JP3204852B2 - Non-linear dielectric constant measuring device - Google Patents
Non-linear dielectric constant measuring deviceInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、誘電体材料の非線形誘
電率を測定する非線形誘電率測定装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a device for measuring a nonlinear dielectric constant of a dielectric material.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、移動体通信用弾性表面波デバイス
をはじめとする種々の弾性波応用素子において、高周波
化・大電力化が進み、それらの素子に用いられている圧
電材料の誘電率等の非線形特性が無視できない状況にな
りつつある。またコンコルバのように材料の非線形特性
を利用したデバイスも開発されつつある。またさらに最
近ではその薄膜化の研究も大きな進歩を遂げ、次世代の
超高密度メモリーへの応用を目的とした研究も活発に行
なわれている。以上のように圧電材料の応用研究が活発
に行なわれるようになるにつれて、誘電率の非線形特性
の評価や誘電率の非線形特性に関係の深い誘電体材料の
結晶性や強誘電体の分極の状態の観測は、ますます重要
になりつつある。従来は、誘電体材料の結晶性や強誘電
体の分極の状態の観測には、Ｘ線回折法による分析や、
ソーヤタワー回路によるＤ−Ｅ曲線の観測など一般的に
用いられていた。2. Description of the Related Art In recent years, various types of surface acoustic wave devices, such as surface acoustic wave devices for mobile communication, have been operated at higher frequencies and higher powers, and the dielectric constant of piezoelectric materials used in these devices has been increasing. Is becoming a situation where the non-linear characteristics of can not be ignored. Also, devices utilizing the nonlinear characteristics of materials, such as concorva, are being developed. In recent years, research on thinning has made great progress, and research aimed at application to next-generation ultra-high-density memory has been actively conducted. As described above, as applied research on piezoelectric materials is actively conducted, the evaluation of nonlinear characteristics of dielectric constant and the state of crystallinity of dielectric materials and the polarization state of ferroelectrics are closely related to the nonlinear characteristics of dielectric constant. Observations are becoming increasingly important. Conventionally, to observe the crystallinity of a dielectric material and the state of polarization of a ferroelectric, analysis by X-ray diffraction,
It was generally used for observation of a DE curve by a Sawyer tower circuit.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
Ｘ線回折法やソーヤタワー回路による方法では、強誘電
体の分極のミクロの分布や、誘電率の非線形定数のミク
ロの分布の測定はできなかった。However, with the conventional X-ray diffraction method or the method using the Sawyer tower circuit, it is impossible to measure the micro distribution of the polarization of the ferroelectric or the micro distribution of the nonlinear constant of the dielectric constant. Was.
【０００４】本発明の目的は、上記問題点を解決して、
非線形誘電率のミクロの分布や、これによって、誘電体
の結晶状態や分極のミクロの分布を観測することができ
る非線形誘電率測定装置を提供することにある。An object of the present invention is to solve the above problems,
It is an object of the present invention to provide a non-linear dielectric constant measuring apparatus capable of observing a micro-distribution of a non-linear dielectric constant and a micro-distribution of a crystal state and a polarization of a dielectric substance.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の非線形誘電率測定装置は、互いに対向する第１の面
と第２の面とを有する誘電体の一部分である微小領域に
おける非線形誘電率を測定する非線形誘電率測定装置で
あって、上記誘電体の第１の面に形成された第１の電極
と、上記誘電体の第２の面に接触するように設けられた
先端部を有する第２の電極と、上記第１の電極と上記第
２の電極に接続され、上記誘電体の微小領域に所定の周
波数を有する交流信号を印加する電圧印加手段と、上記
第１の電極と上記第２の電極との間に挟設された誘電体
の微小領域のキャパシタと、インダクタとを含んで構成
されたＬＣ共振回路を備えて、上記誘電体の微小領域に
上記交流信号が印加されたときに、上記交流信号の周波
数と上記微小領域の非線形誘電率に対応して発振周波数
が変化する発振信号を発生する発振手段と、上記発振信
号を周波数復調して、上記交流信号の周波数と上記微小
領域の非線形誘電率に対応した振幅を有する信号を電気
信号として出力する復調手段とを備え、上記電気信号に
基づいて上記誘電体の微小領域の非線形誘電率を測定す
ることを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided a non-linear dielectric constant measuring apparatus according to the first aspect of the present invention, wherein a non-linear dielectric constant measuring device has a first surface and a second surface which oppose each other. What is claimed is: 1. A non-linear dielectric constant measuring device for measuring a dielectric constant, comprising: a first electrode formed on a first surface of the dielectric; and a tip provided to be in contact with a second surface of the dielectric. A voltage applying means connected to the first electrode and the second electrode for applying an AC signal having a predetermined frequency to a minute region of the dielectric; And an LC resonance circuit including an inductor and a capacitor in a minute region of a dielectric sandwiched between the capacitor and the second electrode, and the AC signal is applied to the minute region of the dielectric. When the frequency of the AC signal and the minute area An oscillating means for generating an oscillating signal whose oscillation frequency changes in accordance with the non-linear dielectric constant, and a signal having an amplitude corresponding to the frequency of the alternating-current signal and the non-linear dielectric constant of the minute area by frequency-demodulating the oscillating signal And demodulating means for outputting a non-linear dielectric constant in a minute region of the dielectric based on the electric signal.
【０００６】請求項２記載の非線形誘電率測定装置は、
互いに対向する第１の面と第２の面とを有する誘電体の
一部分である微小領域における非線形誘電率を測定する
非線形誘電率測定装置であって、上記誘電体の第１の面
に形成された第１の電極と、上記誘電体の第２の面に形
成された透明材料にてなる第２の電極と、上記第１の電
極と上記第２の電極に接続され、上記誘電体の微小領域
に所定の周波数を有する交流信号を印加する電圧印加手
段と、上記第２の電極を介して上記誘電体の微小領域に
光ビームを照射する光照射手段と、上記光ビームが照射
されたときに、上記誘電体の微小領域から反射される反
射光を光電変換して電気信号を出力する光電変換手段と
を備え、上記電気信号に基づいて上記誘電体の微小領域
の非線形誘電率を測定することを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, there is provided a nonlinear dielectric constant measuring apparatus,
A non-linear dielectric constant measuring device for measuring a non-linear dielectric constant in a minute region which is a part of a dielectric having a first surface and a second surface opposed to each other, wherein the device is formed on a first surface of the dielectric. A first electrode, a second electrode made of a transparent material formed on a second surface of the dielectric, and a first electrode connected to the first electrode and the second electrode. Voltage applying means for applying an AC signal having a predetermined frequency to a region, light irradiating means for irradiating a light beam to a minute region of the dielectric via the second electrode, and when the light beam is irradiated A photoelectric conversion unit that photoelectrically converts reflected light reflected from the minute region of the dielectric and outputs an electric signal, and measures a nonlinear dielectric constant of the minute region of the dielectric based on the electric signal. It is characterized by the following.
【０００７】請求項３記載の非線形誘電率測定装置は、
請求項１又は２記載の非線形誘電率測定装置において、
さらに、上記交流信号に基づいて上記電気信号を同期検
波して上記電気信号の振幅に対応した直流信号を出力す
る検波手段とを備え、上記直流信号に基づいて上記誘電
体の微小領域の非線形誘電率を測定することを特徴とす
る。According to a third aspect of the present invention, there is provided a nonlinear dielectric constant measuring apparatus,
The nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to claim 1 or 2,
Detecting means for synchronously detecting the electric signal based on the AC signal and outputting a DC signal corresponding to the amplitude of the electric signal; and a non-linear dielectric in a minute region of the dielectric based on the DC signal. It is characterized by measuring the rate.
【０００８】請求項４記載の非線形誘電率測定装置にお
いては、請求項１記載の非線形誘電率測定装置におい
て、上記共振回路は、互いに対向する２個の底面を備え
た円筒形状を有し、上記円筒形状の一方の底面が短絡さ
れて終端されかつ他方の底面に開口部を有する導体ケー
スと、上記導体ケースの一方の底面の中心に連結され、
かつ上記連結部分から上記導体ケースの軸中心に沿って
上記先端部が上記開口部まで延在するように上記導体ケ
ース内に設けられた円柱形状の上記第２の電極とを備
え、上記導体ケースの他方の底面が上記誘電体の上面に
接触してなるリエントラント空胴共振器であることを特
徴とする。According to a fourth aspect of the present invention, in the non-linear dielectric constant measuring apparatus according to the first aspect, the resonance circuit has a cylindrical shape having two opposed bottom surfaces. A conductor case having one bottom surface of the cylindrical shape short-circuited and terminated and having an opening in the other bottom surface, and connected to the center of one bottom surface of the conductor case;
And a column-shaped second electrode provided in the conductor case such that the distal end extends from the connection portion along the axial center of the conductor case to the opening. Is a reentrant cavity resonator in which the other bottom surface is in contact with the top surface of the dielectric.
【０００９】請求項５記載の非線形誘電率測定装置は、
請求項１、３又は４記載の非線形誘電率測定装置におい
て、さらに、上記第２の電極が上記誘電体の第２の面上
を走査するように、上記誘電体を１次元方向又は２次元
方向で移動する移動手段を備えたことを特徴とする。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a nonlinear dielectric constant measuring apparatus,
5. The non-linear dielectric constant measuring apparatus according to claim 1, further comprising: moving the dielectric in a one-dimensional direction or a two-dimensional direction such that the second electrode scans on a second surface of the dielectric. A moving means for moving by means of.
【００１０】請求項６記載の非線形誘電率測定装置は、
請求項２又は３記載の非線形誘電率測定装置において、
さらに、上記光照射手段によって照射された光ビームに
対して垂直に、上記誘電体を１次元方向又は２次元方向
で移動する移動手段を備えたことを特徴とする。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a nonlinear dielectric constant measuring apparatus,
The nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to claim 2 or 3,
Further, a moving means for moving the dielectric in a one-dimensional direction or a two-dimensional direction perpendicular to the light beam irradiated by the light irradiating means is provided.
【００１１】[0011]
【作用】請求項１記載の非線形誘電率測定装置において
は、上記電圧印加手段は、上記第１の電極と上記第２の
電極に所定の周波数を有する上記交流信号を印加するこ
とによって、上記誘電体の微小領域に上記交流信号を印
加する。上記発振手段は、上記誘電体の微小領域に上記
交流信号が印加されたときに、上記交流信号の周波数と
上記微小領域の非線形誘電率に対応して発振周波数が変
化する発振信号を発生する。次いで、上記復調手段は、
上記発振信号を周波数復調して、上記交流信号の周波数
と上記誘電体の微小領域の非線形誘電率に対応した振幅
を有する信号を電気信号として出力する。そして、上記
電気信号に基づいて上記誘電体の微小領域の電気的領域
における非線形誘電率を測定する。In the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the first aspect, the voltage applying means applies the AC signal having a predetermined frequency to the first electrode and the second electrode, so that the voltage is applied to the first electrode and the second electrode. The AC signal is applied to a minute area of the body. The oscillating means generates an oscillating signal whose oscillation frequency changes according to the frequency of the AC signal and the nonlinear dielectric constant of the minute region when the AC signal is applied to the minute region of the dielectric. Next, the demodulation means:
The oscillation signal is frequency-demodulated, and a signal having an amplitude corresponding to the frequency of the AC signal and the nonlinear dielectric constant of the minute region of the dielectric is output as an electric signal. Then, based on the electric signal, a nonlinear dielectric constant in an electric region of the minute region of the dielectric is measured.
【００１２】また、請求項２記載の非線形誘電率測定装
置においては、上記電圧印加手段は、上記第１の電極と
上記第２の電極に上記交流信号を印加することによっ
て、上記誘電体の微小領域に上記交流信号を印加する。
これによって、上記誘電体の微小領域の光反射率は、上
記交流信号と上記誘電体の微小領域の非線形誘電率に対
応して変化する。また、上記光照射手段が、上記透明材
料にてなる第２の電極を介して、上記誘電体の微小領域
に光ビームを照射すると、上記誘電体の微小領域は、上
記光反射率の変化に対応した強度を有する光ビームを反
射光として反射する。次いで、上記光電変換手段は、上
記誘電体の微小領域から反射される反射光を光電変換し
て電気信号を出力する。そして、上記電気信号に基づい
て上記誘電体の微小領域の光学的領域における非線形誘
電率を測定する。According to a second aspect of the present invention, in the nonlinear dielectric constant measuring apparatus, the voltage applying means applies the AC signal to the first electrode and the second electrode, so that the dielectric material has a small size. The AC signal is applied to the region.
Thus, the light reflectance of the minute region of the dielectric changes according to the AC signal and the nonlinear dielectric constant of the minute region of the dielectric. When the light irradiating unit irradiates a light beam to the minute region of the dielectric via the second electrode made of the transparent material, the minute region of the dielectric changes in the light reflectance. A light beam having a corresponding intensity is reflected as reflected light. Next, the photoelectric conversion unit photoelectrically converts the reflected light reflected from the minute region of the dielectric to output an electric signal. Then, the nonlinear dielectric constant in the optical region of the minute region of the dielectric is measured based on the electric signal.
【００１３】さらに、請求項３記載の非線形誘電率測定
装置においては、上記検波手段は、上記交流信号に基づ
いて、上記電気信号を同期検波して上記電気信号の振幅
に対応した直流信号を出力する。そして、上記直流信号
に基づいて上記誘電体の微小領域の非線形誘電率を測定
する。Further, in the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to claim 3, the detecting means synchronously detects the electric signal based on the AC signal and outputs a DC signal corresponding to the amplitude of the electric signal. I do. Then, the nonlinear dielectric constant of the minute region of the dielectric is measured based on the DC signal.
【００１４】請求項４記載の非線形誘電率測定装置にお
いては、上記共振回路は、好ましくは、互いに対向する
２個の底面を備えた円筒形状を有し、上記円筒形状の一
方の底面が短絡されて終端されかつ他方の底面に開口部
を有する導体ケースと、上記導体ケースの一方の底面の
中心に連結され、かつ上記連結部分から上記導体ケース
の軸中心に沿って上記先端部が上記開口部まで延在する
ように上記導体ケース内に設けられた円柱形状の上記第
２の電極とを備え、上記導体ケースの他方の底面が上記
誘電体の上面に接触してなるリエントラント空胴共振器
である。Preferably, the resonance circuit has a cylindrical shape having two bottom surfaces opposed to each other, and one of the bottom surfaces of the cylindrical shape is short-circuited. A conductor case terminated at the other end and having an opening at the other bottom surface, and connected to the center of one bottom surface of the conductor case, and the tip portion is formed at the opening along the axial center of the conductor case from the connection portion. A second electrode having a columnar shape provided in the conductor case so as to extend to the conductor case, and the other bottom surface of the conductor case is in contact with the upper surface of the dielectric. is there.
【００１５】請求項５記載の非線形誘電率測定装置にお
いては、請求項１、３又は４記載の非線形誘電率測定装
置の上記移動手段は、上記第２の電極が上記誘電体の第
２の面上を走査するように、上記誘電体を１次元方向又
は２次元方向で移動する。これによって、上記誘電体の
表面上の直線上又は平面上の電気的領域における非線形
誘電率の分布を測定することができる。According to a fifth aspect of the present invention, in the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the first, third, or fourth aspect, the moving means may be such that the second electrode is a second surface of the dielectric. The dielectric is moved in a one-dimensional or two-dimensional direction so as to scan above. This makes it possible to measure the distribution of the nonlinear dielectric constant in a linear or planar electrical region on the surface of the dielectric.
【００１６】請求項６記載の非線形誘電率測定装置にお
いては、請求項２又は３記載の非線形誘電率測定装置の
上記移動手段は、上記光照射手段によって照射された光
ビームに対して垂直に、上記誘電体を１次元方向又は２
次元方向で移動する。これによって、上記誘電体の表面
上の直線上又は平面上の光学的領域における非線形誘電
率の分布を測定することができる。According to a sixth aspect of the present invention, in the nonlinear dielectric constant measuring apparatus, the moving means of the nonlinear dielectric constant measuring apparatus is perpendicular to the light beam irradiated by the light irradiating means. The above dielectric is placed in one-dimensional direction or 2
Move in the dimension direction. This makes it possible to measure the distribution of the nonlinear dielectric constant in an optical region on a straight line or a plane on the surface of the dielectric.
【００１７】[0017]
【実施例】以下、図面を用いて本発明に係る実施例につ
いて説明する。 ＜基本回路＞図１は本発明に係る非線形誘電率測定装置
の基本回路を示すブロック図である。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. <Basic Circuit> FIG. 1 is a block diagram showing a basic circuit of a nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the present invention.
【００１８】図１の非線形誘電率測定装置は、（ａ）周
波数ｆｐを有する交流電圧Ｖｐを発生して、測定電極５
０と電極４に上記交流電圧Ｖｐを印加することによって
誘電体試料２の微小領域２ａに交流電界Ｅｐを発生させ
るともに、交流電圧Ｖｐを基準信号として出力する交流
電源９と、（ｂ）上記電極４と上記測定電極５０に挟設
された微小領域２ａと、電極４と、測定電極５０とによ
って構成されるキャパシタ部１を含む共振回路部１０を
備え上記交流電圧Ｖｐが上記電極４と上記測定電極５０
に印加されたときに発振周波数が上記周波数ｆｐと微小
領域２ａの３次の誘電率ε3に対応して発振周波数が変
化する発振信号を発生する発振器２０と、（ｃ）上記発
振信号を周波数復調して上記周波数ｆｐと上記微小領域
２ａの３次の誘電率ε3に対応した振幅を有する信号を
復調信号として出力するＦＭ復調回路２６と、（ｄ）上
記基準信号に基づいて上記復調信号を同期検波して上記
周波数ｆｐと上記微小領域２ａの３次の誘電率ε3に対
応した振幅を有する直流信号を出力するロックインアン
プ２７とを備え、上記微小領域２ａの電気的領域の３次
の誘電率ε3を測定するように構成したことを特徴とす
る。The nonlinear dielectric constant measuring apparatus shown in FIG. 1 generates (a) an AC voltage Vp having a frequency fp,
An AC power supply 9 that generates an AC electric field Ep in the minute region 2a of the dielectric sample 2 by applying the AC voltage Vp to the electrode 4 and the electrode 4, and outputs the AC voltage Vp as a reference signal; 4 and a minute area 2a interposed between the measurement electrodes 50, a resonance circuit section 10 including a capacitor section 1 constituted by the electrodes 4 and the measurement electrodes 50. Electrode 50
An oscillator 20 for generating an oscillation signal whose oscillation frequency changes in accordance with the frequency fp and the third-order dielectric constant ε 3 of the minute region 2a when applied to (c); An FM demodulation circuit 26 for demodulating and outputting as a demodulated signal a signal having an amplitude corresponding to the frequency fp and the third-order permittivity ε 3 of the minute area 2a; and (d) the demodulated signal based on the reference signal. And a lock-in amplifier 27 which synchronously detects the frequency fp and outputs a DC signal having an amplitude corresponding to the tertiary dielectric constant ε 3 of the minute region 2a. characterized by being configured to measure the next permittivity epsilon 3.
【００１９】以下図面を用いて図１の基本回路の構成を
詳細に説明する。The configuration of the basic circuit shown in FIG. 1 will be described below in detail with reference to the drawings.
【００２０】図１に示すように、上記共振回路部１０
は、誘電体試料２と、電極４と、測定電極５０と、機構
部７と、コイル６とによって構成される。上記誘電体試
料２は、略平行な上面と下面を有し、上記誘電体試料２
の下面に上記電極４が形成される。測定電極５０は、尖
った先端部５０ａを有する導体によって構成され、上記
先端部５０ａが上記誘電体試料２の上面に接するように
固定される。上記誘電体試料２と電極４と測定電極５０
はキャパシタ部１を構成する。また、機構部７は上面に
形成された絶縁部８を備え、上記誘電体試料２をその表
面上に載置して保持し、かつ機構制御部２５からの制御
信号に応答して、誘電体試料２を上記測定電極５０の先
端部５０ａが上記誘電体試料２の上面と接した状態を保
ったまま誘電体試料２を一次元方向または二次元方向に
移動させる。さらに、コイル６はインダクタンスＬを有
し、その一端は測定電極５０及び負性抵抗回路５の入力
端に接続される一方、その他端は電極４に接続される。
またさらに、交流電源９は、交流電圧Ｖｐを測定電極５
０と電極４とに印加することにより、上記測定電極５０
と電極４の間に位置する誘電体試料２の微小領域２ａに
交流電界Ｅｐを発生させる一方、上記交流電圧Ｖｐを基
準信号としてロックインアンプ２７に出力する。以上の
ように構成された共振回路部１０において、測定電極５
０の先端部５０ａと、電極４と、測定電極５０の先端部
５０ａと電極４とによって挟設された誘電体試料２の微
小領域２ａはキャパシタンスＣｓを形成して、さらに、
上述のようにコイル６は上記キャパシタンスＣｓに並列
になるように接続されているので、上記キャパシタンス
Ｃｓと上記コイル６はＬＣ共振回路を構成する。このＬ
Ｃ共振回路は負性抵抗回路５に接続されて、発振器２０
を構成する。発振器２０は詳細後述するようにキャパシ
タンスＣｓの変化に対応して周波数変調された発振信号
を発振して発生しＦＭ復調回路２６に出力する。ＦＭ復
調回路２６は、周波数変調された発振信号を復調して復
調信号をロックインアンプ２７に出力する。As shown in FIG. 1, the resonance circuit 10
Is composed of a dielectric sample 2, an electrode 4, a measurement electrode 50, a mechanism 7, and a coil 6. The dielectric sample 2 has substantially parallel upper and lower surfaces, and the dielectric sample 2
The electrode 4 is formed on the lower surface of the substrate. The measurement electrode 50 is formed of a conductor having a sharp tip 50 a, and is fixed such that the tip 50 a contacts the upper surface of the dielectric sample 2. The dielectric sample 2, the electrode 4, and the measuring electrode 50
Constitutes the capacitor section 1. The mechanism section 7 includes an insulating section 8 formed on the upper surface, mounts and holds the dielectric sample 2 on its surface, and responds to a control signal from a mechanism control section 25 to control the dielectric sample. The dielectric sample 2 is moved in the one-dimensional direction or the two-dimensional direction while maintaining the state in which the tip part 50a of the measurement electrode 50 is in contact with the upper surface of the dielectric sample 2. Further, the coil 6 has an inductance L, one end of which is connected to the measuring electrode 50 and the input end of the negative resistance circuit 5, while the other end is connected to the electrode 4.
Further, the AC power supply 9 applies the AC voltage Vp to the measurement electrode 5.
0 and the electrode 4, the measurement electrode 50
An AC electric field Ep is generated in the minute area 2a of the dielectric sample 2 located between the electrode 4 and the electrode 4, and the AC voltage Vp is output to the lock-in amplifier 27 as a reference signal. In the resonance circuit section 10 configured as described above, the measurement electrode 5
0, the electrode 4, and the minute region 2a of the dielectric sample 2 sandwiched between the electrode 50 and the tip 50a of the measurement electrode 50 forms a capacitance Cs.
As described above, since the coil 6 is connected in parallel with the capacitance Cs, the capacitance Cs and the coil 6 form an LC resonance circuit. This L
The C resonance circuit is connected to the negative resistance circuit 5 and the oscillator 20
Is configured. The oscillator 20 oscillates and generates an oscillating signal that is frequency-modulated according to a change in the capacitance Cs, and outputs the oscillated signal to the FM demodulation circuit 26 as described in detail below. The FM demodulation circuit 26 demodulates the frequency-modulated oscillation signal and outputs the demodulated signal to the lock-in amplifier 27.
【００２１】ロックインアンプ２７は、図２に示すよう
に、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、増幅器２７１と、波形整形
器２７２と、同相分配器２７３，２７４と、９０度移相
器２７５と、乗算器である混合器２７７ａ，２７７ｂ
と、低域通過フィルタ２７８ａ，２７８ｂと、出力端子
Ｔ３，Ｔ４とによって構成される。増幅器２７１は、入
力端子Ｔ１を介して入力される復調信号を増幅して同相
分配器２７３に出力する。同相分配器２７３は、増幅さ
れた復調信号を同相分配して混合器２７７ａと混合器２
７７ｂに出力する。一方、波形整形器２７２は、入力端
子Ｔ２を介して入力された基準信号を方形波に整形して
同相分配器２７４に出力する。同相分配器２７４は、波
形整形器２７２から出力される基準信号を同相で分配し
て混合器２７７ｂと９０度移相器２７５に出力する。９
０度移相器２７５は、基準信号を基準信号の周波数にお
いて９０度だけ移相して混合器２７７ａに出力する。混
合器２７７ａは、復調信号と９０度だけ移相された基準
信号を乗算して混合し、上記復調信号の周波数と上記基
準信号の周波数の和と差の周波数を有する信号に変換し
て低域通過フィルタ２７８ａに出力する。低域通過フィ
ルタ２７８ａは、入力される混合後の信号のうちの直流
信号のみを通過させて出力端子Ｔ３を介して出力電圧Ｖ
ａ1を表示制御部２８に出力する。混合器２７７ｂは、
基準信号と復調信号とを乗算して混合し、上記復調信号
の周波数と上記基準信号の周波数の和と差の周波数を有
する信号に変換して、低域通過フィルタ２７８ｂに出力
する。低域通過フィルタ２７８ｂは、入力される混合後
の信号のうちの直流信号のみを通過させて出力端子Ｔ４
を介して出力電圧Ｖａ2を表示制御部２８に出力する。
ここで、低域通過フィルタ２７８ａから出力される電圧
Ｖａ1は、基準信号が９０度だけ移相されて復調信号と
混合されるので、上記復調信号と上記基準信号が同相で
掛算されかつ低域ろ波された後の電圧の絶対値を│Ｖａ
│とし、かつ上記復調信号と上記基準信号との間の位相
差をφとすると数１で表される。また同様に、低域通過
フィルタ２７８ｂから出力される電圧Ｖａ2は、数２で
表される。As shown in FIG. 2, the lock-in amplifier 27 includes input terminals T1 and T2, an amplifier 271, a waveform shaper 272, in-phase distributors 273 and 274, a 90-degree phase shifter 275, Mixers 277a and 277b
, Low-pass filters 278a and 278b, and output terminals T3 and T4. The amplifier 271 amplifies the demodulated signal input through the input terminal T1 and outputs the signal to the in-phase distributor 273. The in-phase distributor 273 distributes the amplified demodulated signal in-phase to the mixer 277 a and the mixer 2.
77b. On the other hand, the waveform shaper 272 shapes the reference signal input via the input terminal T2 into a square wave, and outputs the square wave to the in-phase distributor 274. The in-phase distributor 274 distributes the reference signal output from the waveform shaper 272 in phase, and outputs the reference signal to the mixer 277 b and the 90-degree phase shifter 275. 9
The 0-degree phase shifter 275 shifts the phase of the reference signal by 90 degrees at the frequency of the reference signal and outputs the resultant signal to the mixer 277a. The mixer 277a multiplies and mixes the demodulated signal with a reference signal shifted by 90 degrees, converts the demodulated signal into a signal having a frequency of the sum and difference of the frequency of the demodulated signal and the frequency of the reference signal, Output to the pass filter 278a. The low-pass filter 278a allows only the DC signal of the input mixed signal to pass and outputs the output voltage V through the output terminal T3.
and outputs the a 1 to the display control unit 28. The mixer 277b
The reference signal and the demodulated signal are multiplied and mixed, converted into a signal having a frequency of the sum and difference between the frequency of the demodulated signal and the frequency of the reference signal, and output to the low-pass filter 278b. The low-pass filter 278b allows only the DC signal of the input mixed signal to pass, and
And outputs the output voltage Va 2 to the display control unit 28 via.
Here, the voltage Va 1 output from the low-pass filter 278a is obtained by multiplying the demodulated signal and the reference signal in phase by mixing the demodulated signal with the demodulated signal by shifting the phase of the reference signal by 90 degrees. The absolute value of the voltage after filtering is | Va
And | is the phase difference between the demodulated signal and the reference signal. Similarly, the voltage Va 2 output from the low-pass filter 278b is expressed by Expression 2.
【００２２】[0022]
【数１】Ｖａ１＝│Ｖａ│・ｓｉｎφ[Equation 1] Va 1 = │Va│ · sin φ
【数２】Ｖａ２＝│Ｖａ│・ｃｏｓφ[Equation 2] Va 2 = │Va│ · cos φ
【００２３】表示制御部２８は、ロックインアンプ２７
から入力される出力電圧Ｖａ１と出力電圧Ｖａ２とから
出力電圧│Ｖａ│と位相差φをそれぞれ次の数３と数４
を用いて演算して、ロックインアンプ２７の出力電圧│
Ｖａ│，Ｖａ１，Ｖａ２と機構制御部２５から入力され
る位置信号のうちから指定された測定値をディスプレイ
２９の表示画面上に表示するように制御する。これに応
答してディスプレイ２９は、表示制御部２８の指示信号
に従って各パラメータの各値を表示する。The display control unit 28 includes a lock-in amplifier 27
Output voltage Va 1 and the output voltage Va 2 Metropolitan output voltage │Va│ and the phase difference φ the following equation (3) from each input from the number 4
And the output voltage of the lock-in amplifier 27 |
Control is performed so that a measurement value designated from among Va│, Va 1 , and Va 2 and the position signal input from the mechanism control unit 25 is displayed on the display screen of the display 29. In response, the display 29 displays each value of each parameter according to the instruction signal of the display control unit 28.
【００２４】[0024]
【数３】│Ｖａ│＝√（Ｖａ１ ２＋Ｖａ２ ２）| Va | = √ (Va 1 2 + Va 2 2 )
【数４】φ＝ｔａｎ−１（Ｖａ１／Ｖａ２）## EQU4 ## φ = tan −1 (Va 1 / Va 2 )
【００２５】以上のように構成された基本回路を備えた
非線形誘電率測定装置において、上記誘電体試料２の微
小領域２ａに、交流電源９によって測定電極５０と電極
４に周波数ｆｐを有する正弦波である交流電圧Ｖｐを印
加すると、上記微小領域２ａに上記交流電圧Ｖｐの振幅
に比例した振幅と上記交流電圧Ｖｐの周波数ｆｐと同じ
周波数を有する正弦波である交流電界Ｅｐを発生する。
交流電圧Ｖｐと交流電界Ｅｐは、数５で表される角周波
数ωｐを用いて数６と数７で表すことができる。ここで
Ｖｐ0は交流電圧Ｖｐの振幅であり、Ｅｐ0は交流電界Ｅ
ｐの振幅である。In the nonlinear dielectric constant measuring apparatus having the basic circuit constructed as described above, the sine wave having the frequency fp is applied to the measuring electrode 50 and the electrode 4 by the AC power supply 9 in the minute area 2a of the dielectric sample 2. When the AC voltage Vp is applied, an AC electric field Ep which is a sine wave having an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp and the same frequency as the frequency fp of the AC voltage Vp is generated in the minute area 2a.
The AC voltage Vp and the AC electric field Ep can be expressed by Expressions 6 and 7 using the angular frequency ωp expressed by Expression 5. Here, Vp 0 is the amplitude of the AC voltage Vp, and Ep 0 is the AC electric field E
The amplitude of p.
【００２６】[0026]
【数５】ωｐ＝２πｆpΩp = 2πfp
【数６】Ｖｐ＝Ｖｐ0cosωpVp = Vp 0 cosωp
【数７】Ｅｐ＝Ｅｐ0cosωp[Equation 7] Ep = Ep 0 cosωp
【００２７】また、交流電圧Ｖｐを印加したときの上記
微小領域２ａの誘電率εｔは、公知のように、交流電界
Ｅｐと２次の誘電率ε２と３次の誘電率ε３と４次の誘
電率ε４を用いると次の数８で表される。Further, the dielectric constant εt of the small region 2a upon application of the alternating voltage Vp, as is known, the alternating electric field Ep and secondary dielectric constant epsilon 2 and third order dielectric constant epsilon 3 quartic Using the dielectric constant ε 4 of the following formula, it is expressed by the following equation 8.
【００２８】[0028]
【数８】εｔ＝ε２＋ε３Ｅｐ＋（１／２）ε４Ｅｐ２ ８t = ε 2 + ε 3 Ep + (１ ／) ε 4 Ep 2
【００２９】ここで、数８は以下のように導くことがで
きる。誘電体試料２に電界を印加したときの誘電体試料
２の電束密度と電界をそれぞれＤ，Ｅとして、誘電体試
料２の単位体積当たりに蓄えられる内部エネルギーと、
電気的エンタルピーをそれぞれＵ，Ｈとして、上記電束
密度Ｄと電界Ｅと内部エネルギーＵと電気的エンタルピ
ーＨの微分をそれぞれｄＤ，ｄＥ，ｄＵ，ｄＨとする
と、次の数９と数１０の関係が成り立つ。Here, Equation 8 can be derived as follows. When the electric flux density and the electric field of the dielectric sample 2 when an electric field is applied to the dielectric sample 2 are D and E, respectively, the internal energy stored per unit volume of the dielectric sample 2;
Assuming that the electric enthalpy is U and H, respectively, and the derivatives of the electric flux density D, the electric field E, the internal energy U and the electric enthalpy H are dD, dE, dU and dH, respectively, the following equations 9 and 10 are obtained. Holds.
【００３０】[0030]
【数９】ｄＵ＝ＥｄＤ## EQU9 ## dU = EdD
【数１０】Ｈ＝Ｕ−ＥＤH = U-ED
【００３１】以上の数９と数１０から微分ｄＨは、次の
数１１で表される。従って、電束密度Ｄは数１２で表さ
れる。From the above equations (9) and (10), the differential dH is expressed by the following equation (11). Therefore, the electric flux density D is represented by Expression 12.
【００３２】[0032]
【数１１】ｄＨ＝−ＤｄＥ## EQU11 ## dH = -DdE
【数１２】Ｄ＝−∂Ｈ／∂ＥD = -∂H / ∂E
【００３３】次に、電気エンタルピーＨを電界Ｅの関数
として原点で４次の項までテーラー展開すると、電気的
エンタルピーＨは次の数１３で与えられる。Next, when the electric enthalpy H is Taylor-expanded to the fourth-order term at the origin as a function of the electric field E, the electric enthalpy H is given by the following equation (13).
【００３４】[0034]
【数１３】Ｈ＝(1/2)(∂2Ｈ/∂Ｅ2)0Ｅ2+(1/6)(∂3Ｈ/
∂Ｅ3)0Ｅ3+(1/24)(∂4Ｈ/∂Ｅ4)0Ｅ4 H = (1/2) (∂ 2 H / ∂E 2 ) 0 E 2 + (1/6) (∂ 3 H /
∂E 3 ) 0 E 3 + (1/24) (∂ 4 H / ∂E 4 ) 0 E 4
【００３５】ここで、０次の項は、電界Ｅ＝０で場に蓄
えられるエネルギーを０とすることにより０とした。ま
た、１次の項は、電界Ｅ＝０で電束密度Ｄ＝０になるこ
とと数１２とから０になる。また、数１２と数１３から
電束密度Ｄは、次の数１４で表される。Here, the zero-order term is set to 0 by setting the energy stored in the field when the electric field E = 0 to zero. In addition, the first-order term becomes zero from the fact that the electric flux density D = 0 when the electric field E = 0 and the equation (12). Further, the electric flux density D is expressed by the following Expression 14 from Expressions 12 and 13.
【００３６】[0036]
【数１４】Ｄ＝−(∂2Ｈ/∂Ｅ2)0Ｅ-(1/2)(∂3Ｈ/∂
Ｅ3)0Ｅ2-(1/6)(∂4Ｈ/∂Ｅ4)0Ｅ3 ＝ε2Ｅ＋(１/２)ε3Ｅ2＋(１/６)ε4Ｅ3 D = − (∂ 2 H / ∂E 2 ) 0 E- (1/2) (∂ 3 H / ∂
E 3 ) 0 E 2- (1/6) (∂ 4 H / ∂E 4 ) 0 E 3 = ε 2 E + (１) ε 3 E 2 + (１)) 4 E 3
【００３７】ここで、−(∂2Ｈ/∂Ｅ2)0＝ε2，−(∂3
Ｈ/∂Ｅ3)0＝ε3，−(∂4Ｈ/∂Ｅ4)0＝ε4としている。
以上のことから、電気的エンタルピーＨをテーラー展開
したときの、２次の展開係数に対応したε2を２次の誘
電率と呼び、３次の展開係数に対応したε3を３次の誘
電率と呼び、４次の展開係数に対応したε4を４次の誘
電率と呼んでいる。さらに、数１４において、交流電界
Ｅｐに発振信号に対応した微小電界ΔＥが重畳している
場合を考える。このとき上記交流電界Ｅｐに対応した電
束密度をＤｐとして、上記微小電界ΔＥに対応した微小
電束密度をΔＤとすると、数１４は次の数１５のように
表わすことができる。Here,-(∂ 2 H / ∂E 2 ) 0 = ε 2 , − (∂ 3
H / ∂E 3 ) 0 = ε 3 and − (∂ 4 H / ∂E 4 ) 0 = ε 4 .
From the above, when the electric enthalpy H is Taylor-expanded, ε 2 corresponding to the second-order expansion coefficient is called a second-order permittivity, and ε 3 corresponding to the third-order expansion coefficient is called the third-order dielectric constant. Ε 4 corresponding to the fourth order expansion coefficient is called a fourth order permittivity. Further, in Equation 14, a case is considered where a minute electric field ΔE corresponding to the oscillation signal is superimposed on the AC electric field Ep. At this time, assuming that the electric flux density corresponding to the AC electric field Ep is Dp and the minute electric flux density corresponding to the minute electric field ΔE is ΔD, Equation 14 can be expressed as the following Equation 15.
【００３８】[0038]
【数１５】Ｄｐ＋ΔＤ＝ε2(Ｅｐ＋ΔＥ)＋(１/２)ε
3(Ｅｐ＋ΔＥ)2＋(１/６)ε4(Ｅｐ＋ΔＥ)3 Dp + ΔD = ε 2 (Ep + ΔE) + (1/2) ε
3 (Ep + ΔE) 2 + (1/6) ε 4 (Ep + ΔE) 3
【００３９】ここで、電束密度Ｄｐは、次の数１６で表
され、また交流電界Ｅｐに比較して微小電界ΔＥは十分
小さいので、(ΔＥ)2と(ΔＥ)3を含む項は０と近似する
ことができ、数１５の第２項のΔＤは数１７のように表
わすことができる。Here, the electric flux density Dp is expressed by the following equation (16). Since the small electric field ΔE is sufficiently smaller than the AC electric field Ep, the term including (ΔE) 2 and (ΔE) 3 is 0. And ΔD of the second term in Equation 15 can be expressed as in Equation 17.
【００４０】[0040]
【数１６】 Ｄｐ＝ε2Ｅｐ＋(１/２)ε3Ｅｐ2＋(１/６)ε4Ｅｐ3 Dp = ε 2 Ep + (１) ε 3 Ep 2 + (1/6) ε 4 Ep 3
【数１７】 ΔＤ＝ε2ΔＥ＋ε3ＥｐΔＥ＋(１/２)ε4Ｅｐ2ΔＥ ＝{ε2＋ε3Ｅｐ＋(１/２)ε4Ｅｐ2}ΔＥ ＝εｔΔＥΔD = ε 2 ΔE + ε 3 Ep ΔE + (1/2) ε 4 Ep 2 ΔE = {ε 2 + ε 3 Ep + (1/2) ε 4 Ep 2 } ΔE = εtΔE
【００４１】数１７から明らかなように、微小電界ΔＥ
と、微小電界ΔＥによって発生する微小電束密度ΔＤの
間の比例係数εｔとして数８を導くことができる。ま
た、本明細書では、３次の誘電率ε3、４次の誘電率ε4
等の３次以上の誘電率のことを非線形誘電率と呼ぶ。本
基本回路では、電気信号である発振信号に対する応答性
を観測しているので、ここで言う非線形誘電率は、電気
的領域の非線形誘電率のことである。また、３次の誘電
率ε3は、特に交流電界Ｅｐの向きと分極Ｐの向きが同
じ向き場合と、交流電界Ｅｐの向きと分極Ｐの向きが逆
の向き場合とで、正負が反転する。また数８において４
次の誘電率ε４よりも高次の誘電率は無視しているが、
上記高次の誘電率は２次，３次，及び４次の誘電率に比
較して十分小さいので、以下の説明において高次の誘電
率を無視したことの影響は無い。また、以下の説明にお
いて、数式は、誘電体試料２の厚み方向の１次元に限定
して表示している。また、上記測定電極５０と電極４と
によって挟設された上記微小領域２ａが構成するキャパ
シタンスＣｓは、誘電率εｔに比例するので、誘電体試
料２の厚さｄと測定電極５０の先端部の面積と誘電体試
料２によって決まる正の定数Ｃｅと数８を用いて次の数
１８のように表すことができる。As is apparent from Equation 17, the small electric field ΔE
Equation 8 can be derived as a proportionality coefficient εt between the electric field density ΔD generated by the small electric field ΔE. In this specification, a third-order permittivity ε 3 , a fourth-order permittivity ε 4
And the like are referred to as non-linear dielectric constants. In this basic circuit, the responsiveness to an oscillation signal, which is an electric signal, is observed. Therefore, the nonlinear dielectric constant referred to here is a nonlinear dielectric constant in an electric region. In addition, the tertiary dielectric constant ε 3 is inverted between positive and negative, especially when the direction of the AC electric field Ep and the direction of the polarization P are the same, and when the direction of the AC electric field Ep and the direction of the polarization P are opposite. . Also, in Equation 8, 4
The dielectric constant higher than the next dielectric constant ε 4 is ignored,
Since the higher-order permittivity is sufficiently smaller than the second-order, third-order, and fourth-order permittivity, there is no effect of ignoring the higher-order permittivity in the following description. In the following description, the mathematical expressions are limited to one dimension in the thickness direction of the dielectric sample 2. Further, since the capacitance Cs formed by the minute region 2a sandwiched between the measurement electrode 50 and the electrode 4 is proportional to the dielectric constant εt, the thickness d of the dielectric sample 2 and the tip of the measurement electrode 50 are Using the positive constant Ce determined by the area and the dielectric sample 2 and Equation 8, the following equation 18 can be used.
【００４２】[0042]
【数１８】 Ｃs＝Ｃe(１/ｄ){ε2＋ε3Ｅp＋(１/２)ε4Ｅp2}Cs = Ce (1 / d) {ε 2 + ε 3 Ep + (1/2) ε 4 Ep 2 }
【００４３】また、数１８で表されるキャパシタンスＣ
ｓは、次の数１９で表されるキャパシタンスＣ0と次の
数２０で表されるキャパシタンス変化量△Ｃを用いると
数２１のように表すことができる。ここで、キャパシタ
ンスＣ0は、交流電圧Ｖｐが印加されていないときの測
定電極５０と電極４と測定電極５０と電極４とによって
挟設された上記微小領域２ａが構成するキャパシタンス
であり、キャパシタンス変化量△Ｃは、交流電圧Ｖｐを
印加したときのキャパシタンスＣ0からのキャパシタン
ス変化量である。Further, the capacitance C expressed by the equation (18)
s can be expressed as in Expression 21 by using a capacitance C 0 expressed by Expression 19 and a capacitance change amount ΔC expressed by Expression 20. Here, the capacitance C 0 is a capacitance formed by the minute region 2a sandwiched between the measurement electrode 50, the electrode 4, the measurement electrode 50, and the electrode 4 when the AC voltage Vp is not applied, and The amount ΔC is a capacitance change amount from the capacitance C 0 when the AC voltage Vp is applied.
【００４４】[0044]
【数１９】Ｃ0＝Ｃe(１/ｄ)ε２ C 0 = Ce (1 / d) ε 2
【数２０】 △Ｃ＝Ｃｅ（１/ｄ)｛ε3Ｅp＋(１/２)ε4Ｅp2｝ＣC = Ce (1 / d) ｛ε 3 Ep + (1/2) ε 4 Ep 2 △
【数２１】Ｃs＝Ｃ0＋△Ｃ## EQU21 ## Cs = C 0 + △ C
【００４５】数７で表される交流電界Ｅｐを数２０の右
辺に代入して、さらに数２２で表される三角関数の公式
を用いて変形すると、△Ｃは数２３のように表すことが
できる。By substituting the AC electric field Ep expressed by the equation (7) into the right side of the equation (20), and further transforming it using the formula of the trigonometric function expressed by the equation (22), ΔC can be expressed by the following equation (23). it can.
【００４６】[0046]
【数２２】cos2(ωp・ｔ)＝{1＋cos(2ωp・ｔ)}/2Cos 2 (ωp · t) = {1 + cos (2ωp · t)} / 2
【数２３】△Ｃ＝Ｃe(1/ｄ){ε4Ｅp0 ２/4＋ε3Ｅp0cos
(ωp・ｔ)＋(ε4Ｅp0 2/4)cos(2ωp・ｔ)}Equation 23] △ C = Ce (1 / d ) {ε 4 Ep 0 2/4 + ε 3 Ep 0 cos
(ωp · t) + (ε 4 Ep 0 2/4) cos (2ωp · t)}
【００４７】さらに、数２３は、次の数２４と数２５と
数２６で表されるキャパシタンス変化量△Ｃ2，△Ｃ3，
△Ｃ4を用いて数２７のように書き換えることができ
る。ここで、キャパシタンス変化量△Ｃ2は、４次の誘
電率ε4と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の２乗に比例して時
間的には変化しない変化量であって、キャパシタンス変
化量△Ｃ3は、３次の誘電率ε3と交流電界Ｅｐの振幅Ｅ
ｐ0に比例する振幅を有しかつ角周波数ωｐを有して交
番的に変化するキャパシタンス変化量である。また、キ
ャパシタンス変化量△Ｃ4は、４次の誘電率ε4と交流電
界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の２乗に比例する振幅を有しかつ角
周波数２ωｐを有して交番的に変化するキャパシタンス
変化量である。Further, Equation 23 is obtained by changing the capacitances ΔC 2 , ΔC 3 , which are expressed by the following Equations 24, 25 and 26.
It can be rewritten as Equation 27 using ΔC 4 . Here, the capacitance change amount ΔC 2 is a change amount that does not change with time in proportion to the square of the fourth-order permittivity ε 4 and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep, and the capacitance change amount ΔC 2 3 is the third dielectric constant ε 3 and the amplitude E of the AC electric field Ep.
This is a capacitance change amount having an amplitude proportional to p 0 and having an angular frequency ωp and changing alternately. Further, the capacitance variation △ C 4 is the fourth-order dielectric constant epsilon 4 with alternating electric field Ep of the change in capacitance that varies alternately have a and angular frequency 2ωp an amplitude proportional to the square of the amplitude Ep 0 Quantity.
【００４８】[0048]
【数２４】△Ｃ2＝Ｃe(1/ｄ)(ε4Ｅp0 2/4)Equation 24] △ C 2 = Ce (1 / d) (ε 4 Ep 0 2/4)
【数２５】△Ｃ3＝Ｃe(1/ｄ)ε3Ｅp0cos(ωp・ｔ）２５C 3 = Ce (1 / d) ε 3 Ep 0 cos (ωp · t)
【数２６】△Ｃ４＝Ｃe(1/ｄ)(ε4Ｅp0 2/4)cos(2ωp・
ｔ)[Number 26] △ C 4 = Ce (1 / d) (ε 4 Ep 0 2/4) cos (2ωp ·
t)
【数２７】△Ｃ＝△Ｃ2＋△Ｃ3＋△Ｃ4 数 C = △ C 2 + △ C 3 + △ C 4
【００４９】一方、キャパシタ部１とコイル６は上述の
ようにＬＣ共振回路を構成し、上記ＬＣ共振回路の共振
周波数ｆLCは、公知のように次の数２８で表される。On the other hand, the capacitor section 1 and the coil 6 constitute an LC resonance circuit as described above, and the resonance frequency f LC of the LC resonance circuit is expressed by the following equation 28 as is known.
【００５０】[0050]
【数２８】ｆLC＝1/{2π√(Ｌ・Ｃs)} ＝1/[2π√{Ｌ・(Ｃ0＋ΔＣ)}]F LC = 1 / {2π√ (L · Cs)} = 1 / [2π√ {L · (C 0 + ΔC)}]
【００５１】また、数２５におけるε3Ｅｐ0と数２６に
おけるε4Ｅｐ0 2／４は、２次の誘電率ε2に比べて十分
小さいので、数１９と数２０よりＣ0≫ΔＣが成り立
つ。従って、数２８を数２９で表される近似式を用いて
書き換えると、上記キャパシタンス変化量△Ｃと共振周
波数変化量△ｆLCの関係は、数３０のように表わすこと
ができる。[0051] Further, the ε 4 Ep 0 2/4 in the epsilon 3 Ep 0 to the number 26 in number 25, since the secondary sufficiently smaller than the dielectric constant epsilon 2, the number 19 to the number 20 from the C 0 »ΔC is Holds. Therefore, when Expression 28 is rewritten using the approximate expression expressed by Expression 29, the relationship between the capacitance change amount ΔC and the resonance frequency change amount Δf LC can be expressed as Expression 30.
【００５２】[0052]
【数２９】√(1＋△Ｃ/Ｃ0)＝(1＋△Ｃ/Ｃ0)-1/2≒1−
(1/2)(△Ｃ/Ｃ0)数 (1 + △ C / C 0 ) = (1 + △ C / C 0 ) -1/2 ≒ 1−
(1/2) (△ C / C 0 )
【数３０】△Ｃ/Ｃ0＝−2△ｆLC/ｆLC 数 C / C 0 = −2 △ f LC / f LC
【００５３】以上のように、上記ＬＣ共振回路の共振周
波数ｆLCは、上記キャパシタンスＣｓのキャパシタンス
変化量△Ｃに比例して共振周波数変化量△ｆLCだけ変化
する。また、上記共振回路部１０と負性抵抗回路５は、
発振器２０を構成しているので、上記発振器２０は、上
記共振周波数ｆLCと同じ周波数である発振周波数ｆOSC
を有する発振信号を発振して発生してＦＭ復調回路２６
に出力する。ここで、上述のように上記ＬＣ共振回路の
共振周波数ｆLCは、上記キャパシタンスＣｓのキャパシ
タンス変化量△Ｃに比例して共振周波数変化量△ｆLCだ
け変化するので、上記発振周波数ｆOSCも同様に、上記
キャパシタンスＣｓのキャパシタンス変化量△Ｃに比例
して変化する。また、上述のようにキャパシタンス変化
量△Ｃは、３次の誘電率ε3と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0
に比例する振幅を有しかつ角周波数ωｐを有して交番的
に変化するキャパシタンス変化量△Ｃ3と、４次の誘電
率ε4と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の２乗に比例する振幅
を有しかつ角周波数２ωｐを有して交番的に変化するキ
ャパシタンス変化量△Ｃ4を含むので、上記発振信号
は、３次の誘電率ε3と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例
する振幅を有しかつ角周波数ωｐすなわち周波数ｆｐを
有する信号Ｓ3と、４次の誘電率ε4と交流電界Ｅｐの振
幅Ｅｐ0の２乗に比例する振幅を有しかつ角周波数２ω
ｐすなわち周波数２ｆｐを有する信号Ｓ4によって周波
数変調された発振信号である。このとき、上記周波数変
調された発振信号の周波数偏移は、信号Ｓ3の振幅と、
信号Ｓ4の振幅に比例する。As described above, the resonance frequency f LC of the LC resonance circuit changes by the resonance frequency change Δf LC in proportion to the capacitance change ΔC of the capacitance Cs. The resonance circuit section 10 and the negative resistance circuit 5
Since the oscillator 20 is configured, the oscillator 20 has an oscillation frequency f OSC that is the same frequency as the resonance frequency f LC.
Oscillates and generates an FM demodulation circuit 26
Output to Here, the resonance frequency f LC of the LC resonant circuit as described above, since the changes by the capacitance change amount △ proportion to C and resonance frequency variation △ f LC of the capacitance Cs, the oscillation frequency f OSC same Then, the capacitance Cs changes in proportion to the capacitance change amount ΔC. Further, as described above, the capacitance change amount ΔC is determined by the third-order dielectric constant ε 3 and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep.
Amplitude proportional to the square of the amplitude Ep 0 of the capacitance variation △ C 3 to have a have an amplitude and angular frequency ωp varies alternately proportional, fourth-order dielectric constant epsilon 4 with alternating electric field Ep in since the a and having an angular frequency 2ωp including a capacitance variation △ C 4 which changes alternately, the oscillation signal is proportional to the cubic dielectric constant epsilon 3 and the AC electric field amplitude Ep 0 of Ep amplitude And a signal S 3 having an angular frequency ωp, that is, a frequency fp, and an amplitude proportional to the square of the fourth-order permittivity ε 4 and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep, and having an angular frequency 2ω
p, that is, an oscillation signal frequency-modulated by the signal S 4 having a frequency of 2 fp. In this case, the frequency deviation of the frequency-modulated oscillation signal, the amplitude of the signal S 3,
Is proportional to the amplitude of the signal S 4.
【００５４】上記ＦＭ復調回路２６は、上記発振信号を
ＦＭ復調処理して、３次の誘電率ε3と交流電界Ｅｐの
振幅Ｅｐ0に比例する振幅を有しかつ周波数ｆｐを有す
る信号Ｓ3と、４次の誘電率ε4と交流電界Ｅｐの振幅Ｅ
ｐ0の２乗に比例する振幅を有しかつ周波数２ｆｐを有
する信号Ｓ4を含む復調信号をロックインアンプ２７の
端子Ｔ１に出力する。The FM demodulation circuit 26 performs an FM demodulation process on the oscillating signal to perform a signal S 3 having a third-order dielectric constant ε 3 and an amplitude proportional to the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep and having the frequency fp. And the fourth-order permittivity ε 4 and the amplitude E of the AC electric field Ep
A demodulated signal including a signal S 4 having an amplitude proportional to the square of p 0 and having a frequency of 2 fp is output to a terminal T 1 of the lock-in amplifier 27.
【００５５】ロックインアンプ２７において、混合器２
７７ａは、増幅された後に同相分配された一方の復調信
号と、波形整形されかつ９０度移相された基準信号とを
乗算して混合し、上記復調信号の周波数と上記基準信号
の周波数の和と差の周波数を有する信号に変換して低域
通過フィルタ２７８ａに出力し、低域通過フィルタ２７
８ａは、混合後の信号のうち直流成分である出力電圧│
Ｖａ│ｓｉｎφのみを端子Ｔ３を介して表示制御部２８
に出力する。一方、混合器２７７ｂは、同相分配された
他方の復調信号と波形整形された基準信号とを乗算して
混合し、上記復調信号の周波数と上記基準信号の周波数
の和と差の周波数を有する信号に変換して、低域通過フ
ィルタ２７８ｂに出力し、低域通過フィルタ２７８ｂ
は、混合後の信号のうちの直流成分である出力電圧│Ｖ
ａ│ｃｏｓφのみを端子Ｔ４を介して表示制御部２８に
出力する。In the lock-in amplifier 27, the mixer 2
77a multiplies and mixes one demodulated signal that has been amplified and distributed in phase with a reference signal that has been waveform-shaped and phase-shifted by 90 degrees, and mixes the sum of the frequency of the demodulated signal and the frequency of the reference signal. And outputs the signal to the low-pass filter 278a.
8a is an output voltage | which is a DC component of the mixed signal.
Va│sinφ is applied to the display control unit 28 via the terminal T3.
Output to On the other hand, the mixer 277b multiplies and mixes the other demodulated signal in-phase distributed with the waveform-shaped reference signal and mixes the resulting signal with a signal having a frequency equal to the sum of the frequency of the demodulated signal and the frequency of the reference signal. And outputs it to the low-pass filter 278b.
Is the output voltage | V, which is the DC component of the mixed signal.
Only a│cosφ is output to the display control unit 28 via the terminal T4.
【００５６】ここで、信号Ｓ3は上記基準信号の周波数
ｆｐを有する信号であるので、上記混合器２７７ａと上
記混合器２７７ｂはそれぞれ、上記基準信号と周波数ｆ
ｐを有する信号Ｓ3とを乗算して混合したときに発生す
る直流信号である出力電圧│Ｖａ│ｓｉｎφと出力電圧
│Ｖａ│ｃｏｓφを出力する。すなわち出力電圧Ｖａ1
と出力電圧Ｖａ2は位相差φと３次の誘電率ε3に対応し
た電圧になる。ここで特に、３次の誘電率ε3が実数で
あってかつ正の値のときには、数２５から明らかなよう
に、キャパシタンス変化量ΔＣ3と交流電界Ｅｐは同相
で変化する。また、数３０から明らかなように、上記キ
ャパシタンス変化量ΔＣ3は、共振周波数変化量ΔｆLC
と逆相で変化する。以上のことから、３次の誘電率ε3
が実数であってかつ正の値のときには、共振周波数変化
量ΔｆLCは交流電界Ｅｐと逆相で変化する。さらに、交
流電界Ｅｐと交流電圧Ｖｐは同相で変化するので、３次
の誘電率ε3が実数であってかつ正の値のときには、上
記基準信号と上記信号Ｓ3の位相差φはπになる。また
同様に３次の誘電率ε3が実数であってかつ負の値のと
きには、上記基準信号と上記信号Ｓ3の位相差φは０に
なる。以上のように、３次の誘電率ε3が実数のときに
は、上記基準信号と上記信号Ｓ3の位相差φは０かπの
値をとり、出力電圧Ｖａ1は、０となり、出力電圧Ｖａ2
のみが出力される。また、３次の誘電率ε3が正のとき
には、位相差φはπになって出力電圧Ｖａ2はマイナス
の値で出力されて、３次の誘電率ε3が負のときには、
位相差φは０になって出力電圧Ｖａ2はプラスの値で出
力される。Here, since the signal S 3 is a signal having the frequency fp of the reference signal, the mixer 277a and the mixer 277b respectively transmit the reference signal and the frequency f.
and outputs a DC signal which is output voltage │Va│sinφ the output voltage │Va│cosφ that occurs upon mixing by multiplying the signal S 3 having to p. That is, the output voltage Va 1
And the output voltage Va 2 becomes a voltage corresponding to the phase difference φ and the third-order permittivity ε 3 . Here, in particular, when the third-order dielectric constant ε 3 is a real number and a positive value, as is apparent from Equation 25, the capacitance change amount ΔC 3 and the AC electric field Ep change in phase. As is apparent from Equation 30, the capacitance change amount ΔC 3 is equal to the resonance frequency change amount Δf LC
And changes in the opposite phase. From the above, the third-order dielectric constant ε 3
Is a real number and a positive value, the resonance frequency change amount Δf LC changes in the opposite phase to the AC electric field Ep. Further, since the AC electric field Ep and the AC voltage Vp change in phase, when the third-order dielectric constant ε 3 is a real number and a positive value, the phase difference φ between the reference signal and the signal S 3 becomes π. Become. Similarly, when the third-order permittivity ε 3 is a real number and a negative value, the phase difference φ between the reference signal and the signal S 3 becomes zero. As described above, when the third-order permittivity ε 3 is a real number, the phase difference φ between the reference signal and the signal S 3 takes a value of 0 or π, the output voltage Va 1 becomes 0, and the output voltage Va Two
Only output. When the third-order permittivity ε 3 is positive, the phase difference φ becomes π, and the output voltage Va 2 is output as a negative value. When the third-order permittivity ε 3 is negative,
The phase difference φ becomes 0, and the output voltage Va 2 is output with a positive value.
【００５７】次に、表示制御部２８は、入力される電圧
Ｖａ１，Ｖａ２から位相差φと電圧│Ｖａ│を演算し
て、機構制御部２５から入力される位置信号と、電圧Ｖ
ａ１，Ｖａ２，│Ｖａ│と、上記位相差φのうちから指
定されるパラメータをディスプレイ２９の表示画面上に
表示するようにディスプレイ２９を制御する。これに応
答して、上記ディスプレイ２９は表示制御部２８の指示
信号に従って各パラメータの各値を表示する。Next, the display control unit 28 calculates the phase difference φ and the voltage | Va | from the input voltages Va 1 and Va 2 , and outputs the position signal input from the mechanism control unit 25 and the voltage V
The display 29 is controlled so that parameters designated from among a 1 , Va 2 , | Va | and the phase difference φ are displayed on the display screen of the display 29. In response, the display 29 displays each value of each parameter according to the instruction signal of the display control unit 28.
【００５８】以上詳述したように、上記測定電極５０と
上記電極４に交流電界Ｖｐを印加して上記誘電体試料２
の微小領域２ａに交流電界Ｅｐを発生させると、上記発
振器２０は、上記信号Ｓ3を含む信号によって周波数変
調された発振信号を発振して発生する。次にＦＭ復調回
路２６は、上記発振信号をＦＭ復調して上記信号Ｓ3を
含む復調信号を発生する。さらに、ロックインアンプ２
７は、上記復調信号を周波数ｆｐを有する基準信号に基
づいて上記復調信号を同期検波して、上記信号Ｓ3の振
幅に比例した、すなわち上記微小領域２ａの３次の誘電
率ε3と上記交流電圧Ｖｐの振幅に比例した直流信号を
出力する。従って、上記機構部７と機構制御部２５によ
って、上記微小領域２ａの位置を順次変えて上記直流信
号を測定することによって、各微小領域２ａの電気的領
域における３次の誘電率ε3の違いを上記直流信号の値
によって観測することができる。また、上記基本回路を
備えた非線形誘電率測定装置は、上記ロックインアンプ
２７を備え、上述したように、位相差φの値も出力でき
るので、３次の誘電率ε3をその絶対値と位相の形で観
測することもできる。一方、材料の分極は、それを構成
するミクロな双極子の体積平均値で与えられるが、この
分極が完全に一方向を向いたとき、材料の一軸異方性も
最も大きくなり、その結果、３次の誘電率ε3も最大に
なる。これとは逆に、ミクロな双極子がランダムな方向
を向くと、その結果、分極も０となり、測定方向に方向
性がなくなるので、３次の誘電率ε3も０となる。ま
た、分極が逆方向を向いた場合は、３次の誘電率ε3は
その符号を変える。材料の分極と３次の誘電率の間に
は、以上のような関係があるので、測定された３次の誘
電率ε3に基づいて、上記誘電体試料２の微小領域２ａ
における分極の状態を観測する事ができる。As described in detail above, an AC electric field Vp is applied to the measurement electrode 50 and the electrode 4 to apply the dielectric sample 2
When is the generation of small regions 2a to alternating electric field Ep, the oscillator 20 generates oscillates an oscillation signal frequency-modulated by a signal containing the signal S 3. Next FM demodulation circuit 26 FM demodulating the oscillating signal to generate a demodulated signal containing the signal S 3. Furthermore, lock-in amplifier 2
7, by synchronous detection of said demodulated signal on the basis of a reference signal having a frequency fp the demodulated signal, proportional to the amplitude of the signal S 3, i.e. the cubic dielectric constant epsilon 3 and above the small region 2a It outputs a DC signal proportional to the amplitude of the AC voltage Vp. Therefore, by sequentially changing the position of the minute region 2a and measuring the DC signal by the mechanism unit 7 and the mechanism control unit 25, the difference in the third-order dielectric constant ε 3 in the electrical region of each minute region 2a is obtained. Can be observed by the value of the DC signal. Further, since the nonlinear dielectric constant measuring apparatus having the basic circuit includes the lock-in amplifier 27 and can also output the value of the phase difference φ as described above, the third-order dielectric constant ε 3 is defined as the absolute value. It can also be observed in phase form. On the other hand, the polarization of a material is given by the volume average value of the micro dipoles that compose it. When this polarization is completely oriented in one direction, the uniaxial anisotropy of the material also becomes the largest, and as a result, The third-order permittivity ε 3 also becomes maximum. Conversely, when the micro dipole points in a random direction, the polarization becomes zero as a result, and the measurement direction has no directivity, so that the third-order dielectric constant ε 3 also becomes zero. When the polarization is in the opposite direction, the third-order permittivity ε 3 changes its sign. Since the above relationship exists between the polarization of the material and the third-order permittivity, the minute region 2a of the dielectric sample 2 is determined based on the measured third-order permittivity ε 3.
The state of polarization at can be observed.
【００５９】以上の基本回路においては、基準信号に周
波数ｆｐを有する交流電圧Ｖｐを用いて構成して３次の
誘電率ε3を測定しているが、本発明はこれに限らず、
周波数２ｆｐを有する信号を基準信号として用いて、４
次の誘電率ε4を求めるように構成してもよい。以上の
ようにして、電気的領域における非線形誘電率を測定す
ることができる。In the above basic circuit, a third-order dielectric constant ε 3 is measured by using an AC voltage Vp having a frequency fp as a reference signal, but the present invention is not limited to this.
Using a signal having a frequency of 2 fp as a reference signal, 4
It may be configured to determine the next permittivity epsilon 4. As described above, the nonlinear dielectric constant in the electric region can be measured.
【００６０】また、ロックインアンプ２７を用いて復調
信号を同期検波しているので、基準信号に同期しない所
望されない他の雑音を除去して、ロックインアンプ２７
で得られる直流信号の信号電力対雑音電力比Ｓ／Ｎを大
幅に改善することができ、３次の誘電率ε3の測定の精
度をさらに高めることができる。Further, since the demodulated signal is synchronously detected using the lock-in amplifier 27, other unwanted noise not synchronized with the reference signal is removed, and the lock-in amplifier 27 is removed.
A signal power to noise power ratio S / N of the DC signal obtained by can be significantly improved, it is possible to further enhance the accuracy of the third-order dielectric constant epsilon 3 measurements.
【００６１】以上の基本回路においては、ロックインア
ンプ２７の出力を観測しているが、本発明はこれに限ら
ず、ＦＭ復調回路２６から出力される復調信号を観測し
て誘電体試料２の微小領域２ａにおける３次の誘電率ε
3を測定するようにしてもよい。この場合においては、
発振器２０における変調指数を１より十分に小さい値に
設定して、搬送波と側波帯のエネルギーが概ね、搬送波
と第１上側波帯と第１下側波帯に含まれるようにする。
このときの第１上側波帯及び第１下側波帯のうちの少な
くとも１つの振幅をスペクトラムアナライザなどで測定
することにより、ロックインアンプ２７を使用したとき
の出力電圧Ｖａ（直流信号の絶対値）に比例した信号電
圧を得ることができ、上述と同様に３次の誘電率ε3を
測定することができる。また、第２上側波帯及び第２下
側波帯のうちの少なくとも１つの振幅をスペクトラムア
ナライザなどで測定することにより、４次の誘電率ε4
を測定することができる。In the above basic circuit, the output of the lock-in amplifier 27 is observed. However, the present invention is not limited to this, and the demodulated signal output from the FM demodulation circuit 26 is observed and the Third-order dielectric constant ε in minute region 2a
3 may be measured. In this case,
The modulation index in the oscillator 20 is set to a value sufficiently smaller than 1, so that the energy of the carrier and the sidebands are substantially included in the carrier, the first upper sideband, and the first lower sideband.
At this time, the amplitude of at least one of the first upper sideband and the first lower sideband is measured by a spectrum analyzer or the like, so that the output voltage Va (absolute value of the DC signal) when the lock-in amplifier 27 is used. ) Can be obtained, and the third-order permittivity ε 3 can be measured in the same manner as described above. Also, by measuring the amplitude of at least one of the second upper sideband and the second lower sideband with a spectrum analyzer or the like, the fourth-order permittivity ε 4
Can be measured.
【００６２】＜第一の実施例＞図３は本発明に係る第一
の実施例の非線形誘電率測定装置の構造を示すブロック
図である。図３の第一の実施例の非線形誘電率測定装置
は、図１のＬＣ共振回路に代えてリエントラント型空胴
共振器３０を備えて共振回路部１０ａを構成したことを
特徴とする。第一の実施例の非線形誘電率測定装置は、
共振回路部１０ａ以外の構成は、上述の基本回路と同様
に構成される。以上のような構成により、第一の実施例
の非線形誘電率測定装置は、電気的領域の非線形誘電率
を測定することができる。以下、図面を用いて第一の実
施例の非線形誘電率測定装置の構成を説明する。<First Embodiment> FIG. 3 is a block diagram showing the structure of a nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to a first embodiment of the present invention. The nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the first embodiment shown in FIG. 3 is characterized in that a resonance circuit section 10a is provided with a reentrant cavity resonator 30 instead of the LC resonance circuit shown in FIG. The nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the first embodiment is
The configuration other than the resonance circuit section 10a is configured similarly to the above-described basic circuit. With the configuration as described above, the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the first embodiment can measure the nonlinear dielectric constant in the electric region. Hereinafter, the configuration of the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the first embodiment will be described with reference to the drawings.
【００６３】図４は、誘電体試料２と接したときのリエ
ントラント型空胴共振器３０の断面図であり、図５はリ
エントラント型空胴共振器３０を誘電体試料２と接する
方向から見た平面図である。上記誘電体試料２は、図４
に示すように、図１の誘電体試料２と同様、略平行な上
面と下面を有し、誘電体試料２の下面には電極４が形成
される。上記リエントラント型空胴共振器３０は、導体
ケース３１と、中心導体３２と、コネクタ４０とによっ
て構成される。上記導体ケース３１は、誘電体試料２の
表面と接する円環状の接触表面部３３を備えた下底面
と、厚さ方向に貫通して形成されコネクタ４０を取り付
けるための円形状の孔３４を備えた上底面を有する円筒
状の導体からなる。また、上記中心導体３２は、円柱状
の導体からなり、中心導体３２の軸と上記導体ケース３
１の軸が一致するように、その一端は上記導体ケース３
１の上底面の中央部に連結される一方、その他端は円す
い状に細くなるように形成されて、その先端に誘電体試
料２の微小領域２ａに所定の接触面積を有して接触する
先端部３５を備える。コネクタ４０は、外導体４１と絶
縁体４２と中心導体４３を備えて構成され、上記中心導
体４３は導体ケース３１と絶縁された状態で上記孔３４
を貫通する。そして中心導体４３は、接続導体４４を介
して上記中心導体３２と接続される。また、上記外導体
４１は、上記導体ケースと電気的に接続されて、コネク
タ４０が上記導体ケース３１に固定される。以上のよう
な構成によって、上記接触表面部３３と電極４との間に
挟設された誘電体試料２の一部分である円環形状の領域
２ｂによってキャパシタンスＣｇが形成され、先端部３
５と電極４との間に挟設された誘電体試料２の微小領域
２ａによってキャパシタンスＣｓが形成される。ここ
で、先端部３５の接触面積は接触表面部３３が誘電体試
料２に接触する接触面積に比較すると十分小さくなるよ
うに構成される。FIG. 4 is a cross-sectional view of the reentrant cavity resonator 30 when it comes into contact with the dielectric sample 2, and FIG. 5 shows the reentrant cavity resonator 30 as seen from the direction in contact with the dielectric sample 2. It is a top view. The dielectric sample 2 is shown in FIG.
As shown in FIG. 1, similarly to the dielectric sample 2 of FIG. 1, the dielectric sample 2 has substantially parallel upper and lower surfaces, and an electrode 4 is formed on the lower surface of the dielectric sample 2. The reentrant cavity resonator 30 includes a conductor case 31, a center conductor 32, and a connector 40. The conductor case 31 includes a lower bottom surface having an annular contact surface portion 33 in contact with the surface of the dielectric sample 2 and a circular hole 34 formed through the thickness direction to mount the connector 40. And a cylindrical conductor having an upper bottom surface. The center conductor 32 is formed of a columnar conductor, and the axis of the center conductor 32 and the conductor case 3
One end is connected to the conductor case 3 so that the axes of
1 is connected to the center of the upper bottom surface, while the other end is formed so as to be conical and thin, and the leading end thereof comes into contact with the minute region 2a of the dielectric sample 2 with a predetermined contact area. A unit 35 is provided. The connector 40 includes an outer conductor 41, an insulator 42, and a center conductor 43. The center conductor 43 is insulated from the conductor case 31 and has the hole 34.
Penetrate through. The center conductor 43 is connected to the center conductor 32 via the connection conductor 44. The outer conductor 41 is electrically connected to the conductor case, and the connector 40 is fixed to the conductor case 31. With the above configuration, the capacitance Cg is formed by the ring-shaped region 2b which is a part of the dielectric sample 2 sandwiched between the contact surface portion 33 and the electrode 4, and the tip portion 3
The capacitance Cs is formed by the minute region 2a of the dielectric sample 2 sandwiched between the electrode 5 and the electrode 4. Here, the contact area of the tip portion 35 is configured to be sufficiently smaller than the contact area of the contact surface portion 33 in contact with the dielectric sample 2.
【００６４】図３に示すように、交流電源９は、交流電
圧Ｖｐを上記リエントラント型空胴共振器３０の導体ケ
ース３１と電極４に印加することにより、微小領域２ａ
と領域２ｂに交流電界Ｅｐを発生させる一方、上記交流
電圧Ｖｐを基準信号として、ロックインアンプ２７に出
力する。またさらに、機構部７はその上面に形成された
絶縁部８を備え、上記誘電体試料２をその表面上に載置
して保持し、かつ機構制御部２５からの制御信号に応答
して、誘電体試料２を上記中心導体３２の先端部３５と
上記導体ケース３１の接触表面部３３が上記誘電体試料
２の上面と接した状態を保ったまま誘電体試料２を一次
元方向または二次元方向に移動させる。以上のようにし
て、第一の実施例の非線形誘電率測定装置の共振回路部
１０ａは構成される。また、共振回路部１０ａ以外の部
分は上述の図１の基本回路と同様に構成される。As shown in FIG. 3, the AC power supply 9 applies the AC voltage Vp to the conductor case 31 and the electrode 4 of the reentrant cavity resonator 30 so that the minute area 2 a
And the region 2b generates an AC electric field Ep, and outputs the AC voltage Vp to the lock-in amplifier 27 as a reference signal. Further, the mechanism section 7 includes an insulating section 8 formed on the upper surface thereof, the dielectric sample 2 is placed and held on the surface thereof, and in response to a control signal from the mechanism control section 25, The dielectric sample 2 is moved one-dimensionally or two-dimensionally while the tip 35 of the center conductor 32 and the contact surface 33 of the conductor case 31 are kept in contact with the upper surface of the dielectric sample 2. Move in the direction. As described above, the resonance circuit section 10a of the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the first embodiment is configured. Parts other than the resonance circuit section 10a are configured in the same manner as the above-described basic circuit of FIG.
【００６５】図６は上述のように構成されたキャパシタ
部１と交流電源９を含むリエントラント型空胴共振器３
０の等価回路を表す回路図である。図６の等価回路は、
中心導体３２と接地導体である上記導体ケース３１の円
筒状の側面とによって構成される伝送線路の一端が導体
ケース３１の上底面である短絡面３６によって短絡さ
れ、上記伝送線路の他端である上記中心導体３２の先端
部３５である端子Ｔ３５と上記導体ケース３１の接触表
面部３３である端子Ｔ３３はそれぞれキャパシタンスＣ
ｓとキャパシタンスＣｇを介して電極４に接続されてい
る。また接地導体である上記導体ケース３１と電極４の
間には交流電源９が接続される。FIG. 6 shows a reentrant cavity resonator 3 including the capacitor unit 1 and the AC power supply 9 configured as described above.
It is a circuit diagram showing the equivalent circuit of 0. The equivalent circuit of FIG.
One end of the transmission line constituted by the center conductor 32 and the cylindrical side surface of the conductor case 31 which is a ground conductor is short-circuited by the short-circuit surface 36 which is the upper bottom surface of the conductor case 31, and is the other end of the transmission line. The terminal T35, which is the tip portion 35 of the center conductor 32, and the terminal T33, which is the contact surface portion 33 of the conductor case 31, are each a capacitance C.
s and the capacitance Cg are connected to the electrode 4. An AC power supply 9 is connected between the conductor case 31 which is a ground conductor and the electrode 4.
【００６６】以上のように構成された第一の実施例の非
線形誘電率測定装置において、上記交流電源９が、上記
リエントラント型空胴共振器３０の導体ケース３１と上
記電極４に交流電圧Ｖｐを印加すると、上記誘電体試料
２の微小領域２ａと上記接触表面部３３と電極４との間
に位置する領域２ｂに交流電界Ｅｐが発生する。上記微
小領域２ａと上記領域２ｂはどちらも上記交流電界Ｅｐ
によって誘電率が変化してキャパシタンスＣｓ，Ｃｇが
変化する。このとき、上記接触表面部３３の接触面積
は、上記先端部３５の接触面積に比較すると十分大きい
ので、キャパシタンスＣｇ≫キャパシタンスＣｓが成り
立つ。また図６に示すように、キャパシタンスＣｇとキ
ャパシタンスＣｓは直列接続になるので、上記誘電体試
料２と電極４を含むリエントラント型空胴共振器３０の
共振周波数は、キャパシタンスＣｓの変化に伴って変化
するが、キャパシタンスＣｇの変化による共振周波数へ
の影響は無視できる。In the non-linear dielectric constant measuring apparatus of the first embodiment configured as described above, the AC power supply 9 applies the AC voltage Vp to the conductor case 31 of the reentrant cavity resonator 30 and the electrode 4. When applied, an alternating electric field Ep is generated in the minute region 2a of the dielectric sample 2 and the region 2b located between the contact surface portion 33 and the electrode 4. Both the minute area 2a and the area 2b are connected to the AC electric field Ep.
As a result, the dielectric constant changes, and the capacitances Cs and Cg change. At this time, since the contact area of the contact surface portion 33 is sufficiently larger than the contact area of the tip portion 35, the capacitance Cg≫the capacitance Cs holds. Further, as shown in FIG. 6, since the capacitance Cg and the capacitance Cs are connected in series, the resonance frequency of the reentrant cavity 30 including the dielectric sample 2 and the electrode 4 changes with the change of the capacitance Cs. However, the influence of the change in the capacitance Cg on the resonance frequency can be ignored.
【００６７】また、上記リエントラント型空胴共振器３
０の共振条件はよく知られたように次の数３１で与えら
れる。数３１中、Ｌｃは当該リエントラント空胴共振器
３０の共振器長であり、ｖｃは真空中の光の速度であ
り、Ｙは、リエントラント型空胴共振器３０の上記導体
ケース３１と上記中心導体３２とを同軸線路と見たとき
の同軸線路の特性アドミタンスであって、数３２で表さ
れる当該同軸線路の特性インピーダンスＺの逆数で表さ
れる。ここで、数３２におけるａは中心導体３２の径で
あり、ｂは導体ケース３１の内径である。また、μ0は
真空中の透磁率であり、ε0は真空中の誘電率である。
さらに数３１は、数３３に変形することができ、またさ
らに数３３は数３４のように変形することができる。従
って、数３４より、上記共振器長Ｌｃは数３５で与えら
れる。The above-mentioned reentrant cavity resonator 3
The resonance condition of 0 is given by the following equation 31 as is well known. In Equation 31, Lc is the resonator length of the reentrant cavity resonator 30, vc is the speed of light in vacuum, and Y is the conductor case 31 and the center conductor of the reentrant cavity resonator 30. 32 is a characteristic admittance of the coaxial line when 32 is regarded as a coaxial line, and is represented by the reciprocal of the characteristic impedance Z of the coaxial line represented by Expression 32. Here, a in Equation 32 is the diameter of the center conductor 32, and b is the inner diameter of the conductor case 31. Μ 0 is the magnetic permeability in a vacuum, and ε 0 is the dielectric constant in a vacuum.
Furthermore, Equation 31 can be transformed into Equation 33, and Equation 33 can be further transformed as Equation 34. Therefore, from Equation 34, the resonator length Lc is given by Equation 35.
【００６８】[0068]
【数３１】ωr・Ｃs−Ｙcot(ωr・Ｌc/ｖc)＝0Ωr · Cs−Ycot (ωr · Lc / vc) = 0
【数３２】Ｚ＝{1/(2π)}√(μ0/ε0)ln(ｂ/ａ)(32) Z = {1 / (2π)} √ (μ 0 / ε 0 ) ln (b / a)
【数３３】tan(ωr・Ｌc/ｖc)＝Ｙ/(ωr・Ｃs)Tan (ωr · Lc / vc) = Y / (ωr · Cs)
【数３４】ωr・Ｌc/ｖc＝tan-1{Ｙ/(ωr・Ｃs)}Ωr · Lc / vc = tan −1 {Y / (ωr · Cs)}
【数３５】Ｌc＝(ｖc/ωr)tan-1{Ｙ/(ωr・Ｃs)}Lc = (vc / ωr) tan -1 {Y / (ωr · Cs)}
【００６９】次に、上記リエントラント空胴共振器３０
の角共振周波数ωｒを数３６のように表して、数３６で
表される角共振周波数ωｒと数２１で表されるキャパシ
タンスＣｓとを数３１に代入すると、数３１は数３７の
ように表される。ここで、数３６中、ω0は、誘電体試
料２に交流電圧Ｖｐを印加していないときの、上記リエ
ントラント空胴共振器３０の角共振周波数である。ま
た、Δωは、誘電体試料２に交流電圧Ｖｐを印加したと
きの、上記リエントラント空胴共振器３０の角共振周波
数ω0からの角共振周波数変化量である。Next, the reentrant cavity resonator 30
Is expressed as in Equation 36, and the angular resonance frequency ωr expressed in Equation 36 and the capacitance Cs expressed in Equation 21 are substituted into Equation 31. Equation 31 is expressed as Equation 37. Is done. Here, in Equation 36, ω 0 is the angular resonance frequency of the reentrant cavity resonator 30 when the AC voltage Vp is not applied to the dielectric sample 2. Δω is the amount of change in the angular resonance frequency from the angular resonance frequency ω 0 of the reentrant cavity resonator 30 when the AC voltage Vp is applied to the dielectric sample 2.
【００７０】[0070]
【数３６】ωr＝ω0＋ΔωΩr = ω 0 + Δω
【数３７】(ω0＋Δω)(Ｃ0＋ΔＣ)−Ｙcot{(ω0/ｖc＋
Δω/ｖｃ)・Ｌc}＝0(37) (ω 0 + Δω) (C 0 + ΔC) −Ycot {(ω 0 / vc +
Δω / vc) · Lc} = 0
【００７１】ここで、ω0≫Δω，Ｃ0≫ΔＣであるか
ら、数３７において、数３８で表される近似式を用いる
ことができ、またΔω×ΔＣ≒０と近似することができ
る。以上のことから、数３７は数３９のように表わすこ
とができる。Here, since ω 0 ≫Δω, C 0 ≫ΔC, the approximate expression expressed by Expression 38 can be used in Expression 37, and it can be approximated as Δω × ΔC ≒ 0. From the above, Equation 37 can be expressed as Equation 39.
【００７２】[0072]
【数３８】cot{(ω0/ｖc＋Δω/ｖc)・Ｌc}≒cot{(ω0/
ｖc)・Ｌc}−[cosec2{(ω0/ｖc)・Ｌc}]・(Δω/ｖc)・Ｌc38] cot {(ω 0 / vc + Δω / vc) · Lc} ≒ cot {(ω 0 /
vc) · Lc} − [cosec 2 {(ω 0 / vc) · Lc}] · (Δω / vc) · Lc
【数３９】ω0Ｃ0＋ΔωＣ0＋ω0ΔＣ−Ｙcot{(ω0/ｖ
c)・Ｌc}＋[Ｙ・cosec2{(ω0/ｖc)・Ｌc}]・(Δω/ｖc)・Ｌc
＝0## EQU39 ## ω 0 C 0 + ΔωC 0 + ω 0 ΔC−Ycot {(ω 0 / v
c) · Lc} + [Y · cosec 2 {(ω 0 / vc) · Lc}] · (Δω / vc) · Lc
= 0
【００７３】数３９は数４０のように変形でき、さらに
数４０は、数４１のように変形することができる。Equation 39 can be transformed as Equation 40, and Equation 40 can be transformed as Equation 41.
【００７４】[0074]
【数４０】Δω[Ｃ0＋(Ｌc/ｖc)Ｙcosec2{(ω0/ｖc)・Ｌ
c}]＝−ω0・ΔＣEquation 40 Δω [C 0 + (Lc / vc) Ycosec 2 {(ω 0 / vc) · L
c}] = − ω 0 · ΔC
【数４１】Δｆ/ｆ0＝Δω/ω０ ＝−ΔＣ／［Ｃ0＋(Ｌc/ｖc)Ｙcosec2{(ω0/ｖc)・Ｌc}]Δf / f 0 = Δω / ω 0 = −ΔC / [C 0 + (Lc / vc) Ycosec 2 {(ω 0 / vc) · Lc}]
【００７５】以上詳述したように、リエントラント空胴
共振器３０の導体ケース３１と電極４に交流電圧Ｖｐを
印加したときの共振周波数変化量Δｆは、キャパシタン
ス変化量ΔＣの負の傾きを有する１次関数で表される。
従って、上記リエントラント空胴共振器３０の共振周波
数ｆ0は、上記キャパシタンスＣｓのキャパシタンス変
化量△Ｃに比例して共振周波数変化量△ｆだけ変化す
る。また、上記共振回路部１０ａと負性抵抗回路５は、
発振器２０ａを構成しているので、上記発振器２０ａ
は、上記共振周波数ｆ0と同じ周波数である発振周波数
ｆOSCを有する発振信号を発振して発生してＦＭ復調回
路２６に出力する。ここで、上述のように上記リエント
ラント空胴共振器３０の共振周波数ｆ0は、上記キャパ
シタンスＣｓのキャパシタンス変化量△Ｃに比例して共
振周波数変化量△ｆだけ変化するので、上記発振周波数
ｆOSCも同様に、上記キャパシタンスＣｓのキャパシタ
ンス変化量△Ｃに比例して変化する。また、キャパシタ
ンス変化量△Ｃは、数２７で与えられるので、３次の誘
電率ε3と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例する振幅を有
しかつ角周波数ωｐを有して交番的に変化するキャパシ
タンス変化量△Ｃ3と、４次の誘電率ε4と交流電界Ｅｐ
の振幅Ｅｐ0の２乗に比例する振幅を有しかつ角周波数
２ωｐを有して交番的に変化するキャパシタンス変化量
△Ｃ4を含む。従って、上記発振信号は、３次の誘電率
ε3と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例する振幅を有しか
つ角周波数ωｐすなわち周波数ｆｐを有する信号Ｓ
3と、４次の誘電率ε4と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の２
乗に比例する振幅を有しかつ角周波数２ωｐすなわち周
波数ｆｐを有する信号Ｓ4によって周波数変調された発
振信号である。従って図１の基本回路の説明において上
述したように、同様に、上記発振信号を復調後、同期検
波することによって、電気的領域の３次の誘電率ε3を
測定することができ、さらに当該３次の誘電率ε3の測
定結果をもとにして、分極分布を求めることができる。As described in detail above, when the AC voltage Vp is applied to the conductor case 31 and the electrode 4 of the reentrant cavity resonator 30, the resonance frequency change Δf has a negative slope of the capacitance change ΔC. It is expressed by the following function.
Therefore, the resonance frequency f 0 of the reentrant cavity resonator 30 changes by the resonance frequency change Δf in proportion to the capacitance change ΔC of the capacitance Cs. Further, the resonance circuit section 10a and the negative resistance circuit 5
Since the oscillator 20a is configured, the oscillator 20a
Oscillates and generates an oscillation signal having an oscillation frequency f OSC that is the same frequency as the resonance frequency f 0, and outputs the oscillation signal to the FM demodulation circuit 26. Here, as described above, the resonance frequency f 0 of the reentrant cavity resonator 30 changes by the resonance frequency change Δf in proportion to the capacitance change ΔC of the capacitance Cs, so that the oscillation frequency f OSC Similarly, the capacitance changes in proportion to the capacitance change ΔC of the capacitance Cs. Further, since the capacitance change amount ΔC is given by Expression 27, the capacitance change amount ΔC has an amplitude proportional to the third-order dielectric constant ε 3 and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep, and changes alternately with the angular frequency ωp. Capacitance change ΔC 3 , fourth-order permittivity ε 4 and AC electric field Ep
Including capacitance variation △ C 4 that varies alternately have a have an amplitude and angular frequency 2ωp proportional to the square of the amplitude Ep 0. Therefore, the oscillation signal has a third order dielectric constant ε 3 and a signal S having an amplitude proportional to the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep and having an angular frequency ωp, that is, a frequency fp.
3 and the fourth order permittivity ε 4 and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep 2
An oscillation signal frequency-modulated by a signal S 4 having a having an amplitude and angular frequency 2ωp or frequency fp proportional to the multiplication. Therefore, as described above in the description of the basic circuit in FIG. 1, similarly, the tertiary dielectric constant ε 3 in the electrical region can be measured by demodulating the oscillation signal and performing synchronous detection. tertiary dielectric constant epsilon 3 of the measurement results based on, can be determined polarization distribution.
【００７６】第一の実施例の非線形誘電率測定装置にお
いては、上記リエントラント型空胴共振器３０を用いて
いるので、発振器２０ａの発振周波数を基本回路の非線
形誘電率測定装置に比べると高く設定することができ
る。これによって、最大周波数偏移を大きくすることが
でき、従来例に比較してより高感度でかつより高い精度
で３次の誘電率ε3の測定をすることができる。In the nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the first embodiment, since the reentrant cavity resonator 30 is used, the oscillation frequency of the oscillator 20a is set higher than that of the nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the basic circuit. can do. As a result, the maximum frequency shift can be increased, and the third-order permittivity ε 3 can be measured with higher sensitivity and higher accuracy than the conventional example.
【００７７】次に第一の実施例の非線形誘電率測定装置
を用いた測定例を説明する。図７は、以下の測定に用い
たＺカットＬｉＮｂＯ３の平面図であり、図８は、図７
のＺカットＬｉＮｂＯ３を誘電体試料２として用いて測
定した測定結果を示したグラフである。Ｚカットとは、
光軸に垂直な面で切り出した結晶である。Next, a measurement example using the nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the first embodiment will be described. FIG. 7 is a plan view of Z-cut LiNbO 3 used for the following measurement, and FIG.
7 is a graph showing measurement results obtained by using Z-cut LiNbO 3 of Example 1 as a dielectric sample 2. What is Z cut?
It is a crystal cut out on a plane perpendicular to the optical axis.
【００７８】図８は、図７のＺカットＬｉＮｂＯ３を用
いて測定したときのＸ軸上のＸ０からの距離Ｘにおける
ロックインアンプ２７の出力電圧│Ｖａ│と、発振搬送
波の発振周波数ｆ０を示したグラフである。ここで、発
振搬送波とは、誘電体試料２に電圧Ｖｐを印加したとき
の、周波数変調がされていない発振信号のことである。
従って、この発振搬送波は、交番的な変化を伴わないキ
ャパシタンスの変化によって変化することがある。図８
から明らかなように、ロックインアンプ２７の出力電圧
│Ｖａ│は、Ｘ軸上の位置によってそれぞれ異なった値
が出力されている。これは、それぞれの位置によって、
３次の誘電率ε3が異なることを示している。また、発
振搬送波の発振周波数は、Ｘ軸上のＸ０からの距離Ｘが
約３ｍｍの位置で最大値をとり、そこから離れるに従っ
て、小さくなっている。これは、誘電体試料２として用
いたＺカットＬｉＮｂＯ3の中央部で２次の誘電率ε2で
ある線形誘電率が小さくなっているか、または当該中央
部で試料の厚さが厚くなっているためと考えられる。以
上のように、第一の実施例の非線形誘電率測定装置を用
いると、線形誘電率と分離して３次の誘電率ε3を観測
することができ、かつ３次の誘電率ε3がそれぞれの微
小領域によって異なっていることが観測できる。これに
よって、それぞれの微小領域の分極の状態が異なること
を観測することができる。FIG. 8 shows the output voltage | Va | of the lock-in amplifier 27 at a distance X from X0 on the X-axis measured using the Z-cut LiNbO 3 of FIG. 7, and the oscillation frequency f 0 of the oscillation carrier. FIG. Here, the oscillation carrier is an oscillation signal that is not frequency-modulated when the voltage Vp is applied to the dielectric sample 2.
Thus, the oscillating carrier may change due to a change in capacitance without alternating changes. FIG.
As is clear from FIG. 7, the output voltage | Va | of the lock-in amplifier 27 outputs different values depending on the position on the X-axis. This depends on each position
This shows that the third-order permittivity ε 3 is different. The oscillating frequency of the oscillating carrier has a maximum value at a position where the distance X from X0 on the X axis is about 3 mm, and decreases as the distance from the position increases. This is because the linear dielectric constant, which is the secondary dielectric constant ε 2 , is small at the center of the Z-cut LiNbO 3 used as the dielectric sample 2, or the thickness of the sample is large at the center. It is thought to be. As described above, when using a non-linear dielectric constant measuring apparatus of the first embodiment, by separating the linear dielectric constant can be observed cubic dielectric constant epsilon 3, and the third-order dielectric constant epsilon 3 is It can be observed that it differs depending on each minute region. Thereby, it is possible to observe that the polarization state of each minute region is different.
【００７９】図９は、分極の状態が異なる誘電体試料２
を第一の実施例の非線形誘電率測定装置を用いて測定し
たときの、それぞれの位置におけるロックインアンプ２
７の出力電圧Ｖａ2を図式的に示したグラフである。図
９から明らかなように、分極Ｐ１が誘電体試料２の電極
４に接する面から他方の面に向かって誘電体試料２の厚
さ方向に平行に分布している領域であって、３次の誘電
率ε3が正である領域では、ロックインアンプ２７の出
力電圧Ｖａ2は負の電圧であるＶ２を出力する。分極Ｐ
２が誘電体試料２の上記他方の面から電極４に接する面
に向かって誘電体試料２の厚さ方向に平行に分布してい
る領域であって、３次の誘電率ε3が負である領域で
は、ロックインアンプ２７の出力電圧Ｖａ2は正の電圧
であるＶ１を出力する。分極Ｐ３が誘電体試料２の電極
４に接する面から他方の面に向かって誘電体試料２の厚
さ方向に平行に分布している領域であって、３次の誘電
率ε3が正である領域では、ロックインアンプ２７の出
力電圧Ｖａ2は負の電圧であるＶ２を出力する。以上の
ように、第一の実施例の非線形誘電率測定装置を用いる
と、３次の誘電率ε3が正と負の領域を有する誘電体試
料２では、３次の誘電率ε3が正の領域と、３次の誘電
率ε3が負の領域では、ロックインアンプ２７の出力電
圧Ｖａ2の正負が反転して出力されるので、容易に当該
領域の３次の誘電率ε3の正負を判別することができ
る。すなわち、当該領域における分極の方向を判別する
ことができる。FIG. 9 shows a dielectric sample 2 having a different polarization state.
Of the lock-in amplifier 2 at each position when is measured using the nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the first embodiment.
7 is a graph schematically showing an output voltage Va 2 of FIG. As is apparent from FIG. 9, the region where the polarization P1 is distributed from the surface in contact with the electrode 4 of the dielectric sample 2 to the other surface in parallel with the thickness direction of the dielectric sample 2, and the dielectric constant epsilon 3 is positive region, the output voltage Va 2 of the lock-in amplifier 27 outputs V2 is a negative voltage. Polarization P
2 is a region distributed in parallel with the thickness direction of the dielectric sample 2 from the other surface of the dielectric sample 2 to the surface in contact with the electrode 4, and the tertiary dielectric constant ε 3 is negative. in some regions, the output voltage Va 2 of the lock-in amplifier 27 outputs V1 is a positive voltage. A region where the polarization P3 is distributed in parallel from the surface of the dielectric sample 2 in contact with the electrode 4 to the other surface in the thickness direction of the dielectric sample 2, and the tertiary dielectric constant ε 3 is positive. In a certain area, the output voltage Va 2 of the lock-in amplifier 27 outputs a negative voltage V 2 . As described above, when using a non-linear dielectric constant measuring apparatus of the first embodiment, the dielectric Sample 2 cubic dielectric constant epsilon 3 has positive and negative regions, third-order dielectric constant epsilon 3 positive And the region where the third-order dielectric constant ε 3 is negative, the output voltage Va 2 of the lock-in amplifier 27 is inverted and outputted, so that the third-order dielectric constant ε 3 of the region can be easily obtained. Positive or negative can be determined. That is, the direction of polarization in the region can be determined.
【００８０】＜誘電体記録読取装置＞図１０は、上述し
た電気的領域の３次の誘電率ε3が正のときには、復調
信号のうちの信号Ｓ3と基準信号の位相差φがπにな
り、電気的領域の３次の誘電率ε3が負のときには、信
号Ｓ3と基準信号の位相差φが０になることを利用した
誘電体記録読取装置のブロック図である。当該誘電体記
録読取装置は、詳細後述するように、誘電体膜１０２の
分極を厚さ方向でかつデジタル信号の１と０の信号に対
応する向きを有するように記録した誘電体テープ１００
の誘電体記録読取装置である。<Dielectric Recording / Reading Apparatus> FIG. 10 shows that when the third-order permittivity ε 3 of the above-mentioned electrical region is positive, the phase difference φ between the signal S 3 of the demodulated signal and the reference signal becomes π. FIG. 4 is a block diagram of a dielectric recording / reading apparatus utilizing the fact that the phase difference φ between the signal S 3 and the reference signal becomes 0 when the third-order permittivity ε 3 of the electrical region is negative. As will be described in detail later, the dielectric recording / reading apparatus has a dielectric tape 100 in which the polarization of the dielectric film 102 is recorded in the thickness direction and in a direction corresponding to digital signals 1 and 0.
Is a dielectric recording and reading device.
【００８１】図１０の誘電体記録読取装置は、（ａ）周
波数ｆｐを有する交流電圧Ｖｐを金属膜１０４と測定電
極５０に印加することによって誘電体膜１０２に交流電
界Ｅｐを発生させて、かつ上記交流電圧Ｖｐを基準信号
として出力する交流電源９と、（ｂ）上記誘電体膜１０
２を含む共振回路部１０ｂを備え上記交流電圧Ｖｐが上
記誘電体膜１０２に印加されたときに発振周波数が上記
周波数ｆｐと誘電体膜１０２の分極の向きに対応して発
振周波数が変化する発振信号を発生する発振器２０ｂ
と、（ｃ）上記発振信号を周波数復調して上記周波数ｆ
ｐと分極の向きに対応した位相差φを有する信号を復調
信号として出力するＦＭ復調回路２６と、（ｄ）上記基
準信号に基づいて上記復調信号と基準信号との位相差を
検出して、上記誘電体膜１０２の分極の向きに対応した
位相差φを出力する位相検出器５６を備え、上記誘電体
膜１０２に記録されたデジタル信号に対応した位相差φ
を出力するように構成したことを特徴とする。The dielectric recording / reading apparatus shown in FIG. 10 generates (a) an AC electric field Ep in the dielectric film 102 by applying an AC voltage Vp having a frequency fp to the metal film 104 and the measurement electrode 50; An AC power supply 9 for outputting the AC voltage Vp as a reference signal, and (b) the dielectric film 10
The oscillation circuit includes a resonance circuit section 10b including the oscillation frequency 2 and the oscillation frequency changes when the AC voltage Vp is applied to the dielectric film 102 in accordance with the frequency fp and the polarization direction of the dielectric film 102. Oscillator 20b for generating a signal
And (c) demodulating the frequency of the oscillation signal to obtain the frequency f
an FM demodulation circuit 26 that outputs a signal having a phase difference φ corresponding to p and the direction of polarization as a demodulated signal, and (d) detecting a phase difference between the demodulated signal and the reference signal based on the reference signal, A phase detector 56 that outputs a phase difference φ corresponding to the polarization direction of the dielectric film 102, and a phase difference φ corresponding to a digital signal recorded on the dielectric film 102;
Is output.
【００８２】以下図面を用いて誘電体記録読取装置の構
成を詳細に説明する。Hereinafter, the configuration of the dielectric recording / reading apparatus will be described in detail with reference to the drawings.
【００８３】図１０に示すように、上記共振回路部１０
ｂは、誘電体テープ１００と、測定電極５０と、テープ
保持部５５ａ，５５ｂ，５５ｃと、コイル６とによって
構成される。誘電体テープ１００は、金属膜１０４と強
誘電体からなる誘電体膜１０２とによって構成され、テ
ープ状に形成されたテープベースとなる金属膜１０４上
に強誘電体からなる誘電体膜１０２を例えばスパッタリ
ングなどの公知の方法によって密着形成して構成され
る。また上記誘電体テープ１００は、以下のように、１
と０の２種類の信号からなるデジタル信号が記録されて
いる。上記デジタル信号が１のときには、誘電体膜２が
有する分極は、上記金属膜１０４と密着した誘電体膜１
０２の一方の表面１０２ｂから誘電体膜１０２の他方の
表面１０２ａに向かう方向に分極処理がされ、上記デジ
タル信号が０のときには、誘電体膜２が有する分極は、
上記表面１０２ｂから上記表面１０２ａに向かう方向に
向くように分極処理がされる。測定電極５０は、円錐状
の先端部５０ａを有する導体によって構成され、上記先
端部５０ａが上記誘電体膜１０２の上記表面１０２ａに
接するように固定される。また、テープ保持部５５ａ，
５５ｂ，５５ｃは、誘電体テープ１００の幅より長い所
定の軸方向の長さを有する円柱状の導体からなる。テー
プ保持部５５ａとテープ保持部５５ｂは、それぞれの軸
が誘電体テープ１００の幅方向と平行になるように、か
つ誘電体テープ１００をそれぞれの円周面で挟むように
互いに対向して回転可能に設けられる。また、テープ保
持部５５ｃは、その軸が誘電体テープの幅方向と平行に
なるように、かつ測定電極５０の先端部５０ａと対向し
て誘電体テープ１００を所定の圧力で押さえるように回
転可能に設けられる。そして、テープ保持部５５ａとテ
ープ保持部５５ｂは、誘電体テープ１００を挟設して所
定の圧力で押さえながら、互いに反対方向に所定の回転
数で回転して、誘電体テープ１００をその長手方向に所
定のスピードで走行させる。ここで、テープ保持部５５
ａは、誘電体テープ１００の金属膜１０４に接する一
方、テープ保持部５５ｂは、誘電体膜１０２に接する。As shown in FIG. 10, the resonance circuit 10
“b” is composed of the dielectric tape 100, the measurement electrode 50, the tape holders 55a, 55b, 55c, and the coil 6. The dielectric tape 100 is composed of a metal film 104 and a dielectric film 102 made of a ferroelectric material. For example, the dielectric film 102 made of a ferroelectric material is formed on the tape-shaped metal film 104 serving as a tape base. It is formed by close contact formation by a known method such as sputtering. In addition, the dielectric tape 100 is formed as follows.
And a digital signal composed of two types of signals, 0 and 0. When the digital signal is 1, the polarization of the dielectric film 2 is caused by the dielectric film 1 in close contact with the metal film 104.
02 from the one surface 102b to the other surface 102a of the dielectric film 102. When the digital signal is 0, the polarization of the dielectric film 2 is
Polarization is performed so as to be directed from the surface 102b toward the surface 102a. The measurement electrode 50 is formed of a conductor having a conical tip 50 a, and is fixed such that the tip 50 a contacts the surface 102 a of the dielectric film 102. Further, the tape holding portions 55a,
55b and 55c are formed of columnar conductors having a predetermined axial length longer than the width of the dielectric tape 100. The tape holding portion 55a and the tape holding portion 55b can be rotated to face each other so that their axes are parallel to the width direction of the dielectric tape 100 and the dielectric tape 100 is sandwiched between the respective circumferential surfaces. Is provided. Further, the tape holding portion 55c is rotatable so that its axis is parallel to the width direction of the dielectric tape, and presses the dielectric tape 100 at a predetermined pressure in opposition to the distal end portion 50a of the measurement electrode 50. Is provided. The tape holding unit 55a and the tape holding unit 55b rotate the dielectric tape 100 in the longitudinal direction in opposite directions to each other while holding the dielectric tape 100 therebetween and pressing the dielectric tape 100 at a predetermined pressure. At a predetermined speed. Here, the tape holding unit 55
“a” contacts the metal film 104 of the dielectric tape 100, while the tape holder 55 b contacts the dielectric film 102.
【００８４】さらに、コイル６はインダクタンスＬを有
し、その一端が上記測定電極５０と負性抵抗部５に接続
され、その他端が上記テープ保持部５５ｃに接続されて
いる。以上のように共振回路部１０ｂは構成される。ま
たさらに、交流電源９は、上記テープ保持部５５ａとア
ース間に接続されて、上記測定電極５０と、上記テープ
保持部５５ａを介して金属膜１０４に交流電圧Ｖｐを印
加することによって、上記測定電極５０と上記テープ保
持部５５ｃの間に位置する誘電体膜１０２の微小領域１
０２ａに交流電界Ｅｐを発生させる一方、上記交流電圧
Ｖｐを基準信号として位相検出器５６に出力する。Further, the coil 6 has an inductance L, one end of which is connected to the measuring electrode 50 and the negative resistance section 5 and the other end of which is connected to the tape holding section 55c. The resonance circuit unit 10b is configured as described above. Further, the AC power supply 9 is connected between the tape holding portion 55a and the ground, and applies an AC voltage Vp to the measurement electrode 50 and the metal film 104 via the tape holding portion 55a to perform the measurement. Small area 1 of dielectric film 102 located between electrode 50 and tape holding portion 55c
An AC electric field Ep is generated at 02a, and the AC voltage Vp is output to the phase detector 56 as a reference signal.
【００８５】以上のように構成された共振回路部１０ｂ
において、測定電極５０の先端部５０ａと、金属膜１０
４と、上記測定電極５０の先端部５０ａと上記金属膜１
０４とによって挟まれた誘電体膜１０２はキャパシタン
スＣｓを形成して、さらに、上述のようにコイル６は上
記キャパシタンスＣｓに並列に接続されているので、上
記キャパシタンスＣｓと上記コイル６はＬＣ共振回路を
構成する。このＬＣ共振回路は負性抵抗回路５に接続さ
れて、発振器２０ｂを構成する。発振器２０ｂは、詳細
後述するように、キャパシタンスＣｓの変化に対応して
周波数変調された発振信号を発振して発生しＦＭ復調回
路２６に出力する。ＦＭ復調回路２６は、周波数変調さ
れた発振信号を復調して復調信号を位相検出器５６に出
力する。また、位相検出器５６は、例えばロックインア
ンプ２７を備えて構成され、上記ロックインアンプ２７
の出力電圧Ｖａ1，Ｖａ2から数４を用いて位相差φを演
算して出力する。The resonance circuit section 10b configured as described above
, The tip 50a of the measurement electrode 50 and the metal film 10
4, the tip 50a of the measurement electrode 50 and the metal film 1
04 forms a capacitance Cs. Further, since the coil 6 is connected in parallel with the capacitance Cs as described above, the capacitance Cs and the coil 6 are connected to the LC resonance circuit. Is configured. This LC resonance circuit is connected to the negative resistance circuit 5 and forms the oscillator 20b. The oscillator 20b oscillates and generates an oscillation signal frequency-modulated in accordance with the change in the capacitance Cs, and outputs the oscillation signal to the FM demodulation circuit 26, as described in detail later. The FM demodulation circuit 26 demodulates the frequency-modulated oscillation signal and outputs the demodulated signal to the phase detector 56. The phase detector 56 includes, for example, the lock-in amplifier 27, and
The phase difference φ is calculated from the output voltages Va 1 and Va 2 of Equation (4) using Equation 4 and output.
【００８６】以上のように構成された誘電体記録読取装
置において、交流電源９が、上記測定電極５０と、上記
テープ保持部５５ａを介して金属膜１０４に交流電圧Ｖ
ｐを印加することによって、上記測定電極５０と上記テ
ープ保持部５５ｃの間に位置する誘電体膜１０２の微小
領域１０２ａに交流電界Ｅｐを発生させると、図１の基
本回路の説明において上述したように、上記発振器２０
ｂは、上記微小領域１０２ａの３次の誘電率ε3と上記
交流電圧Ｖｐに比例した振幅を有しかつ上記周波数ｆｐ
を有する信号を含む信号Ｓ3によって周波数変調された
発振信号を発振して発生する。ここで、上記３次の誘電
率ε3が正の実数のとき、すなわちデジタル信号が１の
ときには、上記周波数ｆｐを有する信号の基準信号との
位相差φはπであり、上記３次の誘電率ε3が負の実数
のとき、すなわちデジタル信号が０のときには、上記周
波数ｆｐを有する信号の基準信号との位相差φは０であ
る。次にＦＭ復調回路２６は、上記発振信号を復調して
上記微小領域１０２ａの３次の誘電率ε3と上記交流電
圧Ｖｐに比例した振幅を有しかつ上記交流電圧Ｖｐと同
じ周波数ｆｐを有しさらに上述のデジタル信号に対応し
た位相差φを有する信号を含む復調信号を発生する。さ
らに位相検出器５６は、上記復調信号を周波数ｆｐを有
する基準信号に基づいて上記復調信号を同期検波して、
上記微小領域１０２ａの３次の誘電率ε3の正負に対応
して、０か又はπの位相差φを出力する。従って、上記
テープ保持部５５ａ，５５ｂが所定のスピードで回転す
ることによって、上記誘電体テープ１００を走行させ、
上記微小領域１０２ａの位置を順次変えて上記位相差φ
を検出することによって、各微小領域１０２ａの３次の
誘電率ε3の正負を上記位相差φの値によって観測する
ことができる。また、上述したように３次の誘電率ε3
の正の値は、測定電極５０から金属膜１０４に向かう方
向を有する分極に対応し、３次の誘電率ε3の負の値
は、金属膜１０４から測定電極５０に向かう方向を有す
る分極に対応する。すなわち、上記各微小領域１０２ａ
の分極の向きを検出することができ、上記デジタル信号
を読み取ることができる。ここで、上記誘電体膜１０２
への上記デジタル信号の記録には、例えば、上記微小領
域１０２ａに直流電界が発生するように上記測定電極５
０と上記金属膜１０４に直流電圧を印加するなどの分極
処理が用いられる。In the dielectric recording / reading apparatus having the above-described structure, the AC power supply 9 applies the AC voltage V to the metal film 104 via the measuring electrode 50 and the tape holder 55a.
When an AC electric field Ep is generated in the minute region 102a of the dielectric film 102 located between the measurement electrode 50 and the tape holder 55c by applying p, as described above in the description of the basic circuit in FIG. In addition, the oscillator 20
b has an amplitude proportional to the tertiary dielectric constant ε 3 of the minute region 102a and the AC voltage Vp, and has the frequency fp
Generated by oscillating an oscillation signal frequency-modulated by a signal S 3 which includes a signal having a. Here, when the tertiary dielectric constant ε 3 is a positive real number, that is, when the digital signal is 1, the phase difference φ between the signal having the frequency fp and the reference signal is π, and the tertiary dielectric constant ε 3 is π. When the rate ε 3 is a negative real number, that is, when the digital signal is 0, the phase difference φ between the signal having the frequency fp and the reference signal is 0. Next, the FM demodulation circuit 26 demodulates the oscillation signal to have a third-order dielectric constant ε 3 of the minute region 102 a and an amplitude proportional to the AC voltage Vp and the same frequency fp as the AC voltage Vp. Further, a demodulated signal including a signal having a phase difference φ corresponding to the above digital signal is generated. Further, the phase detector 56 synchronously detects the demodulated signal based on a reference signal having a frequency fp,
A phase difference φ of 0 or π is output in accordance with the sign of the third-order dielectric constant ε 3 of the minute region 102a. Therefore, the dielectric tape 100 is caused to travel by rotating the tape holding portions 55a and 55b at a predetermined speed,
By sequentially changing the position of the minute area 102a, the phase difference φ
, It is possible to observe the sign of the third-order dielectric constant ε 3 of each minute region 102 a by the value of the phase difference φ. Further, as described above, the third-order dielectric constant ε 3
Is a polarization having a direction from the measurement electrode 50 toward the metal film 104, and a negative value of the third order dielectric constant ε 3 is a polarization having a direction from the metal film 104 toward the measurement electrode 50. Corresponding. That is, each of the minute regions 102a
Can be detected, and the digital signal can be read. Here, the dielectric film 102
The recording of the digital signal into the measuring electrode 5 is performed, for example, so that a DC electric field is generated in the minute area 102a.
0 and a polarization process such as applying a DC voltage to the metal film 104 are used.
【００８７】＜第二の実施例＞図１１は、第二の実施例
の誘電体記録読取装置の構成を示すブロック図である。
図１１の第二の実施例の誘電体記録読取装置は、図１０
の応用回路のＬＣ共振回路に代えてリエントラント型空
胴共振器３０を備えて共振回路部１０ｃを構成したこと
を特徴とする。図１１のリエントラント型空胴共振器３
０は、図４と図５に示した第一の実施例のリエントラン
ト型空胴共振器３０と同様に構成される。また、テープ
保持部５５ａ，５５ｃは、誘電体テープ１００の幅より
長い所定の軸方向の長さを有する円柱状の導体からな
り、それぞれの軸が誘電体テープ１００の幅方向に平行
になるように、かつ、リエントラント型空胴共振器３０
の表面接触部３３に対向して、上記表面接触部３３との
間に誘電体テープ１００を保持するように回転可能に設
けられる。そして、テープ保持部５５ａ，５５ｃは、所
定の回転数で回転することによって上記誘電体テープ１
００をその長手方向に所定のスピードで走行させる。<Second Embodiment> FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a dielectric recording and reading apparatus according to a second embodiment.
The dielectric recording / reading apparatus of the second embodiment shown in FIG.
The resonance circuit section 10c is provided with a reentrant cavity resonator 30 in place of the LC resonance circuit of the application circuit of (1). Reentrant cavity resonator 3 of FIG.
Numeral 0 is configured similarly to the reentrant cavity resonator 30 of the first embodiment shown in FIGS. The tape holding portions 55a and 55c are made of a columnar conductor having a predetermined axial length longer than the width of the dielectric tape 100, and each axis is parallel to the width direction of the dielectric tape 100. And a reentrant cavity resonator 30
The surface contact portion 33 is rotatably provided so as to hold the dielectric tape 100 between the surface contact portion 33 and the surface contact portion 33. Then, the tape holding portions 55a and 55c rotate at a predetermined number of rotations so that the dielectric tape 1 is rotated.
00 at a predetermined speed in its longitudinal direction.
【００８８】また、交流電源９は、上記テープ保持部５
５ａとリエントラント空胴共振器３０に交流電圧Ｖｐを
印加することによって、先端部３５と金属膜１０４に挟
設された誘電体膜１０２の微小領域１０２ａと接触表面
部３３と金属膜１０４に挟設された誘電体膜１０２の領
域１０２ｂに交流電界Ｅｐを発生させる。またさらに、
第二の実施例の誘電体記録読取装置において、図１０の
誘電体記録読取装置の位相検出器５６に代えて、ロック
インアンプ２７ａを備えて構成される。上記ロックイン
アンプ２７ａは出力電圧Ｖａ2のみが出力されるように
構成される。共振回路部１０ｃとロックインアンプ２７
ａ以外の構成は、上述の図１０の誘電体記録読取装置と
同様に構成される。The AC power supply 9 is connected to the tape holding unit 5.
By applying an AC voltage Vp to the cavity 5a and the reentrant cavity 30, a minute region 102a of the dielectric film 102 sandwiched between the tip portion 35 and the metal film 104, the contact surface portion 33, and the metal film 104 are sandwiched. An AC electric field Ep is generated in the region 102b of the dielectric film 102 thus formed. Moreover,
In the dielectric recording / reading apparatus of the second embodiment, a lock-in amplifier 27a is provided instead of the phase detector 56 of the dielectric recording / reading apparatus of FIG. The lock-in amplifier 27a is configured so that only the output voltage Va 2 is outputted. Resonant circuit section 10c and lock-in amplifier 27
Configurations other than a are the same as those of the above-described dielectric recording and reading apparatus of FIG.
【００８９】以上のように構成された第二の実施例の誘
電体記録読取装置において、上記交流電源９が、上記リ
エントラント型空胴共振器３０とテープ保持部５５ａに
交流電圧Ｖｐを印加すると、上記誘電体膜１０２の微小
領域１０２ａと、領域２ｂに交流電界Ｅｐが発生する。
上記微小領域１０２ａと上記領域１０２ｂはどちらも上
記交流電界Ｅｐによって誘電率が変化してキャパシタン
スＣｓ，Ｃｇが変化する。In the dielectric recording / reading apparatus of the second embodiment configured as described above, when the AC power supply 9 applies an AC voltage Vp to the reentrant cavity resonator 30 and the tape holder 55a, An AC electric field Ep is generated in the minute region 102a and the region 2b of the dielectric film 102.
In both the minute region 102a and the region 102b, the dielectric constant changes due to the AC electric field Ep, and the capacitances Cs and Cg change.
【００９０】上記リエントラント型空胴共振器３０の共
振周波数は、上述のように微小領域１０２ａの誘電率の
変化に伴うキャパシタンスＣｓの変化に対応して変化す
る。これによって、発振器２０ｃはキャパシタンスＣｓ
の変化に対応して周波数変調された発振信号を発振して
発生する。従って、上記テープ保持部５５ａ，５５ｃが
回転することによって、誘電体テープ１００をその長手
方向に走行させて、上記微小領域１０２ａの位置を順次
変えて上記出力電圧Ｖａ2を測定することによって、各
微小領域１０２ａの３次の誘電率ε3の正負を上記出力
電圧Ｖａ2の正負によって判別することができる。すな
わち、上述のように、デジタル信号に対応した上記各微
小領域１０２ａの分極の向きを検出することができ、上
記デジタル信号を読み取ることができる。As described above, the resonance frequency of the reentrant cavity resonator 30 changes in accordance with the change in the capacitance Cs associated with the change in the dielectric constant of the minute region 102a. As a result, the oscillator 20c has the capacitance Cs
Oscillates and generates an oscillation signal that has been frequency-modulated in response to the change in. Therefore, by the tape holding unit 55a, 55c is rotated, by driving the dielectric tape 100 in the longitudinal direction, by measuring the output voltage Va 2 sequentially changing the position of the minute regions 102a, each the third order of the positive and negative permittivity epsilon 3 of the small regions 102a may be determined by the sign of the output voltage Va 2. That is, as described above, the direction of polarization of each of the minute regions 102a corresponding to the digital signal can be detected, and the digital signal can be read.
【００９１】第二の実施例の誘電体記録読取装置におい
ては、上記リエントラント型空胴共振器３０を用いてい
るので、発振器２０ｃの発振周波数を図１０の応用回路
の誘電体記録読取装置に比べると高く設定することがで
きる。これによって、最大周波数偏移を大きくすること
ができるので、図１の誘電体記録読取装置に比較してよ
り高感度で、かつより高精度の誘電体記録読取装置を構
成することができる。In the dielectric recording / reading apparatus of the second embodiment, since the above-mentioned reentrant cavity resonator 30 is used, the oscillation frequency of the oscillator 20c is compared with that of the dielectric recording / reading apparatus of the application circuit of FIG. And can be set higher. As a result, the maximum frequency shift can be increased, so that a dielectric recording / reading device having higher sensitivity and higher accuracy than the dielectric recording / reading device of FIG. 1 can be configured.
【００９２】図１２は、第二の実施例の誘電体記録読取
装置を用いた測定例を示す図であって、誘電体テープ１
００のスタート点からの距離とロックインアンプ２７ａ
の出力電圧Ｖａ2との関係を示すグラフである。ここ
で、上記リエントラント型空胴共振器３０の先端部３５
は、直径Ｄが１．６ｍｍの円形になるよう構成されてい
るので、上記誘電体テープ１００のスタート点からの距
離は、上記直径である１．６ｍｍを単位として表示し
た。図１２から明らかなように、上記誘電体膜１０２の
有する分極の向きが、誘電体膜１０２の表面１０２ｄか
ら誘電体膜１０２の表面１０２ｃに向かう方向に分極処
理されている領域では、ロックインアンプ２７ａの出力
電圧Ｖａ2は負であって、分極の向きが、上記表面１０
２ｃから上記表面１０２ｄに向かう方向に分極処理がさ
れている領域では、出力電圧Ｖａ2は正である。以上の
ように、第二の実施例の誘電体記録読取装置を使用する
と、分極の向きによって記録された情報がロックインア
ンプ２７ａの出力電圧Ｖａ2の正負として出力されるの
で、当該情報を容易に読み取ることができる。FIG. 12 is a view showing an example of measurement using the dielectric recording and reading apparatus of the second embodiment, and shows a dielectric tape 1
00 from start point and lock-in amplifier 27a
5 is a graph showing a relationship between the output voltage Va 2 and the output voltage Va 2 . Here, the tip 35 of the reentrant cavity resonator 30 is used.
Is configured so that the diameter D is a circle having a diameter of 1.6 mm, the distance from the starting point of the dielectric tape 100 is expressed in units of 1.6 mm, which is the diameter. As is apparent from FIG. 12, in the region where the polarization direction of the dielectric film 102 is polarized in the direction from the surface 102d of the dielectric film 102 to the surface 102c of the dielectric film 102, the lock-in amplifier is used. output voltage Va 2 of 27a is a negative, the polarization direction is, the surface 10
The output voltage Va 2 is positive in a region where the polarization process is performed in the direction from 2c to the surface 102d. As described above, by using the dielectric recording and reading system of the second embodiment, since the information recorded by the direction of polarization is output as the sign of the output voltage Va 2 of the lock-in amplifier 27a, facilitating the information Can be read.
【００９３】＜第三の実施例＞図１３は、他の応用例で
ある第三の実施例の非線形誘電率測定装置の構成を示す
ブロック図である。第三の実施例の非線形誘電率測定装
置は、詳細後述するように、強誘電体からなる誘電体試
料２に交流電界Ｅｐを印加すると、上記誘電体試料２の
反射率が上記交流電界Ｅｐにしたがって変化することを
利用して、上記誘電体試料２の光学的領域における非線
形誘電率の１つであるポッケルス定数を測定する非線形
誘電率測定装置である。<Third Embodiment> FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to a third embodiment which is another applied example. As will be described in detail later, when an AC electric field Ep is applied to a dielectric sample 2 made of a ferroelectric substance, the reflectivity of the dielectric sample 2 changes to the AC electric field Ep as described later in detail. Therefore, a non-linear dielectric constant measuring apparatus that measures the Pockels constant, which is one of the non-linear dielectric constants in the optical region of the dielectric sample 2, utilizing the change.
【００９４】以下、図面を用いて第三の実施例の非線形
誘電率測定装置の構成を説明する。図１３に示すよう
に、反射光測定部６０は、キャパシタ部１と、レーザダ
イオード２１と、交流電源９と、ハーフミラー５７と、
フォーカスレンズ５８と、機構部７と、機構制御部２５
と、光電変換器５１とによって構成される。キャパシタ
部１は、誘電体試料２が互いに対向する透明電極３と電
極４によって挟設されて構成される。レーザダイオード
２１は、所定波長の光ビームを発生して、当該光ビーム
をハーフミラー５７とフォーカスレンズ５８と透明電極
３を介して誘電体試料２の一部分である微小領域２ａの
表面に照射する。交流電源９は、上記透明電極３と上記
電極４に接続されて、上記誘電体試料２に１００ＭＨｚ
から１０００ＭＨｚの間の所定の周波数を有する交流電
圧Ｖｐを印加する一方、当該交流電圧Ｖｐを基準信号と
して混合器５３ｂに出力する。ハーフミラー５７は、レ
ーザダイオード２１が発生する光ビームがフォーカスレ
ンズ５８を介して上記誘電体試料２の微小領域２ａの表
面に集光到達するように透過する一方、上記微小領域２
ａの表面によって反射された後フォーカスレンズ５８を
介して入射する光ビームを反射して、光ビーム信号であ
る当該反射光を光電変換器５１に照射する。ここで、上
記反射光は、後述するように上記交流電圧Ｖｐと同じ周
波数を有し、かつ上記交流電圧Ｖｐの振幅に比例した振
幅を有する信号を含む信号によって強度変調された光ビ
ーム信号である。光電変換器５１は、入力される反射光
である光ビーム信号を光電変換して、上記交流電圧Ｖｐ
と同じ周波数を有し、かつ上記交流電圧Ｖｐの振幅に比
例した振幅を有する信号を含む電気信号を発生して、増
幅器５２を介して電気信号処理部７０の混合器５３ａに
出力する。Hereinafter, the configuration of the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the third embodiment will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 13, the reflected light measuring unit 60 includes a capacitor unit 1, a laser diode 21, an AC power supply 9, a half mirror 57,
Focus lens 58, mechanism section 7, mechanism control section 25
And a photoelectric converter 51. The capacitor section 1 is configured by sandwiching a dielectric sample 2 between transparent electrodes 3 and electrodes 4 facing each other. The laser diode 21 generates a light beam of a predetermined wavelength, and irradiates the light beam to the surface of the minute region 2a which is a part of the dielectric sample 2 via the half mirror 57, the focus lens 58, and the transparent electrode 3. An AC power supply 9 is connected to the transparent electrode 3 and the electrode 4 to supply the dielectric sample 2 with 100 MHz.
While applying an AC voltage Vp having a predetermined frequency of between 1000 MHz and 1000 MHz as a reference signal to the mixer 53b. The half mirror 57 transmits the light beam generated by the laser diode 21 through the focus lens 58 so as to converge on the surface of the minute area 2a of the dielectric sample 2, while the half mirror 57 transmits the light beam.
After being reflected by the surface a, the light beam incident through the focus lens 58 is reflected, and the reflected light, which is a light beam signal, is emitted to the photoelectric converter 51. Here, the reflected light is a light beam signal having the same frequency as the AC voltage Vp and being intensity-modulated by a signal including a signal having an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp, as described later. . The photoelectric converter 51 photoelectrically converts a light beam signal, which is input reflected light, to obtain the AC voltage Vp.
And generates an electric signal including a signal having an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp, and outputs the generated electric signal to the mixer 53a of the electric signal processing unit 70 via the amplifier 52.
【００９５】上記機構部７は、キャパシタ部１をその表
面上に載置して保持し、かつ機構制御部２５からの制御
信号に応答してキャパシタ部１をレーザダイオード２１
からの光ビームの照射方向に対して垂直な方向で１次元
方向又は２次元方向に移動させる。キャパシタ部１が機
構部７によって、このように移動されることにより、上
記光ビームが照射される誘電体試料２の微小領域２ａが
１次元方向又は２次元方向に移動される。機構制御部２
５は、上記制御信号を発生するとともに、当該制御信号
に対応し上記誘電体試料２の微小領域２ａの移動位置を
示す位置信号を発生して表示制御部２８に出力する。The mechanism section 7 mounts and holds the capacitor section 1 on its surface, and in response to a control signal from the mechanism control section 25, switches the capacitor section 1 to the laser diode 21.
Is moved in a one-dimensional direction or a two-dimensional direction in a direction perpendicular to the direction in which the light beam is irradiated. By moving the capacitor unit 1 by the mechanism unit 7 in this manner, the minute region 2a of the dielectric sample 2 to be irradiated with the light beam is moved in a one-dimensional direction or a two-dimensional direction. Mechanism control unit 2
5 generates the above-mentioned control signal, generates a position signal indicating the movement position of the minute area 2a of the above-mentioned dielectric sample 2 corresponding to the above-mentioned control signal, and outputs it to the display control unit 28.
【００９６】また、電気信号処理部７０は、増幅器５２
と、局部発振器５４と、混合器５３ａ，５３ｂと、ロッ
クインアンプ２７と、表示制御部２８と、ディスプレイ
２９とによって構成される。局部発振器５４は、上記交
流電圧Ｖｐの有する周波数ｆｐより低い所定の局部発振
周波数を有する局部発振信号を発振して発生し、混合器
５３ａと混合器５３ｂに出力する。混合器５３ａは、増
幅器５２からの電気信号と、上記局部発振信号を混合し
て、上記電気信号の周波数と上記局部発振周波数の和と
差の周波数を有する信号に周波数変換して帯域通過フィ
ルタ５９ａに出力する。上記帯域通過フィルタ５９ａ
は、上記電気信号の周波数と上記局部発振周波数の和と
差の周波数を有する信号のうち、周波数ｆｐと上記局部
発振周波数の差の周波数を有する信号のみを通過させ
て、ロックインアンプ２７の端子Ｔ１に出力する。一方
混合器５３ｂは、入力される基準信号と上記局部発振信
号を混合して、上記基準信号の周波数ｆｐと上記局部発
振周波数の和と差の周波数を有する信号に周波数変換し
て、上記帯域通過フィルタ５９ｂに出力する。上記帯域
通過フィルタ５９ｂは、上記基準信号の周波数ｆｐと上
記局部発振周波数の差の周波数を有する信号のみを通過
させて、ロックインアンプ２７の端子Ｔ２に出力する。
また、ロックインアンプ２７と、表示制御部２８と、デ
ィスプレイ２９は、第一の実施例の非線形誘電率測定装
置と同様に構成される。The electric signal processing unit 70 includes an amplifier 52
, A local oscillator 54, mixers 53 a and 53 b, a lock-in amplifier 27, a display controller 28, and a display 29. The local oscillator 54 oscillates and generates a local oscillation signal having a predetermined local oscillation frequency lower than the frequency fp of the AC voltage Vp, and outputs the signal to the mixers 53a and 53b. The mixer 53a mixes the electric signal from the amplifier 52 and the local oscillation signal, converts the frequency of the electric signal to a signal having a frequency of the sum and difference of the frequency of the electric signal and the local oscillation frequency, and performs a band-pass filter 59a. Output to The band-pass filter 59a
The terminal of the lock-in amplifier 27 passes only the signal having the frequency of the difference between the frequency fp and the local oscillation frequency among the signals having the frequency of the sum and the difference between the frequency of the electric signal and the local oscillation frequency. Output to T1. On the other hand, the mixer 53b mixes the input reference signal and the local oscillation signal, frequency-converts the signal into a signal having a frequency that is the sum and difference of the frequency fp of the reference signal and the local oscillation frequency, and Output to the filter 59b. The band-pass filter 59b passes only a signal having a frequency equal to the difference between the frequency fp of the reference signal and the local oscillation frequency, and outputs the signal to the terminal T2 of the lock-in amplifier 27.
Further, the lock-in amplifier 27, the display control unit 28, and the display 29 are configured similarly to the nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the first embodiment.
【００９７】以上のように構成された第三の実施例の非
線形誘電率測定装置において、上記誘電体試料２に、光
ビームを照射すると、上記光ビームは上記誘電体試料２
の微小領域２ａの表面で反射される。このとき上記誘電
体試料２の光の反射率Ｒは、上記誘電体試料２の屈折率
ｎを用いて数４２のように表わすことができる。また、
上記屈折率ｎは、上記誘電体試料２の誘電率εｓと真空
中の誘電率ε0を用いて数４３のように表わすことがで
きる。When the dielectric sample 2 is irradiated with a light beam in the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the third embodiment having the above-described configuration, the light beam is irradiated with the dielectric sample 2.
Is reflected on the surface of the minute region 2a. At this time, the reflectance R of the light of the dielectric sample 2 can be expressed as in Equation 42 using the refractive index n of the dielectric sample 2. Also,
The refractive index n can be expressed as in Equation 43 using the dielectric constant εs of the dielectric sample 2 and the dielectric constant ε 0 in vacuum.
【００９８】[0098]
【数４２】Ｒ＝｛（１−ｎ）／（１＋ｎ）｝2 R = {(1-n) / (1 + n)} 2
【数４３】ｎ＝√（εｓ／ε0）[Mathematical formula-see original document] n = √ (εs / ε 0 )
【００９９】また、交流電源９によって、透明電極３と
電極４に周波数ｆｐを有する正弦波である交流電圧Ｖｐ
を印加すると、上記誘電体試料２の厚さ方向と平行に、
上記交流電圧Ｖｐの振幅に比例した振幅と上記交流電圧
Ｖｐの周波数ｆｐと同じ周波数を有する正弦波である交
流電界Ｅｐを発生する。これによって、上記屈折率ｎと
反射率Ｒは、後述するように交流電界Ｅｐに応じてそれ
ぞれ屈折率変化量Δｎと反射率変化量ΔＲだけ変化す
る。ここで、交流電圧Ｖｐが印加されていないときの屈
折率をｎ0とすると屈折率ｎは、次の数４４で表わすこ
とができ、誘電体試料２に交流電圧Ｖｐが印加されてい
ないときの反射率をＲ0とすると、反射率Ｒは次の数４
５で表わすことができる。The AC power supply 9 applies an AC voltage Vp, which is a sine wave having a frequency fp, to the transparent electrodes 3 and 4.
Is applied, in parallel with the thickness direction of the dielectric sample 2,
An AC electric field Ep that is a sine wave having an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp and the same frequency as the frequency fp of the AC voltage Vp is generated. As a result, the refractive index n and the reflectance R change by the refractive index change Δn and the reflectance change ΔR, respectively, according to the AC electric field Ep, as described later. Here, assuming that the refractive index when the AC voltage Vp is not applied is n 0 , the refractive index n can be expressed by the following equation 44, and when the AC voltage Vp is not applied to the dielectric sample 2. Assuming that the reflectance is R 0 , the reflectance R is given by
5 can be represented.
【０１００】[0100]
【数４４】ｎ＝ｎ0＋ΔｎN = n 0 + Δn
【数４５】Ｒ＝Ｒ0＋ΔＲR = R 0 + ΔR
【０１０１】次に、数４４で表される屈折率ｎと数４５
で表される反射率Ｒを数４２に代入して変形すると、反
射率Ｒは数４６のように表わすことができる。Next, the refractive index n expressed by Expression 44 and Expression 45
By substituting the reflectivity R expressed by Eq. Into Equation 42 and deforming, the reflectivity R can be expressed as shown in Equation 46.
【０１０２】[0102]
【数４６】Ｒ0＋ΔＲ＝{(１−ｎ0)/(１＋ｎ0)}2[{１−
Δｎ/(１−ｎ0)}/{１＋Δｎ/(１＋ｎ0)}]2 R 0 + ΔR = {(1−n 0 ) / (1 + n 0 )} 2 [{1-
Δn / (1−n 0 )} / {1 + Δn / (1 + n 0 )}] 2
【０１０３】ここで、上記屈折率変化量Δｎ≪ｎ0かつ
屈折率変化量Δｎ≪１であるので、（Δｎ）2＝０とす
ることができる。また、反射率Ｒ0は、数４２から明ら
かなように、屈折率ｎ0を用いて数４７のように表わす
ことができる。以上のことから数４６は次の数４８のよ
うに書き換えることができる。さらに、数４８から反射
率変化量ΔＲは数４９，数５０のように表わすことがで
きる。Here, since the refractive index change Δn≪n 0 and the refractive index change Δn≪1, it is possible to set (Δn) 2 = 0. Further, as is apparent from Equation 42, the reflectance R 0 can be expressed as Equation 47 using the refractive index n 0 . From the above, Equation 46 can be rewritten as Equation 48 below. Further, from Expression 48, the reflectance change amount ΔR can be expressed as Expression 49 and Expression 50.
【０１０４】[0104]
【数４７】Ｒ0＝{(１−ｎ0)/(１＋ｎ0)}2 R 0 = {(1−n 0 ) / (1 + n 0 )} 2
【数４８】Ｒ0＋ΔＲ＝Ｒ0{１−２Δｎ/(１−ｎ0)−２
Δｎ/(１＋ｎ0)}R 0 + ΔR = R 0 (1-2Δn / (1-n 0 ) -2)
Δn / (1 + n 0 )}
【数４９】 ΔＲ＝Ｒ0{−２Δｎ/(１−ｎ0)−２Δｎ/(１＋ｎ0)}ΔR = R 0 {−2Δn / (1−n 0 ) −2Δn / (1 + n 0 )}
【数５０】ΔＲ＝−４Ｒ0Δｎ/(１−ｎ0 2)ΔR = −4R 0 Δn / (1-n 0 2 )
【０１０５】一方、透明電極３と電極４に交流電圧Ｖｐ
を印加することによって、上記誘電体試料２の微小領域
２ａに交流電界Ｅｐを発生させると、上記交流電界Ｅｐ
に応じて誘電率εｓは、誘電率変化量Δεだけ変化す
る。交流電圧Ｖｐが印加されていないときの、誘電率を
εｓ0とすると、誘電率εｓは次の数５１で表わすこと
ができる。さらに、数５１で表される誘電率εｓを用い
ると、交流電圧Ｖｐが印加されたときの屈折率は、数５
２のように表わすことができる。On the other hand, the AC voltage Vp is applied to the transparent electrodes 3 and 4.
When an AC electric field Ep is generated in the minute region 2a of the dielectric sample 2 by applying
Changes the permittivity εs by the permittivity change amount Δε. Assuming that the dielectric constant when no AC voltage Vp is applied is εs 0 , the dielectric constant εs can be expressed by the following equation 51. Further, when the dielectric constant εs expressed by Expression 51 is used, the refractive index when the AC voltage Vp is applied is expressed by Expression 5
2 can be represented.
【０１０６】[0106]
【数５１】εｓ＝εｓ0＋Δε[Equation 51] εs = εs 0 + Δε
【数５２】ｎ0＋Δｎ＝{(εｓ0＋Δε)/ε0}1/2 N 0 + Δn = {(εs 0 + Δε) / ε 0 } 1/2
【０１０７】また、数５２において、Δε≪εｓ0であ
るので、数５２は近似を用いて数５３のように書き表す
ことができる。数５３において数５４で表される屈折率
ｎ0を用いると屈折率変化量Δｎは、数５５のように表
わすことができる。Since Δε≪εs 0 in Equation 52, Equation 52 can be written as Equation 53 using approximation. When the refractive index n 0 expressed by Expression 54 in Expression 53 is used, the refractive index change Δn can be expressed as Expression 55.
【０１０８】[0108]
【数５３】 ｎ0＋Δｎ＝(εｓ0/ε0)1/2{１＋(１/２)(Δε/εｓ0)}[Expression 53] n 0 + Δn = (εs 0 / ε 0 ) 1/2 {1+ (1/2) (Δε / εs 0 )}
【数５４】ｎ0＝(εｓ0/ε0)1/2 N 0 = (εs 0 / ε 0 ) 1/2
【数５５】Δｎ＝(１/２)ｎ0(Δε/εｓ0)[Expression 55] Δn = (1/2) n 0 (Δε / εs 0 )
【０１０９】次に、数５５で表される屈折率変化量Δｎ
を数５０で表される反射率変化量ΔＲに代入すると、反
射率変化量ΔＲは、次の数５６で表わす事ができる。Next, the refractive index change amount Δn represented by Expression 55
Is substituted into the reflectance change amount ΔR expressed by Expression 50, the reflectance change amount ΔR can be expressed by the following Expression 56.
【０１１０】[0110]
【数５６】ΔＲ＝−４Ｒ0{(１/２)ｎ(Δε／εｓ0)}Δ
ｎ/(１−ｎ0 2)ΔR = −4R 0 {(1/2) n (Δε / εs 0 )} Δ
n / (1-n 0 2 )
【０１１１】また、公知のように、上記誘電率変化量Δ
εは、１次の電気光学定数であるポッケルス定数ｒと２
次の電気光学定数であるカー定数ｇを用いると数５７の
ように表わすことができる。ここで、上記ポッケルス定
数ｒは３次の誘電率ε3の一種であり、上記カー定数ｇ
は４次の誘電率ε4の一種である。従って、ポッケルス
定数ｒとカー定数ｇは非線形誘電率の一種である。ここ
でいう非線形誘電率は、光に対する応答性について観測
しているので、光学的領域における非線形誘電率のこと
である。さらに、次の数５７で表される誘電率変化量Δ
εを用いると数５６で表される反射率変化量ΔＲは、数
５８のように書き表すことができる。またさらに、数５
８の反射率変化量ΔＲは、数５９で表される交流電界Ｅ
ｐに比例する反射率変化量ΔＲ1と数６０で表される交
流電界Ｅｐの２乗に比例する反射率変化量ΔＲ2を用い
ると、数６１のように表わすことができる。As is well known, the dielectric constant variation Δ
ε is a Pockels constant r which is a first-order electro-optical constant and 2
Using the Kerr constant g, which is the following electro-optic constant, can be expressed as in Equation 57. Here, the Pockels constant r is a kind of the third-order dielectric constant ε 3 , and the Kerr constant g
Is a kind of fourth-order permittivity ε 4 . Therefore, the Pockels constant r and the Kerr constant g are a kind of nonlinear dielectric constant. The non-linear dielectric constant referred to here is a non-linear dielectric constant in an optical region since the response to light is observed. Further, the dielectric constant change amount Δ expressed by the following equation 57
Using ε, the reflectance change ΔR expressed by Expression 56 can be written as Expression 58. Furthermore, Equation 5
8 is the AC electric field E expressed by the equation 59.
With reflectance change amount [Delta] R 2 is proportional to the square of the AC electric field Ep represented by reflectance change amount [Delta] R 1 to the number 60 which is proportional to p, it can be expressed as Expression 61.
【０１１２】[0112]
【数５７】Δε＝−(εｓ0 2/ε0)(ｒＥｐ＋ｇＥｐ2)Δ５７ = − (εs 0 2 / ε 0 ) (rEp + gEp 2 )
【数５８】 ΔＲ＝２{ｎ0 3/(１−ｎ0 2)}Ｒ0(ｒＥｐ＋ｇＥｐ2)Equation 58] ΔR = 2 {n 0 3 / (1-n 0 2)} R 0 (rEp + gEp 2)
【数５９】ΔＲ1＝２{ｎ0 3/(１−ｎ0 2)}Ｒ0ｒＥｐEquation 59] ΔR 1 = 2 {n 0 3 / (1-n 0 2)} R 0 rEp
【数６０】ΔＲ2＝２{ｎ0 3/(１−ｎ0 2)}Ｒ0ｇＥｐ2 Equation 60] ΔR 2 = 2 {n 0 3 / (1-n 0 2)} R 0 gEp 2
【数６１】ΔＲ＝ΔＲ1＋ΔＲ2 ΔR = ΔR 1 + ΔR 2
【０１１３】数６１に示すように、反射率変化量ΔＲは
交流電界Ｅｐに比例する項ΔＲ1と交流電界Ｅｐの２乗
に比例する項ΔＲ2の和の形に表される。従って、誘電
体試料２の微小領域２ａの反射率変化量△Ｒは、ポッケ
ルス定数と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例する振幅を
有しかつ角周波数ωｐを有して交番的に変化する反射率
変化量△Ｒ1と、カー定数と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の
２乗に比例する振幅を有しかつ角周波数２ωｐを有して
交番的に変化する反射率変化量△Ｒ2を含むので、上記
反射光である光ビーム信号は、上記反射率変化量ΔＲ1
と上記反射率変化量ΔＲ2に対応して強度が変化する。
従って、上記反射光である光ビーム信号は、ポッケルス
定数と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例する振幅を有し
かつ角周波数ωｐすなわち周波数ｆｐを有する信号Ｓ3
と、カー定数と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の２乗に比例
する振幅を有しかつ角周波数２ωｐすなわち周波数ｆｐ
を有する信号Ｓ4によって強度変調された光ビーム信号
になる。As shown in Equation 61, the reflectance change amount ΔR is expressed in the form of the sum of a term ΔR 1 proportional to the AC electric field Ep and a term ΔR 2 proportional to the square of the AC electric field Ep. Accordingly, the reflectance change ΔR of the minute region 2a of the dielectric sample 2 has a Pockels constant and an amplitude proportional to the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep, and a reflection that changes alternately with the angular frequency ωp. the rate variation △ R 1, including reflectance change amount △ R 2 which changes alternately have a and angular frequency 2ωp an amplitude proportional to the square of the amplitude Ep 0 of the Kerr constant and alternating electric field Ep Therefore, the light beam signal that is the reflected light is reflected by the reflectance change amount ΔR 1
And the intensity changes in accordance with the reflectance change amount ΔR 2 .
Therefore, the light beam signal as the reflected light has a signal S 3 having an amplitude proportional to the Pockels constant and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep, and having the angular frequency ωp, that is, the frequency fp.
And an angular frequency 2ωp, that is, a frequency fp, having an amplitude proportional to the square of the Kerr constant and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep.
Becomes a light beam signal intensity-modulated by the signal S 4 having
【０１１４】上記光電変換器５１は、上記強度変調され
た光ビーム信号を光電変換して、ポッケルス定数と交流
電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例する振幅を有しかつ角周波
数ωｐすなわち周波数ｆｐを有する信号Ｓ3と、カー定
数と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の２乗に比例する振幅を
有しかつ角周波数２ωｐすなわち周波数ｆｐを有する信
号Ｓ4を含む電気信号に変換して、上記増幅器５２を介
して混合器５３ａに出力する。上記混合器５３ａは、局
部発振器５４から入力される局部発振信号と上記増幅器
５２を介して入力される電気信号とを混合して、上記電
気信号の周波数と上記局部発振信号の周波数との和と差
の周波数を有する信号に周波数変換して、上記帯域通過
フィルタ５９ａに出力する。上記帯域通過フィルタ５９
ａは、上記電気信号の周波数と上記局部発振信号の周波
数との和と差の周波数を有する信号のうちから、周波数
ｆｐと上記局部発振信号の周波数の差の周波数を有する
信号のみを通過させて、ロックインアンプ２７の端子Ｔ
１に出力する。ここで、上記電気信号中、周波数ｆｐを
有する信号Ｓ3は、上述したように、ポッケルス定数と
交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例する振幅を有している
ので、周波数ｆｐと上記局部発振信号の周波数の差の周
波数を有する信号も、ポッケルス定数と交流電界Ｅｐの
振幅Ｅｐ0に比例する振幅を有した信号である。The photoelectric converter 51 photoelectrically converts the intensity-modulated light beam signal, has a Pockels constant, an amplitude proportional to the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep, and has an angular frequency ωp, that is, a frequency fp. the signal S 3, into an electric signal including a signal S 4 having a and angular frequency 2ωp or frequency fp an amplitude proportional to the square of the amplitude Ep 0 of the Kerr constant and alternating electric field Ep, the amplifier 52 Output to the mixer 53a via the The mixer 53a mixes the local oscillation signal input from the local oscillator 54 and the electric signal input via the amplifier 52, and calculates a sum of the frequency of the electric signal and the frequency of the local oscillation signal. The signal is frequency-converted into a signal having a difference frequency and output to the band-pass filter 59a. The above bandpass filter 59
a, among the signals having the frequency of the sum and difference between the frequency of the electric signal and the frequency of the local oscillation signal, passing only the signal having the frequency of the difference between the frequency fp and the frequency of the local oscillation signal. , Terminal T of the lock-in amplifier 27
Output to 1. Here, among the electric signals, the signal S 3 having the frequency fp has an amplitude proportional to the Pockels constant and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep, as described above, so that the frequency fp and the local oscillation signal Is also a signal having an amplitude proportional to the Pockels constant and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep.
【０１１５】一方混合器５３ｂは、入力される基準信号
と上記局部発振信号を混合して、上記基準信号の周波数
と上記局部発振周波数の和と差の周波数を有する信号に
周波数変換して、上記帯域通過フィルタ５９ｂに出力す
る。上記帯域通過フィルタ５９ａは、上記基準信号の周
波数ｆｐと上記局部発振周波数の和と差の周波数を有す
る信号のうちから、上記基準信号の周波数ｆｐと上記局
部発振周波数の差の周波数を有する信号のみを通過させ
て、ロックインアンプ２７の端子Ｔ２に出力する。On the other hand, the mixer 53b mixes the input reference signal and the local oscillation signal, frequency-converts the mixed signal into a signal having a frequency that is the sum and difference between the frequency of the reference signal and the local oscillation frequency, and Output to the band-pass filter 59b. The band-pass filter 59a includes only a signal having a frequency equal to the difference between the frequency fp of the reference signal and the local oscillation frequency among signals having a frequency equal to the sum of the frequency fp of the reference signal and the local oscillation frequency. And output to the terminal T2 of the lock-in amplifier 27.
【０１１６】ロックインアンプ２７は、端子Ｔ１から入
力される周波数ｆｐと上記局部発振信号の周波数の差の
周波数を有する信号を、上記基準信号の周波数ｆｐと上
記局部発振信号の周波数の差の周波数を有する信号に基
づいて同期検波して、出力電圧│Ｖａ│ｓｉｎφを端子
Ｔ３を介して表示制御部２８に出力し、出力電圧│Ｖａ
│ｃｏｓφを端子Ｔ４を介して表示制御部２８に出力す
る。周波数ｆｐと上記局部発振信号の周波数の差の周波
数を有する信号は、ポッケルス定数と交流電界Ｅｐの振
幅Ｅｐ0に比例する振幅を有した信号であるので、出力
電圧Ｖａ1と出力電圧Ｖａ2はポッケルス定数と交流電界
Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例した電圧になる。The lock-in amplifier 27 converts the signal having the frequency difference between the frequency fp input from the terminal T1 and the frequency of the local oscillation signal into the frequency difference between the frequency fp of the reference signal and the frequency of the local oscillation signal. , And outputs the output voltage | Va | sin φ to the display control unit 28 via the terminal T3, and outputs the output voltage | Va
| Cosφ is output to the display control unit 28 via the terminal T4. Since the signal having the frequency of the difference between the frequency fp and the frequency of the local oscillation signal is a signal having an amplitude proportional to the Pockels constant and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep, the output voltage Va 1 and the output voltage Va 2 are The voltage is proportional to the Pockels constant and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep.
【０１１７】次に、表示制御部２８は、入力される電圧
Ｖａ１，Ｖａ２から位相差φと電圧│Ｖａ│を演算し
て、機構制御部２５から入力される位置信号と、電圧Ｖ
ａ１，Ｖａ２，│Ｖａ│と、上記位相差φのうちから指
定されるパラメータをディスプレイ２９上に表示するよ
うにディスプレイ２９を制御する。上記ディスプレイ２
９は表示制御部２８の指示に従って、誘電体試料２の位
置に対応させて、電圧Ｖａ１とＶａ２と│Ｖａ│と上記
位相差φのうちから指定されるパラメータを２次元平面
上に表示する。Next, the display control unit 28 calculates the phase difference φ and the voltage | Va | from the input voltages Va 1 and Va 2 , and outputs the position signal input from the mechanism control unit 25 and the voltage V
The display 29 is controlled so that parameters designated from among a 1 , Va 2 , | Va | and the phase difference φ are displayed on the display 29. Display 2 above
9 displays a parameter specified from the voltages Va 1 , Va 2 , | Va | and the phase difference φ on a two-dimensional plane in accordance with the position of the dielectric sample 2 in accordance with the instruction of the display control unit 28. I do.
【０１１８】以上詳述したように、光ビームを照射しな
がら、透明電極３と電極４に交流電圧Ｖｐを印加して、
誘電体試料２の微小領域２ａに交流電界Ｅｐを発生させ
ると、微小領域２ａは、入力される光ビームを上記微小
領域２ａのポッケルス定数と上記交流電圧Ｖｐの振幅に
比例した振幅を有しかつ上記交流電圧Ｖｐと同じ周波数
ｆｐを有する信号にしたがって強度変調された光ビーム
信号として反射する。次に光電変換器５１は、上記強度
変調された光ビーム信号を光電変換して上記微小領域２
ａのポッケルス定数と上記交流電圧Ｖｐの振幅に比例し
た振幅を有しかつ上記交流電圧Ｖｐと同じ周波数ｆｐを
有する信号を含む電気信号に変換する。さらにロッイン
アンプ２７は、基準信号に基づいて上記電気信号を同期
検波して、上記微小領域２ａのポッケルス定数と上記交
流電圧Ｖｐの振幅に比例した直流信号を出力する。従っ
て、上記機構部７と機構制御部２５によって、上記光ビ
ームの照射位置を走査して、上記直流信号を測定するこ
とによって、微小領域２ａのポッケルス定数の違いを上
記直流信号の値によって観測することができる。また、
上記ポッケルス定数は、３次の誘電率ε3と同じく３階
のテンソルであり対称中心を有する材料には存在しな
い。また、例えば分極が十分かかっている材料とそうで
ない材料では、ポッケルス定数の値は大きく異なる。ま
た、分極が零になるとポッケルス定数も零になり、分極
方向が反転した場合には、ポッケルス定数の符号も変わ
る。またさらに、結晶状態に乱れが生じると、乱れた部
分では結晶の異方性が小さくなり、やはり３階のテンソ
ル量であるポッケルス定数は小さくなると考えられる。
従って、上記ポッケルス定数の微小領域２ａにおける違
いを観測することによって、上記結晶状態の不均一や永
久分極のミクロな分布の大小が判断できる。As described in detail above, the AC voltage Vp is applied to the transparent electrodes 3 and 4 while irradiating the light beam.
When an AC electric field Ep is generated in the minute region 2a of the dielectric sample 2, the minute region 2a causes the input light beam to have an amplitude proportional to the Pockels constant of the minute region 2a and the amplitude of the AC voltage Vp; The light is reflected as a light beam signal whose intensity is modulated according to a signal having the same frequency fp as the AC voltage Vp. Next, the photoelectric converter 51 photoelectrically converts the intensity-modulated light beam signal, and
It is converted into an electric signal having a Pockels constant of a and an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp and including a signal having the same frequency fp as the AC voltage Vp. Further, the lock-in amplifier 27 synchronously detects the electric signal based on the reference signal and outputs a DC signal proportional to the Pockels constant of the minute area 2a and the amplitude of the AC voltage Vp. Therefore, by scanning the irradiation position of the light beam by the mechanism unit 7 and the mechanism control unit 25 and measuring the DC signal, the difference in the Pockels constant of the minute area 2a is observed based on the value of the DC signal. be able to. Also,
The Pockels constant is a third-order tensor like the third-order permittivity ε 3, and does not exist in a material having a center of symmetry. In addition, for example, a material with sufficiently polarized polarization and a material with less polarization have greatly different values of the Pockels constant. When the polarization becomes zero, the Pockels constant also becomes zero. When the polarization direction is reversed, the sign of the Pockels constant changes. Furthermore, when the crystal state is disturbed, it is considered that the anisotropy of the crystal is reduced in the disturbed portion, and the Pockels constant, which is also the third-order tensor amount, is reduced.
Therefore, by observing the difference in the fine region 2a of the Pockels constant, it is possible to judge the non-uniformity of the crystal state and the microscopic distribution of the permanent polarization.
【０１１９】以上の第三の実施例においては、周波数ｆ
ｐを有する基準信号を用いて同期検波することによっ
て、ポッケルス定数が観測できるように構成したが、本
発明はこれに限らず、周波数が２×ｆｐである基準信号
に基づいて同期検波するように構成して、カー定数が観
測できるように構成してもよい。以上のようにして、光
学的領域における非線形誘電率を測定することができ
る。In the above third embodiment, the frequency f
Although the Pockels constant is configured to be observable by performing synchronous detection using a reference signal having p, the present invention is not limited to this, and the synchronous detection is performed based on a reference signal having a frequency of 2 × fp. It may be configured so that the Kerr constant can be observed. As described above, the nonlinear dielectric constant in the optical region can be measured.
【０１２０】＜第四の実施例＞図１４は、第四の実施例
の非線形誘電率測定装置の構成を示すブロック図であ
る。第四の実施例の非線形誘電率測定装置が、第三の実
施例の非線形誘電率測定装置と異なる所は、電極４に代
えて透明電極４ａを備えて、さらに、機構部７に代えて
透明体からなる機構部７ａを備えて構成されている点で
ある。以上のような構成によって、透明電極３と誘電体
試料２と透明電極４ａと機構部７ａを透過する透過光で
ある光ビーム信号を電気信号に変換して、当該電気信号
に基づいて、光学的領域における非線形誘電率を測定す
ることを特徴とする。<Fourth Embodiment> FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to a fourth embodiment. The difference between the nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the fourth embodiment and the nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the third embodiment is that a transparent electrode 4a is provided in place of the electrode 4 and a transparent electrode is provided in place of the mechanical unit 7. This is a point that it is provided with a mechanical portion 7a composed of a body. With the above-described configuration, a light beam signal, which is transmitted light passing through the transparent electrode 3, the dielectric sample 2, the transparent electrode 4a, and the mechanism 7a, is converted into an electric signal, and an optical signal is formed based on the electric signal. The method is characterized in that a nonlinear dielectric constant in a region is measured.
【０１２１】以下、図面を用いて第四の実施例の非線形
誘電率測定装置の構成を説明する。第四の実施例の非線
形誘電率測定装置は、図１４に示すように、第三の実施
例の反射光測定部６０にかえて、キャパシタ部１と、レ
ーザダイオード２１と、交流電源９と、機構部７ａと、
機構制御部２５と、光電変換器５１とからなる透過光測
定部を備えて構成される。キャパシタ部１は、誘電体試
料２が互いに対向する透明電極３と透明電極４ａによっ
て挟設されて構成される。レーザダイオード２１は、所
定波長の光ビームを発生して、当該光ビームを透明電極
３を介して誘電体試料２の一部分である微小領域２ａに
照射する。交流電源９は、上記透明電極３と透明電極４
ａに周波数ｆｐを有する交流電圧Ｖｐを印加することに
よって、上記誘電体試料２の微小領域２ａに周波数ｆｐ
を有する交流電界Ｅｐを発生させる一方、上記交流電圧
Ｖｐを基準信号として混合器５３ｂに出力する。ここ
で、上記周波数ｆｐは、１００ＭＨｚから１０００ＭＨ
ｚの間の所定の周波数に設定される。ここで、上記透過
光は、後述するように上記交流電圧Ｖｐと同じ周波数を
有し、かつ上記交流電圧Ｖｐの振幅に比例した振幅を有
する信号を含む信号によって強度変調された光ビーム信
号である。光電変換器５１は、入力される透過光である
光ビーム信号を光電変換して、上記交流電圧Ｖｐと同じ
周波数を有し、かつ上記交流電圧Ｖｐの振幅に比例した
振幅を有する信号を含む電気信号を発生して、増幅器５
２を介して上記混合器５３ａに出力する。上記機構部７
ａは、透明体からなり、キャパシタ部１をその表面上に
載置して保持し、かつ機構制御部２５からの制御信号に
応答してキャパシタ部１をレーザダイオード２１からの
光ビームの照射方向に対して垂直な方向で１次元方向又
は２次元方向に移動させる。キャパシタ部１が機構部７
によって、このように移動されることにより、上記光ビ
ームが照射される誘電体試料２の微小領域２ａが１次元
方向又は２次元方向に移動される。機構制御部２５は、
上記制御信号を発生するとともに、当該制御信号に対応
し上記誘電体試料２の微小領域２ａの移動位置を示す位
置信号を発生して表示制御部２８に出力する。Hereinafter, the configuration of the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the fourth embodiment will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 14, the nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the fourth embodiment replaces the reflected light measuring section 60 of the third embodiment with a capacitor section 1, a laser diode 21, an AC power supply 9, A mechanism section 7a;
It is provided with a transmitted light measuring unit including the mechanism control unit 25 and the photoelectric converter 51. The capacitor section 1 is configured by sandwiching a dielectric sample 2 between a transparent electrode 3 and a transparent electrode 4a facing each other. The laser diode 21 generates a light beam having a predetermined wavelength, and irradiates the light beam to the minute area 2 a which is a part of the dielectric sample 2 via the transparent electrode 3. The AC power supply 9 includes the transparent electrode 3 and the transparent electrode 4.
a to the minute region 2a of the dielectric sample 2 by applying an AC voltage Vp having a frequency fp to
, And outputs the AC voltage Vp to the mixer 53b as a reference signal. Here, the frequency fp ranges from 100 MHz to 1000 MHz.
It is set to a predetermined frequency between z. Here, the transmitted light is a light beam signal which has the same frequency as the AC voltage Vp and is intensity-modulated by a signal including a signal having an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp, as described later. . The photoelectric converter 51 photoelectrically converts a light beam signal, which is input transmitted light, into an electric signal including a signal having the same frequency as the AC voltage Vp and having an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp. The signal is generated by the amplifier 5
2 to the mixer 53a. The above mechanism 7
a is made of a transparent body, the capacitor unit 1 is placed and held on its surface, and in response to a control signal from the mechanism control unit 25, the capacitor unit 1 is moved in the direction in which the light beam is emitted from the laser diode 21. Are moved in a one-dimensional direction or a two-dimensional direction in a direction perpendicular to. Capacitor part 1 is mechanism part 7
As a result, the minute region 2a of the dielectric sample 2 to which the light beam is irradiated is moved in one-dimensional direction or two-dimensional direction. The mechanism control unit 25 includes:
In addition to generating the control signal, it generates a position signal indicating the movement position of the minute area 2a of the dielectric sample 2 corresponding to the control signal, and outputs the position signal to the display control unit 28.
【０１２２】以上のように構成された、第四の実施例の
非線形誘電率測定装置において、上記誘電体試料２に、
交流電源９によって、透明電極３，４に交流電圧Ｖｐを
印加すると、上記誘電体試料２の厚さ方向と平行に、上
記交流電圧Ｖｐの振幅に比例した振幅と上記交流電圧Ｖ
ｐの周波数ｆｐと同じ周波数を有する交流電界Ｅｐを発
生する。これによって、上述のように、反射率変化量Δ
Ｒが変化する。ここで、公知のように、誘電体試料２の
反射率Ｒと誘電体試料２の光の透過率Ｔとの間には、数
６２に示す関係がある。従って反射率変化量ΔＲと透過
率変化量ΔＴの間には、数６３に示す関係がある。In the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the fourth embodiment having the above-described configuration, the dielectric sample 2
When an AC voltage Vp is applied to the transparent electrodes 3 and 4 by the AC power supply 9, an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp and the AC voltage Vp are applied in parallel with the thickness direction of the dielectric sample 2.
An AC electric field Ep having the same frequency as the frequency fp of p is generated. Thereby, as described above, the reflectance change amount Δ
R changes. Here, as is well known, there is a relationship shown in Expression 62 between the reflectance R of the dielectric sample 2 and the light transmittance T of the dielectric sample 2. Therefore, there is a relationship shown in Expression 63 between the reflectance change amount ΔR and the transmittance change amount ΔT.
【０１２３】[0123]
【数６２】Ｔ＝１−ＲT = 1-R
【数６３】ΔＴ＝−ΔＲΔT = −ΔR
【０１２４】数６３と数６１から明らかなように、上記
透過率変化量ΔＴは、ポッケルス定数と交流電界Ｅｐの
振幅Ｅｐ0に比例する振幅を有しかつ角周波数ωｐを有
して交番的に変化する透過率変化量と、カー定数と交流
電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の２乗に比例する振幅を有しかつ
角周波数２ωｐを有して交番的に変化する透過率変化量
ΔＴを含むので、上記透過光である光ビーム信号は、ポ
ッケルス定数と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例する振
幅を有しかつ角周波数ωｐすなわち周波数ｆｐを有する
信号と、カー定数と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の２乗に
比例する振幅を有しかつ角周波数２ωｐすなわち周波数
ｆｐを有する信号によって強度変調された光ビーム信号
である。As is apparent from Equations 63 and 61, the transmittance change ΔT has an amplitude proportional to the Pockels constant and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep and has an angular frequency ωp, and Since it includes the transmittance change amount that changes and the transmittance change amount ΔT that has an amplitude proportional to the square of the Kerr constant and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep and that alternately changes with the angular frequency 2ωp, the light beam signal is the transmitted light, and a signal having the Pockels constant and alternating electric field having an amplitude proportional to the amplitude Ep 0 of Ep and the angular frequency ωp or frequency fp, the Kerr constant and alternating electric field Ep of the amplitude Ep 0 A light beam signal having an amplitude proportional to the square and being intensity-modulated by a signal having an angular frequency 2ωp, that is, a frequency fp.
【０１２５】従って、上記光ビーム信号を光電変換した
電気信号を第五の実施例と同様な処理をすることによっ
て、各微小領域２ａのポッケルス定数の違いを上記直流
信号の値によって観測することができる。以上のよう
に、誘電体試料２の光の透過率Ｔが印加される電界Ｅｐ
によって変化することを利用して、各微小領域２ａのポ
ッケルス定数の違いを観測することができる。Therefore, by subjecting the electric signal obtained by photoelectrically converting the light beam signal to the same processing as in the fifth embodiment, it is possible to observe the difference in the Pockels constant of each minute area 2a based on the value of the DC signal. it can. As described above, the electric field Ep to which the light transmittance T of the dielectric sample 2 is applied
The difference in Pockels constant of each minute region 2a can be observed by utilizing the fact that the Pockels constant varies in each micro region 2a.
【０１２６】以上の第四の実施例においては、周波数ｆ
ｐを有する基準信号を用いて同期検波することによっ
て、ポッケルス定数が観測できるように構成したが、本
発明はこれに限らず、周波数が２×ｆｐである基準信号
に基づいて同期検波するように構成して、カー定数が観
測できるように構成してもよい。In the fourth embodiment, the frequency f
Although the Pockels constant is configured to be observable by performing synchronous detection using a reference signal having p, the present invention is not limited to this, and the synchronous detection is performed based on a reference signal having a frequency of 2 × fp. It may be configured so that the Kerr constant can be observed.
【０１２７】以上の第三と第四の実施例においては、ロ
ックインアンプ２７の出力を観測しているが、本発明は
これに限らず、光電変換器５１から出力される電気信号
を観測して誘電体試料２の微小領域２ａにおけるポッケ
ルス定数を測定するようにしてもよい。この場合におい
て、非線形誘電率測定装置は、光電変換器５１から出力
される電気信号のうちから周波数ｆｐの信号のみを選択
的にろ波する帯域通過フィルタと、１００ＭＨｚから１
０００ＭＨｚの周波数を有する信号の波形を測定するオ
シロスコープなどを備えて構成される。以上のような構
成によって、ポッケルス定数と交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ
0に比例する電力値を得ることができ、ポッケルス定数
を測定することができる。また、周波数２ｆｐを有する
信号のみを選択的にろ波して出力する帯域通過フィルタ
を用いることによって、カー定数を測定することができ
る。以上のようにして、上述の第三の実施例の非線形誘
電率測定装置と同様に、光学的領域における非線形誘電
率を測定することができる。In the third and fourth embodiments, the output of the lock-in amplifier 27 is observed. However, the present invention is not limited to this, and the electric signal output from the photoelectric converter 51 is observed. Alternatively, the Pockels constant in the minute region 2a of the dielectric sample 2 may be measured. In this case, the nonlinear dielectric constant measuring apparatus includes a band-pass filter that selectively filters only the signal of the frequency fp from the electric signals output from the photoelectric converter 51,
An oscilloscope for measuring the waveform of a signal having a frequency of 000 MHz is provided. With the above configuration, the Pockels constant and the amplitude Ep of the AC electric field Ep are obtained.
The power value proportional to 0 can be obtained, and the Pockels constant can be measured. The Kerr constant can be measured by using a band-pass filter that selectively filters and outputs only a signal having a frequency of 2 fp. As described above, the nonlinear dielectric constant in the optical region can be measured as in the above-described nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the third embodiment.
【０１２８】＜第五の実施例＞図１５は、上述の３次の
誘電率ε3と同様に誘電体膜１０２の分極の向きによっ
てポッケルス定数ｒの正負が反転することを利用した第
五の実施例の誘電体記録読取装置の実施例である。図１
５の誘電体記録読取装置は、誘電体テープ１００と、レ
ーザダイオード２１と、ハーフミラー５７と、フォーカ
スレンズ５８と、交流電源９と、テープ保持部５５ａ，
５５ｂ，５５ｃ，５５ｄと、光電変換器５１と、位相検
出器５６とによって構成される。誘電体テープ１００
は、テープ状に形成された金属膜１０４上に強誘電体か
らなる誘電体膜１０２を例えばスパッタリングなどの公
知の方法によって形成し、さらに上記誘電体膜１０２の
上にＩＴＯなどの透明電極１０３を例えばスパッタリン
グなどの公知の方法によって形成して構成される。レー
ザダイオード２１は、所定波長の光ビームを発生して、
上記ハーフミラー５７とフォーカスレンズ５８を介し
て、当該光ビームを誘電体膜１０２の一部分である微小
領域１０２ａの表面に照射する。ここで、フォーカスレ
ンズ５８は、上記光ビームを誘電体試料２の微小部分１
０２ａに照射するように集光する。また、交流電源９
は、テープ保持部５５ｃとテープ保持部５５ｄに交流電
圧Ｖｐを印加することによって、上記誘電体膜１０２の
厚さ方向に交流電界Ｅｐを発生させる一方、上記交流電
圧Ｖｐを基準信号として位相検出器５６に出力する。ハ
ーフミラー５７は、レーザダイオード２１が発生する光
ビームが上記誘電体膜１０２の微小領域１０２ａの表面
に照射させるように透過する一方、上記微小領域１０２
ａの表面によって反射された後フォーカスレンズ５８を
介して入射する光ビーム信号を反射して、当該反射光で
ある光ビーム信号を光電変換器５１に照射する。ここ
で、上記反射光は、上記交流電圧Ｖｐと同じ周波数を有
し、かつ上記交流電圧Ｖｐの振幅に比例した振幅を有す
る信号を含む信号によって強度変調された光ビーム信号
である。光電変換器５１は、入力される反射光である光
ビーム信号を光電変換して、上記交流電圧Ｖｐと同じ周
波数を有し、かつ上記交流電圧Ｖｐの振幅に比例した振
幅を有する信号を含む電気信号を発生して、位相検出器
５６に出力する。<Fifth Embodiment> FIG. 15 shows a fifth embodiment utilizing the fact that the polarity of the Pockels constant r is inverted depending on the direction of polarization of the dielectric film 102 in the same manner as the above-described third-order dielectric constant ε 3 . 1 is an embodiment of a dielectric recording and reading apparatus according to an embodiment. FIG.
The dielectric recording / reading apparatus 5 includes a dielectric tape 100, a laser diode 21, a half mirror 57, a focus lens 58, an AC power supply 9, a tape holding unit 55a,
It is constituted by 55b, 55c, 55d, the photoelectric converter 51, and the phase detector 56. Dielectric tape 100
A dielectric film 102 made of a ferroelectric is formed on a metal film 104 formed in a tape shape by a known method such as sputtering, and a transparent electrode 103 such as ITO is formed on the dielectric film 102. For example, it is formed by a known method such as sputtering. The laser diode 21 generates a light beam of a predetermined wavelength,
The light beam is applied to the surface of the minute region 102a which is a part of the dielectric film 102 via the half mirror 57 and the focus lens 58. Here, the focus lens 58 transmits the light beam to the minute portion 1 of the dielectric sample 2.
The light is focused so as to irradiate 02a. In addition, AC power supply 9
Generates an AC electric field Ep in the thickness direction of the dielectric film 102 by applying an AC voltage Vp to the tape holder 55c and the tape holder 55d, while using the AC voltage Vp as a reference signal to generate a phase detector. Output to 56. The half mirror 57 transmits the light beam generated by the laser diode 21 so as to irradiate the surface of the minute region 102 a of the dielectric film 102, while the half mirror 57 transmits the light beam
After being reflected by the surface a, the light beam signal incident through the focus lens 58 is reflected, and the light beam signal as the reflected light is radiated to the photoelectric converter 51. Here, the reflected light is a light beam signal that has the same frequency as the AC voltage Vp and is intensity-modulated by a signal including a signal having an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp. The photoelectric converter 51 photoelectrically converts an input light beam signal, which is reflected light, into an electric signal including a signal having the same frequency as the AC voltage Vp and having an amplitude proportional to the amplitude of the AC voltage Vp. A signal is generated and output to the phase detector 56.
【０１２９】また、テープ保持部５５ａ，５５ｂ，５５
ｃ，５５ｄは、それぞれ誘電体テープ１００の幅より長
い所定の軸方向の長さを有する円柱状の導体からなる。
テープ保持部５５ａとテープ保持部５５ｂは、それぞれ
の軸が誘電体テープ１００の幅方向と平行になるよう
に、かつ誘電体テープ１００をそれぞれの円周面で挟む
ように互いに対向して回転可能に設けられる。またさら
に、テープ保持部５５ｃとテープ保持部５５ｄは、それ
ぞれの軸が誘電体テープ１００の幅方向と平行になるよ
うに、かつ誘電体テープ１００をそれぞれの円周面で挟
むように互いに対向して回転可能に設けられる。上記誘
電体テープ１００は、その厚さ方向が常に光ビームの照
射方向と一致するように、かつフォーカスレンズ５８か
らの距離が所定の値になるように、そして、誘電体テー
プ１００の長手方向で走行可能に、互いにその長手方向
で所定の間隔だけ離れて並置するテープ保持部５５ａ，
５５ｂとテープ保持部５５ｃ，５５ｄによって保持され
る。ここで、テープ保持部５５ｃは、透明電極１０３に
電気的に接触し、テープ保持部５５ｄは、金属膜１０４
に電気的に接触する。そして、テープ保持部５５ａとテ
ープ保持部５５ｂは、誘電体テープ１００を挟設して所
定の圧力で押えながら、互いに反対方向に所定の回転数
で回転して、誘電体テープ１００をその長手方向に所定
のスピードで走行させる。さらに、位相検出器５６は、
例えばロックインアンプ２７を備えて構成され、上記ロ
ックインアンプ２７の出力電圧Ｖａ1，Ｖａ2から数４を
用いて位相差φを演算して出力する。Further, the tape holding portions 55a, 55b, 55
Each of c and 55d is a columnar conductor having a predetermined axial length longer than the width of the dielectric tape 100.
The tape holding portion 55a and the tape holding portion 55b can be rotated to face each other so that their axes are parallel to the width direction of the dielectric tape 100 and the dielectric tape 100 is sandwiched between the respective circumferential surfaces. Is provided. Further, the tape holding portion 55c and the tape holding portion 55d face each other such that their axes are parallel to the width direction of the dielectric tape 100 and that the dielectric tape 100 is sandwiched between the respective circumferential surfaces. It is provided rotatably. The dielectric tape 100 is so arranged that its thickness direction always coincides with the irradiation direction of the light beam, and that the distance from the focus lens 58 is a predetermined value. The tape holding portions 55a, 55a,
55b and the tape holding portions 55c and 55d. Here, the tape holder 55c is in electrical contact with the transparent electrode 103, and the tape holder 55d is
Electrical contact with Then, the tape holding portion 55a and the tape holding portion 55b are rotated at a predetermined number of rotations in opposite directions while holding the dielectric tape 100 therebetween and pressing the dielectric tape 100 at a predetermined pressure, thereby moving the dielectric tape 100 in its longitudinal direction. At a predetermined speed. Further, the phase detector 56
For example, it is configured to include a lock-in amplifier 27, and calculates and outputs a phase difference φ from the output voltages Va 1 and Va 2 of the lock-in amplifier 27 using Expression 4.
【０１３０】以上のように構成された、第五の実施例の
誘電体記録読取装置において、上記誘電体テープ１００
に、光ビームを照射すると、上記光ビームは、上記誘電
体膜１０２の表面で反射され、上記反射光である光ビー
ム信号は、上述のように、強度変調された光ビーム信号
になる。In the dielectric recording / reading apparatus of the fifth embodiment configured as described above, the dielectric tape 100
Then, when the light beam is irradiated, the light beam is reflected on the surface of the dielectric film 102, and the light beam signal, which is the reflected light, becomes the intensity-modulated light beam signal as described above.
【０１３１】上記光電変換器５１は、上記強度変調され
た光ビーム信号を光電変換して、ポッケルス定数と交流
電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0に比例する振幅を有しかつ角周波
数ωｐすなわち周波数ｆｐを有する信号と、カー定数と
交流電界Ｅｐの振幅Ｅｐ0の２乗に比例する振幅を有し
かつ角周波数２ωｐすなわち周波数ｆｐを有する信号を
含む電気信号に変換して、上記位相検出器５６に出力す
る。上記位相検出器５６は、基準信号に基づいて当該電
気信号のうち、ポッケルス定数ｒと交流電界Ｅｐの振幅
Ｅｐ0に比例する振幅を有しかつ角周波数ωｐすなわち
周波数ｆｐを有する信号の位相を検出して出力する。こ
こで、数５９においてｎ0は１より大きいので上記ポッ
ケルス定数ｒが正のときには、反射率変化量△Ｒ1は交
流電界Ｅｐすなわち交流電圧Ｖｐと逆相で変化する。従
って、上記ポッケルス定数ｒが正のとき、上記周波数ｆ
ｐを有する信号と基準信号の位相差φはπになる。同様
に、上記ポッケルス定数ｒが負のとき、上記周波数ｆｐ
を有する信号と基準信号の位相差φは０である。すなわ
ち、上記ポッケルス定数の正負に対応して位相差φはπ
又は０の何れかが出力される。さらに、上記テープ保持
部５５ａ，５５ｂ，５５ｃによって、上記微小領域１０
２ａの位置を順次変えて上記位相差φを測定することに
よって、各微小領域１０２ａのポッケルス定数ｒの正負
を上記位相差φの値によって観測することができる。す
なわち、上記ポッケルス定数の正負は、上記微小領域の
分極の向きに対応しているので、上記各微小領域１０２
ａの分極の向きを検出することができ、上記誘電体テー
プ１００に記録されたデジタル信号を読み取ることがで
きる。The photoelectric converter 51 photoelectrically converts the intensity-modulated light beam signal to have a Pockels constant, an amplitude proportional to the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep, and an angular frequency ωp, that is, a frequency fp. The signal is converted into an electric signal including a signal having an amplitude proportional to the square of the Kerr constant and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep and having an angular frequency 2ωp, that is, a frequency fp, and outputs the signal to the phase detector 56. . The phase detector 56 detects a phase of a signal having an amplitude proportional to the Pockels constant r and the amplitude Ep 0 of the AC electric field Ep and having an angular frequency ωp, that is, a frequency fp, of the electric signal based on the reference signal. And output. Here, since n 0 is larger than 1 in Equation 59, when the Pockels constant r is positive, the reflectance change ΔR 1 changes in the opposite phase to the AC electric field Ep, that is, the AC voltage Vp. Therefore, when the Pockels constant r is positive, the frequency f
The phase difference φ between the signal having p and the reference signal becomes π. Similarly, when the Pockels constant r is negative, the frequency fp
And the reference signal has a phase difference φ of 0. That is, the phase difference φ is π corresponding to the positive or negative of the Pockels constant.
Or 0 is output. Further, the tape holding portions 55a, 55b, and 55c allow the minute area 10
By sequentially changing the position of 2a and measuring the phase difference φ, the sign of the Pockels constant r of each minute region 102a can be observed by the value of the phase difference φ. That is, since the positive and negative of the Pockels constant correspond to the direction of polarization of the minute region,
The direction of the polarization a can be detected, and the digital signal recorded on the dielectric tape 100 can be read.
【０１３２】以上の第五の実施例では、反射光である光
ビーム信号を用いて誘電体読取装置を構成したが、本発
明はこれに限らず、第四の実施例と同様に、透過光であ
る光ビーム信号を用いて構成してもよい。In the above-described fifth embodiment, the dielectric reading device is configured by using the light beam signal that is the reflected light. However, the present invention is not limited to this, and the transmitted light can be changed as in the fourth embodiment. Alternatively, the configuration may be made using a light beam signal.
【０１３３】また、上述の第二と第五の実施例の誘電体
記録読取装置に使用される強誘電体材料は、例えば以下
に示す材料が使用される。 （ａ）ＰｂＴｉＯ3−ＰｂＺｒＯ3の固溶体であるＰＺＴ
材料。 （ｂ）ＰｂＴｉＯ3で表されるチタン酸鉛。 （ｃ）ＰｂＺｒＯ3で表されるジルコン酸鉛。 （ｄ）ＢａＴｉＯ3で表されるチタン酸バリウム。 （ｅ）ＬｉＮｂＯ3で表されるニオブ酸リチウム。 （ｆ）鉛（Ｐｂ），ランタン（Ｌａ），ジルコニウム
（Ｚｒ），チタン（Ｔｉ）系の固溶体であるＰＬＺＴ材
料。 （ｇ）ビスマス（Ｂｉ），ナトリウム（Ｎａ），鉛（Ｐ
ｂ），バリウム（Ｂａ）系の固溶体であるＢＮＰＢ材料
などの強誘電体材料。 上記材料は、セラミックス，単結晶又は薄膜形成された
もののいずれの材料も使用可能である。また、ポリフッ
化ビニリデン（ＰＶＤＦ）、フッ化ビニリデンと三フッ
化エチレンの共重合体、フッ化ビニリデンと四フッ化エ
チレンの共重合体、シアノビニリデンと酢酸ビニルの共
重合体などの圧電高分子材料なども使用することができ
る。またさらに、上記材料を複数個組み合わせた材料も
使用できる。As the ferroelectric material used in the dielectric recording and reading devices of the second and fifth embodiments, for example, the following materials are used. (A) PZT which is a solid solution of PbTiO 3 -PbZrO 3
material. (B) Lead titanate represented by PbTiO 3 . (C) Lead zirconate represented by PbZrO 3 . (D) Barium titanate represented by BaTiO 3 . (E) Lithium niobate represented by LiNbO 3 . (F) A PLZT material which is a solid solution of lead (Pb), lanthanum (La), zirconium (Zr), and titanium (Ti). (G) Bismuth (Bi), sodium (Na), lead (P
b) a ferroelectric material such as a BNPB material which is a barium (Ba) -based solid solution; As the above-mentioned material, any material of ceramics, single crystal or a thin film formed can be used. Piezoelectric polymer materials such as polyvinylidene fluoride (PVDF), copolymers of vinylidene fluoride and ethylene trifluoride, copolymers of vinylidene fluoride and ethylene tetrafluoride, and copolymers of cyanovinylidene and vinyl acetate Etc. can also be used. Further, a material obtained by combining a plurality of the above materials can also be used.
【０１３４】また、上述の第二と第五の実施例の誘電体
記録読取装置においては、誘電体テープ１００を用いた
が、本発明はこれに限らず円盤状の誘電体ディスクを用
いてもよい。In the dielectric recording and reading devices of the second and fifth embodiments described above, the dielectric tape 100 is used. However, the present invention is not limited to this, and a disk-shaped dielectric disk may be used. Good.
【０１３５】[0135]
【発明の効果】以上詳述したように本発明に係る非線形
誘電率測定装置によれば、上記第１の電極と第２の電極
間に位置する上記誘電体の微小領域に、所定の周波数を
有する交流信号を印加し、上記２つの電極と上記誘電体
とを含んで構成された共振回路を備えて、上記誘電体の
微小領域に上記交流信号が印加されたときに、上記交流
信号の周波数と上記微小領域の非線形誘電率に対応して
発振周波数が変化する発振信号を発生した後、上記発振
信号を周波数復調して、上記交流信号の周波数と上記誘
電体の微小領域の非線形誘電率に対応した振幅を有する
電気信号を出力し、上記電気信号に基づいて上記誘電体
の微小領域の非線形誘電率を測定する。これによって、
従来は測定できなかった上記誘電体の微小領域の電気的
領域における非線形誘電率を測定することができる。As described above in detail, according to the nonlinear dielectric constant measuring apparatus of the present invention, a predetermined frequency is applied to a minute region of the dielectric located between the first electrode and the second electrode. And a resonance circuit configured to include the two electrodes and the dielectric. When the AC signal is applied to a minute area of the dielectric, the frequency of the AC signal is increased. Then, after generating an oscillation signal whose oscillation frequency changes in accordance with the nonlinear dielectric constant of the minute region, the oscillation signal is frequency-demodulated to obtain the frequency of the AC signal and the nonlinear dielectric constant of the minute region of the dielectric. An electric signal having a corresponding amplitude is output, and a nonlinear dielectric constant of a minute region of the dielectric is measured based on the electric signal. by this,
It is possible to measure a nonlinear dielectric constant in an electric region of a minute region of the dielectric which could not be measured conventionally.
【０１３６】また、上記第１の電極と透明材料からなる
第２の電極間に位置する上記誘電体の微小領域に、所定
の周波数を有する交流信号を印加し、さらに、第２の電
極を介して上記誘電体の微小領域に光ビームを照射し
て、上記微小領域の表面によって反射される上記誘電体
の微小領域の非線形誘電率と上記交流信号の周波数に対
応した強度を有する反射光を電気信号に光電変換して、
上記電気信号に基づいて、上記誘電体の微小領域の非線
形誘電率を測定する。これによって、従来は測定できな
かった上記誘電体の微小領域の光学的領域における非線
形誘電率を測定することができる。Further, an AC signal having a predetermined frequency is applied to a minute region of the dielectric located between the first electrode and the second electrode made of a transparent material. Irradiating the minute area of the dielectric with a light beam, and electrically reflected light having an intensity corresponding to the nonlinear dielectric constant of the minute area of the dielectric reflected by the surface of the minute area and the frequency of the AC signal. Photoelectrically converts it into a signal,
A non-linear dielectric constant of a minute region of the dielectric is measured based on the electric signal. This makes it possible to measure the non-linear dielectric constant in the optical region of the minute region of the dielectric, which could not be measured conventionally.
【０１３７】また、上記交流信号に基づいて上記電気信
号を同期検波して上記電気信号に対応した直流信号を出
力する検波手段を備え、上記直流信号に基づいて上記誘
電体の微小領域の非線形誘電率を測定する。従って、電
気信号を同期検波しているので、上記交流信号に同期し
ない所望されない他の雑音を除去して、同期検波後に得
られる直流信号の信号電力対雑音電力比Ｓ／Ｎを大幅に
改善することができるので、非線形誘電率の測定精度を
高めることができる。[0137] Further, there is provided a detecting means for synchronously detecting the electric signal based on the AC signal and outputting a DC signal corresponding to the electric signal, and a non-linear dielectric in a minute region of the dielectric based on the DC signal. Measure the rate. Therefore, since the electric signal is synchronously detected, other unwanted noise not synchronized with the AC signal is removed, and the signal-to-noise power ratio S / N of the DC signal obtained after the synchronous detection is greatly improved. Therefore, the measurement accuracy of the nonlinear dielectric constant can be improved.
【０１３８】さらに、上記第２の電極が上記誘電体の第
２の面上を走査するように、または、上記光照射手段に
よって照射された光ビームに対して垂直に、上記誘電体
を１次元方向又は２次元方向で移動する移動手段を備え
たので、上記誘電体の微小領域の位置を変えて上記測定
をすることによって、上記各微小領域毎の非線形誘電率
の相対的な変化を測定することができるので、上記誘電
体の非線形誘電率の相対的なミクロの分布を知ることが
できる。Furthermore, the dielectric is one-dimensionally moved so that the second electrode scans on the second surface of the dielectric or perpendicular to the light beam irradiated by the light irradiating means. Since the moving means for moving in the direction or the two-dimensional direction is provided, the relative change in the nonlinear dielectric constant of each of the minute regions is measured by changing the position of the minute region of the dielectric and performing the measurement. Therefore, the relative micro-distribution of the nonlinear dielectric constant of the dielectric can be known.
【図１】 本発明に係る非線形誘電率測定装置の基本回
路の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a basic circuit of a nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the present invention.
【図２】 図１のロックインアンプ２７の詳細な構成を
示すロックインアンプ２７のブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of the lock-in amplifier 27 showing a detailed configuration of the lock-in amplifier 27 of FIG.
【図３】 本発明に係る第一の実施例の非線形誘電率測
定装置の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to a first embodiment of the present invention.
【図４】 本発明に係る第一の実施例の非線形誘電率測
定装置のリエントラント型空胴共振器３０の断面図であ
る。FIG. 4 is a cross-sectional view of a reentrant cavity resonator 30 of the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention.
【図５】 図４のリエントラント型空胴共振器３０を誘
電体試料２の方向から見た平面図である。5 is a plan view of the reentrant cavity resonator 30 of FIG. 4 as viewed from the direction of the dielectric sample 2. FIG.
【図６】 図４のリエントラント型空胴共振器３０が誘
電体試料２に接したときのキャパシタ部１と交流電源９
を含む等価回路の回路図である。FIG. 6 shows a capacitor unit 1 and an AC power supply 9 when the reentrant cavity 30 shown in FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram of an equivalent circuit including the following.
【図７】 図８の測定結果を得るために用いたＺカット
ＬｉＮｂＯ3からなる誘電体試料２の平面図である。FIG. 7 is a plan view of a dielectric sample 2 made of Z-cut LiNbO 3 used to obtain the measurement results of FIG.
【図８】 図７のＺカットＬｉＮｂＯ3からなる誘電体
試料２におけるＸ軸上のＸ０からの距離Ｘにおけるロッ
クインアンプ２７の出力電圧│Ｖａ│と、発振搬送波の
発振周波数ｆ0を示したグラフである。8 shows the output voltage | Va | of the lock-in amplifier 27 and the oscillation frequency f 0 of the oscillation carrier at a distance X from X0 on the X axis in the dielectric sample 2 made of Z-cut LiNbO 3 of FIG. It is a graph.
【図９】 分極の状態が異なる領域を有する誘電体試料
２を図式的に示した断面図と、当該断面図に対応して測
定位置であるそれぞれの領域におけるロックインアンプ
２７の出力電圧Ｖａ2の測定結果を示すグラフである。FIG. 9 is a cross-sectional view schematically showing a dielectric sample 2 having regions with different polarization states, and the output voltage Va 2 of the lock-in amplifier 27 in each of the measurement positions corresponding to the cross-sectional views. 6 is a graph showing the measurement results of FIG.
【図１０】 図１０は、本発明に係る非線形誘電率測定
装置の原理を応用した誘電体記録読取装置の応用回路の
ブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of an application circuit of a dielectric recording / reading apparatus to which the principle of the nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to the present invention is applied.
【図１１】 第二の実施例の誘電体記録読取装置の構成
を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a dielectric recording and reading apparatus according to a second embodiment.
【図１２】 第二の実施例の誘電体記録読取装置の測定
例である誘電体テープ１００のスタート点からの距離に
おけるロックインアンプ２７ａの出力電圧を示すグラフ
である。FIG. 12 is a graph showing an output voltage of a lock-in amplifier 27a at a distance from a start point of a dielectric tape 100, which is a measurement example of the dielectric recording and reading apparatus of the second embodiment.
【図１３】 第三の実施例の非線形誘電率測定装置の構
成を示すブロック図である。FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of a non-linear dielectric constant measuring apparatus according to a third embodiment.
【図１４】 第四の実施例の非線形誘電率測定装置の構
成を示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of a nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to a fourth embodiment.
【図１５】 第五の実施例の誘電体記録読取装置の構成
を示すブロック図である。FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of a dielectric recording and reading apparatus according to a fifth embodiment.
１…キャパシタ部、 ２…誘電体試料、 ２ａ，１０２ａ…微小領域、 ２ｂ，１０２ｂ…領域、 ３，４ａ…透明電極、 ４…電極、 ５…負性抵抗回路、 ６…コイル、 ７，７ａ…機構部、 ９…交流電源、 １０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ…共振回路部、 ２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ…発振器、 ２１…レーザダイオード、 ２５…機構制御部、 ２６…ＦＭ復調回路、 ２７，２７ａ…ロックインアンプ、 ２８…表示制御部、 ２９…ディスプレイ、 ３０…リエントラント型空胴共振器、 ３１…導体ケース、 ３２…中心導体、 ３３…開口部、 ３５，５０ａ…先端部、 ５０…測定電極、 ５１…光電変換器、 ５３ａ，５３ｂ，２７７ａ，２７７ｂ…混合器、 ５５ａ，５５ｂ，５５ｃ，５５ｄ…テープ保持部、 ５７…ハーフミラー、 ５８…レンズ、 ５６…位相検出器、 ６０…反射光測定部、 １００…誘電体テープ、 １０２…誘電体膜、 １０３…透明電極膜、 １０４…金属膜、 ２７１…増幅器、 ２７２…波形整形器、 ２７３，２７４…同相分配器、 ２７５…９０度移相器、 ２７８ａ，２７８ｂ…低域通過フィルタ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Capacitor part, 2 ... Dielectric sample, 2a, 102a ... Micro area, 2b, 102b ... Area, 3, 4a ... Transparent electrode, 4 ... Electrode, 5 ... Negative resistance circuit, 6 ... Coil, 7, 7a ... 9: AC power supply, 10, 10a, 10b, 10c: Resonance circuit unit, 20, 20a, 20b, 20c: Oscillator, 21: Laser diode, 25: Mechanism control unit, 26: FM demodulation circuit, 27, 27a ... lock-in amplifier, 28 ... display control unit, 29 ... display, 30 ... reentrant cavity resonator, 31 ... conductor case, 32 ... center conductor, 33 ... opening, 35, 50a ... tip, 50 ... measuring electrode 51, a photoelectric converter, 53a, 53b, 277a, 277b, a mixer, 55a, 55b, 55c, 55d, a tape holder, 57, a half mirror, 58, a lens, 56: phase detector, 60: reflected light measurement unit, 100: dielectric tape, 102: dielectric film, 103: transparent electrode film, 104: metal film, 271: amplifier, 272: waveform shaper, 273, 274 ... In-phase distributor, 275 ... 90 degree phase shifter, 278a, 278b ... Low pass filter.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 27/26 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) G01R 27/26
Claims (6)
有する誘電体の一部分である微小領域における非線形誘
電率を測定する非線形誘電率測定装置であって、 上記誘電体の第１の面に形成された第１の電極と、 上記誘電体の第２の面に接触するように設けられた先端
部を有する第２の電極と、 上記第１の電極と上記第２の電極に接続され、上記誘電
体の微小領域に所定の周波数を有する交流信号を印加す
る電圧印加手段と、 上記第１の電極と上記第２の電極との間に挟設された誘
電体の微小領域のキャパシタと、インダクタとを含んで
構成されたＬＣ共振回路を備えて、上記誘電体の微小領
域に上記交流信号が印加されたときに、上記交流信号の
周波数と上記微小領域の非線形誘電率に対応して発振周
波数が変化する発振信号を発生する発振手段と、 上記発振信号を周波数復調して、上記交流信号の周波数
と上記微小領域の非線形誘電率に対応した振幅を有する
信号を電気信号として出力する復調手段とを備え、 上記電気信号に基づいて上記誘電体の微小領域の非線形
誘電率を測定することを特徴とする非線形誘電率測定装
置。1. A non-linear dielectric constant measuring apparatus for measuring a non-linear dielectric constant in a minute region which is a part of a dielectric having a first surface and a second surface opposed to each other, comprising: A first electrode formed on the surface of the first electrode, a second electrode having a tip portion provided to be in contact with the second surface of the dielectric, and the first electrode and the second electrode. A voltage applying means connected to the terminal for applying an alternating current signal having a predetermined frequency to the minute area of the dielectric; and a voltage applying means for sandwiching the minute area of the dielectric sandwiched between the first electrode and the second electrode. An LC resonance circuit including a capacitor and an inductor is provided. When the AC signal is applied to a minute region of the dielectric, the LC signal corresponds to the frequency of the AC signal and the nonlinear dielectric constant of the minute region. To generate an oscillation signal whose oscillation frequency changes And a demodulating unit that frequency-demodulates the oscillation signal and outputs a signal having an amplitude corresponding to the frequency of the AC signal and the nonlinear dielectric constant of the minute region as an electric signal, based on the electric signal. A non-linear dielectric constant measuring device for measuring a non-linear dielectric constant of a minute region of the dielectric material.
有する誘電体の一部分である微小領域における非線形誘
電率を測定する非線形誘電率測定装置であって、 上記誘電体の第１の面に形成された第１の電極と、 上記誘電体の第２の面に形成された透明材料にてなる第
２の電極と、 上記第１の電極と上記第２の電極に接続され、上記誘電
体の微小領域に所定の周波数を有する交流信号を印加す
る電圧印加手段と、 上記第２の電極を介して上記誘電体の微小領域に光ビー
ムを照射する光照射手段と、 上記光ビームが照射されたときに、上記誘電体の微小領
域から反射される反射光を光電変換して電気信号を出力
する光電変換手段とを備え、 上記電気信号に基づいて上記誘電体の微小領域の非線形
誘電率を測定することを特徴とする非線形誘電率測定装
置。2. A non-linear dielectric constant measuring apparatus for measuring a non-linear dielectric constant in a minute region which is a part of a dielectric having a first surface and a second surface opposed to each other, wherein: A first electrode formed on a surface of the dielectric, a second electrode formed of a transparent material formed on a second surface of the dielectric, connected to the first electrode and the second electrode, Voltage applying means for applying an AC signal having a predetermined frequency to the minute area of the dielectric, light irradiating means for applying a light beam to the minute area of the dielectric via the second electrode, and the light beam And a photoelectric conversion unit that photoelectrically converts reflected light reflected from the minute area of the dielectric when the light is irradiated, and outputs an electric signal. Based on the electric signal, a non-linear area of the minute area of the dielectric is provided. Nonlinear dielectric characterized by measuring permittivity Rate measuring device.
記電気信号の振幅に対応した直流信号を出力する検波手
段とを備え、 上記直流信号に基づいて上記誘電体の微小領域の非線形
誘電率を測定することを特徴とする請求項１又は２記載
の非線形誘電率測定装置。3. The non-linear dielectric constant measuring device further comprises: a detecting means for synchronously detecting the electric signal based on the AC signal and outputting a DC signal corresponding to the amplitude of the electric signal. 3. The nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to claim 1, wherein the nonlinear dielectric constant of the minute region of the dielectric is measured based on the following equation.
記円筒形状の一方の底面が短絡されて終端されかつ他方
の底面に開口部を有する導体ケースと、 上記導体ケースの一方の底面の中心に連結され、かつ上
記連結部分から上記導体ケースの軸中心に沿って上記先
端部が上記開口部まで延在するように上記導体ケース内
に設けられた円柱形状の上記第２の電極とを備え、 上記導体ケースの他方の底面が上記誘電体の上面に接触
してなるリエントラント空胴共振器であることを特徴と
する請求項１記載の非線形誘電率測定装置。4. The conductor circuit according to claim 1, wherein the resonance circuit has a cylindrical shape having two bottom surfaces facing each other, and one bottom surface of the cylindrical shape is short-circuited and terminated, and an opening is formed in the other bottom surface. And connected to the center of one bottom surface of the conductor case, and provided in the conductor case such that the tip extends from the connection portion along the axial center of the conductor case to the opening. 2. The nonlinear dielectric constant according to claim 1, further comprising a second electrode having a columnar shape, wherein the other bottom surface of the conductor case is a reentrant cavity resonator in contact with an upper surface of the dielectric. 3. measuring device.
うに、上記誘電体を１次元方向又は２次元方向で移動す
る移動手段を備えたことを特徴とする請求項１、３又は
４記載の非線形誘電率測定装置。5. The non-linear dielectric constant measuring apparatus according to claim 1, further comprising: moving the dielectric in a one-dimensional direction or a two-dimensional direction such that the second electrode scans on a second surface of the dielectric. 5. The non-linear dielectric constant measuring apparatus according to claim 1, further comprising means.
直に、上記誘電体を１次元方向又は２次元方向で移動す
る移動手段を備えたことを特徴とする請求項２又は３記
載の非線形誘電率測定装置。6. The non-linear dielectric constant measuring device further includes a moving means for moving the dielectric in a one-dimensional direction or a two-dimensional direction perpendicular to the light beam irradiated by the light irradiating means. The nonlinear dielectric constant measuring apparatus according to claim 2 or 3, wherein:
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