図１９の回路（３４μＶｒｍ
ｓ）と比較すると値自体は大きくなっているが、図３の
構成は利得が高い（０ｄＢ）ので、入力換算値では８％
小さくなる。さらに同じ容量値に換算して比較した入力
換算雑音電圧（Ｖnosaとする）は１．４ｄＢ改善され、
Ｓ／Ｎ比（最大振幅と雑音電圧の比）で比較した場合で
は、４．１ｄＢ改善できる。The output noise voltage of the filter having the configuration of FIG.
3.4 μVrms, which is equivalent to the circuit of FIG. 19 (34 μVrms).
s), the value itself is large, but the configuration of FIG. 3 has a high gain (0 dB), so that the input conversion value is 8%.
Become smaller. Further, the input converted noise voltage (referred to as Vnosa) converted into the same capacitance value and compared is improved by 1.4 dB,
When compared by the S / N ratio (ratio between the maximum amplitude and the noise voltage), the improvement can be 4.1 dB.

【００５９】一般に雑音電圧は容量値の１／２乗の逆数
に反比例するので、雑音電圧を小さくするためには容量
を大きくした方がよい。容量を大きくするためには占有
面積を大きくと必要があり、これは小型化、大規模集積
化の要請に反する。しかし本発明においては、上述した
ように、回路全体に占める容量値を小さくするととも
に、雑音電圧を小さくするすることが可能となるという
利点もある。In general, the noise voltage is inversely proportional to the reciprocal of a half power of the capacitance value. Therefore, it is better to increase the capacitance in order to reduce the noise voltage. In order to increase the capacity, it is necessary to increase the occupied area, which is contrary to the demand for miniaturization and large-scale integration. However, in the present invention, as described above, there is an advantage that the capacitance value occupying the entire circuit can be reduced and the noise voltage can be reduced.

【００６０】次にページャーなどの通信機器に用いた場
合では、入力信号のレベルがと回路の線形範囲より遥か
に小さい場合がある。この場合は、振幅値の最大値を揃
えても、信号振幅に対して回路の線形範囲が十分広いの
であまり効果的ではない場合がある。図４で各ノードの
信号の最大振幅を等しくするような検討を加えたが、各
ノードでの信号振幅の平均値を考慮する方法について検
討する。Next, when used in a communication device such as a pager, the level of the input signal may be much smaller than the linear range of the circuit. In this case, even if the maximum values of the amplitude values are made equal, the linear range of the circuit is sufficiently wide with respect to the signal amplitude, so that it may not be very effective. In FIG. 4, consideration has been made to make the maximum amplitude of the signal of each node equal, but a method of considering the average value of the signal amplitude at each node will be discussed.

【００６１】図４の結果を見ると、端子ａ（入力端子）
と端子ｆに表れる信号振幅の平均値が、それぞれ他の端
子（ｂ、ｃ、ｄ、ｅ）と比較して約１．５倍程度大きい
ので、図１のフィルタ構成において、電圧制御電流源
（ＶＣＣＳ）１０１の利得を１．５倍とし、ＶＣＣＳ１
０７の利得を１／１．５倍とする。すなわちＶＣＣＳ１
０１のトランスコンダクタンスを１．５［Ｓ］とし、Ｖ
ＣＣＳのトランスコンダクタンスを０．７５［Ｓ］とす
る。ここで先に求めたようにＶＣＣＳ１０７のトランス
コンダクタンスは１／ｑなる関係があるため、ＶＣＣＳ
１０７のトランスコンダクタンスを変更することに伴
い、容量１１３、１１５、１２４の容量値がそれぞれ以
下のように変化する。Looking at the results in FIG. 4, the terminal a (input terminal)
And the average value of the signal amplitude appearing at the terminal f is about 1.5 times larger than each of the other terminals (b, c, d, e). Therefore, in the filter configuration of FIG. VCCS) 101 is increased by a factor of 1.5, and VCCS1
07 is made 1 / 1.5 times. That is, VCCS1
01 is 1.5 [S], and V
The transconductance of CCS is set to 0.75 [S]. Here, since the transconductance of the VCCS 107 has a relation of 1 / q as previously obtained,
As the transconductance of 107 is changed, the capacitance values of capacitors 113, 115, and 124 change as follows.

【００６２】 容量１１３ …１０１．２６５ｐＦ 容量１１５ …６５．２ｐＦ 容量１２４ …５．６８ｐＦ この構成のフィルタにおける各ノードの信号振幅特性を
図６に示す。図４の信号振幅特性と同様遮断周波数９ｋ
Ｈｚ付近で各端子の信号振幅の最大値がほぼ等しい特性
を示しており、さらに各ノードの信号振幅の通過域での
平均値がほぼ等しいことが分かる。FIG. 6 shows a signal amplitude characteristic of each node in the filter having this configuration. FIG. 6 shows the capacitance 113... 101.265 pF. Cut-off frequency 9k, similar to the signal amplitude characteristics in FIG.
It shows a characteristic that the maximum value of the signal amplitude of each terminal is almost equal around Hz, and furthermore, the average value of the signal amplitude of each node in the pass band is almost equal.

【００６３】この構成例では出力雑音電圧が４３μＶｒ
ｍｓとなり、容量値の合計は３７１ｐＦであるので、Ｖ
nosaは図１のフィルタ回路に対して４．４ｄＢ小さくな
る。したがって各ノードの信号振幅の最大値を揃える方
法よりも雑音電圧の絶対値の改善効果が大きい。In this configuration example, the output noise voltage is 43 μVr
ms, and the total capacitance value is 371 pF.
nosa is 4.4 dB smaller than the filter circuit of FIG. Therefore, the effect of improving the absolute value of the noise voltage is greater than the method of equalizing the maximum value of the signal amplitude of each node.

【００６４】またここで説明した方法によると、各ノー
ドの信号振幅の平均値がほぼ等しくなるようにＶＣＣＳ
のトランスコンダクタンスと容量値を再修正し、初段と
終段のＶＣＣＳのトランスコンダクタンスを１．５倍と
し、端子ａと端子ｆの利得ａを１／１．５倍に下げるも
のである。さらに端子ａ、ｆの信号振幅を変更し、利得
ａの値を小さくすると入力換算雑音をより改善できる。According to the method described here, VCCS is set so that the average value of the signal amplitude of each node becomes substantially equal.
The transconductance and capacitance of the first and last stages of VCCS are re-corrected to 1.5 times, and the gain a of the terminals a and f is reduced to 1 / 1.5 times. Further, by changing the signal amplitude of the terminals a and f and reducing the value of the gain a, the input conversion noise can be further improved.

【００６５】たとえば端子ａ、ｆの利得を１／１．７倍
とすると、ＶＣＣＳ、容量の素子値は以下のように変更
される。For example, assuming that the gains of the terminals a and f are 1 / 1.7, the element values of VCCS and capacitance are changed as follows.

【００６６】 ＶＣＣＳ１０１ …１．７Ｓ ＶＣＣＳ１０７ …０．８５Ｓ 容量１１３ …１００．５１ｐＦ 容量１１５ …７４．１ｐＦ 容量１２４ …６．４３５ｐＦ 容量値の合計 …３８０ｐＦ 出力雑音電圧 …４０μＶｒｍｓ このときの各ノードの信号振幅特性を図７に示す。VCCS101... 1.7S VCCS107... 0.85S Capacitor 113... 100.51 pF Capacitor 115... 74.1 pF Capacitor 124... 6.435 pF Total of Capacitance Value... The characteristics are shown in FIG.

【００６７】同様に端子ａ、ｆの利得を１／１．８倍と
した場合には、 ＶＣＣＳ１０１ …１．８Ｓ ＶＣＣＳ１０７ …０．９Ｓ 容量１１３ …１００．１３ｐＦ 容量１１５ …７８．１１ｐＦ 容量１２４ …６．８１３ｐＦ 容量値の合計 …３８４．１ｐＦ 出力雑音電圧 …３８．２μＶｒｍｓ このときの各ノードの信号振幅特性を図８に示す。Similarly, when the gains of the terminals a and f are 1 / 1.8 times, VCCS101... 1.8S VCCS107 .sup.0.9S Capacity 113... 100.13 pF Capacity 115... 78.11 pF Capacity 124. .813 pF Total capacitance value... 384.1 pF Output noise voltage... 38.2 μVrms FIG. 8 shows the signal amplitude characteristics of each node at this time.

【００６８】同様に端子ａ、ｆの利得を１／１．９倍と
した場合には、 ＶＣＣＳ１０１ …１．９Ｓ ＶＣＣＳ１０７ …０．９５Ｓ 容量１１３ …９９．１５ｐＦ 容量１１５ …８４．２３ｐＦ 容量１２４ …７．１９ｐＦ 容量値の合計 …３９０．２ｐＦ 出力雑音電圧 …３６．４μＶｒｍｓ このときの各ノードの信号振幅特性を図９に示す。Similarly, when the gains of the terminals a and f are 1 / 1.9, VCCS101... 1.9S VCCS107 .sup.0.95S Capacitor 113 .sup.99.15 pF Capacitor 115... 84.23 pF Capacitor 124. .19 pF Total capacitance value ... 390.2 pF Output noise voltage ... 36.4 μVrms FIG. 9 shows the signal amplitude characteristics of each node at this time.

【００６９】同様に端子ａ、ｆの利得を１／２．０倍と
した場合には、 ＶＣＣＳ１０１ …２．０Ｓ ＶＣＣＳ１０７ …１．０Ｓ 容量１１３ …９９．３７ｐＦ 容量１１５ …８９．０ｐＦ 容量１２４ …７．５７ｐＦ 容量値の合計 …３９５ｐＦ 出力雑音電圧 …３４．８６μＶｒｍｓ このときの各ノードの信号振幅特性を図１０に示す。Similarly, when the gains of the terminals a and f are 1 / 2.times., VCCS101... 2.0S VCCS107... 1.0S capacitance 113 .99.37 pF capacitance 115... 89.0 pF capacitance 124. .57 pF Total capacitance value 395 pF Output noise voltage 34.86 μVrms FIG. 10 shows the signal amplitude characteristics of each node at this time.

【００７０】図７〜図１０の特性を比較すると、端子
ａ、ｆの利得が１／２．０倍の時に、ノードｆの信号振
幅の平均値と他のノードの信号振幅の平均値との差が大
きくなるものの、出力雑音電圧が最も小さくなり、Ｖno
saは図１の構成の回路に対して６ｄＢ小さくなる。7 to 10, when the gain of the terminals a and f is 1 / 2.0, the average value of the signal amplitude of the node f and the average value of the signal amplitudes of the other nodes are different. Although the difference increases, the output noise voltage becomes the smallest and Vno
sa is 6 dB smaller than the circuit having the configuration of FIG.

【００７１】さてこれまで説明した方法では、図１９の
従来回路と比較して４個の電圧バッファ回路と容量を２
個追加する必要があったが、電圧バッファを改善する方
法を考える。In the method described so far, four voltage buffer circuits and two capacitors are used in comparison with the conventional circuit shown in FIG.
Although it was necessary to add the number, consider a method of improving the voltage buffer.

【００７２】図１に示したフィルタの構成においてｘ＝
ｚ＝ｑとなるようにすれば、図２に示すようにＣ6AとＣ
6B、Ｃ7AとＣ7Bとが等しくなるので、バッファ回路１３
１〜１３４が不要とすることができる。In the configuration of the filter shown in FIG.
If z = q, C6A and C6A are used as shown in FIG.
Since 6B, C7A and C7B are equal, the buffer circuit 13
1 to 134 can be unnecessary.

【００７３】すなわち図１でｘ＝１．３３、ｙ＝１．３
８２、ｚ＝１．２３４、ｐ＝１．２７、ｑ＝１．３３と
し、さらに端子ａの利得を１／１．５倍とすると、電圧
バッファを省略可能となり、４つの容量Ｃ6AとＣ6B、Ｃ
7AとＣ7Bとを合成して２つの容量で構成可能となる。こ
の回路構成は見かけ上、図１９の回路と同様となるが、
ＶＣＣＳ、容量の素子値は以下の通りとなる。That is, in FIG. 1, x = 1.33 and y = 1.3.
82, z = 1.234, p = 1.27, q = 1.33, and the gain of the terminal a is 1 / 1.5 times, the voltage buffer can be omitted, and four capacitors C6A and C6B, C
7A and C7B can be combined and configured with two capacitors. This circuit configuration is apparently similar to the circuit of FIG.
The element values of VCCS and capacitance are as follows.

【００７４】 容量１０１１ …６８．９３ｐＦ 容量１０１２ …６４．１ｐＦ 容量１０１３ …９３．４２ｐＦ 容量１０１４ …５５ｐＦ 容量１０１５ …６５．８３ｐＦ 容量１１０１ …２．１４ｐＦ 容量１１０２ …５．６８ｐＦ ＶＣＣＳ１００１ …１．５Ｓ ＶＣＣＳ１００２ …０．７５Ｓ ＶＣＣＳ１００３ …０．７５Ｓ ＶＣＣＳ１００４ …１．３８Ｓ ＶＣＣＳ１００５ …０．７５Ｓ ＶＣＣＳ１００６ …１．２７Ｓ ＶＣＣＳ１００７ …０．７５Ｓ このフィルタ構成では容量値の合計が３５５．１ｐＦ、
出力雑音電圧が４４μＶｒｍｓとなる。また各ノードの
信号振幅特性を図１１に示す。これにより従来型の図１
９に示す回路構成で各ＶＣＣＳの利得を変化させること
により、Ｖnosaが４．４ｄＢ低下することが可能とな
り、また各ノードの信号振幅の最大値の変動を著しく小
さくすることが可能となるとともに、各ノードの信号振
幅の平均値のばらつきを抑制することが可能となる。し
たがって各ＶＣＣＳでの入力信号の最大振幅範囲を拡大
することが可能となり、フィルタ回路全体のＳ／Ｎ改善
につながる。Capacitance 1011 ... 68.93 pF capacity 1012 ... 64.1 pF capacity 1013 ... 93.42 pF capacity 1014 ... 55 pF capacity 1015 ... 65.83 pF capacity 1101 ... 2.14 pF capacity 1102 ... 5.68 pF VCCS1001 ... 1.5S VCCS1002 ... 0.75S VCCS1003 ... 0.75S VCCS1004 ... 1.38S VCCS1005 ... 0.75S VCCS1006 ... 1.27S VCCS1007 ... 0.75S In this filter configuration, the total capacitance value is 355.1 pF.
The output noise voltage becomes 44 μVrms. FIG. 11 shows the signal amplitude characteristics of each node. Thus, the conventional type shown in FIG.
By changing the gain of each VCCS in the circuit configuration shown in FIG. 9, Vnosa can be reduced by 4.4 dB, and the fluctuation of the maximum value of the signal amplitude at each node can be significantly reduced. Variations in the average value of the signal amplitude at each node can be suppressed. Therefore, the maximum amplitude range of the input signal at each VCCS can be expanded, which leads to an improvement in the S / N of the entire filter circuit.

【００７５】以上楕円型のフィルタについて述べたがバ
ターワースフィルタやチェビシェフフィルタの場合も全
く同様の方法で信号振幅の調整を図ることが可能とな
り、ノッチ、零点を作るための容量Ｃ６、Ｃ７がないの
で、これまでよりもフィルタの設計が容易になるという
利点もある。Although the elliptic filter has been described above, the signal amplitude can be adjusted in exactly the same manner in the case of a Butterworth filter or a Chebyshev filter, and there are no capacitors C6 and C7 for creating a notch and a zero point. Another advantage is that the design of the filter is easier than before.

【００７６】以上の説明では、フィルタを構成する容
量、ＶＣＣＳの素子値についてそれぞれ具体的数値を用
いて説明したが、これらの値はいずれも相対的に決定さ
れるものであるので、絶対的な数値の大きさに限定され
るものではなく、素子間の値の比率は適宜決定すること
は可能である。In the above description, the capacitance constituting the filter and the element value of VCCS have been described using specific numerical values. However, since these values are relatively determined, they are absolute values. It is not limited to the magnitude of the numerical value, and the ratio of the values between the elements can be determined as appropriate.

【００７７】また５次以外の３次、４次、６次以上のフ
ィルタに対しても、同様の手法によって振幅調整が可能
となる。The amplitude can be adjusted by the same method for third-order, fourth-order, sixth-order and higher filters other than fifth-order filters.

【００７８】一例として３次のバターワースフィルタに
ついて解析を行った例を示す。図１２に両側終端ラダー
型の３次バターワースフィルタの構成例を示す。これは
３次のＬＣローパスフィルタのインダクタ（Ｌ）をジャ
イレータと容量に置き換えたものである（図１６参
照）。ここで例えば遮断周波数２００ｋＨｚの場合の各
容量、ＶＣＣＳの素子値の例を示す。As an example, an example in which a third-order Butterworth filter is analyzed will be described. FIG. 12 shows a configuration example of a tertiary Butterworth filter of a ladder type on both ends. This is obtained by replacing the inductor (L) of the third-order LC low-pass filter with a gyrator and a capacitor (see FIG. 16). Here, for example, an example of the element values of each capacitance and VCCS when the cutoff frequency is 200 kHz is shown.

【００７９】 容量５１１ …１６．５７ｐＦ 容量５１２ …３３．１３ｐＦ 容量５１３ …１６．５７ｐＦ ＶＣＣＳ５０１〜５０５ …２０μＳ この回路構成における各ノードａ〜ｄの信号振幅特性を
図１３に示す。ノードｂ〜ｄの間で信号振幅の最大値は
０．５〜０．８Ｖにばらついている。これを本発明の振
幅調整によりフィルタを構成すると、ＶＣＣＳ５０２の
Ｇｍを０．７９２倍、ＶＣＣＳ５０３のＧｍを０．７９
２倍、ＶＣＣＳ５０４のＧｍを０．５７７倍、ＶＣＣＳ
５０５のＧｍを０．５倍、容量５１１を０．７９２倍、
容量５１２を０．５７７倍、容量５１３をを０．５倍と
なり、この結果、容量、ＶＣＣＳの素子値は以下のよう
に修正される。Capacitance 511... 16.57 pF Capacitance 512... 33.13 pF Capacitance 513... 16.57 pF VCCS 501 to 505... 20 μS FIG. 13 shows signal amplitude characteristics of each of the nodes a to d in this circuit configuration. The maximum value of the signal amplitude varies between 0.5 and 0.8 V between the nodes b and d. When this is configured as a filter by the amplitude adjustment of the present invention, the Gm of the VCCS 502 is 0.792 times and the Gm of the VCCS 503 is 0.79 times.
2 times, Gm of VCCS 504 is 0.577 times, VCCS
Gm of 505 is 0.5 times, capacity 511 is 0.792 times,
The capacity 512 is 0.577 times and the capacity 513 is 0.5 times. As a result, the element values of the capacity and VCCS are modified as follows.

【００８０】 容量５１１ …１３．１２ｐＦ 容量５１２ …１９．１３ｐＦ 容量５１３ …８．２９ｐＦ ＶＣＣＳ５０１ …２０μＳ ＶＣＣＳ５０２ …１５．８μＳ ＶＣＣＳ５０３ …１５．８μＳ ＶＣＣＳ５０４ …１１．６μＳ ＶＣＣＳ５０５ …１０μＳ この回路構成における各ノードの信号振幅特性を図１４
に示す。入力信号振幅に対して全てのノードの信号振幅
の最大値が等しくなっていることがわかる。本実施例に
おいて振幅調整を行うと、容量値の総和を小さくフィル
タを構成可能となり、しかも各ＶＣＣＳでＳ／Ｎ特性の
よい信号伝達を行うことができる。この場合にはＳ／Ｎ
非が３ｄＢ程度改善することができる。Capacitor 511... 13.12 pF Capacitor 512 ....... 19.13 pF Capacitor 513. 8.29 pF VCCS501... 20 μS VCCS502... 15.8 μS VCCS503… 15.8 μS VCCS504… 11.6 μS Fig. 14 shows the amplitude characteristics.
Shown in It can be seen that the maximum value of the signal amplitude of all nodes is equal to the input signal amplitude. When the amplitude is adjusted in the present embodiment, a filter can be configured with a small sum of capacitance values, and furthermore, signal transmission with good S / N characteristics can be performed in each VCCS. In this case, S / N
Can be improved by about 3 dB.

【００８１】このように本発明を用いれば、フィルタを
構成するＶＣＣＳ等の制御電流源の利得、及び容量の値
を変更することにより、Ｓ／Ｎ比やフィルタの入力換算
雑音を改善することが可能である。As described above, according to the present invention, the S / N ratio and the input conversion noise of the filter can be improved by changing the gain and capacitance of the control current source such as the VCCS constituting the filter. It is possible.

【００８２】なお本発明はフィルタを構成するＶＣＣＳ
の線形入力範囲に合わせて、ＶＣＣＳに入力する信号振
幅を調整することにより、歪みを発生させることなくフ
ィルタのＳ／Ｎ比を改善することが可能となるものであ
るが、Ｓ／Ｎ比を改善するためにノイズの発生を抑制す
ることも構成を採用することもできる。It should be noted that the present invention is applied to a VCCS
By adjusting the amplitude of the signal input to the VCCS in accordance with the linear input range of the above, it is possible to improve the S / N ratio of the filter without generating distortion. In order to improve the noise, generation of noise can be suppressed or a configuration can be adopted.

【００８３】すなわち最大入力信号振幅が相対的に小さ
いノードでのＶＣＣＳの線形入力範囲を小さくするよう
回路の動作電圧を下げる、バイアス電流を小さくする等
によりＶＣＣＳの線形入力範囲を小さくすることが可能
となり、そのような構成を採用するとノイズの発生を抑
えてＳ／Ｎを改善することが可能となる。例えばゲイン
セル型のＶＣＣＳのＧｍは抵抗値、バイアス電流により
決定されるが、バイアス電流を小さくすることによりＶ
ＣＣＳのＧｍを変化させることなく、入力端子の線形入
力範囲を小さく変更することができる。That is, the linear input range of VCCS can be reduced by lowering the operating voltage of the circuit so as to reduce the linear input range of VCCS at a node where the maximum input signal amplitude is relatively small, or by reducing the bias current. By adopting such a configuration, it is possible to suppress the generation of noise and improve the S / N. For example, Gm of a gain cell type VCCS is determined by a resistance value and a bias current.
The linear input range of the input terminal can be reduced without changing the Gm of the CCS.

【００８４】[0084]

【発明の効果】本発明によればフィルタ回路のＳ／Ｎ比
を改善し、また入力換算雑音を抑制することが可能とな
る。According to the present invention, it is possible to improve the S / N ratio of the filter circuit and to suppress the input conversion noise.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 本発明の基本構成を示す図。FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration of the present invention.

【図２】 本発明の実施例を説明するための回路図。FIG. 2 is a circuit diagram for explaining an embodiment of the present invention.

【図３】 本発明の実施例を説明するための回路図。FIG. 3 is a circuit diagram for explaining an embodiment of the present invention.

【図４】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。FIG. 4 is an amplitude characteristic diagram for explaining the effect of the embodiment of the present invention.

【図５】 本発明の実施例に用いるＶＣＣＳの構成例を
示す回路図。FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a VCCS used in an embodiment of the present invention.

【図６】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。FIG. 6 is an amplitude characteristic diagram for explaining the effect of the embodiment of the present invention.

【図７】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。FIG. 7 is an amplitude characteristic diagram for explaining the effect of the embodiment of the present invention.

【図８】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。FIG. 8 is an amplitude characteristic diagram for explaining the effect of the embodiment of the present invention.

【図９】 本発明の実施例の効果を説明するための振幅
特性図。FIG. 9 is an amplitude characteristic diagram for explaining the effect of the embodiment of the present invention.

【図１０】 本発明の実施例の効果を説明するための振
幅特性図。FIG. 10 is an amplitude characteristic diagram for explaining the effect of the embodiment of the present invention.

【図１１】 本発明の実施例の効果を説明するための振
幅特性図。FIG. 11 is an amplitude characteristic diagram for explaining the effect of the embodiment of the present invention.

【図１２】 本発明の別の構成を示す図。FIG. 12 is a diagram showing another configuration of the present invention.

【図１３】 従来例の特性を説明するための振幅特性
図。FIG. 13 is an amplitude characteristic diagram for explaining characteristics of a conventional example.

【図１４】 本発明の実施例の効果を説明するための振
幅特性図。FIG. 14 is an amplitude characteristic diagram for explaining the effect of the embodiment of the present invention.

【図１５】 従来技術を説明するための回路図。FIG. 15 is a circuit diagram for explaining a conventional technique.

【図１６】 従来技術を説明するための回路図。FIG. 16 is a circuit diagram for explaining a conventional technique.

【図１７】 従来技術、本発明に用いるＶＣＣＳの構成
例を示す回路図。FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration example of a VCCS used in the prior art and the present invention.

【図１８】 従来技術を説明するための回路図。FIG. 18 is a circuit diagram for explaining a conventional technique.

【図１９】 従来技術を説明するための回路図。FIG. 19 is a circuit diagram for explaining a conventional technique.

【図２０】 従来例の特性を説明するための振幅特性
図。FIG. 20 is an amplitude characteristic diagram for explaining characteristics of a conventional example.

【図２１】 従来例の特性を説明するための振幅特性
図。FIG. 21 is an amplitude characteristic diagram for explaining characteristics of a conventional example.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１０１〜１０７ 電圧制御電流源 １１１〜１１５、１２１〜１２４ 容量 １３１〜１３４ バッファ回路 101-107 Voltage-controlled current source 111-115, 121-124 Capacity 131-134 Buffer circuit

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】複数の電圧制御電流源と複数の容量とを組
み合わせて構成されるアクティブフィルタ回路におい
て、第１の電圧制御電流源と第２の電圧制御電流源とは
互いに利得が異なり、前記第１の電圧制御電流源の入力
端子と前記第２の電圧制御電流源の入力端子とを接続す
る容量と直列にバッファ回路を接続したことを特徴とす
るアクティブフィルタ回路。 In an active filter circuit configured by combining a plurality of voltage-controlled current sources and a plurality of capacitors, the first voltage-controlled current source and the second voltage-controlled current source have different gains from each other. Input of first voltage controlled current source
Terminal and the input terminal of the second voltage controlled current source.
A buffer circuit is connected in series with the
Active filter circuit. 【請求項２】 前記第１の電圧制御電流源の入力端子と前
記第２の電圧制御電流源の入力端子とを接続する容量と
その容量に直列に接続されるバッファ回路とで一方向性
信号伝達回路を構成し、前記第１の電圧制御電流源の入
力端子と前記第２の電圧制御電流源の入力端子との間
に、前記一方向性信号伝達回路を互いに逆方向に信号を
伝達するように並列に配置したことを特徴とする請求項
１記載のアクティブフィルタ回路。 2. A one-way signal by the buffer circuit connected in series to the capacitor and its capacity for connecting the input terminal of the input terminal and the second voltage controlled current source of said first voltage controlled current source A transmission circuit, wherein the one-way signal transmission circuit transmits signals in opposite directions between an input terminal of the first voltage-controlled current source and an input terminal of the second voltage-controlled current source; Claims characterized by being arranged in parallel
2. The active filter circuit according to 1 . 【請求項３】 複数の電圧制御電流源と複数の容量とを組
み合わせて構成されるアクティブフィルタ回路におい
て、第１の電圧制御電流源の入力端子における最大信号
振幅と、第２の電圧制御電流源の入力端子における最大
信号振幅とをほぼ等しくするよう、各電圧制御電流源の
利得と各容量の容量値を決定したことを特徴とするアク
ティブフィルタ回路。 3. An active filter circuit comprising a combination of a plurality of voltage-controlled current sources and a plurality of capacitors, wherein a maximum signal amplitude at an input terminal of the first voltage-controlled current source and a second voltage-controlled current source are provided. Wherein the gain of each voltage-controlled current source and the capacitance value of each capacitor are determined so that the maximum signal amplitude at the input terminal of each of them is substantially equal. 【請求項４】 複数の電圧制御電流源と複数の容量とを組
み合わせて構成されるアクティブフィルタ回路におい
て、第１の電圧制御電流源の入力端子における信号振幅
の平均値と、第２の電圧制御電流源の入力端子における
信号振幅の平均値とをほぼ等しくするよう、各電圧制御
電流源の利得と各容量の容量値を決定したことを特徴と
するアクティブフィルタ回路。 4. An active filter circuit comprising a combination of a plurality of voltage controlled current sources and a plurality of capacitors, wherein an average value of signal amplitude at an input terminal of the first voltage controlled current source and a second voltage control An active filter circuit, wherein the gain of each voltage-controlled current source and the capacitance value of each capacitance are determined so that the average value of the signal amplitude at the input terminal of the current source is substantially equal.